KR20110130389A - Ｒｆ 전단 모듈 및 안테나 시스템 - Google Patents

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우용 이
에이제이 구말라
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블라디미르 페네브
마하 아커
그레고리 프와라뉴
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레이스팬 코포레이션
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Abstract

무선 통신을 위한 송수신기 시스템의 구성과 실시예가 제공되고, 시스템은 단일 주파수 대역 또는 다중 주파수 대역을 지원하는 하나 이상의 안테나; 송신 회로; 수신 회로; 및 하나 이상의 안테나 및 송신 및 수신 회로에 결합되고 송신 회로와 수신 회로 사이에 적절한 격리를 제공하는 격리 회로를 포함한다.

Description

ＲＦ 전단 모듈 및 안테나 시스템{RF FRONT-END MODULE AND ANTENNA SYSTEMS}
본 특허 명세서는 발명의 명칭이 “메타 재료 구조에 기초한 안테나 듀플렉스 전단부 구조”이고 2008년 12월 24일자에 출원된 미국 가출원 번호 제61/140,816호 및 발명의 명칭이 “다중 안테나 RF 전단부 모듈”이고 2009년 7월 29일자에 출원된 미국 가출원 번호 제61/229,657호에 기한 우선권을 주장한다. 이들 가출원에 기재된 내용은 본 명세서에 참조로서 포함되어 있다. 본 특허 명세서는 발명의 명칭이 “메타 재료 구조에 기초한 안테나, 장치 및 시스템"이고 2007년 4월 27일자에 출원된 미국 특허 출원 번호 제11/741,674호; 발명의 명칭이 “메타 재료 구조에 기초한 안테나”이고 2009년 9월 22일자에 특허된 미국 특허 번호 제7,592,952호; 발명의 명칭이 “방향성 있는 커플러를 가진 다중 메타 재료 안테나 시스템”이고 2008년 12월 20일자에 출원된 미국 특허 출원 번호 제12/340,657호; 발명의 명칭이 “메타 재료 구조에 기초한 필터 설계 방법 및 필터”이고 2008년 11월 17일자에 출원된 미국 특허 출원 번호 제12/272,781호; 발명의 명칭이 “메타 재료 전력용 증폭기 시스템 및 고효율 선형 다중 대역 전역용 증폭기 생성 방법”이고 2009년 2월 18일자에 출원된 미국 가출원 번호 제61/153,398호; 발명의 명칭이 “단일층 금속 배선 및 비아 없는 메타 재료 구조”이고 2008년 10월 13일자에 출원된 미국 특허 출원 번호 제12/250,477호; 발명의 명칭이 “다층 금속 배선 및 비아를 가지는 메타 재료 구조”이고 2008년 11월 13일자에 출원된 미국 특허 출원 번호 제12/270,410호; 발명의 명칭이 “비평면 메타 재료 안테나 구조”이고 2009년 5월 13일자에 출원된 미국 특허 출원 번호 제12/465,571호; 발명의 명칭이 “다중 포트 주파수 대역 커플링된 안테나”이고 2009년 11월 9일자에 출원된 미국 가출원 번호 제61/259,589호와 관련되어 있다.
본 명세서는 RF 전단부 모듈 및 안테나 시스템에 관한 것이다. 메타 재료 기반 부품 및 비 메타 재료 기반 부품이 시스템에 사용될 수 있다.
대부분의 재료에서의 전자기파의 전파는(E, H, β) 벡터 필드에 대한 오른손 법칙을 따르는데, 여기서 전기장 E, 자기장 H, 파동 벡터 β(또는 전달 상수)이다. 위상 속도 방향은 신호 에너지 전파(그룹 속도)의 방향과 동일하고 굴절 계수는 양수이다. 그러한 재료는 오른손(RH: right handed) 재료라고 불린다. 대부분의 천연 재료는 RH 재료이다. 인공 재료도 또한 RH 재료가 될 수 있다.
메타 재료는 인공 구조를 가진다. 당해 재료에 의해 가이드되는 전자기 에너지의 파장보다 훨씬 작은 구조적 평균 단위 셀 크기를 가지도록 설계될 때, 당해 재료는 가이드된 전자기 에너지에 대하여 동질적(homogeneous) 매체와 같이 작용할 수 있다. RH 재료와는 달리, 메타 재료는 음의 굴절율을 나타낼 수 있고, 위상 속도 방향은 신호 에너지 전파 방향과 반대인데, 여기서(E, H, β) 벡터 필드의 상대 방향은 왼손 법칙을 따른다. 음의 복합 유전율 ε와 유전율 μ를 가지고 음의 굴절율을 가지는 메타 재료는 순수한 왼손(LH: left handed) 재료라고 한다.
많은 메타 재료들은 LH 메타 재료와 RH 메타 재료의 혼합물이고 따라서 복합 오른손 및 왼손(CRLH: composite right and left handed) 메타 재료이다. CRLH 메타 재료는 저주파수 에서는 LH 메타 재료와 같이 작용하고 고주파수 에서는 RH 메타 재료와 같이 작용할 수 있다. 다양한 CRLH 메타 재료의 실시예와 성질은 예를 들어 2006년 존 윌리 & 선즈 출판사 간행, 칼로스 및 이토 저, “전자기 재료: 송신 라인 이론 및 마이크로파 응용”에 서술되어 있다. CRLH 메타 재료와 안테나에의 그 응용은 일렉트로닉스 레터, 16권40호(2004년 8월)의 “초빙논문: 메타 재료의 전망”에서 이토 다츠오에 의해 서술되어 있다.
CRLH 메타 재료는 특정 용도에 맞도록 된 전자기 특성을 나타내도록 설계되고 가공될 수 있고, 다른 재료를 사용하는 경우에는 곤란하고, 비 현실적이고, 적합하지 않을 응용 분야에 사용될 수 있다. 또한, CRLH 메타 재료는 RH재료로는 가능하지 않을 새로운 응용 분야를 개발하고 새로운 소자를 구성하는 데 사용될 수 있다.
이 명세서에 기재된 실시예에 따르면, 송수신기 시스템의 구성 및 구현예는 단일 주파수 대역 또는 다중 주파수 대역을 지원하는 하나 이상의 안테나, 송신 신호를 처리하는 송신 회로, 수신 신호를 처리하는 수신 회로, 하나 이상의 안테나와 송신 및 수신 회로에 연결되고 송신 회로 및 수신 회로 사이에 적절한 전자기 격리를 제공하는 격리 회로를 포함한다.
격리 회로의 실시예는 반도체 스위치를 구비하지 않는 수동 소자를 포함하고, 종래의 시스템과 비교하여 반도체 스위치의 수가 적도 또는 반도체 스위치 단말의 수가 적고, 따라서 비용 절감으로 이어진다. 메타 재료(MTM: meta material) 구조가 하나 이상의 안테나와 수동 소자 중 적어도 하나에 대하여 성능 향상을 위하여 사용될 수 있다. 이 실시예 및 구현예와 변형들이 이하에서 기재된다.
듀얼 밴드 송신 및 수신을 위한 RF 송수신기 시스템이 듀얼 밴드 GSM(global system for mobile communications) 폰 및 다른 무선 통신 시스템에서 사용될 수 있다. 일반적으로, 그러한 듀얼 밴드 송수신기 시스템은 이하의 도1 및 2에 나타난 것처럼 송신/수신(Tx/Rx) 스위치를 가지는 RF 전단 모듈을 포함하도록 구현된다.
도1은 송신 및 수신 신호 경로를 격리하는 스위치를 가지는 종래의 듀얼 밴드 송수신기 시스템의 예를 도식적으로 나타내는 블록도이다.
도2는 송신 및 수신 신호 경로를 격리하는 단극 4중동작(SP4T: single pole 4 throw) 스위치를 가지는 종래의 듀얼 밴드 송수신기 시스템의 예를 도식적으로 나타내는 블록도이다.
도3a~3e는 CRLH 단위 셀을 도시한다.
도3f는 등가 회로 파라메터로 표시된 RH 송신선을 나타낸다.
도4는 RH, LH 및 CRLH 분산 곡선을 나타낸다.
도5a는 블록도의 형태로 4 안테나 듀얼 밴드 송수신기 시스템의 예시적 실시예에 따라 나타낸다.
도5b는 Tx 안테나로부터 Rx 경로로의 Tx 전력 누설을 최소화 하기 위한 격리 구조의 예를 나타낸다.
도6a는 블록도의 형태로 2 안테나 듀얼 밴드 송수신기 시스템을 예시적 실시예에 따라 나타낸다.
도6b는 도6a의 디플렉서(diplexer)에 대한 주파수 함수로서 제거 성능(rejection consideration)을 나타낸다.
도7~12는 듀얼 밴드 송수신기 시스템의 다양한 예시적 실시예를 나타낸다.
도13은 블록도의 형태로 예시적 실시예에 따라 단일 주파수 대역에 대하여 별개의 송신 및 수신 안테나의 사용을 나타낸다.
도14는 RF 통신 시스템에서 송신 및 수신 대역으로 일반적으로 고려되는 격리 레벨의 개괄적 도표를 나타낸다.
도15는 블록도의 형태로 예시적 실시예에 따라서 별개의 송신 및 수신 안테나를 단일 대역에 대해서 가지는 시스템을 도시한다.
도16a~16c는 도15의 시스템의 구현예를 도시하는데, 3차원도면, 최상층의 평면도, 최하층의 평면도를 각각 나타낸다.
도17은 도16a~16c의 구현예에 사용된 노치 필터를 도시한다.
도18은 도17의 노치 필터의 회답 손실 및 삽입 손실의 표이다.
도19는 도16a~16c 및 17에 도시된 구현예의 회답 손실 및 격리를 나타낸 표이다.
도20은 블록도의 형태로 예시적 실시예에 따라서 단일 대역에 대하여 별도의 송신 및 수신 안테나를 가지는 시스템을 도시한다.
도21a~21c는 도20의 시스템의 구현예를 도시하는데, 3차원도면, 최상층의 평면도, 최하층의 평면도를 각각 나타낸다.
도22는 도21a~21c의 구현예의 MTM 송신선 및 MTM 방향 커플러를 나타낸다.
도23은 도21a~21c의 구현예에 사용된 노치 필터를 도시한다.
도24는 노치 필터가 없는 경우 도21~23의 구현예의 회답 손실 및 격리를 나타내는 그래프이다.
도25는 노치 필터의 회답 손실 및 삽입 손실을 나타내는 그래프이다.
도26은 MTM 방향 커플러, MTM 송신선 및 노치 필터의 결합의 회답 쇤실 및 격리를 나타내는 표이다.
도27은 블록도의 형태로 예시적 실시예에 따라서 단일 대역에 대해 별도의 송신 및 수신 안테나를 가지는 시스템을 도시한다.
도28a는 도27의 시스템의 수신 안테나에 대한 입력 임피던스를 나타낸다.
도28b는 도27의 시스템에서 위상 시프터와 BPF를 관찰하는 지점에 대해서 입력 임피던스를 나타낸다.
도29a 및 29b는 도27의 시스템의 구현예를 나타내고, 3차원 도면, 최상층의 평면도, 최하층의 평면도를 각각 나타낸다.
도30은 도29a와 29b의 구현예의 위상 시프터를 나타낸다.
도31은 도30의 위상 시프터를 가지는 경우 도29a와 29b의 구현예의 회답 손실과 격리를 나타내는 표이다.
도32는 블록도의 형태로 예시적 실시예에 따라 단일 대역에 대하여 별도의 송신 및 수신 안테나를 가지는 시스템을 도시한다.
도1은 듀얼 밴드 송수신기 시스템(100)의 한 예를 개괄적으로 나타내는 블록도이고, 이는 예를 들어 듀얼 밴드 GSM900/DCS1800 또는 GSM850/PCS1900 폰 시스템이고, 이는 스위치(12) 및 스위치(124)와 같은 Tx/Rx 스위치를 사용하여 각 대역에서 Tx 및 Rx 신호 경로를 격리한다. 통신 시스템에서, 주파수 대역은 용도와 위치에 따라 배치된다. 예를 들어, PCS(Personal Communication Services)는 북미 지역에서 디지털 이동 휴대 전화에 대하여 1900MHz 대역이 사용되고, DCS(Digital Cellular System)는 북미 이외의 지역에서 유사한 대역을 정의하고, GSM을 포함한다.
도1에서, 고 대역 전력 증폭기(PA: Power Amplifier)(104) 및 고대역 저잡음 증폭기(LNA: Low Noise Amplifier)(108)이 하나의 주파수 대역, 예를 들어 DCS1800 또는 PCS1900 대역에 대하여 설계될 수 있고; 저대역 PA(112) 및 저대역 LNA(116)이 다른 주파수 대역, 예를 들어 GSM900 또는 GSM850 대역에 대하여 설계될 수 있다. 시스템(100)은 단일 안테나, 즉 듀얼 밴드 Tx/Rx 안테나(132)에 연결된 RF 전단 모듈(102)를 포함하고, 단일 안테나는 듀얼 밴드에 대하여 Tx 및 Rx 안테나 양쪽으로 기능한다. RF 전단 모듈은 전형적으로 안테나에 결합된 시스템의 전체 전단부를 말하고, 안테나 스위치 모듈(ASM: Antenna Switch Module), PA, LNA, 필터 및 다른 병렬 RF 회로를 포함한다. 몇몇 실시예는 RF 집적 회로(RFIC: RF Integrated Circuit)의 LNA의 집적을 가능하게 한다. ASM은 전형적으로 스위치를 포함하고 한 쪽 모듈 단말에서 안테나에 결합되고 다른 쪽 모듈 단말에서 PA 및 표면파(SAW: Surface Acoustic Wave) 필터에 결합되는 시스템의 부분을 말한다. 도1에 도시된 것처럼, 듀얼 밴드 통신 시스템(100)의 RF 전단 모듈(102)는 두개의 PA, 즉 고대역 PA(104) 및 저대역 PA(112), 두개의 LNA 즉 고대역 LNA(108) 및 저대역 LNA(116), 두 개의 Tx/Rx 스위치(120, 124) 및 디플렉서(128)을 포함한다. 디플렉서(128)은 듀얼 밴드 Tx/Rx 안테나(132)의 급전점(feed point)에서 고대역 신호 및 저대역 신호를 분리하고 이들을 각각의 Tx/Rx 스위치(120, 124)에 수신 동작 중에 보낸다. 단극 2중동작(SPDT: Single Pole Double Throw) 스위치가 이 실시예의 Tx/Rx 스위치에 대하여 사용되고, 이 스위치는 고대역 SPDT Tx/Rx 스위치(120)을 가지고, 이는 고대역 및 저대역 SPDT Tx/Rx 스위치(124)에서 Tx 및 Rx 신호 경로를 분리하고, 스위치(124)는 저대역에서 Tx 및 Rx 신호 경로를 분리한다. 따라서, Tx/Rx 스위치(120, 124)는 각각의 대역에서 송신 및 수신 신호의 라우팅(routing)을 제공한다. 송신 동작 동안, Tx/Rx 스위치(120, 124)는 신호를 PA(104, 112)로부터 각각 디플렉서(128)로 전달한다. 수신 동작 동안, Tx/Rx 스위치(120, 124)는 고대역 및 저대역 신호를 디플렉서(128)로부터 고대역 LNA(108) 및 저대역 LNA(116)으로 각각 전달한다. RF 전단 모듈(102)는 또한 각 대역의 수신 경로에서 LNA의 입력 단말에 결합된 SAW 필터를 포함하고 날카로운 컷오프(cut-off) 특성을 가지는 대역 필터링을 제공한다. 고대역 SAW 필터(140) 및 저대역 SAW 필터(148)이 이 실시예에 포함된다. RF 전단 모듈은 또한 제2 및 제3 고조파(harmonics)와 같은 고조파를 제거하기 위하여 각각의 대역의 송신 경로의 PA의 출력 단말에 결합된 고조파 제거 필터를 포함할 수 있다. 고대역 고조파 제거 필터(136) 및 저대역 고조파 제거 필터(144)가 이 실시예에 포함된다.
도2는 듀얼 밴드 송수신기 시스템(1200) 예를 들어 듀얼 밴드 GSM900/DCS1800 또는 GSM850/PCS1900 폰 시스템의 다른 예를 도식적으로 보여주는 블록도이고, 단극 4 경로(SP4T) 스위치(220)이 도1의 시스템(100)에서와 같은 두개의 Tx/Rx SPDT 스위치 및 디플렉서의 조합 대신에 사용된다.
이 실시예에서, 내부 디코더(224)가 외부 제어 회로로부터 제어 회로를 받아 4 동작 중 특정 구성을 선택한다, 즉 동작 연결을 선택한다. 고대역 Rx, 고대역 Tx, 저대역 Rx 및 저대역 Tx 경로 중에서의 신호의 라우팅은 따라서 이 실시예에서는 단일 SP4T 스위치(220)에 의하여 제어된다. ASM(252)는 하나의 SP4T 스위치(220) 및 두 개의 고조파 제거 필터, 즉 고대역 고조파 제거 필터(136) 및 저대역 고조파 제거 필터(144)를 포함한다.
듀얼 밴드 송수신기 시스템은 위의 종래의 구성에서 예로서 나타내어진다. 일반적으로, 동신 시스템은 단일 주파수 대역 또는 다중 주파수 대역을 지원하기 위하여 설계될 수 있다. 각각의 주파수 대역에서, 대역 폭의 일부가 Tx 모드에서 사용될 수 있고 다른 부분이 Rx 모드에서 사용될 수 있으며, 대역을 Tx 대역 및 Rx 대역으로 각각 분리한다. 단일 안테나는 전형적으로 종래의 듀얼 밴드 시스템에서 Tx 및 Rx 대역 둘 다를 커버하기 위하여 사용된다. 위의 두개의 종래의 실시예에서 나타난 것처럼, 그러한 통신 시스템의 RF 전단 모듈은 전형적으로 Tx/Rx 스위치, 고조파 제거 필터와 같은 저대역 필터 LPF, 표면탄성파 필터, PA, LNA 및 다른 RF 회로와 같은 대역 통과 필터 BPF를 포함할 수 있다. Tx 모드에서, PA에 의하여 증폭되고 안테나로 출력된 전력은 Rx 모드에서 안테나에 의해 수신된 전력보다 훨씬 크다. 따라서, 수신 회로를 보호하기 위하여, Tx 동작 중에 수신 회로에 연결되는 전력은 최소화되어야 한다. Tx 모드와 Rx 모드에서 사용되는 주파수가 가깝기 때문에, Tx/Rx 스위치는 전형적으로 같은 안테나를 공유하면서도 송신 및 수신 회로를 격리하기 위하여 사용된다. 예를 들어, GSM 및 휴대 전화를 위한 다른 표준 들은 주파수 분할 듀플렉스(FDD) 시분할 다중 접속(TDMA)를 채용하는데, 여기서 전송기 및 수신기는 다른 주파수 및 다른 시간 슬롯에서 동작하고 Tx/Rx 신호 라우팅을 위하여 반도체 스위치를 사용하는 것은 비용 면에서 문제가 클 수 있다. 심지어 어떤 응용은 예를 들어 고가의 GaAs FET가 필요하다.
반도체 스위치를 사용하는 종래의 ASM 구성과 연관된 위의 문제점을 감안하여, 본 명세서는 능동 소자 대신에 수동 소자를 이용한 격리 구성에 기한 RF 전단 모듈의 실시예 및 구현예를 제공하고, 능동 소자의 수를 감소시키거나 또는 소자 단말의 수를 감소시킨다. 그러한 RF 전단 모듈은 하나 이상의 안테나를 연결시키기 위해 구성될 수 있고 Tx 및 Rx 신호 경로 사이에 적절한 격리를 제공할 수 있다. 수동 소자를 포함한 그러한 시스템은 능동 소자를 제거하거나 감소시킴으로써 비용적 이득 및 성능면의 개량을 제공할 수 있다. 또한, 능동 소자의 제거 또는 감소는 구동 회로의 제거 또는 감소로 이어진다. 시스템은 MTM 안테나를 필터, 커플러, 송신선 및/또는 디플렉서와 같은 MTM 수동 소자와 조합하여 RF 전단 모듈에서 사용하여 하나 이상의 주파수 대역에 대하여 필요한 송수신기 기능을 달성할 수 있다. 능동 소자 대신에 MTM 기반 수동 소자를 사용함으로써 낮은 삽입 손실로 인한 전류 절약을 가능하게 할 수 있다. 비 MTM 소자 및 안테나는 또한 비용 및 성능 목표가 맞는 경우에는 사용될 수 있다. 특히, 본 명세서는 송수신기 시스템의 다양한 구성 및 실시예를 기술하고, 시스템은 단일 주파수 대역 또는 다중 주파수 대역을 지원하는 하나 이상의 안테나, Tx 신호를 처리하는 Tx 회로, Rx 신호를 처리하는 Rx 회로, 하나 이상의 안테나 및 Tx와 Rx 신호에 연결되고 반도체 스위치없이 Tx와 Rx 회로 사이에 적절한 전자기 격리를 제공하는 격리 회로를 포함하고, 종래의 시스템에 비하여 반도체 스위치의 수를 감소시키거나 또는 반도체 스위치 단말의 수를 감소시킨다.
MTM 구조는 안테나, 전송선 및 다른 RF 부품 및 소자를 구성하기 위하여 사용될 수 있고, 기능 향상, 사이즈 축소 및 성능 향상과 같은 없은 범위의 기술적 개선을 가능하게 한다. MTM 기술에 기하여 안테나, 송신선, 커플러, 필터 및 다른 소자/회로와 연관된 특징 및 분석에 관한 정보는 이하의 문헌에서 찾아볼 수 있다: 발명의 명칭이 "메타 재료 구조에 기초한 안테나, 장치 및 시스템"이고 2007년 4월 27일자에 출원된 미국 특허 출원 번호 제11/741,674호; 발명의 명칭이 "메타 재료 구조에 기초한 안테나"이고 2009년 9월 22일에 특허된 미국 특허 제7,592,952호; 발명의 명칭이 "방향 커플러를 구비한 다중 메타 재료 안테나 시스템"이고 2008년 12월 20일자에 출원된 미국 특허 출원 번호 제12/340,657호; 발명의 명칭이 "메타 재료 구조에 기초한 필터 설계 방법 및 필터"이고 2008년 11월 17일자에 출원된 미국 특허 출원 번호 제12/272,781호; 발명의 명칭이 “메타 재료 전력용 증폭기 시스템 및 고효율 선형 다중 대역 전역용 증폭기 생성 방법”이고 2009년 2월 18일자에 출원된 미국 가출원 번호 제61/153,398호. MTM 안테나 구조의 한가지 유형은 단일 금속층(SLM) MTM 안테나 구조이고, 이는 기판의 한 쪽 측면에 형성된 단일 금속층에 MTM 안테나의 도전부를 가진다. 비아 없는 2층 금속 배선(TLM-VL) MTM 안테나 구조는 도전용 비아를 구비하지 않고 기판의 평행한 2개의 표면 위에 2개의 금속층을 형성함으로써 특징지워지는 또 다른 형태의 구조이고, 하나의 금속 배선층의 하나의 도전부를 다른 금속 배선층의 다른 도전부에 연결한다. SLM 및 TLM-VL MTM 안테나 구조의 실시예와 구현예는 발명의 명칭이 "단일층 금속 배선 및 비아 없는 메타 재료 구조"이고 2008년 10월 13일자에 출원된 미국 특허 출원 번호 제12/250,477호에 기재되어 있다. SLM 및 TLM-VL MTM 안테나 구조와 달리, 다층 MTM 안테나 구조는 2개 이상의 금속 배선층에 도전부를 가지고, 금속 배선층들은 하나 이상의 비아에 의하여 연결된다. 그러한 다층 MTM 안테나 구조의 실시예와 구현예는 발명의 명칭이 "다층 금속층과 비아를 갖는 메타 재료 구조"이고 2008년 11월 13일자에 출원된 미국 특허 출원 번호 제12/270,410호에 기재되어 있다. 또한, 비평면(3차원) MTM 안테나 구조는 다중 기판 구조에 기하여 구현될 수 있다. 그러한 다중 기판 기반 MTM 안테나 구조의 실시예와 구현예는 발명의 명칭이 "비평면 메타 재료 안테나 구조"이고 2009년 5월 13일자에 출원된 미국 특허 출원 번호 제12/465,571호에 기재되어 있다. 또한, 이중 및 다중 포트 MTM 안테나가 역시 형성될 수 있고, 실시예와 구현예가 발명의 명칭이 “다중 포트 주파수 대역 커플링된 안테나”이고 2009년 11월 9일자에 출원된 미국 가출원 번호 제61/259,589호에 기재되어 있다. 위의 참조 문헌들은 본 명세서에 기재된 시스템 구현예에서 MTM 수동 소자 및 안테나를 구성하는 데 사용될 수 있는 다양한 MTM 구조 및 분석을 개시한다.
MTM 기반 부품 및 안테나는 CRLH 단위셀에 기하여 설계된다. 도3a - 3e는 CRLH 단위셀의 예를 도시한다. 도3a - 3e에 도시된 바와 같이, CRLH 단위 셀은 RH 직렬 인덕턴스 LR , LH 직렬 캐패시턴스 CL , LH 션트 인덕턴스 LL , 및 RH 션트 캐피시턴스 CR을 포함하는 전기 소자로부터 구축 또는 설계된다. 이들 소자는 CRLH 단위 셀에 대하여 등가 회로 파라메터를 나타낸다. RH 블록(300)은 RH 송신선을 표시하는데, 이는 도3f에 도시된 것처럼 RH 션트 캐피시턴스 CR(302) 및 RH 직렬 인덕턴스 LR(304)로 등가 표현될 수 있다. 이들에서 "RH/2"는 2로 나누어지는 RH 송신선의 길이를 말한다. CRLH 단위 셀의 변형들은 도3a에 도시된 바와 같으나 RH/2 및 CL이 상호 변경된 구성, 도3a-3c에 도시된 바와 같으나 한 측면에서 RH/4 및 다른 측면에서 3RH/4가 양 측면에서 RH/2가 구비된 대신에 있는 구성을 포함한다. 한편, 다른 보수 분수들이 RH 송신선을 분할하는 데 사용될 수 있다. MTM 구조는 분산된 회로요소, 일체형 회로 요소 또는 이들의 조합을 이용함으로써 이들 CRLH 단위 셀에 기하여 구현될 수 있다. 그러한 MTM 구조는 다양한 회로 플랫폼 상에서 제조될 수 있고, FR-4 인쇄회로기판(PCB) 또는 플렉서블 인쇄회로(FPC) 기판과 같은 회로 기판을 포함한다. 다른 제조 기술의 예는 박막 제조 기술, 시스템 온 칩(SOC) 기술, 저온 동시 소성 세라믹(LTCC) 기술, 모노리식 마이크로파 집적회로(MMIC) 기술 및 MEMS 기술을 포함한다.
이상의 제조 기술의 몇몇은, 예를 들어 LTCC는 프리 LNA SAW 필터를 디플렉서, LPF, 및/또는 고대역 필터(HPF)로 대체하여 전체 삽입 손실, 비용, 및 집적 복잡도를 감소시킬 수 있다. 또한, 몇몇 제조 기술을 사용함으로써 새로운 유형의 듀플렉서가 설계 가능하게 되어 프리 LNA SAW 필터와 디플렉서 또는 디플렉서, LPF 및 HPF의 조합을 대체하여 전체 삽입 손실, 비용 및 집적 복합도를 더욱 감소시킬 수 있다.
순수한 LH 메타 자료는 벡터(E, H, β)에 대하여 왼손 법칙을 따르고, 위상 속도 방향은 신호 에너지 전파 방향과 반대이다. LH 재료의 유전율 ε 및 연립 투자율 μ은 음이다. CRLH 메타 재료는 동작 주파수에 따라서 LH 및 RH 전자기 특성을 모두 나타낼 수 있다. CRLH 메타 재료는 신호의 파동 벡터(또는 전달 상수)가 0일때 0이 아닌 그룹 속도를 나타낼 수 있다. 비 균형 상황에서, 전자기파의 전달이 금지되는 대역 간격이 존재한다. 균형 상황에서 분산 곡선은 LH 및 RH 영역 사이에서 전달 상수 β(ω0)=0 인 전이 지점에서 불연속점이 없음을 나타내는데, 여기서 가이드된 파장 λg가 무한대이고, 그룹 속도 vg가 양이다.
vg = dω/dββ=0 > 0 식(1)
이 상태는 송신선(TL)의 구현예에서 0차 모드에 대응한다.
도4는 균형 상태의 CRLH 단위 셀에서 βR로 표시되는 RH 분산 곡선, βL로 표시되는 LH 분산 곡선, βR+βL로 표시되는 CRLH 분산 곡선을 도시한다. 비 균형 상황에서, 두개의 가능한 0차 공명 ωse 및 ωsh가 존재하고, 이는 무한대의 파장(β=0, 펀더멘털 모드)을 뒷받침할 수 있고 아래와 같이 표현된다.
ωsh = 1/√(CRLL) 및 ωse = 1/√(CLLR) 식(2)
여기서 CRLL≠CLLR이다. ωse 및 ωsh에서, 그룹 속도(vg=dω/dβ)는 0이고 위상 속도(vp=ω/β)는 무한대이다. CRLH 단위 셀이 균형 상태일 때, 이들 공명 주파수들은 도4에 도시된 바와 같이 교차하고 다음과 같이 표현된다.
ωse = ωsh = ω0 식(3)
여기서 CRLL=CLLR이고, 식(1)에서와 같은 양의 그룹 속도(vg=dω/dβ)와 무한대의 위상 속도(vp=ω/β)가 얻어질 수 있다. 균형 상태에 대하여, 일반 분산 곡선은 다음과 같이 표현될 수 있다.
β =(1/p)[(ω√(CRLR) - 1/(ω√(CLLL)] 식(4)
여기서 CRLH 단위 셀의 주기는 p로 표시된다. 전달 상수 β는 RH 영역에서 양이고 LH 영역에서 음이다. 식의 1항은 RH요소 βR을 나타내고 제2항은 LH요소 βL을 나타내며, 따라서 LH 특성이 저주파 영역에서 지배적이고 RH 특성이 고주파 영역에서 지배적임을 나타낸다. CRLH 분산 곡선 βR+βL은 음 및 양의 β 영역 모두에까지 연장된다; 따라서, CRLH 구조는 rdh명주파수의 스펙트럼을 지원할 수 있고, 이는 도4에서 CRLH의 분산 곡선과 교차하는 다수의 ω직선으로 나타나는 바와 같다.
도1을 다시 참조하면, 현단계의 기술 수준은 단일 ASM에 고조파 제거(배출) 필터, Tx/Rx 스위치 및 디플렉서의 집적을 수반한다. ASM의 주된 역할은 다수의 송신기와 다수의 수신기를 단일한 안테나에 연결하여 수동 경로에 적절한 격리를 제공하면서 능동 경로에 대한 송신 및 수신 전력을 최적화한다. 도1 및 2는 종래의 ASM의 두 개의 예를 나타낸다. 도1의 제1 ASM의 예는 두 개의 SPDT Tx/Rx 스위치(120, 124), 고조파 제거(배출) 필터(136, 144), 그리고 한개의 디플렉서(128)을 포함한다. 도2의 제2 ASM의 예는 1개의 SP4T 스위치(220) 및 2개의 고조파 제거 필터(136, 144)를 포함한다. 이들 구조는 단일 듀얼 밴드 Tx/Rx 안테나(132)를 구비한 멀티플렉싱을 수행한다. 표1은 ASM 포함 소자 특성에 대하여 전형적인 고려사항을 제공한다.
파라메터 조건 설계범위 비고
삽입손실 안테나→Tx L,H대역
안테나→Rx L,H대역		 1.0 - 1.2 dB
0.8 - 1.0 dB		 LPF: 0.3 - 0.5 dB
SPDT: 0.3 - 0.4 dB
SP4T: 0.5 - 0.7 dB
디플렉서: 0.4 - 0.6 dB
격리
 Tx L대역
→Rx H대역
Rx L대역		 > 26 dB Maintain less than +8dBm @Rx RF SAW input from 34dBm Max Pou of PA, in order to protect the Rx SAW filter and Rx RFIC during transmission
Tx H대역
→Rx H대역
Rx L대역		 > 24 dB Maintain less than +8dBm @Rx RF SAW input from 31.5dBm Max Pou of PA, in order to protect the Rx SAW filter and Rx RFIC during transmission
고조파제거(LPF)
 Tx L대역 2차: 25 dB
3차: 20 dB		 . May be shared by LPF and Diplexer
. Spurious emission band and UE co-existence
Tx H대역 2차: 20 dB
3차: 20 dB		 . Spurious emission band
몇몇 예에서, Tx와 Rx 경로 사이에서 요망되는 격리는 Rx SAW 필터 및 LNA에 대한 입력 전력이 최대 정격 입력 전력을 초과하지 않도록 결정된다. Rx SAW 필터가 최대 정격 입력 전력 13dBm을 가지고, LNA가 5dBm 전후의 최대 정격 입력 전력을 처리할 수 있는 제1 시나리오를 고려하자. LNA는 수신 경로에서 각각의 Rx SAW 필터 바로 다음에 위치할 수 있다. Rx SAW 필터는 적어도 20dB의 Tx 신호를 제거할 수 있고, LNA는 따라서 최대한 -7dBm을 받고, 이는 LNA의 최대 정격 입력 전력보다 상당히 아래이다. 이는 최소한 이 시나리오에서는 Tx 누설 전력이 LNA가 그 최대 정격 입력 전력을 받기 전에 Rx SAW 필터를 먼저 손상시킬 수 있다는 것을 나타낸다. 그러므로, Rx SAW 필터의 보호가 최대 정격 전력 레벨과 관련하여 고려된다. 위의 가정에서, SAW 필터 입력 전력의 상한은 핸드셋 제조를 위하여 5dB의 마진을 가지고 +8dBm에서 가정된다. 예를 들어, 도1에서와 같이, 저대역 SPDT Tx/Rx 스위치(124)는 적어도 26dB 격리를 Tx 및 Rx 신호 경로 사이에서 제공할 것이다. 고대역 SPDT Tx/Rx 스위치(120)은 적어도 24dB 격리를 제공할 것이다. 그러므로, 이 시나리오에서, 저대역 PA(112)에서 최대 출력 Tx 전력이 +34dBm이고 삽입 손실이 PA 출력과 안테나 포트 사이에서 1dB이면, 요구되는 Tx 경로에서 Rx 경로에의 격리는 저대역 PA(112)출력과 저대역 Rx SAW 필터(148) 입력 사이에서 약 26dB이고, 이는 표1에 특정된 바와 같다. 유사하게, 고대역에 대한 격리는 약 24dB로 고대역 PA(104)의 출력과 고대역 Rx SAW 필터(140)의 입력 사이에서 가정될 수 있다. 여기서, 최대 출력 Tx 전력은 고대역에서 +31.5dBm으로 가정된다. 그러나, 위의 격리값은 예이고 추정임에 주의하라. 개선된 또는 다른 필터링 기술 또는 회로 구조를 사용함으로써, 이들 파라메터 값은 변할 수 있다.
몇몇 시스템 구조는 MTM 기술을 사용하고, 이는 비 MTM 구조 및 기술에 비하여 개선된 효율로 안테나의 소형화를 가능하게 한다. 또한, 이들 안테나로 수동 소자를 집적하는 것은 새로운 구조의 설계를 가능하게 해 주어 삽입 손실을 개선하고 밴드 외부로의 제거를 개선한다.
예를 들어, 수동 소자의 사용은 GSM 휴대 전화에서 하나 이상의 제어선에 대한 요구를 필요없게 할 수 있고, 이는 마이크로초 타이밍의 해상도로 안테나 스위칭 신호를 디코딩하는 것에 관련이 있다. 그러한 구조는 듀얼 밴드 시스템에 저비용 솔루션을 제공하고, 듀얼 밴드 시스템은 예를 들면 몇몇 실시예에서 GSM 휴대전화가 된다.
도5a는 4 안테나 듀얼 밴드 송수신기 시스템(500)의 예를 도시한다. 시스템(500)은 예를 들어 듀얼 밴드 GSM900/DCS1800에서의 통신을 지원할 수 있다. 시스템(500)은 듀얼 밴드 시스템이고, 이는 두개의 주파수 대역에서 통신을 처리할 수 있다는 것을 의미한다. 명확성을 위하여, 도시된 예는 저대역 경로(501) 및 고대역 경로(503)을 정의한다. 각각의 대역 경로는 수신 안테나 및 송신 안테나를 가진다. 이러한 방법으로, 각 대역 경로는 수신 경로 및 송신 경로를 가지고, 그러므로 시스템(500)은 RF 전단 모듈(502) 내에 4 통신 또는 송신 경로를 가진다. 시스템(500)은 4개의 단일 대역 안테나(504, 508, 512,514)을 포함하고 이들은 RF 전단 모듈(502)에 연결되고 전단 모듈(502)는 두개의 커플러(520, 524), 두개의 LPF(536, 540), 두개의 HPF(528, 532)를가진다. 모듈(502)는 또한 고대역 LPF(540)에 연결된 고대역 PA(554), 저대역 HPF(528)에 연결된 저대역 Rx SAW(558), 고대역 HPF(532)에 연결된 고대역 Rx SAW(562), 저대역 Rx SAW(558) 및 고대역 Rx SAW(562)에 각각 연결된 저대역 LNA(594) 및 고대역 LNA(596)을 포함한다. 4개의 안테나(504, 508, 512, 516)은 저대역 Tx(880~915MHz), 저대역 Rx(925~960MHz), 고대역 Tx(1710~1785MHz), 고대역Rx(1805~1880MHz) 각각을 지원하기 위하여 튜닝되어 저대역 Tx 안테나(504), 저대역 Rx 안테나(508), 고대역 Tx 안테나(512), 및 고대역 Rx 안테나(516) 각각을 제공한다.
저대역 경로(501)은 Tx PA(550)에서 받은 Tx신호를 LPF(536), 커플러(520) 그리고 마지막으로 Tx 안테나(504)로 처리한다. 저대역 경로(501)은 Rx안테나(508)에서 통과에 의하여 받은 Rx신호를 커플러(520) 그리고 HPF(528) 그리고 Rx SAW(558)로 처리한다. 고대역 경로(503)은 고대역 Tx 및 Rx 신호에 대하여 유사한 동작을 한다.
이들 안테나(504, 508, 512, 516)은 MTM 구조에 기하여 설계될 수 있다. 저대역 Tx 안테나(504) 및 저대역 Rx 안테나(508)은 저대역 커플러(520)에 연결되어 저대역 Tx 및 Rx 경로 사이에서, 예를 들어 지점 Lp1 및 Lp4' 사이에서 격리를 제공한다. 유사한 구성이 고대역 경로에서 만들어지고, 여기서 고대역 Tx 안테나(512) 및 고대역 Rx 안테나(516)은 모두 고대역 커플러(524)에 연결되어 고대역 Tx 및 Rx 경로 사이에서, 예를 들어 지점 Hp1 및 Hp4'사이에서 격리를 제공한다. MTM 커플러가 커플러(520, 524) 에 대하여 사용되어 각각의 대역 경로 내에서 송신 및 수신 경로 사이에서 격리를 개선할 수 있다.
Tx 및 Rx 신호 경로 사이의 격리 기술은 앞서 서술된 것처럼 Tx 대역이 Rx 대역에 대하여 덜 강조된다는 점을 고려한다. 그러므로, 커플러(520, 524) 는 디커플링(decoupling) 및 격리를 Tx 대역에서 Rx 대역보다 더 잘 제어하도록 설계될 수 있다. 격리를 보다 더 개선하기 위하여, 저대역 HPF(528) 및 고대역 HPF(532)가 도5a에 나타난 것 처럼 각각의 Rx 경로에서 추가된다. 저대역 LPF(536) 및 고대역 LPF(540)이 각각의 Tx 경로에 배치되어 각각의 PA 출력에서 제2 및 제3 고조파를 배출하고, 주로 도 1 및 2에서 고조파 배출 필터(136, 144)의 기능을 수행한다. 한 예에서, Tx 경로에서 성분의 배치를 통하여 약 1 dB의 삽입 손실을 고려함으로써, Tx 대역에서 최소 격리는 저대역에서 약 26 dB 및 고대역에서 약 24 dB로 추정된다.
비용 절감에 더하여, 이 구조는 Tx 및 Rx 대역 모두에서 개선된 삽입 손실 및 안테나 효율을 제공할 수 있다. 이 구조의 낮은 삽입 손실은 적어도 부분적으로는 4개의 포트 커플러가 pass 대역에서 전송이 잘 된다는 점에서부터 기인한다. MTM 커플러 및 필터를 사용하는 시스템은 안테나의 PA 출력 및 급전점 사이에서 즉, Lp1 및 Lp2 사이 그리고 Hp1 및 Hp2 사이에서 삽입 손실을 개선할 수 있다. 또한, 그러한 MTM 솔루션은 급지점 및 Rx SAW 입력 사이, 즉 Lp3 및 Lp4' 그리고 Hp3 및 Hp4' 사이에서 삽입 손실을 개선할 수 있다. 조합된 Tx/Rx 안테나 대신에 Tx 및 Rx 안테나의 분리는, 도5a의 4 안테나 듀얼 밴드 송수신기 시스템에서와 같이 각각의 대역에서 안테나 복사 효율을 개선할 수 있는데, 이는 안테나 임피던스가 넓은(Tx 와 Rx) 조합 대역폭 대신에 좁은 각각의(Tx 및 Rx) 대역폭에서 더 좋은 복사에 관한 최적점에 일치할 수 있기 때문이다.
비슷한 격리 구조가 저대역 및 고대역 모두에 대하여 사용될 수 있다. 이하에서는 저대역 의 맥락에서 격리 기술을 고려한다. 이 구조에서, 커플러의 수는 시스템에서 지원되는 주파수 대역의 수에 대응하고, 여기서 각각의 주파수 대역은 Tx 및 Rx 대역을 포함한다.
도5b는 시스템(500)의 저대역 경로 501에 대하여 Tx 안테나(504)로부터 Rx 경로로의 Tx 전력 누설을 최소화하기 위한 격리 구조를 나타낸다. 커플러(520)는 이하의 방법에 따라서 Rx 경로의 Tx 신호를 배출하기 위하여 설계된다: (i) Lp2 및 Lp3 사이(즉, Tx 안테나(504) 및 Rx 안테나(508) 사이)의 커플링을 추정한다; (ii) (i)에서 추정된 커플링과 동일한 커플링 레벨당 커플러(520)을 설계한다; 그리고 (iii) 커플러(520)의 Lp1 및 Lp2 사이의 위상, 안테나(504)와 (508)의 Lp2 및 Lp3 사이의 위상, 그리고 커플러(520)의 Lp3 및 Lp4 사이의 위상의 합이 커플러(520)의 Lp1 및 Lp4 사이의 위상과 180도 차이 나도록 커플러(520)을 설계한다. MTM 커플러 설계 및 구현예의 상세는 발명의 명칭이 "커플러를 가지는 다중 메타재료 안테나 시스템"이고 2008년 12월 20일자에 출원된 미국 특허 출원 번호 제12/340,657호에 기재되어 있다. 도5b는 커플러 포트 Lp1 및 Lp4 사이, HPF 포트 Lp4 및 Lp4'사이의 Tx 대역 배출 및 전체 Tx 대역 배출에 관한 구현을 도시한다. 3개의 구현예가 전형적인 GSM 시스템 구현에 기하여 조사 특성을 포함한다. 도5b의 아래 부분의 3개의 그래프에 나타난 것 처럼, Rx 경로의 HPF(528)는 Lp1 및 Lp4'사이의 전체 Tx 대역 배출을 개선하는데 도움을 주고, 커플러(520) 하나만에 의한 Tx 대역 배출 보다 더 낫다.
저역 Tx 및 고역 Rx 경로 사이의 격리 및 고역 Tx 및 저역 Rx 경로 사이의 격리에 관한 구현은 4 안테나 듀플렉스 구조에서 덜 엄격할 수 있는데, 이는 약한 커플링을 제공하는 큰 주파수 대역 간격 때문이다. 도5a에 나타난 것과 같은 구조는 필터, 커플러, 및/또는 안테나에 대하여 MTM 기술을 이용하도록 구성될 수 있는데, 이로 인해 개선된 비용대 효과 특성을 가져오고, 이는 개선된 삽입 손실 및 밴드외 배출을 포함한다. 그러나, 종래의 또는 비 MTM 기반 기술이 또한 사용될 수 있다.
도6a는 2 안테나 듀얼 밴드 송수신기 시스템(600)의 예를 나타내는데, 이는 예를 들어 듀얼 밴드 GSM900/DCS1800에서 통신을 지원할 수 있다. 시스템(600)은 두개의 디플렉서(612, 616) 및 하나의 PIN 다이오드(620)를 가지는 RF 전단 모듈(602)에 연결된 2개의 듀얼 밴드 안테나(604, 608)를 포함한다. 모듈(602)는 또한 Tx 디플렉서(612) 에 연결된 고대역 PA(650) 및 저대역 PA(654), Rx 디플렉서(616)에 연결된 고대역 Rx SAW(658) 및 저대역 Rx SAW(662), 저대역 Rx SAW(658) 및 고대역 Rx SAW(662)에 연결된 저대역 LNA(694) 및 고대역 LNA(696)를 각각 포함한다. 2개의 듀얼 밴드 안테나(604, 608)은 이 실시예 에서는 MTM 구조에 기하여 설계될 수 있다. 듀얼 밴드 Tx 안테나(604)는 저대역 Tx(880 ~915 MHz) 및 고대역 Tx(1710 ~1785 MHz)를 지원하기 위하여 튜닝되고; 듀얼 밴드 Rx 안테나(608)는 저대역 Rx(925 - 960 MHz) 및 고대역 Rx(1805 ~1880 MHz)를 지원하기 위하여 튜닝된다. 두 개의 유형의 디플렉서, Tx 디플렉서(612) 및 Rx 디플렉서(616)가 각각 Tx 경로(610) 및 Rx 경로(611)에 연결된다.
도6a에 도시된 구조의 한 특징은 듀얼 밴드 Tx 안테나(604) 및 듀얼 밴드 Rx 안테나(608)를 각각 Tx 및 Rx 대역에 대하여 사용하는 것이고, 디플렉서(612, 616) 및 PIN 다이오드(620)을 조합하여 Tx 및 Rx 경로 사이의 격리를 수행한다. PIN 다이오드(620)는 듀얼 밴드 Rx 안테나(608)과 병렬로, 또는 직렬로 연결되어 듀얼 밴드 Tx 안테나(604)가 신호를 송신할 때 Rx경로를 단절할 수 있다. 외부 제어 회로로 부터의 제어 신호가 PIN 다이오드(620)를 제어할 수 있다. 한편, GSM 휴대 전화에서 베이스 밴드 모뎀으로부터 사용할 수 있는 Tx/Rx 온/오프 콘트롤이 PIN 다이오드(620)를 제어하기 위하여 공통으로 사용되어 이 실시예에서 온 상태(Rx 경로 연결) 및 오프 상태(Rx 경로 단절)를 제공할 수 있다. Tx 대역에서 26 dB 보다 좋은 격리는 저비용의 상용 PIN 다이오드를 사용하여 달성될 수 있다.
Tx 디플렉서(612)는 Tx 고대역을 Tx 저대역 으로부터 분리한다; 그리고 Rx 디플렉서(616)은 Rx 고대역을 Rx 저대역 으로부터 분리한다. 도6a에 개략적으로 도시된 것처럼, Tx 디플렉서(612)는 Tx 저대역에 대하여 LPF를 포함할 수 있고 Tx 고대역에 대하여 BPF를 포함할 수 있다; 그리고 Rx 디플렉서(616)는 Rx 저대역에 대하여 LPF를 포함할 수 있고 Rx 고대역에 대하여 HPF를 포함할 수 있다. 이 구성은 아래의 두가지 특징을 제공한다. 첫째, 각각의 Tx 및 Rx 경로에 대한 주파수 짝짓기(저대역 및 고대역)에 의해, Tx 디플렉서(612) 또는 Rx 디플렉서(616)을 경유하여 Tx 경로로부터 Rx SAW 필터 로의 라우팅 경로를 제공하기 어렵게 되고, 따라서 디플렉서에 대한 격리 구현 형태가 덜 엄격하게 된다. 이 경우, 26dB 격리 보다 15dB 대역 대 대역 격리가 고대역 및 저대역 포트(Tx에 대하여 HBTxp 및 LBTxp; Rx에 대하여 HBRxp 및 LBRxp)를 격리하는 데 사용될 수 있다. 둘째, 각각의 Tx 및 Rx 경로에 대한 주파수 짝짓기(저대역 및 고대역)는 더 많은 격리를 제공하는데 이는 각 쌍에서 고대역 및 저대역이 주파수에서 분리되어 있기 때문이다. 한 예에서, 엄격한 구현예는 Tx 디플렉서(612)의 저대역에서 LPF에 대하여 25dB의 제2 고조파 배출을 포함한다. 덜 엄격해진 대역외 배출 구현 및 고대역 및 저대역 사이의 더 큰 주파수 분리를 이용함으로써, 필터의 차수가 감소될 수 있고, 필터 설계가 간단해 질 수 있다. 또한, Tx 디플렉서(612)의 낮은 삽입 손실은 예를 들어 MTM 기술을 이용하여 달성될수 있다.
도 6b는 Tx 디플렉서(612) 및 Rx 디플렉서(616)에 대한 주파수의 함수로서 표1과 유사한 가정에 기하여 표1에 있는 것처럼 전형적인 제거 구현을 그래프로 나타낸다. 이 디플렉서들은 종래 기술 또는 MTM 기술을 사용하여 PCB 위에 직접 형성될 수 있다. Tx 저대역 경로의 Tx 디플렉서(612)의 LPF가 도 6a의 포트 LBTxp 및 Txp를 통하여 저대역 송신기의 고조파 제거를 제공하고, 반면 Tx 고대역 경로에 대하여 Tx 디플렉서(612)의 BPF는 도 6a의 포트 HBTxp 및 Txp를 통하여 고대역 송신기의 적절한 고조파 제거에 관련이 있다. Rx 디플렉서(616)은 유사하게 동작한다. 이 디플렉서(616)은 Rx 저대역에 대한 LPF 및 Rx 고대역에 대한 HPF에 기하여 Rx 저대역 경로로부터 Rx 고대역 경로를 분리한다. Rx 디플렉서(616)이 수신기 맥락에서만 취급되므로, Tx 누설 전력의 제거는 Rx 디플렉서 설계에서 덜 고려될 수 있다. 또한, 고대역 및 저대역 Rx 대역 사이의 주파수 분리가 크다는 것을 이용하여, Rx 디플렉서(616)dl 적은 삽입 손실을 달성하기 위하여 설계될 수 있다.
듀얼 밴드 Tx 안테나(604) 및 듀얼 밴드 Rx 안테나(608)을 이용함으로써 단일 듀얼 밴드 Tx/Rx 안테나(도1 및 도2와 같은)보다 더 큰 효율을 얻을 수 있는데 이는 이 두 안테나가 개별적으로 더 좁은 대역에 대하여 튜닝될 수 있기 때문이다. 인접한 안테나 위치 및 접속(개방 또는 단락)을 적절히 제어함으로써 복사 효율을 더욱 개선할 수 있다. 예를 들어, 제2(인접) 안테나는 주 안테나 효율을 개선하는 리플렉터로 사용될 수 있다. 유사한 기술에 기하여, 듀얼 밴드 Rx 안테나(608)가 포트를 적절히 배치 및/또는 접속하여 조작될 수 있는데, Tx 안테나 효율을 개선하기 위하여 PIN 다이오드(620)을 사용하여 단절시키는 경우에 그렇게 조작할 수 있다. 유사한 기술이 싱글 밴드, 듀얼 밴드 또는 멀티 밴드 Rx 안테나에 연결된 능동 소자(예를 들어, 스위치, PIN 다이오드, 기타)를 가지는 구성으로 확장될 수 있고, 여기서 능동 소자는 Rx 안테나를 접지로 단락시키기 위해 제어될 수 있다. 결국, Rx 안테나는 리플렉터로 동작하고, 따라서 Tx 안테나 효율을 개선한다.
도7은 2 안테나 듀얼 밴드 송수신기 시스템(700)의 다른 예를 도시한다. 시스템(700)은 예를 들어 듀얼 밴드 GSM900/DCS1800 시스템에서 통신을 지원할 수 있다. 도 6a의 2 안테나 듀얼 밴드 송수신기 시스템(600)과 비교하여, 도 7의 이 시스템(700)은 도 6a의 Rx 경로에 연결된 PIN 다이오드(620)을 대신하여 Tx 및 Rx 경로에 연결된 커플러(720)을 포함한다. 시스템(700)은 Tx 디플렉서(712) 및 Rx 디플렉서(716)을 가지는 시스템(600)과 비슷하다. Tx 경로(710)은 고대역 PA(750) 및 저대역 PA(754)를 포함한다. Rx 경로(711)은 고대역 Rx SAW 필터(758) 및 저대역 Rx SAW 필터(762), 고대역 Rx SAW(758)에 연결된 고대역 LNA(796) 및 저대역 Rx SAW(762)에 연결된 저대역 LNA(794)를 포함한다.
커플러(720)은 도5a의 4 안테나 듀얼 밴드 송수신기 시스템(500)에서 사용된 커플러(520, 524)와 유사한 메커니즘으로 동작하고, 여기서 커플러(720)은 Tx 안테나(704)로부터 Rx 안테나(708)로의 고대역 및 저대역 모두에서의 전력 누설을 디커플한다. 커플러 크기에 관한 기본 파장 구현은 고대역에서의 커플링이 상대적으로 약함을 나타낸다. 따라서, 커플러(720)은 저대역에 대하여 안테나(704, 708)를 격리하고 고대역에서 전체적 송신선으로 동작하도록 설계될 수 있다. 이는 예를 들어 MTM 커플러 설계에서 LC 네트웍을 도입함으로써 이루어질 수 있다. 커플러(720)는 CRLH MTM 구조에 기하여 듀얼 밴드 동작에 대하여 구성될 수 있다. LH부는 1차적으로 저대역 특성을 제어하고, 반면 RH부는 1차적으로 고대역 특성을 제어한다.
개량된 필터 기술에 따라, Rx BPF 기술은 벌크 탄성파(Bulk Acoustic Wave: BAW) 또는 박막 벌크 탄성 공진기(Film Bulk Acoustic Resonator) 필터 기술을 예를 들어 사용하는 입력 전력에 대한 최대 정격을 증가시키는 경향이 있다. 이는 격리 구현의 이완으로 이어딜 수 있다. 한편, 격리 구현은 MTM 필터가 SAW, BAW 또는 FBAR 필터를 대신하여 사용될 때 이완될 수 있다.
도8은 2 안테나 듀얼 밴드 송수신기 시스템의 다른 예를 나타낸다. 시스템(800)은 예를 들어 듀얼 밴드 GSM900/DCS1800 통신 시스템을 지원할 수 있다. 시스템(800)은 Tx 경로(810) 및 Rx 경로(811)을 가지고, 여기서 Tx 경로(810)은 Tx 디플렉서(812)에 연결된 고대역 PA(850) 및 저대역 PA(854)를 포함한다. 이 시스템(800)은 SAW 필터를 가지지 않는 Rx 경로(811)에서 고대역 LNA(870) 및 저대역 LNA(874)를 포함한다. 도6의 구조에서 고대역 Rx SAW(658), 저대역 Rx SAW(662), Rx 디플렉서(616) 및 PIN다이오드(620)은 도8에서 하나의 Rx 디플렉서(816)으로 대체된다. SAW 필터의 배출에 의해, 포트 Txp 및 Rxp 사이의 격리 구현은 Tx 및 Rx 대역 모두에 대하여 이완된다. 이 이완 격리 구현으로, 본래의 SAW 필터의 BPF 기능은 고대역 및 저대역 모두에 대하여 Rx 디플렉서(816)에서 포함되고 Tx 안테나(804)가 송신중일 때 Rx 경로로의 Tx 전력 누설을 배출할 수 있다. Rx 디플렉서(816)의 설계 및 제조는 LTCC, 다층 세라믹 또는 FBAR 기반 기술에 기할 수 있고, 이는 Tx 누설에 대한 유연성을 제공할 수 있다. MTM 디플렉서 또는 비 MTM 디플렉서가 이 예에서 사용될 수 있다.
도9는 2 안테나 듀얼 밴드 송수신기 시스템(900)의 다른 예를 도시한다. 이 시스템(900)은 예로서 듀얼 밴드 GSM900/DCS1800 통신 시스템을 지원할 수 있다. 시스템(900)은 두개의 디플렉서(912, 916) 및 하나의 커플러(920)를 가지는 RF 전단 모듈(902)에 연결된 2개의 듀얼 밴드 안테나(904, 908)를 포함한다.
모듈(902)는 디플렉서 1(912)에 연결된 고대역 PA(950) 및 저대역 Rx SAW(962), 디플렉서 2(916)에 연결된 저대역 PA(954) 및 고대역 Rx SAW(958), 각각 저대역 Rx SAW(962) 및 고대역 Rx SAW(958)에 연결된 저대역 LNA(994) 및 고대역 LNA(996)을 더 포함한다. 두개의 듀얼 밴드 안테나(904, 908)은 이 실시예에서 MTM 구조에 기하여 설계될 수 있다. 듀얼 밴드 안테나 1(904)는 저대역 Rx(925 ~960 MHz) 및 고대역 Tx(1710 ~1785 MHz)를 지원하기 위하여 튜닝되고; 듀얼 밴드 안테나 2(908)이 고대역 Rx(1805 ~1880 MHz) 및 저대역 Tx(880 ~915 MHz)를 지원하기 위하여 튜닝된다. 도 9에 도시된 이 시스템(900)은 디플렉서 1(912) 및 디플렉서 2(916)이 각각 고대역 T x 및 저대역 Rx, 그리고 고대역 Rx 및 저대역 Tx로서 짝지어진 점을 제외하고는 도7의 2 안테나 듀얼 밴드 송수신기 기스템(700)과 유사하다. 이 실시예에서, 커플러(920)은 각각 반대인 신호 흐름 방향을 나타낸다. 예를 들어, Tx 신호는 저대역에 대하여 TxRxp2에서 입사되고 TxRxp1에서 출사되며, 고대역에 대하여는 그 반대이다.
도10은 2 안테나 듀얼 밴드 송수신기 시스템(1000)의 다른 예를 도시한다. 이 시스템(1000)은 예를 들어 듀얼 밴드 GSM900/DCS1800 통신 시스템을 지원할 수 있다. 시스템(1000)은 두개의 디플렉서(1012, 1016)을 가지는 RF 전단 모듈(1002)에 연결된 두개의 Tx/Rx 안테나(1004, 1008)을 포함한다. 모듈(1002)는 저대역 경로(1001) 및 고대역 경로(1003)을 포함하고, 저대역 경로(1001)은 저대역 디플렉서(1012)에 연결된 저대역 PA(1054) 및 저대역 Rx SAW(1062)를 포함한다; 그리고 고대역 경로(1003)은 고대역 디플렉서(1016)에 연결된 고대역 PA(1050) 및 고대역 Rx SAW(1058)을 포함한다. 저대역 LNA(1094) 및 고대역 LNA(1096)은 각각 저대역 Rx SAW(1062) 및 고대역 Rx SAW(1058)에 연결된다. 두개의 Tx/Rx 안테나(1004, 1008)은 이 실시예에서 MTM 구조에 기하여 설계될 수 있다. 저대역 Tx/Rx 안테나(1004)는 Tx 및 Rx 저대역(880 ~960 MHz)을 지원하기 위하여 튜닝되고; 고대역 Tx/Rx 안테나(1008)이 Tx 및 Rx 고대역 (1710 ~1880 MHz)을 지원하기 위하여 튜닝된다. 저대역 경로(1001)에서 저대역 디플렉서(1012)는 Tx 및 Rx 저대역을 커버한다; 그리고 고대역 경로(1003)에서 고대역 디플렉서(1016)는 Tx 및 Rx 고대역을 커버한다. 이들 디플렉서(1012, 1016)은 각각 저대역 Tx/Rx 안테나(1004) 및 고대역 Tx/Rx 안테나(1008)에 연결된다. 고대역 및 저대역 안테나(1004, 1008) 사이의 26dB보다 큰 격리가 이 실시예에서 두개의 주파수 대역 사이의 보다 넓은 분리로 인하여 얻어질수 있다. 종래의 디플렉서 기술을 사용하면 좁은 대역 폭, 예를 들어 10 및 20 MHz로 인하여 각각 저대역 디플렉서에 대하여 26dB 격리 및 고대역 디플렉서에 대하여 24dB 격리를 달서하는 것이 전형적으로는 어려웠다. 그러나 그러한 격리가 예를 들어 CRLH 송신선의 비선형 위상 응답을 사용함으로써 달성될 수 있다. MTM 디플렉서는 저비용과 높은 격리를 가지고 저손실 PCB 또는 다층기판 위에 인쇄될 수 있다.
도11은 1 안테나 듀얼 밴드 송수신기 시스템(1100)의 예를 도시한다. 이 시스템(1100)은 예를 들어 듀얼 밴드 GSM900/DCS1800 통신 시스템을 지원할 수 있다. 시스템(1100)은 두개의 디플렉서(1112, 1116) 및 하나의 SPDT Tx/Rx 스위치(1108)을 가지는 RF 전단 모듈(1102)에 연결된 단일 듀얼 밴드 Tx/Rx 안테나(1104)를 포함한다. 도6a에 도시된 2 안테나 듀얼 밴드 송수신기 시스템(600)과 유사하게, Tx 디플렉서(1112)(집적된 Tx LPF와 함께) 및 Rx 디플렉서(1116)은 각각 Tx 경로(1101) 및 Rx 경로(1103)에 연결된다; 그리고 모듈(1102)는 Tx 디플렉서(1112)에 연결된 고대역 PA(1150) 및 저대역 PA(1154), Rx 디플렉서(1116)에 연결된 고대역 Rx SAW(1158) 및 저대역 Rx SAW(1162), 저대역 Rx SAW(1162) 및 고대역 Rx SAW(1158)에 각각 연결된 저대역 LNA(1194) 및 고대역 LNA(1196)을 더 포함한다. 단일 듀얼 밴드 Tx/Rx 안테나(1104)는 MTM 구조에 기하여 설계될 수 있고 저대역 Tx(880 ~915 MHz), 고대역 Tx(1710 ~1785 MHz), 저대역 Rx(925 ~960 MHz) 및 고대역 Rx(1805 ~1880 MHz) 을 지원하기 위하여 튜닝될 수 있다. SPDT Tx/Rx 스위치(1108)이 Tx 경로(1101) 및 Rx 경로(1103)을 스위치하기 위하여 사용된다. 도6a의 PIN 다이오드(620)의 온/오프 제어와 유사하게, SPDT Tx/Rx 스위치(1108)은 외부 제어 신호로부터의 제어 신호에 의하여 제어될 수 있다. 한편, GSM 휴대전화에서 베이스밴드 모뎀으로부터 사용할 수 있는 Tx/Rx 온/오프 제어는 통상적으로 SPDT Tx/Rx 스위치(1108)를 제어하는 데 사용될 수 있다. 도1의 종래의 듀얼 밴드 송수신기 시스템과 비교하여, 두개의 SPDT 스위치, 한 개의 디플렉서, 그리고 두개의 고조파 배출 필터가 본 실시예에서는 하나의 SPDT 스우치 및 두개의 디플렉서로 대체되고, 이는 비용적인 이점이 있다. 두개의 디플렉서 중에서 적어도 하나는 성능을 더욱 향상시키기 위하여 CRLH구조를 가지는 MTM 디플렉서일 수 있다.
도12는 1 안테나 듀얼 밴드 송수신기 시스템(1200)의 다른 예를 도시한다. 이 시스템(1200)은 예를 들어 듀얼 밴드 GSM900/DCS1800 통신 시스템을 지원할 수 있다. 시스템(1200)은 3개의 디플렉서, 즉 안테나 디플렉서(1208), 저대역 디플렉서(1212) 및 고대역 디플렉서(1216)을 가지는 RF 전단 모듈(1202)에 연결된 단일 듀얼 밴드 Tx/Rx 안테나(1204)를 포함한다. 도10의 시스템(1000)의 구조와 유사하게, 모듈(1202)는 저대역 및 고대역 디플렉서(1212, 1216), 저대역 디플렉서(1212)에 연결된 저대역 PA(1254) 및 저대역 Rx SAW(1262), 고대역 디플렉서(1216)에 연결된 고대역 PA(1250) 및 고대역 Rx SAW(1258), 저대역 Rx SAW(1262) 및 고대역 Rx SAW(1258)에 각각 연결된 저대역 LNA(1294) 및 고대역 LNA(1296)을 포함한다. 단일 듀얼 밴드 Tx/Rx 안테나(1204)는 MTM 구조에 기하여 설계될 수 있고 저대역 Tx(880 ~915 MHz), 고대역 Tx(1710 ~1785 MHz), 저대역 Rx(925 ~960 MHz) 및 고대역 Rx(1805 ~1880 MHz) 을 지원하기 위하여 튜닝될 수 있다. 도12의 이 시스템은 단일 듀얼 밴드 Tx/Rx 안테나(1204)가 사용되고, 안테나 디플렉서(1208)이 추가로 사용되어 고대역 및 저대역에서 안테나 포트를 격리한다는 점을 제외하고는 도10의 2 안테나 듀얼 밴드 송수신기 시스템과 유사한 구성을 가진다. 즉, 두 개의 안테나(즉, 도10의 저대역 Tx/Rx 안테나(1004) 및 고대역 Tx/Rx 안테나(1008))가 하나의 안테나(즉, 단일 듀얼 밴드 Tx/Rx 안테나(1204)) 및 하나의 안테나 디플렉서(1208)로 교체된다. 안테나 디플렉서(1208)은 고대역 및 저대역을 분리하고 듀얼 밴드 Tx/Rx 안테나(1204)에 연결된다. 저대역 디플렉서(1212)는 저대역에서 안테나 디플렉서(1208)에 연결된다. 저대역에서 Tx 및 Rx 경로 사이의 26dB의 격리는 본 실시예에서 이루어질 수 있다. 고대역 디플렉서(1212)는 고대역에서 안테나 디플렉서(1208)에 연결되고 고대역에서 Tx 및 Rx 경로 사이의 24dB의 격리가 본 실시예에서 될 수 있다. 3개의 디플렉서 중 적어도 하나가 성능을 더 개선하기 위하여 CRLH 구조를 가지는 MTM 디플렉서일 수 있다.
1~4개의 안테나를 가지는 듀얼 밴드 시스템이 위의 송수신기 시스템에서 기재되었다. 일반적으로, 통신 시스템은 단일 주파수 대역 또는 다중 주파수 대역을 지원하기 위하여 설계될 수 있다. 각각의 주파수 대역에서, 대역폭의 일부가 Tx 모드에서 사용될 수 있고, 다른 부분이 Rx 모드에서 사용될 수 있고, 대역을 각각 Tx 대역 및 Rx 대역으로 나눈다. 하나의 안테나는 각각의 주파수 대역에서 Tx 및 Rx 모두 둘다를 지원하기 위하여 사용될 수 있다. 한편, 별도의 Tx 및 Rx 안테나가 하나의 주파수 대역에서 각각 Tx 및 Rx 모드를 지원하기 위하여 사용될 수 있다. 동일하 ㄴ시스템 구성이 Tx 및 Rx 안테나의 다수의 쌍으로 다수의 대역을 커버하기 위하여 복제될 수 있고, 각각의 쌍은 각각의 대역에서 Tx 및 Rx 모드를 지원한다. 도5a의 시스템은 두개의 대역을 지원하는 Tx 및 Rx 안테나의 두개의 쌍을 가지는 듀얼 밴드 시스템의 예를 나타낸다. 동일한 구성이 도5adp 도시된 것처럼 본 실시예에서 저대역 및 고대역에 대하여 복제된다. 따라서, 도5a의 주파수 대역(고 대역 또는 저대역) 중 하나에 대응하는 시스템 구성은 단일 주파수 대역을 지원하는 Tx 및 Rx 안테나를 분리하기 위하여 연결된 RF 전단 모듈을 가지는 대역당 두개의 안테나를 구비한 송수신기의 제1 구성을 나타낸다.
Tx 모드에서, PA로부터 안테나로의 증폭된 전력 출력은 Rx 모드에서 안테나에 의하여 수신된 전력보다 훨씬 크다. 앞서 설명한 바와 같이, Rx 호로를 보호하기 위하여, Tx 동작 중에 Rx 회로에 연결된 전력은 최소화될 필요가 있다. Tx 및 Rx 모드에서 사용되는 주파수가 가까우므로, Tx/Rx 스위치는 종래에는 도1 및 2의 예에 나타난 것 처럼 동일한 안테나를 공유하면서 송신 및 수신 회로를 분리하는 데 사용된다. 도5a의 4 안테나 듀얼 밴드 시스템은 적절한 격리를 달성하기 위하여 Tx/Rx 스위치를 사용하는 대신에 수동 소자(LPF, HPF, 그리고 커플러)를 포함함으로써 각각의 주파수 대역(저대역 및 고대역)에 대하여 별도로 Tx 안테나 및 Rx 안테나를 가지는 예이다. 다른 격리 회로를 가지면서 동일한 대역당 2 안테나 송수신기 시스템이 설계되어 저비용, 고성능 통신 시스템을 달성할 수 있다. 단일 주파수 대역을 지원하는 별도의 Tx 및 Rx 안테나에 연결된 그러한 RF 전단 모듈을 가지는 대역당 2 안테나 송수신기 시스템의 실시예 및 구현예거ㅏ 이하에서 기재된다. 동일한 시스템 구성이 다수의 Tx 및 Rx 안테나의 다수의 쌍을 가지는 다수의 대역을 커버하기 위하여 복제될 수 있고, 각각의 쌍은 각각의 대역에서 Tx 및 Rx 모드를 지원하고, 다중 안테나 다중 대역 송수신기 시스템을 만든다.
도13은 별도의 Tx 및 Rx 안테나(1304, 1308)을 가지는 시스템(1300)을 개략적으로 나타내는 블록도이고, 안테나들은 단일 주파수 대역에서 각각 Tx 대역 및 Rx 대역을 지원한다. 이 실시예에서, Tx 안테나(1304)가 PA(1320)에 연결된 LPF(1312)에 연결되고, Rx 안테나(1308)은 LNA(1324)에 연결된 BPF(1316)에 연결된다. 그러므로, 각각의 안테나(1304, 1308)을 포함하는 Tx 및 Rx 경로 및 회로는 물리적으로 분리되어 있다. SAW필터는 BPF의 하나의 유형이므로, 도5a의 예에 도시된 Rx SAW 필터(558, 562)를 대신하여, BPF가 더 넓은 또는 다른 범위의 응용을 위하여 필터링에 사용될 수 있다. LPF(1312)는 도5a의 LPF(536) 또는 (540)이 그러한 것처럼 PA(1320)에 의하여 생성되는 제2 및 제3 고조파를 주로 억제하기 위하여 사용될 수 있다.
도14는 일반적으로 Tx 및 Rx 대역에 대하여 고려되는 격리 레벨의 개략적인 그래프이다. 격리 레벨은 dB로 표시되는 격리에 의하여 나타나고, 이는 Rx 대역에서보다 Tx 대역에서 더 높도록 요망된다. 앞에서 기술된 것처럼, 이는 송신 전략이 수신 전력 보다 훨씬 크기 때문이다. 그러므로, 도14에 도시된 것처럼 Tx 대역에 대한 높은 격리가 수신 회로를 보호하기 위하여 요망되고, 시스템에서 격리 구조를 포함시킬 필요성을 발생시킨다. 원하는 격리 레벨을 유지하는 것 이외에, 또다른 설계 목표는 Tx 및 Rx 안테나 모두에서 안테나 효율을 최적화하는 것이다. 별도의 Tx 및 Rx 안테나를 사용하는 한가지 장점은 각각의 안테나 설계가 주파수 대역, 가용 공간, 안테나가 연결된 회로의 특성, 기타 다양한 다른 요소들에 기하여 별도로 최적화될 수 있다는 것이다.
도15는 단일 주파수 대역을 지원한느 별도의 Tx 및 Rx 안테나(1504, 1508)에 연결된 RF 전단 모듈을 가지는 대역당 2 안테나 송수신기 시스템(1500)의 제2 구성의 블록도를 도시한다. 본 실시예에서, Tx 대역은 880 에서 915 MHz, Rx 대역은 925에서 960 MHz로 GSM 대역을 커버한다. 시스템(1500)은 노치 필터(1528)을 Rx 안테나 및 BPF(1516) 사이에 포함하여 도14에 도시된 격리 구현에 의하여 특정된 원하는 격리를 구현한다. LPF(1512)는 PA(1520)에 의하여 생성되는 제2 및 제3 고조파를 주로 억제하기 위하여 사용될 수 있다. 시스템(1500) 구성은 도5a의 대역당 2 안테나 송수신기 시스템(500)의 제1 구성과 유사하고, 저대역에 대하여 HPF(528) 및 커플러(520)의 조합과 고대역에 대하여 HPF(532) 및 커플러(524)의 조합을 원하는 격리를 달성하기 위하여 대체한다는 점만 다르다.
Tx 및 Rx 대역이 넓을 때, Tx 및 Rx 신호 경로 사이의 커플링은 증가할 수 있고, 성능 저하로 이어진다. 위상 시프터가 BPF(1516) 및 노치 필터(1528) 사이에 포함되어 노치 필터 배출 레벨을 향상시키고 따라서 광대역 응용에 대하여 적절한 격리를 제공할 수 있다.
도16a-16c는 도15의 대역당 2 안테나 송수신기 시스템의 제2 구성의 예의 구현예를 도시한다. 도16a는 노치 필터(1528), Tx 안테나(1504) 및 Rx 안테나(1508)을 구현한 구조의 3D 도면을 도시한다. 도16b는 구성의 최상층의 평면도이다; 그리고 도16c는 구성의 바닥층의 평면도이다. LPF(1512) 및 BPF(1516)이 도16a-16c에 도시된 구성에 외부적으로 연결될 수 있다. 이 구성은 FR-4 기판 위에 인쇄될 수 있다. 명확성을 위하여, 최상층(1604), 기판(1608) 및 바닥층(1612)는 도16a의 3차원도면에서 별도로 도시되고, 서로 접하고 있는 경우에 점선이 대응하는 점과 선을 연결한다. 이 구성에서 Tx 안테나(1504)는 기판(1608)의 한쪽 단부에서 형성되고, Rx 안테나(1508)은 기판(1608)의 다른쪽 단부에 형성되고, 노치 필터(1528)은 최상층(1604)에 형성된다.
Tx안테나(1504)의 입력은 동일평면구조 전송선(Coplanar Waveguide: CPW) 급전점 1(1624)을 통해 포트 P1에 연결된다. 포트 P1은 도16a-16b에 도시된 구조에 외부적으로 위치한 LPF(1512)에 연결될 수 있다. 노치 필터(1528)은 최상층(1604)에 형성되고 Rx 안테나(1620) 및 포트 P2 사이에서 CPW 급전점 2(1632)에 연결된다. 포트 P2는 도16a-16c에 도시된 구조에 외부적으로 위치한 BPF(1516)에 연결될 수 있다. LPF(1512) 및 BPF(1516)은 둘다 규격품이고 상용 부품이다. LPF(1512)는 PA(1520)에 의하여 생성되는 고조파를 억제하기 위하여 사용된다. BPF(1516)는 SAW 필터일 수 있다.
각 안테나에 대한 도전부는 급전선, 배치 패드, 셀 패치, 비아, 및 비아 라인을 포함한다. 이는 Tx 안테나(1616)에 대하여 급전선 1(1636), 셀 패치 1(1640), 비아 1(1644), 비아 라인 1(1648)을 포함하고, Rx 안테나(1620)에 대하여 급전선 2(1652), 셀 패치 2(1656), 비아 2(1660), 비아 라인 2(1664)을 포함한다. 안테나 구조의 이하의 설명이 Tx 안테나(1504) 및 Rx 안테나(1508) 둘 다에 많이 적용될수록, 적절한 개별적 도면 번호를 설명에 결합할 것이다. 급전선(1636/1652)의 한쪽 단부는 CPW 급전점(1624/1632)에 연결된다. CPW 급전점(1624/1632)는 바닥 접지 평면(1671)과 쌍이 되어 있는 최상층(1604)의 최상 접지 평면(1670)에 형성되고, 평면(1671)은 바닥층(1612)에 형성되고, 최상 접지 평면(1670)의 아래이다. 한편, 안테나(1616/1620)은 다른 층, 탐침 패치 또는 케이블 커넥터에 접지 평면을 요구하지 않는 CPW 급전점으로 연결될 수 있다. 급전선(1636/1652)의 다른쪽 단부는 배치 패드를 형성하도록 변형되고, Tx 안테나(1616)에 대하여 배치 패드 1(1680) 그리고 Rx 안테나(1620)에 대하여 배치 패드 2(1681)이고 신호를 커플링 간격을 통하여 셀 패치(1640/1656)으로 또는 그로부터 주거나 받는다.
위에서 논의된 바처럼, 비아(1644/1660)는 최상층(1604) 및 최하층(1612) 사이에서 도전 경로 또는 연결을 제공한다. 비아(1644/1660)은 기판에 형성되어 최상층(1604)의 셀 패치(1640/1656)을 바닥층(1612)의 비아 라인(1648/1664)에 연결한다. 비아 라인(1648/1664)은 바닥층(1612)에 형성되어 비아(1644/1660), 따라서 셀 패치(1640/1656), 바닥 접지 평면(1671)와 결합한다. 이들 도전부 및 기판의 일부는 함께 CRLH 특성을 가지는 MTM 안테나 구조를 형성한다. 이 도전부의 형태와 크기는 CRLH 단위 셀의 분산된 LR, CR, LL 및 CL 을 제공하도록 형성되어 적절한 수치를 가지는 주파수 공명을 생성하고 이 실시예에서 880MHz에서 915 MHz의 Tx 대역 및 925 MHz에서 960 MHz의 Rx 대역을 커버한다. 그러한 이중층 MTM 안테나 구조의 구현 및 분석의 상세는 발명의 명칭이 "금속층 및 비아를 가지는 메타 재료 구조"이고 2008년 11월 13일자에 출원된 미국 특허 출원 번호 제12/270,410호에 기재되어 있다. 한편, MTM 안테나는 단일층 또는 이중층 비아없는 구조에 기할 수 있다. 그러한 MTM 안테나 구조의 구현 및 분석의 상세는 발명의 명칭이 "금속배선을 가지고 비아 없는 메타 재료 구조"이고 2008년 10월 13일자에 출원된 미국 특허 출원 번호 제12/250,477호에 기재되어 있다. 또한, 비평면(3차원) MTM 안테나 구조는 다중 기판 구조에 기하여 실현될 수 있다. 그러한 다중 기판 기반 MTM 구조의 예 및 구현은 발명의 명칭이 "메타 재료 안테나 구조"이고 2009년 5월 13일자에 출원된 미국 특허 출원 번호 제12/465,571호에 기재되어 있다. 또한, 이중 또는 다중 포트 MTM 안테나가 또한 사용될 수 있다. 그 상세는 발명의 명칭이 "포트 주파수 대역 결합된 안테나"이고 2009년 11월 9일자에 출원된 미국 특허 가출원 번호 제61/259,589호에 기재되어 있다.
도 17은 도 16a ~ 16c에 도시된 앞의 실시예에서 사용된 노치 필터(1528)의 구조의 상세를 도시한다. 노치 필터(1528)은 CPW 급전점 2(1632)에 연결되어 필터 포트 1(1704) 및 필터 포트 2(1708)을 가지는 2포트 소자이다. 이 노치 필터(1628)은 최상 저면 평면(1670)을 가지는 최상층(1604)에 형성되고, 두 개의 직렬 캐패시터 C1 및 C2를 포함하고 이들은 연결 패드(1712)에 의해 연결되어 있고, 패드(1712)는 단락부(1716)에 연결되어 있다. 하나의 송신선 TL1이 CPW 급전점 2(1652)를 C1에 연결하고, 이 실시예에서는 다른 송신선 TL2가 최상층 접지 평면(1670)에 C2를 연결한다. 즉, TL2의 단부는 접지에 단락되어 있다. 한편,TL2의 단부는 개방되어 있을 수 있다. 각각의 캐패시터 C1 및 C2는 LH 직렬 캐피시턴스 CL 을 제공한다. TL1 및 TL2는 RH 직렬 인덕턴스 LR 및 RH 션트 캐피시턴스 CR 에 의해(도 3f에 도시된 바와 같이) 표시되는 RH 특성을 제공한다. 단락부(1716)은 LH 션트 인덕턴스 LL을 제공한다. 따라서, 노치 필터(1628)은 선택된 주파수에서 필터링 성능을 향상시키는 CRLH 특성을 구현한다. 발명의 명칭이 "메타 재료 전력 증폭기 시스템 및 고효율 선형 다중 대역 전력 증폭기의 생성 방법"이고 2009년 2월 18일자에 출원된 미국 가출원 번호 제61/153,398호에 상세가 기재되어 있다.
도 18은 도 17에 도시된 노치 필터(1528)의 회답 손실 및 삽입 손실의 그래프이다. 도전부의 형태와 크기 그리고 일체형 소자값은 도 18에 나타난 바와 같이 Tx 대역에서 삽입손실에 오목부를 가지도록 형성될 수 있다. 따라서, 노치 필터(1528)은 Tx 대역에서 송신을 효과적으로 막을 수 있고 Rx 대역에서 신호를 통과시킬 수 있다.
도 19는 도 16a ~ 16c 및 17에 도시된 구현예의 회답 손실 및 격리에 대한 그래프이다. Tx 안테나에 대한 회답 손실 및 Rx 안테나에 대한 회답손실의 별도로 그래프되어 있다. 격리는 두 안테나의 dB의 분리를 나타낸다. 도시된 바와 같이, Tx 주파수 대역은 880 MHz 와 915 MHz 사이에서 정의되고, Rx 주파수 대역은 본 실시예에서는 925 MHz와 960 MHz 사이에서 정의된다. 다른 실시예는 다른 주파수 대역 할당을 가질 수 있다. Tx 주파수 대역 및 Rx 주파수 대역은 어둡게 표시된다. 그래프는 Tx 대역에서 격리 레벨이 Rx 대역에서 격리 레벨보다 훨씬 높다는 것을 나타낸다. 따라서, Tx 동작 중의 Rx 회로는 노치 필터(1528)에 의해 구현되는 격리에 의해 효과적으로 보호될 수 있다.
노치 필터(1528)의 사용에 의한 제2 구성의 위의 구현은 원하는 격리의 레벨을 가능하게 하고, 노치 필터(1528)이 Tx 대역에서 큰 신호 억제를 제공하는 경우에 그러하다. 그러나, Tx 및 Rx 대역 사이의 작은 대역 간격에 의하여, Tx 대역에서 그러한 큰 신호 억제는 어떤 조건 하에서 Rx 대역의 삽입 손실을 증가시킬 수 있고, 따라서 Rx 안테나의 복사 전력을 감소시킬 수 있다.
도 20은 단일 주파수 대역을 지원하는 별도의 Tx 안테나(2004) 및 Rx 안테나(2008)에 연결된 RF 전단 모듈을 가지는 대역당 2 안테나 송수신기 시스템(2000)의 제3 구성의 블록도를 나타낸다. Tx 주파수 대역은 880 MHz 에서 915 MHz 범위에 있을 수 있고 Rx 대역은 925 MHz에서 960 MHz 범위 내에 있어서 예를 들어 GSM 대역을 커버할 수 있다. 도 20의 제3 구성에서 삽입 손실은 추가 소자를 사용함으로써 도 15의 제2 구성과 비교하여 감소될 수 있다. 본 실시예에서, Tx 및 Rx 대역의 범위 및 이들 대역 사이의 대역 간격은 도 15의 이전의 예와 일관한다. 도 14의 격리 구현은 MTM 방향 커플러(2032), MTM 송신선(2036) 및 노치 필터(2028)을 사용하여 달성될 수 있다. MTM 방향 커플러는 Tx 대역의 일붕 p대하여 실질적인 격리를 제공하기 위하여 구성되고, 노치 필터(2028)은 Tx의 대역의 나머지 부분에 대하여 식질적인 격리를 제공하기 위하여 구성될 수 있다. 이 제3 구성은 BPF(2016) 및 Rx 안테나(2008) 사이의 삽입 손실을 줄이면서 제2 구성과 유사한 격리 레벨을 달성할 수 있다.
Tx 및 Rx 대역이 넓을때, Tx 및 Rx 대역은 서로 접근하고 대역들 사이의 대역 간격은 줄어든다. 따라서, Tx 및 Rx 신호 경로 사이의 커플링이 증가할 수 있고, 성능의 저하로 이어질 수 있다. 위상 시프터가 BPF(2016) 및 노치 필터(2028) 사이에 포함되어 노치 필터 배출 레벨을 증가시킬 수 있고, 따라서 광대역 응용에 대하여 적절한 격리를 제공할 수 있다.
도 21a ~ 21c는 도 20의 대역별 2 안테나 송수신기 시스템(2000)의 제3 구성의 구현예를 나타내고, 각각 3차원 도면, 최상층의 평면도, 및 최하층의 평면도를 나타낸다. 도 21a ~ 21c의 구조는 Tx 안테나(2004), Rx 안테나(2008), 노치 필터(2028), MTM TL(2036), 그리고 MTM 방향 커플러(2032)를 구현한다. LPF(2012) 및 BPF(2016)이 도 21a ~ 21c의 구조에 외부적으로 연결될 수 있다. 이 구조는 FR-4 기판 위에 인쇄될 수 있다. 명확성을 위하여, 최상층(2014), 기판(2018) 및 최하층(2112)는 도 21a에서 3차원 도면으로 별도로 표시되고 점선은 대응하는 점과 선을 그들이 서로 붙어있을 때 연결한다. 이 구조에서, Tx 안테나(2004)는 기판(2108)의 한쪽 단부에 형성되고, Rx 안테나(2008)은 기판(2018)의 다른쪽 단부에 형성된다. 도시된 바처럼, 비아(2141, 2142, 2143, 2144)가 층 사이의 연결을 제공한다.
CPW 급전점 1(2136), 2(2137), 그리고 3(2138)이 최상층 접지 평면(2191)에 형성된다; CPW 급전점 4(2139) 및 5(2140)이 최하층 접지 평면(2192)에 형성된다. MTM TL(2036) 및 MTM 방향 커플러(2032)는 최상층(2104)에 형성되고, 반면 노치 필터(2028)이 최하층(2112)에 형성된다. MTM 방향 커플러(2032)는 2개의 입력 포트 및 2개의 출력 포트를 가지는 4 포트 소자이다. Tx 안테나(2004)의 입력은 CPW 급전점 1(2136)을 통하여 MTM TL(2036)의 한쪽 단부에 연결된다. MTM TL(2036)의 다른쪽 단부는 MTM방향 커플러(2032)의 입력 포트 중 하나에 연결된다. Rx 안테나(2008)의 입력은 MTM 방향 커플러(2032)의 다른 입력 포트에 직접 연결된다. MTM 방향 커플러(2032)의 출력 포트 중 하나는 CPW 급전점 3(2138)을 통해 비아 3(2143)에 연결되고, 다른쪽 출력 포트는 CPW 급전점 2(2137)을 통해 비아 4(2144)에 연결된다. 비아 3(2143) 및 비아4(2144)는 기판(2108)에 형성되고, CPW 급전점 4(2139) 및 CPW 급전점 5(2140)이 최하층(2112)에 형성된다. CPW 급전점 3(2138) 및 4(2139)는 비아 3(2143)에 의해 연결되고, CPW 급전점 2(2137) 및 5(2140)은 비아 4(2144)에 의해 연결된다. 노치 필터(2132)는 최하층(2112)에서 CPW 급전점 4(2139)에 연결된 필터 포트 1 및 2를 구비한 2 포트 소자이고, 따라서 Rx 경로에서 MTM 방향 커플러(2032)의 출력에 연결되어 있다. 본 실시예에서 포트 P1 및 P2는 최하층(2112)에 형성되어 있다. 포트 P1은 LPF(2012)에 연결될 수 있고, 포트 P2는 BPF(2016)에 연결될 수 있다. LPF(2012) 및 BPF(2016) 둘 다 규격품이고 상용부품이다. LPF(2012)는 PA에 의하여 생성된 고조파를 억제하는 데 사용된다. BPF(2016)은 SAW 필터일 수 있다.
각각의 안테나에 대한 도전부는 급전선, 배치패드, 셀 패치, 비아, 그리고 비아 라인을 포함하고, 다음과 같이 표시된다: Tx 안테나(2116)에 대하여 급전선 1(2150), 셀 패치 1(2154), 비아 1(2141), 그리고 비아 라인 1(2158); Rx 안테나(2120)에 대항 급전선 2(2160), 셀 패치 2(2164), 비아 2(2142), 그리고 비아 라인 2(2168). 이들 도전부 및 기판(2108)의 일부는 모두 CRLH 특성을 가지는 MTM 안테나 구조를 형성한다. 각 안테나에서 각 급전선의 단부는 배치 패드(Tx 안테나(2004)에 대한 패치패드 1(2180) 및 Rx 안테나(2008)에 대한 배치패드 2(2181))를 형성하기 위하여 변형되고, 커플링 간격을 통해 셀 패치로 또는 그로부터 신호를 보내거나 받는다. 각 안테나에서 이들 도전부의 형태와 크기에 대한 부분적인 수정이 도 16a ~ 16c의 시스템(1600)의 제2 구성의 구현예에 비하여 이루어져서 Tx 및 Rx 대역에 걸쳐 원하는 또는 특정한 일치를 얻는다.
도 22는 도 21a-21c에 도시된 제3구성의 구현예에서 MTM TL(2036) 및 MTM 방향 커플러(2032)의 상세를 도시한다. MTM TL(2036)는 두개의 캐패시터 C1 및 C2 그리고 두개의 인덕터 L1 및 L2를 가진다. C1 및 C2의 각각은 LH 직렬 캐패시턴스 CL 을 가지도록 구성될 수 있고, L1 및 L2의 각각은 LH 션트 인덕턴스 LL을가지도록 구성될 수 있다. CPW 급전점 1(2136)이 도3f에서와 같이 RH 션트 캐패시턴스 CR 및 RH 직렬 인덕턴스 LR 을 포함하는 등가 회로 모델을 가지고 RH 특성을 제공한다는 점을 고려하면, 본 MTM TL(2124)는 두개의 CRLH 단위 셀을 가지는 것으로 볼 수 있다. MTM 방향 커플러(2032)는 세 개의 캐패시터 C3, C4, C5 및 두개의 인덕터 L3 및 L4를 포함한다. C3 및 C4의 각각은 두개의 경로 사이에 상호 캐패시턴스 CM 을 가지고 LH 직렬 캐패시턴스 CL 을 가지도록 구성될 수 있다. 각각의 L3 및 L4는 LH 션트 인덕턴스 LL 을 가지도록 구성될 수 있다. 따라서 이 MTM 방향 커플러(2032)는 커플된 CRLH 단위 셀을 가지는 것으로 볼 수 있다. MTM 방향 커플러의 구현 및 분석의 상세는 발명의 명칭이 "방향 커플러를 가지는 다중 메타 재료 안테나 시스템"이고 2008년 12월 20일자에 출원된 미국 특허 출원 번호 제12/340,657호에 기재되어 있다.
도23은 도21a ~21c에 도시된 제3 구성의 구현예에 사용된 노치 필터 구조(2028)의 상세를 나타낸다. 노치 필터(2028)은 최하층(2112)에 형성되고, CPW 급전점 4(2139)에 연결된 필터 포트 1(2316) 및 필터 포트 2(2320)을 가지고 연결 패드(2304)로 연결된 두개의 직렬 캐패시터 C6 및 C7을 포함한다. 도23의 이 노치 필터(2028)은 TL2가 더욱 길고 구불구불한 단락부 1(2308)로 대체되고, 인덕터 L5가 추가되어 더 짧아진 부분 2(2312)의 경로 길이를 짧게 한다는 점을 제외하고는, 도17에 도시된 것과 유사한 구조를 가진다. C6 과 C7의 각각은 LH 직렬 캐피시턴스 CL 을 가지도록 구성될 수 있다. TL1 및 짧아진 부분 1(2308)의 각각은 도3f에서 RH 직렬 인덕턴스 LR 및 RH 션트 캐피시턴스 CR 에 의해 나타나는 RH 특성을 제공한다. L5를 가지는 짧아진 부분 2(2312)는 LH 션트 인덕턴스 LL 을 제공한다.
위의 구현예에서, Tx 대역의 부분에 대한 절연 구현은 MTM TL(2036)(도 22)의 위상과 MTM 방향 커플러(2032)(도 22)의 커플링 레벨을 제어할 수 있다. Tx 대역의 나머지 부분에 대한 절연 구현(도 23)은 노치 필터(2028)의 사용을 수반할 수 있다.
도 24는 노치 필터(2028)을 구조로부터 제외하고 도 21 ~23에서 제3 구성의 구현예의 회답 손실과 격리를 나타내는 그래프이다. 그래프는 MTM 방향 커플러(2032) 및 MTM TL(2036) 없이 Tx와 Rx 안테나를 갖는 경우에 비해 MTM 방향 커플러(2032) 및 MTM TL(2036)의 포함으로 인해 격리가 크게 향상된 것을 나타낸다. 그래프에 나타난 바와 같이, - 26dB 이상의 격리가 903MHz에서 915MHz의 주파수 범위에서 얻어질 수 있고, 이 범위는 Tx 대역의 일부이다. MTM 방향 커플러(2032) 및 MTM TL(2036)의 사용에 의한 격리 개선으로 인하여, 노치 필터(2028)가 880MHz에서 903MHz 주파수 범위에서의 커플링을 미리 정해진 레벨로 줄이기 위한 구현은 도 16 -17의 제2 구성의 구현예보다 만족하기 쉽게 되고, 도 16 - 17에서는 MTM 방향 커플러를 구비하고 있지 않았다.
도 25는 도23에 도시한 노치 필터(2028)의 회답 손실 및 삽입 손실의 그래프이다. 그래프는 Rx 대역에서 삽입 손실은 0.9dB보다 적을 수 있고 약 -9dB의 격리를 880MHz에서 얻을 수 있음을 나타낸다. Rx 대역의 낮은 삽입 손실은 도 16 ~17에 도시된 제2 구성의 구현 예에 관하여 도 18의 삽입 손실에 비해 더 적은 Tx 대역의 억제에 의해 이루어진다.
도 26은 MTM 방향 커플러(2036), MTM TL(2032) 및 노치 필터(2028)의 조합에 관한 회답 손실 및 격리의 그래프이다. 그래프는 안테나 방사 능력을 손상시키지 않고 - 26dB 이상의 격리가 전체 Tx 대역을 통해 달성될 수 있음을 나타낸다.
도27은 단일 대역을 지원하는 별도의 Tx 및 Rx 안테나(2704, 2708)에 연결된 RF 전당 모듈을 가지는 대역당 2 안테나 송수신기 시스템(2700)의 제4 구성의 블록도이다. Tx 대역 범위는 880 MHz에서 915 MHz이고 Rx 대역 범위는 925 MHz에서 960 MHz 이어서 예를들어 GSM 대역을 커버한다. 이 제4 구성은 위상 시프터(2740)을 Rx 안테나(2708) 및 BPF(2716) 사이에 포함하여 Tx 대역에서 요구되는 격리를 제공한다. 또한, 모듈은 PA(2720)에 연결된 LPF(2712)를 포함한다.
도28a는 Rx 안테나(2708)의 입력 임피던스를 나타내고 도 28b는 위상 시프터(2740)과 BPF(2716) 방향의 지점에 관한 입력 임피던스를 나타낸다. 스미스 차트(Smith chart)가 Rx 안테나(2708), 위상 시프터(2740)과 BPF(2716)의 임피던스가 격리에 영향을 미치기 위하여 어떻게 조작되는지를 나타내는 데 사용된다. 도시된 예에서는 위상 시프터(2740)이 Rx 모드에서 50Ω 송신 라인과 같은 역할을 하지만, Tx 모드에서는 임피던스 변압기와 같은 역할을 한다. Rx 모드에서, BPF(2716), 위상 시프터(2740) 및 Rx 안테나(2708)은 Rx 대역에서 동일한 임피던스를 가지고 Rx 안테나(2708)에서 Rx 회로로의 최적의 전력 송신을 보장할 수 있다. Tx 모드에서, Tx 대역에서 Rx 안테나(2708) 및 위상 시프터(2740) 더하기 BPF(2716) 사이의 큰 임피던스 불일치는 Rx 안테나(2708)이 Tx 대역에서 신호를 받지 않도록 효과적으로 방지할 수 있고 나아가 Rx 회로로의 신호 전파를 방지할 수 있다. 별도의 Tx와 Rx 안테나를 가지는 시간 분할 듀플렉스(TDD) 시스템과 같은 몇몇 응용에서, 송신 회로와 수신 회로는 동일한 Tx와 Rx 대역에 대해 서로 다른 시간 간격 동안 회로를 동작한다. 예를 들어, Tx 모드에서, PA는 온 상태이며 약 50Ω의 임피던스를 가지고, LNA는 오프 상태이며 50Ω와는 다른 임피던스를 가진다. Rx 모드에서, LNA는 온 상태이며 약 50Ω의 임피던스를 가지고, PA는 오프 상태이고 50Ω와는 다른 임피던스를 가진다. 그러므로, Tx와 Rx 모드에서 동작하는 경우, Tx와 Rx 안테나는 서로 다른 임피던스에서 종료한다. 송신 및 수신 회로의 격리는 도 28a 및 28b에서 스미스 차트에 기하여 앞서 설명한 바와 같이 송/수신 회로의 온/오프 상태의 임피던스 변화를 통하여 조정될 수 있다. 특히, Tx 모드에서 LNA가 오프일 때 50Ω가 아닌 임피던스가 제공되고 Rx 안테나가 50Ω에 일치하면, 위상 시프터, 커플러 또는 둘의 조합이 Rx 경로에서 사용되어 Rx 안테나의 입력 임피던스와 BPF 및 위상 시프터, BPF 및 커플러, 도는 BPF와 둘의 조합을 향한 지점에 관한 입력 임피던스와의 사이에 큰 불일치를 제공한다. 그러므로, 수동 소자를 이용한 임피던스 변화 구조에 기하여 TDD 케이스에 관하여 적절한 격리가 제공될 수 있다. 50Ω의 전형적인 시스템 임피던스는 위에서 예로 사용되지만, 시스템 임피던스가 다른 값이 될 수 있으며, 여기에 제시된 구성 및 분석은 다른 임피던스 상황에도 적용 가능하다.
도 29a와 29b는 도 27의 시스템(2700)의 제4 구성의 구현예를 보여주고, 각각 최상층(2910)의 평면도 및 최하층(2925)의 평면도를 나타낸다. 이 구조는 Tx 안테나(2704), Rx 안테나(2708) 및 위상 시프터(2708)을 구현한다. LPF(2712)와 BPF(2716)는 외부적으로 결합될 수 있다. 이 구조는 FR-4 기판상에 인쇄될 수 있다. 이 예에서, Tx 안테나(2704)는 기판의 한쪽에 형성되고, Rx 안테나(2708)은 기판의 다른 끝에 형성된다. 최상층 접지 평면(2901) 및 최하층 접지 평면(2902)는 각각 기판의 최상층 및 최하층(2910, 2925)를 형성하고 있다. Tx와 Rx 안테나(2904, 2908)이 제2 실시예와 동일하게 구성된다. 그러나, 안테나 설계는 튜닝 및 일치 조건, 공간 제약 및 기타 사항에 따라 변경될 수 있다. 위상 시프터(2740)은 최상층(2910)에 형성된다. Tx 안테나(2704)의 입력은 CPW 급전점 1(2916)으로 연결된다. Rx 안테나(2708)의 입력은 위상 시프터(2740)을 통해 CPW 급전점 2(2920)으로 결합된다. 포트 P1과 P2는 이 예에서 최상층(2910)에 형성된다. 포트 P1은 LPF(2712)에 결합되고, 포트 P2는 BPF(2716)에 결합될 수 있다. LPF(2712)와 BPF(2716) 모두 규격품이고 판매중인 부품이다. LPF(2712)는 PA(2720)에 의해 생성된 고조파를 억제하는 데 사용할 수 있다. BPF(2716)은 SAW 필터일 수 있다.
도 30은 현재의 구현예에서 위상 시프터 구조(2740)의 세부 사항을 보여준다. 위상 시프터(2740)은 본 실시예에서 두개의 직렬 인덕터 L1 및 L2와 하나의 션트 캐패시터 C1을 가지는 T 네트웍을 사용하여 구현된다. 인덕터와 캐패시터는 단일 부품 또는 분산된 부품 일 수 있다. 두개의 직렬 캐패시터와 하나의 션트 인덕터를 사용하는 또 다른 T 네트웍으로도 사용할 수 있다. 두 개의 션트 인덕터와 하나의 직렬 콘덴서 혹은 하나의 직렬 인덕터와 두 개의 션트 커패시터로 구성된 π 네트워크가 T 네트워크 대신에 사용될 수 있다.
도 31은 도 30에 도시된 위상 시프터(2740)을 구비하는 도 29a와 29b의 구현예의 회답 손실 및 격리를 도시한다. 그래프는 - 24dB 이상의 격리가 전체 Tx 대역을 통해 이루어질 수 있음을 나타낸다.
Rx 모드에서, Rx 안테나 효율은 Tx 회로가 오프 상태에 있는 경우 또는 송신하지 않는 경우에도 Tx 안테나에 의해 영향을 받을 수 있다. Tx 안테나는 Rx 안테나에 대하여 부하와 같이 작용하여 Rx 안테나 효율을 증가 또는 감소 시킬 수 있다. 그러므로, Rx 안테나 효율은 Tx 안테나의 적절한 접속에 의해 높아질 수 있다.
도 32는 단일 대역을 지원하는 별도의 Tx와 Rx 안테나(3204, 3208)에 연결된 RF 전단 모듈을 가지는 대역당 2 안테나 송수신기 시스템(3200)의 제5 구성의 블록도를 나타낸다. 다이어그램을 보여준다. 예를 들어 GSM 대역을 커버하기 위해 Tx 대역은 880MHz에서 915MHz에, Rx 대역은 925MHz에서 960MHz에 이른다. 위상 시프터 II(3230)는 Tx 경로에서 LPF(3212) 및 PA(3220) 사이에 추가된다. 이것은 도 27의 시스템(2700)의 제4 구성의 Rx 경로에서 위상 시프터(2740)에 추가된다. 도 27의 위상 시프터(2740)은 도 32의 제5 구성의 위상 시프터 I(3234)로 표시된다. Tx 모드에서, 위상 시프터 II(3230)는 LPF(3212)의 입력 임피던스 플러스 Tx 안테나(3204)를 PA(3220)이 최적의 출력 전력을 가지는 경우 최적점으로 변환한다. Rx 모드에서, 위상 시프터 II(3230)는 LPF(3212)의 입력 임피던스와 PA(3220)(오프 상태)를 Tx 안테나(3204)가 적절히 종료된 경우 최적점으로 변환한다. 그러므로, Rx 안테나(3208) 최적의 복사 효율을 얻을 수 있다. 위상 시프터가 도15의 시스템(1500)의 제2 구성에서 LPF(3212) 및 PA(3220) 사이에, 도 20의 시스템(2000)의 제3 구성에, 또는 Rx 안테나 효율과 PA 출력 전력을 향상시키기 위한 어떤 다른 구성에 추가될 수 있다. T 네트워크 또는 π 네트워크 설계가 일체형 부품 또는 분산 부품 형태로서 부품을 구비하는 위상 시프터 II(3230)과 같은 위상 시프터를 구현하는 데 사용할 수 있다.
위상 시프터, 노치 필터, 또는 둘의 조합이 적절한 격리를 제공하기 위하여 BPF에 연결되도록 Rx 경로에 포함될 수 있다. 송수신기 시스템은 단일 대역, 듀얼 밴드 또는 다중 대역 작업에 구성할 수 있다. 듀얼 밴드와 다중 대역의 경우는, 위상 시프터, 노치 필터 또는 둘의 조합은 Rx 경로에서 하나 이상의 대역에 포함될 수 있다. 듀얼 밴드의 예에서는, 위상 시프터, 노치 필터 또는 둘의 조합은 고대역 Rx 경로, 저대역 Rx 경로, 또는 고대역과 저대역 Rx 경로에 모두 포함될 수 있다.
여기서 설명된 시스템 구성에서 사용된 안테나, 필터, 디플렉서, 커플러 및 다른 부품은, 원하는 격리 레벨 및 안테나 효율을 달성하는 MTM 기반 또는 비 MTM 기반일 수 있음에 주의하여야 한다.
본 명세서는 많은 구체적인 내용을 포함하고 있지만, 이들은 발명 또는 특허 청구된 내용의 범위에 대하여 제한으로서 해석되어서는 안되고, 오히려 발명의 실시예에 관한 구체적인 특징들의 기재로서 해석되어야 한다. 본 명세서에서 별도의 실시예의 맥락에서 설명된 어떤 특징들은 단일한 실시예에서 결합되어 실시될 수 있다. 반대로, 단일한 실시예의 맥락에서 기재된 여러가지 특징들은 별도로 다수의 실시예 또는 그 부속 조합으로 실시될 수 있다. 또한, 특징들이 어떤 조합으로 작용하는 것으로 위에서 또는 청구항에서 기재되었다 하여도, 청구항의 하나 이상의 특징들은 어떠한 경우에는 조합으로 실시될 수 있고, 특허 청구된 조합은 부분 조합 또는 부분 조합의 변형이 될 수 있다.
이상에서 일부의 실시예가 기재되었다. 그러나, 기재된 실시예의 변형과 개량 및 다른 실시예들이 이제까지 기재되고 도시된 내용에 기하여 언급될 수 있다.

Claims (47)

  1. 제1 주파수 범위 및 제2 주파수 범위를 지원하는 복수의 안테나;
    제1 RF 신호를 상기 제1 주파수 범위에서 처리하여 상기 복수의 안테나로부터 상기 제1 RF 신호를 송신하는 제1 회로;
    제2 RF 신호를 상기 제2 주파수 범위에서 처리하고, 상기 제2 RF 신호는 상기 복수의 안테나에서 받는 것인 제2 회로; 및
    상기 복수의 안테나, 상기 제1 회로 및 상기 제2 회로에 연결되고, 상기 제1 회로와 상기 제2 회로 사이에 전자기적 격리를 제공하는 격리 회로
    를 포함하는 안테나 시스템.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 복수의 안테나는 복합 오른손 및 왼손(composite right and left hand: CRLH) 구조를 가지는 하나 이상의 메타 재료(matamaterial: MTM) 안테나를 포함하는 것인 안테나 시스템.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 격리 회로는 상기 CRLH 구조를 가지는 하나 이상의 MTM 수동 소자를 포함하는 것인 안테나 시스템.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 MTM 수동 소자는 MTM 필터인 것인 안테나 시스템.
  5. 제3항에 있어서,
    상기 MTM 수동 소자는 MTM 디플렉서(diplexer)인 것인 안테나 시스템.
  6. 제3항에 있어서,
    상기 MTM 수동 소자는 MTM 커플러(coupler)인 것인 안테나 시스템.
  7. 제3항에 있어서,
    상기 MTM 수동 소자는 MTM 송신선인 것인 안테나 시스템.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 제1 주파수 범위는 제1 대역 및 제2 대역을 포함하고, 상기 제2 대역은 주파수가 상기 제1 대역 보다 높고;
    상기 제2 주파수 범위는 제3 대역 및 제4 대역을 포함하고, 상기 제4 대역은 주파수가 상기 제3 대역 보다 높고;
    상기 제1 회로는 상기 제1 대역에서 상기 제1 RF 신호를 처리하는 제1 전력 증폭기와 상기 제2 대역에서 상기 제1 RF 신호를 처리하는 제2 전력 증폭기를 포함하고;
    상기 제2 회로는 상기 제3 대역에서 상기 제2 RF 신호를 처리하는 제1 저 노이즈 증폭기와 상기 제4 대역에서 상기 제2 RF 신호를 처리하는 제2 저 노이즈 증폭기를 포함하는 것인 안테나 시스템.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 복수의 안테나는
    상기 제1 및 제2 대역을 지원하는 제1 안테나;
    상기 제3 및 제4 대역을 지원하는 제2 안테나를 포함하고,
    상기 격리 회로는
    상기 제1 및 제2 전력 증폭기 및 상기 제1 안테나에 연결되고, 대역 통과 필터링 및 저역 통과 필터링을 제공하는 제1 디플렉서;
    상기 제1 저 잡음 증폭기에 연결된 제1 대역 통과 필터;
    상기 제2 저 잡음 증폭기에 연결된 제2 대역 통과 필터;
    상기 제1 및 제2 대역 통과 필터에 연결되고, 고역 통과 필터링 및 저역 통과 필터링을 제공하는 제2 디플렉서; 및
    상기 제2 디플렉서 및 상기 제2 안테나에 연결되는 스위치를 포함하고, 상기 제2 안테나가 상기 RF 신호를 받을 때 상기 스위치는 신호 경로를 연결하도록 구성되고 상기 제1 안테나가 상기 제1 RF 신호를 송신할 때 상기 스위치는 상기 신호 경로를 차단하도록 구성되는
    것인 안테나 시스템.
  10. 제8항에 있어서,
    상기 복수의 안테나는
    상기 제1 및 제2 대역을 지원하는 제1 안테나; 및
    상기 제3 및 제4 대역을 지원하는 제2 안테나
    를 포함하고,
    상기 격리 회로는
    상기 제1 및 제2 전력 증폭기에 연결되고, 대역 통과 필터링 및 저역 통과 필터링을 제공하는 제1 디플렉서;
    상기 제1 저 잡음 증폭기에 연결된 제1 대역 통과 필터;
    상기 제2 저 잡음 증폭기에 연결된 제2 대역 통과 필터;
    상기 제1 및 제2 대역 통과 필터에 연결되고, 고역 통과 필터링 및 저역 통과 필터링을 제공하는 제2 디플렉서; 및
    상기 제1 및 제2 디플렉서 및 상기 제1 및 제2 안테나에 연결된 커플러
    를 포함하는
    것인 안테나 시스템.
  11. 제8항에 있어서,
    상기 복수의 안테나는
    상기 제1 및 제1 대역을 지원하는 제1 안테나; 및
    상기 제3 및 제4 대역을 지원하는 제2 안테나
    를 포함하고
    상기 격리 회로는
    상기 제1 및 제2 전력 증폭기와 상기 제1 안테나에 연결되고, 대역 통과 필터링 및 저역 통과 필터링을 제공하는 제1 디플렉서; 및
    상기 제1 및 제2 저 잡음 증폭기 및 상기 제2 안테나에 연결되고, 제1 대역 통과 필터링 및 제2 대역 통과 필터링을 제공하고, 송신 전력 누설에 대해 탄력성을 구비하도록 구성된 제2 디플렉서를 포함하는
    것인 안테나 시스템.
  12. 제8항에 있어서,
    상기 복수의 안테나는
    상기 제2 및 제3 대역을 지원하는 제1 안테나; 및
    상기 제1 및 제4 대역을 지원하는 제2 안테나
    를 포함하고,
    상기 격리 회로는
    상기 제1 저 잡음 증폭기에 연결된 제1 대역 통과 필터;
    상기 제2 저 잡음 증폭기에 연결된 제2 대역 통과 필터;
    상기 제1 대역 통과 필터 및 제2 전력 증폭기에 연결되고, 대역 통과 필터링 및 저역 통과 필터링을 제공하는 제1 디플렉서;
    상기 전력 증폭기 및 상기 제2 대역 통과 필터에 연결도고, 고역 통과 필터링 및 저역 통과 필터링을 제공하는 제2 디플렉서; 및
    상기 제1 및 제2 디플렉서 및 상기 제1 및 제2 안테나에 연결된 커플러
    를 포함하는
    것인 안테나 시스템.
  13. 제8항에 있어서,
    상기 복수의 안테나는
    상기 제1 및 제3 대역을 지원하는 제1 안테나; 및
    상기 제2 및 제4 대역을 지원하는 제2 안테나
    를 포함하고,
    상기 격리 회로는
    상기 제1 저 잡음 증폭기에 연결된 제1 대역 통과 필터;
    상기 제2 저 잡음 증폭기에 연결된 제2 대역 통과 필터;
    상기 제1 전력 증폭기, 상기 제1 대역 통과 필터 및 제1 안테나에 연결되고, 저역 통과 필터링 및 고역 통과 필터링을 제공하는 제1 디플렉서; 및
    상기 제2 전력 증폭기, 상기 제2 대역 통과 필터 및 상기 제2 안테나에 연결되고, 저역 통과 필터링 및 고역 통과 필터링을 제공하는 제2 디플렉서
    를 포함하는 것인 안테나 시스템.
  14. 제1항에 있어서,
    상기 제1 주파수 범위는 제1 대역을 포함하고,
    상기 제2 주파수 범위는 제2 대역을 포함하고,
    상기 제1 회로는 상기 제1 대역에서 상기 제1 RF 신호를 처리하는 제1 전력 증폭기를 포함하고,
    상기 제2 회로 증폭기는 상기 제2 대역에서 상기 제2 RF 신호를 처리하는 제1 저 잡음 증폭기를 포함하고,
    상기 복수의 안테나는
    상기 제1 대역을 지원하는 제1 안테나; 및
    상기 제2 대역을 지원하는 제2 안테나를 포함하고,
    상기 격리 회로는
    상기 제1 전역 증폭기에 연결된 저역 통과 필터; 및
    상기 제1 저 잡음 증폭기에 연결된 대역 통과 필터
    를 포함하는
    것인 안테나 시스템.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 제1 대역 및 상기 제2 대역 사이의 대역 간격은 약 10 MHz인 것인 안테나 시스템.
  16. 제14항에 있어서,
    상기 대역 통과 필터는 표면 탄성파(Surface Acoustic Wave: SAW) 필터인 것인 안테나 시스템.
  17. 제14항에 있어서,
    상기 저역 통과 필터는 상기 제1 전력 증폭기에 의하여 생성되는 고조파를 억제하도록 구성된 것인 안테나 시스템.
  18. 제14항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 안테나 중 하나 이상은 CRLH 구조를 가지는 MTM 안테나인 것인 안테나 시스템.
  19. 제14항에 있어서,
    상기 격리 회로는
    상기 대역 통과 필터에 연결된 고 대역 필터; 및
    상기 저역 통과 필터, 고역 통과 필터 및 상기 제1 및 제2 안테나에 연결된 커플러를
    더 포함하는 것인 안테나 시스템.
  20. 제14항에 있어서,
    상기 격리 회로는
    상기 대역 통과 필터 및 상기 제2 안테나에 연결된 노치 필터를 포함하는 것인 안테나 시스템.
  21. 제20항에 있어서,
    상기 노치 필터는 CRLH 구조를 가지는 것인 안테나 시스템.
  22. 제20항에 있어서,
    상기 안테나 시스템은 하나 이상의 금속배선 층을 지원하는 기판 구조를 포함하고;
    상기 제1 안테나는 상기 기판 구조의 제1 단부에 형성되고;
    상기 제2 안테나는 상기 기판 구조의 제2 단부에 형성되고;
    상기 노치 필터는 상기 하나 이상의 금속 배선층의 하나에 형성되고 동일평면구조 전송선(Coplanar Waveguide: CPW) 급전점(feed)를 통하여 상기 제2 안테나에 연결된 것인 안테나 시스템.
  23. 제14항에 있어서,
    상기 격리 회로는
    상기 대역 통과 필터에 연결된 노치 필터;
    상기 저역 통과 필터, 상기 노치 필터 및 상기 제2 안테나에 연결된 커플러; 및
    상기 커플러 및 상기 제1 안테나에 연결된 송신선
    을 더 포함하는
    것인 안테나 시스템.
  24. 제23항에 있어서,
    상기 노치 필터는 CRLH 구조를 가지는 MTM 노치 필터인 것인 안테나 시스템.
  25. 제23항에 있어서,
    상기 커플러는 CRLH 구조를 가지는 MTM 방향 커플러인 것인 안테나 시스템.
  26. 제23항에 있어서,
    상기 송신선은 CRLH 구조를 가지는 MTM 전송선인 것인 안테나 시스템.
  27. 제23항에 있어서,
    상기 안테나 시스템은 제1 금속 배선층 및 제2 금속 배선층을 포함하는 하나 이상의 금속 배선층을 지지하는 기판 구조를 포함하고;
    상기 제1 안테나는 상기 기판 구조의 제1 단부에 형성되고;
    상기 제2 안테나는 상기 기판 구조의 제2 단부에 형성되고;
    상기 커플러와 상기 송신선은 상기 제1 금속 배선에 형성되고 CPW 급전부의 일부를 통하여 연결되고;
    상기 노치 필터는 상기 제2 금속 배선층에 형성되고 상기 CPW 급전부의 다른 부분과 상기 제1 및 상기 제2 금속 배선층을 연결하는 연결 비아를 통하여 상기 커플러에 연결되는
    것인 안테나 시스템.
  28. 제14항에 있어서,
    상기 격리 회로는
    상기 대역 통과 필터 및 상기 제2 안테나에 연결된 위상 시프터를
    더 포함하는 것인 안테나 시스템.
  29. 제14항에 있어서,
    상기 제1 회로는
    상기 제1 전력 증폭기에 연결되고, 상기 제2 안테나의 효율 및 출력 전력을 증가시키도록 구성된 위상 시프터를
    더 포함하는 것인 안테나 시스템.
  30. 제28항 또는 제29항에 있어서,
    상기 위상 시프터는 파이 네트웍을 포함하는 것인 안테나 시스템.
  31. 제28항 또는 제29항에 있어서,
    상기 위상 시프터는 T 네트웍을 포함하는 것인 안테나 시스템.
  32. 제20항에 있어서,
    상기 격리 회로는 상기 노치 필터 및 상기 대역 통과 필터에 연결된 위상 시프터를 더 포함하는 것인 안테나 시스템.
  33. 제23항에 있어서,
    상기 격리 회로는 상기 노치 필터와 상기 대역 통과 필터에 연결된 위상 시프터를 더 포함하는 것인 안테나 시스템.
  34. 제1항에 있어서,
    상기 제1 주파수 범위는 하나 이상의 제1 주파수 대역을 포함하고;
    상기 제2 주파수 범위는 하나 이상의 제2 주파수 대역을 포함하고;
    상기 복수의 안테나는 상기 하나 이상의 제1 주파수 대역을 지원하는 제1 안테나와 상기 하나 이상의 제2 주파수 대역을 지원하는 제2 안테나를 포함하고;
    상기 격리 회로는 상기 제2 안테나에 연결된 능동 소자를 포함하고,
    상기 능동 소자는 상기 제1 안테나의 효율을 증가시키기 위하여 상기 제2 안테나를 접지로 단락시키도록 제어되는 것인 안테나 시스템.
  35. 제1항에 있어서,
    상기 제1 회로 및 상기 제2 회로는 다른 시간 주기 동안 동작하고;
    상기 제1 주파수 범위 및 상기 제2 주파수 범위는 동일하고;
    상기 복수의 안테나는 상기 제1 주파수 범위를 지원하는 제1 안테나와 상기 제2 주파수 범위를 지원하는 제2 안테나를 포함하고;
    상기 격리 회로는 위상 시프터, 커플러, 또는 위상 시프터와 커플러의 조합을 포함하고, 이는 상기 제2 회로에 연결되고,
    상기 위상 시프터, 상기 커플러, 또는 상기 위상 시프터 및 상기 커플러의 상기 조합은 상기 제2 안테나에 대한 큰 임피던스 불일치를 제공하도록 구성된 것인 안테나 시스템.
  36. 제1항에 있어서,
    상기 제1 주파수 범위는 하나 이상의 제1 주파수 대역을 포함하고;
    상기 제2 주파수 범위는 하나 이상의 제2 주파수 대역을 포함하고;
    상기 복수의 안테나는 상기 하나 이상의 제1 주파수 대역을 지원하는 제1 안테나 및 상기 하나 이상의 제2 주파수 대역을 지원하는 제2 안테나를 포함하고;
    상기 격리 회로는
    각각이 상기 제2 회로에 연결되고 상기 하나 이상의 제2 주파수 대역과 연관된 하나 이상의 대역 통과 필터; 및
    하나 이상의 위상 시프터, 하나 이상의 노치 필터, 또는 위상 시프터와 노치 필터의 하나 이상의 조합을 포함하고, 이 각각은 상기 하나 이상의 대역 통과 필터중 하나에 연결된 것인 안테나 시스템.
  37. 제1 주파수 대역을 지원하는 제1 안테나;
    제2 주파수 대역을 지원하는 제2 안테나;
    제1 RF 신호를 상기 제1 주파수 대역에서 처리하여 상기 제1 RF 신호를 상기 제1 안테나로부터 송신하는 제1 회로;
    제2 RF 신호를 상기 제2 주파수 대역에서 처리하고, 상기 제2 RF 신호는 상기 제2 안테나에서 받는 것인 제2 회로;
    상기 제1 및 제2 안테나, 상기 제1 회로 및 상기 제2 회로에 연결되고 상기 제1 회로와 상기 제2 회로 사이에 격리를 제공하는 제1 격리 회로;
    제3 주파수 대역을 지원하는 제3 안테나;
    제4 주파수 대역을 지원하는 제4 안테나;
    제3 RF 신호를 상기 제3 주파수 대역에서 처리하여 상기 제3 RF 신호를 상기 제3 안테나로부터 송신하는 제3 회로;
    제4 RF 신호를 상기 제4 주파수 대역에서 처리하고, 상기 제4 RF 신호는 상기 제4 안테나에서 받는 것인 제4 회로; 및
    상기 제3 및 제4 안테나, 상기 제3 회로 및 상기 제4 회로에 연결되고, 상기 제3 회로 및 상기 제4 회로 사이에 격리를 제공하는 제2 격리 회로를 포함하는
    것인 안테나 시스템.
  38. 제37항에 있어서,
    상기 제1, 제2, 제3, 제4 안테나는 CRLH 구조를 가지는 하나 이상의 MTM 안테나를 포함하는 것인 안테나 시스템.
  39. 제37항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 격리 회로는 CRLH 구조를 가지는 하나 이상의 MTM 수동 소자를 포함하는 것인 안테나 시스템.
  40. 제39항에 있어서,
    상기 MTM 수동 소자는 MTM 필터인 것인 안테나 시스템.
  41. 제39항에 있어서,
    상기 MTM 수동 소자는 MTM 디플렉서인 것인 안테나 시스템.
  42. 제39항에 있어서,
    상기 MTM 수동 소자는 MTM 커플러인 것인 안테나 시스템.
  43. 제39항에 있어서,
    상기 MTM 수동 소자는 MTM 송신선인 것인 안테나 시스템.
  44. 제1 주파수 범위 및 제2 주파수 범위를 지원하는 안테나;
    제1 RF 신호를 상기 제1 주파수 범위에서 처리하여 상기 제1 RF 신호를 상기 안테나로부터 송신하는 제1 회로;
    제2 RF 신호를 상기 제2 주파수 범위에서 처리하고, 상기 제2 RF 신호는 상기 안테나에서 받는 것인 제2 회로; 및
    상기 안테나, 상기 제1 회로 및 상기 제2 회로에 연결되고, 상기 제1 회로와 상기 제2 회로 사이에 전자기적 격리를 제공하고 CRLH 구조를 가지는 하나 이상의 수동 소자를 포함하는 격리 회로
    를 포함하는 것인 안테나 시스템.
  45. 제44항에 있어서,
    상기 제1 주파수 범위는 제1 대역 및 상기 제1 대역 보다 주파수가 높은 제2 대역을 포함하고;
    상기 제2 주파수 범위는 제3 대역 및 상기 제3 대역 보다 주파수가 높은 제4 대역을 포함하고;
    상기 제1 회로는 상기 제1 RF 신호를 상기 제1 대역에서 처리하는 제1 전력 증폭기와 상기 제1 RF 신호를 상기 제2 대역에서 처리하는 제2 전력 증폭기를 포함하고;
    상기 제2 회로는 상기 제2 RF 신호를 상기 제3 대역에서 처리하는 제1 저 잡음 증폭기와 상기 제2 RF 신호를 상기 제4 대역에서 처리하는 제2 저 잡음 증폭기를 포함하고;
    상기 격리 회로는
    상기 제1 저 잡음 증폭기에 연결된 제1 대역 통과 필터;
    상기 제2 저 접은 증폭기에 연결된 제2 대역 통과 필터;
    상기 제1 및 제2 전력 증폭기에 연결되고 저역 통과 필터링 및 대역 통과 필터링을 제공하는 제1 디플렉서;
    상기 제1 및 제2 대역 통과 필터에 연결되고 저역 통과 필터링 및 고역 통과 필터링을 제공하는 제2 디플렉서;
    상기 제1 및 제2 디플렉서와 상기 안테나에 연결되고 상기 안테나가 상기 제1 RF 신호를 송신할 때 상기 제1 및 제2 대역과 연관된 경로와 연결되고 상기 안테나가 상기 제2 RF 신호를 받을 때 상기 제3 및 제4 대역과 연관된 경로와 연결되도록 구성된 스위치를 포함하고,
    상기 제1 디플렉서 및 상기 제2 디플렉서중 하나 이상은 CRLH 구조를 가지는 것인 안테나 시스템.
  46. 제44항에 있어서,
    상기 제1 주파수 범위는 제1 대역 및 상기 제1 대역보다 주파수가 높은 제2 대역을 포함하고;
    상기 제2 주파수 범위는 제3 대역 및 상기 제3 대역보다 주파수가 높은 제4 대역을 포함하고;
    상기 제1 회로는 상기 제1 RF 신호를 상기 제1 대역에서 처리하는 제1 전력 증폭기 및 상기 제1 RF 신호를 상기 제2 대역에서 처리하는 제2 전력 증폭기를 포함하고;
    상기 제2 회로는 상기 제2 RF 신호를 상기 제3 대역에서 처리하는 제1 저 잡음 증폭기 및 상기 제2 RF 신호를 상기 제4 대역에서 처리하는 제2 저 잡음 증폭기를 포함하고;
    상기 격리 회로는
    상기 제1 저 잡음 증폭기에 연결된 제1 대역 통과 필터;
    상기 제2 저 잡음 증폭기에 연결된 제2 대역 통과 필터;
    상기 제1 전력 증폭기 및 상기 제1 대역 통과 필터에 연결되고 저역 통과 필터링 및 고역 통과 필터링을 제공하는 제1 디플렉서;
    상기 제2 전력 증폭기 및 상기 제2 대역 통과 필터에 연결되고 저역 통과 필터링 및 고역 통과 필터링을 제공하는 제2 디플렉서; 및
    상기 제1 및 제2 디플렉서 및 상기 안테나에 연결되고 저역 필터링 및 고역 필터링을 제공하는 제3 디플렉서를 포함하고,
    상기 제1 디플렉서, 상기 제2 디플렉서 및 상기 제3 디플렉서 중 하나 이상은 CRLH 구조를 가지는
    것인 안테나 시스템.
  47. 제44항에 있어서,
    상기 안테나는 CRLH 구조를 가지는 MTM 안테나인 것인 안테나 시스템.
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