JP7233736B2 - 非相反伝送線路装置及びアンテナ装置 - Google Patents

Description

本発明は、順方向の伝搬特性及び逆方向の伝搬特性が互いに異なる非相反伝送線路装置に関し、また、そのような非相反伝送線路装置を備えたアンテナ装置に関する。

近年、非相反伝送線路装置に関する研究が行われている。非相反伝送線路装置では、その順方向と逆方向とにおいて、電磁波は非相反的（非可逆的）に伝搬する。すなわち、順方向では、電磁波は、電力伝送の向きと位相流れの向きが互いに同じである前進波として伝搬し（右手系モード）、一方、逆方向では、電磁波は、電力伝送の向きと位相流れの向きとが互いに異なる後退波として伝搬する（左手系モード）。本願発明者らは、例えば特許文献１～３及び非特許文献１などにおいて、いくつかの非相反伝送線路装置を提案した。

例えば、特許文献１は、少なくとも１つの非可逆伝送線路部分を第１と第２のポートの間で縦続接続して構成されたマイクロ波伝送線路を備える伝送線路マイクロ波装置を開示している。非可逆伝送線路部分は、容量性素子を等価的に含む直列枝の回路と、誘導性素子を等価的に含む並列枝の回路とを備える。非可逆伝送線路部分は、マイクロ波の伝搬方向に対して異なる磁化方向に磁化されてジャイロ異方性を有し、伝搬方向と磁化方向とにより形成される面に対して非対称な構造を有する。非可逆伝送線路部分は、順方向の伝搬定数と逆方向の伝搬定数とが互いに異なる非可逆位相特性を有するように、伝搬定数と動作周波数との関係を示す分散曲線において所定の伝搬定数及び動作周波数を設定してなる。

国際公開第２００８／１１１４６０号 国際公開第２０１１／０２４５７５号 国際公開第２０１２／１１５２４５号

A. Porokhnyuk, et al., "Phase-constant-nonreciprocal composite right/left-handed metamaterials based on coplanar waveguides", JOURNAL OF APPLIED PHYSICS, Vol. 115, 17E519, American Institute of Physics, 2014

非相反伝送線路装置には、その用途に応じて、高い非相反性が求められる。

特許文献１～３及び非特許文献１では、例えば、非相反伝送線路装置を漏れ波アンテナ装置として使用することを提案している。非相反伝送線路装置を備えた漏れ波アンテナ装置の放射方向は、順方向伝搬及び逆方向伝搬の各位相定数に依存し、従って、非相反性の大きさに依存する。また、非相反性の大きさは、非相反伝送線路装置の磁化の大きさに依存する。従来技術によれば、非相反伝送線路装置を備えた漏れ波アンテナ装置において、その主ビーム方向を広い角度範囲、例えば±１５度程度にわたって走査するためには、非常に強い磁界、例えば±１００ｍＴ以上の外部磁界を印加することが必要であった。

本発明の目的は、強い磁化を必要とすることなく、従来技術よりも大きな非相反性を実現することができる非相反伝送線路装置を提供することにある。また、本発明の目的は、そのような非相反伝送線路装置を備えたアンテナ装置を提供することにある。

本発明の第１の態様に係る非相反伝送線路装置によれば、
順方向の伝搬特性と逆方向の伝搬特性とが互いに異なる非相反伝送線路装置であって、
前記非相反伝送線路装置は、互いに対向する第１及び第２の面を有する基板に形成され、互いに縦続接続された複数の単位セルを備え、
前記各単位セルは、
前記基板の第１の面に形成された接地導体と、
前記基板の第２の面に形成された電磁波の伝送線路部分と、
前記基板の第２の面に形成され、前記伝送線路部分に接続された容量性素子を等価的に含む第１の並列枝回路とを備え、
前記各単位セルは、前記基板の第１及び第２の面に沿った方向とは異なり、かつ、前記伝送線路部分の伝搬方向とは異なる磁化方向に磁化されてジャイロ異方性を有し、
前記各第１の並列枝回路は、前記伝送線路部分を通りかつ前記伝搬方向と前記磁化方向とにより形成される面に対して一方の側に形成され、
前記各第１の並列枝回路と前記接地導体との間において前記基板は磁性体にてなる。

本発明の第２の態様に係る非相反伝送線路装置によれば、第１の態様に係る非相反伝送線路装置において、
前記各第１の並列枝回路は、開放された先端を有する少なくとも１つの第１のスタブ導体を含む。

本発明の第３の態様に係る非相反伝送線路装置によれば、第１の態様に係る非相反伝送線路装置において、
前記各第１の並列枝回路は少なくとも１つの第１のスタブ導体を含み、前記各第１のスタブ導体は前記接地導体に容量的に結合し、互いに隣接する前記各第１のスタブ導体は互いに容量的に結合する。

本発明の第４の態様に係る非相反伝送線路装置によれば、第３の態様に係る非相反伝送線路装置において、
互いに隣接する前記各第１のスタブ導体は、可変容量素子を介して互いに容量的に結合する。

本発明の第５の態様に係る非相反伝送線路装置によれば、第１～第４のうちの１つの態様に係る非相反伝送線路装置において、
前記各単位セルは、前記基板の第２の面に形成され、前記伝送線路部分に接続された誘導性素子を等価的に含む第２の並列枝回路をさらに備え、
前記各第２の並列枝回路は、前記伝送線路部分を通りかつ前記伝搬方向と前記磁化方向とにより形成される面に対して、前記各第１の並列枝回路が形成された側とは逆の側に形成され、
前記各第２の並列枝回路と前記接地導体との間において前記基板は誘電体にてなる。

本発明の第６の態様に係る非相反伝送線路装置によれば、第５の態様に係る非相反伝送線路装置において、
前記各第２の並列枝回路は、前記接地導体に短絡された先端を有する少なくとも１つの第２のスタブ導体を含む。

本発明の第７の態様に係る非相反伝送線路装置によれば、第５又は第６の態様に係る非相反伝送線路装置において、
前記磁性体の比誘電率は前記誘電体の比誘電率よりも高い。

本発明の第８の態様に係る非相反伝送線路装置によれば、第７の態様に係る非相反伝送線路装置において、
前記磁性体の比誘電率は５よりも高く、前記誘電体の比誘電率は４よりも低い。

本発明の第９の態様に係る非相反伝送線路装置によれば、第３又は第４の態様に係る非相反伝送線路装置において、
前記各単位セルは、前記基板の第２の面に形成され、前記伝送線路部分に接続された容量性素子を等価的に含む第２の並列枝回路をさらに備え、
前記各第２の並列枝回路は、前記伝送線路部分を通りかつ前記伝搬方向と前記磁化方向とにより形成される面に対して、前記各第１の並列枝回路が形成された側とは逆の側に形成され、
前記各第２の並列枝回路と前記接地導体との間において前記基板は磁性体にてなり、
前記各第２の並列枝回路は少なくとも１つの第２のスタブ導体を含み、前記各第２のスタブ導体は前記接地導体に容量的に結合し、互いに隣接する前記各第２のスタブ導体は互いに容量的に結合する。

本発明の第１０の態様に係る非相反伝送線路装置によれば、第９の態様に係る非相反伝送線路装置において、
互いに隣接する前記各第２のスタブ導体は、可変容量素子を介して互いに容量的に結合する。

本発明の第１１の態様に係る非相反伝送線路装置によれば、第１～第１０のうちの１つの態様に係る非相反伝送線路装置において、
前記伝送線路部分と前記接地導体との間において前記基板は磁性体にてなる。

本発明の第１２の態様に係るアンテナ装置によれば、
第１～第１１のうちの１つの態様に係る非相反伝送線路装置を備え、
前記各単位セルは、前記基板の第２の面に形成され、前記伝送線路部分に接続された容量性素子を等価的に含む直列枝回路をさらに備え、
前記非相反伝送線路装置の漏れ波として電磁波を送受信する。

本発明の第１３の態様に係るアンテナ装置によれば、第１２の態様に係るアンテナ装置において、
前記アンテナ装置は、前記磁化方向に可変な強さの磁界を印加する磁力源をさらに備え、
前記磁力源によって発生される磁界の強さを変化させることにより前記アンテナ装置の放射方向を変化させる。

本発明の第１４の態様に係るアンテナ装置によれば、第１２又は第１３の態様に係るアンテナ装置において、
前記アンテナ装置の動作周波数は、前記非相反伝送線路装置の分散曲線において前記順方向の位相定数及び前記逆方向の位相定数が互いに一致するときの周波数に等しく設定される。

本発明に係る非相反伝送線路装置によれば、強い磁化を必要とすることなく、従来技術よりも大きな非相反性を実現することができる。

第１の実施形態に係る非相反伝送線路装置１０を備えたアンテナ装置の構成を示す図である。 図１の非相反伝送線路装置１０の単位セル２０の構成を示す上面図である。 図１の非相反伝送線路装置１０の例示的な分散曲線を示すグラフである。 第１の実施形態の変形例に係る簡略化された非相反伝送線路装置１０Ａの構成を示す図である。 図４の非相反伝送線路装置１０Ａの構成を示す斜視図である。 図４の非相反伝送線路装置１０Ａの単位セル２０Ａの構成を示す上面図である。 第１の比較例に係る非相反伝送線路装置１０Ｂ１の構成を示す上面図である。 第２の比較例に係る非相反伝送線路装置１０Ｂ２の構成を示す上面図である。 第３の比較例に係る非相反伝送線路装置１０Ｂ３の構成を示す上面図である。 第４の比較例に係る非相反伝送線路装置１０Ｂ４の構成を示す上面図である。 図４の非相反伝送線路装置１０Ａの構成を示す上面図である。 図７～図１１の非相反伝送線路装置１０Ｂ１～１０Ｂ４，１０Ａの非相反性の周波数依存性を示すグラフである。 図４の非相反伝送線路装置１０Ａのサイズを変化させた場合の非相反性の周波数依存性を示すグラフである。 図４の非相反伝送線路装置１０Ａに異なる複数の磁界を印加した場合の非相反性の周波数依存性を示すグラフである。 図１の非相反伝送線路装置１０の透過係数及び反射係数を示すグラフである。 図１の非相反伝送線路装置１０の分散曲線を示すグラフである。 図１の非相反伝送線路装置１０のチップキャパシタ１６を備えた実施例及びチップキャパシタ１６をもたない比較例について、スタブ導体１２の長さに対する非相反性の変化を示すグラフである。 図４のアンテナ装置に異なる複数の磁界を印加した場合の放射方向を示すグラフである。 第２の実施形態に係る非相反伝送線路装置１０Ｃを備えたアンテナ装置の構成を示す図である。 図１９の非相反伝送線路装置１０Ｃの単位セル２０Ｃの構成を示す上面図である。 図１９の非相反伝送線路装置１０Ｃの分散曲線を概略的に示すグラフである。 図１９の非相反伝送線路装置１０Ｃの非相反性のパラメータΔβを概略的に示すグラフである。 第２の実施形態の第１の変形例に係る非相反伝送線路装置１０Ｄの単位セル２０Ｄの構成を示す上面図である。 第２の実施形態の第２の変形例に係る非相反伝送線路装置１０Ｅの単位セル２０Ｅの構成を示す上面図である。 図２４の非相反伝送線路装置１０Ｅの分散曲線を概略的に示すグラフである。 図２４の非相反伝送線路装置１０Ｅの分散曲線を概略的に示すグラフである。 図２４の非相反伝送線路装置１０Ｅの非相反性のパラメータΔβを概略的に示すグラフである。 第２の実施形態の第３の変形例に係る非相反伝送線路装置１０Ｆの構成を示す上面図である。 図２８の非相反伝送線路装置１０Ｆが容量０．６ｐＦのキャパシタ１７を備える場合について、反射係数及び透過係数の周波数特性を示すグラフである。 図２８の非相反伝送線路装置１０Ｆが容量０．８ｐＦのキャパシタ１７を備える場合について、反射係数及び透過係数の周波数特性を示すグラフである。 図２８の非相反伝送線路装置１０Ｆが容量１．０ｐＦのキャパシタ１７を備える場合について、反射係数及び透過係数の周波数特性を示すグラフである。 図２８の非相反伝送線路装置１０Ｆがキャパシタ１７をもたない場合について、反射係数及び透過係数の周波数特性を示すグラフである。 図２８の非相反伝送線路装置１０Ｆにおける非相反性の周波数依存性を示すグラフである。 図１９の非相反伝送線路装置１０Ｃが容量０．５ｐＦのキャパシタ１７を備える場合について、反射係数及び透過係数の周波数特性の計算値を示すグラフである。 図１９の非相反伝送線路装置１０Ｃが容量０．５ｐＦのキャパシタ１７を備える場合について、反射係数及び透過係数の周波数特性の実測値を示すグラフである。 図１９の非相反伝送線路装置１０Ｃがキャパシタ１７をもたない場合について、反射係数及び透過係数の周波数特性の計算値を示すグラフである。 図１９の非相反伝送線路装置１０Ｃがキャパシタ１７をもたない場合について、反射係数及び透過係数の周波数特性の実測値を示すグラフである。 図１９の非相反伝送線路装置１０Ｃの分散曲線を示すグラフである。 図１９の非相反伝送線路装置１０Ｃの非相反性のパラメータΔβを示すグラフである。 第２の実施形態の第４の変形例に係る非相反伝送線路装置１０Ｇの構成を示す上面図である。 図４０の非相反伝送線路装置１０Ｇの単位セル２０Ｇの構成を示す上面図である。 図４０の非相反伝送線路装置１０Ｇの分散曲線を示すグラフである。 図２８の非相反伝送線路装置１０Ｇを備えた擬似進行波共振器の構成を示す図である。 図４３の擬似進行波共振器における反射係数の周波数特性を示すグラフである。 図４３の擬似進行波共振器の放射パターンを示すグラフである。

以下、本発明に係る実施形態について図面を参照して説明する。

［第１の実施形態］
図１は、第１の実施形態に係る非相反伝送線路装置１０を備えたアンテナ装置の構成を示す図である。

図１に示すように、アンテナ装置は、非相反伝送線路装置１０、コントローラ４、無線通信回路５、分配器６、及び磁力源７を備える。

無線通信回路５は、コントローラ４の制御下で無線周波信号（例えばマイクロ波信号）を発生し、無線周波信号は分配器６によって２つに分配され、分配された各無線周波信号は、テーパ導体３を介して非相反伝送線路装置１０の両端にそれぞれ入力される。テーパ導体３は、ポートＰ１，Ｐ３の間のインピーダンス整合のために、かつ、ポートＰ２，Ｐ４の間のインピーダンス整合のためにテーパ形状に形成された、マイクロストリップ線路のストリップ導体である。また、テーパ導体３に代えて、等幅のストリップ導体が設けられてもよい。非相反伝送線路装置１０において、ポートＰ３を介して入力された無線周波信号の電磁波は＋Ｙ方向（「順方向」ともいう）に右手系モードで伝搬し、ポートＰ４を介して入力された無線周波信号の電磁波は－Ｙ方向（「逆方向」ともいう）に左手系モードで伝搬する。これにより、アンテナ装置は、非相反伝送線路装置１０の漏れ波として電磁波を放射する。

アンテナ装置により電磁波を受信するときも同様に、非相反伝送線路装置１０において、電磁波は、＋Ｙ方向に右手系モードで伝搬し、かつ、－Ｙ方向に左手系モードで伝搬する。ポートＰ１，Ｐ２を介して出力された無線周波信号は無線通信回路５に送られる。

非相反伝送線路装置１０において伝搬する電磁波は、例えば、ＵＨＦ（Ultra High Frequency）バンドの周波数帯以上のマイクロ波、ミリ波、準ミリ波、テラヘルツ波を含む。

磁力源７は、コントローラ４の制御下で、可変な強さの直流磁界を非相反伝送線路装置１０に対して＋Ｚ方向に印加する（垂直磁化）。アンテナ装置の放射方向は、磁力源７によって発生される磁界の強さを変化させることにより、ＹＺ面内において変化する。

非相反伝送線路装置１０は、互いに縦続接続された複数の単位セル２０を備える。

図２は、図１の非相反伝送線路装置１０の単位セル２０の構成を示す上面図である。図２に示すように、非相反伝送線路装置１０は、誘電体２及び磁性体１５を含む基板に形成される。基板は、互いに対向する－Ｚ側の面（「下面」又は「第１の面」ともいう）及び＋Ｚ側の面（「上面」又は「第２の面」ともいう）を有する。非相反伝送線路装置１０はさらに、基板の下面に形成された接地導体１（図５を参照）と、基板の上面に形成されたストリップ導体１１、複数のスタブ導体１２、及び複数のスタブ導体１３と、基板を貫通する複数のビア導体１４とを備える。各ビア導体１４は、各スタブ導体１３及び接地導体１にそれぞれ電気的に接続される。

単位セル２０は、ストリップ導体１１を電磁波の伝送線路部分として備える。これにより、単位セル２０は、＋Ｙ方向及び－Ｙ方向に電磁波の伝搬方向を有するマイクロストリップ線路として構成される。単位セル２０はさらに、ストリップ導体１１に接続された少なくとも１つ（図２の例では３つ）のスタブ導体１２と、ストリップ導体１１に接続された少なくとも１つ（図２の例では１つ）のスタブ導体１３と、スタブ導体１３及び接地導体１に接続されたビア導体１４とを備える。スタブ導体１２は、先端において開放され、等価的に容量性素子として機能する。スタブ導体１３は、先端においてビア導体１４を介して接地導体１に短絡され、スタブ導体１３及びビア導体１４は、等価的に誘導性素子として機能する。本明細書において、スタブ導体１２を「第１の並列枝回路」ともいい、スタブ導体１３及びビア導体１４を「第２の並列枝回路」ともいう。

各単位セル２０のストリップ導体１１は、チップキャパシタ１６を介して互いに接続される。チップキャパシタ１６は、直列枝回路として各単位セル２０に挿入され、等価的に容量性素子として機能する。

各単位セル２０は、磁力源７によって、基板の上面及び下面に沿った方向とは異なり、かつ、ストリップ導体１１の伝搬方向（＋Ｙ方向及び－Ｙ方向）とは異なる磁化方向、例えば図５の例と同様に＋Ｚ方向に磁化されてジャイロ異方性を有する。

図２（及び図５）に示すように、各スタブ導体１２は、Ｙ軸の方向に沿ったストリップ導体１１の２つのエッジのうちの一方のエッジに電気的に接続され、各スタブ導体１３は、他方のエッジに電気的に接続される。言い換えると、各スタブ導体１２は、ストリップ導体１１を通る面であって、伝搬方向と磁化方向とにより形成される面（図２のＹＺ面）に対して一方の側に形成され、各スタブ導体１３及び各ビア導体１４は、この面に対して他方の側に形成される。

図２（及び図５）に示すように、各スタブ導体１２と接地導体１との間において基板は磁性体１５（例えばフェライト）にてなり、各スタブ導体１３と接地導体１との間において基板は誘電体２にてなる。図２（及び図５）の例では、ストリップ導体１１と接地導体１との間においても基板は磁性体１５にてなる。

磁性体１５の比誘電率は、誘電体２の比誘電率よりも高く設定される。例えば、磁性体１５の比誘電率は約５～約１００の範囲の値に設定され、誘電体２の比誘電率は約１～約４の範囲の値に設定されてもよい。磁性体１５の比誘電率が高いほど、非相反伝送線路装置１０の非相反性が大きくなる。ただし、一般に、比誘電率の高い材料は損失角が大きくなり（もしくは、Ｑ値が小さくなり）、また、導体パターンの微細化にともなって導体損失などが大きくなり、伝搬損失が顕著となる。従って、磁性体１５の比誘電率の上限は、比誘電率そのもの値ではなく、誘電体損及び導体損の大きさで決まる。

非相反伝送線路装置１０は、各スタブ導体１２が容量性素子として機能し、各スタブ導体１３及び各ビア導体１４が誘導性素子として機能し、各スタブ導体１２の下方に磁性体１５からなる基板を備え、各スタブ導体１３の下方に誘電体２からなる基板を備えたことにより、ポートＰ３から見たときとポートＰ４から見たときとで非対称な構成を有する。これにより、非相反伝送線路装置１０は、順方向の伝搬特性と逆方向の伝搬特性とが互いに異なる「非相反性（非可逆性）」を有する。また、非相反伝送線路装置１０は、動作波長よりも小さな構造物を備えることにより制御された誘電率及び透磁率を有するメタマテリアルである。

図３は、図１の非相反伝送線路装置１０の例示的な分散曲線を示すグラフである。非相反伝送線路装置１０は、非相反性を有することにより、その分散曲線において互いに異なる順方向の位相定数β_＋及び逆方向の位相定数－β_－を有する。アンテナ装置の動作周波数は、例えば、順方向の位相定数β_＋及び逆方向の位相定数－β_－が互いに一致するときの周波数に等しく設定される。

次に、図１の非相反伝送線路装置１０及びアンテナ装置の動作原理について説明する。

一般に、接地導体とストリップ導体との間の基板に磁性体（例えばフェライト角棒）が埋め込まれたマイクロストリップ線路では、基板に対して垂直に磁界を印加することで、電磁波はエッジガイドモードで伝搬する。エッジガイドモードでは、ストリップ導体の一方のエッジに電磁界が集中し、電磁波の伝搬方向及び印加磁界の方向に応じて、電磁界が集中するエッジが交代するという性質がある。また、ストリップ導体の一方のエッジにスタブ導体を非対称に接続すると、電磁波の伝搬方向に応じてマイクロストリップ線路の構造が違って見えるので、非相反性が生じる。

ストリップ導体にスタブ導体を接続することは、マイクロストリップ線路の実効誘電率を変化させ、従って、実効屈折率を変化させる効果がある。従って、容量性素子として機能するスタブ導体を接続すると実効屈折率が増大し、マイクロストリップ線路の経路を延長したことに相当する。一方、誘導性素子として機能するスタブ導体を接続すると実効誘電率が低下し、マイクロストリップ線路の経路を短縮したことに相当する。

ある動作周波数において、マイクロストリップ線路の非相反性は、次式のパラメータΔβによって表される。

非相反性のパラメータΔβは、次式によって近似される。

ここで、γは磁性体の磁気回転比を示し、Ｍ_Ｓは磁性体の実効磁化の大きさを示す。また、

及び

はそれぞれ、マイクロストリップ線路の仮想的な側面におけるマイクロストリップ線路の表面のアドミタンスＹ_１及びＹ_２を、自由空間の波動アドミタンス

でそれぞれ正規化したものを示す。ここで、ε_０は真空の誘電率を示し、μ_０は真空の透磁率を示す。マイクロストリップ線路の仮想的な側面は、ストリップ導体の両側のエッジにおいて基板に直交する２つの平面による基板の断面の領域である。アドミタンスの差

により、マイクロストリップ線路の非対称性（すなわち、ストリップ導体へのスタブ導体の非対称な接続）が表される。

図１の非相反伝送線路装置１０では、スタブ導体１２が等価的に容量性素子として機能するので、そのアドミタンスは、動作周波数ωにおいて、スタブ導体１２に関連付けられた容量Ｃを用いて、Ｙ_１＝ｊωＣにより表される。また、図１の非相反伝送線路装置１０では、スタブ導体１３及びビア導体１４が等価的に誘導性素子として機能するので、そのアドミタンスは、動作周波数ωにおいて、スタブ導体１３及びビア導体１４に関連付けられたインダクタンスＬを用いて、Ｙ_２＝１／ｊωＬ＝－ｊ／ωＬにより表される。従って、（Ｙ_１－Ｙ_２）＝ｊ（ωＣ＋１／ωＬ）が成り立つ。

アンテナ装置の放射方向の角度θ（ｒａｄ）は、次式に示すように、非相反性のパラメータΔβに依存する。

ここで、β_０は自由空間の位相定数である。

数２によれば、非相反伝送線路装置１０の非相反性は実効磁化Ｍ_Ｓの大きさに依存する。従って、アンテナ装置の放射方向の角度θは、磁力源７によって非相反伝送線路装置１０に印加される磁界の向き及び大きさに応じて制御することができる。

従来技術に係る非相反伝送線路装置では、負の実効誘電率を実現するために、誘導性素子として機能するスタブ導体をマイクロストリップ線路の仮想的な側面の一方又は両方にサブ波長の間隔で周期的に挿入したが、基板は磁性体ではなく誘電体にてなるものであった。これは、非相反伝送線路装置に外部から印加される磁界に起因する線路のパラメータの変化を防ぐことを主な目的としていた。

一方、第１の実施形態では、容量性素子として機能するスタブ導体１２を、誘電体２の上にではなく磁性体１５の上に形成し、ストリップ導体１１の一方のエッジに周期的に接続し、その一方、誘導性素子として機能するスタブ導体１３を誘電体２の上に形成し、ストリップ導体１１の他方のエッジに周期的に接続する。このように非相反伝送線路装置１０の非対称な構成に起因して、従来技術よりも線路の非相反性が向上する。

また、第１の実施形態によれば、容量性素子として機能するスタブ導体１２を磁性体１５の上に設けることにより、スタブ導体１２が接続された側におけるストリップ導体１１のエッジと、スタブ導体１２のエッジとに沿って、電磁波がエッジガイドモードで伝搬する。これにより、線路の経路を延長する効果が従来技術よりも向上し、線路の非相反性がさらに向上する。

また、第１の実施形態によれば、誘電体２の比誘電率よりも高い比誘電率を有する磁性体１５を用いることにより、線路の経路を延長する効果がさらに向上し、線路の非相反性がさらに向上する。

また、第１の実施形態では、数２の右辺に含まれるアドミタンスの差を大きくするように、非相反伝送線路装置１０の動作周波数ωと、スタブ導体１２に関連付けられた容量Ｃと、スタブ導体１３及びビア導体１４に関連付けられたインダクタンスＬとを設定し、これにより、強い磁化を必要とすることなく、従来技術よりも大きな非相反性を実現することができる。言い換えると、非相反伝送線路装置１０に印加される磁界、すなわち実効磁化Ｍ_Ｓの強さを増大することなく、非相反性のパラメータΔβの大きさを従来技術よりも増大させることができる。また、第１の実施形態では、非相反伝送線路装置１０に印加される磁界の強さを大幅に低減しながら、従来技術と同程度の非相反性を実現することもできる。

第１の実施形態に係る非相反伝送線路装置１０から電磁波を漏れ波として放射することにより、フェーズドアレーアンテナのように分配器及び移相器を必要とせず、簡素な構造でありながら可変な放射方向を有するアンテナ装置を提供することができる。

従来技術に係る非相反伝送線路装置を備えたアンテナ装置では、放射方向を広い角度にわたって変化させるためには、線路の非相反性を大きくする必要があり、そのためには、強力な永久磁石又は大型の電磁石を用いて非相反伝送線路装置に大きな直流磁界を印加する必要があった。一方、第１の実施形態に係る非相反伝送線路装置１０を備えたアンテナ装置は、小さな磁界を印加した場合であっても、従来技術に係るアンテナ装置において強力な永久磁石又は大型の電磁石を用いた場合と同程度の非相反性を生じることができる。従って、第１の実施形態に係るアンテナ装置によれば、従来技術に係るアンテナ装置よりも、放射方向を簡便に変化させることができる。

非相反伝送線路装置１０は、図１に示すように、ポートＰ３，Ｐ４の両方から給電することに代えて、その一方のみから給電し、他方に反射器を接続してもよい。それに代わって、ポートＰ３，Ｐ４の両方に反射器を接続し、ポートＰ３，Ｐ４の一方のみから給電し、非相反伝送線路装置１０を擬似進行波共振器として動作させてもよい。

次に、図４～図１２を参照して、基板において磁性体１５が占める領域を変化させたときの非相反性の変化について比較したシミュレーションの結果を示す。

図４は、第１の実施形態の変形例に係る簡略化された非相反伝送線路装置１０Ａの構成を示す図である。図５は、図４の非相反伝送線路装置１０Ａの構成を示す斜視図である。図６は、図４の非相反伝送線路装置１０Ａの単位セル２０Ａの構成を示す上面図である。スタブ導体１２，１３の接続による非相反性の変化を調べるために、図１の非相反伝送線路装置１０よりも簡略化された構成を有する非相反伝送線路装置１０Ａを導入する。非相反伝送線路装置１０Ａの各単位セル２０Ａは、図１の非相反伝送線路装置１０の各単位セル２０から、チップキャパシタ１６を除去し、さらに、容量性素子として機能するスタブ導体１２を３個から１個に削減した構成を有する。

次に、第１の実施形態に係る非相反伝送線路装置１０及び比較例に係る非相反伝送線路装置１０Ｂ１～１０Ｂ４のモデルを設定した。

シミュレーションで設定した非相反伝送線路装置１０Ｂ１～１０Ｂ４，１０Ａのパラメータは、以下の通りであった（図４を参照）。

基板全体（誘電体２及び磁性体１５）の長さ：Ｌ１＝１００ｍｍ
基板全体（誘電体２及び磁性体１５）の幅：Ｗ１＝１５ｍｍ
基板全体（誘電体２及び磁性体１５）の厚さ：０．８ｍｍ
誘電体２の比誘電率：２．６２
磁性体１５の比誘電率：１５
非相反伝送線路装置１０Ｂ１～１０Ｂ４，１０Ａの長さ：Ｌ２＝１０ｍｍ
テーパ導体３、ストリップ導体１１、及びスタブ導体１２，１３の厚さ：１８μｍ
テーパ導体３の長さ：Ｌ３＝４５ｍｍ
ポートＰ１，Ｐ２におけるテーパ導体３の幅：Ｗ２＝２．２ｍｍ
ポートＰ３，Ｐ４におけるテーパ導体３の幅：Ｗ３＝５．５ｍｍ
ポートＰ１，Ｐ２からテーパ導体３を見たときの特性インピーダンス：５０Ω
ポートＰ３，Ｐ４からテーパ導体３を見たときの特性インピーダンス：２６Ω

非相反伝送線路装置１０Ｂ１～１０Ｂ４，１０Ａはそれぞれ、５個の単位セル２０Ａを備えていた。シミュレーションで設定した単位セル２０Ａのパラメータは、以下の通りであった（図６を参照）。

ストリップ導体１１の長さ：Ｌ１１＝１．９ｍｍ
ストリップ導体１１の幅：Ｗ１１＝２ｍｍ
スタブ導体１２の長さ：Ｌ１２＝２ｍｍ
スタブ導体１２の幅：Ｗ１２＝０．８ｍｍ
スタブ導体１３の長さ：Ｌ１３＝１ｍｍ
スタブ導体１３の幅：Ｗ１３＝１ｍｍ

シミュレーションでは、磁性体１５において、＋Ｚ方向に実効磁化μ_０Ｍ_ｓ＝２５ｍＴ及び内部磁界μ_０Ｈ_０＝１０ｍＴを設定した。

図７～図１１は、非相反伝送線路装置１０Ｂ１～１０Ｂ４，１０Ａの基板における誘電体２及び磁性体１５の配置を示す。図７～図１１の例では、誘電体２及び磁性体１５の配置以外は、非相反伝送線路装置１０Ｂ１～１０Ｂ４，１０Ａの構造は共通である。シミュレーションでは、印加された直流磁界の向き及び磁化の大きさを固定したまま、誘電体２及び磁性体１５の配置の非対称性による非相反性の変化を比較した。

図７は、第１の比較例に係る非相反伝送線路装置１０Ｂ１の構成を示す上面図である。図７の例では、従来技術に係る基本構造として、ストリップ導体１１を磁性体１５の上に形成し、容量性素子として機能するスタブ導体１２と、誘導性素子として機能するスタブ導体１３との両方を、比誘電率２．６２を有する誘電体２の上に形成する。ただし、スタブ導体１２及びスタブ導体１３はそれぞれ、ストリップ導体１１の互いに異なるエッジに接続されている。容量性素子として機能するスタブ導体１２は実効誘電率を増加させ、誘導性素子として機能するスタブ導体１３は実効誘電率を低減させるので、非相反伝送線路装置１０Ｂ１の構造が非対称になり、非相反性が生じる。

図８は、第２の比較例に係る非相反伝送線路装置１０Ｂ２の構成を示す上面図である。図８の例では、容量性素子として機能するスタブ導体１２のアドミタンスＹ_１を図７の場合よりも増大させ、非対称性をより大きくするために、スタブ導体１２を、より高い比誘電率１５を有する誘電体２Ａの上に形成する。なお、誘導性素子として機能するスタブ導体１３は、線路の経路を短縮するために設けられるので、低誘電率を有する誘電体２の上に形成することが望ましい。従って、図７～図１１の各例では、スタブ導体１３は、比誘電率２．６２を有する誘電体２の上に形成される。

図９は、第３の比較例に係る非相反伝送線路装置１０Ｂ３の構成を示す上面図である。図９の例では、ストリップ導体１１だけでなく、容量性素子として機能するスタブ導体１２もまた、磁性体１５の上に形成する。なお、図９の例では、ストリップ導体１１及びスタブ導体１２の形状に合わせて磁性体１５をくし形に形成し、スタブ導体１２の外側では、基板は、比誘電率２．６２を有する誘電体２からなる。このとき、スタブ導体１２のエッジに沿って電磁波がエッジガイドモードで伝搬するので、電磁波の経路が延長され、非相反性が増大する。

図１０は、第４の比較例に係る非相反伝送線路装置１０Ｂ４の構成を示す上面図である。図１０の例では、磁性体１５は図９の場合と同様に形成されるが、スタブ導体１２の外側において、基板の材料を、比誘電率１５を有する誘電体２Ａで置き換えている。

図１１は、図４の非相反伝送線路装置１０の構成を示す上面図である。図９及び図１０の例では、くし形に形成される磁性体１５は、製造しにくい非常に複雑な構造を有する。そこで、図１１に示すように、スタブ導体１２の下方の基板だけでなく、スタブ導体１２の外側の基板を磁性体１５で置き換える。図１１の例では、ストリップ導体１１及びスタブ導体１２を、ほぼ直方体に形成された磁性体１５の上に形成することにより、簡素な構造を実現することができる。この場合もまた、スタブ導体１２のエッジに沿って電磁波がエッジガイドモードで伝搬するので、図７及び図８の場合に比べて非相反性の増大が期待できる。

図１２は、図７～図１１の非相反伝送線路装置１０Ｂ１～１０Ｂ４，１０Ａの非相反性の周波数依存性を示すグラフである。数値計算により求められる図７～図１１の各モデルに対する散乱パラメータの位相特性から、非相反性のパラメータΔβの周波数依存性を抽出した。図１２において、横軸は、ｐ／πで正規化された非相反性のパラメータΔβを示す。ここで、ｐは、単位セル２０Ａにおけるストリップ導体１１の長さＬ１１を示す。

図１２を参照して、非相反伝送線路装置１０Ｂ１及び１０Ｂ２の非相反性を比較する。動作周波数６ＧＨｚの付近において、非相反伝送線路装置１０Ｂ１では、Δβｐ／π＝０．０１２３になり、非相反伝送線路装置１０Ｂ２では、Δβｐ／π＝０．０１４５になり、非相反性は約１．２倍に増大した。このように、容量性素子として機能するスタブ導体１２を、高誘電率を有する誘電体２Ａの上に形成することにより、非相反性が増大することがわかる。

また、図１２を参照して、非相反伝送線路装置１０Ｂ２及び１０Ｂ３の非相反性を比較する。動作周波数６ＧＨｚの付近において、非相反伝送線路装置１０Ｂ２では、Δβｐ／π＝０．０１４５になり、非相反伝送線路装置１０Ｂ３では、Δβｐ／π＝０．０１５になり、非相反性は、約１．０３倍しか増大しなかった。また、より高い動作周波８ＧＨｚの付近において、非相反伝送線路装置１０Ｂ２では、Δβｐ／π＝０．０１１８になり、非相反伝送線路装置１０Ｂ３では、Δβｐ／π＝０．０１２５になり、非相反性は１．０６倍に増大した。

また、図１２を参照して、非相反伝送線路装置１０Ｂ３及び１０Ｂ４の非相反性を比較する。動作周波数６ＧＨｚの付近において、非相反伝送線路装置１０Ｂ３では、Δβｐ／π＝０．０１５０になり、非相反伝送線路装置１０Ｂ４では、Δβｐ／π＝０．０１７４になり、非相反性は約１．１５倍に増大した。また、より高い動作周波８ＧＨｚの付近において、非相反伝送線路装置１０Ｂ３では、Δβｐ／π＝０．０１２５になり、非相反伝送線路装置１０Ｂ４では、Δβｐ／π＝０．０１６２になり、非相反性は約１．３倍に増大した。

また、図１２を参照して、非相反伝送線路装置１０Ｂ４及び１０Ａの非相反性を比較する。６ＧＨｚの付近において、非相反伝送線路装置１０Ｂ４では、Δβｐ／π＝０．０１７４になり、非相反伝送線路装置１０Ａでは、Δβｐ／π＝０．０１９８になり、非相反性は約１．１４倍に増大した。また、より高い動作周波８ＧＨｚの付近において、非相反伝送線路装置１０Ｂ４では、Δβｐ／π＝０．０１６２になり、非相反伝送線路装置１０Ａでは、Δβｐ／π＝０．０１９４になり、非相反性は約１．２倍に増大した。

図１２によれば、従来技術に係る基本構造を有する非相反伝送線路装置１０Ｂ１と、本発明の第１の実施形態に係る構造を有する非相反伝送線路装置１０Ａとを比較すると、非相反性は、動作周波数６ＧＨｚの付近において約１．６倍に増大し、動作周波数８ＧＨｚの付近において約２倍に増大した。

次に、図１３～図１４を参照して、図４の非相反伝送線路装置１０Ａに係るシミュレーション及び実測の結果について説明する。

図１３は、図４の非相反伝送線路装置１０Ａのサイズを変化させた場合の非相反性の周波数依存性を示すグラフである。図１３は、図１１に示した非相反伝送線路装置１０の各単位セルの幅を維持したまま、各単位セルの長さ及び厚さを１／２及び１／４に縮小した場合の非相反性の変化を示す。図１３によれば、非相反伝送線路装置１０Ａのサイズを小さくするほど、非相反性が増大することがわかる。また、動作周波数が高くなるほど、非相反伝送線路装置１０Ａのサイズの縮小により非相反性が増大する効果が高くなることがわかる。

次に、非相反伝送線路装置１０Ａを試作してその非相反性を実測し、実測結果とシミュレーション結果とを比較した。

試作及びシミュレーションでは、非相反伝送線路装置１０Ａは、図１１の場合と同じサイズを有するものであった。試作した非相反伝送線路装置１０Ａでは、接地導体１として真鍮板を使用し、誘電体２として、日本ピラー工業株式会社から供給されている厚さ０．８ｍｍの基板ＮＰＣ－Ｆ２６０Ａを使用し、磁性体１５として、飽和磁化１７５ｍＴのＹＩＧ多結晶を使用した。実測では、ベクトルネットワークアナライザを用いて非相反伝送線路装置１０Ａの散乱パラメータの特性、すなわち透過係数を測定し、透過係数の位相特性に基づいて非相反性のパラメータΔβを計算した。

実測及びシミュレーションでは、非相反伝送線路装置１０Ａに印加する磁界を変化させながら、散乱パラメータの変化の様子を詳しく調べた。実測では、以下の外部磁界Ｂｅｘを磁力源７により非相反伝送線路装置１０Ａに印加し、シミュレーションでは、これらの外部磁界Ｂｅｘに対応して、以下の実効磁化μ_０Ｍ_Ｓ及び内部磁界μ_０Ｈ_０をそれぞれ設定した。

Ｂｅｘ＝２６ｍＴ：μ_０Ｍ_Ｓ＝２５ｍＴ、μ_０Ｈ_０＝１０ｍＴ
Ｂｅｘ＝８０ｍＴ：μ_０Ｍ_Ｓ＝６０ｍＴ、μ_０Ｈ_０＝５０ｍＴ
Ｂｅｘ＝１００ｍＴ：μ_０Ｍ_Ｓ＝８０ｍＴ、μ_０Ｈ_０＝６０ｍＴ
Ｂｅｘ＝１５０ｍＴ：μ_０Ｍ_Ｓ＝１００ｍＴ、μ_０Ｈ_０＝７０ｍＴ
Ｂｅｘ＝１８０ｍＴ：μ_０Ｍ_Ｓ＝１０５ｍＴ、μ_０Ｈ_０＝９５ｍＴ

図１４は、図４の非相反伝送線路装置１０Ａに異なる複数の磁界を印加した場合の非相反性の周波数依存性を示すグラフである。図１４は、非相反性のパラメータΔβの周波数依存性を示す。図１４において、実線は実測の結果を示し、破線はシミュレーションの結果を示す。図１４によれば、印加される磁界の増大に応じて、より大きな非相反性が生じることが確認できた。印加される磁界が小さいときは、実測された非相反性は、シミュレーションにより計算された非相反性とほぼ同程度になることが確認できた。

以上の結果より、容量性素子として機能するスタブ導体１２を、高い誘電率を有する磁性体１５の上に形成することで、低い誘電率又は高い誘電率を有する誘電体２の上に形成した場合よりも大きな非相反性が得られることがわかった。特に、６ＧＨｚ以上の高周波帯では、電磁波がエッジガイドモードで伝搬する効果が顕著に現れ、非相反性が増大する傾向が強くなっていると考えられる。

次に、図１５～図１８を参照して、図１の非相反伝送線路装置１０及びアンテナ装置に係るシミュレーション及び実測の結果について説明する。

シミュレーションでは、Ａｎｓｙｓ， Ｉｎｃ．（旧Ａｎｓｏｆｔ Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ）の電磁界シミュレーションソフトであるＨＦＳＳ ｖｅｒ１３．０を用いた。シミュレーションで設定したアンテナ装置及び非相反伝送線路装置１０のパラメータは、以下の通りであった（図１を参照）。

基板全体（誘電体２及び磁性体１５）の長さ：Ｌ１＝１００ｍｍ
基板全体（誘電体２及び磁性体１５）の幅：Ｗ１＝２０ｍｍ、
基板全体（誘電体２及び磁性体１５）の厚さ：０．８ｍｍ
誘電体２の比誘電率：２．６２、
磁性体１５の比誘電率：１５
非相反伝送線路装置１０の長さ：Ｌ２＝２３ｍｍ
テーパ導体３、ストリップ導体１１、及びスタブ導体１２，１３の厚さ：１８μｍ
テーパ導体３の長さ：Ｌ３＝３８ｍｍ
ポートＰ１，Ｐ２におけるテーパ導体３の幅：Ｗ２＝２．２ｍｍ
ポートＰ３，Ｐ４におけるテーパ導体３の幅：Ｗ３＝４．５ｍｍ

非相反伝送線路装置１０はそれぞれ、６個の単位セル２０を備えていた。シミュレーションで設定した単位セル２０のパラメータは、以下の通りであった（図２を参照）。

単位セル２０の周期：Ｌ１０＝３．９ｍｍ
ストリップ導体１１の長さ：Ｌ１１＝３．４ｍｍ
ストリップ導体１１の幅：Ｗ１１＝０．８ｍｍ
スタブ導体１２の長さ：Ｌ１２＝１．５ｍｍ
スタブ導体１２の幅：Ｗ１２＝０．４ｍｍ
スタブ導体１３の長さ：Ｌ１３＝０．７ｍｍ
スタブ導体１３の幅：Ｗ１３＝１．８ｍｍ
ビア導体１４の半径：Ｒ１＝０．５ｍｍ
チップキャパシタ１６のサイズ：０．５ｍｍ×０．５ｍｍ
チップキャパシタ１６の容量：０．５ｐＦ

シミュレーションでは、磁性体１５において、＋Ｚ方向に実効磁化μ_０Ｍ_ｓ＝２５ｍＴ及び内部磁界μ_０Ｈ_０＝１０ｍＴを設定した。

図１５は、図１の非相反伝送線路装置１０の透過係数及び反射係数を示すグラフである。図１５の透過係数Ｓ２１，Ｓ１２によれば、図１の非相反伝送線路装置１０は、広帯域にわたって伝送線路として動作可能であることがわかる。

図１６は、図１の非相反伝送線路装置１０の分散曲線を示すグラフである。図１６の分散曲線は、散乱パラメータの位相特性から算出された。シミュレーションでも、図３に示す例示的な分散曲線と同様の結果が得られた。

図１７は、図１の非相反伝送線路装置１０のチップキャパシタ１６を備えた実施例及びチップキャパシタ１６をもたない比較例について、スタブ導体１２の長さに対する非相反性の変化を示すグラフである。図１７によれば、チップキャパシタ１６のあるなしにかかわらず、容量性素子として機能するスタブ導体１２は、その長さに応じて同様の非相反性をもたらすことがわかる。

図１５～図１７によれば、図１の非相反伝送線路装置１０は、特許文献１～３及び非特許文献１と同様に、右手／左手系複合伝送線路装置として動作可能である。

図１８は、図４のアンテナ装置に異なる複数の磁界を印加した場合の放射方向を示すグラフである。図１８は、図１４の実測及びシミュレーションで得られた非相反伝送線路装置１０Ａの非相反性のパラメータΔβの値を、数７を用いて、放射方向の角度θに換算した結果を示す。図１８でも、実線は実測の結果を示し、破線はシミュレーションの結果を示す。第１の実施形態に係るアンテナ装置では、例えば、外部磁界Ｂｅｘ＝２６ｍＴが印加されたとき、動作周波数６ＧＨｚの付近で、非相反性のパラメータΔβ＝０．０３５ｒａｄ／ｍｍになる。従って、非相反性のパラメータΔβを放射方向の角度θに換算すると、約１５度となる。

一方、従来技術に係るアンテナ装置として、特許文献１のように、磁性体の上に形成された容量性素子として機能するスタブ導体をもたず、誘電体の上に形成された誘導性素子として機能するスタブ導体のみを備えた非相反伝送線路装置を備えるアンテナ装置を考える。この場合、アンテナ装置に２倍程度の実効磁化５０ｍＴが生じている場合、放射方向の角度は７～８度程度になった。従って、第１の実施形態に係るアンテナ装置によれば、弱い外部磁界が印加されているときであっても、非相反性及び主ビームの走査角が従来技術に比較して大幅に増大することがわかる。また、第１の実施形態に係るアンテナ装置によれば、より強い磁界を印加した場合には、非相反性がより大きくなることがわかる。

以上の説明では、アンテナ装置の動作周波数は、順方向の位相定数及び逆方向の位相定数が互いに一致するときの周波数に等しく設定される場合について説明したが、他の周波数に設定されてもよい。他の周波数においても同様に、非相反伝送線路装置１０には従来技術の場合よりも大きな非相反性が生じる。

第１の実施形態に係る非相反伝送線路装置１０は、アンテナ装置に限らず、共振器、フィルタ、発信器、及び分配器などにも適用可能である。

［第２の実施形態］
第１の実施形態では、容量性素子として機能する複数のスタブ導体１２を、磁性体１５の上に形成し、ストリップ導体１１の一方のエッジに周期的に接続した。これにより、電磁波の一方向の伝搬における実効誘電率が増大する（すなわち遅延効果が増大する）ので、非相反伝送線路装置の非相反性が増大する。一方、第２の実施形態では、互いに隣接するスタブ導体１２を容量的に結合する。これにより、電磁波の一方向の伝搬における遅延効果をさらに増大させ、非相反伝送線路装置の非相反性をさらに増大させる。

図１９は、第２の実施形態に係る非相反伝送線路装置１０Ｃを備えたアンテナ装置の構成を示す図である。図１９のアンテナ装置は、図１の非相反伝送線路装置１０に代えて、非相反伝送線路装置１０Ｃを備える。

非相反伝送線路装置１０Ｃは、互いに縦続接続された複数の単位セル２０Ｃを備える。

図２０は、図１９の非相反伝送線路装置１０Ｃの単位セル２０Ｃの構成を示す上面図である。非相反伝送線路装置１０Ｃは、図２の非相反伝送線路装置１０と同様に、誘電体２及び磁性体１５を含む基板に形成される。非相反伝送線路装置１０Ｃはさらに、基板の下面（－Ｚ側の面）に形成された接地導体１（図５を参照）と、基板の上面（＋Ｚ側の面）に形成されたストリップ導体１１及び複数のスタブ導体１２とを備える。

図２０に示すように、各スタブ導体１２と接地導体１との間において基板は磁性体１５にてなる。図２０の例では、ストリップ導体１１と接地導体１との間においても基板は磁性体１５にてなる。

単位セル２０Ｃは、ストリップ導体１１を電磁波の伝送線路部分として備える。これにより、単位セル２０Ｃは、＋Ｙ方向及び－Ｙ方向に電磁波の伝搬方向を有するマイクロストリップ線路として構成される。単位セル２０Ｃはさらに、ストリップ導体１１に接続された少なくとも１つのスタブ導体１２を備える。スタブ導体１２は、接地導体１に容量的に結合し、等価的に容量性素子として機能する。互いに隣接する各スタブ導体１２は、キャパシタ１７を介して互いに容量的に結合する。キャパシタ１７は、例えばチップキャパシタである。

各単位セル２０Ｃは、磁力源７によって、基板の上面及び下面に沿った方向とは異なり、かつ、ストリップ導体１１の伝搬方向（＋Ｙ方向及び－Ｙ方向）とは異なる磁化方向、例えば図５の例と同様に＋Ｚ方向に磁化されてジャイロ異方性を有する。

図２０に示すように、各スタブ導体１２は、Ｙ軸の方向に沿ったストリップ導体１１の２つのエッジのうちの一方のエッジに電気的に接続される。言い換えると、各スタブ導体１２は、ストリップ導体１１を通る面であって、伝搬方向と磁化方向とにより形成される面（図２０のＹＺ面）に対して一方の側に形成される。

図２１は、図１９の非相反伝送線路装置１０Ｃの分散曲線を概略的に示すグラフである。図２２は、図１９の非相反伝送線路装置１０Ｃの非相反性のパラメータΔβを概略的に示すグラフである。非相反伝送線路装置１０Ｃにおいて電磁波が順方向に伝搬するとき（位相定数β_＋のとき）、非相反伝送線路装置１０Ｃはカットオフ周波数ｆ１を有する。また、非相反伝送線路装置１０Ｃにおいて電磁波が逆方向に伝搬するとき（位相定数－β_－のとき）、非相反伝送線路装置１０Ｃはカットオフ周波数ｆ２を有する。

互いに隣接するスタブ導体１２の間にキャパシタ１７が設けられていない場合、非相反伝送線路装置のカットオフ周波数は、管内波長の１／４がスタブ導体１２の長さに等しくなるときの周波数である。この場合、非相反伝送線路装置の動作周波数を低周波側から次第に増加させると、実効屈折率が次第に大きくなり、遅延効果も大きくなり、カットオフ周波数において極大になる。この遅延効果が顕著に現れるカットオフ周波数の直下の周波数帯（すなわち、スタブ導体１２が容量性素子として動作する周波数帯）では、非相反伝送線路装置の非相反性も大きくなる。

非相反伝送線路装置１０Ｃでは、互いに隣接するスタブ導体１２をキャパシタ１７を介して容量的に結合することによって、キャパシタ１７なしの場合よりもカットオフ周波数を低下させることができる。また、キャパシタ１７の容量値Ｃ（１７）を調整することにより、カットオフ周波数を所望の値に設定することができる。これにより、設定されたカットオフ周波数の直下の周波数帯において、電磁波の一方向の伝搬における遅延効果が大きくなり、結果として、非相反伝送線路装置の非相反性を増大させることができる。

このように、非相反伝送線路装置の非相反性を増大させることにより、外部から印加される直流磁界を大幅に低減しながら、キャパシタ１７なしの場合と同程度の非相反性を達成することができる。

図２３は、第２の実施形態の第１の変形例に係る非相反伝送線路装置１０Ｄの単位セル２０Ｄの構成を示す上面図である。単位セル２０Ｄは、チップキャパシタである図２０のキャパシタ１７に代えて、基板上の導体パターンによりインターディジタル型に形成されたキャパシタ１７Ｄを備える。図２３のキャパシタ１７Ｄを備えることにより、図２０の場合よりも削減された部品点数を有する非相反伝送線路装置１０Ｄを提供することができる。

図２４は、第２の実施形態の第２の変形例に係る非相反伝送線路装置１０Ｅの単位セル２０Ｅの構成を示す上面図である。非相反伝送線路装置１０Ｅは、図２０の非相反伝送線路装置１０Ｃと同様に、誘電体２及び磁性体１５を含む基板に形成される。非相反伝送線路装置１０Ｅはさらに、基板の下面（－Ｚ側の面）に形成された接地導体１（図５を参照）と、基板の上面（＋Ｚ側の面）に形成されたストリップ導体１１、複数のスタブ導体１２ａ、及び複数のスタブ導体１２ｂとを備える。

図２４に示すように、各スタブ導体１２ａ，１２ｂと接地導体１との間において基板は磁性体１５にてなる。図２４の例では、ストリップ導体１１と接地導体１との間においても基板は磁性体１５にてなる。

単位セル２０Ｅは、ストリップ導体１１を電磁波の伝送線路部分として備える。これにより、単位セル２０Ｅは、＋Ｙ方向及び－Ｙ方向に電磁波の伝搬方向を有するマイクロストリップ線路として構成される。単位セル２０Ｅはさらに、ストリップ導体１１に接続された少なくとも１つのスタブ導体１２ａと、ストリップ導体１１に接続された少なくとも１つのスタブ導体１２ｂとを備える。本明細書において、スタブ導体１２ａを「第１の並列枝回路」ともいい、スタブ導体１２ｂを「第２の並列枝回路」ともいう。

各単位セル２０Ｅは、磁力源７によって、基板の上面及び下面に沿った方向とは異なり、かつ、ストリップ導体１１の伝搬方向（＋Ｙ方向及び－Ｙ方向）とは異なる磁化方向、例えば図５の例と同様に＋Ｚ方向に磁化されてジャイロ異方性を有する。

各スタブ導体１２ａは、Ｙ軸の方向に沿ったストリップ導体１１の２つのエッジのうちの一方のエッジに電気的に接続され、各スタブ導体１２ｂは他方のエッジに電気的に接続される。言い換えると、各スタブ導体１２ａは、ストリップ導体１１を通る面であって、伝搬方向と磁化方向とにより形成される面（図２４のＹＺ面）に対して一方の側に形成され、各スタブ導体１２ｂは、この面に対して他方の側に形成される。

各スタブ導体１２ａ，１２ｂは、接地導体１に容量的に結合し、等価的に容量性素子として機能する。互いに隣接する各スタブ導体１２ａは、電子的に制御可能な可変容量素子１７Ｅａを介して互いに容量的に結合する。互いに隣接する各スタブ導体１２ｂは、電子的に制御可能な可変容量素子１７Ｅｂを介して互いに容量的に結合する。可変容量素子１７Ｅａ，１７Ｅｂは、例えば、印加される電圧に応じて変化する容量を有する可変容量ダイオード又はＭＥＭＳ（microelectromechanical systems）デバイスなどである。

複数の可変容量素子１７Ｅａが互いに同一の特性を有し、かつ、複数の可変容量素子１７Ｅｂが互いに同一の特性を有する場合、複数の可変容量素子１７Ｅａにはコントローラ４から同じ制御信号が印加され、複数の可変容量素子１７Ｅｂにはコントローラ４から同じ制御信号が印加されてもよい。これにより、複数の可変容量素子１７Ｅａには同じ容量値が設定され、複数の可変容量素子１７Ｅｂには同じ容量値が設定される。それに代わって、複数の可変容量素子１７Ｅａはコントローラ４によって互いに独立に制御されてもよく、複数の可変容量素子１７Ｅｂはコントローラ４によって互いに独立に制御されてもよい。

図２５及び図２６は、図２４の非相反伝送線路装置１０Ｅの分散曲線を概略的に示すグラフである。図２７は、図２４の非相反伝送線路装置１０Ｅの非相反性のパラメータΔβを概略的に示すグラフである。図２５～図２７は、図２４の非相反伝送線路装置１０Ｅが、ストリップ導体１１の長手方向に沿った直線に対して対称に構成された場合の特性を示す。

図２５は、複数の可変容量素子１７Ｅａに第１の容量値を設定し、複数の可変容量素子１７Ｅｂに第２の容量値を設定した場合を示す。図２５の例では、非相反伝送線路装置１０Ｅにおいて電磁波が順方向に伝搬するとき（位相定数β_＋のとき）、非相反伝送線路装置１０Ｅはカットオフ周波数ｆ１を有し、また、非相反伝送線路装置１０Ｅにおいて電磁波が逆方向に伝搬するとき（位相定数－β_－のとき）、非相反伝送線路装置１０Ｅはカットオフ周波数ｆ２を有する。一方、図２６は、複数の可変容量素子１７Ｅａに第２の容量値を設定し、複数の可変容量素子１７Ｅｂに第１の容量値を設定した場合を示す。図２６の例では、非相反伝送線路装置１０Ｅにおいて電磁波が順方向に伝搬するとき（位相定数β_＋のとき）、非相反伝送線路装置１０Ｅはカットオフ周波数ｆ２を有し、また、非相反伝送線路装置１０Ｅにおいて電磁波が逆方向に伝搬するとき（位相定数－β_－のとき）、非相反伝送線路装置１０Ｅはカットオフ周波数ｆ１を有する。

非相反伝送線路装置１０Ｅでは、可変容量素子１７Ｅａ，１７Ｅｂの容量値を変化させることによって、非相反伝送線路装置１０Ｅの分散曲線を変化させ、特に、カットオフ周波数を変化させることができる。従って、例えば、非相反伝送線路装置１０Ｅの動作周波数が固定されていても、可変容量素子１７Ｅａ，１７Ｅｂの容量値を変化させることによって、図２７に示すように、非相反伝送線路装置１０Ｅの非相反性を動的に制御することができる。

図２８は、第２の実施形態の第３の変形例に係る非相反伝送線路装置１０Ｆの構成を示す上面図である。非相反伝送線路装置１０Ｆは、互いに縦続接続された複数の単位セル２０Ｆを備える。非相反伝送線路装置１０Ｆは、実質的に、図５の非相反伝送線路装置１０Ａの各構成要素に加えて、互いに隣接するスタブ導体１２を容量的に結合するキャパシタ１７を備える。

次に、図２９～図３３を参照して、図２８の非相反伝送線路装置１０Ｆに係るシミュレーション結果について説明する。

シミュレーションで設定した単位セル２０Ｆのパラメータは、以下の通りであった（図２８を参照）。

単位セル２０Ｆの個数：５個
単位セル２０Ｆの周期：Ｌ１０＝１．９ｍｍ
ストリップ導体１１の幅：Ｗ１１＝２ｍｍ
スタブ導体１２の長さ：Ｌ１２＝１．４ｍｍ
スタブ導体１２の幅：Ｗ１２＝１ｍｍ
スタブ導体１３の長さ：Ｌ１３＝１．０ｍｍ
スタブ導体１３の幅：Ｗ１３＝１．０ｍｍ
誘電体２及び磁性体１５の厚さ：０．８ｍｍ

シミュレーションでは、磁性体１５において、＋Ｚ方向に実効磁化μ_０Ｍ_ｓ＝２５ｍＴ及び内部磁界μ_０Ｈ_０＝１０ｍＴを設定した。

図２９は、図２８の非相反伝送線路装置１０Ｆが容量０．６ｐＦのキャパシタ１７を備える場合について、反射係数及び透過係数の周波数特性を示すグラフである。図３０は、図２８の非相反伝送線路装置１０Ｆが容量０．８ｐＦのキャパシタ１７を備える場合について、反射係数及び透過係数の周波数特性を示すグラフである。図３１は、図２８の非相反伝送線路装置１０Ｆが容量１．０ｐＦのキャパシタ１７を備える場合について、反射係数及び透過係数の周波数特性を示すグラフである。図３２は、図２８の非相反伝送線路装置１０Ｆがキャパシタ１７をもたない場合について、反射係数及び透過係数の周波数特性を示すグラフである。図２９～図３２の横軸は周波数［ＧＨｚ］を示し、縦軸は散乱パラメータの振幅［ｄＢ］を示す。図２９～図３２のシミュレーション結果によれば、キャパシタ１７の容量値Ｃ（１７）が大きくなるにつれて、カットオフ周波数が低周波側にシフトすることがわかる。

図３３は、図２８の非相反伝送線路装置１０Ｆにおける非相反性の周波数依存性を示すグラフである。図２９～図３２の各場合について、透過係数Ｓ２１及びＳ１２に基づいて、非相反性の周波数依存性を導出することができる。図３３において、横軸は、ｐ／πで正規化された非相反性のパラメータΔβを示す。ここで、ｐは、単位セル２０Ｆの周期Ｌ１０を示す。また、図３３において、縦軸は周波数［ＧＨｚ］を示す。図２９～図３２を参照して説明したように、キャパシタ１７の容量値Ｃ（１７）が大きくなるにつれて、カットオフ周波数が低周波側にシフトすることがわかる。図３３を参照すると、各カットオフ周波数の直下の帯域において非相反伝送線路装置１０Ｆの非相反性が増大していることがわかる。つまり、キャパシタ１７の容量値Ｃ（１７）を調整することにより、カットオフ周波数を所定の値に設定することができ、さらに、カットオフ周波数の直下の帯域において非相反伝送線路装置１０Ｆの非相反性を増大させることができる。

次に、図３４～図３９を参照して、図１９の非相反伝送線路装置１０Ｃに係るシミュレーション及び実測の結果について説明する。

図１９の非相反伝送線路装置１０Ｃを備えたアンテナ装置を試作してその特性を実測し、実測結果とシミュレーション結果とを比較した。同様に、キャパシタ１７を除去した非相反伝送線路装置１０Ｃを備えたアンテナ装置を試作してその特性を実測し、実測結果とシミュレーション結果とを比較した。印加された直流磁界の向き及び磁化の大きさを固定したまま、構造的な非対称性を大きくすることにより、非相反伝送線路装置の非相反性の増大を試みる。

シミュレーション及び実測において設定したアンテナ装置及び非相反伝送線路装置１０Ｃのパラメータは、以下の通りであった（図１９を参照）。

基板全体（誘電体２及び磁性体１５）の長さ：Ｌ１＝１００ｍｍ
基板全体（誘電体２及び磁性体１５）の幅：Ｗ１＝１５ｍｍ
基板全体（誘電体２及び磁性体１５）の厚さ：０．８ｍｍ
誘電体２の比誘電率：２．６２
磁性体１５の比誘電率：１５
非相反伝送線路装置１０Ｃの長さ：Ｌ２＝１７．３ｍｍ
テーパ導体３、ストリップ導体１１、及びスタブ導体１２の厚さ：１８μｍ
テーパ導体３の長さ：Ｌ３＝４１．３５ｍｍ
ポートＰ１，Ｐ２におけるテーパ導体３の幅：Ｗ２＝２．２ｍｍ
ポートＰ３，Ｐ４におけるテーパ導体３の幅：Ｗ３＝６ｍｍ
ポートＰ１，Ｐ２からテーパ導体３を見たときの特性インピーダンス：５０Ω
磁性体１５の幅：Ｗ４＝４．１ｍｍ
単位セル２０Ｃの個数：８個

シミュレーション及び実測において設定した単位セル２０Ｃのパラメータは、以下の通りであった（図２０を参照）。

単位セル２０Ｃの周期：Ｌ１０＝２．１ｍｍ
ストリップ導体１１の幅：Ｗ１１＝２．０ｍｍ
スタブ導体１２の長さ：Ｌ１２＝１．５ｍｍ
スタブ導体１２の幅：Ｗ１２＝１．６ｍｍ
キャパシタ１７の容量：０．５ｐＦ
互いに隣接するスタブ導体１２の間の距離：W１４＝０．５ｍｍ

キャパシタ１７ありの場合のシミュレーションでは、磁性体１５において、＋Ｚ方向に実効磁化μ_０Ｍ_ｓ＝８０ｍＴ及び内部磁界μ_０Ｈ_０＝４０ｍＴを設定した。キャパシタ１７なしの場合のシミュレーションでは、磁性体１５において、＋Ｚ方向に実効磁化μ_０Ｍ_ｓ＝７０ｍＴ及び内部磁界μ_０Ｈ_０＝４０ｍＴを設定した。

試作した非相反伝送線路装置１０Ｃでは、接地導体１として真鍮板を使用し、磁性体１５として、飽和磁化１７５ｍＴのＹＩＧ多結晶を使用し、キャパシタ１７として、村田製作所の積層セラミックコンデンサＧＪＭ１５５４Ｃ１ＨＲ５０ ＷＢ０１Ｄを使用した。また、試作した非相反伝送線路装置１０Ｃには、＋Ｚ方向に１２０ｍＴの外部直流磁界を印加した。

図３４は、図１９の非相反伝送線路装置１０Ｃが容量０．５ｐＦのキャパシタ１７を備える場合について、反射係数及び透過係数の周波数特性の計算値を示すグラフである。図３５は、図１９の非相反伝送線路装置１０Ｃが容量０．５ｐＦのキャパシタ１７を備える場合について、反射係数及び透過係数の周波数特性の実測値を示すグラフである。図３４及び図３５の横軸は周波数［ＧＨｚ］を示し、縦軸は散乱パラメータの振幅［ｄＢ］を示す。図３４及び図３５によれば、カットオフ周波数が約６ＧＨｚ付近に現れていることがわかる。

図３６は、図１９の非相反伝送線路装置１０Ｃがキャパシタ１７をもたない場合について、反射係数及び透過係数の周波数特性の計算値を示すグラフである。図３７は、図１９の非相反伝送線路装置１０Ｃがキャパシタ１７をもたない場合について、反射係数及び透過係数の周波数特性の実測値を示すグラフである。図３６及び図３７の横軸は周波数［ＧＨｚ］を示し、縦軸は散乱パラメータの振幅［ｄＢ］を示す。図３６及び図３７によれば、カットオフ周波数は４ＧＨｚ～８ＧＨｚの周波数帯域には現れず、約１５．５ＧＨｚ付近に現れた。

図３８は、図１９の非相反伝送線路装置１０Ｃの分散曲線を示すグラフである。キャパシタ１７を備えた非相反伝送線路装置１０Ｃと、キャパシタ１７を除去した非相反伝送線路装置１０Ｃとを試作し、それらの透過係数Ｓ１２及びＳ２１を実測し、測定結果に基づいて分散曲線を計算した。図３８において、Ｓ２１は、ポートＰ３からポートＰ４への順方向伝搬の透過係数に基づいて計算された分散曲線を示し、Ｓ１２は、ポートＰ４からポートＰ３への逆方向伝搬の透過係数に基づいて計算された分散曲線を示す。また、図３８において、実線は、キャパシタ１７を備えた非相反伝送線路装置１０Ｃの分散曲線を示し、破線は、キャパシタ１７を除去した非相反伝送線路装置１０Ｃの分散曲線を示す。図３８によれば、キャパシタ１７を備えた非相反伝送線路装置１０Ｃの位相定数の絶対値は、６ＧＨｚのカットオフ周波数に近づくにつれて大きくなるが、周波数の増大に応じて、順方向伝搬の位相定数（Ｓ２１）の絶対値のほうが逆方向伝搬の位相定数（Ｓ１２）の絶対値よりも大きくなる。また、周波数の増大に応じて、順方向伝搬の位相定数（Ｓ２１）と逆方向伝搬の位相定数（Ｓ１２）との差もまた大きくなる。この現象は、電磁波がストリップ導体１１及びスタブ導体１２のエッジに沿ってエッジガイドモードで伝搬することと、ストリップ導体１１の一方のエッジにのみスタブ導体１２及びキャパシタ１７を設けることにより、順方向伝搬の場合（Ｓ２１）と逆方向伝搬の場合（Ｓ１２）とで異なった線路構造に見えることとに起因する。カットオフ周波数の付近になると遅延効果が顕著となり、順方向伝搬の場合（Ｓ２１）のほうが、逆方向伝搬の場合（Ｓ１２）に比べて遅延効果が大きく、位相特性に差が生じている。

図３９は、図１９の非相反伝送線路装置１０Ｃの非相反性のパラメータΔβを示すグラフである。前述のように、キャパシタ１７を備えた非相反伝送線路装置１０Ｃと、キャパシタ１７を除去した非相反伝送線路装置１０Ｃとを試作してその特性を実測し、実測結果とシミュレーション結果とを比較した。図３９において、実線は実測の結果を示し、破線はシミュレーションの結果を示す。図３９において、横軸は、ｐ／πで正規化された非相反性のパラメータΔβを示す。ここで、ｐは、単位セル２０Ｃの周期Ｌ１０を示す。また、図３９において、縦軸は周波数［ＧＨｚ］を示す。図３９において、既に説明したように、キャパシタ１７を備えた非相反伝送線路装置１０Ｃでは、６ＧＨｚのカットオフ周波数の直下において非相反性が顕著に大きくなっている。例えば、測定結果によれば、互いに隣接するスタブ導体１２をキャパシタ１７を介して容量的に結合することによって、動作周波数５．５ＧＨｚにおいて、キャパシタ１７なしの場合に比べて、非相反性が約２．５倍に大きくなることがわかる。

このように、互いに隣接するスタブ導体１２をキャパシタ１７を介して容量的に結合することによって、カットオフ周波数を所望の周波数帯に設定することができ、それにより、低い周波数帯において非相反性を増大させられることが確認できた。

図４０は、第２の実施形態の第４の変形例に係る非相反伝送線路装置１０Ｇの構成を示す上面図である。非相反伝送線路装置１０Ｇは、互いに縦続接続された複数の単位セル２０Ｇを備える。

図４１は、図４０の非相反伝送線路装置１０Ｇの単位セル２０Ｇの構成を示す上面図である。各単位セル２０Ｇは、実質的に、図２の単位セル２０の各構成要素に加えて、互いに隣接するスタブ導体１２を容量的に結合するキャパシタ１７を備える。図４１の例では、各単位セル２０Ｇは２つのスタブ導体１２を備える。

次に、図４２を参照して、図４０の非相反伝送線路装置１０Ｇに係るシミュレーション結果について説明する。

キャパシタ１７を備えた非相反伝送線路装置１０Ｇの分散曲線と、キャパシタ１７を除去した非相反伝送線路装置１０Ｇの分散曲線とを計算した。シミュレーションで設定した単位セル２０Ｇのパラメータは、以下の通りであった（図４１を参照）。

単位セル２０Ｆの周期：Ｌ１０＝１．９ｍｍ
ストリップ導体１１の幅：Ｗ１１＝２ｍｍ
スタブ導体１２の長さ：Ｌ１２＝１ｍｍ
スタブ導体１２の幅：Ｗ１２＝０．４５ｍｍ
スタブ導体１３の長さ：Ｌ１３＝０．６ｍｍ
スタブ導体１３の幅：Ｗ１３＝１．０ｍｍ
キャパシタ１７の容量：０．８７５ｐＦ
誘電体２及び磁性体１５の厚さ：０．８ｍｍ

シミュレーションでは、磁性体１５において、＋Ｚ方向に実効磁化μ_０Ｍ_ｓ＝２５ｍＴ及び内部磁界μ_０Ｈ_０＝１０ｍＴを設定した。

キャパシタ１７を備えた非相反伝送線路装置１０Ｇでは、チップキャパシタ１６の容量として１ｐＦを設定した。一方、キャパシタ１７を除去した非相反伝送線路装置１０Ｇでは、チップキャパシタ１６の容量として１．１ｐＦを設定した。

図４２は、図４０の非相反伝送線路装置１０Ｇの分散曲線を示すグラフである。図４２において、Ｓ２１は、ポートＰ３からポートＰ４への順方向伝搬の透過係数に基づいて計算された分散曲線を示し、Ｓ１２は、ポートＰ４からポートＰ３への逆方向伝搬の透過係数に基づいて計算された分散曲線を示す。また、図４２において、実線は、キャパシタ１７を備えた非相反伝送線路装置１０Ｇの分散曲線を示し、破線は、キャパシタ１７を除去した非相反伝送線路装置１０Ｇの分散曲線を示す。図４２において、横軸は、ｐ／πで正規化された伝搬定数βを示す。ここで、ｐは、単位セル２０Ｇの周期Ｌ１０を示す。また、図４２において、縦軸は周波数［ＧＨｚ］を示す。非相反伝送線路装置１０Ｇの動作周波数は順方向伝搬の分散曲線（Ｓ２１）及び逆方向伝搬の分散曲線（Ｓ１２）の交点において設定される。図４２によれば、非相反伝送線路装置１０Ｇの動作周波数は５．５ＧＨｚになる。図４２によれば、互いに隣接するスタブ導体１２をキャパシタ１７を介して容量的に結合することによって、カットオフ周波数は約６ＧＨｚになる。図４２のシミュレーションでは、非相反伝送線路装置１０Ｇの動作周波数がそのカットオフ周波数よりも小さくなるように、単位セル２０Ｇのパラメータを設定した。また、図４２によれば、５．５ＧＨｚの動作周波数において、互いに隣接するスタブ導体１２をキャパシタ１７を介して容量的に結合することによって、キャパシタ１７なしの場合に比較して、Δβｐ／πは０．０２９から０．０３７まで約２５％向上していることがわかる。上述の構成により、所望の動作周波数において非相反伝送線路装置の非相反性を増大させるという効果を得ることができる。

図４３は、図２８の非相反伝送線路装置１０Ｇを備えた擬似進行波共振器の構成を示す図である。図４３の擬似進行波共振器は、非相反伝送線路装置１０Ｇと、反射器２１，２２とを備える。反射器２１，２２は、誘電体基板２における管内波長で考えたとき終端開放された４分の１波長のマイクロストリップ線路である。非相反伝送線路装置１０Ｇは、その両端に反射器２１，２２を接続することにより、両端において短絡される。一方の反射器２１は、インピーダンス整合が取れる位置において給電線２３に接続される。

次に、図４４及び図４５を参照して、図４３の擬似進行波共振器に係るシミュレーション結果について説明する。

シミュレーションでは、反射器２１，２２の長さを７．２４ｍｍに設定した。また、シミュレーションでは、磁性体１５において、＋Ｚ方向に実効磁化μ_０Ｍ_ｓ＝１５ｍＴ及び内部磁界μ_０Ｈ_０＝７ｍＴを設定した。

図４４は、図４３の擬似進行波共振器における反射係数の周波数特性を示すグラフである。図４４は、給電線２３から見た擬似進行波共振器の反射特性を示す。横軸は周波数［ＧＨｚ］を示し、縦軸は反射係数Ｓ１１の振幅［ｄＢ］を示す。図４４によれば、５．５ＧＨｚ付近で反射係数Ｓ１１が低下し、擬似進行波共振器が共振していることがわかる。

図４５は、図４３の擬似進行波共振器の放射パターンを示すグラフである。図４５は、磁性体１５に印加する磁界を変化させたときの、動作周波数を５．５ＧＨｚにおける擬似進行波共振器からの漏れ波の放射パターンを示す。図４５は、＋Ｚ方向を０度とし、ＹＺ面内における放射パターンの主ビームの方向を示す。磁性体１５において、＋Ｚ方向に実効磁化μ_０Ｍ_ｓ＝１５ｍＴ及び内部磁界μ_０Ｈ_０＝７ｍＴを設定した場合（正磁界）、主ビームは１３度の方向に形成される。磁性体１５において、－Ｚ方向に実効磁化μ_０Ｍ_ｓ＝１５Ｔ及び内部磁界μ_０Ｈ_０＝７ｍＴを設定し（負磁界）、主ビームは－１３度の方向に形成される。磁性体１５において、実効磁化μ_０Ｍ_ｓ＝０ｍＴ及び内部磁界μ_０Ｈ_０＝０ｍＴを設定した場合（磁界なし）、主ビームは０度の方向に形成される。

図４３の擬似進行波共振器では、互いに隣接するスタブ導体１２をキャパシタ１７を介して容量的に結合することによって、第１の実施形態に係る非相反伝送線路装置１０等を備えた擬似進行波共振器よりも構造的な非対称性が大きくなる。従って、図４３の擬似進行波共振器によれば、第１の実施形態に係る非相反伝送線路装置１０等を備えた擬似進行波共振器の場合の数分の１程度の磁化の大きさで、第１の実施形態に係る非相反伝送線路装置１０等を備えた擬似進行波共振器と同程度の非相反性を実現することができる。従って、図４３の擬似進行波共振器は、印加される磁界の小さな変化によりビームを走査することができる。

［他の変形例］
図２０の非相反伝送線路装置１０Ｃにおいて、互いに隣接する各スタブ導体１２を、キャパシタ１７に代えて、可変容量素子を介して互いに容量的に結合してもよい。また、図２０の、可変容量素子を図２４の非相反伝送線路装置１０Ｅにおいて、互いに隣接する各スタブ導体１２ａ，１２ｂの少なくとも一方を、可変容量素子１７Ｅａ，１７Ｅｂに代えて、固定の容量値を有するキャパシタを介して互いに容量的に結合してもよい。

本明細書に開示した各実施形態及び各変形例の他の組み合わせも可能である。

本発明に係る非相反伝送線路装置は、マイクロ波又はミリ波などの周波数帯における無線通信、エネルギー伝送、レーダ、及びセンシングなどに適用可能である。本発明に係る非相反伝送線路装置は、移動体通信用のアンテナ装置などに適用可能である。本発明に係る非相反伝送線路装置により、放射方向を走査可能なアンテナ装置を提供することができ、これにより、次世代の高速及び大容量通信を実現することができる。

１…接地導体、
２…誘電体、
３…テーパ導体、
４…コントローラ、
５…無線通信回路、
６…分配器、
７…磁力源、
１０，１０Ａ，１０Ｂ１～１０Ｂ４，１０Ｃ～１０Ｇ…非相反伝送線路装置、
１１…ストリップ導体、
１２，１２ａ，１２ｂ，１３…スタブ導体、
１４…ビア導体、
１５…磁性体、
１６…チップキャパシタ、
１７，１７Ｄ…キャパシタ、
１７Ｅａ，１７Ｅｂ…可変容量素子、
２０，２０Ａ，２０Ｃ～２０Ｇ…単位セル。

Claims (14)

1. 順方向の伝搬特性と逆方向の伝搬特性とが互いに異なる非相反伝送線路装置であって、
   前記非相反伝送線路装置は、互いに対向する第１及び第２の面を有する基板に形成され、互いに縦続接続された複数の単位セルを備え、
   前記各単位セルは、
   前記基板の第１の面に形成された接地導体と、
   前記基板の第２の面に形成された電磁波の伝送線路部分と、
   前記基板の第２の面に形成され、前記伝送線路部分に接続された容量性素子を等価的に含む第１の並列枝回路とを備え、
   前記各単位セルは、前記基板の第１及び第２の面に沿った方向とは異なり、かつ、前記伝送線路部分の伝搬方向とは異なる磁化方向に磁化されてジャイロ異方性を有し、
   前記各第１の並列枝回路は、前記伝送線路部分を通りかつ前記伝搬方向と前記磁化方向とにより形成される面に対して一方の側に形成され、
   前記各第１の並列枝回路と前記接地導体との間において前記基板は磁性体にてなる、
   非相反伝送線路装置。
2. 前記各第１の並列枝回路は、開放された先端を有する少なくとも１つの第１のスタブ導体を含む、
   請求項１記載の非相反伝送線路装置。
3. 前記各第１の並列枝回路は少なくとも１つの第１のスタブ導体を含み、前記各第１のスタブ導体は前記接地導体に容量的に結合し、互いに隣接する前記各第１のスタブ導体は互いに容量的に結合する、
   請求項１記載の非相反伝送線路装置。
4. 互いに隣接する前記各第１のスタブ導体は、可変容量素子を介して互いに容量的に結合する、
   請求項３記載の非相反伝送線路装置。
5. 前記各単位セルは、前記基板の第２の面に形成され、前記伝送線路部分に接続された誘導性素子を等価的に含む第２の並列枝回路をさらに備え、
   前記各第２の並列枝回路は、前記伝送線路部分を通りかつ前記伝搬方向と前記磁化方向とにより形成される面に対して、前記各第１の並列枝回路が形成された側とは逆の側に形成され、
   前記各第２の並列枝回路と前記接地導体との間において前記基板は誘電体にてなる、
   請求項１～４のうちの１つに記載の非相反伝送線路装置。
6. 前記各第２の並列枝回路は、前記接地導体に短絡された先端を有する少なくとも１つの第２のスタブ導体を含む、
   請求項５記載の非相反伝送線路装置。
7. 前記磁性体の比誘電率は前記誘電体の比誘電率よりも高い、
   請求項５又は６記載の非相反伝送線路装置。
8. 前記磁性体の比誘電率は５よりも高く、前記誘電体の比誘電率は４よりも低い、
   請求項７記載の非相反伝送線路装置。
9. 前記各単位セルは、前記基板の第２の面に形成され、前記伝送線路部分に接続された容量性素子を等価的に含む第２の並列枝回路をさらに備え、
   前記各第２の並列枝回路は、前記伝送線路部分を通りかつ前記伝搬方向と前記磁化方向とにより形成される面に対して、前記各第１の並列枝回路が形成された側とは逆の側に形成され、
   前記各第２の並列枝回路と前記接地導体との間において前記基板は磁性体にてなり、
   前記各第２の並列枝回路は少なくとも１つの第２のスタブ導体を含み、前記各第２のスタブ導体は前記接地導体に容量的に結合し、互いに隣接する前記各第２のスタブ導体は互いに容量的に結合する、
   請求項３又は４記載の非相反伝送線路装置。
10. 互いに隣接する前記各第２のスタブ導体は、可変容量素子を介して互いに容量的に結合する、
    請求項９記載の非相反伝送線路装置。
11. 前記伝送線路部分と前記接地導体との間において前記基板は磁性体にてなる、
    請求項１～１０のうちの１つに記載の非相反伝送線路装置。
12. 請求項１～１１のうちの１つに記載の非相反伝送線路装置を備え、
    前記各単位セルは、前記基板の第２の面に形成され、前記伝送線路部分に接続された容量性素子を等価的に含む直列枝回路をさらに備え、
    前記非相反伝送線路装置の漏れ波として電磁波を送受信する、
    アンテナ装置。
13. 前記アンテナ装置は、前記磁化方向に可変な強さの磁界を印加する磁力源をさらに備え、
    前記磁力源によって発生される磁界の強さを変化させることにより前記アンテナ装置の放射方向を変化させる、
    請求項１２記載のアンテナ装置。
14. 前記アンテナ装置の動作周波数は、前記非相反伝送線路装置の分散曲線において前記順方向の位相定数及び前記逆方向の位相定数が互いに一致するときの周波数に等しく設定される、
    請求項１２又は１３記載のアンテナ装置。

Images