JPWO2017077852A1 - 分波装置及びその設計方法 - Google Patents

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Abstract

本発明に係る分波装置は、互いに周波数帯域が異なる３以上の複数の通信帯域の送信信号を増幅する増幅器（１０）と、増幅器（１０）の出力端子に共通に設けられ、かつ、複数の通信帯域のうち各々が対応する通信帯域の信号を伝搬する複数の信号経路（７０）と、複数の信号経路（７０）に設けられ、各々が対応する通信帯域の送信信号と受信信号とを分離する複数の送受信フィルタ（５０）とを備え、複数の受信信号の周波数帯域における増幅器（１０）の利得の各々が、複数の送信信号の周波数帯域における増幅器（１０）の利得の各々よりも小さい。

Description

本発明は、分波装置及びその設計方法に関し、特に３以上のマルチバンド化に対応できる分波装置及びその設計方法に関する。
従来、送信周波数帯域と受信周波数帯域とが互いに異なる無線通信機の送信機において、増幅器を備える分波装置を組み込む構成が知られている（例えば、特許文献１参照）。この送信機（分波装置）では、増幅器の前段にインピーダンス整合・位相調整回路を設けることにより、増幅器に入力される送信信号の位相を予め定められた位相範囲内の位相に調整する。これにより、この送信機によれば受信周波数帯域のノイズ成分を抑制することができる。
特開２００７−１８１０２１号公報
近年の通信機に用いられる分波装置には、複数の通信帯域（バンド帯）への対応、いわゆるマルチバンド化が要求されている。
しかしながら、共通の増幅器を用いて上記従来の分波装置をマルチバンド化した構成では、受信感度が劣化する通信帯域の信号経路が生じる場合がある。
このような問題を解消するため、例えば、各通信帯域の信号経路に上記のインピーダンス整合・位相調整回路をそれぞれ設ける構成が考えられる。しかし、この構成であっても、さらなるマルチバンド化にともなって通信帯域の信号経路の数が増えた場合、送信信号の位相を適切な位相範囲内に調整することが難しくなる。そのため、この構成であっても、送受信端子間のアイソレーションが劣化し、受信周波数帯域のノイズ成分を抑制することが難しく、受信感度が劣化する通信帯域が生じ得る。
本発明は、上記問題を解決するためになされたものであって、マルチバンド化を図りつつ、送受信端子間のアイソレーションの劣化を抑制し、受信感度が劣化する通信帯域を生じにくくすることができる分波装置及びその設計方法を提供することを目的とする。
上記目的を達成するために、本発明の一態様に係る分波装置は、互いに周波数帯域が異なる３以上の複数の通信帯域の送信信号を増幅する増幅器と、前記増幅器の出力端子に共通に設けられ、かつ、前記複数の通信帯域のうち各々が対応する通信帯域の信号を伝搬する複数の信号経路と、前記複数の信号経路に設けられ、各々が対応する通信帯域の送信信号と受信信号とを分離する複数の送受信フィルタとを備え、複数の前記受信信号の周波数帯域における前記増幅器の利得の各々が、複数の前記送信信号の周波数帯域における前記増幅器の利得の各々よりも小さい。
これによれば、増幅器で増幅された信号は、複数の受信信号の周波数帯域のいずれについても、複数の送信信号の周波数帯域のいずれよりも小さくなる。このため、送受信フィルタを介して受信側へ漏れる受信信号の周波数帯域の信号を抑制することができる。つまり、マルチバンド化を図りつつ、送受信端子間のアイソレーションの劣化を抑制し、受信感度が劣化する通信帯域を生じにくくすることができる。
また、上記目的を達成するために、本発明の他の一態様に係る分波装置は、互いに周波数帯域が異なる３以上の複数の通信帯域の送信信号を増幅する増幅器と、前記増幅器の出力端子に共通に設けられ、かつ、前記複数の通信帯域のうち各々が対応する通信帯域の信号を伝搬する複数の信号経路と、前記複数の信号経路に設けられ、各々が対応する通信帯域の送信信号と受信信号とを分離する複数の送受信フィルタとを備え、前記増幅器の出力インピーダンスで正規化した第一のスミスチャートにおいて、前記出力端子から前記複数の送受信フィルタ側を見た場合の複数の前記受信信号の周波数帯域における全ての第一の負荷インピーダンスは、前記増幅器の利得の最大点から位相が４５度以上異なる領域に位置することにしてもよい。
このように、第一のスミスチャートにおいて、第一の負荷インピーダンスが増幅器の利得の最大点から位相が４５度以上異なる領域に位置することにより、複数の受信信号の周波数帯域における増幅器の利得のいずれについても、複数の送信信号の周波数帯域における増幅器の利得のいずれよりも小さくすることができる。よって、上述と同様の効果が奏される。つまり、マルチバンド化を図りつつ、送受信端子間のアイソレーションの劣化を抑制し、受信感度が劣化する通信帯域を生じにくくすることができる。
また、前記第一のスミスチャートにおいて、前記第一の負荷インピーダンスは前記最大点から位相が９０度以上異なる領域に位置することにしてもよい。
このように、第一のスミスチャートにおいて、第一の負荷インピーダンスが増幅器の利得の最大点から位相が９０度以上異なる領域に位置することにより、受信信号の周波数帯域内での増幅器の利得を抑制しつつ、かつ、当該利得の均一化が図られる。このため、同一の通信帯域内における受信感度の変動を抑制することができる。
また、さらに、複数の前記受信信号の周波数帯域における前記増幅器の利得は、複数の前記送信信号の周波数帯域における前記増幅器の利得よりも小さいことにしてもよい。
これにより、受信感度が劣化する通信帯域を一層生じにくくすることができる。
また、さらに、前記出力端子と前記複数の信号経路の共通ノードとの間に設けられた共通整合回路と、前記共通ノードと前記複数の送受信フィルタとの間の前記複数の信号経路に設けられた複数の個別整合回路とを備えることにしてもよい。
このように複数の信号経路に個別に設けられた複数の個別整合回路によって、共通整合回路の出力端から個別整合回路側を見た受信信号の周波数帯域での負荷インピーダンスを高精度に調整することができる。このため、共通整合回路によってインピーダンス整合を図りやすい位相に負荷インピーダンスを調整することができる。
また、前記複数の信号経路のインピーダンスで正規化した第二のスミスチャートにおいて、前記共通ノードから前記複数の送受信フィルタ側を見た場合の複数の前記受信信号の周波数帯域における第二の負荷インピーダンスは、位相が略一致することにしてもよい。
これにより、共通整合回路の出力端から個別整合回路側を見た受信信号の周波数帯域（受信信号帯域）での負荷インピーダンスの位相が略一致する。このため、増幅器の出力端子において、当該周波数帯域のインピーダンスを複数の通信帯域について同一条件で整合を図ることができる。つまり、同一の整合回路によって、複数の通信帯域についてインピーダンス整合を図ることができる。このため、共通整合回路によって、複数の通信帯域における受信信号の周波数帯域を含む広帯域でのインピーダンス整合を図ることができる。
また、前記複数の個別整合回路の各々は、前記第二のスミスチャートにおいて、当該個別整合回路を設けることによる前記第二の負荷インピーダンスの位相回転量が小さくなるように構成されていることにしてもよい。
このように位相回転量が小さくなるように個別整合回路を構成することにより、良好なインピーダンス整合が容易に図られるとともに、個別整合回路の小型化が図られる。
また、前記複数の個別整合回路のうち１以上の個別整合回路の各々は、前記第二のスミスチャートにおいて前記第二の負荷インピーダンスの前記位相回転量が小さくなるようなハイパスフィルタ型及びローパスフィルタ型の整合回路のうちのいずれかで構成されていることにしてもよい。
また、前記複数の個別整合回路のうち１以上の個別整合回路の各々は、配線またはインダクタにより構成されていることにしてもよい。
これによれば、回路構成の簡素化及び小型化が図られる。
また、前記共通整合回路及び前記複数の個別整合回路の各々は、インダクタ及びコンデンサから構成される１段以上のＬＣフィルタを有し、前記複数の個別整合回路の各々は、前記共通整合回路よりも段数の多いＬＣフィルタを有することにしてもよい。
このように共通整合回路よりもＬＣフィルタの段数が多い複数の個別整合回路を設けることにより、共通整合回路の出力端から個別整合回路側を見た受信信号の周波数帯域（受信信号帯域）での負荷インピーダンスを高精度に調整しつつ、共通整合回路の簡素化及び小型化が図られる。
また、前記複数の個別整合回路のうち１以上の個別整合回路の各々は、対応する送受信フィルタに内蔵されていることにしてもよい。
これによれば、分波装置の簡素化及び小型化が図られる。
また、さらに、前記共通整合回路と前記複数の個別整合回路との間に設けられ、前記複数の信号経路の各々を前記共通ノードと選択的に接続または開放状態にするスイッチを備えることにしてもよい。
また、前記スイッチは、前記複数の信号経路のうち２以上の信号経路を前記共通ノードと接続することにしてもよい。
これによれば、異なる通信帯域を同時に使用する、いわゆるキャリアアグリゲーション（ＣＡ）方式に適用することができる。
また、本発明の一態様に係る分波装置の設計方法は、次のような分波装置の設計方法である。つまり、分波装置は、互いに周波数帯域が異なる３以上の複数の通信帯域の送信信号を増幅する増幅器と、前記増幅器の出力端子に共通に設けられ、かつ、前記複数の通信帯域のうち各々が対応する通信帯域の信号を伝搬する複数の信号経路と、前記複数の信号経路に設けられ、各々が対応する通信帯域の送信信号と受信信号とを分離する複数の送受信フィルタと、前記出力端子と前記複数の信号経路の共通ノードとの間に設けられた共通整合回路と、前記共通ノードと前記複数の送受信フィルタとの間の前記複数の信号経路に設けられた複数の個別整合回路とを備える。また、分波装置の設計方法は、前記複数の信号経路のインピーダンスで正規化したスミスチャートにおいて、前記共通ノードから前記複数の送受信フィルタ側を見た場合の複数の前記受信信号の周波数帯域における負荷インピーダンスについての位相が略一致するように、前記複数の個別整合回路の素子値を調整する第一の調整ステップと、前記第一の調整ステップの後、前記増幅器の出力インピーダンスで正規化したスミスチャートにおいて、前記出力端子から前記複数の送受信フィルタ側を見た場合の複数の前記受信信号の周波数帯域における負荷インピーダンスが前記増幅器の利得の最大点から位相が４５度以上異なる領域に位置するように、前記共通整合回路の素子値を調整する第二の調整ステップとを含む。
本発明に係る分波装置等によれば、マルチバンド化を図りつつ、送受信端子間のアイソレーションの劣化を抑制し、受信感度が劣化する通信帯域を生じにくくすることができる。
図１は、実施の形態に係るＰＡモジュールの回路構成図である。 図２Ａは、実施の形態において、増幅器の出力端子端面における送信信号帯域での負荷インピーダンス及び等利得円を示すスミスチャートである。 図２Ｂは、実施の形態において、スイッチの選択端子端面における送信信号帯域での負荷インピーダンスを示すスミスチャートである。 図３Ａは、実施の形態において、増幅器の出力端子端面における受信信号帯域での負荷インピーダンス及び等利得円を示すスミスチャートである。 図３Ｂは、実施の形態において、スイッチの選択端子端面における受信信号帯域での負荷インピーダンスを示すスミスチャートである。 図４は、実施の形態の比較例に係るＰＡモジュールの回路構成図である。 図５Ａは、実施の形態の比較例において、増幅器の出力端子端面における送信信号帯域での負荷インピーダンス及び等利得円を示すスミスチャートである。 図５Ｂは、実施の形態の比較例において、スイッチの選択端子端面における送信信号帯域での負荷インピーダンスを示すスミスチャートである。 図６Ａは、実施の形態の比較例において、増幅器の出力端子端面における受信信号帯域での負荷インピーダンス及び等利得円を示すスミスチャートである。 図６Ｂは、実施の形態の比較例において、スイッチの選択端子端面における受信信号帯域での負荷インピーダンスを示すスミスチャートである。 図７は、実施の形態及び比較例におけるＢａｎｄ２０でのアイソレーション特性を示すグラフである。 図８は、変形例１に係るＰＡモジュールの回路構成図である。 図９は、変形例２に係るＰＡモジュールの回路構成図である。 図１０は、変形例３に係るＰＡモジュールの回路構成図である。 図１１は、変形例４に係るＰＡモジュールの回路構成図である。 図１２は、変形例５に係るＰＡモジュールの回路構成図である。 図１３は、分波装置の設計方法を示すフローチャートである。
以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、材料、構成要素、構成要素の配置および接続形態、設計方法、および設計方法の順序などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。以下の実施の形態における構成要素のうち、独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。また、以下の実施の形態において、「接続される」とは、直接接続される場合だけでなく、他の素子等を介して電気的に接続される場合も含まれる。
なお、各図は、模式図であり、必ずしも厳密に図示されたものではない。また、各図において、実質的に同一の構成に対しては同一の符号を付しており、重複する説明は省略又は簡略化する場合がある。
また、以下の実施の形態及び変形例では、互いに周波数帯域が異なる３以上の複数の通信帯域の送信信号を増幅する増幅器を備える分波装置として、ＰＡ（Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）モジュールを例に説明する。
（実施の形態）
［１． 構成］
本実施の形態に係るＰＡモジュールは、ＲＦＩＣ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）等から入力された送信信号を増幅してアンテナ等に出力するモジュールである。具体的には、当該ＰＡモジュールは、３以上の複数の通信帯域の送信信号を増幅可能なモジュールであって、例えば、ＬＴＥ（Ｌｏｎｇ Ｔｅｒｍ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）等の通信規格に準拠した携帯電話等の小型の無線通信機器に搭載される。
図１は、本実施の形態に係るＰＡモジュール１の回路構成図である。なお、同図では、送信入力端子Ｐｔｘ、アンテナ端子Ｐａｎｔ．、及び、受信出力端子Ｐｒｘ１〜Ｐｒｘ４に入力または出力される信号を破線で囲んで示している。
同図に示すＰＡモジュール１は、送受信する通信帯域（Ｂａｎｄ）を切り替え可能なマルチバンド対応のＰＡモジュールである。
同図に示すように、ＰＡモジュール１は、送信入力端子Ｐｔｘに入力された３以上の通信帯域の送信信号を増幅してアンテナ端子Ｐａｎｔ．から出力する。さらに、ＰＡモジュール１は、アンテナ端子Ｐａｎｔ．に入力された当該３以上の通信帯域の受信信号を受信出力端子Ｐｒｘ１〜Ｐｒｘ４から出力する。
本実施の形態では、ＰＡモジュール１は、例えば、Ｂａｎｄ２６（送信信号の帯域：８１４−８４９ＭＨｚ、受信信号の帯域：８５９−８９４ＭＨｚ）、Ｂａｎｄ８（送信信号の帯域：８８０−９１５ＭＨｚ、受信信号の帯域：９２５−９６０ＭＨｚ）、Ｂａｎｄ２０（送信信号の帯域：８３２−８６２ＭＨｚ、受信信号の帯域：７９１−８２１ＭＨｚ）、及び、Ｂａｎｄ１２（送信信号の帯域：６９９−７１６ＭＨｚ、受信信号の帯域：７２９−７４６ＭＨｚ）の４つの通信帯域に対応する。
つまり、送信入力端子Ｐｔｘは、当該４つの通信帯域の送信信号が入力される。図１では、送信入力端子Ｐｔｘに入力される信号（送信信号）を矩形状に破線で囲んで示し、例えば、Ｂａｎｄ２６の送信信号については「Ｂ２６Ｔｘ」と表記している。
また、アンテナ端子Ｐａｎｔ．からは、当該４つの通信帯域の送信信号が出力され、かつ、当該４つの通信帯域の受信信号が入力される。図１では、アンテナ端子Ｐａｎｔ．から出力される信号または入力される信号（送信信号または受信信号、つまり送受信信号）を矩形状及び角丸の矩形状の二重破線で囲んで示し、例えば、Ｂａｎｄ２６の送受信信号については「Ｂ２６ＴＲｘ」と表記している。
また、受信出力端子Ｐｒｘ１〜Ｐｒｘ４からは、当該４つの通信帯域の受信信号が出力される。図１では、受信出力端子Ｐｒｘ１〜Ｐｒｘ４の各々から出力される信号（受信信号）を角丸の矩形状の破線で囲んで示し、例えば、Ｂａｎｄ２６の受信信号については「Ｂ２６Ｒｘ」と表記している。
なお、送信信号、受信信号及び送受信信号の表記について、Ｂａｎｄ２６を例に説明したが、これ以外の通信帯域の上記信号の表記についても、当該通信帯域に対応する数字を用いて同様に表記している。また、以降に示す他の図についても同様に表記している。また、以降に示す他の図では、送信信号及び受信信号の周波数帯域として、上記信号の表記を用いている場合がある。
以下、ＰＡモジュール１の具体的な構成について説明する。
図１に示すように、本実施の形態では、ＰＡモジュール１は、増幅器１０と、共通整合回路２０と、スイッチ３０と、複数の個別整合回路４０を有する個別整合回路群４０Ｇと、複数の送受信フィルタ５０と、スイッチ６０と、複数の信号経路７０とを備える。
増幅器１０は、互いに周波数帯域が異なる３以上の複数の通信帯域の送信信号を増幅する、例えばマルチバンド対応のＰＡＩＣである。本実施の形態では、増幅器１０は、４つの通信帯域（ここではＢａｎｄ２６、Ｂａｎｄ４、Ｂａｎｄ２０、Ｂａｎｄ１２）の送信信号を増幅する。
増幅器１０は、ＳｉやＧａＡｓ等の半導体基板を用いて作製された、広帯域増幅回路等の電力増幅回路を備える。電力増幅回路は、例えば、多段接続されたＦＥＴ（Field Effect Transistor）やＨＢＴ（Heterojunction Bipolar Transistor）等の増幅素子を有し、半導体基板に形成される。なお、電力増幅回路は、複数の増幅素子の段間や入力端部あるいは出力端部に配置された整合回路を有してかまわない。
共通整合回路２０は、増幅器１０の出力端子と複数の信号経路７０（本実施の形態では４つの信号経路７１〜７４）の共通ノードとの間に設けられた整合回路である。ここで、共通ノードとは、複数の信号経路７０が束ねられたノードであり、本実施の形態ではスイッチ３０の共通端子である。
共通整合回路２０は、増幅器１０の出力インピーダンスと当該共通ノードとのインピーダンス整合（マッチング）を図る回路である。ここで、共通整合回路２０は、所定の条件を満たすように構成（設計）されているが、この条件については後述するため、以下では共通整合回路２０の具体的な構成の一例について説明する。なお、以下で説明する共通整合回路２０の構成は一例であり、後述する所定の条件を満たせば、どのような構成であってもかまわない。
一般的に整合回路は直列リアクタンス素子と並列リアクタンス素子とを有する。本実施の形態の共通整合回路２０は、当該直列リアクタンス素子として、増幅器１０側から順にインダクタＬ１及びコンデンサＣ２を有し、当該並列リアクタンス素子として、インダクタＬ１とコンデンサＣ２との接続ノードをグランドにシャントするコンデンサＣ１を有する、Ｔ型回路で構成されている。
スイッチ３０は、共通整合回路２０と複数の個別整合回路４０（本実施の形態では４つの個別整合回路４１〜４４）との間に設けられ、複数の信号経路７０の各々を共通ノードと選択的に接続または開放状態にする、分波器である。つまり、スイッチ３０は、共通整合回路２０の出力端子と個別整合回路群４０Ｇとの接続を切り替える。
スイッチ３０は、例えば、１つの共通端子と４つの選択端子とを有し、１つの共通端子は、共通整合回路２０の出力端子に接続され、４つの選択端子は、それぞれ、個別整合回路４１〜４４の一方の端子に接続されている。スイッチ３０は、例えば、ＲＦＩＣの制御信号に応じて、４つの選択端子のうちのいずれか１つを共通端子と接続させる。
このスイッチ６０は、スイッチ６０と共に、ＰＡモジュール１の通信帯域を切り替える帯域切り替えスイッチとして機能する。
個別整合回路４０は、共通ノードと複数の送受信フィルタ５０との間の複数の信号経路７０に設けられた整合回路である。本実施の形態では、４つの個別整合回路４０（個別整合回路４１〜４４）が、４つの信号経路７０（信号経路７１〜７４）に設けられている。
ここで、複数の個別整合回路４０の各々は、所定の条件を満たすように構成（設計）されている。この所定の条件については後述するため、以下では個別整合回路４０の具体的な構成の一例について説明する。なお、以下で説明する個別整合回路４０の構成は一例であり、後述する所定の条件を満たせば、どのような構成であってもかまわない。
複数の個別整合回路４０は、それぞれ、ＰＡモジュール１に入力される送信信号の各通信帯域に対応する。
具体的には、個別整合回路４１は、Ｂａｎｄ２６に対応して信号経路７１に設けられた整合回路であり、スイッチ３０と送受信フィルタ５１とのインピーダンス整合を図る回路である。本実施の形態では、個別整合回路４１は、スイッチ３０側から順に、直列リアクタンス素子であるインダクタＬ１１と、並列リアクタンス素子であるＣ１１と、直列リアクタンス素子であるＬ１２と、並列リアクタンス素子であるＣ１２とを有する。つまり、個別整合回路４１は、２段のＬＣフィルタで構成されたＬＰＦ型（ローパスフィルタ型）の整合回路である。
個別整合回路４２は、Ｂａｎｄ８に対応して信号経路７２に設けられた整合回路であり、スイッチ３０と送受信フィルタ５２とのインピーダンス整合を図る回路である。本実施の形態では、個別整合回路４２は、個別整合回路４１と同様に、２段のＬＣフィルタで構成されたＬＰＦ型（ローパスフィルタ型）の整合回路であり、インダクタＬ２１、Ｌ２２とコンデンサＣ２１、Ｃ２２とを有する。
個別整合回路４３は、Ｂａｎｄ２０に対応して信号経路７３に設けられた整合回路であり、スイッチ３０と送受信フィルタ５３とのインピーダンス整合を図る回路である。本実施の形態では、個別整合回路４３は、スイッチ３０側から順に、並列リアクタンス素子であるインダクタＬ３１と、直列リアクタンス素子であるコンデンサＣ３１と、並列リアクタンス素子であるインダクタＬ３２とを有する。つまり、個別整合回路４３は、π型のＬＣフィルタで構成されたＨＰＦ型（ハイパスフィルタ型）の整合回路である。
個別整合回路４４は、Ｂａｎｄ１２に対応して信号経路７４に設けられた整合回路であり、スイッチ３０と送受信フィルタ５４とのインピーダンス整合を図る回路である。本実施の形態では、個別整合回路４４は、個別整合回路４１と同様に、２段のＬＣフィルタで構成されたＬＰＦ型（ローパスフィルタ型）の整合回路であり、インダクタＬ４１、Ｌ４２とコンデンサＣ４１、Ｃ４２とを有する。
なお、このように構成される個別整合回路４０の段数は特に限定されず、例えば、個別整合回路４１、４２、４４の各々は、１段のＬＣフィルタで構成されていてもかまわないし、３段以上のＬＣフィルタで構成されていてもかまわない。また、例えば、個別整合回路４３はπ型の構成に限らず、Ｔ型の構成であってもかまわないし、Ｌ型の構成であってもかまわない。また、各個別整合回路４０を構成するＬＣフィルタの段数は同じであってもかまわないし、異なっていてもかまわない。
複数の送受信フィルタ５０は、複数の信号経路７０に設けられ、各々が対応する通信帯域の送信信号と受信信号とを分離する、ＳＡＷフィルタ等によって構成される例えばデュプレクサである。具体的には、各送受信フィルタ５０は、個別整合回路４０に接続される送信端子と、スイッチ６０を介してアンテナ端子Ｐａｎｔ．に接続される共通端子と、対応する通信帯域の受信出力端子Ｐｒｘ１〜Ｐｒｘ４に接続される受信端子とを有する。本実施の形態では、４つの送受信フィルタ５０（送受信フィルタ５１〜５４）が、４つの信号経路７０（信号経路７１〜７４）に設けられている。
送受信フィルタ５１は、Ｂａｎｄ２６に対応して信号経路７１に設けられ、Ｂａｎｄ２６の送信信号と受信信号とを分離する。具体的には、送受信フィルタ５１は、個別整合回路４１から送信端子に入力された送信信号を、Ｂａｎｄ２６の送信信号の帯域でフィルタリングして共通端子から出力する。また、送受信フィルタ５１は、アンテナ端子Ｐａｎｔ．からスイッチ６０を介して共通端子に入力された受信信号を、Ｂａｎｄ２６の受信信号の帯域でフィルタリングして受信出力端子Ｐｒｘ１に出力する。
なお、送受信フィルタ５２〜５４の各々については、当該送受信フィルタ５２〜５４が設けられる信号経路７０ならびに分離する送信信号及び受信信号の通信帯域が異なる点を除いて、送受信フィルタ５１とほぼ同様であるため、詳細な説明については省略する。
スイッチ６０は、複数の送受信フィルタ５０とアンテナ端子Ｐａｎｔ．との間に設けられ、複数の信号経路７０の各々をアンテナ端子Ｐａｎｔ．と選択的に接続または開放状態にする。スイッチ６０は、本実施の形態では、４つの選択端子と１つの共通端子とを有し、４つの選択端子は、それぞれ、４つの送受信フィルタ５１〜５４の送信端子に接続されている。スイッチ６０は、例えば、ＲＦＩＣの制御信号に応じて、４つの選択端子のうちのいずれか１つを共通端子と接続させる。
複数の信号経路７０は、増幅器１０の出力端子に共通に設けられ、かつ、複数の通信帯域のうち各々が対応する通信帯域の信号を伝搬する、マイクロストリップライン等の伝送路（配線）である。本実施の形態では、複数の信号経路７０は、スイッチ３０によって増幅器１０の出力端子に接続可能に設けられている。
以上のようなＰＡモジュール１は、例えば、次のような複合モジュールとして構成される。
具体的には、複合モジュールは、低温焼結セラミック基板（ＬＴＣＣ基板：Low Temperature Co-fired Ceramics基板）またはガラスエポキシ基板を積層して形成した樹脂多層基板等の回路基板を有する。このような回路基板上に、ＩＣまたはチップ部品等として、増幅器１０、共通整合回路２０、スイッチ３０、個別整合回路群４０Ｇ及びスイッチ６０等が実装される。また、これらのＩＣまたはチップ部品等は、エポキシ樹脂等の封止樹脂によって封止される。なお、回路基板上または封止樹脂上に、ＳＡＷフィルタ等で構成される送受信フィルタ５０が実装されてもかまわない。
［２． 特性］
次に、このように構成されたＰＡモジュール１の特性について、説明する。
まず、送信信号の帯域におけるＰＡモジュール１の特性について、図２Ａ及び図２Ｂを用いて説明する。
図２Ａは、本実施の形態に係るＰＡモジュール１において、増幅器１０の出力端子端面における送信信号帯域での負荷インピーダンス及び等利得円を示すスミスチャートである。
ここで、送信信号帯域とは、各通信帯域（バンド）の送信信号の帯域を指し、例えば、Ｂａｎｄ２６の送信信号帯域は８１４−８４９ＭＨｚである。また、等利得円は、送信信号帯域において増幅器１０の利得が一定となる点をプロットした線である。同図では、最大利得点（図中のMax Gain）３８．４ｄＢから１ｄＢ間隔で等利得円が示されている。
また、同図に示すスミスチャートは、増幅器１０の出力インピーダンス（本実施の形態では３Ω）で正規化した第一のスミスチャートである。また、同図に示す負荷インピーダンスは、増幅器１０の出力端子から複数の送受信フィルタ５０側を見た場合の第一の負荷インピーダンス（図１中の負荷インピーダンスＺ（ＰＡｏｕｔ））である。同図には、複数の送信信号の周波数帯域（つまり、複数の通信帯域の送信信号）における上記の負荷インピーダンスが示されている。
同図に示すように、いずれの通信帯域においても、送信信号帯域での負荷インピーダンスＺ（ＰＡｏｕｔ）が第一のスミスチャートの中心部に位置している。
また、同図に示す等利得円と各通信帯域の負荷インピーダンスＺ（ＰＡｏｕｔ）との関係から、増幅器１０はいずれの通信帯域の送信信号についても、同等の利得で増幅することが分かる。
図２Ｂは、本実施の形態に係るＰＡモジュール１において、スイッチ３０の選択端子端面における送信信号帯域での負荷インピーダンスを示すスミスチャートである。
具体的には、同図に示すスミスチャートは、複数の信号経路７０の特性インピーダンス（本実施の形態では５０Ω）で正規化した第二のスミスチャートである。また、同図に示す負荷インピーダンスは、スイッチ３０の選択端子端面から複数の送受信フィルタ５０側を見た場合の第二の負荷インピーダンス（図１中の負荷インピーダンスＺ（ＳＷ））である。同図には、複数の送信信号の周波数帯域（つまり、複数の通信帯域の送信信号）における上記の負荷インピーダンスが示されている。
同図に示すように、いずれの通信帯域においても、送信信号帯域での負荷インピーダンスＺ（ＳＷ）が第二のスミスチャートの中心部に位置している。
次に、受信信号の帯域におけるＰＡモジュール１の特性について、図３Ａ及び図３Ｂを用いて説明する。
図３Ａは、本実施の形態に係るＰＡモジュール１において、増幅器１０の出力端子端面における受信信号帯域での負荷インピーダンス及び等利得円を示すスミスチャートである。
ここで、受信信号帯域とは、各通信帯域（バンド）の受信信号の帯域を指し、例えば、Ｂａｎｄ２６の受信信号帯域は８５９−８９４ＭＨｚである。また、等利得円は、受信信号帯域において増幅器１０の利得が一定となる点をプロットした線である。同図では、最大利得点（図中のMax Gain）３９ｄＢから１ｄＢ間隔で等利得円が示されている。
また、同図に示すスミスチャート及び負荷インピーダンスは、図２Ａと同様に第一のスミスチャート及び第一の負荷インピーダンスである。同図には、複数の受信信号の周波数帯域（つまり、複数の通信帯域の受信信号）における上記の負荷インピーダンスＺ（ＰＡｏｕｔ）が示されている。
図３Ａを図２Ａと比較すると、図３Ａに示す複数の受信信号（本実施の形態ではＢａｎｄ２６、Ｂａｎｄ８、Ｂａｎｄ２０、Ｂａｎｄ１２の受信信号）の周波数帯域における増幅器１０の利得の各々は、図２Ａに示す複数の送信信号（本実施の形態ではＢａｎｄ２６、Ｂａｎｄ８、Ｂａｎｄ２０、Ｂａｎｄ１２の送信信号）の周波数帯域における増幅器１０の利得の各々よりも小さい。つまり、受信信号帯域の全ての利得（Ｒｘ帯利得）は、送信信号帯域の全ての利得（Ｔｘ帯利得）よりも小さくなっている。
言い換えると、本実施の形態に係るＰＡモジュール１において、上述した共通整合回路２０は、Ｒｘ帯利得とＴｘ利得とが、このような関係を満たすように構成されている。
具体的には、図３Ａに示すように、複数の受信信号の周波数帯域における負荷インピーダンスＺ（ＰＡｏｕｔ）の軌跡（図中のＢ８Ｒｘ、Ｂ１２Ｒｘ、Ｂ２０Ｒｘ、Ｂ２６Ｒｘで示される軌跡）は、増幅器１０の利得が３１ｄＢ未満の領域に位置している。これに対して、図２Ａに示すように、複数の送信信号の周波数帯域における負荷インピーダンスＺ（ＰＡｏｕｔ）の軌跡（図中のＢ８Ｔｘ、Ｂ１２Ｔｘ、Ｂ２０Ｔｘ、Ｂ２６Ｔｘで示される軌跡）は、増幅器１０の利得が３３ｄＢ以上の領域に位置している。つまり、複数の受信信号各々の周波数帯域における下限周波数から上限周波数にわたる増幅器１０の利得範囲のいずれについても、複数の送信信号各々の周波数帯域における下限周波数から上限周波数にわたる増幅器１０の利得範囲のいずれよりも小さくなっている。つまり、受信信号帯域の全ての利得範囲は、送信信号帯域の全ての利得範囲よりも小さくなっている。
本発明においては、図３Ａに示すように、増幅器１０の出力インピーダンスで正規化した第一のスミスチャートにおいて、複数の受信信号の周波数帯域における全ての負荷インピーダンスＺ（ＰＡｏｕｔ）は、増幅器１０の利得の最大点（最大利得点）から位相が４５度以上異なる領域に位置する。
言い換えると、本実施の形態に係るＰＡモジュール１において、上述した共通整合回路２０は、複数の受信信号の周波数帯域における負荷インピーダンスＺ（ＰＡｏｕｔ）が増幅器１０の利得の最大点に対してこのような関係を満たすように構成されている。
具体的には、図３Ａに示す第一のスミスチャートにおいて、最大利得点の位相をφとすると、複数の受信信号の周波数帯域における負荷インピーダンスＺ（ＰＡｏｕｔ）の軌跡は、φ＋４５°以上かつφ−４５°以下の位相領域に位置する。ここで、負荷インピーダンスＺ（ＰＡｏｕｔ）の軌跡は受信信号の周波数帯域が広いほど長くなるが、本実施の形態では、軌跡の全てがφ＋４５度以上かつφ−４５度以下の位相領域に位置する。
つまり、図３Ａに示す第一のスミスチャートにおいて、複数の受信信号各々の周波数帯域における下限周波数から上限周波数にわたって、負荷インピーダンスＺ（ＰＡｏｕｔ）は、最大利得点から位相が４５度以上異なる領域に位置する。
さらに、図３Ａに示すように、第一のスミスチャートにおいて、負荷インピーダンスＺ（ＰＡｏｕｔ）は、増幅器１０の利得の最大点（最大利得点）から位相が９０度以上異なる領域に位置することが好ましい。つまり、上記の軌跡は、第一のスミスチャートにおいてφ＋９０°以上かつφ−９０°以下の位相領域に位置することが好ましい。
図３Ｂは、本実施の形態に係るＰＡモジュール１において、スイッチ３０の選択端子端面における受信信号帯域での負荷インピーダンスを示すスミスチャートである。
具体的には、同図に示すスミスチャート及び負荷インピーダンスは、図２Ｂと同様に第二のスミスチャート及び第二の負荷インピーダンスである。同図には、複数の受信信号の周波数帯域（つまり、複数の通信帯域の受信信号）における上記の負荷インピーダンスＺ（ＳＷ）が示されている。
同図に示すように、複数の信号経路７０の特性インピーダンスで正規化した第二のスミスチャートにおいて、複数の受信信号の周波数帯域における負荷インピーダンスＺ（ＳＷ）は、位相が略一致する。つまり、第二のスミスチャートにおいて、スイッチ３０の共通端子から複数の送受信フィルタ５０側を見た場合の複数の受信信号の周波数帯域における負荷インピーダンスも、位相が略一致することとなる。ここで、「略一致」とは、完全に一致しているだけでなく、概ね一致していることも含み、例えば、誤差または周波数帯域の帯域幅の違いにより完全に一致していないことも含まれる。
言い換えると、本実施の形態に係るＰＡモジュール１において、上述した複数の個別整合回路４０は、対応する通信帯域の受信信号の周波数帯域における負荷インピーダンスＺ（ＳＷ）の位相が略一致するような条件で構成されている。すなわち、複数の個別整合回路４０の各々は、第二のスミスチャートにおいて、負荷インピーダンスＺ（ＳＷ）の位相条件が任意の位相範囲に揃うように構成されている。
具体的には、個別整合回路４０は、直列リアクタンス素子及び並列リアクタンス素子の素子値が大きいほど、当該個別整合回路４０による位相回転量が大きくなる。このため、負荷インピーダンスＺ（ＳＷ）の位相を任意の位相範囲まで移動させる位相回転量が大きい場合には、個別整合回路４０に、大きい素子値の直列リアクタンス素子及び並列リアクタンス素子を設ければよい。
また、本実施の形態では、複数の個別整合回路４０の各々は、複数の信号経路７０の特性インピーダンスで正規化した第二のスミスチャートにおいて、当該個別整合回路４０を設けることによる負荷インピーダンスＺ（ＳＷ）の位相回転量が小さくなるように構成されている。
具体的には、複数の個別整合回路４０の各々は、第二のスミスチャートにおいて負荷インピーダンスＺ（ＳＷ）の位相回転量が小さくなるようなＨＰＦ型及びＬＰＦ型の整合回路のうちのいずれかで構成されている。ここで、個別整合回路４０を設けることによる負荷インピーダンスＺ（ＳＷ）の位相回転方向は、当該個別整合回路４０がＨＰＦ型の場合に第二のスミスチャートにおいて左回転となり、ＬＰＦ型の場合に第二のスミスチャートにおいて右回転となる。このため、個別整合回路４０は、第二のスミスチャートにおいて、右回転及び左回転のうち、上記の任意の位相範囲まで移動させる位相回転量が小さい回転方向となるように、ＨＰＦ型またはＬＰＦ型で構成されている。
例えば、本実施の形態では、個別整合回路４０を設ける前の状態において、Ｂａｎｄ２６、Ｂａｎｄ８及びＢａｎｄ１２の負荷インピーダンスＺ（ＳＷ）は、上記の任意の位相範囲までの位相回転量が左回転よりも右回転の方が小さい領域に位置している。このため、Ｂａｎｄ２６、Ｂａｎｄ８及びＢａｎｄ１２に対応する個別整合回路４１、４２、４４は、上述のようにＬＰＦ型で構成されている。一方、個別整合回路４０を設ける前の状態において、Ｂａｎｄ２０の負荷インピーダンスＺ（ＳＷ）は、上記の任意の位相範囲までの位相回転量が右回転よりも左回転の方が小さい領域に位置している。このため、Ｂａｎｄ２０に対応する個別整合回路４３は、上述のようにＨＰＦ型で構成されている。
［３． 効果等］
次に、本実施の形態に係るＰＡモジュール１の効果について、本実施の形態の比較例に係るＰＡモジュールを用いて、本願発明者が本発明に至った経緯に基づいて説明する。
本願発明者は、特許文献１に記載された従来の分波装置のように、複数の通信帯域の各々について、位相調整回路を設けることによって、増幅器１０から出力された送信信号に起因する受信信号のノイズ成分を抑制する構成を考えた。
図４は、このような考えに基づいて構成された比較例に係るＰＡモジュール１Ａの回路構成図である。同図に示すＰＡモジュール１Ａは、実施の形態に係るＰＡモジュール１に比べて、共通整合回路２０Ａ及び複数の個別整合回路４０Ａの構成が異なる。
具体的には、同図に示す複数の個別整合回路４０Ａ（ここでは４つの個別整合回路４１Ａ〜４４Ａ）は、増幅器１０から出力された信号の位相を調整するためのインダクタである。
また、同図に示す共通整合回路２０Ａは、スイッチ３０側から順に、直列リアクタンス素子であるインダクタＬＡ１、並列リアクタンス素子であるコンデンサＣＡ１、直列リアクタンス素子であるインダクタＬＡ２、並列リアクタンス素子であるコンデンサＣＡ２、及び、直列リアクタンス素子であるコンデンサＣＡ３を有する。
次に、このように構成されたＰＡモジュール１Ａの特性について、説明する。
まず、送信信号帯域におけるＰＡモジュール１Ａの特性について、図５Ａ及び図５Ｂを用いて説明する。
図５Ａは、比較例に係るＰＡモジュール１Ａにおいて、増幅器１０の出力端子端面における送信信号帯域での負荷インピーダンス及び等利得円を示すスミスチャートである。
具体的には、同図に示すスミスチャートは、図２Ａと同様に、増幅器１０の出力インピーダンスで正規化した第一のスミスチャートである。また、同図に示す負荷インピーダンスは、本比較例において、増幅器１０の出力端子から複数の送受信フィルタ５０側を見た場合の負荷インピーダンス（図４中の負荷インピーダンスＺ’（ＰＡｏｕｔ））である。同図には、複数の送信信号の周波数帯域（つまり、複数の通信帯域の送信信号）における上記の負荷インピーダンスが示されている。
同図に示すように、いずれの通信帯域においても、送信信号帯域での負荷インピーダンスＺ’（ＰＡｏｕｔ）が第一のスミスチャートの中心部に位置している。
また、同図に示す等利得円と各通信帯域の負荷インピーダンスＺ’（ＰＡｏｕｔ）との関係から、増幅器１０はいずれの通信帯域の送信信号についても、同等の利得で増幅することが分かる。
図５Ｂは、比較例に係るＰＡモジュール１Ａにおいて、スイッチ３０の選択端子端面における送信信号帯域での負荷インピーダンスを示すスミスチャートである。
具体的には、同図に示すスミスチャートは、図２Ｂと同様に、複数の信号経路７０の特性インピーダンス（本実施の形態では５０Ω）で正規化した第二のスミスチャートである。また、同図に示す負荷インピーダンスは、スイッチ３０の選択端子端面から複数の送受信フィルタ５０側を見た場合の負荷インピーダンス（図４中の負荷インピーダンスＺ’（ＳＷ））である。同図には、複数の送信信号の周波数帯域（つまり、複数の通信帯域の送信信号）における上記の負荷インピーダンスが示されている。
同図に示すように、いずれの通信帯域においても、送信信号帯域での負荷インピーダンスＺ’（ＳＷ）が第二のスミスチャートの中心部に位置している。
このように、比較例のような構成であっても、送信信号帯域でのＰＡモジュール１Ａの特性については特に問題は生じない。しかしながら、本願発明者は、マルチバンド対応のＰＡモジュールの開発を進めるにあたり、比較例のようなＰＡモジュール１Ａでは、受信感度が劣化する場合があることに気付いた。
そこで、本願発明者は、受信感度が劣化する要因を特定するために、複数の通信帯域について、受信信号帯域での負荷インピーダンスＺ’（ＰＡｏｕｔ）及びＺ’（ＳＷ）を測定した。
図６Ａ及び図６Ｂは、このような負荷インピーダンスを示すスミスチャートである。つまり、図６Ａは、比較例に係るＰＡモジュール１Ａにおいて、増幅器１０の出力端子端面における受信信号帯域での負荷インピーダンス及び等利得円を示すスミスチャートである。また、図６Ｂは、比較例に係るＰＡモジュール１Ａにおいて、スイッチ３０の選択端子端面における受信信号帯域での負荷インピーダンスを示すスミスチャートである。
なお、図６Ａに示すスミスチャートは、図２Ａと同様に、増幅器１０の出力インピーダンスで正規化した第一のスミスチャートである。また、図６Ｂに示すスミスチャートは、図２Ｂと同様に、複数の信号経路７０の特性インピーダンス（本実施の形態では５０Ω）で正規化した第二のスミスチャートである。
図６Ａに示すように、いずれの通信帯域においても、受信信号帯域での負荷インピーダンスＺ’（ＰＡｏｕｔ）は第一のスミスチャートの周辺部に位置している。このことは、送信特性の観点からは、何ら問題ない。
しかしながら、本願発明者は、このことが受信感度の劣化の要因になり得ることに気付いた。
すなわち、図６Ａに示す等利得円と各通信帯域の受信信号帯域での負荷インピーダンスＺ’（ＰＡｏｕｔ）との関係から、本願発明者は、増幅器１０の利得の大きい領域に負荷インピーダンスＺ’（ＰＡｏｕｔ）が位置する通信帯域が存在し得ることに気付いた。例えば、Ｂａｎｄ２０に着目すると、受信信号帯域での負荷インピーダンスＺ’（ＰＡｏｕｔ）が最大利得点（図６Ａ中のMax Gain）の比較的近い領域に位置している。
このことから、本願発明者は、受信信号帯域における増幅器１０の利得が大きいことが、受信感度の劣化の要因になり得るという考えに至った。
このことから、本願発明者は、実施の形態に係るＰＡモジュール１の第一の着想を得た。つまり、複数の受信信号の周波数帯域における増幅器１０の利得のいずれについても、複数の送信信号の周波数帯域における増幅器１０の利得のいずれよりも小さくするという着想を得た。
さらに、本願発明者は、増幅器１０の利得の大きい領域に負荷インピーダンスＺ’（ＰＡｏｕｔ）が位置する通信帯域が存在する要因として、次のようなことに気付いた。
すなわち、図６Ａに示すように、第一のスミスチャート上において、複数の通信帯域における受信信号帯域での負荷インピーダンスＺ’（ＰＡｏｕｔ）は、位相がバラついている。このため、例えばＢａｎｄ２０のように、第一のスミスチャート上において、増幅器１０の利得の最大点と比較的近い領域に負荷インピーダンスＺ’（ＰＡｏｕｔ）が位置する通信帯域が存在してしまう。
このことから、本願発明者は、実施の形態に係るＰＡモジュール１の第二の着想を得た。つまり、複数の通信帯域における受信信号帯域での負荷インピーダンスＺ’（ＰＡｏｕｔ）を、第一のスミスチャート上において所定の位相領域内に位置させるという着想を得た。
さらに、本願発明者は、上記の要因として、次のようなことに気付いた。
すなわち、図６Ｂに示すように、比較例のＰＡモジュール１Ａでは、スイッチ３０の選択端子端面から複数の送受信フィルタ５０側を見た場合の受信信号帯域での負荷インピーダンスＺ’（ＳＷ）が、複数の通信帯域間で互いに位相がバラついている。このため、共通整合回路２０Ａを設けて複数の通信帯域について同様に位相を回転させた負荷インピーダンスＺ’（ＰＡｏｕｔ）についても、負荷インピーダンスＺ’（ＳＷ）の位相のバラつきと同程度だけ位相がバラつくこととなる。
このことから、本願発明者は、第二の着想を実現させる態様として、第二のスミスチャートにおいて、負荷インピーダンスＺ’（ＳＷ）の位相のバラつきを抑制する、すなわち位相条件を揃えるという着想を得た。
以上説明したように、本実施の形態の分波装置（本実施の形態ではＰＡモジュール１）では、複数の受信信号（本実施の形態ではＢａｎｄ２６、Ｂａｎｄ８、Ｂａｎｄ２０、Ｂａｎｄ１２の受信信号）の周波数帯域における増幅器１０の利得の各々が、複数の送信信号（本実施の形態ではＢａｎｄ２６、Ｂａｎｄ８、Ｂａｎｄ２０、Ｂａｎｄ１２の送信信号）の周波数帯域における増幅器１０の利得の各々よりも小さくなっている。
これにより、増幅器１０で増幅された信号は、複数の受信信号の周波数帯域のいずれについても、複数の送信信号の周波数帯域のいずれよりも小さくなる。このため、送受信フィルタ５０を介して受信側へ漏れる受信信号の周波数帯域の信号（Ｒｘ帯ノイズ）を抑制することができる。つまり、マルチバンド化を図りつつ、送受信端子間のアイソレーションの劣化を抑制し、受信感度が劣化する通信帯域を生じにくくすることができる。ここで、送受信端子間のアイソレーションとは、送信信号が入力される端子と受信信号が出力される端子との間のアイソレーションを指し、本実施の形態では、送信入力端子Ｐｔｘ−受信出力端子Ｐｒｘｉ（ただし、ｉ＝１〜４）との間のアイソレーションを指す。
このような効果を示す一例について、図７を用いて説明する。図７は、本実施の形態及び比較例におけるＢａｎｄ２０でのアイソレーション特性を示すグラフである。具体的には、同図には、小信号動作時のＢａｎｄ２０における、送信入力端子Ｐｔｘ−受信出力端子Ｐｒｘ３間のアイソレーションが示されている。
同図に示すように、本実施の形態（図中の実施例と記載）は、比較例と比べて、Ｂａｎｄ２０の受信信号帯域（７９１−８２１ＭＨｚ）において、アイソレーションが１１ｄＢ以上改善されている。このようなアイソレーションの改善によって、Ｂａｎｄ２０の受信感度を向上させることができる。すなわち、比較例ではＢａｎｄ２０に受信感度の劣化が生じていたが、本実施の形態では当該劣化を抑制することができるため、受信感度が劣化する通信帯域を生じにくくすることができる。
なお、ここではＢａｎｄ２０のアイソレーション特性の改善について説明したが、他の通信帯域についても、同様の改善またはアイソレーション特性の維持が図られる。
特に、本実施の形態によれば、図２Ａ及び図２Ｂと図５Ａ及び図５Ｂとから明らかなように、比較例と比べて送信特性を劣化させることなく維持することができる。つまり、本実施の形態によれば、良好な送信特性を維持しつつ、受信側へ漏れる受信信号の周波数帯域の信号（Ｒｘ帯ノイズ）を抑制することができる。
また、本実施の形態では、増幅器１０の出力インピーダンス（本実施の形態では３Ω）で正規化した第一のスミスチャートにおいて、増幅器１０の出力端子から複数の送受信フィルタ側を見た場合の複数の受信信号の周波数帯域における第一の負荷インピーダンスＺ（ＰＡｏｕｔ）は、増幅器１０の利得の最大点から位相が４５度以上異なる領域に位置する（図３Ａ参照）。
このように、第一のスミスチャートにおいて、第一の負荷インピーダンスＺ（ＰＡｏｕｔ）が増幅器１０の利得の最大点から位相が４５度以上異なる領域に位置することにより、複数の受信信号の周波数帯域における増幅器１０の利得のいずれについても、複数の送信信号の周波数帯域における増幅器１０の利得のいずれよりも小さくすることができる。よって、上述と同様の効果が奏される。つまり、マルチバンド化を図りつつ、送受信端子間のアイソレーションの劣化を抑制し、受信感度が劣化する通信帯域を生じにくくすることができる。
また、本実施の形態では、第一のスミスチャートにおいて、複数の受信信号の周波数帯域における全ての第一の負荷インピーダンスＺ（ＰＡｏｕｔ）は、増幅器１０の利得の最大点から位相が９０度以上異なる領域に位置することが好ましい（図３Ａ参照）。
このように、第一のスミスチャートにおいて、第一の負荷インピーダンスＺ（ＰＡｏｕｔ）が増幅器１０の利得の最大点から位相が９０度以上異なる領域に位置することにより、受信信号の周波数帯域内での増幅器１０の利得を抑制しつつ、かつ、当該利得の均一化が図られる。このため、同一の通信帯域内における受信感度の変動を抑制することができる。
また、本実施の形態では、増幅器１０と複数の信号経路の共通ノード（本実施の形態ではスイッチ３０の共通端子）との間に共通整合回路２０と、複数の信号経路７０に設けられた複数の個別整合回路４０とを備える。
このように複数の信号経路７０に個別に設けられた複数の個別整合回路４０によって、共通整合回路２０の出力端から個別整合回路４０側を見た受信信号の周波数帯域（受信信号帯域）での負荷インピーダンスを高精度に調整することができる。このため、共通整合回路２０によってインピーダンス整合を図りやすい位相に負荷インピーダンスを調整することができる。
また、本実施の形態では、複数の信号経路７０のインピーダンス（本実施の形態では特性インピーダンス５０Ω）で正規化した第二のスミスチャートにおいて、複数の受信信号の周波数帯域における第二の負荷インピーダンスＺ（ＳＷ）は、位相が略一致する（図３Ｂ参照）。
これにより、共通整合回路２０の出力端から個別整合回路４０側を見た受信信号の周波数帯域（受信信号帯域）での負荷インピーダンスの位相が略一致する。このため、増幅器１０の出力端子において、当該周波数帯域のインピーダンスを複数の通信帯域について同一条件で整合を図ることができる。つまり、同一の整合回路によって、複数の通信帯域についてインピーダンス整合を図ることができる。このため、共通整合回路２０によって、複数の通信帯域における受信信号の周波数帯域を含む広帯域でのインピーダンス整合を図ることができる。
また、本実施の形態では、複数の個別整合回路４０の各々は、上記の第二のスミスチャートにおいて位相回転量が小さくなるように構成されている。
一般的に、整合回路による位相回転量が大きくなるほど、当該整合回路による伝送損失（ロス）が大きくなる。また、特にインピーダンス整合を図る周波数帯域が広帯域の場合、位相回転量が大きくなるほど、周波数帯域内について良好なインピーダンス整合を図ることが困難となる。また、位相回転量が大きくなるほど、整合回路を構成するリアクタンス素子の素子値も大きくなるため、整合回路が大型化する虞がある。
そこで、位相回転量が小さくなるように個別整合回路４０を構成することにより、良好なインピーダンス整合が容易に図られるとともに、個別整合回路４０の小型化が図られる。
具体的には、本実施の形態では、複数の個別整合回路４０のうち１以上の個別整合回路４０（本実施の形態では、複数の個別整合回路４０の全て）の各々は、上記の位相回転量が小さくなるようなＨＰＦ型及びＬＰＦ型の整合回路のうちいずれかで構成されている。
なお、個別整合回路４０をＨＰＦ型及びＬＰＦ型のいずれで構成するかについては、上記の位相回転量に応じた構成に限らず、例えば、送信信号の周波数帯域と受信信号の周波数帯域との周波数の大小関係に応じた構成であってもかまわない。具体的には、送信信号の周波数帯域の中心周波数が受信信号の周波数帯域の中心周波数より低い通信帯域（例えば、Ｂａｎｄ２６、Ｂａｎｄ８、Ｂａｎｄ１２等）に対応する個別整合回路４０（本実施の形態では個別整合回路４１、４２、４４）については、ＬＰＦ型の整合回路で構成する。一方、送信信号の周波数帯域の中心周波数が受信信号の周波数帯域の中心周波数以上の通信帯域（例えば、Ｂａｎｄ２０等）に対応する個別整合回路４０（本実施の形態では個別整合回路４３）については、ＨＰＦ型の整合回路で構成してもかまわない。
また、ＰＡモジュールの構成は、上記実施の形態と異なる態様であってもかまわない。つまり、ＰＡモジュールは、以下の（ｉ）及び（ｉｉ）の少なくとも一方を満たすように構成されていればよく、詳細な構成については上記実施の形態に限定されない。
（ｉ）複数の受信信号の周波数帯域における増幅器１０の利得のいずれも、複数の送信信号の周波数帯域における増幅器１０の利得のいずれよりも小さい。
（ｉｉ）上記の第一のスミスチャートにおいて、上記の第一の負荷インピーダンスＺ（ＰＡｏｕｔ）が増幅器１０の利得の最大点から位相が４５度以上異なる領域に位置する。
そこで、以下、実施の形態における各種の変形例について、図８〜図１２を用いて説明する。
（変形例１）
まず、変形例１について説明する。上記実施の形態では、複数の個別整合回路４０の各々は２段のＬＣフィルタであったが、複数の個別整合回路の各々は１段のＬＣフィルタであってもかまわない。以下、本変形例では、このように構成されたＰＡモジュールについて説明する。
図８は、変形例１に係るＰＡモジュール２の回路構成図である。
同図に示すＰＡモジュール２は、実施の形態のＰＡモジュール１に比べて、個別整合回路群４０Ｇに代わり、複数の個別整合回路２４０を有する個別整合回路群２４０Ｇを備える。
同図に示すように、複数の個別整合回路２４０（本変形例では４つの個別整合回路２４１〜２４４）の各々は、１段のＬＣフィルタで構成されている。具体的には、個別整合回路２４１、２４２、２４４は、直列リアクタンス素子であるインダクタと、並列リアクタンス素子であるコンデンサとから構成されるＬＰＦ型のＬＣフィルタを有する。また、個別整合回路２４３は、直列リアクタンス素子であるコンデンサと、並列リアクタンス素子であるインダクタとから構成されるＨＰＦ型のＬＣフィルタを有する。
このように構成された本変形例に係るＰＡモジュール２であっても、上記の（ｉ）及び（ｉｉ）の少なくとも一方を満たすように複数の個別整合回路２４０が構成されることで、実施の形態１と同様の効果が奏される。
また、本変形例によれば、複数の個別整合回路２４０の各々が１段のＬＣフィルタで構成されることにより、回路構成の簡素化及び小型化が図られる。
（変形例２）
次に、変形例２について説明する。上記実施の形態及び変形例１では、複数の個別整合回路の各々はＬＣフィルタであったが、複数の個別整合回路のうち１以上の個別整合回路の各々は、配線またはインダクタにより構成されていてもかまわない。以下、本変形例では、このように構成されたＰＡモジュールについて説明する。
図９は、変形例２に係るＰＡモジュール３の回路構成図である。
同図に示すＰＡモジュール３は、変形例１に係るＰＡモジュール２に比べて、個別整合回路群２４０Ｇに代わり、複数の個別整合回路３４０を有する個別整合回路群３４０Ｇを備える。
同図に示すように、複数の個別整合回路３４０のうち１以上の個別整合回路３４０は、インダクタにより構成されている。具体的には、本実施の形態では、個別整合回路３４３は、直列リアクタンス素子であるインダクタＬ３３１により構成されている。つまり、個別整合回路３４３は、インダクタＬ３３１によって負荷インピーダンスＺ（ＳＷ）の位相を回転させて任意の位相範囲まで移動させる。
なお、他の個別整合回路３４１、３４２、３４４については、変形例１の個別整合回路２４１、２４２、２４４と同様であるため、説明を省略する。
このように構成された本変形例に係るＰＡモジュール３であっても、上記の（ｉ）及び（ｉｉ）の少なくとも一方を満たすように複数の個別整合回路３４０が構成されることで、実施の形態１と同様の効果が奏される。
また、本変形例によれば、１以上の個別整合回路３４０（本変形例では１つの個別整合回路３４０）がインダクタＬ３３１により構成されることにより、回路構成の簡素化及び小型化が図られる。
なお、本変形例では、１以上の個別整合回路３４０がインダクタＬ３３１により構成されるとしたが、この個別整合回路３４０は配線であってもかまわない。このような配線によって構成される個別整合回路３４０は、配線の電気長によって規定される位相回転量で負荷インピーダンスＺ（ＳＷ）の位相を回転させて任意の位相範囲まで移動させることができる。
また、本変形例では、複数の個別整合回路３４０のうち１つの個別整合回路３４０がインダクタまたは配線により構成されているとしたが、このように構成される個別整合回路の数は限定されず、複数であってもかまわない。
（変形例３）
次に、変形例３について説明する。上記実施の形態及び変形例では、共通整合回路２０はＴ型回路で構成されているとしたが、共通整合回路２０の構成はこれに限定されず、例えば、１段のＬＣフィルタで構成されていてもかまわない。以下、本変形例では、このように構成されたＰＡモジュールについて説明する。
図１０は、変形例３に係るＰＡモジュール４の回路構成図である。
同図に示すＰＡモジュール４は、実施の形態に係るＰＡモジュール１に比べて、共通整合回路２０に代わり、１段のＬＣフィルタで構成された共通整合回路４２０を備える。具体的には、共通整合回路４２０は、増幅器１０側から順に、直列リアクタンス素子であるインダクタＬ４０１及びコンデンサＣ４０２を有する。つまり、共通整合回路４２０は、インダクタＬ４０１及びコンデンサＣ４０２によって負荷インピーダンスＺ（ＰＡｏｕｔ）の位相を回転させる。
ここで、上述したように、複数の個別整合回路４０の各々は２段のＬＣフィルタによって構成されている。つまり、複数の個別整合回路４０の各々は、共通整合回路４２０よりも段数の多いＬＣフィルタを有する。
このように構成された本変形例に係るＰＡモジュール４であっても、上記の（ｉ）及び（ｉｉ）の少なくとも一方を満たすように共通整合回路４２０が構成されることで、実施の形態１と同様の効果が奏される。
また、本変形例によれば、共通整合回路４２０よりもＬＣフィルタの段数が多い複数の個別整合回路４０を設けることにより、共通整合回路４２０の出力端から個別整合回路４０側を見た受信信号の周波数帯域（受信信号帯域）での負荷インピーダンスを高精度に調整しつつ、共通整合回路４２０の簡素化及び小型化が図られる。
（変形例４）
次に、変形例４について説明する。上記実施の形態及び変形例では、個別整合回路は送受信フィルタ５０と別に設けられていたが、個別整合回路は送受信フィルタに内蔵されていてもかまわない。以下、本変形例では、このように構成されたＰＡモジュールについて説明する。
図１１は、変形例４に係るＰＡモジュール５の回路構成図である。
同図に示すＰＡモジュール５は、実施の形態に係るＰＡモジュール１に比べて、個別整合回路群４０Ｇを備えず、複数の送受信フィルタ５０に代わり複数の送受信フィルタ５５０（本変形例では４つの送受信フィルタ５５１〜５５４）を備える。
複数の送受信フィルタ５５０は、整合回路内蔵型の例えばデュプレクサである。具体的には、実施の形態における複数の個別整合回路４０の各々は、対応する送受信フィルタ５５０に内蔵されている。例えば、実施の形態においてＢａｎｄ２６に対応した個別整合回路４１は、本変形例においてＢａｎｄ２６に対応する送受信フィルタ５５１に内蔵されている。同様に、その他の個別整合回路４２〜４４も対応する送受信フィルタ５５２〜５５４に内蔵されている。
このように構成された本変形例に係るＰＡモジュール５であっても、上記の（ｉ）及び（ｉｉ）の少なくとも一方を満たすように複数の送受信フィルタ５５０が構成されることで、実施の形態１と同様の効果が奏される。
また、本変形例によれば、実施の形態１における複数の個別整合回路４０の各々は、対応する送受信フィルタ５５０に内蔵されている。これにより、ＰＡモジュール６の簡素化及び小型化が図られる。
なお、本変形例では、実施の形態１における複数の個別整合回路４０の各々が対応する送受信フィルタ５５０に内蔵されるとしたが、内蔵される個別整合回路４０の数は１以上であればよく、送受信フィルタ５５０に内蔵されない個別整合回路４０があってもかまわない。
（変形例５）
次に、変形例５について説明する。上記実施の形態及び変形例では、ＰＡモジュールはスイッチ３０及びスイッチ６０を備えたが、ＰＡモジュールはこのようなスイッチを備えない構成であってもかまわない。また、上記実施の形態及び変形例では、ＰＡモジュールは４つの通信帯域（Ｂａｎｄ）に対応するマルチバンド対応の構成であったが、ＰＡモジュールは３つの通信帯域に対応するマルチバンド対応の構成であってもかまわない。以下、本変形例では、このように構成されたＰＡモジュールについて説明する。
図１２は、変形例５に係るＰＡモジュール６の回路構成図である。
同図に示すＰＡモジュール６は、３つの通信帯域の送信信号を増幅するモジュールである。また、ＰＡモジュール６は、実施の形態に係るＰＡモジュール１に比べてスイッチ３０及びスイッチ６０を備えない。つまり、上記実施の形態では、複数の信号経路７０はスイッチ３０によって共通ノードに束ねられたが、本変形例では、複数の信号経路７０は共通ノードに直接束ねられている。
このように構成された本変形例に係るＰＡモジュール６であっても、共通整合回路２０及び個別整合回路４０等によって、（ｉ）及び（ｉｉ）の少なくとも一方を満たすように構成されることで、実施の形態１と同様の効果が奏される。
（その他の変形例）
以上、本発明の実施の形態及びその変形例に係るＰＡモジュールについて説明したが、本発明は、個々の実施の形態及びその変形例には限定されない。本発明の趣旨を逸脱しない限り、当業者が思いつく各種変形を本実施の形態及びその変形例に施したものや、異なる実施の形態及びその変形例における構成要素を組み合わせて構築される形態も、本発明の一つ又は複数の態様の範囲内に含まれてもよい。
また、上記説明では、ＰＡモジュールを例に説明したが、本発明は、ＰＡモジュールを構成する各構成要素がモジュール化されていない分波装置に適用してもかまわない。
また、上記実施の形態では、ＰＡモジュールが上記の（ｉ）及び（ｉｉ）の両方を満たす場合を例に説明したが、ＰＡモジュールはこれらの少なくとも一方を満たしていればかまわない。ただし、これらの両方を満たすことにより、受信感度が劣化する通信帯域を一層生じにくくすることができる。
また、上記実施の形態では、スイッチ３０、６０は、複数の選択端子（上記説明では４つの選択端子）のいずれか１つを共通端子と接続させるとしたが、これに限らない。例えば、スイッチ３０、６０は、複数の選択端子うち２以上を共通端子と接続させてもかまわない。つまり、スイッチ３０は、複数の信号経路７０のうち２以上の信号経路７０を共通ノードと接続してもかまわない。
このような構成にすることにより、異なる通信帯域を同時に使用する、いわゆるキャリアアグリゲーション方式に適用することができる。
また、上記の説明では、複数の信号経路７０が束ねられて１つのアンテナ端子Ｐａｎｔ．に接続されていたが、アンテナ端子の数はこれに限らず、複数であってもかまわない。つまり、ＰＡモジュール等の分波装置は、例えば通信帯域に応じた複数のアンテナに接続されてもかまわない。
また、本発明は、ＰＡモジュール等の分波装置の設計方法として実現されてもよい。ここで、当該分波装置は、互いに周波数帯域が異なる３以上の複数の通信帯域の送信信号を増幅する増幅器と、増幅器の出力端子に共通に設けられ、かつ、複数の通信帯域のうち各々が対応する通信帯域の信号を伝搬する複数の信号経路と、複数の信号経路に設けられ、各々が対応する通信帯域の送信信号と受信信号とを分離する複数の送受信フィルタと、出力端子と複数の信号経路の共通ノードとの間に設けられた共通整合回路と、共通ノードと複数の送受信フィルタとの間の複数の信号経路に設けられた複数の個別整合回路とを備える。
図１３は、このような分波装置の設計方法を示すフローチャートである。
同図に示すように、このような分波装置の設計方法は複数の信号経路のインピーダンスで正規化したスミスチャートにおいて、共通ノードから複数の送受信フィルタ側を見た場合の複数の受信信号の周波数帯域における負荷インピーダンスについての位相が略一致するように、複数の個別整合回路の素子値を調整する第一の調整ステップ（Ｓ１０）と、第一の調整ステップ（Ｓ１０）の後、増幅器の出力インピーダンスで正規化したスミスチャートにおいて、出力端子から複数の送受信フィルタ側を見た場合の複数の受信信号の周波数帯域における負荷インピーダンスが増幅器の利得の最大点から位相が４５度以上異なる領域に位置するように、共通整合回路の素子値を調整する第二の調整ステップ（Ｓ２０）とを含む。
このような分波装置の設計方法は、例えばＣＡＤ装置等のコンピュータにおいて実行される。また、当該設計方法は、設計者によるコンピュータとの対話的な操作によって、当該コンピュータにおいて実行されてもかまわない。
本発明は、マルチバンド化に対応できるＰＡモジュールとして、携帯電話などの通信機器に広く利用できる。
１、１Ａ、２、３、４、５、６ ＰＡモジュール
１０ 増幅器
２０、２０Ａ、４２０ 共通整合回路
３０、６０ スイッチ
４０、４０Ａ、４１〜４４、４１Ａ〜４４Ａ、２４０〜２４４、３４０〜３４４ 個別整合回路
４０Ｇ、２４０Ｇ、３４０Ｇ 個別整合回路群
５０〜５４、５５０〜５５４ 送受信フィルタ
７０〜７４ 信号経路
Ｐａｎｔ． アンテナ端子
Ｐｔｘ 送信入力端子
Ｐｒｘ１〜Ｐｒｘ４ 受信出力端子
増幅器１０は、互いに周波数帯域が異なる３以上の複数の通信帯域の送信信号を増幅する、例えばマルチバンド対応のＰＡＩＣである。本実施の形態では、増幅器１０は、４つの通信帯域（ここではＢａｎｄ２６、Ｂａｎｄ８、Ｂａｎｄ２０、Ｂａｎｄ１２）の送信信号を増幅する。
このスイッチ３０は、スイッチ６０と共に、ＰＡモジュール１の通信帯域を切り替える帯域切り替えスイッチとして機能する。
具体的には、個別整合回路４１は、Ｂａｎｄ２６に対応して信号経路７１に設けられた整合回路であり、スイッチ３０と送受信フィルタ５１とのインピーダンス整合を図る回路である。本実施の形態では、個別整合回路４１は、スイッチ３０側から順に、直列リアクタンス素子であるインダクタＬ１１と、並列リアクタンス素子であるコンデンサＣ１１と、直列リアクタンス素子であるインダクタＬ１２と、並列リアクタンス素子であるコンデンサＣ１２とを有する。つまり、個別整合回路４１は、２段のＬＣフィルタで構成されたＬＰＦ型（ローパスフィルタ型）の整合回路である。
具体的には、複合モジュールは、低温焼結セラミック基板（ＬＴＣＣ基板：Low Temperature Co-fired Ceramic基板）またはガラスエポキシ基板を積層して形成した樹脂多層基板等の回路基板を有する。このような回路基板上に、ＩＣまたはチップ部品等として、増幅器１０、共通整合回路２０、スイッチ３０、個別整合回路群４０Ｇ及びスイッチ６０等が実装される。また、これらのＩＣまたはチップ部品等は、エポキシ樹脂等の封止樹脂によって封止される。なお、回路基板上または封止樹脂上に、ＳＡＷフィルタ等で構成される送受信フィルタ５０が実装されてもかまわない。
言い換えると、本実施の形態に係るＰＡモジュール１において、上述した共通整合回路２０は、Ｒｘ帯利得とＴｘ帯利得とが、このような関係を満たすように構成されている。
また、同図に示す共通整合回路２０Ａは、増幅器１０側から順に、直列リアクタンス素子であるインダクタＬＡ１、並列リアクタンス素子であるコンデンサＣＡ１、直列リアクタンス素子であるインダクタＬＡ２、並列リアクタンス素子であるコンデンサＣＡ２、及び、直列リアクタンス素子であるコンデンサＣＡ３を有する。
また、本変形例によれば、実施の形態１における複数の個別整合回路４０の各々は、対応する送受信フィルタ５５０に内蔵されている。これにより、ＰＡモジュール５の簡素化及び小型化が図られる。

Claims (14)

  1. 互いに周波数帯域が異なる３以上の複数の通信帯域の送信信号を増幅する増幅器と、
    前記増幅器の出力端子に共通に設けられ、かつ、前記複数の通信帯域のうち各々が対応する通信帯域の信号を伝搬する複数の信号経路と、
    前記複数の信号経路に設けられ、各々が対応する通信帯域の送信信号と受信信号とを分離する複数の送受信フィルタとを備え、
    複数の前記受信信号の周波数帯域における前記増幅器の利得の各々が、複数の前記送信信号の周波数帯域における前記増幅器の利得の各々よりも小さい
    分波装置。
  2. 互いに周波数帯域が異なる３以上の複数の通信帯域の送信信号を増幅する増幅器と、
    前記増幅器の出力端子に共通に設けられ、かつ、前記複数の通信帯域のうち各々が対応する通信帯域の信号を伝搬する複数の信号経路と、
    前記複数の信号経路に設けられ、各々が対応する通信帯域の送信信号と受信信号とを分離する複数の送受信フィルタとを備え、
    前記増幅器の出力インピーダンスで正規化した第一のスミスチャートにおいて、前記出力端子から前記複数の送受信フィルタ側を見た場合の複数の前記受信信号の周波数帯域における全ての第一の負荷インピーダンスは、前記増幅器の利得の最大点から位相が４５度以上異なる領域に位置する
    分波装置。
  3. 前記第一のスミスチャートにおいて、前記第一の負荷インピーダンスは前記最大点から位相が９０度以上異なる領域に位置する
    請求項２に記載の分波装置。
  4. さらに、複数の前記受信信号の周波数帯域における前記増幅器の利得は、複数の前記送信信号の周波数帯域における前記増幅器の利得よりも小さい
    請求項２または３に記載の分波装置。
  5. さらに、
    前記出力端子と前記複数の信号経路の共通ノードとの間に設けられた共通整合回路と、
    前記共通ノードと前記複数の送受信フィルタとの間の前記複数の信号経路に設けられた複数の個別整合回路とを備える
    請求項１〜４のいずれか１項に記載の分波装置。
  6. 前記複数の信号経路のインピーダンスで正規化した第二のスミスチャートにおいて、前記共通ノードから前記複数の送受信フィルタ側を見た場合の複数の前記受信信号の周波数帯域における第二の負荷インピーダンスは、位相が略一致する
    請求項５に記載の分波装置。
  7. 前記複数の個別整合回路の各々は、前記第二のスミスチャートにおいて、当該個別整合回路を設けることによる前記第二の負荷インピーダンスの位相回転量が小さくなるように構成されている
    請求項６に記載の分波装置。
  8. 前記複数の個別整合回路のうち１以上の個別整合回路の各々は、前記第二のスミスチャートにおいて前記第二の負荷インピーダンスの前記位相回転量が小さくなるようなハイパスフィルタ型及びローパスフィルタ型の整合回路のうちのいずれかで構成されている
    請求項７に記載の分波装置。
  9. 前記複数の個別整合回路のうち１以上の個別整合回路の各々は、配線またはインダクタにより構成されている
    請求項５〜８のいずれか１項に記載の分波装置。
  10. 前記共通整合回路及び前記複数の個別整合回路の各々は、インダクタ及びコンデンサから構成される１段以上のＬＣフィルタを有し、
    前記複数の個別整合回路の各々は、前記共通整合回路よりも段数の多いＬＣフィルタを有する
    請求項５〜８のいずれか１項に記載の分波装置。
  11. 前記複数の個別整合回路のうち１以上の個別整合回路の各々は、対応する送受信フィルタに内蔵されている
    請求項５〜１０のいずれか１項に記載の分波装置。
  12. さらに、前記共通整合回路と前記複数の個別整合回路との間に設けられ、前記複数の信号経路の各々を前記共通ノードと選択的に接続または開放状態にするスイッチを備える
    請求項５〜１１のいずれか１項に記載の分波装置。
  13. 前記スイッチは、前記複数の信号経路のうち２以上の信号経路を前記共通ノードと接続する
    請求項１２に記載の分波装置。
  14. 分波装置の設計方法であって、
    前記分波装置は、
    互いに周波数帯域が異なる３以上の複数の通信帯域の送信信号を増幅する増幅器と、
    前記増幅器の出力端子に共通に設けられ、かつ、前記複数の通信帯域のうち各々が対応する通信帯域の信号を伝搬する複数の信号経路と、
    前記複数の信号経路に設けられ、各々が対応する通信帯域の送信信号と受信信号とを分離する複数の送受信フィルタと、
    前記出力端子と前記複数の信号経路の共通ノードとの間に設けられた共通整合回路と、
    前記共通ノードと前記複数の送受信フィルタとの間の前記複数の信号経路に設けられた複数の個別整合回路とを備え、
    前記複数の信号経路のインピーダンスで正規化したスミスチャートにおいて、前記共通ノードから前記複数の送受信フィルタ側を見た場合の複数の前記受信信号の周波数帯域における負荷インピーダンスについての位相が略一致するように、前記複数の個別整合回路の素子値を調整する第一の調整ステップと、
    前記第一の調整ステップの後、前記増幅器の出力インピーダンスで正規化したスミスチャートにおいて、前記出力端子から前記複数の送受信フィルタ側を見た場合の複数の前記受信信号の周波数帯域における負荷インピーダンスが前記増幅器の利得の最大点から位相が４５度以上異なる領域に位置するように、前記共通整合回路の素子値を調整する第二の調整ステップとを含む
    分波装置の設計方法。
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