JP5747418B2

JP5747418B2 - マイクロ波共振器

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Publication number: JP5747418B2
Application number: JP2012526551A
Authority: JP
Inventors: 上田　哲也; 哲也上田; 剛輝拜田; 慎太郎山本
Original assignee: Kyoto Institute of Technology NUC
Current assignee: Kyoto Institute of Technology NUC
Priority date: 2010-07-28
Filing date: 2011-07-28
Publication date: 2015-07-15
Anticipated expiration: 2031-07-28
Also published as: US8947317B2; US20130120217A1; WO2012014984A1; JPWO2012014984A1

Description

本発明は、電磁波の伝搬を許したり、阻止させたりする機能を有するメタマテリアル（人工構造体装置）に関するものであり、構造体の実効誘電率が正、負、零のいずれかであり、一方で、実効透磁率が正、負、零のいずれかの値を取る右手/左手系複合メタマテリアルにてなるマイクロ波共振器と、当該マイクロ波共振器を用いたアンテナ装置と、当該マイクロ波共振器を用いた帯域通過フィルタ装置及び帯域阻止フィルタ装置とに関する。なお、本明細書において、マイクロ波とは、例えばＵＨＦ（Ultra High Frequency）バンドの周波数帯以上のマイクロ波、ミリ波、準ミリ波、テラヘルツ波をいう。

メタマテリアル（Meta-material）とは、光を含む電磁波に対して、自然界の物質には無い振る舞いをする人工構造体のことであるが、特に、負の屈折率を持った物質を指して用いられる場合もある。

従来から、メタマテリアルを用いて、右手/左手系複合メタマテリアルにてなるマイクロ波共振器が提案されている。ここで、「右手系」というのは、電磁波の電界ベクトル、磁界ベクトル、波数ベクトルが右手系をなす方向関係を有する電磁波の伝搬状態を指し、電磁波の伝送電力の方向（群速度の向き）と、位相面の流れの向き（位相速度の向き）が同方向となるフォワード波の伝搬状態を指す。この状態は、実効誘電率及び透磁率がともに正の値を持つ媒質及び構造体において可能となる。また、「左手系」というのは、電界ベクトル、磁界ベクトル、波数ベクトルが左手系をなす関係を有する電磁波の伝搬状態を指し、電磁波の伝送電力の方向と、位相面の流れの向きが反対となるバックワード波の伝搬状態を指す。この状態は、実効誘電率及び透磁率がともに負の値を持つ媒質及び構造体において可能となる。

メタマテリアルの構成方法はいくつか提案されているが、代表例として、共振型メタマテリアルと伝送線路（非共振）型メタマテリアルの２つが挙げられる。前者の共振型メタマテリアルは、金属ストリップからなるスプリットリング共振器と細線の組合せに代表されるように、外部電磁界の磁界及び電界成分によって応答する磁気的及び電気的共振器の組合せからなる。この構造は、実効誘電率あるいは透磁率が反共振特性を示すので、共振周波数付近において損失の影響が非常に大きくなる。一方、後者の伝送線路型メタマテリアルは、一般的な電磁波の伝搬形態が伝送線路モデルで記述できることを用いて構造体が構成されており、フォワード波伝搬を許す従来の一次元右手系メタマテリアル構造は、直列枝に誘導性素子が、並列枝（以下、シャント枝ともいう。）に容量性素子が挿入された梯子型構造を取るのに対して、一次元左手系メタマテリアル構造は、実効誘電率及び透磁率の値を負にするために、直列枝に容量性素子が、並列枝に誘導性素子が挿入された構造となる。この伝送線路型メタマテリアルの多くは、実効誘電率及び透磁率において反共振特性を示さないため、上記の共振型に比べて低損失となる特長がある。伝送線路型メタマテリアルにおいては、動作周波数帯域により、右手系メタマテリアル、左手系メタマテリアル、誘電率あるいは透磁率のどちらか一方が負で他方が正となるシングルネガティブメタマテリアル、実効誘電率あるいは透磁率が零のメタマテリアルとして動作することから、右手／左手系複合メタマテリアルと呼ばれる。

右手／左手系複合メタマテリアルの実効誘電率及び透磁率がゼロの値を取る周波数は、一般に異なる。その場合、隣接する誘電率がゼロの周波数と透磁率がゼロとなる周波数の間の帯域は、誘電率あるいは透磁率のどちらか一方のみが負で、他方が正の値を取る。このとき電磁波の伝搬条件を満たさず、禁止帯が形成される。この禁止帯の下側の帯域では、誘電率及び透磁率がともに負であるので左手系メタマテリアルとして、上側の帯域ではともに正の値となり右手系メタマテリアルとして動作する。誘電率と透磁率がゼロとなる周波数が一致する場合、禁止帯（バンド・ギャップ）が形成されず、左手系伝送帯域と右手系伝送帯域が連続的に接続される。このようなメタマテリアルを平衡型右手／左手系複合メタマテリアルといい、そうでないものを非平衡型右手／左手系複合メタマテリアルと呼ぶ。平衡型右手／左手系複合メタマテリアルは、禁止帯を生じないばかりでなく、位相定数が０となる周波数においても、群速度がゼロとならず、効率良い電力伝送が可能という特長を持つ。

零次共振器に関する最初の報告は、特許文献１、２及び非特許文献１によってなされた。これは、複数の単位セルよりなる有限長の右手／左手系複合伝送線路の両端に対して、開放もしくは短絡終端を設置することにより構成される。共振器の特長としては、
（ｉ）線路長に関係なく、単位セルの構造パラメータのみによって決まる共振周波数で共振すること、
（ｉｉ）共振時には、共振器内の電磁界分布の振幅及び位相が一様となることが挙げられる。

零次共振器の共振周波数は、右手／左手系複合伝送線路の伝搬特性を与える分散ダイアグラム（動作周波数と伝搬定数（以下、位相定数ともいう。）の関係）において、位相定数がゼロ（実効誘電率がゼロもしくは実効透磁率がゼロ）となる周波数に対応する。

右手／左手系複合伝送線路の両端がともに開放終端であるか、短絡終端であるかのどちらかの場合に、共振周波数が線路長に関係しないような共振条件を得ることができる。両端がともに開放終端である場合、零次共振器を構成する線路の実効誘電率がゼロに対応する周波数において共振する。一方、両端が短絡の場合、実効透磁率がゼロに対応する周波数において共振する。従って、非平衡型右手／左手系複合伝送線路を用いた場合、両端を開放する場合と短絡する場合とで、零次共振器の動作周波数が異なるというのが従来の共振器の設計方法であった。

零次共振器内の電磁界分布は、振幅及び位相が一様となるため、大きな単位セル数からなる右手／左手系複合伝送線路をアンテナに応用することにより、高指向性及び高利得のアンテナを構成することが可能となる。また、零次共振器をアンテナ素子に応用した報告も既にいくつかなされている（例えば、非特許文献２及び３参照。）。

しかしながら、上記の実効誘電率がゼロとなる周波数と、実効透磁率がゼロとなる周波数とが異なる非平衡型右手／左手系複合伝送線路を用いて構成された零次共振器においては、もともと同線路の伝搬特性を表す分散曲線において、位相定数がゼロとなる周波数では、群速度もゼロとなってしまう。このため、共振器を構成する単位セル数が大きくなる（共振器のサイズが大きくなる）と、共振器に沿って信号が伝搬できないため共振動作が得られないという問題があった。実際、これまで提案された非平衡型右手／左手系複合伝送線路を用いた零次共振器の多くは、比較的少ない単位セル数で構成されており、アンテナサイズの大型化の際に不向きである。以上のことから、位相定数が０の場合においても群速度が０でない線路を構成する必要があり、平衡型右手／左手系複合伝送線路を用いる必要がある。

零次共振器のサイズを大きくし、アンテナ素子として用いることにより、指向性アンテナ設計、利得の改善を図る報告が既にある（例えば、非特許文献４、５及び６参照。）。非特許文献４及び５の報告では、いずれもマイクロストリップ線路の直列枝にコンデンサを、並列枝に短絡スタブを誘導性素子として周期的に挿入した右手／左手系複合伝送線路からなる一次元零次共振器を採用している。また、単位セル数の多いアンテナにおける指向性、放射利得の改善については、数値計算結果のみの報告にとどまっている。一方、非特許文献６には、誘電体共振器と平行平板線路との組合せからなる右手／左手系複合メタマテリアル構造により構成された２次元零次共振器を、指向性アンテナ素子として応用することが記載されている。

さらに、アンテナ以外の応用例として、フィルタ、電力分配器、発振器などが挙げられ、報告例もいくつかなされている（例えば、非特許文献７参照。）。

米国特許第７３９１２８８号明細書。米国特許第７３３００９０号明細書。

A. Sanada et al., "Novel zeroth-order resonance in composite right/left-handed transmission line resonators", in Proceedings of Asia-Pacific Microwave Conference 2003, pp.1588-1591, November 2003. A. Lai et al., "Infinite wavelength resonant antennas with monopolar radiation pattern based on periodic structures", IEEE Transactions on Antennas and Propagations, Vol. 55, No. 3, pp.868-876, March 2007. J.-G. Lee et al., "Zeroth order resonance loop antenna", IEEE Transactions on Antennas and Propagation, Vol. 55, No. 3, pp.994-997, March 2007. A. Rennings et al., "MIM CRLH series mode zeroth order resonant antenna (ZORA) implemented in LTCC technology", in Proceedings of Asia-Pacific Microwave Conference 2007, pp.191-194, December 2007. C. Caloz et al., "CRLH metamaterial leaky-wave and resonant antennas", IEEE Antennas and Propagation Magazine, Vol. 50, No. 5, pp.25-39, October 2008. T. Yoshida et al., "Radiation characteristics of zeroth-order resonators composed of 2-D dielectric-based composite right/left handed metamaterial structures", in Proceedings of 39th European Microwave Conference 2009, pp. 205-208, September 2009. A. Lai et al., "A novel N-port series divider using infinite wavelength phenomena", Microwave Symposium Digest, 2005 IEEE MTT-S International, June 2005.

従来技術に係る零次共振器は、当該零次共振器を構成する有限長伝送線路の両端を短絡することによる直列枝における直列共振、又は、両端を開放することによる並列枝における並列共振のいずれかの場合に相当していた。従って、これまでに、直列共振及び並列共振が混在した二重共振の状態にある零次共振器は、未だ報告されていない。

本発明の目的は以上の問題点を解決し、直列共振及び並列共振が混在した二重共振の状態にある零次共振器を実現できるマイクロ波共振器、並びに当該マイクロ波共振器を用いたアンテナ装置、帯域通過フィルタ装置及び帯域阻止フィルタ装置を提供することにある。

第１の発明に係るマイクロ波共振器は、容量性素子を等価的に含む直列枝の回路と、誘導性素子を等価的に含む並列枝の回路と、少なくとも１つの伝送線路部分とを有する少なくとも１つの単位セルを、第１と第２のポートの間で縦続接続して構成されたマイクロ波伝送線路を備えたマイクロ波共振器であって、
上記マイクロ波伝送線路の各単位セルは、上記マイクロ波伝送線路に入力されるマイクロ波信号の動作周波数と、上記マイクロ波伝送線路の位相定数との関係を示す分散曲線において上記マイクロ波伝送線路が所定の位相定数を有するように回路構成され、
上記マイクロ波伝送線路は第１のポートと第２のポートとを有し、
上記マイクロ波共振器は、
上記マイクロ波伝送線路の第１のポートに接続され、所定の動作周波数において、上記第１のポートから第１の反射用インピーダンス回路を見たインピーダンスが第１のインピーダンスとなるように動作する第１の反射用インピーダンス回路と、
上記マイクロ波伝送線路の第２のポートに接続され、上記動作周波数において、上記第２のポートから第２の反射用インピーダンス回路を見たインピーダンスが第２のインピーダンスとなるように動作する第２の反射用インピーダンス回路とを備え、
上記第１のインピーダンスの虚部と上記第２のインピーダンスの虚部とは互いに異符号であり、かつ上記第１のインピーダンスの虚部の大きさと上記第２のインピーダンスの虚部の大きさとは実質的に互いに等しいことを特徴とする。

上記マイクロ波共振器において、上記第１のインピーダンスは所定の純虚数であり、
上記第２のインピーダンスは、上記第１のインピーダンスと共役である純虚数であることを特徴とする。

また、上記マイクロ波伝送線路において、上記容量性素子は当該伝送線路を伝搬する電磁波モードの実効透磁率が負であるマイクロ波素子であり、上記誘導性素子は当該伝送線路を伝搬する電磁波モードの実効誘電率が負であるマイクロ波素子であることを特徴とする。

さらに、上記マイクロ波伝送線路において、上記マイクロ波伝送線路は、
裏面に接地導体を有する誘電体基板と、
上記誘電体基板上に形成されたマイクロストリップ線路と、
上記マイクロストリップ線路を複数の線路部に分断し、上記分断された複数の線路部のうちの互いに隣接する各線路部を接続する複数のキャパシタと、
上記各線路部をそれぞれ接地導体に接続する複数の誘導性スタブ導体とを備えたことを特徴とする。

第２の発明に係るアンテナ装置は、上記マイクロ波共振器を用いたアンテナ装置であって、
上記第１の反射用インピーダンス回路又は上記第２の反射用インピーダンス回路に接続され、上記マイクロ波共振器によって受信されたマイクロ波信号を出力する給電回路をさらに備えたことを特徴とする。

上記アンテナ装置において、上記第１の反射用インピーダンス回路は、上記第１のインピーダンスを変化させる第１のインピーダンス変化手段を備え、
上記第２の反射用インピーダンス回路は、上記第２のインピーダンスを変化させる第２のインピーダンス変化手段を備え、
上記アンテナ装置は、
上記マイクロ波共振器によって受信されるマイクロ波信号の偏波方向を変化させるように、上記第１及び第２のインピーダンス変化手段をそれぞれ制御する制御手段をさらに備えたことを特徴とする。

また、上記アンテナ装置は、
上記給電回路から出力されたマイクロ波信号の受信電力を検出する受信電力検出手段をさらに備え、
上記制御手段は、上記検出された受信電力に基づいて、上記受信電力が最大になるように上記マイクロ波共振器によって受信されるマイクロ波信号の偏波方向を変化させることを特徴とする。

さらに、上記アンテナ装置において、上記第１及び第２のインピーダンスは離散的に変化することを特徴とする。

またさらに、上記アンテナ装置において、上記第１及び第２のインピーダンスは連続的に変化することを特徴とする。

またさらに、上記アンテナ装置において、上記第１及び第２の反射用インピーダンス回路はそれぞれ、可変容量ダイオード及びインダクタを含むことを特徴とする。

また、上記アンテナ装置において、上記第１及び第２の反射用インピーダンス回路のそれぞれは、移相器及び伝送線路を含むことを特徴とする。

第３の発明に係る帯域通過フィルタ装置は、上記マイクロ波共振器を備えた帯域通過フィルタ装置であって、
上記マイクロ波伝送線路は非平衡型マイクロ波伝送線路であり、
上記第１の反射用インピーダンス回路は、上記第１のインピーダンスを変化させる第１のインピーダンス変化手段を備え、
上記第２の反射用インピーダンス回路は、上記第２のインピーダンスを変化させる第２のインピーダンス変化手段を備え、
上記帯域通過フィルタ装置は、
当該帯域通過フィルタ装置の帯域通過周波数を変化させるように、上記第１及び第２のインピーダンス変化手段をそれぞれ制御する制御手段をさらに備えたことを特徴とする。

第４の発明に係る帯域阻止フィルタ装置は、上記マイクロ波共振器を備えた帯域阻止フィルタ装置であって、
上記マイクロ波伝送線路は非平衡型マイクロ波伝送線路であり、
上記第１の反射用インピーダンス回路は、上記第１のインピーダンスを変化させる第１のインピーダンス変化手段を備え、
上記第２の反射用インピーダンス回路は、上記第２のインピーダンスを変化させる第２のインピーダンス変化手段を備え、
上記帯域阻止フィルタ装置は、
当該帯域阻止フィルタ装置の帯域阻止周波数を変化させるように、上記第１及び第２のインピーダンス変化手段をそれぞれ制御する制御手段をさらに備えたことを特徴とする。

本発明に係るマイクロ波共振器によれば、マイクロ波伝送線路の第１のポートに接続され、所定の動作周波数において、上記第１のポートから第１の反射用インピーダンス回路を見たインピーダンスが第１のインピーダンスとなるように動作する第１の反射用インピーダンス回路と、上記マイクロ波伝送線路の第２のポートに接続され、上記動作周波数において、上記第２のポートから第２の反射用インピーダンス回路を見たインピーダンスが第２のインピーダンスとなるように動作する第２の反射用インピーダンス回路とを備え、上記第１のインピーダンスの虚部と上記第２のインピーダンスの虚部とは互いに異符号であり、かつ上記第１のインピーダンスの虚部の大きさと上記第２のインピーダンスの虚部の大きさとは実質的に互いに等しい。従って、マイクロ波伝送線路を構成する単位セルの直列枝の直列共振のみが支配的な状態と、並列枝の並列共振のみが支配的な状態との間の、直列共振と並列共振とが混在した二重共振の状態にある零次共振器を実現できる。

また、本発明に係るアンテナ装置によれば、本発明に係るマイクロ波共振器と、上記第１の反射用インピーダンス回路又は上記第２の反射用インピーダンス回路に接続され、上記マイクロ波共振器によって受信されたマイクロ波信号を出力する給電回路を備えたので、受信するマイクロ波信号の偏波の向きを、マイクロ波伝送線路を構成する単位セルの直列枝に平行な方向と、並列枝に平行な方向との間の任意の方向に設定できる。

さらに、本発明に係るアンテナ装置によれば、上記第１の反射用インピーダンス回路は、上記第１のインピーダンスを変化させる第１のインピーダンス変化手段を備え、上記第２の反射用インピーダンス回路は、上記第２のインピーダンスを変化させる第２のインピーダンス変化手段を備え、上記アンテナ装置は、上記マイクロ波共振器によって受信されるマイクロ波信号の偏波方向を変化させるように、上記第１及び第２のインピーダンス変化手段をそれぞれ制御する制御手段をさらに備える。従って、例えば、受信されるマイクロ波信号の受信電力が最大になるように偏波の向きを変化させることができる。

またさらに、本発明に係る帯域通過フィルタ装置は本発明に係るマイクロ波共振器を備え、上記第１の反射用インピーダンス回路は、上記第１のインピーダンスを変化させる第１のインピーダンス変化手段を備え、上記第２の反射用インピーダンス回路は、上記第２のインピーダンスを変化させる第２のインピーダンス変化手段を備え、上記帯域通過フィルタ装置は、当該帯域通過フィルタ装置の帯域通過周波数を変化させるように、上記第１及び第２のインピーダンス変化手段をそれぞれ制御する制御手段をさらに備える。従って、直列共振周波数と並列共振周波数との間の任意の帯域通過フィルタ周波数を有する帯域通過フィルタ装置を実現できる。

また、本発明に係る帯域阻止フィルタ装置は本発明に係るマイクロ波共振器を備え、上記第１の反射用インピーダンス回路は、上記第１のインピーダンスを変化させる第１のインピーダンス変化手段を備え、上記第２の反射用インピーダンス回路は、上記第２のインピーダンスを変化させる第２のインピーダンス変化手段を備え、上記帯域阻止フィルタ装置は、当該帯域阻止フィルタ装置の帯域阻止周波数を変化させるように、上記第１及び第２のインピーダンス変化手段をそれぞれ制御する制御手段をさらに備える。従って、直列共振周波数と並列共振周波数との間の任意の帯域阻止フィルタ周波数を有する帯域阻止フィルタ装置を実現できる。

基本的な右手／左手系複合伝送線路１００を用いた従来技術に係る伝送線路型マイクロ波共振器の等価回路モデルを示す回路図である。図１の単位セルＵＣ_ｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ）を簡略化して表した、従来技術に係る伝送線路型マイクロ波共振器の等価回路モデルを示す回路図である。対称Ｔ型構造を有する図１の単位セルＵＣ_ｎの一例を示す回路図である。対称π構造を有する図１の単位セルＵＣ_ｎの一例を示す回路図である。従来技術に係る可逆右手／左手系複合伝送線路において非平衡状態の場合における分散曲線（規格化位相定数βｐ／πに対する角周波数ωの特性）を示すグラフである。従来技術に係る可逆右手／左手系複合伝送線路において平衡状態の場合における分散曲線（規格化位相定数βｐ／πに対する角周波数ωの特性）を示すグラフである。本発明の実施形態に係る伝送線路型マイクロ波共振器である零次共振器の等価回路モデルを示す回路図である。図７の右手／左手系複合伝送線路１００のポートＰ１を、インピーダンスｊＢを有する反射用インピーダンス素子１５１Ｒで終端したときの、単位セルＵＣ_１のポートＰ１２から見た入力インピーダンスＺ_ｉｎ，１を示すブロック図である。図７の右手／左手系複合伝送線路１００のポートＰ１を、インピーダンスｊＢを有する反射用インピーダンス素子１５１Ｒで終端したときの、単位セルＵＣ_ｎのポートＰ１２から見た入力インピーダンスＺ_ｉｎ，ｎを示すブロック図である。図７の反射用インピーダンス素子１５１Ｒ及び１５２Ｒを備えた集中定数回路の閉ループ回路を示すブロック図である。零次共振器を構成する単位セルの数Ｎが１０あり、かつ可逆な右手／左手系複合伝送線路１００を備えたときの、図７の零次共振器の具体的な構成を示す平面図である。図１１のＡ−Ａ’ラインを横切る縦断面図である。図１１のＢ−Ｂ’ラインを横切る縦断面図である。放射角θ及びφの定義を示す図１１の零次共振器の斜視図である。可逆かつ平衡型の右手／左手系複合伝送線路１００を用いる場合において、図１１の零次共振器の構造パラメータＬａ，Ｌｂ，Ｌｃ，Ｌｄ，Ｌｅ，Ｌｆ，Ｌｇａ，Ｃを示す平面図である。可逆かつ平衡型の右手／左手系複合伝送線路１００を用いる場合において、図１１の零次共振器を構成する平衡型右手／左手系複合伝送線路１００の分散曲線（規格化位相定数βｐ／πに対する角周波数ωの特性）を示すグラフである。可逆かつ平衡型の右手／左手系複合伝送線路１００を用いる場合において、反射用インピーダンス素子１５１ＲのリアクタンスＢを、０、５０［Ω］及び＋∞に設定したときの図１１の零次共振器の反射係数Ｓ_１１（シミュレーション計算値）の周波数特性を示すグラフである。可逆かつ平衡型の右手／左手系複合伝送線路１００を用いる場合において、反射用インピーダンス素子１５１ＲのリアクタンスＢを０に設定したときの図１１の零次共振器の磁界強度の分布（シミュレーション計算値）を示す平面図である。可逆かつ平衡型の右手／左手系複合伝送線路１００を用いる場合において、反射用インピーダンス素子１５１ＲのリアクタンスＢを５０［Ω］に設定したときの図１１の零次共振器の磁界強度の分布（シミュレーション計算値）を示す平面図である。可逆かつ平衡型の右手／左手系複合伝送線路１００を用いる場合において、反射用インピーダンス素子１５１ＲのリアクタンスＢを＋∞に設定したときの図１１の零次共振器の磁界強度の分布（シミュレーション計算値）を示す平面図である。可逆かつ平衡型の右手／左手系複合伝送線路１００を用いる場合において、反射用インピーダンス素子１５１ＲのリアクタンスＢを０に設定したときの図１１の零次共振器のｘ−ｚ面上の放射パターン（シミュレーション計算値）を示す図である。可逆かつ平衡型の右手／左手系複合伝送線路１００を用いる場合において、反射用インピーダンス素子１５１ＲのリアクタンスＢを５０［Ω］に設定したときの図１１の零次共振器のｘ−ｚ面上の放射パターン（シミュレーション計算値）を示す図である。可逆かつ平衡型の右手／左手系複合伝送線路１００を用いる場合において、反射用インピーダンス素子１５１ＲのリアクタンスＢを＋∞に設定したときの図１１の零次共振器のｘ−ｚ面上の放射パターン（シミュレーション計算値）を示す図である。可逆かつ平衡型の右手／左手系複合伝送線路１００を用いる場合において、反射用インピーダンス素子１５１ＲのリアクタンスＢを０に設定したときの図１１の零次共振器の反射係数Ｓ_１１（実験測定値及びシミュレーション計算値）の周波数特性を示すグラフである。可逆かつ平衡型の右手／左手系複合伝送線路１００を用いる場合において、反射用インピーダンス素子１５１ＲのリアクタンスＢを５０［Ω］に設定したときの図１１の零次共振器の反射係数Ｓ_１１（実験測定値及びシミュレーション計算値）の周波数特性を示すグラフである。可逆かつ平衡型の右手／左手系複合伝送線路１００を用いる場合において、反射用インピーダンス素子１５１ＲのリアクタンスＢを＋∞に設定したときの図１１の零次共振器の反射係数Ｓ_１１（実験測定値及びシミュレーション計算値）の周波数特性を示すグラフである。可逆かつ平衡型の右手／左手系複合伝送線路１００を用いる場合において、反射用インピーダンス素子１５１ＲのリアクタンスＢを０に設定したときの図１１の零次共振器の近傍磁界強度分布（実験測定値）を示す平面図である。可逆かつ平衡型の右手／左手系複合伝送線路１００を用いる場合において、反射用インピーダンス素子１５１ＲのリアクタンスＢを５０［Ω］に設定したときの図１１の零次共振器の近傍磁界強度分布（実験測定値）を示す平面図である。可逆かつ平衡型の右手／左手系複合伝送線路１００を用いる場合において、反射用インピーダンス素子１５１ＲのリアクタンスＢを＋∞に設定したときの図１１の零次共振器の近傍磁界強度分布（実験測定値）を示す平面図である。可逆かつ平衡型の右手／左手系複合伝送線路１００を用いる場合において、反射用インピーダンス素子１５１ＲのリアクタンスＢを０に設定したときの図１１の零次共振器のｘ−ｚ面（φ＝０の場合）上の放射パターン（実験測定値及びシミュレーション計算値）を示す図である。可逆かつ平衡型の右手／左手系複合伝送線路１００を用いる場合において、反射用インピーダンス素子１５１ＲのリアクタンスＢを５０［Ω］に設定したときの図１１の零次共振器のｘ−ｚ面（φ＝０の場合）上の放射パターン（実験測定値及びシミュレーション計算値）を示す図である。可逆かつ平衡型の右手／左手系複合伝送線路１００を用いる場合において、反射用インピーダンス素子１５１ＲのリアクタンスＢを＋∞に設定したときの図１１の零次共振器のｘ−ｚ面（φ＝０の場合）上の放射パターン（実験測定値及びシミュレーション計算値）を示す図である。可逆かつ非平衡型の右手／左手系複合伝送線路１００を用いる場合において、図１１の零次共振器の構造パラメータＬａ，Ｌｂ，Ｌｃ，Ｌｄ，Ｌｅ，Ｌｆ，Ｌｇｂ，Ｃを示す平面図である。可逆かつ非平衡型の右手／左手系複合伝送線路１００を用いる場合における図１１の零次共振器を構成する非平衡型右手／左手系複合伝送線路１００の分散曲線（規格化位相定数βｐ／πに対する角周波数ωの特性）を示すグラフである。可逆かつ非平衡型の右手／左手系複合伝送線路１００を用いる場合において、反射用インピーダンス素子１５１ＲのリアクタンスＢを、０、５０［Ω］及び＋∞に設定したときの図１１の零次共振器の反射係数Ｓ_１１（シミュレーション計算値）の周波数特性を示すグラフである。可逆かつ非平衡型の右手／左手系複合伝送線路１００を用いる場合において、反射用インピーダンス素子１５１ＲのリアクタンスＢを０に設定したときの図１１の零次共振器の磁界強度の分布（シミュレーション計算値）を示す平面図である。可逆かつ非平衡型の右手／左手系複合伝送線路１００を用いる場合において、反射用インピーダンス素子１５１ＲのリアクタンスＢを５０［Ω］に設定したときの図１１の零次共振器の磁界強度の分布（シミュレーション計算値）を示す平面図である。可逆かつ非平衡型の右手／左手系複合伝送線路１００を用いる場合において、反射用インピーダンス素子１５１ＲのリアクタンスＢを＋∞に設定したときの図１１の零次共振器の磁界強度の分布（シミュレーション計算値）を示す平面図である。図２６Ａに比較して、単位セルの数を３０に変更したときの図１１の零次共振器の磁界強度の分布（シミュレーション計算値）を示す平面図である。図２６Ｂに比較して、単位セルの数を３０に変更したときの図１１の零次共振器の磁界強度の分布（シミュレーション計算値）を示す平面図である。図２６Ｃに比較して、単位セルの数を３０に変更したときの図１１の零次共振器の磁界強度の分布（シミュレーション計算値）を示す平面図である。図７の零次共振器を用いたアンテナ装置の第１の実施例の構成を示すブロック図である。図７の零次共振器を用いたアンテナ装置の第２の実施例の構成を示すブロック図である。図７の零次共振器を用いたアンテナ装置の第３の実施例の構成を示すブロック図である。図７の零次共振器を用いた帯域阻止フィルタ装置の実施例の構成を示すブロック図である。図３１の帯域阻止フィルタ装置の構成を示す平面図である。図３１の帯域阻止フィルタ装置において、反射用インピーダンス素子１５１ＲのリアクタンスＢを、０、５０［Ω］及び＋∞に設定したときの反射係数Ｓ_１１及び透過係数Ｓ_２１（シミュレーション計算値）の周波数特性を示すグラフである。図７の零次共振器を用いた帯域通過フィルタ装置の実施例の構成を示す平面図である。図３４の帯域通過フィルタ装置において、反射用インピーダンス素子１５１ＲのリアクタンスＢを、０、５０［Ω］及び＋∞に設定したときの反射係数Ｓ_１１及び透過係数Ｓ_２１（シミュレーション計算値）の周波数特性を示すグラフである。零次共振器を構成する単位セルの数Ｎが１０あり、かつ非可逆な右手／左手系複合伝送線路１００を備えたときの、図７の零次共振器の具体的な構成を示す斜視図である。図３６のＡ−Ａ’ラインを横切る縦断面図である。非可逆かつ平衡型の右手／左手系複合伝送線路１００を用いる場合において、反射用インピーダンス素子１５１ＲのリアクタンスＢを０に設定し、外部磁化Ｈ_０を印加したときの図３６の零次共振器のｘ−ｚ面上の放射パターン（シミュレーション計算値）を示す図である。非可逆かつ平衡型の右手／左手系複合伝送線路１００を用いる場合において、反射用インピーダンス素子１５１ＲのリアクタンスＢを５０［Ω］に設定し、外部磁化Ｈ_０を印加したときの図３６の零次共振器のｘ−ｚ面上の放射パターン（シミュレーション計算値）を示す図である。非可逆かつ平衡型の右手／左手系複合伝送線路１００を用いる場合において、反射用インピーダンス素子１５１ＲのリアクタンスＢを＋∞に設定し、外部磁化Ｈ_０を印加したときの図３６の零次共振器のｘ−ｚ面上の放射パターン（シミュレーション計算値）を示す図である。図７の零次共振器の直列枝に流れる電流Ｉ_{ｃｅｎｔｅｒ}及び並列枝に流れる電流Ｉ_ｓｔｕｂを示す回路図及び平面図（ただし、零次共振器を構成する単位セルの数Ｎは１０である。）である。図１１の零次共振器から放射された電波をホーンアンテナ５００を用いて受信するための実験装置の構成を示す斜視図である。図４０のホーンアンテナ５００の主偏波方向θ_Ｈを４５度に設定したときの放射パターンの実験測定値及び主偏波方向θ_Ｈを−４５度に設定したときの放射パターンの実験測定値を示す図である。図１１の零次共振器において反射用インピーダンス素子１５１ＲのリアクタンスＢを０と＋∞との間の値に設定したときの電界Ｅ_{ｔｏｔａｌ}を示す平面図である。

以下、本発明に係る実施形態について図面を参照して説明する。なお、以下の各実施形態において、同様の構成要素については同一の符号を付している。

また、本明細書において、数式がイメージ入力された墨付き括弧の数番号と、数式が文字入力された大括弧の数式番号とを混在して用いており、また、当該明細書での一連の数式番号として「式（１）」の形式を用いて数式番号を式の最後部に付与して（付与していない数式も存在する）用いることとする。

１．右手／左手系複合伝送線路１００の基本構成．
始めに、図１乃至図６を参照して、本発明の実施形態に係る伝送線路型マイクロ波共振器において用いる右手／左手系複合伝送線路１００の基本構成を説明する。図１は、基本的な右手／左手系複合伝送線路１００を用いた従来技術に係る伝送線路型マイクロ波共振器の等価回路モデルを示す回路図であり、図２は、図１の単位セルＵＣ_ｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ）を簡略化して表した、従来技術に係る伝送線路型マイクロ波共振器の等価回路モデルを示す回路図である。図１の伝送線路型マイクロ波共振器は、有限の長さを有する右手／左手系複合伝送線路１００と、右手／左手系複合伝送線路１００の両端に伝送信号を反射するようにそれぞれ接続された終端負荷１５１及び１５２とを備えて構成される。さらに、右手／左手系複合伝送線路１００の構成は、伝送信号の波長に比べて充分小さなサイズを有する複数Ｎ個の単位セルＵＣ_１，ＵＣ_２，…，ＵＣ_Ｎを縦続接続した梯子型伝送線路構成である。ここで、図１及び図２に示すように、単位セルＵＣ_ｎは２端子対網の微小構成要素である。

さらに、図１に示すように、単位セルＵＣ_ｎは、右手／左手系複合伝送線路１００を構成する伝送線路部分６１の直列枝にキャパシタンスＣ_Ｌを有する容量性素子及びインダクタンスＬ_Ｒを有する誘導性素子を備えた直列共振回路が等価的に挿入され、並列枝にキャパシタンスＣ_Ｒを有する容量性素子及びインダクタンスＬ_Ｌを有する誘導性素子を備えた並列共振回路が等価的に挿入された構成を有する。ここで、インダクタンスＬ_Ｒを有する誘導性素子及びキャパシタンスＣ_Ｒを有する容量性素子は、右手系伝送線路が本来備えているもしくは挿入される直列枝の誘導性素子及び並列枝の容量性素子に対応する。一方、キャパシタンスＣ_Ｌを有する容量性素子は、右手／左手系複合伝送線路１００を伝搬する電磁波モードの実効透磁率が負となるよう直列枝に挿入された容量性素子（マイクロ波素子）に対応し、インダクタンスＬ_Ｌを有する誘導性素子は、右手／左手系複合伝送線路１００を伝搬する電磁波モードの実効誘電率が負となるよう並列枝に挿入された誘導性素子（マイクロ波素子）に対応する。

なお、上述した梯子形伝送線路構成として対象となる回路又は装置は、ストリップ線路、マイクロストリップ線路、スロット線路、コプレーナ線路、平行平板線路などマイクロ波、ミリ波、準ミリ波、テラヘルツ波において用いられるプリント基板回路、導波管、誘電体線路だけでなく、プラズモン、ポラリトン、マグノン等を含む導波モードあるいは減衰モードを支える構成全般、あるいはそれらの組み合わせ、さらに等価回路として記述可能な自由空間など全てが含まれる。

また、キャパシタンスＣ_Ｌを有する容量性素子としては、電気回路でよく用いられるコンデンサ、マイクロ波、ミリ波回路などで用いられる分布定数型容量素子だけでなく、等価的には、伝送線路中を伝搬する電磁波モードの実効透磁率が負の値を持つような回路又は回路素子であってもよい。負の実効透磁率を示す具体的な例としては、金属からなるスプリットリング共振器、スパイラル構成などの磁気的共振器を少なくとも１つ含む空間的配置、あるいは磁気的共振状態にある誘電体共振器の空間的配置、あるいはフェライト基板マイクロストリップ線路に沿って伝搬するエッジモードのように、負の実効透磁率を持つ導波モードもしくは減衰モードで動作するマイクロ波回路全てを、等価回路として直列枝の回路が容量性素子として支配的に動作する線路として記述されることから用いることが可能である。さらに、キャパシタンスＣ_Ｌを有する容量性素子としては、上記以外に、容量性素子と誘導性素子の直列接続、並列接続あるいはそれらの組み合わせであってもよい。挿入されるべき部分の素子又は回路が全体として容量性を示すものであってもよい。

さらに、インダクタンスＬ_Ｌを有する誘導性素子として、電気回路で用いられるコイルなどの集中定数型素子や、マイクロ波、ミリ波回路などで用いられる短絡スタブなどの分布定数型誘導性素子だけでなく、伝送線路中を伝搬する電磁波モードの実効誘電率が負の値を持つ回路又は素子を用いることができる。具体的には、金属細線、金属球などの電気的共振器を少なくとも１つ含む空間的配置、あるいは金属だけでなく電気的共振状態にある誘電体共振器の空間的配置、あるいはＴＥモードが遮断領域にある導波管、平行平板線路など、負の実効誘電率を持つ導波モードもしくは減衰モードで動作するマイクロ波回路全てを、等価回路として並列枝が誘導性素子として支配的に動作する伝送線路として記述されることから用いることができる。また、インダクタンスＬ_Ｌを有する誘導性素子としては、上記以外に、容量性素子と誘導性素子の直列接続、並列接続あるいはそれらの組み合わせであってもよい。挿入されるべき部分が全体として誘導性を示す回路又は素子であってもよい。

図３は、対称Ｔ型構造を有する図１の単位セルＵＣ_ｎの一例を示す回路図であり、図４は、対称π構造を有する図１の単位セルＵＣ_ｎの一例を示す回路図である。図３及び図４において、パラメータＺ_ｓｅは、伝送線路部分６１の直列枝のインピーダンスを表し、パラメータＹ_ｓｈは並列枝のアドミタンスを表し、それぞれ、次式で表される。

ここで、ω_ｓｅは直列枝の直列共振角周波数であり、次式で表される。

また、ω_ｓｈは並列枝の並列共振角周波数であり、次式で表される。

以下では原則として、単位セルＵＣ_ｎの線路長（つまり、周期長さ）ｐが波長に比べて十分小さい場合を仮定しているので、Ｔ型、π型あるいはＬ型の場合であっても、本質的に同様の結果が得られる一方で、波長に対する単位セルＵＣ_ｎの線路長ｐがここで述べる基本的動作を制約しないことを強調しておく。

また、以下、順方向の位相定数β_＋と逆方向の位相定数β₋とが同一の値βである可逆位相特性を有する右手／左手系複合伝送線路１００を可逆右手／左手系複合伝送線路又は相反右手／左手系複合伝送線路といい、順方向の位相定数β_＋と逆方向の位相定数β₋とが互いに異なる非可逆位相特性を有する右手／左手系複合伝送線路１００を非可逆右手／左手系複合伝送線路又は非相反右手／左手系複合伝送線路という。

図１及び図２に示すような、複数の単位セルＵＣ_ｎを縦続接続した周期構造を有する右手／左手系複合伝送線路１００の伝搬特性は、動作周波数と伝搬電磁波の位相定数との間を関係づける分散曲線として求められる。図５は、従来技術に係る可逆右手／左手系複合伝送線路において非平衡状態の場合における分散曲線（規格化位相定数βｐ／πに対する角周波数ωの特性）を示すグラフであり、図６は、従来技術に係る可逆右手／左手系複合伝送線路において平衡状態の場合における分散曲線（規格化位相定数βｐ／πに対する角周波数ωの特性）を示すグラフである。

一般に、分散曲線の接線の勾配

は、速度の次元を持ち、電磁波の伝送電力（ポインティングベクトル）の方向を表すのに対して、

は位相速度（等位相面の流れる向き）を表す。

図５に示すように、非平衡状態の場合には直列共振角周波数ω_ｓｅと並列共振角周波数ω_ｓｈとは互いに異なり、電磁波の伝送電力の方向（群速度の向き）と位相速度の向きが反対となるバックワード波（左手系モード）の伝搬が可能な状態の下側の周波数帯と、群速度の向きと位相速度の向きとが同方向となるフォワード波（右手系モード）の伝搬が可能状態の上側の周波数帯とに分かれていることがわかる。また、右手系（ＲＨ）モード及び左手系（ＬＨ）モードを示す帯域の間には分散曲線が存在せず、波の伝搬が許されない禁止帯（バンド・ギャップ）となっている。

一方、図６に示すように、平衡状態の場合には、直列共振角周波数ω_ｓｅと並列共振角周波数ω_ｓｈとは互いに一致し、右手系（ＲＨ）伝送特性及び左手系（ＬＨ）伝送特性が連続的に連結され、禁止帯が消失している。

なお、図５を参照して、可逆右手／左手系複合伝送線路において非平衡状態の場合における分散曲線を説明したが、非可逆右手／左手系複合伝送線路において非平衡状態の場合における分散曲線は、図５の分散曲線の対称軸（β＝０の直線である。）を当該対称軸から右側又は左側にシフトしたものになる。また、図６を参照して、可逆右手／左手系複合伝送線路において平衡状態の場合における分散曲線を説明したが、非可逆右手／左手系複合伝送線路において平衡状態の場合における分散曲線は、図６の分散曲線の対称軸（β＝０の直線である。）を当該対称軸から右側又は左側にシフトしたものになる。

以上説明したように、右手／左手系複合伝送線路１００は、少なくとも１つの単位セルＵＣ_１，ＵＣ_２，…，ＵＣ_Ｎを縦続接続した構成を有するマイクロ波伝送線路である。ここで、各単位セルＵＣ_ｎは、右手／左手系複合伝送線路１００を伝搬する電磁波モードの実効透磁率が負となるよう直列枝に挿入され、キャパシタンスＣ_Ｌを有する容量性素子と、右手／左手系複合伝送線路１００を伝搬する電磁波モードの実効誘電率が負となるよう直列枝に挿入され、インダクタンスＬ_Ｌを有する誘導性素子と、非可逆伝送線路部分又は可逆伝送線路部分である伝送線路部分６１とを備えて構成される。また、各単位セルＵＣ_ｎは、右手／左手系複合伝送線路１００に入力されるマイクロ波信号の動作周波数と、右手／左手系複合伝送線路１００の位相定数との関係を示す分散曲線において右手／左手系複合伝送線路１００が所定の位相定数を有するように回路構成されている。

２．可逆右手／左手系複合伝送線路を備えた本発明の実施形態に係る伝送線路型マイクロ波共振器である零次共振器の共振条件．
次に、図７乃至図１０を参照して、可逆右手／左手系複合伝送線路を備えた本発明の実施形態に係る伝送線路型マイクロ波共振器である零次共振器の共振条件を説明する。図７は、本発明の実施形態に係る伝送線路型マイクロ波共振器である零次共振器の等価回路モデルを示す回路図である。図７において、本実施形態に係るマイクロ波共振器は、ポートＰ１及びＰ２を有する有限長さｌ＝Ｎｐの直線形状の右手／左手系複合伝送線路（ＣＲＬＨＴＬ）１００（複数Ｎ個の基本セルＵＣ_１，ＵＣ_２，…，ＵＣ_Ｎからなり、１個の基本セルの長さはｐである。）と、ポートＰ１に接続された反射用インピーダンス素子１５１Ｒと、ポートＰ２に接続された反射用インピーダンス素子１５２Ｒとを備えて構成される。ここで、反射用インピーダンス素子１５１Ｒは、動作周波数において、ポートＰ１から見たインピーダンスがＺ_Ｌ１となるように動作し、反射用インピーダンス素子１５２Ｒは、動作周波数において、ポートＰ２から見たインピーダンスがＺ_Ｌ２となるように動作する。図７におけるパラメータβ_＋及びΔφ_＋はそれぞれポートＰ１からポートＰ２までの電力伝送に関する線路の位相定数及び位相遅延を示し、パラメータβ₋及びΔφ₋はそれぞれポートＰ２からポートＰ１までの電力伝送に関する線路の位相定数及び位相遅延を示し、ｘは、右手／左手系複合伝送線路１００の長手方向の位置を示す。さらに、ポートＰ１及びＰ２における反射に起因する移相は、それぞれΔφ_１及びΔφ_２である。この事例では、共振条件は、次式の位相関係式が成り立つときに満たされる。

ここで、Δφ_＋＝β_＋ｌ、及びΔφ₋＝β₋ｌであり、ｍは整数である。また、右手／左手系複合伝送線路１００は、位相定数β_＋と位相定数β₋とが互いに等しい可逆伝送線路であると仮定する。このとき、両方のポートＰ１，Ｐ２が開放端であるか短絡されていれば、Δφ_１＋Δφ_２の値は、電圧波又は電流波のいずれの場合も２π又は０であり、よって式（２）は次式で表される。

従って、線路の位相定数βに関する共振条件は右手／左手系複合伝送線路１００の長さｌによって決定され、かつ次式で表される。

位相定数βは周波数の関数であるので、式（４）は共振周波数が線路長に依存することを表しているとも言える。式（４）においてｍ＝１である場合、線路長ｌ＝λ_ｇ／２である。ここで、パラメータλ_ｇは管内波長である。この条件は、典型的な半波長共振器の動作を規定する。式（４）において、ｍ＝０であれば、共振条件は線路長ｌとは独立し、β＝０である。位相定数βがゼロであることは無限波長を意味し、管内波長λ_ｇが＋∞の大きさを持ち、右手／左手系複合伝送線路１００上で信号振幅及び位相が一様になる。このように、共振周波数が共振器のサイズに依存しない共振状態を、零次共振といい、零次共振する共振器を零次共振器という（例えば、非特許文献１参照。）。

図７において、ポートＰ１及びＰ２が短絡されて、Ｚ_Ｌ１＝Ｚ_Ｌ２＝０であれば、右手／左手系複合伝送線路１００から反射用インピーダンス素子１５１Ｒ及び１５２Ｒに大電流が流れ込むため、各単位セルＵＣ_ｎの直列枝のインピーダンスＺ_ｓｅが０となる直列共振動作が支配的となる。このとき、放射波は直線偏波であって、その主偏波方向は、右手／左手系複合伝送線路１００に平行な方向となる。反対に、ポートＰ１及びＰ２が開放端であって、Ｚ_Ｌ１＝Ｚ_Ｌ２＝＋∞であれば、右手／左手系複合伝送線路１００と反射用インピーダンス素子１５１Ｒ及び１５２Ｒの接続点で電流はゼロ、電圧が最大となるため、並列枝のアドミタンスＹ_ｓｈが０となる並列共振動作が支配的となる。このとき、放射波の主偏波方向は、並列枝に平行な方向となる。このため、例えば、図１１に示すように、並列枝を構成する短絡スタブ導体１３を、右手／左手系複合伝送線路１００に直交するように形成すると、放射波の主偏波方向は右手／左手系複合伝送線路１００に直交する方向（図１１のＹ軸に平行な方向。）となる。

従来は、上述したように、両ポートＰ１及びＰ２を短絡端又は開放端とすることにより、零次共振器を実現していた。しかしながら、式（２）を得るためには、終端反射における位相条件としては、単に次式を満たせば十分である。

ここで、ｍ_Ｌは整数である。さらに、終端反射に対する共振条件は、この位相条件だけでなく、実質的に全反射である（すなわち、反射係数の絶対値が１である）必要がある。従って、式（５）及びそれに続く説明により、ポートＰ１における反射係数Γ_１及びポートＰ２における反射係数Γ_２は、次式で表される。

式（５）の位相関係は、ポートＰ１に、動作周波数において純虚数のインピーダンスｊＢを有する反射用インピーダンス素子１５１Ｒを挿入し、ポートＰ２に、動作周波数においてインピーダンスｊＢと共役なインピーダンス−ｊＢを有する反射用インピーダンス素子１５２Ｒを挿入することにより実現できる。

なお、本発明の実施形態に係る零次共振器を実際に作成する場合、反射用インピーダンス素子１５１ＲのインピーダンスＺ１の虚部と反射用インピーダンス素子１５２ＲのインピーダンスＺ２の虚部とが互いに異符号であり、かつインピーダンスＺ１の虚部の大きさとインピーダンスＺ２の虚部の大きさとは実質的に互いに等しければ、式（５）の位相関係を実質的に実現できる。このとき、インピーダンスＺ１の実部である損失は存在するが実質的にゼロであり、かつインピーダンスＺ２の実部である損失は存在するが実質的にゼロである。実際には、零次共振器のＱ値は数十以上であればよく、好ましくは、２００以上であればよい。

このとき、ポートＰ１における反射係数Γ_１Ｂ及びポートＰ２における反射係数Γ_２Ｂは、零次共振器を構成する右手／左手系複合線路１００のブロッホインピーダンスＺ_{ＣＲＬＨＴＬ}を用いて、次式で表される。

一般に、右手／左手系複合伝送線路１００のブロッホインピーダンスＺ_{ＣＲＬＨＴＬ}は、単位セルの構造により異なる。例えば、Ｔ型の場合は、ブロッホインピーダンスＺ_{ＣＲＬＨＴＬ}は、次式で表される。

単位セルの構造がπ型の場合は、ブロッホインピーダンスＺ_{ＣＲＬＨＴＬ}は、次式で表される。

特に、右手／左手系複合伝送線路１００が平衡状態を保ったまま共振状態にあるときには、ブロッホインピーダンスＺ_{ＣＲＬＨＴＬ}は、単位セルの構造に関係なく、次式のように簡単に表される。

式（７ａ）及び式（７ｂ）の各反射係数Γ_１Ｂ及びΓ_２Ｂの関係は、式（６ａ）及び式（６ｂ）の各反射係数Γ_１及びΓ_２の関係を満たしている。従って、図７において、反射用インピーダンス素子１５１ＲのリアクタンスＢに応じて、様々な零次共振器を実現できる。

２−１．可逆かつ平衡型の右手／左手系複合伝送線路１００を用いたときの零次共振器の動作．
次に、図８乃至図１０を参照して、可逆かつ平衡型の右手／左手系複合伝送線路１００を用いたときの零次共振器の動作を説明する。

対称Ｔ型構造を有する単位セルＵＣ_ｎ（図３参照。）のＡＢＣＤ行列Ｆ_Τ、及び対称π構造を有する単位セルＵＣ_ｎ（図４参照。）のＡＢＣＤ行列Ｆ_Πは、次式で表される。

零次共振周波数付近で、直列枝のインピーダンスＺ_ｓｅ及び並列枝のアドミタンスＹ_ｓｈは、実質的にゼロになる。このとき、式（９ａ）及び式（９ｂ）は、まとめて次式で近似できる。

各単位セルＵＣ_ｎが対称Ｔ型構造を有するとき、図７の右手／左手系複合伝送線路１００のポートＰ１（単位セルＵＣ_１の一方のポートＰ１１である。）を、インピーダンスｊＢを有する反射用インピーダンス素子１５１Ｒで終端したときの、単位セルＵＣ_１の他方のポートＰ１２から見た入力インピーダンスＺ_ｉｎ，１は、近似的に次式で表される。

単位セルＵＣ_ｎが対称π型構造を有するときも、単位セルＵＣ_１の他方のポートＰ１２から見た入力インピーダンスＺ_ｉｎ，１は、式（１１）で同様に表される。図８は、図７の右手／左手系複合伝送線路１００のポートＰ１を、インピーダンスｊＢを有する反射用インピーダンス素子１５１Ｒで終端したときの、単位セルＵＣ_１のポートＰ１２から見た入力インピーダンスＺ_ｉｎ，１を示すブロック図である。これにより、単位セルＵＣ_ｎの数Ｎが複数の場合に拡張しても、各単位セルＵＣ_ｎのポートＰ１２から見た入力インピーダンスＺ_ｉｎ，ｎが常にｊＢになることがわかる。つまり、零次共振状態にある有限長さの平衡型の右手／左手系複合線路１００の一方のポートＰ１に、インピーダンスｊＢを有する反射用インピーダンス素子１５１Ｒを接続すると、他方のポートＰ２から見た入力インピーダンスは、線路長ｌに関係なく、常にポートＰ１の終端素子（すなわち、反射用インピーダンス素子１５１Ｒ）のインピーダンスｊＢと同じになることが容易に理解できる。図９は、図７の右手／左手系複合伝送線路１００のポートＰ１を、インピーダンスｊＢを有する反射用インピーダンス素子１５１Ｒで終端したときの、単位セルＵＣ_ｎのポートＰ１２から見た入力インピーダンスＺ_ｉｎ，ｎを示すブロック図である。

従って、有限長さの平衡型右手／左手系複合線路１００の一方のポートＰ１に、動作周波数においてインピーダンスｊＢを有する反射用インピーダンス素子１５１Ｒが反射器として挿入された場合、平衡型右手／左手系複合線路１００を零次共振させるためには、他方のポートＰ２に、動作周波数において、純虚数のインピーダンスｊＢと共役な純虚数のインピーダンス−ｊＢを有する反射用インピーダンス素子１５２Ｒを挿入することが必要となる。

図１０は、図７の反射用インピーダンス素子１５１Ｒ及び１５２Ｒを備えた集中定数回路の閉ループ回路を示すブロック図である。以上説明したように、両端がインピーダンスｊＢを有する反射用インピーダンス素子１５１Ｒ及びインピーダンス−ｊＢを有する反射用インピーダンス素子１５２Ｒで終端された有限長の平衡型右手／左手系複合線路１００は、集中定数ｊＢ及び−ｊＢを有する２つの素子の閉ループ（図１０参照。）がそうであるのと同様に、自動的に共振条件を満たすことがわかる。

なお、零次共振状態にある右手／左手系複合線路１００に沿って伝搬する電圧波と電流波の比（インピーダンス）は、上記の入力インピーダンスｊＢに相当することに注意すべきである。

従来技術に係る零次共振器では、右手／左手系複合伝送線路１００のポートＰ１及びＰ２を短絡端又は開放端としていた。ここで、右手／左手系複合伝送線路１００のポートＰ１及びＰ２が短絡端である場合には、右手／左手系複合伝送線路１００において直列共振が支配的になり、右手／左手系複合伝送線路１００のポートＰ１及びＰ２が開放端である場合には、右手／左手系複合伝送線路１００において並列共振が支配的になる。従って、従来技術に係る零次共振器をアンテナ装置の放射器として用いる場合、並列枝を構成するスタブ導体を右手／左手系複合伝送線路１００に直交するように形成したときは、放射波の主偏波の方向として実現できる方向は、右手／左手系複合伝送線路１００に平行な方向（直列共振が支配的な場合。）又は、直交する方向（並列共振が支配的な場合。）のみであった。これに対して、本発明によれば、反射用インピーダンス素子１５１ＲのリアクタンスＢは任意の値を取りうるので、直列共振が支配的な状態（リアクタンスＢは０である。）と、並列共振が支配的な状態（リアクタンスＢは無限大である）の中間の二重共振の状態の零次共振器を実現できる。すなわち、本実施形態に係る零次共振器をアンテナ装置の放射器として用いる場合、並列枝を構成するスタブ導体を右手／左手系複合伝送線路１００に直交するように形成したときは、リアクタンスＢを０から＋∞まで変化させることにより、放射波の主偏波の方向を、右手／左手系複合伝送線路１００に平行な方向から直交する方向（スタブ導体に平行な方向である。）まで変化させることができる。このとき、右手／左手系複合伝送線路１００上のエネルギー分布は直列枝に集中した状態から並列枝に集中した状態まで変化する。さらに、右手／左手系複合伝送線路１００における共振エネルギーにおいて、直列共振エネルギーのみの状態から並列共振エネルギーのみの状態まで変化する。

２−２．可逆かつ非平衡型の右手／左手系複合伝送線路１００を用いたときの零次共振器の動作．
次に、可逆かつ非平衡型の右手／左手系複合伝送線路１００を用いたときの零次共振器の動作を説明する。位相定数βがゼロになるときの直列共振角周波数ω_ｓｅ及び並列共振角周波数ω_ｓｈにおいて、一方は実効透磁率μ_ｅｆｆがゼロとなる角周波数であり、他方は実効誘電率ε_ｅｆｆがゼロとなる角周波数である。さらに、この２つの角周波数に挟まれた領域は、右手／左手系複合伝送線路１００に沿って電磁波の伝搬が許されない禁止帯であるが、実効誘電率ε_ｅｆｆ及び実効透磁率μ_ｅｆｆのうち一方のみが負となるので、右手／左手系複合伝送線路１００の特性インピーダンス（厳密には周期構造のブロッホインピーダンスＺ_{ＣＲＬＨＴＬ}）Ｚ_０＝（μ_ｅｆｆ／ε_ｅｆｆ）^１／２は純虚数となる。以上のことから、右手／左手系複合伝送線路１００のポートＰ１に反射器として挿入されたリアクタンスｊＢを有する反射用インピーダンス素子１５１Ｒが、インピーダンス整合の取れる負荷として動作する周波数が存在する。つまり、右手／左手系複合伝送線路１００の特性インピーダンスＺ_０がインピーダンスｊＢと等しくなる角周波数が、直列共振角周波数ω_ｓｅと、並列共振角周波数ω_ｓｈとの間の禁止帯に必ず存在する。このとき、右手／左手系複合伝送線路１００の他方のポートＰ２からこの反射用インピーダンス素子１５１Ｒ（負荷インピーダンスである。）を見たときの入力インピーダンスＺ_ｉｎは線路長ｌに関係なく、常にｊＢとなる。従って、ポートＰ２にインピーダンス−ｊＢを有する反射用インピーダンス素子１５２Ｒを接続することにより、共振条件は自動的に満たされる。

非平衡型の右手／左手系複合伝送線路１００において、直列共振角周波数ω_ｓｅ及び並列共振角周波数ω_ｓｈの間の周波数帯では、伝送線路に沿って伝搬するモードが存在しない。従来は、直列共振角周波数ω_ｓｅ及び並列共振角周波数ω_ｓｈに挟まれた禁止帯において動作可能で、共振角周波数が線路長ｌに依存しない伝送線路型共振器が提案された報告はなかった。これに対して、本実施形態に係る非平衡型の右手／左手系複合伝送線路１００を用いた零次共振器によれば、リアクタンスＢを０から＋∞まで変化させることにより、共振周波数が線路の長さｌに依存しない零次共振状態を維持したまま、共振角周波数を直列共振角周波数ω_ｓｅから並列共振角周波数ω_ｓｈまで変化させることができる。なお、このとき、平衡型の右手／左手系複合伝送線路１００を用いた場合と同様に、放射波の主偏波の方向は、右手／左手系複合伝送線路１００に平行な方向から直交する方向（並列枝に平行な方向である。）まで変化し、右手／左手系複合伝送線路１００上のエネルギー分布は直列枝に集中した状態から並列枝に集中した状態まで変化する。従って、本実施形態に係る非平衡型の右手／左手系複合伝送線路１００を用いた零次共振器により、共振周波数を直列共振周波数から並列共振周波数まで連続的に変化させることができるチューナブル共振器と、帯域通過周波数を直列共振周波数から並列共振周波数まで連続的に変化させることができる帯域通過フィルタ装置と、帯域阻止周波数を直列共振周波数から並列共振周波数まで連続的に変化させることができる帯域阻止フィルタ装置とを実現できる。

３．非可逆右手／左手系複合伝送線路を備えた本発明の実施形態に係る伝送線路型マイクロ波共振器である零次共振器の共振条件．
前節では、順方向の伝搬定数β_＋と逆方向の伝搬定数β₋とが同一の値βである可逆位相特性を有する右手／左手系複合伝送線路１００を用いたときの零次共振器の共振条件を説明した。本節では、順方向の位相定数β_＋と逆方向の位相定数β₋とが互いに異なる非可逆位相特性を有する右手／左手系複合伝送線路１００を用いたときの零次共振器の共振条件を説明する。

前節で詳述したように、図７の零次共振器において、可逆な右手／左手系複合伝送線路１００を用いた場合の共振条件は式（２）及び式（３）で与えられる。一方、非可逆な右手／左手系複合伝送線路１００を用いた場合の共振条件は、式（２）と、以下の式（１２）で与えられる。

上式においてｍ＝０であるとき、式（１２）の共振条件は線路長ｌとは独立し、次式で表される。

式（１３）のように、位相定数β_＋及びβ₋の大きさが等しく、かつ符号が異なるという条件は、線路の順方向に、位相速度と群速度とが同じ向きとなる右手系モードが伝搬し、線路の逆方向に、位相速度と群速度が逆平行となる左手系モードが伝搬することを意味する。しかも、両者の位相定数β_＋及びβ₋の大きさが等しいので、線路において伝送電力の向きに関係なく波数ベクトルが実質的に同一になっていることを意味する。このとき、共振器である線路上で、信号振幅は一様となるが、位相分布は場所の関数として直線的に変化する。以上説明したように、非可逆位相の右手／左手系複合伝送線路１００を用いることにより、右手／左手系複合伝送線路１００のサイズ（セルの個数Ｎ）に依存しない共振周波数を有する進行波共振器を構成することができる。

この場合、可逆な右手／左手系複合伝送線路１００を用いた場合と同様に、両端短絡の場合、直列枝の直列共振が支配的となり、両端開放の場合、シャント枝の並列共振が支配的となる。しかしながら、式（１３）の共振条件を満たすためには、終端反射における位相条件としては、単に、可逆な右手／左手系複合伝送線路１００を用いた場合と同様に、式（５）を満たせば十分である。

以上説明したように、可逆な右手／左手系複合伝送線路１００を備えた零次共振器の場合と同様に、非可逆な右手／左手系複合伝送線路１００を備えた進行波共振器の場合においても、終端条件（図７の反射用インピーダンス素子１５１ＲのリアクタンスＢである。）を制御することにより、直列枝の直列共振とシャント枝の並列共振を同時に励振させ、かつそのエネルギー分布の重み付けも自由に制御することが可能である。

この非可逆な右手／左手系複合伝送線路１００からなる進行波共振器からの漏れ波により形成される放射ビームの方向は、ブロードサイド方向（伝搬方向に対して垂直方向、つまり、θ＝０）から傾いた方向になる。この放射ビームの傾きは、右手／左手系複合伝送線路１００の非可逆性の大きさにより決まる。一方、放射ビームの指向性及び利得の大きさは、零次共振器のサイズ（セルの個数Ｎ）により決定される。ここで、線路の非可逆性の大きさは、例えば、外部印加磁界の大きさを変えることにより、変化させることができる。例えば、非可逆な右手／左手系複合伝送線路１００のシャント枝に含まれる誘導性スタブが、中央の線路部分に対して垂直に形成されている場合、可逆な右手／左手系複合伝送線路１００を備えた零次共振器の場合と同様に、両端の反射条件を制御することにより、放射波の直線偏波の方向を、放射ビームとは独立に変えることができる。従って、本発明に係る非可逆な右手／左手系複合伝送線路１００を備えた零次共振器を用いることにより、それぞれ異なる制御パラメータでビーム走査および偏波制御が可能なビーム走査アンテナを構成することが可能である。

４．可逆右手／左手系複合伝送線路を用いた本実施形態に係る零次共振器の具体的構成例．
次に、可逆右手／左手系複合伝送線路を用いた場合の図７の零次共振器の具体的構成例について、図１１乃至図１４を参照して以下に説明する。図１１は、零次共振器を構成する単位セルの数Ｎが１０であり、かつ可逆な右手／左手系複合伝送線路１００を備えたときの、図７の零次共振器の具体的な構成を示す平面図である。また、図１２は、図１１のＡ−Ａ’ラインを横切る縦断面図であり、図１３は、図１１のＢ−Ｂ’ラインを横切る縦断面図である。さらに、図１４は、放射角θ及びφの定義を示す図１１の零次共振器の斜視図である。

図１１乃至図１４において、本実施形態に係る零次共振器は、
（ａ）可逆な右手／左手系複合伝送線路１００と、
（ｂ）右手／左手系複合伝送線路１００の一端に接続され、長さｌ_ｒ１を有する開放終端マイクロストリップ線路にてなる反射用インピーダンス素子１５１Ｒと、
（ｃ）右手／左手系複合伝送線路１００の他端に接続され、長さｌ_ｒ２を有する開放終端マイクロストリップ線路にてなる反射用インピーダンス素子１５２Ｒとを備えて構成される。

ここで、右手／左手系複合伝送線路１００は、
（ａ）裏面に接地導体１１を有する誘電体基板１０と、
（ｂ）誘電体基板１０の表面に形成された１本のストリップ導体を分断してなる複数のストリップ導体１２と、
（ｃ）複数のストリップ導体１２のうちの互いに隣接する各ストリップ導体１２を接続する複数のキャパシタ１４と、
（ｄ）上記各ストリップ導体１２を、それぞれビア導体１２Ｓを介して接地導体１１に接続する複数の短絡スタブ導体１３とを備えて構成される。

ここで、各短絡スタブ導体１３は、右手／左手系複合伝送線路１００の長手方向に直交するように形成される。また、反射用インピーダンス素子１５１Ｒを構成する長さｌ_ｒ１を有する開放終端マイクロストリップ線路は、裏面に接地導体１１を有する誘電体基板１０と、長さｌ_ｒ１を有するストリップ導体１２Ｐ１とを備えて構成される。さらに、反射用インピーダンス素子１５２Ｒを構成する長さｌ_ｒ２を有する開放終端マイクロストリップ線路は、裏面に接地導体１１を有する誘電体基板１０と、長さｌ_ｒ２を有するストリップ導体１２Ｐ２とを備えて構成される。ここで、誘電体基板１０を挟設する各ストリップ導体１２及び線路端のストリップ導体１２Ｐ１，１２Ｐ２と接地導体１１により、マイクロストリップ線路１２Ａを構成する。

さらに、図１１において、ストリップ導体１２Ｐ１は、右手／左手系複合伝送線路１００の側のストリップ導体１２Ｐ１ｂと、残りのストリップ導体１２Ｐ１ａとから構成されており、両ストリップ導体１２Ｐ１ａ及び１２Ｐ１ｂの接続点に、零次共振器に給電するための給電線路を構成する給電線路導体１２Ｆが挿入接続されている。ここで、給電線路は、給電線路導体１２Ｆと裏面に接地導体１１を有する誘電体基板１０とを備えて構成される。また、ストリップ導体１２Ｐ１ａの長さｌ_ｆ１は、反射用マイクロストリップ線路１２Ｐ１上に形成される定在波により空間変化する電圧対電流比（インピーダンス）と給電線路の特性インピーダンス（５０［Ω］である。）を整合させるように設定される。

なお、図１１乃至図１４の伝送線路では、１１個のキャパシタ１４を装荷し、１０個の短絡スタブ導体１３を形成してなる１０周期の分布定数回路型伝送線路を形成している。なお、伝送線路の両端のキャパシタ１４の各キャパシタンスは、その他のキャパシタ１４の各キャパシタンスの２倍である。キャパシタ１４は、入力される高周波信号の周波数に依存して、互いに隣接するストリップ導体１２間に実体のあるキャパシタを接続してもよいし、互いに隣接するストリップ導体１２間の浮遊容量のみで構成してもよいし、もしくは上記各浮遊容量と並列接続されたキャパシタとからなる直列容量をキャパシタ１４としてもよい。また、短絡スタブ導体１３の形成間隔は、単位セルの線路長さ（すなわち、周期長さ）ｐ［ｍｍ］と同じである。

図１１において、開放終端マイクロストリップ線路導体１２Ｐ１及び１２Ｐ２の特性インピーダンス及び位相定数が、右手／左手系複合伝送線路１００の特性インピーダンスＺ_０及び位相定数βとそれぞれ等しいとき、反射用インピーダンス素子１５１ＲのインピーダンスＺ_Ｌ１及び反射用インピーダンス素子１５２ＲのインピーダンスＺ_Ｌ２は、次式で表される。

ここで、ｌ_ｒ１＋ｌ_ｒ２＝λ_ｇ／２を満足するように、右手／左手系複合伝送線路１００の両端に接続されるマイクロストリップ線路の長さｌ_ｒ１及びｌ_ｒ２を変化させる場合に、式（６ａ）及び式（６ｂ）を満足する反射用インピーダンス素子１５１Ｒ及び１５２Ｒの構成を説明する。

右手／左手系複合伝送線路１００の両端に接続されるマイクロストリップ線路の長さｌ_ｒ１及びｌ_ｒ２がそれぞれλ_ｇ／４であるとき（ｌ_ｒ１＝ｌ_ｒ２＝λ_ｇ／４）、反射用インピーダンス素子１５１ＲのインピーダンスＺ_Ｌ１及び反射用インピーダンス素子１５２ＲのインピーダンスＺ_Ｌ２は、次式で表される。

従って、右手／左手系複合伝送線路１００の両端を短絡した両端短絡条件となるので、図１１の零次共振器において、直列枝部分の直列共振が支配的となる。

また、右手／左手系複合伝送線路１００の両端に接続されるマイクロストリップ線路の長さｌ_ｒ１及びｌ_ｒ２がそれぞれλ_ｇ／２及び０であるとき（ｌ_ｒ１＝λ_ｇ／２かつｌ_ｒ２＝０）、反射用インピーダンス素子１５１ＲのインピーダンスＺ_Ｌ１及び反射用インピーダンス素子１５２ＲのインピーダンスＺ_Ｌ２は、次式で表される。

従って、右手／左手系複合伝送線路１００の両端を開放した両端開放条件となるので、図１１の零次共振器において、並列枝部分の並列共振が支配的となる。

さらに、右手／左手系複合伝送線路１００の両端に接続されるマイクロストリップ線路の長さｌ_ｒ１及びｌ_ｒ２を、ｌ_ｒ１＋ｌ_ｒ２＝λ_ｇ／２を満足するように、両端短絡から両端開放へ連続的に変化させるとき、反射用インピーダンス素子１５１ＲのインピーダンスＺ_Ｌ１及び反射用インピーダンス素子１５２ＲのインピーダンスＺ_Ｌ２は、次式で表される。

従って、インピーダンスＺ_Ｌ１及Ｚ_Ｌ２は、式（７ａ）及び式（７ｂ）の関係を自動的に満たす。

なお、ここでは、ｌ_ｒ１＋ｌ_ｒ２＝λ_ｇ／２を満足するように、右手／左手系複合伝送線路１００の両端に接続されるマイクロストリップ線路の長さｌ_ｒ１及びｌ_ｒ２を変化させる場合について説明したが、ｌ_ｒ１＋ｌ_ｒ２がλ_ｇ／２の整数倍であるときも同様に説明できる。

５．可逆かつ平衡型の右手／左手系複合伝送線路１００を用いた零次共振器の共振特性及び電磁界分布．
次に、可逆かつ平衡型の右手／左手系複合伝送線路１００を用いたときの、図１１の零次共振器の共振特性及び電磁界分布についてのシミュレーション計算値及び実験測定値について以下に説明する。

図１５は、可逆かつ平衡型の右手／左手系複合伝送線路１００を用いる場合において、図１１の零次共振器の構造パラメータＬａ，Ｌｂ，Ｌｃ，Ｌｄ，Ｌｅ，Ｌｆ，Ｌｇａ，Ｃを示す平面図である。以下のシミュレーション及び実験において、以下のように各構造パラメータを設定した。

（１）厚さ０．８ｍｍ、比誘電率２．６２の誘電体基板１０を用いた。
（２）右手／左手系複合伝送線路１００の線路幅Ｌｆを１．７ｍｍに設定し、右手／左手系複合伝送線路１００に対して、１ｍｍの幅Ｌｅと、１８ｍｍの長さＬｄとを有する短絡スタブ導体１３を並列枝として接続し、直列枝に、４．０ｐＦのキャパシタンスＣのチップコンデンサ１４を５ｍｍの周期Ｌｃで挿入した。
（３）ストリップ導体１２Ｐ１及び１２Ｐ２の線路幅Ｌａを、特性インピーダンスが５０Ωになるように２．１ｍｍに設定した。
（４）零次共振器のインピーダンスを、給電線路導体１２Ｆと裏面に接地導体１１を有する誘電体基板１０とを備えて構成される給電線路の特性インピーダンス（５０［Ω］である。）に整合させるために、ストリップ導体１２Ｐ１の開放端からの給電線路導体１２Ｆの距離Ｌｇａを１６．５ｍｍに固定した。
（５）動作周波数における半波長（λｇ／２）の長さを４６ｍｍに設定し、ストリップ導体１２Ｐ１の長さｌ_ｒ１（図１４の長さＬｂ）及びストリップ導体１２Ｐ２の長さｌ_ｒ２の総和が４６ｍｍになるように、長さｌ_ｒ１及び長さｌ_ｒ２を変化させた。

なお、上述したように、長さｌ_ｒ１及びｌ_ｒ２と、インピーダンスＺ_Ｌ１及びＺ_Ｌ２との間の関係は、以下の通りである。
（１）ｌ_ｒ１＝ｌ_ｒ２＝λ_ｇ／４であるとき、Ｚ_Ｌ１＝Ｚ_Ｌ２＝０、すなわち、Ｂ＝０である。
（２）ｌ_ｒ１＝３λ_ｇ／８かつｌ_ｒ２＝λ_ｇ／８であるとき、Ｚ_Ｌ１＝ｊ５０［Ω］かつＺ_Ｌ２＝−ｊ５０［Ω］、すなわち、Ｂ＝５０［Ω］である。
（３）ｌ_ｒ１＝λ_ｇ／２かつｌ_ｒ２＝０であるとき、Ｚ_Ｌ１＝Ｚ_Ｌ２＝＋∞、すなわち、Ｂ＝＋∞である。

図１６は、可逆かつ平衡型の右手／左手系複合伝送線路１００を用いる場合において、図１１の零次共振器を構成する平衡型右手／左手系複合伝送線路１００の分散曲線（規格化位相定数βｐ／πに対する角周波数ωの特性）を示すグラフである。図１６に示すように、左手系（ＬＨ）モードは０．５ＧＨｚから２．３ＧＨｚの間に存在し、右手系（ＲＨ）モードは、２．３ＧＨｚから７ＧＨｚの間に存在していることが確認できる。また、右手系（ＲＨ）伝送特性及び左手系（ＬＨ）伝送特性は連続的に連結され、禁止帯が消失した平衡状態になっている。

図１７は、可逆かつ平衡型の右手／左手系複合伝送線路１００を用いる場合において、反射用インピーダンス素子１５１ＲのリアクタンスＢを、０、５０［Ω］及び＋∞に設定したときの図１１の零次共振器の反射係数Ｓ_１１（シミュレーション計算値）の周波数特性を示すグラフである。図１７において、反射用インピーダンス素子１５１Ｒ及び１５２Ｒの各線路長ｌ_ｒ１及びｌ_ｒ２を変化させることによりリアクタンスＢを変化させても、共振周波数はほぼ一定値であることが確認できる。

図１８Ａ、図１８Ｂ及び図１８Ｃは、それぞれ可逆かつ平衡型の右手／左手系複合伝送線路１００を用いる場合において、反射用インピーダンス素子１５１ＲのリアクタンスＢを０、５０［Ω］及び＋∞に設定したときの図１１の零次共振器の磁界強度の分布（シミュレーション計算値）を示す平面図である。図１８Ａ、図１８Ｂ及び図１８Ｃにおいて、白い領域は黒い領域よりも磁界強度が大きいことを表す。図１８Ａに示すように、リアクタンスＢがゼロであるときには、反射用インピーダンス素子１５１Ｒ及び１５２ＲのインピーダンスＺ_Ｌ１及びＺ_Ｌ２はゼロであり、直列枝の直列共振が支配的であり、中央のストリップ導体１２に磁界が集中していることが確認できる。また、図１８Ｃに示すように、リアクタンスＢが＋∞であるときには、反射用インピーダンス素子１５１Ｒ及び１５２ＲのインピーダンスＺ_Ｌ１及びＺ_Ｌ２は＋∞であり、並列枝の並列共振が支配的であり、短絡スタブ導体１３に磁界が集中していることが確認できる。さらに、図１８Ｂに示すように、リアクタンスＢが５０［Ω］のときは、中央のストリップ導体１２の磁界強度と、短絡スタブ導体１３の磁界強度はほぼ同程度であり、直列枝の直列共振と並列枝の並列共振がほぼ同程度に共存している二重共振の状態であることが確認できる。すなわち、リアクタンスＢが５０［Ω］のときは、二重共振の状態が実現されることを確認できた。なお、数値シミュレーション結果から、反射用インピーダンス素子１５１Ｒ及び１５２Ｒの各線路長ｌ_ｒ１及びｌ_ｒ２を連続的に変えることにより、直列枝に分布する磁界の大きさと、スタブに分布する磁界の大きさの割合を連続的に変えられることがさらなる数値シミュレーションにより確認されている。

図１９Ａ、図１９Ｂ及び図１９Ｃは、それぞれ可逆かつ平衡型の右手／左手系複合伝送線路１００を用いる場合において、反射用インピーダンス素子１５１ＲのリアクタンスＢを０、５０［Ω］、＋∞に設定したときの図１１の零次共振器のｘ−ｚ面（φ＝０の場合）上の放射パターン（シミュレーション計算値）を示す図である。図１９Ａ、図１９Ｂ及び図１９Ｃにおける座標系の取り方は、図１４に示すとおりである。零次共振器上の電磁界の振幅分布が線路上で一様となるため、図１９Ａ、図１９Ｂ及び図１９Ｃに示すように、放射ビーム方向は、リアクタンスＢの値に依存せずに、ブロードサイド方向（伝搬方向に対して垂直方向、つまり、θ＝０）を向くことが確認される。図１９Ａの場合は、直列枝の直列共振が支配的であり、中央のストリップ導体１２に磁界が集中することから、当該線路に平行な電界のθ方向成分Ｅ_θが主偏波となっていることが確認できる。また、図１９Ｃの場合には、並列枝の並列共振が支配的で短絡スタブ導体１３に磁界が集中していることから、短絡スタブ導体１３に平行な電界のφ方向成分Ｅ_φが主偏波となっていることが確認できる。図１９Ｂの場合には、直列枝の直列共振と並列枝の並列共振がほぼ同程度に共存し、中央のストリップ導体１２の磁界強度と短絡スタブ導体１３磁界強度がほぼ同程度であることから、放射波の電界のθ方向成分Ｅ_θ及びφ方向成分Ｅ_φがほぼ同程度となっていることが確認できる。図１９Ａ、図１０Ｂ及び図１９Ｃの場合において、放射波のθ方向成分及びφ方向成分は、ほぼ同相関係にあるため、直線偏波の状態を維持したまま、偏波方向が回転している。また、さらなる数値シミュレーションの結果から、反射用インピーダンス素子１５１Ｒ及び１５２Ｒの線路長ｌ_ｒ１及びｌ_ｒ２を、リアクタンスＢを０から＋∞まで連続的に変えるように変化させることにより、放射波の主偏波方向を右手／左手系複合伝送線路１００に平行な方向から、短絡スタブ導体１３に平行な方向（つまり、右手／左手系複合伝送線路１００に直交する方向）まで、連続的に変えられることが確認されている。なお、右手／左手系複合伝送線路１００が厳密には平衡型ではなく、左手系モード伝送帯域と、右手系モード伝送帯域との間に小さな禁止帯が存在する非平衡型線路の場合であっても、共振器は直列共振および並列共振が混在した状態で動作可能であるため、放射波の主偏波を連続的に変えることができる。但し、この場合、後に説明するように、主偏波の方向を変えるためには、共振器の動作周波数が禁止帯の下限から上限に亘って変動する問題がある。

図２０Ａ、図２０Ｂ及び図２０Ｃは、それぞれ可逆かつ平衡型の右手／左手系複合伝送線路１００を用いる場合において、反射用インピーダンス素子１５１ＲのリアクタンスＢを０、５０［Ω］及び＋∞に設定したときの図１１の零次共振器の反射係数Ｓ_１１（実験測定値及びシミュレーション計算値）の周波数特性を示すグラフである。図２０Ａ、図２０Ｂ及び図２０Ｃにより、実験測定値及びシミュレーション計算値はほぼ一致し、反射用インピーダンス素子１５１Ｒ及び１５２Ｒの線路長ｌｒ１及びｌｒ２を連続的に変えても、共振周波数がほぼ一定であることが確認された。

図２１Ａ、図２１Ｂ及び図２１Ｃは、それぞれ可逆かつ平衡型の右手／左手系複合伝送線路１００を用いる場合において、反射用インピーダンス素子１５１ＲのリアクタンスＢを０、５０［Ω］及び＋∞に設定したときの図１１の零次共振器の近傍磁界強度分布（実験測定値）を示す平面図である。図２１Ａ、図２１Ｂ及び図２１Ｃに対応する数値シミュレーション結果は、それぞれ図１８Ａ、図１８Ｂ及び図１８Ｃである。図２１Ａ、図２１Ｂ及び図２１Ｃにおいて、白い領域は黒い領域よりも磁界強度が大きいことを表す。図２１Ａに示すように、リアクタンスＢがゼロであるときには、反射用インピーダンス素子１５１Ｒ及び１５２ＲのインピーダンスＺ_Ｌ１及びＺ_Ｌ２はゼロであり、直列枝の直列共振が支配的であり、中央のストリップ導体１２に磁界が集中していることが確認できる。また、図２１Ｃに示すように、リアクタンスＢが＋∞であるときには、反射用インピーダンス素子１５１Ｒ及び１５２ＲのインピーダンスＺ_Ｌ１及びＺ_Ｌ２は＋∞であり、並列枝の並列共振が支配的であり、短絡スタブ導体１３に磁界が集中していることが確認できる。さらに、図２１Ｂに示すように、リアクタンスＢが５０［Ω］のときは、中央のストリップ導体１２の磁界強度と、短絡スタブ導体１３の磁界強度はほぼ同程度であり、直列枝の直列共振と並列枝の並列共振がほぼ同程度に共存していることが確認できる。すなわち、リアクタンスＢが５０［Ω］のときは、二重共振の状態が実現されることを確認できた。

図２２Ａ、図２２Ｂ及び図２２Ｃは、それぞれ可逆かつ平衡型の右手／左手系複合伝送線路１００を用いる場合において、反射用インピーダンス素子１５１ＲのリアクタンスＢを０、５０［Ω］、＋∞に設定したときの図１１の零次共振器のｘ−ｚ面（φ＝０の場合）上の放射パターン（実験測定値及びシミュレーション計算値）を示す図である。図２２Ａ、図２２Ｂ及び図２２Ｃにおける座標系の取り方は、図１４に示すとおりである。零次共振器上の電磁界の振幅分布が線路上で一様となるため、図２２Ａ、図２２Ｂ及び図２２Ｃに示すように、放射ビーム方向は、リアクタンスＢの値に依存せずに、ブロードサイド方向（伝搬方向に対して垂直方向、つまり、θ＝０である方向。）を向くことが確認される。図２２Ａの場合は、直列枝の直列共振が支配的であり、中央のストリップ導体１２に磁界が集中することから、当該線路に平行な電界のθ方向成分Ｅ_θが主偏波となっていることが確認できる。また、図２２Ｃの場合には、並列枝の並列共振が支配的で短絡スタブ導体１３に磁界が集中していることから、短絡スタブ導体１３に平行な電界のφ方向成分Ｅ_φが主偏波となっていることが確認できる。図２２Ｂの場合には、直列枝の直列共振と並列枝の並列共振がほぼ同程度に共存し、中央のストリップ導体１２の磁界強度と短絡スタブ導体１３の磁界強度がほぼ同程度であることから、放射波の電界のθ方向成分Ｅ_θ及びφ方向成分Ｅ_φがほぼ同程度となっていることが確認できる。図２２Ａ、図２２Ｂ及び図２２Ｃの場合において、放射波のθ方向成分及びφ方向成分は、ほぼ同相関係にあるため、直線偏波の状態を維持したまま、偏波方向が回転している。

６．可逆かつ非平衡型の右手／左手系複合伝送線路１００を用いた零次共振器の共振特性及び電磁界分布．
次に、可逆かつ非平衡型の右手／左手系複合伝送線路１００を用いたときの、図１１の零次共振器の共振特性及び電磁界分布についてのシミュレーション計算値及び実験測定値について以下に説明する。

図２３は、可逆かつ非平衡型の右手／左手系複合伝送線路１００を用いる場合において、図１１の零次共振器の構造パラメータＬａ，Ｌｂ，Ｌｃ，Ｌｄ，Ｌｅ，Ｌｆ，Ｌｇｂ，Ｃを示す平面図である。以下のシミュレーション及び実験において、以下のように各構造パラメータを設定した。

（１）厚さ０．８ｍｍ、比誘電率２．６２の誘電体基板１０を用いた。
（２）右手／左手系複合伝送線路１００の線路幅Ｌｆを１．７ｍｍに設定し、右手／左手系複合伝送線路１００に対して、１ｍｍの幅Ｌｅと、１５ｍｍの長さＬｄとを有する短絡スタブ導体１３を並列枝として接続し、直列枝に、２．４ｐＦのキャパシタンスＣのチップコンデンサ１４を５ｍｍの周期Ｌｃで挿入した。
（３）ストリップ導体１２Ｐ１及び１２Ｐ２の線路幅Ｌａを、特性インピーダンスが５０［Ω］になるように２．１ｍｍに設定した。
（４）零次共振器のインピーダンスを、給電線路導体１２Ｆと裏面に接地導体１１を有する誘電体基板１０とを備えて構成される給電線路の特性インピーダンス（５０［Ω］である。）に整合させるために、ストリップ導体１２Ｐ１の開放端からの給電線路導体１２Ｆの距離Ｌｇｂを１６ｍｍに固定した。
（５）動作周波数における半波長（λｇ／２）の長さを４２ｍｍに設定し、ストリップ導体１２Ｐ１の長さｌ_ｒ１（図１４の長さＬｂ）及びストリップ導体１２Ｐ２の長さｌ_ｒ２の総和が４２ｍｍになるように、長さｌ_ｒ１及び長さｌ_ｒ２を変化させた。

図２４は、可逆かつ非平衡型の右手／左手系複合伝送線路１００を用いる場合における図１１の零次共振器を構成する非平衡型の右手／左手系複合伝送線路１００の分散曲線（規格化位相定数βｐ／πに対する角周波数ωの特性）を示すグラフである。図２４に示すように、平衡型右手／左手系複合伝送線路１００を用いる場合（図１６参照。）よりも、直列枝に挿入されるキャパシタ１４のキャパシタンスＣが小さい（２．４ｐＦ）ので、直列共振周波数ｆｓｅが２．８ＧＨｚまで上昇している。

図２５は、可逆かつ非平衡型の右手／左手系複合伝送線路１００を用いる場合において、反射用インピーダンス素子１５１ＲのリアクタンスＢを、０、５０［Ω］及び＋∞に設定したときの図１１の零次共振器の反射係数Ｓ_１１（シミュレーション計算値）の周波数特性を示すグラフである。図２５の数値シミュレーション結果から、反射用インピーダンス素子１５１Ｒ及び１５２Ｒの線路長ｌ_ｒ１及びｌ_ｒ２を、リアクタンスＢを０から＋∞まで連続的に変えるように変化させることにより、共振周波数が連続的に変化することが確認できる。

図２６Ａ、図２６Ｂ及び図２６Ｃは、それぞれ可逆かつ非平衡型の右手／左手系複合伝送線路１００を用いる場合において、反射用インピーダンス素子１５１ＲのリアクタンスＢを０、５０［Ω］及び＋∞に設定したときの図１１の零次共振器の磁界強度の分布（シミュレーション計算値）を示す平面図である。図２６Ａ、図２６Ｂ及び図２６Ｃにおいて、白い領域は黒い領域よりも磁界強度が大きいことを表す。図２６Ａに示すように、リアクタンスＢがゼロであるときには、反射用インピーダンス素子１５１Ｒ及び１５２ＲのインピーダンスＺ_Ｌ１及びＺ_Ｌ２はゼロであり、直列枝の直列共振が支配的であり、中央のストリップ導体１２に磁界が集中していることが確認できる。また、図２６Ｃに示すように、リアクタンスＢが＋∞であるときには、反射用インピーダンス素子１５１Ｒ及び１５２ＲのインピーダンスＺ_Ｌ１及びＺ_Ｌ２は＋∞であり、並列枝の並列共振が支配的であり、短絡スタブ導体１３に磁界が集中していることが確認できる。さらに、図２６Ｂに示すように、リアクタンスＢが５０［Ω］のときは、右手／左手系複合伝送線路１００内は波の伝搬が許されない禁止帯であることから、入力ポート（ポートＰ１である）に近い場所ほど磁界強度が大きく、入力ポートから離れるにつれて磁界強度が指数関数的に減少していく様子が確認できる。

図２７Ａ、図２７Ｂ及び図２７Ｃは、それぞれ、図２６Ａ、図２６Ｂ及び図２６Ｃに比較して、単位セルの数を１０から３０に変更したときの図１１の零次共振器の磁界強度の分布（シミュレーション計算値）を示す平面図である。図２７Ａに示すように、リアクタンスＢがゼロであるときには、反射用インピーダンス素子１５１Ｒ及び１５２ＲのインピーダンスＺ_Ｌ１及びＺ_Ｌ２はゼロであり、直列枝の直列共振が支配的であり、中央のストリップ導体１２に磁界が一様に集中していることが確認できる。また、図２７Ｃに示すように、リアクタンスＢが＋∞であるときには、反射用インピーダンス素子１５１Ｒ及び１５２ＲのインピーダンスＺ_Ｌ１及びＺ_Ｌ２は＋∞であり、並列枝の並列共振が支配的であり、短絡スタブ導体１３に磁界がほぼ一様に集中していることが確認できる。さらに、図２７Ｂに示すように、リアクタンスＢが５０［Ω］のときは、右手／左手系複合伝送線路１００内は波の伝搬が許されない禁止帯であることから、入力ポート（ポートＰ１である）に近い側での磁界強度が大きく、入力ポートから離れるにつれて磁界強度が指数関数的に減少していく様子が確認できる。図２７Ｂでは、右手／左手系複合伝送線路１００の線路長が図２６Ｂの場合に比較して３倍であり、磁界強度は入力ポートからの距離に対して指数関数的に減少するので、ポートＰ２では磁界強度はほとんどゼロである。しかしながら、この場合においても、共振周波数は、図２６Ｂと同様に、図２５のリアクタンスＢが５０［Ω］の場合の共振周波数と一致している。

７．本発明の実施形態に係る零次共振器を用いたアンテナ装置の構成．
以上説明したように、本発明の実施形態に係る零次共振器（図７参照。）の終端条件を等価的に両端短絡から両端開放に変化させることにより、直列枝部分が支配的な共振形態から、並列枝部分が支配的な共振形態に変化させることが可能である。また逆に、両端開放から両端短絡へ変化させることにより、並列枝部分が支配的な共振形態から、直列枝部分が支配的な共振形態に変化させることが可能となる。この零次共振器をアンテナ装置として利用し、共振器の終端条件を機械的、あるいは電気的、あるいはその両方を兼ね備えた方法で変化させることにより、放射波あるいは受信電波の偏波特性を変化させる。

図２８は、図７の零次共振器を用いたアンテナ装置の第１の実施例の構成を示すブロック図である。図２８のアンテナ装置は、
（ａ）ポートＰ１及びＰ２を有する右手／左手系複合伝送線路１００と、ポートＰ１に接続された反射用インピーダンス回路１５１ＲＡと、ポートＰ２に接続された反射用インピーダンス回路１５２ＲＡとを備えた零次共振器と、
（ｂ）マイクロストリップ線路４１ａ及び４１ｂを備え、零次共振器によって受信されたマイクロ波信号を出力する給電線４１（給電回路である。）と、
（ｃ）マイクロストリップ線路４１ａと４１ｂとの間に接続されたマイクロストリップ線路１５ａと、マイクロストリップ線路１５ａと電磁的に結合するように近接して配置されたマイクロストリップ線路１５ｂとを備えて構成された方向性結合器１５と、
（ｄ）マイクロストリップ線路１５ａに流れる受信マイクロ波信号の電力の一部を、方向性結合器１５を用いて検出する受信電力検出器２００と、
（ｅ）マイクロストリップ線路４１ｂから出力される受信マイクロ波信号を入力する無線受信機４００と、
（ｆ）コントローラ３００とを備えて構成される。

図２８において、右手／左手系複合伝送線路１００は可逆であっても非可逆であってもよく、平衡型であっても非平衡型であってもよい。また、右手／左手系複合伝送線路１００において、並列枝部分は、直列枝部分に直交するように形成される。

また、図２８において、反射用インピーダンス回路１５１ＲＡは、スイッチＳＷ１及びＳＷ２と、マイクロストリップ線路５１ａ，５１ｂ−１，５１ｂ−２，５１ｂ−３，５１ｂ−４とを備えて構成される。また、反射用インピーダンス回路１５２ＲＡは、スイッチＳＷ３と、マイクロストリップ線路５２−２、５２−３，５２−４とを備えて構成される。マイクロストリップ線路５１ｂ−１の長さは、マイクロストリップ線路５１ａの長さとマイクロストリップ線路５１ｂ−１の長さの総和がλ_ｇ／２になるように設定され、マイクロストリップ線路５１ｂ−２の長さは、マイクロストリップ線路５１ａの長さとマイクロストリップ線路５１ｂ−２の長さの総和が３λ_ｇ／８になるように設定され、マイクロストリップ線路５１ｂ−３の長さは、マイクロストリップ線路５１ａの長さとマイクロストリップ線路５１ｂ−３の長さの総和がλ_ｇ／４になるように設定されている。さらに、マイクロストリップ線路５２−２の長さはλ_ｇ／８に設定されマイクロストリップ線路５２−３の長さはλ_ｇ／４に設定されている。マイクロストリップ線路５１ｂ−４の長さは、マイクロストリップ線路５１ａの長さとマイクロストリップ線路５１ｂ−４の長さの総和が５λ_ｇ／８になるように設定され、マイクロストリップ線路５２−４の長さは３λ_ｇ／８に設定されている。またさらに、マイクロストリップ線路５１ａの長さは、反射用マイクロストリップ線路である反射用インピーダンス回路１５１ＲＡに形成される定在波により空間変化する電圧対電流比（インピーダンス）と給電線４１の特性インピーダンスとを整合させるように設定される。スイッチＳＷ１及びＳＷ２ならびにスイッチＳＷ３は、反射用インピーダンス回路１５１ＲＡ及び１５２ＲＡのインピーダンス変化手段である。

図２８において、スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３はコントローラ３００によって、連動して切り換えられる。スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３がそれぞれ接点ａに切り換えられると、マイクロストリップ線路５１ａとポートＰ１との間にマイクロストリップ線路５１ｂ−１が接続され、ポートＰ２は開放端となる。これにより、反射用インピーダンス回路１５１ＲＡ及び１５２ＲＡのインピーダンスは＋∞になり、受信される電波の偏波の方向は、右手／左手系複合伝送線路１００に直交する方向になる。また、スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３がそれぞれ接点ｂに切り換えられると、マイクロストリップ線路５１ｂ−１とポートＰ１との間にマイクロストリップ線路５１ｂ−２が接続され、ポートＰ２にマイクロストリップ線路５２−２が接続される。これにより、反射用インピーダンス回路１５１ＲＡのインピーダンスは５０ｊ［Ω］になり、反射用インピーダンス回路１５２ＲＡのインピーダンスは−５０ｊ［Ω］になり、受信される電波の偏波の方向は、右手／左手系複合伝送線路１００に平行な方向と右手／左手系複合伝送線路１００に直交する方向の間の角度（４５度）になる。さらに、スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３がそれぞれ接点ｃに切り換えられると、マイクロストリップ線路５１ｂ−１とポートＰ１との間にマイクロストリップ線路５１ｂ−３が接続され、ポートＰ２にマイクロストリップ線路５２−３が接続される。これにより、反射用インピーダンス回路１５１ＲＡ及び１５２ＲＡのインピーダンスは０になり、受信される電波の偏波の方向は、右手／左手系複合伝送線路１００に平行な方向になる。また、スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３がそれぞれ接点ｄに切り換えられると、マイクロストリップ線路５１ａとポートＰ１との間にマイクロストリップ線路５１ｂ−４が接続され、ポートＰ２にマイクロストリップ線路５２−４が接続される。これにより、反射用インピーダンス回路１５１ＲＡのインピーダンスは-５０ｊ［Ω］になり、反射用インピーダンス回路１５２ＲＡのインピーダンスは５０ｊ［Ω］になり、受信される電波の偏波の方向は、右手／左手系複合伝送線路１００に平行な方向と右手／左手系複合伝送線路１００に直交する方向の間の角度（４５度）で、しかもスイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３がそれぞれ接点ｂに切り換えられた場合に対して直交する方向を取る。

コントローラ３００は、受信電力検出器２００によって検出された受信電力が最大になるように、スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３を切り換える。従って、図２８のアンテナ装置によれば、偏波の方向を、受信電力が最大となるような最適な偏波の方向に離散的に切り換えることができる。

図２９は、図７の零次共振器を用いたアンテナ装置の第２の実施例の構成を示すブロック図である。図２９のアンテナ装置は、
（ａ）ポートＰ１及びＰ２を有する右手／左手系複合伝送線路１００と、ポートＰ１に接続された反射用インピーダンス回路１５１ＲＢと、ポートＰ２に接続された反射用インピーダンス回路１５２ＲＢとを備えた零次共振器と、
（ｂ）マイクロストリップ線路４１ａ及び４１ｂを備え、零次共振器によって受信されたマイクロ波信号を出力する給電線４１（給電回路である。）と、
（ｃ）マイクロストリップ線路４１ａと４１ｂとの間に接続されたマイクロストリップ線路１５ａと、マイクロストリップ線路１５ａと電磁的に結合するように近接して配置されたマイクロストリップ線路１５ｂとを備えて構成された方向性結合器１５と、
（ｄ）マイクロストリップ線路１５ａに流れる受信マイクロ波信号の電力の一部を、方向性結合器１５を用いて検出する受信電力検出器２００と、
（ｅ）マイクロストリップ線路４１ｂから出力される受信マイクロ波信号を入力する無線受信機４００と、
（ｆ）コントローラ３００Ａとを備えて構成される。

図２９において、右手／左手系複合伝送線路１００は可逆であっても非可逆であってもよく、平衡型であっても非平衡型であってもよい。また、右手／左手系複合伝送線路１００において、並列枝部分は、直列枝部分に直交するように形成される。

また、図２９において、反射用インピーダンス回路１５１ＲＢは、ポートＰ１と接地電位との間に直列接続された可変容量ダイオード２１と、インダクタ２２及び２３とを備えて構成される。ここで、給電線路を構成するストリップ導体４１ａの一端は、インダクタ２２及び２３の接続点に接続される。また、反射用インピーダンス回路１５２ＲＢは、ポートＰ２と接地電位との間に直列接続された可変容量ダイオード３１及びインダクタ２４を備えて構成される。また、インダクタ２２及び２３の各素子値は、零次共振器のインピーダンスが給電線４１の特性インピーダンスに整合するように設定される。可変容量ダイオード２１及び３１はそれぞれ、反射用インピーダンス回路１５１ＲＢ及び１５２ＲＢのインピーダンス変化手段である。

コントローラ３００Ａは、反射用インピーダンス回路１５１ＲＢのインピーダンスが実質的に実部を持たない所定の複素数、好ましくは純虚数になり、反射用インピーダンス回路１５２ＲＢのインピーダンスが反射用インピーダンス回路１５１ＲＢのインピーダンスと実質的に共役な複素数、好ましくは共役な純虚数になり、かつ、受信電力検出器２００によって検出された受信電力が最大になるように、可変容量ダイオード２１及び３１に印加する各逆バイアス電圧を変化させる。従って、図２９のアンテナ装置によれば、偏波の方向を、受信電力が最大となるような最適な偏波の方向に切り換えることができる。また、図２８のアンテナ装置は、偏波の方向は４つの方向から選択されたが、本実施例によれば、偏波の方向を、右手／左手系複合伝送線路１００の長手方向に平行な方向から右手／左手系複合伝送線路１００の長手方向に直交する方向までの間の任意の方向に連続的に変化させることができる。

なお、図２９において、可変容量ダイオード２１，３１に代えて、可変リアクタンス素子を用いてもよい。

図３０は、図７の零次共振器を用いたアンテナ装置の第３の実施例の構成を示すブロック図である。図３０のアンテナ装置は、
（ａ）ポートＰ１及びＰ２を有する右手／左手系複合伝送線路１００と、ポートＰ１に接続された反射用インピーダンス回路１５１ＲＣと、ポートＰ２に接続された反射用インピーダンス回路１５２ＲＣとを備えた零次共振器と、
（ｂ）マイクロストリップ線路４１ａ及び４１ｂを備え、零次共振器によって受信されたマイクロ波信号を出力する給電線４１（給電回路である。）と、
（ｃ）マイクロストリップ線路４１ａと４１ｂとの間に接続されたマイクロストリップ線路１５ａと、マイクロストリップ線路１５ａと電磁的に結合するように近接して配置されたマイクロストリップ線路１５ｂとを備えて構成された方向性結合器１５と、
（ｄ）マイクロストリップ線路１５ａに流れる受信マイクロ波信号の電力の一部を、方向性結合器１５を用いて検出する受信電力検出器２００と、
（ｅ）マイクロストリップ線路４１ｂから出力される受信マイクロ波信号を入力する無線受信機４００と、
（ｆ）コントローラ３００Ｂとを備えて構成される。

図３０において、右手／左手系複合伝送線路１００は可逆であっても非可逆であってもよく、平衡型であっても非平衡型であってもよい。また、右手／左手系複合伝送線路１００において、並列枝部分は、直列枝部分に直交するように形成される。

また、図３０において、反射用インピーダンス回路１５１ＲＣはポートＰ１に接続された移相器１５３及び反射素子１５１Ｒを備え、反射用インピーダンス回路１５２ＲＣはポートＰ２に接続された移相器１５４及び反射素子１５２Ｒを備える。図３０のアンテナ装置は、ポートＰ１から見た反射素子１５１Ｒのインピーダンス（すなわち電気長）を変化させるために、ポートＰ１と反射素子１５１Ｒとの間に移相器１５３を備え、ポートＰ２から見た反射素子１５２Ｒのインピーダンス（すなわち電気長）を変化させるために、ポートＰ２と反射素子１５２Ｒとの間に移相器１５４を備えたことを特徴としている。

コントローラ３００Ｂは、反射素子１５１Ｒのインピーダンスが実質的に実部を持たない所定の複素数、好ましくは純虚数になり、反射素子１５２Ｒのインピーダンスが反射素子１５１Ｒのインピーダンスと実質的に共役な複素数、好ましくは共役な純虚数になり、かつ、受信電力検出器２００によって検出される受信電力が最大になるように、移相器１５３，１５４に対する印加電圧を連動して変化させることにより、それらの移相量を変化させる。従って、図３０のアンテナ装置によれば、偏波の方向を、受信電力が最大となるような最適な偏波の方向に切り換えることができる。また、図２８のアンテナ装置では、偏波の方向は４つの方向から選択されたが、本実施例によれば、偏波の方向を、右手／左手系複合伝送線路１００の長手方向に平行な方向から右手／左手系複合伝送線路１００の長手方向に直交する方向までの間の任意の方向に連続的に変化させることができる。

また、図２８、図２９及び図３０において、給電線路を反射用インピーダンス回路１５１ＲＡ、１５１ＲＢ及び１５１ＲＣ側に設けたが、本発明はこれに限らず、反射用インピーダンス回路１５２ＲＡ、１５２ＲＢ及び１５２ＲＣ側に設けてもよい。

また、図２８乃至図３０を参照して、本発明に係る図７の零次共振器を受信用のアンテナ装置に適用した例を説明した。しかしながら、本発明はこれに限らず、図７の零次共振器と、反射用インピーダンス素子１５１Ｒ又は１５２Ｒに接続され、マイクロ波信号を上記零次共振器に給電する給電回路とにより、送信用のアンテナ装置を提供できる。さらに、反射用インピーダンス素子１５１Ｒに対して反射用インピーダンス素子１５１Ｒのインピーダンスを変化させる第１のインピーダンス変化手段を設け、反射用インピーダンス素子１５２Ｒに対して反射用インピーダンス素子１５２Ｒのインピーダンスを変化させる第２のインピーダンス変化手段を設け、アンテナ装置から放射される電波の偏波を変化させるように、上記第１及び第２のインピーダンス変化手段をそれぞれ制御してもよい。

８．本発明の実施形態に係る零次共振器を用いた帯域阻止フィルタ装置の構成．
図２５を参照して説明したように、非平衡型右手／左手系複合伝送線路１００を用いた場合、リアクタンスＢを０から＋∞まで連続的に変えるように変化させることにより、共振周波数を連続的に変化させることができる。このことを利用して、帯域阻止周波数を変化させることができるチューナブル帯域阻止フィルタ装置を実現できる。ここで、具体的には、帯域阻止周波数とは、阻止帯域の中心周波数を中心とする所定の幅を有する帯域阻止幅を表す。

図３１は、図７の零次共振器を用いた帯域阻止フィルタ装置の実施例の構成を示すブロック図である。また、図３２は、図３１の帯域阻止フィルタ装置の構成を示す平面図である。図３１及び図３２の帯域阻止フィルタ装置は、
（ａ）ポートＰ１及びＰ２を有する非平衡型の右手／左手系複合伝送線路１００と、ポートＰ１に接続された反射用インピーダンス回路１５１ＲＣと、ポートＰ２に接続された反射用インピーダンス回路１５２ＲＣとを備えた零次共振器と、
（ｂ）コントローラ３００Ｃと、
（ｃ）入力ポート３及び出力ポート４を有する伝送線路１００Ｆとを備えて構成される。

ここで、図３２に示すように、右手／左手系複合伝送線路１００及び反射素子１５１Ｒ及び１５２Ｒは、図１１と同様に形成される。また、伝送線路１００Ｆは、右手／左手系複合伝送線路１００と電磁的に結合するように右手／左手系複合伝送線路１００に平行に近接して形成される。

また、図３１において、反射用インピーダンス回路１５１ＲＣはポートＰ１とポートＰ３との間に接続された移相器１５３及び反射素子１５１Ｒを備え、反射用インピーダンス回路１５２ＲＣはポートＰ２とポートＰ４との間に接続された移相器１５４及び反射素子１５２Ｒを備える。図３１において、コントローラ３００Ｃは、反射素子１５１Ｒのインピーダンスが実質的に実部を持たない所定の複素数、好ましくは純虚数になり、反射素子１５２Ｒのインピーダンスが反射素子１５１Ｒのインピーダンスと実質的に共役な複素数、好ましくは共役な純虚数になるように、移相器１５３，１５４に対する印加電圧を連動して変化させることにより、それらの移相量を変化させる。従って、図３１の帯域阻止フィルタ装置によれば、帯域阻止周波数を直列共振周波数から並列共振周波数までの間で任意の周波数に連続的に変化させることできる。

図３３は、図３１の帯域阻止フィルタ装置において、反射用インピーダンス素子１５１ＲのリアクタンスＢを、０、５０［Ω］及び＋∞に設定したときの反射係数Ｓ_１１及び透過係数Ｓ_２１（シミュレーション計算値）の周波数特性を示すグラフである。図３３において、零次共振器の各構造パラメータは、図２４のシミュレーションにおいて用いた構造パラメータと同一である。図３３に示すように、リアクタンスＢが０（両端短絡）であるとき帯域阻止周波数は２．７ＧＨｚであり、リアクタンスＢが＋∞（両端開放）であるとき帯域阻止周波数は２．３５ＧＨｚであり、リアクタンスＢが５０［Ω］であるとき帯域阻止周波数は２．４５ＧＨｚになった。これら帯域阻止周波数の同調範囲は、図２４の分散曲線においてバンドギャップ領域に相当する。なお、図３１において、給電用の伝送線路１００Ｆを零次共振器の近傍に設置したために両者が結合し、その結果、図３３では阻止帯域が図２４のバンドギャップに比べて低周波数側にシフトしたと考えられる。

なお、図３１において、反射用インピーダンス回路１５１ＲＣ及び１５２ＲＣに代えて、図２８の反射用インピーダンス回路１５１ＲＡ及び１５２ＲＡ又は図２９の反射用インピーダンス回路１５１ＲＢ及び１５２ＲＢを用いてもよい。また、本実施例において右手／左手系複合伝送線路１００は可逆であったが、非可逆であってもよい。

９．本発明の実施形態に係る零次共振器を用いた帯域通過フィルタ装置の構成．
図２５を参照して説明したように、非平衡型右手／左手系複合伝送線路１００を用いた場合、リアクタンスＢを０から＋∞まで連続的に変えるように変化させることにより、共振周波数を連続的に変化させることができる。このことを利用して、帯域通過周波数を変化させることができるチューナブル帯域通過フィルタ装置を実現できる。ここで、具体的には、帯域通過周波数とは、通過帯域の中心周波数を中心とする所定の幅を有する帯域通過幅を表す。

図３４は、図７の零次共振器を用いた帯域通過フィルタ装置の実施例の構成を示す平面図である。図３４の帯域通過フィルタ装置は、
（ａ）ポートＰ１及びＰ２を有する非平衡型の右手／左手系複合伝送線路１００と、ポートＰ１に接続された反射用インピーダンス回路１５１ＲＣと、ポートＰ２に接続された反射用インピーダンス回路１５２ＲＣとを備えた零次共振器と、
（ｂ）コントローラ３００Ｃと、
（ｃ）入力ポート３を有する入力用の伝送線路１００Ｆａと、
（ｄ）出力ポート４を有する出力用の伝送線路１００Ｆｂとを備えて構成される。

ここで、図３４に示すように、右手／左手系複合伝送線路１００及び反射素子１５１Ｒ及び１５２Ｒは、図１１と同様に形成される。また、伝送線路１００Ｆａ及び１００Ｆｂはそれぞれ、右手／左手系複合伝送線路１００と電磁的に結合するように右手／左手系複合伝送線路１００に平行に近接して形成される。さらに、伝送線路１００Ｆａと伝送線路１００との間の間隔は、０.１ｍｍとなるように設定される。

また、図３４において、反射用インピーダンス回路１５１ＲＣはポートＰ１に接続された移相器１５３及び反射素子１５１Ｒを備え、反射用インピーダンス回路１５２ＲＣはポートＰ２に接続された移相器１５４及び反射素子１５２Ｒを備える。図３４において、コントローラ３００Ｃは、反射用インピーダンス回路１５１ＲＣのインピーダンスが実質的に実部を持たない所定の複素数、好ましくは純虚数になり、反射用インピーダンス回路１５２ＲＣのインピーダンスが反射素子１５１Ｒのインピーダンスと実質的に共役な複素数、好ましくは共役な純虚数になり、移相器１５３，１５４に対する印加電圧を連動して変化させることにより、それらの移相量を変化させる。従って、図３４の帯域通過フィルタ装置によれば、帯域通過周波数を直列共振周波数から並列共振周波数までの間で任意の周波数に連続的に変化させることできる。

図３５は、図３４の帯域通過フィルタ装置において、反射用インピーダンス素子１５１ＲのリアクタンスＢを、０、５０［Ω］及び＋∞に設定したときの反射係数Ｓ_１１及び透過係数Ｓ_２１（シミュレーション計算値）の周波数特性を示すグラフである。図３５において、零次共振器の各構造パラメータは、図２４のシミュレーションにおいて用いた構造パラメータと同一である。図３５に示すように、リアクタンスＢが０（両端短絡）であるとき帯域通過周波数は２．６ＧＨｚであり、リアクタンスＢが＋∞（両端開放）であるとき帯域通過周波数は２．３ＧＨｚであり、リアクタンスＢが５０［Ω］であるとき帯域通過周波数は２．４ＧＨｚになった。これら帯域通過周波数の同調範囲は、図２４の分散曲線においてバンドギャップ領域に相当する。なお、図３４において、給電用の伝送線路１００Ｆａ及び１００Ｆｂを零次共振器の近傍に設置したために両者が結合し、その結果、図３５では通過帯域が図２４のバンドギャップ領域に比べて低周波数側にシフトしたと考えられる。

１０．非可逆右手／左手系複合伝送線路を用いた本実施形態に係る零次共振器の具体的構成例．
次に、非可逆右手／左手系複合伝送線路を用いた場合の図７の零次共振器の具体的構成例を説明する。図３６は、零次共振器を構成する単位セルの数Ｎが１０あり、かつ非可逆な右手／左手系複合伝送線路１００を備えたときの、図７の零次共振器の具体的な構成を示す斜視図である。また、図３７は、図３６のＡ−Ａ’ラインを横切る縦断面図である。なお、図３６に示した例では、反射用インピーダンス素子１５１Ｒ及び１５２Ｒの長さはそれぞれλ_ｇ／４に設定されている。

図３６及び図３７の零次共振器は、図１１の可逆右手／左手系複合伝送線路１００を用いた場合の零次共振器と比較して、右手／左手系複合伝送線路１００であるマイクロストリップ線路の真下に、自発磁化又は外部磁界Ｈ_０により誘起された垂直磁化Ｍ_ｓを有するフェライト角棒９０が挿入された構造を有する。フェライト角棒９０が軟磁性体である場合、外部磁界Ｈ_０が０の場合は、図３６及び図３７の零次共振器（進行波共振器である。）は図１１の可逆右手／左手系複合伝送線路１００を用いた場合の零次共振器と同様に動作し、放射方向はブロードサイド方向を向く。また、反射用インピーダンス素子１５１Ｒ及び１５２Ｒのリアクタンスを上述した式（５）を満たすように０から＋∞まで連続的に変化させると、放射方向に関係なく、直線偏波方向が回転する。さらに、零次共振器上の位相分布は、右手／左手系複合伝送線路１００に沿って、当該線路の非可逆性の大きさによって決められる傾きを有している。ここでは、右手／左手系複合伝送線路１００の非可逆性の大きさは、外部印加磁界Ｈ_０の向き及び大きさを変えることにより、変化させることができる。

また、図３８Ａ、図３８Ｂ及び図３８Ｃは、非可逆かつ平衡型の右手／左手系複合伝送線路１００を用いる場合において、反射用インピーダンス素子１５１ＲのリアクタンスＢを０、５０［Ω］、＋∞に設定し、外部磁化Ｈ_０を印加したときの図３６の零次共振器のｘ−ｚ面上の放射パターン（シミュレーション計算値）を示す図である。具体的には、図３８Ａにおいて、反射用インピーダンス素子１５１Ｒを構成する有限長開放終端線路の線路長ｌ_ｒ１はλｇ／４に設定され、反射用インピーダンス素子１５２Ｒを構成する有限長開放終端線路の線路長ｌ_ｒ２はλｇ／４に設定されている。また、図３８Ｂにおいて、線路長ｌ_ｒ１は９λｇ／２０に設定され、線路長ｌ_ｒ２はλｇ／２０に設定されている。さらに、図３８Ｃにおいて、線路長ｌ_ｒ１はλｇ／２に設定され、線路長ｌ_ｒ２は０に設定されている。

図３８Ａ、図３８Ｂ及び図３８Ｃにおいて、進行波共振器である本実施例の零次共振器からの放射ビームは、実質的に−３０度方向を向いていることから、ビーム放射方向は終端条件により実質的に影響を受けないことがわかる。一方、両端短絡の場合である図３８Ａでは、右手／左手系複合伝送線路１００の直列枝の直列共振が支配的であるので、主偏波としては、電界のθ方向成分Ｅ_θが支配的となっている。また、両端開放の場合である図３８Ｃでは、シャント枝の並列共振が支配的であるために、主偏波としては電界のφ方向成分Ｅ_φが支配的となっている。図３８Ｂにおいては、電界のθ方向成分Ｅ_θとφ方向成分Ｅ_φがほぼ同等となっており、主偏波方向は、図３８Ａ及び図３８Ｃの場合の主偏波方向に対して斜め４５度方向を向いている。このように、非可逆の右手／左手系複合伝送線路１００を備えた進行波共振器の両端反射条件を制御することにより、放射ビームの走査とは独立に、直線偏波方向を連続的に制御することが可能となる。

１１．直線偏波の主偏波方向の回転の原理及び測定結果
次に、図７の零次共振器によって送受信されるマイクロ波信号の主偏波方向の回転の原理及び測定結果を説明する。図３９は、図７の零次共振器の直列枝に流れる電流Ｉ_{ｃｅｎｔｅｒ}及び並列枝に流れる電流Ｉ_ｓｔｕｂを示す回路図及び平面図（ただし、零次共振器を構成する単位セルの数Ｎは１０である。）である。図３９において、次式が成り立つ。

ここで、Ｖは並列枝の両端電圧であり、Ｚ_ｓｔｕｂはスタブ導体１３のインピーダンスであり、βはスタブ導体１３の伝送線路の位相定数である。従って、リアクタンスＢが正の値を有するとき、電流Ｉ_{ｃｅｎｔｅｒ}と電流−Ｉ_ｓｔｕｂとは互いに同相である。さらに、リアクタンスＢが変化すると、右手／左手系複合伝送線路１００上の電流分布が変化し、放射波の電界のθ方向成分Ｅ_θとφ方向成分Ｅ_φとは、同相の状態を維持したまま（すなわち、直線偏波の状態を維持したまま）、その比が変化する。このため、放射波の主偏波の方向は基板１０の法線（図１４のＺ軸である。）の周りを回転する。

上述した主偏波方向の回転を確認するために、図１１の零次共振器の放射パターンを測定した。図４０は、図１１の零次共振器から放射された電波をホーンアンテナ５００を用いて受信するための実験装置の構成を示す斜視図である。図４０に示すようにＸＹＺ座標系を定義する。図４０の実験装置において、Ｙ軸の周りに零次共振器が回転するように零次共振器をターンテーブルに載置した。このとき、ターンテーブルの回転角は放射角θに対応する。さらに、リアクタンスＢを５０［Ω］に設定し、所定のテスト信号を零次共振器に出力し、零次共振器から放射した。また、図４０において、ＸＹ平面上の原点Ｏから３ｍの所定の位置に、ホーンアンテナ５００を設置し、零次共振器からの電波を受信した。このとき、ホーンアンテナ５００の主偏波方向θ_Ｈ（短絡スタブつまりＹ軸に平行な方向からの角度である。）を４５度又は−４５度に設定した。

図２２Ｂを参照して説明したように、リアクタンスＢを５０［Ω］に設定した場合、直列枝の直列共振と並列枝の並列共振がほぼ同程度に共存し、中央のストリップ導体１２の磁界強度と短絡スタブ導体１３の磁界強度がほぼ同程度であることから、放射波の電界のθ方向成分Ｅ_θ及びφ方向成分Ｅ_φがほぼ同程度となる。このため、主偏波方向は、−４５度になることが期待される。

図４１は、図４０のホーンアンテナ５００の主偏波方向θ_Ｈを４５度に設定したときの放射パターンの実験測定値及び主偏波方向θ_Ｈを−４５度に設定したときの放射パターンの実験測定値を示す図である。図４１に示すように、ホーンアンテナ５００の主偏波方向θ_Ｈが−４５度であるときの受信電力は、主偏波方向θ_Ｈが４５度であるときの受信電力より約５ｄＢだけ大きい。このことは、送信側の零次共振器の主偏波方向がホーンアンテナ５００の主偏波方向θ_Ｈ＝−４５度にほぼ平行であることを意味する。すなわち、右手／左手系複合伝送線路１００の両端条件（具体的には、リアクタンスＢ）を変えるだけで主偏波方向を回転させることができることを実験により確認できた。

図４２は、図１１の零次共振器において反射用インピーダンス素子１５１ＲのリアクタンスＢを０と＋∞との間の値に設定したときの電界Ｅ_{ｔｏｔａｌ}を示す平面図である。図４２に示すように、リアクタンスＢを０と＋∞との間の値に設定すると、電界Ｅ_{ｔｏｔａｌ}の方向は、放射波の電界のθ方向成分Ｅ_θ及びφ方向成分Ｅ_φの比に応じて、直列枝に平行な方向と並列枝に平行な方向との間の方向になる。このため、例えば図２８乃至図３０のように本発明に係る零次共振器を受信アンテナ装置に用いる場合、零次共振器の両端条件（リアクタンスＢである。）を変化させながら受信電力をモニタし、受信電力が最大になったときの両端条件を選択すればよい。受信電力が最大になったとき、アンテナ装置の主偏波方向は到来波の偏波方向に実質的に一致する。

１２．まとめ
以上説明したように、本発明に係るマイクロ波共振器によれば、右手／左手系複合伝送線路１００のポートＰ１に接続された反射用インピーダンス素子１５１Ｒと、ポートＰ２に接続された反射用インピーダンス素子１５２Ｒとを備え、ポートＰ１から反射用インピーダンス素子１５１Ｒを見た第１のインピーダンスの虚部とポートＰ２から反射用インピーダンス素子１５２Ｒを見た第２のインピーダンスの虚部とは互いに異符号である。さらに、第１のインピーダンスの虚部の大きさと第２のインピーダンスの虚部の大きさとは実質的に互いに等しい。好ましくは、第１のインピーダンスは純虚数（ｊＢ）であり、第２のインピーダンスが第１のインピーダンスと共役な純虚数（−ｊＢ）である。従って、本発明に係るマイクロ波共振器によれば、直列共振状態及び並列共振状態に加えて、両者が混在する二重共振の状態を実現できる新規の零次共振器を提供できる。

特に、反射用インピーダンス素子１５１ＲのリアクタンスＢを連続的に変化することにより、共振周波数を変化させることなく、直列枝の直列共振のみが支配的な状態から、並列枝の並列共振のみが支配的な状態まで、直列共振エネルギーと並列共振エネルギーの割合を連続的に変えることができる。

また、直列枝の直列共振周波数と並列枝の並列共振周波数が異なる非平衡型右手／左手系複合線路１００を用いた場合、この２つの異なる周波数に挟まれる帯域においては、同線路に沿って伝搬するモードが存在しない禁止帯となる。この場合、同線路上での電磁界分布は線路に沿って指数関数的な形を示すものの、引き続き、共振周波数が線路長に依存しない零次共振器を実現できる。このとき、反射用インピーダンス素子１５１ＲのリアクタンスＢを連続的に変化することにより、共振周波数を、直列共振周波数と並列共振周波数の間で連続的に変えることができる。

さらに、本発明に係るマイクロ波共振器を用いたアンテナ装置によれば、反射用インピーダンス素子１５１ＲのリアクタンスＢを変化することにより、上記アンテナ装置から放射されるマイクロ波信号又は受信されるマイクロ波信号の偏波方向を変化させることができる。本発明に係るアンテナ装置によれば、従来技術に比較して小型の平面型アンテナ装置を実現できる。従って、本発明に係るアンテナ装置は携帯電話機などの携帯機器に有用である。

またさらに、本発明に係るマイクロ波共振器を用いた帯域通過フィルタ装置によれば、直列枝の直列共振周波数と並列枝の並列共振周波数とが互いに異なる非平衡型右手／左手系複合線路１００を用いるので、直列共振周波数と並列共振周波数との間の任意の帯域通過周波数を実現できる。

また、本発明に係るマイクロ波共振器を用いた帯域阻止フィルタ装置によれば、直列枝の直列共振周波数と並列枝の並列共振周波数とが互いに異なる非平衡型右手／左手系複合線路１００を用いるので、直列共振周波数と並列共振周波数との間の任意の帯域阻止周波数を実現できる。

さらに、本発明に係る零次共振器における二重共振は、単位セルＵＣ_１，ＵＣ_２，…，ＵＣ_Ｎの数Ｎには依存しない。このため、より大きい利得を実現するためのより大規模なアンテナ装置であっても、リアクタンスＢを調整するだけで容易に主偏波方向を変化させることができる。

以上説明したように、本発明に係るマイクロ波共振器によれば、マイクロ波伝送線路の第１のポートに接続され、所定の動作周波数において、上記第１のポートから第１の反射用インピーダンス回路を見たインピーダンスが第１のインピーダンスとなるように動作する第１の反射用インピーダンス回路と、上記マイクロ波伝送線路の第２のポートに接続され、上記動作周波数において、上記第２のポートから第２の反射用インピーダンス回路を見たインピーダンスが第２のインピーダンスとなるように動作する第２の反射用インピーダンス回路とを備え、上記第１のインピーダンスの虚部と上記第２のインピーダンスの虚部とは互いに異符号であり、かつ上記第１のインピーダンスの虚部の大きさと上記第２のインピーダンスの虚部の大きさとは実質的に互いに等しい。従って、マイクロ波伝送線路を構成する単位セルの直列枝の直列共振のみが支配的な状態と、並列枝の並列共振のみが支配的な状態との間の、直列共振と並列共振とが混在した二重共振の状態にある零次共振器を実現できる。

本発明は、マイクロ波領域における情報通信用送受信アンテナに限定されるものではなく、例えば、無線電力伝送用アンテナとしても用いることができる。

１０…誘電体基板、
１１…接地導体、
１２，１２Ｐ１，１２Ｐ１ａ，１２Ｐ１ｂ，１２Ｐ２…ストリップ導体、
１２Ａ…マイクロストリップ線路、
１２Ｆ…給電線路導体、
１２Ｓ…ビア導体、
１３…短絡スタブ導体、
１４…キャパシタ、
１５…方向性結合器、
１５ａ，１５ｂ…マイクロストリップ線路、
２１…可変容量ダイオード、
２２，２３，２４…インダクタ、
３１…可変容量ダイオード、
４１…給電線、
４１ａ，４１ｂ，５１ａ，５１ｂ−１，５１ｂ−３，５１ｂ−４，５２−２，５２−３，５２−４…マイクロストリップ線路、
６１…伝送線路部分、
９０…フェライト角棒、
１００…右手／左手系複合伝送線路（ＣＲＬＨＴＬ）、
１００Ｆ，１００Ｆａ，１００Ｆｂ…伝送線路、
２００…受信電力検出器、
３００，３００Ａ，３００Ｂ，３００Ｃ…コントローラ、
１５１，１５２…終端負荷、
１５１Ｒ，１５２Ｒ…反射用インピーダンス素子、
１５１ＲＡ，１５１ＲＢ，１５１ＲＣ，１５２ＲＡ，１５２ＲＢ，１５２ＲＣ…反射用インピーダンス回路、
１５３，１５４…移相器、
２００…受信電力検出器、
３００，３００Ａ…コントローラ、
４００…無線受信機、
Ｐ１，Ｐ２，Ｐ１１，Ｐ１２…ポート、
ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３…スイッチ、
ＵＣ_１，ＵＣ_２，…，ＵＣ_Ｎ…単位セル。

Claims

容量性素子を等価的に含む直列枝の回路と、誘導性素子を等価的に含む並列枝の回路と、少なくとも１つの伝送線路部分とを有する少なくとも１つの単位セルを、第１と第２のポートの間で縦続接続して構成されたマイクロ波伝送線路を備えたマイクロ波共振器であって、
上記マイクロ波伝送線路は第１のポートと第２のポートとを有し、
上記マイクロ波共振器は、
上記マイクロ波伝送線路の第１のポートに接続され、所定の動作周波数において、上記第１のポートから第１の反射用インピーダンス回路を見たインピーダンスが第１のインピーダンスとなるように動作する第１の反射用インピーダンス回路と、
上記マイクロ波伝送線路の第２のポートに接続され、上記動作周波数において、上記第２のポートから第２の反射用インピーダンス回路を見たインピーダンスが第２のインピーダンスとなるように動作する第２の反射用インピーダンス回路とを備え、
少なくとも、上記第１のインピーダンスの虚部と上記第２のインピーダンスの虚部とは互いに異符号であり、かつ上記第１のインピーダンスの虚部の大きさと上記第２のインピーダンスの虚部の大きさとは実質的に互いに等しいように構成することにより、直列共振と並列共振が混在した二重共振の状態にある零次共振器であることを特徴とするマイクロ波共振器。
上記第１のインピーダンスは所定の純虚数であり、
上記第２のインピーダンスは、上記第１のインピーダンスと共役である純虚数であることを特徴とする請求項１記載のマイクロ波共振器。
上記マイクロ波伝送線路において、上記容量性素子は当該伝送線路を伝搬する電磁波モードの実効透磁率が負であるマイクロ波素子であり、上記誘導性素子は当該伝送線路を伝搬する電磁波モードの実効誘電率が負であるマイクロ波素子であることを特徴とする請求項１又は２記載のマイクロ波共振器。
上記マイクロ波伝送線路は、
接地導体を有する誘電体基板と、
上記誘電体基板上に形成されたマイクロストリップ線路と、
上記マイクロストリップ線路を複数の線路部に分断し、上記分断された複数の線路部のうちの互いに隣接する各線路部を接続する複数のキャパシタと、
上記各線路部をそれぞれ接地導体に接続する複数の誘導性スタブ導体とを備えたことを特徴とする請求項１乃至３のうちのいずれか１つに記載のマイクロ波共振器。
請求項１乃至４のうちのいずれか１つに記載のマイクロ波共振器を用いたアンテナ装置であって、
上記第１の反射用インピーダンス回路又は上記第２の反射用インピーダンス回路に接続され、上記マイクロ波共振器によって受信されたマイクロ波信号を出力する給電回路をさらに備えたことを特徴とするアンテナ装置。
上記第１の反射用インピーダンス回路は、上記第１のインピーダンスを変化させる第１のインピーダンス変化手段を備え、
上記第２の反射用インピーダンス回路は、上記第２のインピーダンスを変化させる第２のインピーダンス変化手段を備え、
上記アンテナ装置は、
上記マイクロ波共振器によって受信されるマイクロ波信号の偏波方向を変化させるように、上記第１及び第２のインピーダンス変化手段をそれぞれ制御する制御手段をさらに備えたことを特徴とする請求項５記載のアンテナ装置。
上記アンテナ装置は、
上記給電回路から出力されたマイクロ波信号の受信電力を検出する受信電力検出手段をさらに備え、
上記制御手段は、上記検出された受信電力に基づいて、上記受信電力が最大になるように上記マイクロ波共振器によって受信されるマイクロ波信号の偏波方向を変化させることを特徴とする請求項６記載のアンテナ装置。
上記第１及び第２のインピーダンスは離散的に変化することを特徴とする請求項５乃至７のうちのいずれか１つに記載のアンテナ装置。
上記第１及び第２のインピーダンスは連続的に変化することを特徴とする請求項５乃至７のうちのいずれか１つに記載のアンテナ装置。
上記第１及び第２の反射用インピーダンス回路はそれぞれ、可変容量ダイオード及びインダクタを含むことを特徴とする請求項９記載のアンテナ装置。
上記第１及び第２の反射用インピーダンス回路のそれぞれは、移相器及び伝送線路を含むことを特徴とする請求項９記載のアンテナ装置。
請求項１乃至４のうちのいずれか１つに記載のマイクロ波共振器を備えた帯域通過フィルタ装置であって、
上記マイクロ波伝送線路は非平衡型マイクロ波伝送線路であり、
上記第１の反射用インピーダンス回路は、上記第１のインピーダンスを変化させる第１のインピーダンス変化手段を備え、
上記第２の反射用インピーダンス回路は、上記第２のインピーダンスを変化させる第２のインピーダンス変化手段を備え、
上記帯域通過フィルタ装置は、
当該帯域通過フィルタ装置の帯域通過周波数を変化させるように、上記第１及び第２のインピーダンス変化手段をそれぞれ制御する制御手段をさらに備えたことを特徴とする帯域通過フィルタ装置。
請求項１乃至４のうちのいずれか１つに記載のマイクロ波共振器を備えた帯域阻止フィルタ装置であって、
上記マイクロ波伝送線路は非平衡型マイクロ波伝送線路であり、
上記第１の反射用インピーダンス回路は、上記第１のインピーダンスを変化させる第１のインピーダンス変化手段を備え、
上記第２の反射用インピーダンス回路は、上記第２のインピーダンスを変化させる第２のインピーダンス変化手段を備え、
上記帯域阻止フィルタ装置は、
当該帯域阻止フィルタ装置の帯域阻止周波数を変化させるように、上記第１及び第２のインピーダンス変化手段をそれぞれ制御する制御手段をさらに備えたことを特徴とする帯域阻止フィルタ装置。