JP6489601B2 - 非相反伝送線路装置とその測定方法 - Google Patents

Description

本発明は、順方向の伝搬定数と逆方向の伝搬定数とが互いに異なる非相反伝送線路装置とその測定方法に関する。

メタマテリアルの一つとして右手／左手系複合伝送線路（以下、ＣＲＬＨ（Composite Right/Left-Handed）伝送線路という。）が知られている。ＣＲＬＨ伝送線路は、所定の周波数帯域で負の実効透磁率及び負の実効誘電率を有するように、波長に比べて十分に小さい間隔で、線路の直列枝に容量素子を実質的に周期的に挿入し、並列枝に誘導性素子を実質的に周期的に挿入して構成される。最近、ＣＲＬＨ伝送線路に対して非可逆伝送の機能を付加した非可逆（非相反ともいう。）移相ＣＲＬＨ伝送線路が提案されている（例えば、特許文献１〜３参照。）。非可逆移相ＣＲＬＨ伝送線路は、同一の周波数を有する電磁波が順方向に伝搬するときは正の屈折率を示し、逆方向に伝搬するときは負の屈折率を示すことができる。

非可逆移相ＣＲＬＨ伝送線路を用いて伝送線路共振器を構成すると、共振周波数を変えることなく共振器サイズを自由に変えることができる。さらに、共振器上の電磁界分布は、進行波共振器の電磁界分布と同様である。このため、非可逆移相ＣＲＬＨ伝送線路を用いた伝送線路共振器を用いて、電磁界の振幅が一様でありかつ電磁界の位相が線路に沿って一定の勾配で直線的に変化する擬似進行波共振器を構成することができる。このとき、共振器上の電磁界分布の位相勾配は、共振器を構成する伝送線路の非可逆移相特性によって決まる。以下、非可逆移相ＣＲＬＨ伝送線路を用いた伝送線路装置を、非可逆伝送線路装置又は非相反伝送線路装置という。

メタマテリアルはここ十数年、アンテナへの応用の分野で大変興味深い重要なテーマとなっている。これまでにも、非相反ＣＲＬＨメタマテリアルが、ＣＲＬＨ伝送線路を用いた指向性漏れ波アンテナへの応用を目的として提案されている。また、最近は、０次共振器から大きく発展した擬似進行波共振器に基づくアンテナ（例えば、非特許文献１参照。）が提案され、従来の漏れ波アンテナに比べて、放射効率が高く、コンパクトであるにもかかわらず利得と指向性を増加させている。

これまでに提案されている非相反伝送線路装置の多くは、従来のマイクロストリップ線路からなる右手／左手系複合伝送線路装置の中央のストリップ線路下に、垂直に磁化されたフェライトロッドを埋め込んだ構造を採用している。このとき、非相反伝送線路装置からなる擬似進行波共振器を備えたアンテナ装置からの放射ビーム方向は、共振器上の電磁界分布の位相勾配によってきまる。また、フェライトが軟磁性体であれば、外部印加磁界の大きさあるいは向きを変えることにより、線路の非可逆移相特性が変化し、その結果ビーム走査をすることができる。

国際公開第２００８／１１１４６０号パンフレット 国際公開第２０１１／０２４５７５号パンフレット 国際公開第２０１２／１１５２４５号パンフレット

しかしながら、例えばコプレーナ線路を備えた非相反伝送線路装置において、放射領域と非放射領域との間で切り替えを行うことができなかった。

本発明の目的は以上の問題点を解決し、コプレーナ線路を備えた非相反伝送線路装置において、放射領域と非放射領域との間で切り替えを行うことができる非相反伝送線路装置を提供することにある。

第１の発明に係る非相反伝送線路装置は、マイクロ波の伝送線路部分と、容量性素子を等価的に含む直列枝の回路と、上記伝送線路部分からそれぞれ分岐して設けられかつ誘導性素子を等価的に含む第１及び第２の並列枝の回路とを有する少なくとも１つの単位セルを、第１と第２のポートの間で縦続接続して構成され、順方向の伝搬定数と逆方向の伝搬定数とが互いに異なる非相反伝送線路装置において、
上記各単位セルの伝送線路部分は、ストリップ導体と、当該ストリップ導体の両側の接地導体とを備えたコプレーナ線路であり、
上記各単位セルの伝送線路部分は、上記マイクロ波の伝搬方向に対して異なる方向に外部磁界発生器により外部磁界により磁化され、
上記第１の並列枝の回路は、第１の電気長を有する第１のスタブ導体であり、
上記第２の並列枝の回路は、第１の電気長と実質的に同一の電気長を有する第２のスタブ導体であり、
上記非相反伝送線路装置は、
上記コプレーナ線路の背面に設けられたフェライト板と、
上記フェライト板と遮蔽金属板との間に背面キャビティ又は上記フェライト板よりも小さい誘電率を有する誘電体を形成するように設けられ、上記フェライト板をカバーする遮蔽金属板とを備えたことを特徴とする。

上記非相反伝送線路装置において、上記外部磁界発生器は、上記非相反伝送線路装置を伝送する伝送電力の方向が互いに逆方向の関係にある右手系モードと左手系モードの各分散曲線が交差する近傍を動作点とし、上記外部磁界を変化させることにより、当該動作点を、上記非相反伝送線路装置からマイクロ波を放射する放射領域と、上記非相反伝送線路装置からマイクロ波を放射しない非放射領域との間で切り替えることを特徴とする。

また、上記非相反伝送線路装置において、上記非相反伝送線路装置にマイクロ波信号を入力し、上記外部磁界発生器は、上記外部磁界を変化させることで、当該動作点を上記放射領域と上記非放射領域との間で切り替えることにより、上記マイクロ波信号を振幅変調させて放射することを特徴とする。

第２の発明に係る非相反伝送線路装置の測定方法は、上記非相反伝送線路装置を用いて、上記非相反伝送線路装置にマイクロ波信号を入力したときに、上記非相反伝送線路装置から放射される放射電力及び反射される反射電力を測定する非相反伝送線路装置の測定方法であって、
上記第１のポートに入力されるマイクロ波信号の電力を測定するステップと、
上記第２のポートから出力されるマイクロ波信号の電力を測定するステップと、
上記測定された各電力に基づいて、上記非相反伝送線路装置から放射されるマイクロ波信号の放射電力と、上記非相反伝送線路装置から反射されるマイクロ波信号の反射電力を測定するステップとを含むことを特徴とする。

第３の発明に係る非相反伝送線路装置の測定方法は、上記非相反伝送線路装置を用いて、上記非相反伝送線路装置にマイクロ波信号を入力したときに、上記非相反伝送線路装置から放射される放射電力及び材料損失を測定する非相反伝送線路装置の測定方法であって、
上記第１のポートに入力されるマイクロ波信号の電力を測定するステップと、
上記第２のポートから出力されるマイクロ波信号の電力を測定するステップと、
上記測定された各電力に基づいて、上記非相反伝送線路装置から放射されるマイクロ波信号の放射電力と、上記非相反伝送線路装置の材料損失を測定するステップとを含むことを特徴とする。

本発明に係る非相反伝送線路装置によれば、コプレーナ線路を備えた非相反伝送線路装置において、放射領域と非放射領域との間で切り替えを行うことができる。ここで、上記非相反伝送線路装置にマイクロ波信号を入力し、上記外部磁界発生器は、上記外部磁界を変化させることで、当該動作点を上記放射領域と上記非放射領域との間で切り替えることにより、上記マイクロ波信号を振幅変調させて放射することができる。さらに、上記非相反伝送線路装置を用いて、上記非相反伝送線路装置にマイクロ波信号を入力したときに、上記非相反伝送線路装置から放射される放射電力及び反射される反射電力を測定することができる。

本発明の実施形態に係る非相反伝送線路装置における第１の例の伝送線路の単位セル６０Ａの等価回路図である。 本発明の実施形態に係る非相反伝送線路装置における第２の例の伝送線路の単位セル６０Ｂの等価回路図である。 本発明の実施形態に係る非相反伝送線路装置における第３の例の伝送線路の単位セル６０Ｃの等価回路図である。 本発明の実施形態に係る非相反伝送線路装置における第４の例の伝送線路の単位セル６０Ｄの等価回路図である。 従来技術に係る相反伝送線路装置における非平衡状態の場合の分散曲線を示すグラフである。 従来技術に係る相反伝送線路装置における平衡状態の場合の分散曲線を示すグラフである。 実施形態に係る非相反伝送線路装置における非平衡状態の場合の分散曲線を示すグラフである。 実施形態に係る非相反伝送線路装置における平衡状態の場合の分散曲線を示すグラフである。 図１の単位セル６０Ａを縦続接続して構成された非相反伝送線路装置７０Ａの構成を示すブロック図である。 図２の単位セル６０Ｂを縦続接続して構成された非相反伝送線路装置７０Ｂの構成を示すブロック図である。 図３の単位セル６０Ｃを縦続接続して構成された非相反伝送線路装置７０Ｃの構成を示すブロック図である。 図４の単位セル６０Ｄを縦続接続して構成された非相反伝送線路装置７０Ｄの構成を示すブロック図である。 比較例に係る非相反伝送線路装置７０Ｆの構成を示す斜視図である。 （ａ）は図１３Ａの非相反伝送線路装置７０Ｆで用いるインターディジタルキャパシタＣｓｅの等価回路及び平面図であり、（ｂ）は図１３Ａの非相反伝送線路装置７０Ｆで用いるシャントコプレーナインダクタＬｓｈの等価回路及び平面図である。 図１３Ａの非相反伝送線路装置７０Ｆの分散特性を示すグラフである。 図１３Ａの非相反伝送線路装置７０ＦのＳパラメータの周波数特性を示すグラフである。 図１３Ａの非相反伝送線路装置７０Ｆにおける横方向の電界分布を示すグラフである。 本発明の実施形態に係る非相反伝送線路装置７０Ｅの構成を示す斜視図である。 図１５ＡのＡ−Ａ’線についての縦断面図である。 図１５Ａの非相反伝送線路装置７０Ｅの放射領域の分散特性（４πＭ＝１４５０Ｇ）を示すグラフである。 図１５Ａの非相反伝送線路装置７０ＥのＳパラメータの周波数特性を示すグラフである。 図１５Ａの非相反伝送線路装置７０Ｅの非放射領域の分散特性（４πＭ＝１８５０Ｇ）を示すグラフである。 図１５Ａの非相反伝送線路装置７０Ｅを用いた直接変調方式を用いたマイクロ波変調装置の構成を示すブロック図である。 図１７Ａのマイクロ波変調装置の動作を示すタイミングチャートである。 図１５Ａの非相反伝送線路装置７０Ｅを用いたマイクロ波電力測定方法を用いたマイクロ波測定装置の構成を示すブロック図である。

以下、本発明に係る実施形態について図面を参照して説明する。なお、以下の実施形態において、同様の構成要素については同一の符号を付している。

１．実施形態の概要

固定周波数でのビーム走査の能力を有する指向性放射は、ビーム走査が周波数依存性でありかつ大きなビームスクイント効果の結果をもたらす従来の漏れ波アンテナに対して、非可逆メタマテリアルアンテナに利用可能である。しかし、非可逆のメタマテリアルを使用して広い角度範囲でビーム走査は、左手系周波数帯域と右手系周波数帯域との間での遷移領域において、自由空間の位相定数β_０に匹敵するような位相定数Δβにおける大きな非可逆性を要求する。

本来、非可逆移相メタマテリアルは、一方の側から挿入されたマイクロストリップシャントスタブを有するマイクロストリップ線路構造に基づいて構成された。非相反性は、中央のマイクロストリップにより形成される構造の面に対して垂直な面に関して空間的な非対称性と、磁化されたフェライトにおけるジャイロ性によって提供される時間の反転対称性の破れとの組み合わせにより達成される。しかしながら、４ＧＨｚを超えるマイクロ波帯で、位相定数に現れる非可逆性Δβを増大させて、自由空間の位相定数β_０に近づけることができなかった。その結果、典型的な非可逆移相メタマテリアルアンテナにおいて放射角度を３０度異常にすることは困難であった。解決策としては、従来からよく使用される飽和磁化４πＭｓ＝１７５０ＧのＹＩＧよりも、高い飽和磁化を有するフェライトを用いれることが考えられる。残念ながら、このような高い飽和磁化を有するマイクロ波フェライトの問題点としては、強磁性損失が飽和磁化の大きさで相対的に考えても、YIGに比べてはるかに高くなり、その結果、減衰定数において非相反性が顕著に現れることが知られている。

マイクロストリップ線路からなるメタマテリアルにおいて、位相定数の非相反性が小さくなる問題点に対する別の解決策としては、構造設計を変更することが挙げられる。一般に、中央の金属ストリップ幅を広げることにより、非可逆伝搬において含まれるフェライトの体積を増大させることにより、非可逆性を増大することができる。そのことは、基本的にはマイクロストリップ線路幅に対するフェライト棒の幅の比から説明できる。しかし、マイクロストリップ線路を広げると、特性インピーダンスは低下し、ＣＲＬＨメタマテリアル構造の動作周波数を低下させることになる。一方、非相反性を強化するために挿入されているシャントスタブを短くすることで、誘電率εが負となるカットオフ周波数を高くすることができる。従って、非常にブロッホインピーダンスの低いメタマテリアルを用いて、線路幅をかなり広くしかつシャントスタブをほとんどゼロの長さに短縮することにより、両方の効果を組み合わせて、制限された範囲で非可逆を増大させることが潜在的に可能である。ただし、この場合のスタブのもつインダクタンスの下限は依然として構造厚さによって決定される。

２．非相反伝送線路装置の基本原理及び動作原理
まず始めに、本実施形態に係る非相反伝送線路装置（非可逆伝送線路装置ともいう。）の基本構成及び動作原理について、図１〜図１２を参照して説明する。なお、本明細書中で用いた数式については、各式の後に示した丸括弧でくくられた番号を参照する。

本発明の各実施形態に係る非相反伝送線路装置７０Ａ〜７０Ｄは、伝送線路の単位セルを縦続接続して構成される。図１〜図４は、本発明の実施形態に係る非相反伝送線路装置における例示的な伝送線路の単位セル６０Ａ〜６０Ｄの等価回路図である。ここで、各単位セルは、順方向と逆方向の伝搬定数が異なる非相反位相推移特性を有する伝送線路部分を含み、直列枝の回路に容量性素子、並列枝の回路に誘導性素子が等価的に挿入された構成を有する（図１〜図４を参照。）。このような本願発明に係る非相反伝送線路装置の構成を適用可能な回路又は装置は、ストリップ線路、マイクロストリップ線路、スロット線路、コプレーナ線路などマイクロ波、ミリ波、準ミリ波、テラヘルツ波において用いられるプリント基板回路、導波管、誘電体線路を含み、これらだけでなく、プラズモン、ポラリトン、マグノン等を含む導波モードあるいは減衰モードを支える構成全般、あるいはそれらの組み合わせ、さらに等価回路として記述可能な自由空間などの全てを含む。非相反伝送線路装置による伝送する電磁波は、例えばＵＨＦ（Ultra High Frequency）バンドの周波数帯以上のマイクロ波、ミリ波、準ミリ波、テラヘルツ波を含み、本明細書では、これらを総称して「マイクロ波」という。

非相反位相推移特性を有する伝送線路装置は、上述した伝送線路のうち、特にジャイロ異方性を有する材料を部分的もしくは全体的に含み、かつ電磁波の伝搬方向に対して異なる磁化方向（より好ましくは、伝搬方向に対して直交する方向）で磁化されて、上記伝搬方向と上記磁化方向とにより形成される面に対して非対称性を有する構造の伝送線路を用いて構成される。非相反位相推移特性を有する伝送線路としては、上述した伝送線路以外に、同等の非相反位相推移機能を有する、波長に比べて充分小さな集中定数素子も使用可能である。ジャイロ異方性を有する材料としては、自発磁化もしくは外部より印加した直流もしくは低周波の磁界により誘起された磁化あるいは自由電荷の周回運動により、材料の特性を表す誘電率テンソルもしくは透磁率テンソルあるいはその両方が、ジャイロ異方性を持つ状態として表される場合全てを含む。ジャイロ異方性を有する材料の具体例としては、マイクロ波、ミリ波などで用いられるフェライトなどのフェリ磁性体、強磁性体材料、固体プラズマ（半導体材料など）及び液体、気体プラズマ媒質、さらに微細加工などにより構成された磁性人工媒質などが挙げられる。

直列枝の回路に挿入される容量性素子としては、電気回路でよく用いられるコンデンサ、マイクロ波、ミリ波などで用いられる分布定数型容量素子だけでなく、等価的には、伝送線路中を伝搬する電磁波モードの実効透磁率が負の値を持つような回路又は回路素子であってもよい。負の実効透磁率を示すためには、直列枝の回路が容量性素子として支配的に動作する線路として等価的に記述される必要があり、負の実効透磁率を示す素子の具体例としては、金属からなるスプリットリング共振器、スパイラル構成などの磁気的共振器を少なくとも１つ含む空間的配置、あるいは磁気的共振状態にある誘電体共振器の空間的配置、あるいはフェライト板マイクロストリップ線路に沿って伝搬するエッジモードのように、負の実効透磁率を持つ導波モードもしくは減衰モードで動作するマイクロ波回路などが使用可能である。さらに、直列枝の回路に挿入される容量性素子としては、上述したもの以外に、容量性素子と誘導性素子の直列接続、並列接続あるいはそれらの組み合わせであってもよい。挿入されるべき部分の素子又は回路が全体として容量性を示すものであってもよい。

並列枝の回路に挿入される誘導性素子として、電気回路で用いられるコイルなどの集中定数型素子や、マイクロ波、ミリ波などで用いられる短絡スタブ導体などの分布定数型誘導性素子だけでなく、伝送線路中を伝搬する電磁波モードの実効誘電率が負の値を持つ回路又は素子を用いることができる。負の実効誘電率を示すためには、並列枝が誘導性素子として支配的に動作する伝送線路として等価的に記述される必要があり、負の実効誘電率を示す素子の具体例としては、金属細線、金属球などの電気的共振器を少なくとも１つ含む空間的配置、あるいは金属だけでなく電気的共振状態にある誘電体共振器の空間的配置、あるいはＴＥモードが遮断領域にある導波管、平行平板線路など、負の実効誘電率を持つ導波モードもしくは減衰モードで動作するマイクロ波回路などが使用可能である。また、並列枝の回路に挿入される誘導性素子としては、上述したもの以外に、容量性素子と誘導性素子の直列接続、並列接続あるいはそれらの組み合わせであってもよい。挿入されるべき部分が全体として誘導性を示す回路又は素子であってもよい。

非相反位相推移特性を有する伝送線路装置において、伝送線路中を伝搬する電磁波モードの実効透磁率が負の場合、減衰モードとなりうるが、負の実効透磁率は、直列枝の回路に容量性素子が挿入された場合に相当することから、同線路の等価回路は、非相反位相推移部分と直列容量素子部分の両方を含む。

非相反位相推移特性を有する伝送線路装置において、伝送線路中を伝搬する電磁波モードの実効誘電率が負の場合、減衰モードとなりうるが、負の実効誘電率は、並列枝の回路に誘導性素子が挿入された場合に相当することから、同線路の等価回路は、非相反位相推移部分と並列誘導素子部分の両方を含む。

図１及び図２は、単位セル６０Ａ，６０Ｂが非対称Ｔ型構造及び非対称π型構造をそれぞれ有する場合を示している。また、図３及び図４は、より単純な場合として、単位セル６０Ｃ，６０Ｄが対称Ｔ型構造及び対称π型構造をそれぞれ有する場合を示している。以下では原則として、単位セル６０Ａ〜６０Ｄの線路長（つまり周期長さｐ＝ｐ１＋ｐ２）が波長に比べて十分小さい場合を仮定しているので、従来技術に係る右手／左手系複合伝送線路装置における伝送線路の単位セルの取り扱いと同様に、Ｔ型構造、π型構造あるいはＬ型構造の場合であっても、本質的に同様の結果が得られる。実際、Ｌ型構造は、パラメータ操作により図１又は図２の場合に含められる。なお、波長に対する単位セル６０Ａ〜６０Ｄの線路長がここで述べる基本的動作を制約しないことを強調しておく。

図１〜図４に示す線路構造は単純で、所定の線路長（図１及び図２では線路長ｐ１，ｐ２であり、図３及び図４では線路長ｐ／２である。）をそれぞれ有する２本の伝送線路部分６１，６２を含む伝送線路の直列枝の回路に容量性素子又は容量性を示す回路網が挿入され、並列枝の回路には誘導性素子又は誘導性回路網が挿入されている。これらの素子をまとめて単純に実効的な大きさ（線路長）を示すために、図１においては、キャパシタＣ１，Ｃ２及びインダクタＬをそれぞれ挿入するように図示する。同様に、図２においては、キャパシタＣ及びインダクタＬ１，Ｌ２をそれぞれ挿入するように図示する。伝送線路部分６１，６２はそれぞれ、その順方向と逆方向の伝搬定数が異なる非相反位相推移特性を有するように構成されるが、本明細書では、伝搬定数を考察する際に、伝搬定数の虚部、すなわち位相定数を用いる。伝送線路部分６１の非相反性を表すパラメータとして、順方向（ポートＰ１１からポートＰ１２に向う方向をいう。）の位相定数及び特性インピーダンスをそれぞれβ_Ｎｐ１及びＺ_ｐ１と表し、逆方向（ポートＰ１２からポートＰ１１に向う方向をいう。）のそれらをそれぞれ、β_Ｎｍ１及びＺ_ｍ１と表す。同様に、伝送線路部分６２の非相反性を表すパラメータとして、順方向の位相定数及び特性インピーダンスをそれぞれβ_Ｎｐ２及びＺ_ｐ２と表し、逆方向のそれらをそれぞれ、β_Ｎｍ２及びＺ_ｍ２と表す。図１及び図２の伝送線路は２つの伝送線路部分６１，６２が非対称であるが、図３及び図４の伝送線路は２つの伝送線路部分６１，６２が対称であり、ｐ１＝ｐ２＝ｐ／２，β_Ｎｐ１＝β_Ｎｐ２＝β_Ｎｐ，β_Ｎｍ１＝β_Ｎｍ２＝β_Ｎｍ，Ｚ_ｐ１＝Ｚ_ｐ２＝Ｚ_ｐ，Ｚ_ｍ１＝Ｚ_ｍ２＝Ｚ_ｍを満たし、さらに、Ｔ型構造の場合はＣ１＝Ｃ２＝２Ｃであり、π型構造の場合はＬ１＝Ｌ２＝２Ｌである。具体例として、図３及び図４の伝送線路において、単位セル６０Ａ〜６０Ｄの両端に周期的境界条件を課すと、次式を得る。

ここで、Δβ及び

は次式で表される。

ω及びβはそれぞれ、動作角周波数と、周期構造に沿って伝搬する電磁波の位相定数とを表す。式（１）は動作角周波数ωと位相定数βの関係を表していることから、分散関係式（ω−βダイアグラム）となる。

式（１）において、相反性（β_Ｎｐ＝β_ＮｍかつＺ_ｐ＝Ｚ_ｍ）を仮定すると、従来技術に係る相反伝送線路装置と同じになり、式（１）は次式に簡単化される。

但し、式（２）中のアドミタンスＹ及びインピーダンスＺはそれぞれ、Ｙ＝１／ｊωＬ、Ｚ＝１／ｊωＣと仮定している。

図５は、従来技術に係る相反伝送線路装置における非平衡状態の場合の分散曲線を示すグラフであり、図６は、従来技術に係る相反伝送線路装置における平衡状態の場合の分散曲線を示すグラフである。図５及び図６のグラフは、正規化位相定数β・ｐ／πに対する角周波数ωの特性を示す。式（２）で表されるような従来技術に係る相反伝送線路装置の場合、典型的な分散曲線は図５のように表され、一般に右手系（ＲＨ）伝送特性及び左手系（ＬＨ）伝送特性を示す帯域の間に禁止帯が現れる。左手系伝送帯域の上限及び右手伝送帯域の下限の周波数は、位相定数β＝０の条件を式（２）に課すことにより、角周波数ω^２に関する２次方程式の解として得られる。結果として次の２つの解を得る。

ここで、ε_ｐ及びμ_ｐは、単位セル６０Ａ〜６０Ｄの伝送線路部分６１，６２の実効誘電率及び透磁率を表す。従って、禁止帯がゼロとなるように、カットオフ周波数がω_１＝ω_２を満たすためには、式（２）が位相定数β＝０の条件に対して重解を持てばよく、結果として次式を得る。

式（５）の結果は、直列枝の回路に挿入される容量性素子であるキャパシタＣと、並列枝の回路に挿入される誘導性素子であるインダクタＬとがなすインピーダンス√（Ｌ／Ｃ）が、挿入先の伝送線路部分６１，６２の特性インピーダンスＺ_ｐと同じであれば、ギャップが生じないというものであり、一種のインピーダンス整合条件となっている。その場合の分散曲線を図６に示す。

式（１）により与えられる非相反伝送線路装置の場合の分散曲線について説明する。相反伝送線路装置の場合、式（２）によれば、分散曲線は位相定数β＝０の直線（ω軸）に対して対称であるが、非相反伝送線路装置の場合、分散曲線の対称軸がβ＝０の直線よりもβに関して

だけ正の方向にシフトしていることが、式（１）の左辺から容易にわかる。以下、β_ＮＲを、非相反移相量という。従って、図５に対応して、図７を得る。

図７は、実施形態に係る非相反伝送線路装置における非平衡状態の場合の分散曲線を示すグラフであり、図８は、実施形態に係る非相反伝送線路装置における平衡状態の場合の分散曲線を示すグラフである。

このように、非相反伝送線路装置が、相反伝送線路装置と大きく異なるのは、分散曲線の対称軸がω軸から右側又は左側にシフトすることであり、これは、式（１）から求められる順方向の位相定数β＝β_ｐと逆方向の位相定数β＝β_ｍがβ_ｐ≠β_ｍ（従って、順方向と逆方向の伝搬定数が互いに異なる）、つまり非相反位相推移の効果による。なお、非相反移相量β_NRは、順方向及び逆方向の位相定数β_ｐとβ_ｍを用いて式（６）の代わりに

と表すこともできる。結果として、次の５種類の伝送帯域（Ａ）〜（Ｅ）に分類することができる。

（Ａ）順方向及び逆方向伝搬共に左手系伝送。但し、伝搬定数の大きさは互いに異なる。
（Ｂ）順方向が左手系伝送、逆方向は伝搬定数がゼロで管内波長が無限大となる。
（Ｃ）順方向が左手系伝送、逆方向が右手系伝送。
（Ｄ）順方向が右手系伝送、逆方向は伝搬定数がゼロで管内波長が無限大となる。
（Ｅ）順方向及び逆方向伝搬共に右手系伝送。但し、伝搬定数の大きさは互いに異なる。

但し、一般に、伝送帯域（Ｃ）では、図７からわかるように中央に阻止帯域（禁止バンド）が現れる。また、特に、図７及び図８においてＲＨ／ＬＨで示している伝送帯域を利用する際には、各ポートに双方向（順方向及び逆方向）でマイクロ波信号を入力しても、位相の流れが所定の同一方向を向く（左手系伝送及び右手系伝送）という特長を有する。

比較のため、従来技術の相反伝送線路装置の場合を考えると、電力伝送の方向が正及び負となる２つの同一モードは、式（５）の整合条件が成立している場合に、つまり、図６に示すように、位相定数β＝０の点で２つのモードが結合することなく交差することになる。同様に、式（１）により与えられる分散曲線の対称軸線上β＝Δβ／２＝β_ＮＲにおいて、式（１）は角周波数ω^２に関する２次方程式となり、バンドギャップを生じさせないために重解の条件を課すと、次式を得る。

もしくは

但し、ε_ｐ及びμ_ｐは、単位セル６０Ａ〜６０Ｄの非相反伝送線路部分６１，６２における順方向の実効誘電率及び透磁率を表し、ε_ｍ及びμ_ｍは逆方向の場合のそれらを表す。式（７）より、２つのモードが交差する付近でギャップを生じさせないための条件は、相反伝送線路装置の式（５）の場合と類似して、インピーダンス整合条件となっている。しかも、順方向もしくは逆方向のどちらかで整合が取れるように、インダクタＬ及びキャパシタＣを挿入すればよく、インピーダンス整合条件が、相反伝送線路装置の場合に比べて、より緩やかであることが特長として挙げられる。

図１及び図２に示されているような、２つの伝送線路部分６１，６２が非対称である、より一般的な場合について、若干説明する。このような非対称の場合であっても、基本的には図７及び図８と同様の分散曲線に従って動作する。分散曲線の対称軸の位置は、図７及び図８の横軸の正規化位相定数β・ｐ／π上で次式の位置に修正される。

また、２つの非相反伝送線路部分６１，６２が同一の伝搬特性を有している場合、バンドギャップを生じない整合条件は式（７）と同じになる。但し、図１の場合は

であり、図２の場合、

である。

本発明の実施形態に係る非相反伝送線路装置の全体は、図９〜図１２に示すように、図１〜図４の単位セル６０Ａ〜６０Ｄを少なくとも１つ以上含みかつ縦続接続されて構成される。図９は、図１の単位セル６０Ａを縦続接続して構成された非相反伝送線路装置７０Ａの構成を示すブロック図である。図９において、ポートＰ１とポートＰ２との間に、複数個の単位セル６０Ａが縦続接続されることにより、非相反伝送線路装置７０Ａを構成している。図１０は、図２の単位セル６０Ｂを縦続接続して構成された非相反伝送線路装置７０Ｂの構成を示すブロック図である。図１０において、ポートＰ１とポートＰ２との間に、複数個の単位セル６０Ｂが縦続接続されることにより、非相反伝送線路装置７０Ｂを構成している。図１１は、図３の単位セル６０Ｃを縦続接続して構成された非相反伝送線路装置７０Ｃの構成を示すブロック図である。図１１において、ポートＰ１とポートＰ２との間に、複数個の単位セル６０Ｃが縦続接続されることにより、非相反伝送線路装置７０Ｃを構成している。図１２は、図４の単位セル６０Ｄを縦続接続して構成された非相反伝送線路装置７０Ｄの構成を示すブロック図である。図１２において、ポートＰ１とポートＰ２との間に、複数個の単位セル６０Ｄが縦続接続されることにより、非相反伝送線路装置７０Ｄを構成している。なお、複数個の単位セル６０Ａ〜６０Ｄが縦続接続される場合においても、必ずしも単位セル６０Ａ〜６０Ｄのうちの単一タイプのものを用いて構成される必要はなく、異なるタイプの単位セルを組み合わせて縦続接続してもよい。

以下、本実施形態及び以下の各実施形態に係る非相反伝送線路装置７０Ａ〜７０Ｅの分散曲線は、図８に示すような平衡状態の分散曲線である。また、図８の分散曲線において、２つのモードが交差する交点の動作角周波数ωを中心角周波数ω_Ｃと定義し、交点における非相反移相量β_ＮＲを非相反移相量β_ＮＲＣと定義する。ただし、図７に示すようなバンドギャップの存在する非平衡状態の分散曲線であっても動作可能である。この場合、図７における中心動作角周波数ω_Ｃに相当する角周波数は、伝送線路の両側の終端条件にも依存するが、図８の分散曲線のバンドギャップ端に相当する２つの角周波数ω_ｃＵ，ω_ｃＬもしくはその間のバンドギャップ内の角周波数が該当する。

３．比較例に係る非相反伝送線路装置の構成
図１３Ａは比較例に係る非相反伝送線路装置７０Ｆの構成を示す斜視図であり、図１３Ｂ（ａ）は図１３Ａの非相反伝送線路装置７０Ｆで用いるインターディジタルキャパシタＣｓｅの等価回路及び平面図であり、図１３Ｂ（ｂ）は図１３Ａの非相反伝送線路装置７０Ｆで用いるシャントコプレーナインダクタＬｓｈの等価回路及び平面図である。なお、インターディジタルキャパシタＣｓｅ及びシャントコプレーナインダクタＬｓｈは実施形態に係る図１５Ａの非相反伝送線路装置７０Ｅにおいても用いる。

図１３Ａにおいて、フェライト板２１を有する基本的なコプレーナ線路２０をベースとするメタマテリアルである非相反伝送線路装置７０Ｆが図示されている。当該比較例での基本的な考え方は、マイクロストリップ線路を基本とする非相反メタマテリアルの場合、非相反性を向上させるためにフェライトの体積を増加させても非可逆性を大きくすることが困難なのに対して、コプレーナ線路からなる構造の場合、容易に大きくすることができる。この目的のために、フェライト板２１は、伝送線路の平行な２つの金属面間には位置させていないが、コプレーナ線路２０の一方の側には、磁化と伝搬方向の作る面に関して構造が非対称となるよう、厚いフェライト板２１が装荷されている。そのような構造の非対称性を、電磁波の伝搬方向に対して横方向に当該構造の面に磁化されたフェライト板２１におけるジャイロ効果と組み合わせることで、メタマテリアルにおける大きな非可逆伝搬を達成することができる。この構造において位相定数の非可逆性を大きく増大させるためには、構造の非対称性を増大させることが必要であり、それはフェライト板２１の厚さを大きくすることに相当する。このことは、非可逆メタマテリアルからなるアンテナ装置に当てはめて考えると、漏れ波放射において大きなビーム走査角を得ることができることを意味する。非相反性は、外部磁界発生器８０により外部の直流磁界を用いて飽和磁化Ｍｓからその反対値−Ｍｓまでの範囲でフェライトの磁化Ｍを変化させことで調整することができ、メタマテリアルアンテナ装置に対しては、ビーム走査能力を提供することができる。

メタマテリアル構造は、非相反伝送線路装置７０Ａ〜７０Ｄと同じ基本的概念を継承している。非相反伝送線路装置７０Ｆに挿入された直列キャパシタＣｓｅとシャントインダクタＬｓｈを設けることで、その分布キャパシタンス及び分布インダクタンスを形成し、同一の周波数帯域において負の実効透磁率μおよび負の実効誘電率εを実現できる。従来技術に係るマイクロストリップ線路をベースとする非相反メタマテリアルにおいては、複数の集中定数素子を調節し、動作周波数ｆ_０付近でバンドギャップのないバランス構造が設計されている。本発明の設計においては、等価回路モデルの複数の集中定数素子が、図１３Ｂに示すように、複数のインターディジタルキャパシタＣｓｅと複数のシャントコプレーナインダクタＬｓｈを用いて非相反メタマテリアルが構成されている。

図１３Ｂにおいては、誘電体基板１０上には、ストリップ導体１１と、ストリップ導体１１から所定距離だけ離隔されて形成された接地導体１２，１３とを備えてコプレーナ線路２０を構成する。図１３Ｂ（ａ）において、複数のストリップ導体１４と、複数のストリップ導体１５が互いに違いに所定の間隔で形成されることによりインターディジタルキャパシタＣｓｅを構成する。なお、非相反伝送線路装置７０Ｆの両端ポートでは、インターディジタルキャパシタ２Ｃｓｅを形成する。また、図１３Ｂ（ｂ）において、ストリップ導体１１から分岐して接地導体１２側に突出しかつ接地導体１２とは所定の間隔だけ離隔して形成された後接地導体１２に接続されるように、互いに実質的に同一の電気長を有するスタブ導体１６，１７を形成することでシャントコプレーナインダクタＬｓｈを構成する。

図１３Ａと同様のＣＲＬＨコプレーナ構造が従来技術において提案されているが、従来技術では、透過係数の大きさに現れる非可逆性に注目し、位相定数の非相反性は重要視されていなかった。図１３Ａに示すように、コプレーナ線路２０は、厚さｈ_ｄの低誘電率を有する誘電体基板１０上に形成される。厚いフェライト板２１は、図１３Ａに図示されるように、コプレーナ線路２０の金属面に直接に形成され、面内で磁化される。なお、コプレーナ線路２０における電磁界は一般に、フェライト板２１がそうであるように、より高い誘電率を有する層に集中することはよく知られている。そのため一般的な指向性放射はフェライト板が装荷された側から起こると考えられる。

本発明者らは、図１３Ａに図示された非相反伝送線路装置７０Ｆの電気的特性について、有限要素法を用いて数値シミュレーションを行った。

図１３Ｃは図１３Ａの非相反伝送線路装置７０Ｆの分散特性を示すグラフである。また、図１３Ｄは図１３Ａの非相反伝送線路装置７０ＦのＳパラメータの周波数特性を示すグラフである。ここで、ＹＩＧフェライト板２１の厚さｈ_ｆは２．４ｍｍに設定され、誘電体基板１０の厚さは０．８ｍｍであった。インターディジタルキャパシタＣｓｅ及びインダクタＬｓｈのパラメータは、７ＧＨｚよりやや下側の中心周波数ｆｃにおいて、非相反伝送線路装置７０Ｅがバンドギャップを持たないように選択されている。図１３Ｃの分散特性からわかるように、飽和磁化４πＭｓ＝１７５０ＧのＹＩＧフェライト板２１に対して１．１ｒａｄ／ｃｍ以上の非可逆量Δβを得ている。これにより、非相反伝送線路装置７０Ｆを用いたアンテナ装置の場合、放射角度を両側の方向で±５０度まで走査可能とすることが可能となる。

図１４は図１３Ａの非相反伝送線路装置７０Ｆにおける横方向の電界分布を示すグラフである。図１４の左半分と右半分は、動作周波数６ＧＨｚにおいて、互いに反対方向に伝搬する電磁波の電界分布を示す。また、誘電体基板１０上に誘電体基板１０Ａを載置した場合も図示している。

残念ながら、位相定数の非相反性が大きいこの構造は、図１３ＤにおけるＳパラメータから分かるように、透過係数Ｓ_２１，Ｓ_１２の大きさに対しても、大きな非相反性を伴う。この非相反性の大きさは、単位セル当たり０．９ｄＢ程度と大きいが、これは当該構造からの非可逆放射に関連していることがわかっている。磁化されたフェライト板２１中の磁気回転効果により、磁化ベクトルＭと波数ベクトルβの作る面に関して電界分布が非対称になる。図１４において、コプレーナ平面内で横方向に磁化されたフェライト板２１において、電界分布の集中する箇所は、磁化ベクトルＭと波数ベクトルβとの間の方向関係によって決定される．その複数の表面の１つに発生し、−ｙ方向に伝搬する左手系モードの場合、コプレーナ線路２０のある側の面に対して、電磁界が強く集中している。同じ動作周波数帯域で、逆向きに伝搬する右手系モードの場合、フェライト板２１の２つの境界面のうちコプレーナ線路のない側に電磁界分布が集中し、その結果、フェライト板２１から当該環境に対して、より大きな効率で電磁波を漏洩させる傾向がある。フェライト板２１中の乱れた電界分布は、誘電体基板１０を有するコプレーナ線路構造の反対側から、過度の不要な放射を発生させる。そのため、非相反伝送線路装置７０Ｆの性能を低下させる可能性がある。

４．実施形態に係る非相反伝送線路装置の構成
図１５Ａは本発明の実施形態に係る非相反伝送線路装置７０Ｅの構成を示す斜視図である。また、図１５Ｂは図１５ＡのＡ−Ａ’線についての縦断面図である。

フェライト板２１からの非可逆な漏れ波放射の問題を回避するために、背面に背面キャビティ２２を有する非相反伝送線路装置７０Ｅが提案される。ここで、非相反伝送線路装置７０Ｅは、比較例に係る非相反伝送線路装置７０Ｆに比較して、背面側に、フェライト板２１及び背面キャビティ２２を形成し、それらを遮蔽金属板２３により遮蔽したことを特徴としている。なお、最上面の誘電体層１０ａとフェライト板２１との間に形成されたストリップ導体１１と接地導体１２，１３により、コプレーナ線路２０を構成する。また、外部磁界発生器８０により横方向（少なくとも伝搬方向とは異なる方向であって、横方向の成分を含めばよい）から非相反伝送線路装置７０Ｅに対して磁界Ｈが印加される。以下、非相反伝送線路装置７０Ｅについて詳細説明する。なお、最上面の誘電体１０aは基本的動作の上では、特に必要でない。

図１５Ａにおいて、コプレーナ線路２０を備えた非相反伝送線路装置７０Ｅは、誘電体基板１０上の金属層に形成されている。図１５Ｂに図示されるように、金属層の他方の側にあるフェライト板２１は、背面キャビティ２２を形成するように囲む遮蔽金属板２３によって遮蔽され、当該遮蔽側からの寄生放射を完全に防止することができる。従って、当該非相反伝送線路装置７０Ｅは、最上面の誘導体層１０ａ（誘電体層１０ａに代えて誘電体基板１０を形成してもよいし、誘電体層をおく必要はないので、直接空気領域に面していても良い）からの均一な放射に限定され、漏洩波アンテナのためのブロードサイド開口として動作する。

なお、コプレーナ線路の背面側の遮蔽板内にフェライト板２１単体からなる構造を考えると、フェライトの誘電率が高いので、矩形導波管モードの伝搬が支配になる。これを防止するために、実効誘電率を低減させることを目的として、フェライト板２１より下に、深さｈ_ａの空気領域２２を挿入していることに留意されたい。従って、空気領域２２の厚さｈ_ａは、フェライト板２１の厚さｈ_ｆと同じオーダーである必要がある。同じ目的のために、できるだけ背面キャビティ２２のｘ方向の幅をできるかぎり狭くすることが望まれる。そうしないと、ＴＥ_１０モードを抑圧するために、フェライト板２１の後ろの背面キャビティ２２の深さｈ_ａを調整する必要がある。

５．数値シミュレーション
本発明者らは、図１５Ａ及び図１５Ｂに示す非相反伝送線路装置７０Ｅについて数値シミュレーションを行った。

図１６Ａは図１５Ａの非相反伝送線路装置７０Ｅの放射領域の分散特性（４πＭ＝１４５０Ｇ）を示すグラフである。また、図１６Ｂは図１５Ａの非相反伝送線路装置７０ＥのＳパラメータの周波数特性を示すグラフである。さらに、図１６Ｃは図１５Ａの非相反伝送線路装置７０Ｅの非放射領域の分散特性（４πＭ＝１８５０Ｇ）を示すグラフである。

当該シミュレーションでは、材料及びコプレーナ構造のパラメータとして実用的な値を用いて行った。フェライト板２１の磁化としては、ガーネットフェライトを使用している場合として４πＭ＝１４５０Ｇとした。フェライト板２１の誘電率はε_ｆ＝１５、損失係数ΔＨ＝４０Ｏｅ、フェライト板２１の厚さは、ｈ_ｆ＝２．５ｍｍであった。フェライト板２１の背面の背面キャビティ２２はフェライト板の厚さと同じ深さでｈ_ａ＝２．５ｍｍとしている。最上部の誘電体層１０ａの厚さｈ_ｄ＝０．８ｍｍであって、誘電率ε_ｄ＝２．６を有する。背面キャビティ２２を覆う構造の導電性側壁である遮蔽金属板２３は、コプレーナ線路２０の接地導体１２，１３に接続されている。

図１５Ａのコプレーナ線路２０のパラメータである空隙幅ｇ，ｇ_Ｌ，ストリップ導体幅ｗ_Ｌ，空隙幅ｇ_Ｃはそれぞれ０．１５ｍｍに設定され、コプレーナ線路２０の導体間幅ｗ＝１．０５［ｍｍ］に設定されている。なお、空隙幅ｇ_ＬはシャントコプレーナインダクタＬｓｈのストリップ導体幅であり、空隙幅ｇ_ＣはインターディジタルキャパシタＣｓｅのストリップ導体幅である。周期ｐ＝３．３ｍｍはメタマテリアルを構成する非相反伝送線路装置７０Ｅの単位セルサイズを定義する。また、パラメータｌ_Ｌ＝１．７ｍｍ及びｌ_Ｃ＝０．７ｍｍであり、前者はシャントコプレーナインダクタＬｓｈの単位長であり、後者はインターディジタルキャパシタＣｓｅの単位長であり、これにより、非相反伝送線路装置７０Ｅのバンドギャップを効果的に削減することを可能にする。提案された非相反伝送線路装置７０Ｅのモデルは、簡単な製造のためのものである。図１５Ｂに示すように、フェライト板２１は、非磁性金属にてなる遮蔽金属板２３により形成されたチャネル部の内部に設けられ、誘電体層１０上のコプレーナ線路２０の構造によってカバーされている。当該アセンブリは、外部磁界発生器８０により外部磁界が印加される。ここで、外部磁界発生器８０は、非相反伝送線路装置７０Ｅの横方向の少なくとも一方の側に設けられる。

４単位セルの場合の数値シミュレーション結果は、アンソフト（Ａｎｓｏｆｔ）社製ＨＦＳＳ（登録商標）バージョン１３のソフトウェアにおけるＦＥＭソルバーを用いて得られた。複素Ｓパラメータから得られた図１６Ａの分散特性において、非相反伝送線路装置７０Ｅに沿った正及び負の電力伝送に対する分散曲線がそれぞれ図示されている。動作周波数は、互いに逆方向を向く電力伝送の異なる２モードに対して、位相定数が等しくなる条件（バンドギャップの上側および下側カットオフ周波数）に対応する。そのことは、図１６Ａから分かるように、この条件を満たす２つの周波数が存在し、そのことから発明者らはより大きなΔβを得るために、このうち低い周波数側のｆ_ｃ＝６．９ＧＨｚを選択した。周波数応答においてバンドギャップをさらに小さくすることは、非相反伝送線路装置７０Ｅにおける複数の集中定数素子を設計するだけでは困難であった。この困難性は、具体的には４本の枝のインターディジタルキャパシタＣｓｅの不完全な非対称設計により生じている。

位相定数の非相反性Δβは図１３C中の点線で示されており、動作周波数ｆｃで１．２６ｒａｄ／ｃｍよりもはるかに大きな値を示しており、このことは本実施形態における大きな成果である。この値は、マイクロストリップ線路をベースとする非相反伝送線路装置の典型的な場合に比べて、２．２倍よりも大きい。ここで、非相反効果が位相定数βにおいてのみ顕著に現れることを強調しておく。一方で、図１６ＢのパラメータＳ_２１とＳ_１２との間の透過係数の大きさに見られる非相反性は、単位セル当たり０．１２ｄＢ未満であり、所望の通り、ほぼ無視できる程度の大きさになっている。また計算結果から、背面キャビティ２２を有する構造を採用することにより、位相定数の非相反性の大きさΔβが改善することが可能であることがわかった。例えば、当該位相定数の非相反性の大きさΔβのうち、その１５％程度はフェライト板２１における小さい電磁界閉じ込めのためにフェライト板２１のスクリーニングを用いない構造により失われていると考えられる。以上のように、非相反伝送線路装置７０Ｅの背面キャビティ２２の構造を採用する利点が無条件に確認された。

さらに、フェライト板２１に対して、磁化Ｍの大きさを増加させて、非可逆の大きさΔβを大きな値にすることにより、自由空間の位相定数β_０に近づくことができる。漏洩波アンテナ装置は、θ＝±９０度の角度でバックファイア放射又はエンドファイア放射を行う。磁化の値Ｍｓをさらに大きくすることにより、飽和磁化４πＭｓ＝１８５０Ｇのときの図１６Ｃに示すように、動作周波数における非可逆の大きさΔβの分散特性は、漏れ波放射の起こる速波領域から遅波領域にシフトする。この場合は、例えばカルシウムバナジウムガーネット（ＣＶＧ）のようないくつかのフェライトを用いることで実現可能である。従って、電磁波放射システムと電磁波非放射システムとの間で電子的なモード切り替えを行うには、外部直流磁界を用いて実現することができる。

以上説明したように、本実施形態によれば、横方向に磁化されたフェライト板２１の一方の面にコプレーナ線路２０を構成し、信号線であるストリップ導体１１に平行な直列枝にインターディジタルキャパシタＣｓｅを、ストリップ導体１１と両側の接地導体１２，１３との間に並列枝として、一対の誘導性スタブ導体１６，１７が対称となるよう、それぞれ周期的に挿入されている。非相反伝送線路装置７０Ｅの非相反性の大きさは、フェライト板２１の磁化の大きさ（外部印加磁界の大きさ）とフェライト板２１の厚さにより決まる。

フェライト板２１上に設置されたコプレーナ線路２０と反対側にある下側の領域には、フェライト板２１の厚さと同程度の厚さの背面キャビティ２２（もしくは、フェライト板２１の誘電率よりも低い低誘電率の誘電体層であってもよい。）が設けられており、さらにシールドを目的として、外側にコの字型の遮蔽金属板２３が設置されている。遮蔽金属板２３は主に、フェライト板２１からの漏れ波放射を抑制するためのものであるが、コプレーナ線路２０の面に対して垂直な側壁の２枚の遮蔽金属板２３は、コプレーナ線路２０に直交する電界を主成分にもつ導波管の基本モード伝搬を抑制（カットオフ）する役割を果たしており、半波長以下に近接配置させる必要がある。フェライト板２１と下側遮蔽金属板２３の間に挿入された背面キャビティ２２も、導波管モード抑制構造を設計する場合に、遮蔽金属板２３の金属側壁が、コプレーナ線路２０の構造に影響を与えないよう十分距離を取るために、実効誘電率の低減のために導入されたものである。

ここで、本実施形態に係る非相反伝送線路装置７０Ｅは、外部磁界発生器８０により印加される外部印加磁界を変えることにより、非相反伝送線路装置７０Ｅの非可逆性を大幅に変えることができる。例えば、伝送電力の方向が互いに逆方向の関係にある右手系モードと左手系モードの分散曲線が交わる近傍を動作点として選ぶと、その動作点を、放射領域から非放射領域に亘って、移動させることが可能である。

６．直接パルス変調方式
図１７Ａは図１５Ａの非相反伝送線路装置７０Ｅを用いた直接変調方式を用いたマイクロ波変調装置の構成を示すブロック図である。また、図１７Ｂは図１７Ａのマイクロ波変調装置の動作を示すタイミングチャートである。図１７Ａにおいて、マイクロ波信号発生器８１はマイクロ波信号を発生して非相反伝送線路装置７０Ｅのアンテナ装置に出力する。ここで、非相反伝送線路装置７０Ｅの横方向から、パルス信号発生器８２からのパルス信号により駆動される外部磁界発生器８０からの磁界Ｈを非相反伝送線路装置７０Ｅに印加する。当該パルス信号に応じて、外部磁界発生器８０からの外部印加磁界Ｈの大きさを変化させることで、図１７Ｂに示すように、非相反伝送線路装置７０Ｅの動作点を放射領域から非放射領域まで移動させることにより、放射波の利得を動的に変化することが可能である。従って、当該非相反伝送線路装置７０Ｅを、放射波を直接振幅変調する手段として、これを用いることが可能である。

７．マイクロ波電力測定方法
図１８は図１５Ａの非相反伝送線路装置７０Ｅを用いたマイクロ波電力測定方法を用いたマイクロ波測定装置の構成を示すブロック図である。図１８において、マイクロ波信号発生器８１は電力Ｐｇｅｎのマイクロ波信号を発生して、パルス信号発生器８３により駆動される電力増幅器８４を介して非相反伝送線路装置７０Ｅのアンテナ装置に出力する。ここで、非相反伝送線路装置７０Ｅに入力されるマイクロ波信号の電力をＰａｃｃとし、その終端部におけるマイクロ波信号の電力をＰｍｅａｓとする。また、当該アンテナ装置からマイクロ波信号の電力Ｐｒｏｄが放射されるものとする。

非相反伝送線路装置７０Ｅを用いた直接電力測定方法により、外部磁界発生器８０からの外部印加磁界Ｈの大きさを変えて、動作点を放射領域から非放射領域まで移動させることにより、非相反伝送線路装置７０Ｅ内の材料損失と、非相反伝送線路装置７０Ｅからの漏れ波放射の割合を以下のように推定することができる。

マイクロ波信号発生器８１からの入力電力Ｐｇｅｎは直接測定可能もしくは既知である。アンテナ装置を構成する非相反伝送線路装置７０Ｅの終端での伝送電力Ｐｍｅａｓは測定できるが、アンテナ装置の動作状態によって変わる。アンテナの動作は２つの状態に分けられる。

（状態Ａ）非放射領域：自由空間の位相定数βｏより大きな位相定数持つ領域で動作する場合。このときのアンテナ装置の終端での電力ＰｍｅａｓをＰ０とすると次式で表される。

Ｐｍｅａｓ＝Ｐ０ （１０）

（状態Ｂ）放射領域：自由空間の位相定数βｏより小さな位相定数持つ領域で動作する場合である。このときのアンテナ終端での電力ＰｍｅａｓをＰ１とすると次式で表される。

Ｐｍｅａｓ＝Ｐ１ （１１）

以上のことから、いくつかのアンテナパラメータを推定することが可能となる。

（１）アンテナの放射電力Ｐｒａｄあるいは放射損失は、非放射波領域と放射領域の間の電力差として次のように定義できる。

Ｐｒａｄ≒Ｐ０−Ｐ１ （１２）

放射領域動作における放射損のため、電力Ｐ１は電力Ｐ０よりも小さくなる。なお、上記の放射損を推定する手順においては、材料損失やアンテナの入力インピーダンスの変化を無視している。

（２）非放射領域動作の場合、受信電力Ｐａｃｃは、材料損失を無視すると次式のようにみなせる。

Ｐｍｅａｓ＝Ｐ０ （１３）

従って、次式を得る。

Ｐａｃｃ≒Ｐ０ （１４）

一方、非相反伝送線路装置７０Ｅの材料損失Ｐｍｌｏｓｓを考慮すると、受信電力Ｐａｃｃは以下のように定義できる。

Ｐａｃｃ≒Ｐ０＋Ｐｍｌｏｓｓ （１５）

この場合の材料損失Ｐｍｌｏｓｓは既知であり、一般的なアンテナ設計の場合には、実験的に求めることができる。材料損失Ｐｍｌｏｓｓは、電力Ｐ０に依存して変動し、材料損失係数Ｋｍｌｏｓｓを使って次式で表される。

Ｐｍｌｏｓｓ＝Ｋｍｌｏｓｓ×Ｐ０ （１６）

放射領域動作では次式で表される。

Ｐ０≒Ｐ１＋Ｐｒａｄ （１７）

ここで、放射電力Ｐｒａｄは上記（１）に示すように測定データから取得できる。

（３）材料損失Ｐｍｌｏｓｓが無視できる（Ｐｍｌｏｓｓ≒０）もしくは既知の場合、アンテナ装置の反射電力Ｐｒｅｆｌは、入力電力Ｐｇｅｎと受信電力Ｐａｃｃの差とみなすことができ、次式で表される。

Ｐｒｅｆｌ≒Ｐｇｅｎ−Ｐａｃｃ （１８）

もし、材料損失Ｐｍｌｏｓｓが考慮されるならば次式で表される。

Ｐｒｅｆｌ≒Ｐｇｅｎ−Ｐ０−Ｐｍｌｏｓｓ （１９）

もし、材料損失Ｐｍｌｏｓｓが無視できるならば次式で表される。

Ｐｒｅｆｌ≒Ｐｇｅｎ−Ｐ０ （２０）

放射領域動作の場合、電力Ｐ０は次式で表される。

Ｐ０≒Ｐ１＋Ｐｒａｄ （２１）

ここで、Ｐｒａｄは（１）に示すように、測定データより取得できる。

（４）ここでは（２）（３）とは逆で、アンテナ装置の反射電力Ｐｒｅｆｌは非相反伝送線路装置７０Ｅの伝送線路系により測定可能である場合を考える。このとき、未知数として材料損失Ｐｍｌｏｓｓは次式のように評価できる。

Ｐｍｌｏｓｓ≒Ｐｇｅｎ−Ｐｒｅｆｌ−Ｐ０ （２２）

放射領域動作の場合、電力Ｐ０は次式のようにおける。

Ｐ０≒Ｐ１＋Ｐｒａｄ （２３）

ここで、放射電力Ｐｒａｄは（１）に示すように測定データから取得できる。

以上説明したように、非相反伝送線路装置７０Ｅへの入力電力Ｐｇｅｎと、当該非相反伝送線路装置７０Ｅの終端で測定される電力Ｐｍｅａｓに基づいて、当該非相反伝送線路装置７０Ｅのアンテナ装置からの放射電力Ｐｒａｄを測定することができ、さらに加えて当該アンテナ装置の反射電力Ｐｒｅｆｌと当該アンテナ装置の材料損失Ｐｍｌｏｓｓのうち一方が既知であれば、他方を測定することができる。

本放射電力推定法は、発明のアンテナにおいて有効であり、特に外部放射電力を測る必要がなく、動作点を放射領域と非放射領域の間でスイッチさせることと、アンテナを構成する線路終端での伝送電力測定さえ行えば可能となる。

８．まとめ
以上説明したように、本実施形態において、コプレーナ線路２０をベースとする非可逆性が純粋に位相定数に表れる非相反伝送線路装置７０Ｅを提案し、シミュレーションを行った。当該装置７０Ｅは、位相定数に現れる非常に大きな大きさの非相反性を用いて構成された。指向性アンテナ装置のアプリケーションを意図する場合は、これらのメタマテリアルを用いることにより、広い走査角度を有するビームスキャンアンテナ装置を提供することができる。背面キャビティ２２を有する構造は、透過係数の大きさにおける非相反性を大幅に低下させることを可能にすることのみならず、フェライト板２１におけるより良い電磁界閉じ込めにより、位相定数の非相反性をさらに高めることができる。外部直流磁界Ｈによって放射システムと非放射システムとの間の支配的なモードの切り替えという新しい効果を当該メタマテリアルにおいて得ることができる。当該現象を用いることにより、アンテナ装置、遅延線及びアイソレータなどに対して新しいアプリケーションを提供することができる。例えば、非放射システムに対するアンテナの切り替えは、マイクロ波送受信システムにおいて放射電力を簡単にかつ正確な測定を与えることができる。

本発明に係る非相反伝送線路装置７０Ｅによれば、コプレーナ線路２０を備えた非相反伝送線路装置７０Ｅにおいて、放射領域と非放射領域との間で切り替えを行うことができる。

また、パルス信号発生器８２からのパルス信号に応じて、外部磁界発生器８０からの外部印加磁界Ｈの大きさを変化させることで、非相反伝送線路装置７０Ｅの動作点を放射領域から非放射領域まで移動させることにより、放射波の利得を動的に変化することが可能であり、当該非相反伝送線路装置７０Ｅを、放射波を直接振幅変調する手段として、これを用いることができる。

さらに、非相反伝送線路装置７０Ｅへの入力電力Ｐｇｅｎと、当該非相反伝送線路装置７０Ｅの終端で測定される電力Ｐｍｅａｓに基づいて、当該非相反伝送線路装置７０Ｅのアンテナ装置からの放射電力Ｐｒａｄ、当該アンテナ装置の反射電力Ｐｒｅｆｌ、当該アンテナ装置の材料損失Ｐｍｌｏｓｓを測定することができる。

１０…誘電体基板、
１０ａ…誘電体層、
１１…ストリップ導体、
１２，１３…接地導体、
１４，１５…ストリップ導体、
１６，１７…スタブ導体、
２０…コプレーナ線路、
２１…フェライト板、
２２…背面キャビティ、
２３…遮蔽金属板、
６０Ａ〜６０Ｄ…単位セル、
６１，６２…伝送線路部分、
７０Ａ〜７０Ｅ…非相反伝送線路装置、
８０…外部磁界発生器、
８１…マイクロ波信号発生器、
８２，８３…パルス信号発生器、
８４…電力増幅器、
Ｃ，Ｃ１，Ｃ２…キャパシタ、
Ｌ，Ｌ１，Ｌ２…インダクタ、
Ｃｓｅ…インターディジタルキャパシタ、
Ｌｓｈ…シャントコプレーナインダクタ、
Ｐ１，Ｐ２，Ｐ１１，Ｐ１２…ポート。

Claims (5)

1. マイクロ波の伝送線路部分と、容量性素子を等価的に含む直列枝の回路と、上記伝送線路部分からそれぞれ分岐して設けられかつ誘導性素子を等価的に含む第１及び第２の並列枝の回路とを有する少なくとも１つの単位セルを、第１と第２のポートの間で縦続接続して構成され、
   上記各単位セルの伝送線路部分は、ストリップ導体と、当該ストリップ導体の両側の接地導体とを備えたコプレーナ線路であり、
   上記第１の並列枝の回路は、第１の電気長を有する第１のスタブ導体であり、
   上記第２の並列枝の回路は、第１の電気長と実質的に同一の電気長を有する第２のスタブ導体である、
   順方向の伝搬定数と逆方向の伝搬定数とが互いに異なる非相反伝送線路装置において、
   上記各単位セルの伝送線路部分は、上記コプレーナ線路の面と平行でありかつ上記マイクロ波の伝搬方向に対して垂直な横方向の成分を含む方向で、上記コプレーナ線路の面内に外部磁界発生器により外部磁界により磁化され、
   上記非相反伝送線路装置は、
   上記コプレーナ線路の背面に設けられたフェライト板と、
   上記フェライト板と遮蔽金属板との間に背面キャビティ又は上記フェライト板よりも小さい誘電率を有する誘電体を形成するように設けられ、上記フェライト板をカバーする遮蔽金属板とを備えたことを特徴とする非相反伝送線路装置。
2. 上記外部磁界発生器は、上記非相反伝送線路装置を伝送する伝送電力の方向が互いに逆方向の関係にある右手系モードと左手系モードの各分散曲線が交差する近傍を動作点とし、上記外部磁界を変化させることにより、上記各単位セルの伝送線路部分の順方向と逆方向の位相定数の差Δβと、自由空間の位相定数β０との大小関係をかえることで、当該動作点を、上記非相反伝送線路装置からマイクロ波を放射する放射領域と、上記非相反伝送線路装置からマイクロ波を放射しない非放射領域との間で切り替えることを特徴とする請求項１記載の非相反伝送線路装置。
3. 上記非相反伝送線路装置にマイクロ波信号を入力し、上記外部磁界発生器は、上記外部磁界を変化させることにより、上記各単位セルの伝送線路部分の順方向と逆方向の位相定数の差Δβと、自由空間の位相定数β０との大小関係をかえることで、当該動作点を上記放射領域と上記非放射領域との間で切り替えて、上記マイクロ波信号を振幅変調させて放射することを特徴とする請求項２記載の非相反伝送線路装置。
4. 請求項２記載の非相反伝送線路装置を用いて、上記非相反伝送線路装置にマイクロ波信号を入力したときに、上記非相反伝送線路装置から放射される放射電力及び反射される反射電力を測定する非相反伝送線路装置の測定方法であって、
   上記第１のポートに入力されるマイクロ波信号の電力を測定するステップと、
   上記第２のポートから出力されるマイクロ波信号の電力を測定するステップと、
   上記測定された各電力に基づいて、上記非相反伝送線路装置から放射されるマイクロ波信号の放射電力と、上記非相反伝送線路装置から反射されるマイクロ波信号の反射電力を測定するステップとを含むことを特徴とする非相反伝送線路装置の測定方法。
5. 請求項２記載の非相反伝送線路装置を用いて、上記非相反伝送線路装置にマイクロ波信号を入力したときに、上記非相反伝送線路装置から放射される放射電力及び材料損失を測定する非相反伝送線路装置の測定方法であって、
   上記第１のポートに入力されるマイクロ波信号の電力を測定するステップと、
   上記第２のポートから出力されるマイクロ波信号の電力を測定するステップと、
   上記測定された各電力に基づいて、上記非相反伝送線路装置から放射されるマイクロ波信号の放射電力と、上記非相反伝送線路装置の材料損失を測定するステップとを含むことを特徴とする非相反伝送線路装置の測定方法。

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