JP5702303B2 - Ｒｆフロントエンドモジュールおよびアンテナシステム - Google Patents

Description

優先権主張および関連出願
本特許書類は、2008年12月24日に出願され「Antenna Duplexer Front End Architecture Based on Metamaterial Structure」と題された米国仮特許出願第61/140,816号、および2009年7月29日に出願され「Multi-Antenna RF Front-End Modules」と題された米国仮特許出願第61/229,657号の恩典を主張する。上記仮出願の開示内容は、参照により本明細書に組み入れられる。本特許書類は、2007年4月27日に出願され「Antennas, Devices and Systems based on Metamaterial Structures」と題された米国特許出願第11/741,674号、2009年9月22日に発行され「Antennas Based on Metamaterial Structures」と題された米国特許第7,592,952号、2008年12月20日に出願され「Multi-Metamaterial-Antenna Systems with Directional Couplers」と題された米国特許出願第12/340,657号、2008年11月17日に出願され「Filter Design Methods and Filters Based on Metamaterial Structures」と題された米国特許出願第12/272,781号、2009年2月18日に出願され「A Metamaterial Power Amplifier System and Method for Generating Highly Efficient and Linear Multi-Band Power Amplifiers」と題された米国仮特許出願第61/153,398号、2008年10月13日に出願され「Single-Layer Metallization and Via-Less Metamaterial Structures」と題された米国特許出願第12/250,477号、2008年11月13日に出願され「Metamaterial Structures with Multilayer Metallization and Via」と題された米国特許出願第12/270,410号、2009年5月13日に出願され「Non-Planar Metamaterial Antenna Structures」と題された米国特許出願第12/465,571号、および2009年11月9日に出願され「Multi-Port Frequency Band Coupled Antennas」と題された米国仮特許出願第61/259,589号に関する。

背景
本書類は、RFフロントエンドモジュールおよびアンテナシステムに関する。該システムにおいて、非メタマテリアル系部品だけではなくメタマテリアル系部品も用いられ得る。

大半の物質における電磁波の伝播は、電界をE、磁界をH、および波数ベクトル(すなわち伝播定数)をβとした場合、(E,H,β)ベクトル場の右手の法則に従う。位相速度方向は、信号エネルギー伝播(群速度)の方向と同一であり、屈折率は正の数である。このような物質は、右手系(RH)物質と呼ばれる。大半の自然物質は、RH物質である。人工物質にも、RH物質が存在する。

メタマテリアルは、人工的な構造を有する。メタマテリアルにより誘導される電磁エネルギーの波長よりも非常に小さい構造平均ユニットセルサイズで設計される場合、該メタマテリアルは、誘導される電磁エネルギーに対して均質媒質のような挙動を取り得る。RH物質とは異なり、メタマテリアルは負の屈折率を示し得、位相速度方向は、信号エネルギー伝播の方向と逆であり、(E,H,β)ベクトル場の相対的な方向は、左手の法則に従う。負の誘電率εおよび透磁率μと同時に負の屈折率を有するメタマテリアルは、純粋な左手系(LH)メタマテリアルと呼ばれる。

多くのメタマテリアルが、LHメタマテリアルとRH物質との混合物であるため、右手/左手系複合(CRLH)メタマテリアルである。CRLHメタマテリアルは、低周波数ではLHメタマテリアルのような挙動を取り得、高周波数ではRH物質のような挙動を取り得る。様々なCRLHメタマテリアルの実装および特性は、例えば、CalozとItoh「Electromagnetic Metamaterials: Transmission Line Theory and Microwave Applications」John Wiley & Sons (2006)(非特許文献1)に記載されている。CRLHメタマテリアルおよびそれらのアンテナへの適用は、Tatsuo Itoh「Invited paper: Prospects for Metamaterials」Electronics Letters, Vol. 40, No. 16 (2004年8月)(非特許文献2)に記載されている。

CRLHメタマテリアルは、特定の用途に合った電磁特性を示すように構成および操作され得、他の物質を用いることが困難、非実用的、または実行不可能である用途に用いられ得る。さらに、CRLHメタマテリアルは、RH物質では可能となり得なかった新たな用途を開発し、新たなデバイスを構築するのに用いられ得る。

CalozとItoh「Electromagnetic Metamaterials: Transmission Line Theory and Microwave Applications」John Wiley & Sons (2006) Tatsuo Itoh「Invited paper: Prospects for Metamaterials」Electronics Letters, Vol. 40, No. 16 (2004年8月)

送信信号伝送路と受信信号伝送路とをアイソレートするスイッチを有する、従来のデュアルバンド送受信機システムの一例を概略的に示すブロック図である。 送信信号伝送路と受信信号伝送路とをアイソレートする単極4投(SP4T)スイッチを有する、従来のデュアルバンド送受信機システムの一例を概略的に示すブロック図である。 図3A〜図3Eは、CRLHユニットセルを示し、図3Fは、等価回路パラメータで表されたRH伝送線路を示す。 RH、LH、およびCRLH分散曲線を示す。 一態様例に係る4アンテナデュアルバンド送受信機システムをブロック図で示す。 TxアンテナからRx伝送路へのTx電力漏れを最小限にするアイソレーションスキームの一例を示す。 一態様例に係る2アンテナデュアルバンド送受信機システムをブロック図で示す。 図6Aのダイプレクサについて周波数の関数として除去の考慮を示す。 デュアルバンド送受信機システムの一態様例を示す。 デュアルバンド送受信機システムの一態様例を示す。 デュアルバンド送受信機システムの一態様例を示す。 デュアルバンド送受信機システムの一態様例を示す。 デュアルバンド送受信機システムの一態様例を示す。 デュアルバンド送受信機システムの一態様例を示す。 一態様例に係る、単一周波数帯域に対して別々の送信アンテナおよび受信アンテナを用いる様子をブロック図で示す。 RF通信システムにおける送信および受信帯域について一般に考えられるアイソレーションレベルの模式グラフを示す。 一態様例に係る、単一の帯域に対して別々の送信アンテナおよび受信アンテナを有するシステムをブロック図で示す。 図15のシステムの実装例であり、3D図を示す。 図16B〜図16Cは、図15のシステムの実装例であり、最上層の上面図、および底層の上面図をそれぞれ示す。 図16A〜図16Cの実装例において用いられるノッチフィルタを示す。 図17のノッチフィルタの反射損失および挿入損失をグラフで示す。 図16A〜図16Cおよび図17に示す実装例の反射損失およびアイソレーションをグラフで示す。 一態様例に係る、単一の帯域に対して別々の送信アンテナおよび受信アンテナを有するシステムをブロック図で示す。 図20のシステムの実装例であり、3D図を示す。 図21B〜図21Cは、図20のシステムの実装例であり、最上層の上面図、および底層の上面図をそれぞれ示す。 図21A〜図21Cの実装例におけるMTM伝送線路およびMTM方向性カプラを示す。 図21A〜図21Cの実装例において用いられるノッチフィルタを示す。 ノッチフィルタのない図21〜図23の実装例の反射損失およびアイソレーションをグラフで示す。 ノッチフィルタの反射損失および挿入損失をグラフで示す。 MTM方向性カプラ、MTM伝送線路、およびノッチフィルタの組み合わせの反射損失およびアイソレーションをグラフで示す。 一態様例に係る、単一の帯域に対して別々の送信アンテナおよび受信アンテナを有するシステムをブロック図で示す。 図28Aは、図27のシステムにおける受信アンテナに対する入力インピーダンスを示し、図28Bは、図27のシステムにおける位相シフタおよびBPFの方を向いた点に関する入力インピーダンスを示す。 図29Aおよび図29Bは、図27のシステムの実装例であり、最上層の上面図および底層の上面図をそれぞれ示す。 図29Aおよび図29Bの実装例における位相シフタを示す。 図30の位相シフタを有する図29Aおよび図29Bの実装例の反射損失およびアイソレーションをグラフで示す。 一態様例に係る、単一の帯域に対して別々の送信アンテナおよび受信アンテナを有するシステムをブロック図で示す。

詳細な説明
本書類に記載の態様によると、送受信機システムのアーキテクチャおよび実装は、単一周波数帯域または多重周波数帯域に対応する1つまたは複数のアンテナと、送信信号を処理する送信回路、受信信号を処理する受信回路と、1つまたは複数のアンテナならびに送信および受信回路に結合され、かつ送信回路と受信回路との間に適切な電磁アイソレーションを提供するアイソレーション回路とを含む。アイソレーション回路の態様は、受動部品を含み、半導体スイッチは含まないか、従来のシステムと比較して半導体スイッチの数が少ないか、または半導体スイッチ端子の数が少ないことにより、コストを削減している。メタマテリアル(MTM)構造を、性能向上のために、1つまたは複数のアンテナおよび受動部品の少なくとも1つに適用し得る。これらの態様および実装ならびにその変更例を、以下に示す。

デュアルバンド送信および受信のためのRF送受信機システムは、デュアルバンドグローバルシステムフォーモバイルコミュニケーションズ(Global System for Mobile Communications、GSM)電話等の無線通信システムで用いることが可能である。従来、このようなデュアルバンド送受信機システムは、図1および図2に下記で例示されるように、送信/受信(Tx/Rx)スイッチを備えたRFフロントエンドモジュールを含んで実装される。

図1は、一例としてのデュアルバンド送受信機システム100(例えば、各帯域において、TX信号伝送路とRx信号伝送路とをアイソレートするスイッチ120およびスイッチ124等のTx/Rxスイッチを用いたデュアルバンドGSM900/DCS1800またはGSM850/PCS1900電話システム)を概略的に示すブロック図である。通信システムにおいて、周波数帯域は、使用および位置に応じて割り当てられる。例えば、パーソナルコミュニケーションサービス(Personal Communication Services、PCS)は、北アメリカにおけるデジタル携帯電話通信に用いられる1900MHz帯域であるのに対して、デジタルセルラーシステム(Digital Cellular System、DCS)は、北アメリカ外で用いられる同様の帯域を規定し、GSMを含む。

図1において、DCS1800またはPCS1900帯域等のある周波数帯域に対して、高域電力増幅器(PA)104および高域低雑音増幅器(LNA)108を設計し得、GSM900またはGSM850帯域等の別の周波数帯域に対して、低域PA112および低域LNA116を設計し得る。システム100は、単一のアンテナ(すなわち、デュアルバンドに対してTxアンテナおよびRxアンテナの両方として機能するデュアルバンドTx/Rxアンテナ132)に結合されたRFフロントエンドモジュール102を含む。典型的に、RFフロントエンドモジュールは、アンテナに結合されたシステムの前端全体を指し、アンテナスイッチモジュール(ASM)、PA、LNA、フィルタ、および他の周辺RF回路機構を含む。RF集積回路(RFIC)へのLNAの一体化を可能としている実装もある。典型的に、ASMは、スイッチを含むシステム部分を指し、一方のモジュール端子でアンテナに結合され、他方のモジュール端子でPAおよび表面弾性波(SAW)フィルタに結合されている。図1に示すようなデュアルバンド通信システム100のRFフロントエンドモジュール102は、2つのPA(すなわち、高域PA104および低域PA112)、2つのLNA(すなわち、高域LNA108および低域LNA116)、2つのTx/Rxスイッチ120および124、ならびにダイプレクサ128を含む。ダイプレクサ128は、デュアルバンドTx/Rxアンテナ132の給電点で高域信号と低域信号とを分離し、対応するTx/Rxスイッチ120および124に、受信動作中にこれらの信号を送る。単極双投(SPDT)スイッチが、高域においてTx信号伝送路とRx信号伝送路とを分離する高域SPDTのTx/Rxスイッチ120および低域においてTX信号伝送路とRx信号伝送路とを分離する低域SPDTのTx/Rxスイッチ124を有する本例におけるTx/Rxスイッチとして用いられる。したがって、Tx/Rxスイッチ120および124は、それぞれの帯域における送信信号および受信信号のルーティングを提供する。送信動作中、Tx/Rxスイッチ120および124は、それぞれ、PA104および112からの信号をダイプレクサ128に転送する。受信動作中、Tx/Rxスイッチ120および124は、それぞれ、ダイプレクサ128からの高域信号および低域信号を高域LNA108および低域LNA116に転送する。RFフロントエンドモジュール102は、各帯域の受信伝送路においてLNAの入力端子に結合されたSAWフィルタをさらに含むことで、シャープカットオフ特性のバンドパスフィルタ処理を提供する。本例において、高域SAWフィルタ140および低域SAWフィルタ148が含まれる。RFフロントエンドモジュール102は、各帯域の送信伝送路においてPAの出力端子に結合された高調波除去フィルタをさらに含むことで、第二高調波および第三高調波等の高調波を除去し得る。本例において、高域高調波除去フィルタ136および低域高調波除去フィルタ144が含まれる。

図2は、別の例としてのデュアルバンド送受信機システム200(例えば、図1のシステム100のような2つのTx/Rx用SPDTスイッチと1つのダイプレクサとの組み合わせの代わりに単極4投(SP4T)スイッチ220を用いたデュアルバンドGSM900/DCS1800またはGSM850/PCS1900電話システム)を概略的に示すブロック図である。本例において、内部デコーダ224が、外部制御回路からの制御信号を受信し、4投の特定の構成、すなわち投接続を選択する。したがって、本例において、高域Rx、高域Tx、低域Rx、および低域TX伝送路間での信号のルーティングは、単一のSP4Tスイッチ220によって制御される。ASM252は、1つのSP4Tスイッチ220ならびに2つの高調波除去フィルタ(すなわち、高域高調波除去フィルタ136および低域高調波除去フィルタ144)を含む。

以上、デュアルバンド送受信機システムを、従来のアーキテクチャを例として説明した。一般に、通信システムは、単一周波数帯域または多重周波数帯域に対応するように設計可能である。各周波数帯域において、帯域幅の一部はTxモードで用いられ得、他の部分はRxモードで用いられ得、帯域をTx帯域とRx帯域とにそれぞれ分離する。典型的に、従来のデュアルバンドシステムでは、Tx帯域およびRx帯域の両方をカバーするのに単一のアンテナが用いられている。上記2つの従来の実装で示したように、典型的に、このような通信システムのRFフロントエンドモジュールは、Tx/Rxスイッチ、高調波除去フィルタ等のローパスフィルタ(LPF)、SAWフィルタ等のバンドパスフィルタ(BPF)、PA、LNA、および他のRF回路機構を含み得る。TxモードにおいてPAによって増幅されアンテナへと出力される電力は、Rxモードにおいてアンテナによって受信される電力よりも非常に大きい。したがって、受信回路機構を保護するために、Tx動作中の受信回路機構に結合された電力を最小限にするのがよい。Txモードにおいて用いられる周波数とRxモードにおいて用いられるものとが近いため、典型的に、同一のアンテナを共有しながら送信回路機構と受信回路機構とをアイソレートするのにTx/Rxスイッチが用いられる。例えば、携帯電話に対するGSMなどの規格には、周波数分割複信(FDD)や時分割多元接続(TDMA)が適用され、送信機と受信機とが異なる周波数かつ異なるタイムスロットで動作し、Tx/Rx信号ルーティングがTx/Rxスイッチにより行われる。しかし、Tx/Rx信号ルーティングに半導体スイッチを用いた場合、深刻なコスト上の欠点が生じる可能性がある。例えば、高価なヒ化ガリウムFETまでもが必要となる用途もある。

半導体スイッチを用いた従来のASMスキームに関連する上記欠点に鑑み、本書類は、能動部品の代わりに受動部品を用いた、能動部品の数がより少ない、またはデバイス端子の数がより少ないアイソレーションスキームに基づいたRFフロントエンドモジュールの例および実装を提供する。このようなRFフロントエンドモジュールは、1つまたは複数のアンテナに結合されてTx信号伝送路とRx信号伝送路との間に適切なアイソレーションを提供するように構成可能である。受動部品を含むこのようなシステムは、能動部品を取り除く、または減少させることによって、コスト上の利点および性能の向上を提供することが可能である。さらに、能動部品を取り除く、または減少させることで、駆動回路機構を取り除く、または減少させることになる。システムは、1つまたは複数の周波数帯域に対して求められる送受信機機能を実現するように、RFフロントエンドモジュールにおいてフィルタ、カプラ、伝送線路、および/またはダイプレクサ等のMTM受動部品と組み合わせてMTMアンテナを用い得る。能動部品の代わりにMTM系受動部品を使用することで、挿入損失が低くなることにより、電流節減を可能とすることができる。コストおよび性能の目標が達成される非MTM部品および非MTMアンテナも用いられ得る。具体的には、本書類には、単一周波数帯域または多重周波数帯域に対応する1つまたは複数のアンテナと、Tx信号を処理するTx用回路と、Rx信号を処理するRx用回路と、1つまたは複数のアンテナならびにTx用およびRx用回路に結合され、Tx用回路とRx用回路との間に適切な電磁アイソレーションを提供するアイソレーション回路とを含み、半導体スイッチは含まないか、従来のシステムと比較して半導体スイッチの数が少ないか、または半導体スイッチ端子の数が少ない様々な送受信機システムのアーキテクチャおよび実装が記載される。

MTM構造を用いてアンテナ、伝送線路、ならびに他のRF部品およびデバイスを構築し、機能拡張、サイズ縮小、および性能向上等の広範な技術の進歩を可能にすることができる。MTM技術に基づいたアンテナ、伝送線路、カプラ、フィルタおよび他のデバイス/回路に関連する特徴および分析の情報は、2007年4月27日に出願され「Antennas, Devices and Systems based on Metamaterial Structures」と題された米国特許出願第11/741,674号、2009年9月22日に発行され「Antennas Based on Metamaterial Structures」と題された米国特許第7,592,952号、2008年12月20日に出願され「Multi-Metamaterial-Antenna Systems with Directional Couplers」と題された米国特許出願第12/340,657号、2008年11月17日に出願され「Filter Design Methods and Filters Based on Metamaterial Structures」と題された米国特許出願第12/272,781号、および2009年2月18日に出願され「A Metamaterial Power Amplifier System and Method for Generating Highly Efficient and Linear Multi-Band Power Amplifiers」と題された米国仮特許出願第61/153,398号の特許文献にみることができる。MTMアンテナ構造の種類の1つに、基板の一方の側に形成された単一のメタライゼーション層にMTMアンテナの導電部分を有する単一層メタライゼーション(SLM)のMTMアンテナ構造がある。二層メタライゼーションビアなし(TLM-VL)MTMアンテナ構造は、基板2つの平行な表面上に2つのメタライゼーション層が存在し、一方のメタライゼーション層の導電部分を他方のメタライゼーション層の別の導電部分に接続する導電ビア(conductive via)を有さないことに特徴づけられる別の種類の構造である。SLMおよびTLM-VLのMTMアンテナ構造の例および実装は、2008年10月13日に出願され「Single-Layer Metallization and Via-Less Metamaterial Structures」と題された米国特許出願第12/250,477号に記載されている。SLMおよびTLM-VLのMTMアンテナ構造とは異なり、多層MTMアンテナ構造は、少なくとも1つのビアに接続された2つ以上のメタライゼーション層に導電部分を有する。このような多層MTMアンテナ構造の例および実装は、2008年11月13日に出願され「Metamaterial Structures with Multilayer Metallization and Via」と題された米国特許出願第12/270,410号に記載されている。さらに、非平面(3次元)MTMアンテナ構造が、多重基板構造に基づいて実現可能である。このような多重基板に基づいたMTMアンテナ構造の例および実装は、2009年5月13日に出願され「Non-Planar Metamaterial Antenna Structures」と題された米国特許出願第12/465,571号に記載されている。さらに、二重および多重ポートのMTMアンテナも形成可能であり、その例および実装は、2009年11月9日に出願され「Multi-Port Frequency Band Coupled Antennas」と題された米国仮特許出願第61/259,589号に記載されている。上記文献は、本書類に記載のシステム実装におけるMTM受動部品およびアンテナを構築するのに用いることが可能な様々なMTM構造および分析を開示する。

MTM系部品およびアンテナは、CRLHユニットセルに基づいて設計される。図3A〜図3Eは、CRLHユニットセルの例を示す。図3A〜図3Eに示すように、CRLHユニットセルは、RH直列インダクタンスL_R、LH直列キャパシタンスC_L、LHシャントインダクタンスL_L、およびRHシャントキャパシタンスC_Rを含む電気素子から構築または設計される。これらの素子は、CRLHユニットセルの等価回路パラメータを表している。RHブロック300は、図3Fに示すように、RHシャントキャパシタンスC_R302およびRH直列インダクタンスL_R304で等価に表現可能なRH伝送線路を表している。図中「RH/2」は、RH伝送線路の長さを２で割ることを意味する。CRLHユニットセルの変更例は、図3Aに示すような構成で、RH/2とC_Lとが入れ替わったもの、図3A〜図3Cに示すような構成で、両側にRH/2がある代わりに一方の側にRH/4が他方の側に3RH/4があるものを含む。あるいは、RH伝送線路を分割するのに、他の補完的な分数が用いられ得る。MTM構造は、分布定数回路素子、集中定数回路素子、またはこれらの組み合わせを用いてCRLHユニットセルに基づいて実装され得る。このようなMTM構造は、FR-4プリント回路基板(PCB)またはフレキシブルプリント回路(FPC)基板等の回路基板を含む様々な回路プラットフォーム上に製造され得る。他の製造技術の例は、薄膜製造技術、システムオンチップ(SOC)技術、低温焼成積層セラミック(LTCC)技術、モノリシックマイクロ波集積回路(MMIC)技術、および微小電気機械システム(MEMS)技術を含む。

上記製造技術のいくつか、例えばLTCCでは、LNA前SAWフィルタを、ダイプレクサ、LPF、および/またはハイパスフィルタ(HPF)で置換して、全体の挿入損失、コスト、および一体化の複雑性のさらなる低下を可能とし得る。さらに、ある特定の製造技術を用いることで、プレLNA SAWフィルタおよびダイプレクサ、またはダイプレクサとLPFとHPFとの組み合わせを置換する、全体の挿入損失、コスト、および一体化の複雑性のさらなる低下をもたらす新たな種類のデュプレクサの設計が可能となり得る。

純粋なLHメタマテリアルは、ベクトル3要素(E,H,β)について左手の法則に従い、位相速度方向は、信号エネルギー伝播方向と逆となる。LH物質の誘電率εおよび透磁率μの両方が同時に負となる。CRLHメタマテリアルは、動作の状態または周波数によっては、LHおよびRH両方の電磁特性を示すことが可能である。CRLHメタマテリアルは、信号の波数ベクトル(すなわち伝播定数)がゼロとなる場合、非ゼロの群速度を示すことが可能である。不均衡な場合には、電磁波の伝播が禁止されるバンドギャップが存在する。均衡のとれている場合には、分散曲線には、LH領域とRH領域との間で、伝播定数β(ω_o)=0の転移点において、不連続箇所が見られない。この場合、誘導される波長λ_gは無限、すなわち、λ_g=2π/｜β｜→∞であり、群速度v_gは正の値をとる。

この状態は、伝送線路(TL)を実装する場合のゼロ次モードに相当する。

図4は、均衡のとれたCRLHユニットセルの、β_Rで示されるRH分散曲線、β_Lで示されるLH分散曲線、およびβ_R+β_Lで示されるCRLH分散曲線を示す。不均衡な場合には、無限の波長(β=0、基本モード)に対応可能な、以下の式で表される2つの可能なゼロ次共振、ω_seおよびω_shが存在する。

式中、C_RL_L≠C_LL_Rである。ω_seおよびω_shにおいて、群速度(v_g=dω/dβ)はゼロであり、位相速度(v_p=ω/β)は無限である。CRLHユニットセルが均衡のとれている場合、これらの共振周波数は、図4に示すように一致し、以下のように示される。
ω_se=ω_sh=ω_o, 式 (3)
ここで、C_RL_L=C_LL_Rであり、式(1)のような正の群速度(v_g=dω/dβ)および無限の位相速度(v_p=ω/β)を得ることが可能である。均衡のとれている場合には、一般分散曲線は、以下のように示すことが可能である。

式中、CRLHユニットセルの周期は、pで示される。伝播定数βは、RH領域において正であり、LH領域において負である。第1の部分はRH成分β_Rを表し、第2の部分はLH成分β_Lを表し、よって、低周波数領域ではLH特性が優勢であり高周波領域ではRH特性が優勢であることを示している。CRLH分散曲線β_R+β_Lは、βの負領域および正領域の両方に延びている。したがって、CRLH構造は、図4においてCRLH分散曲線に交差する多数のω線によって示されるように、共振周波数スペクトルに対応可能である。

図1に戻って、当該技術の現状では、高調波除去フィルタ、Tx/Rxスイッチ、およびダイプレクサを単一のASMに一体化している。ASMの主要な役割は、多数の送信機および多数の受信機を単一のアンテナに接続し、適切なアイソレーションを提供して伝送路を非アクティブにしながら、アクティブな伝送路上の送信または受信電力を最適化することにある。図1および図2は、従来ASMの2つの例を示す。図1における第1のASM例は、2つのSPDTのTx/Rxスイッチ120および124、2つの高調波除去フィルタ136および144、ならびに1つのダイプレクサ128を含む。図2における第2のASM例は、1つのSP4Tスイッチ220ならびに2つの高調波除去フィルタ136および144を含む。これらのアーキテクチャでは、単一のデュアルバンドTx/Rxアンテナ132によるマルチプレクシングが実行される。表1は、ASM組み込みデバイス特性に対する典型的な考慮を示す。

Tx伝送路とRx伝送路との間の望ましいアイソレーションが、Rx用SAWフィルタおよびLNAへの入力電力が最大定格入力電力を超えないように決定される例もある。Rx用SAWフィルタの最大定格入力電力が13dBmであり、LNAが約5dBmの最大定格入力電力を処理し得る第1のシナリオについて考える。LNAは、受信伝送路において、それぞれのRx用SAWフィルタの直後に配置され得る。Rx用SAWフィルタは、少なくとも20dBのTx信号を除去し得るため、LNAは、最大で約−7dBmを受信する。これは、LNAの最大定格入力電力を十分に下回る。このことは、少なくともこのシナリオにおいて、LNAが最大定格入力電力を受信する前に、Tx漏れ電力がまずRx用SAWフィルタを破損させ得ることを示している。したがって、Rx用SAWフィルタの保護は、最大定格電力レベルに関して考慮される。上記の推定において、SAWフィルタ入力電力の上限は、ハンドセット製造に対するマージンを5dBとして+8dBmで想定される。例えば、図1のようなシステムにおいて、低域SPDTのTx/Rxスイッチ124であれば、Tx信号伝送路とRx信号伝送路との間に少なくとも26dBのアイソレーションを提供するであろう。高域SPDTのTx/Rxスイッチ120であれば、少なくとも24dBのアイソレーションを提供するであろう。したがって、このシナリオにおいて、低域PA112での最大出力Tx電力が+34dBmであり、PA出力とアンテナポートとの間の挿入損失が1dBである場合、表1に示すように、低域PA112出力と低域Rx用SAWフィルタ148入力との間で、Tx伝送路からRx伝送路への望ましいアイソレーションは、約26dBとなる。同様に、高域に対するアイソレーションは、高域PA104出力と高域Rx用SAWフィルタ140入力との間で、約24dBになると推定され得る。ここで、最大出力Tx電力は、高域において+31.5dBmであると想定される。なお、上記のアイソレーション値は、例示であり推定である。進歩したまたは異なるフィルタ処理技術または回路トポロジーを用いた場合、これらのパラメータ値は変化し得る。

非MTM構造および技術と比較して、改良された効率を有し、アンテナの小型化を可能とするMTM技術を組み込んでいるシステムアーキテクチャもある。さらに、受動部品をこれらのアンテナに一体化することで、改良された挿入損失および帯域外除去を実現する、新たなアーキテクチャの設計が可能となり得る。例えば、受動部品を用いることで、μsecのタイミング精度でアンテナ切替信号をデコードするのに関与するGSM携帯電話の1つまたは複数の制御線の必要性をなくすことができる。このようなアーキテクチャが、GSM携帯電話システム等のデュアルバンドシステムに対する低コストソリューションを提供する実装例もある。

図5Aは、4アンテナデュアルバンド送受信機システム500の例を示す。システム500は、例えば、デュアルバンドGSM900/DCS1800における通信に対応し得る。システム500はデュアルバンドシステムである。つまり、該システムは、2つの周波数帯域における通信を処理可能である。明確にするために、示した例では、低域伝送路501と高域伝送路503とを識別している。各帯域伝送路は、受信アンテナおよび送信アンテナを有する。このように、各帯域伝送路は、受信伝送路および送信伝送路を有し、したがって、システム500は、RFフロントエンドモジュール502に4つの通信または送信伝送路を有する。システム500は、2つのカプラ520および524、2つのLPF536および540、ならびに2つのHPF528および532を有するRFフロントエンドモジュール502に結合された4つのシングルバンドアンテナ504、508、512、および516を含む。モジュール502は、低域LPF536に結合された低域PA550、高域LPF540に結合された高域PA554、低域HPF528に結合された低域Rx用SAW558、高域HPF532に結合された高域Rx用SAW562、ならびに低域Rx用SAW558および高域Rx用SAW562にそれぞれ結合された低域LNA594および高域LNA596をさらに含む。4つのアンテナ504、508、512、および516は、低域Txアンテナ504、低域Rxアンテナ508、高域Txアンテナ512、および高域Rxアンテナ516をそれぞれ提供するように、低域Tx(880〜915MHz)、低域Rx(925〜960MHz)、高域Tx(1710〜1785MHz)、および高域Rx(1805〜1880MHz)にそれぞれ対応するように同調される。

低域伝送路501では、Tx用PA550で受信されたTx信号が、LPF536、ついでカプラ520、最終的にTxアンテナ504へと送られて処理される。低域伝送路501では、Rxアンテナ508で受信されたRx信号が、カプラ520、HPF528、ついでRx用SAW558を通過することで処理される。高域伝送路503は、高域TxおよびRx信号に対して同様の動作を行う。

これらのアンテナ504、508、512、および516は、MTM構造に基づいて設計され得る。低域Txアンテナ504および低域Rxアンテナ508は、低域のTx伝送路とRx伝送路との間(例えば、点Lp1と点Lp4'との間)にアイソレーションを提供するように低域カプラ520に結合されている。同様の構成が、高域伝送路において適用され、高域Txアンテナ512および高域Rxアンテナ516の両方が、高域のTx伝送路とRx伝送路との間(例えば、点Hp1と点Hp4'との間)にアイソレーションを提供するように高域カプラ524に結合されている。MTMカプラを、カプラ520および524として用いて、それぞれの帯域伝送路で、送信伝送路と受信伝送路との間のアイソレーションを増強し得る。

上で説明したように、Tx信号伝送路とRx信号伝送路との間のアイソレーション技術は、Rx帯域に比してTx帯域をより考慮している。したがって、カプラ520および524は、Rx帯域よりもTx帯域においてデカップリングおよびアイソレーションをよく制御するように設計され得る。アイソレーションをさらに向上させるために、図5Aに示すように、低域HPF528および高域HPF532がそれぞれのRx伝送路に追加される。それぞれのPA出力で第二高調波および第三高調波を除去するように、低域LPF536および高域LPF540をそれぞれのTx伝送路に配置することで、主に図1および図2における高調波除去フィルタ136および144の機能が実行される。一例において、Tx伝送路上の部品の構成を通じた約1dBの挿入損失を占めることで、Tx帯域における最小アイソレーションは、低域では約26dB、高域では24dBであると推定される。

コスト削減に加えて、本アーキテクチャは、Tx帯域およびRx帯域の両方において改良された挿入損失およびアンテナ効率を提供し得る。本アーキテクチャの低挿入損失は、少なくとも部分的に、4ポートカプラが通過帯域でスルー伝送を行うことに起因する。MTMカプラおよびフィルタを組み込んだシステムは、PA出力とアンテナ給電点との間(すなわち、Lp1'とLp2との間およびHp1'とHp2との間)の挿入損失を改善し得る。さらに、このようなMTMソリューションは、給電点とRx用SAW入力との間(すなわち、Lp3とLp4'との間およびHp3とHp4'との間)の挿入損失を改善し得る。組み合わせられたTx/Rxアンテナの代わりに、TxアンテナとRxアンテナとを分離して用いることで、各帯域において、図5Aの4アンテナデュアルバンド送受信機システムと同様にアンテナ放射効率を向上し得る。というのも、アンテナインピーダンスは、より広い(TxおよびRx)組み合わせ帯域幅の代わりにより狭い(TxまたはRx)各帯域幅において、よりよい放射のための最適点に整合され得るからである。

同様のアイソレーションスキームが、低域および高域の両方に用いられ得る。以下では、低域のコンテクストにおけるアイソレーション技術を考える。本アーキテクチャにおいて、カプラの数は、該システムが対応している周波数帯域の数に相当し、各周波数帯域は、Tx帯域およびRx帯域を含む。

図5Bは、システム500の低域伝送路501について、Txアンテナ504からRx伝送路へのTx電力漏れを最小限にするアイソレーションスキームを示す。カプラ520は、以下の方法にしたがって、Rx伝送路上のTx信号を除去するように設計される。すなわち、(i)Lp2とLp3との間(すなわち、Txアンテナ504とRxアンテナ508との間)の結合を推定し、(ii)(i)で推定した結合と同一の結合レベルでカプラ520を設計し、(iii)カプラ520のLp1とLp2との間の位相、アンテナ504および508のLp2とLp3との間の位相、およびカプラ520のLp3とLp4との間の位相の合計が、カプラ520のLp1とLp4との間の位相より180°ずれるようにカプラ520を設計する。MTMカプラの設計および実装の詳細は、2008年12月20日に出願され「Multi-Metamaterial-Antenna Systems with Directional Couplers」と題された米国特許出願第12/340,657号に記載されている。図5Bは、カプラポートLp1とLp4との間およびHPFポートLp4とLp4'との間のTx帯域の除去の考慮、ならびにTx帯域全体の除去の考慮の例を示す。これらの考慮では、典型的なGSMシステムの考慮に基づいてデバイス特性を組み込んでいる。図5Bの下部の3つのグラフに示すように、Rx伝送路のHPF528は、Lp1とLp4'との間のTx帯域全体の除去を向上する助けとなっており、カプラ520のみによるTx帯域除去よりも優れた除去が実現される。

低域Tx伝送路と高域Rx伝送路との間のアイソレーションおよび高域Tx伝送路と低域Rx伝送路との間のアイソレーションの考慮は、大きな周波数のバンドギャップで結合が弱まるため、4アンテナデュプレクサのアーキテクチャにおいてストリンジェンジーが下がり得る。図5Aに示すようなアーキテクチャは、フィルタ、カプラ、および/またはアンテナにMTM技術を組み込んで構成され得、それによって、改良された挿入損失および帯域外除去を含む改良されたコストならびに性能がもたらされる。しかし、従来の、すなわち非MTM系技術も用いられ得る。

図6Aは、2アンテナデュアルバンド送受信機システム600(例えば、デュアルバンドGSM900/DCS1800における通信に対応し得るシステム)の例を示す。システム600は、2つのダイプレクサ612および616ならびに1つのPINダイオード620を有するRFフロントエンドモジュール602に結合された、2つのデュアルバンドアンテナ604および608を含む。モジュール602は、Tx用ダイプレクサ612に結合された高域PA650および低域PA654、Rx用ダイプレクサ616に結合された高域Rx用SAW658および低域Rx用SAW662、ならびに低域Rx用SAW658および高域Rx用SAW662にそれぞれ結合された低域LNA694および高域LNA696をさらに含む。本例において、2つのデュアルバンドアンテナ604および608は、MTM構造に基づいて設計され得る。デュアルバンドTxアンテナ604は、低域Tx(880〜915MHz)および高域Tx(1710〜1785MHz)に対応するように同調され、デュアルバンドRxアンテナ608は、低域Rx(925〜960MHz)および高域Rx(1805〜1880MHz)に対応するように同調される。2つの種類のダイプレクサ、すなわちTx用ダイプレクサ612およびRx用ダイプレクサ616は、Tx伝送路610およびRx伝送路611にそれぞれ結合されている。

図6Aに示すようなアーキテクチャの一局面では、Tx伝送路とRx伝送路との間にアイソレーションを実現するためのダイプレクサ612および616ならびにPINダイオード620と組み合わせて、Tx帯域およびRx帯域に対して、デュアルバンドTxアンテナ604およびデュアルバンドRxアンテナ608がそれぞれ用いられる。PINダイオード620は、デュアルバンドTxアンテナ604が信号を送信している間、Rx伝送路を遮断するようにデュアルバンドRxアンテナ608と並列または直列に接続され得る。PINダイオード620は、外部制御回路からの制御信号で制御され得る。あるいは、GSM携帯電話のベースバンドモデムで可能となるTx/Rxのオン/オフ制御は、本例において、PINダイオード620をON状態(Rx伝送路接続)およびOFF状態(Rx伝送路遮断)とする制御に通常用いられ得る。Tx帯域において、26dBを上回るアイソレーションが、低コストの市販されているPINダイオードを用いて達成され得る。

Tx用ダイプレクサ612は、Tx高域をTx低域から分離し、Rx用ダイプレクサ616は、Rx高域をRx低域から分離する。図6Aに概略的に示すように、Tx用ダイプレクサ612は、Tx低域に対するLPFおよびTx高域に対するBPFを含み得、Rx用ダイプレクサ616は、Rx低域に対するLPFおよびRx高域に対するHPFを含み得る。この構成により、以下の2つの特徴が得られる。第1に、TxおよびRx伝送路各々に対する周波数ペアリング(低域および高域)のために、本構成が、Tx伝送路からTx用ダイプレクサ612またはRx用ダイプレクサ616を経由してRx用SAWフィルタへのルーティング伝送路を提供する可能性が低いため、ダイプレクサに対するアイソレーション考慮が緩和される。この場合、26dBのアイソレーションではなく、15dBのバンド間アイソレーションが、高域ポートと低域ポートとをアイソレートするのに用いられ得る(TxについてHBTxpとLBTxpとの間、RxについてHBRxpとLBRxpとの間)。第2に、各TxおよびRx伝送路に対する周波数ペアリング(低域および高域)は、各ペアにおける高域と低域とが周波数で分離されるため、より大きなアイソレーションを提供する。一例において、ストリンジェントな考慮には、例えば、Tx用ダイプレクサ612の低域においてLPFについて25dBの第二高調波除去が含まれる。緩和された帯域外除去考慮および高域と低域との間の周波数における大きな分離を利用することにより、フィルタの次数を低下させ、それによりフィルタの設計を簡素化し得る。さらに、Tx用ダイプレクサ612の低挿入損失は、例えば、MTM技術を用いて達成し得る。

図6Bは、Tx用ダイプレクサ612およびRx用ダイプレクサ616についての周波数の関数として、同様の推定に基づいた、表1のもののような典型的な除去の考慮を示す。これらのダイプレクサは、従来の技術またはMTM技術のいずれかを用いて、PCB上で直接実装され得る。Tx低域伝送路上のTx用ダイプレクサ612におけるLPFは、図6Aに示すポートLBTxpおよびTxpを介した低域送信機の高調波除去を提供し、Tx高域伝送路に対するTx用ダイプレクサ612におけるBPFは、図6Aに示すポートHBTxpおよびTxpを介した高域送信機の適切な高調波除去に関与する。Rx用ダイプレクサ616も同様に動作する。このダイプレクサ616は、Rx低域に対してはLPFに基づき、Rx高域に対してはHPFに基づいて、Rx高域伝送路をRx低域伝送路から分離する。Rx用ダイプレクサ616は、受信回路のみを扱うため、Tx漏れ電力の除去は、Rx用ダイプレクサの設計にあまり影響を与えないと考えられる。さらに、Rxの高域と低域との間の周波数における大きな分離を利用して、Rx用ダイプレクサ616は、低挿入損失を実現するように設計され得る。

デュアルバンドTxアンテナ604およびデュアルバンドRxアンテナ608を用いることで、単一のデュアルバンドTx/Rxアンテナ(図1および図2に示すようなアンテナ)よりも効率が高くなり得る。というのも、これら2つのアンテナは、それぞれより狭い帯域に同調され得るためである。隣接したアンテナの位置および終端(オープンまたはショート)を適切に制御することで、放射効率をさらに向上し得る。例えば、2次(隣接)アンテナが、主たるアンテナ効率を向上させるリフレクタとして用いられ得る。同様の技術に基づき、Txアンテナ効率を向上させるために、PINダイオード620を用いて遮断する際、適切な位置決めを通しておよび/またはポートを終端設定することによりデュアルバンドRxアンテナ608を操作し得る。同様の技術が、シングルバンド、デュアルバンド、またはマルチバンドRxアンテナに結合された能動部品(例えば、スイッチ、PINダイオード等)を有し、Rxアンテナを接地短絡させるように能動部品を制御可能である構成に拡張され得る。その結果、Rxアンテナがリフレクタとして動作することで、Txアンテナ効率が向上される。

図7は、2アンテナデュアルバンド送受信機システム700の別の例を示す。システム700は、例えば、デュアルバンドGSM900/DCS1800システムにおける通信に対応し得る。図6Aに示す2アンテナデュアルバンド送受信機システム600と比較して、図7のシステム700は、図6AのRx伝送路に結合されたPINダイオード620の代わりに、TxおよびRx伝送路に結合されたカプラ720を含む。システム700は、Tx用ダイプレクサ712およびRx用ダイプレクサ716を有するシステム600と同様である。Tx伝送路710は、高域PA750および低域PA754を含む。Rx伝送路711は、高域Rx用SAWフィルタ758および低域Rx用SAWフィルタ762、ならびに高域Rx用SAW758に結合された高域LNA796および低域Rx用SAW762に結合された低域LNA794を含む。

カプラ720は、高域および低域の両方でTxアンテナ704からRxアンテナ708への電力漏れをカプラ720がデカップリングするという点において、図5Aの4アンテナデュアルバンド送受信機システム500において用いられるカプラ520および524と同様の機構で動作する。カプラ寸法に関する基本波長の考慮は、高域における結合が比較的弱いことを示す。したがって、カプラ720は、低域ではアンテナ704と708とをアイソレートし、高域ではスルー伝送線路として動作するように設計可能である。これは、例えば、MTMカプラの設計にLC回路を導入することにより可能である。カプラ720は、CRLHのMTM構造に基づいたデュアルバンド動作のために構成可能である。LH部分が主として低域特性を制御し、RH部分が主として高域特性を制御する。

進歩したフィルタ技術の出現に伴い、Rx用BPF技術は、例えば、バルク弾性波(BAW)または圧電薄膜共振器(FBAR)型技術を用いて入力電力に対する最大定格を上昇させる傾向にある。これにより、アイソレーション考慮の緩和がもたらされ得る。あるいは、アイソレーション考慮は、SAW、BAW、またはFBARフィルタの代わりにMTMフィルタを用いた場合に緩和され得る。

図8は、2アンテナデュアルバンド送受信機システムの別の例を示す。該システム800は、例えば、デュアルバンドGSM900/DCS1800通信システムに対応し得る。システム800は、Tx伝送路810およびRx伝送路811を含み、Tx伝送路810は、Tx用ダイプレクサ812に結合された高域PA850および低域PA854を含む。このシステム800は、SAWフィルタを含まず、Rx伝送路811上に高域LNA870および低域LNA874を含む。図6のアーキテクチャにおける高域Rx用SAW658、低域Rx用SAW662、Rx用ダイプレクサ616、およびPINダイオード620が、図8の1つのRx用ダイプレクサ816で置換されている。SAWフィルタを取り除くことにより、ポートTxpとRxpとの間のアイソレーションの考慮が、Tx帯域およびRx帯域の両方について緩和される。アイソレーション考慮が緩和されると、元のSAWフィルタのBPF機能を、高域および低域の両方に対してRx用ダイプレクサ816に組み込んで、Rxアンテナ808が受信を行っている間、Rx伝送路内の帯域外信号を除去し、Txアンテナ804が送信を行っている間、Rx伝送路へのTx電力漏れを除去することが可能である。Rx用ダイプレクサ816の設計および製造は、Tx漏れに抵抗可能なLTCC、多層セラミック、またはFBARに基づく技術に基づいていてもよい。本例において、MTMダイプレクサまたは非MTMダイプレクサを用いることが可能である。

図9は、2アンテナデュアルバンド送受信機システム900の別の例を示す。システム900は、例えば、デュアルバンドGSM900/DCS1800通信システムに対応し得る。システム900は、2つのダイプレクサ912および916ならびに1つのカプラ920を有するRFフロントエンドモジュール902に結合された2つのデュアルバンドアンテナ904および908を含む。モジュール902は、ダイプレクサ1 912に結合された高域PA950および低域Rx用SAW962、ダイプレクサ2 916に結合された低域PA954および高域Rx用SAW958、ならびに低域Rx用SAW962および高域Rx用SAW958にそれぞれ結合された低域LNA994および高域LNA996をさらに含む。本例において、2つのデュアルバンドアンテナ904および908は、MTM構造に基づいて設計され得る。デュアルバンドアンテナ1 904は、低域Rx(925〜960MHz)および高域Tx(1710〜1785MHz)に対応するように同調され、デュアルバンドアンテナ2 908は、高域Rx(1805〜1880MHz)および低域Tx(880〜915MHz)に対応するように同調される。図9に示すシステム900は、ダイプレクサ1 912およびダイプレクサ2 916が高域Txおよび低域Rxならびに高域Rxおよび低域Txとしてそれぞれ対にされること以外は、図7の2アンテナデュアルバンド送受信機システム700と同様である。このシステムにおいて、カプラ920は、相互に逆となる方向に伝送される信号を受ける。例えば、低域では、Tx信号がTxRxp2で入力されTxRxp1で出力される。高域では、逆となる。

図10は、2アンテナデュアルバンド送受信機システム1000の別の例を示す。このシステム1000は、例えば、デュアルバンドGSM900/DCS1800通信システムに対応し得る。システム1000は、2つのダイプレクサ1012および1016を有するRFフロントエンドモジュール1002に結合された2つのTx/Rxアンテナ1004および1008を含む。モジュール1002は、低域伝送路1001および高域伝送路1003を含み、低域伝送路1001は、低域ダイプレクサ1012に結合された低域PA1054および低域Rx用SAW1062を含み、高域伝送路1003は、高域ダイプレクサ1016に結合された高域PA1050および高域Rx用SAW1058を含む。低域LNA1094および高域LNA1096は、低域Rx用SAW1062および高域Rx用SAW1058にそれぞれ結合されている。本例において、2つのTx/Rxアンテナ1004および1008は、MTM構造に基づいて設計され得る。低域Tx/Rxアンテナ1004は、TxおよびRx低域(880〜960MHz)に対応するように同調され、高域Tx/Rxアンテナ1008は、TxおよびRx高域(1710〜1880MHz)に対応するように同調される。低域伝送路1001では、低域ダイプレクサ1012がTxおよびRx低域をカバーし、高域伝送路1003では、高域ダイプレクサ1016がTxおよびRx高域をカバーする。これらのダイプレクサ1012および1016は、低域Tx/Rxアンテナ1004および高域Tx/Rxアンテナ1008にそれぞれ結合されている。高域アンテナ1004と低域アンテナ1008との間の26dBを超えるアイソレーションは、本例において、2つの周波数帯域間の広い分離によって得ることができる。典型的に、従来のダイプレクサ技術を用いた場合、狭いバンドギャップ(例えば、それぞれ10MHzと20MHz)のために、低域ダイプレクサに26dBのアイソレーションを実現し、高域ダイプレクサに24dBのアイソレーションを実現することは困難である。しかし、このようなアイソレーションは、例えば、CRLH伝送線路の非直線な位相応答を用いることで達成され得る。MTMダイプレクサは、高アイソレーションの低コストのソリューションのために、低損失PCBまたはセラミック多層基板に印刷され得る。

図11は、1アンテナデュアルバンド送受信機システム1100の例を示す。システム1100は、例えば、デュアルバンドGSM900/DCS1800通信システムに対応し得る。システム1100は、2つのダイプレクサ1112および1116ならびに1つのSPDTのTx/Rxスイッチ1108を有するRFフロントエンドモジュール1102に結合された単一のデュアルバンドTx/Rxアンテナ1104を含む。図6Aに示す2アンテナデュアルバンド送受信機システム600と同様に、Tx用ダイプレクサ1112(一体化されたTx用LPFを含む)およびRx用ダイプレクサ1116は、Tx伝送路1101およびRx伝送路1103にそれぞれ結合され、モジュール1102は、Tx用ダイプレクサ1112に結合された高域PA1150および低域PA1154、Rx用ダイプレクサ1116に結合された高域Rx用SAW1158および低域Rx用SAW1162、ならびに低域Rx用SAW1162および高域Rx用SAW1158にそれぞれ結合された低域LNA1194および高域LNA1196をさらに含む。単一のデュアルバンドTx/Rxアンテナ1104は、MTM構造に基づいて設計され得、低域Tx(880〜915MHz)、高域Tx(1710〜1785MHz)、低域Rx(925〜960MHz)、および高域Rx(1805〜1880MHz)に対応するように同調され得る。SPDTのTx/Rxスイッチ1108が、Tx伝送路1101とRx伝送路1103とを切替えるのに用いられる。図6AのPINダイオード620のオン/オフ制御と同様に、SPDTのTx/Rxスイッチ1108は、外部制御回路からの制御信号で制御され得る。あるいは、GSM携帯電話のベースバンドモデムで可能となるTx/Rxのオン/オフ制御は、SPDTのTx/Rxスイッチ1108の制御に通常用いられ得る。図1に示す従来のデュアルバンド送受信機システムと比較した場合、2つのSPDTスイッチ、1つのダイプレクサ、および2つの高調波除去フィルタが、本例では1つのSPDTスイッチおよび2つのダイプレクサで置換されており、コスト上の利点が提供される。2つのダイプレクサのうちの少なくとも1つは、性能をさらに向上させるCRLH構造を有するMTMダイプレクサであり得る。

図12は、1アンテナデュアルバンド送受信機システム1200の別の例を示す。このシステム1200は、例えば、デュアルバンドGSM900/DCS1800通信システムに対応し得る。システム1200は、3つのダイプレクサ(すなわち、アンテナダイプレクサ1208、低域ダイプレクサ1212、および高域ダイプレクサ1216)を有するRFフロントエンドモジュール1202に結合された単一のデュアルバンドTx/Rxアンテナ1204を含む。図10のシステム1000のアーキテクチャと同様に、モジュール1202は、低域ダイプレクサ1212および高域ダイプレクサ1216、低域ダイプレクサ1212に結合された低域PA1254および低域Rx用SAW1262、高域ダイプレクサ1216に結合された高域PA1250および高域Rx用SAW1258、ならびに低域Rx用SAW1262および高域Rx用SAW1258にそれぞれ結合された低域LNA1294および高域LNA1296を含む。単一のデュアルバンドTx/Rxアンテナ1204は、MTM構造に基づいて設計され得、低域Tx(880〜915MHz)、高域Tx(1710〜1785MHz)、低域Rx(925〜960MHz)、および高域Rx(1805〜1880MHz)に対応するように同調され得る。図12のシステム1200は、単一のデュアルバンドTx/Rxアンテナ1204が用いられ、アンテナダイプレクサ1208が高域および低域においてアンテナポートをアイソレートするのに追加で用いられること以外は、図10の2アンテナデュアルバンド送受信機システムと同様の構成を有する。つまり、2つのアンテナ(すなわち、図10の低域Tx/Rxアンテナ1004および高域Tx/Rxアンテナ1008)が、1つのアンテナ(すなわち、単一のデュアルバンドTx/Rxアンテナ1204)および1つのアンテナダイプレクサ1208で置換されている。アンテナダイプレクサ1208は、高域と低域とを分離し、デュアルバンドTx/Rxアンテナ1204に結合されている。低域ダイプレクサ1212は、低域においてアンテナダイプレクサ1208に結合されている。本例において、低域のTx伝送路とRx伝送路との間で、26dBのアイソレーションが達成され得る。高域ダイプレクサ1212は、高域においてアンテナダイプレクサ1208に結合され、本例において、高域のTx伝送路とRx伝送路との間に24dBのアイソレーションを提供し得る。3つのダイプレクサのうちの少なくとも1つは、性能をさらに向上させるCRLH構造を有するMTMダイプレクサであり得る。

上記の送受信機システムにおいて1つ〜4つのアンテナを有するデュアルバンドシステムを記載した。一般に、通信システムは、単一周波数帯域または多重周波数帯域に対応するように設計可能である。各周波数帯域において、帯域幅の一部はTxモードで用いられ得、他の部分はRxモードで用いられ得、帯域をTx帯域とRx帯域とにそれぞれ分離する。各周波数帯域において、1つのアンテナが、TxおよびRxモードの両方に対応するのに用いられ得る。あるいは、1つの周波数帯域において、別々のTxおよびRxアンテナが、TxおよびRxモードにそれぞれ対応するのに用いられ得る。同一のシステム構成を複製して、TxおよびRxアンテナの多数のペアで多数の帯域をカバーし、各ペアが各帯域においてTxおよびRxモードに対応するようにすることも可能である。図5Aに示すシステムは、2つの帯域に対応するTxおよびRxアンテナの2つのペアを有するデュアルバンドシステムの一例を表している。図5Aに示す例において、同一の構成が低域および高域について複製される。したがって、図5Aの周波数帯域のうちの1つ(高域または低域のいずれか)に相当するシステム構成は、単一周波数帯域に対応する別々のTxおよびRxアンテナに結合されたRFフロントエンドモジュールを有する帯域あたり2アンテナの送受信機システムの第1のアーキテクチャを表している。

TxモードにおいてPAによって増幅されアンテナへと出力される電力は、Rxモードにおいてアンテナによって受信される電力よりも非常に大きい。上記に説明したように、Rx用回路機構を保護するために、Tx動作中のRx用回路機構に結合された電力を最小限にする必要がある。Txモードにおいて用いられる周波数とRxモードにおいて用いられるものとが近いため、従来、図1および図2の例に示すように、同一のアンテナを共有しながら送信回路機構と受信回路機構とを分離するのにTx/Rxスイッチが用いられる。対照的に、図5Aに示す4アンテナデュアルバンドシステムは、Tx/Rxスイッチを用いる代わりに受動部品(LPF、HPF、およびカプラ)を含むことで適切なアイソレーションを実現する、各周波数帯域(低域または高域)に対して別々にTxアンテナおよびRxアンテナを有する例である。帯域あたり2アンテナの同一の送受信機システムであるがアイソレーション回路機構が異なるシステムを、低コストかつ高性能の通信システムを実現するように工夫することが可能である。単一周波数帯域に対応する別々のTxおよびRxアンテナに結合されたRFフロントエンドモジュールを有するこのような帯域あたり2アンテナの送受信機システムの例および実装は、以下に記載される。同一のシステム構成を複製して、TxおよびRxアンテナの多数のペアで多数の帯域をカバーし、各ペアが各帯域においてTxおよびRxモードに対応するようにすることも可能であり、これによって、マルチアンテナマルチバンドの送受信機システムが得られる。

図13は、単一周波数帯域においてTx帯域およびRx帯域にそれぞれ対応する別々のTxアンテナ1304およびRxアンテナ1308を有するシステム1300を概略的に示すブロック図である。本例において、Txアンテナ1304は、PA1320に結合されたLPF1312に結合され、Rxアンテナ1308は、LNA1324に結合されたBPF1316に結合されている。したがって、アンテナ1304および1308をそれぞれ含むTx用とRx用との伝送路および回路機構は、物理的に分離されている。SAWフィルタはBPFの一種であるため、図5Aの例に示すようなRx用SAWフィルタ558または562の代わりに、より広いまたは異なる範囲の用途でのフィルタ処理にBPFが用いられ得る。LPF1312は、図5AのLPF536または540のように、PA1320によって発生した第二高調波および第三高調波を抑制するために主に用いられ得る。

図14は、Tx帯域およびRx帯域について一般に考えられるアイソレーションレベルの模式グラフである。アイソレーションレベルは、dB単位のアイソレーションで表される。Rx帯域よりもTx帯域での値の方が高いことが望ましい。上記に説明したように、これは、送信電力が受信電力よりも非常に大きいためである。したがって、図14に示すように、Tx帯域での高いアイソレーションが、受信回路機構を保護する上で望ましく、アイソレーションスキームを該システムに組み込むことが必要となる。望ましいアイソレーションレベルを維持することに加えた、別の設計目標として、TxアンテナおよびRxアンテナの両方でアンテナ効率を最適化することが挙げられる。別々のTxおよびRxアンテナを用いることの1つの利点は、各アンテナの設計が、その周波数帯域、空間利用可能性、アンテナが接続される回路機構の特性や、様々な他の要因に基づいて別々に最適化され得ることにある。

図15は、単一周波数帯域に対応する別々のTxアンテナ1504およびRxアンテナ1508に結合されたRFフロントエンドモジュールを有する帯域あたり2アンテナの送受信機システム1500の第2のアーキテクチャのブロック図を示す。本例において、Tx帯域は、880MHz〜915MHzの範囲であり得、Rx帯域は、925MHz〜960MHzの範囲でありGSM帯域をカバーし得る。Tx帯域とRx帯域との間に、約10MHzのバンドギャップが存在する。システム1500は、Rxアンテナ1508とBPF1516との間にノッチフィルタ1528を含み、図14に示すアイソレーションの考慮で定められる望ましいアイソレーションを実現する。LPF1512は、PA1520によって発生した第二高調波および第三高調波を抑制するために主に用いられ得る。システム1500のアーキテクチャは、望ましいアイソレーションを実現するために、ノッチフィルタ1528が、低域ではHPF528とカプラ520との組み合わせと、または高域ではHPF532とカプラ524との組み合わせと置換されていること以外は、図5Aにおける帯域あたり2アンテナの送受信機システム500の第1のアーキテクチャと同様である。

Tx帯域およびRx帯域が広い場合、Tx信号伝送路とRx信号伝送路との間の結合が上昇し得、性能の低下に繋がる。位相シフタが、BPF1516とノッチフィルタ1528との間に含まれ、ノッチフィルタ除去レベルを上昇させ、それにより広い帯域への適用のために適切なアイソレーションを提供し得る。

図16A〜図16Cは、図15における帯域あたり2アンテナの送受信機システム1500の第2のアーキテクチャの実装例を示す。図16Aは、ノッチフィルタ1528、Txアンテナ1504、およびRxアンテナ1508を実装する構造の3D図を示す。図16Bは、該構造の最上層の上面図を示し、図16Cは、該構造の底層の上面図を示す。LPF1512およびBPF1516は、図16A〜図16Cに示す構造に外部結合され得る。この構造は、FR-4基板に印刷され得る。明確にするために、最上層1604、基板1608、および底層1612は、組み立てられた状態で対応する点同士および線同士を繋ぐ点線とともに、図16Aの3D図に別々に示される。この構造において、Txアンテナ1504が、基板1608の一端に形成され、Rxアンテナ1508が、基板1608の他端に形成され、ノッチフィルタ1528が、最上層1604に形成される。

Txアンテナ1504の入力部は、コプレーナ導波路(CPW)給電路1 1624を介してポートP1に結合されている。ポートP1は、図16A〜図16Bに示す構造の外部に位置するLPF1512に結合され得る。ノッチフィルタ1528は、最上層1604に形成され、Rxアンテナ1620とポートP2との間のCPW給電路2 1632に結合されている。ポートP2は、図16A〜図16Cに示す構造の外部に位置するBPF1516に結合され得る。LPF1512およびBPF1516の両方が、既製の市販されている部品であり得る。LPF1512は、PA1520によって発生した高調波を抑制するのに用いられる。BPF1516は、SAWフィルタとすることが可能である。

各アンテナの導電部分は、給電ライン、出射パッド、セルパッチ、ビア、およびビアラインを含む。Txアンテナ1616については、給電ライン1 1636、セルパッチ1 1640、ビア1 1644、およびビアライン1 1648が含まれ、Rxアンテナ1620については、給電ライン2 1652、セルパッチ2 1656、ビア2 1660、およびビアライン2 1664が含まれる。アンテナ構造に関する以下の説明の大部分が、Txアンテナ1504およびRxアンテナ1508の両方にあてはまる。説明には、適宜、個々の符番があてられている。給電ライン1636/1652の一端は、CPW給電路1624/1632に結合されている。CPW給電路1624/1632は、最上層1604の上側接地面1670に形成される。上側接地面1670は、該上側接地面の下方にある底層1612に形成された底側接地面1671と対にされている。あるいは、アンテナ1616/1620は、別の層の接地面、プローブパッチ、またはケーブルコネクタを必要としないCPW給電路を備え得る。給電ライン1636/1652の他端は、出射パッド(Txアンテナ1616については出射パッド1 1680およびRxアンテナ1620については出射パッド2 1681)を形成するように変形され、結合ギャップを介して、セルパッチ1640/1656へ信号を方向付けたり、当該セルパッチから信号を受信したりする。

上記に記載したように、ビア1644/1660は、最上層1604と底層1612との間に導電性経路すなわち導電接続を提供する。ビア1644/1660は、基板1608に形成され、最上層1604のセルパッチ1640/1656を底層1612のビアライン1648/1664に接続する。ビアライン1648/1664は、底層1612に形成され、ビア1644/1660を結合することにより、セルパッチ1640/1656を底側接地面1671に結合する。これらの導電部分および基板の一部は、CRLH特性を有するMTMアンテナ構造をともに形成する。これらの導電部分の形状および寸法は、本例において、880MHz〜915MHzの範囲にあるTx帯域および925MHz〜960MHzの範囲にあるRx帯域をカバーするような適切なマッチングで、周波数共振を発生させる、分布したL_R、C_R、L_L、およびC_LのCRLHユニットセルを提供するように構成され得る。このような二重層MTMアンテナ構造の実装および分析の詳細は、2008年11月13日に出願され「Metamaterial Structures with Multilayer Metallization and Via」と題された米国特許出願第12/270,410号に記載されている。あるいは、MTMアンテナは、単一層または二重層ビアなし構造に基づき得る。このようなMTMアンテナ構造の実装および分析の詳細は、2008年10月13日に出願され「Single-Layer Metallization and Via-Less Metamaterial Structures」と題された米国特許出願第12/250,477号に記載されている。さらに、非平面(3次元)MTMアンテナ構造は、多重基板構造に基づいて実現され得る。このような多重基板に基づいたMTM構造の例および実装は、2009年5月13日に出願され「Non-Planar Metamaterial Antenna Structures」と題された米国特許出願第12/465,571号に記載されている。さらに、二重または多重ポートMTMアンテナも、用いられ得る。その詳細は、2009年11月9日に出願され「Multi-Port Frequency Band Coupled Antennas」と題された米国仮特許出願第61/259,589号に記載されている。

図17は、図16A〜図16Cに示す上記実装において用いられるノッチフィルタ1528の構造の詳細を示す。ノッチフィルタ1528は、CPW給電路2 1632に結合されたフィルタポート1 1704およびフィルタポート2 1708を有する2ポートデバイスである。ノッチフィルタ1628は、上側接地面1670を有する最上層1604に形成され、短絡スタブ1716に結合された接続パッド1712で結合された2つの直列キャパシタC1およびC2を含む。本例において、1つの伝送線路TL1は、CPW給電路2 1652をC1に結合し、もう1つの伝送線路TL2は、C2を上側接地面1670に結合する。つまり、TL2の端部は、接地短絡される。あるいは、TL2の端部は、開放されたままでもよい。各キャパシタC1およびC2は、LH直列キャパシタンスC_Lを提供する。TL1およびTL2は、図3Fに示すように、RH直列インダクタンスL_RおよびRHシャントキャパシタンスC_Rで表されるRH特性を提供する。短絡スタブ1716は、LHシャントインダクタンスL_Lを提供する。したがって、ノッチフィルタ1628は、選択された周波数におけるフィルタ処理性能を増強するCRLH特性を具現化する。このような周波数選択デバイスの実装および分析の詳細は、2009年2月18日に出願され「A Metamaterial Power Amplifier System and Method for Generating Highly Efficient and Linear Multi-Band Power Amplifiers」と題された米国仮特許出願第61/153,398号に記載されている。

図18は、図17に示すノッチフィルタ1528の反射損失および挿入損失をグラフで示す。導電部分の形状および寸法ならびに集中定数素子値は、図18に示すように、Tx帯域における挿入損失が低下するように構成可能である。したがって、ノッチフィルタ1528は、Tx帯域において伝送を効果的に遮断し、Rx帯域において信号を通過させ得る。

図19は、図16A〜図16Cおよび図17に示す実装例の反射損失およびアイソレーションをグラフで示す。Txアンテナについての反射損失とRxアンテナについての反射損失は、別々に示されている。アイソレーションは、2つのアンテナの分離をdBで示す。グラフに示されるように、本例において、Tx周波数帯域は880MHz〜915MHzの間に見られ、Rx周波数帯域は925MHz〜960MHzの間に見られる。代替の例では、代替の周波数帯域割当てを行い得る。Tx周波数帯域およびRx周波数帯域は、影つきで示している。グラフは、Tx帯域におけるアイソレーションレベルが、Rx帯域におけるアイソレーションレベルよりも非常に高いことを示す。したがって、Tx動作中のRx用回路機構は、ノッチフィルタ1528によって実現されるアイソレーションによって効果的に保護され得る。

ノッチフィルタ1528がTx帯域における大きな信号抑制を提供する場合、ノッチフィルタ1528を用いた第2のアーキテクチャの上記実装により、望ましいレベルのアイソレーションが得られる。しかし、Tx帯域とRx帯域との間のバンドギャップが小さいために、このようなTx帯域における大きな信号抑制は、ある条件下でRx帯域における挿入損失を上昇させ得、これにより、Rxアンテナの放射電力が低下する。

図20は、単一周波数帯域に対応する別々のTxアンテナ2004およびRxアンテナ2008に結合されたRFフロントエンドモジュールを有する帯域あたり2アンテナの送受信機システム2000の第3のアーキテクチャのブロック図を示す。例えば、Tx周波数帯域は、880MHz〜915MHzの範囲であり得、Rx帯域は、925MHz〜960MHzの範囲でありGSM帯域をカバーし得る。図20の第3のアーキテクチャにおける挿入損失は、追加の部品を用いることで、図15の第2のアーキテクチャよりも低下し得る。本例におけるTx帯域およびRx帯域の範囲ならびに帯域間のバンドギャップは、図15の前例と一致する。図14のアイソレーションの考慮は、MTM方向性カプラ2032、MTM伝送線路2036、およびノッチフィルタ2028を用いることにより達成され得る。MTM方向性カプラ2032は、Tx帯域の一部分について実質的なアイソレーションを提供するように構成され得、ノッチフィルタ2028は、Tx帯域の残りの部分について実質的なアイソレーションを提供するように構成され得る。この第3のアーキテクチャは、BPF2016とRxアンテナ2008との間の挿入損失を低下させながら、第2のアーキテクチャと同様のアイソレーションレベルを実現し得る。

Tx帯域およびRx帯域が広い場合、Tx帯域とRx帯域とが互いに接近し、帯域間のバンドギャップが低下する。したがって、Tx信号伝送路とRx信号伝送路との間の結合が上昇し得、性能の低下に繋がる。位相シフタが、BPF2016とノッチフィルタ2028との間に含まれ、ノッチフィルタ除去レベルを上昇させ、それにより広い帯域への適用に適切なアイソレーションを提供し得る。

図21A〜図21Cは、図20における帯域あたり2アンテナの送受信機システム2000の第3のアーキテクチャの実装例であり、3D図、最上層の上面図、および底層の上面図をそれぞれ示す。図21A〜図21Cに示す構造は、Txアンテナ2004、Rxアンテナ2008、ノッチフィルタ2028、MTM TL2036、およびMTM方向性カプラ2032を実装する。LPF2012およびBPF2016は、図21A〜図21Cに示す構造に外部結合され得る。この構造は、FR-4基板に印刷され得る。明確にするために、最上層2104、基板2108、および底層2112は、組み立てられた状態で対応する点同士および線同士を繋ぐ点線とともに、図21Aの3D図に別々に示される。この構造において、Txアンテナ2004が、基板2108の一端に形成され、Rxアンテナ2008が、基板2108の他端に形成される。説明したように、ビア2141、2142、2143、および2144は、層間に導電接続を提供する。

CPW給電路1 2136、2 2137、および3 2138は、上側接地面2191に形成され、CPW給電路4 2139および5 2140は、底側接地面2192に形成される。MTM TL2036およびMTM方向性カプラ2032は、最上層2104に形成され、ノッチフィルタ2028は、底層2112に形成される。MTM方向性カプラ2032は、2つの入力ポートおよび2つの出力ポートを有する4ポートデバイスである。Txアンテナ2004の入力部は、CPW給電路1 2136を介してMTM TL2036の一端に結合されている。MTM TL2036の他端は、MTM方向性カプラ2032の入力ポートの1つに結合されている。Rxアンテナ2008の入力部は、MTM方向性カプラ2032の他方の入力ポートに直接結合されている。MTM方向性カプラ2032の出力ポートの1つは、CPW給電路3 2138を介してビア3 2143に結合されており、他方の出力ポートは、CPW給電路2 2137を介してビア4 2144に結合されている。ビア3 2143およびビア4 2144は、基板2108に形成され、CPW給電路4 2139およびCPW給電路5 2140は、底層2112に形成される。CPW給電路3 2138と4 2139とは、ビア3 2143で接続され、CPW給電路2 2137と5 2140とは、ビア4 2144で接続される。ノッチフィルタ2132は、底層2112のCPW給電路4 2139に結合されたフィルタポート1および2を有する2ポートデバイスであるため、Rx伝送路上のMTM方向性カプラ2032の出力部に結合されていることになる。本例において、ポートP1およびP2は、底層2112に形成される。ポートP1は、LPF2012に結合され得、ポートP2は、BPF2016に結合され得る。LPF2012およびBPF2016の両方が、既製の市販されている部品であり得る。LPF2012は、PAによって発生した高調波を抑制するのに用いられる。BPF2016は、SAWフィルタであってもよい。

各アンテナに対する導電部分は、給電ライン、出射パッド、セルパッチ、ビア、およびビアラインを含む。これらは、Txアンテナ2116に対しては、給電ライン1 2150、セルパッチ1 2154、ビア1 2141、およびビアライン1 2158で示され、Rxアンテナ2120に対しては、給電ライン2 2160、セルパッチ2 2164、ビア2 2142、およびビアライン2 2168で示される。これらの導電部分および基板2108の部分は、CRLH特性を有するMTMアンテナ構造をともに形成する。各アンテナにおいて、各給電ラインの端部は、出射パッド(Txアンテナ2004に対しては出射パッド1 2180およびRxアンテナ2008に対しては出射パッド2 2181)を形成するように変形され、結合ギャップを介して、セルパッチへ信号を方向付けたり、当該セルパッチから信号を受信したりする。図16A〜図16Cにおけるシステム1600の第2のアーキテクチャの実装例と比較して、各アンテナにおけるこれらの導電部分の形状および寸法を少し変更することで、Tx帯域およびRx帯域にわたって望ましいまたは指定したマッチングが得られる。

図22は、図21A〜図21Cに示す第3のアーキテクチャの実装例におけるMTM TL2036およびMTM方向性カプラ2032の詳細を示す。MTM TL2036は、2つのキャパシタC1およびC2ならびに2つのインダクタL1およびL2を有する。各C1およびC2は、LH直列キャパシタンスC_Lを有するように構成され得、各L1およびL2は、LHシャントインダクタンスL_Lを有するように構成され得る。CPW給電路1 2136が図3Fに示すようにRHシャントキャパシタンスC_RおよびRH直列インダクタンスL_Rを含む等価回路モデルをRH特性に加えることを考えると、このMTM TL2124は、2つのCRLHユニットセルを有しているものとして捉えられ得る。MTM方向性カプラ2032は、3つのキャパシタC3、C4、およびC5、ならびに2つのインダクタL3およびL4を含む。各C3およびC4は、LH直列キャパシタンスC_Lおよび2つの伝送路間に相互キャパシタンスCmを有するように構成され得る。各L3およびL4は、LHシャントインダクタンスL_Lを有するように構成され得る。よって、MTM方向性カプラ2032は、結合されたCRLHユニットセルを有しているものとして捉えられ得る。MTM方向性カプラの実装および分析の詳細は、2008年12月20日に出願され「Multi-Metamaterial-Antenna Systems with Directional Couplers」と題された米国特許出願第12/340,657号に記載されている。

図23は、図21A〜図21Cに示す第3のアーキテクチャの実装例において用いられるノッチフィルタ構造2028の詳細を示す。ノッチフィルタ2028は底層2112に形成され、CPW給電路4 2139に結合されたフィルタポート1 2316およびフィルタポート2 2320を有し、接続パッド2304で接続された2つの直列キャパシタC6およびC7を含む。図23のノッチフィルタ2028の構造は、より長く蛇行している短絡スタブ1 2308でTL2を置換し、インダクタL5が短絡スタブ2 2312の伝送路長さを短縮するために追加されること以外は、図17に示された構造と同様である。各C6およびC7は、LH直列キャパシタンスC_Lを有するように構成可能である。各TL1および短絡スタブ1 2308は、図3Fに示すようにRH直列インダクタンスL_RおよびRHシャントキャパシタンスC_Rで表されるRH特性を提供する。L5を有する短絡スタブ2 2312は、LHシャントインダクタンスL_Lを提供する。

上記実装例において、Tx帯域の一部分に対するアイソレーションの考慮は、MTM TL2036(図22)の位相およびMTM方向性カプラ2032(図22)の結合レベルを制御することに関し得る。Tx帯域の残りの部分に対するアイソレーションの考慮は、ノッチフィルタ2028(図23)を用いることに関し得る。

図24は、構造からノッチフィルタ2028を除いた図21〜図23における第3のアーキテクチャの実装例の反射損失およびアイソレーションをグラフで示す。グラフは、MTM方向性カプラ2032およびMTM TL2036が含まれる場合、これらの素子を含まずにTxおよびRxアンテナを有する場合と比較して、アイソレーションが大きく改良されることを示す。グラフに示すように、−26dB以上のアイソレーションが、Tx帯域の一部である903MHz〜915MHzの範囲である周波数において得られ得る。MTM方向性カプラ2032およびMTM TL2036を用いることでアイソレーションが向上するので、880MHz〜903MHzの周波数範囲における結合を所定のレベルに低下させるためのノッチフィルタ2028に対する考慮は、MTM方向性カプラを有さない図16〜図17に示す第2のアーキテクチャの実装例と比較して満足させることが簡単となる。

図25は、図23に示すノッチフィルタ2028の反射損失および挿入損失をグラフで示す。グラフは、Rx帯域における挿入損失が−0.9dBを下回り得、880MHzで約−9dBのアイソレーションが得られ得ることを示す。図16〜図17に示す第2のアーキテクチャの実装例について図18に示す挿入損失と比較してTx帯域の抑制が少ないことにより、Rx帯域における低挿入損失が達成される。

図26は、MTM方向性カプラ2036、MTM TL2032、およびノッチフィルタ2028の組み合わせを用いた場合の反射損失およびアイソレーションをグラフで示す。グラフは、アンテナ放射電力を犠牲にすることなく−26dB以上のアイソレーションがTx帯域全体にわたって達成可能であることを示す。

図27は、単一の帯域に対応する別々のTxアンテナ2704およびRxアンテナ2708に結合されたRFフロントエンドモジュールを有する帯域あたり2アンテナの送受信機システム2700の第4のアーキテクチャのブロック図を示す。例えば、Tx帯域は、880MHz〜915MHzの範囲であり、Rx帯域は925MHz〜960MHzの範囲でありGSM帯域をカバーする。第4のアーキテクチャは、Rxアンテナ2708とBPF2716との間に位相シフタ2740を含み、Tx帯域において求められるアイソレーションを提供する。さらに、該モジュールは、PA2720に結合されたLPF2712を含む。

図28Aは、Rxアンテナ2708の入力インピーダンスを示し、図28Bは、位相シフタ2740およびBPF2716の方を向いた点に関する入力インピーダンスを示す。スミスチャートを用いて、Rxアンテナ2708、位相シフタ2740、およびBPF2716のインピーダンスがアイソレーションに影響を与えるようにどのように操作され得るかを説明する。示された例において、位相シフタ2740は、Rxモードにおいて50Ω伝送線路のように動作するが、Txモードにおいてはインピーダンス変成器のように動作する。Rxモードにおいて、BPF2716、位相シフタ2740、およびRxアンテナ2708は、Rx帯域において同一のインピーダンスを有し、Rxアンテナ2708からRx用回路機構への最適な電力転送を確実にし得る。Txモードにおいて、Tx帯域におけるRxアンテナ2708と位相シフタ2740とBPF2716との間の大きなインピーダンス不整合により、Rxアンテナ2708がTx帯域における信号を受信するのを効果的に防止し得、さらに、Rx用回路機構への信号の伝播を防止し得る。

別々のTxおよびRxアンテナを有する時分割複信(TDD)システム等のいくつかの用途において、送信回路機構と受信回路機構とが同一のTx帯域およびRx帯域に対して異なる時限中に動作する。例えば、Txモードにおいて、PAがオン状態であって約50Ωのインピーダンスを有し、LNAがオフ状態であって50Ωとは異なったインピーダンスを有する。Rxモードにおいて、LNAがオン状態であって約50Ωのインピーダンスを有し、PAがオフ状態であって50Ωとは異なったインピーダンスを有する。したがって、TxおよびRxモードで動作している際、TxおよびRxアンテナは、異なるインピーダンスによって終端される。送信回路機構と受信回路機構との間のアイソレーションは、図28Aおよび図28Bのスミスチャートに基づいて上記に説明したように、送信/受信回路機構のオン/オフ状態のインピーダンス変化を通じて調節され得る。具体的には、LNAがオフでありインピーダンスが50Ωではなく、Rxアンテナが50Ωに整合されるTxモードにおいて、位相シフタ、カプラ、または両者の組み合わせが、Rx伝送路で用いられて、Rxアンテナの入力インピーダンスと、BPFおよび位相シフタ、BPFおよびカプラ、またはBPFおよび両者の組み合わせの方を向いた点に関する入力インピーダンスとの間に大きな不整合を提供し得る。したがって、適切なアイソレーションは、受動部品を用いたインピーダンス変更スキームに基づいて、TDDの場合に提供され得る。上記において、例として用いられた典型的なシステムインピーダンスは50Ωであったが、システムインピーダンスは別の値であってもよく、本明細書において提示されるアーキテクチャおよび分析は、他のインピーダンス状況に対しても同様に適用される。

図29Aおよび図29Bは、図27におけるシステム2700の第4のアーキテクチャの実装例であり、最上層2910の上面図および底層2925の上面図をそれぞれ示す。この構造は、Txアンテナ2704、Rxアンテナ2708、および位相シフタ2708を実装する。LPF2712およびBPF2716は、該構造に外部結合され得る。この構造は、FR-4基板に印刷され得る。本例において、Txアンテナ2704が、基板の一端に形成され、Rxアンテナ2708が、基板の他端に形成される。上側接地面2901および底側接地面2902は、基板の最上層2910および底層2925にそれぞれ形成される。Txアンテナ2904およびRxアンテナ2908は、第2の例と同様に構成される。しかし、アンテナの設計は、同調およびマッチング条件、空間の制約、ならびに他の考慮に応じて変更可能である。位相シフタ2740は、上層2910に形成される。Txアンテナ2704の入力部は、CPW給電路1 2916に結合されている。Rxアンテナ2708の入力部は、位相シフタ2740を介してCPW給電路2 2920に結合されている。本例において、ポートP1およびP2は、最上層2910に形成される。ポートP1は、LPF2712に結合され得、ポートP2は、BPF2716に結合され得る。LPF2712およびBPF2716の両方が、既製の市販されている部品であり得る。LPF2712は、PA2720によって発生した高調波を抑制するのに用いられる。BPF2716は、SAWフィルタであってもよい。

図30は、本実装例における位相シフタ構造2740の詳細を示す。本例において、位相シフタ2740は、2つの直列インダクタL1およびL2ならびに1つのシャントキャパシタC1を有するT形回路を用いて実現される。インダクタおよびキャパシタは、集中定数素子または分布定数素子のいずれかであり得る。2つの直列キャパシタおよび1つのシャントインダクタを有する別のT形回路も用いられ得る。T形回路の代わりに、2つのシャントインダクタおよび1つの直列キャパシタまたは1つの直列インダクタおよび2つのシャントキャパシタを含むπ形回路も用いられ得る。

図31は、図30に示す位相シフタ2740を有する図29Aおよび図29Bの実装例の反射損失およびアイソレーションをグラフで示す。グラフは、−24dB以上のアイソレーションがTx帯域全体にわたって達成され得ることを示す。

Rxモードにおいて、Tx用回路機構がオフ状態にある場合または送信を行っていない場合であっても、Rxアンテナ効率は、Txアンテナに影響され得る。Txアンテナは、Rxアンテナに対する負荷要素のように動作し、Rxアンテナ効率を上昇または下降させ得る。したがって、Rxアンテナ効率は、Txアンテナの適切な終端を設計することにより、上昇させ得る。

図32は、単一の帯域に対応する別々のTxアンテナ3204およびRxアンテナ3208に結合されたRFフロントエンドモジュールを有する帯域あたり2アンテナの送受信機システム3200の第5のアーキテクチャのブロック図を示す。例えば、Tx帯域は、880MHz〜915MHzの範囲であり得、Rx帯域は、925MHz〜960MHzの範囲でありGSM帯域をカバーし得る。Tx伝送路においてLPF3212とPA3220との間に位相シフタII 3230が追加される。これは、図27に示すシステム2700の第4のアーキテクチャにおけるRx伝送路上の位相シフタ2740に追加されるものである。図27の位相シフタ2740は、図32の第5のアーキテクチャにおいて、位相シフタI 3234とされている。Txモードにおいて、位相シフタII 3230は、LPF3212およびTxアンテナ3204の入力インピーダンスを、PA3220が最適な出力電力を有する最適点へと変成する。Rxモードにおいて、位相シフタII 3230は、LPF3212およびPA3220(オフ状態)の入力インピーダンスをTxアンテナ3204が適切に終端される最適点へと変成する。したがって、Rxアンテナ3208は、最適な放射効率を実現可能である。位相シフタは、図15のシステム1500の第2のアーキテクチャ、図20のシステム2000の第3のアーキテクチャ、または他の任意のアーキテクチャにおいて、LPF3212とPA3220との間に追加され、Rxアンテナ効率およびPA出力電力を向上し得る。T形回路またはπ形回路の設計が、集中定数素子の形態または分布定数素子の形態のいずれかで部品を有する位相シフタII 3230等の位相シフタを実現するのに用いられ得る。

位相シフタ、ノッチフィルタ、または両者の組み合わせが、BPFに結合されて適切なアイソレーションを提供するようにRx伝送路上に含まれ得る。送受信機システムは、シングルバンド、デュアルバンド、またはマルチバンド動作に対して構成され得る。デュアルバンドおよびマルチバンドの場合、Rx伝送路上のいずれか1つまたは複数の帯域伝送路に、位相シフタ、ノッチフィルタ、または両者の組み合わせが含まれ得る。デュアルバンドの例では、高域Rx伝送路、低域Rx伝送路、または高域および低域Rx伝送路の両方に、位相シフタ、ノッチフィルタ、または両者の組み合わせが含まれ得る。

なお、望ましいアイソレーションレベルおよびアンテナ効率が達成されるのであれば、本明細書において提示されるシステムアーキテクチャにおいて用いられるアンテナ、フィルタ、ダイプレクサ、カプラ、および他の部品は、MTM系または非MTM系であり得る。

本書類は多くの具体例を含むが、これらは本発明または特許請求の範囲を限定するものであると解釈されるべきではなく、本発明の特定の態様に固有の特徴を説明するものとして解されるべきである。別々の態様の文脈で本書類に記載されたいくつかの特徴は、単一の態様で組み合わせても実装可能である。逆に、単一の態様の文脈で記載された様々な特徴は、多数の態様で、別々に、または任意の適切なサブ組み合わせとしても実装可能である。さらに、ある組み合わせで特徴が動作するように記載されて当初はそのように主張され得たとしても、場合によっては、主張された組み合わせからの1つまたは複数の特徴を、該組み合わせから排除することが可能であり、主張された組み合わせは、サブ組み合わせまたはサブ組み合わせ変更例へと向けられ得る。

ごくわずかの実装が開示されている。開示された実装および他の実装は、上記記載および説明に基づいて変更および拡大し得る。

Claims (5)

1. 第1の周波数範囲および第2の周波数範囲に対応する複数のアンテナと、
   前記第1の周波数範囲内の第1のRF信号を処理して前記複数のアンテナから該第1のRF信号を送信する第1の回路と、
   前記複数のアンテナで受信された、前記第2の周波数範囲内の第2のRF信号を処理する第2の回路と、
   前記複数のアンテナ、前記第1の回路、および前記第2の回路に結合され、前記第1の回路と前記第2の回路との間に電磁アイソレーションを提供するアイソレーション回路とを含み、
   前記第1の周波数範囲が、第1の帯域を含み、
   前記第2の周波数範囲が、第2の帯域を含み、
   前記第1の回路が、前記第1の帯域内の前記第1のRF信号を処理する第1の電力増幅器を含み、
   前記第2の回路が、前記第2の帯域内の前記第2のRF信号を処理する第1の低雑音増幅器を含み、
   前記複数のアンテナが、
   前記第1の帯域に対応する第1のアンテナと、
   前記第2の帯域に対応する第2のアンテナとを含み、かつ
   前記アイソレーション回路が、
   前記第1の電力増幅器に結合されたローパスフィルタと、
   前記第1の低雑音増幅器に結合されたバンドパスフィルタとを含み、
   前記アイソレーション回路が、前記バンドパスフィルタおよび前記第2のアンテナに結合されたノッチフィルタをさらに含み、
   前記アンテナシステムが、第1及び第2のメタライゼーション層を支持する基板構造を含み、
   前記第1のアンテナが、前記基板構造の第1の端部に形成され、
   前記第2のアンテナが、前記基板構造の第2の端部に形成され、
   前記第2のアンテナが、コプレーナ導波路(CPW)給電路の部分を通じて前記第1のメタライゼーション層に結合され、
   前記ノッチフィルタが、前記第2のメタライゼーション層に形成され、かつ前記コプレーナ導波路(CPW)給電路の別の部分及び前記第1のメタライゼーション層と前記第2のメタライゼーション層とを接続する導電ビアを介して前記第2のアンテナに結合されている、アンテナシステム。
2. 第1の周波数範囲および第2の周波数範囲に対応する複数のアンテナと、
   前記第1の周波数範囲内の第1のRF信号を処理して前記複数のアンテナから該第1のRF信号を送信する第1の回路と、
   前記複数のアンテナで受信された、前記第2の周波数範囲内の第2のRF信号を処理する第2の回路と、
   前記複数のアンテナ、前記第1の回路、および前記第2の回路に結合され、前記第1の回路と前記第2の回路との間に電磁アイソレーションを提供するアイソレーション回路とを含み、
   前記第1の周波数範囲が、第1の帯域を含み、
   前記第2の周波数範囲が、第2の帯域を含み、
   前記第1の回路が、前記第1の帯域内の前記第1のRF信号を処理する第1の電力増幅器を含み、
   前記第2の回路が、前記第2の帯域内の前記第2のRF信号を処理する第1の低雑音増幅器を含み、
   前記複数のアンテナが、
   前記第1の帯域に対応する第1のアンテナと、
   前記第2の帯域に対応する第2のアンテナとを含み、かつ
   前記アイソレーション回路が、
   前記第1の電力増幅器に結合されたローパスフィルタと、
   前記第1の低雑音増幅器に結合されたバンドパスフィルタとを含み、
   前記アイソレーション回路が、
   前記バンドパスフィルタに結合されたノッチフィルタと、
   前記ローパスフィルタ、前記ノッチフィルタ、および前記第2のアンテナに結合されたカプラと、
   前記カプラおよび前記第1のアンテナに結合された伝送線路とをさらに含み、
   前記アンテナシステムが、第1のメタライゼーション層および第2のメタライゼーション層を含む1つまたは複数のメタライゼーション層を支持する基板構造を含み、
   前記第1のアンテナが、前記基板構造の第1の端部に形成され、
   前記第2のアンテナが、前記基板構造の第2の端部に形成され、
   前記カプラおよび前記伝送線路が、前記第1のメタライゼーションに形成され、かつCPW給電路の一部分を介して結合され、かつ
   前記ノッチフィルタが、前記第2のメタライゼーション層に形成され、かつ前記CPW給電路の別の部分および前記第1のメタライゼーション層と前記第2のメタライゼーション層とを接続する導電ビアを介して前記カプラに結合される、アンテナシステム。
3. 第1の帯域に対応する第１のアンテナと、
   第2の帯域に対応する第2のアンテナと、
   前記第2のアンテナに結合されたノッチフィルタと、
   第1及び第2のメタライゼーション層を支持する基板構造と、を備え、
   前記第1のアンテナが、前記基板構造の第1の端部に形成され、
   前記第2のアンテナが、前記基板構造の第2の端部に形成され、
   前記第2のアンテナが、コプレーナ導波路(CPW)給電路の部分を通じて前記第1のメタライゼーション層に結合され、
   前記ノッチフィルタが、前記第2のメタライゼーション層に形成され、かつ前記コプレーナ導波路(CPW)給電路の別の部分及び前記第1のメタライゼーション層と前記第2のメタライゼーション層とを接続する導電ビアを介して前記第2のアンテナに結合されている、アンテナシステム。
4. 第1の帯域に対応する第1のアンテナと、
   第2の帯域に対応する第2のアンテナと、
   前記第2のアンテナに結合されたカプラと、
   第1及び第2のメタライゼーション層を支持する基板構造と、を備え、
   前記第1のアンテナが、前記基板構造の第1の端部に形成され、
   前記第2のアンテナが、前記基板構造の第2の端部に形成され、
   前記第2のアンテナが、コプレーナ導波路(CPW)給電路の部分を通じて前記第1のメタライゼーション層に結合され、
   前記カプラが、前記第2のメタライゼーション層に形成され、かつ前記コプレーナ導波路(CPW)給電路の別の部分及び前記第1のメタライゼーション層と前記第2のメタライゼーション層とを接続する導電ビアを介して前記第2のアンテナに結合されている、アンテナシステム。
5. 第1の帯域に対応する第1のアンテナと、
   第2の帯域に対応する第2のアンテナと、
   前記第2のアンテナに結合された位相シフタと、
   第1及び第2のメタライゼーション層を支持する基板構造と、を備え、
   前記第1のアンテナが、前記基板構造の第1の端部に形成され、
   前記第2のアンテナが、前記基板構造の第2の端部に形成され、
   前記第2のアンテナが、コプレーナ導波路(CPW)給電路の部分を通じて前記第1のメタライゼーション層に結合され、
   前記位相シフタが、前記第2のメタライゼーション層に形成され、かつ前記コプレーナ導波路(CPW)給電路の別の部分及び前記第1のメタライゼーション層と前記第2のメタライゼーション層とを接続する導電ビアを介して前記第2のアンテナに結合されている、アンテナシステム。

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