WO2011024575A1

WO2011024575A1 - 漏れ波アンテナ装置

Info

Publication number: WO2011024575A1
Application number: PCT/JP2010/061966
Authority: WO
Inventors: 上田　哲也; 健堀川; 紘幸岸本; 慎太郎山本
Original assignee: 国立大学法人京都工芸繊維大学
Priority date: 2009-08-31
Filing date: 2010-07-15
Publication date: 2011-03-03
Also published as: JP5655256B2; JPWO2011024575A1

Abstract

　少なくとも１つの伝送線路部分とを有する少なくとも１つの単位セル（６０）を、第１と第２のポート（Ｐ１，Ｐ２）の間で縦続接続して構成されたマイクロ波伝送線路を備えた漏れ波アンテナ装置において、マイクロ波伝送線路の第２のポート（Ｐ２）に接続され、動作周波数において、上記マイクロ波伝送線路に沿ってマイクロ波信号が第１のポート（Ｐ１）から入力されて第２のポート（Ｐ２）に向かって伝搬するとき、当該マイクロ波信号は第１の漏れ波として放射され、当該第１の漏れ波以外のマイクロ波信号は反射用インピーダンス回路（７５）により反射され、当該反射されたマイクロ波信号による第２の漏れ波は上記第１の漏れ波の放射方向と実質的に同一の方向で放射される。

Description

漏れ波アンテナ装置

　本発明は、順方向の伝搬定数と逆方向の伝搬定数とが互いに異なる非可逆位相特性を有する非可逆伝送線路又は可逆伝送線路からの漏洩波を用いた新規な漏れ波アンテナ装置、並びに、非可逆位相特性を有する非可逆移相伝送線路を用いたマイクロ波共振器とそれを用いたアンテナ装置に関する。なお、本明細書において、マイクロ波とは、例えばＵＨＦ（Ultra High Frequency）バンドの周波数帯以上のマイクロ波、ミリ波、準ミリ波、テラヘルツ波をいう。以下、「非可逆右手及び左手系伝送線路」を「非可逆右手／左手系伝送線路」という。

　最近、従来の分布定数線路のインダクタンスと容量の配置を入れ換えた左手系伝送（Left Handed Transmission（ＬＨＴ））線路の研究が活発化している（例えば、非特許文献１－３参照。）。左手系伝送線路の回路には、後退波特性、レンズ作用などの特異性も現れるので、新しいマイクロ波回路素子への期待が大きい。

　例えば、非特許文献１においては、フェライトマイクロストリップ線路において左手系伝送線路の回路を構成し、透磁率が負になる周波数帯域において、エッジガイドモードの非可逆性の伝搬特性を数値的及び実験的に明らかにしている。具体的には、アイソレーションが２０ｄＢ以上の非可逆性を伴って、透磁率が負になる帯域でエッジガイドモードが伝搬することを明らかにしている。また、伝送線路からの漏洩波を放射するアンテナ装置については、例えば特許文献１－３において開示されている。

　しかしながら、当該非可逆左手系伝送線路の回路を用いたアンテナ装置へのアプリケーションについてはいまだ発表されていない。特に、非可逆左手系伝送線路は高周波信号を伝送することを目的としており、非可逆左手系伝送線路からの漏洩波はほとんどない。なお、左手系伝送線路において、当該非可逆伝送線路を伝搬する高周波信号の電力の方向を逆にとれば、右手系伝送線路として動作しうる。

　また、順方向と逆方向のうち、一方が左手系伝送線路で、他方が右手系伝送線路となるような非可逆伝送線路並びに、それを用いた伝送線路型マイクロ波回路（例えば、移相器、アンテナ装置、共振器、フィルタ、電力分配器、発振器など）は考案されていない。特に、マイクロ波共振器及びそれを用いたマイクロ波回路においては、線路長に依存して共振周波数が決定するために、共振周波数によってはその装置構成が大型化するという問題点があった。

　以上の問題点を解決するために、従来技術に比較して大幅に小型化できかつ特有の作用効果を有する、伝送線路型マイクロ波回路について、本発明者らは、特許文献４において提案した。

　次いで、伝送線路型マイクロ波共振器の背景技術について以下に説明する。現在までのところ、伝送線路型マイクロ波共振器は開発されていて、実際に、マイクロ波技術及びミリ波技術において広範な構造で使用されている（例えば、非特許文献９参照。）。典型的なマイクロ波共振器は、その単純な構造及び容易な回路設計方法による半波長伝送線路共振器である。最近では、新型の伝送線路共振器として、右手／左手系複合伝送線路（ＣＲＬＨＴＬ）（例えば、非特許文献１１参照。）を基礎とするゼロ次共振器（例えば、非特許文献１０参照。）が提案され、かつ開発されている。一般に、従来技術に係る伝送線路型マイクロ波共振器の共振周波数は線路長によって決定されるが、ゼロ次共振器のそれは長さ自体によっては決定されず、単位セルの構造によって決定される。追加的な魅力のある特性として、ゼロ次共振器は、線路の長手方向に沿って位相及び振幅が空間的に一様である電磁界分布を有し、これにより、マイクロ波フィルタ、電力分配器、アンテナ、発振器等へのアプリケーションに用いることができる（例えば、非特許文献１１参照。）。

　右手／左手系複合伝送線路の概念を基礎として、発明者の１人は、直列キャパシタンス及び並列枝インダクタンスを周期的に装荷する垂直に磁化されたフェライト基板上のマイクロストリップ線路で構成されるマイクロ波エッジガイドモードアイソレータ等の新型の非可逆デバイスも提案している（例えば、非特許文献１２参照。）。最近、発明者らは、非可逆漏洩波アンテナ（例えば、非特許文献１３参照。）及び高利得化へのアプリケーションに関して、一方向の伝送電力における主要右手系（ＲＨ）モード及び反対方向における主要左手系（ＬＨ）モードをサポートする別のタイプの非可逆移相伝送線路を提案した。一方で、フェライト材料を用いる非可逆進行波共振器が多くの論文で論じられてきている。しかしながら、これらは、共振器の全体サイズに依存する共振周波数を有するリング共振器で構成されている（例えば、非特許文献１４参照。）。

特開平５－１８３３２９号公報。特開２００５－１２４０３８号公報。特開２００５－１６０００９号公報。国際公開ＷＯ２００８／１１１４６０号公報。

堤誠ほか，「フェライト基板マイクロストリップ左手系線路に見られる非可逆特性」，電子情報通信学会論文誌Ｃ，Ｖｏｌ．Ｊ８７－Ｃ，Ｎｏ．２，ｐｐ．２７４－２７５，２００４年２月。 M. Tsutsumi et al., "Nonreciprocal Left-Handed Microstrip Lines", 2004 IEEE MTT-S International Microwave Symposium, TU5C-3, pp.249-252, June 2004. Tetsuya Ueda, et al., "Left-Handed Transmission Characteristics of Ferrite Microstrip Lines without Series Capacitive Loading", IEICE Transactions on Electron, Vol. E89-C, No. 9, pp.1318-1323, September 2006. Tetsuya Ueda, et al., "Left-Handed Transmission Characteristics of Rectangular Waveguides Periodically Loaded With Ferrite", IEEE Transactions on Magnetics, Vol. 41, No. 10, pp. 3532-3537, October 2005. Shuang Zhang et al., "Experimental Demonstration of Near-Infrared Negative-Index Metamaterials", Physical Review Letters, The American Physical Society, PRL-95, pp.137404-1-13704-4, September 23, 2005. Gunnar Dolling et al., "Low-loss negative-index metamaterial at telecommunication wavelengths", Optics Letters, Vol.31, No.12, pp.1800-1802, June 15, 2006. D. R. Smith et al., "Composite Medium with Simultaneously Negative Permeability and Permittivity", Physical Review Letters, The American Physical Society, Vol.84, No. 18, pp. 4184-4187, May 1, 2000. R. Marques et al., "Left-Handed-Media Simulation and Transmission of EM Waves in Subwavelength Split-Ring-Resonator-Loaded Metallic Waveguides", Physical Review Letters, The American Physical Society, Vol.89, No. 18, pp.183901-1-183901-4, October 28, 2002. S. B. Cohn, "Parallel-coupled transmission-line-resonator filters", IEEE Transactions on Microwave Theory Technology, Vol. 6, No. 2, pp. 223-231, April 1958. A. Sanada et al., "Zeroth-order resonance in composite right/left handed transmission line resonators", Proceedings of Asia-Pacific Microwave Conference 2003, pp. 1588-1592, November 2003. C. Caloz et al., "Electromagnetic Metamaterials: Transmission Line Theory and Microwave Applications", New Jersey, Wiley, 2006. T. Ueda et al., "Nonreciprocal left-handed transmission characteristics of microstrip lines on the ferrite substrate", IET Proceedings of Microwave Antennas and Propagation., Vol. 1, No. 2, pp. 349-354, April 2007. T. Ueda et al., "Nonreciprocal phase-shift composite right/left handed transmission lines and their application to leaky wave antennas", IEEE Transactions on Antennas Propagation, Vol. 57, No. 7, pp. 1995-2005, July 2009. M. Muraguchi et al., "A new type of isolator for millimeter-wave integrated circuits using a nonreciprocal traveling wave resonator", IEEE Transactions on Microwave Theory Technology, Vol. 30, No. 11, pp. 1867-1873, November 1982. 上田哲也，「非可逆右手／左手系伝送線路を用いた伝送線路型共振器」，電子情報通信学会総合大会講演論文集，エレクトロニクス，Ｃ－２－７９，２００８年３月。 T. Ueda et al., "Nonreciprocal phase-shift composite right/left handed transmission lines using ferrite-rod-embedded substrate", IEEE Transactions on Magnetics, Vol. 45, No. 10, pp. 4203-4206, October 2009.

　しかしながら、上記伝送線路マイクロ波回路をアンテナ装置に応用したときに、左手系又は右手系伝送線路などの伝送線路からの漏洩波を用いて、主ビームを形成しかつ主ビーム方向を制御可能な漏れ波アンテナ装置を実現することができるが、放射利得が比較的小さいという問題点があった。一方で、大きな放射利得を得るためには、比較的長い線路長を必要とする問題があった。

　本発明の第１の目的は以上の問題点を解決し、従来技術に比較して大きな放射利得を有し、同一の放射利得であれば、サイズを小型化できる漏れ波アンテナ装置を提供することにある。

　また、本発明の第２の目的は上記第１の目的に加えて、漏洩波の放射方向を変化させることができる漏れ波アンテナ装置を提供することにある。

　さらに、本発明の第３の目的は上記第１の目的又は上記第２の目的に加えて、漏洩波の偏波特性を変化させることができる漏れ波アンテナ装置を提供することにある。

　本発明の第４の目的は動作波長に依存せずに装置サイズを自由に変化させることができ、例えば装置サイズを小型化できるマイクロ波共振器を提供することにある。

　また、本発明の第５の目的は上記マイクロ波共振器を用いて放射方向を容易に変化させることができる、上記マイクロ波共振器を用いたアンテナ装置を提供することにある。

　さらに、本発明の第６の目的は上記マイクロ波共振器を用いて偏波を容易に変化させることができる、上記マイクロ波共振器を用いたアンテナ装置を提供することにある。

　第１の発明に係る漏れ波アンテナ装置は、容量性素子を等価的に含む直列枝の回路と、誘導性素子を等価的に含む並列枝の回路と、非可逆伝送線路部分又は可逆伝送線路部分である少なくとも１つの伝送線路部分とを有する少なくとも１つの単位セルを、第１と第２のポートの間で縦続接続して構成されたマイクロ波伝送線路を備えた漏れ波アンテナ装置であって、
　上記伝送線路部分は、マイクロ波の伝搬方向に対して異なる磁化方向に磁化されてジャイロ異方性を有するように自発磁化もしくは外部磁界により磁化された材料にて構成され、かつ上記伝搬方向と上記磁化方向とにより形成される面に対して非対称な構造を有するように構成され、
　上記マイクロ波伝送線路の各単位セルは、上記マイクロ波伝送線路に入力されるマイクロ波信号の動作周波数と、上記マイクロ波伝送線路の伝搬定数との関係を示す分散曲線において上記マイクロ波伝送線路が所定の伝搬定数を有するように回路構成され、
　上記マイクロ波伝送線路は第１のポートと第２のポートとを有し、
　漏れ波アンテナ装置は、上記マイクロ波伝送線路の第２のポートに接続され、所定の動作周波数において、上記第２のポートから反射用インピーダンス回路を見たインピーダンスが実質的にゼロ又は無限大となるように動作する反射用インピーダンス回路をさらに備え、
　上記動作周波数において、上記マイクロ波伝送線路に沿ってマイクロ波信号が第１のポートから入力されて第２のポートに向かって伝搬するとき、当該マイクロ波信号は第１の漏れ波として放射され、当該第１の漏れ波以外のマイクロ波信号は上記反射用インピーダンス回路により反射され、当該反射されたマイクロ波信号による第２の漏れ波は上記第１の漏れ波の放射方向と実質的に同一の方向で放射されることを特徴とする。

　上記漏れ波アンテナ装置において、上記マイクロ波伝送線路の各単位セルは、上記動作周波数において、上記マイクロ波伝送線路において上記第１のポートから上記第２のポートに向う方向では上記マイクロ波信号が右手系伝送で電力伝送されかつ上記第２のポートから上記第１のポートに向う方向では上記マイクロ波信号が左手系伝送で電力送されるように、上記分散曲線においてマイクロ波伝送線路が所定の伝搬定数を有するように回路構成されたことを特徴とする。

　また、上記漏れ波アンテナ装置において、上記マイクロ波伝送線路の各単位セルは、上記動作周波数において、上記マイクロ波伝送線路において上記第１のポートから上記第２のポートに向う方向では上記マイクロ波信号が左手系伝送で電力伝送されかつ上記第２のポートから上記第１のポートに向う方向では上記マイクロ波信号が右手系伝送で電力伝送されるように、上記分散曲線においてマイクロ波伝送線路が所定の伝搬定数を有するように回路構成されたことを特徴とする。

　さらに、上記漏れ波アンテナ装置において、上記マイクロ波伝送線路の各単位セルは、上記動作周波数において、上記マイクロ波伝送線路において上記第１のポートから上記第２のポートに向う方向及び上記第２のポートから上記第１のポートに向う両方向で上記マイクロ波信号がその位相定数がゼロの状態で電力伝送されるように、上記分散曲線においてマイクロ波伝送線路が所定の伝搬定数を有するように回路構成されたことを特徴とする。

　またさらに、上記漏れ波アンテナ装置において、上記マイクロ波伝送線路において、上記容量性素子は当該伝送線路を伝搬する電磁波モードの実効透磁率が負であるマイクロ波素子であり、上記誘導性素子は当該伝送線路を伝搬する電磁波モードの実効誘電率が負であるマイクロ波素子であることを特徴とする。

　上記漏れ波アンテナ装置において、上記マイクロ波伝送線路は、
　自発磁化もしくは外部磁界により磁化され、裏面に接地導体を有する基板と、
　上記基板上に形成されたマイクロストリップ線路と、
　上記マイクロストリップ線路を複数の線路部に分断し、上記分断された複数の線路部のうちの互いに隣接する各線路部を接続する複数のキャパシタと、
　上記各線路部をそれぞれ接地導体に接続する複数の短絡スタブ導体とを備えたことを特徴とする。

　また、上記漏れ波アンテナ装置において、上記基板は誘電体基板をさらに含み、上記磁性体基板と上記誘電体基板とをそれらの側面同士で境界部分にて合体してなり、裏面に接地導体を有することを特徴とする。

　さらに、上記漏れ波アンテナ装置において、上記基板は、上記マイクロストリップ線路の直下に設けられ、外部磁界の印加されたフェライト棒をさらに含むことを特徴とする。

　またさらに、上記漏れ波アンテナ装置において、上記漏れ波アンテナ装置は、上記マイクロ波伝送線路に対する磁界を発生しかつ当該磁界の強度と方向の少なくとも一方を変化することにより、上記漏れ波アンテナ装置から放射される漏洩波の放射方向を変化する磁界発生手段をさらに備えたことを特徴とする。

　またさらに、上記漏れ波アンテナ装置において、上記反射用インピーダンス回路は、上記第２のポートから反射用インピーダンス回路を見たインピーダンスが実質的にゼロとなる第１の回路と、当該インピーダンスが実質的に無限大となる第２の回路と、上記第１の回路と第２の回路とを選択的に切り替えるスイッチ手段とを備え、上記漏れ波アンテナ装置から放射される漏洩波の偏波を切り替えることを特徴とする。

　第２の発明に係るマイクロ波共振器は、容量性素子を等価的に含む直列枝の回路と、誘導性素子を等価的に含む並列枝の回路と、非可逆伝送線路部分又は可逆伝送線路部分である少なくとも１つの伝送線路部分とを有する少なくとも１つの単位セルを、第１と第２のポートの間で縦続接続して構成されたマイクロ波伝送線路を備えたマイクロ波共振器であって、
　上記伝送線路部分は、マイクロ波の伝搬方向に対して異なる磁化方向に磁化されてジャイロ異方性を有するように自発磁化もしくは外部磁界により磁化された材料にて構成され、かつ上記伝搬方向と上記磁化方向とにより形成される面に対して非対称な構造を有するように構成され、
　上記マイクロ波伝送線路の各単位セルは、上記マイクロ波伝送線路に入力されるマイクロ波信号の動作周波数と、上記マイクロ波伝送線路の伝搬定数との関係を示す分散曲線において上記マイクロ波伝送線路が所定の伝搬定数を有するように回路構成され、
　上記マイクロ波伝送線路は第１のポートと第２のポートとを有し、
　上記マイクロ波共振器は、
　上記マイクロ波伝送線路の第１のポートに接続され、所定の動作周波数において、上記第１のポートから第１の反射用インピーダンス回路を見たインピーダンスが実質的にゼロ又は無限大となるように動作する第１の反射用インピーダンス回路と、
　上記マイクロ波伝送線路の第２のポートに接続され、上記動作周波数において、上記第１のポートから第２の反射用インピーダンス回路を見たインピーダンスが実質的にゼロ又は無限大となるように動作する第２の反射用インピーダンス回路とを備え、
（１）上記第１の反射用インピーダンス回路が上記動作周波数において、上記第１のポートから第１の反射用インピーダンス回路を見たインピーダンスが実質的にゼロとなるように動作するとともに、上記第２の反射用インピーダンス回路が上記動作周波数において、上記第２のポートから第２の反射用インピーダンス回路を見たインピーダンスが実質的にゼロとなるように動作するように、上記第１及び第２の反射用インピーダンス回路を設定し、もしくは、
（２）上記第１の反射用インピーダンス回路が上記動作周波数において、上記第１のポートから第１の反射用インピーダンス回路を見たインピーダンスが実質的に無限大となるように動作するとともに、上記第２の反射用インピーダンス回路が上記動作周波数において、上記第２のポートから第２の反射用インピーダンス回路を見たインピーダンスが実質的に無限大となるように動作するように、、上記第１及び第２の反射用インピーダンス回路を設定したことを特徴とする。

　上記マイクロ波共振器において、上記マイクロ波伝送線路の各単位セルは、上記動作周波数において、上記マイクロ波伝送線路において上記第１のポートから上記第２のポートに向う方向では上記マイクロ波信号が右手系伝送で電力伝送されかつ上記第２のポートから上記第１のポートに向う方向では上記マイクロ波信号が左手系伝送で電力伝送されるように、上記分散曲線においてマイクロ波伝送線路が所定の伝搬定数を有するように回路構成されたことを特徴とする。

　また、上記マイクロ波共振器において、上記マイクロ波伝送線路の各単位セルは、上記動作周波数において、上記マイクロ波伝送線路において上記第１のポートから上記第２のポートに向う方向では上記マイクロ波信号が左手系伝送で電力伝送されかつ上記第２のポートから上記第１のポートに向う方向では上記マイクロ波信号が右手系伝送で電力伝送されるように、上記分散曲線においてマイクロ波伝送線路が所定の伝搬定数を有するように回路構成されたことを特徴とする。

　さらに、上記マイクロ波共振器において、上記マイクロ波伝送線路の各単位セルは、上記動作周波数において、上記マイクロ波伝送線路において上記第１のポートから上記第２のポートに向う方向及び上記第２のポートから上記第１のポートに向う両方向で上記マイクロ波信号がその位相定数がゼロの状態で電力伝送されるように、上記分散曲線においてマイクロ波伝送線路が所定の伝搬定数を有するように回路構成されたことを特徴とする。

　またさらに、上記マイクロ波共振器において、上記マイクロ波伝送線路において、上記容量性素子は当該伝送線路を伝搬する電磁波モードの実効透磁率が負であるマイクロ波素子であり、上記誘導性素子は当該伝送線路を伝搬する電磁波モードの実効誘電率が負であるマイクロ波素子であることを特徴とする。

　また、上記マイクロ波共振器において、上記マイクロ波伝送線路は、
　自発磁化もしくは外部磁界により磁化され、裏面に接地導体を有する基板と、
　上記基板上に形成されたマイクロストリップ線路と、
　上記マイクロストリップ線路を複数の線路部に分断し、上記分断された複数の線路部のうちの互いに隣接する各線路部を接続する複数のキャパシタと、
　上記各線路部をそれぞれ接地導体に接続する複数の誘導性スタブ導体とを備えたことを特徴とする。

　さらに、上記マイクロ波共振器において、上記基板は誘電体基板をさらに含み、上記磁性体基板と上記誘電体基板とをそれらの側面同士で境界部分にて合体してなり、裏面に接地導体を有することを特徴とする。

　またさらに、上記マイクロ波共振器において、上記基板は、上記マイクロストリップ線路の直下に設けられ、外部磁界の印加されたフェライト棒をさらに含むことを特徴とする。

　第３の発明に係るアンテナ装置は、上記マイクロ波共振器を用いたアンテナ装置であって、
　上記第１の反射用インピーダンス回路又は上記第２の反射用インピーダンス回路に接続され、マイクロ波信号を上記マイクロ波共振器に給電する給電回路をさらに備えたことを特徴とする。

　上記アンテナ装置は、上記マイクロ波伝送線路に対する磁界を発生しかつ当該磁界の強度と方向の少なくとも一方を変化することにより、上記アンテナ装置から放射される漏洩波の放射方向を変化する磁界発生手段をさらに備えたことを特徴とする。

　また、上記アンテナ装置において、上記第１の反射用インピーダンス回路及び上記第２の反射用インピーダンス回路はそれぞれ、上記第２のポートから反射用インピーダンス回路を見たインピーダンスが実質的にゼロとなる第１の回路と、当該インピーダンスが実質的に無限大となる第２の回路と、上記第１の回路と第２の回路とを選択的に切り替えるスイッチ手段とを備え、上記アンテナ装置から放射される漏洩波の偏波を切り替えることを特徴とする。

　本発明に係る漏れ波アンテナ装置によれば、上記動作周波数において、上記マイクロ波伝送線路に沿ってマイクロ波信号が第１のポートから入力されて第２のポートに向かって伝搬するとき、当該マイクロ波信号は第１の漏れ波として放射され、当該第１の漏れ波以外のマイクロ波信号は上記反射用インピーダンス回路により反射され、当該反射されたマイクロ波信号による第２の漏れ波は上記第１の漏れ波の放射方向と実質的に同一の方向で放射される。従って、従来技術に比較して大きな放射利得を有し、同一の放射利得であれば、サイズを小型化できる漏れ波アンテナ装置を提供することができる。

　また、上記漏れ波アンテナ装置において、上記漏れ波アンテナ装置は、上記マイクロ波伝送線路に対する磁界を発生かつ当該磁界の強度もしくは向きあるいはその両方を変化することにより、上記漏れ波アンテナ装置から放射される漏洩波の放射方向を変化する磁界発生手段をさらに備える。従って、漏洩波の放射方向を変化させることができる。

　またさらに、上記漏れ波アンテナ装置において、上記反射用インピーダンス回路は、上記第２のポートから反射用インピーダンス回路を見たインピーダンスが実質的にゼロとなる第１の回路と、当該インピーダンスが実質的に無限大となる第２の回路と、上記第１の回路と第２の回路とを選択的に切り替えるスイッチ手段とを備え、上記漏れ波アンテナ装置から放射される漏洩波の偏波を切り替える。従って、漏洩波の偏波を変化させることができる。

　本発明に係るマイクロ波共振器によれば、上記第１及び第２の反射用インピーダンス回路を備えて構成したので、動作波長に依存せずに装置サイズを自由に変化させることができ、例えば装置サイズを小型化できる。

　また、本発明に係る、上記マイクロ波共振器を用いたアンテナ装置によれば、上記マイクロ波伝送線路に対する磁界を発生かつ当該磁界の強度もしくは向きあるいはその両方を変化することにより、上記アンテナ装置から放射される漏洩波の放射方向を変化する磁界発生手段をさらに備えたので、漏洩波の放射方向を変化させることができる。

　またさらに、上記アンテナ装置において、上記第１及び第２の反射用インピーダンス回路はそれぞれ、上記第２のポートから反射用インピーダンス回路を見たインピーダンスが実質的にゼロとなる第１の回路と、当該インピーダンスが実質的に無限大となる第２の回路と、上記第１の回路と第２の回路とを選択的に切り替えるスイッチ手段とを備え、上記漏れ波アンテナ装置から放射される漏洩波の偏波を切り替える。従って、漏洩波の偏波を変化させることができる。

本発明の実施形態において用いる基本伝送線路である梯子型非可逆右手／左手系伝送線路の第１の例の単位セル６０Ａの構成を示す回路図である。上記基本伝送線路である梯子型非可逆右手／左手系伝送線路の第２の例の単位セル６０Ｂの構成を示す回路図である。上記基本伝送線路である梯子型非可逆右手／左手系伝送線路の第３の例の単位セル６０Ｃの構成を示す回路図である。上記基本伝送線路である梯子型非可逆右手／左手系伝送線路の第４の例の単位セル６０Ｄの構成を示す回路図である。従来技術に係る可逆右手／左手系伝送線路において非平衡状態の場合の分散曲線（正規化伝搬定数βｐ／πに対する角周波数ωの特性）を示すグラフである。従来技術に係る可逆右手／左手系伝送線路において平衡状態の場合の分散曲線（正規化伝搬定数βｐ／πに対する角周波数ωの特性）を示すグラフである。上記基本伝送線路である非可逆右手／左手系伝送線路において非平衡状態の場合の分散曲線（正規化伝搬定数βｐ／πに対する角周波数ωの特性）を示すグラフである。上記基本伝送線路である非可逆右手／左手系伝送線路において平衡状態の場合の分散曲線（正規化伝搬定数βｐ／πに対する角周波数ωの特性）を示すグラフである。図１の例の単位セル６０Ａを複数個縦続接続されて構成された第１の実施形態に係る梯子型非可逆右手／左手系伝送線路７０Ａの構成を示すブロック図である。図２の例の単位セル６０Ｂを複数個縦続接続されて構成された第１の実施形態に係る梯子型非可逆右手／左手系伝送線路７０Ｂの構成を示すブロック図である。図３の例の単位セル６０Ｃを複数個縦続接続されて構成された第１の実施形態に係る梯子型非可逆右手／左手系伝送線路７０Ｃの構成を示すブロック図である。図４の例の単位セル６０Ｄを複数個縦続接続されて構成された第１の実施形態に係る梯子型非可逆右手／左手系伝送線路７０Ｄの構成を示すブロック図である。上記基本伝送線路回路である、フェライト基板１０Ｆを有する非可逆右手／左手系伝送線路の第１の例の外観を示す斜視図である。上記基本伝送線路回路である、磁性体基板１０Ｍを有する非可逆右手／左手系伝送線路の第２の例の外観を示す斜視図である。上記基本伝送線路回路である、半導体基板１０Ｓを有する非可逆右手／左手系伝送線路の第３の例の外観を示す斜視図である。上記基本伝送線路回路である非可逆右手／左手系伝送線路において平衡状態の場合のＳパラメータの周波数特性を示すグラフである。上記基本伝送線路回路である非可逆右手／左手系伝送線路において平衡状態の場合の分散曲線（正規化伝搬定数βｐ／πに対する角周波数ωの特性）を示すグラフである。従来技術に係る可逆右手／左手系伝送線路を構成する単位セルの等価回路モデルを示す回路図である。本発明の実施形態に係る非可逆右手／左手系伝送線路を構成する単位セルの等価回路モデルを示す回路図である。本発明の第１の実施形態に係る、非可逆右手／左手系伝送線路のポートＰ２に反射用インピーダンス素子７５を接続してなる漏れ波アンテナ装置の構成を示すブロック図である。本発明の第２の実施形態に係る、非可逆右手／左手系伝送線路のポートＰ１に反射用インピーダンス素子７５を接続してなる漏れ波アンテナ装置の構成を示すブロック図である。本発明の第３の実施形態に係る、非可逆右手／左手系伝送線路のポートＰ２に反射用インピーダンス素子である終端開放右手系伝送線路７６を接続してなる漏れ波アンテナ装置の構成を示すブロック図である。本発明の第４の実施形態に係る、非可逆右手／左手系伝送線路のポートＰ２に反射用インピーダンス素子である終端短絡右手系伝送線路７７を接続してなる漏れ波アンテナ装置の構成を示すブロック図である。図２０の漏れ波アンテナ装置をマイクロストリップ線路により構成してなる漏れ波アンテナ装置の外観を示す斜視図である。図２１の漏れ波アンテナ装置をマイクロストリップ線路により構成してなる漏れ波アンテナ装置の外観を示す斜視図である。図２４及び図２５の漏れ波アンテナ装置の各入力ポートＰ１，Ｐ２の反射周波数特性を示すグラフである。図１３の非可逆右手／左手系伝送線路からの漏洩波の放射特性（ポートＰ１に無線信号を入力したとき）を示すグラフである。図１３の非可逆右手／左手系伝送線路からの漏洩波の放射特性（ポートＰ２に無線信号を入力したとき）を示すグラフである。図２４の漏れ波アンテナ装置からの漏洩波の放射特性（ポートＰ１に無線信号を入力したときで長さが約４分の１波長の９ｍｍの終端開放右手系伝送線路をポートＰ２に接続したとき）を示すグラフである。図２５の漏れ波アンテナ装置からの漏洩波の放射特性（ポートＰ２に無線信号を入力したときで長さが約４分の１波長の９ｍｍの終端開放右手系伝送線路をポートＰ１に接続したとき）を示すグラフである。図２４の漏れ波アンテナ装置からの漏洩波の放射特性（ポートＰ１に無線信号を入力したときで長さが約２分の１波長の１５ｍｍの終端開放右手系伝送線路をポートＰ２に接続したとき）を示すグラフである。図２５の漏れ波アンテナ装置からの漏洩波の放射特性（ポートＰ２に無線信号を入力したときで長さが約２分の１波長の１５ｍｍの終端開放右手系伝送線路をポートＰ１に接続したとき）を示すグラフである。図１３及び図２４の漏れ波アンテナ装置からの漏洩波の放射特性の（間の）第１の比較結果を示すグラフである。図１３及び図２４の漏れ波アンテナ装置からの漏洩波の放射特性の（間の）第２の比較結果を示すグラフである。本発明の第５の実施形態に係る偏波方向切替型漏れ波アンテナ装置の構成を示すブロック図である。本発明の第６の実施形態に係る偏波方向切替型漏れ波アンテナ装置の構成を示すブロック図である。本発明の第７の実施形態に係るビーム方向走査型漏れ波アンテナ装置の構成を示すブロック図である。本発明の第８の実施形態に係るビーム方向走査型漏れ波アンテナ装置の構成を示すブロック図である。本発明の第９の実施形態に係る漏れ波アンテナ装置の構成を示すブロック図である。本発明の第１０の実施形態に係る漏れ波アンテナ装置の構成を示すブロック図である。本発明の第１１の実施形態に係る漏れ波アンテナ装置の外観を示す斜視図である。本発明の第１２の実施形態に係る漏れ波アンテナ装置の外観を示す斜視図である。本発明の第１３の実施形態に係る、非可逆伝送線路を用いたマイクロ波共振器の構成を示すブロック図である。（ａ）は図４３のマイクロ波共振器の位置に対する電圧波もしくは電流波の振幅分布を示すグラフであり、（ｂ）は図４３のマイクロ波共振器の位置に対する電圧波もしくは電流波の位相分布を示すグラフである。図４３のマイクロ波共振器の外観を示す斜視図である。図４５Ａのマイクロ波共振器の縦断面図である。図４５Ａのマイクロ波共振器の正規化位相定数の周波数特性（シミュレーション値及び測定値）を示すグラフである。図４５Ａのマイクロ波共振器の透過係数Ｓ_２１，Ｓ_１２の周波数特性（シミュレーション値）を示すグラフである。図４５Ａのマイクロ波共振器の透過係数Ｓ_２１，Ｓ_１２の周波数特性（測定値）を示すグラフである。（ａ）は図４５Ａのマイクロ波共振器のポートＰ１からマイクロ波信号を入力したときの電界の規格化振幅分布を示す図であり、（ｂ）は図４５Ａのマイクロ波共振器のポートＰ１からマイクロ波信号を入力したときの電界の位相分布を示す図である。（ａ）は図４５Ａのマイクロ波共振器のポートＰ２からマイクロ波信号を入力したときの電界の規格化振幅分布を示す図であり、（ｂ）は図４５Ａのマイクロ波共振器のポートＰ２からマイクロ波信号を入力したときの電界の位相分布を示す図である。（ａ）は図４５Ａのマイクロ波共振器のポートＰ２からマイクロ波信号を入力したときの電界の相対電力分布を示すグラフであり、（ｂ）は図４５Ａのマイクロ波共振器のポートＰ２からマイクロ波信号を入力したときの電界の位相分布を示すグラフである。図４５Ａの非可逆移相右手／左手系複合線路１００のポートＰ２に終端開放マイクロストリップ線路（線路長ｌ_ｒ２＝λｇ／４＝８．６ｍｍ）を接続したときのアンテナ装置の外観を示す斜視図である。図４５Ａの非可逆移相右手／左手系複合線路１００のポートＰ１からマイクロ波信号を入力したときの反射係数Ｓ_１１の周波数特性を示すグラフである。図４５Ａの非可逆移相右手／左手系複合線路１００のポートＰ１に終端開放マイクロストリップ線路（線路長ｌ_ｒ１＝λｇ／４＝８．６ｍｍ）を接続したときのアンテナ装置においてポートＰ２からマイクロ波信号を入力したときの反射係数Ｓ_２２の周波数特性を示すグラフである。図４５Ａの非可逆移相右手／左手系複合線路１００のポートＰ２に終端開放マイクロストリップ線路（線路長ｌ_ｒ２＝λｇ／４＝８．６ｍｍ）を接続したときのアンテナ装置においてポートＰ１からマイクロ波信号を入力したときのｘ－ｚ面内の放射パターンを示す図である。図４５Ａの非可逆移相右手／左手系複合線路１００のポートＰ１に終端開放マイクロストリップ線路（線路長ｌ_ｒ１＝λｇ／４＝８．６ｍｍ）を接続したときのアンテナ装置においてポートＰ２からマイクロ波信号を入力したときのｘ－ｚ面内の放射パターンを示す図である。図４５Ａの非可逆移相右手／左手系複合線路１００のポートＰ２に終端開放マイクロストリップ線路（線路長ｌ_ｒ２＝λｇ／２＝１７．３ｍｍ）を接続したときのアンテナ装置においてポートＰ１からマイクロ波信号を入力したときのｘ－ｚ面内の放射パターンを示す図である。図４５Ａの非可逆移相右手／左手系複合線路１００のポートＰ１に終端開放マイクロストリップ線路（線路長ｌ_ｒ１＝λｇ／２＝１７．３ｍｍ）を接続したときのアンテナ装置においてポートＰ２からマイクロ波信号を入力したときのｘ－ｚ面内の放射パターンを示す図である。本発明の第１４の実施形態に係るマイクロ波共振器を用いたアンテナ装置の実施例１の構成を示すブロック図である。本発明の第１４の実施形態に係るマイクロ波共振器を用いたアンテナ装置の実施例２の構成を示すブロック図である。本発明の第１４の実施形態に係るマイクロ波共振器を用いたアンテナ装置の実施例３の構成を示すブロック図である。本発明の第１４の実施形態に係るマイクロ波共振器を用いたアンテナ装置の実施例４の構成を示すブロック図である。図６０のアンテナ装置に対する給電回路を備えた装置の構成を示すブロック図である。図６１のアンテナ装置に対する給電回路を備えた装置の構成を示すブロック図である。図５８のアンテナ装置の外観を示す斜視図である。図５９のアンテナ装置の外観を示す斜視図である。図６４のアンテナ装置においてポートＰ２側に信号入力ポートを備えた装置の外観を示す斜視図である。図６５のアンテナ装置においてポートＰ２側に信号入力ポートを備えた装置の外観を示す斜視図である。図６６のアンテナ装置において終端開放マイクロストリップ線路の線路長を半波長にしたときの装置の外観を示す斜視図である。図６６のアンテナ装置においてポートＰ２側ではなくポートＰ１側の反射用伝送線路に給電線路を接続した装置における入力端での反射係数の周波数特性を示すグラフである。図６９のグラフにおいて反射係数Ｓ_１１が最も低くなる周波数５．７６ＧＨｚでのｘ－ｚ面上の放射パターンを示すグラフである。図６９のグラフにおいて反射係数Ｓ_１１が－１０ｄＢ以下となるアンテナ装置としての動作帯域での主偏波と交差偏波の放射利得と、そのときの放射方向の周波数依存性を示すグラフである。図６６のアンテナ装置において入力端での反射係数Ｓ_２２の周波数特性を示すグラフである。図７２のグラフにおいて反射係数Ｓ_２２が最も低くなる周波数５．７８ＧＨｚでのｘ－ｚ面上の放射パターンを示すグラフである。図７２のグラフにおいて反射係数が－１０ｄＢ以下となるアンテナとしての動作帯域での主偏波と交差偏波の最大利得、そのときの放射方向の周波数依存性を示すグラフである。図６８のアンテナ装置においてポートＰ２側ではなくポートＰ１側の反射用伝送線路に給電線路を接続した装置における入力端での反射係数Ｓ_１１の周波数特性を示すグラフである。図７５のグラフにおいて反射係数Ｓ_１１が最も低くなる周波数５．８３ＧＨｚでのｘ－ｚ面上の放射パターンを示すグラフである。図７５のグラフにおいて反射係数が－１０ｄＢ以下となるアンテナ装置としての動作帯域での主偏波と交差偏波の最大利得、そのときの放射方向の周波数依存性を示すグラフである。図６８のアンテナ装置において入力端での反射係数Ｓ_２２の周波数特性を示すグラフである。図７７のグラフにおいて反射係数Ｓ_２２が最も低くなる周波数５．７４ＧＨｚでのｘ－ｚ面上の放射パターンを示すグラフである。図７７のグラフにおいて反射係数Ｓ_２２が－１０ｄＢ以下となるアンテナ装置としての動作帯域での主偏波と交差偏波の最大利得、そのときの放射方向の周波数依存性を示すグラフである。第１４の実施形態の第１の変形例に係るアンテナ装置の構成を示す縦断面図である。第１４の実施形態の第２の変形例に係るアンテナ装置の構成を示す縦断面図である。図６６のアンテナ装置において外部印加磁界が０のときの入力端での反射係数Ｓ_１１の周波数特性を示すグラフである。図８３のグラフにおいて反射係数Ｓ_１１が最も低くなる周波数５．４４ＧＨｚでのｘ－ｚ面上の放射パターンを示すグラフである。図８３のグラフにおいて反射係数Ｓ_１１が－１０ｄＢ以下となるアンテナとしての動作帯域での主偏波と交差偏波の最大利得、そのときの放射方向の周波数依存性を示すグラフである。第１４の実施形態の第３の変形例に係るアンテナ装置の構成を示す縦断面図である。第１４の実施形態の第４の変形例に係るアンテナ装置の構成を示す縦断面図である。

　以下、本発明に係る実施形態について図面を参照して説明する。なお、以下の各実施形態において、同様の構成要素については同一の符号を付している。

　まず、本発明の実施形態において用いる基本マイクロ波伝送線路（以下、基本伝送線路という。）である梯子型非可逆右手／左手系伝送線路について以下に説明する。

　図１は本発明の実施形態において用いる基本伝送線路である梯子型非可逆右手／左手系伝送線路の第１の例の単位セル６０Ａの構成を示す回路図であり、図２は上記基本伝送線路である梯子型非可逆右手／左手系伝送線路の第２の例の単位セル６０Ｂの構成を示す回路図である。また、図３は上記基本伝送線路である梯子型非可逆右手／左手系伝送線路の第３の例の単位セル６０Ｃの構成を示す回路図であり、図４は上記基本伝送線路である梯子型非可逆右手／左手系伝送線路の第４の例の単位セル６０Ｄの構成を示す回路図である。

　まず、上記基本伝送線路である非可逆伝送線路の基本構成について、図１乃至図４などを参照して以下に説明する。

　上記基本伝送線路である梯子型非可逆右手／左手系伝送線路の構成は、例えば図１乃至図４に示すように、例えば単位セル６０Ａ～６０Ｄが少なくとも１つ以上から構成される梯子型伝送線路構成である。ここで、単位セルの構成は、順方向と逆方向の伝搬定数が異なる非可逆位相推移現象を有する伝送線路部分を含み、直列枝の回路に容量性素子、並列枝の回路に誘導性素子が等価的に挿入された構成を有する（図１乃至図４参照。）。上記伝送線路構成として対象となる回路又は装置は、ストリップ線路、マイクロストリップ線路、スロット線路、コプレーナ線路などマイクロ波、ミリ波、準ミリ波、テラヘルツ波において用いられるプリント基板回路、導波管、誘電体線路だけでなく、プラズモン、ポラリトン、マグノン等を含む導波モードあるいは減衰モードを支える構成全般、あるいはそれらの組み合わせ、さらに等価回路として記述可能な自由空間など全てが含まれる。

　上記非可逆位相推移現象を有する伝送線路は、上記に示す伝送線路構成のうち、特にジャイロ異方性を有する材料を部分的もしくは全体的に含み、かつ電磁波の伝搬方向に対して異なる磁化方向（より好ましくは、伝搬方向に対して直交する方向）で磁化されて、上記伝搬方向と上記磁化方向とにより形成される面に対して非対称性を有する構造の伝送線路より構成される。上記非可逆位相推移現象を有する伝送線路としては、上記伝送線路以外に、同等の非可逆位相推移機能を有する、波長に比べて充分小さな集中定数素子も対象とする。上記ジャイロ異方性を有する材料としては、自発磁化もしくは外部より印加した直流もしくは低周波の磁界により誘起された磁化あるいは自由電荷の周回運動により、材料の特性を表す誘電率テンソルもしくは透磁率テンソルあるいはその両方が、ジャイロ異方性を持つ状態として表される場合全てを含む。具体的に対象となる例としては、マイクロ波、ミリ波などで用いられるフェライトなどのフェリ磁性体、強磁性体材料、固体プラズマ（半導体材料など）及び液体、気体プラズマ媒質、さらに微細加工などにより構成された磁性人工媒質などが挙げられる。

　上記直列枝の回路に挿入される容量性素子としては、電気回路でよく用いられるコンデンサ、マイクロ波、ミリ波回路などで用いられる分布定数型容量素子だけでなく、等価的には、伝送線路中を伝搬する電磁波モードの実効透磁率が負の値を持つような回路又は回路素子であってもよい。負の実効透磁率を示す具体的な例としては、金属からなるスプリットリング共振器、スパイラル構成などの磁気的共振器を少なくとも１つ含む空間的配置、あるいは磁気的共振状態にある誘電体共振器の空間的配置、あるいはフェライト基板マイクロストリップ線路に沿って伝搬するエッジモードのように、負の実効透磁率を持つ導波モードもしくは減衰モードで動作するマイクロ波回路全てを、等価回路として直列枝の回路が容量性素子として支配的に動作する線路として記述されることから用いることが可能である。さらに、上記直列枝の回路に挿入される容量性素子としては、上記以外に、容量性素子と誘導性素子の直列接続、並列接続あるいはそれらの組み合わせであってもよい。挿入されるべき部分の素子又は回路が全体として容量性を示すものであってもよい。

　上記並列枝の回路に挿入される誘導性素子として、電気回路で用いられるコイルなどの集中定数型素子や、マイクロ波、ミリ波回路などで用いられる短絡スタブなどの分布定数型誘導性素子だけでなく、伝送線路中を伝搬する電磁波モードの実効誘電率が負の値を持つ回路又は素子を用いることができる。具体的には、金属細線、金属球などの電気的共振器を少なくとも１つ含む空間的配置、あるいは金属だけでなく電気的共振状態にある誘電体共振器の空間的配置、あるいはＴＥモードが遮断領域にある導波管、平行平板線路など、負の実効誘電率を持つ導波モードもしくは減衰モードで動作するマイクロ波回路全てを、等価回路として並列枝が誘導性素子として支配的に動作する伝送線路として記述されることから用いることができる。また、上記並列枝の回路に挿入される誘導性素子としては、上記以外に、容量性素子と誘導性素子の直列接続、並列接続あるいはそれらの組み合わせであってもよい。挿入されるべき部分が全体として誘導性を示す回路又は素子であってもよい。

　上記非可逆位相推移伝送線路において、伝送線路中を伝搬する電磁波モードの実効透磁率が負の場合、減衰モードとなりうるが、負の実効透磁率は、直列枝に容量性素子が挿入された場合に相当することから、同線路の等価回路は、非可逆位相推移部分と直列容量素子部分の両方を含む。

　上記非可逆位相推移現象を有する伝送線路において、伝送線路中を伝搬する電磁波モードの実効誘電率が負の場合、減衰モードとなりうるが、負の実効誘電率は、並列枝の回路に誘導性素子が挿入された場合に相当することから、同線路の等価回路は、非可逆位相推移部分と並列誘導素子部分の両方を含む。

　次いで、上記基本伝送線路である非可逆伝送線路の基本動作及び構成について、図１乃至図１２を参照して以下に説明する。

　本発明で取り扱う非可逆伝送線路の全体は、図９乃至図１２に示すように、図１乃至図４の単位セル６０Ａ～６０Ｄを少なくとも１つ以上含みかつ縦続接続されて構成される。なお、複数個の単位セル６０Ａ～６０Ｄが縦続接続される場合においても、必ずしも同一種の単位セル６０Ａ～６０Ｄより構成される必要はない。図１及び図２は、それぞれ単位セル６０Ａ，６０Ｂが非対称Ｔ型構造及び非対称π型構造を有する場合を示している。また、図３及び図４は、より単純な場合として、対称Ｔ型構造及び対称π型構造を有する場合を示している。以下では原則として、単位セル６０Ａ～６０Ｄの線路長（つまり周期長さｐ＝ｐ１＋ｐ２）が波長に比べて十分小さい場合を仮定しているので、従来技術に係る右手／左手系複合伝送線路における単位セルの取り扱いと同様に、Ｔ型、π型あるいはＬ型の場合であっても、本質的に同様の結果が得られる。実際、Ｌ型は、パラメータ操作により図１又は図２の場合に含められる。一方で、波長に対する単位セル６０Ａ～６０Ｄの線路長がここで述べる基本的動作を制約しないことを強調しておく。

　図１乃至図４に示す線路構造は単純で、それぞれ線路長（図３及び図４において線路長ｐ／２であり、図１及び図２において線路長ｐ１，ｐ２である。）を有する２本の伝送線路部分６１，６２を含む非可逆伝送線路の直列枝の回路に容量性素子又は容量性を示す回路網が挿入されており、並列枝の回路には誘導性素子又は誘導性回路網が挿入されている。これらの素子をまとめて単純に実効的な大きさ（線路長）を示すために図１においては、それぞれキャパシタＣｉ（ｉ＝１，２）及びインダクタＬを挿入する。同様に、図２においては、キャパシタＣ及びインダクタＬｉ（ｉ＝１，２）を挿入する。非可逆伝送線路部分の特性を表すパラメータとして、順方向（ポートＰ１１からポートＰ１２に向う方向をいう。）の伝搬定数及び特性インピーダンスをそれぞれβ_ｐ及びＺ_ｐとし、逆方向（ポートＰ１２からポートＰ１１に向う方向をいう。）のそれらをそれぞれ、β_ｍ及びＺ_ｍとしている。具体的例として、図１及び２に示すように、伝搬定数β_ｐ１、特性インピーダンスＺ_ｐ１及び線路長ｐ_１を有する伝送線路部分６１と、伝搬定数β_ｐ２、特性インピーダンスＺ_ｐ２及び線路長ｐ_２を有する伝送線路部分６２とを有する伝送線路において、図３及び図４のような対称型伝送線路の場合（ｐ_１＝ｐ_２＝ｐ／２，β_ｐ１＝β_ｐ２＝β_ｐ，β_ｍ１＝β_ｍ２＝β_ｍ，Ｚ_ｐ１＝Ｚ_ｐ２＝Ｚ_ｐ，Ｚ_ｍ１＝Ｚ_ｍ２＝Ｚ_ｍである。特に、Ｔ型の場合Ｃ１＝Ｃ２＝２Ｃ、π型の場合、Ｌ１＝Ｌ２＝２Ｌである。）において、単位セル６０Ａ～６０Ｄの両端に対して周期的境界条件を課すと、次式を得る。なお、当該明細書において、数式がイメージ入力された墨付き括弧の数番号と、数式が文字入力された大括弧の数式番号とを混在して用いており、また、当該明細書での一連の数式番号として「式（１）」の形式を用いて数式番号を式の最後部に付与して（付与していない数式も存在する）用いることとする。

　ここで、Δβ及び

は次式で表される。

　ω及びβはそれぞれ動作角周波数及び周期構造に沿って伝搬する電磁波の伝搬定数を表す。式（１）は動作角周波数ωと伝搬定数βの関係を表していることから、分散関係式（ω－βダイアグラム）となる。

　式（１）において、可逆性（β_ｐ＝β_ｍかつＺ_ｐ＝Ｚ_ｍ）を仮定すると、従来技術に係る可逆性の複合右手／左手系伝送線路と同じになり、式（１）は次式に簡単化される。

　但し、式（４）中のアドミタンスＹ及びインピーダンスＺはそれぞれ、Ｙ＝１／ｊωＬ、Ｚ＝１／ｊωＣと置いている。

　図５は従来技術に係る可逆右手／左手系伝送線路において非平衡状態の場合の分散曲線（正規化伝搬定数βp／πに対する角周波数ωの特性）を示すグラフであり、図６は従来技術に係る可逆右手／左手系伝送線路において平衡状態の場合の分散曲線（正規化伝搬定数βp／πに対する角周波数ωの特性）を示すグラフである。

　式（４）で表されるような従来技術に係る右手／左手系複合伝送線路の場合、典型的な分散曲線は図５のように表され、一般に右手系（ＲＨ）伝送特性及び左手系（ＬＨ）伝送特性を示す帯域の間に禁止帯が現れる。左手系伝送帯域の上限及び右手伝送帯域の下限の周波数は、伝搬定数β＝０の条件を式（４）に課すことにより、角周波数ω^２に関する２次方程式の解として得られる。結果として、次の２つの解を得る。

　ここで、ε_ｐ及びμ_ｐは単位セル６０Ａ～６０Ｄ内伝送線路部分６１，６２の実効誘電率及び透磁率を表す。従って、禁止帯がゼロとなるように、カットオフ周波数がω_１＝ω_２を満たすためには、式（４）が伝搬定数β＝０の条件に対して、重解を持てばよく、結果として、次式を得る。

　式（７）の結果は、すでによく知られているように、直列枝の回路に挿入されるべき容量性素子であるキャパシタＣと、並列枝の回路に挿入されるべき誘導性素子であるインダクタＬとがなすインピーダンス

が、挿入されるべき伝送線路部分６１，６２の特性インピーダンスＺ_ｐと同じであれば、ギャップが生じないというものであり、一種のインピーダンス整合条件となっている。その場合の分散曲線を図６に示す。

　式（１）により与えられる非可逆伝送線路の場合の分散曲線について説明する。可逆伝送線路の場合の式（４）の場合は、伝搬定数β＝０の軸（つまりω軸）に対して対称構造をなしているのに対して、非可逆伝送線路の式（１）の場合は、分散曲線の対称軸がβ＝０の軸よりもβに関して

だけ正の方向にシフトした構造となっていることが式（１）の左辺を見ると容易にわかる。従って、図５に対応して、図７を得る。

　図７は上記基本伝送線路である非可逆右手／左手系伝送線路において非平衡状態の場合の分散曲線（正規化伝搬定数βp／πに対する角周波数ωの特性）を示すグラフであり、図８は上記基本伝送線路である非可逆右手／左手系伝送線路において平衡状態の場合の分散曲線（正規化伝搬定数βp／πに対する角周波数ωの特性）を示すグラフである。

　このように、非可逆伝送線路を用いた右手／左手系複合伝送線路が、可逆伝送線路を用いた場合と大きく異なるのは、分散曲線の対称軸が可逆線路の場合ω軸に一致するのに対して、非可逆線路の場合、対称軸が伝搬定数βの軸に沿ってシフトすることであり、これは、順方向と逆方向の伝搬定数がβ_ｐ≠β_ｍ、つまり非可逆位相推移の効果による。結果として、次の５種類の伝送帯域（Ａ）～（Ｅ）に分類することができる。

（Ａ）順方向及び逆方向伝搬共に左手系伝送。但し、伝搬定数の大きさは互いに異なる。
（Ｂ）順方向が左手系伝送、逆方向は伝搬定数がゼロで管内波長が無限大となる。
（Ｃ）順方向が左手系伝送、逆方向が右手系伝送。
（Ｄ）順方向が右手系伝送、逆方向は伝搬定数がゼロで管内波長が無限大となる。
（Ｅ）順方向及び逆方向伝搬共に右手系伝送。但し、伝搬定数の大きさは互いに異なる。

　但し、一般に、上記の伝送帯域（Ｃ）において、図７を見ればわかるように中央に阻止帯域（禁止バンド）が現れる。ここで、伝送帯域（Ｂ）～（Ｄ）は新規な伝送帯域の利用であり、特に、図７及び図８において、ＲＨ／ＬＨで示している伝送帯域の利用は新規であって各ポートに両方向（順方向及び逆方向）でマイクロ波信号を入力しても位相の流れが所定の同一方向を向く（左手系伝送及び右手系伝送）という特長を有する。

　比較のため、従来技術に係る可逆伝送線路の場合を考えると、電力伝送の方向が正及び負となる２つの同一モードは、式（７）の整合条件が成立している場合に、つまり、図６に示すように、伝搬定数β＝０の点で２つのモードが結合することなく交差することになる。同様に、式（１）により与えられる分散曲線の対称軸線上β＝Δβ／２において、式（１）は角周波数ω^２に関する２次方程式となり、バンドギャップを生じさせないために重解の条件を課すと、次式を得る。

もしくは

　但し、ε_ｐ及びμ_ｐはそれぞれ順方向における単位セル６０Ａ～６０Ｄ内非可逆伝送線路部分６１，６２の実効誘電率及び透磁率を表し、ε_ｍ及びμ_ｍは逆方向の場合のそれらを表す。式（１０）より、２つのモードが交差する付近でギャップを生じさせないための条件は、可逆伝送線路の式（７）の場合と類似して、インピーダンス整合条件となっている。しかも、順方向もしくは逆方向のどちらかで整合が取れるように、インダクタＬ及びキャパシタＣを挿入すればよく、インピーダンス整合条件が、可逆伝送線路の場合に比べて、より緩やかであることが特長として挙げられる。

　図１及び図２に示されているような、対称性のない、より一般的な場合、つまり非対称型の場合について、若干説明する。このような非対称の場合であっても、基本的に図７及び図８と同様に動作する。対称軸の位置は図７及び図８の横軸の正規化伝搬定数β_ｐ／π上で次式の位置に修正される。

　また、２つの非可逆伝送線路部分６１，６２が同一の伝搬特性を有している場合、バンドギャップを生じない整合条件は式（４）と同じになる。但し、図１の場合は

であり、図２の場合、

である。

　図８からわかるように、従来技術である可逆な右手／左手系複合伝送線路と本発明に係る非可逆移相右手／左手系複合伝送線路との最も大きな相違は、マイクロ波の伝搬方向に対して異なる磁化方向に磁化されてジャイロ異方性を有するように自発磁化もしくは外部磁界により磁化された材料にて構成され、かつ上記伝搬方向と上記磁化方向とにより形成される面に対して非対称な構造を有するように構成された非可逆伝送線路部分から生じる、式（２）に示されたΔβにより実現される。上記のジャイロ異方性を有する材料内の磁化の大きさと向き、もしくは同材料に印加された内部磁界の大きさと向きのうち、少なくとも一つを連続的にもしくは離散的に変化させることにより、このΔβの値を連続的にもしくは離散的に変化させることが可能である。

　ジャイロ異方性を有する材料内の磁化の大きさと向き、もしくは同材料に印加された内部磁界の大きさと向きのうち、少なくとも一つを変化させることにより、非可逆位相特性であるΔβがほぼゼロとなる場合、従来技術である可逆な右手／左手系複合伝送線路と同一の特性を示す。このように、本発明の非可逆移相右手／左手系複合伝送線路は、従来技術である可逆な右手／左手系複合伝送線路の諸特性を包含する、より一般的な伝送線路の動作を提供する。

　伝送線路からの漏れ波放射は、線路内の位相定数βと自由空間中の波長β_０=ω／ｃに対して、β＜β_０の場合に生じる。但しｃは真空中の光速の大きさを表す。この場合、漏れ波により形成される放射ビーム方向は、アンテナを構成する線路の長さが波長と同程度かそれ以上の場合、ほぼ

の方向を向く。但し、放射角θは線路に対してブロードサイド方向（伝搬方向に対して垂直方向）を基準としてゼロとおき、位相定数βが正となる向きの方向に傾いた場合を表す。なお、線路長が波長に比べて充分小さい場合、つまり線路長が小さくなると、漏洩波の放射方向と上記式（１４）の方向からの逸脱が大きくなる。

　図８に示すように、線路内の伝送電力の向きに関係なく、本発明に係る非可逆移相右手／左手系複合伝送線路に沿って伝搬する電磁波の位相定数βが等しくなるのは、動作角周波数がω＝ω_０の場合であり、このとき位相定数はβ＝Δβ／２となる。この動作点が、上述の放射条件をも満たす場合、漏れ波による放射ビーム方向θは、線路内の伝送電力の方向に関係なく、ほぼ

の方向を向く。上述の放射条件を満足する下で、非可逆位相特性であるΔβの値を変化させることにより、線路内の伝送電力の向きに関係なく、本発明に係る非可逆移相右手／左手系複合伝送線路からの漏れ波放射の放射方向を同一にし、かつその放射ビーム方向を変化させることが可能であることを式（１５）は示している。

　図９は図１の例の単位セル６０Ａを複数個縦続接続されて構成された上記基本伝送線路である梯子型非可逆右手／左手系伝送線路７０Ａの構成を示すブロック図である。図９において、ポートＰ１とポートＰ２との間に、複数個の単位セル６０Ａが縦続接続されることにより、梯子型非可逆右手／左手系伝送線路７０Ａを構成している。

　また、図１０は図２の例の単位セル６０Ｂを複数個縦続接続されて構成された上記基本伝送線路である梯子型非可逆右手／左手系伝送線路７０Ｂの構成を示すブロック図である。図１０において、ポートＰ１とポートＰ２との間に、複数個の単位セル６０Ｂが縦続接続されることにより、梯子型非可逆右手／左手系伝送線路７０Ｂを構成している。

　さらに、図１１は図３の例の単位セル６０Ｃを複数個縦続接続されて構成された上記基本伝送線路である梯子型非可逆右手／左手系伝送線路７０Ｃの構成を示すブロック図である。図１１において、ポートＰ１とポートＰ２との間に、複数個の単位セル６０Ｃが縦続接続されることにより、梯子型非可逆右手／左手系伝送線路７０Ｃを構成している。

　またさらに、図１２は図４の例の単位セル６０Ｄを複数個縦続接続されて構成された上記基本伝送線路である梯子型非可逆右手／左手系伝送線路７０Ｄの構成を示すブロック図である。図１２において、ポートＰ１とポートＰ２との間に、複数個の単位セル６０Ｄが縦続接続されることにより、梯子型非可逆右手／左手系伝送線路７０Ｄを構成している。

　以上の図９乃至図１２の構成例においてそれぞれ、同一の単位セルを用いているが、本発明はこれに限らず、異なる単位セルの組み合わせであってもよい。

　次いで、非可逆右手／左手系線路構成の具体的構成例について以下、図１３乃至図１５を参照して以下に説明する。

　図１３は上記基本伝送線路である、フェライト基板１０Ｆを有する非可逆右手／左手系伝送線路の第１の例の外観を示す斜視図である。図１３において、単位セルを構成する非可逆位相推移現象を持つ伝送線路として、構造が非対称な垂直磁化されたフェライト基板１０Ｆ上に形成されたマイクロストリップ線路１２Ａに沿って伝搬するエッジモードを利用した非可逆右手／左手系伝送線路を示す。ここで、当該伝送線路の直列枝に集中定数容量素子である間隙１４のキャパシタＣを形成し、並列枝に誘導性素子として短絡スタブ導体１３をフェライト基板１０Ｆに隣接して置かれた誘電体基板１０上に形成することを特徴としている。

　図１３において、当該伝送線路は、
（ａ）基板表面に対して垂直な方向の自発磁化もしくは外部磁界により生じた磁化Ｍｓを有するフェライト基板１０Ｆと、例えばガラスエポキシ樹脂などの誘電体基板１０とをそれらの側面同士で境界部分にて合体してなり、裏面に接地導体１１を有する基板と、
（ｂ）上記基板の境界部分上に形成されたマイクロストリップ線路１２Ａと、
（ｃ）マイクロストリップ線路１２Ａを、それぞれ間隙１４を形成して、幅ｗの線路部である複数のストリップ導体１２に分断し、複数のストリップ導体１２のうちの互いに隣接する各ストリップ導体１２を接続する複数のキャパシタＣと、
（ｄ）上記各ストリップ導体１２をそれぞれ接地導体１１に接続する複数の短絡スタブ導体１３とを備えて構成される。

　なお、図１３の伝送線路では、６個のキャパシタＣを装荷し、５個の短絡スタブ導体１３を形成してなる５周期の分布定数回路型伝送線路を形成している。また、磁性体基板１０F及び誘電体基板１０を挟設する各ストリップ導体１２及び線路端のストリップ導体１２Ｐ１，１２Ｐ２（幅ｗ_ｐｏｒｔ）と接地導体１１によりマイクロストリップ線路１２Ａを構成する。さらに、キャパシタＣは入力される高周波信号の周波数に依存して、互いに隣接するストリップ導体１２間に実体のあるキャパシタを接続してもよいし、図１３のごとく上記各間隙１４の浮遊容量のみで構成し、もしくは上記各間隙１４の浮遊容量と並列接続されたキャパシタとからなる直列容量をキャパシタＣとしてもよい。また、スタブ長ｌ_ｓｔｕｂ及びスタブ幅ｗ_ｓｔｕｂの短絡スタブ導体１３の形成間隔は単位セルの周期ｐ［ｍｍ］と同じである。

　図１４は上記基本伝送線路である、磁性体基板１０Ｍを有する非可逆右手／左手系伝送線路の第２の例の外観を示す斜視図である。図１４において、当該例の非可逆右手／左手系伝送線路は、図１３の例に比較して、フェライト基板１０Ｆに代えて、磁性体基板１０Ｍを用いたことを特徴としている。すなわち、単位セルを構成する非可逆位相推移現象を持つ伝送線路として、垂直磁化Ｍｓされた磁性金属細線構造からなる磁性体基板１０Ｍを用いた非対称な構成を有するマイクロストリップ線路１２Ａに沿って伝搬するエッジモードを利用した非可逆右手／左手系伝送線路を示す。ここで、当該伝送線路の直列枝に集中定数容量素子である間隙１４のキャパシタＣを形成し、並列枝に誘導性素子として短絡スタブ導体１３を磁性体基板１０Ｍに隣接して置かれた誘電体基板１０上に形成することを特徴としている。

　図１５は上記基本伝送線路である、半導体基板１０Ｓを有する非可逆右手／左手系伝送線路の第３の例の外観を示す斜視図である。図１５において、当該例の非可逆右手／左手系伝送線路は、図１３の例に比較して、フェライト基板１０Ｆに代えて、半導体基板１０Ｓと、それに対して垂直直流磁界を印加する直流磁界発生器３０を用いたことを特徴としている。すなわち、単位セルを構成する非可逆位相推移現象を持つ伝送線路として、直流磁界発生器３０により垂直磁界Ｈｏにより磁化された半導体基板１０Ｓを用いた非対称な構成を有するマイクロストリップ線路１２Ａに沿って伝搬するエッジモードを利用した非可逆右手／左手系伝送線路を示す。ここで、当該伝送線路の直列枝に集中定数容量素子である間隙１４のキャパシタＣを形成し、並列枝に誘導性素子として短絡スタブ導体１３を半導体基板１０Ｓに隣接して置かれた誘電体基板１０上に形成することを特徴としている。

　次いで、上記基本伝送線路回路である非可逆右手／左手系伝送線路の電気的特性について以下に説明する。以下の図面の電気的特性はすべてシミュレーション結果である。

　図１６は上記基本伝送線路回路である非可逆右手／左手系伝送線路において平衡状態の場合のＳパラメータの周波数特性を示すグラフである。また、図１７は上記基本伝送線路回路である非可逆右手／左手系伝送線路において平衡状態の場合の分散曲線（正規化伝搬定数βｐ／πに対する角周波数ωの特性）を示すグラフである。当該伝送線路では、フェライト基板１０Ｆとして、厚さ０．８ｍｍ、誘電定数１５、飽和磁化μ_０Ｍｓ＝１７５ｍＴ、内部直流磁界５０ｍＴ及び磁気損失μ_０ΔＨ＝５ｍＴの多結晶イットリウム鉄ガーネットを用いた。フェライト基板１０Ｆ上のストリップ導体１２の幅は、直流磁界が印加されない状態の固有インピーダンスが５０Ωであるように、０．５ｍｍに設定した。単位セルの長さは、ｐ＝３ｍｍであり、挿入する直列キャパシタンス１４Ｃは０．４ｐＦである。直流磁界がフェライト基板に直角に印加されると、エッジガイドモードはフェライトマイクロストリップ線路に沿って伝搬され、非対称構造の非可逆伝送特性を示す。５０ｍＴの直流磁界下の平衡型非可逆移相右手／左手系伝送線路は、挿入する直列枝キャパシタンス及び分流枝インダクタンスの値を適切に選択することによって設計した。

　直流磁界５０ｍＴで設計した伝送線路の伝送特性を図１６及び図１７に示している。透過係数及び反射係数の大きさを図１６に示し、図１７は透過係数Ｓ_２１及びＳ_１２から推定される主モードの分散曲線を示す。図１６から、主エッジガイドモードの負の実効透磁率より遙かに上の周波数領域ｆ＞５ＧＨｚでは伝送線路は透過係数の大きさにおいてほとんど非可逆性を持たないことが認められるが、図１７からわかるように、線路は依然として重大な非可逆位相特性を有する。提案する右手／左手系複合伝送線路の非可逆位相特性は、所定の等価回路モデルに関連して説明することができる。図１７からは、透過係数Ｓ_２１の場合、５．８５ＧＨｚより下の周波数では左手系（ＬＨ）モードが主流であり、５．８５ＧＨｚより上の周波数では右手系（ＲＨ）モードが主流であることがわかる。透過係数Ｓ_１２の場合、位相定数ゼロにおける周波数は６．７ＧＨｚであることがわかるが、これは透過係数Ｓ_２よりも高い。位相定数ゼロにおける透過係数Ｓ_２１とＳ_１２との周波数差の結果として、５．８５ＧＨｚから６．７ＧＨｚまでの周波数範囲において、透過係数Ｓ_２１の主要ＲＨモード及び透過係数Ｓ_１２の別の主要ＬＨモードが存在する。両者のモード間結合がない状態で、透過係数Ｓ_２１及びＳ_１２両方の正規化伝搬定数は、６．３ＧＨｚにおいて、同一値０．０５５を有することは、注目すべきである。

　次いで、従来技術の伝送線路回路である可逆右手／左手系伝送線路を構成する単位セルについて以下に説明する。

　図１８は上記従来技術の基本伝送線路回路である可逆右手／左手系伝送線路を構成する単位セルの等価回路モデルを示す回路図である。図１８に示すように、単位セルは、直列インダクタＬ_Ｒ及び並列キャパシタＣ_Ｒを有する分布定数線路に対して、直列枝にキャパシタＣ_Ｌ及び並列枝にインダクタＬ_Ｌが挿入された構造となっている。図１８中に破線で示す通り、単位セル内において、直列枝には直列共振回路７１が、並列枝には並列共振回路７２が挿入された構造をなしている。この直列及び並列共振周波数は、それぞれ構造の実効透磁率及び誘電率がゼロとなる周波数に相当する。平衡型右手／左手系複合伝送線路の場合、両者の共振周波数は同じである、つまり同周波数においては直列共振及び並列共振が同時に起こりうる。図２０及び図２１を参照して詳細後述する実施形態に係る構造においては、伝送線路の終端の一方に反射用素子を挿入する方法として、大きさが等価的に０又は無限大であるインピーダンスＺを接続する。この終端インピーダンスＺの大きさが０である場合には、伝送線路からＺへ大電流が流れ込むため、各単位セルの直列枝のインピーダンスが０となる直列共振動作が支配的となる。反対に、Ｚが無限大であるときには線路とＺの接続点で電流はゼロ、電圧が最大となるため、並列枝のインピーダンスがほぼ無限大となる並列共振動作が支配的となる。以上のように、終端インピーダンスの変化により、平衡型右手／左手系複合伝送線路の特性を支配する共振状態が大きく変わる。その結果として、終端インピーダンスの変化により、線路から放射される漏洩波の主偏波方向が変化する。マイクロストリップ線路に誘導性スタブの挿入された右手／左手系複合伝送線路の場合、終端に短絡条件を課すと、直列共振が支配的となり、中央のマイクロストリップ線路上に大電流が流れ、漏れ波放射の主偏波方向は同線路を含むＺＸ面内方向（θ方向）となる。一方で、終端に開放条件を課すと、各単位セル内で並列共振が支配的となり、その結果、並列共振回路を構成する誘導性スタブ上に大電流が流れ、同方向が漏れ波放射の主偏波方向を決める。誘導性スタブが、中央のマイクロストリップ線路に対して垂直方向となるように挿入される場合、漏れ波放射の主偏波はＹ軸方向（φ方向）となる。これらの実施例については詳細後述する。

　図１９は本発明の実施形態に係る非可逆右手／左手系伝送線路を構成する単位セルの等価回路モデルを示す回路図である。図１３のような従来技術の基本伝送線路である可逆右手／左手系伝送線路とは異なり、本実施形態に係る構造においては、非可逆伝送線路部分と、その直列枝にキャパシタンスＣ_Ｌ、並列枝にインダクタンスＬ_Ｌが挿入された構造となっている。非可逆線路部分は、伝搬する波の位相に非可逆性を与えるものの、従来技術に係る可逆右手／左手系複合伝送線路と同様に、直列枝は、誘導性素子として、並列枝は、容量性素子としての役割を果たす。図２０及び図２１を参照して詳細後述する実施形態に係る構造においては、伝送線路の終端の一方に反射用素子を挿入する方法として、大きさが等価的に０又は無限大であるインピーダンスＺを接続する。当該構造においても、終端インピーダンスの状態によって、伝送線路の動作が大きく異なる。終端インピーダンスＺの大きさが０である場合には、伝送線路からＺへ大電流が流れ込むため、各単位セル内の直列枝のインピーダンスが０となる直列共振動作が支配的となる。反対に、Ｚが無限大であるときには線路とＺの接続点で電流はゼロ、電圧が最大となるため、並列枝のインピーダンスが無限大となる並列共振動作が支配的となる。以上のように、終端インピーダンスの変化により、平衡型右手／左手系複合伝送線路の特性を支配する共振状態が大きく変わる。その結果として、終端インピーダンスの変化により、線路から放射される漏洩波の主偏波方向が変化する。マイクロストリップ線路に誘導性スタブの挿入された非可逆移相右手／左手系複合伝送線路の場合、終端に短絡条件を課すと、直列共振が支配的となり、中央のマイクロストリップ線路上に大電流が流れ、漏れ波放射の主偏波方向は同線路を含むＺＸ面内方向（θ方向）となる。一方で、終端に開放条件を課すと、各単位セル内で並列共振が支配的となり、その結果、並列共振回路を構成する誘導性スタブ上に大電流が流れ、同方向が漏れ波放射の主偏波方向を決める。誘導性スタブが、中央のマイクロストリップ線路に対して垂直方向となるように挿入される場合、漏れ波放射の主偏波はＹ軸方向（φ方向）となる。

第１の実施形態．
　図２０は本発明の第１の実施形態に係る、非可逆右手／左手系伝送線路のポートＰ２に反射用インピーダンス素子７５を接続してなる漏れ波アンテナ装置の構成を示すブロック図である。図２０において、当該漏れ波アンテナ装置は、基本伝送線路である非可逆移相右手／左手系複合伝送線路の一方のポートＰ２を、所定のインピーダンスＺを有する反射用インピーダンス素子７５（当該反射用インピーダンス素子７５は、以下に詳述するように、素子であってもよいし、回路であってもよい。）で終端したことを特徴としている。図２０の例では、ポートＰ２にインピーダンスＺを有する反射用インピーダンス素子７５を接続し、ポートＰ１を無線信号の入力ポーとした場合を示す。図２０に示すように、ポートＰ１から入射した所定の周波数の無線信号は、ポートＰ２へ向かい右手系モードで伝搬する。この際、エンドファイヤ方向へ漏洩波放射が起こる（前方放射）。ポートＰ１から伝搬した波はポートＰ２において、インピーダンスＺにより決定される所定の位相条件のもとで反射し、ポートＰ１へ向かい左手系モードで伝搬する。この際、バックファイヤ方向へ漏洩波放射が起こる（後方放射）。ここで、入射波及び反射波により発生する同一方向への放射波の強め合いを利用し、終端に反射用インピーダンス素子７５を用いない基本伝送線路（以下、比較例という。）の構造に比べて放射利得の向上を図ったものが、提案する反射型構造を有する漏れ波アンテナ装置である。

第２の実施形態．
　図２１は本発明の第２の実施形態に係る、非可逆右手／左手系伝送線路のポートＰ１に反射用インピーダンス素子７５を接続してなる漏れ波アンテナ装置の構成を示すブロック図である。図２１において、当該漏れ波アンテナ装置は、基本伝送線路である非可逆移相右手／左手系複合伝送線路の一方のポートＰ１を、所定のインピーダンスＺを有する反射用インピーダンス素子７５で終端したことを特徴としている。図２１の例では、ポートＰ１にインピーダンスＺを有する反射用インピーダンス素子７５を接続し、ポートＰ２を無線信号の入力ポーとした場合を示す。図２１に示すように、ポートＰ２から入射した所定の周波数の無線信号は、ポートＰ１へ向かい左手系モードで伝搬する。この際、バックファイヤ方向へ漏洩波放射が起こる（後方放射）。ポートＰ２から伝搬した波はポートＰ１において、インピーダンスＺにより決定される所定の位相条件のもとで反射し、ポートＰ２へ向かい右手系モードで伝搬する。この際、エンドファイヤ方向へ漏洩波放射が起こる（前方放射）。ここで、入射波及び反射波により発生する同一方向への放射波の強め合いを利用し、終端に反射用素子を用いない比較例に係る基本伝送線路の構造に比べて放射利得の向上を図ったものが、提案する反射型構造を有する漏れ波アンテナ装置である。

第３の実施形態．
　図２２は本発明の第３の実施形態に係る、非可逆右手／左手系伝送線路のポートＰ２に反射用インピーダンス素子である終端開放右手系伝送線路７６を接続してなる漏れ波アンテナ装置の構成を示すブロック図である。図２２において、当該漏れ波アンテナ装置は、基本伝送線路である非可逆移相右手／左手系複合伝送線路の一端に無線信号の入出力ポートＰ１を設け、他端に設けたポートＰ２に所定のインピーダンスを有する右手系伝送線路７６を接続したことを特徴としている。図２２の例では、接続するインピーダンスとして電気長θ１の終端開放（ポートＰ３を開放端としている）右手系伝送線路７６を採用している。右手系伝送線路７６の電気長θ１を調整し、右手系伝送線路７６の接続点Ｐ２から見たインピーダンスが０又は無限大となるようにすることで、比較例に係る基本伝送線路に対してそれぞれ電界のθ成分又はφ成分における放射利得の向上を図っている。

第４の実施形態．
　図２３は本発明の第４の実施形態に係る、非可逆右手／左手系伝送線路のポートＰ２に反射用インピーダンス素子である終端短絡右手系伝送線路７７を接続してなる漏れ波アンテナ装置の構成を示すブロック図である。図２３において、当該漏れ波アンテナ装置は、基本伝送線路である非可逆移相右手／左手系複合伝送線路の一端に信号の入出力ポートＰ１を設け、他端に設けたポートＰ２に所定のインピーダンスを有する右手系伝送線路７７を接続したことを特徴としている。図２３の例では、接続するインピーダンスとして電気長θ２の終端短絡（ポート３を短絡端としている）右手系伝送線路７７を採用している。右手系伝送線路７７の電気長θ２を調整し、右手系伝送線路７７の接続点Ｐ２から見たインピーダンスが０又は無限大となるようにすることで、比較例に係る基本伝送線路に対してそれぞれ電界のθ成分又はφ成分における放射利得の向上を図っている。

　図２４は図２０の漏れ波アンテナ装置をマイクロストリップ線路により構成してなる漏れ波アンテナ装置の外観を示す斜視図である。図２４に示すように、図１３の基本伝送線路において、ポートＰ２側に、裏面に接地導体１１が形成された誘電体基板１０を延在させ、当該誘電体基板１０上に、一端にストリップ導体１２又は間隙１４が接続されたストリップ導体７６ｓを形成し、その他端を開放端としたことを特徴としている。誘電体基板１０を挟設するストリップ導体７６ｓ及び接地導体１１によりマイクロストリップ線路を構成し、図２２の電気長θ１の終端開放右手系伝送線路７６を構成している。なお、入力ポートをＰ１とし、フェライト基板１０Ｆの外部印加直流磁界をμ_０Ｈ_ｅｘで示している。

　図２４の実施形態においては、図１３の伝送線路を用いているが、本発明はこれに限らず、図１４又は図１５の伝送線路を用いてもよい。以下の各実施形態についても同様である。また、図２４の間隙１４については、チップコンデンサにより置き換えてもよい。さらに、ポートＰ１、Ｐ２における端部においては間隙１４で開始してもよいし、ストリップ導体１３から開始してもよい。以下の各実施形態についても同様である。

　図２５は図２１の漏れ波アンテナ装置をマイクロストリップ線路により構成してなる漏れ波アンテナ装置の外観を示す斜視図である。図２５に示すように、図１３の基本伝送線路において、ポートＰ１側に、裏面に接地導体１１が形成された誘電体基板１０を延在させ、当該誘電体基板１０上に、一端にストリップ導体１２又は間隙１４が接続されたストリップ導体７６ｓを形成し、その他端を開放端としたことを特徴としている。誘電体基板１０を挟設するストリップ導体７６ｓ及び接地導体１１によりマイクロストリップ線路を構成し、図２２の電気長θ１の終端開放右手系伝送線路７６を構成している。なお、入力ポートをＰ２とし、フェライト基板１０Ｆの外部印加直流磁界をμ_０Ｈ_ｅｘで示している。

　図２６は図２４及び図２５の漏れ波アンテナ装置の各入力ポートＰ１，Ｐ２の反射周波数特性を示すグラフである。図２６において、反射係数Ｓ_１１が図２４の場合で、反射係数Ｓ_２２が図２５の場合である。いずれの場合も反射特性はほぼ同程度で、－４ｄＢとなっている。この反射の大きさは、一方通行伝搬における挿入損失が図１６の比較例から約２ｄＢ程度であるので、ほぼ予想された通りとなっている。

　図２７は図１３の非可逆右手／左手系伝送線路からの漏洩波の放射特性（ポートＰ１に無線信号を入力したとき）を示すグラフである。図２７において、実線及び破線はそれぞれ、電界のθ方向成分、φ方向成分である。図２７から明らかなように、電界のθ方向成分、φ方向成分ともに、仰角θが正となる方向、すなわちエンドファイヤ方向（前方放射）へ主ビームが向いていることがわかる。

　図２８は図１３の非可逆右手／左手系伝送線路からの漏洩波の放射特性（ポートＰ２に無線信号を入力したとき）を示すグラフである。図２８において、実線及び破線はそれぞれ、電界のθ方向成分、φ方向成分である。図２８から明らかなように、電界のθ方向成分、φ方向成分ともに、θが正となる方向、バックファイヤ方向（後方放射）へ主ビームが向いていることがわかる。

　図２９は図２４の漏れ波アンテナ装置からの漏洩波の放射特性（ポートＰ１に無線信号を入力したときで長さ９ｍｍの終端開放右手系伝送線路７６をポートＰ２に接続したとき）を示すグラフである。図２９は、θ方向成分の電界の放射利得の向上を図るために、長さ９ｍｍの終端開放右手系伝送線路７６をポートＰ２に接続した場合を示している。終端開放右手系伝送線路７６の長さはほぼ４分の１波長に相当し、同線路７６と非可逆移相右手／左手系複合伝送線路２との接続点Ｐ２において実質的に短絡条件（ポートＰ２から右手系伝送線路７６を見たときのインピーダンスが実質的に０となる条件）となるように選択している。無線信号の入力はポートＰ１から行っている。図２９の実線が表すように、電界のθ方向成分の放射が破線に比較して顕著となっていることがわかる。

　図３０は図２５の漏れ波アンテナ装置からの漏洩波の放射特性（ポートＰ２に無線信号を入力したときで長さ９ｍｍの終端開放右手系伝送線路７６をポートＰ１に接続したとき）を示すグラフである。図３０は、θ方向成分の電界の放射利得の向上を図るために、長さ９ｍｍの終端開放右手系伝送線路７６をポートＰ１に接続した場合を示している。終端開放右手系伝送線路７６の長さはほぼ４分の１波長に相当し、同線路７６と非可逆移相右手／左手系複合伝送線路２との接続点Ｐ１において実質的に短絡条件（ポートＰ１から右手系伝送線路７６を見たときのインピーダンスが実質的に０となる条件）となるように選択している。無線信号の入力はポートＰ２から行っている。図３０の実線が表すように、電界のθ方向成分の放射が破線に比較して顕著となっていることがわかる。

　図３１は図２４の漏れ波アンテナ装置からの漏洩波の放射特性（ポートＰ１に無線信号を入力したときで長さ１５ｍｍの終端開放右手系伝送線路７６をポートＰ２に接続したとき）を示すグラフである。図３１は、φ方向成分の電界の放射利得の向上を図るために、長さ１５ｍｍの終端開放右手系伝送線路７６をポートＰ２に接続した場合を示している。終端開放右手系伝送線路７６の長さはほぼ半波長に相当し、同線路７６と非可逆移相右手／左手系複合伝送線路２との接続点Ｐ２において実質的に開放条件（ポートＰ２から右手系伝送線路７６を見たときのインピーダンスが実質的に無限大となる条件）となるように選択している。無線信号の入力はポートＰ１から行っている。図３１の破線が表すように、電界のφ方向成分の放射が実線に比較して顕著となっていることがわかる。

　図３２は図２５の漏れ波アンテナ装置からの漏洩波の放射特性（ポートＰ２に無線信号を入力したときで長さ１５ｍｍの終端開放右手系伝送線路７６をポートＰ１に接続したとき）を示すグラフである。図３２は、φ方向成分の電界の放射利得の向上を図るために、長さ１５ｍｍの終端開放右手系伝送線路７６をポートＰ１に接続した場合を示している。終端開放右手系伝送線路７６の長さはほぼ半波長に相当し、同線路７６と非可逆移相右手／左手系複合伝送線路２との接続点Ｐ２において実質的に開放条件（ポートＰ１から右手系伝送線路７６を見たときのインピーダンスが実質的に無限大となる条件）となるように選択している。無線信号の入力はポートＰ２から行っている。図３２の破線が表すように、電界のφ方向成分の放射が実線に比較して顕著となっていることがわかる。

　図３３は図１３及び図２４の漏れ波アンテナ装置からの漏洩波の放射特性の間の第１の比較結果を示すグラフである。ここで、図１３の漏れ波アンテナ装置は比較例に係る基本伝送線路を用いた漏れ波アンテナ装置であり、図２４の漏れ波アンテナ装置は、θ方向成分の電界の放射利得の向上を図るために、終端開放右手系伝送線路７６と非可逆移相右手／左手系複合伝送線路２との接続点Ｐ２において実質的に短絡条件（ポートＰ２から右手系伝送線路７６を見たときのインピーダンスが実質的に０となる条件）となるよう、４分の１波長に相当する長さ９ｍｍの終端開放右手系伝送線路７６をポートＰ２に接続したものである。無線信号の入力はポートＰ１から行っている。図３３の特性線はともに電界のθ方向成分であり、点線が比較例（図１３）であり、実線が第１の実施形態（図２４）の特性を示す。図３３から明らかなように、第１の実施形態（図２４）に係る反射型構造を採用することにより放射利得が３．９ｄＢ向上することが確認できた。

　図３４は図１３及び図２４の漏れ波アンテナ装置からの漏洩波の放射特性の間の第２の比較結果を示すグラフである。ここで、図１３の漏れ波アンテナ装置は比較例に係る基本伝送線路を用いた漏れ波アンテナ装置であり、図２４の漏れ波アンテナ装置は、φ方向成分の電界の放射利得の向上を図るために、終端開放右手系伝送線路７６と非可逆移相右手／左手系複合伝送線路２との接続点Ｐ２において実質的に開放条件（ポートＰ２から右手系伝送線路７６を見たときのインピーダンスが実質的に無限大となる条件）となるよう、半波長に相当する長さ１５ｍｍの終端開放右手系伝送線路７６をポートＰ２に接続したものである。無線信号の入力はポートＰ１から行っている。図３４の特性線はともに電界のφ方向成分であり、点線が比較例（図１３）であり、実線が第１の実施形態（図２４）の特性を示す。図３４から明らかなように、第１の実施形態（図２４）に係る反射型構造を採用することにより、放射利得が１．９ｄＢ向上することが確認できた。

第５の実施形態．
　図３５は本発明の第５の実施形態に係る偏波方向切替型漏れ波アンテナ装置の構成を示すブロック図である。図３５において、基本伝送線路である非可逆移相右手／左手系複合伝送線路２の一端に信号の入出力ポートＰ１を設け、他端に設けたポートＰ２に所定のインピーダンスを有する右手系伝送線路７８を接続したものとなっている。図３５の例では、接続するインピーダンスとして電気長θ３の終端開放右手系伝送線路７８を採用している。右手系伝送線路７８の電気長θ３を調整し、当該線路７８の接続点Ｐ２から見たインピーダンスが０又は無限大となるようにすることで、比較例に係る基本伝送線路に対しそれぞれ電界のθ成分又はφ成分における放射利得の向上を図っている。図３５の例ではさらにこれに加え、右手系伝送線路７８の先端のポートＰ３にさらに、スイッチＳＷ１を介して別の電気長θ４の終端開放（ポートＰ４を開放としている）右手系伝送線路７９を任意に接続及び開放可能な構造としている。ここで、ＳＷ１を接点ａ側又はｂ側に選択的に切替することにより、右手系線路７８，７９を含む伝送線路部分の電気長が可変である構造が実現できる。すなわち、非可逆伝送線路２と右手系伝送線路７８，７９の接続点Ｐ２から見たインピーダンスが０又は無限大となるよう電気長θ３及びθ４を調整することにより、偏波方向を選択して放射利得の向上を狙うことが可能である。例えば、右手系伝送線路７８の長さを９ｍｍとし、右手系伝送線路７９の長さを６ｍｍとし、ＳＷ１を接点ａ側に切替えたとき、右手系伝送線路７８のみとなり、θ方向の放射成分がφ方向の放射成分よりも大きくなる（例えば、図２９参照）。一方、ＳＷ１を接点ｂ側に切り替えたとき、右手系伝送線路７８，７９の合体された伝送線路となり、φ方向の放射成分がθ方向の放射成分よりも大きくなる（例えば、図３１参照）。従って、主たる偏波方向をθ方向又はφ方向に選択的に切り換えることができる。

第６の実施形態．
　図３６は本発明の第６の実施形態に係る偏波方向切替型漏れ波アンテナ装置の構成を示すブロック図である。図３６において、基本伝送線路である非可逆移相右手／左手系複合伝送線路２の一端に信号の入出力ポートＰ１を設け、他端に設けたポートＰ２に所定のインピーダンスを有する右手系伝送線路８１を接続したものとなっている。図３６の例では、接続するインピーダンスとして電気長θ５の終端短絡右手系伝送線路８１を採用している。右手系伝送線路８１の電気長θ５を調整し、当該線路８１の接続点Ｐ２から見たインピーダンスが０又は無限大となるようにすることで、比較例に係る基本伝送線路に対しそれぞれ電界のθ成分又はφ成分における放射利得の向上を図っている。図３６の例ではさらにこれに加え、右手系伝送線路８１の先端のポートＰ３にさらに、スイッチＳＷ２を介して別の電気長θ６の終端短絡（ポートＰ４を短絡としている）右手系伝送線路８２を任意に接続及び開放可能な構造としている。ここで、ＳＷ２を接点ａ側又はｂ側に選択的に切替することにより、右手系線路８１，８２を含む伝送線路部分の電気長が可変である構造が実現できる。すなわち、非可逆伝送線路２と右手系伝送線路８１，８２の接続点Ｐ２から見たインピーダンスが０又は無限大となるよう電気長θ５及びθ６を調整することにより、偏波方向を選択して放射利得の向上を狙うことが可能である。例えば、右手系伝送線路８１の長さを９ｍｍとし、右手系伝送線路８２の長さを６ｍｍとする。ＳＷ１を接点ａ側に切り替えたとき、右手系伝送線路８１と短絡終端のみとなり、ポートＰ２から右手系伝送線路８１を見たインピーダンスは、図３５の場合と逆で、無限大（開放状態）となる。従って、φ方向の放射成分がθ方向の放射成分よりも大きくなる（例えば、図３１参照）。一方、ＳＷ１を接点ｂ側に切り替えたとき、右手系伝送線路８１，８２の合体された伝送線路となり、ポートＰ２から右手系伝送線路８１を見たインピーダンスは、図３５の場合と逆で、０（短絡状態）となる。従って、θ方向の放射成分がφ方向の放射成分よりも大きくなる（例えば、図２９参照）。以上のように、主たる偏波方向をθ方向又はφ方向に選択的に切り換えることができる。

　図２２、図２３、図２４、図２５、図３５及び図３６においては、入力ポーと逆側のポートに接続される反射用終端インピーダンスを構成する方法として、右手系伝送線路が用いられているが、左手系伝送線路を用いて構成することも可能である。例えば、図２２の右手系伝送線路７６は電気長θ１をもつが、同じ電気長を得るのに左手系伝送線路を用いて構成することが可能である。図２３、図３５及び図３６においても同様である。

第７の実施形態．
　図３７は本発明の第７の実施形態に係るビーム方向走査型漏れ波アンテナ装置の構成を示すブロック図である。図３７において、第１の実施形態に係る漏れ波アンテナ装置において、フェライト基板１０Ｆの平面に対してその底面から永久磁石３０を用いて外部直流磁界μ_０Ｈ_ｅｘを印加することを特徴としている。そして、永久磁石３０と伝送線路２のフェライト基板１０Ｆの間の距離を移動方向３０ｄの移動機構と、伝送線路に平行な方向に永久磁石の回転軸をもつ回転機構を併せ持つ移動機構３０Ｍを用いて、移動機構と回転機構のうち少なくとも一つの機構を物理的に変化させることにより、伝送線路２への印加磁界の強度もしくは向きあるいはその両方を変化させて、これにより、漏洩波の放射方向９１の仰角θを変化させて走査９２させることができる。

第８の実施形態．
　図３８は本発明の第８の実施形態に係るビーム方向走査型漏れ波アンテナ装置の構成を示すブロック図である。図３８において、第１の実施形態に係る漏れ波アンテナ装置において、フェライト基板１０Ｆの平面に対してその底面から電磁石３１を用いて外部直流磁界μ_０Ｈ_ｅｘを印加することを特徴としている。電磁石３１は鉄心３２にコイル３３を複数回巻回してなり、コイル３３の両端に可変電圧源３４を接続している。そして、可変電圧源３４の電圧を変化させることにより、伝送線路２への印加磁界の強度もしくは向きあるいはその両方を変化させて、これにより、基本伝送線路である非可逆移相右手／左手系複合伝送線路の非可逆性の大きさΔβが変化し、漏洩波の放射方向９１の仰角θを変化させて走査９２させることができる。

　なお、非可逆右手／左手系複合伝送線路に対する印加直流磁界の大きさが同じで、向きを反転させることにより、伝送特性を反転させることが可能である。すなわち、散乱パラメータのＳ２１とＳ１２、及びＳ１１とＳ２２をそれぞれ入れ替えることができる。

　特に、ジャイロ異方性を有する材料として軟磁性フェライトを用いる場合、外部印加磁界を連続的に変化させると、飽和磁化の場合だけでなく、非飽和状態も含めて、非可逆な位相特性を表すΔβの値を連続的変化させることが可能である。外部磁界が印加されずΔβ＝０となる場合も、これに含まれる。このように非可逆位相特性の程度を表すΔβの値の変化により、式（１５）に示すように線路から漏洩する放射ビーム方向を走査することが可能である、この場合においても、終端インピーダンスからの反射波により、漏れ波の放射利得・指向性を改善することができる。また、終端インピーダンスＺの値を切り替えることにより、放射波の偏波特性を切り替えることが可能である。

　特に、ジャイロ異方性を有する材料として軟磁性フェライトを用いる場合で、かつ印加磁界が０の場合、同材料は、実質的に誘電体と同様の動作をすることから、基本伝送線路は、可逆な右手／左手系複合伝送線路として動作する。この場合、可逆な線路であることからΔβ＝０となる。この場合において、式（１５）を満たすのは、伝送電力の方向に関係なく位相定数βがゼロとなる場合であり、放射方向はブロードサイド（垂直方向θ＝０）となる。この場合においても、終端インピーダンスからの反射波により、漏れ波の放射利得・指向性を改善することができる。また、終端インピーダンスＺの値を切り替えることにより、放射波の偏波特性を切り替えることが可能である。

　ジャイロ異方性を有する材料の代わりに、誘電体を用いた場合、基本伝送線路は、可逆な右手／左手系複合伝送線路として動作する。この場合においても、伝搬する信号の位相定数が伝送電力の方向に関係なくゼロであれば、終端インピーダンスからの反射波により、漏れ波の放射利得・指向性を改善することができ、放射方向は、ブロードサイド方向（垂直方向θ＝０)となる。この場合においても、終端インピーダンスＺの値を切り替えることにより、放射波の偏波特性を切り替えることが可能である。

第９の実施形態．
　図３９は本発明の第９の実施形態に係る漏れ波アンテナ装置の構成を示すブロック図である。図３９において、非可逆移相右手／左手系複合伝送線路２の反射用インピーダンス素子として、集中定数素子を接続したことを特徴としている。ここで、伝送線路２の一端のポートＰ２にインダクタ９３及びキャパシタ９４を接続する。なお、２つの集中定数素子による直列共振周波数は、漏洩波放射が発生する周波数とほぼ同一となるよう設定する。終端のポートＰ２に挿入された共振回路は、動作周波数において直列共振状態、すなわちインピーダンスが０となるため、伝送線路２から共振回路側を見たインピーダンスが０となる。このように、伝送線路２の端部において、集中定数素子を挿入することにより、所定の位相条件のもとで反射波を発生させることが可能である。なお、実際の構造においては、伝送線路２及び各部品の接続部分周辺に存在する寄生素子を打ち消すため、必要に応じ、例えば図３９に示すように、キャパシタ９４として可変キャパシタを用いる。

第１０の実施形態．
　図４０は本発明の第１０の実施形態に係る漏れ波アンテナ装置の外観を示す斜視図である。図４０において、非可逆移相右手／左手系複合伝送線路２の反射用インピーダンス素子として、集中定数素子を接続したことを特徴としている。ここで、伝送線路２の一端のポートＰ２にインダクタ９５及びキャパシタ９６の並列回路を接続する。なお、このとき、２つの素子９５，９６による並列共振周波数は漏洩波放射が発生する周波数とほぼ同一となるよう設定する。終端に挿入された共振回路は、動作周波数において並列共振状態、すなわちインピーダンスが無限大となるため、伝送線路２から共振回路側を見たインピーダンスが無限大となる。このように、伝送線路２の端部において、集中定数素子を挿入することにより、所定の位相条件のもとで反射波を発生させることが可能である。なお、実際の構造においては、伝送線路２及び各部品の接続部分周辺に存在する寄生素子を打ち消すため、必要に応じ、例えば図４０に示すように、キャパシタ９６として可変キャパシタを用いる。

　以上の実施形態においては、非可逆移相右手／左手系複合伝送線路２の終端の一方に反射用インピーダンス素子７５を挿入し、アンテナの指向性及び利得の改善に加えて、漏れ波放射の偏波方向の制御を行い、具体例として作成の容易なマイクロストリップ線路からなる構造を主に示している。しかしながら、本発明はこれに限らず、コプレーナ線路、導波管構造、その他異なる導波路構造から構成された非可逆移相右手／左手系複合伝送線路に対しても、短絡終端及び開放終端を構成することが可能であることから実現可能である。つまり、任意の導波路構造からなる非可逆移相右手／左手系複合伝送線路２の終端の一方に、反射用インピーダンス素子もしくはそれに相当する構造を挿入し、これを制御することにより、アンテナの指向性及び利得の改善に加えて、漏れ波放射の偏波方向の制御を行うことが可能である。一方で、漏れ波放射のビーム走査は、非可逆移相右手／左手系複合伝送線路の非可逆特性を変えることにより行うことができる。

第１１の実施形態．
　図４１は本発明の第１１の実施形態に係る漏れ波アンテナ装置の外観を示す斜視図である。図４１において、図２４のフェライト基板１０Ｆに代えて、各ストリップ導体１２の下側に直流磁界が印加された矩形柱形状のフェライト棒１０Ｒが挿入され、その両側には誘電体基板１０が隣接して置かれた複合基板を用いたことを特徴としている。本実施形態においては、フェライト基板１０Ｆの作用効果をフェライト棒１０Ｒにより実現している。

第１２の実施形態．
　図４２は本発明の第１２の実施形態に係る漏れ波アンテナ装置の構成を示すブロック図である。図４２において、図２５のフェライト基板１０Ｆに代えて、各ストリップ導体１２の下側に、矩形柱形状のフェライト棒１０Ｒを挿入したことを特徴としている。なお、フェライト棒１０Ｒを除いて、フェライト基板１０Ｆの部分は誘電体基板１０としている。本実施形態においては、フェライト基板１０Ｆの作用効果をフェライト棒１０Ｒにより実現している。

第１３の実施形態．
　本発明に係る第１３の実施形態では、新規の伝送線路型マイクロ波共振器を提案する。これは、有限長さの直線形状の非可逆移相右手／左手系複合伝送線路１００で構成され、両方の終端部であるポートＰ１，Ｐ２は開放端であるか、短絡される。従来技術に係る伝送線路型共振器又は進行波共振器とは違って、共振周波数は共振器の全体のサイズに依存せず、単位セルの構造に依存する。さらに、マイクロ波共振器上の電磁界分布は進行波共振器のそれに類似し、すなわち、マイクロ波共振器に沿って電磁界の振幅分布は一様であり、かつ位相分布は空間的に線形的に変化する。位相分布の空間勾配は、伝送線路の非可逆位相定数によって決定される。提案するマイクロ波共振器は、具体的には、垂直に磁化されたフェライト棒１０Ｒを有するマイクロストリップ線路を用いて構成することを特徴としている。以下、これについて詳細説明する。

　まず、提案するマイクロ波共振器の基本概念について以下に説明する。

　図４３は、本発明の第１３の実施形態に係る、非可逆移相右手／左手系複合伝送線路１００を用いたマイクロ波共振器の構成を示すブロック図である。まず、従来技術に係る伝送線路型マイクロ波共振器の共振条件に関する概要について説明すると、当該伝送線路型マイクロ波共振器は、有限長さｌ＝Ｎｐの直線形状の不可逆移相右手／左手系複合伝送線路（ＣＲＬＨＴＬ）１００（複数Ｎ個の基本セルからなり、１個の基本セルの長さはｐである。）と、ポートＰ１における負荷インピーダンスＺ_Ｌ１及びポートＰ２における負荷インピーダンスＺ_Ｌ２とを備えて構成される。一般に、この伝送線路１００に沿って非可逆移相伝送を想定することができる。図４３におけるパラメータβ_＋及びΔφ_＋はそれぞれポートＰ１からポートＰ２までの電力伝送に関する線路の位相定数及び位相遅延を示し、パラメータβ_－及びΔφ_－はそれぞれポートＰ２からポートＰ１までの電力伝送に関する線路の位相定数及び位相遅延を示す。さらに、ポートＰ１及びＰ２における反射に起因する移相は、それぞれΔφ_１及びΔφ_２である。この事例では、共振条件は、次式の位相関係式が成り立つときに満たされる。

Δφ＝Δφ_＋＋Δφ_－＋Δφ_１＋Δφ_２＝２ｍπ　　　（１６）

　ここで、Δφ_＋＝β_＋ｌ、及びΔφ_－＝β_－ｌであり、ｍは整数である。両方のポートＰ１，Ｐ２が開放端であるか短絡されていれば、Δφ_１＋Δφ_２＝２π又は０であり、よって関係式（５）は次式で表される。

Δφ＝Δφ_＋＋Δφ_－＝（β_＋＋β_―）ｌ＝２ｍπ　　　（１７）

　可逆伝送線路の条件では、パラメータβ_＋及びβ_－は全く同一である。よって、線路の伝搬定数に関する共振条件は共振器の長さによって決定されかつ次式で表される。

β＝β_＋＝β_―＝ｍπ／ｌ　　　（１８）

　式（７）において、ｍ＝１である場合、線路長ｌ＝λ_ｇ／２である。この条件は、半波長共振器の動作を規定する。式（７）において、ｍ＝０であれば、共振条件は線路長とは独立し、β＝０である。位相定数ゼロは無限波長を意味し、共振周波数が共振器のサイズに依存しないゼロ次共振器の動作となる（例えば、非特許文献１０参照。）。一方で、伝送線路が非可逆性であって次式の関係式を満たす場合（例えば、非特許文献１５参照。）について考える。

β_＋＋β_―＝０　　　（１９）

　この場合において、共振条件の式（１７）は、ｍ＝０である共振器の長さに何ら要件を課すことなく自動的に成り立つ。非可逆性の共振条件の式（８）は、非可逆性の共振を達成するために、伝送線路は伝送される電力の一方向で主要な右手系モードをサポートしかつ反対方向で主要な左手系モードをサポートしなければならないことを意味している。さらに、これらの異なる２モードの位相定数は、両方が同じ絶対値を持たなければならない。このような非可逆性の伝送特性は、非可逆移相右手／左手系複合伝送線路１００を用いて達成することができる（例えば、非特許文献１３参照。）。

　非可逆右手／左手系複合伝送線路１００を用いたマイクロ波共振器に沿った（ｘ軸に沿った）電圧波及び電流波は、非可逆性の固有インピーダンスＺ_＋及びＺ_－で記述することができ、次式が得られる。

Ｖ＝Ｖ_＋ｅｘｐ（－ｊβ_＋ｘ）＋Ｖ_―ｅｘｐ（ｊβ_－ｘ）
＝Ｚ_＋Ｉ_＋ｅｘｐ（－ｊβ_＋ｘ）＋Ｚ_－Ｉ_－ｅｘｐ（ｊβ_－ｘ）　　　（２０）
Ｉ＝Ｉ_＋ｅｘｐ（－ｊβ_＋ｘ）－Ｉ_―ｅｘｐ（ｊβ_－ｘ）　　　（２１）

　但し、式（２０）及び式（２１）におけるパラメータＩ_＋及びＩ_－はそれぞれ、ポートＰ１からポートＰ２へ、かつその逆に伝搬する電流波の振幅を表す。式（１９）が成り立つとき、式（２０）及び式（２１）は次式で表される。

Ｖ＝（Ｖ_＋＋Ｖ_－）ｅｘｐ（－ｊβ_＋ｘ）
＝（Ｚ_＋Ｉ_＋＋Ｚ_－Ｉ_－）ｅｘｐ（－ｊβ_－ｘ）　　　（２２）
Ｉ＝（Ｉ_＋－Ｉ_－）ｅｘｐ（－ｊβ_＋ｘ）　　　（２３）

　この場合、位置ｘの関数としての割合Ｖ／Ｉは、次式のように一定値をとる。

　共振器の両ポートＰ１，Ｐ２が短絡されて、Ｚ_Ｌ１＝Ｚ_Ｌ２＝０であれば、電流波が支配的となり、式（２４）ではＶ_＋＋Ｖ_－＝０及びＺ_０Ｎ＝０となって式（２２）及び式（２３）において電圧波の振幅は最小値をとる。両ポートＰ１，Ｐ２が開放端であって、Ｚ_Ｌ１＝Ｚ_Ｌ２＝＋∞であれば、電圧波が支配的となり、式（１３）ではＩ_＋＝Ｉ_－及びＺ_０Ｎ＝＋∞となって電流波の振幅は最小値をとる。式（２２）及び式（２３）から、提案する伝送線路型マイクロ波共振器は、電流波及び電圧波の何れが支配的であれ、大きさが一様でありかつ位相が共振器上で係数ｅｘｐ（－ｊβ_＋ｘ）により空間的に線形変化する電磁界分布を提供することが分かる。

　図４４（ａ）は図４３のマイクロ波共振器の位置に対する電圧波あるいは電流波の振幅分布を示すグラフであり、図４４（ｂ）は図４３のマイクロ波共振器の位置に対する電圧波あるいは電流波の位相分布を示すグラフである。すなわち、図４４は提案するマイクロ波共振器上の電磁界分布を示す。従って、その電磁界分布は、リング共振器等の従来技術に係る進行波共振器のそれに類似するものである。提案するマイクロ波共振器とリング共振器との相違は、共振周波数が共振器の全体サイズに依存するか否かに存する。従来技術に係るゼロ次共振器と比較した場合、提案するマイクロ波共振器は、当該共振器の伝送線路１００に沿って空間位相の流れが存在する点でこれらとは著しく異なる。この意味において、提案するマイクロ波共振器は、従来技術に係るゼロ次共振器に対する連続位相制御をさらに提供する。実際に、位相特性における非可逆性が小さくなるにつれて、電界プロファイルはゼロ次共振器に接近する。

　次いで、マイクロ波共振器の構造及び伝送特性について以下に説明する。

　図４５Ａは図４３のマイクロ波共振器の外観を示す斜視図であり、図４５Ｂは図４５Ａのマイクロ波共振器の縦断面図である。図４５Ａ及び図４５Ｂにおいて、その基本構造は、図１３～図１５と同様であるが、垂直方向に磁化されたフェライト棒１０Ｒ（他の磁性体であってもよい。）を、誘電体基板１０の幅方向の中央位置であって、複数のストリップ導体１２が縦続接続されてなるマイクロストリップ線路の直下へ挿入したことを特徴としている。この構造を選択する理由は、挿入損失が比較的少なく、透過係数の大きさにおける非可逆性が極小である一方で、非可逆位相特性はなお著しいことにある。

　上記マイクロストリップ線路には、直列枝のキャパシタ１４及び並列枝の短絡スタブ１３が周期的に挿入される。数値シミュレーションに使用する右手／左手系複合伝送線路１００の様々な構成パラメータと、試作回路のそれらとは同じであって、下記の通りである。フェライト棒１０Ｒの飽和磁化及び磁気損失はそれぞれ、μ_０Ｍ_ｓ＝１７５ｍＴ及びμ_０ΔＨ＝５ｍＴである。フェライト棒１０Ｒ及び誘電体基板１０の誘電定数は、ε_ｆ＝１５及びε_ｄ＝２．６である。フェライト棒１０Ｒ及び誘電体基板１０両方の厚さはｄ＝０．８ｍｍであり、フェライト棒１０Ｒの幅及び長さはそれぞれ、ｗ＝０．８ｍｍ及びｌ＝３０ｍｍである。単位セルの長さは、ｐ＝３ｍｍであり、線路内のセルの合計数はＮ＝１０（ｌ＝Ｎｐ）である。各短絡スタブ１３の幅及び長さは、１ｍｍ及び４ｍｍである。各直列集中キャパシタ１４はＣ＝０．５ｐＦの容量を有する。数値シミュレーションに用いた内部直流磁界はμ_０Ｈ_０＝６０ｍＴであるが、試作された右手／左手系複合伝送線路１００に印加された外部直流磁界の測定値は中心部のマイクロストリップ線路でＢ_ｅｘ＝μ_０Ｈ_ｅｘ＝１５０ｍＴであった。右手／左手系複合伝送線路１００のブロッホインピーダンスは計算モデル及び試作回路ともに、ほぼ５０Ωであった。

　図４６は図４５Ａのマイクロ波共振器の正規化位相定数の周波数特性（シミュレーション値及び測定値）を示すグラフである。すなわち、図４６はばらつきの多いパラメータの位相特性から推定した、シミュレーション及び測定による分散図をプロットしたものである。図４６から明らかなように、異なる２方向に伝搬する主要モードの２つの分枝の交点は、数値シミュレーションでは、βｐ／π＝０．０２５、６．３ＧＨｚで見出されるのに対して、測定においてこれに対応する周波数は５．９２ＧＨｚである。これらの周波数における非可逆右手／左手系複合伝送線路１００は、β_＋ｐ／π＝－β_－ｐ／π＝０．０２５で式（１９）を満たすことが留意される。以下、これらの周波数の周辺で動作する非可逆右手／左手系複合伝送線路１００を用いて、提案する擬似進行波共振器を設計して製造した。

　次いで、マイクロ波共振器の共振特性とその電磁界分布について以下に説明する。

　提案するマイクロ波共振器を実証するために、インピーダンス整合用に非可逆右手／左手系複合伝送線路１００のセクションと両ポートＰ１，Ｐ２との境界に挿入された容量２Ｃの集中素子キャパシタを図４５Ａの右手／左手系複合伝送線路１００の試作回路及びシミュレーションモデルから外し、これらの間に弱い容量結合を生成した。修正したこの構造は、ほぼ、開放終端を有する非可逆伝送線路型共振器と見なすことができる。

　図４７Ａは図４５Ａのマイクロ波共振器の透過係数Ｓ_２１，Ｓ_１２の周波数特性（シミュレーション値）を示すグラフであり、図４７Ｂは図４５Ａのマイクロ波共振器の透過係数Ｓ_２１，Ｓ_１２の周波数特性（測定値）を示すグラフである。図４７Ａ及び図４７Ｂにおける各ピークは、共振に相当する。図４７Ａから、シミュレーションによる共振周波数は、５ＧＨｚから８ＧＨｚまでの周波数範囲において、５．３ＧＨｚ、６．１３ＧＨｚ及び７．４５ＧＨｚで見出される。５．３ＧＨｚ及び７．４５ＧＨｚでの共振は、電界規模内のヌルポイントが長手方向の共振器中央部に見られることから、半波長共振に対応することがわかる。

　図４８（ａ）は図４５Ａのマイクロ波共振器のポートＰ１からマイクロ波信号を入力したときの電界の規格化振幅分布を示す図であり、図４８（ｂ）は図４５Ａのマイクロ波共振器のポートＰ１からマイクロ波信号を入力したときの電界の位相分布を示す図である。また、図４９（ａ）は図４５Ａのマイクロ波共振器のポートＰ２からマイクロ波信号を入力したときの電界の規格化振幅分布を示す図であり、図４９（ｂ）は図４５Ａのマイクロ波共振器のポートＰ２からマイクロ波信号を入力したときの電界の位相分布を示す図である。ここで、図４８及び図４９は、数値計算によって求められた６．１３ＧＨｚにおける接地導体面上の電界分布を示している。

　図４８（ａ）及び図４９（ａ）からわかるように、振幅分布は、入力ポートの選択に関係なく、共振器上の振幅はほぼ一様となっている。図４８（ｂ）を見ると、観測点が入力ポートＰ１からポートＰ２に向かって移動するにつれて、位相が遅れてゆくのに対して、図４９（ｂ）を見ると、観測点が入力ポートＰ２からポートＰ１に向かって移動するにつれて位相が進んでいくことが確認できる。以上のことから、図４８及び図４９の特性を有するマイクロ波共振器は、進行波型共振器と類似した電磁界分布を持っていることがわかる。さらに、入力ポートの選択に関係なく、位相分布の傾きに関して、その向き及び大きさともに同じであることが確認できる。この勾配は、図４３において既に示しているように、線路の位相定数に見られる非可逆特性の大きさにより決定される。

　図５０（ａ）は図４５Ａのマイクロ波共振器のポートＰ２からマイクロ波信号を入力したときの電界の相対電力分布を示すグラフであり、図５０（ｂ）は図４５Ａのマイクロ波共振器のポートＰ２からマイクロ波信号を入力したときの電界の位相分布を示すグラフである。図４５Ａのマイクロ波共振器の動作は、図５０に示すように、共振器に沿って電磁界分布を測定することにより直接的に確認された。ここで、図５０は、５．７７ＧＨｚで測定された共振器上の大きさ及び位相分布を示す。図５０における水平軸の距離は、入力ポートと観測位置との距離を示す。図５０（ｂ）には、比較のために、図４６における正規化された位相定数βｐ／π＝０．０２５から推定した勾配を有する位相分布の計算値をプロットしている。図５０（ａ）から、共振器上の大きさはその共振でほぼ一様であることが分かる。さらに、図５０（ｂ）から分かるように、位相は共振器に沿って観測位置を移動させると線形的に変わる。図４７から、負荷Ｑのシミュレーション値は４７であり、一方で測定値は４１であった。よって、測定結果は数値シミュレーションとよく一致し、提案する擬似進行波共振器のデモンストレーションを立証している。

　以上説明したように、本実施形態によれば、有限長さの直線形状の非可逆移相右手／左手系複合伝送線路１００で構成され、両終端は開放端であるか、短絡されたマイクロ波共振器を提案した。ここで、当該マイクロ波共振器上の電磁界分布は、従来技術に係る進行波共振器のそれに類似し、すなわち、当該共振器の長手方向に沿って電界の振幅分布は一様であり、かつ位相分布は空間的に線形変化した。提案するマイクロ波共振器の基本動作を実証した。位相分布の勾配が、線路の非可逆性を変えることによって、すなわち、フェライト棒１０Ｒを有するマイクロストリップ線路へ印加する直流磁界の大きさを変えることによって連続的に制御可能である点は強調されるべきである。また、本実施形態に係るマイクロ波共振器によれば、動作波長に依存せずに装置サイズを自由に変化させることができ、例えば装置サイズを小型化できるマイクロ波共振器を提供できる。従って、提案したマイクロ波共振器は、マイクロ波チューナブルフィルタ、電力分割器並びにビームステアリングアンテナに対する新しいアプリケーションを開拓すると考えられる。

第１５の実施形態．
　第１５の実施形態では、非可逆移相右手左手系複合伝送線路１００の片側ポートに反射素子を接続した漏れ波アンテナ装置に関する追加の実施形態について以下に説明する。

　図５１は図４５Ａの非可逆移相右手／左手系複合線路１００のポートＰ２に終端開放マイクロストリップ線路（線路長ｌ_ｒ２＝λｇ／４＝８．６ｍｍ）を接続したときの漏れ波アンテナ装置の外観を示す斜視図である。図５１において、非可逆移相右手／左手系複合線路を用いた漏れ波アンテナ装置は、非可逆移相右手／左手系複合伝送線路１００の一方のポートＰ１からマイクロ波信号を入力し、他方のポートＰ２に、反射用の素子（反射器）として、終端開放有限長のマイクロストリップ線路を接続したことを特徴としている。当該反射器のマイクロストリップ線路は、裏面に接地導体１１を有する誘電体基板１０上に、ストリップ導体１２よりも幅広のストリップ導体１２Ｐ２をポートＰ２に接続するように形成して構成される。なお、図５１では、具体例としてポートＰ１から信号を入力し、ポートＰ２側に反射器を接続した場合を示しているが、ポートＰ２を入力ポーとし、ポートＰ１に反射器のマイクロストリップ線路を接続してもよい。

　図５１において、ポートＰ２には誘電体基板１０上に構成された線路長ｌ_ｒ２の終端開放マイクロストリップ線路（ストリップ導体１２Ｐ２で構成される）が反射器として接続されている。非可逆移相右手／左手系複合伝送線路１００から見たポートＰ２の負荷インピーダンスが０（終端短絡条件）となるためには、動作周波数で、線路長ｌ_ｒ２が管内波長λｇの４分の１程度、電気長（位相差）θ_ｒ２＝９０度程度に設定する必要がある。一方、非可逆移相右手／左手系複合伝送線路１００から見たポートＰ２の負荷インピーダンスが無限大（終端開放条件）となるためには、動作周波数で、線路長ｌ_ｒ２が管内波長λｇの２分の１程度、電気長（位相差）θ_ｒ２＝１８０度程度に設定する必要がある。

　また、図５１において、ポートＰ２に、終端開放マイクロストリップ線路ではなく終端短絡マイクロストリップ線路が反射器として接続されている場合も構成方法の一つとして考えられる。この場合、非可逆移相右手／左手系複合伝送線路１００から見たポートＰ２の負荷インピーダンスが無限大（終端開放条件）となるためには、動作周波数で、線路長ｌ_ｒ２が管内波長λｇの４分の１程度、電気長（位相差）θ_ｒ２＝９０度程度に設定する必要がある。一方、非可逆移相右手／左手系複合伝送線路１００から見たポートＰ２の負荷インピーダンスが０（終端短絡条件）となるためには、動作周波数で、線路長ｌ_ｒ２が管内波長λｇの２分の１程度、電気長（位相差）θ_ｒ２＝１８０度程度に設定する必要がある。

　図５２は図４５Ａの非可逆移相右手／左手系複合線路１００のポートＰ１からマイクロ波信号を入力したときの反射係数Ｓ_１１の周波数特性を示すグラフである。図５２は、ポートＰ２に線路長ｌ_ｒ２＝λｇ／４＝８．６ｍｍの終端開放マイクロストリップ線路が反射器として接続された場合の、入力ポートＰ１から見た反射係数を表す。この場合、非可逆移相右手／左手系複合伝送線路１００から見たポートＰ２の負荷インピーダンスが０（終端短絡条件）となる。なお、以下のＳパラメータの表記において、ポートＰ１を１とし、ポートＰ２を２として表記する。

　図５３は図４５Ａの非可逆移相右手／左手系複合線路１００のポートＰ１に終端開放マイクロストリップ線路（線路長ｌ_ｒ１＝λｇ／４＝８．６ｍｍ）を接続したときのアンテナ装置においてポートＰ２からマイクロ波信号を入力したときの反射係数Ｓ_２２の周波数特性を示すグラフである。図５３から明らかなように、この場合、非可逆移相右手／左手系複合伝送線路１００から見たポートＰ１の負荷インピーダンスが０（終端短絡条件）となる。

　図５４は図４５Ａの非可逆移相右手／左手系複合線路１００のポートＰ２に終端開放マイクロストリップ線路（線路長ｌ_ｒ２＝λｇ／４＝８．６ｍｍ）を接続したときの漏れ波アンテナ装置においてポートＰ１からマイクロ波信号を入力したときのｘ－ｚ面内の放射パターンを示す図である。ここで、座標系の取り方は、図５１と同じである。この場合、非可逆移相右手／左手系複合伝送線路１００から見たポートＰ２の負荷インピーダンスが０（終端短絡条件）となる。従って、右手／左手系複合伝送線路１００を構成する直列枝部分のインピーダンスが非常に小さくなり、直列共振状態に近くなる。実際、図５４の放射パターンから、主偏波はＥ_θ成分で、中央のマイクロストリップ線路に平行な成分が主となっていることが確認される。このことから、放射に対する直列枝部分の寄与が大きいことが確認できる。

　ここで、放射ビーム形成に関してもう少し詳しく説明する。まず、ポートＰ１からポートＰ２に向かって信号が伝搬するのに伴い漏れ波によって第１の放射ビームが形成される。この際に放射に寄与しなかった信号がポートＰ２に到達すると終端での反射により、ポートＰ２からポートＰ１に向かって信号が再び逆方向に伝搬する。この逆向きの信号伝搬による漏れ波が第２の放射ビームを形成する。第１の放射ビームと第２の放射ビームは実質的に同一の方向を向くため、その重ね合わせの結果、全体の放射ビームは単一方向を向く。短絡終端では、線路に沿って伝搬する信号の入射波と反射波との重ね合わせで、線路上の電圧波振幅がほぼゼロとなることから、電流波が支配的となり、放射に対する直列枝部分の寄与が大きくなるので、Ｅ_θ成分は強め合う結果主偏波となり、Ｅ_φ成分は弱め合い交差偏波となる。

　図５５は図４５Ａの非可逆移相右手／左手系複合線路１００のポートＰ１に終端開放マイクロストリップ線路（線路長ｌ_ｒ１＝λｇ／４＝８．６ｍｍ）を接続したときの漏れ波アンテナ装置においてポートＰ２からマイクロ波信号を入力したときのｘ－ｚ面内の放射パターンを示す図である。図５４の漏れ波アンテナとの構成方法の違いは、入力ポーと負荷終端を入れ替えただけである。図５５の放射パターンから明らかなように、主偏波は図５４と同様にＥ_θ成分で、中央のマイクロストリップ線路に平行な成分が主となっていることが確認される。図５５において、図５４と比較すると、利得は低下しているものの、放射方向は、図５４と実質的に同一の方向を向いており、入力ポートの選択に関係なく、放射ビーム方向が決められることが確認できる。

　図５６は図４５Ａの非可逆移相右手／左手系複合線路１００のポートＰ２に終端開放マイクロストリップ線路（線路長ｌ_ｒ２＝λｇ／２＝１７．３ｍｍ）を接続したときのアンテナ装置においてポートＰ１からマイクロ波信号を入力したときのｘ－ｚ面内の放射パターンを示す図である。図５６において、非可逆移相右手／左手系複合伝送線路１００から見たポートＰ２の負荷インピーダンスが無限大（終端開放条件）となる。従って、右手／左手系複合伝送線路１００を構成する並列枝部分のアドミタンスが非常に小さくなり、並列共振状態に近くなる。実際、図５４の放射パターンより、主偏波はＥ_φ成分で、並列共振回路に関連する並列枝の誘導スタブ１３に平行な成分が主となっていることが確認される。このことから、放射に対する並列枝部分の寄与が大きいことが確認できる。

　この場合においても、放射ビーム形成に関してもう少し詳しく説明する。図５６の場合も、図５４の場合と同様、ポートＰ１からポートＰ２に向かって信号が伝搬するのに伴い漏れ波によって第１の放射ビームが形成され、ポートＰ２からの終端反射により、ポートＰ２からポートＰ１に向かって信号が再び逆方向に伝搬する。この逆向きの信号伝搬による漏れ波が第２の放射ビームを形成する。第１の放射ビームと第２の放射ビームは実質的に同一の方向を向くため、その重ね合わせの結果、全体の放射ビームはやはり単一方向を向く。開放終端では、線路に沿って伝搬する信号の入射波と反射波との重ね合わせで、線路上の電流波振幅がほぼゼロとなることから、電圧波が支配的となり、放射に対する並列枝部分の寄与が大きくなるので、短絡スタブに平行なＥ_φ成分は強め合う結果、主偏波となり、Ｅ_θ成分は弱め合い交差偏波となる。

　図５７は図４５Ａの非可逆移相右手／左手系複合線路１００のポートＰ１に終端開放マイクロストリップ線路（線路長ｌ_ｒ１＝λｇ／２＝１７．３ｍｍ）を接続したときの漏れ波アンテナ装置においてポートＰ２からマイクロ波信号を入力したときのｘ－ｚ面内の放射パターンを示す図である。図５７において、図５６の漏れ波アンテナと構成方法の違いは、入力ポートと負荷終端を入れ替えただけである。図５７の放射パターンから明らかなように、主偏波は図５６と同様Ｅ_φ成分で、並列共振回路に関連する並列枝誘導スタブ１３に平行な成分が主となっていることが確認される。図５６と比較すると、利得は低下しているものの、放射方向は、図５６と実質的に同一の方向を向いており、入力ポートの選択に関係なく、放射ビーム方向が決められることが確認できる。

第１６の実施形態．
　第１６の実施形態では、非可逆移相右手左手系複合伝送線路１００の両ポートＰ１，Ｐ２に反射素子を接続した共振器構造、及び共振器からなるアンテナ装置の構成方法とその実施例について以下に説明する。本実施形態に係るマイクロ波共振器を示す図４３において、共振条件として両端の負荷インピーダンスＺ_Ｌ１及びＺ_Ｌ２に課せられる条件は、両端開放の場合として、
１／Ｚ_Ｌ１＝１／Ｚ_Ｌ２＝０　　　（２５）
であるか、両端短絡の場合として
Ｚ_Ｌ１＝Ｚ_Ｌ２＝０　　　（２６）
であるかのいずれかである。これら両端開放あるいは両端短絡条件を実現する具体的な方法として、以下では有限長の伝送線路を用いて構成することを考える。

　図５８は本発明の第１４の実施形態に係るマイクロ波共振器の実施例１の構成を示すブロック図である。図５８のマイクロ波共振器は、両端短絡共振器の共振条件を満たすために、線路長ｌ_ｒ１が４分の１波長と実質的に同一の長さ（電気長θ_ｒ１＝９０度）の終端開放伝送線路１０１を非可逆移相右手／左手系複合伝送線路１００のポートＰ１（Ａ－Ａ’）に接続し、一方、線路長ｌ_ｒ２が４分の１波長と実質的に同一の長さ（電気長θ_ｒ２＝９０度）の終端開放伝送線路１０２をポートＰ２（Ｂ－Ｂ’）に接続したことを特徴としている。この場合、ポートＰ１から左側の伝送線路１０１を見たときの負荷インピーダンス及びポートＰ２から右側の伝送線路１０２を見た場合の負荷インピーダンスはともに０となることから、図５８において、非可逆移相右手／左手系複合伝送線路１００の両端に対して短絡条件が満足している。

　図５９は本発明の第１４の実施形態に係るマイクロ波共振器の実施例２の構成を示すブロック図である。図５９のマイクロ波共振器は、両端開放共振器の共振条件を満たすために、線路長ｌ_ｒ１が４分の１波長と実質的に同一の長さ（電気長θ_ｒ１＝９０度）の終端短絡伝送線路１０１を非可逆移相右手／左手系複合伝送線路１００のポートＰ１（Ａ－Ａ’）に接続し、一方、線路長ｌ_ｒ２が４分の１波長と実質的に同一の長さ（電気長θ_ｒ２＝９０度）の終端短絡伝送線路１０２をポートＰ２（Ｂ－Ｂ’）にそれぞれ接続したことを特徴としている。この場合、ポートＰ１から左側の伝送線路１０１を見たときの負荷インピーダンス及びポートＰ２から右側の伝送線路１０２を見た場合の負荷インピーダンスはともに無限大となることから、図５９において、非可逆移相右手／左手系複合伝送線路１００の両ポートＰ１，Ｐ２に対して開放条件が満足している。

　図６０は本発明の第１４の実施形態に係るマイクロ波共振器の実施例３の構成を示すブロック図である。図６０のマイクロ波共振器は、両端短絡共振器もしくは両端開放共振器としての共振条件を満たすために、線路長ｌ_ｒ１が４分の１波長の｜ｍ_１｜倍（ここで、ｍ_１は整数である。）と実質的に同一の長さ（電気長θ_ｒ１≒ｍ_１×９０度）の終端開放伝送線路１０１Ａを、非可逆移相右手／左手系複合伝送線路１００のポートＰ１（Ａ－Ａ’）に接続し、一方、線路長ｌ_ｒ２が４分の１波長の｜ｍ_２｜倍（ここで、ｍ_２は整数である。）と実質的に同一の長さ（電気長θ_ｒ２≒ｍ_２×９０度）の終端開放伝送線路１０２Ａを、ポートＰ２（Ｂ－Ｂ’）に接続したことを特徴としている。この場合、両端短絡もしくは両端開放のどちらかの条件に設定する必要があるが、それぞれ整数ｍ_１と整数ｍ_２がともに奇数か、ともに偶数であるかに対応する。なお、整数ｍ_ｉ（ｉ＝１，２）が０の値を取る場合は、偶数として扱われる。また、整数ｍ_ｉの符号としては、伝送線路内の位相の遅れ／進みの観点で、負の値も取り得るものとする。ここで、整数ｍ_ｉが負の値をとるのは、反射器を構成する伝送線路１０１A又は１０２Aが左手系線路として動作している場合を指すものとする。

　図６１は本発明の第１４の実施形態に係るマイクロ波共振器の実施例４の構成を示すブロック図である。図６１のマイクロ波共振器は、両端短絡共振器もしくは両端開放共振器としての共振条件を満たすために、線路長ｌ_ｒ１が４分の１波長の｜ｍ_１｜倍（ここで、ｍ_１は０を除く整数である。）と実質的に同一の長さ（電気長θ_ｒ１≒ｍ_１×９０度）の終端短絡伝送線路１０１Ａを、非可逆移相右手／左手系複合伝送線路１００のポートＰ１（Ａ－Ａ’）に接続し、一方、線路長θ_ｒ２が４分の１波長の｜ｍ_２｜倍（ここで、ｍ_２は整数である。）と実質的に同一の長さ（電気長θ_ｒ２≒ｍ_２×９０度）の終端短絡伝送線路１０２Ａを、ポートＰ２（Ｂ－Ｂ’）に接続したことを特徴としている。この場合、両端短絡もしくは両端開放のどちらかの条件に設定する必要があるが、それぞれ整数ｍ_１と整数ｍ_２がともに偶数か、ともに奇数であるかに対応する。なお、整数ｍ_ｉ（ｉ＝１，２）が０の値を取る場合は、偶数として扱われる。また、整数ｍ_ｉの符号としては、伝送線路内の位相の遅れ／進みの観点で、負の値も取り得るものとする。ここで、整数ｍ_ｉが負の値をとるのは、反射器を構成する伝送線路１０１Ａ又は１０２Ａが左手系線路として動作している場合を指すものとする。

　図５８～図６１に示した短絡終端及び開放終端を実現する有限長さ伝送線路構造は、終端反射素子としての役割だけでなく、同時に当該伝送線路構造に沿って電圧と電流の比が０から無限大まで変化することから、信号を給電するためのインピーダンス整合回路としての役割も果たす。

　図６２は図６０のマイクロ波共振器に対する給電回路を備えたアンテナ装置の構成を示すブロック図である。図６２のアンテナ装置は、図６０のマイクロ波共振器に対して、給電する方法の一例を示す。給電線を接続する位置としては、反射器としてポートＰ１側（Ａ－Ａ’）に接続された終端開放線路１０１（図６０）と、ポートＰ２側（Ｂ－Ｂ’）に接続された終端開放線路１０２（図６０）のどちらかを選ぶことができる。図６２のアンテナ装置においては、一例としてポートＰ１側の反射器の伝送線路に接続しており、ポートＰ１は伝送線路１１２及び１１１を介してポートＰ２１に接続され、伝送線路１１１，１１２により、電気長θ_ｒ１＝ｍ_１×９０度を有する伝送線路１０１（図６０）を構成している。給電回路は、出力抵抗Ｒｏを有するマイクロ波信号発生器１２０と、給電線路１２５とを備えて構成される。但し、給電回路内の給電線路１２５の特性インピーダンスＺ_０２とインピーダンス整合の取れる位置を補償するためには、整数ｍ_１は非零でなければならない。この場合、給電線路１２５の挿入されるべき、反射器に用いられる伝送線路１０１（１１１，１１２）上では、伝送線路１０１に沿って電圧と電流の比が０から無限大まで変化することから、給電線路１２５とインピーダンス整合の取れる位置が必ず存在する。その位置を図６２ではポートＰ３（Ｃ－Ｃ’）として表している。

　図６３は図６１のマイクロ波共振器に対する給電回路を備えたアンテナ装置の構成を示すブロック図である。図６３のアンテナ装置は、図６１のマイクロ波共振器に対して、給電する方法の一例を示す。給電線を接続する位置としては、反射器としてポートＰ１側（Ａ－Ａ’）に接続された終端開放線路１０１（図６１）と、ポートＰ２側（Ｂ－Ｂ’）に接続された終端開放線路１０２（図６１）のどちらかを選ぶことができる。図６３においては、給電回路の給電線路１２５を一例としてポートＰ１側の反射器に接続している。但し、給電線の特性インピーダンスＺ_０２とインピーダンス整合の取れる位置を補償するためには、整数ｍ_１は非零でなければならない。この場合、給電線路の挿入されるべき反射器に用いられる伝送線路１０１（１１１，１１２）上では、伝送線路に沿って電圧と電流の比が０から無限大まで変化することから、給電線路１２５とインピーダンス整合の取れる位置が必ず存在する。その位置を図６３ではＰ３（Ｃ－Ｃ’）として表している。

　図６４は図５８のマイクロ波共振器の外観を示す斜視図である。図６４のマイクロ波共振器は、図４５Ａ及び図４５Ｂに示された、垂直方向に磁化されたフェライト棒１０Ｒを含む非可逆右手／左手系複合伝送線路１００の両端に、終端開放で有限長のマイクロストリップ線路（それぞれ、誘電体基板１０を挟設する各ストリップ導体１２Ｐ１，１２Ｐ２及び接地導体１１により構成される。）を接続したことを特徴としている。ここで、動作周波数において、反射器の線路長として管内波長の４分の１に設定している。その結果、非可逆右手／左手系複合伝送線路１００の両端で短絡終端の条件を満たし、共振時においては、非可逆右手／左手系複合伝送線路１００内で、直列枝の直列共振つまり、電流波が支配的となり、進行波型共振器と類似した電磁界分布を示す。

　図６５は図５９のマイクロ波共振器の外観を示す斜視図である。図６５のマイクロ波共振器は、図４５Ａ及び図４５Ｂに示された、垂直方向に磁化されたフェライト棒１０Ｒを含む非可逆右手／左手系複合伝送線路１００の両端に、終端短絡で有限長のマイクロストリップ線路（それぞれ、誘電体基板１０を挟設する各ストリップ導体１２Ｐ１，１２Ｐ２及び接地導体１１により構成される。）を接続したことを特徴としている。ここで、動作周波数において、反射器の線路長として管内波長の４分の１に設定している。その結果、非可逆右手／左手系複合伝送線路１００の両端で開放終端の条件を満たし、共振時においては、非可逆右手／左手系複合伝送線路１００内で、並列枝の並列共振つまり、電圧波が支配的となり、進行波型共振器と類似した電磁界分布を示す。

　図６６は図６４のマイクロ波共振器においてポートＰ２側に信号入力ポートを備えたアンテナ装置の外観を示す斜視図である。すなわち、図６６のアンテナ装置は、図６２のマイクロ波共振器においてｍ_１＝ｍ_２＝１とした場合の両端短絡共振器を具体的に実現したものである。但し、図６２では、ポートＰ１側の反射器の伝送線路１１１，１１２に給電線路１２５が挿入されているのに対して、図６６では、ポートＰ２側の反射器の伝送線路に給電線路（誘電体基板１０を挟設するストリップ導体１２Ｐ２Ａ及び接地導体１１とによりマイクロストリップ線路を構成してなる給電線路である。）が挿入された場合である。

　図６７は図６５のマイクロ波共振器においてポートＰ２側に信号入力ポートを備えたアンテナ装置の外観を示す斜視図である。すなわち、図６７のアンテナ装置は、図６３のマイクロ波共振器においてｍ_１＝ｍ_２＝１とした場合の両端開放共振器を具体的に実現したものである。但し、図６３では、ポートＰ１側の反射器の伝送線路１１１，１１２に給電線路１２５が挿入されているのに対して、図６７では、ポートＰ２側の反射器の伝送線路に給電線路（誘電体基板１０を挟設するストリップ導体１２Ｐ２Ａ及び接地導体１１とによりマイクロストリップ線路を構成してなる給電線路である。）が挿入された場合である。

　図６８は図６６のアンテナ装置において終端開放マイクロストリップ線路の線路長を半波長にしたときの装置の外観を示す斜視図である。図６８のアンテナ装置は、図６２のアンテナ装置においてｍ_１＝ｍ_２＝２とした場合の両端開放共振器を具体的に実現したものである。

　以下では、具体的なマイクロ波共振器構造をアンテナ装置として動作させた場合の実施例を示すために、両端短絡共振器構造として図６２及び図６６の構造で、ポートＰ２側でなく、ポートＰ１側の反射器の伝送線路１１１，１１２に給電線路１２５を挿入した場合を取り扱う。また、両端短絡共振器構造として、図６８のアンテナ装置の場合、及びポートＰ２側ではなく、ポートＰ１側の反射器の伝送線路１１１，１１２に給電線路１２５を挿入した場合を取り扱う。

　図６９は図６６のアンテナ装置においてポートＰ２側ではなくポートＰ１側の反射用伝送線路に給電線路を接続した装置における入力端での反射係数Ｓ_１１の周波数特性を示すグラフである。図６９から明らかなように、反射係数Ｓ_１１が－１０ｄＢ以下になる動作帯域は５．７０ＧＨｚから５．８２ＧＨｚまでの範囲であって、比帯域（帯域幅を当該帯域の中心周波数で除算した値をいう。）は２．１％であった。

　図７０は図６９のグラフにおいて反射係数Ｓ_１１が最も低くなる周波数５．７６ＧＨｚでのｘ－ｚ面上の放射パターンを示すグラフである。図７０から明らかなように、主偏波Ｅ_θの放射方向は３３２度の方向放射利得は６．２ｄＢｉであり、放射ビーム半値幅が５４度、放射効率は７９％となった。

　図７１は図６９のグラフにおいて反射係数Ｓ_１１が－１０ｄＢ以下となるアンテナ装置としての動作帯域での主偏波と交差偏波の放射利得と、そのときの放射方向の周波数依存性を示すグラフである。図７１から明らかなように、動作帯域内で、アンテナの放射利得及びビーム方向がほぼ一定に保たれていることが確認できた。

　図７２は図６６のアンテナ装置において入力端での反射係数Ｓ_２２の周波数特性を示すグラフである。図７２から明らかなように、反射係数Ｓ_２２が－１０ｄＢ以下になる動作帯域は５．７１ＧＨｚから５．８４ＧＨｚまでの範囲であって、比帯域は２．３％であった。

　図７３は図７２のグラフにおいて反射係数Ｓ_２２が最も低くなる周波数５．７８ＧＨｚでのｘ－ｚ面上の放射パターンを示すグラフである。図７３から明らかなように、主偏波Ｅ_θの放射方向は３３２度の方向であって、放射利得は５．７ｄＢｉ、放射ビーム半値幅が５４度、放射効率は６７％となった。

　図７４は図７２のグラフにおいて反射係数が－１０ｄＢ以下となるアンテナとしての動作帯域での主偏波と交差偏波の最大利得、そのときの放射方向の周波数依存性を示すグラフである。図７４から明らかなように、動作帯域内で、アンテナの放射利得及びビーム方向がほぼ一定に保たれていることが確認できた。

　図７５は図６８のアンテナ装置においてポートＰ２側ではなくポートＰ１側の反射用伝送線路に給電線路を接続した装置における入力端での反射係数Ｓ_１１の周波数特性を示すグラフである。図７５から明らかなように、反射係数Ｓ_１１が－１０ｄＢ以下になる動作帯域は５．８０ＧＨｚから５．８７ＧＨｚまでの範囲であって、比帯域は１．２％であった。

　図７６は図７５のグラフにおいて反射係数Ｓ_１１が最も低くなる周波数５．８３ＧＨｚでのｘ－ｚ面上の放射パターンを示すグラフである。図７６から明らかなように、主偏波Ｅ_θの放射方向は３４３度の方向であって、放射利得は５．１ｄＢｉ、放射ビーム半値幅が４９度、放射効率は７３％となった。

　図７７は図７５のグラフにおいて反射係数が－１０ｄＢ以下となるアンテナ装置としての動作帯域での主偏波と交差偏波の最大利得、そのときの放射方向の周波数依存性を示すグラフである。図７７から明らかなように、動作帯域内で、アンテナの放射利得及びビーム方向がほぼ一定に保たれていることが確認できた。

　図７８は図６８のアンテナ装置において入力端での反射係数Ｓ_２２の周波数特性を示すグラフである。図７８から明らかなように、反射係数Ｓ_２２が－１０ｄＢ以下になる動作帯域は５．７１ＧＨｚから５．７７ＧＨｚまでの範囲であって、比帯域は１．０％であった。

　図７９は図７７のグラフにおいて反射係数Ｓ_２２が最も低くなる周波数５．７４ＧＨｚでのｘ－ｚ面上の放射パターンを示すグラフである。図７９から明らかなように、主偏波Ｅ_θの放射方向は３４２度の方向であって、放射利得は５．７ｄＢｉ、放射ビーム半値幅が５１度、放射効率は６０％となった。

　図８０は図７７のグラフにおいて反射係数Ｓ_２２が－１０ｄＢ以下となるアンテナ装置としての動作帯域での主偏波と交差偏波の最大利得、そのときの放射方向の周波数依存性を示すグラフである。図８０から明らかなように、動作帯域内で、アンテナの放射利得及びビーム方向がほぼ一定に保たれていることが確認できた。

　これまでは、自発磁化もしくは外部印加磁界により磁化されたフェライト棒１０Ｒを有する誘電体基板１０上に構成された非可逆移相右手左手系複合伝送線路１００について述べたが、磁気的性質が時間的に変わらないものとして、動作説明を行った。以下では、外部印加磁界の大きさ及び向きを時間関数として連続的にあるいは離散的に変えることにより、線路の伝送特性を時間ともに変える機能を備える構造について以下に説明する。

　図８１は第１４の実施形態の第１の変形例に係るマイクロ波共振器及びアンテナ装置の構成を示す縦断面図であり、外部印加磁界の大きさを変えるための構成方法の一例を示す。非可逆移相右手／左手系複合伝送線路１００に外部直流磁界を印加するために、永久磁石３０が接地導体１１の下に取り付けられており、かつ永久磁石３０と線路の間の位置関係を変化するように、例えばモータ３０Ｍにより機械的に上下方向３０ｄの平行移動もしくは回転移動、もしくはその両方を兼ね備えた構造が提供される。永久磁石３０の機械的移動により、磁界の印加対象となる伝送線路１００に印加される直流磁界の大きさ、あるいは向き、あるいはその両方が変化し、フェライト棒１０Ｒ内部の磁化ベクトル及び内部直流磁界の大きさ、あるいは向き、あるいはその両方が変化する。この直流磁化及び内部磁界の変化により、伝送線路１００の伝搬特性に表れる非可逆移相特性が変化する。その結果、進行波型マイクロ波共振器として動作する場合の位相分布の空間的勾配を時間関数として連続的あるいは離散的に変化することが可能となる。従って、この進行波型マイクロ波共振器をアンテナ装置に応用する場合、印加直流磁界の大きさあるいは向き、あるいはその両方を変えることにより、共振器から放射するビーム方向を変えることができる。すなわち、当該アンテナ装置はビーム走査アンテナとして動作する。

　図８２は第１４の実施形態の第２の変形例に係るマイクロ波共振器及びアンテナ装置の構成を示す縦断面図であり、外部印加磁界の大きさを変えるための構成方法の一例を示す。非可逆移相右手／左手系複合伝送線路１００に外部直流磁界を印加するために、鉄心３２に、可変電圧源３４が接続されたコイル３３が巻回されてなる電磁石３１が接地導体１１の下に取り付けられており、当該伝送線路１００への印加直流磁界の大きさ、あるいは向き、あるいはその両方を変えられる構造が提供される。電磁石３１を構成するコイル３３への印加電圧を変えることにより、磁界の印加対象となる伝送線路１００に加えられる直流磁界の大きさ、あるいは向き、あるいはその両方が変化し、フェライト棒１０Ｒ内部の磁化ベクトル及び内部直流磁界の大きさ、あるいは向き、あるいはその両方が変化する。この直流磁化及び内部磁界の変化により、線路の伝搬特性に表れる非可逆移相特性が変化する。その結果、進行波型マイクロ波共振器として動作する場合の位相分布の空間的な勾配を時間関数として連続的あるいは離散的に変化することが可能となる。従って、この進行波型マイクロ波共振器をアンテナ装置に応用する場合、印加直流磁界の大きさあるいは向き、あるいはその両方を変えることにより、マイクロ波共振器から放射するビーム方向を変えることができる。すなわち、当該アンテナ装置はビーム走査アンテナとして動作する。

　特に、軟磁性体であるフェライト棒１０Ｒを備えた非可逆移相右手／左手系複合伝送線路１００の場合、外部磁界を印加しないと、フェライト棒１０Ｒは誘電体と同じ役割を果たす。この場合、進行波型共振器は、０次共振器として動作し、共振器上で位相分布は一様となる。このとき、同共振器をアンテナ装置として応用する場合、放射方向は、ブロードサイド方向を向く。

　図８３は図６６のアンテナ装置において外部印加磁界が０のときの入力端での反射係数Ｓ_１１の周波数特性を示すグラフである。図８３から明らかなように、反射係数Ｓ１１が－１０ｄＢ以下になる動作帯域は５．４０ＧＨｚから５．４９ＧＨｚまでの範囲であって、比帯域は１．７％であった。

　図８４は図８３のグラフにおいて反射係数Ｓ_１１が最も低くなる周波数５．４４ＧＨｚでのｘ－ｚ面上の放射パターンを示すグラフである。図８４から明らかなように、主偏波Ｅ_θのビーム方向は３度でほぼブロードサイド方向を向いており、放射利得７．３ｄＢｉであった。

　図８５は図８３のグラフにおいて反射係数Ｓ_１１が－１０ｄＢ以下となるアンテナとしての動作帯域での主偏波と交差偏波の最大利得、そのときの放射方向の周波数依存性を示すグラフである。図８５から明らかなように、動作帯域内で、アンテナの放射利得及びビーム方向がほぼ一定に保たれていることが確認できた。

　進行波型マイクロ波共振器の終端条件が等価的に両端短絡から両端開放へ切り替わることにより、直列枝部分が支配的な共振形態から、並列枝部分が支配的な共振形態に切り替わることが可能であり、また逆に、両端開放から両端短絡へ切り替わることにより、並列枝部分が支配的な共振形態から、直列枝部分が支配的な共振形態に切り替わることが可能となる。当該進行波型マイクロ波共振器をアンテナ装置として利用し、共振器の終端条件を機械的、あるいは電気的、あるいはその両方を兼ね備えた方法で切り替えることにより、放射波の偏波特性の切替を行う。

　マイクロ波共振器の両端の反射器として、等価的に終端短絡から終端開放へ特性変化させたり、あるいはその逆方向に特性を変える方法として、反射器を構成する伝送線路長を切り替えることを考える。またそのために、線路長切替のためのスイッチを挿入する。

　図８６は第１４の実施形態の第３の変形例に係るアンテナ装置の構成を示す縦断面図である。図８６のアンテナ装置は、図６２のアンテナ装置において、ポートＰ１は伝送線路１２１，１２２、スイッチＳＷ１１及び伝送線路１２３を介してポートＰ２１に接続され、ポートＰ２は伝送線路１３１、スイッチＳＷ１２及び伝送線路１３２を介してポートＰ２２に接続される。ここで、伝送線路１２１，１２２の合計の電気長θ_ｒ１は９０度であり、伝送線路１２３の電気長θ_ｒ１Ｓは９０度であり、伝送線路１２３の電気長θ_ｒ２は９０度であり、伝送線路１３２の電気長θ_ｒ２Ｓは９０度である。さらに一般的には、各電気長θ_ｒ１，θ_ｒ２，θ_ｒ１Ｓ，θ_ｒ２Ｓはそれぞれ、電気長θ_ｒ１≒ｍ_１×９０度（ｍ_１は整数である。）、電気長θ_ｒ２≒ｍ_２×９０度（ｍ_２は整数である。）、電気長θ_ｒ１Ｓ≒ｍ_３×９０度（ｍ_３は奇数である。）、電気長θ_ｒ２Ｓ≒ｍ_４×９０度（ｍ_４は奇数である。）であってもよい。但し、ｍ_１，ｍ_２はともに奇数又はともに偶数である。ｍ_１，ｍ_２がともに奇数の場合、図８６の場合と同様の働きをするが、ｍ_１，ｍ_２はともに偶数の場合、図８６の場合と比べるとスイッチＳＷ１１及びＳＷ１２のオンの状態とオフの状態とが入れ替わる。また、ｍ_ｉ（ｉ＝１，２，３，４）が負の整数の場合、その伝送線路が左手系線路であることを示す。

　以上のように構成された図８６のアンテナ装置において、ＳＷ１１及びＳＷ１２をオフしたとき、当該伝送線路１００の両終端は実質的に短絡状態となり、共振状態は直列枝部分が支配的となる。この場合、図７０に示すように、放射波は直列枝部分である中央のマイクロストリップ線路に平行なＥ_θ成分が主偏波となる。一方、スイッチＳＷ１１及びＳＷ１２をオンしたとき、当該伝送線路１００の両終端は実質的に開放状態となり、共振状態は並列枝部分が支配的となる。この場合、図７６に示すように、放射波は並列枝部分である短絡スタブに平行なＥ_φ成分（Ｅ_θとは直交する成分である。）が主偏波となる。以上のことから、反射器内のスイッチＳＷ１１，ＳＷ１２の切り替えにより、アンテナ装置からの放射において、主偏波の方向を切り替えることができる。

　図８７は第１４の実施形態の第４の変形例に係るアンテナ装置の構成を示す縦断面図である。図８７のアンテナ装置は、図６３のアンテナ装置において、ポートＰ１は伝送線路１２１，１２２、スイッチＳＷ２１の共通端子及び接点ａ及び伝送線路１２３を介してポートＰ２１に接続され、ポートＰ２は伝送線路１３１、スイッチＳＷ２２の共通端子及び接点ａ及び伝送線路１３２を介してポートＰ２２に接続される。スイッチＳＷ２１，ＳＷ２２の各接点ｂはそれぞれ接地されている。ここで、伝送線路１２１，１２２の合計の電気長θ_ｒ１は９０度であり、伝送線路１２３の電気長θ_ｒ１ｓは９０度であり、伝送線路１３１の電気長θ_ｒ２は９０度であり、伝送線路１３２の電気長θ_ｒ２ｓは９０度である。さらに一般的には、各電気長θ_ｒ１，θ_ｒ２，θ_ｒ１Ｓ，θ_ｒ２Ｓはそれぞれ、電気長θ_ｒ１≒ｍ_１×９０度（ｍ_１は整数である。）、電気長θ_ｒ２≒ｍ_２×９０度（ｍ_２は整数である。）、電気長θ_ｒ１Ｓ≒ｍ_３×９０度（ｍ_３は奇数である。）、電気長θ_ｒ２Ｓ≒ｍ_４×９０度（ｍ_４は奇数である。）であってもよい。但し、ｍ_１，ｍ_２はともに奇数又はともに偶数である。ｍ_１，ｍ_２がともに奇数の場合、図８７の場合と同様の働きをするが、ｍ_１，ｍ_２はともに偶数の場合、図８７の場合と比べるとスイッチＳＷ２１及びＳＷ２２の接点ａの状態と接点ｂの状態とが入れ替わる。またｍ_ｉ（ｉ＝１，２，３，４）が負の整数の場合、その伝送線路が左手系線路であることを示す。

　以上のように構成された図８７のアンテナ装置において、スイッチＳＷ２１及びＳＷ２２をそれぞれ接点ａ側に切り替えたとき、当該伝送線路１００の両終端は実質的に短絡状態となり、共振状態は直列枝部分が支配的となる。この場合、図７０に示すように、放射波は直列枝部分である中央のマイクロストリップ線路に平行なＥ_θ成分が主偏波となる。一方、スイッチＳＷ２１及びＳＷ２２をそれぞれ接点ｂ側に切り替えたとき、当該伝送線路１００の両終端は実質的に開放状態となり、共振状態は並列枝部分が支配的となる。この場合、図７６に示すように、放射波は並列枝部分である短絡スタブ１３に平行なＥ_φ成分が主偏波となる。以上のことから、反射器内のスイッチＳＷ２１，ＳＷ２２の切り替えにより、アンテナ装置からの放射において、主偏波の方向を切り替えることができる。

　上記の各実施形態においては、進行波型マイクロ波共振器の両端に取り付けられた反射器として、伝送線路構造を採用したが、集中定数回路により、等価的に終端短絡、終端開放を実現することも可能である。また、スイッチを挿入して、それらの状態を切り替える構造も可能である。

　なお、第１４の実施形態に係るアンテナ装置においては、マイクロ波共振器の共振状態において電磁波を放射しているが、設定条件を変更することにより、部分的に電磁波を漏洩して漏れ波アンテナ装置として構成してもよい。

　なお、第１３の実施形態に係るマイクロ波共振器と、第１４の実施形態に係るアンテナ装置とにおいて用いる基本構造を、図４５Ａ及び図４５Ｂに図示しているが、本発明はこれに限らず、第１乃至第１２の実施形態において開示した基本構造を用いてもよい。すなわち、各単位セルは第１乃至第１２の実施形態において開示した上述の種々の条件で動作させることができ、フェライト棒１０Ｒを含まず、外部磁界を印加してもよいし、磁性体基板と誘電体基板とを側面同士で境界部分にて合体してもよい。すなわち、以下の通りである。

（１）伝送線路１００であるマイクロ波伝送線路の各単位セルは、上記動作周波数において、上記マイクロ波伝送線路においてポートＰ１からポートＰ２に向う方向では上記マイクロ波信号が右手系伝送で電力伝送されかつポートＰ２からポートＰ１に向う方向では上記マイクロ波信号が左手系伝送で電力伝送されるように、上記分散曲線においてマイクロ波伝送線路が所定の伝搬定数を有するように回路構成されてもよい。
（２）上記マイクロ波伝送線路の各単位セルは、上記動作周波数において、上記マイクロ波伝送線路においてポートＰ１からポートＰ２に向う方向では上記マイクロ波信号が左手系伝送で電力伝送されかつポートＰ２からポートＰ１に向う方向では上記マイクロ波信号が右手系伝送で電力伝送されるように、上記分散曲線においてマイクロ波伝送線路が所定の伝搬定数を有するように回路構成されてもよい。
（３）上記マイクロ波伝送線路の各単位セルは、上記動作周波数において、上記マイクロ波伝送線路においてポートＰ１からポートＰ２に向う方向及びポートＰ２からポートＰ１に向う両方向で上記マイクロ波信号がその位相定数がゼロの状態で電力伝送されるように、上記分散曲線においてマイクロ波伝送線路が所定の伝搬定数を有するように回路構成されてもよい。
（４）上記マイクロ波伝送線路において、容量性素子は当該伝送線路を伝搬する電磁波モードの実効透磁率が負であるマイクロ波素子であり、誘導性素子は当該伝送線路を伝搬する電磁波モードの実効誘電率が負であるマイクロ波素子である。
（５）磁性体基板２０と誘電体基板１０とをそれらの側面同士で境界部分にて合体してなり、裏面に接地導体１１を有してもよい。

分散ダイアグラムを用いた動作周波数についての補足．
　一般に、非可逆移相右手／左手系複合伝送線路１００の分散曲線は、図７のように表される。図７についての説明は上述しているのでここでは詳細説明を省略する。図７において、次式で定義される。

ω_ｃＵ＝ｍａｘ（ω_ｓｅ，ω_ｓｈ）　　　（２７）
ω_ｃＬ＝ｍｉｎ（ω_ｓｅ，ω_ｓｈ）　　　（２８）
ω_ｃＵ≠ω_ｃＬ　　　（２９）

　図７において、関心のある帯域は
ω_β０Ｌ＜ω＜ω_β０Ｕ
であり、分散曲線の接線の傾きである

が、各伝搬モードの伝送電力の方向を表すことに注意すると、動作点の接線が右肩上がりの正の勾配をもち、かつ位相定数βが正の値を持つ曲線部分は、伝送電力と波数ベクトルの向き（等位相面の流れる向き）が同じ方向を向く右手系モード伝搬であり、動作点の接線が左肩上がりの負の勾配をもち、かつ位相定数βが正の値を持つ曲線部分は、伝送電力と波数ベクトルの向きとが逆方向を向く左手系モード伝搬を示している。従って、両端にポートＰ１及び２をもつ有限長さの線路でポートＰ１からポートＰ２に向かって正の方向と設定すると、
ω_β０Ｌ＜ω＜ω_β０Ｕ
の帯域内で、ポートＰ１から入力した場合、右手系モードとして伝搬し、逆にポートＰ２から信号を入力した場合、左手系モードとして伝搬する。

　特に、ω＝ω_ｃＬ及びω＝ω_ｃＵの動作周波数においては、ポートＰ１から入力した場合である右手系モードと、逆にポートＰ２から信号を入力した場合の左手系モードの位相定数が一致している。従って、伝送電力の向きに関係なく等位相面は正の方向に流れる。

　非可逆移相右手／左手系複合伝送線路１００の両端に境界条件を課すことにより、進行波型マイクロ波共振器を構成することができることは既に述べたが、両端短絡と両端開放の２つの場合が考えられる。両端短絡の場合、非可逆移相右手／左手系複合伝送線路１００のうち直列枝部分のインピーダンスがほぼゼロの直列共振状態にあり、電流波が支配的となる。この場合の動作周波数をω_ｓｅとおく。一方、両端開放の場合、非可逆移相右手／左手系複合伝送線路１００のうち並列枝部分のアドミタンスがほぼゼロの並列共振状態にあり、電圧波が支配的となる。この場合の動作周波数をω_ｓｈとおく。一般に、両端開放の場合と両端短絡の場合の共振周波数は異なっており、これは、図７において阻止帯域の下側カットオフ周波数ω_ｃＬと上側カットオフ周波数ω_ｃＵの違いに現れる。実際、２つの共振周波数ω_ｓｅとω_ｓｈのうち、大きい側の値がω_ｃＵで小さい側の値がω_ｃＬとなる。

　図８では、特に、図７のうち
ω_ｃＬ＝ω_ｃＵ＝ω_０
となる場合であり、図２において見られた阻止帯域が消失している。つまり、線路の両端の境界条件により動作可能な両端開放進行波型共振と両端短絡型共振の２つの動作周波数が縮退する条件を伴なっている。

　これまでに上記で示した実施例のほとんどが図８の特殊な場合に対応しているが、図７のような２種類の共振状態が縮退していない場合においても、進行波型マイクロ波共振器としての動作は可能である。この場合、もちろん、両端開放共振と両端短絡共振の動作周波数はそれぞれ異なる。

　以上詳述したように、本発明に係る漏れ波アンテナ装置によれば、上記動作周波数において、上記マイクロ波伝送線路に沿ってマイクロ波信号が第１のポートから入力されて第２のポートに向かって伝搬するとき、当該マイクロ波信号は第１の漏れ波として放射され、当該第１の漏れ波以外のマイクロ波信号は上記反射用インピーダンス回路により反射され、当該反射されたマイクロ波信号による第２の漏れ波は上記第１の漏れ波の放射方向と実質的に同一の方向で放射される。従って、従来技術に比較して大きな放射利得を有し、同一の放射利得であれば、サイズを小型化できる漏れ波アンテナ装置を提供することができる。

　本発明は、マイクロ波領域における情報通信用送受信アンテナに限定されるものではなく、例えば無線電力伝送用アンテナとしても用いることも可能である。

１…伝送線路アンテナ装置、
２…伝送線路、
１０…誘電体基板、
１０Ｆ…フェライト基板、
１０Ｍ…磁性体基板、
１０Ｒ…フェライト棒、
１０Ｓ…半導体基板、
１０ａ…境界部分、
１１…接地導体、
１２，１２Ｐ１，１２Ｐ２，１２Ｓ，１２Ｐ１Ａ，１２Ｐ２Ａ…ストリップ導体、
１２Ａ…マイクロストリップ線路、
１２Ｓ１，１２Ｓ２…終端短絡用ビア導体、
１３…短絡スタブ導体、
１４…間隙、
２０…磁性体基板、
３０…永久磁石、
３０ｄ…移動方向
３０Ｍ…移動機構、
３１…電磁石、
３２…鉄心、
３３…コイル、
３４…可変電圧源、
６０Ａ，６０Ｂ，６０Ｃ，６０Ｄ，６０Ａ－１～６０Ａ－Ｍ…伝送線路の単位セル、
６１，６２…伝送線路部分、
７０，７０Ａ，７０Ｂ，７０Ｃ，７０Ｄ…伝送線路装置、
７１…直列共振回路、
７２…並列共振回路、
７３…直列インダクタンス、
７４…シャントキャパシタンス、
７５…反射用インピーダンス素子、
７６，７７，７８，７９，８１，８２…右手系伝送線路、
７６ｓ…ストリップ導体、
９３，９５…インダクタ、
９４，９６…可変キャパシタ、
１００…非可逆移相右手／左手系伝送線路、
１０１～１１２，１２１，１３１～１３２…伝送線路、
１２０…信号発生器、
１２５…給電線路、
１５１，１５２…負荷インピーダンス、
Ｃ，Ｃ１，Ｃ２…キャパシタ、
Ｌ，Ｌ１，Ｌ２…インダクタ、
Ｐ１～Ｐ２２…ポート、
ＳＷ１～ＳＷ２２…スイッチ。

Claims

　容量性素子を等価的に含む直列枝の回路と、誘導性素子を等価的に含む並列枝の回路と、非可逆伝送線路部分又は可逆伝送線路部分である少なくとも１つの伝送線路部分とを有する少なくとも１つの単位セルを、第１と第２のポートの間で縦続接続して構成されたマイクロ波伝送線路を備えた漏れ波アンテナ装置であって、
　上記伝送線路部分は、マイクロ波の伝搬方向に対して異なる磁化方向に磁化されてジャイロ異方性を有するように自発磁化もしくは外部磁界により磁化された材料にて構成され、かつ上記伝搬方向と上記磁化方向とにより形成される面に対して非対称な構造を有するように構成され、
　上記マイクロ波伝送線路の各単位セルは、上記マイクロ波伝送線路に入力されるマイクロ波信号の動作周波数と、上記マイクロ波伝送線路の伝搬定数との関係を示す分散曲線において上記マイクロ波伝送線路が所定の伝搬定数を有するように回路構成され、
　上記マイクロ波伝送線路は第１のポートと第２のポートとを有し、
　漏れ波アンテナ装置は、上記マイクロ波伝送線路の第２のポートに接続され、所定の動作周波数において、上記第２のポートから反射用インピーダンス回路を見たインピーダンスが実質的にゼロ又は無限大となるように動作する反射用インピーダンス回路をさらに備え、
　上記動作周波数において、上記マイクロ波伝送線路に沿ってマイクロ波信号が第１のポートから入力されて第２のポートに向かって伝搬するとき、当該マイクロ波信号は第１の漏れ波として放射され、当該第１の漏れ波以外のマイクロ波信号は上記反射用インピーダンス回路により反射され、当該反射されたマイクロ波信号による第２の漏れ波は上記第１の漏れ波の放射方向と実質的に同一の方向で放射されることを特徴とする漏れ波アンテナ装置。
　上記マイクロ波伝送線路の各単位セルは、上記動作周波数において、上記マイクロ波伝送線路において上記第１のポートから上記第２のポートに向う方向では上記マイクロ波信号が右手系伝送で電力伝送されかつ上記第２のポートから上記第１のポートに向う方向では上記マイクロ波信号が左手系伝送で電力伝送されるように、上記分散曲線においてマイクロ波伝送線路が所定の伝搬定数を有するように回路構成されたことを特徴とする請求項１記載の漏れ波アンテナ装置。
　上記マイクロ波伝送線路の各単位セルは、上記動作周波数において、上記マイクロ波伝送線路において上記第１のポートから上記第２のポートに向う方向では上記マイクロ波信号が左手系伝送で電力伝送されかつ上記第２のポートから上記第１のポートに向う方向では上記マイクロ波信号が右手系伝送で電力伝送されるように、上記分散曲線においてマイクロ波伝送線路が所定の伝搬定数を有するように回路構成されたことを特徴とする請求項１記載の漏れ波アンテナ装置。
　上記マイクロ波伝送線路の各単位セルは、上記動作周波数において、上記マイクロ波伝送線路において上記第１のポートから上記第２のポートに向う方向及び上記第２のポートから上記第１のポートに向う両方向で上記マイクロ波信号がその位相定数がゼロの状態で電力伝送されるように、上記分散曲線においてマイクロ波伝送線路が所定の伝搬定数を有するように回路構成されたことを特徴とする請求項１記載の漏れ波アンテナ装置。
　上記マイクロ波伝送線路において、上記容量性素子は当該伝送線路を伝搬する電磁波モードの実効透磁率が負であるマイクロ波素子であり、上記誘導性素子は当該伝送線路を伝搬する電磁波モードの実効誘電率が負であるマイクロ波素子であることを特徴とする請求項１乃至４のうちのいずれか１つに記載の漏れ波アンテナ装置。
　上記マイクロ波伝送線路は、
　自発磁化もしくは外部磁界により磁化され、裏面に接地導体を有する基板と、
　上記基板上に形成されたマイクロストリップ線路と、
　上記マイクロストリップ線路を複数の線路部に分断し、上記分断された複数の線路部のうちの互いに隣接する各線路部を接続する複数のキャパシタと、
　上記各線路部をそれぞれ接地導体に接続する複数の誘導性スタブ導体とを備えたことを特徴とする請求項１乃至５のうちのいずれか１つに記載の漏れ波アンテナ装置。
　上記基板は誘電体基板をさらに含み、上記磁性体基板と上記誘電体基板とをそれらの側面同士で境界部分にて合体してなり、裏面に接地導体を有することを特徴とする請求項６記載の漏れ波アンテナ装置。
　上記基板は、上記マイクロストリップ線路の直下に設けられ、外部磁界の印加されたフェライト棒をさらに含むことを特徴とする請求項６記載の漏れ波アンテナ装置。
　上記漏れ波アンテナ装置は、上記マイクロ波伝送線路に対する磁界を発生しかつ当該磁界の強度と方向の少なくとも一方を変化することにより、上記漏れ波アンテナ装置から放射される漏洩波の放射方向を変化する磁界発生手段をさらに備えたことを特徴とする請求項１乃至８のうちのいずれか１つに記載の漏れ波アンテナ装置。
　上記反射用インピーダンス回路は、上記第２のポートから反射用インピーダンス回路を見たインピーダンスが実質的にゼロとなる第１の回路と、当該インピーダンスが実質的に無限大となる第２の回路と、上記第１の回路と第２の回路とを選択的に切り替えるスイッチ手段とを備え、上記漏れ波アンテナ装置から放射される漏洩波の偏波を切り替えることを特徴とする請求項１乃至９のうちのいずれか１つに記載の漏れ波アンテナ装置。
　容量性素子を等価的に含む直列枝の回路と、誘導性素子を等価的に含む並列枝の回路と、非可逆伝送線路部分又は可逆伝送線路部分である少なくとも１つの伝送線路部分とを有する少なくとも１つの単位セルを、第１と第２のポートの間で縦続接続して構成されたマイクロ波伝送線路を備えたマイクロ波共振器であって、
　上記伝送線路部分は、マイクロ波の伝搬方向に対して異なる磁化方向に磁化されてジャイロ異方性を有するように自発磁化もしくは外部磁界により磁化された材料にて構成され、かつ上記伝搬方向と上記磁化方向とにより形成される面に対して非対称な構造を有するように構成され、
　上記マイクロ波伝送線路の各単位セルは、上記マイクロ波伝送線路に入力されるマイクロ波信号の動作周波数と、上記マイクロ波伝送線路の伝搬定数との関係を示す分散曲線において上記マイクロ波伝送線路が所定の伝搬定数を有するように回路構成され、
　上記マイクロ波伝送線路は第１のポートと第２のポートとを有し、
　上記マイクロ波共振器は、
　上記マイクロ波伝送線路の第１のポートに接続され、所定の動作周波数において、上記第１のポートから第１の反射用インピーダンス回路を見たインピーダンスが実質的にゼロ又は無限大となるように動作する第１の反射用インピーダンス回路と、
　上記マイクロ波伝送線路の第２のポートに接続され、上記動作周波数において、上記第１のポートから第２の反射用インピーダンス回路を見たインピーダンスが実質的にゼロ又は無限大となるように動作する第２の反射用インピーダンス回路とを備え、
（１）上記第１の反射用インピーダンス回路が上記動作周波数において、上記第１のポートから第１の反射用インピーダンス回路を見たインピーダンスが実質的にゼロとなるように動作するとともに、上記第２の反射用インピーダンス回路が上記動作周波数において、上記第２のポートから第２の反射用インピーダンス回路を見たインピーダンスが実質的にゼロとなるように動作するように、上記第１及び第２の反射用インピーダンス回路を設定し、もしくは、
（２）上記第１の反射用インピーダンス回路が上記動作周波数において、上記第１のポートから第１の反射用インピーダンス回路を見たインピーダンスが実質的に無限大となるように動作するとともに、上記第２の反射用インピーダンス回路が上記動作周波数において、上記第２のポートから第２の反射用インピーダンス回路を見たインピーダンスが実質的に無限大となるように動作するように、上記第１及び第２の反射用インピーダンス回路を設定したことを特徴とするマイクロ波共振器。
　上記マイクロ波伝送線路の各単位セルは、上記動作周波数において、上記マイクロ波伝送線路において上記第１のポートから上記第２のポートに向う方向では上記マイクロ波信号が右手系伝送で電力伝送されかつ上記第２のポートから上記第１のポートに向う方向では上記マイクロ波信号が左手系伝送で電力伝送されるように、上記分散曲線においてマイクロ波伝送線路が所定の伝搬定数を有するように回路構成されたことを特徴とする請求項１１記載のマイクロ波共振器。
　上記マイクロ波伝送線路の各単位セルは、上記動作周波数において、上記マイクロ波伝送線路において上記第１のポートから上記第２のポートに向う方向では上記マイクロ波信号が左手系伝送で電力伝送されかつ上記第２のポートから上記第１のポートに向う方向では上記マイクロ波信号が右手系伝送で電力伝送されるように、上記分散曲線においてマイクロ波伝送線路が所定の伝搬定数を有するように回路構成されたことを特徴とする請求項１１記載のマイクロ波共振器。
　上記マイクロ波伝送線路の各単位セルは、上記動作周波数において、上記マイクロ波伝送線路において上記第１のポートから上記第２のポートに向う方向及び上記第２のポートから上記第１のポートに向う両方向で上記マイクロ波信号がその位相定数がゼロの状態で電力伝送されるように、上記分散曲線においてマイクロ波伝送線路が所定の伝搬定数を有するように回路構成されたことを特徴とする請求項１１記載のマイクロ波共振器。
　上記マイクロ波伝送線路において、上記容量性素子は当該伝送線路を伝搬する電磁波モードの実効透磁率が負であるマイクロ波素子であり、上記誘導性素子は当該伝送線路を伝搬する電磁波モードの実効誘電率が負であるマイクロ波素子であることを特徴とする請求項１１乃至１４のうちのいずれか１つに記載のマイクロ波共振器。
　上記マイクロ波伝送線路は、
　自発磁化もしくは外部磁界により磁化され、裏面に接地導体を有する基板と、
　上記基板上に形成されたマイクロストリップ線路と、
　上記マイクロストリップ線路を複数の線路部に分断し、上記分断された複数の線路部のうちの互いに隣接する各線路部を接続する複数のキャパシタと、
　上記各線路部をそれぞれ接地導体に接続する複数の誘導性スタブ導体とを備えたことを特徴とする請求項１１乃至１５のうちのいずれか１つに記載のマイクロ波共振器。
　上記基板は誘電体基板をさらに含み、上記磁性体基板と上記誘電体基板とをそれらの側面同士で境界部分にて合体してなり、裏面に接地導体を有することを特徴とする請求項１６記載のマイクロ波共振器。
　上記基板は、上記マイクロストリップ線路の直下に設けられ、外部磁界の印加されたフェライト棒をさらに含むことを特徴とする請求項１６記載のマイクロ波共振器。
　請求項１１乃至１８のうちのいずれか１つに記載のマイクロ波共振器を用いたアンテナ装置であって、
　上記第１の反射用インピーダンス回路又は上記第２の反射用インピーダンス回路に接続され、マイクロ波信号を上記マイクロ波共振器に給電する給電回路をさらに備えたことを特徴とするアンテナ装置。
　上記アンテナ装置は、上記マイクロ波伝送線路に対する磁界を発生しかつ当該磁界の強度と方向の少なくとも一方を変化することにより、上記アンテナ装置から放射される漏洩波の放射方向を変化する磁界発生手段をさらに備えたことを特徴とする請求項１１乃至１９のうちのいずれか１つに記載のアンテナ装置。
　上記第１の反射用インピーダンス回路及び上記第２の反射用インピーダンス回路はそれぞれ、上記第２のポートから反射用インピーダンス回路を見たインピーダンスが実質的にゼロとなる第１の回路と、当該インピーダンスが実質的に無限大となる第２の回路と、上記第１の回路と第２の回路とを選択的に切り替えるスイッチ手段とを備え、上記アンテナ装置から放射される漏洩波の偏波を切り替えることを特徴とする請求項１１乃至２０のうちのいずれか１つに記載のアンテナ装置。