CN102439789B - Rf前端模块和天线系统 - Google Patents

Rf前端模块和天线系统 Download PDF

Info

Publication number
CN102439789B
CN102439789B CN200980157686.2A CN200980157686A CN102439789B CN 102439789 B CN102439789 B CN 102439789B CN 200980157686 A CN200980157686 A CN 200980157686A CN 102439789 B CN102439789 B CN 102439789B
Authority
CN
China
Prior art keywords
antenna
circuit
frequency band
coupled
duplexer
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN200980157686.2A
Other languages
English (en)
Other versions
CN102439789A (zh
Inventor
C-J·李
W·Y·李
A·贡马拉
N·D·阮
V·佩内夫
M·阿楚尔
G·波瓦拉斯内
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Gula Consulting LLC
Original Assignee
Hollinworth Fund LLC
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Hollinworth Fund LLC filed Critical Hollinworth Fund LLC
Publication of CN102439789A publication Critical patent/CN102439789A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN102439789B publication Critical patent/CN102439789B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q3/00—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
    • H01Q3/24—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the orientation by switching energy from one active radiating element to another, e.g. for beam switching
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q9/00—Electrically-short antennas having dimensions not more than twice the operating wavelength and consisting of conductive active radiating elements
    • H01Q9/04—Resonant antennas
    • H01Q9/30—Resonant antennas with feed to end of elongated active element, e.g. unipole
    • H01Q9/40—Element having extended radiating surface
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q1/00—Details of, or arrangements associated with, antennas
    • H01Q1/12—Supports; Mounting means
    • H01Q1/22—Supports; Mounting means by structural association with other equipment or articles
    • H01Q1/24—Supports; Mounting means by structural association with other equipment or articles with receiving set
    • H01Q1/241—Supports; Mounting means by structural association with other equipment or articles with receiving set used in mobile communications, e.g. GSM
    • H01Q1/242—Supports; Mounting means by structural association with other equipment or articles with receiving set used in mobile communications, e.g. GSM specially adapted for hand-held use
    • H01Q1/243—Supports; Mounting means by structural association with other equipment or articles with receiving set used in mobile communications, e.g. GSM specially adapted for hand-held use with built-in antennas
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q1/00—Details of, or arrangements associated with, antennas
    • H01Q1/52—Means for reducing coupling between antennas; Means for reducing coupling between an antenna and another structure
    • H01Q1/521—Means for reducing coupling between antennas; Means for reducing coupling between an antenna and another structure reducing the coupling between adjacent antennas
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q1/00—Details of, or arrangements associated with, antennas
    • H01Q1/52—Means for reducing coupling between antennas; Means for reducing coupling between an antenna and another structure
    • H01Q1/521—Means for reducing coupling between antennas; Means for reducing coupling between an antenna and another structure reducing the coupling between adjacent antennas
    • H01Q1/525—Means for reducing coupling between antennas; Means for reducing coupling between an antenna and another structure reducing the coupling between adjacent antennas between emitting and receiving antennas
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q5/00—Arrangements for simultaneous operation of antennas on two or more different wavebands, e.g. dual-band or multi-band arrangements
    • H01Q5/10—Resonant antennas
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/005—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission adapting radio receivers, transmitters andtransceivers for operation on two or more bands, i.e. frequency ranges
    • H04B1/0053—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission adapting radio receivers, transmitters andtransceivers for operation on two or more bands, i.e. frequency ranges with common antenna for more than one band
    • H04B1/0057—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission adapting radio receivers, transmitters andtransceivers for operation on two or more bands, i.e. frequency ranges with common antenna for more than one band using diplexing or multiplexing filters for selecting the desired band

Abstract

提出了用于无线通信的收发器系统的架构和实现，该系统包括支持单频带或多频带的一个或多个天线、发射电路、接收电路、以及隔离电路，所述隔离电路耦合至所述一个或多个天线以及发射和接收电路，并提供接收电路与发射电路之间的足够的隔离。

Description

RF前端模块和天线系统
优先权声明及相关申请
本专利文件要求2008年12月24日提交的题为“AntennaDuplexer Front End Architecture Based On Metamaterial Structure”的序列号61/140,816的美国临时专利申请以及2009年7月29日提交的题为“Multi-Antenna RF Front-End Modules”的序列号为61/229,657的美国临时专利申请的权益。以上临时申请的公开以参引的方式结合于此。本专利文件涉及2007年4月27日提交的题为“Antennas，Device and Systems based on Metamaterial Structures”的序列号为11/741,674的美国专利申请；2009年9月22日公告的题为“Antenna Based on Metamaterial Structures”的美国专利No.7,592,952；2008年12月20日提交的题为“Multi-Metamaterial-Antenna Systems with Directional Couplers”的序列号为12/340,657的美国专利申请；2008年11月17提交的题为“Filter Design Methods and Filters Based on MetameterialStructures”的序列号为12/272,781的美国专利申请；2009年2月18日提交的题为“A Metamaterial Power Amplifier System andMethod for Generating Highly Efficient and Linear Multi-Band PowerAmplifiers”的序列号为61/153,398的美国临时专利申请；2008年10月13日提交的题为“Single-Layer Metallization and Via-LessMetamaterial Structures”的序列号为12/250,477的美国专利申请；2008年11月13日提交的题为“Metamaterial Structures withMultilayer Metallization and Via”的序列号为12/270,410的美国专利申请；2009年5月13日提交的题为“Non-Planar MetamaterialAntenna Structures”的序列号为12/465,571的美国专利申请；以及2009年11月9日提交的题为“Multi-Port Frequency Band CoupledAntennas”的序列号为61/259,589的美国临时专利申请。
背景技术
本文件涉及RF前端模块和天线系统。基于超材料(Metamaterial)的部件以及基于非超材料的部件可以使用在这些系统中。
考虑到电场E、磁场H、和波矢β(或传播常数)，电磁波在大多数材料中的传播遵从(E，H，β)矢量场的右手定律。相位速度方向与信号能量传播(群速度)的方向相同，并且折射率为正数。这种材料被称为右手(RH)材料。大多数天然材料均为RH材料。人造材料也可以是RH材料。
超材料具有人造结构。当被设计具有比超材料所引导的电磁能的波长小得多的结构平均晶格单位尺寸时，超材料可以对被引导的电磁能表现得像匀质介质一样。与RH材料不同，超材料可以呈现负折射率，并且相位速度方向与信号能量传播方向相反，其中，(E，H，β)矢量场的相对方向遵从左手定律。具有负折射率同时具有负介电常数ε和磁导率μ的超材料被称作纯左手(LH)超材料。
许多超材料是LH超材料和RH材料的混合物并因此为复合左右手(CRLH)超材料。CRLH超材料可以在低频表现得像LH超材料一样，而在高频表现得像RH材料一样。例如，Caloz和Itoh在John Wiley & Sons(2006)上的“Electromagnetic Metamaterials：Transmission Line Theory and Microwave Application”中描述了多种CRLH超材料的实现和特性。Tatsuo Itoh在第40卷第16号(2004年8月)的Electronics Letters中的“Invited paper：Prospects forMetamaterials”中描述了CRLH超材料及其在天线中的应用。
CRLH超材料可以被结构化和设计成呈现针对特定应用定制的电磁特性，以及可用于使用其他材料可能困难、不切实际或者不可行的应用中。此外，CRLH超材料可用于开发新的应用以及用于构建用RH材料不可能实现的新装置。
附图说明
图1示出了框图，该框图示意性地示出了具有用于隔离发射和接收信号路径的开关的常规双频带收发器系统。
图2示出了框图，该框图示意性地示出了具有用于隔离发射和接收信号路径的单刀四掷(SP4T)开关的常规双频带收发器系统。
图3A-图3E示出了CRLH晶格单位(unit cell)。
图3F示出了根据等效电路参数表示的RH传输线。
图4示出了RH、LH和CRLH频散曲线(dispersion curve)。
图5A以框图的形式示出了根据示例性实施例的四天线双频带收发器系统。
图5B示出了用于使从Tx天线到Rx路径的Tx功率泄漏降到最小的隔离方案的示例。
图6A以框图的形式示出了根据示例性实施例的双天线双频带收发器系统。
图6B示出了作为用于图6A的双工器的频率的函数的抑制条件(rejection consideration)。
图7-图12示出了双频带收发器系统的多种示例性实施例。
图13以框图的形式示出了根据示例性实施例的对用于单频带的单独的发射和接收天线的使用。
图14示出了通常为RF通信系统中的发射和接收频带所考虑的隔离水平的示意图。
图15以框图的形式示出了根据示例性实施例的具有用于单频带的单独的发射和接收天线的系统。
图16A-图16C示出了图15的系统的实现示例，其分别示出了3D视图、顶层的俯视图以及底层的俯视图。
图17示出了在图16A-图16C的实现示例中使用的陷波滤波器。
图18绘出了图17的陷波滤波器的回波损耗和插入损耗。
图19绘出了图16A-图16C和图17中所示的实现示例的回波损耗和隔离。
图20以框图的形式示出了根据示例性实施例的具有用于单频带的单独的发射和接收天线的系统。
图21A-图21C示出了图20的系统的实现示例，其分别示出了3D视图、顶层的俯视图以及底层的俯视图。
图22示出了在图21A-图21C的实现示例中的MTM传输线和MTM定向耦合器。
图23示出了在图21A-图21C的实现示例中使用的陷波滤波器。
图24绘出了不具有陷波滤波器的图21-图23的实现示例的回波损耗和隔离。
图25绘出了陷波滤波器的回波损耗和插入损耗。
图26绘出了MTM定向耦合器、MTM传输线和陷波滤波器的组合的回波损耗和隔离。
图27以框图的形式示出了根据示例性实施例的具有用于单频带的单独的发射和接收天线的系统。
图28A示出了用于图27的系统中的接收天线的输入阻抗。
图28B示出了关于朝向图27的系统中的移相器和BPF看的点的输入阻抗。
图29A和图29B示出了图27的系统的实现示例，其分别示出了顶层的俯视图以及底层的俯视图。
图30示出了图29A和图29B的实现示例中的移相器。
图31绘出了具有图30的移相器的图29A和图29B的实现示例的回波损耗和隔离。
图32以框图的形式示出了根据示例性实施例的具有用于单频带的单独的发射和接收天线的系统。
具体实施方式
根据在本文中描述的实施例，收发器系统的构架和实现包括一个或多个支持单频带或多频带的天线、处理发射信号的发射电路、处理接收信号的接收电路、以及耦合到所述一个或多个天线以及发射电路和接收电路并提供发射电路与接收电路之间的足够的电磁隔离的隔离电路。隔离电路的实施例包括与常规系统相比时，没有半导体开关、具有半导体开关数量减少了的或半导体开关线端的数量减少了的无源部件，从而降低了成本。超材料(MTM)结构可以用于所述一个或多个天线以及无源部件中的至少一个，以提高性能。以下将描述这些实施例和实现及其变型。
用于双频带发射和接收的RF收发器系统可使用在双频带的全球移动通信(GSM)电话和其他无线通信系统中。常规地，这种双频带收发器系统被实现为包括具有如下图1和图2所示范的发射/接收(Tx/Rx)开关的RF前端模块。
图1示出了示意性地示出了例如双频带GSM900/DCS1800或GSM850/PCS1900电话系统的双频带收发器系统100的一个示例的框图，该双频带收发器系统100使用诸如开关120和开关124的Tx/Rx开关以在每个频带中隔离Tx和Rx信号路径。在通信系统中，根据使用和位置分配频带。例如，在北美洲，个人通信服务(PCS)是用于数字移动蜂窝式电话通信的1900MHz频带，而数字蜂窝系统(DCS)定义了在北美之外使用的类似频带，并且包括GSM。
在图1中，可以为诸如DCS1800或PCS1900频带的一个频带设计高频带功率放大器(PA)104和高频带低噪放大器(LNA)108；并且可以为诸如GSM900或GSM850频带的另一频带设计低频带PA112和低频带LNA 116。系统100包括RF前端模块102，RF前端模块102耦合至用作双频带的Tx和Rx天线两者的单个天线，即，双频带Tx/Rx天线132。RF前端模块一般是指与天线耦合的系统的整个前端部分，并且包括天线开关模块(ASM)、PA、LNA、滤波器和其他外围RF电路。一些实施例允许将LNA集成到RF集成电路(RFIC)中。ASM一般是指包括开关的系统部分，并且其在一个模块线端处耦合至天线并在另一模块线端处耦合至PA和表面声波(Surface Acoustic Wave，SAW)滤波器。例如图1所示的双频带通信系统100的RF前端模块102包括两个PA(即，高频带PA 104和低频带PA 112)、两个LNA(即，高频带LNA 108和低频带LNA 116)、两个Tx/Rx开关120和124、以及双工器128。双工器128在双频带Tx/Rx天线132的馈点处将高频带信号与低频带信号分离，并在接收操作期间将其发送至相应的Tx/Rx开关120和124。单刀双掷(SPDT)开关在本示例中被用于Tx/Rx开关，Tx/Rx开关具有在高频带中分离Tx和Rx信号路径的高频带SPDT Tx/Rx开关120和在低频带中分离Tx和Rx信号路径的低频带SPDT Tx/Rx开关124。因此，Tx/Rx开关120和124在相应频带中提供对发射和接收信号的路由。在发射操作期间，Tx/Rx开关120和124分别将来自PA 104和112的信号传送到双工器128。在接收操作期间，Tx/Rx开关120和124将来自双工器128的高频带信号和低频带信号分别传送到宽频带LNA108和低频带LNA 116。RF前端模块102进一步包括SAW滤波器，SAW滤波器在每个频带的接收路径中耦合到LNA的输入线端，以提供具有锐截止特性的带通滤波。在本示例中包括高频带SAW滤波器140和低频带SAW滤波器148。RF前端模块102进一步包括谐波抑制滤波器，谐波抑制滤波器在每个频带的发射路径中耦合至PA的输出线端，以抑制诸如2次谐波和3次谐波的谐波。在本示例中包括高频带谐波抑制滤波器136和低频带谐波抑制滤波器144。
图2示出了示意性地示出了例如双频带GSM900/DCS1800或GSM850/PCS1900电话系统的双频带收发器系统200的另一示例的框图，其中，单刀四掷(SP4T)开关220用于替代如图1的系统100中的两个Tx/Rx SPDT开关和双工器的组合。在该示例中，内部解码器224接收来自外部控制电路的控制信号，以选择四个投掷的具体配置，即，选择投掷连接。因此，在该示例中，通过单个SP4T开关220来控制在高频带Rx、高频带Tx、低频带Rx、和低频带Tx路径之中对信号的路由。ASM 252包括一个SP4T开关220和两个谐波抑制滤波器，即，高频带谐波抑制滤波器136和低频带谐波抑制滤波器144。
双频带收发器系统以示例的形式示出在上面的常规构架中。通常，通信系统可以设计为支持单频带或多频带。在每个频带中，可以以Tx模式使用带宽的一部分，并可以以Rx模式使用带宽的其他部分，从而将频带分别分为Tx频带和Rx频带。在常规双频带系统中，单个天线通常被用来覆盖Tx频带和Rx频带。如在上述两个常规实施例中所见的，这种通信系统的RF前端模块一般可以包括Tx/Rx开关、诸如谐波抑制滤波器的低通滤波器(LPF)、诸如SAW滤波器的带通滤波器(BPF)、PA、LNA和其他RF电路。在Tx模式中，由PA放大并输出到天线的功率比RX模式中天线所接收的功率大得多。因此，为了保护接收电路，在TX操作期间耦合至接收电路的功率应当被降到最小。由于在Tx模式和Rx模式中使用的频率接近，因此Tx/Rx开关通常用来在共享同一天线时隔离发射和接收电路。例如，用于便携式电话的GSM和其他标准采用频分双工(FDD)时分多址(TDMA)，其中发射器和接收器以不同频率并在不同时隙中工作，并且Tx/Rx信号路由Tx/Rx开关来执行。然而，对用于Tx/Rx信号路由的半导体开关的使用可能构成极大的成本劣势。例如，一些应用甚至需要昂贵的GaAs FET。
鉴于与使用半导体开关的常规ASM方案相关的上述缺点，本文提供了基于使用无源部件来代替有源部件的隔离方案的RF前端模块的示例和实现，其具有数量减少的有源部件或数量减少的装置线端。这种RF前端模块可以被配置为耦合至一个或多个天线，并提供Tx和Rx信号路径之间的适当隔离。这种包括无源部件的系统可以通过消除或减少有源部件来提供成本优势和性能改善。此外，有源部件的消除或减少导致驱动电路的消除或减少。系统可以在RF前端模块中使用与诸如滤波器、耦合器、传输线、和/或双工器等MTM无源部件相组合的MTM天线，以对一个或多个频带实现需要的收发器功能性。使用基于MTM的无源部件代替有源部件可以允许由低插入损失引起的电流节省。也可以在满足成本和性能目标的情况下使用非MTM部件和天线。具体地，本文描述了收发器系统的各种构架和实现，该收发器系统包括一个或多个支持单频带或多频带的天线、处理TX信号的Tx电路、处理Rx信号的Rx电路、以及耦合到所述一个或多个天线及Tx电路和Rx电路并在没有半导体开关的情况下、与常规系统相比具有数量减少了的半导体开关或者数量减少了的半导体开关线端的情况下提供Tx电路和Rx电路之间的足够的电磁隔离的隔离电路。
MTM结构可以用来构建天线、传输线和其他RF部件和装置，从而允许广泛的技术进步，例如，功能性的增强、尺寸的减小以及性能的提高。关于与基于MTM技术的天线、传输线、耦合器、滤波器和其他装置/电路相关的特征和分析的信息可以在以下专利文件中找到：2007年4月27日提交的题为“Antennas，Deviceand Systems based on Metamaterial Structures”的序列号为11,741/674的美国专利申请；2009年9月22日公告的题为“Antennas Based on Metamaterial Structures”的美国专利No.7,592,952；2008年12月20日提交的题为“Multi-Metamaterial-Antenna Systems with DirectionalCouplers”的序列号为12/340,657的美国专利申请；2008年11月17日提交的题为“Filter Design Methods and Dilters Basedon Metamaterial Structures”的序列号为12/272,781的美国专利申请；以及2009年2月18日提交的题为“A MetamaterialPower Amplifier System and Method for Generating HighlyEfficient and Linear Multi-Band Power Amplifiers”的序列号为61/153,398的美国临时专利申请。一种类型的MTM天线结构为单层金属化(SLM)MTM天线结构，其在形成于衬底的一侧上的单个金属化层中具有MTM天线的传导部分。双层金属化无通路(TLM-VL)MTM天线结构是另一种类型，这种类型的特征在于：在衬底的两个平行表面上具有两个金属化层，其中不具有将一个金属化层中的一个传导部分连接到另一个金属化层中的另一传导部分的传导通路(via)。SLM和TLM-VL MTM天线结构的示例和实现描述在2008年10月13日提交的题为“Single-LayerMetallization and Via-less Metamaterial Structures”的序列号为12/250,477的美国专利申请中。与SLM和TLM-VL MTM天线结构不同，多层MTM天线结构在通过至少一个通路连接的两个或更多个金属化层中具有传导部分。这种多层MTM天线结构的示例和实现描述在2008年11月13日提交的题为“MetamaterialStructures with Multilayer Metallization and Via”的序列号为12/270,410的美国专利申请中。此外，可以实现基于多衬底结构的非平面(三维)MTM天线结构。这种基于多衬底的MTM天线结构的示例和实现描述在2009年5月13日提交的题为“Non-Planar Metamaterial Antenna Structures”的序列号为12/465,571的美国专利申请中。此外，还可以形成双端口和多端口MTM天线，并且其示例和实现描述在2009年11月9日提交的题为“Multi-Port Frequency Band Coupled Antennas”的序列号为61/259,589的美国临时专利申请中。以上参考公开了各种MTM结构和分析，这些结构和分析可用于构建在本文中描述的系统实施例中的MTM无源部件和天线。
基于CRLH晶格单位设计基于MTM的部件和天线。图3A-图3E示出了CRLH晶格单位的示例。如图3A-图3E所示，从包括RH串联电感LR、LH串联电容CL、LH并联电感LL和RH并联电容CR的电气元件来构建或设计CRLH晶格单位。这些元件代表了CRLH晶格单位的等效电路参数。RH方框300表示RH传输线，其可以用RH并联电容CR 302和RH串联电感LR 304来等效地表示，如图3F所示。这些图中的“RH/2”是指RH传输线的长度除以2。CRLH晶格单位的变型包括如图3A中所示的配置，但其中RH/2与CL互换；以及包括如图3A-图3C所示的配置，但在一侧上具有RH/4而另一侧上具有3RH/4，而不是在两侧上的RH/2。可替代地，可以使用其他互补的分数来划分RH传输线。可以通过使用分布式电路元件、集总电路元件或者该两者的组合基于这些CRLH晶格单位来实现MTM结构。可以在各种电路平台上制造这种MTM结构，该电路平台包括诸如FR-4印刷电路板(PCB)或柔性印刷电路(FPC)板的电路板。其他制造技术的示例包括薄膜制造技术、芯片上系统(SOC)技术、低温共烧陶瓷(LTCC)技术、单片微波集成电路(MMIC)技术、以及MEMS(微机电系统)技术。
以上制造技术中的一些，例如，LTCC，可以允许用双工器、LPF和/或高通滤波器来代替预LNA SAW滤波器，以进一步减小整体的插入损耗、成本和集成复杂度。此外，使用特定的制造技术可以使设计出新型的双工器来代替预LNA SAW滤波器和双工器或者双工器、LPF和HPF的组合，以进一步减小整体的插入损耗、成本和集成复杂度成为可能。
纯LH超材料遵循三矢量组(E，H，β)的左手定律，其中相位速度方向与信号能量传播方向相反。LH材料的介电常数ε和磁导率μ同时为负。CRLH超材料可以根据工作的状态或频率而呈现出LH和RH电磁特性。CRLH超材料可以在信号的波矢(或传播常数)为零时呈现非零群速度。在不平衡的情况下，存在禁止电磁波传播的带隙。在平衡的情况下，频散曲线在LH和RH区域之间的传播常数β(ωo)＝0的转变点处未表现出不连续，其中，导入的波长λg为无穷大，即，λg＝2π/|β|→∞，而群速度vg为正：
v g = dω dβ | β = 0 > 0 公式(1)
该情况对应于传输线(TL)实现中的零阶模式。
图4示出了βR表示的RH频散曲线，βL表示的LH频散曲线，以及通过βR+βL表示的具有平衡的CRLH晶格单位的CRLH频散曲线。在不平衡的情况下，存在两种可能的零阶谐振ωse和ωsh，其可以支持无限波长(β＝0，基谐模式)，并被表示为：
ω sh = 1 C R L L 和 ω se = 1 C L L R 公式(2)
其中，CRLL≠CLLR。在ωse和ωsh处，群速度(vg＝dω/dβ)为零且相位速度(vp＝ω/β)为无穷大。当CRLH晶格单位被平衡时，该谐振频率符合图4所示，并被表示为：
ωse＝ωsh＝ω0 公式(3)
其中，CRLL＝CLLR，并且可以获得如公式(1)的正群速度(vg＝dω/dβ)和无穷大的相位速度(vp＝ω/β)。对于平衡的情况，通常的频散曲线可以被表示为：
β = 1 p ( ω L R C R - 1 ω L L C L ) 公式(4)
其中，CRLH晶格单位的周期用p表示。在RH区域中传播常数β为正，并且在LH区域中传播常数β为负。第一项表示RH分量βR以及第二项表示LH分量βL，从而表明LH特性在低频区域中为主导，而RH特性在高频区域中为主导。CRLH频散曲线βR+βL延伸到正和负β两个区域；因此，CRLH结构可以支持谐振频率的频谱，如通过与图4中的CRLH频散曲线相交的多条ω线所表示的。
再次参照图1，现有技术的当前状态涉及在单个ASM中集成谐波抑制滤波器、Tx/Rx开关和双工器。ASM的主要用途在于将多个发射器和多个接收器连接到单个天线，以使有效路径上的发射和接收功率最优化，同时提供对无效路径的足够的隔离。图1和图2示出了常规ASM的两个示例。图1中的第一ASM示例包括两个SPDT Tx/Rx开关120和124、两个谐波抑制滤波器136和144、以及一个双工器128。图2中的第二ASM示例包括一个SP4T开关220和两个谐波抑制滤波器136和144。这些架构利用单个双频带Tx/Rx天线132执行多路传输。表1提供了对于结合了装置特性的ASM的典型条件。在一些示例中，所期望的Tx和Rx路径之间的隔离被确定为使得到Rx SAW滤波器和LNA的输入功率不超过最大额定输入功率。考虑在其中Rx SAW滤波器具有13dBm的最大额定输入功率的第一情况，其中，LNA可以处理大约5dBm的最大额定输入功率。LNA可以直接设置在
表1
接收路径中的相应的Rx SAW滤波器之后。Rx SAW滤波器可以抑制至少20dB的Tx信号，且因此，LNA最大接收大约-7dBm，其远低于LNA的最大额定输入功率。这表明至少在这种情况下，在LNA接收其最大额定输入功率之前，Tx漏泄功率可能先损坏Rx SAW滤波器。因此，相对于最大额定功率水平考虑Rx SAW滤波器的保护。在以上估计中，SAW滤波器输入功率的上限假定在+8dBm处，其中对手机制造具有5dB的余量。例如，在如图1中的系统中，低频带SPDT Tx/Rx开关124将提供Tx和Rx信号路径之间的至少26dB的隔离。高频带SPDT Tx/Rx开关120将提供至少24dB的隔离。因此，在这种情况下，如果在低频带PA 112处的最大输出Tx功率为+34dBm并且在PA输出和天线端口之间的插入损耗为1dB，则在低频带PA 112输出与低频带Rx SAW滤波器148输入之间的期望的Tx路径到Rx路径的隔离为大约26dB，如在表1中所指定的。类似地，高频带的隔离在高频带PA 104输出与高频带Rx SAW滤波器140输入之间可以被估计为大约24dB。这里，最大输出Tx功率假定在高频带中为+31.5dBm。然而，应当注意，以上隔离值为示例性的并为估计值。通过使用先进或不同的滤波技术或电路拓扑，可以改变这些参数值。
一些系统架构结合有MTM技术，其能够实现相比于非MTM结构和技术具有改进的效率的天线的小型化。此外，无源部件与这些天线的集成能够使新架构的设计实现改进的插入损耗和频带外抑制。例如，使用无源部件将消除对GSM蜂窝式电话中负责以μ秒时序分辨率解码天线切换信号的一个或多个控制线的需要。这种架构提供了对诸如一些实现示例中的GSM蜂窝式电话系统的双频带系统的低成本解决方案。
图5A示出了四天线双频带收发器系统500的示例。例如，系统500可以支持双频带GSM900/DCS1800中的通信。该系统500为双频带系统，这意味着其能够处理两个频带中的通信。为了清楚起见，示例性的示例标识为低频带路径501和高频带路径503。每个频带路径具有接收天线和发射天线。这样，每个频带路径具有接收路径和发射路径，且因此，系统500在RF前端模块502内具有四个通信或传输路径。系统500包括四个单频带天线504、508、512和516，它们耦合至具有两个耦合器520和524、两个LPF 536和540、以及两个HPF 528和532的RF前端模块502。模块502进一步包括耦合至低频带LPF 536的低频带PA 550、耦合至高频带LPF 540的高频带PA 554、耦合至低频带HPF 528的低频带Rx SAW 558、耦合至高频带HPF 532的高频带Rx SAW 562、以及分别耦合至低频带Rx SAW 558和高频带Rx SAW 562的低频带LNA 594和高频带LNA 596。四个天线504、508、512和516被调谐，以分别支持低频带Tx(880-915MHz)、低频带Rx(925-960MHz)、高频带Tx(1710-1785MHz)、以及高频带Rx(1805-1880MHz)，从而分别提供低频带TX天线504、低频带Rx天线508、高频带Tx天线512和高频带Rx天线516.
低频带路径501处理在Tx PA 550处所接收的、到LPF 536、到耦合器520并最终到TX天线504的Tx信号。低频带路径501通过传递到耦合器520然后到HPF 528并到达Rx SAW 558处理在Rx天线508处所接收的Rx信号。对于高频带Tx和Rx信号，高频带路径503具有相似的操作。
可以基于MTM结构来设计这些天线504、508、512、516。低频带Tx天线504和低频带Rx天线508耦合至低频带耦合器520，以提供低频带Tx和Rx路径之间的隔离，如点Lp1和Lp4’之间的隔离。在高频带路径中进行类似的配置，其中，高频带Tx天线512和高频带Rx天线516均耦合至高频带耦合器524，以提供高频带Tx和Rx路径之间的隔离，如点Hp1与Hp4’之间的隔离。MTM耦合器可用于耦合器520和524，以改善在相应频带路径内的发射与接收路径之间的隔离。
如前所述的那样，Tx和Rx信号路径之间的隔离技术考虑Tx频带，较少强调Rx频带。因此，耦合器520和524可以被设计为与在Rx频带中相比在Tx频带中更好地控制去耦合和隔离。为了进一步改善隔离，低频带HPF 528和高频带HPF 532被添加到相应的Rx路径中，如图5A所示。低频带LPF 536和高频带LPF 540被设置在相应的Tx路径中，以在相应的PA输出处抑制二次和三次谐波，其主要执行图1和图2中的谐波抑制滤波器136和144的功能。在一个示例中，通过由Tx路径中的部件配置来解释大约1dB的插入损耗，对于低频带Tx频带中的最小隔离估计在大约26dB处，并且对于高频带估计在大约24dB处。
除了降低成本之外，该架构还可以在Tx和Rx两个频带中提供改进的插入损耗和天线效率。该架构的低插入损耗至少部分地源于四个端口耦合器具有在通频带中的直通传输。结合有MTM耦合器和滤波器的系统可以改善PA输出和天线的馈点之间，亦即Lp1’与Lp2之间以及Hp1’与Hp2之间的插入损耗。此外，这种MTM解决方案可以改善馈点和Rx SAW输入之间，即，Lp3与Lp4’之间以及Hp3与Hp4’之间的插入损耗。如在图5A所示的四天线双频带收发器系统中的每个频带中的Tx和Rx天线的分离——而不是组合的Tx/Rx天线——可以改进天线辐射效率，这是由于天线阻抗可以被匹配到用于在每个较窄(Tx或Rx)的带宽中而不是在较宽(Tx和Rx)的组合带宽中更好地辐射的最佳点。
类似的隔离方案可被用于低频带和高频带两者。以下方案考虑了低频带背景中的隔离技术。在该架构中，耦合器的数量与系统中支持的频带数量相对应，其中，每个频带包括Tx和Rx频带。
图5B示出了对于系统500的低频带路径501，将从Tx天线504到Rx路径的Tx功率泄漏降到最小的隔离方案。耦合器520被设计为根据以下方法抑制Rx路径中的Tx信号：(i)估计Lp2与Lp3之间的耦合，即，(Tx天线504和Rx天线508之间的耦合)；(ii)根据与在(i)中估计的耦合相同的耦合水平来设计耦合器520；以及(iii)将耦合器520设计成使得耦合器520的Lp1与Lp2之间的相位、天线504和508的Lp2和Lp3之间的相位、以及耦合器520的Lp3和Lp4之间的相位之和与耦合器520的Lp1和Lp4之间的相位相差180°。MTM耦合器设计和实现的细节描述在2008年12月20日提交的题为“Multi-Metamaterial-Antenna Systems with DirectionalCouplers”的序列号为12/340,657的美国专利申请中。图5B示出了耦合器端口Lp1与Lp4之间、HPF端口Lp4和Lp4’之间的Tx频带抑制条件以及整个Tx频带抑制的示例。这些条件结合了基于典型的GSM系统条件的装置特性。如在图5B的较下部中的三个曲线中所示的，Rx路径中的HPF 528有助于改进在Lp1与Lp4’之间的整个Tx频带抑制，其比仅通过耦合器520进行的Tx频带抑制更好。
由于带来弱的耦合的大的带隙，在四天线双工器架构中，关于低频带Tx与高频带Rx路径之间的隔离以及高频带Tx与低频带Rx路径之间的隔离的条件不太严格。如图5A所示的架构可以被配置为结合用于滤波器、耦合器、和/或天线的MTM技术，从而产生改善的成本和性能，包括改善的插入损耗和频带外抑制。然而，也可以使用常规或基于非MTM的技术。
图6A示出了双天线双频带收发器系统600的示例，作为示例，其可以支持双频带GSM900/DCS1800中的通信。系统600包括两个双频带天线604和608，其耦合至具有两个双工器612和616以及一个PIN二极管620的RF前端模块602。模块602进一步包括耦合至Tx双工器612的高频带PA 650和低频带PA 654、耦合至Rx双工器616的高频带Rx SAW 658和低频带Rx SAW 662、以及分别耦合至低频带Rx SAW 658和高频带Rx SAW 662的低频带LNA 694和高频带LNA 696。在该示例中，两个双频带天线604、608可以基于MTM结构设计。双频带Tx天线604被调谐，以支持低频带Tx(880-915MHz)和高频带Tx(1710-1785MHz)；双频带Rx天线608被调谐，以支持低频带Rx(925-960MHz)和高频带Rx(1805-1880MHz)。两种类型的双工器，Tx双工器612和Rx双工器616，被分别耦合至Tx路径610和Rx路径611。
如图6A所示的架构的一个方面是与双工器612和616以及PIN二极管620相结合地使用分别用于Tx和Rx频带的双频带Tx天线604和双频带Rx天线608，以实现Tx和Rx路径之间的隔离。PIN二极管620可以与双频带Rx天线608并联或串联连接，以在双频带Tx天线604正在发射信号时断开Rx路径。来自外部控制电路的控制信号可以控制PIN二极管620。可替代地，在本示例中，从GSM移动电话中的基带调制解调器可获得的Tx/Rx开/关控制可以普遍地用于控制PIN二极管620，以提供接通状态(Rx路径连接)和关闭状态(Rx路径断开)。可以使用低成本商用PIN二极管来实现Tx频带中的好于26dB的隔离。
Tx双工器612将Tx高频带与Tx低频带分离；并且Rx双工器616将Rx高频带与Rx低频带分离。如图6A示意性所示的，Tx双工器612可以包括用于Tx低频带的LPF以及用于Tx高频带的BPF；并且Rx双工器616可以包括用于Rx低频带的LPF以及用于Rx高频带的HPF。该配置给出了以下两个特征。第一，由于针对Tx和Rx路径中的每个的频率成对(低频带和高频带)，因此该配置不可能提供通过Tx双工器612或Rx双工器616从Tx路径到Rx SAW滤波器的路由路径，从而放宽了双工器的隔离条件(isolation consideration)。在这种情况下，可以使用15dB的带到带隔离而不是26dB的隔离来隔离高频带端口和低频带端口(对于Tx在HBTxp与LBTxp之间；对于Rx在HBRxp与LBRxp之间)。第二，针对Tx和Rx路径中的每个的频率成对(低频带和高频带)因为每个对中的高频带和低频带在频率上被分离而提供了更好的隔离。在一个示例中，严格的条件包括对Tx双工器612的低频带中的LPF的25dB的二次谐波抑制。通过利用放宽的频带外抑制条件和高频带与低频带之间的大的频率间隔，可以减少滤波器的阶数，从而简化滤波器设计。此外，可以通过使用例如MTM技术来实现Tx双工器612的低插入损耗。
图6B示出了作为Tx双工器612和Rx双工器616的频率的函数的典型抑制条件，诸如表1中基于类似估计的抑制条件。可以使用常规技术或MTM技术直接在PCB上实现这些双工器。Tx低频带路径中的Tx双工器612中的LPF通过图6A中所示的端口LBPxp和Txp提供低频带发射器的谐波抑制，而用于Tx高频带路径的Tx双工器612中的BPF负责通过图6A中所示的端口HBTxp和Txp负责高频带发射器的适当谐波抑制。Rx双工器616以类似的方式工作。该双工器616基于Rx低频带的LPF以及Rx高频带的HPF来将Rx低频带路径从Rx高频带路径分离。因为Rx双工器616仅处理接收器链，Tx泄漏功率的抑制可以被认为与Rx双工器设计具有较少的关系。此外，通过利用高和低Rx频带之间的大的频率间隔，Rx双工器616可以设计为实现低插入损耗。
双频带Tx天线604和双频带Rx天线608的使用可以产生比单个双频带Tx/Rx天线(如图1和图2中所示)更高的效率，这是由于这两个天线可以各自被调谐至较窄的频带。相邻天线位置和终止(开路或短路)的适当控制可以进一步提高辐射效率。例如，第二(相邻的)天线可以用作反射器，以提高主天线的效率。基于类似的技术，可以通过适当的定位和/或当通过使用PIN二极管620在断开时终止其端口来操作双频带Rx天线608，以提高Tx天线的效率。类似的技术可以被扩展到具有耦合到单频带、双频带或多频带Rx天线的有源部件(例如，开关、PIN二极管等)的配置，其中，有源部件可以被控制，以将Rx天线短接到地。结果，Rx天线用作反射器，从而提高了Tx天线的效率。
图7示出了双天线双频带收发器系统700的另一示例。系统700可以支持例如双频带GSM900/DCS1800系统中的通信。与图6A中的双天线双频带收发器系统600相比，图7中的该系统700包括代替图6A中耦合至Rx路径的PIN二极管620来耦合至Tx和Rx路径的的耦合器720。与系统600类似，系统700具有Tx双工器712和Rx双工器716。Tx路径710包括高频带PA 750和低频带PA 754。Rx路径711包括高频带Rx SAW滤波器758和低频带Rx SAW滤波器762，以及耦合至高频带Rx SAW 758的高频带LNA 796和耦合至低频带Rx SAW 762的低频带LNA 794。
耦合器720以与图5A的四天线双频带收发器系统500中使用的耦合器520和524的机制类似的机制工作，因为耦合器720在高频带和低频带两者中对从Tx天线704到Rx天线708的功率泄漏进行去耦合。关于耦合器尺寸的基本波长考虑因素表明在高频带中的耦合相对较弱。因此，耦合器720可以被设计成隔离用于低频带的天线704和708，并用作高频带中的直通传输线。例如，这可以通过在MTM耦合器设计中引入LC网络来实现。可以基于CRLH MTM结构针对双频带操作来配置耦合器720。RH部分主要控制低频带特性，而RH部分主要控制高频带特性。
随着改进的滤波器技术的出现，Rx BPF技术趋于使用例如体声波(BAW)或薄膜体声波谐振器(FBAR)滤波器技术来增大输入功率的最大额定值。这可以导致放宽隔离条件。可替代地，当MTM滤波器被用于代替SAW、BAW或FBAR滤波器时，可以放宽隔离条件。
图8示出了双天线双频带收发器系统的另一示例。作为示例，系统800可以支持双频带GSM900/DCS1800通信系统。该系统800具有Tx路径810和Rx路径811，其中，Tx路径810包括耦合到Tx双工器812的高频带PA 850和低频带PA 854。该系统800包括在不具有SAW滤波器的Rx路径811中的高频带LNA 870和低频带LNA 874。通过图8中的一个Rx双工器816来代替图6的架构中的高频带Rx SAW 658、低频带Rx SAW 662、Rx双工器616、和PIN二极管620。由于去除了SAW滤波器，对于Tx和Rx频带两者都放宽了端口Txp与Rxp之间的隔离条件。随着该放宽的隔离条件，原始SAW滤波器的BPF功能可以被结合在用于高频带和低频带两者的Rx双工器816中，以在Rx天线808正在接收时抑制Rx路径中的频带外信号以及在Tx天线804正在发射时抑制到Rx路径的Tx功率泄漏。Rx双工器816的设计和制造可以基于能够为Tx泄漏提供回弹性(resilience)的LTCC、多层陶瓷或基于FBAR的技术。在该示例中可以使用MTM双工器或非MTM双工器。
图9示出了双天线双频带收发器系统900的另一示例。作为示例，该系统900可以支持双频带GSM900/DCS1800通信系统。系统900包括耦合至具有两个双工器912和916以及一个耦合器920的RF前端模块902的两个双频带天线904和908。模块902进一步包括耦合至双工器1 912的高频带PA 950和低频带Rx SAW 962、耦合至双工器2 916的低频带PA 954和高频带RxSAW 958、以及分别耦合至低频带Rx SAW 962和高频带Rx SAW 958的低频带LNA 994和高频带LNA 996。在该示例中，可以基于MTM结构设计两个双频带天线904和908。双频带天线1 904被调谐以支持低频带Rx(925-960MHz)和高频带Tx(1710-1785MHz)；双频带天线2 908被调谐以支持高频带Rx(1805-1880MHz)和低频带Tx(880-915MHz)。图9所示的该系统900与图7所示的双天线双频带收发器系统700类似，不同之处在于双工器1912和双工器2 916被分别以高频带Tx和低频带Rx、及高频带Rx和低频带Tx的形式配对。在该系统中，耦合器920经历彼此相反的信号流动方向。例如，对于低频带，在TxRxp2处注入Tx信号而在TxRxp1处拒绝该Tx信号；对于高频带则相反。
图10示出了双天线双频带收发器系统1000的另一示例。该系统1000可以支持例如双频带GSM900/DCS1800通信系统。系统1000包括耦合至具有两个双工器1012和1016的RF前端模块1002的两个Tx/Rx天线1004和1008。该模块1002包括低频带路径1001和高频带路径1003，其中，低频带路径1001包括耦合至低频带双工器1012的低频带PA 1054和低频带Rx SAW1062；而高频带路径1003包括耦合至高频带双工器1016的高频带PA 1050和高频带Rx SAW 1058。低频带LNA 1094和高频带LNA 1096分别耦合至低频带Rx SAW 1062和高频带Rx SAW1058。在该示例中可以基于MTM结构设计两个Tx/Rx天线1004和1008。低频带Tx/Rx天线1004被调谐以支持Tx和Rx低频带(880-960MHz)；并且高频带Tx/Rx天线1008被调谐以支持Tx和Rx高频带(1710-1880MHz)。在低频带路径1001中，低频带双工器1012覆盖Tx和Rx低频带；并且在高频带路径1003中，高频带双工器1016覆盖Tx和Rx高频带。这些双工器1012和1016分别被耦合至低频带Tx/Rx天线1004和高频带Tx/Rx天线1008。在该示例中，由于两个频带之间的较宽隔离，可以获得高频带和低频带天线1004、1008之间大于26dB的隔离。使用常规双工器技术，由于其较窄的带隙(例如，10和20MHz)，通常难以分别实现对于低频带双工器的26dB的隔离以及对于高频带双工器的24dB的隔离。然而，可以通过使用例如CRLH传输线的非线性相位响应来实现这种隔离。对于具有高隔离的低成本解决方案，MTM双工器可以被印制在低损耗PCB或陶瓷多层衬底上。
图11示出了单天线双频带收发器系统1100的示例。作为示例，该系统1100可以支持双频带GSM900/DCS1800通信系统。系统1100包括耦合至具有两个双工器1112和1116以及一个SPDT Tx/Rx开关1108的RF前端模块1102的单个双频带Tx/Rx天线1104。与图6A中所示的双天线双频带收发器系统600类似，Tx双工器1112(具有集成的Tx LPF)和Rx双工器1116被分别耦合至Tx路径1101和Rx路径1103；并且模块1102进一步包括耦合至Tx双工器1112的高频带PA 1150和低频带PA 1154、耦合至Rx双工器1116的高频带Rx SAW 1158和低频带Rx SAW1162、以及分别耦合至低频带Rx SAW 1162和高频带Rx SAW 1158的低频带LNA 1194和高频带LNA 1196。单个双频带Tx/Rx天线1104可以基于MTM结构设计，并被调谐以支持低频带Tx(880-915MHz)、高频带Tx(1710-1785MHz)、低频带Rx(925-960MHz)和高频带Rx(1805-1880MHz)。SPDT Tx/Rx开关1108被用来切换Tx路径1101和Rx路径1103。与在图6A中的PIN二极管620的开/关控制类似，可以通过来自外部控制电路的控制信号来控制SPDT Tx/Rx开关1108。可替代地，可从GSM移动电话中的基带调制解调器获得的Tx/Rx开/关控制可以普遍地用于控制SPDT Tx/Rx开关1108。与图1所示的常规双频带收发器系统相比，用本示例中的一个SPDT开关和两个双工器来代替两个SPDT开关、一个双工器以及两个谐波抑制滤波器，其提供了成本优势。两个双工器中的至少一个可以为具有CRLH结构的MTM双工器，以进一步改善性能。
图12示出了单天线双频带收发器系统1200的另一示例。作为示例，该系统1200可以支持双频带GSM900/DCS1800通信系统。系统1200包括耦合至RF前端模块1202的单个双频带Tx/Rx天线1204，该RF前端模块1202具有三个双工器：天线双工器1208、低频带双工器1212和高频带双工器1216。与图10中的系统1000的架构类似，模块1202包括低频带双工器1212和高频带双工器1216、耦合至低频带双工器1212的低频带PA 1254和低频带Rx SAW 1262、耦合至高频带双工器1216的高频带PA1250和高频带Rx SAW 1258、以及分别耦合至低频带Rx SAW 1262和高频带Rx SAW 1258的低频带LNA 1294和高频带LNA 1296。单个双频带Tx/Rx天线1204可以基于MTM结构设计，并被调谐以支持低频带Tx(880-915MHz)、高频带Tx(1710-1785MHz)、低频带Rx(925-960MHz)和高频带Rx(1805-1880MHz)。图12的该系统1200具有与图10的双天线双频带收发器系统类似的配置，不同之处在于使用单个双频带Tx/Rx天线1204，并且天线双工器1208附加地用来隔离高频带和低频带中的天线端口。即，两个天线(即，图10中的低频带Tx/Rx天线1004和高频带Tx/Rx天线1008)被一个天线(即，单个双频带Tx/Rx天线1204)和一个天线双工器1208代替。天线双工器1208将高频带与低频带分离，并被耦合至双频带Tx/Rx天线1204。在低频带中，低频带双工器1212被耦合至天线双工器1208。在该示例中可以实现低频带中Tx和Rx路径之间26dB的隔离。在高频带中高频带双工器1212被耦合至天线双工器1208，并且在本示例中可以具有在高频带中Tx和Rx路径之间24dB的隔离。三个双工器中的至少一个可以为具有CRLH结构的MTM双工器，以进一步改善性能。
在以上收发器系统中描述了具有一至四个天线的双频带系统。通常，通信系统可以被设计成支持单个频带或多个频带。在每个频带中，带宽的一部分可以以Tx模式使用，而其他部分可以以Rx模式使用，从而将频带分别分成Tx频带和Rx频带。在每个频带中。一个天线可以用来支持Tx模式和Rx模式两者。可替代地，在一个频带中，单独的Tx和Rx天线可被用来分别支持Tx和Rx模式。相同的系统配置可以被复制，以用多对Tx和Rx天线覆盖多个频带，其中每对天线在每个频带中均支持Tx和Rx模式。图5A所示的系统代表具有支持两个频带的两对Tx和Rx天线的双频带系统的示例。在图5A所示的该示例中，相同的配置可以被复制用于低频带和高频带。因此，对应于图5A中的频带中的一个(或高频带或低频带)的系统配置代表每个频带两个天线(two-antennas-per-band)的收发器系统的第一架构，其具有耦合至支持单个频带的单独的Tx和Rx天线的RF前端模块。
在Tx模式中，从PA到天线的放大的功率输出比在Rx模式中通过天线接收的功率大很多。如前所述，为了保护Rx电路，在TX操作期间耦合至Rx电路的功率需要被降到最小。由于在Tx模式和Rx模式中使用的频率接近，因此，Tx/Rx开关通常用于隔离发射电路和接收电路，同时共享同一天线，如图1和图2的示例中所示出的。相反，图5A中所示的四天线双频带系统为分别具有用于每个频带(低频带或高频带)的Tx天线和Rx天线的示例，其通过包括无源部件(LPF、HPF和耦合器)而不是使用Tx/Rx开关来实现足够的隔离。相同但具有不同的隔离电路的每个频带两个天线的收发器系统可以被设计从而实现低成本、高性能的通信系统。下面将描述具有耦合至支持单个频带的单独的Tx和Rx天线的RF前端模块的这种每个频带两个天线的收发器系统的示例和实现。相同的系统配置可以被复制，以用多对Tx和Rx天线覆盖多个频带，其中每对天线均支持在每个频带中的Tx和Rx模式，结果形成多天线多频带收发器系统。
图13是示意性地示出了在单个频带中具有单独的Tx和Rx天线1304和1308的系统1300的框图，天线1304和1308分别支持Tx频带和Rx频带。在该示例中，Tx天线1304被耦合至LPF 1312，该LPF 1312耦合至PA 1320，而Rx天线1308被耦合至BPF 1316，该BPF 1316耦合至LNA 1324。因此，包括相应的天线1304和1308的Tx和Rx路径和电路被物理地分隔。由于SAW滤波器是BPF的一种类型，其代替了如图5A的示例所示的Rx SAW滤波器558或562，BPF可用于对较宽范围或不同范围的应用进行滤波。LPF 1312主要可用来像图5A中的LPF 536或540所做的那样抑制由PA 1320生成的二次和三次谐波。
图14为通常为Tx和Rx频带所考虑的隔离水平的示意图示。隔离水平通过以dB形式的隔离来表示，其被期望在Tx频带中比在Rx频带中更高。如上所述，这是由于发射功率比接收功率大得多。因此，期望如图14所示的对Tx频带的高隔离以保护接收电路，这导致在系统中结合隔离方案的需要。除了维持期望的隔离水平之外，另一设计目标在于最优化Tx和Rx天线中的天线效率。使用单独的Tx和Rx天线的一个优点在于可以基于其频带、可用空间、天线所连接的电路的特性以及各种其他因素来单独地优化每个天线的设计。
图15示出了具有耦合至支持单个频带的单独的Tx和Rx天线1504、1508的RF前端模块的每个频带两个天线的收发器系统1500的第二架构的框图。在本示例中，Tx频带可以在880MHz至915MHz之间的范围内而Rx频带可以在925MHz至960MHz之间的范围内，从而覆盖GSM频带。Tx与Rx频带之间存在大约10MHz的带隙。系统1500包括在Rx天线1508与BFP 1516之间的陷波滤波器1528，以实现如图14所示的隔离条件所指定的期望隔离。LPF 1512可以主要用于抑制由PA 1520生成的二次和三次谐波。系统1500的架构与图5A的每个频带两个天线的收发器系统500的第一架构类似，不同之处在于陷波滤波器1528代替了用于低频带的HPF 528和耦合器520的组合或用于高频带的HPF 532和耦合器524的组合来实现期望的隔离。
当Tx和Rx频带较宽时，Tx与Rx信号路径之间的耦合可能增大，这导致性能劣化。可以在BPF 1516与陷波滤波器1528之间包括移相器，以提高陷波滤波器的抑制水平，从而为较宽的频带应用提供充足的隔离。
图16A-图16C示出了图15的每个频带两个天线的收发器系统1500的第二架构的实现示例。图16A示出了实现陷波滤波器1528、Tx天线1504和Rx天线1508的结构的3D视图。图16B示出了该结构的顶层的俯视图；以及图16C示出了该结构的底层的俯视图。LPF 1512和BPF 1516可以在外部耦合至图16A-图16C中所示的结构。该结构可以被印制在FR-4衬底上。为了清楚起见，在图16A中的3D视图中分别示出了顶层1604、衬底1608和底层1612，其中，当它们彼此附接时，虚线连接对应的点和线。在该结构中，在衬底1608的一端形成Tx天线1504，在衬底1608的另一端形成Rx天线1508，并且在顶层1604中形成陷波滤波器1528。
Tx天线1504的输入通过共面波导(CPW)馈送1 1624耦合至端口P1。端口P1可以耦合至位于图16A-图16B中所示的结构外部的LPF 1512。陷波滤波器1528形成在顶层1620中，并耦合至在Rx天线1620与端口P2之间的CPW馈送2 1632。端口P2可以耦合至位于图16A-图16C中所示的结构外部的BPF 1516。LPF 1512和BPF 1516都可以是现成的市售部件。LPF 1512用来抑制由PA 1520产生的谐波。BPF 1516可以是SAW滤波器。
用于每个天线的传导部件均包括馈送线、发射台(launchpad)、蜂窝补片(cell patch)、通路和通路线。它们包括用于Tx天线1616的馈送线11636、蜂窝补片1 1640、通路1 1644、和通路线1 1648；并包括用于Rx天线1620的馈送线2 1652、蜂窝补片2 1656、通路2 1660、和通路线2 1664。由于下面关于天线结构的大部分解释适用于Tx天线1504和Rx天线1508两者，所以解释在适当的情况下结合了各个附图标记。馈送线1636/1652的一端耦合至CPW馈送1624/1632。CPW馈送1624/1632在顶层1604中的顶部接地平面1670中形成，该顶部接地平面1670与在顶部接地平面1670以下在底层1612中形成的底部接地平面1671成对。可替代地，天线1616/1620可以通过无需不同层上的接地平面、探针探测补片或线缆连接器的CPW馈送进行馈电。馈送线1636/1652的另一端被修改以形成发射台，即，用于Tx天线1616的发射台1 1680和用于Rx天线1620的发射台2 1681，并通过耦合缝隙将信号引导至蜂窝补片1640/1656或通过耦合缝隙接收来自蜂窝补片1640/1656的信号。
如上所述，通路1644/1660提供了顶层1604和底层1612之间的传导路径或连接。通路1644/1660形成在衬底1608中，以将顶层1604中的蜂窝补片1640/1656连接到底层1612中的通路1648/1664。通路线1648/1664形成在底层1612中以将通路1644/1660，因此并且将蜂窝补片1640/1656，耦合至底部接地平面1671。这些传导部件和衬底的一部分一起形成了具有CRLH特性的MTM天线结构。在该示例中，这些传导部件的形状和尺寸可以被配置为提供CRLH晶格单位的分布式的LR、CR、LL和CL，以生成具有适当匹配的频率共振，从而覆盖范围从880MHz到915MHz的Tx频带以及范围从925MHz到960MHz的Rx频带。这种双层MTM天线结构的实现和分析的细节在2008年11月13日提交的题为“Metamaterial Structures with MultilayerMetallization and Via”的序列号为12/270,410的美国专利申请中进行了描述。可替代地，MTM天线可以基于单层或双层无通路结构。这种MTM天线结构的实现和分析的细节在2008年10月13日提交的题为“Single-Layer Metallization andVia-less Metamaterial Structures”的序列号为12/250,477的美国专利申请中进行了描述。此外，可以基于多衬底结构实现非平面(三维)MTM天线结构。这种基于多衬底的MTM结构的示例和实现在2009年5月13日提交的题为“Non-PlanarMetamaterial Antenna Structures”的序列号为2/465,571的美国专利申请中进行了描述。此外，也可以利用双端口或多端口MTM天线。细节在2009年11月9日提交的题为“Multi-PortFrequency Band Coupled Antennas”的序列号为61/259,589的美国临时专利申请中进行了描述。
图17示出了在图16A-图16C中示出的以上实施例中使用的陷波滤波器1528的结构的细节。陷波滤波器1528是具有耦合至CPW馈送2 1632的滤波器端口1 1704和滤波器端口2 1708的双端口装置。该陷波滤波器1628形成在具有顶部接地平面1670的顶层1604中，并包括通过连接焊盘(pad)1712耦合的两个串联电容器C1和C2，该连接焊盘1712耦合至短接柱1716。在该示例中，一条传输线TL1将CPW馈送1 1652耦合至C1，而另一条传输线TL2将C2耦合至顶部接地平面1670。也就是说，TL2的远端短接至地。可替代地，TL2的远端可以保持断开。电容器C1和C2中的每一个均提供LH串联电容CL。TL1和TL2提供由RH串联电感LR和RH并联电容CR表示的RH特性，如图3F所示。短接柱1716提供LH并联电感LL。因此，陷波滤波器1628体现了增强所选频率处的滤波性能的CRLH特性。这种频率选择器装置的实现和分析的细节在2009年2月18日提交的题为“AMetamaterial Power Amplifier System and Method forGenerating Highly Efficient and Linear Multi-Band PowerAmplifiers”的序列号为61/153,398的美国临时专利申请中进行了描述。
图18是图17中所示的陷波滤波器1528的回波损耗(returnloss)和插入损耗的图示。传导部件的形状和尺寸以及集总元件值可以被配置成使得Tx频带中的插入损耗具有轻微下降，如图18所示。因此，这种陷波滤波器1528可以有效地阻止Tx频带中的传输，并使Rx频带中的信号通过。
图19是图16A-图16C以及图17中所示的实现示例的回波损耗和隔离的图示。Tx天线的回波损耗以及Rx天线的回波损耗分别被绘出。隔离表示两个天线间的dB分隔。如所示出的，在本示例中，Tx频带被识别为在880MHz到915MHz之间，而Rx频带被识别为在925MHz与960MHz之间。替代性示例可具有交替的频带分配。通过阴影来表示Tx频带和Rx频带。图示表示出Tx频带中的隔离水平比Rx频带中的隔离水平高得多。因此，归因于通过陷波滤波器1528实现的隔离，Tx操作期间的Rx电路可以被有效地保护。
以上通过使用陷波滤波器1528实现的第二架构允许期望水平的隔离，条件是陷波滤波器1528在Tx频带中提供大的信号抑制。然而，由于在Tx和Rx频带之间小的带隙，这种在Tx频带中的大信号抑制将在特定情况下增大Rx频带中的插入损耗，从而减小Rx天线的辐射功率。
图20示出了每个频带双两个天线的收发器系统2000的第三架构的框图，该收发器系统2000具有耦合至支持单频带的单独的Tx天线2004和Rx天线2008的RF前端模块。例如，Tx频带的范围可以为从880MHz到915MHz，而Rx频带的范围可以从925MHz到960MHz，从而覆盖GSM频带。通过使用附加的部件，与图15中的第二架构相比，图20中的第三架构中可以减少插入损耗。在本示例中，Tx和Rx频带的范围以及这些频带之间的带隙与前述图15的示例一致。可以使用MTM定向耦合器2032、MTM传输线2036和陷波滤波器2028来实现图14的隔离条件。MTM定向耦合器2032可以被配置成为Tx频带的一部分提供充分的隔离，并且陷波滤波器2028可以被配置成在Tx频带的剩余部分中提供充分的隔离。该第三架构可以实现与第二架构类似的隔离水平，同时减小BPF 2016和Rx天线2008之间的插入损耗。
当Tx和Rx频带很宽时，Tx和Rx频带彼此接近，并且频带之间的带隙减小。因此，在Tx和Rx信号路径之间的耦合可能增大，导致性能劣化。可以在BPF 2016与陷波滤波器2028之间包括移相器，以提高陷波滤波器的抑制水平，从而为宽频带应用提供充足的隔离。
图21A至图21C示出了图20的每个频带两个天线的收发器系统2000的第三架构的实现示例，其分别示出了3D视图、顶层的俯视图和底层的俯视图。图21A至图21C中所示的结构实现了Tx天线2004、Rx天线2008、陷波滤波器2028、MTM TL 2036和MTM定向耦合器2032。LPF 2012和BPF 2016可以在外部耦合至图21A-图21C所示的结构。该结构被印制在FR-4衬底上。为了清楚起见，在图21A的3D视图中分别示出了顶层2104、衬底2108和底层2112，其中当他们彼此附接时虚线连接相对应的点。在该结构中，在衬底2108的一端形成Tx天线2004，并在衬底2108的另一端形成Rx天线2008。如所示出的，通路2141、2142、2143、2144提供层之间的传导连接。
在顶层接地平面2191中形成CPW馈送1 2136、2 2137和32138；并且在底部接地平面2192中形成CPW馈送4 2139和52140。在顶层2104中形成MTM TL 2036和MTM定向耦合器2032，而在底层2112中形成陷波滤波器2028。MTM定向耦合器2032是具有两个输入端口和两个输出端口的四端口装置。Tx天线2004的输入通过CPW馈送1 2136耦合至MTM TL 2036的一端。MTM TL 2036的另一端耦合至MTM定向耦合器2032的输入端口中的一个。Rx天线2008的输入直接耦合至MTM定向耦合器2032的另一个输入端口。MTM定向耦合器2032的输出端口中的一个通过CPW馈送3 2138耦合至通路3 2143，而另一个输出端口通过CPW馈送2 2137耦合至通路4 2144。在衬底2108中形成通路3 2143和通路4 2144，并在底层2112中形成CPW馈送4 2139和CPW馈送5 2140。通过通路3 2143连接CPW馈送3 2138和4 2139，并通过通路4 2144连接CPW馈送2 2137和5 2140。陷波滤波器2132是具有滤波器端口1和2的双端口装置，该滤波器端口1和2耦合至底层2112中的CPW馈送4 2139，从而耦合至Rx路径中的MTM定向耦合器2032的输出。在该示例中，在底层2112中形成端口P1和P2。端口P1可以耦合至LPF 2012，且端口P2可以耦合至BPF 2016。LPF 2012和BPF 2016都可以是现成的市售部件。LPF 2012被用来抑制由PA产生的谐波。BPF2016可以是SAW滤波器。
用于每个天线的传导部件均包括馈送线、发射台、蜂窝补片、通路和通路线，其表示为用于Tx天线2116的馈送线1 2150、蜂窝补片1 2154、通路1 2141、和通路线1 2158；以及用于Rx天线2120的馈送线2 2160、蜂窝补片2 2164、通路2 2142、和通路线2 2168。这些传导部件与衬底2108的一部分一起形成了具有CRLH特性的MTM天线结构。在每个天线中，每条馈送线的远端均被改为形成发射台(用于Tx天线2004的发射台1 2180和用于Rx天线2008的发射台2 2181)，并通过耦合缝隙将信号引导至蜂窝补片，或通过耦合缝隙接收来自蜂窝补片的信号。相比于图16A-图16C的系统1600的第二架构的实现示例，对每个天线中这些传导部件的形状和尺寸进行了微小的更改，以在Tx和Rx频带上获得期望或指定的匹配。
图22示出了在图21A-图21C所示的第三架构的实现示例中的MTM TL 2036和MTM定向耦合器2032的细节。MTM TL 2036具有两个电容器C1和C2以及两个电感器L1和L2。C1和C2中的每一个均可以被配置为具有LH串联电容CL，并且L1和L2中的每一个均可以被配置为具有LH并联电感LL。通过考虑CPW馈送1 2136利用如图3F所示的包括RH并联电容CR和RH串联电感LR的等效电路模型来提供RH特性，当前的MTM TL 2124可以被示作具有两个CRLH晶格单位。MTM定向耦合器2032包括三个电容器C3、C4和C5、以及两个电感器L3和L4。C3和C4中的每一个可以被配置为具有在两条路径之间的互电容(mutualcapacitance)Cm的LH串联电容CL。L3和L4中的每一个均可以被配置为具有LH并联电感LL。因此，该MTM定向耦合器2032可以被认为具有耦合的CRLH晶格单位。MTM定向耦合器的实现和分析的细节在2008年12月20日提交的题为“Multi-Metamaterial-Antenna Systems with DirectionalCouplers”的序列号为12/340,657的美国专利申请中进行了描述。
图23示出了在图21A-图21C中所示的第三架构的实现示例中使用的陷波滤波器结构2028的细节。陷波滤波器2028形成在底层2112中，其具有耦合至CPW馈送4 2139的滤波器端口12316和滤波器端口2 2320并包括通过连接焊盘2304连接的两个串联电容器C6和C7。图23中的该陷波滤波器2028具有与图17中所示的陷波滤波器相似的结构，不同之处在于用较长的曲折的短接柱1 2308来代替TL2，并增加了电感器L5以缩短短接柱2 2312的路径长度。C6和C7中的每一个被配置为具有LH串联电容CL。TL1和短接柱1 2308中的每一个均提供通过如图3F中所示的RH串联电感LR和RH并联电容CR来表示的RH特性。具有L5的短接柱2 2312提供LH并联电感LL。
在以上实现示例中，Tx频带的一部分的隔离条件可以涉及控制MTM TL 2036的相位(图22)以及MTM定向耦合器2032的耦合水平(图22)。Tx频带剩余部分的隔离条件将涉及使用陷波滤波器2028(图23)。
图24绘出了图21-23中的第三架构从该结构中去除了陷波滤波器2028的实现示例的回波损耗和隔离的图示。图示表明，与具有Tx和Rx天线而不具有MTM定向耦合器2032和MTM TL2036的情况相比，由于包括了MTM定向耦合器2032和MTM TL2036，所以隔离得到了显著的改进。如图中所示，在从903MHz到915MHz的频率范围内，可以获得-26dB或更多的隔离，该频率范围是Tx频带的一部分。由归因于MTM定向耦合器2032和MTM TL 2036而引起的隔离的改进，与图16-图17中所示的不具有MTM定向耦合器的第二架构的实现示例相比，对于陷波滤波器2028将从880MHz到903MHz的频率范围内的耦合减小到预定水平的条件变得更容易满足。
图25绘出了图23中所示的陷波滤波器2028的回波损耗和插入损耗的图示。该图示表明，Rx频带中的插入损耗可低于-0.9dB，并且在880MHz处可以获得约-9dB的隔离。与图18中对于图16-图17中所示的第二架构的实现示例的插入损耗相比，由于Tx频带的较少抑制，实现了Rx频带中的低插入损耗。
图26绘出了随MTM定向耦合器2036、MTM TL 2032和陷波滤波器2028的组合的回波损耗和隔离的图示。该图示表明，在整个Tx频带上，可以实现-26dB或更大的隔离而无需折损天线辐射功率。
图27示出了每个频带两个天线的收发器系统2700的第四架构的框图，该收发器系统2700具有耦合至支持单频带的单独的Tx和Rx天线2704、2708的RF前端模块。例如，Tx频带范围从880MHz到915MHz，而Rx频带范围从925MHz到960MHz，从而覆盖GSM频带。该第四架构包括在Rx天线2708和BPF 2716之间的移相器2740，以提供Tx频带中的所需隔离。此外，模块包括耦合至PA 2720的LPF 2712。
图28A示出了Rx天线2708的输入阻抗；并且图28B示出了关于朝移相器2740和BPF 2716方向看的点的输入阻抗。史密斯圆图被用于示出Rx天线2708、移相器2740和BPF 2716的阻抗可以如何被操作以影响隔离。在所示的示例中，移相器2740在Rx模式中的作用像50Ω的传输线一样，而在Tx模式中的作用像阻抗变换器一样。在Rx模式中，BPF 2716、移相器2740和Rx天线2708在Rx频带中可以具有相同的阻抗，以确保从Rx天线2708到Rx电路的最优功率传输。在Tx模式中，Tx频带中的Rx天线2708与移相器2740加BPF 2716之间的大的阻抗不匹配可以有效地防止Rx天线2708接收Tx频带中的信号，进而可以防止信号传播到Rx电路中。
在诸如具有单独的Tx和Rx天线的时分双工(TDD)系统的一些应用中，发射电路和接收电路对于相同的Tx和Rx频带工作在不同的时间间隔期间。例如，在Tx模式中，PA处于打开状态，并具有大约50Ω的阻抗；而LNA处于关闭状态，并具有不同于50Ω的阻抗。在Rx模式中，LNA处于打开状态，并具有大约50Ω的阻抗；而PA处于关闭状态，并具有不同于50Ω的阻抗。因此，当运行在Tx和Rx模式时，Tx和Rx天线被不同的阻抗终止。接收和发射电路之间的隔离可以如上文基于图28A和图28B中的史密斯圆图所述的那样，通过接收/发射电路的打开/关闭状态阻抗的改变来进行调节。具体地，在Tx模式中，当LNA处于关闭状态、提供非50Ω的阻抗并且Rx天线匹配至50Ω时，移相器、耦合器、或两者的组合可以被用在该Rx路径中，以在Rx天线的输入阻抗与相对于朝BPF和移相器、BPF和耦合器、或者BPF及移相器和耦合器的组合的点的方向看的输入阻抗之间提供大的不匹配。因此，可以向基于使用无源部件的阻抗改变方案的TDD情况提供充足的隔离。以上将典型的50Ω系统阻抗用作示例，但系统阻抗可以为其他值，并且这里呈现的架构和分析对其他阻抗情况也是可适用的。
图29A和图29B示出了图27的系统2700的第四架构的实现示例，其分别示出了顶层2910的俯视图和底层2925的俯视图。该结构实现了Tx天线2704、Rx天线2708、以及移相器2708。LPF 2712和BPF 2716可以在外部耦合至该结构。该结构可以被印制在FR-4衬底上。在该示例中，Tx天线2704形成在衬底的一端，并且Rx天线2708形成在衬底的另一端。分别在衬底上的顶层和底层2910、2925中形成顶部接地平面2901和底部接地平面2902。Tx和Rx天线2904和2908被配置成与第二示例中的Tx和Rx天线相同。然而，天线的设计可以根据调谐和匹配条件、空间限制、以及其他考虑因素来改变。在顶层2910中形成移相器2740。Tx天线2704的输入耦合至CPW馈送1 2916。Rx天线2708的输入通过移相器2740耦合至CPW馈送2 2920。在本示例中在顶层2910中形成端口P1和P2。端口P1可以耦合至LPF 2712，而端口P2可以耦合至BPF 2716。LPF 2712和BPF2716都可以是现成的市售部件。LPF 2712被用来抑制由PA 2720产生的谐波。BPF 2716可以是SAW滤波器。
图30示出了在本实现示例中的移相器结构2740的细节。在该示例中，通过使用具有两个串联电感器L1和L2以及一个并联电容器C1的T网络来实现该移相器2740。电感器和电容器可以是集总元件或分布式元件。具有两个串联电容器和一个并联电感器的另一T网络也可被使用。还可以用包括两个并联电感器和一个串联电容器或者包括一个串联电感器和两个并联电容器的π网络来代替T网络。
图31绘出了具有图30所示的移相器2740的图29A和图29B的实现示例的回波损耗和隔离的图示。该图示表明，在整个Tx频带上都可以实现-24dB或更大的隔离。
在Rx模式中，即使当Tx电路处于关闭状态或者不进行发射时也可以通过Tx天线来影响Rx天线的效率。Tx天线可以像Rx天线的加载元件一样工作，以增大或减小Rx天线的效率。因此，可以通过设计Tx天线的适当终止来增大Rx天线的效率。
图32示出了每个频带两个天线的收发器系统3200的第五架构的框图，该收发器系统3200具有耦合至支持单频带的单独的Tx和Rx天线3204、3208的RF前端模块。例如，Tx频带的范围可以从880MHz到915MHz而Rx频带的范围可以从925MHz到960MHz以覆盖GSM频带。在Tx路径中，在LPF 3212和PA 3220之间增加移相器II 3230。这是作为对图27中所示的系统2700的第四架构中的Rx路径中的移相器2740的补充。图27中的移相器2740被标为图32中的第五架构中的移相器I 3234。在Tx模式中，移相器II 3230将LPF 3212加Tx天线3204的输入阻抗转换成PA 3220具有最佳输出功率处的最佳点。在Rx模式中，移相器II 3230将LPF 3212和PA 3220(关闭状态)的输入阻抗转换成Tx天线3204被适当地终止处的最佳点。因此，Rx天线3208可以实现最佳的辐射效率。可以在图15的系统1500的第二架构中、在图20的系统2000的第三架构中、或任何其他架构中的LPF 3212和PA 3220之间增设移相器，以提高Rx天线效率和PA输出功率。T网络或π网络设计可以用来实现诸如移相器II 3230等具有集总元件形式或分布元件形式的部件的移相器。
在Rx路径中可以包括移相器、陷波滤波器或两者的组合，以便被耦合至BPF，从而提供充足的隔离。收发器系统可以被配置用于单频带、双频带或多频带的运行。对于双频带和多频带的情况，移相器、陷波滤波器或两者的组合可以被包括在Rx路径中的频带路径中的任何一个或多个频带路径中。在多双频带的示例中，移相器、陷波滤波器或该两者的组合可以包括在高频带Rx路径、低频带Rx路径、或高频带Rx路径和低频带Rx路径两者中。
应当注意，在此呈现的在系统架构中使用的天线、滤波器、双工器、耦合器以及其他部件可以是基于MTM或基于非MTM的，只要期望的隔离水平和天线效率被实现。
虽然本文包含很多细节，但这些细节不应被认为是对本发明的范围或要求保护的范围的限制，而是应当理解为是对本发明的特定实施例的特有的特征的描述。在各个实施例的背景下，在文中所描述的某些特征也可以在单个实施例中组合地实现。相反，在单个实施例的背景下所描述的各种特征也可以在多个实施例中单独地或以任何适当的子组合的方式来实现。另外，尽管上文中特征可被描述为在某些组合中起作用并且甚至在一开始这样进行了声明，但是来自所声明的组合的一个或多个特征在一些情况下可以脱离该组合，并且所声明的组合可以指向子组合或子组合的变型。
仅仅公开了少量的实施。然而，可以基于所描述和示出的内容对所公开的实施和其他实施进行变型和加强。

Claims (45)

1.一种天线系统，包括：
多个天线，所述多个天线支持第一频率范围和第二频率范围；
第一电路，所述第一电路处理所述第一频率范围内的第一RF信号，以从所述多个天线发射所述第一RF信号；
第二电路，所述第二电路处理所述第二频率范围内的第二RF信号，所述第二RF信号在所述多个天线处被接收；以及
隔离电路，所述隔离电路耦合至所述多个天线、所述第一电路以及所述第二电路，所述隔离电路提供所述第一电路与所述第二电路之间的电磁隔离，
其中：
所述第一频率范围包括第一频带和频率比所述第一频带高的第二频带；
所述第二频率范围包括第三频带和频率比所述第三频带高的第四频带；
所述第一电路包括第一功率放大器和第二功率放大器，所述第一功率放大器处理所述第一频带中的所述第一RF信号，所述第二功率放大器处理所述第二频带中的所述第一RF信号；并且
所述第二电路包括第一低噪放大器和第二低噪放大器，所述第一低噪放大器处理所述第三频带中的所述第二RF信号，所述第二低噪放大器处理所述第四频带中的所述第二RF信号。
2.根据权利要求1所述的天线系统，其中：
所述多个天线包括至少一个具有复合左右手(CRLH)结构的超材料(MTM)天线。
3.根据权利要求1所述的天线系统，其中：
所述隔离电路包括至少一个具有复合左右手结构的超材料无源部件。
4.根据权利要求3所述的天线系统，其中：
所述超材料无源部件为超材料滤波器。
5.根据权利要求3所述的天线系统，其中：
所述超材料无源部件为超材料双工器。
6.根据权利要求3所述的天线系统，其中：
所述超材料无源部件为超材料耦合器。
7.根据权利要求3所述的天线系统，其中：
所述超材料无源部件为超材料传输线。
8.根据权利要求1所述的天线系统，
其中，所述多个天线包括：
第一天线，所述第一天线支持所述第一频带和所述第二频带；以及
第二天线，所述第二天线支持所述第三频带和所述第四频带，
并且其中，所述隔离电路包括：
第一双工器，所述第一双工器耦合至所述第一功率放大器和所述第二功率放大器，并耦合至所述第一天线，所述第一双工器提供带通滤波和低通滤波；
第一带通滤波器，所述第一带通滤波器耦合至所述第一低噪放大器；
第二带通滤波器，所述第二带通滤波器耦合至所述第二低噪放大器；
第二双工器，所述第二双工器耦合至所述第一带通滤波器和所述第二带通滤波器，所述第二双工器提供高通滤波和低通滤波；以及
开关，所述开关耦合至所述第二双工器并耦合至所述第二天线，其中当所述第二天线正在接收所述第二RF信号时，所述开关被配置以连接信号路径，并且当所述第一天线发射所述第一RF信号时，所述开关被配置以断开所述信号路径。
9.根据权利要求1所述的天线系统，
其中，所述多个天线包括：
第一天线，所述第一天线支持所述第一和第二频带；以及
第二天线，所述第二天线支持所述第三和第四频带，
并且其中，所述隔离电路包括：
第一双工器，所述第一双工器耦合至所述第一和第二功率放大器，所述第一双工器提供带通滤波和低通滤波；
第一带通滤波器，所述第一带通滤波器耦合至所述第一低噪放大器；
第二带通滤波器，所述第二带通滤波器耦合至所述第二低噪放大器；
第二双工器，所述第二双工器耦合至所述第一和第二带通滤波器，所述第二双工器提供高通滤波和低通滤波；以及
耦合器，所述耦合器耦合至所述第一和第二双工器并且耦合至所述第一和第二天线。
10.根据权利要求1所述的天线系统，
其中，所述多个天线包括：
第一天线，所述第一天线支持所述第一和第二频带；以及
第二天线，所述第二天线支持所述第三和第四频带，
并且其中，所述隔离电路包括：
第一双工器，所述第一双工器耦合至所述第一和第二功率放大器，并且耦合至所述第一天线，所述第一双工器提供带通滤波和低通滤波；
第二双工器，所述第二双工器耦合至所述第一和第二低噪放大器，并且耦合至所述第二天线，所述第二双工器提供第一带通滤波和第二带通滤波，所述第二双工器被配置成对发射功率泄漏具有回弹性。
11.根据权利要求1所述的天线系统，
其中，所述多个天线包括：
第一天线，所述第一天线支持所述第二和第三频带；以及
第二天线，所述第二天线支持所述第一和第四频带，
并且其中，所述隔离电路包括：
第一带通滤波器，所述第一带通滤波器耦合至所述第一低噪放大器；
第二带通滤波器，所述第二带通滤波器耦合至所述第二低噪放大器；
第一双工器，所述第一双工器耦合至所述第一带通滤波器并耦合至所述第二功率放大器，所述第一双工器提供带通滤波和低通滤波；
第二双工器，所述第二双工器耦合至所述第一功率放大器并耦合至所述第二带通滤波器，所述第二双工器提供高通滤波和低通滤波；以及
耦合器，所述耦合器耦合至所述第一和第二双工器，并且耦合至所述第一和第二天线。
12.根据权利要求1所述的天线系统，
其中，所述多个天线包括：
第一天线，所述第一天线支持所述第一和第三频带；以及
第二天线，所述第二天线支持所述第二和第四频带，
并且其中，所述隔离电路包括：
第一带通滤波器，所述第一带通滤波器耦合至所述第一低噪放大器；
第二带通滤波器，所述第二带通滤波器耦合至所述第二低噪放大器；
第一双工器，所述第一双工器耦合至所述第一功率放大器、所述第一带通滤波器和所述第一天线，所述第一双工器提供低通滤波和高通滤波；以及
第二双工器，所述第二双工器耦合至所述第二功率放大器、所述第二带通滤波器和所述第二天线，所述第二双工器提供低通滤波和高通滤波。
13.一种天线系统，包括：
多个天线，所述多个天线支持第一频率范围和第二频率范围；
第一电路，所述第一电路处理所述第一频率范围内的第一RF信号，以从所述多个天线发射所述第一RF信号；
第二电路，所述第二电路处理所述第二频率范围内的第二RF信号，所述第二RF信号在所述多个天线处被接收；以及
隔离电路，所述隔离电路耦合至所述多个天线、所述第一电路以及所述第二电路，所述隔离电路提供所述第一电路与所述第二电路之间的电磁隔离，
其中：
所述第一频率范围包括第一频带；
所述第二频率范围包括第二频带；
所述第一电路包括第一功率放大器，所述第一功率放大器处理所述第一频带中的所述第一RF信号；
所述第二电路包括第一低噪放大器，所述第一低噪放大器处理所述第二频带中的所述第二RF信号；
所述多个天线包括：
第一天线，所述第一天线支持所述第一频带；以及
第二天线，所述第二天线支持所述第二频带，并且
所述隔离电路包括：
低通滤波器，所述低通滤波器耦合至所述第一功率放大器；以及
带通滤波器，所述带通滤波器耦合至所述第一低噪放大器。
14.根据权利要求13所述的天线系统，其中：
所述第一频带与所述第二频带之间的带隙为大约10MHz。
15.根据权利要求13所述的天线系统，其中：
所述带通滤波器为表面声波(SAW)滤波器。
16.根据权利要求13所述的天线系统，其中：
所述低通滤波器被配置为抑制所述第一功率放大器产生的谐波。
17.根据权利要求13所述的天线系统，其中：
所述第一和第二天线中的至少一个为具有复合左右手结构的超材料天线。
18.根据权利要求13所述的天线系统，其中：
所述隔离电路进一步包括：
高通滤波器，所述高通滤波器耦合至所述带通滤波器；以及
耦合器，所述耦合器耦合至所述低通滤波器、所述高通滤波器以及所述第一和第二天线。
19.根据权利要求13所述的天线系统，其中：
所述隔离电路进一步包括：
陷波滤波器，该陷波滤波器耦合至所述带通滤波器和所述第二天线。
20.根据权利要求19所述的天线系统，其中：
所述陷波滤波器具有复合左右手结构。
21.根据权利要求19所述的天线系统，其中：
所述天线系统包括支撑一个或多个金属化层的衬底结构；
所述第一天线形成在所述衬底结构的第一端处；
所述第二天线形成在所述衬底结构的第二端处；
所述陷波滤波器形成在所述一个或多个金属化层中的一个中，并通过共面波导(CPW)馈送耦合至所述第二天线。
22.根据权利要求13述的天线系统，其中，所述隔离电路进一步包括：
陷波滤波器，所述陷波滤波器耦合至所述带通滤波器；
耦合器，所述耦合器耦合至所述低通滤波器、所述陷波滤波器以及所述第二天线；以及
传输线，所述传输线耦合至所述耦合器和所述第一天线。
23.根据权利要求22所述的天线系统，其中，所述陷波滤波器为具有复合左右手结构的超材料陷波滤波器。
24.根据权利要求22所述的天线系统，其中，所述耦合器为具有复合左右手结构的超材料定向耦合器。
25.根据权利要求22所述的天线系统，其中，所述传输线为具有复合左右手结构的超材料传输线。
26.根据权利要求22所述的天线系统，其中：
所述天线系统包括支撑包含第一金属化层和第二金属化层的一个或多个金属化层的衬底结构；
所述第一天线形成在所述衬底结构的第一端处；
所述第二天线形成在所述衬底结构的第二端处；
所述耦合器和所述传输线形成在所述第一金属化层中，并通过共面波导馈送的一部分耦合；并且
所述陷波滤波器形成在所述第二金属化层中，并通过所述共面波导馈送的另一部分以及连接所述第一和第二金属化层的传导通路耦合至所述耦合器。
27.根据权利要求13所述的天线系统，其中，所述隔离电路进一步包括：
移相器，所述移相器耦合至所述带通滤波器和所述第二天线。
28.根据权利要求13所述的天线系统，其中，所述第一电路进一步包括：
移相器，所述移相器耦合至所述第一功率放大器，所述移相器被配置成增大所述第二天线的效率和输出功率。
29.根据权利要求27或28所述的天线系统，其中，所述移相器包括π网络。
30.根据权利要求27或28所述的天线系统，其中，所述移相器包括T网络。
31.根据权利要求19所述的天线系统，其中，所述隔离电路进一步包括：
移相器，所述移相器耦合至所述陷波滤波器和所述带通滤波器。
32.根据权利要求22所述的天线系统，其中，所述隔离电路进一步包括：
移相器，所述移相器耦合至所述陷波滤波器和所述带通滤波器。
33.一种天线系统，包括：
多个天线，所述多个天线支持第一频率范围和第二频率范围；
第一电路，所述第一电路处理所述第一频率范围内的第一RF信号，以从所述多个天线发射所述第一RF信号；
第二电路，所述第二电路处理所述第二频率范围内的第二RF信号，所述第二RF信号在所述多个天线处被接收；以及
隔离电路，所述隔离电路耦合至所述多个天线、所述第一电路以及所述第二电路，所述隔离电路提供所述第一电路与所述第二电路之间的电磁隔离，
其中，
所述第一频率范围包括一个或多个第一频带；
所述第二频率范围包括一个或多个第二频带；
所述多个天线包括支持所述一个或多个第一频带的第一天线和支持所述一个或多个第二频带的第二天线；并且
所述隔离电路包括耦合至所述第二天线的有源部件，
其中，所述有源部件被控制成将所述第二天线短接至地，以增大所述第一天线的效率。
34.一种天线系统，包括：
多个天线，所述多个天线支持第一频率范围和第二频率范围；
第一电路，所述第一电路处理所述第一频率范围内的第一RF信号，以从所述多个天线发射所述第一RF信号；
第二电路，所述第二电路处理所述第二频率范围内的第二RF信号，所述第二RF信号在所述多个天线处被接收；以及
隔离电路，所述隔离电路耦合至所述多个天线、所述第一电路以及所述第二电路，所述隔离电路提供所述第一电路与所述第二电路之间的电磁隔离，
其中，
所述第一电路和所述第二电路工作在不同的时间间隔期间；
所述第一频率范围和所述第二频率范围基本相同；
所述多个天线包括支持所述第一频率范围的第一天线和支持所述第二频率范围的第二天线；并且
所述隔离电路包括耦合至所述第二电路的移相器、耦合器、或移相器和耦合器的组合，
其中，所述移相器、所述耦合器、或所述移相器和所述耦合器的组合被配置成向所述第二天线提供大的阻抗不匹配。
35.一种天线系统，包括：
多个天线，所述多个天线支持第一频率范围和第二频率范围；
第一电路，所述第一电路处理所述第一频率范围内的第一RF信号，以从所述多个天线发射所述第一RF信号；
第二电路，所述第二电路处理所述第二频率范围内的第二RF信号，所述第二RF信号在所述多个天线处被接收；以及
隔离电路，所述隔离电路耦合至所述多个天线、所述第一电路以及所述第二电路，所述隔离电路提供所述第一电路与所述第二电路之间的电磁隔离，
其中，
所述第一频率范围包括一个或多个第一频带；
所述第二频率范围包括一个或多个第二频带；
所述多个天线包括支持所述一个或多个第一频带的第一天线和支持所述一个或多个第二频带的第二天线；并且
所述隔离电路包括：
一个或多个耦合至所述第二电路并分别与所述一个或多个第二频带相关的带通滤波器；以及
至少一个移相器、至少一个陷波滤波器、或移相器和陷波滤波器的至少一个组合，其中的每一个均耦合至所述一个或多个带通滤波器中的一个。
36.一种天线系统，包括：
第一天线，所述第一天线支持第一频带；
第二天线，所述第二天线支持第二频带；
第一电路，所述第一电路处理所述第一频带中的第一RF信号，以从所述第一天线发射所述第一RF信号；
第二电路，所述第二电路处理所述第二频带中的第二RF信号，所述第二RF信号在所述第二天线处被接收；
第一隔离电路，所述第一隔离电路耦合至所述第一和第二天线、所述第一电路和所述第二电路，并且所述第一隔离电路提供所述第一电路与所述第二电路之间的隔离；
第三天线，所述第三天线支持第三频带；
第四天线，所述第四天线支持第四频带；
第三电路，所述第三电路处理所述第三频带中的第三RF信号，以从所述第三天线发射所述第三RF信号；
第四电路，所述第四电路处理所述第四频带中的第四RF信号，所述第四RF信号在所述第四天线处被接收；以及
第二隔离电路，所述第二隔离电路耦合至所述第三和第四天线、所述第三电路和所述第四电路，并且所述第二隔离电路提供所述第三电路与所述第四电路之间的隔离。
37.根据权利要求36所述的天线系统，其中：
所述第一、第二、第三和第四天线包括至少一个具有复合左右手结构的超材料天线。
38.根据权利要求36所述的天线系统，其中：
所述第一和第二隔离电路包括至少一个具有复合左右手结构的超材料无源部件。
39.根据权利要求38所述的天线系统，其中：
所述超材料无源部件为超材料滤波器。
40.根据权利要求38所述的天线系统，其中：
所述超材料无源部件为超材料双工器。
41.根据权利要求38所述的天线系统，其中：
所述超材料无源部件为超材料耦合器。
42.根据权利要求38所述的天线系统，其中：
所述超材料无源部件为超材料传输线。
43.一种天线系统，包括：
天线，所述天线支持第一频率范围和第二频率范围；
第一电路，所述第一电路处理所述第一频带范围内的第一RF信号，以从所述天线发射所述第一RF信号；
第二电路，所述第二电路处理所述第二频带范围内的第二RF信号，所述第二RF信号在所述天线处被接收；以及
隔离电路，所述隔离电路耦合至所述天线、所述第一电路和所述第二电路，所述隔离电路提供所述第一电路与所述第二电路之间的电磁隔离，并包括至少一个具有复合左右手结构的无源部件，
其中：
所述第一频率范围包括第一频带和频率比所述第一频带高的第二频带；
所述第二频率范围包括第三频带和频率比所述第三频带高的第四频带；
所述第一电路包括第一功率放大器和第二功率放大器，所述第一功率放大器处理所述第一频带中的所述第一RF信号，所述第二功率放大器处理所述第二频带中的所述第一RF信号；
所述第二电路包括第一低噪放大器和第二低噪放大器，所述第一低噪放大器处理所述第三频带中的所述第二RF信号，并且所述第二低噪放大器处理所述第四频带中的所述第二RF信号；
所述隔离电路包括：
第一带通滤波器，所述第一带通滤波器耦合至所述第一低噪放大器；
第二带通滤波器，所述第二带通滤波器耦合至所述第二低噪放大器；
第一双工器，所述第一双工器耦合至所述第一功率放大器和所述第二功率放大器，并且提供低通滤波和带通滤波；
第二双工器，所述第二双工器耦合至所述第一和第二带通滤波器，并且提供低通滤波和高通滤波；以及
开关，所述开关耦合至所述第一双工器、所述第二双工器和所述天线，并且被配置成当所述天线正发射所述第一RF信号时连接与所述第一和第二频带相关的路径，以及当所述天线正接收所述第二RF信号时连接与所述第三和第四频带相关的路径，
并且其中，所述第一双工器和所述第二双工器中的至少一个具有复合左右手结构。
44.根据权利要求43所述的天线系统，其中：
所述第一频率范围包括第一频带和频率比所述第一频带高的第二频带；
所述第二频率范围包括第三频带和频率比所述第三频带高的第四频带；
所述第一电路包括第一功率放大器和第二功率放大器，所述第一功率放大器处理所述第一频带中的所述第一RF信号，所述第二功率放大器处理所述第二频带中的所述第一RF信号；
所述第二电路包括第一低噪放大器和第二低噪放大器，所述第一低噪放大器处理所述第三频带中的所述第二RF信号，所述第二低噪放大器处理所述第四频带中的所述第二RF信号；并且
所述隔离电路包括：
第一带通滤波器，所述第一带通滤波器耦合至所述第一低噪放大器；
第二带通滤波器，所述第二带通滤波器耦合至所述第二低噪放大器；
第一双工器，所述第一双工器耦合至所述第一功率放大器和所述第一带通滤波器，并提供低通滤波和高通滤波；
第二双工器，所述第二双工器耦合至所述第二功率放大器和所述第二带通滤波器，并提供低通滤波和高通滤波；以及
第三双工器，所述第三双工器耦合至所述第一和所述第二双工器以及所述天线，并提供低通滤波和高通滤波，
并且其中，所述第一双工器、所述第二双工器和所述第三双工器中的至少一个具有复合左右手结构。
45.根据权利要求43所述的天线系统，其中：
所述天线为具有复合左右手结构的超材料天线。
CN200980157686.2A 2008-12-24 2009-12-17 Rf前端模块和天线系统 Active CN102439789B (zh)

Applications Claiming Priority (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US14081608P 2008-12-24 2008-12-24
US61/140816 2008-12-24
US22965709P 2009-07-29 2009-07-29
US61/229657 2009-07-29
PCT/US2009/068572 WO2010075190A2 (en) 2008-12-24 2009-12-17 Rf front-end module and antenna systems

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN102439789A CN102439789A (zh) 2012-05-02
CN102439789B true CN102439789B (zh) 2014-08-06

Family

ID=42265930

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN200980157686.2A Active CN102439789B (zh) 2008-12-24 2009-12-17 Rf前端模块和天线系统

Country Status (6)

Country Link
US (1) US8644197B2 (zh)
EP (1) EP2374185B1 (zh)
JP (1) JP5702303B2 (zh)
KR (1) KR20110130389A (zh)
CN (1) CN102439789B (zh)
WO (1) WO2010075190A2 (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105552485A (zh) * 2015-11-18 2016-05-04 北京邮电大学 一种微波移相器

Families Citing this family (118)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7724194B2 (en) * 2006-06-30 2010-05-25 Motorola, Inc. Dual autodiplexing antenna
US8014373B2 (en) * 2007-09-19 2011-09-06 John Mezzalingua Associates, Inc. Filtered antenna assembly
US8238842B2 (en) * 2009-03-03 2012-08-07 Broadcom Corporation Method and system for an on-chip and/or an on-package transmit/receive switch and antenna
US8155601B2 (en) * 2009-03-03 2012-04-10 Broadcom Corporation Method and system for power combining in a multi-port distributed antenna
US8897722B2 (en) * 2009-09-11 2014-11-25 Broadcom Corporation RF front-end with wideband transmitter/receiver isolation
US8208865B2 (en) * 2009-09-11 2012-06-26 Broadcom Corporation RF front-end with on-chip transmitter/receiver isolation and noise-matched LNA
US8141784B2 (en) 2009-09-25 2012-03-27 Hand Held Products, Inc. Encoded information reading terminal with user-configurable multi-protocol wireless communication interface
KR101581709B1 (ko) * 2009-10-14 2015-12-31 삼성전자주식회사 멀티 밴드를 지원하기 위한 통신 장치
US20110116424A1 (en) * 2009-11-19 2011-05-19 Hand Held Products, Inc. Network-agnostic encoded information reading terminal
US8514035B2 (en) * 2009-12-30 2013-08-20 Broadcom Corporation RF front-end with on-chip transmitter/receiver isolation using a gyrator
US8768267B2 (en) * 2010-02-03 2014-07-01 Hollinworth Fund, L.L.C. Switchless band separation for transceivers
US8576024B2 (en) * 2010-02-11 2013-11-05 Hollinworth Fund, L.L.C. Electro-acoustic filter
US9203489B2 (en) 2010-05-05 2015-12-01 Google Technology Holdings LLC Method and precoder information feedback in multi-antenna wireless communication systems
EP2572451B1 (en) * 2010-05-17 2017-07-12 Tyco Electronics Services GmbH Duplexer with enhanced isolation
US8666328B2 (en) * 2010-07-12 2014-03-04 Apple Inc. Wireless circuitry with reduced harmonic interference
WO2012069086A1 (en) 2010-11-25 2012-05-31 Epcos Ag Mobile communication device with improved antenna performance
CN102104392B (zh) * 2010-12-15 2013-10-09 华为技术有限公司 多频段多路收发设备及方法、基站系统
CN201976093U (zh) * 2010-12-17 2011-09-14 中兴通讯股份有限公司 四频段gsm收发装置及无线终端
US9705558B2 (en) * 2011-02-08 2017-07-11 Qorvo Us, Inc. Harmonic rejected antenna switch
JP5766457B2 (ja) * 2011-02-09 2015-08-19 太陽誘電株式会社 弾性波デバイス及びその製造方法
US8556178B2 (en) 2011-03-04 2013-10-15 Hand Held Products, Inc. RFID devices using metamaterial antennas
US20130016633A1 (en) * 2011-07-14 2013-01-17 Lum Nicholas W Wireless Circuitry for Simultaneously Receiving Radio-frequency Transmissions in Different Frequency Bands
US8596533B2 (en) 2011-08-17 2013-12-03 Hand Held Products, Inc. RFID devices using metamaterial antennas
US10013588B2 (en) 2011-08-17 2018-07-03 Hand Held Products, Inc. Encoded information reading terminal with multi-directional antenna
US8779898B2 (en) 2011-08-17 2014-07-15 Hand Held Products, Inc. Encoded information reading terminal with micro-electromechanical radio frequency front end
CN102420634A (zh) * 2011-12-07 2012-04-18 捷开通讯科技(上海)有限公司 无线通信收发系统
KR20140094630A (ko) 2011-12-12 2014-07-30 애플 인크. 안테나 스위칭 회로를 갖는 무선 전자 디바이스
US9436857B2 (en) * 2012-01-16 2016-09-06 Hand Held Products, Inc. Encoded information reading system including RFID reading device having multiple antennas
CN102684864B (zh) * 2012-05-02 2017-04-19 惠州Tcl移动通信有限公司 一种移动通讯终端
WO2013181173A1 (en) * 2012-05-30 2013-12-05 General Electric Company Sensor apparatus for measurement of material properties
US10096910B2 (en) * 2012-06-13 2018-10-09 Skycross Co., Ltd. Multimode antenna structures and methods thereof
US9312888B2 (en) * 2012-06-29 2016-04-12 Qualcomm Incorporated Antenna interface circuits for carrier aggregation on multiple antennas
US9692392B2 (en) * 2012-09-11 2017-06-27 Qualcomm Incorporated Filters for multi-band wireless device
KR101403373B1 (ko) * 2012-09-27 2014-06-27 공성호 위성항법 시스템 안테나의 ｓａｗ 필터를 이용한 주파수 결합기와 안테나
ES2599163T3 (es) * 2012-10-04 2017-01-31 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Transceptor de radio
CN102931496B (zh) * 2012-10-15 2016-03-09 东莞宇龙通信科技有限公司 自适应天线结构的实现方法及装置
US9240811B2 (en) * 2012-10-23 2016-01-19 Intel Deutschland Gmbh Switched duplexer front end
US9813262B2 (en) 2012-12-03 2017-11-07 Google Technology Holdings LLC Method and apparatus for selectively transmitting data using spatial diversity
US9591508B2 (en) 2012-12-20 2017-03-07 Google Technology Holdings LLC Methods and apparatus for transmitting data between different peer-to-peer communication groups
US9979531B2 (en) * 2013-01-03 2018-05-22 Google Technology Holdings LLC Method and apparatus for tuning a communication device for multi band operation
EP2956989B1 (en) * 2013-02-06 2017-10-04 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Antenna arrangement for multiple frequency band operation
US9979574B2 (en) * 2013-02-27 2018-05-22 Entropic Communications, LLC. Method and apparatus for digitization of broadband analog signals
US9548535B1 (en) * 2013-03-06 2017-01-17 Amazon Technologies, Inc. Phase-controlled antenna with independent tuning capability
US10229697B2 (en) 2013-03-12 2019-03-12 Google Technology Holdings LLC Apparatus and method for beamforming to obtain voice and noise signals
JPWO2014157330A1 (ja) * 2013-03-26 2017-02-16 日本電気株式会社 無線通信システム
TWI501568B (zh) * 2013-03-29 2015-09-21 Accton Technology Corp 收發器、阻抗調整裝置，以及阻抗調整方法
CN105187083B (zh) 2013-05-30 2017-08-11 华为技术有限公司 射频收发装置、终端及方法
WO2015008558A1 (ja) * 2013-07-16 2015-01-22 株式会社村田製作所 フロントエンド回路
US9386542B2 (en) 2013-09-19 2016-07-05 Google Technology Holdings, LLC Method and apparatus for estimating transmit power of a wireless device
US20150097751A1 (en) * 2013-10-04 2015-04-09 Tecom Co., Ltd. Planar array antenna structure
US9462396B2 (en) 2013-10-09 2016-10-04 Starkey Laboratories, Inc. Hearing assistance coplanar waveguide
US9838069B2 (en) * 2013-10-30 2017-12-05 Netgear, Inc. Radio frequency front end module with high band selectivity
US9549290B2 (en) 2013-12-19 2017-01-17 Google Technology Holdings LLC Method and apparatus for determining direction information for a wireless device
CN103873008B (zh) * 2014-02-24 2016-08-17 信维创科通信技术（北京）有限公司 天线装置
CN104902588A (zh) * 2014-03-03 2015-09-09 中兴通讯股份有限公司 多模双通终端
GB2526197B (en) * 2014-04-11 2020-11-18 Skyworks Solutions Inc Circuits and methods related to radio-frequency receivers having carrier aggregation
US9693238B2 (en) 2014-04-21 2017-06-27 Apple Inc. Dynamic antenna tuning for multi-band multi-carrier wireless systems
GB2538886B (en) * 2014-04-22 2017-10-04 Skyworks Solutions Inc Apparatus and methods for multi-band radio frequency signal routing
US9602156B2 (en) * 2014-04-22 2017-03-21 Skyworks Solutions, Inc. Apparatus and methods for diversity modules
GB2527186B (en) * 2014-04-22 2017-10-04 Skyworks Solutions Inc Apparatus and methods for multi-band radio frequency signal routing
US9491007B2 (en) 2014-04-28 2016-11-08 Google Technology Holdings LLC Apparatus and method for antenna matching
GB2525661A (en) * 2014-05-01 2015-11-04 Selex Es Ltd Antenna
US9478847B2 (en) 2014-06-02 2016-10-25 Google Technology Holdings LLC Antenna system and method of assembly for a wearable electronic device
CN105322293B (zh) * 2014-06-12 2018-09-18 神讯电脑(昆山)有限公司 天线调整装置及天线调整方法
US10447458B2 (en) * 2014-08-13 2019-10-15 Skyworks Solutions, Inc. Radio-frequency front-end architecture for carrier aggregation of cellular bands
KR102222249B1 (ko) * 2014-09-01 2021-03-04 삼성전자주식회사 안테나를 이용하는 전자 장치
JP6386312B2 (ja) * 2014-09-09 2018-09-05 ルネサスエレクトロニクス株式会社 半導体装置
US9450626B2 (en) 2014-11-14 2016-09-20 Qualcomm Incorporated Sawless architecture for receivers
US9362608B1 (en) 2014-12-03 2016-06-07 General Electric Company Multichannel relay assembly with in line MEMS switches
US10044415B2 (en) * 2014-12-05 2018-08-07 Murata Manufacturing Co., Ltd. System, method, and module for RF-signal coverage for automotive vehicles
KR102244525B1 (ko) * 2014-12-24 2021-04-26 엘지이노텍 주식회사 Ｓｐｄｔ 스위치
KR102437679B1 (ko) * 2015-02-27 2022-08-29 엘지이노텍 주식회사 튜너 회로
CN104820370B (zh) * 2015-04-22 2018-05-04 江山惠企科技服务有限公司 一种智能家居信号放大电路
US10277287B2 (en) * 2015-04-29 2019-04-30 Mediatek Inc. Antenna system and harmonic suppression element
US9838056B2 (en) 2015-05-28 2017-12-05 Skyworks Solutions, Inc. Integrous signal combiner
WO2016194923A1 (ja) * 2015-06-03 2016-12-08 株式会社村田製作所 高周波フロントエンド回路
WO2017006866A1 (ja) 2015-07-03 2017-01-12 株式会社村田製作所 フロントエンドモジュール
US10164335B2 (en) * 2015-09-25 2018-12-25 Rockwell Collins, Inc. Unit cell filtering and diplexing for electronically scanned arrays
WO2017077852A1 (ja) * 2015-11-04 2017-05-11 株式会社村田製作所 分波装置及びその設計方法
US10291269B2 (en) 2015-12-24 2019-05-14 Murata Manufacturing Co., Ltd. Power amplification module
JP2017118338A (ja) * 2015-12-24 2017-06-29 株式会社村田製作所 電力増幅モジュール
US10700442B2 (en) * 2015-12-31 2020-06-30 DISH Technologies L.L.C. Systems, apparatus, and methods for selecting antennas
DE102016103666A1 (de) * 2016-03-01 2017-09-07 Infineon Technologies Ag Vorrichtung mit einer schalteinheit und anwendungen davon
RU2631224C1 (ru) * 2016-07-29 2017-09-19 Общество с ограниченной ответственностью "Радио Гигабит" Многоканальный радиочастотный модуль с частотным разнесением приема и передачи
JP2018023073A (ja) 2016-08-05 2018-02-08 株式会社村田製作所 送受信モジュールおよび通信装置
US10854975B2 (en) * 2016-08-09 2020-12-01 Tongyu Communication Inc. Antenna unit, multi-array antenna system and base station thereof
KR102472989B1 (ko) * 2016-11-30 2022-12-01 삼성전자주식회사 통신 제어 방법 및 전자 장치
CN108206331B (zh) * 2016-12-20 2020-11-03 南宁富桂精密工业有限公司 天线装置及其移动终端
JP2018157248A (ja) * 2017-03-15 2018-10-04 株式会社村田製作所 フロントエンドモジュール
US10659121B2 (en) 2017-03-15 2020-05-19 Skyworks Solutions, Inc. Apparatus and methods for radio frequency front-ends
US10581466B2 (en) * 2017-04-18 2020-03-03 Skyworks Solutions, Inc. Front-end architecture having split diplexer for carrier aggregation and MIMO support
US11151336B2 (en) 2017-07-07 2021-10-19 Intermec, Inc. Systems and methods for a reconfigurable radio front-end
CN107861095A (zh) * 2017-10-10 2018-03-30 上海交通大学 一种单射频通道二维无线电测向系统
US11368179B2 (en) * 2017-10-17 2022-06-21 Skyworks Solutions, Inc. Modulation partitioning and transmission via multiple antennas for enhanced transmit power capability
KR102370926B1 (ko) * 2017-11-02 2022-03-08 삼성전자주식회사 안테나를 포함하는 전자 장치
WO2019099257A1 (en) 2017-11-17 2019-05-23 Skyworks Solutions, Inc. Dynamic control of single switched uplink versus multi uplink
CN110022160B (zh) * 2017-12-07 2022-07-05 英飞凌科技股份有限公司 用于射频滤波器的系统和方法
WO2019119364A1 (en) * 2017-12-21 2019-06-27 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Antenna configuration in a communication network
US10333579B1 (en) * 2018-04-12 2019-06-25 Shenzhen GOODIX Technology Co., Ltd. Multi-mode configurable transceiver with low voltage switches
US10771102B2 (en) 2018-08-06 2020-09-08 Murata Manufacturing Co., Ltd. Transmit-and-receive module and communication device
CN109167187B (zh) * 2018-08-08 2021-07-27 维沃移动通信有限公司 天线调谐矩阵单元、辐射杂散控制装置、方法及移动终端
CN110867663A (zh) * 2018-08-27 2020-03-06 康普技术有限责任公司 馈电网络及天线
WO2020130197A1 (ko) * 2018-12-20 2020-06-25 엘지전자 주식회사 안테나 모듈 및 이동단말기
US10873348B2 (en) * 2019-04-24 2020-12-22 Motorola Solutions, Inc. Antenna system for a portable communication device
US20220247432A1 (en) * 2019-07-04 2022-08-04 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Cross antenna configuration in frequency division duplex (fdd) dual-band radio
TWI699094B (zh) * 2019-08-01 2020-07-11 啓碁科技股份有限公司 通訊系統及通訊方法
CN112398490B (zh) * 2019-08-14 2022-05-13 启碁科技股份有限公司 通信系统及通信方法
WO2021039083A1 (ja) * 2019-08-28 2021-03-04 株式会社村田製作所 高周波モジュール及び通信装置
US11356127B2 (en) * 2019-12-16 2022-06-07 Hewlett Packard Enterprise Development Lp Selective filtering for continuous 5 GHz and 6 GHz operation of a network device
US20210409064A1 (en) * 2020-06-30 2021-12-30 Motorola Solutions, Inc. Radio frequency architecture for reducing mutual interference between multiple wireless communication modalities
US11476824B2 (en) 2020-07-09 2022-10-18 Hewlett Packard Enterprise Development Lp Selective filtering for continuous 5 GHz and 6 GHz operation of a network device
KR20220037191A (ko) * 2020-09-17 2022-03-24 삼성전자주식회사 적층 구조의 다이플렉서를 갖는 전자 장치
CN116508153A (zh) * 2020-10-30 2023-07-28 株式会社村田制作所 高频模块
WO2022191364A1 (ko) * 2021-03-12 2022-09-15 서울대학교산학협력단 수직형 pin 다이오드를 이용한 밀리미터파 대역용 전송선로
US11265052B1 (en) 2021-04-13 2022-03-01 Dell Products, Lp System and method for antenna reduction and usage for a multi-radio information handling system
US11829522B1 (en) * 2022-05-24 2023-11-28 Microsoft Technology Licensing, Llc Head mounted device with segmented chassis
CN115296690B (zh) * 2022-08-08 2023-08-18 慷智集成电路(上海)有限公司 全双工发射接收电路、解串电路芯片、电子设备及车辆
CN116827306A (zh) * 2023-07-11 2023-09-29 青岛智腾微电子有限公司 一种锐截止有源低通滤波电路

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1067734A (zh) * 1991-04-26 1993-01-06 株式会社三丰 长度测定器
CN101069360A (zh) * 2004-12-02 2007-11-07 皇家飞利浦电子股份有限公司 分布式双工器

Family Cites Families (32)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3434732B2 (ja) 1999-06-17 2003-08-11 埼玉日本電気株式会社 アンテナ切替装置
GB2374251A (en) * 2001-04-04 2002-10-09 Secr Defence Base station transmitter
JP2003188625A (ja) * 2001-10-09 2003-07-04 Ngk Spark Plug Co Ltd アンテナ、高周波無線通信用回路モジュール及び高周波無線通信装置
JP3522253B2 (ja) 2001-12-06 2004-04-26 Ｎｅｃアクセステクニカ株式会社 携帯電話装置
JP2004312255A (ja) 2003-04-04 2004-11-04 Toshiba Corp 基地局装置
TW200520201A (en) * 2003-10-08 2005-06-16 Kyocera Corp High-frequency module and communication apparatus
US6990357B2 (en) * 2003-10-17 2006-01-24 Nokia Corporation Front-end arrangements for multiband multimode communication engines
US7518469B2 (en) * 2003-12-11 2009-04-14 Hitachi Metals Ltd. Multi-band high-frequency circuit, multi-band high-frequency circuit component and multi-band communication apparatus using same
JP2005269305A (ja) * 2004-03-19 2005-09-29 Sharp Corp 高周波フロントエンド回路および高周波通信装置
JP4134129B2 (ja) * 2004-10-28 2008-08-13 Ｔｄｋ株式会社 高周波モジュール
JP4529785B2 (ja) * 2005-04-26 2010-08-25 株式会社村田製作所 無線通信装置
JP2007036315A (ja) 2005-07-22 2007-02-08 Tdk Corp 高周波電子部品
US7801556B2 (en) * 2005-08-26 2010-09-21 Qualcomm Incorporated Tunable dual-antenna system for multiple frequency band operation
US7446712B2 (en) * 2005-12-21 2008-11-04 The Regents Of The University Of California Composite right/left-handed transmission line based compact resonant antenna for RF module integration
JP4629571B2 (ja) * 2005-12-26 2011-02-09 三菱電機株式会社 マイクロ波回路
TW200807810A (en) * 2006-04-27 2008-02-01 Rayspan Corp Antennas, devices and systems based on metamaterial structures
CN101542838B (zh) 2006-08-25 2013-03-13 泰科电子服务有限责任公司 基于超材料结构的天线
US7952526B2 (en) * 2006-08-30 2011-05-31 The Regents Of The University Of California Compact dual-band resonator using anisotropic metamaterial
FR2906894B1 (fr) * 2006-10-09 2013-09-06 Sagem Defense Securite Procede de localisation d'un vehicule par satellites et garantie d'integrite avec selection d'un sous-groupe de satellites
JP4692635B2 (ja) * 2006-12-04 2011-06-01 パナソニック株式会社 アンテナ装置と、これを用いた電子機器
US7847659B2 (en) 2006-12-22 2010-12-07 Alcatel-Lucent Usa Inc. Coaxial metamaterial structure
US8121541B2 (en) * 2007-01-31 2012-02-21 Broadcom Corporation Integrated circuit with intra-chip and extra-chip RF communication
JP5234667B2 (ja) * 2007-03-05 2013-07-10 国立大学法人京都工芸繊維大学 伝送線路マイクロ波装置
US8326246B2 (en) * 2007-07-10 2012-12-04 Qualcomm Incorporated Super regenerative (SR) apparatus having plurality of parallel SR amplifiers tuned to distinct frequencies
KR101492850B1 (ko) 2007-10-11 2015-02-16 타이코 일렉트로닉스 서비시스 게엠베하 단일층 금속화 및 비아-레스 메타 물질 구조
WO2009064926A1 (en) 2007-11-13 2009-05-22 Rayspan Corporation Metamaterial structures with multilayer metallization and via
US8237519B2 (en) 2007-11-16 2012-08-07 Rayspan Corporation Filter design methods and filters based on metamaterial structures
WO2009086219A1 (en) * 2007-12-21 2009-07-09 Rayspan Corporation Multi-metamaterial-antenna systems with directional couplers
US8299967B2 (en) 2008-05-28 2012-10-30 Tyco Electronics Services Gmbh Non-planar metamaterial antenna structures
US8180303B2 (en) * 2008-05-28 2012-05-15 Hollinworth Fund, L.L.C. Power amplifier architectures
PL2304843T3 (pl) * 2008-06-26 2019-08-30 Nokia Technologies Oy Urządzenie, sposób i program komputerowy do komunikacji bezprzewodowej
WO2010065555A1 (en) * 2008-12-01 2010-06-10 Drexel University Mimo antenna arrays built on metamaterial substrates

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1067734A (zh) * 1991-04-26 1993-01-06 株式会社三丰 长度测定器
CN101069360A (zh) * 2004-12-02 2007-11-07 皇家飞利浦电子股份有限公司 分布式双工器

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105552485A (zh) * 2015-11-18 2016-05-04 北京邮电大学 一种微波移相器

Also Published As

Publication number Publication date
US20100157858A1 (en) 2010-06-24
WO2010075190A2 (en) 2010-07-01
EP2374185B1 (en) 2020-06-17
JP5702303B2 (ja) 2015-04-15
WO2010075190A3 (en) 2010-09-23
CN102439789A (zh) 2012-05-02
KR20110130389A (ko) 2011-12-05
EP2374185A2 (en) 2011-10-12
US8644197B2 (en) 2014-02-04
EP2374185A4 (en) 2014-08-06
JP2012514387A (ja) 2012-06-21

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN102439789B (zh) Rf前端模块和天线系统
US9543661B2 (en) RF module and antenna systems
CN106031076B (zh) 基于微型声谐振器的滤波器和双工器
US7349717B2 (en) Front-end circuit for wireless transmission systems
US7606184B2 (en) Multiplexers employing bandpass-filter architectures
KR101031836B1 (ko) 고주파 부품 및 고주파 모듈 및 이들을 사용한 통신기
US5815804A (en) Dual-band filter network
US7339445B2 (en) BAW duplexer without phase shifter
JP5569571B2 (ja) 分波回路及び高周波モジュール
CN101375515B (zh) 复合高频部件及移动通信装置
US7454178B2 (en) Low-loss transmitter module
JP2008522533A (ja) 分散型ダイプレクサ
WO2013041146A1 (en) Frontend circuit for band aggregation modes
CN111342813B (zh) 基于移相网络提高隔离度的射频压电多工器和电子设备
JP2006237978A (ja) マルチバンド高周波モジュールおよびこれを用いたマルチバンド通信装置
JP2006514461A (ja) フロントエンド回路
CN111817731B (zh) 前端模块
US20160197390A1 (en) Nonreversible circuit device
JP2004135316A (ja) 高周波部品及び高周波モジュール並びにこれらを用いた通信機
US20030231080A1 (en) Dielectric duplexer
Iwaki et al. A converged Rx SAW duplexer module with embedded substrate for multi-band RF front-end
Wu et al. A small SiP module using LTCC 3D circuitry for dual band WLAN 802.11 a/b/g front-end solution
CN215344571U (zh) 应用于载波聚合的四路复用器
KR20110037471A (ko) 듀얼밴드 이동통신 단말기용 쿼드플렉서
JP2004166185A (ja) 高周波部品及び高周波モジュール並びにこれらを用いた通信機

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
ASS Succession or assignment of patent right

Owner name: HOWOR FUNDS CO., LTD.

Free format text: FORMER OWNER: RAYSPAN CORP.

Effective date: 20120518

C10 Entry into substantive examination
C41 Transfer of patent application or patent right or utility model
SE01 Entry into force of request for substantive examination
TA01 Transfer of patent application right

Effective date of registration: 20120518

Address after: Delaware

Applicant after: Hollinworth Fund LLC

Address before: American California

Applicant before: Rayspan Corp.

C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant