JP5234667B2 - 伝送線路マイクロ波装置 - Google Patents

Description

本発明は、順方向の伝搬定数と逆方向の伝搬定数とが互いに異なる非可逆位相特性を有する非可逆伝送線路を用いた伝送線路マイクロ波回路を備えた伝送線路マイクロ波装置、並びに、上記非可逆伝送線路からの漏洩波を用いた新規な伝送線路アンテナ装置に関する。なお、本明細書において、マイクロ波とは、例えばＵＨＦ（Ultra High Frequency）バンドの周波数帯以上のマイクロ波、ミリ波，準ミリ波、テラヘルツ波をいう。以下、「非可逆右手及び左手系伝送線路」を「非可逆右手／左手系伝送線路」という。

最近、従来の分布定数線路のインダクタンスと容量の配置を入れ換えた左手系伝送（Left Handed Transmission（ＬＨＴ））線路の研究が活発化している（例えば、非特許文献１−３参照。）。左手系伝送線路の回路には、後退波特性、レンズ作用などの特異性も現れるので、新しいマイクロ波回路素子への期待が大きい。

特開平５−１８３３２９号公報。 特開２００５−１２４０３８号公報。 特開２００５−１６０００９号公報。 堤誠ほか，「フェライト基板マイクロストリップ左手系線路に見られる非可逆特性」，電子情報通信学会論文誌Ｃ，Ｖｏｌ．Ｊ８７−Ｃ，Ｎｏ．２，ｐｐ．２７４−２７５，２００４年２月。 M. Tsutsumi et al., "Nonreciprocal Left-Handed Microstrip Lines", 2004 IEEE MTT-S International Microwave Symposium, TU5C-3, pp.249-252, June 2004. Tetsuya Ueda, et al., "Left-Handed Transmission Characteristics of Ferrite Microstrip Lines without Series Capacitive Loading", IEICE Transactions on Electron, Vol. E89-C, No. 9, pp.1318-1323, September 2006. Atsushi Sanada et al., "Novel Zeroth-Order Resonance in Composite Right/Left-Handed Transmission Line Resonators", Proceeding of 2003 Asia-Pacific Microwave Conference, Soul Korea, pp.1581-1591, November 4-7, 2003. Atsushi Sanada et al., "A Planar Zeroth-Order Resonator Antenna Using a Left-Handed Transmission Line", Proceedings of 34th European Microwave Conference, Amsterdam, Netherlands, pp.1341-1344, October 11-15, 2004. Tetsuya Ueda, et al., "Left-Handed Transmission Characteristics of Rectangular Waveguides Periodically Loaded With Ferrite", IEEE Transactions on Magnetics, Vol. 41, No. 10, pp. 3532-3537, October 2005. Shuang Zhang et al., "Experimental Demonstration of Near-Infrared Negative-Index Metamaterials", Physical Review Letters, The American Physical Society, PRL-95, pp.137404-1-13704-4, September 23, 2005. Gunnar Dolling et al., "Low-loss negative-index metamaterial at telecommunication wavelengths", Optics Letters, Vol.31, No.12, pp.1800-1802, June 15, 2006. D. R. Smith et al., "Composite Medium with Simultaneously Negative Permeability and Permittivity", Physical Review Letters, The American Physical Society, Vol.84, No. 18, pp. 4184-4187, May 1, 2000. R. Marques et al., "Left-Handed-Media Simulation and Transmission of EM Waves in Subwavelength Split-Ring-Resonator-Loaded Metallic Waveguides", Physical Review Letters, The American Physical Society, Vol.89, No. 18, pp.183901-1-183901-4, October 28, 2002. Juan D. Baena et al., "Artificial magnetic metamaterial design by using spiral resonators", Physical Review Letters, The American Physical Society, Vol.B69, pp.014402-1-014402-5, 2004.

例えば、非特許文献１においては、フェライトマイクロストリップ線路において左手系伝送線路の回路を構成し、透磁率が負になる周波数帯域において、エッジガイドモードの非可逆性の伝搬特性を数値的及び実験的に明らかにしている。具体的には、アイソレーションが２０ｄＢ以上の非可逆性を伴って、透磁率が負になる帯域でエッジガイドモードが伝搬することを明らかにしている。また、伝送線路からの漏洩波を放射するアンテナ装置については、例えば特許文献１−３において開示されている。

しかしながら、当該非可逆左手系伝送線路の回路を用いたアンテナ装置へのアプリケーションについてはいまだ発表されていない。特に、非可逆左手系伝送線路は高周波信号を伝送することを目的としており、非可逆左手系伝送線路からの漏洩波はほとんどない。なお、左手系伝送線路において、当該非可逆伝送線路を伝搬する高周波信号の電力の方向を逆にとれば、右手系伝送線路として動作しうる。

また、順方向と逆方向のうち、一方が左手系伝送線路で，他方が右手系伝送線路となるような非可逆伝送線路並びに、それを用いた伝送線路マイクロ波回路（例えば、移相器、アンテナ装置、共振器、フィルタ、電力分配器、発振器など）は考案されていない。特に、マイクロ波共振器及びそれを用いたマイクロ波回路においては、線路長に依存して共振周波数が決定するために、共振周波数によってはその装置構成が大型化するという問題点があった。

本発明の第１の目的は以上の問題点を解決し、従来技術に比較して大幅に小型化できかつ特有の作用効果を有する、伝送線路マイクロ波回路、並びにマイクロ波共振器及びそれを用いたマイクロ波回路などの伝送線路マイクロ波装置を提供することにある。

また、本発明の第２の目的は以上の問題点を解決し、左手系又は右手系伝送線路などの伝送線路からの漏洩波を用いて、主ビームを形成しかつ主ビーム方向を制御可能な伝送線路アンテナ装置を提供することにある。

第１の発明に係る伝送線路マイクロ波装置は、容量性素子を等価的に含む直列枝の回路と、誘導性素子を等価的に含む並列枝の回路とを備え、マイクロ波の伝搬方向に対して異なる磁化方向に磁化されてジャイロ異方性を有し、上記伝搬方向と上記磁化方向とにより形成される面に対して非対称な構造を有し、かつ、順方向の伝搬定数と逆方向の伝搬定数とが互いに異なる非可逆位相特性を有するように、伝搬定数と動作周波数との関係を示す分散曲線において所定の伝搬定数及び動作周波数を設定してなる少なくとも１つの非可逆伝送線路部分を備え、
上記少なくとも１つの非可逆伝送線路部分を第１と第２のポートの間で縦続接続して構成されたマイクロ波伝送線路を備えたことを特徴とする。

上記伝送線路マイクロ波装置において、所定の動作周波数において、上記マイクロ波伝送線路において第１のポートから第２のポートに向う方向では左手系伝送で電力伝送されかつ第２のポートから第１のポートに向う方向では右手系伝送で電力伝送されるように、上記分散曲線において所定の伝搬定数及び動作周波数を設定したことを特徴とする。

また、上記伝送線路マイクロ波装置において、所定の動作周波数において、上記マイクロ波伝送線路において第１のポートから第２のポートに向う方向では左手系伝送もしくは右手系伝送で電力伝送されかつ第２のポートから第１のポートに向う方向では伝搬定数がゼロで管内波長が無限大となるように電力伝送されるように、上記分散曲線において所定の伝搬定数及び動作周波数を設定したことを特徴とする。

さらに、上記伝送線路マイクロ波装置において、上記マイクロ波伝送線路は、上記分散曲線において所定の伝搬定数及び動作周波数を設定することにより構成され、所定の位相量だけ移相するマイクロ波移相器であることを特徴とする。

またさらに、上記伝送線路マイクロ波装置において、上記マイクロ波伝送線路は、所定の動作周波数において、上記マイクロ波伝送線路においてマイクロ波信号が第１のポートから第２のポートに向う伝搬方向で伝搬するとき、上記伝搬方向に対して斜め前方、斜め後方、もしくはブロードサイド方向に漏れ波の主ビームを有する放射パターンの無線信号を放射する漏れ波アンテナ装置であることを特徴とする。

さらに、上記伝送線路マイクロ波装置は、第１のポートから第２のポートに向う方向で伝搬する第１のモードの伝搬定数をβ_＋とし、第２のポートから第１のポートに向う方向で伝搬する第２のモードの伝搬定数をβ₋としたとき、β_＋＝−β₋ を満たすように構成されたマイクロ波共振器であることを特徴とする。但し、β_＋とβ₋の符号は、右手系伝送の場合に正となるように選んでいる。

上記伝送線路マイクロ波装置において、
上記マイクロ波共振器と、
上記マイクロ波共振器と結合するように設けられた結合用伝送線路とを備えることにより、マイクロ波フィルタを構成したことを特徴とする。

また、上記伝送線路マイクロ波装置において、
上記マイクロ波共振器と、
上記マイクロ波共振器と結合するように設けられた負性抵抗素子とを備えることにより、マイクロ波発振器を構成したことを特徴とする。

さらに、上記伝送線路マイクロ波装置において、
上記マイクロ波共振器と、
上記マイクロ波共振器と結合するように設けられた給電用伝送線路とを備えることにより、マイクロ波アンテナ装置を構成したことを特徴とする。

またさらに、上記伝送線路マイクロ波装置において、
上記マイクロ波共振器と、
上記マイクロ波共振器と結合するように設けられた給電用伝送線路と、
上記マイクロ波共振器のマイクロ波伝送線路と結合するように設けられた複数の分岐用伝送線路とを備えることにより、マイクロ波電力分配器を構成したことを特徴とする。

また、上記伝送線路マイクロ波装置において、上記マイクロ波伝送線路は、自発磁化もしくは外部磁界により磁化された基板上に形成された非対称マイクロストリップ線路であることを特徴とする。

さらに、上記伝送線路マイクロ波装置において、上記マイクロ波伝送線路は、自発磁化もしくは外部磁界により磁化された磁性体を含む非対称導波管であることを特徴とする。

またさらに、上記伝送線路マイクロ波装置において、上記マイクロ波伝送線路は、自発磁化もしくは外部磁界により磁化された磁性体を含む非対称誘電体伝送線路であることを特徴とする。

またさらに、上記伝送線路マイクロ波装置においては、上記マイクロ波伝送線路において、上記容量性素子は当該伝送線路を伝搬する電磁波モードの実効透磁率が負であるマイクロ波素子であり、上記誘導性素子は当該伝送線路を伝搬する電磁波モードの実効誘電率が負であるマイクロ波素子であることを特徴とする。

第２の発明に係る伝送線路アンテナ装置は、
自発磁化もしくは外部磁界により磁化され、裏面に接地導体を有する基板と、
上記基板上に形成されたマイクロストリップ線路と、
上記マイクロストリップ線路を複数の線路部に分断し、上記分断された複数の線路部のうちの互いに隣接する各線路部を接続する複数のキャパシタと、
上記各線路部をそれぞれ接地導体に接続する複数の短絡スタブ導体とを備えた伝送線路を用いた上記伝送線路マイクロ波装置である伝送線路アンテナ装置であって、
上記伝送線路の一端と他端の少なくとも一方に高周波信号を入力し、所定の動作周波数において、上記伝送線路を前進波伝送線路又は後退波伝送線路として動作させ、上記伝送線路の非可逆性を利用して、上記伝送線路から漏洩する漏洩波を放射波とする主ビームを形成するように制御する制御手段とを備えたことを特徴とする。

上記伝送線路アンテナ装置において、上記基板はさらに誘電体基板を含み、上記磁性体基板と上記誘電体基板とをそれらの側面同士で境界部分にて合体してなり、裏面に接地導体を有することを特徴とする。

また、上記伝送線路アンテナ装置において、上記制御手段は、上記伝送線路の一端及び他端にそれぞれ上記高周波信号を入力し、上記入力する各高周波信号の振幅と位相の少なくとも一方を制御することにより、放射波の主ビームを形成することを特徴とする。

さらに、上記伝送線路アンテナ装置において、上記制御手段は、上記伝送線路の一端に上記高周波信号を入力し、上記伝送線路の他端において前進波を反射して、放射波の主ビームを形成することを特徴とする。

またさらに、上記伝送線路アンテナ装置において、上記制御手段は、上記伝送線路の他端に上記高周波信号を入力し、上記伝送線路の一端において後退波を反射して、放射波の主ビームを形成することを特徴とする。

またさらに、上記伝送線路アンテナ装置において、上記制御手段は、上記伝送線路の一端及び他端にそれぞれ上記高周波信号を選択的に入力し、放射波の主ビームを切り替えることを特徴とする。

本発明に係る伝送線路マイクロ波装置によれば、容量性素子を等価的に含む直列枝の回路と、誘導性素子を等価的に含む並列枝の回路とを備え、マイクロ波の伝搬方向に対して異なる磁化方向に磁化されてジャイロ異方性を有し、上記伝搬方向と上記磁化方向とにより形成される面に対して非対称な構造を有し、かつ、順方向の伝搬定数と逆方向の伝搬定数とが互いに異なる非可逆位相特性を有するように、伝搬定数と動作周波数との関係を示す分散曲線において所定の伝搬定数及び動作周波数を設定してなる少なくとも１つの非可逆伝送線路部分を備え、上記少なくとも１つの非可逆伝送線路部分を第１と第２のポートの間で縦続接続して構成されたマイクロ波伝送線路を備える。

従って、従来技術に比較して大幅に小型化できかつ特有の作用効果を有する伝送線路マイクロ波装置を提供することができる。具体的には、上記第１と第２のポートからそれぞれマイクロ波を入力した場合、伝送電力の向きは相反する方向関係にあるにもかかわらず、波数ベクトルの等しい２つの相異なる右手系モードと左手系モードを同時に伝送させることができる。この現象を利用して、マイクロ波移相器、漏れ波アンテナ装置及びマイクロ波電力分配器を構成できる。また、上記マイクロ波共振器を構成することにより、線路長に依存せず所定の共振周波数を有し、マイクロ波伝送線路の線路方向に対して電磁界分布の大きさが一定でありかつ波数ベクトルにより定まる位相変化（位相勾配）を有するという特有の作用効果を有する。この特長を利用して、マイクロ波フィルタ、マイクロ波発振器及びマイクロ波アンテナ装置を構成できる。

また、本発明に係る伝送線路アンテナ装置によれば、上記伝送線路の一端と他端の少なくとも一方に高周波信号を入力し、所定の周波数において、上記伝送線路を右手系伝送線路又は左手系伝送線路として動作させ、上記伝送線路の非可逆性を利用して、上記入力する高周波信号の振幅と位相の少なくとも一方を制御することにより、上記伝送線路から漏洩する漏洩波を放射波とする主ビームを形成する。従って、左手系又は右手系伝送線路などの伝送線路からの漏洩波を用いて、主ビームを形成しかつ主ビーム方向を制御可能な伝送線路アンテナ装置を提供することができる。特に、１つの伝送線路で主ビームの方向を制御可能なアンテナ装置を形成でき、複数のアンテナ素子を備えた従来技術のアレーアンテナに比較して大幅に小型化し、しかも製造工程が簡単である。

本発明の第１の実施形態に係る梯子型非可逆右手／左手系伝送線路の第１の例の単位セル６０Ａの構成を示す回路図である。 本発明の第１の実施形態に係る梯子型非可逆右手／左手系伝送線路の第２の例の単位セル６０Ｂの構成を示す回路図である。 本発明の第１の実施形態に係る梯子型非可逆右手／左手系伝送線路の第３の例の単位セル６０Ｃの構成を示す回路図である。 本発明の第１の実施形態に係る梯子型非可逆右手／左手系伝送線路の第４の例の単位セル６０Ｄの構成を示す回路図である。 従来技術に係る可逆右手／左手系伝送線路において非平衡状態の場合の分散曲線（正規化伝搬定数βp／πに対する角周波数ωの特性）を示すグラフである。 従来技術に係る可逆右手／左手系伝送線路において平衡状態の場合の分散曲線（正規化伝搬定数βp／πに対する角周波数ωの特性）を示すグラフである。 第１の実施形態に係る非可逆右手／左手系伝送線路において非平衡状態の場合の分散曲線（正規化伝搬定数βp／πに対する角周波数ωの特性）を示すグラフである。 第１の実施形態に係る非可逆右手／左手系伝送線路において平衡状態の場合の分散曲線（正規化伝搬定数βp／πに対する角周波数ωの特性）を示すグラフである。 図１の例の単位セル６０Ａを複数個縦続接続されて構成された第１の実施形態に係る梯子型非可逆右手／左手系伝送線路７０Ａの構成を示すブロック図である。 図２の例の単位セル６０Ｂを複数個縦続接続されて構成された第１の実施形態に係る梯子型非可逆右手／左手系伝送線路７０Ｂの構成を示すブロック図である。 図３の例の単位セル６０Ｃを複数個縦続接続されて構成された第１の実施形態に係る梯子型非可逆右手／左手系伝送線路７０Ｃの構成を示すブロック図である。 図４の例の単位セル６０Ｄを複数個縦続接続されて構成された第１の実施形態に係る梯子型非可逆右手／左手系伝送線路７０Ｄの構成を示すブロック図である。 第１の実施形態に係る梯子型非可逆右手／左手系伝送線路７０を用いた非可逆伝送線路型共振器の構成を示すブロック図である。 伝搬方向に関係なく波数ベクトルが等しい場合の図１３の非可逆伝送線路型共振器において両端開放のときの動作を示すブロック図である。 伝搬方向に関係なく波数ベクトルが等しい場合の図１３の非可逆伝送線路型共振器において両端短絡のときの動作を示すブロック図である。 一方向伝搬方向で管内波長が無限大となる場合の図１３の非可逆伝送線路型共振器において両端開放のときの動作を示すブロック図である。 一方向伝搬方向で管内波長が無限大となる場合の図１３の非可逆伝送線路型共振器において両端短絡のときの動作を示すブロック図である。 第１の実施形態に係る、フェライト基板１０Ｆを有する非可逆右手／左手系伝送線路の第１の例の外観を示す斜視図である。 第１の実施形態に係る、磁性体基板１０Ｍを有する非可逆右手／左手系伝送線路の第２の例の外観を示す斜視図である。 第１の実施形態に係る、半導体基板１０Ｓを有する非可逆右手／左手系伝送線路の第３の例の外観を示す斜視図である。 本発明の第２の実施形態に係る、矩形導波管７１で構成された非可逆右手／左手系伝送線路の外観を示す斜視図である。 図２１の非可逆右手／左手系伝送線路の内部構造（矩形導波管７１を除いたとき）を示す斜視図である。 本発明の第３の実施形態に係る、矩形導波管７１で構成された非可逆右手／左手系伝送線路の外観を示す斜視図である。 図２３の非可逆右手／左手系伝送線路の内部構造（矩形導波管７１を除いたとき）を示す斜視図である。 本発明の第４の実施形態に係る、矩形導波管７１で構成された非可逆右手／左手系伝送線路の外観を示す斜視図である。 図２５の非可逆右手／左手系伝送線路の内部構造（矩形導波管７１を除いたとき）を示す斜視図である。 本発明の第５の実施形態に係る、矩形導波管７１で構成された非可逆右手／左手系伝送線路の外観を示す斜視図である。 図２７の非可逆右手／左手系伝送線路の内部構造（矩形導波管７１を除いたとき）を示す斜視図である。 本発明の第５の実施形態の変形例に係る、矩形導波管７１で構成された非可逆右手／左手系伝送線路の内部構造（矩形導波管７１を除いたとき）を示す斜視図である。 本発明の第６の実施形態に係る、１対の金属シート７７ａ，７７ｂにてなる誘電体伝送線路で構成された非可逆右手／左手系伝送線路の内部構造（上側の金属シート７７ｂ（一点鎖線で表示）を除いたとき）を示す斜視図である。 本発明の第７の実施形態に係る、ストリップ金属シート７７ｃ及び接地金属シート７７ｇにてなるストリップ誘電体伝送線路で構成された非可逆右手／左手系伝送線路の内部構造（上側のストリップ金属シート７７ｃ（一点鎖線で表示）を除いたとき）を示す斜視図である。 本発明の第８の実施形態の変形例に係る、矩形導波管７１で構成された非可逆右手／左手系伝送線路の内部構造（矩形導波管７１を除いたとき）を示す斜視図である。 本発明の第９の実施形態に係る、フェライト基板８０を１対の誘電体シート８１，８２で挟設してなる線路基板上に金属メッシュ形状のストリップ導体８３を形成してなるフェライト誘電体伝送線路で構成された非可逆右手／左手系伝送線路の外観を示す斜視図である。 本発明の第１０の実施形態に係る、フェライト基板８０を１対の誘電体シート８１，８２で挟設してなる線路基板上に金属メッシュ形状のストリップ導体８３と誘電体共振器８５を形成してなるフェライト誘電体伝送線路で構成された非可逆右手／左手系伝送線路の外観を示す斜視図である。 本発明の第１１の実施形態に係る、第１の実施形態に係る梯子型非可逆右手／左手系伝送線路を用いた帯域阻止フィルタの外観を示す斜視図である。 本発明の第１２の実施形態に係る、第１の実施形態に係る梯子型非可逆右手／左手系伝送線路を用いた帯域通過フィルタの構成を示すブロック図である。 本発明の第１３の実施形態に係る、第１の実施形態に係る梯子型非可逆右手／左手系伝送線路７０Ａ（Ｔ型単位セルを用いたとき）を用いたアンテナ装置の構成を示すブロック図である。 本発明の第１４の実施形態に係る、第１の実施形態に係る梯子型非可逆右手／左手系伝送線路７０Ａ（π型単位セルを用いたとき）を用いたアンテナ装置の構成を示すブロック図である。 本発明の第１５の実施形態に係る、第１の実施形態に係る梯子型非可逆右手／左手系伝送線路７０Ａを用いた、位相勾配を有する等電力分配器の構成を示すブロック図である。 本発明の第１６の実施形態に係る、第１の実施形態に係る梯子型非可逆右手／左手系伝送線路７０Ａを用いた、直列帰還型発振器の構成を示すブロック図である。 本発明の第１７の実施形態に係る、第１の実施形態に係る梯子型非可逆右手／左手系伝送線路７０Ａを用いた、直列帰還型発振器の構成を示すブロック図である。 本発明の第１８の実施形態に係る、第１の実施形態に係る梯子型非可逆右手／左手系伝送線路７０Ａを用いた、並列帰還型発振器の構成を示すブロック図である。 本発明の第１９の実施形態に係る伝送線路アンテナ装置１の外観を示す斜視図である。 図４３の伝送線路アンテナ装置１の透過係数Ｓ_２１，Ｓ_１２及び反射係数Ｓ_１１，Ｓ_２２の振幅の周波数特性を示すグラフである。 図４３の伝送線路アンテナ装置１の透過係数Ｓ_２１，Ｓ_１２の位相の周波数特性を示すグラフである。 図４３の伝送線路アンテナ装置１のポートＰ１に高周波信号を入力したときの右手系伝送線路における前進波の位相の流れと電力の流れを示す側面模式図である。 図４３の伝送線路アンテナ装置１のポートＰ２に高周波信号を入力したときの左手系伝送線路における後退波の位相の流れと電力の流れを示す側面模式図である。 図４３の伝送線路アンテナ装置１が周波数ｆ＝２．４ＧＨｚにおいて透過非可逆伝送線路アンテナ装置として動作するときのＺＸ面の放射パターン図である。 図４３の伝送線路アンテナ装置１が周波数ｆ＝２．４ＧＨｚにおいて減衰非可逆伝送線路アンテナ装置として動作するときのＺＸ面の放射パターン図である。 図４３の伝送線路アンテナ装置１が周波数ｆ＝３．３ＧＨｚにおいて右手系非可逆伝送線路アンテナ装置として動作するときのＺＸ面の放射パターン図である。 図４３の伝送線路アンテナ装置１が周波数ｆ＝３．３ＧＨｚにおいて左手系非可逆伝送線路アンテナ装置として動作するときのＺＸ面の放射パターン図であり、 図４３の伝送線路アンテナ装置１を用いた双方向入力アンテナ装置の構成及び動作を示す側面模式図である。 図４３の伝送線路アンテナ装置１を用いた右手系伝送線路側入力アンテナ装置の構成及び動作を示す側面模式図である。 図４３の伝送線路アンテナ装置１を用いた左手系伝送線路側入力アンテナ装置の構成及び動作を示す側面模式図である。 図４３の伝送線路アンテナ装置１を用いた入力方向スイッチ切り替えアンテナ装置の構成及び動作を示す側面模式図である。 本発明の第２０の実施形態に係る伝送線路アンテナ装置（試作回路）の外観を示す斜視図である。 図５６の伝送線路アンテナ装置の測定結果であって、その伝送特性（相対電力の周波数特性）を示すグラフである。 図５６の伝送線路アンテナ装置の測定結果であって、その伝送特性（正規化伝搬定数βp／πに対する周波数特性）を示すグラフである。 図５６の伝送線路アンテナ装置の測定結果であって、順方向右手系伝送線路のＸＺ面の放射パターンＥ_θ（Ｐ１）を示す図である。 図５６の伝送線路アンテナ装置の測定結果であって、逆方向左手系伝送線路のＸＺ面の放射パターンＥ_θ（Ｐ２）を示す図である。 本発明の第２１の実施形態に係る伝送線路アンテナ装置（設計回路）の測定結果であって、その非可逆伝送線路の伝送特性（並列誘導素子及び直列容量素子が挿入されたときの振幅特性）を示すグラフである。 第２１の実施形態に係る伝送線路アンテナ装置（設計回路）の数値計算結果であって、その非可逆伝送線路の伝送特性（並列誘導素子及び直列容量素子が挿入されたときの位相特性）を示すグラフである。 第２１の実施形態に係る伝送線路アンテナ装置（設計回路）の数値計算結果であって、その非可逆伝送線路の分散曲線を示すグラフである。 第２１の実施形態に係る伝送線路アンテナ装置（設計回路）の数値計算結果であって、内部直流磁界がゼロのときの可逆伝送線路の伝送特性（振幅特性）を示すグラフである。 第２１の実施形態に係る伝送線路アンテナ装置（設計回路）の数値計算結果であって、内部直流磁界がゼロのときの可逆伝送線路の伝送特性（位相特性）を示すグラフである。 本発明の第１１の実施形態の第１の変形例に係る、第１の実施形態に係る梯子型非可逆右手／左手系伝送線路を用いた帯域阻止フィルタの外観を示す斜視図である。 本発明の第１１の実施形態の第２の変形例に係る、第１の実施形態に係る梯子型非可逆右手／左手系伝送線路を用いた方向性結合器の外観を示す斜視図である。 本発明の第１４の実施形態の変形例に係る、第１の実施形態に係る梯子型非可逆右手／左手系伝送線路７０Ａ（π型単位セルを用いたとき）を用いたアンテナ装置の構成を示すブロック図である。

符号の説明

１…伝送線路アンテナ装置、
２…伝送線路、
１０…誘電体基板、
１０Ｆ…フェライト基板、
１０Ｍ…磁性体基板、
１０Ｓ…半導体基板、
１０ａ…境界部分、
１１…接地導体、
１２，１２Ｐ１，１２Ｐ２，１２Ｓ…ストリップ導体、
１２Ａ…マイクロストリップ線路、
１３…短絡スタブ導体、
１４…間隙、
２０…磁性体基板、
３０…直流磁界発生器、
４０…高周波信号発生器、
４１…電力分配器、
４２，４４…可変減衰器、
４３，４５…移相器、
４６…スイッチ、
５０…コントローラ、
６０Ａ，６０Ｂ，６０Ｃ，６０Ｄ，６０Ａ−１〜６０Ａ−Ｍ…伝送線路の単位セル、
６１，６２…伝送線路部分、
６３…マイクロ波信号発生器、
６４−１〜６４−Ｎ…信号分岐伝送線路、
６５−１〜６５−Ｎ…カップリングキャパシタ、
６６…変成器、
６６ａ…一次コイル、
６６ｂ…二次コイル、
６７，６８…伝送線路、
７０，７０Ａ，７０Ｂ，７０Ｃ，７０Ｄ…伝送線路装置、
７１…矩形導波管、
７２…フェライト部、
７２ａ…磁性金属細線構造部、
７３…金属部、
７４…フェライト板、
７４ａ…半導体板、
７５…スプリットリング共振器、
７６…誘電体ディスク共振器、
７６ａ…誘電体ロッド共振器、
７７ａ，７７ｂ…金属シート、
７７ｃ…ストリップ金属シート、
７７ｇ…接地金属シート、
７８，７９…金属ポスト、
８０…フェライト基板、
８１，８２…誘電体シート、
８３…ストリップ導体、
８４…スプリットリング共振器、
８５…誘電体共振器、
８６，８８，８９，９１…伝送線路、
８７，９０…負荷抵抗、
Ｃ，Ｃ１，Ｃ２…キャパシタ、
ＣＣ１〜ＣｃＭ＋１，Ｃ１１〜Ｃ１４…カップリング、
Ｌ，Ｌ１，Ｌ２…インダクタ、
Ｐ１，Ｐ２，Ｐ１１，Ｐ１２，Ｐ８１，Ｐ８２，Ｐ８３−１〜Ｐ８３−Ｎ，Ｐ９１，Ｐ９２…ポート、
Ｑ１…電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）。

以下、本発明に係る実施形態について図面を参照して説明する。なお、以下の各実施形態において、同様の構成要素については同一の符号を付している。

第１の実施形態．
図１は本発明の第１の実施形態に係る梯子型非可逆右手／左手系伝送線路の第１の例の単位セル６０Ａの構成を示す回路図であり、図２は本発明の第１の実施形態に係る梯子型非可逆右手／左手系伝送線路の第２の例の単位セル６０Ｂの構成を示す回路図である。また、図３は本発明の第１の実施形態に係る梯子型非可逆右手／左手系伝送線路の第３の例の単位セル６０Ｃの構成を示す回路図であり、図４は本発明の第１の実施形態に係る梯子型非可逆右手／左手系伝送線路の第４の例の単位セル６０Ｄの構成を示す回路図である。

まず、本発明に係る非可逆伝送線路の基本構成について、図１乃至図４などを参照して以下に説明する。

本発明に係る梯子型非可逆右手／左手系伝送線路において提案する構成は、例えば図１乃至図４に示すように、例えば単位セル６０Ａ〜６０Ｄが少なくとも１つ以上から構成される梯子型伝送線路構成である。ここで、単位セルの構成は、順方向と逆方向の伝搬定数が異なる非可逆位相推移現象を有する伝送線路部分を含み、直列枝の回路に容量性素子、並列枝の回路に誘導性素子が等価的に挿入された構成を有する（図１乃至図４参照。）。上記伝送線路構成として対象となる回路又は装置は、ストリップ線路、マイクロストリップ線路、スロット線路、コプレーナ線路などマイクロ波、ミリ波、準ミリ波、テラヘルツ波において用いられるプリント基板回路、導波管、誘電体線路だけでなく、プラズモン、ポラリトン、マグノン等を含む導波モードあるいは減衰モードを支える構成全般、あるいはそれらの組み合わせ、さらに等価回路として記述可能な自由空間など全てが含まれる。

上記非可逆位相推移現象を有する伝送線路は、上記に示す伝送線路構成のうち、特にジャイロ異方性を有する材料を部分的もしくは全体的に含み、かつ電磁波の伝搬方向に対して異なる磁化方向（より好ましくは、伝搬方向に対して直交する方向）で磁化されて、上記伝搬方向と上記磁化方向とにより形成される面に対して非対称性を有する構造の伝送線路より構成される。上記非可逆位相推移現象を有する伝送線路としては、上記伝送線路以外に、同等の非可逆位相推移機能を有する、波長に比べて充分小さな集中定数素子も対象とする。上記ジャイロ異方性を有する材料としては、自発磁化もしくは外部より印加した直流もしくは低周波の磁界により誘起された磁化あるいは自由電荷の周回運動により、材料の特性を表す誘電率テンソルもしくは透磁率テンソルあるいはその両方が、ジャイロ異方性を持つ状態として表される場合全てを含む。具体的に対象となる例としては、マイクロ波、ミリ波などで用いられるフェライトなどのフェリ磁性体、強磁性体材料、固体プラズマ（半導体材料など）及び液体、気体プラズマ媒質、さらに微細加工などにより構成された磁性人工媒質などが挙げられる。

上記直列枝の回路に挿入される容量性素子としては、電気回路でよく用いられるコンデンサ、マイクロ波、ミリ波などで用いられる分布定数型容量素子だけでなく、等価的には、伝送線路中を伝搬する電磁波モードの実効透磁率が負の値を持つような回路又は回路素子であってもよい。負の実効透磁率を示す具体的な例としては、金属からなるスプリットリング共振器、スパイラル構成などの磁気的共振器を少なくとも１つ含む空間的配置、あるいは磁気的共振状態にある誘電体共振器の空間的配置、あるいはフェライト基板マイクロストリップ線路に沿って伝搬するエッジモードのように、負の実効透磁率を持つ導波モードもしくは減衰モードで動作するマイクロ波回路全てを、等価回路として直列枝の回路が容量性素子として支配的に動作する線路として記述されることから用いることが可能である。さらに、上記直列枝の回路に挿入される容量性素子としては、上記以外に、容量性素子と誘導性素子の直列接続、並列接続あるいはそれらの組み合わせであってもよい。挿入されるべき部分の素子又は回路が全体として容量性を示すものであってもよい。

上記並列枝の回路に挿入される誘導性素子として、電気回路で用いられるコイルなどの集中定数型素子や、マイクロ波、ミリ波などで用いられる短絡スタブなどの分布定数型誘導性素子だけでなく、伝送線路中を伝搬する電磁波モードの実効誘電率が負の値を持つ回路又は素子を用いることができる。具体的には、金属細線、金属球などの電気的共振器を少なくとも１つ含む空間的配置、あるいは金属だけでなく電気的共振状態にある誘電体共振器の空間的配置、あるいはＴＥモードが遮断領域にある導波管、平行平板線路など、負の実効誘電率を持つ導波モードもしくは減衰モードで動作するマイクロ波回路全てを、等価回路として並列枝が誘導性素子として支配的に動作する伝送線路として記述されることから用いることができる。また、上記並列枝の回路に挿入される誘導性素子としては、上記以外に、容量性素子と誘導性素子の直列接続、並列接続あるいはそれらの組み合わせであってもよい。挿入されるべき部分が全体として誘導性を示す回路又は素子であってもよい。

上記非可逆位相推移伝送線路において、伝送線路中を伝搬する電磁波モードの実効透磁率が負の場合、減衰モードとなりうるが、負の実効透磁率は、直列枝に容量性素子が挿入された場合に相当することから、同線路の等価回路は、非可逆位相推移部分と直列容量素子部分の両方を含む。

上記非可逆位相推移現象を有する伝送線路において、伝送線路中を伝搬する電磁波モードの実効誘電率が負の場合、減衰モードとなりうるが、負の実効誘電率は、並列枝の回路に誘導性素子が挿入された場合に相当することから、同線路の等価回路は、非可逆位相推移部分と並列誘導素子部分の両方を含む。

次いで、本発明の非可逆伝送線路の基本動作及び構成について、図１乃至図１２を参照して以下に説明する。

本発明で取り扱う非可逆伝送線路の全体は、図９乃至図１２に示すように、図１乃至図４の単位セル６０Ａ〜６０Ｄを少なくとも１つ以上含みかつ縦続接続されて構成される。なお、複数個の単位セル６０Ａ〜６０Ｄが縦続接続される場合においても、必ずしも同一種の単位セル６０Ａ〜６０Ｄより構成される必要はない。図１及び図２は、それぞれ単位セル６０Ａ，６０Ｂが非対称Ｔ型構造及び非対称π型構造を有する場合を示している。また、図３及び図４は、より単純な場合として、対称Ｔ型構造及び対称π型構造を有する場合を示している。以下では原則として、単位セル６０Ａ〜６０Ｄの線路長（つまり周期長さｐ＝ｐ１＋ｐ２）が波長に比べて十分小さい場合を仮定しているので、従来技術に係る複合右手／左手系伝送線路における単位セルの取り扱いと同様に、Ｔ型、π型あるいはＬ型の場合であっても、本質的に同様の結果が得られる。実際、Ｌ型は、パラメータ操作により図１又は図２の場合に含められる。一方で、波長に対する単位セル６０Ａ〜６０Ｄの線路長がここで述べる基本的動作を制約しないことを強調しておく。

図１乃至図４に示す線路構造は単純で、それぞれ線路長（図３及び図４において線路長ｐ／２であり、図１及び図２において線路長ｐ１，ｐ２である。）を有する２本の伝送線路部分６１，６２を含む非可逆伝送線路の直列枝の回路に容量性素子又は容量性を示す回路網が挿入されており、並列枝の回路には誘導性素子又は誘導性回路網が挿入されている。これらの素子をまとめて単純に実効的な値を示すために図１においては、それぞれキャパシタＣｉ（ｉ＝１，２）及びインダクタＬを挿入する。同様に、図２においては、キャパシタＣ及びインダクタＬｉ（ｉ＝１，２）を挿入する。非可逆伝送線路部分の特性を表すパラメータとして、順方向（ポートＰ１１からポートＰ１２に向う方向をいう。）の伝搬定数及び特性インピーダンスをそれぞれβ_ｐ及びＺ_ｐとし、逆方向（ポートＰ１２からポートＰ１１に向う方向をいう。）のそれらをそれぞれ、β_ｍ及びＺ_ｍとしている。具体的例として、図１及び２に示すように、伝搬定数β_ｐ１、特性インピーダンスＺ_ｐ１及び線路長ｐ_１を有する伝送線路部分６１と、伝搬定数β_ｐ２、特性インピーダンスＺ_ｐ２及び線路長ｐ_２を有する伝送線路部分６２とを有する伝送線路において、図３及び図４のような対称型伝送線路の場合（ｐ_１＝ｐ_２＝ｐ／２，β_ｐ１＝β_ｐ２＝β_ｐ，β_ｍ１＝β_ｍ２＝β_ｍ，Ｚ_ｐ１＝Ｚ_ｐ２＝Ｚ_ｐ，Ｚ_ｍ１＝Ｚ_ｍ２＝Ｚ_ｍである。特に、Ｔ型の場合Ｃ１＝Ｃ２＝２Ｃ、π型の場合、Ｌ１＝Ｌ２＝２Ｌである。）において、単位セル６０Ａ〜６０Ｄの両端に対して周期的境界条件を課すと、次式を得る。

ここで、Δβ及び

は次式で表される。

ω及びβはそれぞれ動作角周波数及び周期構造に沿って伝搬する電磁波の伝搬定数を表す。式（１）は動作角周波数ωと伝搬定数βの関係を表していることから、分散関係式（ω−βダイアグラム）となる。

式（１）において、可逆性（β_ｐ＝β_ｍかつＺ_ｐ＝Ｚ_ｍ）を仮定すると、従来技術に係る可逆性の複合右手／左手系伝送線路と同じになり、式（１）は次式に簡単化される。

但し、式（２）中のアドミタンスＹ及びインピーダンスＺはそれぞれ、Ｙ＝１／ｊωＬ、Ｚ＝１／ｊωＣと置いている。

図５は従来技術に係る可逆右手／左手系伝送線路において非平衡状態の場合の分散曲線（正規化伝搬定数βp／πに対する角周波数ωの特性）を示すグラフであり、図６は従来技術に係る可逆右手／左手系伝送線路において平衡状態の場合の分散曲線（正規化伝搬定数βp／πに対する角周波数ωの特性）を示すグラフである。

式（２）で表されるような従来技術に係る右手／左手系複合伝送線路の場合、典型的な分散曲線は図５のように表され、一般に右手系（ＲＨ）伝送特性及び左手系（ＬＨ）伝送特性を示す帯域の間に禁止帯が現れる。左手系伝送帯域の上限及び右手伝送帯域の下限の周波数は、伝搬定数β＝０の条件を式（２）に課すことにより、角周波数ω^２に関する２次方程式の解として得られる。結果として、次の２つの解を得る。

ここで、ε_ｐ及びμ_ｐは単位セル６０Ａ〜６０Ｄ内伝送線路部分６１，６２の実効誘電率及び透磁率を表す。従って、禁止帯がゼロとなるように、カットオフ周波数がω_１＝ω_２を満たすためには、式（２）が伝搬定数β＝０の条件に対して、重解を持てばよく、結果として、次式を得る。

式（３）の結果は、すでによく知られているように、直列枝の回路に挿入されるべき容量性素子であるキャパシタＣと、並列枝の回路に挿入されるべき誘導性素子であるインダクタＬとがなすインピーダンス

が、挿入されるべき伝送線路部分６１，６２の特性インピーダンスＺ_ｐと同じであれば、ギャップが生じないというものであり、一種のインピーダンス整合条件となっている。その場合の分散曲線を図６に示す。

式（１）により与えられる非可逆伝送線路の場合の分散曲線について説明する。可逆伝送線路の場合の式（２）の場合は、伝搬定数β＝０の軸（つまりω軸）に対して対称構造をなしているのに対して、非可逆伝送線路の式（１）の場合は、分散曲線の対称軸がβ＝０の軸よりもβに関して

だけ正の方向にシフトした構造となっていることが式（１）の左辺を見ると容易にわかる。従って、図５に対応して、図７を得る。

図７は第１の実施形態に係る非可逆右手／左手系伝送線路において非平衡状態の場合の分散曲線（正規化伝搬定数βp／πに対する角周波数ωの特性）を示すグラフであり、図８は第１の実施形態に係る非可逆右手／左手系伝送線路において平衡状態の場合の分散曲線（正規化伝搬定数βp／πに対する角周波数ωの特性）を示すグラフである。

このように、非可逆伝送線路を用いた右手／左手系複合伝送線路が、可逆伝送線路を用いた場合と大きく異なるのは、分散曲線の対称軸がω軸にシフトすることであり、これは、順方向と逆方向の伝搬定数がβ_ｐ≠β_ｍ、つまり非可逆位相推移の効果による。結果として、次の５種類の伝送帯域（Ａ）〜（Ｅ）に分類することができる。

（Ａ）順方向及び逆方向伝搬共に左手系伝送。但し、伝搬定数の大きさは互いに異なる。
（Ｂ）順方向が左手系伝送、逆方向は伝搬定数がゼロで管内波長が無限大となる。
（Ｃ）順方向が左手系伝送、逆方向が右手系伝送。
（Ｄ）順方向が右手系伝送、逆方向は伝搬定数がゼロで管内波長が無限大となる。
（Ｅ）順方向及び逆方向伝搬共に右手系伝送。但し、伝搬定数の大きさは互いに異なる。

但し、一般に、上記の伝送帯域（Ｃ）において、図７を見ればわかるように中央に阻止帯域（禁止バンド）が現れる。ここで、伝送帯域（Ｂ）〜（Ｄ）は新規な伝送帯域の利用であり、特に、図７及び図８において、ＲＨ／ＬＨで示している伝送帯域の利用は新規であって各ポートに双方向（順方向及び逆方向）でマイクロ波信号を入力しても位相の流れが所定の同一方向を向く（左手系伝送及び右手系伝送）という特長を有する。

比較のため、従来技術に係る可逆伝送線路の場合を考えると、電力伝送の方向が正及び負となる２つの同一モードは、式（３）の整合条件が成立している場合に、つまり、図６に示すように、伝搬定数β＝０の点で２つのモードが結合することなく交差することになる。同様に、式（１）により与えられる分散曲線の対称軸線上β＝Δβ／２において、式（１）は角周波数ω^２に関する２次方程式となり、バンドギャップを生じさせないために重解の条件を課すと、次式を得る。

もしくは

（４）

但し、ε_ｐ及びμ_ｐはそれぞれ順方向における単位セル６０Ａ〜６０Ｄ内非可逆伝送線路部分６１，６２の実効誘電率及び透磁率を表し、ε_ｍ及びμ_ｍは逆方向の場合のそれらを表す。式（４）より、２つのモードが交差する付近でギャップを生じさせないための条件は、可逆伝送線路の式（３）の場合と類似して、インピーダンス整合条件となっている。しかも、順方向もしくは逆方向のどちらかで整合が取れるように、インダクタＬ及びキャパシタＣを挿入すればよく、インピーダンス整合条件が、可逆伝送線路の場合に比べて、より緩やかであることが特長として挙げられる。

図１及び図２に示されているような、対称性のない、より一般的な場合、つまり非対称型の場合について、若干説明する。このような非対称の場合であっても、基本的に図７及び図８と同様に動作する。対称軸の位置は図７及び図８の横軸の正規化伝搬定数β_ｐ／π上で次式の位置に修正される。

また、２つの非可逆伝送線路部分６１，６２が同一の伝搬特性を有している場合、バンドギャップを生じない整合条件は式（４）と同じになる。但し、図１の場合は

であり、図２の場合、

である。

図９は図１の例の単位セル６０Ａを複数個縦続接続されて構成された第１の実施形態に係る梯子型非可逆右手／左手系伝送線路７０Ａの構成を示すブロック図である。図９において、ポートＰ１とポートＰ２との間に、複数個の単位セル６０Ａが縦続接続されることにより、梯子型非可逆右手／左手系伝送線路７０Ａを構成している。

また、図１０は図２の例の単位セル６０Ｂを複数個縦続接続されて構成された第１の実施形態に係る梯子型非可逆右手／左手系伝送線路７０Ｂの構成を示すブロック図である。図１０において、ポートＰ１とポートＰ２との間に、複数個の単位セル６０Ｂが縦続接続されることにより、梯子型非可逆右手／左手系伝送線路７０Ｂを構成している。

さらに、図１１は図３の例の単位セル６０Ｃを複数個縦続接続されて構成された第１の実施形態に係る梯子型非可逆右手／左手系伝送線路７０Ｃの構成を示すブロック図である。図１１において、ポートＰ１とポートＰ２との間に、複数個の単位セル６０Ｃが縦続接続されることにより、梯子型非可逆右手／左手系伝送線路７０Ｃを構成している。

またさらに、図１２は図４の例の単位セル６０Ｄを複数個縦続接続されて構成された第１の実施形態に係る梯子型非可逆右手／左手系伝送線路７０Ｄの構成を示すブロック図である。図１２において、ポートＰ１とポートＰ２との間に、複数個の単位セル６０Ｄが縦続接続されることにより、梯子型非可逆右手／左手系伝送線路７０Ｄを構成している。

以上の図９乃至図１２の構成例においてそれぞれ、同一の単位セルを用いているが、本発明はこれに限らず、異なる単位セルの組み合わせであってもよい。

次いで、本発明の非可逆伝送線路型共振器の基本動作について、図１３乃至図１７を参照して以下に説明する。

図１３は第１の実施形態に係る梯子型非可逆右手／左手系伝送線路７０を用いた非可逆伝送線路型共振器の構成を示すブロック図である。長さlの非可逆伝送線路を用いた共振器モデルの概略図を図１３に示す。線路端のポートＰ１からＰ２に向かって伝搬する主モードの線路長による位相の変化をΔφ_＋、逆向きのそれをΔφ₋とし、線路端のポートＰ１及びＰ２の終端条件による位相の変化をそれぞれΔφ_１及びΔφ_２とすると、同線路型共振器の共振条件は次式のようになる。

［数１］
Δφ＝Δφ_＋＋Δφ₋＋Δφ_１＋Δφ_２＝２ｎπ （５）
但し、ｎは整数を表す。

特に、両線路端が共に開放もしくは短絡である場合を考えると上の条件式は簡単化され、次式で表される。

［数２］
Δφ＝Δφ_＋＋Δφ₋＝２ｎπ （６）

さらに、線路端のポートＰ１からＰ２に向かって伝搬する主モードの伝搬定数をβ_＋、逆方向のそれをβ₋とする。このとき、式（６）は次式で表される。

［数３］
Δφ＝Δφ_＋＋Δφ₋＝−（β_＋＋β₋）ｌ＝２ｎπ （７）

共振条件の式（７）において、
［数４］
β_＋＋β₋＝０ （８）
の条件が満たされれば、線路長ｌに関係なく共振条件を満足し、共振周波数が線路の長さによらないマイクロ波共振器の構成が可能となる。

図１４は伝搬方向に関係なく波数ベクトルが等しい場合の図１３の非可逆伝送線路型共振器において両端開放のときの動作を示すブロック図であり、図１５は伝搬方向に関係なく波数ベクトルが等しい場合の図１３の非可逆伝送線路型共振器において両端短絡のときの動作を示すブロック図である。

本発明に係る本実施形態では、式（８）すなわち
［数５］
β_＋＝−β₋
を満たす非可逆伝送線路型マイクロ波共振器を提案する。この条件は、伝送線路の伝搬特性として、一方の伝搬方向は右手系伝送（フォワード波）、逆方向の伝搬においては左手系伝送（バックワード波）となる場合で、かつ伝搬定数の大きさが等しい場合に成立する。これは先に提案した非可逆右手左手系伝送線路に関して、上述の伝送帯域（Ｃ）の場合の動作帯域で、特に順方向及び逆方向の伝搬定数の大きさが等しい場合に構成可能である（図７及び図８参照。）。

当該条件を満たす非可逆伝送線路型共振器の特長として、以下が挙げられる。
（Ｉ）共振周波数が線路長（セル数）に依存しないだけでなく、
（ＩＩ）順方向の波と逆方向の波の波数ベクトルが同じ方向を向いているため、両者の重ね合わせによって従来のような節、腹を持つ定在波が立たず、線路長さ方向に対して電磁界分布の大きさが一定となる。
（ＩＩＩ）位相分布について注目すると、波数ベクトルにより定まる位相変化が線路上に現れる。
このように、従来技術に係る可逆伝送線路による０次共振器と同様に、伝送線路に沿って電磁界分布の大きさは一定となるが、一方で、線路に沿って位相の変化を持たせることが可能という特長を有する。

図１６は一方向伝搬方向で管内波長が無限大となる場合の図１３の非可逆伝送線路型共振器において両端開放のときの動作を示すブロック図であり、図１７は一方向伝搬方向で管内波長が無限大となる場合の図１３の非可逆伝送線路型共振器において両端短絡のときの動作を示すブロック図である。

上述の伝送帯域（Ｂ）及び（Ｄ）に示す非可逆伝送線路の場合、順方向、逆方向のうち一方の伝搬定数の大きさが零となる。この場合、共振条件の式（５）、（７）のいずれの場合も、従来技術に係る伝送線路型共振器と同様に、共振周波数が線路長に依存することがわかる。しかしながら、上述の本実施形態に係る非可逆伝送線路型共振器と同様に、以下の特長を持つ非可逆伝送線路型マイクロ波共振器の構成が可能である（図１６及び図１７参照。）。
（Ｉ）一方向伝搬に対して、波の位相変化がないことから、順方向、逆方向伝搬の波の重ね合わせによって従来のような節、腹を持つ定在波が立たず、線路長さ方向に対して電磁界分布の大きさが一定となる。
（ＩＩ）位相分布について注目すると、ゼロでない波数ベクトルにより定まる位相変化が線路上に現れる。

次いで、非可逆右手／左手系線路構成の具体的構成例について以下、図１８乃至図３４を参照して以下に説明する。なお、図２１乃至図３４については、第２乃至第１０の実施形態として分けて説明する。

図１８は第１の実施形態に係る、フェライト基板１０Ｆを有する非可逆右手／左手系伝送線路の第１の例の外観を示す斜視図である。図１８において、単位セルを構成する非可逆位相推移現象を持つ伝送線路として、構造が非対称な垂直磁化されたフェライト基板１０Ｆ上に形成されたマイクロストリップ線路１２Ａに沿って伝搬するエッジモードを利用した非可逆右手／左手系伝送線路を示す。ここで、当該伝送線路の直列枝に集中定数容量素子である間隙１４のキャパシタＣを形成し、並列枝に誘導性素子として短絡スタブ導体１３をフェライト基板１０Ｆに隣接して置かれた誘電体基板１０上に形成することを特徴としている。

図１８において、当該伝送線路は、
（ａ）基板表面に対して垂直な方向の自発磁化もしくは外部磁界により生じた磁化Ｍｓを有するフェライト基板１０Ｆと、例えばガラスエポキシ樹脂などの誘電体基板１０とをそれらの側面同士で境界部分にて合体してなり、裏面に接地導体１１を有する基板と、
（ｂ）上記基板の境界部分上に形成されたマイクロストリップ線路１２Ａと、
（ｃ）マイクロストリップ線路１２Ａを、それぞれ間隙１４を形成して、幅ｗの線路部である複数のストリップ導体１２に分断し、複数のストリップ導体１２のうちの互いに隣接する各ストリップ導体１２を接続する複数のキャパシタＣと、
（ｄ）上記各ストリップ導体１２をそれぞれ接地導体１１に接続する複数の短絡スタブ導体１３とを備えて構成される。

なお、図１８の伝送線路では、６個のキャパシタＣを装荷し、５個の短絡スタブ導体１３を形成してなる５周期の分布定数回路型伝送線路を形成している。また、磁性体基板１０F及び誘電体基板１０を挟設する各ストリップ導体１２及び線路端のストリップ導体１２Ｐ１，１２Ｐ２（幅ｗ_ｐｏｒｔ）と接地導体１１によりマイクロストリップ線路１２Ａを構成する。さらに、キャパシタＣは入力される高周波信号の周波数に依存して、互いに隣接するストリップ導体１２間に実体のあるキャパシタを接続してもよいし、図１８のごとく上記各間隙１４の浮遊容量のみで構成し、もしくは上記各間隙１４の浮遊容量と並列接続されたキャパシタとからなる直列容量をキャパシタＣとしてもよい。また、スタブ長ｌ_ｓｔｕｂ及びスタブ幅ｗ_ｓｔｕｂの短絡スタブ導体１３の形成間隔は単位セルの周期ｐ［ｍｍ］と同じである。

図１９は第１の実施形態に係る、磁性体基板１０Ｍを有する非可逆右手／左手系伝送線路の第２の例の外観を示す斜視図である。図１９において、当該例の非可逆右手／左手系伝送線路は、図１８の例に比較して、フェライト基板１０Ｆに代えて、磁性体基板１０Ｍを用いたことを特徴としている。すなわち、単位セルを構成する非可逆位相推移現象を持つ伝送線路として、垂直磁化Ｍｓされた磁性金属細線構造からなる磁性体基板１０Ｍを用いた非対称な構成を有するマイクロストリップ線路１２Ａに沿って伝搬するエッジモードを利用した非可逆右手／左手系伝送線路を示す。ここで、当該伝送線路の直列枝に集中定数容量素子である間隙１４のキャパシタＣを形成し、並列枝に誘導性素子として短絡スタブ導体１３を磁性体基板１０Ｍに隣接して置かれた誘電体基板１０上に形成することを特徴としている。

図２０は第１の実施形態に係る、半導体基板１０Ｓを有する非可逆右手／左手系伝送線路の第３の例の外観を示す斜視図である。図２０において、当該例の非可逆右手／左手系伝送線路は、図１８の例に比較して、フェライト基板１０Ｆに代えて、半導体基板１０Ｓと、それに対して垂直直流磁界を印加する直流磁界発生器３０を用いたことを特徴としている。すなわち、単位セルを構成する非可逆位相推移現象を持つ伝送線路として、直流磁界発生器３０により垂直磁界Ｈｏにより磁化された半導体基板１０Ｓを用いた非対称な構成を有するマイクロストリップ線路１２Ａに沿って伝搬するエッジモードを利用した非可逆右手／左手系伝送線路を示す。ここで、当該伝送線路の直列枝に集中定数容量素子である間隙１４のキャパシタＣを形成し、並列枝に誘導性素子として短絡スタブ導体１３を半導体基板１０Ｓに隣接して置かれた誘電体基板１０上に形成することを特徴としている。

さらに、第１の実施形態に係る非可逆右手／左手系伝送線路を用いた応用例について以下に説明する。当該応用例としては、移相器、漏れ波アンテナ装置、及び共振器について説明する。

従来の移相器は、可逆伝送線路が主であり、双方向伝送に対して、位相進みもしくは位相遅れが同じであった。非可逆伝送線路を用いた場合であっても、相異なる値を持つ位相遅れもしくは位相進みを与える構成となっていた。ここで提案する非可逆右手／左手系線路を用いることにより、以下のように構成することができる。
（ｉ）順方向が右手系伝送線路として位相遅れ、逆方向が左手系伝送線路として位相進みを与える非可逆移相器。
（ii）順方向が右手系伝送線路として位相遅れ、逆方向が入出力間で位相変化のない非可逆移相器。
（iii）順方向が左手系伝送線路として位相進み、逆方向が入出力間で位相変化のない非可逆移相器。
（iv）同一周波数において、順方向及び逆方向共に右手系伝送であるが、位相変化の異なる非可逆移相器。
（ｖ）同一周波数において、順方向及び逆方向共に左手系伝送であるが、位相変化の異なる非可逆移相器。
（vi）上記（ｉ）〜（ｖ）のうち少なくとも２つ以上を組み合せることにより構成される非可逆移相器。

図７を用いて、上記非可逆移相器の各動作を説明する。一般に、分散曲線の勾配は、群速度すなわち、伝送電力の向きを表すことから、以下では、勾配

が正の場合を順方向電力伝送とし、負の場合を逆方向伝送とすることができる。
（ａ）動作周波数がω_ＬＨＬ＜ω＜ω_β０Ｌの領域にある非可逆伝送線路の場合、順方向電力伝送の場合の伝搬定数βが負の値を有し、逆方向電力伝送の場合の伝搬定数βが正の値となることから、いずれの伝送方向の場合も左手系伝送線路として動作している。以上のことから、同線路は上記（ｖ）の移相器として動作する。
（ｂ）動作周波数がω＝ω_β０Ｌの非可逆伝送線路の場合、順方向電力伝送の場合の伝搬定数が０で管内波長が無限大となっている。一方で、逆方向伝送の場合の伝搬定数が正であり、左手系伝送線路として動作している。以上のことから、同線路は上記（iii）の移相器として動作する。
（ｃ）動作周波数がω_β０Ｌ＜ω＜ω_ｃＬあるいはω_ｃＵ＜ω＜ω_β０Ｕの領域にある非可逆伝送線路の場合、順方向電力伝送の場合の伝搬定数βが正の値を有し、逆方向電力伝送の場合の伝搬定数βが正の値となることから、順方向は右手系伝送線路として、逆方向は左手系伝送線路として動作している。以上のことから、同線路は上記（ｉ）の移相器として動作する。
（ｄ）動作周波数がω＝ω_β０Ｕの非可逆伝送線路の場合、逆方向電力伝送の場合の伝搬定数が０で管内波長が無限大となっている。一方で、順方向伝送の場合の伝搬定数が正であり、右手系伝送線路として動作している。以上のことから、同線路は上記（ｉｉ）の移相器として動作する。
（ｅ）動作周波数がω_β０Ｕ＜ω＜ω_ＲＨＵの領域にある非可逆伝送線路の場合、順方向電力伝送の場合の伝搬定数βが正の値を有し、逆方向電力伝送の場合の伝搬定数βが負の値となることから、いずれの伝送方向の場合も右手系伝送線路として動作している。以上のことから、同線路は上記（iv）の移相器として動作する。

本発明に係る非可逆右手左手系伝送線路の構成パラメータを機械的、電気的、磁気的もしくは光学的に変えることにより、同一周波数において、上記（ｉ）〜（ｖ）のいずれかの特性を有す移相器の位相特性を連続的に変えることが可能である。さらに、同一周波数動作として、上記（ｉ）〜（ｖ）のうち少なくとも２つ以上を組み合わせて移相器を構成することも可能である。

次いで、伝送電力が逆向きで、動作周波数、波数ベクトルの等しい異種モード間のデカップリングについて以下に説明する。

カップリング周波数及び伝搬定数のほぼ等しい同種あるいは異種のモードを支える２つの独立した線路構成を隣接して再配置すると通常、それぞれの固有モード間に結合が生じ、結果として、同周波数付近においては、全体の系で見た直交モードは
（Ａ）対称モード及び反対称モードに相当する２つの異なる波数ベクトルを持つ、もしくは、
（Ｂ）導波モードが存在せず阻止帯域が形成される（例えば周期構成におけるブラッグ（Ｂｒａｇｇ）反射など）
のいずれかとなる場合が多い。特に、（Ｂ）の場合、結合により信号伝送が阻害されることが問題となりうる。これに対して、発明の非可逆伝送線路を用いることにより、電力伝送方向は逆向きとなるが、図８中のω＝ω_０での動作のように、動作周波数、波数ベクトルの等しい異種モードを結合なくサポートする単一線路の構成を可能とする。非可逆伝送線路の構成パラメータを変えることにより、２つのモード間に結合を与え、阻止帯域形成することも可能である。従って、発明の非可逆右手左手系伝送線路の構成パラメータを機械的、電気的、磁気的もしくは光学的に変えることにより、電力伝送方向は異なるが、周波数及び波数ベクトルの等しい２つの異種モードに対して、結合、非結合の切り替えが可能となる。

さらに、本実施形態に係る非可逆伝送線路を用いた非可逆漏れ波アンテナ装置について以下に説明する。

従来技術に係る漏れ波アンテナ装置を構成する線路は可逆伝送線路であり、順方向の信号伝送に対して漏れ波が前方放射ビームを形成する場合、逆方向の信号伝送に対しても相等しい前方放射を行う。また、順方向の信号伝送に対して漏れ波が後方放射ビームを形成する場合、逆方向の信号伝送に対しても相等しい後方放射を行う。漏れ波アンテナを構成する線路部分に、本発明に係る非可逆右手／左手系伝送線路を用いることにより、以下の構成を行うことができる。
（ｉ）同一周波数において、線路内を順方向に伝搬する信号に対して、漏れ波が前方に放射ビームを形成し、信号の逆方向伝搬に対して、後方に放射ビームを形成する非可逆漏れ波アンテナ装置。
（ii）同一周波数において、線路内を順方向に伝搬する信号に対して、漏れ波が前方に放射ビームを形成し、信号の逆方向伝搬に対して、ブロードサイド（伝搬方向とは直交する方向をいう。以下、同様である。）に放射ビームを形成する非可逆漏れ波アンテナ装置。
（iii）同一周波数において、線路内を順方向に伝搬する信号に対して、漏れ波が後方に放射ビームを形成し、信号の逆方向伝搬に対して、ブロードサイドに放射ビームを形成する非可逆漏れ波アンテナ装置。
（iv）上記（ｉ）の非可逆漏れ波アンテナ装置の特別な場合として、同一周波数において、信号の伝搬方向に関係なく、線路からの漏れ波による放射ビームが同一方向を向く非可逆漏れ波アンテナ装置。
（ｖ）同一周波数において、線路内の信号伝搬方向に関係なく漏れ波が前方に放射ビームを形成するが、放射角の異なる非可逆漏れ波アンテナ装置。
（vi）同一周波数において、線路内の信号伝搬方向に関係なく漏れ波が後方に放射ビームを形成するが、放射角の異なる非可逆漏れ波アンテナ装置。
（vii）上記（ｉ）〜（vi）の少なくとも２つ以上を組み合わせことにより構成された非可逆漏れ波アンテナ装置。

これらの本実施形態に係る非可逆漏れ波アンテナ装置は以下の特有の作用効果を有する。

（Ａ）線路の構成パラメータを変えることなく、信号の伝送方向の選択により、放射ビームの走査、偏波特性変化を可能とする。
また、従来技術に係る漏れ波アンテナ装置においては、アンテナ装置を構成する線路終端での不整合による線路内の反射波の伝搬が、順方向伝搬の場合とは逆方向に不要な放射ビームとしてサイドローブを形成してしまう問題があった。そのため、伝送線路内では、マイクロ波信号は一方向伝搬が前提であり、線路終端での整合も回路設計を行う上で重要となる。それに対して、ここで提案する本実施形態に係る非可逆右手／左手系伝送線路を用いた非可逆漏れ波アンテナ装置は、伝送線路における入力端子の選択、マイクロ波信号の伝搬方向に関係なく、放射ビーム方向を同じ方向に指定できる。その結果として、構成設計を最適に行うことにより、以下の特有の作用効果を有する。
（Ｂ）アンテナ装置を構成する伝送線路の両端から信号を入力、双方向同時伝搬による漏れ波放射ビームの制御、アンテナ利得、指向性の改善、サイズの小型化を可能とする。
（Ｃ）一端子入力、終端反射の積極的利用による放射メインローブの制御、それによるアンテナ利得、指向性の改善、あるいはアンテナサイズの小型化を可能とする。
（Ｄ）構造パラメータを、機械的、電気的、磁気的あるいは光学的に変えることにより、放射ビームの走査を可能とする。

さらに、本実施形態に係る非可逆伝送線路を用いた共振器について以下に説明する。

当該共振器を構成する伝送線路内において、順方向及び逆方向に伝搬する２つのモードの伝搬定数が異なることから、終端以外で電磁界分布のヌル点を消失させることが可能である。例えば、電流波がゼロとなるヌル点あるいは逆に電圧波がヌル点となるような位置が、共振器上に存在することが望ましくない場合、構成可能となる。また、特別な場合として以下のような特長を持つ共振器を構成することも可能である。
（Ａ）同一周波数において、順方向が右手系伝送で、逆方向は実効波長が無限大で入出力間に位相変化のない非可逆伝送線路を用いた伝送線路型共振器。共振周波数は線路長に依存するが、線路上で振幅が一定となり、一方で位相分布には勾配を与えることができる。
（Ｂ）同一周波数において、順方向が左手系伝送で、逆方向は実効波長が無限大で入出力間に位相変化のない非可逆伝送線路を用いた伝送線路型共振器。共振周波数は線路長に依存するが、線路上で振幅が一定となり、一方で位相分布には勾配を与えることができる。
（Ｃ）同一周波数において、順方向及び逆方向に伝搬する２つのモードの波数ベクトルが互いに等しい非可逆右手／左手系伝送線路を用いた伝送線路型共振器。共振周波数は線路長に依存せず、さらに線路上で振幅が一定となり、位相分布には勾配を与えることができる。
（Ｄ）上記（Ａ）〜（Ｃ）のいずれの場合も、構成パラメータを機械的、電気的、磁気的、あるいは光学的に変化させることにより、共振器を構成する線路上の位相勾配を変えることが可能である。
（Ｅ）一般に、構成パラメータを機械的、電気的、磁気的、あるいは光学的に変えることにより、共振周波数を変えることが可能である。

図１３は、本実施形態に係る非可逆右手左手系伝送線路を用いた共振器の一般的な構成を模式的に表したものである。図１６及び図１７は特に、上記（Ａ）及び（Ｂ）の場合でかつ両側の終端を共に開放もしくは短絡とした場合の構成及び共振条件を示したものである。図１６及び図１７から明らかなように、共振器を構成する線路上で振幅一定、位相勾配を有するが、共振条件が線路長に依存していることがわかる。一方、図１４及び図１５は上記（Ｃ）の場合で、かつ両側の終端を共に開放もしくは短絡とした場合の共振器の構成を表したものである。この模式図より、伝送方向に関係なく順方向及び逆方向に伝搬するモードの波数ベクトルが等しくなり、線路長に関係なく共振条件を自動的に満たすことがわかる。

第２の実施形態．
図２１は本発明の第２の実施形態に係る、矩形導波管７１で構成された非可逆右手／左手系伝送線路の外観を示す斜視図であり、図２２は図２１の非可逆右手／左手系伝送線路の内部構成（矩形導波管７１を除いたとき）を示す斜視図である。

図２１及び図２２において、単位セルを構成する非可逆位相推移現象を持つ伝送線路として、非対称な構成を有する横方向に磁化されたフェライトの充填された導波管モードを利用した伝送線路を示す。ここで。矩形導波管７１と金属部７３により非対称矩形導波管を構成し、以下同様である。当該線路構造を伝搬する電磁波のＴＥモードの実効透磁率は、磁気共鳴周波数付近で負となることから、伝送線路モデルにおける直列枝の回路に挿入された容量性素子の役割も果たす。また、空洞もしくは誘電体で充填された導波管ＴＥモードは、カットオフ周波数において、実効誘電率が負となることから、並列枝の回路に誘導性素子の挿入された線路構造となる。この両者の特性を組み合わせて、開口面７１Ｓから見て例えば右側一部に金属部７３を所定の周期で有する非対称の矩形導波管７１からなる単位セル内に、Ｙ方向で磁化Ｍｓされてなるフェライト部７２と、空隙部（又は誘電体領域）とを所定の周期で繰り返し縦続接続となるよう配置することにより、非可逆右手／左手系伝送線路を構成したことを特徴としている。

第３の実施形態．
図２３は本発明の第３の実施形態に係る、矩形導波管７１で構成された非可逆右手／左手系伝送線路の外観を示す斜視図であり、図２４は図２３の非可逆右手／左手系伝送線路の内部構成（矩形導波管７１を除いたとき）を示す斜視図である。

図２３及び図２４において、単位セルを構成する非可逆位相推移現象を持つ伝送線路として、Ｙ方向に磁化Ｍｓされた磁性金属細線構造部７２ａ及び金属部７３からなる人工媒質の充填された構成の非対称な導波管モードを利用した伝送線路を示す。ここで、当該線路構造の実効透磁率は、磁気共鳴周波数付近で負となることから、伝送線路モデルにおける直列枝の回路に挿入された容量性素子の役割も果たす。また、磁性体を含まない空洞もしくは誘電体により充填された導波管ＴＥモードは、カットオフ周波数において、実効誘電率が負となることから、並列枝の回路に誘導性素子の挿入された線路構造となる。この両者の特性を組み合わせるように、開口面７１Ｓから見て例えば右側一部に金属部７３を所定の周期で有する非対称の矩形導波管７１からなる単位セル内に、磁性金属細線構造部７２ａと、空隙部（又は誘電体領域）を交互に所定の周期で配置することにより、非可逆右手／左手系伝送線路を構成してことを特徴としている。

第４の実施形態．
図２５は本発明の第４の実施形態に係る、矩形導波管７１で構成された非可逆右手／左手系伝送線路の外観を示す斜視図であり、図２６は図２５の非可逆右手／左手系伝送線路の内部構成（矩形導波管７１を除いたとき）を示す斜視図である。

図２５及び図２６において、ＴＥカットオフモードを有する矩形導波管７１の中に、垂直方向で磁化Ｍｓされたフェライト板７４をその板面が矩形導波管７１のＹＺ面と平行となるようにかつ電磁波の伝搬方向（Ｚ方向）に対して周期的に繰り返し挿入配置し、各フェライト板７４にそれぞれ対向するように、横方向の一方の側にスプリットリング共振器７５（又はスパイラル共振器）を立設して挿入配置されている。図中には示されていないが、スプリットリング共振器７５は、誘電体基板などにより支持されて立設されている。電磁波の電界方向（Ｙ方向）と、フェライト板７４中の磁化Ｍｓの方向がほぼ同一方向を向いている。なお、スプリットリング共振器７５は、スプリットリング共振器７５の軸方向が、電磁波の磁界の横方向成分とほぼ平行になるように配置している。

第５の実施形態．
図２７は本発明の第５の実施形態に係る、矩形導波管７１で構成された非可逆右手／左手系伝送線路の外観を示す斜視図であり、図２８は図２７の非可逆右手／左手系伝送線路の内部構成（矩形導波管７１を除いたとき）を示す斜視図である。

図２７及び図２８において、本実施形態に係る伝送線路は、図２６の伝送線路と比較して、図２６のスプリットリング共振器７５を誘電体共振器７６に置き換えたことを特徴としている。本実施形態では、ＴＥカットオフモードを有する矩形導波管７１の中に、垂直磁化Ｍｓされたフェライト板７４を電磁波の伝搬方向に周期的に繰り返し挿入配置し、各フェライト板７４に対向するようにその一方の横方向に誘電体ディスク共振器７６が周期的挿入配置されている。図中には示されていないが、誘電体ディスク共振器７６は、低誘電率の誘電体基板あるいは背景媒質などにより支持されて立設されている。なお、電磁波の電界方向（Ｙ方向）とフェライト板７４中の磁化Ｍｓの方向がほぼ同一方向を向いている。

また、図２８において、Ｄｍｄは誘電体ディスク共振器７６による磁気双極子の方向を示し、以下の図においても同様である。本実施形態においては、誘電体共振器の形状もしくはその構造の軸方向が重要ではなく、磁気共振状態において、誘電体ディスク共振器７６により形成される電磁界分布が、磁気双極子を形成し、その双極子の向きＤｍｄが電磁波の磁界の横方向成分とほぼ平行になるように配置していることが重要である。

なお、図２７及び図２８の構成が順方向で右手系伝送線路、逆方向で左手系伝送線路となっていることを、本発明者は簡単な数値計算結果により確認している。

図２９は本発明の第５の実施形態の変形例に係る、矩形導波管７１で構成された非可逆右手／左手系伝送線路の内部構成（矩形導波管７１を除いたとき）を示す斜視図である。図２９の伝送線路は、図２８の伝送線路に比較して、誘電体ディスク共振器７６に代えて、誘電体ロッド共振器７６ａを設けたことを特徴としており、その他の構成は同様である。

第６の実施形態．
図３０は本発明の第６の実施形態に係る、１対の金属シート７７ａ，７７ｂにてなる誘電体伝送線路で構成された非可逆右手／左手系伝送線路の内部構成（上側の金属シート７７ｂ（一点鎖線で表示）を除いたとき）を示す斜視図である。図３０において、図２８のＴＥカットオフモードを有する矩形導波管７１と同様の動作を示すものとして、矩形導波管７１に代えて、上下両面が金属シート７７ａ，７７ｂで覆われた空隙（又は誘電体基板）に、図２８のフェライト板７４及び誘電体ディスク共振器７６のＸ方向の両側にそれぞれ、複数の金属ポスト７８を挿入することにより２つの側壁を形成してなる誘電体伝送線路を示す。

第７の実施形態．
図３１は本発明の第７の実施形態に係る、ストリップ金属シート７７ｃ及び接地金属シート７７ｇにてなるストリップ誘電体伝送線路で構成された非可逆右手／左手系伝送線路の内部構成（上側のストリップ金属シート７７ｃ（一点鎖線で表示）を除いたとき）を示す斜視図である。図３１においては、マイクロストリップ線路を構成するストリップ金属シート７７ｃと接地金属シート７７ｇとの間に、図２８の矩形導波管７１内で用いられた構成要素全てをそのまま挿入し、さらに実効誘電率を負にする構成として、ＴＥカットオフモードの矩形導波管７１を用いる代わりに、フェライト板７４間の間隙に挿入立設された金属ポスト７９の短絡スタブを用いている。

第８の実施形態．
図３２は本発明の第８の実施形態の変形例に係る、矩形導波管７１で構成された非可逆右手／左手系伝送線路の内部構成（矩形導波管７１を除いたとき）を示す斜視図である。図３２において、本実施形態に係る伝送線路は、図２６のフェライト板７４を半導体板７４ａに置き換えかつ矩形導波管７１の外部より上記半導体板７４ａに対して垂直方向の磁界Ｈｏを印加する直流磁界発生器３０を、矩形導波管７１の下部に設けたことを特徴としている。

第９の実施形態．
図３３は本発明の第９の実施形態に係る、フェライト基板８０を１対の誘電体シート８１，８２で挟設してなる線路基板上に金属メッシュ形状のストリップ導体８３を形成してなるフェライト誘電体伝送線路で構成された非可逆右手／左手系伝送線路の外観を示す斜視図である。

図３３において、同一平面内に二次元構成として構成されたスプリットリング共振器８４及びその周囲に形成された金属メッシュ形状のストリップ導体８３を、１対の誘電体シート８１，８２で挟設されてなるフェライト基板８０に平行でかつその上側に配置することにより伝送線路を構成している。当該例では、ストリップ導体８３とフェライト基板８０との間に誘電体シート８２（又は間隙でもよい）を与えた場合を示している。一方、フェライト基板８０の下側には、
（１）二次元構成として構成された金属メッシュ形状のストリップ導体８３のみを含む金属膜と、
（２）二次元構成として構成されたスプリットリング共振器８４のみを含む金属膜と、
（３）上側の金属膜で構成されているのと、サイズが異なるメッシュ形状のストリップ導体８３及びスプリットリング共振器８４を含む金属膜と
のいずれかを平行に配置し、線路構造に非対称性を与える。下側金属膜とフェライト基板８０との間に間隙８１を設け、フェライト基板８０はその表面に平行な方向に磁化ベクトルＭｓを有する。ここで、磁化ベクトルＭｓと入射電磁波の電界成分が、ほぼ同じ方向を向くように配置される。なお、図３３において、８０Ｓは当該伝送線路へのマイクロ波信号の入射方向を示しており、以下同様である。

なお、図３３において、挿入されている金属膜として、一次元構成を用いることも可能であり、この場合において、スプリットリング共振器８４及び金属細線を電磁波の伝搬方向に交互に配置し、金属細線を電界ベクトルとほぼ平行となる方向に配置するように形成してもよい。また、図３３において、自発磁化もしくは外部磁界により生じた磁化Ｍｓを有するフェライト基板８０を用いているが、本発明はこれに限らず、外部磁界により磁化される誘電体基板を用いてもよい。

第１０の実施形態．
図３４は本発明の第１０の実施形態に係る、フェライト基板８０を１対の誘電体シート８１，８２で挟設してなる線路基板上に金属メッシュ形状のストリップ導体８３を形成してなるフェライト誘電体伝送線路で構成された非可逆右手／左手系伝送線路の外観を示す斜視図である。図３４において、本実施形態では、図３３の伝送線路に比較して、図３４のスプリットリング共振器８４の代わりに誘電体共振器８５を用いたことを特徴としており、その他の構成は同様である。なお、図３４において、誘電体共振器８５としては、誘電体ディスク共振器の場合を示しているが、形状もしくはその構成の軸方向自体が重要なのではなく、磁気共振状態において、共振器の作る電磁界分布が、磁気双極子を形成し、その双極子の向きが電磁波の磁界の横方向成分とほぼ平行になるように配置することが重要である。

第１１及び１２の実施形態．
図３５は本発明の第１１の実施形態に係る、第１の実施形態に係る梯子型非可逆右手／左手系伝送線路を用いた帯域阻止フィルタの外観を示す斜視図である。また、図３６は本発明の第１２の実施形態に係る、第１の実施形態に係る梯子型非可逆右手／左手系伝送線路を用いた帯域通過フィルタの構成を示すブロック図である。

本実施形態に係る非可逆伝送線路型共振器を用いたフィルタとして、従来技術に係る伝送線路型共振器を用いたフィルタと同様に、少なくとも１つ以上の非可逆共振器と給電用伝送線路とをエッジ結合あるいはサイド結合させることにより、以下のフィルタを構成することができる。
（ｉ）同一周波数において、順方向が右手系伝送で、逆方向は実効波長が無限大で入出力間に位相変化のない非可逆伝送線路を用いた伝送線路型共振器を備えたフィルタ。
（ii）同一周波数において、順方向が左手系伝送で、逆方向は実効波長が無限大で入出力間に位相変化のない非可逆伝送線路を用いた伝送線路型共振器を備えたフィルタ。
（iii）同一周波数において、順方向及び逆方向に伝搬する２つのモードの波数ベクトルが相等しい非可逆右手／左手系伝送線路を用いた伝送線路型共振器を備えたフィルタ。
これらのフィルタの場合、フィルタを構成する伝送線路型共振器上で振幅が一定となる特長を持つことから、従来技術に係る共振器のように電圧、電流分布に節点と腹を持つ定在波方に比べて、共振器の終端条件によるが、電流のヌル点あるいは電圧のヌル点が存在しないので、より自由度の高い配置が可能となるという特長を有する。

図３５に図１８の非可逆伝送線路を用いた非可逆伝送線路型共振器と、給電用伝送線路からなる帯域阻止フィルタの一例を示す。ここで、給電用伝送線路は、誘電体基板１０上に形成された、２つのポートＰ９１，Ｐ９２を有するマイクロストリップ線路１２Ｓであって、上記共振器と電磁的にサイド結合するように、図１８の非可逆伝送線路のスタブ導体１３側に所定の間隔だけ離隔して配置される。なお、各スタブ導体１３は誘電体基板１０を厚さ方向に貫通するスルーホール導体１３ｃを介して接地導体１１に接続される。以上のように構成することにより、２つのポートＰ９１，Ｐ９２を有する帯域阻止フィルタを構成することができる。なお、図３５において、ポート用ストリップ導体１２Ｐ１，１２Ｐ２などは除去されている。

図６６は本発明の第１１の実施形態の第１の変形例に係る、第１の実施形態に係る梯子型非可逆右手／左手系伝送線路を用いた帯域阻止フィルタの外観を示す斜視図である。図６６の帯域阻止フィルタは、図３５の帯域阻止フィルタに比較して、２つのポートＰ９１，Ｐ９２を有するマイクロストリップ線路１２Ｓをストリップ導体１２側であって、ストリップ導体１２のマイクロストリップ線路１２Ｓの長手方向に沿って設けたことを特徴としている。ここで、接地導体１１上に置かれた誘電体基板１０において、ストリップ導体１２の直下部分に、部分的にフェライト基板１０Ｆが埋め込まれた構造を有する。フェライト基板１０Ｆは基板表面に対して垂直に磁化され，そのフェライト基板１０Ｆ上においては，セル数が有限の（図６６では５セル）で非可逆右手／左手系伝送線路が、両端開放の状態で共振器を構成している。この伝送線路型共振器を誘電体基板１０上に構成されたマイクロストリップ線路１２Ｓに平行でかつ近接させて配置することにより、当該共振器は、共振周波数付近でマイクロストリップ線路１２Ｓに沿って伝搬するマイクロ波信号からエネルギーを搾取し、帯域阻止フィルタとして動作する。

図６７は本発明の第１１の実施形態の第２の変形例に係る、第１の実施形態に係る梯子型非可逆右手／左手系伝送線路を用いた方向性結合器の外観を示す斜視図である。図６７において、非可逆右手／左手系伝送線路と、その対向伝送線路であるマイクロストリップ線路１２Ｓとを互いに平行に近接させて配置することにより、４つのポートＰ９１〜Ｐ９４を有する方向性結合器を構成している。なお、ストリップ導体１２の直下の誘電体基板１０内にフェライト基板１０Ｆを埋設している。上記対向伝送線路相手の線路としては、例えば、右手系伝送線路、左手系伝送線路、右手／左手系伝送線路、非可逆右手／左手系伝送線路を用いることができる。

また、図３６には上記共振器をエッジ結合させた場合の帯域通過フィルタの例を示す。図３６において、非可逆伝送線路７０Ａは複数Ｍ個の伝送線路部分６０Ａ−１乃至６０Ａ−ＭをカップリングキャパシタＣｃ２乃至ＣｃＭを介して縦続接続されて構成され、ポートＰ８１は、伝送線路６７と、カップリングキャパシタＣｃ１と、非可逆伝送線路７０Ａと、カップリングキャパシタＣｃＭ＋１と、伝送線路６８とを介してポートＰ８２に接続され、これにより、帯域通過フィルタを構成する。

以上の図３５及び図３６の実施形態において、直列容量であるカップリングキャパシタを介した結合を用いているが、共振器の単位セルがπ型で終端に並列誘導性素子が位置する場合には、磁気的な結合を介したフィルタを構成してもよい。

フィルタを構成する非可逆伝送線路型共振器が上記（iii）のタイプの共振器で構成される場合、各共振器の線路長（大きさ）を変えても動作周波数はあまり変化しない。一方で、単位セル数すなわち線路長を変えることによりＱ値を変えることが可能である。例えば、図３６の帯域通過フィルタの場合、直列に挿入されたカップリングキャパシタの容量を電気的に変えることにより、フィルタを構成する非可逆伝送線路型共振器の終端位置が電気的に変えられることから、フィルタを構成する共振器の総数を変えたり、個々の共振器を構成する単位セル数を変えたりすることが可能である。それにより、通過帯域や帯域幅を時間的に切り替えることが可能となる。図３５に示す帯域阻止フィルタの場合も同様である。動作帯域、帯域幅を時間的に切り替える方法としては、直列容量素子だけでなく、その他の構成パラメータを、上記の電気的な方法以外に、機械的、電気的、磁気的あるいは光学的に、変えることによっても可能である。

なお、以上の各実施形態において用いた、非可逆位相推移伝送線路を構成するための磁化Ｍｓの磁化方向と、マイクロ波の電磁界の伝搬方向の関係について以下に説明する。本実施形態に係る非可逆伝送線路における非対称な構造とは、「電磁波の伝搬方向」と、自発磁化もしくは外部磁界により磁化された「磁化方向」（この磁化方向は、伝搬方向と異なる方向であって、好ましくは直交する方向である。）の２つのベクトルよりなる平面に対して非対称となる構造をいう。

第１３及び第１４の実施形態．
図３７は本発明の第１３の実施形態に係る、第１の実施形態に係る梯子型非可逆右手／左手系伝送線路７０Ａ（Ｔ型単位セルを用いたとき）を用いたアンテナ装置の構成を示すブロック図である。また、図３８は本発明の第１４の実施形態に係る、第１の実施形態に係る梯子型非可逆右手／左手系伝送線路７０Ａ（π型単位セルを用いたとき）を用いたアンテナ装置の構成を示すブロック図である。

従来技術に係るアンテナ装置の多くは、アンテナ共振器部分とそれへの給電線路部分、その間の整合回路部分とから構成されている。パッチアンテナ装置、誘電体アンテナ装置などもその例として挙げられる。このような共振器からなるアンテナ装置の場合、共振器構成内では、定在波が立ち、電磁界分布において節点、腹が存在し、ほぼ同相状態となる。またその結果として、無指向性となるか、メインローブがアンテナ放射面に対してブロードサイドを向く場合が多い。それに対して、本実施形態に係る非可逆伝送線路型共振器を用いたアンテナ装置は、以下の特長を有する。
（Ａ）振幅分布一定、位相分布に勾配を持たせることが可能であることから、単一の共振器型アンテナ装置であるにもかかわらず、放射ビーム方向を所望の方向に設定することが可能となる。
（Ｂ）上記（Ａ）と関連するが、振幅分布一定であることから、共振器線路長を大きくすることにより利得及び指向性の改善が図られる。
（Ｃ）構成パラメータを、機械的、電気的、磁気的あるいは光学的に変えることにより、単一の共振器型アンテナ装置であるにもかかわらず、放射ビーム走査が可能となる。

非可逆伝送線路型共振器を用いたアンテナ装置の構成例を、図３７及び図３８に示す。図３７は単位セルがＴ型の場合で共振器両端が直列枝容量の場合の一例を示し、図３８は単位セルがπ型で並列誘導性素子が位置している場合の一例を示している。図３７及び図３８において、６７Ａはマイクロ波信号の給電方向を示す。

図３７において、ポートＰ８１は伝送線路６７及びカップリングキャパシタＣｃ１を介して伝送線路装置７０にてなる非可逆伝送線路型共振器のアンテナ装置に接続される。ここで、ポートＰ８１にマイクロ波信号を給電することにより、伝送線路装置７０にてなる非可逆伝送線路型共振器のアンテナ装置が共振し、当該マイクロ波信号の電磁波が自由空間に放射される。

また、図３８において、ポートＰ８１は伝送線路６７と、互いに電磁的に結合Ｍされた一次コイル６６ａ及び二次コイル６６ｂにてなる変成器６６とを介して伝送線路装置７０にてなる非可逆伝送線路型共振器のアンテナ装置に接続される。ここで、ポートＰ８１にマイクロ波信号を給電することにより、伝送線路装置７０にてなる非可逆伝送線路型共振器のアンテナ装置が共振し、当該マイクロ波信号の電磁波が自由空間に放射される。さらに、図６８に図３８の変形例を示す。図６８において、磁気結合のための変成器６６に代えて並列インダクタ６６ｃを挿入したことを特徴としている。

従来技術に係る漏れ波アンテナにおいては、アンテナ装置を構成する伝送線路の一端子からマイクロ波信号が入力され、終端では整合が取られていることから、共振器型アンテナ装置の基本動作とは大きく異なり、これまで両者は同一には論じられてこなかった。ここでは、このような漏れ波アンテナ装置と共振器型アンテナ装置を別々に論じる観点で、上記非可逆伝送線路型共振器の応用例としてのアンテナ装置の応用について述べた。しかしながら、上述の漏れ波アンテナ装置においては、終端での反射波を積極的に利用することにより、アンテナ放射特性の改善が図られることを主張している。このように漏れ波アンテナ装置において、伝送線路の終端条件により線路内で反射波が存在する場合、共振器型アンテナ装置と類似した動作を行う結果となる。特に、終端で全反射条件が成立する場合、共振器として動作していると見なすこともできる。以上のことから、本実施形態に係る非可逆伝送線路を用いたアンテナ装置は、伝送線路の終端での反射条件の程度によるが、共振器型と漏れ波型の諸動作を併せ持つ構造となる。

第１５の実施形態．
図３９は本発明の第１５の実施形態に係る、第１の実施形態に係る梯子型非可逆右手／左手系伝送線路７０Ａを用いた、位相勾配を有する等電力分配器の構成を示すブロック図である。本実施形態では、非可逆伝送線路型共振器を用いた結合器の一種である等電力分配器について、図３９を参照して以下に説明する。

図３９において、マイクロ波信号発生器６３により発生されたマイクロ波信号は伝送線路６７及びカップリングキャパシタＣｃ１を介して線路長ｌの伝送線路装置７０Ａに入力される。伝送線路装置７０Ａには、線路長方向で所定の間隔ｄ１，ｄ２，…でカップリングキャパシタ６５−１乃至６５−Ｎを介してそれぞれ、各出力ポート８３−１乃至８３−Ｎを有する信号分岐伝送線路６４−１乃至６４−Ｎが接続される。以上のように構成された非可逆伝送線路型共振器の等電力分配器においては、各出力ポートＰ８３−１乃至Ｐ８３−Ｎに所定の位相勾配を有しかつ等しい電力で電力分配することができる。すなわち、本実施形態では、各出力ポートＰ８３−１乃至Ｐ８３−Ｎ間に位相変化を持たせた電力分配器を構成できる。

具体的には、本実施形態に係る非可逆伝送線路型共振器のうち、
（ｉ）同一周波数において、順方向が右手系伝送で、逆方向は実効波長が無限大で入出力間に位相変化のない非可逆伝送線路を用いた伝送線路型共振器と、
（ii）同一周波数において、順方向が左手系伝送で、逆方向は実効波長が無限大で入出力間に位相変化のない非可逆伝送線路を用いた伝送線路型共振器と、
（iii）同一周波数において、順方向及び逆方向に伝搬する２つのモードの波数ベクトルが相等しい非可逆右手／左手系伝送線路を用いた伝送線路型共振器と
のいずれかの共振器を用いると、伝送線路上で振幅が一定となることから、共振器を構成する伝送線路と出力端子用伝送線路との結合部の設置場所に関係なく、電磁的結合の度合いが同程度となり、設計が容易となる。

また、伝送線路上に位相分布が存在することから、共振器と出力ポート用伝送線路間の結合部の設置場所を変えることにより、複数の出力ポート間に位相変化を与えることが可能となる。また、構成パラメータを、機械的、電気的、磁気的あるいは光学的に変えることにより、出力ポート間の位相差を連続的に変えることも可能となる。

上記位相傾斜型等電力分配器の応用の一例としては、以下のようなものが挙げられる。従来技術に係るフェイズドアレイアンテナ装置を構成する各アンテナ素子への供給線路部分において、それぞれ移相器を設置し、個々の移相器の位相を独立に変化させることにより放射ビームを走査する必要があるが、上記等電力分配器の場合、非可逆伝送線路型共振器部分の構成パラメータを、機械的、電気的、磁気的あるいは光学的な方法で一元的に変えることにより、出力ポート間の位相差を連続的に変えることができることから、同アレイアンテナのビーム走査が可能であり、また、構造が従来技術に係る複数の移相器を用いた場合に比べて非常に簡単になるという特有の効果を奏する。

第１６乃至第１８の実施形態．
非可逆伝送線路型共振器を用いた発振器について図４０乃至図４２を参照して以下に説明する。図４０は本発明の第１６の実施形態に係る、第１の実施形態に係る梯子型非可逆右手／左手系伝送線路７０Ａを用いた、直列帰還型発振器の構成を示すブロック図である。また、図４１は本発明の第１７の実施形態に係る、第１の実施形態に係る梯子型非可逆右手／左手系伝送線路７０Ａを用いた、直列帰還型発振器の構成を示すブロック図である。さらに、図４２は本発明の第１８の実施形態に係る、第１の実施形態に係る梯子型非可逆右手／左手系伝送線路７０Ａを用いた、並列帰還型発振器の構成を示すブロック図である。

マイクロ波やミリ波帯域で用いられる発振器の多くは、ノイズ抑制などの理由から、高いＱ値の共振器が挿入されている場合が多い。本実施形態に係る非可逆伝送線路型共振器は、共振器としての機能だけでなく、共振器間に位相変化を与えることから、正帰還ループ内での位相調整の役割も兼ねて用いることが可能である。また、非可逆伝送線路型共振器部分の構成パラメータを、機械的、電気的、磁気的あるいは光学的な方法で変えることにより、Ｑ値の微調整、位相シフト量の微調整も可能となる。

図４０において、能動素子である電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴという。）Ｑ１のゲートは、伝送線路８６及び５０Ωの負荷抵抗８７を介して接地され、当該伝送線路８６にはカップリングキャパシタＣ１３を介して伝送線路装置７０Ａの共振器が接続される。ＦＥＴＱ１のソースはカップリングキャパシタＣ１１を介して接地され、そのドレインは伝送線路８８と、カップリングキャパシタＣ１２と、抵抗値Ｒ_Ｌの負荷抵抗９０を介して接地される。なお、伝送線路８８の一端には、開放端を有する伝送線路８９が接続される。以上のように構成することにより、直列帰還型発振器を構成する。また、図４１において、図４０の発振器に比較して、ＦＥＴＱ１のゲートに接続された回路に代えて伝送線路装置７０Ａの共振器のみが接続される。以上のように構成することにより、直列帰還型発振器を構成する。図４０及び図４１においては、非可逆伝送線路型共振器あるいは同共振器と伝送線路の組み合わせは帯域阻止フィルタの役割を果たし、同阻止帯域において反射型共振器の動作をする。これにより、直列帰還型発振器を構成する。

図４２において、図４０の発振器に比較して、以下の帰還ループ回路が付加されたことを特長としている。伝送線路８８の他端は伝送線路９１及びカップリングキャパシタＣ１４を介して伝送線路装置７０Ａの共振器の他端に接続される。これにより、ＦＥＴＱ１のドレインから伝送線路９１と、カップリングキャパシタＣ１４と、伝送線路装置７０Ａの共振器と、カップリングキャパシタＣ１３と、伝送線路８６とを介してＦＥＴＱ１のゲートに接続され、当該並列帰還回路により、並列帰還型発振器を構成する。図４２においては、非可逆伝送線路型共振器及び伝送線路の組み合わせは帯域通過フィルタの役割を果たし、同帯域において正帰還ループ回路を構成して発振動作が行われる。

第１９の実施形態．
図４３は、本発明の第１９の実施形態に係る伝送線路アンテナ装置１の外観を示す斜視図である。本実施形態に係る伝送線路アンテナ装置１の伝送線路２は、
（ａ）例えばフェライトなどの磁性体にてなる磁性体基板２０と、例えばガラスエポキシ樹脂などの誘電体基板１０とをそれらの側面同士で境界部分１０ａにて合体してなり、裏面に接地導体１１を有する基板と、
（ｂ）上記基板の境界部分１０ａ上に形成されたマイクロストリップ線路１２Ａと、
（ｃ）マイクロストリップ線路１２Ａを、それぞれ間隙１４を形成して、幅ｗの線路部である複数のストリップ導体１２に分断し、複数のストリップ導体１２のうちの互いに隣接する各ストリップ導体１２を接続する複数のキャパシタＣと、
（ｄ）上記各ストリップ導体１２をそれぞれ接地導体１１に接続する複数の短絡スタブ導体１３とを備えて構成される。
なお、図４３の伝送線路２では、６個のキャパシタＣを装荷し、５個の短絡スタブ導体１３を形成してなる５周期の分布定数回路型伝送線路を形成している。また、磁性体基板２０及び誘電体基板１０を挟設する各ストリップ導体１２と接地導体１１によりマイクロストリップ線路１２Ａを構成する。さらに、キャパシタＣは入力される高周波信号の周波数に依存して、互いに隣接するストリップ導体１２間に実体のあるキャパシタを接続してもよいし、上記各間隙１４の浮遊容量のみ、もしくは上記各間隙１４の浮遊容量と並列接続されたキャパシタとからなる直列容量をキャパシタＣとしてもよい。また、短絡スタブ導体１３の形成間隔は周期ｐ［ｍｍ］である。さらに、マイクロストリップ線路１２Ａの長手方向をＸ軸方向とし、各短絡スタブ導体１３の延在方向をＹ軸方向とし、磁性体基板２０に垂直な上方向をＺ軸方向としている。

本実施形態に係る伝送線路アンテナ装置１は、上記伝送線路２を用いた伝送線路アンテナ装置であって、
（ａ）伝送線路２の直下に設けられ、伝送線路２に対して所定の直流磁界Ｈ_０を印加する、例えば電磁石などの直流磁界発生器３０と、
（ｂ）伝送線路２の一端（以下、ポートＰ１という。）と他端（以下、ポートＰ２という。）の少なくとも一方に高周波信号を入力し、所定の周波数において、伝送線路２を前進波伝送線路又は後退波伝送線路として動作させ、伝送線路２の非可逆性を利用して、入力する高周波信号の振幅と位相の少なくとも一方を制御することにより、伝送線路２から漏洩する漏洩波を放射波とする主ビームを形成するように制御するコントローラ５０（図５２乃至図５５参照。）とを備えて構成される。

以上のように構成された伝送線路２の回路は、フェライト周期構造線路であって、誘電体基板１０上で一端が短絡された短絡スタブ導体１３（並列インダクタンスとして動作する）と直列容量であるキャパシタＣが周期的にフェライトマイクロストリップ線路１２Ａに装荷された回路を構成する。直流磁界は直流磁界発生器３０から磁性体基板２０に対して垂直に印加されており、この伝送線路２にエッジガイドモードが伝搬する。ここでは、エッジガイドモードの分散曲線において透磁率が負になる帯域に着目し、この帯域及びその周辺における伝送特性を求める。当該伝送線路２の回路の散乱パラメータを理論的に求める簡単な方法として等価回路法が有効であるが、この方法は２次元的な電磁界の広がりにより現れるエッジガイドモードの非可逆特性を求めるには困難さがある。ここでは、電磁界シミュレータとして有限要素法に基づくＡＮＳＯＦＴ製ＨＦＳＳを用いて、伝搬特性を数値的に求める。

数値計算により得られた散乱パラメータの周波数特性の例を以下に示す。なお、計算に用いたパラメータは以下の通りである。直流磁界μ_０Ｈ_０＝３０ｍＴ、フェライトの飽和磁化μ_０Ｍ_０＝１７５ｍＴ、磁気損μ_０ΔＨ＝５ｍＴ、フェライトの磁性体基板２０の比誘電率１５、誘電体基板１０の比誘電率２．６、磁性体基板２０及び誘電体基板１０の厚さｄ＝１ｍｍ、マイクロストリップ線路１２Ａの幅ｗ＝０．５ｍｍ、伝送線路２の周期（間隔）ｐ＝５ｍｍ、短絡スタブ導体１３の幅１ｍｍ、その長さ７ｍｍ、直列容量であるキャパシタＣ＝１ｐＦ、周期の個数は５である。

当該伝送線路２は、垂直に磁化された磁性体基板のマイクロストリップ線路１２Ａにおいて、直列及び並列に容量性及び誘導性素子が周期的に装荷された構成となっている。ここでは、印加磁界、飽和磁化の大きさに関係なく、並列に挿入されるべき誘導性素子の動作を保障するために、磁性体基板２０上ではなく、隣接する誘電体基板１０上に短絡スタブ導体１３を形成しているが、集中定数素子により置き換えることも可能である。すなわち、短絡スタブ導体１３を構成するために誘電体基板１０を設けているが、上記の集中定数素子がマイクロストリップ線路に対して並列にかつ周期的に挿入されている場合には、誘電体基板１０を設けなくてもよい。つまり、誘電体基板１０の設置は非可逆伝送特性を得るために必要不可欠なものではない。さらに、図４３においては、直流印加磁界及び磁性体基板２０の磁性体の磁化方向としてｚ軸の正方向に選択しているが、本発明はこれに限らず、ｚ軸の負の方向を正方向に選択してもよい。この場合、ポートＰ１とポートＰ２の伝送特性をそのまま入れ替えることができる。

図４４は図４３の伝送線路アンテナ装置１の透過係数Ｓ_２１，Ｓ_１２及び反射係数Ｓ_１１，Ｓ_２２の振幅の周波数特性を示すグラフであり、図４５は図４３の伝送線路アンテナ装置１の透過係数Ｓ_２１，Ｓ_１２の位相の周波数特性を示すグラフである。また、図４６は図４３の伝送線路アンテナ装置１のポートＰ１に高周波信号を入力したときの右手系伝送線路における前進波の位相の流れと電力の流れを示す側面模式図であり、図４７は図１の伝送線路アンテナ装置１のポートＰ２に高周波信号を入力したときの左手系伝送線路における後退波の位相の流れと電力の流れを示す側面模式図である。

当該垂直に磁化された磁性体基板マイクロストリップ線路１２Ａにおいては、電磁界分布がストリップの片側のエッジ下に集中するエッジガイドモードが主モードとなる。従って構成が非対称性を有する場合、図４４及び図４５に示すように、伝送方向により非可逆性が現れる。本実施形態で取り扱う構成に見られる伝送特性の非可逆特性としては、大きく分けて次の２つに分けられる。

まず１つ目は、図４５の周波数１．５ＧＨｚから２．８ＧＨｚの周波数帯域に見られるように、ポートＰ１からポートＰ２への順方向伝送は透過（透過係数Ｓ_２１は約−５ｄＢ程度であり、ほとんど損失がない。）、ポートＰ２からポートＰ１への逆方向伝送は減衰（透過係数Ｓ_１２は約−２０ｄＢ以下であって、ほとんど透過させない。）となる場合である。この場合、当該伝送線路２はアイソレータとして用いることができる。

もう１つの非可逆特性としては、振幅特性においては差が見られないが位相特性に非可逆性を有する場合が挙げられる。図４５には、散乱行列成分の透過係数Ｓ_２１及びＳ_１２の位相を単位セル当たりの位相変化として規格化したものを縦軸に用いているが、これは伝搬定数βと周期ｐの積が単位セル当たりの位相［ｒａｄ］を表すことからπで割って規格化したβp／πと同じ次元を持つ。従って、図４５は分散曲線に対応する。図４５において、周波数３ＧＨｚから３．５ＧＨｚの周波数領域においては、順方向が右手形（前進波）伝送線路（図４６）として、逆方向は左手系（後退波）伝送線路（図４７）として動作する。このように、伝送方向の取り方によって、位相特性が大きく異なることから、この線路は伝送方向選択性位相制御として応用できる。特に、図４５中の周波数３．３ＧＨｚ付近においては、順方向及び逆方向入力の場合の伝搬定数の大きさが同じとなっている（図４５中の黒丸５１，５２で表示）。図４５では、順方向及び逆方向の位相特性を表す２本の曲線の傾きが共に右下がりとなっているが、分散曲線の傾きはエネルギー伝搬（群速度）の向きに対応するため、図４５は、実際の電力伝送の向きと対応しておらず、順方向及び逆方向に伝搬する電力のいずれも正に選んだ場合の伝搬定数を表している。もちろん実際には、伝送電力は、順方向と逆方向で互いに反平行となるため、結果として、伝搬定数は周波数３．３ＧＨｚ付近で大きさだけでなく、向き（符号）も同じとなる。

次いで、伝送線路２をアンテナ装置１として用いたときの放射特性について以下に示す。図４８は図４３の伝送線路アンテナ装置１が周波数ｆ＝２．４ＧＨｚにおいて透過非可逆伝送線路アンテナ装置として動作するときのＺＸ面の放射パターン図であり、図４９は図４３の伝送線路アンテナ装置１が周波数ｆ＝２．４ＧＨｚにおいて減衰非可逆伝送線路アンテナ装置として動作するときのＺＸ面の放射パターン図である。また、図５０は図４３の伝送線路アンテナ装置１が周波数ｆ＝３．３ＧＨｚにおいて右手系非可逆伝送線路アンテナ装置として動作するときのＺＸ面の放射パターン図であり、図５１は図４３の伝送線路アンテナ装置１が周波数ｆ＝３．３ＧＨｚにおいて左手系非可逆伝送線路アンテナ装置として動作するときのＺＸ面の放射パターン図である。

伝送線路２の伝送特性の非可逆特性に対応して、当該伝送線路２からの漏洩波放射に見られる非可逆特性には大きく分けて次の２つの場合が考えられる。１つ目の非可逆性としては、順方向の伝送特性が通過、逆方向が減衰の場合に対応して、一方向の伝送に対してのみ漏洩波放射を行い、逆方向に対しては放射しない状態となる（図４８及び図４９参照。）。もう１つの非可逆性としては、順方向が前進波伝搬、逆方向が後退波伝搬となる場合に対応し、伝送方向に関係なく、漏洩波は同じ方向に放射し得る（図５０及び図５１参照。）。このように、フェライト線路の持つ非可逆性を利用することにより、漏洩波放射ビームの放射方向に選択性を持たせることができる。

さらに、図５２乃至図５５に右手／左手系非可逆伝送線路を用いた漏洩波アンテナ装置の例を示す。

図５２は図４３の伝送線路アンテナ装置１を用いた双方向入力アンテナ装置の構成及び動作を示す側面模式図である。図５２において、１個の高周波信号発生器４０からの高周波信号を電力分配器４１により２分配して、１つの伝送線路２に対して互いに逆方向である双方向で両端ポートＰ１，Ｐ２を介して入射し、漏洩波を放射する。すなわち、電力分配器４１からの１つの高周波信号は可変減衰器４２及び移相器４３を介してポートＰ１を介して伝送線路２に入射する一方、電力分配器４１からのもう１つの高周波信号は可変減衰器４４及び移相器４５を介してポートＰ２を介して伝送線路２に入射する。ここで、可変減衰器４２，４４の減衰量や移相器４３，４５の移相量を変化することにより、伝送線路２から放射される漏洩波の放射パターン（主ビームの方向や各方向での放射電力を含む。）を変化することができ、入力ポートＰ１，Ｐ２に入射する入力電力比及び初期位相関係を最適に選択して設定することにより、伝送線路２上の電磁界分布を最適化することにより、漏洩波アンテナの放射特性を改善できる。すなわち、伝送線路２からの漏洩波の主ビーム方向やビーム幅などを所望値に変化させることができる。

図５３は図４３の伝送線路アンテナ装置１を用いた右手系伝送線路側入力アンテナ装置の構成及び動作を示す側面模式図である。図５３は入力ポートとして一方のポートＰ１のみを選択した一方向入力アンテナ装置を示す。この場合、当該伝送線路２の終端（ポートＰ２）において特別な整合回路を必ずしも挿入する必要がない。すなわち、終端（ポートＰ２）が整合されておらず、反射波が発生しても、その反射波の伝搬による漏洩波もまた同一方向を向くため、従来の伝送線路からの漏洩波放射に見られるような反射波によるサイドローブは発生しない。むしろ、反射特性を積極的に利用する観点から、終端（ポートＰ２）のインピーダンスを最適に選んで（例えば、伝送線路２の電気長を所定値に選択する。）、伝送線路２上の電磁界分布を最適化することにより、漏洩波放射特性を改善できる。すなわち、伝送線路２からの漏洩波の主ビーム方向やビーム幅などを所望値に変化させることができる。

図５４は図４３の伝送線路アンテナ装置１を用いた左手系伝送線路入力アンテナ装置の構成及び動作を示す側面模式図である。図５４は入力ポートとして一方のポートＰ２のみを選択した一方向入力アンテナ装置を示す。この場合、当該伝送線路２の終端（ポートＰ１）において特別な整合回路を必ずしも挿入する必要がない。すなわち、終端（ポートＰ１）が整合されておらず、反射波が発生しても、その反射波の伝搬による漏洩波もまた同一方向を向くため、従来の伝送線路からの漏洩波放射に見られるような反射波によるサイドローブは発生しない。むしろ、反射特性を積極的に利用する観点から、終端（ポートＰ１）のインピーダンスを最適に選んで（例えば、伝送線路２の電気長を所定値に選択する。）、伝送線路２上の電磁界分布を最適化することにより、漏洩波放射特性を改善できる。すなわち、伝送線路２からの漏洩波の主ビーム方向やビーム幅などを所望値に変化させることができる。

図５５は図４３の伝送線路アンテナ装置１を用いた入力方向スイッチ切り替えアンテナ装置の構成及び動作を示す側面模式図である。図５５はスイッチ４６により入力方向の切り替えが可能なアンテナ装置を示す。図５５のアンテナ装置は、図５２のアンテナ装置に比較して、電力分配器４１の代わりに、スイッチ４６を挿入したことを特徴としている。図５５においては、図４５中の周波数ｆ＝３．３ＧＨｚで見られるように伝搬定数の大きさが同じ場合、伝搬方向の選択に関係なく、図５０及び図５１のように放射方向が同じ方向を向くため、スイッチ４６の切り替えによる放射波の変化は偏波特性のみとなる。以上のことから、ビーム角を維持しながら偏波特性の切り替えがスイッチング操作により可能となる。図５５のアンテナ装置の別の利用方法としては、順方向及び逆方向の伝搬定数の大きさが異なるような周波数を動作周波数に選んだ場合、例えば、図４５中の周波数３．２ＧＨｚ又は３．４ＧＨｚを動作周波数として選ぶと、伝搬方向の選択により、放射ビーム方向を変えることが可能である。また、可変減衰器４２，４４の減衰量や移相器４３，４５の移相量を変化することにより、伝送線路２から放射される漏洩波の放射パターン（主ビームの方向や各方向での放射電力を含む。）を変化させることができる。

第２０の実施形態．
図５６は本発明の第２０の実施形態に係る伝送線路アンテナ装置（試作回路）の外観を示す斜視図である。当該アンテナ装置の構成は図１８の構成と同様であるが、スタブ導体１３の個数などが異なる。当該試作回路の具体的な構成パラメータは以下の通りである。
（１）フェライト基板１０Ｆとして寸法５１ｍｍｘ１５ｍｍｘ１ｍｍの多結晶イットリウム／鉄／ガーネット基板を使用した。
（２）誘電体基板１０として、比誘電率２．６、寸法５１ｍｍｘ３ｍｍｘ１ｍｍの基板を使用した。
（３）寸法６０ｍｍｘ２０ｍｍｘ１０ｍｍの永久磁石（図示せず。）を接地導体１１の下側に、フェライト基板１０Ｆの面に対して垂直な方向で磁化するよう配置した。
（４）入出力ポートＰ１，Ｐ２のマイクロストリップ線路は、５０Ωの線路幅０．５ｍｍを有し、周期３ｍｍの短絡スタブ導体１３の線路幅１ｍｍを有し、短絡スタブ導体１３の線路長３ｍｍを有し、直列容量０．４ｐＦのチップコンデンサ（図示せず。）を使用した。なお、単位セルの数１６を有し、外部印加磁界を１３１ｍＴ（測定値）とした。

図５７は図５６の伝送線路アンテナ装置の測定結果であって、その伝送特性（相対電力の周波数特性）を示すグラフである。また、図５８は図５６の伝送線路アンテナ装置の測定結果であって、その伝送特性（正規化伝搬定数βp／πに対する周波数特性）を示すグラフである。すなわち、図５７は散乱行列の大きさを示しており、図５８は各パラメータＳ_２１及びＳ_１２の位相特性を分散曲線に変換した図である。図５８において、Ｓ_１２とＳ_２１の２本の線が交差する周波数６．３５ＧＨｚの点では電力伝送方向に関係なく伝搬定数が等しいことがわかる。

図５９は図５６の伝送線路アンテナ装置の測定結果であって、順方向右手系伝送線路のＸＺ面の放射パターンＥθ（Ｐ１）を示す図であり、図６０は図５６の伝送線路アンテナ装置の測定結果であって、逆方向左手系伝送線路のＸＺ面の放射パターンＥθ（Ｐ２）を示す図である。図５９及び図６０を比較すると、伝送線路に沿って伝搬する電力方向が互いに逆であるにもかかわらず、放射ビームの方向がほぼ同一方向を向いていることが確認できる。

第２１の実施形態．
図６１は本発明の第２１の実施形態に係る伝送線路アンテナ装置（設計回路）の数値計算結果であって、その非可逆伝送線路の伝送特性（並列誘導素子及び直列容量素子が挿入されたときの振幅特性）を示すグラフである。また、図６２は第２１の実施形態に係る伝送線路アンテナ装置（設計回路）の測定結果であって、その非可逆伝送線路の伝送特性（並列誘導素子及び直列容量素子が挿入されたときの位相特性）を示すグラフである。本実施形態では、図５６と同様に構成したときの別の実施例について以下に説明する。ここで、数値計算に用いた構成パラメータを以下に示す。

（１）フェライト基板１０Ｆとして、イットリウム／鉄／ガーネット（ＹＩＧ）基板を仮定し、飽和磁化μ_０Ｍｓ＝０．１７５Ｔであり、磁気損失ΔＨ＝５０Ｏｅ、比誘電率１５、内部直流磁界μ_０Ｈ_０＝０．０５Ｔとした。
（２）誘電体基板１０の比誘電率２．６とした。各基板１０Ｆ，１０の厚さを共に１ｍｍとし、入出力ポートＰ１，Ｐ２であるマイクロストリップ線路の特性インピーダンスがほぼ５０Ωとなるようストリップ幅を２．４ｍｍとした。
（３）フェライト基板１０Ｆのエッジ付近に設けられたマイクロストリップ線路幅は同様の理由により、０．５ｍｍとした。
（４）単位セルとしては、図３に対応する対称Ｔ型伝送線路（周期ｐ＝３ｍｍ）を用い、挿入される容量としてＣ＝０．６ｐＦ（フェライト基板１０Ｆの線路部分の両端は２Ｃである。図３参照。）を挿入している。誘導性短絡スタブ導体１３としては、幅１ｍｍ及び長さ３．５ｍｍのストリップ導体を用いた。
（５）セル数１６に設定した。

図６１及び図６２から明らかなように、基板に対して垂直な方向に磁化されたフェライト基板１０Ｆ上のマイクロストリップ線路１２Ａにおいては、電磁界分布がストリップの片側のエッジ下に集中するエッジモードが主モードとなる。従って、当該伝送線路が非対称性の構造を有する場合、伝送方向により非可逆性が現れる。本実施形態で取り扱う構造に見れられる伝送特性の非可逆特性としては、大きく分けて次の２つに分けられる。まず１つ目は図６１の４．２ＧＨｚから５．５ＧＨｚの周波数帯域に見られるように、順方向（Ｓ_２１）は透過、逆方向（Ｓ_１２）は減衰となる場合である。この場合、同線路はアイソレータとして用いることができる。もう１つの非可逆特性としては、振幅特性においては差が見られないが位相特性に非可逆性を有する場合が挙げられる。図６２には、散乱行列成分係数Ｓ_２１及びＳ_１２の位相を単位セル当りの位相変化として規格化したものを縦軸に用いているが、これは伝搬定数βに周期ｐを掛けて規格化したβp／πと同じ次元を持つ。従って、図６２は分散曲線に対応する。図６２では順方向及び逆方向の位相特性を表す２本の曲線の傾きが共に右下がりとなっているが、分散曲線の傾きはエネルギー伝搬（群速度）の向きに対応するため、図６２は、実際の電力伝送の向きと対応しておらず、順方向及び逆方向に伝搬する電力のいずれも正に選んだ場合の伝搬定数を表している。

図６３は第２１の実施形態に係る伝送線路アンテナ装置（設計回路）の数値計算結果であって、その非可逆伝送線路の分散曲線を示すグラフである。すなわち、伝送電力の向きを考慮して、図６２をω−βダイアグラムに変換したものを図６３に示す。図６３において、周波数４．６ＧＨｚから５．６ＧＨｚの周波数領域においては、順方向が右手系（前進波）伝送線路として、逆方向は左手系（後退波）伝送線路として動作している。このように、伝送方向の取り方によって、位相特性が大きく異なることから、この線路は伝送電力方向選択性位相制御として応用できる。特に、図６３中の周波数５．２ＧＨｚ付近においては、順方向及び逆方向入力の場合の伝搬定数の大きさが同じとなっている（図６３中の黒丸で表示している交差点をいう。）。当該周波数が、図８の角周波数ω_０に対応する。このように、伝送電力が逆向きで、等しい波数ベクトルを持つデュアルモードが結合を起こすことなく、独立に伝搬可能であることが具体的な構成において、三次元フルベクトル電磁界シミュレーションを用いた数値計算により示された。

さらに、本実施形態に係る非可逆伝送線路の磁気同調性について以下に説明する。

上述のように、実際に非可逆伝送線路の構成が可能であることを垂直に磁化されたフェライト基板を用いて明らかにした。実際、このようなフェライト基板内の直流磁界が、ほぼゼロであるかもしくは非常に大きくて、磁気共鳴周波数が関心ある周波数帯よりも十分大きい場合、フェライト基板は誘電体基板と同様の振舞いをする。すなわち、上述したような非可逆位相推移現象は消滅する。その結果、従来技術に係る右手／左手系複合伝送線路と全く同じ動作をする。

図６４は第２１の実施形態に係る伝送線路アンテナ装置（設計回路）の数値計算結果であって、内部直流磁界がゼロのときの可逆伝送線路の伝送特性（振幅特性）を示すグラフである。また、図６５は第２１の実施形態に係る伝送線路アンテナ装置（試作回路）の測定結果であって、内部直流磁界がゼロのときの可逆伝送線路の伝送特性（位相特性）を示すグラフである。すなわち、構成パラメータが図６２と同じ場合で、内部直流磁界のみがゼロの場合の伝送特性を図６４及び図６５に示す。図６４及び図６５から明らかなように、右手系及び左手系伝送帯域の間に阻止帯域は現れず、インピーダンス整合がほぼ保たれていることがわかる。但し、右手系と左手系伝送帯域の間の伝搬定数β＝β_ｐ＝β_ｍ＝０となる周波数は、図６５からわかるように周波数ｆ＝４．９５ＧＨｚであり、図６３において伝搬定数β_ｐ＝β_ｍとなる周波数ｆ＝５．２ＧＨｚに比べて数％低くなっていることがわかる。これを補償するためには、内部直流磁界の変化は、透磁率テンソルの変化すなわち線路の実効透磁率の変化に主として現れるため、直列に挿入された容量性素子を電気的に変化させることにより、伝搬定数β_ｐ＝β_ｍとなる周波数を一定にすることも可能である。以上のことから、内部直流磁界及び直列容量性素子を変化させることにより、図８の対称軸のシフト量Δβ／２に相当する物理量を電気的に変化させることが可能である。

また、以下のごとく非可逆移相器に応用することができる。２つの端子間に非可逆伝送線路を挿入することにより、一方の端子からもう一方の端子に対して、信号の伝搬方向に関係なく、所望の位相差を与えることができる。また、電気的に構成パラメータを変えることにより、同位相差を電気的に変えることも可能である。

以上の各実施形態に係る伝送線路マイクロ波装置を用いることにより以下の種々のアプリケーション装置を構成できる。

（Ａ）非可逆伝送線路．
（１）同一周波数において、順方向が右手系伝送（フォワード波伝搬）で逆方向が左手系伝送（バックワード波伝搬）となる非可逆右手／左手系伝送線路の構成。順方向及び逆方向の伝送特性が逆の場合も含む。
（２）同一周波数において、順方向が右手系伝送で、逆方向は実効波長が無限大で入出力間に位相変化のない非可逆伝送線路の構成。順方向及び逆方向の伝送特性が逆の場合も含む。
（３）同一周波数において、順方向が左手系伝送で、逆方向は実効波長が無限大で入出力間に位相変化のない非可逆伝送線路の構成。順方向及び逆方向の伝送特性が逆の場合も含む。
（４）同一周波数において、順方向及び逆方向共に右手系伝送であるが、位相変化の異なる非可逆伝送線路の構成。
（５）同一周波数において、順方向及び逆方向共に左手系伝送であるが、位相変化の異なる非可逆伝送線路の構成。
（６）上記（１）〜（５）のうち少なくとも２つ以上の組み合わせを可能とする非可逆伝送線路。
（７）上記（１）の特別な場合として、同一周波数において、順方向及び逆方向に伝搬する２つのモードの波数ベクトルが相等しい非可逆右手／左手系伝送線路の構成。伝送電力の向きは逆であるが、動作周波数、波数ベクトルが共に等しい２つのモードを縮退させて（結合させることなく）伝搬させることが可能な線路の構成。
（８）伝送電力の向きが異なるが、動作周波数、波数ベクトルの等しい異種モード間の縮退化、デカップリング、直交化への応用が可能である。
（Ｂ）非可逆移相器．
（９）上記（１）〜（６）のいずれかの非可逆伝送線路を用いた非可逆移相器への応用。
（Ｃ）非可逆漏れ波アンテナ．
（１０）同一周波数において、線路内を順方向に伝搬する信号に対して、漏れ波が前方に放射ビームを形成し、信号の逆方向伝搬に対して、後方に放射ビームを形成する非可逆漏れ波アンテナ装置。
（１１）同一周波数において、線路内を順方向に伝搬する信号に対して、漏れ波が前方に放射ビームを形成し、信号の逆方向伝搬に対して、ブロードサイドに放射ビームを形成する非可逆漏れ波アンテナ装置。
（１２）同一周波数において、線路内を順方向に伝搬する信号に対して、漏れ波が後方に放射ビームを形成し、信号の逆方向伝搬に対して、ブロードサイドに放射ビームを形成する非可逆漏れ波アンテナ装置。
（１３）上記（１０）の特別な場合として、同一周波数において、信号の伝搬方向に関係なく、線路からの漏れ波による放射ビームが同一方向を向く非可逆漏れ波アンテナ装置。
（１４）同一周波数において、線路内の信号伝搬方向に関係なく漏れ波が前方に放射ビームを形成するが、放射角の異なる非可逆漏れ波アンテナ装置。
（１５）同一周波数において、線路内の信号伝搬方向に関係なく漏れ波が後方に放射ビームを形成するが、放射角の異なる非可逆漏れ波アンテナ装置。
（１６）上記（１０）〜（１５）の少なくとも２つ以上の組み合わせを可能とする非可逆漏れ波アンテナ。
（１７）漏れ波アンテナを構成する線路として、非可逆右手／左手系伝送線路を用いることによる、アンテナの利得、指向性の改善、サイズの小型化が可能である。
（Ｄ）非可逆伝送線路型共振器．
（１８）上記（１）〜（６）の非可逆伝送線路を用いた非可逆伝送線路型共振器の構成。
（１９）上記（２）及び（３）の非可逆伝送線路を用いた場合、共振周波数が線路長さに依存するものの、伝送線路上の信号振幅がほぼ一定で位相勾配を持たせたまま動作可能な伝送線路型共振器の構成が可能である。
（２０）上記（１）の特別な場合である（７）の非可逆右手／左手系伝送線路を用いた場合、共振周波数が線路長さに依存せず、伝送線路上の信号振幅がほぼ一定で位相勾配を持たせたまま動作可能な伝送線路型共振器の構成が可能である。共振周波数が線路長に依存しないため、同一の共振周波数を得る場合でも自由なサイズ選択が可能である。また、線路長により、共振器の無負荷Ｑが変わるため、Ｑ値の選択にも自由度を与える。
（Ｅ）非可逆伝送線路型共振器を用いたフィルタ．
（２１）上記（１）〜（６）の非可逆伝送線路を用いた共振器と給電用線路及び結合素子からなる帯域阻止フィルタ構成。
（２２）上記（１）〜（６）の非可逆伝送線路を用いた共振器と給電用線路及び結合素子よりなる帯域通過フィルタ構成。
（２３）上記（１９）あるいは（２０）もしくは両方の共振器からなる帯域阻止フィルタ及び帯域通過フィルタ。各共振器を構成する線路上で、振幅が一定のため、共振器間の配置に自由度がある。
（２４）上記（２０）の非可逆伝送線路型共振器からなる帯域阻止フィルタ及び帯域通過フィルタ。フィルタを構成する各共振器は共振周波数が線路長に依存しないため、自由なサイズ設計が可能である。また、線路長により、共振器の無負荷Ｑが変えられるため、フィルタ設計に自由度を与える。
（Ｆ）非可逆伝送線路型共振器を用いたアンテナ．
（２５）上記（１９）の非可逆伝送線路型共振器と給電用線路、結合部分とからなる指向性を有するアンテナ。アンテナの動作周波数がアンテナサイズに依存する。
（２６）上記（２０）の非可逆伝送線路型共振器と給電用線路、結合部分とからなる指向性を有するアンテナ。アンテナの動作周波数がアンテナサイズに依存しない。
（Ｇ）非可逆伝送線路型共振器を用いた結合器．
（２７）上記（１９）もしくは（２０）の非可逆伝送線路型共振器からなる位相勾配を与える電力分配器。
（Ｈ）非可逆伝送線路型共振器を用いた発振器．
（２８）非可逆伝送線路型共振器を用いた並列帰還形発振器の構成
（２９）非可逆伝送線路型共振器を用いた直列帰還形発振器の構成。

以上詳述したように、本発明に係る伝送線路マイクロ波装置によれば、容量性素子を等価的に含む直列枝の回路と、誘導性素子を等価的に含む並列枝の回路とを備え、マイクロ波の伝搬方向に対して異なる磁化方向に磁化されてジャイロ異方性を有し、上記伝搬方向と上記磁化方向とにより形成される面に対して非対称な構造を有し、かつ、順方向の伝搬定数と逆方向の伝搬定数とが互いに異なる非可逆位相特性を有するように、伝搬定数と動作周波数との関係を示す分散曲線において所定の伝搬定数及び動作周波数を設定してなる少なくとも１つの非可逆伝送線路部分を備え、上記少なくとも１つの非可逆伝送線路部分を第１と第２のポートの間で縦続接続して構成されたマイクロ波伝送線路を備える。

従って、従来技術に比較して大幅に小型化できかつ特有の作用効果を有する伝送線路マイクロ波装置を提供することができる。具体的には，上記第1と第2のポートからそれぞれマイクロ波を入力した場合、伝送電力の向きは相反する方向関係にあるにもかかわらず、波数ベクトルの等しい２つの相異なる右手系モード及び左手系モードを伝送させることができる。この現象を利用して、マイクロ波移相器、漏れ波アンテナ装置及びマイクロ波電力分配器を構成できる。また、上記マイクロ波共振器を構成することにより、線路長に依存せず所定の共振周波数を有し、マイクロ波伝送線路の線路方向に対して電磁界分布の大きさが一定でありかつ波数ベクトルにより定まる位相変化（位相勾配）を有するという特有の作用効果を有する。この特長を利用して、マイクロ波結合器、マイクロ波フィルタ、マイクロ波発振器及びマイクロ波アンテナ装置を構成できる。

また、本発明に係る伝送線路アンテナ装置によれば、上記伝送線路の一端と他端の少なくとも一方に高周波信号を入力し、所定の周波数において、上記伝送線路を前進波伝送線路又は後退波伝送線路として動作させ、上記伝送線路の非可逆性を利用して、上記入力する高周波信号の振幅と位相の少なくとも一方を制御することにより、上記伝送線路から漏洩する漏洩波を放射波とする主ビームを形成する。従って、左手系又は右手系伝送線路などの伝送線路からの漏洩波を用いて、主ビームを形成しかつ主ビーム方向を制御可能な伝送線路アンテナ装置を提供することができる。特に、１つの伝送線路で主ビームの方向を制御可能なアンテナ装置を形成でき、複数のアンテナ素子を備えた従来技術のアレーアンテナに比較して大幅に小型化し、しかも製造工程が簡単である。

Claims (20)

1. 容量性素子を等価的に含む直列枝の回路と、誘導性素子を等価的に含む並列枝の回路とを備え、マイクロ波の伝搬方向に対して異なる磁化方向に磁化されてジャイロ異方性を有し、上記伝搬方向と上記磁化方向とにより形成される面に対して非対称な構造を有し、かつ、順方向の伝搬定数と逆方向の伝搬定数とが互いに異なる非可逆位相特性を有するように、伝搬定数と動作周波数との関係を示す分散曲線において所定の伝搬定数及び動作周波数を設定してなる少なくとも１つの非可逆伝送線路部分を備え、
   上記少なくとも１つの非可逆伝送線路部分を第１と第２のポートの間で縦続接続して構成されたマイクロ波伝送線路を備えたことを特徴とする伝送線路マイクロ波装置。
2. 所定の動作周波数において、上記マイクロ波伝送線路において第１のポートから第２のポートに向う方向では左手系伝送で電力伝送されかつ第２のポートから第１のポートに向う方向では右手系伝送で電力伝送されるように、上記分散曲線において所定の伝搬定数及び動作周波数を設定したことを特徴とする請求項１記載の伝送線路マイクロ波装置。
3. 所定の動作周波数において、上記マイクロ波伝送線路において第１のポートから第２のポートに向う方向では左手系伝送もしくは右手系伝送で電力伝送されかつ第２のポートから第１のポートに向う方向では伝搬定数がゼロで管内波長が無限大となるように電力伝送されるように、上記分散曲線において所定の伝搬定数及び動作周波数を設定したことを特徴とする請求項１記載の伝送線路マイクロ波装置。
4. 上記マイクロ波伝送線路は、上記分散曲線において所定の伝搬定数及び動作周波数を設定することにより構成され、所定の位相量だけ移相するマイクロ波移相器であることを特徴とする請求項１乃至３のうちのいずれか１つに記載の伝送線路マイクロ波装置。
5. 上記マイクロ波伝送線路は、所定の動作周波数において、上記マイクロ波伝送線路においてマイクロ波信号が第１のポートから第２のポートに向う伝搬方向で伝搬するとき、上記伝搬方向に対して斜め前方、斜め後方、もしくはブロードサイド方向に漏れ波の主ビームを有する放射パターンの無線信号を放射する漏れ波アンテナ装置であることを特徴とする請求項１乃至３のうちのいずれか１つに記載の伝送線路マイクロ波装置。
6. 上記伝送線路マイクロ波装置は、第１のポートから第２のポートに向う方向で伝搬する第１のモードの伝搬定数をβ_＋とし、第２のポートから第１のポートに向う方向で伝搬する第２のモードの伝搬定数をβ₋としたとき、β_＋＝−β₋ を満たすように構成されたマイクロ波共振器であることを特徴とする請求項２記載の伝送線路マイクロ波装置。
7. 上記マイクロ波共振器と、
   上記マイクロ波共振器と結合するように設けられた結合用伝送線路とを備えることにより、マイクロ波フィルタを構成したことを特徴とする請求項６記載の伝送線路マイクロ波装置。
8. 上記マイクロ波共振器と、
   上記マイクロ波共振器と結合するように設けられた負性抵抗素子とを備えることにより、マイクロ波発振器を構成したことを特徴とする請求項６記載の伝送線路マイクロ波装置。
9. 上記マイクロ波共振器と、
   上記マイクロ波共振器と結合するように設けられた給電用伝送線路とを備えることにより、マイクロ波アンテナ装置を構成したことを特徴とする請求項６記載の伝送線路マイクロ波装置。
10. 上記マイクロ波共振器と、
    上記マイクロ波共振器と結合するように設けられた給電用伝送線路と、
    上記マイクロ波共振器のマイクロ波伝送線路と結合するように設けられた複数の分岐用伝送線路とを備えることにより、マイクロ波電力分配器を構成したことを特徴とする請求項６記載の伝送線路マイクロ波装置。
11. 上記マイクロ波伝送線路は、自発磁化もしくは外部磁界により磁化された基板上に形成された非対称マイクロストリップ線路であることを特徴とする請求項１乃至１０のうちのいずれか１つに記載の伝送線路マイクロ波装置。
12. 上記マイクロ波伝送線路は、自発磁化もしくは外部磁界により磁化された磁性体を含む非対称導波管であることを特徴とする請求項１乃至１０のうちのいずれか１つに記載の伝送線路マイクロ波装置。
13. 上記マイクロ波伝送線路は、自発磁化もしくは外部磁界により磁化された磁性体を含む非対称誘電体伝送線路であることを特徴とする請求項１乃至１０のうちのいずれか１つに記載の伝送線路マイクロ波装置。
14. 上記マイクロ波伝送線路において、上記直列枝の容量性素子は当該伝送線路を伝搬する電磁波モードの実効透磁率が負であるマイクロ波素子であり、上記並列枝の誘導性素子は当該伝送線路を伝搬する電磁波モードの実効誘電率が負であるマイクロ波素子であることを特徴とする請求項１２又は１３記載の伝送線路マイクロ波装置。
15. 自発磁化もしくは外部磁界により磁化され、裏面に接地導体を有する基板と、
    上記基板上に形成されたマイクロストリップ線路と、
    上記マイクロストリップ線路を複数の線路部に分断し、上記分断された複数の線路部のうちの互いに隣接する各線路部を接続する複数のキャパシタと、
    上記各線路部をそれぞれ接地導体に接続する複数の短絡スタブ導体とを備えた伝送線路を用いた請求項５記載の伝送線路マイクロ波装置である伝送線路アンテナ装置であって、
    上記伝送線路の一端と他端の少なくとも一方に高周波信号を入力し、所定の動作周波数において、上記伝送線路を前進波伝送線路又は後退波伝送線路として動作させ、上記伝送線路の非可逆性を利用して、上記伝送線路から漏洩する漏洩波を放射波とする主ビームを形成するように制御する制御手段とを備えたことを特徴とする伝送線路アンテナ装置。
16. 上記基板はさらに誘電体基板を含み、上記磁性体基板と上記誘電体基板とをそれらの側面同士で境界部分にて合体してなり、裏面に接地導体を有することを特徴とする請求項１５記載の伝送線路アンテナ装置。
17. 上記制御手段は、上記伝送線路の一端及び他端にそれぞれ上記高周波信号を入力し、上記入力する各高周波信号の振幅と位相の少なくとも一方を制御することにより、放射波の主ビームを形成することを特徴とする請求項１５又は１６記載の伝送線路アンテナ装置。
18. 上記制御手段は、上記伝送線路の一端に上記高周波信号を入力し、上記伝送線路の他端において前進波を反射して、放射波の主ビームを形成することを特徴とする請求項１５又は１６記載の伝送線路アンテナ装置。
19. 上記制御手段は、上記伝送線路の他端に上記高周波信号を入力し、上記伝送線路の一端において後退波を反射して、放射波の主ビームを形成することを特徴とする請求項１５又は１６記載の伝送線路アンテナ装置。
20. 上記制御手段は、上記伝送線路の一端及び他端にそれぞれ上記高周波信号を選択的に入力し、放射波の主ビームを切り替えることを特徴とする請求項１５又は１６記載の伝送線路アンテナ装置。

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