WO2017188172A1 - 無線通信装置及びアンテナ装置 - Google Patents

無線通信装置及びアンテナ装置 Download PDF

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WO2017188172A1
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circular loop
loop antennas
transmission
reception
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昭 斉藤
本城　和彦
亮 石川
啓人 大塚
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国立大学法人電気通信大学
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    • H01Q25/005—Antennas or antenna systems providing at least two radiating patterns providing two patterns of opposite direction; back to back antennas

Definitions

  • the present invention relates to a wireless communication device and an antenna device, and more particularly to a wireless communication device capable of wirelessly transmitting a plurality of systems of data simultaneously using the same frequency band, and an antenna device used for the wireless communication device.
  • MIMO multiple-input and multiple-output
  • MIMO is a method of spatial multiplexing that multiplexes within the same band within the same time using the difference in propagation characteristics.
  • n is an arbitrary integer
  • the relationship between the voltage current of the transmission antenna and the voltage current of the reception antenna is a transfer function (for example, Z matrix) of the propagation path. ) And is expressed as a square matrix of n rows ⁇ n columns.
  • an n-row ⁇ n-column square matrix can be diagonalized, and transfer functions relating to n eigenvectors are independent, so that n-fold multiplexing is possible.
  • MIMO MIMO
  • transfer functions relating to n eigenvectors are independent, so that n-fold multiplexing is possible.
  • OAM Orderal Angular Momentum
  • This method utilizes a phenomenon in which the interaction is allowed only when the orbital angular momentum of the electromagnetic field is preserved, and is separately applied to each mode of the electromagnetic wave mode having a discrete orbital angular momentum (OAM).
  • OAM orbital angular momentum
  • the OAM wave changes linearly with respect to the azimuth ⁇ , and the same phase plane advances spirally.
  • m is a mode order of the OAM wave and is called a magnetic quantum number
  • the OAM wave changes linearly with respect to the azimuth ⁇ , and the same phase plane advances spirally.
  • optical communication such an OAM wave can be realized relatively easily using a laser and a hologram or a spiral phase plate.
  • the microwave since the transmission method and reception method of the eigenmode and the transmission method of the focused beam are greatly different from the optical communication, it is not easy to realize the OAM wave.
  • Patent Document 1 a configuration in which OAM communication is performed using light is simulated, a parabolic antenna is cut in a spiral shape, and a reflection surface is shifted by an integral multiple of the wavelength, and an OAM wave is generated using electromagnetic waves.
  • the technology to be described is described.
  • an OAM wave can be generated by making a spiral cut in a parabolic antenna and shifting the reflecting surface by an integral multiple of the wavelength.
  • An object of the present invention is to provide a wireless communication device and an antenna device that can improve the transmission rate per frequency with a simple configuration.
  • the wireless communication apparatus of the present invention is a wireless communication apparatus having a transmission antenna and a reception antenna that receives a wireless signal transmitted from the transmission antenna.
  • the transmit antenna and the receive antenna each have different perimeters that are approximately an integral multiple of the wavelength determined from the radio communication frequency, and are individually arranged for a plurality of circular loop antennas concentrically arranged on the same plane and a plurality of circular loop antennas. And a plurality of power supply units connected to each other.
  • the central axes of the plurality of concentric circular loop antennas of the transmission antenna and the central axes of the plurality of circular loop antennas of the reception antenna are arranged in a substantially straight line.
  • the antenna device of the present invention includes a plurality of circular loop antennas each having a different perimeter of a wavelength determined from the radio communication frequency and arranged concentrically on the same plane, and a plurality of circular loop antennas. And a plurality of power supply units connected individually, and each of the plurality of power supply units is connected to a separate transmission unit or reception unit.
  • wireless communication with an improved transmission rate per frequency can be realized using an antenna device having a simple structure and being inexpensive and excellent in mass productivity.
  • the transmitter and receiver connected to the antenna device do not require a special configuration for separating or mixing signals of a plurality of systems, so that the entire wireless communication device is simple. With the configuration, there is an effect that wireless communication with an improved transmission rate per frequency becomes possible.
  • FIG. 1 It is a figure which shows the example of whole structure of the radio
  • FIG. 1 It is a characteristic view which shows the example of the far-field radiation pattern of the (l, m) order mode of the orbital angular momentum quantum number 1 and the magnetic quantum number m by one embodiment of this invention. It is a characteristic view which shows the example of the passage loss between transmission / reception by the example of 1 embodiment of this invention. It is a top view which shows the antenna structure by the other embodiment (example which uses a reflecting plate) of this invention. It is sectional drawing which follows the II line
  • FIG. 12 is a cross-sectional view taken along the line II-II in FIG. It is a figure which shows the antenna structure by the other embodiment example (example which shifts a terminal) of this invention. It is a characteristic view which shows the example of the passage loss between transmission / reception with a terminal position same direction. It is a characteristic view which shows the example of the passage loss between transmission / reception when a terminal position shifts.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of the entire wireless communication apparatus of this example.
  • the wireless communication apparatus of this example performs wireless communication from the transmitting antenna 100 to the receiving antenna 200 at a relatively short distance.
  • the transmitting antenna 100 and the receiving antenna 200 have the same configuration, and include a plurality (here, four) of circular loop antennas 110 to 140 and 210 to 240.
  • the transmission antenna 100 includes four circular loop antennas 110, 120, 130, and 140.
  • the four circular loop antenna 110, 120, 130, 140 are arranged in the same plane in a state of being matched the center position c 1.
  • the receiving antenna 200 also includes four circular loop antenna 210, 220, 230, 240, the same state four circular loop antenna 210, 220, 230, and 240, which are matched with the center position c 2 In the plane.
  • the circular loop antennas 110 to 140 and 210 to 240 of this example are formed of circular conductors that are interrupted at the power feeding portion as will be described later, and the conductors are not connected in an annular shape (see FIG. 3).
  • the circular loop antennas 110 to 140 and 210 to 240 constituting the transmitting antenna 100 and the receiving antenna 200 are independent of each other, and are approximately an integral multiple of the wavelength determined from the frequency of radio transmission by the radio communication apparatus of this example. Have a length. Details of the lengths of the circular loop antennas 110 to 140 and 210 to 240 will be described later.
  • a center axis ⁇ 0 obtained by extending the center position c 1 of the transmission antenna 100 in a direction orthogonal to the circular loop antennas 110 to 140 passes through the center position c 2 of the reception antenna 200. That is, the transmitting antenna 100 and the receiving antenna 200 are arranged in a state in which the respective central axes ⁇ 0 are substantially matched.
  • the distance between the transmitting antenna 100 and the receiving antenna 200 is set to a relatively short distance of about several centimeters to several tens of centimeters, for example.
  • the transmission data generation unit 10 generates four transmission data sequences, and supplies the generated four transmission data sequences to the four transmission units 21, 22, 23, and 24.
  • Each of the transmission units 21, 22, 23, and 24 is a transmission wave modulated by a transmission data sequence supplied with a carrier wave having the same communication frequency.
  • the transmission waves obtained by the transmitters 21, 22, 23, and 24 are fed to the four circular loop antennas 110, 120, 130, and 140 via the signal lines 31, 32, 33, and 34, respectively. , 121, 131, 141.
  • the four circular loop antennas 110, 120, 130, and 140 wirelessly transmit transmission waves obtained by the power feeding units 111, 121, 131, and 141.
  • Signals wirelessly transmitted from the four circular loop antennas 110, 120, 130, and 140 are individually received by the four circular loop antennas 210, 220, 230, and 240 of the reception antenna 200.
  • the four circular loop antennas 210, 220, 230, 240 are provided with different power feeding units 211, 221, 231, 241, and received waves obtained at the respective power feeding units 211, 221, 231, 241 are signal lines 41. , 42, 43, 44 are supplied to individual receivers 51, 52, 53, 54.
  • Each receiving unit 51, 52, 53, 54 demodulates a signal carried on a carrier wave having the same frequency to obtain a received data sequence.
  • the reception data series obtained by each reception unit 51, 42, 53, 54 is supplied to the reception data processing unit 60.
  • FIG. 2 and 3 show the configuration of the transmission antenna 100.
  • FIG. 2 and 3 show the configuration of the transmission antenna 100
  • the reception antenna 200 has the same configuration as that of the transmission antenna 100, so the description of FIGS. 2 and 3 can be applied.
  • the four circular loop antennas 110, 120, 130, and 140 included in the transmission antenna 100 are arranged concentrically.
  • the length of the conductor constituting each circular loop antenna 110, 120, 130, 140 is set to about an integral multiple of the wavelength determined from the frequency of the transmission signal.
  • the perimeter of the circular loop antennas 110, 120, 130, and 140 is set to be approximately an integral multiple of the wavelength ⁇ . That is, the radii from the center c 1 of the concentric circles to the centers of the conductors constituting the circular loop antennas 110, 120, 130, and 140 are a 1 , a 2 , a 3 , and a 4 , and the radii a 1 to a 4 Is expressed as a i (i is an integer of 1 to 4), the radius a i of each circular loop antenna 110 to 140 is expressed by the following [Equation 1].
  • ni is an arbitrary natural number, and is a natural number having a different value for each of the circular loop antennas 110 to 140.
  • the innermost circular loop antenna 110 has the minimum peripheral length
  • the outermost circular loop antenna 140 has the maximum peripheral length.
  • ni is a natural number that increases in order, for example, 1, 2, 3, 4 from the inside to the outside.
  • the value of n i is incremented by 1 is one example, it may be a value which increases to two or more.
  • each circular loop antenna 110, 120, 130 and 140 is when placed on a dielectric substrate, the wavelength is shortened by the effective dielectric constant epsilon e determined by the dielectric constant of the dielectric substrate
  • the radius a i of each of the circular loop antennas 110 to 140 is expressed by the following [Equation 2].
  • each circular loop antenna 110, 120, 130, 140 is preferably 1/10 or less of the loop radius.
  • the conductor width d of each circular loop antenna 110, 120, 130, 140 is set to an arbitrary value that is 1/10 or less of the radius of the innermost circular loop antenna 110.
  • the conductor width d may be increased toward the outer peripheral side so as to be 1/10 or less of the radius.
  • FIG. 3 is an enlarged view of the detailed configuration of the power feeding unit 111 that is an embodiment of a balun connected to the circular loop antenna 110.
  • the one end 110a and the other end 110b of the circular loop antenna 110 are close to each other in a non-conductive state, and linear coupling lines 111a and 111b are connected to the one end 110a and the other end 110b.
  • the coupled lines 111a and 111b are connected to other linear coupled lines 111c and 111d arranged at positions bent by about 90 °, and pads 111e and 111f are formed at the ends of the coupled lines 111c and 111d.
  • Differential signals having opposite polarities are supplied to the two pads 111e and 111f from the transmitter 21 shown in FIG.
  • the power supply unit 111 configured as shown in FIG. 3 functions as a balun that performs actual impedance conversion.
  • the input impedance of the circular loop antenna 110 can be adjusted to 50 ⁇ , which is the impedance of the coaxial cable, by the power supply unit 111 having a function as a balun.
  • the power feeding units 121, 131, and 141 connected to the other circular loop antennas 120, 130, and 140 included in the transmission antenna 100 have the same configuration as that of the power feeding unit 111 illustrated in FIG. , 141 is supplied with differential signals from the transmission units 22, 23, 24.
  • the power feeding units 211, 221, 231, and 241 connected to the circular loop antennas 210, 220, 230, and 240 of the receiving antenna 200 have the same configuration as that of the power feeding unit 111 shown in FIG. That is, the differential signals received by the circular loop antennas 210, 220, 230, and 240 are obtained at the pads of the power feeding units 211, 221, 231, and 241 (the same configuration as the pads 111e and 111f shown in FIG. 3). The differential signal obtained from the pad is supplied to each receiving unit 51, 52, 53, 54.
  • the balun used in the present embodiment is not limited to the above configuration, and may have any configuration having a balun function.
  • FIG. 5 shows an example of calculating the current distribution when the length (peripheral length) of the circular loop antenna is an integral multiple of the wavelength based on this [Equation 3].
  • the length of the circular loop antenna is 1 time of the wavelength (FIG. 5A), 2 times the wavelength (FIG. 5B), 3 times the wavelength (FIG. 5C), and 4 times the wavelength.
  • FIG. 5D shows an example of 5 times the wavelength (FIG. 5E), and an example of 6 times the wavelength (FIG. 5F) are shown.
  • [mag] indicates the amplitude
  • [ang] indicates the phase.
  • peripheral length is n times the wavelength
  • cos (n ⁇ ) is overwhelmingly large expansion coefficients I n the other factor is significantly less.
  • the maximum of the ratio of the coefficients I n ⁇ 1 and the coefficient I n adjacent expansion coefficients I n is less -16 dB. This indicates that when the perimeter is n times the wavelength, the current distribution of each circular loop antenna flows a current substantially proportional to cos (n ⁇ ).
  • the electromagnetic field at the point P (FIG. 4) of the circular loop antenna having such a current distribution can be developed using the eigenmodes of the wave equation using the Green function technique. It is calculated
  • E indicates an electric field
  • H indicates a magnetic field
  • the subscripts r, ⁇ , and ⁇ indicate components in respective directions of polar coordinates.
  • ⁇ 0 is the free space wave impedance
  • k 0 is the free space wave number
  • l is the orbital angular momentum quantum number
  • m is the magnetic quantum number.
  • the orbital angular momentum quantum number l is a natural number
  • the magnetic quantum number m is a value that allows 0 and a negative integer whose absolute value is 1 or less.
  • h l (2) (x) is an l-order second-class spherical Hankel function
  • j l (x) is an l-order spherical Bessel function
  • p l m (x) is a (l, m) -order Legendre power function.
  • I m is a Fourier expansion coefficient relating to cos (m ⁇ ) of the current distribution. [Expression 4] is a case where l + m is an even number (in the case of TM wave), and [Expression 5] is a case where l + m is an odd number (in TE wave).
  • the received current is expressed as a Fourier expansion coefficient from the electromagnetic reciprocity theorem. Only the coefficient of In appears greatly. Therefore, as shown in FIG. 1, when an electromagnetic field is radiated from a plurality of circular loop antennas 110, 120, 130, 140 having different perimeters at an integral multiple of the wavelength, each circular loop antenna 110, 120, An electromagnetic field having an integer-order magnetic quantum number determined by the perimeter of 130 and 140 is emitted, and an electromagnetic field in which the orders are mixed is formed.
  • each circular loop antenna 210, 220, 230, 240 of the receiving antenna 200 has an electromagnetic field component equal to the magnetic quantum number determined by its peripheral length. Only take out and receive. As a result, only the current of cos (n ⁇ ) corresponding to the order n equal to the magnetic quantum number is greatly excited in each circular loop antenna 210, 220, 230, 240.
  • the electromagnetic wave transmitted from the circular loop antenna on the transmitting side is received with high sensitivity by the circular loop antenna having the same peripheral length as that of the circular loop antenna on the transmitting side, and a signal is slightly transmitted between the circular loop antennas having different peripheral lengths. Only received. Therefore, if different radio signals are transmitted at the same frequency from circular loop antennas having different perimeters, a plurality of signals can be simultaneously transmitted by radio using the same frequency. Thereby, the transmission rate per frequency can be greatly improved.
  • FIG. 6 shows an example of a far-field radiation pattern.
  • the far-field radiation pattern of the (l, m) order mode of the orbital angular momentum quantum number l and the magnetic quantum number m is shown
  • FIGS. 6A, 6B, and 6C show the (1, 1) order mode, Examples of (2,2) next mode and (3,3) next mode are shown.
  • ⁇ 0 ° is the direction in which the transmitting antenna and the receiving antenna face each other.
  • electromagnetic waves are not radiated in that direction and are received far away. Can not.
  • the azimuth is different in the vicinity, the position hardly changes. Therefore, when the distance between the transmitting antenna 100 and the receiving antenna 200 is relatively short, each of the circular loop antennas 210 to 240 can receive well.
  • FIG. 7 shows an example in which the reflection loss of each of the circular loop antennas 110 to 140 and 210 to 240 and the passing characteristics between the antennas are evaluated when the transmitting antenna 100 and the receiving antenna 200 are arranged as shown in FIG.
  • the radii and conductor widths of the four circular loop antennas 110 to 140 and 210 to 240 of the antennas 100 and 200 are set as follows.
  • Circular loop antennas 110 and 210 radius 8.7 mm
  • conductor width 0.4 mm -Circular loop antennas 120 and 220 radius 16.7 mm
  • conductor width 0.4 mm Circular loop antennas 130 and 230 radius 25.0 mm
  • conductor width 0.4 mm Circular loop antennas 140 and 240 radius 34.0 mm
  • the conductors constituting the circular loop antennas 110 to 140 and 210 to 240 are disposed on a printed board having a thickness of 0.1 mm and a relative dielectric constant of 4.7.
  • FIG. 7 shows an evaluation in which the transmitting antenna 100 and the receiving antenna 200 are arranged to face each other at an interval of 10 mm.
  • the terminal impedance of each of the power feeding units 111 to 141 and 211 to 214 is 200 ⁇ differential due to the balun impedance conversion function.
  • FIG. 7A is a reflection loss of the loop antenna
  • FIG. 7B is a mutual impedance of the loop antenna
  • FIG. 7C is a passage loss between the feeding unit 111 of the transmitting antenna 100 and the feeding units 211, 221, 231, 241 of the receiving antenna 200
  • 7D is a passage loss between the power feeding unit 121 of the transmitting antenna 100 and each of the power feeding units 211, 221, 231, 241 of the receiving antenna 200
  • FIG. 7E is a power feeding unit 131 of the transmitting antenna 100 and each power feeding unit of the receiving antenna 200
  • 7F shows the passage loss between the feeding unit 141 of the transmitting antenna 100 and the feeding unit 211, 221, 231, 241 of the receiving antenna 200, respectively.
  • characteristic S1 is the reflection loss of circular loop antennas 110 and 210
  • characteristic S2 is the reflection loss of circular loop antennas 120 and 220
  • characteristic S3 is the reflection loss and characteristics of circular loop antennas 130 and 230
  • S4 is the reflection loss of the circular loop antennas 140 and 240.
  • FIG. 7A shows a reflection loss from 4.6 GHz to 6.6 GHz. As shown in FIG. 7A, the reflection loss has good characteristics in the range of approximately 5.2 GHz to 5.4 GHz where the peripheral length is an integral multiple of the wavelength.
  • the characteristic S12 is the mutual impedance of the circular loop antennas 110 and 120
  • the characteristic S13 is the mutual impedance of the circular loop antennas 110 and 130
  • the characteristic S14 is the mutual impedance of the circular loop antennas 110 and 140.
  • the impedance and characteristic S23 are the mutual impedances of the circular loop antennas 120 and 130
  • the characteristic S24 is the mutual impedance of the circular loop antennas 120 and 140
  • the characteristic S34 is the mutual impedance of the circular loop antennas 130 and 140.
  • FIG. 7B shows the mutual impedance from 5 GHz to 6 GHz. As shown in FIG.
  • the mutual impedance between adjacent circular loop antennas that cause interference in the transmission array and the reception array is as small as ⁇ 17 dB or less in this frequency domain, and the magnetic quantum caused by the difference in size. The value is small enough due to the difference of several modes.
  • FIGS. 7C to 7F show the passage loss from 5 GHz to 6 GHz.
  • FIG. 7C shows the passage loss between the feeding unit 111 of the circular loop antenna 110 of the transmitting antenna 100 and the feeding units 211 to 241 of the circular loop antennas 210 to 240 of the receiving antenna 200.
  • a characteristic S31 indicates a passage loss between the power feeding unit 111 and the power feeding unit 211.
  • a characteristic S32 indicates a passage loss between the power feeding unit 111 and the power feeding unit 221.
  • a characteristic S33 indicates a passage loss between the power feeding unit 111 and the power feeding unit 231.
  • a characteristic S34 indicates a passage loss between the power feeding unit 111 and the power feeding unit 241.
  • FIG. 7D shows a passage loss between the feeding unit 121 of the circular loop antenna 120 of the transmitting antenna 100 and the feeding units 211 to 241 of the circular loop antennas 210 to 240 of the receiving antenna 200.
  • a characteristic S41 indicates a passage loss between the power feeding unit 121 and the power feeding unit 211.
  • a characteristic S42 indicates a passage loss between the power feeding unit 121 and the power feeding unit 221.
  • a characteristic S43 indicates a passage loss between the power feeding unit 121 and the power feeding unit 231.
  • a characteristic S44 indicates a passage loss between the power feeding unit 121 and the power feeding unit 241.
  • FIG. 7E shows a passage loss between the feeding unit 131 of the circular loop antenna 130 of the transmitting antenna 100 and the feeding units 211 to 241 of the circular loop antennas 210 to 240 of the receiving antenna 200.
  • a characteristic S51 indicates a passage loss between the power feeding unit 131 and the power feeding unit 211.
  • a characteristic S52 indicates a passage loss between the power feeding unit 131 and the power feeding unit 221.
  • a characteristic S53 indicates a passage loss between the power feeding unit 131 and the power feeding unit 231.
  • a characteristic S54 indicates a passage loss between the power feeding unit 131 and the power feeding unit 241.
  • FIG. 7F shows a passage loss between the feeding unit 141 of the circular loop antenna 140 of the transmitting antenna 100 and the feeding units 211 to 241 of the circular loop antennas 210 to 240 of the receiving antenna 200.
  • a characteristic S61 indicates a passage loss between the power feeding unit 141 and the power feeding unit 211.
  • a characteristic S62 indicates a passage loss between the power feeding unit 141 and the power feeding unit 221.
  • a characteristic S63 indicates a passage loss between the power feeding unit 141 and the power feeding unit 231.
  • a characteristic S64 indicates a passage loss between the power feeding unit 141 and the power feeding unit 241.
  • the passage loss characteristics S31, S42, S53, and S64 of the combination of the circular loop antennas having the same perimeter are values sufficient for wireless communication at a short distance.
  • the transmission loss characteristic S31 of the transmission signal from the circular loop antenna 110 having the smallest radius shown in FIG. 7C is ⁇ 6 dB or more, and good radio transmission can be performed.
  • the passage loss characteristics (for example, the characteristics S32, S33, and S34) when the circumferences are different are ⁇ 20 dB or less, which is much larger than the passage loss when the circumferences are the same, and can be ignored.
  • an OAM wave can be radiated with an antenna device having a simple configuration in which a plurality of circular loop antennas 110 to 140 and 210 to 240 are arranged.
  • the amount of transmission data can be increased in proportion to the number of circular loop antennas even in a single frequency band with a simple configuration that does not require the
  • each circular loop antenna selectively radiates and accepts a substantially single mode electromagnetic field, so that each receiving unit 51 to 54 demodulates the received data of each circular loop antenna by simply demodulating the received data. It can be taken out, and no special processing for separating data of a plurality of systems is required, and the circuit configurations of the transmission units 21 to 24 and the reception units 51 to 54 become very simple.
  • FIG. 8 is a plan view of the substrate 101 on which the circular loop antennas 110 to 140 of the transmitting antenna 100 are arranged as seen from above
  • FIG. 9 is a cross-sectional view taken along the line II of FIG.
  • the transmission antenna 100 has the circular loop antennas 110 to 140 arranged on the surface of the substrate 101. Then, a reflecting plate 102 made of a conductor having substantially the same size as that of the substrate 101 is prepared. As shown in FIG. 9, the reflecting plate 102 is separated by a distance c and arranged in parallel with the substrate 101. In this case, the distance c is arbitrarily set between 1/20 and 1/4 of the wavelength ⁇ determined from the frequency of the radio signal transmitted by the transmitting antenna 100. An air layer is formed between the substrate 101 and the reflection plate 102.
  • the electromagnetic waves radiated from the circular loop antennas 110 to 140 are reflected by the reflecting plate 102, and the side on which the reflecting plate 102 is disposed. Proceed only to the opposite side (upper side in FIG. 9).
  • the reflecting plate 102 shown in FIG. 9 may be disposed on the receiving antenna 200.
  • the reflector 102 is arranged in a direction opposite to the direction in which the electromagnetic wave arrives from the transmitting antenna 100. Since both the transmitting antenna 100 and the receiving antenna 200 include the reflector 102, the power radiated to the outside of the transmitting antenna 100 and the receiving antenna 200 is limited between the two antennas 100 and 200. Received power increases.
  • FIG. 10 shows a configuration when paraboloids 191 and 292 are arranged on the transmitting antenna 100 and the receiving antenna 200.
  • paraboloids 191 and 291 having parabolic reflection surfaces are arranged outside the transmitting antenna 100 and the receiving antenna 200 that are arranged to face each other in a state where the central axes coincide with each other.
  • the central axes of the antennas 100 and 200 and the central axes of the paraboloids 191 and 291 are substantially matched, the transmitting antenna 100 is disposed at the focal position of the paraboloid 191, and the receiving antenna 200 is disposed at the focal position of the paraboloid 291.
  • the antennas 100 and 200 and the paraboloids 191 and 291 are arranged in a straight line.
  • each electromagnetic wave radiated from each of the circular loop antennas 110 to 140 of the transmission antenna 100 becomes an electromagnetic field having a substantially single magnetic quantum number.
  • This electromagnetic wave is reflected by the paraboloid 191 and the reflected wave is converted so that the wavefront is substantially perpendicular to the central axis.
  • a polar coordinate system (r, ⁇ , ⁇ ) having a center position of the circular loop antennas 110 to 140 as an origin, or a cylindrical coordinate system ( ⁇ , ⁇ ′, ⁇ z) as shown by a Q point is set.
  • the ⁇ component of the electric field and the magnetic field radiated from the circular loop antennas 110 to 140 is converted into only the ⁇ component of the cylindrical coordinate system in the reflected wave, and the ⁇ component of the electric field and the magnetic field is converted into that of the cylindrical coordinate system in the reflected wave. Only the ⁇ ′ component is converted. Further, the distribution intensity of the electromagnetic field at the point Q on the plane perpendicular to the central axis is maintained substantially the same from the reflection characteristic of the paraboloid 191 to the position of the paraboloid 291 on the receiving side.
  • the ⁇ component in the cylindrical coordinate system of the electric field and the magnetic field is converted into only the ⁇ component of the polar coordinate system in the reflected wave, contrary to the transmission side.
  • the ⁇ ′ component is converted into only the ⁇ component of the polar coordinate system in the reflected wave. Therefore, the electromagnetic field in which only the direction of the electromagnetic field and the wave vector at the time of transmission is inverted is incident on the circular loop antennas 210 to 240 of the receiving antenna 200. At this time, a phase change due to propagation occurs, but the phase change is a uniform change and can be ignored.
  • each circular loop antenna 110 to 140 radiated only an electromagnetic field having a magnetic quantum number determined by the radius a i of the conductor. Since only the electromagnetic field having the magnetic quantum number determined by the radius a i is received, the electromagnetic wave transmitted from the circular loop antenna having the same radius is mainly received. That is, although the propagation space is the same, each of the circular loop antennas 110 to 140 and 210 to 240 mainly radiates or receives an electromagnetic field (carrier wave) having a constant magnetic quantum number.
  • carrier wave on which the signal radiated from the circular loop antenna having the same radius becomes dominant, and can be separated from the carrier wave on which signals from other antennas are carried.
  • the electromagnetic field in the plane perpendicular to the central axis is held far by the paraboloid 191, so that the distance between the transmitting antenna 100 and the receiving antenna 200 is increased. Wireless communication over a relatively long distance is possible.
  • FIG. 10 Configuration of antenna device according to another embodiment (example in which an opening is provided in a paraboloid)
  • an opening through hole corresponding to the size of the transmitting antenna 100 and the receiving antenna 200 is provided at substantially the center of each paraboloid 191 and 291.
  • FIGS. 11 and 12 an opening 192 is provided in the paraboloid 191.
  • the opening 192 has a size equivalent to or slightly larger than the outermost circular loop antenna 140 of the transmission antenna 100.
  • FIG. 11 is a view of the paraboloid 191 and the transmission antenna 100 as viewed from the front
  • FIG. 12 shows a cross section of the paraboloid 191.
  • a similar opening is provided at the center of the paraboloid 291 on the receiving side.
  • the opening 192 in the center of the paraboloid 191 By providing the opening 192 in the center of the paraboloid 191 in this way, among the electromagnetic waves radiated from the transmitting antenna 100, the electromagnetic wave traveling in the front direction of the paraboloid 191 passes through the opening 192 and is reflected by the paraboloid 191. It will not enter the antenna 100 again.
  • characteristics such as reflection loss of the radiator change. With this configuration, changes in antenna characteristics can be reduced.
  • FIG. 13 illustrates a configuration example of a wireless communication apparatus including a transmission antenna 300 and a reception antenna 400 whose terminal positions are shifted.
  • the wireless communication apparatus shown in FIG. 13 performs wireless communication from the transmitting antenna 300 to the receiving antenna 400 at a relatively short distance.
  • the transmitting antenna 300 and the receiving antenna 400 have the same configuration, and include a plurality (here, three) of circular loop antennas 310 to 330 and 410 to 430.
  • the transmission antenna 300 includes three circular loop antennas 310, 320, and 330.
  • the three circular loop antenna 310, 320, 330 are disposed in the same plane in a state of being matched the center position c 1.
  • the receiving antenna 400 also includes three circular loop antenna 410, 420, 430, three circular loop antenna 410, 420, 430, in the same plane while being consistent the center position c 2 Be placed.
  • Each of the circular loop antennas 310 to 330 and 410 to 430 is composed of different circular conductors, and the conductors are not connected in a ring shape.
  • the transmitting antenna 100 and the receiving antenna 200 of the example of FIG. It is the same composition as.
  • each of the circular loop antennas 310 to 330 and 410 to 430 constituting the transmitting antenna 300 and the receiving antenna 400 has a length that is an integral multiple of the wavelength determined from the frequency of radio transmission by the radio communication apparatus will be described first.
  • the center axis ⁇ 0 obtained by extending the center position c 1 of the transmission antenna 300 in the direction orthogonal to the circular loop antennas 310 to 330 passes through the center position c 2 of the reception antenna 400. That is, the transmitting antenna 300 and the receiving antenna 400 are arranged with their central axes ⁇ 0 substantially matched.
  • the distance between the transmitting antenna 300 and the receiving antenna 400 is set to a relatively short distance of, for example, about several centimeters to several tens of centimeters.
  • the transmission data generation unit 10 generates three transmission data sequences and supplies the generated three transmission data sequences to the three transmission units 21, 22, and 23.
  • Each transmission unit 21, 22, 23 converts a carrier wave having the same frequency into a transmission wave modulated by a transmission data sequence supplied thereto.
  • the transmission waves obtained by the transmission units 21, 22, and 23 are supplied to the power feeding units 311, 321, and 331 connected to the three circular loop antennas 310, 320, and 330 through the signal lines 31, 32, and 33. Is done.
  • the position where the power feeding unit 311 of the transmission antenna 300 is pulled out from the circular loop antenna 310 and the position where the power feeding unit 331 is pulled out from the circular loop antenna 330 are shifted by an angle ⁇ 2 viewed from the center position c 1 .
  • the position where the feeding unit 311 is pulled out from the circular loop antenna 310 and the position where the feeding unit 321 is pulled out from the circular loop antenna 320 are shifted by an angle ⁇ 3 viewed from the center position c 1 .
  • the angle ⁇ 2 is set to be twice the angle ⁇ 3 .
  • setting twice is merely an example, and there is no need to have a fixed relationship between the two angles ⁇ 2 and ⁇ 3 .
  • the angle ⁇ 3 with respect to the position where the power feeding unit 421 is pulled out from the circular loop antenna 420 is set to be the same as the angles ⁇ 2 and ⁇ 3 on the transmission antenna 300 side.
  • the circular loop antennas of the same size on the transmission side and the reception side are opposed to each other with the terminal position being the same angular position.
  • the terminal positions are positions where the feeding units 311 to 331 and 411 to 431 are drawn out from the circular loop antennas 310 to 330 and 410 to 430, respectively. That is, the positions where the one end 110a and the other end 110b of the circular loop antenna 110 shown in FIG. 3 are connected to the linear coupling lines 111a and 111b correspond to the positions of the terminals.
  • the transmission antenna 300 and the reception antenna 400 are configured in the same manner as the transmission antenna 100 and the reception antenna 200 described above.
  • the detailed configuration of the power feeding units 311 to 331 and 411 to 431 of the circular loop antennas 310 to 330 and 410 to 430 is the same as that of the power feeding unit 111 shown in FIG.
  • the transmitting antenna 300 and the receiving antenna 400 shown in FIG. 13 are used.
  • the three circular loop antennas 310, 320, 330, 41, 420, and 430 on the transmission side and the reception side are referred to as antennas 1, 2, and 3 in ascending order of the loop radius.
  • subscript lower I i n characters is the antenna number
  • upper subscript indicates the order of the Fourier series expansion.
  • I 2 n is affected by the n-th induced voltage of the antennas 1 and 3, so that its calculation is very complicated.
  • the pass characteristic between the terminals may be evaluated to obtain the minimum value. If the minimum value in this case is significantly reduced, the usefulness of shifting the terminal position as shown in FIG. 13 will be confirmed. In this case, the communication performance is limited by the maximum value of the amount of passage between the terminals. Therefore, the maximum value may be controlled to be minimum.
  • FIG. 14 is a characteristic diagram showing an example of reflection loss (FIG. 14A) and transmission characteristics (FIG. 14B) between transmission and reception with the terminal positions in the same direction. That is, FIG. 14 shows the passage loss when the terminal positions of the transmitting antenna 300 and the receiving antenna 400 are not shifted (that is, the same as the example of FIG. 1). In either case, the terminal impedance of the antenna is 200 ⁇ .
  • FIG. 15 is a characteristic diagram showing an example of reflection loss (FIG. 15A) and transmission characteristics (FIG. 15B) when the terminal position is shifted as shown in FIG.
  • 14A and 15A indicate the reflection loss between the antenna 1 of the transmitting antenna 300 (circular loop antenna 310) and the antenna 1 of the receiving antenna 400 (circular loop antenna 410).
  • 14A and 15A shows the reflection loss between the antenna 2 of the transmitting antenna 300 (circular loop antenna 320) and the antenna 2 of the receiving antenna 400 (circular loop antenna 420).
  • 14A and 15A show the reflection loss between the antenna 3 of the transmitting antenna 300 (circular loop antenna 330) and the antenna 3 of the receiving antenna 400 (circular loop antenna 430).
  • 14B and 15B show the passing characteristics of the antenna 1 (circular loop antenna 310) of the transmission antenna 300 and the antenna 2 (circular loop antenna 420) of the reception antenna 400.
  • 14B and 15B indicate pass characteristics of the antenna 1 (circular loop antenna 310) of the transmission antenna 300 and the antenna 3 (circular loop antenna 430) of the reception antenna 400.
  • FIG. 14B and FIG. 15B characteristics Sf, and the passing characteristics of antenna 2 (circular loop antenna 320) of transmission antenna 300 and antenna 3 (circular loop antenna 430) of reception antenna 400 are shown.
  • the structure of the embodiment described so far can be modified or changed without departing from the scope of the present invention.
  • the number of the circular loop antennas 110 to 140 and 210 to 240 arranged on the transmission antenna 100 and the reception antenna 200 is four in the example of FIG. 1, but any number other than four may be used depending on the required transmission rate.
  • a plurality of transmission antennas and reception antennas may be used.
  • the number of the circular loop antennas 310 to 330 and 410 to 430 of the transmitting antenna 300 and the receiving antenna 400 when changing the terminal position is also an example, and an arbitrary number other than three is arranged according to the required transmission rate.
  • You may comprise as a transmitting antenna and a receiving antenna. In the example of the transmitting antenna 300 and the receiving antenna 400 when changing the terminal position, the terminal position of the circular loop antenna may be shifted on each of the transmitting side and the receiving side.
  • each antenna can be shortened if the effective relative permittivity is large, but a lumped element such as an inductor may be loaded on the terminal portion to further reduce the size.
  • the configuration in which the reflecting plate 102 shown in FIGS. 8 and 9 is arranged and the configuration in which the paraboloids 191 and 291 shown in FIGS. 10 to 12 are arranged may be combined.
  • the terminal directions of the two loop antennas arranged between the two paraboloids may be rotated 180 degrees between the transmission antenna and the reception antenna.
  • the reflecting plate 102 shown in FIGS. 8 and 9 is arranged and the configuration in which the paraboloids 191 and 291 shown in FIGS.
  • the configuration for shifting the terminal position shown in FIG. also good. Further, in the configuration shown in FIGS. 1 and 13, one is the transmission antenna 100 or 300 and the other is the reception antenna 200 or 400, but the transmission antenna 100 or 300 and the reception antenna 200 or 400 have the same configuration.
  • the wireless communication may be performed bidirectionally by switching between the transmission side and the reception side as needed.
  • a plurality of circular loop antennas arranged concentrically on the same plane are divided into two groups, and one group of circular loop antennas (for example, circular loop antenna 110, FIG. 120) may be used for transmission, and the other group of circular loop antennas (for example, circular loop antennas 130 and 140 in FIG. 3) may be used for reception, and transmission and reception may be performed simultaneously at the same frequency.
  • one group of circular loop antennas for example, circular loop antenna 110, FIG. 120
  • the other group of circular loop antennas for example, circular loop antennas 130 and 140 in FIG. 3
  • DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 ... Transmission data generation part, 21-24 ... Transmission part, 31-34, 41-44 ... Signal line, 51-54 ... Reception part, 60 ... Reception data processing part, 100, 300 ... Transmission antenna, 200, 400 ... Receiving antenna, 101 ... antenna substrate, 102 ... reflecting plate, 110, 120, 130, 140, 210, 220, 230, 240 ... circular loop antenna, 111, 121, 131, 141, 211, 221, 231, 241, 311 , 321, 331, 411, 421, 431... Feeding part, 191, 291... Paraboloid, 192.

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Abstract

無線通信装置として、送信アンテナと、送信アンテナから送信された無線信号を受信する受信アンテナとを有する。送信アンテナ及び受信アンテナは、それぞれが無線通信周波数から決まる波長の約整数倍の異なる周囲長を持ち、同一の平面に同心円状に配置される複数の円形ループアンテナと、複数の円形ループアンテナに個別に接続される複数の給電部とを備える。そして、送信アンテナの複数の円形ループアンテナの中心軸と、受信アンテナの複数の円形ループアンテナの中心軸とを、ほぼ直線状に配置し、送信側と受信側との同じ周囲長の円形ループアンテナどうしで個別の無線信号を伝送できるようにした。

Description

無線通信装置及びアンテナ装置
　本発明は、無線通信装置及びアンテナ装置に関し、特に同一周波数帯を使用して複数の系のデータを同時に無線伝送可能な無線通信装置、及びその無線通信装置に使用されるアンテナ装置に関する。
　近年、インターネットの豊富なコンテンツと、光回線による超高速ネットワークならびに最終ユーザへの無線ネットワークの普及で、“いつでも、どこでも、誰とでも”、さらには“いまだけ、ここだけ、あなただけ”という個人のニ－ズに合わせた情報の提供を可能にする高度情報社会への進展が急速に進んでいる。さらに、センサーネットワークを用いた人を介さない通信によるビッグデータの収集も並行して進んでいる。これらを支える無線システムとして、携帯電話、Ｗｉｍａｘ（Worldwide Interoperability for Microwave Access）、無線ＬＡＮ（Local Area Network）、Bluetooth（登録商標）、ＵＷＢ（Ultra Wide Band）、ジグビー等多様なシステムが提供されている。
　加えて、これらのシステムをシームレスに接続し、各システムを組み合わせて提供するサービスも進展している。これらの無線システムは、固有の通信帯域を占有して通信を行うものであり、特に大量のデータを高速に伝送するためには広い周波数帯域を用いる必要があり、貴重な資源である周波数資源を多く必要とするという問題があった。このため、有効利用の指標として伝送情報量を帯域幅で割った周波数あたりの伝送レート（bit/Hz）を向上できる技術の重要性が増大している。
　周波数あたりの伝送レートを向上できる技術の１つとして、複数のアンテナを送信側と受信側に配置したＭＩＭＯ（multiple-input and multiple-output）と称される技術が知られている。ＭＩＭＯは、同じ時間内に同じ帯域内で、伝搬特性の違いを活用して多重化する空間多重化の手法である。例えば、送信側と受信側のそれぞれがｎ個（ｎは任意の整数）のアンテナを備えた場合、送信アンテナの電圧電流と受信アンテナの電圧電流の関係は、伝搬路の伝達関数（例えばＺ行列）で一意に定めることができ、ｎ行×ｎ列の正方行列として表現される。
　この行列の固有ベクトルを用いるとｎ行×ｎ列の正方行列は対角化でき、ｎ個の固有ベクトルに関する伝達関数は独立となるので、ｎ重の多重化が可能となる。しかしながら、ＭＩＭＯでは、混ざり合った信号を数学的に分離するため、複雑な信号処理が必要になるという問題がある。また、複数のアンテナを協調させて動作させることになるので、システム構成が複雑になるという問題もあった。
　このような状況を踏まえて、近年、同一の周波数における多重化の手法として、ＯＡＭ(Orbital Angular Momentum)通信が提案されている。この手法は、電磁界の軌道角運動量が保存される場合にのみ相互作用が許容される現象を活用するものであり、離散的な軌道角運動量（ＯＡＭ）を有する電磁波モードの各モードに、別々の情報を載せることで通信を多重化する手法である。
　レーザのようなビーム断面がガウス分布系となる波動では、断面における方位φに関する位相空間分布は、通常の波では一定である。一方、ＯＡＭ波では、ｅｘｐ（ｊｍφ）（但し、ｍはＯＡＭ波のモード次数で磁気量子数と呼ばれる）に従い、方位φに対して線形に変化して、同一位相面が螺旋状に進む。
　このようなＯＡＭ波は、光通信の場合には、レーザとホログラムあるいはスパイラル位相板を用いて比較的簡単に実現することができる。一方、マイクロ波の場合には、固有モードの送信方法や受信方法、及び絞られたビームの伝送方法が光通信と大きく異なるため、ＯＡＭ波の実現は容易ではない。
　例えば、特許文献１には、光でＯＡＭ通信を行う場合の構成を模擬して、パラボラアンテナにスパイラル状に切込みを入れて、反射面を波長の整数倍ずらす構成として、電磁波でＯＡＭ波を生成させる技術について記載されている。
　また、特許文献２には、アレイ状のアンテナ素子を円周上に配置して、各アンテナ素子間の位相を一定の間隔でずらすことで、円周上の受信位置で、位相面がｅｘｐ（ｊｍφ）と変化する電磁界を作り出す技術について記載されている。この技術は、ずらす位相量を離散的に変えることにより、異なるＯＡＭモードを作り出し、モード間で多重化を行うものである。
ＷＯ２０１４／１９９４５１号公報 特開２０１５－２３１１０８号公報
　特許文献１に記載されるように、パラボラアンテナにスパイラル状に切込みを入れて、反射面を波長の整数倍ずらすことで、ＯＡＭ波を生成することができる。
　しかしながら、切り込みを入れた特殊な形状のパラボラアンテナを製作するのは容易ではなく、量産が困難であるという問題がある。
　また、特許文献２に記載されるように、アレイ状のアンテナ素子を円周上に配置する構成とする場合には、一般のＭＩＭＯ通信の場合と同様に、アンテナ間の受信信号間の相関から、各モードの信号を取り出すための複雑な信号処理が必要となる。更に、送信側では一定の位相差をアンテナ間に与えるための位相器を配置して、ｅｘｐ（ｊｍφ）で回転する電磁界を作成することが必要となる。したがって、アレイ状のアンテナ素子を円周上に配置する構成とする場合には、送信回路や受信回路の構成が非常に複雑になるという問題がある。
　このように、従来から提案されている周波数あたりの伝送レートを向上させる技術は、複雑なアンテナが必要となる問題や、複雑な構成の送受信回路が必要になるという問題があり、周波数あたりの伝送レートをより簡単な構成で向上させることが望まれていた。
　本発明の目的は、周波数あたりの伝送レートを簡単な構成で向上させることができる無線通信装置及びアンテナ装置を提供することにある。
　本発明の無線通信装置は、送信アンテナと、送信アンテナから送信された無線信号を受信する受信アンテナとを有する無線通信装置である。
　送信アンテナ及び受信アンテナは、それぞれが無線通信周波数から決まる波長の約整数倍の異なる周囲長を持ち、同一の平面に同心円状に配置される複数の円形ループアンテナと、複数の円形ループアンテナに個別に接続される複数の給電部とを備える。
　そして、送信アンテナの複数の同心円形ループアンテナの中心軸と、受信アンテナの複数の円形ループアンテナの中心軸とを、ほぼ一直線状に配置した構成とした。
　また本発明のアンテナ装置は、それぞれが無線通信周波数から決まる波長の約整数倍の異なる周囲長を持ち、同一の平面に同心円状に配置される複数の円形ループアンテナと、複数の円形ループアンテナに個別に接続される複数の給電部とを備え、複数の給電部に、それぞれ別の送信部又は受信部を接続するようにした。
　本発明によれば、シンプルな構造で安価かつ量産性に優れたアンテナ装置を使用して、周波数あたりの伝送レートを向上させた無線通信を実現することができる。しかも、本発明の場合、アンテナ装置に接続される送信部や受信部として、複数の系の信号の分離や混合などのための特別な構成を必要としないので、無線通信装置全体としても簡単な構成で、周波数あたりの伝送レートを向上させた無線通信が可能になるという効果を有する。
本発明の一実施の形態例による無線通信装置の全体構成例を示す図である。 本発明の一実施の形態例によるアンテナ構成を示す平面図である。 本発明の一実施の形態例によるアンテナの給電部付近を拡大して示す平面図である。 本発明の一実施の形態例によるループアンテナの電流分布と極座標系での電磁界の観測点を示す図である。 本発明の一実施の形態例によるループアンテナの周囲長と電流分布のフーリエ展開係数の関係を示す特性図である。 本発明の一実施の形態例による軌道角運動量量子数ｌ，磁気量子数ｍの（ｌ，ｍ）次モードの遠方界放射パターンの例を示す特性図である。 本発明の一実施の形態例による送受信間の通過損失の例を示す特性図である。 本発明の他の実施の形態例（反射板を使用する例）によるアンテナ構成を示す平面図である。 図８のＩ－Ｉ線に沿う断面図である。 本発明の他の実施の形態例（パラボロイドを使用する例）によるアンテナ構成を示す図である。 本発明の他の実施の形態例（パラボロイドに開口部を設ける例）アンテナの平面図である。 図１１のII－II線に沿う断面図である。 本発明の他の実施の形態例（端子をシフトする例）によるアンテナ構成を示す図である。 端子位置が同方向の送受信間の通過損失の例を示す特性図である。 端子位置がシフトした場合の送受信間の通過損失の例を示す特性図である。
　以下、本発明の一実施の形態例（以下、「本例」と称する。）を、図１～図７を参照して説明する。
［１．システム全体の構成］
　図１は、本例の無線通信装置全体の構成例を示す図である。
　本例の無線通信装置は、比較的近距離で送信アンテナ１００から受信アンテナ２００に無線通信を行うものである。送信アンテナ１００と受信アンテナ２００は同一の構成であり、複数（ここでは４個）の円形ループアンテナ１１０～１４０，２１０～２４０を備える。
　すなわち、送信アンテナ１００は、４本の円形ループアンテナ１１０，１２０，１３０，１４０を備える。この４本の円形ループアンテナ１１０，１２０，１３０，１４０は、中心位置ｃ１を一致させた状態で同一の平面内に配置される。
　また、受信アンテナ２００についても、４本の円形ループアンテナ２１０，２２０，２３０，２４０を備え、４本の円形ループアンテナ２１０，２２０，２３０，２４０が、中心位置ｃ２を一致させた状態で同一の平面内に配置される。
　なお、本例の円形ループアンテナ１１０～１４０，２１０～２４０は、後述するように給電部で途切れた円形の導体で構成され、導体が環状には繋がっていない（図３参照）。
　送信アンテナ１００及び受信アンテナ２００を構成する各円形ループアンテナ１１０～１４０，２１０～２４０は、それぞれが独立しており、本例の無線通信装置で無線伝送する周波数から決まる波長の概ね整数倍となる長さを有する。各円形ループアンテナ１１０～１４０，２１０～２４０の長さの詳細については後述する。
　図１に示すように、送信アンテナ１００の中心位置ｃ１を円形ループアンテナ１１０～１４０と直交する方向に延長させた中心軸φ０は、受信アンテナ２００の中心位置ｃ２を通過する。すなわち、送信アンテナ１００と受信アンテナ２００とは、それぞれの中心軸φ０をほぼ一致させた状態で配置される。
　送信アンテナ１００と受信アンテナ２００との距離は、例えば数０．５ｃｍから数十ｃｍ程度の比較的近距離に設定する。
　送信側の構成について説明すると、送信データ生成部１０が、４つの送信データ系列を生成し、生成した４つの送信データ系列を、４つの送信部２１，２２，２３，２４に供給する。各送信部２１，２２，２３，２４は、同一通信周波数の搬送波を供給される送信データ系列で変調した送信波とする。各送信部２１，２２，２３，２４で得た送信波は、信号線３１，３２，３３，３４を介して、４本の円形ループアンテナ１１０，１２０，１３０，１４０に接続された給電部１１１，１２１，１３１，１４１に供給される。
　そして、４本の円形ループアンテナ１１０，１２０，１３０，１４０は、各給電部１１１，１２１，１３１，１４１に得られる送信波を無線伝送する。
　４本の円形ループアンテナ１１０，１２０，１３０，１４０から無線伝送された信号は、受信アンテナ２００の４本の円形ループアンテナ２１０，２２０，２３０，２４０で個別に受信される。４本の円形ループアンテナ２１０，２２０，２３０，２４０は、それぞれ別の給電部２１１，２２１，２３１，２４１を備え、各給電部２１１，２２１，２３１，２４１に得られる受信波が、信号線４１，４２，４３，４４を介して個別の受信部５１，５２，５３，５４に供給される。各受信部５１，５２，５３，５４は、同じ周波数の搬送波上に載った信号を復調して、受信データ系列を得る。各受信部５１，４２，５３，５４で得られた受信データ系列は、受信データ処理部６０に供給される。
［２．アンテナ装置の構成］
　図２及び図３は、送信アンテナ１００の構成を示す。図２及び図３は、送信アンテナ１００の構成を示すが、受信アンテナ２００も送信アンテナ１００と同じ構成であるから、図２及び図３の説明を適用することができる。
　図２に示すように、送信アンテナ１００が備える４本の円形ループアンテナ１１０，１２０，１３０，１４０は、同心円状に配置される。それぞれの円形ループアンテナ１１０，１２０，１３０，１４０を構成する導体の長さは、送信信号の周波数から決まる波長の約整数倍に設定する。
　すなわち、無線送信信号の波長をλとしたとき、円形ループアンテナ１１０，１２０，１３０，１４０の周囲長が、その波長λの約整数倍となるようにする。つまり、同心円の中心ｃ１から、各円形ループアンテナ１１０，１２０，１３０，１４０を構成する導体の中心までの半径をａ１，ａ２，ａ３，ａ４とし、この半径ａ１～ａ４をａｉ（ｉは１～４の整数）として示した場合、各円形ループアンテナ１１０～１４０の半径ａｉは、以下の［数１］式で示される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　但し、ｎｉは任意の自然数であり、各円形ループアンテナ１１０～１４０ごとに異なる値の自然数である。
　図２に示すように各円形ループアンテナ１１０，１２０，１３０，１４０を配置したとき、最内周の円形ループアンテナ１１０が最小の周囲長となり、最外周の円形ループアンテナ１４０が最大の周囲長となる。つまり、ｎｉは、例えば、内側から外側に向けて１，２，３，４のように順に増加する自然数である。但し、ｎｉの値が１つずつ増加する連なった値とするのは１つの例であり、２以上に増加する値でもよい。
　なお、各円形ループアンテナ１１０，１２０，１３０，１４０が誘電体基板の上に配置されている場合には、その誘電体基板の誘電率で決まる実効比誘電率εｅで波長が短縮されるため、各円形ループアンテナ１１０～１４０の半径ａｉは、次の［数２］式で示される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　また、各円形ループアンテナ１１０，１２０，１３０，１４０の導体幅ｄは、ループ半径の１／１０以下が望ましい。例えば、各円形ループアンテナ１１０，１２０，１３０，１４０の導体幅ｄは、最内周の円形ループアンテナ１１０の半径の１／１０以下の任意の値とする。あるいは、各円形ループアンテナ１１０～１４０ごとに、それぞれの半径の１／１０以下となるように、外周側になるに従って導体幅ｄが太くなるようにしてもよい。
　図３は、円形ループアンテナ１１０に接続されるバランの実施の形態例である、給電部１１１の詳細構成を拡大して示したものである。
　円形ループアンテナ１１０の一端１１０ａと他端１１０ｂとの間は非導通状態で近接し、一端１１０ａ及び他端１１０ｂには、直線状の結合線路１１１ａ及び１１１ｂが接続される。この結合線路１１１ａ及び１１１ｂは、約９０°曲がった位置に配置された別の直線状の結合線路１１１ｃ及び１１１ｄに接続され、結合線路１１１ｃ及び１１１ｄの端にパッド１１１ｅ及び１１１ｆが形成される。
　２つのパッド１１１ｅ及び１１１ｆには、図１に示す送信部２１から互いに逆極性の差動信号が供給される。
　図３に示す構成の給電部１１１は、実インピーダンス変換を行うバランとして機能する。このバランとしての機能を持つ給電部１１１により、例えば円形ループアンテナ１１０の入力インピーダンスを、同軸ケーブルのインピーダンスである５０Ωに合わせることができる。
　送信アンテナ１００が備える他の円形ループアンテナ１２０，１３０，１４０に接続された給電部１２１，１３１，１４１についても、図３に示す給電部１１１と同様の構成であり、それぞれの給電部１２１，１３１，１４１に対応した送信部２２，２３，２４から差動信号が供給される。
　また、受信アンテナ２００の各円形ループアンテナ２１０，２２０，２３０，２４０に接続された給電部２１１，２２１，２３１，２４１についても、図１に示す給電部１１１と同様の構成である。すなわち、各給電部２１１，２２１，２３１，２４１のパッド（図３に示すパッド１１１ｅ及び１１１ｆと同様の構成）に、各円形ループアンテナ２１０，２２０，２３０，２４０で受信した差動信号が得られ、パッドに得られる差動信号が各受信部５１，５２，５３，５４に供給される。なおここではバランの一実施例を示したが、本実施の形態例で使用するバランは上記構成に限られることなく、バランの機能を有する任意の構成でもよい。
［３．アンテナ装置の動作特性］
　次に、送信アンテナ１００及び受信アンテナ２００の動作特性について説明する。
　まず、個々の円形ループアンテナ１１０～１４０，２１０～２４０の単体としての特性を説明する。
　図４に示すように、１つの円形ループアンテナ１１０（又は１２０，１３０，１４０のいずれか）をＸ軸とＹ軸で規定されるＸＹ面に配置したとき、その円形ループアンテナ１１０上の電流分布Ｉ（φ）は、フーリエ級数展開することで、次の［数３］式で示される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　この［数３］式に基づいて、円形ループアンテナの長さ（周囲長）が波長の整数倍になったときの電流分布を計算した例を、図５に示す。
　ここでは、円形ループアンテナの長さが、波長の１倍の例（図５Ａ）、波長の２倍の例（図５Ｂ）、波長の３倍の例（図５Ｃ）、波長の４倍の例（図５Ｄ）、波長の５倍の例（図５Ｅ）、波長の６倍の例（図５Ｆ）をそれぞれ示す。
　図５において、［ｍａｇ］は振幅を示し、［ａｎｇ］は位相を示す。
　周囲長が波長のｎ倍の場合は、ｃｏｓ（ｎφ）の展開係数Ｉｎが圧倒的に大きく、他の係数は大幅に小さい。具体的には、展開係数Ｉｎに隣接する係数Ｉｎ±１と係数Ｉｎとの比の最大は－１６ｄＢ以下である。このことは、周囲長を波長のｎ倍にした場合、それぞれの円形ループアンテナの電流分布は、ほぼｃｏｓ（ｎφ）に比例した電流が流れることを示す。
　このような電流分布を持つ円形ループアンテナのＰ点（図４）における電磁界は、グリーン関数の手法を用いて、波動方程式の固有モードを用いて展開することができ、以下の［数４］式及び［数５］式で求められる。［数４］式及び［数５］式において、Ｅは電界、Ｈは磁界を示し、添え字のｒ、θ、φは、極座標のそれぞれの方向の成分を表す。また、η０は自由空間の波動インピーダンス、ｋ０は自由空間の波数、ｌは軌道角運動量量子数、ｍは磁気量子数である。ここで、軌道角運動量量子数ｌは自然数であり、磁気量子数ｍは絶対値がｌ以下である０及び負の整数も許される値である。
　ｈｌ （２）（ｘ）は、ｌ次の第２種球ハンケル関数、ｊｌ（ｘ）はｌ次の球ベッセル関数、ｐｌ ｍ（ｘ）は（ｌ，ｍ）次のルジャンドル陪関数を示す。Ｉｍは電流分布のｃｏｓ（ｍφ）に関するフーリエ展開係数である。
　［数４］式は、ｌ＋ｍが偶数の場合（ＴＭ波の場合）であり、［数５］式は、ｌ＋ｍが奇数の場合（ＴＥ波）の場合である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　この［数４］式及び［数５］式から、電流分布の展開係数がｍ＝ｎのみで大きい場合は、［数４］式及び［数５］式のｍに関する和はｍ＝ｎのみの項で近似することができる。したがって、周囲長を波長のｎ倍（図１例の場合ｎ＝１，２，３，４）としたループアンテナが放射する電磁界は、ｍ＝ｎのモードが支配的となり、他のモードを無視して磁気量子数ｍに関するｎ次の単独モードで近似できることがわかる。
　この例では、ＯＡＭモードの±ｍモードの１次結合になっている。例えば、ＴＭ波の場合に関して、＋ｍと－ｍの項に分割すると、以下の［数６］式のようになる。［数６］式の上側の式は、ｍが０または正の整数、下側の式は、ｍが０または負であり、ｅｘｐ（ｊｍφ）に依存して、空間内でφに従って位相が回転するＯＡＭモードになっている。すなわち、位相器を用いることなく、ＯＡＭ波が生成されていることが判る。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　また、このような電磁界が、図１に示すように送信アンテナ１００と中心軸φ０が一致して配置された受信アンテナ２００に入射した場合、電磁気学の相反定理から受信電流はフーリエ展開係数がＩｎの係数のみが大きく現れる。したがって、図１に示すように、波長の整数倍で異なる周囲長を持つ複数の円形ループアンテナ１１０，１２０，１３０，１４０から電磁界を放射すると、空間には、各円形ループアンテナ１１０，１２０，１３０，１４０の周囲長によって決まる整数次の磁気量子数を持つ電磁界が放射され、次数の混ざり合った電磁界が形成される。
　そして、送信アンテナ１００と中心軸φ０が一致した受信アンテナ２００を配置すると、受信アンテナ２００の各円形ループアンテナ２１０，２２０，２３０，２４０は、その周囲長で決まる磁気量子数に等しい電磁界成分のみを取り出して受信する。その結果、各円形ループアンテナ２１０，２２０，２３０，２４０には、磁気量子数に等しい次数ｎに相当するｃｏｓ（ｎφ）の電流のみが大きく励起されることになる。つまり、送信側の円形ループアンテナから送信された電磁波は、その送信側の円形ループアンテナと周囲長が等しい円形ループアンテナで高い感度で受信され、周囲長が異なる円形ループアンテナ間では、信号がわずかしか受信されない。したがって、周囲長が異なる円形ループアンテナから、同一周波数で異なる無線信号を送信すれば、同じ周波数を用いて複数の信号を同時に無線伝送できるようになる。これにより、周波数あたりの伝送レートを大きく向上させることができる。
　なお、円形ループアンテナ１１０～１４０の放射強度は方位によって決まっており、特に磁気量子数ｍが０次以外ではその強度が大きい領域は正面方向ではない。
　図６は、遠方界の放射パターンの例を示す。ここでは、軌道角運動量量子数ｌと磁気量子数ｍの（ｌ，ｍ）次モードの遠方界放射パターンを示し、図６Ａ、図６Ｂ、及び図６Ｃは、それぞれ（１，１）次モード、（２，２）次モード、及び（３，３）次モードの例を示す。
　ここで、θ＝０°が、送信アンテナと受信アンテナが対向する方位であり、（２，２）次モード及び（３，３）次モードでは、遠方ではその方向には電磁波が放射されず受信できない。
　しかしながら、近傍では方位が異なっても、位置はほとんど変わらないため、送信アンテナ１００と受信アンテナ２００との距離が比較的短い場合には、各円形ループアンテナ２１０～２４０で良好に受信できる。
　図７は、送信アンテナ１００と受信アンテナ２００を図１に示すように配置した場合の、各円形ループアンテナ１１０～１４０，２１０～２４０の反射損失とアンテナ間の通過特性を評価した例を示す。
　ここでは、各アンテナ１００，２００の４つの円形ループアンテナ１１０～１４０，２１０～２４０の半径及び導体幅として、以下のように設定する。
・円形ループアンテナ１１０，２１０：半径８．７ｍｍ、導体幅０．４ｍｍ
・円形ループアンテナ１２０，２２０：半径１６．７ｍｍ、導体幅０．４ｍｍ
・円形ループアンテナ１３０，２３０：半径２５．０ｍｍ、導体幅０．４ｍｍ
・円形ループアンテナ１４０，２４０：半径３４．０ｍｍ、導体幅０．８ｍｍ
　また、各円形ループアンテナ１１０～１４０，２１０～２４０を構成する導体を、０．１ｍｍの厚さで、比誘電率４．７のプリント基板上に配置する。そして、送信アンテナ１００と受信アンテナ２００とを１０ｍｍ間隔で対向して配置して評価したのが、図７である。この場合の電流及び電磁界のモード次数ｎは、ｎ＝１，２，３，４に相当する。また、各給電部１１１～１４１,２１１～２１４の端子インピーダンスはバランのインピーダンス変換機能によって差動２００Ωとなっている。
　図７Ａはループアンテナの反射損失、図７Ｂはループアンテナの相互インピーダンス、図７Ｃは送信アンテナ１００の給電部１１１と受信アンテナ２００の各給電部２１１，２２１，２３１，２４１との間の通過損失、図７Ｄは送信アンテナ１００の給電部１２１と受信アンテナ２００の各給電部２１１，２２１，２３１，２４１との間の通過損失、図７Ｅは送信アンテナ１００の給電部１３１と受信アンテナ２００の各給電部２１１，２２１，２３１，２４１との間の通過損失、図７Ｆは送信アンテナ１００の給電部１４１と受信アンテナ２００の各給電部２１１，２２１，２３１，２４１との間の通過損失をそれぞれ示す。
　図７Ａに示す反射損失について説明すると、特性Ｓ１は円形ループアンテナ１１０，２１０の反射損失、特性Ｓ２は円形ループアンテナ１２０，２２０の反射損失、特性Ｓ３は円形ループアンテナ１３０，２３０の反射損失、特性Ｓ４は円形ループアンテナ１４０，２４０の反射損失である。図７Ａでは、４．６ＧＨｚから６．６ＧＨｚまでの反射損失を示している。
　図７Ａに示すように反射損失は、周囲長が波長の整数倍となる概ね５．２ＧＨｚ～５．４ＧＨｚの範囲で、良好な特性となっている。
　図７Ｂに示す相互インピーダンスについて説明すると、特性Ｓ１２は、円形ループアンテナ１１０，１２０の相互インピーダンス、特性Ｓ１３は、円形ループアンテナ１１０，１３０の相互インピーダンス、特性Ｓ１４は、円形ループアンテナ１１０，１４０の相互インピーダンス、特性Ｓ２３は、円形ループアンテナ１２０，１３０の相互インピーダンス、特性Ｓ２４は、円形ループアンテナ１２０，１４０の相互インピーダンス、特性Ｓ３４は、円形ループアンテナ１３０，１４０の相互インピーダンスである。図７Ｂでは、５ＧＨｚから６ＧＨｚまでの相互インピーダンスを示す。
　図７Ｂに示すように、送信アレイ内ならびに受信アレイ内で混信の要因となる隣接する円形ループアンテナ間の相互インピーダンスは、この周波数領域では－１７ｄＢ以下と小さく、サイズの異なることに起因する磁気量子数モードの違いで、その値は十分に小さい。
　次に、図７Ｃ～図７Ｆの各アンテナの通過損失について説明する。図７Ｃ～図７Ｆは、５ＧＨｚから６ＧＨｚまでの通過損失を示している。
　図７Ｃは送信アンテナ１００の円形ループアンテナ１１０の給電部１１１と受信アンテナ２００の各円形ループアンテナ２１０～２４０の給電部２１１～２４１との間の通過損失を示す。特性Ｓ３１は、給電部１１１と給電部２１１との通過損失を示す。特性Ｓ３２は、給電部１１１と給電部２２１との通過損失を示す。特性Ｓ３３は、給電部１１１と給電部２３１との通過損失を示す。特性Ｓ３４は、給電部１１１と給電部２４１との通過損失を示す。
　図７Ｄは送信アンテナ１００の円形ループアンテナ１２０の給電部１２１と受信アンテナ２００の各円形ループアンテナ２１０～２４０の給電部２１１～２４１との間の通過損失を示す。特性Ｓ４１は、給電部１２１と給電部２１１との通過損失を示す。特性Ｓ４２は、給電部１２１と給電部２２１との通過損失を示す。特性Ｓ４３は、給電部１２１と給電部２３１との通過損失を示す。特性Ｓ４４は、給電部１２１と給電部２４１との通過損失を示す。
　図７Ｅは送信アンテナ１００の円形ループアンテナ１３０の給電部１３１と受信アンテナ２００の各円形ループアンテナ２１０～２４０の給電部２１１～２４１との間の通過損失を示す。特性Ｓ５１は、給電部１３１と給電部２１１との通過損失を示す。特性Ｓ５２は、給電部１３１と給電部２２１との通過損失を示す。特性Ｓ５３は、給電部１３１と給電部２３１との通過損失を示す。特性Ｓ５４は、給電部１３１と給電部２４１との通過損失を示す。
　図７Ｆは送信アンテナ１００の円形ループアンテナ１４０の給電部１４１と受信アンテナ２００の各円形ループアンテナ２１０～２４０の給電部２１１～２４１との間の通過損失を示す。特性Ｓ６１は、給電部１４１と給電部２１１との通過損失を示す。特性Ｓ６２は、給電部１４１と給電部２２１との通過損失を示す。特性Ｓ６３は、給電部１４１と給電部２３１との通過損失を示す。特性Ｓ６４は、給電部１４１と給電部２４１との通過損失を示す。
　これら図７Ｃ～図７Ｆに示すように、周囲長が同じ円形ループアンテナ同士の組み合わせの通過損失特性Ｓ３１，Ｓ４２，Ｓ５３，Ｓ６４は、近距離で無線通信を行うのに十分な値である。例えば、図７Ｃに示す最も半径が小さい円形ループアンテナ１１０からの送信信号の通過損失特性Ｓ３１は、－６ｄＢ以上であり、良好な無線伝送ができる。一方、周囲長が異なる場合の通過損失特性（例えば特性Ｓ３２，Ｓ３３，Ｓ３４）は、－２０ｄＢ以下であり、周囲長が同じ場合の通過損失よりはるかに大きく、無視できる。
　以上説明したように、本例のシステムによると、円形ループアンテナ１１０～１４０，２１０～２４０を複数配置した簡単な構成のアンテナ装置で、ＯＡＭ波を放射することができ、従来のような位相器を必要としないシンプルな構成で、単一の周波数帯でも、円形ループアンテナの配置数に比例して送信データ量を増やすことができる。また、各円形ループアンテナは、ほぼ単独のモードの電磁界を選択的に放射し受容するため、それぞれの受信部５１～５４は、各円形ループアンテナの受信信号を復調するだけで、受信データを取り出すことができ、複数系統のデータを分離するための特別な処理が必要なく、送信部２１～２４や受信部５１～５４の回路構成が非常に簡単になる。
［４．他の実施の形態例のアンテナ装置の構成（反射板を配置する例）］
　次に、本発明の他の実施の形態例を、順に説明する。
　図８及び図９は、送信アンテナ１００に反射板１０２を配置した例を示す。図８は送信アンテナ１００の各円形ループアンテナ１１０～１４０を配置した基板１０１を上側から見た平面図であり、図９は、図８のＩ－Ｉ線に沿う断面図である。
　この例では、図８に示すように、送信アンテナ１００は、各円形ループアンテナ１１０～１４０を、基板１０１の表面に配置する。そして、基板１０１とほぼ同じサイズの導体よりなる反射板１０２を用意し、図９に示すように、この反射板１０２を距離ｃだけ離して、基板１０１と並行に配置する。この場合、距離ｃは、送信アンテナ１００が送信する無線信号の周波数から決まる波長λの１／２０から１／４の間で任意に設定する。基板１０１と反射板１０２との間は空気層である。
　この図８及び図９に示すように反射板１０２を配置することで、各円形ループアンテナ１１０～１４０から放射された電磁波は、反射板１０２で反射され、反射板１０２が配置された側とは反対側（図９での上側）にのみ進行する。
　この図９に示す反射板１０２は、受信アンテナ２００に配置するようにしてもよい。受信アンテナ２００の場合には、反射板１０２は、送信アンテナ１００から電磁波が到来する方向とは逆の方向に配置する。
　送信アンテナ１００と受信アンテナ２００の双方が反射板１０２を備えることで、送信アンテナ１００と受信アンテナ２００の外側に放射される電力が、２つのアンテナ１００，２００の間に制限され、受信アンテナ２００での受信電力が増大するようになる。
［５．他の実施の形態例のアンテナ装置の構成（パラボロイドを配置する例）］
　図１０は、送信アンテナ１００と受信アンテナ２００にパラボロイド１９１，２９２を配置した場合の構成を示す。
　この例では、中心軸が一致した状態で対向して配置された送信アンテナ１００と受信アンテナ２００の外側に、放物反射面を有するパラボロイド１９１，２９１を配置する。ここで、各アンテナ１００，２００の中心軸とパラボロイド１９１，２９１の中心軸をほぼ一致させ、パラボロイド１９１の焦点位置に送信アンテナ１００を配置すると共に、パラボロイド２９１の焦点位置に受信アンテナ２００を配置し、アンテナ１００，２００とパラボロイド１９１，２９１とが一直線状に並ぶようにする。
　このように構成したことで、送信アンテナ１００の各円形ループアンテナ１１０～１４０から放射される各電磁波は、磁気量子数がほぼ単一の電磁界になる。この電磁波は、パラボロイド１９１で反射され、その反射波は波面が中心軸にほぼ垂直になるように変換される。
　ここで、円形ループアンテナ１１０～１４０の中心位置を原点にした、極座標系（ｒ，θ，φ）、あるいはＱ点で示すように円筒座標系（ρ，φ′，－ｚ）を設定する。中心軸は、極座標系では、θ＝０の直線になり、円筒座標系ではｚ軸となる。
　この場合、円形ループアンテナ１１０～１４０から放射された電界並びに磁界のθ成分は、反射波では円筒座標系のρ成分のみに変換され、電界並びに磁界のΦ成分は、反射波では円筒座標系のφ′成分のみに変換される。また、中心軸に垂直な面上の点Ｑにおける電磁界の分布強度は、パラボロイド１９１の反射特性から、受信側のパラボロイド２９１の位置までほぼ同じ分布強度が維持される。
　その結果、受信側のパラボロイド２９１で反射された電磁界は、送信側とは逆に、電界並びに磁界の円筒座標系のρ成分は反射波では極座標系のθ成分のみに変換され、電界並びに磁界のφ′成分は反射波では極座標系のφ成分のみに変換される。したがって、送信時の電磁界と波数ベクトルの方向のみが反転した電磁界が、受信アンテナ２００の円形ループアンテナ２１０～２４０に入射することになる。このとき、伝搬による位相変化が生じるが、その位相変化は均一な変化であり無視できる。この電磁界は、受信アンテナ２００の円形ループアンテナ２１０～２４０に、送信側の円形ループアンテナ１１０～１４０と方向を除いて同じ電流分布を励起するため、送信時の信号が載った搬送波がそのまま受信される。
　この理由は、送信の場合は、各円形ループアンテナ１１０～１４０は、導体の半径ａｉによって決まる磁気量子数の電磁界のみを放射したが、可逆性の原理から受信の場合も同様に導体の半径ａｉによって決まる磁気量子数の電磁界のみを受信するため、同じ半径の円形ループアンテナから送信された電磁波を主に受信することによる。すなわち、伝搬空間は同じであるにも関わらず、各円形ループアンテナ１１０～１４０，２１０～２４０は磁気量子数が一定の電磁界（搬送波）を主に放射あるいは受信するため、受信される信号の載った搬送波は同じ半径を持つ円形ループアンテナから放射された信号の載った搬送波が支配的となり、他のアンテナからの信号の載った搬送波と分離できるようになる。この図１０に示すパラボロイド１９１，２９１を配置した構成の場合、パラボロイド１９１により中心軸に垂直な面内の電磁界は、遠方まで保持されるため、送信アンテナ１００と受信アンテナ２００との距離を離すことができ、比較的長い距離の無線通信が可能になる。
［６．他の実施の形態例のアンテナ装置の構成（パラボロイドに開口部を設ける例）］
　図１０に示すようにパラボロイド１９１，２９１を配置する場合に、それぞれのパラボロイド１９１，２９１のほぼ中央に、送信アンテナ１００及び受信アンテナ２００のサイズに対応した開口部（貫通した穴）を設けるようにしてもよい。
　すなわち、例えば図１１及び図１２に示すように、パラボロイド１９１に開口部１９２を設ける。ここでは、開口部１９２は、送信アンテナ１００の最外周の円形ループアンテナ１４０と同等か若干大きいサイズとする。図１１はパラボロイド１９１及び送信アンテナ１００を正面から見た図であり、図１２はパラボロイド１９１の断面を示す。
　図示は省略するが、受信側のパラボロイド２９１についても、中央部に同様の開口部を設ける。
　このようにパラボロイド１９１の中央に開口部１９２を設けることで、送信アンテナ１００から放射される電磁波の内で、パラボロイド１９１の正面方向に向かう電磁波は、開口部１９２を通過して、パラボロイド１９１では反射されず、アンテナ１００に再度入射することはなくなる。一般に放射電磁界が放射体に再入射する状況では、放射体の反射損失等の特性が変化してしまうが、この構成とすることで、アンテナ特性の変化を低減することができる。
［７．他の実施の形態例のアンテナ装置の構成（端子位置をシフトさせる例）］
　図１３は、端子位置をシフトした送信アンテナ３００及び受信アンテナ４００を備える無線通信装置の構成例を示す。
　図１３に示す無線通信装置は、比較的近距離で送信アンテナ３００から受信アンテナ４００に無線通信を行うものである。送信アンテナ３００と受信アンテナ４００は同一の構成であり、複数（ここでは３個）の円形ループアンテナ３１０～３３０，４１０～４３０を備える。
　すなわち、送信アンテナ３００は、３本の円形ループアンテナ３１０，３２０，３３０を備える。この３本の円形ループアンテナ３１０，３２０，３３０は、中心位置ｃ１を一致させた状態で同一の平面内に配置される。
　また、受信アンテナ４００についても、３本の円形ループアンテナ４１０，４２０，４３０を備え、３本の円形ループアンテナ４１０，４２０，４３０が、中心位置ｃ２を一致させた状態で同一の平面内に配置される。
　各円形ループアンテナ３１０～３３０，４１０～４３０として、それぞれ別の円形の導体で構成され、導体が環状には繋がっていない点は、先に説明した図１の例の送信アンテナ１００及び受信アンテナ２００と同じ構成である。
　送信アンテナ３００及び受信アンテナ４００を構成する各円形ループアンテナ３１０～３３０，４１０～４３０が、無線通信装置で無線伝送する周波数から決まる波長の整数倍となる長さを有する点についても、先に説明した図１の例の送信アンテナ１００及び受信アンテナ２００と同じである。
　図１３に示すように、送信アンテナ３００の中心位置ｃ１を円形ループアンテナ３１０～３３０と直交する方向に延長させた中心軸φ０は、受信アンテナ４００の中心位置ｃ２を通過する。すなわち、送信アンテナ３００と受信アンテナ４００とは、それぞれの中心軸φ０をほぼ一致させた状態で配置される。
　送信アンテナ３００と受信アンテナ４００との距離は、例えば数０．５ｃｍから数十ｃｍ程度の比較的近距離に設定する。
　図１３の例では、送信データ生成部１０が、３つの送信データ系列を生成し、生成した３つの送信データ系列を、３つの送信部２１，２２，２３に供給する。各送信部２１，２２，２３は、同じ周波数の搬送波をそれぞれ供給される送信データ系列で変調された送信波に変換する。各送信部２１，２２，２３で得た送信波は、信号線３１，３２，３３を介して、３本の円形ループアンテナ３１０，３２０，３３０に接続された給電部３１１，３２１，３３１に供給される。
　ここで、送信アンテナ３００の給電部３１１を円形ループアンテナ３１０から引き出した位置と、給電部３３１を円形ループアンテナ３３０から引き出した位置とを、中心位置ｃ１から見た角度φ２だけシフトさせる。同様に、給電部３１１を円形ループアンテナ３１０から引き出した位置と、給電部３２１を円形ループアンテナ３２０から引き出した位置とを、中心位置ｃ１から見た角度φ３だけシフトさせる。ここでは、角度φ２を角度φ３の２倍とする。但し、２倍に設定するのは一例であり、２つの角度φ２，φ３に一定の関係がなくてもよい。
　受信アンテナ４００の給電部４１１を円形ループアンテナ４１０から引き出した位置と、給電部４３１を円形ループアンテナ４３０から引き出した位置との角度φ２、及び、給電部４１１を円形ループアンテナ４１０から引き出した位置と、給電部４２１を円形ループアンテナ４２０から引き出した位置との角度φ３とについても、送信アンテナ３００側の角度φ２，φ３と同じに設定する。つまり、送信側と受信側の同じサイズの円形ループアンテナどうしで、端子の位置を同じ角度位置として、対向するようにする。ここでの端子の位置とは、各円形ループアンテナ３１０～３３０，４１０～４３０から給電部３１１～３３１，４１１～４３１を引き出す位置である。すなわち、図３に示す円形ループアンテナ１１０の一端１１０ａ及び他端１１０ｂと、直線状の結合線路１１１ａ及び１１１ｂとを接続する位置が、端子の位置に相当する。
　送信アンテナ３００及び受信アンテナ４００のその他の構成については、既に説明した送信アンテナ１００及び受信アンテナ２００と同様に構成する。各円形ループアンテナ３１０～３３０，４１０～４３０の給電部３１１～３３１，４１１～４３１の詳細な構成についても、図３に示す給電部１１１と同様とする。
　次に、この図１３に示す送信アンテナ３００及び受信アンテナ４００を使用した場合の動作について説明する。ここでは、送信側及び受信側の３本の円形ループアンテナ３１０，３２０，３３０，４１，４２０，４３０のループ半径が小さい順に、アンテナ１，２，３と呼ぶ。
　アンテナｉ（ｉ＝１，２，３）上の電流分布Ｉｉ（φ）は以下のように展開できる。ここでＩｉ ｎの下側添え字はアンテナ番号を、上側添え字はフーリエ級数展開の次数を示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　なお、ループ半径の異なるアンテナ間に関して－２０ｄＢ以下ではあるが通過量が存在する。これを抑制するには、［数７］式に従って考える必要がある。［数７］式において、Ｉｉ ｎはアンテナの構成を定めると一意に定められるものである。しかし、この係数を求めるには複雑な計算を要する。実際、アンテナ１を励振した場合を考えると、アンテナ２，３にも電流が流れている。アンテナ２の受信量を考えると、端子における電流と端子インピーダンスでその電力は決まる。またアンテナ２の端子位置はφ２にあるので端子の電流Ｉｐ２は以下のように与えられる。ここでＩ２ ｎは端子の位置にはよらない。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　各次数のＹ行列で考えると、Ｉ２ ｎは、アンテナ１，３のｎ次の誘起電圧の影響を受けるため、その計算は非常に複雑である。しかし見方を変えて端子位置φ２を替えた場合の電流を最小にすればよいことを考えると、φ２を変化させた場合、端子電流はどこかで最小になると考えられるので、φ２を替えて端子間の通過特性を評価し、その最小値を求めればよい。この場合の最小値が大幅に低減されれば、図１３に示すように端子位置をシフトさせた場合の有用性が確認されることになる。この場合、通信性能を制限するのは、端子間の通過量の最大値であるので、この最大値が最小となるように制御すればよい。
　図１４は、端子位置が同方向の送受信間の反射損失（図１４Ａ）及び通過特性（図１４Ｂ）の例を示す特性図である。すなわち、図１４は、送信アンテナ３００と受信アンテナ４００として、端子位置をシフトさせない場合（つまり図１の例と同じ場合）の通過損失を示す。いずれもアンテナの端子インピーダンスを２００Ωである。
　図１５は、端子位置を図１３に示すようにシフトさせた場合の、反射損失（図１５Ａ）及び通過特性（図１５Ｂ）の例を示す特性図である。
　図１４Ａ及び図１５Ａの特性Ｓａは、送信アンテナ３００のアンテナ１（円形ループアンテナ３１０）と受信アンテナ４００のアンテナ１（円形ループアンテナ４１０）との反射損失を示す。また、図１４Ａ及び図１５Ａの特性Ｓｂは、送信アンテナ３００のアンテナ２（円形ループアンテナ３２０）と受信アンテナ４００のアンテナ２（円形ループアンテナ４２０）との反射損失を示す。さらに、図１４Ａ及び図１５Ａの特性Ｓｃは、送信アンテナ３００のアンテナ３（円形ループアンテナ３３０）と受信アンテナ４００のアンテナ３（円形ループアンテナ４３０）との反射損失を示す。
　図１４Ｂ及び図１５Ｂの特性Ｓｄは、送信アンテナ３００のアンテナ１（円形ループアンテナ３１０）と受信アンテナ４００のアンテナ２（円形ループアンテナ４２０）との通過特性を示す。また、図１４Ｂ及び図１５Ｂの特性Ｓｅは、送信アンテナ３００のアンテナ１（円形ループアンテナ３１０）と受信アンテナ４００のアンテナ３（円形ループアンテナ４３０）との通過特性を示す。さらに、図１４Ｂ及び図１５Ｂの特性Ｓｆ、送信アンテナ３００のアンテナ２（円形ループアンテナ３２０）と受信アンテナ４００のアンテナ３（円形ループアンテナ４３０）との通過特性を示す。
　これら図１４と図１５を比較すると分かるように、端子配置を替えても反射損失には大きな差はない。一方反射損失の良い５．４ＧＨｚで通過特性を比べると、端子配置が同じ場合は、最大－２３．３ｄＢ（特性Ｓｄ）であるのに比べ、配置を替えた図１３の構成の場合は、－２８．５ｄＢ（特性Ｓｆ）と５．２ｄＢ通過が抑制されている。これは干渉波が５．２ｄＢ抑制されることに相当し、通信特性は大幅に改善される。
［８．その他の変形例］
　なお、ここまで説明した実施の形態例の構成は、本発明の要旨を変更しない範囲で、変形や変更が可能である。
　例えば、送信アンテナ１００や受信アンテナ２００に配置する円形ループアンテナ１１０～１４０，２１０～２４０の数は、図１例では４個としたが、必要な伝送レートに応じて、４個以外の任意の複数個を配置した送信アンテナ及び受信アンテナとしてもよい。端子位置を変える場合の送信アンテナ３００や受信アンテナ４００の円形ループアンテナ３１０～３３０，４１０～４３０の数も一例であり、必要な伝送レートに応じて、３個以外の任意の複数個を配置した送信アンテナ及び受信アンテナとして構成してもよい。端子位置を変える場合の送信アンテナ３００や受信アンテナ４００の例では、送信側と受信側のそれぞれで、円形ループアンテナの端子位置をシフトさせればよい。
　また、各アンテナの周囲長は実効比誘電率が大きいと短縮できるが、さらにインダクタ等の集中定数素子を端子部に装荷してさらに小型にしても良い。
　また、図８及び図９に示す反射板１０２を配置する構成と、図１０～図１２に示すパラボロイド１９１，２９１を配置する構成は組み合わせるようにしてもよい。また、２つのパラボロイドの間に配置される２つのループアンテナの端子方向は、送信アンテナと受信アンテナとで１８０度回転していてもよい。さらに、図８及び図９に示す反射板１０２を配置する構成や、図１０～図１２に示すパラボロイド１９１，２９１を配置する構成において、図１３に示す端子位置をシフトさせる構成を組み合わせるようにしてもよい。
　また、図１や図１３に示す構成では、一方を送信アンテナ１００又は３００とし、他方を受信アンテナ２００又は４００としたが、送信アンテナ１００又は３００と受信アンテナ２００又は４００は同一の構成であるため、送信側と受信側を随時切り替えて、双方向に無線通信を行うようにしてもよい。
　さらに、双方向に無線通信を行う場合、同一平面に同心円状に配置した複数の円形ループアンテナを、２つの群に分けて、一方の群の円形ループアンテナ（例えば図３の円形ループアンテナ１１０，１２０）を送信用とし、他方の群の円形ループアンテナ（例えば図３の円形ループアンテナ１３０，１４０）を受信用として、送信と受信を同一周波数で同時に行うようにしてもよい。
　１０…送信データ生成部、２１～２４…送信部、３１～３４，４１～４４…信号線、５１～５４…受信部、６０…受信データ処理部、１００，３００…送信アンテナ、２００，４００…受信アンテナ、１０１…アンテナ基板、１０２…反射板、１１０，１２０，１３０，１４０，２１０，２２０，２３０，２４０…円形ループアンテナ、１１１，１２１，１３１，１４１，２１１，２２１，２３１，２４１，３１１，３２１，３３１，４１１，４２１，４３１…給電部、１９１，２９１…パラボロイド、１９２…開口部

Claims (10)

  1. 　送信アンテナと、前記送信アンテナから送信された無線信号を受信する受信アンテナとを有する無線通信装置であり、
    　前記送信アンテナ及び前記受信アンテナは、
    　それぞれが無線通信周波数から決まる波長の約整数倍の異なる周囲長を持ち、同一の平面に同心円状に配置される複数の円形ループアンテナと、
    　前記複数の円形ループアンテナに個別に接続される複数の給電部とを備え、
    　前記送信アンテナの複数の円形ループアンテナの中心軸と、前記受信アンテナの複数の円形ループアンテナの中心軸とを、ほぼ直線状に配置した
    　無線通信装置。
  2. 　前記送信アンテナの前記複数の円形ループアンテナに、それぞれ別の複数の送信部を接続すると共に、前記受信アンテナの前記複数の円形ループアンテナに、それぞれ別の複数の受信部を接続し、
    　前記複数の送信部のそれぞれから前記送信アンテナの前記複数の円形ループアンテナの一端及び他端に、差動信号となる送信信号を供給し、前記受信アンテナの前記複数の円形ループアンテナの一端及び他端から、差動信号となる受信信号を前記複数の受信部のそれぞれに供給するようにした
    　請求項１に記載の無線通信装置。
  3. 　前記送信アンテナ又は前記受信アンテナの前記複数の円形ループアンテナが配置された前記平面に対して、前記波長の１／２０から１／４の距離だけ離れて平行に配置された反射板を備えた
    　請求項１又は２に記載の無線通信装置。
  4. 　前記送信アンテナ及び前記受信アンテナは、放物反射面を有するパラボロイドを備え、前記パラボロイドの放物反射面の焦点位置の近傍に、前記複数の円形ループアンテナを配置し、
    　前記送信アンテナの前記複数の円形ループアンテナから送信された電磁波を、前記送信アンテナの前記パラボロイドで反射させて前記受信アンテナ側に送信させ、その送信された電磁波を前記受信アンテナの前記パラボロイドで反射させて、前記受信アンテナの前記複数の円形ループアンテナに導くようにした
    　請求項１又は２に記載の無線通信装置。
  5. 　前記送信アンテナ及び前記受信アンテナが備える前記パラボロイドの放物反射面の中央部に、前記複数の円形ループアンテナの最外周の円形ループアンテナのサイズと同等以上の開口部を設けた
    　請求項４に記載の無線通信装置。
  6. 　前記送信アンテナの複数の円形ループアンテナから給電部を引き出す端子の角度位置を、円形ループアンテナごとにシフトさせた位置にすると共に、
    　前記受信アンテナの複数の円形ループアンテナから給電部を引き出す端子の角度位置を、円形ループアンテナごとにシフトさせた位置とし、
    　前記送信アンテナの同じ半径の円形ループアンテナから給電部を引き出す端子と、前記受信アンテナの同じ半径の円形ループアンテナから給電部を引き出す端子とが、同じ角度位置で対向するようにした
    　請求項１に記載の無線通信装置。
  7. 　それぞれが無線通信周波数から決まる波長の約整数倍の異なる周囲長を持ち、同一の平面に同心円状に配置される複数の円形ループアンテナと、
    　前記複数の円形ループアンテナに個別に接続される複数の給電部とを備え、
    　前記複数の給電部に、それぞれ別の送信部又は受信部を接続するようにした
    　アンテナ装置。
  8. 　前記複数の円形ループアンテナが配置された前記平面に対して、前記波長の１／２０から１／４の距離だけ離れて平行に配置された反射板を備えた
    　請求項７に記載のアンテナ装置。
  9. 　放物反射面を有するパラボロイドを備え、
    　前記パラボロイドの放物反射面の焦点位置の近傍に、前記複数の円形ループアンテナを配置した
    　請求項７に記載のアンテナ装置。
  10. 　前記複数の円形ループアンテナに個別に接続される複数の給電部を引き出す端子の角度位置を、円形ループアンテナごとにシフトさせた位置とする
    　請求項７に記載のアンテナ装置。
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