JP6998595B2 - 軌道角運動量モード擬似進行波共振器及び軌道角運動量アンテナ装置 - Google Patents

Description

本発明は、軌道角運動量（Orbital Angular Momentum）モード擬似進行波共振器及びそれを用いた軌道角運動量（Orbital Angular Momentum）アンテナ装置に関する。

最近、高速大容量通信システムを可能とする直交マルチモードによる多重チャネル伝送実現のために、物理学、光学、無線通信の分野で軌道角運動量（以下、「ＯＡＭ」という）を用いた電磁波伝搬が研究されている。一般に、全角運動量Ｊは２つの要素に分類することができ、電子物性においては、原子核の周りを公転する電子の軌道角運動量（ＯＡＭ）ｌと、電子固有の性質であるスピンのアップ／ダウンの２通りの値に対応するスピン角運動量（ＳＡＭ）ｓとに区別される。この電子系の振る舞いは、電磁波伝搬の振る舞い（光学系）に対応付けることができ、光学系の場合、ＯＡＭは光の軌跡が螺旋を描く光渦に対応し、一方ＳＡＭは左／右円偏波を指す。

図１Ａ及び図１Ｂは伝搬するＯＡＭモードの横方向面内における電磁界の位相分布の例であって（例えば、非特許文献１参照）、ここで、図１ＡはＯＡＭのモード次数ｌ＝＋１のときの位相分布の写真画像であり、図１ＢはＯＡＭのモード次数ｌ＝＋２のときの位相分布の写真画像である。また、図２は伝搬するＯＡＭモードの横方向面内における電磁界の例であって、ＯＡＭのモード次数ｌ＝＋２のときの模式状態図である。

例えば非特許文献２に開示された従来例に係るＯＡＭモード信号伝送システムにおいては、各ＯＡＭモードに対応するアンテナをそれぞれ設計、配置する必要があり、多重化チャンネル数に応じて使用するＯＡＭモードの数が決まる。従って、チャネル毎に送受信アンテナが異なることから、チャネル数の増加に伴ってアンテナ数も比例して増加する。複数の直交したＯＡＭモードが同時に送受信できれば大容量通信システムの実現が可能となる。

これまでに様々なＯＡＭモードの生成装置及び方法、並びに応用装置が提案されており、このうちいくつかの従来例を以下に示す。

特許文献１にはＯＡＭモードを実現するレンズアンテナが提案され、特許文献２には複数のＯＡＭ伝搬モードを有する無線信号を用いて多重化する送受信システムが提案され、特許文献３にはＯＡＭを利用して電磁波の多重及び分離を行うアンテナ装置が提案されている。

特開２０１７－２２８８５６号公報 特開２０１７－１３０７９１号公報 特開２０１５－０２７０４２号公報

S. M. Mohammadi et al., "Orbital angular momentum in radio -A system study," IEEE Transactions on Antennas Propagation., Vol. 58, No. 2, pp. 565-572, February 2010. Weite Zhang et al., "Multi-OAM-mode microwave communication with the partial arc sampling receiving scheme", IEEE International Microwave Symposium, 2016, pp. 1-3. Q. Bai, et al., "Experimental circular phased array for generating OAM radio beams," Electron Letters, 2014, pp. 1414-1415. L. Marrucci et al. "Spin-to-orbital conversion of the angular momentum of light and its classical and quantum applications," Journal of Optics, Vol. 13, No. 6, pp. 1-13, April 2011. Y. Pan et al., "Generation of orbital angular momentum radio waves based on dielectric resonator antenna,"’ IEEE Antennas Wireless Propagation Letters, Vol. 16, pp. 385-388, June 2016.

例えば非特許文献３に開示されたフェイズドアレーアンテナでは、ＯＡＭモードのモード次数の切り替えの際には、各アンテナへの給電線に対して初期位相を高精度で最適に与える必要があり、アンテナ数の増加に伴い位相切替制御が複雑となるという問題点があった。

図３は従来例に係るＯＡＭモードを生成する構成法（例えば、非特許文献４参照）を示す図であって、位相板を透過させることによるＯＡＭモード変換方法の例を示す模式斜視図である。図３のＯＡＭモードの生成法では、シングルモードのＯＡＭモードの入力に対して位相板を適用することによりモード次数を変換している。しかしながら、従来の位相板を用いたモード変換では、位相板によりモード次数が決まっていたため、複数の高次モード生成のためには、モード数に応じて位相板を準備する必要があるという問題点があった。

例えば非特許文献５に開示された従来例に係るＯＡＭモードを生成する構成法では、リング共振器のウィスパリング・ギャラリーモード（ＷＧＭ)を利用したＯＡＭモード生成装置が開示されている。ここで、ウィスパリング・ギャラリーモード（ＷＧＭ）とは、リング共振器内の周回方向に生成される定在波による共振モードのことであり、リングサイズにより、共振周波数が決まる。給電線を２本に増やし、位相差を適切に与えることにより、右回りあるいは左回りなど旋回方向を切り替えることができるが、モード次数の大きさを変えることはできなかった。

本発明の目的は以上の問題点を解決し、従来技術に比較して簡単な構成を有し、動作周波数を固定したままモード次数を簡単に切り替えることができるＯＡＭモード擬似進行波共振器及びそれを用いたＯＡＭアンテナ装置を提供することにある。

第１の発明にかかるＯＡＭモード擬似進行波共振器は、
マイクロ波の伝送線路部分と、容量性素子を等価的に含む直列枝の回路と、上記伝送線路部分からそれぞれ分岐して設けられかつ誘導性素子を等価的に含む少なくとも１つの並列枝の回路とを有する複数Ｎ個の単位セル回路を、リング形状で縦続接続して構成され、かつ、順方向の伝搬定数と逆方向の伝搬定数とが互いに異なる非相反伝送線路装置を共振状態で動作させた擬似進行波共振器であって、
上記各単位セルの伝送線路部分は、上記マイクロ波の伝搬方向に対して異なる方向に磁化されてジャイロ異方性を有するように自発磁化を有するか又は外部磁界により磁化され、
上記並列枝の回路は、
（１）上記リング形状の非相反伝送線路装置の内側または外側に挿入するように接続された誘導性スタブ回路、
（２）上記リング形状の非相反伝送線路装置の外側または内側に挿入するように接続された容量性スタブ回路、もしくは
（３）上記誘導性スタブ回路と上記容量性スタブ回路の組み合わせの回路であり、
上記リング形状の非相反伝送線路装置は
上記非相反伝送線路装置の非相反性をΔβとし、
上記非相反伝送線路装置の周期をｐとし、
ｌを所定の整数としたときに、次式の条件を満たすことで、

ＯＡＭモードのモード次数ｌで動作することを特徴とする。

上記ＯＡＭモード擬似進行波共振器において、
上記並列枝の回路は、
（１）上記リング形状の非相反伝送線路装置の内側に挿入するように接続された誘導性スタブ回路、もしくは
（２）上記リング形状の非相反伝送線路装置の外側に挿入するように接続された容量性スタブ回路、
である。

第２の発明にかかるＯＡＭアンテナ装置は、
上記擬似進行波共振器と、
上記擬似進行波共振器にマイクロ波を入力する給電線路とを備えたことを特徴とする。

従って、本発明に係るＯＡＭモード擬似進行波共振器及びそれを用いたＯＡＭアンテナ装置によれば、従来技術に比較して簡単な構成を有し、動作周波数を固定したままモード次数を簡単に切り替えることができる。

伝搬するＯＡＭモードの横方向面内における電磁界の位相分布の例であって、ＯＡＭのモード次数Ｌ＝＋１のときの位相分布の写真画像である。 伝搬するＯＡＭモードの横方向面内における電磁界の位相分布の例であって、ＯＡＭのモード次数Ｌ＝＋２のときの位相分布の写真画像である。 伝搬するＯＡＭモードの横方向面内における電磁界の例であって、ＯＡＭのモード次数Ｌ＝＋２のときの模式状態図である。 従来例に係るＯＡＭモードを生成する構成法を示す図であって、位相板を透過させることによるＯＡＭモード変換方法の例を示す模式斜視図である。 本発明の一実施形態に係る、非相反メタマテリアルから構成される擬似進行波リング共振器を用いたＯＡＭアンテナ装置の構成例を示す上面図である。 図４ＡのＡ－Ａ’線についての縦断面図である。 相反ＣＲＬＨ線路の単位セル回路２０Ｐの等価回路を示す回路図である。 図４ＡのＯＡＭアンテナ装置で用いる非相反ＣＲＬＨ線路の単位セル回路２０の等価回路を示す回路図である。 本発明の変形例に係る、非相反メタマテリアルから構成される擬似進行波リング共振器を用いたＯＡＭアンテナ装置の構成例を示す上面図である。 フェライト半円リングで構成された非相反ＣＲＬＨ伝送線路においてモード次数ｌ＝±１のときの分散曲線を示すグラフである。 フェライト半円リングで構成された非相反ＣＲＬＨ伝送線路においてモード次数ｌ＝±２のときの分散曲線を示すグラフである。 図４ＡのＯＡＭアンテナ装置のシミュレーション結果であって、モード次数ｌ＝±１のときの位相分布を示す写真画像である。 図４ＡのＯＡＭアンテナ装置のシミュレーション結果であって、モード次数ｌ＝±２のときの位相分布を示す写真画像である。 図４ＡのＯＡＭアンテナ装置の試作物の写真画像である。 図４ＡのＯＡＭアンテナ装置の実験結果であって、モード次数ｌ＝±１のときの位相分布を示す写真画像である。 図４ＡのＯＡＭアンテナ装置の実験結果であって、モード次数ｌ＝±２のときの位相分布を示す写真画像である。

以下、本発明に係る実施形態について図面を参照して説明する。なお、以下の実施形態において、同一又は同様の構成要素については同一の符号を付している。

本発明の実施形態では、ＯＡＭモードを放射し、同一周波数でモード次数の切り替えを可能とする新しい構成法を用い、非相反メタマテリアルから構成される擬似進行波リング共振器を用いて構成されたＯＡＭアンテナ装置を以下に提案する。

図４Ａは本発明の一実施形態に係る、非相反メタマテリアルから構成される擬似進行波リング共振器を用いたＯＡＭアンテナ装置の構成例を示す上面図であり、図４Ｂは図４ＡのＡ－Ａ’線についての縦断面図である。

図４Ａ及び図４Ｂにおいて、リング共振器は、非相反右手／左手系複合（ＣＲＬＨ）伝送線路で構成されており、幅ｗ、外径Ｒ、厚さ０．８ｍｍのフェライトリング１６が、軸方向に磁化され、誘電体基板１０の一部として接地導体１１上に直接に置かれている。接地導体１１上でフェライトリング１６と同一面内において、フェライトリング１６の内側及び外側には、フェライトリング１６と同じ厚さの誘電体基板１０が置かれている。フェライトリング１６の上面には伝送線路３１用ストリップ導体１２が形成され、下面の接地導体１１と併せてリング形状のマイクロストリップ線路である伝送線路３１が構成されている。さらに、伝送線路３１に対して、直列枝にキャパシタＣｐ、並列枝に誘導性スタブ回路３２をそれぞれ周期ｐで周期的に挿入することにより、それぞれ負の実効誘電率及び負の透磁率を実現している。非相反ＣＲＬＨ線路からなるリング構造では、伝送線路３１の曲率と誘導性スタブ回路３２の非対称な挿入との組み合わせを用いて構造の非対称を増強するために、誘導性スタブ回路３２はストリップ導体１２に接続されたストリップ導体１３と、ストリップ導体１３に接続されて接地導体１１に接地されるビア導体１４とを備えて構成された誘導性短絡スタブ回路であって、リング形状の伝送線路３１の内側に挿入される。その結果、非相反性が伝送線路３１の曲率により増強され、リング共振器の小型化が図られている。

なお、図４Ａ及び図４Ｂの構造では、実施されていないが、非相反性を増強する別の手段としては、容量性スタブ回路３３を図６に示すようにリング形状の伝送線路３１の外側に挿入してもよいし、もしくは、誘導性スタブ回路３２と容量性スタブ回路３３との組み合わせで構成してもよい。図４Ａ及び図４Ｂの擬似進行波共振器の場合、マイクロ波信号をポートＰ１１を介して入力する給電線路３５は、裏面に接地導体１１を有する誘電体基板１０上に形成されたストリップ導体１５と、当該接地導体１１とからなるマイクロ波線路で構成し、当該給電線路３５はキャパシタＣｐを介してリング共振器に接続され、当該擬似進行波共振器は並列共振で動作する。なお、図４Ｂに示すように、フェライトリング１６とともに、フェライトリング１６に代えて、外部磁界Ｈ_０を軸方向に発生する電磁石５０（又は磁石などの磁界発生器）を設けてもよい。

図５Ａは相反ＣＲＬＨ線路の単位セル回路２０Ｐの等価回路を示す回路図であり、図５Ｂは図４ＡのＯＡＭアンテナ装置で用いる非相反ＣＲＬＨ線路の単位セル回路２０の等価回路を示す回路図である。

図４Ａ及び図４Ｂのフェライトリング１６に外部磁界Ｈ_０を印加せず、磁化をもたない場合の単位セル回路２０Ｐの等価回路は図５Ａに示すようになる。図５Ａにおいて、単位セル回路２０Ｐは、端子Ｔ１，Ｔ２からなるポートＰ１と、端子Ｔ３，Ｔ４からなるポートＰ１２との間の周期ｐの伝送回路において、
（１）キャパシタンスＣ_Ｌと、インダクタンスＬ_Ｒとの直列回路からなる直列枝のインピーダンスＺｓｅと、
（２）キャパシタンスＣ_Ｒと、インダクタンスＬ_Ｌとの直列回路からなる並列枝のアドミタンスＹｓｈとを備えて構成される。

ここで、単位セル回路２０Ｐの直列共振周波数及び並列共振周波数はそれぞれ直列枝のインピーダンスＺｓｅ及び並列枝のアドミタンスＹｓｈで決定される。直列に挿入されたキャパシタンスＣ_Ｌと並列に挿入されたインダクタンスＬ_Ｌがそれぞれ負の透磁率と負の誘電率を実現している。

図５Ｂは非相反ＣＲＬＨ伝送線路の単位セル回路２０の等価回路を示しており、図５Ａの相反ＣＲＬＨ回路の単位セル回路２０Ｐと異なり、電磁波の伝搬方向により位相定数が変化するような伝送線路を考えている。本実施形態にかかる擬似進行波共振器を構成する非相反ＣＲＬＨ線路においては、非相反性の発現は、並列枝の誘導性スタブ回路３２のアドミタンスＹの非対称な挿入による。負の誘電率を実現する誘導性スタブ回路３２だけでなく、容量性スタブ回路３３（図６）の非対称な挿入においても非相反性を発現することができる。

この非相反メタマテリアルによる擬似進行波リング共振器が共振条件を満たすためには、マイクロ波などの電磁波がリング形状の伝送線路３１を一周したときの位相差が２πｌ（ｌ＝±１，±２，…）となる必要がある。非相反ＣＲＬＨ伝送線路内の位相勾配は、非相反移相特性Δβに依存しているので、次式の条件を満たせばよい。

ただし、Δβは共振器を構成するＣＲＬＨ線路の非相反性であり、時計回りおよび反時計回り方向の位相定数β_＋およびβ_－の差（β_＋－β_－）／２であり、図５Ｂの等価回路モデルを用いて、Δβ＝（β_ｐ－β_ｍ）／２と表される。ｐはＣＲＬＨ線路の単位セルの長さ（以下、周期という）、Ｎはリング共振器に含まれるＣＲＬＨ線路の単位セル回路２０の数、ｌは任意の整数を表し、実際にはＯＡＭモードの次数に対応する。

図４Ａ及び図４Ｂのリング構造の場合、セル数はＮ＝２０としている。このとき、ｌ＝±１となるためには、共振器を構成する非相反ＣＲＬＨ線路がΔβｐ／π＝±０．１の関係を満たせばよく、ｌ＝±２とするためには、Δβｐ／π＝±０．２の関係を満たせばよい。非相反ＣＲＬＨ線路において、非相反性Δβは、外部印加直流磁界Ｈ_０を適切に選ぶことにより、値を所望の値に変更することができるので、構造の寸法を変更することなく、同一周波数に固定したまま、線路内の位相勾配を切り替えることができる。

従って、リング共振器の構造パラメータとして周期ｐ、セル数Ｎの値が与えられる場合、外部印加直流磁界Ｈ_０を適切に切り替えることにより、非相反性Δβを所望の値に変えることができ、条件式を満たす様々な整数値ｌに対して、共振条件式が満足する。その結果、モード次数ｌに対応した様々なＯＡＭモード放射を実現することが可能となる。モード次数ｌの取り得る数が大きいほど、取り扱い可能なＯＡＭモード次数を増やすことができる。モード次数ｌの大きさを増やすためには、共振の条件式から分かるように、セル数Ｎを増やしてアンテナサイズを大きくするか、アンテナサイズが固定される場合には、非相反性Δβを大きくする必要がある。従って、本実施形態にかかる擬似進行波共振器の場合、伝送線路３１のリングサイズと、伝送線路３１の非相反性が、取り扱い可能なＯＡＭモード次数の最大値を決めることとなる。

図６は本発明の変形例に係る、非相反メタマテリアルから構成される擬似進行波リング共振器を用いたＯＡＭアンテナ装置の構成例を示す上面図である。

ＯＡＭモードの次数の切り替えは後述する数値シミュレーションにおいては実効磁化を、後述する実験においては外部印加直流磁界Ｈ_０を変化させることで行っている。しかし、ＯＡＭモードの正負切り替えは誘導性スタブの挿入方向の切り替え、あるいは電磁石５０の供給電流の向きを変えることで（もしくは永久磁石の向きを変えることで）、外部印加直流磁界Ｈ_０の方向の切り替えにより行うことができる。本実施形態の構造では、線路曲率と誘導性スタブ回路３２の非対称な挿入の組み合わせで、非相反性が増強するように、リング形状の伝送線路３１の内側に挿入している。しかし、容量性スタブ回路３３を、リング形状の伝送線路３１の外側に挿入した場合でもＯＡＭモードを生成することができる。

さらに、２本以上のスタブ回路３２，３３を挿入した場合でも、線路の一周での位相差が２πｌとなるように非相反性が共振条件を満足していれば、誘導性スタブ回路３２及び容量性スタブ回路３３の挿入の組み合わせに特に制限はない。また、非相反性は低減してしまうが、スタブの挿入に関しては、誘導性スタブをリング外側に挿入しても、容量性スタブを内側に挿入してもＯＡＭモード放射の動作を行うことが可能である。このとき伝送線路３１のリングサイズを大きくすることにより、モード次数を増やす必要がある。

なお、以上の実施形態において、誘導性スタブ回路は非相反ＣＲＬＨ線路からなるリングの内側に挿入しているが、外側に挿入してもよい。また、容量性スタブ回路は非相反ＣＲＬＨ線路からなるリングの外側に挿入しているが、内側に挿入してもよい。

非相反ＣＲＬＨリング共振器からＯＡＭモードが放射することを確かめるために、有限要素法に基づく市販の電磁界シミュレーターＨＦＳＳ（バージョン１６）によって、共振器を構成する非相反線路の伝送特性及び共振器近傍の電磁界分布を数値計算した。電磁界シミュレーションで用いた構造パラメータは、以下の通りである。
（１）フェライトリング１６の外径Ｒ＝１３ｍｍ、
（２）伝送線路３１の線路幅ｗ＝４ｍｍ、周期ｐ＝３．５６ｍｍ、
（３）フェライトリング１６の厚さ及び誘電体基板１０の厚さｔ＝０．８５ｍｍ，
（４）直列キャパシタＣｐ＝０．６ｐＦ、
（５）並列枝の誘導性スタブ回路３２の長さｌｓ＝０．４５ｍｍ及び幅ｗｓ＝１．５ｍｍ
（６）入力キャパシタＣｉｎ＝０．６ｐＦ。

なお、共振器特性を調べる前に、曲率を持つ非相反ＣＲＬＨ線路の伝送特性を調べるために、フェライト半円リングで構成された非相反ＣＲＬＨ伝送線路のＳパラメータを数値計算及び測定において求めた。

図７Ａはフェライト半円リングで構成された非相反ＣＲＬＨ伝送線路においてモード次数ｌ＝±１のときの分散曲線を示すグラフである。また、図７Ｂはフェライト半円リングで構成された非相反ＣＲＬＨ伝送線路においてモード次数ｌ＝±２のときの分散曲線を示すグラフである。なお、構造パラメータは、後のリング共振器の場合と同一の値を用いている。図７Ａ及び図７Ｂにおいて、点線が数値シミュレーション値を示し、実線が実験結果の測定値を示す。

まず、数値シミュレーションにおいて、モード次数ｌ＝±１，±２の４通りの場合に対応する実効磁化μ_０Ｍ_ｅｆを調べた。共振動作条件としては、既に述べたように、Ｎ＝２０セルの擬似進行波共振器を構成する非相反ＣＲＬＨ線路の順方向伝搬と逆方向伝搬との位相定数が一致する動作点、つまり２つの分散曲線が交差する周波数における位相定数がモード次数ｌ＝±１の場合、正規化位相定数Δβｐ／π＝±０．１を満たし、モード次数ｌ＝±２の場合、正規化位相定数Δβｐ／π＝±０．２を満足すればよい。数値計算の結果、
（１）モード次数ｌ＝＋１の場合、実効磁化μ_０Ｍ_ｅｆ＝＋９０ｍＴ、
（２）モード次数ｌ＝－１の場合、実効磁化μ_０Ｍ_ｅｆ＝－９０ｍＴ、
（３）モード次数ｌ＝＋２の場合、実効磁化μ_０Ｍ_ｅｆ＝＋１７８ｍＴ、
（４）モード次数ｌ＝－２の場合、実効磁化μ_０Ｍ_ｅｆ＝－１７８ｍＴ
であった。

実験の場合においても同様にして、モード次数ｌ＝±１，±２の４通りの場合に対応する外部印加直流磁界μ０Ｈｅｘを調べた。その結果、図７Ａ及び図７Ｂにおいて、
（１）モード次数ｌ＝＋１の場合、外部印加直流磁界μ０Ｈｅｘ＝＋８７ｍＴ、
（２）モード次数ｌ＝－１の場合、外部印加直流磁界μ０Ｈｅｘ＝－７４ｍＴ、
（３）モード次数ｌ＝＋２の場合、外部印加直流磁界μ０Ｈｅｘ＝＋１８１ｍＴ、
（４）モード次数ｌ＝－２の場合、外部印加直流磁界μ０Ｈｅｘ＝－１７１ｍＴ
であった。

図７Ａ及び図７Ｂにおいて分散曲線の非相反性Δβに注意すると、図７Ａでは動作点となる２本の分散曲線の交点でΔβｐ／πの値が約０．１になっていることがわかる。同様に図７Ｂでは、非相反性Δβの大きさがおよそ０．２になっていることがわかる。前述したように、リング形状の伝送線路３１の一周での位相差が２πｌとするためには、
（１）モード次数ｌ＝±１の場合にはΔβｐ／π＝±０．１の関係を満たし、
（２）モード次数ｌ＝±２の場合にはΔβｐ／π＝±０．２の関係を満たせばよい。
従って、構造を変えることなく外部印加直流磁界Ｎ０の磁界方向を切り替えることでＯＡＭモードの切り替えが実現可能となる。

図８は図４ＡのＯＡＭアンテナ装置のシミュレーション結果であって、モード次数ｌ＝±１のときの位相分布を示す写真画像である。また、図９は図４ＡのＯＡＭアンテナ装置のシミュレーション結果であって、モード次数ｌ＝±２のときの位相分布を示す写真画像である。すなわち、図８及び図９は設計した擬似進行波共振器の近傍電磁界の位相分布の数値計算例を示す。

図８及び図９の位相分布を測定する面は共振器から自由空間波長λ_０だけ離れた位置として、ｚ＝５０ｍｍの面を選択し、位相分布を抽出している。観測領域の大きさはｘｙ面に平行で２００ｍｍ×２００ｍｍのサイズとし、およそ４λ_０×４λ_０の大きさに相当する。擬似進行波共振器において、４つのＯＡＭモードのモード次数ｌ＝±１，±２に対応する実効磁化実効磁化μ_０Ｍ_ｅｆとして、それぞれ前述の伝送線路３１の場合と同じ値に設定し、放射電磁界分布を調べている。ＯＡＭモードにおいて、
（１）モード次数ｌ＝＋１の場合、実効磁化μ_０Ｍ_ｅｆ＝＋９０ｍＴとし、
（２）モード次数ｌ＝－１の場合、実効磁化μ_０Ｍ_ｅｆ＝－９０ｍＴとし、
（３）モード次数ｌ＝＋２の場合、実効磁化μ_０Ｍ_ｅｆ＝＋１７８ｍＴとし、
（４）モード次数ｌ＝－２の場合、実効磁化μ_０Ｍ_ｅｆ＝－１７８ｍＴとして、
共振時における近傍電磁界分布を調べた。

図８はモード次数ｌ＝±１、図９はモード次数ｌ＝＋２の場合の電磁界の位相分布を示す。なお、それぞれ動作周波数は６．０５ＧＨｚと７．０５ＧＨｚであった。今回設計した非相反ＣＲＬＨリング共振器においては、外部印加直流磁界Ｈ_０の変化に伴い、共振器を構成するＣＲＬＨ線路の特性が大幅に変化し、分散曲線の交点である動作周波数が変動してしまったことが原因である。この動作周波数の変動は、アンテナ装置のリングサイズを大きくし、伝送線路３１の非相反性を小さくすることにより大幅に低減できる。

図８及び図９の結果から、擬似進行波リング共振器からの放射電磁波は、モード次数ｌ＝±１及びｌ＝±２のＯＡＭモードに相当していることが数値シミュレーションにより確認された。

本発明者らは、ＯＡＭモード放射と、印加直流磁界を変化させることによりモード切替が可能であることを実験的に確認するために、設計した擬似進行波リング共振器を試作し、近傍電磁界分布測定を行った。

図１０は図４ＡのＯＡＭアンテナ装置の試作物の写真画像である。また、図１１は図４ＡのＯＡＭアンテナ装置の実験結果であって、モード次数ｌ＝±１のときの位相分布を示す写真画像である。さらに、図１２は図４ＡのＯＡＭアンテナ装置の実験結果であって、モード次数ｌ＝±２のときの位相分布を示す写真画像である。

ＯＡＭアンテナ装置の試作物（以下、試作アンテナ装置という）の構造パラメータは数値シミュレーションで用いた値と同じものを用いている。試作アンテナ装置に含まれるフェライトリング１６としては、ＹＩＧ多結晶からなる２つの半円リング形状のフェライト材料で構成されており、また、誘電体基板１０はフッ素樹脂多層基板で構成されている。リング共振器の近傍電磁界分布は電気的に小さなループアンテナで受信して測定した。

図１１及び図１２から明らかなように、図８及び図９の数値シミュレーション結果と同様に、モード次数ｌ＝±１及びｌ＝±２のＯＡＭモード放射が得られていることがわかる。なお、動作周波数はそれぞれ６．０５ＧＨｚと７．０５ＧＨｚである。以上のことから、外部印加直流磁界を適切に選ぶことにより、擬似進行波リング共振器から生じるＯＡＭ放射のモード次数を切換できることが確認された。

以上詳述したように、本発明によれば、従来技術に比較して簡単な構成を有し、動作周波数を固定したままモード次数を簡単に切り替えることができるＯＡＭアンテナ装置を提供できる。

１０…誘電体基板、
１１，１２，１３，１５…ストリップ導体、
１４…ビア導体、
１６…フェライトリング、
２０…単位セル回路、
３１…伝送線路、
３２，３３…スタブ回路、
３５…給電線路、
５０…電磁石、
Ｃｐ，Ｃｉｎ…キャパシタ、
Ｐ１，Ｐ２，Ｐ１１…ポート。

Claims (3)

1. マイクロ波の伝送線路部分と、容量性素子を等価的に含む直列枝の回路と、上記伝送線路部分からそれぞれ分岐して設けられかつ誘導性素子を等価的に含む少なくとも１つの並列枝の回路とを有する複数Ｎ個の単位セル回路を、リング形状で縦続接続して構成され、かつ、順方向の伝搬定数と逆方向の伝搬定数とが互いに異なる非相反伝送線路装置を共振状態で動作させた擬似進行波共振器であって、
   上記各単位セルの伝送線路部分は、上記マイクロ波の伝搬方向に対して異なる方向に磁化されてジャイロ異方性を有するように自発磁化を有するか又は外部磁界により磁化され、
   上記並列枝の回路は、
   （１）上記リング形状の非相反伝送線路装置の内側または外側に挿入するように接続された誘導性スタブ回路、
   （２）上記リング形状の非相反伝送線路装置の外側または内側に挿入するように接続された容量性スタブ回路、もしくは
   （３）上記誘導性スタブ回路と上記容量性スタブ回路の組み合わせの回路であり、
   上記リング形状の非相反伝送線路装置は
   上記非相反伝送線路装置の非相反性をΔβとし、
   上記非相反伝送線路装置の周期をｐとし、
   ｌを所定の整数としたときに、次式の条件を満たすことで、
   

   

   軌道角運動量モードのモード次数ｌで動作することを特徴とする軌道角運動量モード擬似進行波共振器。
2. 上記並列枝の回路は、
   （１）上記リング形状の非相反伝送線路装置の内側に挿入するように接続された誘導性スタブ回路、もしくは
   （２）上記リング形状の非相反伝送線路装置の外側に挿入するように接続された容量性スタブ回路、
   であることを特徴とする請求項１記載の軌道角運動量モード擬似進行波共振器。
3. 請求項１又は２に記載の擬似進行波共振器と、
   上記擬似進行波共振器にマイクロ波を入力する給電線路とを備えたことを特徴とする軌道角運動量アンテナ装置。

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