WO2012014984A1 - マイクロ波共振器 - Google Patents

マイクロ波共振器 Download PDF

Info

Publication number
WO2012014984A1
WO2012014984A1 PCT/JP2011/067284 JP2011067284W WO2012014984A1 WO 2012014984 A1 WO2012014984 A1 WO 2012014984A1 JP 2011067284 W JP2011067284 W JP 2011067284W WO 2012014984 A1 WO2012014984 A1 WO 2012014984A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
impedance
transmission line
microwave
reflection
zero
Prior art date
Application number
PCT/JP2011/067284
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
上田 哲也
剛輝 拜田
慎太郎 山本
Original Assignee
国立大学法人京都工芸繊維大学
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 国立大学法人京都工芸繊維大学 filed Critical 国立大学法人京都工芸繊維大学
Priority to JP2012526551A priority Critical patent/JP5747418B2/ja
Priority to US13/812,300 priority patent/US8947317B2/en
Publication of WO2012014984A1 publication Critical patent/WO2012014984A1/ja

Links

Images

Classifications

    • HELECTRICITY
    • H03ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03HIMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/01Frequency selective two-port networks
    • H03H7/0138Electrical filters or coupling circuits
    • HELECTRICITY
    • H01ELECTRIC ELEMENTS
    • H01PWAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00Auxiliary devices
    • H01P1/20Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/201Filters for transverse electromagnetic waves
    • H01P1/203Strip line filters
    • HELECTRICITY
    • H01ELECTRIC ELEMENTS
    • H01PWAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P7/00Resonators of the waveguide type
    • H01P7/08Strip line resonators
    • H01P7/082Microstripline resonators
    • HELECTRICITY
    • H01ELECTRIC ELEMENTS
    • H01QANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q15/00Devices for reflection, refraction, diffraction or polarisation of waves radiated from an antenna, e.g. quasi-optical devices
    • H01Q15/0006Devices acting selectively as reflecting surface, as diffracting or as refracting device, e.g. frequency filtering or angular spatial filtering devices
    • H01Q15/0086Devices acting selectively as reflecting surface, as diffracting or as refracting device, e.g. frequency filtering or angular spatial filtering devices said selective devices having materials with a synthesized negative refractive index, e.g. metamaterials or left-handed materials
    • HELECTRICITY
    • H03ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03HIMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/01Frequency selective two-port networks
    • H03H7/0115Frequency selective two-port networks comprising only inductors and capacitors

Definitions

  • the present invention relates to a metamaterial (artificial structure device) having a function of allowing or preventing propagation of electromagnetic waves, and the effective dielectric constant of the structure is any of positive, negative, and zero,
  • a microwave resonator composed of a right-hand / left-handed composite metamaterial that takes one of positive, negative, and zero effective permeability, an antenna device using the microwave resonator, and the microwave resonance
  • the present invention relates to a bandpass filter device using a filter and a band rejection filter device.
  • the microwave refers to, for example, a microwave, a millimeter wave, a quasi-millimeter wave, or a terahertz wave having a frequency band of UHF (Ultra High Frequency) or higher.
  • Meta-material is an artificial structure that behaves in a non-natural manner with respect to electromagnetic waves including light, but in particular it refers to a material with a negative refractive index. Sometimes.
  • the “right-handed system” refers to a propagation state of an electromagnetic wave having a directional relationship in which the electric field vector, magnetic field vector, and wave number vector of the electromagnetic wave form a right-handed system, and the direction of transmission power of the electromagnetic wave (direction of group velocity) and This refers to the propagation state of the forward wave in which the flow direction of the phase plane (phase velocity direction) is the same direction.
  • This state is possible in a medium and a structure having both positive values of effective dielectric constant and magnetic permeability.
  • the “left-handed system” refers to a propagation state of electromagnetic waves having a relationship in which an electric field vector, a magnetic field vector, and a wave vector form a left-handed system, and the direction of the transmission power of the electromagnetic waves and the flow direction of the phase plane are opposite.
  • the backward wave propagation state This state is possible in a medium and a structure having both negative values of effective dielectric constant and magnetic permeability.
  • resonant metamaterial a resonant metamaterial and a transmission line (non-resonant) metamaterial.
  • the former resonant metamaterial is composed of a combination of magnetic and electrical resonators that respond by the magnetic field and electric field components of an external electromagnetic field, as represented by a combination of a split ring resonator made of a metal strip and a thin wire.
  • the effective permittivity or permeability exhibits anti-resonance characteristics, the influence of loss becomes very large near the resonance frequency.
  • the latter transmission line type metamaterial is structured using the fact that a general electromagnetic wave propagation form can be described by a transmission line model, and a conventional one-dimensional right-handed metamaterial structure that allows forward wave propagation Is a ladder type structure in which inductive elements are inserted in series branches and capacitive elements are inserted in parallel branches (hereinafter also referred to as shunt branches), whereas a one-dimensional left-handed metamaterial structure has an effective dielectric
  • a capacitive element is inserted in the series branch and an inductive element is inserted in the parallel branch.
  • transmission line type metamaterials do not exhibit anti-resonance characteristics in terms of effective dielectric constant and magnetic permeability, and thus have a feature of lower loss than the above resonance type.
  • transmission line type metamaterials depending on the operating frequency band, right-handed metamaterials, left-handed metamaterials, single-negative metamaterials with either negative or positive permeability and positive with the other, effective permittivity or permeability Since it operates as a metamaterial with zero magnetic permeability, it is called a right / left-handed composite metamaterial.
  • the frequency at which the effective dielectric constant and permeability of the right / left-handed composite metamaterial take a value of zero is generally different. In that case, in the band between the frequency where the adjacent dielectric constant is zero and the frequency where the magnetic permeability is zero, only one of the dielectric constant and the magnetic permeability is negative, and the other takes a positive value. At this time, the electromagnetic wave propagation condition is not satisfied, and a forbidden band is formed. In the lower band of the forbidden band, both the dielectric constant and the magnetic permeability are negative, so that the left-handed metamaterial operates as a left-handed metamaterial, and the upper band functions as a right-handed metamaterial.
  • a forbidden band band gap
  • a metamaterial is called a balanced right-hand / left-handed composite metamaterial
  • a non-equilibrium right-hand / left-handed composite metamaterial is called a non-equilibrium right-hand / left-handed composite metamaterial.
  • the balanced right-hand / left-handed composite metamaterial has not only a forbidden band but also a feature that the group velocity does not become zero and efficient power transmission is possible even at a frequency where the phase constant is zero.
  • Patent Documents 1 and 2 The first reports regarding zero-order resonators were made by Patent Documents 1 and 2 and Non-Patent Document 1. This is configured by installing open or short-circuit terminations at both ends of a finite-length right / left-handed composite transmission line composed of a plurality of unit cells.
  • This is configured by installing open or short-circuit terminations at both ends of a finite-length right / left-handed composite transmission line composed of a plurality of unit cells.
  • Ii During resonance, the amplitude and phase of the electromagnetic field distribution in the resonator may be uniform.
  • the resonance frequency of the zero-order resonator is zero in the dispersion constant (relationship between operating frequency and propagation constant (hereinafter also referred to as phase constant)) that gives the propagation characteristics of the right / left-handed composite transmission line (effective dielectric). Corresponds to the frequency at which the rate is zero or the effective permeability is zero.
  • both ends of the right-hand / left-handed composite transmission line are either open termination or short-circuit termination, it is possible to obtain a resonance condition in which the resonance frequency is not related to the line length.
  • both ends are open terminations, resonance occurs at a frequency corresponding to zero effective dielectric constant of the line constituting the zero-order resonator.
  • both ends are short-circuited, resonance occurs at a frequency corresponding to zero effective permeability. Therefore, when using an unbalanced right / left-handed composite transmission line, the conventional resonator design method is that the operating frequency of the zero-order resonator differs depending on whether both ends are open or shorted. It was.
  • Non-Patent Documents 4, 5 and 6 there have already been reports of improving the directional antenna design and gain by increasing the size of the zero-order resonator and using it as an antenna element (for example, see Non-Patent Documents 4, 5 and 6).
  • both are one-dimensional zero-orders composed of a right-hand / left-handed composite transmission line periodically inserted with a capacitor in the series branch of the microstrip line and a short stub in the parallel branch as an inductive element.
  • a resonator is used.
  • the directivity and improvement of radiation gain in antennas with many unit cells are only reported in numerical results.
  • Non-Patent Document 6 a two-dimensional zero-order resonator composed of a right / left-handed composite metamaterial structure composed of a combination of a dielectric resonator and a parallel plate line is applied as a directional antenna element. Is described.
  • Non-Patent Document 7 examples of applications other than antennas include filters, power dividers, oscillators, etc., and some reports have been made (for example, see Non-Patent Document 7).
  • the zero-order resonator according to the prior art is either a series resonance in a series branch by short-circuiting both ends of a finite-length transmission line constituting the zero-order resonator, or a parallel resonance in a parallel branch by opening both ends. It was equivalent to such a case. Therefore, a zero-order resonator in a double resonance state in which series resonance and parallel resonance are mixed has not been reported so far.
  • An object of the present invention is to solve the above problems and to realize a zero-order resonator in a double resonance state in which a series resonance and a parallel resonance are mixed, and an antenna using the microwave resonator
  • An object of the present invention is to provide a device, a bandpass filter device, and a band rejection filter device.
  • a microwave resonator includes at least a series branch circuit equivalently including a capacitive element, a parallel branch circuit equivalently including an inductive element, and at least one transmission line portion.
  • a microwave resonator including a microwave transmission line configured by cascading one unit cell between a first port and a second port, Each unit cell of the microwave transmission line has the microwave transmission line in a dispersion curve showing the relationship between the operating frequency of the microwave signal input to the microwave transmission line and the phase constant of the microwave transmission line.
  • the circuit is configured to have a predetermined phase constant,
  • the microwave transmission line has a first port and a second port;
  • the microwave resonator is A first port connected to the first port of the microwave transmission line and operating at a predetermined operating frequency so that an impedance of the first reflection impedance circuit viewed from the first port becomes a first impedance at a predetermined operating frequency;
  • An impedance circuit for reflection A second port connected to the second port of the microwave transmission line and operating at the operating frequency so that an impedance of the second reflection impedance circuit viewed from the first port becomes a second impedance at the operating frequency;
  • a reflection impedance circuit The imaginary part of the first impedance and the imaginary part of the second impedance are different from each other, and the size of the imaginary part of the first impedance and the size of the imaginary part of the second impedance are substantially different. Are equal to each other.
  • the first impedance is a predetermined pure imaginary number
  • the second impedance is a pure imaginary number conjugate with the first impedance
  • the capacitive element is a microwave element having a negative effective permeability of the electromagnetic wave mode propagating through the transmission line
  • the inductive element is an electromagnetic wave mode propagating through the transmission line.
  • the microwave device has a negative effective dielectric constant.
  • the microwave transmission line is: A dielectric substrate having a ground conductor on the back surface; A microstrip line formed on the dielectric substrate; Dividing the microstrip line into a plurality of line parts, a plurality of capacitors connecting the line parts adjacent to each other among the divided line parts, And a plurality of inductive stub conductors each connecting the line portions to a ground conductor.
  • An antenna device is an antenna device using the above microwave resonator,
  • the power supply circuit further includes a power supply circuit that is connected to the first reflection impedance circuit or the second reflection impedance circuit and outputs a microwave signal received by the microwave resonator.
  • the first reflection impedance circuit includes first impedance changing means for changing the first impedance
  • the second reflection impedance circuit includes second impedance changing means for changing the second impedance
  • the antenna device is The apparatus further comprises control means for controlling the first and second impedance changing means so as to change the polarization direction of the microwave signal received by the microwave resonator.
  • the antenna device is Receiving power detection means for detecting the receiving power of the microwave signal output from the power feeding circuit,
  • the control means changes the polarization direction of the microwave signal received by the microwave resonator based on the detected received power so that the received power is maximized.
  • the first and second impedances are discretely changed.
  • the first and second impedances are continuously changed.
  • the first and second reflection impedance circuits each include a variable capacitance diode and an inductor.
  • each of the first and second reflection impedance circuits includes a phase shifter and a transmission line.
  • a bandpass filter device is a bandpass filter device provided with the microwave resonator,
  • the microwave transmission line is an unbalanced microwave transmission line
  • the first reflection impedance circuit includes first impedance changing means for changing the first impedance
  • the second reflection impedance circuit includes second impedance changing means for changing the second impedance
  • the bandpass filter device is The apparatus further comprises control means for controlling the first and second impedance changing means so as to change the bandpass frequency of the bandpass filter device.
  • a band-stop filter device is a band-stop filter device including the microwave resonator,
  • the microwave transmission line is an unbalanced microwave transmission line
  • the first reflection impedance circuit includes first impedance changing means for changing the first impedance
  • the second reflection impedance circuit includes second impedance changing means for changing the second impedance
  • the band rejection filter device includes: It further comprises control means for controlling the first and second impedance changing means so as to change the band stop frequency of the band stop filter device.
  • the microwave resonator according to the present invention is connected to the first port of the microwave transmission line, and at a predetermined operating frequency, the impedance of the first reflection impedance circuit viewed from the first port is the first impedance.
  • a first reflection impedance circuit that operates to have an impedance of 1, and a second reflection impedance circuit that is connected to the second port of the microwave transmission line and that operates from the first port at the operating frequency.
  • the second impedance circuit for reflection which operates so that the impedance seen from the second impedance becomes the second impedance, and the imaginary part of the first impedance and the imaginary part of the second impedance are different from each other.
  • the magnitude of the imaginary part of the first impedance is substantially equal to the magnitude of the imaginary part of the second impedance.
  • Arbitrariness. Therefore, there is a mixture of serial resonance and parallel resonance between the state where only the series resonance of the serial branch of the unit cell constituting the microwave transmission line is dominant and the state where only the parallel resonance of the parallel branch is dominant.
  • a zero-order resonator in a double resonance state can be realized.
  • the antenna device is connected to the microwave resonator according to the present invention and the first reflection impedance circuit or the second reflection impedance circuit, and is received by the microwave resonator. Since the power supply circuit for outputting the microwave signal is provided, the direction of polarization of the received microwave signal is set so that the direction parallel to the series branch of the unit cells constituting the microwave transmission line is parallel to the parallel branch. It can be set in any direction between directions.
  • the first reflection impedance circuit includes first impedance changing means for changing the first impedance
  • the second reflection impedance circuit includes the above-described first impedance impedance circuit.
  • 2nd impedance change means to change 2nd impedance
  • the said antenna apparatus changes said 1st and 2nd so that the polarization direction of the microwave signal received by the said microwave resonator may be changed.
  • Control means for controlling the impedance changing means is further provided. Therefore, for example, the polarization direction can be changed so that the reception power of the received microwave signal is maximized.
  • the band-pass filter device includes the microwave resonator according to the present invention
  • the first reflection impedance circuit includes first impedance changing means for changing the first impedance
  • the second reflection impedance circuit includes second impedance changing means for changing the second impedance
  • the bandpass filter device is configured to change the bandpass frequency of the bandpass filter device.
  • Control means for controlling the first and second impedance changing means is further provided. Therefore, a bandpass filter device having an arbitrary bandpass filter frequency between the series resonance frequency and the parallel resonance frequency can be realized.
  • the band rejection filter device includes the microwave resonator according to the present invention, and the first reflection impedance circuit includes first impedance changing means for changing the first impedance, The second reflection impedance circuit includes second impedance changing means for changing the second impedance, and the band rejection filter device changes the band rejection frequency of the band rejection filter device. Control means for controlling each of the first and second impedance changing means is further provided. Therefore, a band rejection filter device having an arbitrary band rejection filter frequency between the series resonance frequency and the parallel resonance frequency can be realized.
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing an equivalent circuit model of a transmission line type microwave resonator according to the prior art using a basic right / left handed composite transmission line 100;
  • Is a circuit diagram showing an example of a unit cell UC n of FIG. 1 with a symmetrical ⁇ structure.
  • FIG. 1 It is a circuit diagram which shows the equivalent circuit model of the zero order resonator which is a transmission line type
  • FIG. 8 is a plan view showing a specific configuration of the zero-order resonator of FIG. 7 when the number N of unit cells constituting the zero-order resonator is 10 and a reversible right / left handed composite transmission line 100 is provided. is there.
  • FIG. 12 is a longitudinal sectional view crossing the line A-A ′ of FIG. 11.
  • FIG. 12 is a longitudinal sectional view crossing the line B-B ′ of FIG. 11.
  • FIG. 12 is a perspective view of the zero-order resonator of FIG. 11 showing the definitions of the radiation angles ⁇ and ⁇ .
  • FIG. 8 is a plan view showing a specific configuration of the zero-order resonator of FIG. 7 when the number N of unit cells constituting the zero-order resonator is 10 and a reversible right / left handed composite transmission line 100 is provided. is there.
  • FIG. 12 is a longitudinal sectional view crossing the line A-A ′ of FIG. 11.
  • FIG. 12 is a longitudinal
  • FIG. 12 is a plan view showing structural parameters La, Lb, Lc, Ld, Le, Lf, Lg, and C of the zero-order resonator of FIG. 11 when a reversible and balanced right / left-handed composite transmission line 100 is used.
  • the dispersion curve of the balanced right-hand / left-handed composite transmission line 100 constituting the zero-order resonator of FIG. 11 (with respect to the normalized phase constant ⁇ p / ⁇ ). It is a graph which shows the characteristic of angular frequency (omega).
  • the reactance B of the reflecting impedance element 151R is set to 0, 50 [ ⁇ ] and + ⁇ , and the zero-order resonator of FIG. it is a graph showing a frequency characteristic of a reflection coefficient S 11 (simulation calculated).
  • the reflection coefficient S 11 of the zero-order resonator of FIG. 11 when the reactance B of the reflecting impedance element 151R is set to 0 (experimental measurement values and It is a graph which shows the frequency characteristic of a simulation calculation value.
  • the reflection coefficient S 11 of the zeroth-order resonator in FIG. 11 (experimental measurement value) when the reactance B of the reflecting impedance element 151R is set to + ⁇ . And a simulation calculation value).
  • FIG. 6 is a diagram showing the upper radiation pattern (experimental measurement values and simulation calculation values).
  • the xz plane ( ⁇ of the zero-order resonator of FIG. 11 when the reactance B of the reflecting impedance element 151R is set to 50 [ ⁇ ]. It is a figure which shows the radiation pattern (experimental measurement value and simulation calculation value) on the case of 0.
  • FIG. 6 is a diagram showing the radiation pattern (experimental measurement values and simulation calculation values) in the above case.
  • FIG. 12 is a plan view showing structural parameters La, Lb, Lc, Ld, Le, Lf, Lga, and C of the zeroth-order resonator of FIG. 11 when a reversible and unbalanced right / left-handed composite transmission line 100 is used. .
  • the dispersion curve (normalized phase constant ⁇ p / ⁇ of the unbalanced right / left handed composite transmission line 100 constituting the zero-order resonator of FIG. Is a graph showing the characteristic of the angular frequency ⁇ with respect to.
  • FIG. In the case of using a reversible and unbalanced right / left-handed composite transmission line 100, the magnetic field strength distribution of the zeroth-order resonator of FIG. 11 when the reactance B of the reflecting impedance element 151R is set to 50 [ ⁇ ] ( It is a top view which shows a simulation calculation value.
  • FIG. 11 When the reversible and unbalanced right / left-handed composite transmission line 100 is used, the magnetic field strength distribution of the zero-order resonator of FIG. 11 when the reactance B of the reflecting impedance element 151R is set to + ⁇ (simulation calculation) FIG. It is a top view which shows distribution (simulation calculation value) of the magnetic field intensity of the zero-order resonator of FIG. 11 when the number of unit cells is changed to 30 compared with FIG. 26A. It is a top view which shows distribution (simulation calculation value) of the magnetic field intensity of the zero-order resonator of FIG. 11 when the number of unit cells is changed to 30 compared with FIG. 26B.
  • FIG. 26C It is a top view which shows distribution (simulation calculation value) of the magnetic field intensity of the zero-order resonator of FIG. 11 when the number of unit cells is changed into 30 compared with FIG. 26C.
  • FIG. 32 is a plan view showing the configuration of the band rejection filter device of FIG. 31.
  • the frequency characteristics of the reflection coefficient S 11 and the transmission coefficient S 21 (simulation calculation values) when the reactance B of the reflection impedance element 151R is set to 0, 50 [ ⁇ ] and + ⁇ . It is a graph which shows.
  • FIG. 7 is a perspective view showing a specific configuration of the zero-order resonator of FIG. 7 when the number N of unit cells constituting the zero-order resonator is 10 and the irreversible right-hand / left-handed composite transmission line 100 is provided. It is.
  • FIG. 37 is a longitudinal sectional view crossing the line A-A ′ of FIG. 36.
  • the reactance B of the reflection impedance element 151R is set to 0, and the external magnetization H 0 is applied.
  • It is a figure which shows the radiation pattern (simulation calculation value) on xz plane.
  • FIG. 7 is a circuit diagram and a plan view showing a current I center flowing in the series branch of the zero-order resonator and a current I stub flowing in the parallel branch of the zero-order resonator (however, the number N of unit cells constituting the zero-order resonator is ten). ).
  • FIG. 12 is a perspective view showing a configuration of an experimental apparatus for receiving radio waves radiated from the zero-order resonator of FIG. 11 using a horn antenna 500. The experimental measurement value of the radiation pattern when the main polarization direction ⁇ H of the horn antenna 500 of FIG. 40 is set to 45 degrees and the experimental measurement value of the radiation pattern when the main polarization direction ⁇ H is set to ⁇ 45 degrees are shown.
  • FIG. 12 is a plan view showing an electric field E total when the reactance B of the reflection impedance element 151R is set to a value between 0 and + ⁇ in the zero-order resonator of FIG.
  • the number number of the black brackets in which the mathematical formula is input and the formula number of the square brackets in which the mathematical formula is input are used in combination, and a series of The formula number is assigned to the last part of the formula using the formula (1) as the formula number (there is also a formula that is not given).
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing an equivalent circuit model of a transmission line type microwave resonator according to the prior art using a basic right-hand / left-handed composite transmission line 100
  • FIG. 2 shows a unit cell UC of FIG.
  • It is a circuit diagram which shows the equivalent circuit model of the transmission line type
  • mold microwave resonator which concerns on the prior art and represented n (n 1, 2, ..., N) simplified.
  • the configuration of the right / left handed composite transmission line 100 includes a plurality of N unit cells UC 1, UC 2 having a sufficiently small size compared to the wavelength of the transmission signals, ..., ladder transmission line connected in cascade UC N It is a configuration.
  • the unit cell UC n is a minute component of a two-terminal pair network.
  • the unit cell UC n is inductive with capacitive elements and inductance L R having a capacitance C L in series branch of the transmission line portion 61 constituting the right / left-handed composite transmission line 100 direct resonant circuit with elements is inserted equivalently parallel resonant circuit comprising an inductive element having a capacitive element and the inductance L L having a capacitance C R in parallel branches with inserted constructed equivalently .
  • capacitive element having an inductive element and the capacitance C R having an inductance L R, the corresponding capacitive element inductive element and parallel branches of series branches right-handed transmission line is or inserted has inherent To do.
  • capacitive element having a capacitance C L is corresponding to the right / left-handed composite effective permeability of the electromagnetic wave mode propagating through the transmission line 100 is inserted into the serial branch that is negative the capacitive element (microwave device)
  • the inductive element having the inductance L L corresponds to the inductive element (microwave element) inserted in the parallel branch so that the effective dielectric constant of the electromagnetic wave mode propagating through the right-hand / left-handed composite transmission line 100 is negative.
  • circuit or device that is the object of the ladder-type transmission line configuration described above is used in microwaves, millimeter waves, quasi-millimeter waves, terahertz waves such as strip lines, microstrip lines, slot lines, coplanar lines, and parallel plate lines.
  • terahertz waves such as strip lines, microstrip lines, slot lines, coplanar lines, and parallel plate lines.
  • the capacitor is often used in an electric circuit, microwave, as well as distributed constant type capacitor element used in the millimeter-wave circuit, equivalently, propagating in the transmission line It may be a circuit or a circuit element in which the effective permeability of the electromagnetic wave mode has a negative value.
  • negative effective permeability examples include a split ring resonator made of metal, a spatial arrangement including at least one magnetic resonator such as a spiral configuration, or a dielectric resonator in a magnetic resonance state
  • the capacitive element having a capacitance C L in addition to the above, the series connection of the inductive element and the capacitive element may be a parallel connection or a combination thereof.
  • the element or circuit of the part to be inserted may be capacitive as a whole.
  • an inductive element having inductance L L not only a lumped constant type element such as a coil used in an electric circuit, but a distributed constant type inductive element such as a short-circuit stub used in a microwave or millimeter wave circuit, A circuit or element having a negative effective dielectric constant of the electromagnetic wave mode propagating through the transmission line can be used.
  • a spatial arrangement including at least one electric resonator such as a thin metal wire or a metal sphere, or a spatial arrangement of a dielectric resonator in an electric resonance state as well as a metal, or a TE mode is cut off.
  • the parallel branch is dominantly operated as an inductive element as an equivalent circuit for all microwave circuits operating in the waveguide mode or attenuation mode having a negative effective dielectric constant, such as waveguides and parallel plate lines in the region It can be used because it is described as a track.
  • the inductive element having the inductance L L may be a series connection, a parallel connection, or a combination of a capacitive element and an inductive element.
  • the part to be inserted may be a circuit or an element that exhibits inductivity as a whole.
  • FIG. 3 is a circuit diagram illustrating an example of the unit cell UC n of FIG. 1 having a symmetric T-type structure
  • FIG. 4 is a circuit diagram illustrating an example of the unit cell UC n of FIG. 1 having a symmetric ⁇ structure.
  • the parameter Z se represents the impedance of the serial branch of the transmission line portion 61
  • the parameter Y sh represents the admittance of the parallel branch, each represented by the following equations.
  • ⁇ se is the series resonance angular frequency of the series branch, and is expressed by the following equation.
  • omega sh is parallel resonance angular frequency of the parallel branch is expressed by the following equation.
  • the line length (that is, the period length) p of the unit cell UC n is sufficiently small compared to the wavelength. Therefore, even in the case of the T type, ⁇ type, or L type, it is emphasized that while essentially similar results are obtained, the line length p of the unit cell UC n with respect to wavelength does not constrain the basic operation described here.
  • the right-hand / left-hand composite transmission line 100 having a reversible phase characteristic in which the forward phase constant ⁇ + and the reverse phase constant ⁇ ⁇ have the same value ⁇ is referred to as a reversible right-hand / left-hand composite transmission line or
  • a reciprocal right / left-handed composite transmission line is referred to as a right / left-handed composite transmission line 100 having a nonreciprocal phase characteristic in which the forward phase constant ⁇ + and the reverse phase constant ⁇ ⁇ are different from each other. It is called a system composite transmission line or a non-reciprocal right / left hand system composite transmission line.
  • FIG. 5 is a graph showing a dispersion curve (characteristic of the angular frequency ⁇ with respect to the normalized phase constant ⁇ p / ⁇ ) in a non-equilibrium state in the reversible right / left handed composite transmission line according to the prior art.
  • the slope of the tangent of the dispersion curve Has the dimension of velocity and represents the direction of the transmission power (pointing vector) of electromagnetic waves, Represents the phase velocity (flow direction of the equiphase surface).
  • the series resonance angular frequency ⁇ se and the parallel resonance angular frequency ⁇ sh are different from each other, and the direction of the transmission power of electromagnetic waves (direction of group velocity) and the direction of phase velocity are different.
  • Propagation of the forward wave (right-handed mode) in which the opposite frequency band of the backward wave (left-handed mode) can propagate and the direction of the group velocity and phase velocity are the same It can be seen that the frequency band is divided into the upper frequency band in the possible state. Further, there is no dispersion curve between the bands indicating the right-handed (RH) mode and the left-handed (LH) mode, and a forbidden band (band gap) in which wave propagation is not allowed.
  • right / left handed composite transmission line 100 at least one unit cell UC 1, UC 2, ..., a microwave transmission line having a configuration in which cascaded UC N.
  • each unit cell UC n is inserted in series branch so that the effective permeability of the electromagnetic wave mode propagating the right / left-handed composite transmission line 100 is negative, and a capacitive element having a capacitance C L, the right hand / An inductive element having an inductance L L and an inductive element having an inductance LL and a non-reciprocal transmission line part or a reversible transmission line part inserted so that the effective dielectric constant of the electromagnetic wave mode propagating through the left-handed composite transmission line 100 is negative.
  • a portion 61 is provided.
  • Each unit cell UC n has a right-hand / left-hand side in a dispersion curve showing the relationship between the operating frequency of the microwave signal input to the right-hand / left-handed composite transmission line 100 and the phase constant of the right-handed / left-handed composite transmission line 100.
  • the left-handed composite transmission line 100 is configured to have a predetermined phase constant.
  • FIG. 7 is a circuit diagram showing an equivalent circuit model of a zero-order resonator that is a transmission line type microwave resonator according to an embodiment of the present invention.
  • An element 152R is provided.
  • the reflection impedance element 151R operates so that the impedance viewed from the port P1 becomes Z L1 at the operating frequency, and the reflection impedance element 152R has the impedance viewed from the port P2 at the operation frequency Z L2. It works to be.
  • parameters ⁇ + and ⁇ + indicate the phase constant and phase delay of the line related to power transmission from the port P1 to the port P2, respectively, and parameters ⁇ ⁇ and ⁇ ⁇ indicate lines related to the power transmission from the port P2 to the port P1, respectively.
  • X represents the position of the right-hand / left-handed composite transmission line 100 in the longitudinal direction.
  • the right / left-handed composite transmission line 100 is a reversible transmission line having the same phase constant ⁇ + and the same phase constant ⁇ ⁇ .
  • the value of ⁇ 1 + ⁇ 2 is 2 ⁇ or 0 in both the voltage wave and the current wave, and therefore the expression (2) Is expressed by the following equation.
  • the resonance condition related to the phase constant ⁇ of the line is determined by the length l of the right-hand / left-handed composite transmission line 100 and is expressed by the following equation.
  • phase constant ⁇ is a function of frequency
  • the line length l ⁇ g / 2.
  • the parameter ⁇ g is the guide wavelength. This condition defines the operation of a typical half-wave resonator.
  • a phase constant ⁇ of zero means an infinite wavelength
  • the guide wavelength ⁇ g has a magnitude of + ⁇
  • the signal amplitude and phase are uniform on the right / left handed composite transmission line 100.
  • a resonance state in which the resonance frequency does not depend on the size of the resonator is referred to as zero-order resonance, and a resonator that performs zero-order resonance is referred to as a zero-order resonator (see Non-Patent Document 1, for example).
  • the parallel resonance operation in which the admittance Y sh of the parallel branch becomes 0 becomes dominant.
  • the main polarization direction of the radiated wave is parallel to the parallel branches. Therefore, for example, as shown in FIG. 11, when the short-circuit stub conductor 13 constituting the parallel branch is formed so as to be orthogonal to the right-hand / left-handed composite transmission line 100, the main polarization direction of the radiated wave is the right-hand / left-hand. The direction is perpendicular to the system composite transmission line 100 (the direction parallel to the Y axis in FIG. 11).
  • m L is an integer.
  • the resonance condition for the terminal reflection needs to be substantially total reflection (that is, the absolute value of the reflection coefficient is 1) as well as this phase condition. Therefore, according to the equation (5) and the subsequent description, the reflection coefficient ⁇ 1 at the port P1 and the reflection coefficient ⁇ 2 at the port P2 are expressed by the following equations.
  • Equation (5) The phase relationship of Equation (5) is that a reflection impedance element 151R having a pure imaginary impedance jB at the operating frequency is inserted into the port P1, and a reflection having an impedance ⁇ jB conjugate to the impedance jB at the operating frequency is inserted into the port P2. This can be realized by inserting the impedance element 152R.
  • the imaginary part of the impedance Z1 of the reflecting impedance element 151R and the imaginary part of the impedance Z2 of the reflecting impedance element 152R are different from each other. If the magnitude of the imaginary part of the impedance Z1 and the magnitude of the imaginary part of the impedance Z2 are substantially equal to each other, the phase relationship of Expression (5) can be substantially realized. At this time, the loss that is the real part of the impedance Z1 exists but is substantially zero, and the loss that is the real part of the impedance Z2 exists but is substantially zero.
  • the Q value of the zero-order resonator may be several tens or more, and preferably 200 or more.
  • the reflection coefficient ⁇ 1B at the port P1 and the reflection coefficient ⁇ 2B at the port P2 are expressed by the following equations using the Bloch impedance Z CRLHTL of the right-hand / left-handed composite line 100 constituting the zero-order resonator.
  • Bloch impedance Z CRLHTL of the right-hand / left-handed composite transmission line 100 differs depending on the structure of the unit cell.
  • Bloch impedance Z CRLHTL is expressed by the following equation.
  • Bloch impedance Z CRLHTL is expressed by the following equation.
  • the Bloch impedance Z CRLHTL is simply expressed as the following equation regardless of the structure of the unit cell.
  • Unit cell UC n having a symmetrical T-shaped structure ABCD matrix F T, and ABCD matrix F [pi of the unit cell UC n having a symmetrical ⁇ structure Is represented by the following formula The
  • each unit cell UC n has a symmetrical T-shaped structure, (which is one of the port P11 of the unit cell UC 1.)
  • Port P1 of the right / left handed composite transmission line 100 of FIG. 7 a reflection having an impedance jB when the terminating impedance element 151R, the input impedance Z in, 1 as seen from the other port P12 of the unit cell UC 1 is approximately expressed by the following equation.
  • the input impedance Z in, 1 as seen from the other port P12 of the unit cell UC 1 is similarly represented by the formula (11).
  • the port P1 of the right-hand / left-handed composite transmission line 100 of FIG. 7 when terminated with reflective impedance element 151R having an impedance jB, the input impedance viewed from the port P12 of the unit cell UC 1 Z in, 1 is a block diagram showing 1.
  • FIG. Accordingly, even if the number N of the unit cell UC n is extended to the case of multiple input impedance Z in seen from the port P12 of the unit cell UC n, it is understood that n is always jB.
  • the reflection impedance element 151R having the impedance jB is connected to one port P1 of the finite-length balanced right / left-handed composite line 100 in the zero-order resonance state, the input viewed from the other port P2
  • the impedance is always the same as the impedance jB of the termination element of the port P1 (that is, the reflection impedance element 151R) regardless of the line length l.
  • 9 shows the input impedance Z in, viewed from the port P12 of the unit cell UC n when the port P1 of the right-hand / left-handed composite transmission line 100 of FIG. 7 is terminated by the reflection impedance element 151R having the impedance jB . It is a block diagram which shows n .
  • FIG. 10 is a block diagram showing a closed loop circuit of a lumped constant circuit including the reflection impedance elements 151R and 152R of FIG.
  • the finite-length balanced right / left-handed composite line 100 terminated by the reflecting impedance element 151R having both ends of the impedance jB and the reflecting impedance element 152R having the impedance ⁇ jB has the lumped constant jB and It can be seen that the resonance condition is automatically satisfied in the same way as the closed loop (see FIG. 10) of the two elements with ⁇ jB.
  • the voltage wave / current wave ratio (impedance) propagating along the right-hand / left-handed composite line 100 in the zero-order resonance state corresponds to the above-described input impedance jB.
  • the ports P1 and P2 of the right-hand / left-handed composite transmission line 100 are short-circuited or open-ended.
  • the series resonance is dominant in the right-handed / left-handed composite transmission line 100
  • the right-handed / left-handed composite transmission line 100 When the ports P1 and P2 are open ends, parallel resonance becomes dominant in the right-hand / left-handed composite transmission line 100.
  • the zero-order resonator according to the prior art when used as the radiator of the antenna device, when the stub conductors constituting the parallel branches are formed so as to be orthogonal to the right-hand / left-handed composite transmission line 100, the main radiation wave
  • the direction that can be realized as the polarization direction is only a direction parallel to the right / left-handed composite transmission line 100 (when series resonance is dominant) or an orthogonal direction (when parallel resonance is dominant). It was.
  • the reactance B of the reflection impedance element 151R can take an arbitrary value, so that the series resonance is dominant (reactance B is 0) and the parallel resonance is dominant.
  • a zero-order resonator in a double resonance state in the middle of a typical state can be realized. That is, when the zero-order resonator according to the present embodiment is used as the radiator of the antenna device, when the stub conductors forming the parallel branches are formed so as to be orthogonal to the right / left-handed composite transmission line 100, the reactance B is By changing from 0 to + ⁇ , the direction of the main polarization of the radiated wave is changed from a direction parallel to the right-hand / left-handed composite transmission line 100 to a direction orthogonal to the direction (parallel to the stub conductor). be able to.
  • the energy distribution on the right-hand / left-handed composite transmission line 100 changes from a state concentrated on the serial branch to a state concentrated on the parallel branch. Further, the resonance energy in the right-hand / left-handed composite transmission line 100 changes from a state of only series resonance energy to a state of only parallel resonance energy.
  • the region sandwiched between the two angular frequencies is a forbidden band in which propagation of electromagnetic waves is not allowed along the right-hand / left-handed composite transmission line 100.
  • the input impedance Z in when the reflection impedance element 151R (load impedance) is viewed from the other port P2 of the right / left-handed composite transmission line 100 is always jB regardless of the line length l. Become. Therefore, the resonance condition is automatically satisfied by connecting the reflection impedance element 152R having the impedance ⁇ jB to the port P2.
  • the resonance frequency is changed by changing the reactance B from 0 to + ⁇ .
  • the resonance angular frequency can be changed from the series resonance angular frequency ⁇ se to the parallel resonance angular frequency ⁇ sh while maintaining a zero-order resonance state that does not depend on the length l of the resonance frequency.
  • the direction of the main polarization of the radiated wave is a direction orthogonal to the direction parallel to the right-hand / left-handed composite transmission line 100. (The direction parallel to the parallel branch), and the energy distribution on the right / left-handed composite transmission line 100 changes from a state concentrated on the serial branch to a state concentrated on the parallel branch.
  • the tunable resonance that can continuously change the resonance frequency from the series resonance frequency to the parallel resonance frequency by the zero-order resonator using the unbalanced right / left-handed composite transmission line 100 according to the present embodiment.
  • a bandpass filter device capable of continuously changing the bandpass frequency from the series resonance frequency to the parallel resonance frequency, and a band capable of continuously changing the bandstop frequency from the series resonance frequency to the parallel resonance frequency.
  • a blocking filter device can be realized.
  • Resonance conditions of a zero-order resonator that is a transmission line type microwave resonator according to an embodiment of the present invention having a nonreciprocal right / left handed composite transmission line.
  • the resonance of the zero-order resonator when the right-hand / left-handed composite transmission line 100 having a reversible phase characteristic in which the forward propagation constant ⁇ + and the reverse propagation constant ⁇ ⁇ have the same value ⁇ is used.
  • the resonance conditions of the zero-order resonator when the right-hand / left-handed composite transmission line 100 having nonreciprocal phase characteristics in which the forward phase constant ⁇ + and the reverse phase constant ⁇ ⁇ are different from each other are described. To do.
  • phase constants ⁇ + and ⁇ ⁇ are equal in magnitude and have different signs is that the right-handed mode in which the phase velocity and the group velocity are the same in the forward direction of the line. This means that a left-handed mode in which the phase velocity and the group velocity are antiparallel propagates in the reverse direction of the line.
  • the magnitudes of both phase constants ⁇ + and ⁇ ⁇ are equal, it means that the wave vector is substantially the same regardless of the direction of the transmission power in the line.
  • the signal amplitude is uniform on the line as the resonator, but the phase distribution changes linearly as a function of location.
  • a traveling wave resonator having a resonance frequency that does not depend on the size (number N of cells) of the right-hand / left-handed composite transmission line 100 by using the nonreciprocal phase right-handed / left-handed composite transmission line 100. Can be configured.
  • the traveling wave resonator including the nonreciprocal right / left handed composite transmission line 100 as in the case of the zero-order resonator including the reversible right / left handed composite transmission line 100, in addition, by controlling the termination condition (reactance B of the reflecting impedance element 151R in FIG. 7), the series resonance of the series branch and the parallel resonance of the shunt branch are simultaneously excited, and the weighting of the energy distribution is also free. It is possible to control.
  • the inclination of the radiation beam is determined by the irreversible magnitude of the right / left-handed composite transmission line 100.
  • the directivity and gain of the radiation beam are determined by the size of the zero-order resonator (number of cells N).
  • the irreversible magnitude of the line can be changed, for example, by changing the magnitude of the externally applied magnetic field.
  • the reversible right / left handed composite transmission line 100 is As in the case of the provided zero-order resonator, the direction of the linearly polarized wave of the radiation wave can be changed independently of the radiation beam by controlling the reflection conditions at both ends. Therefore, by using the zero-order resonator including the irreversible right / left handed composite transmission line 100 according to the present invention, a beam scanning antenna capable of beam scanning and polarization control with different control parameters is configured. Is possible.
  • FIG. 11 shows a specific configuration of the zero-order resonator shown in FIG. 7 when the number N of unit cells constituting the zero-order resonator is 10 and the reversible right / left-handed composite transmission line 100 is provided.
  • FIG. 12 is a longitudinal sectional view crossing the line AA ′ in FIG. 11, and
  • FIG. 13 is a longitudinal sectional view crossing the line BB ′ in FIG.
  • FIG. 14 is a perspective view of the zero-order resonator of FIG. 11 showing the definitions of the radiation angles ⁇ and ⁇ .
  • the zero-order resonator is (A) a reversible right / left handed composite transmission line 100; (B) a reflective impedance element 151R connected to one end of the right-hand / left-handed composite transmission line 100 and made of an open-terminated microstrip line having a length l r1 ; (C) A reflection impedance element 152R that is connected to the other end of the right / left-handed composite transmission line 100 and is an open-ended microstrip line having a length l r2 .
  • the right-hand / left-handed composite transmission line 100 is (A) a dielectric substrate 10 having a ground conductor 11 on the back surface; (B) a plurality of strip conductors 12 formed by dividing one strip conductor formed on the surface of the dielectric substrate 10; (C) a plurality of capacitors 14 connecting the strip conductors 12 adjacent to each other among the plurality of strip conductors 12, and (D) Each of the strip conductors 12 includes a plurality of short-circuit stub conductors 13 that are connected to the ground conductor 11 via via conductors 12S.
  • each short-circuit stub conductor 13 is formed to be orthogonal to the longitudinal direction of the right-hand / left-handed composite transmission line 100.
  • the open-ended microstrip line having the length l r1 constituting the reflection impedance element 151R includes the dielectric substrate 10 having the ground conductor 11 on the back surface and the strip conductor 12P1 having the length l r1. Is done.
  • the open-ended microstrip line having a length l r2 constituting the reflection impedance element 152R includes a dielectric substrate 10 having a ground conductor 11 on the back surface and a strip conductor 12P2 having a length l r2. Is done.
  • each strip conductor 12 sandwiching the dielectric substrate 10, strip conductors 12P1 and 12P2 at the line end, and the ground conductor 11 constitute a microstrip line 12A.
  • the strip conductor 12P1 is composed of the strip conductor 12P1b on the right-hand / left-handed composite transmission line 100 side and the remaining strip conductor 12P1a, and at the connection point of both strip conductors 12P1a and 12P1b, A feed line conductor 12F constituting a feed line for feeding power to the zero-order resonator is inserted and connected.
  • the feed line includes a feed line conductor 12F and a dielectric substrate 10 having a ground conductor 11 on the back surface.
  • the length l f1 of the strip conductor 12P1a is a voltage-to-current ratio (impedance) that varies spatially by a standing wave formed on the reflective microstrip line 12P1 and a characteristic impedance (50 [ ⁇ ]) of the feed line. .) Is set to match.
  • each capacitance of the capacitor 14 at both ends of the transmission line is twice that of each of the other capacitors 14.
  • the capacitor 14 may connect a substantial capacitor between adjacent strip conductors 12, or may be composed only of stray capacitance between adjacent strip conductors 12.
  • a series capacitor including a capacitor connected in parallel with each of the stray capacitors may be used as the capacitor 14.
  • the formation interval of the short-circuit stub conductors 13 is the same as the line length (that is, the period length) p [mm] of the unit cell.
  • characteristic impedance and phase constant of open-end microstrip line conductor 12P1 and 12P2 is, when each of the characteristic impedance Z 0 and the phase constant of the right-hand / left-handed composite transmission line 100 beta equal, the impedance of the reflective impedance element 151R Z L1 and impedance Z L2 of reflection impedance element 152R are expressed by the following equations.
  • the impedance for reflection impedance Z L2 of the impedance Z L1 and the reflected impedance element 152R element 151R is expressed by the following equation.
  • both ends of the right-hand / left-handed composite transmission line 100 are short-circuited, so that the series resonance of the serial branch portion is dominant in the zero-order resonator of FIG.
  • the impedance Z L1 of the reflection impedance element 151R and the impedance Z L2 of the reflection impedance element 152R are expressed by the following equations.
  • the impedance Z L1 of the reflection impedance element 151R and the impedance Z L2 of the reflection impedance element 152R are expressed by the following equations.
  • the impedances Z L1 and Z L2 automatically satisfy the relationship of the expressions (7a) and (7b).
  • FIG. 15 is a plan view showing the structural parameters La, Lb, Lc, Ld, Le, Lf, Lga, and C of the zero-order resonator of FIG. 11 when the reversible and balanced right / left-handed composite transmission line 100 is used.
  • FIG. 15 In the following simulations and experiments, each structural parameter was set as follows.
  • the dielectric substrate 10 having a thickness of 0.8 mm and a relative dielectric constant of 2.62 was used.
  • a short-circuit having a width Le of 1 mm and a length Ld of 18 mm with respect to the right-hand / left-handed composite transmission line 100 with the line width Lf of the right-handed / left-handed composite transmission line 100 set to 1.7 mm.
  • the stub conductor 13 was connected as a parallel branch, and a chip capacitor 14 having a capacitance C of 4.0 pF was inserted into the series branch with a period Lc of 5 mm.
  • the line width La of the strip conductors 12P1 and 12P2 is set to 2.1 mm so that the characteristic impedance is 50 ⁇ .
  • the impedance of the zero-order resonator is matched to the characteristic impedance (50 [ ⁇ ]) of the feed line configured to include the feed line conductor 12F and the dielectric substrate 10 having the ground conductor 11 on the back surface. Therefore, the distance Lga of the feed line conductor 12F from the open end of the strip conductor 12P1 was fixed to 16.5 mm.
  • the length of the half wavelength ( ⁇ g / 2) at the operating frequency is set to 46 mm, and the sum of the length l r1 of the strip conductor 12P1 (length Lb in FIG. 14) and the length l r2 of the strip conductor 12P2 is The length l r1 and the length l r2 were changed so as to be 46 mm.
  • FIG. 16 shows a dispersion curve (normalized phase constant) of the balanced right-hand / left-handed composite transmission line 100 constituting the zero-order resonator of FIG. 11 when the reversible and balanced right-handed / left-handed composite transmission line 100 is used. It is a graph which shows the characteristic of the angular frequency (omega) with respect to (beta) p / (pi). As shown in FIG. 16, it is confirmed that the left-handed system (LH) mode exists between 0.5 GHz and 2.3 GHz, and the right-handed system (RH) mode exists between 2.3 GHz and 7 GHz. it can. Further, the right-handed (RH) transmission characteristic and the left-handed (LH) transmission characteristic are continuously connected, and are in an equilibrium state in which the forbidden band disappears.
  • LH left-handed system
  • RH right-handed
  • FIG. 17 shows the zero of FIG. 11 when the reactance B of the reflecting impedance element 151R is set to 0, 50 [ ⁇ ] and + ⁇ when the reversible and balanced right / left-handed composite transmission line 100 is used. It is a graph showing a frequency characteristic of a reflection coefficient S 11 (simulation calculation value) for the next cavity.
  • the resonance frequency is a substantially constant value.
  • FIG. 18A, 18B, and 18C show that the reactance B of the reflective impedance element 151R is set to 0, 50 [ ⁇ ], and + ⁇ when the reversible and balanced right-hand / left-handed composite transmission line 100 is used, respectively. It is a top view which shows distribution (simulation calculation value) of the magnetic field strength of the zero-order resonator of FIG.
  • region represents that a magnetic field intensity is larger than a black area
  • the method of taking the coordinate system in FIGS. 19A, 19B, and 19C is as shown in FIG. Since the amplitude distribution of the electromagnetic field on the zero-order resonator is uniform on the line, the radiation beam direction does not depend on the value of the reactance B, as shown in FIGS. 19A, 19B, and 19C.
  • the main deviation of the radiated wave is obtained.
  • the wave direction can be continuously changed from a direction parallel to the right-hand / left-handed composite transmission line 100 to a direction parallel to the short-circuited stub conductor 13 (that is, a direction orthogonal to the right-handed / left-handed composite transmission line 100). It has been confirmed.
  • the right-hand / left-handed composite transmission line 100 is not strictly balanced, but is an unbalanced line in which a small forbidden band exists between the left-handed mode transmission band and the right-handed mode transmission band.
  • the resonator can operate in a state in which series resonance and parallel resonance are mixed, the main polarization of the radiated wave can be continuously changed.
  • the operating frequency of the resonator varies from the lower limit to the upper limit of the forbidden band.
  • 20A, 20B, and 20C show that the reactance B of the reflection impedance element 151R is set to 0, 50 [ ⁇ ], and + ⁇ when the reversible and balanced right / left-handed composite transmission line 100 is used, respectively.
  • 12 is a graph showing frequency characteristics of the reflection coefficient S 11 (experimental measurement value and simulation calculation value) of the zero-order resonator of FIG. 20A, 20B, and 20C, the experimentally measured values and the simulation calculated values are substantially the same, and the resonance frequency is substantially constant even if the line lengths lr1 and lr2 of the reflection impedance elements 151R and 152R are continuously changed. It was confirmed.
  • 21A, 21B, and 21C show that the reactance B of the reflective impedance element 151R is set to 0, 50 [ ⁇ ], and + ⁇ when the reversible and balanced right / left-handed composite transmission line 100 is used, respectively.
  • Numerical simulation results corresponding to FIGS. 21A, 21B, and 21C are FIGS. 18A, 18B, and 18C, respectively.
  • 21A, FIG. 21B, and FIG. 21C white areas indicate that the magnetic field strength is greater than black areas. As shown in FIG.
  • the method of taking the coordinate system in FIGS. 22A, 22B, and 22C is as shown in FIG. Since the amplitude distribution of the electromagnetic field on the zero-order resonator is uniform on the line, the radiation beam direction is broad without depending on the value of the reactance B, as shown in FIGS. 22A, 22B, and 22C.
  • the series resonance of the series branch and the parallel resonance of the parallel branch coexist to the same extent, and the magnetic field strength of the central strip conductor 12 and the magnetic field strength of the short-circuit stub conductor 13 are substantially the same. It can be confirmed that the ⁇ direction component E ⁇ and the ⁇ direction component E ⁇ of the electric field of the radiated wave are substantially the same. In the case of FIGS. 22A, 22B, and 22C, the ⁇ direction component and the ⁇ direction component of the radiated wave are substantially in phase, so the polarization direction is rotated while maintaining the state of linear polarization.
  • FIG. 23 shows the structural parameters La, Lb, Lc, Ld, Le, Lf, Lgb, and C of the zero-order resonator of FIG. 11 when the reversible and unbalanced right / left handed composite transmission line 100 is used. It is a top view.
  • each structural parameter was set as follows.
  • the dielectric substrate 10 having a thickness of 0.8 mm and a relative dielectric constant of 2.62 was used.
  • a short circuit having a line width Lf of the right-hand / left-handed composite transmission line 100 set to 1.7 mm and having a width Le of 1 mm and a length Ld of 15 mm with respect to the right-handed / left-handed composite transmission line 100.
  • the stub conductor 13 was connected as a parallel branch, and a chip capacitor 14 having a capacitance C of 2.4 pF was inserted into the series branch with a period Lc of 5 mm.
  • the line width La of the strip conductors 12P1 and 12P2 is set to 2.1 mm so that the characteristic impedance is 50 [ ⁇ ].
  • the impedance of the zero-order resonator is matched to the characteristic impedance (50 [ ⁇ ]) of the feed line configured to include the feed line conductor 12F and the dielectric substrate 10 having the ground conductor 11 on the back surface. Therefore, the distance Lgb of the feed line conductor 12F from the open end of the strip conductor 12P1 was fixed to 16 mm.
  • the length of the half wavelength ( ⁇ g / 2) at the operating frequency is set to 42 mm, and the sum of the length l r1 of the strip conductor 12P1 (length Lb in FIG. 14) and the length l r2 of the strip conductor 12P2 is The length l r1 and the length l r2 were changed so as to be 42 mm.
  • FIG. 24 shows a dispersion curve (standardized) of the unbalanced right / left handed composite transmission line 100 constituting the zero-order resonator of FIG. 11 when the reversible and unbalanced right / left handed composite transmission line 100 is used. It is a graph which shows the characteristic of the angular frequency (omega) with respect to phase constant (beta) p / (pi). As shown in FIG. 24, the capacitance C of the capacitor 14 inserted in the series branch is smaller (2.4 pF) than in the case of using the balanced type right / left handed composite transmission line 100 (see FIG. 16). The resonance frequency fse has increased to 2.8 GHz.
  • FIG. 25 shows a case where the reactance B of the reflection impedance element 151R is set to 0, 50 [ ⁇ ] and + ⁇ when the reversible and unbalanced right / left handed composite transmission line 100 is used. It is a graph showing a frequency characteristic of a reflection coefficient of the zero-order resonator S 11 (simulation calculated). From the numerical simulation results of FIG. 25, the resonance frequency is continuously increased by changing the line lengths l r1 and l r2 of the reflection impedance elements 151R and 152R so that the reactance B is continuously changed from 0 to + ⁇ . It can be confirmed that it changes.
  • 26A, 26B, and 26C show that the reactance B of the reflective impedance element 151R is set to 0, 50 [ ⁇ ], and + ⁇ when the reversible and unbalanced right-hand / left-handed composite transmission line 100 is used, respectively.
  • region represents that a magnetic field intensity is larger than a black area
  • FIG. 27A, 27B, and 27C show the distribution of the magnetic field strength of the zero-order resonator of FIG. 11 when the number of unit cells is changed from 10 to 30 compared to FIGS. 26A, 26B, and 26C, respectively. It is a top view which shows (simulation calculation value).
  • FIG. 27A when the reactance B is zero, the impedances Z L1 and Z L2 of the reflecting impedance elements 151R and 152R are zero, the series resonance of the series branch is dominant, and the central strip conductor 12 It can be confirmed that the magnetic field is uniformly concentrated on. As shown in FIG.
  • the resonance frequency matches the resonance frequency when the reactance B in FIG. 25 is 50 [ ⁇ ], as in FIG. 26B.
  • FIG. 28 is a block diagram showing the configuration of the first embodiment of the antenna apparatus using the zero-order resonator of FIG.
  • the antenna device of FIG. (A) Zero-order resonance including a right / left-handed composite transmission line 100 having ports P1 and P2, a reflection impedance circuit 151RA connected to the port P1, and a reflection impedance circuit 152RA connected to the port P2.
  • a power supply line 41 (which is a power supply circuit) that includes microstrip lines 41a and 41b and outputs a microwave signal received by the zero-order resonator;
  • the microstrip line 15a is connected between the microstrip lines 41a and 41b, and the microstrip line 15b is disposed so as to be electromagnetically coupled to the microstrip line 15a.
  • E a wireless receiver 400 that inputs a reception microwave signal output from the microstrip line 41b;
  • a controller 300 is provided.
  • the right-hand / left-handed composite transmission line 100 may be reversible or irreversible, and may be balanced or unbalanced.
  • the parallel branch portion is formed to be orthogonal to the serial branch portion.
  • the reflection impedance circuit 151RA includes switches SW1 and SW2 and microstrip lines 51a, 51b-1, 51b-2, 51b-3, and 51b-4.
  • the reflection impedance circuit 152RA includes a switch SW3 and microstrip lines 52-2, 52-3, and 52-4.
  • the length of the microstrip line 51b-1 is set so that the sum of the lengths of the microstrip line 51a and the microstrip line 51b-1 is ⁇ g / 2, and the length of the microstrip line 51b-2 is set.
  • the length of the microstrip line 51b-3 is set to be ⁇ g / 4. Further, the length of the microstrip line 52-2 is set to ⁇ g / 8, and the length of the microstrip line 52-3 is set to ⁇ g / 4. The length of the microstrip line 51b-4 is set so that the sum of the length of the microstrip line 51a and the length of the microstrip line 51b-4 is 5 ⁇ g / 8. Is set to 3 ⁇ g / 8.
  • the length of the microstrip line 51a is such that the voltage-to-current ratio (impedance) that varies spatially by a standing wave formed in the reflection impedance circuit 151RA that is a reflection microstrip line and the characteristic impedance of the feeder line 41 Are set to match.
  • the switches SW1 and SW2 and the switch SW3 are impedance changing means for the reflection impedance circuits 151RA and 152RA.
  • the switches SW1, SW2, and SW3 are switched in conjunction with each other by the controller 300.
  • the microstrip line 51b-1 is connected between the microstrip line 51a and the port P1, and the port P2 becomes an open end.
  • the impedances of the reflection impedance circuits 151RA and 152RA become + ⁇ , and the direction of polarization of the received radio wave is orthogonal to the right / left-handed composite transmission line 100.
  • the switches SW1, SW2 and SW3 are respectively switched to the contact point b, the microstrip line 51b-2 is connected between the microstrip line 51b-1 and the port P1, and the microstrip line 52-2 is connected to the port P2.
  • the impedance of the reflection impedance circuit 151RA becomes 50j [ ⁇ ]
  • the impedance of the reflection impedance circuit 152RA becomes -50j [ ⁇ ]
  • the polarization direction of the received radio wave is a right-hand / left-hand system composite. This is an angle (45 degrees) between the direction parallel to the transmission line 100 and the direction orthogonal to the right / left-handed composite transmission line 100.
  • the switches SW1, SW2 and SW3 are respectively switched to the contact point c, the microstrip line 51b-3 is connected between the microstrip line 51b-1 and the port P1, and the microstrip line 52-3 is connected to the port P2. Connected.
  • the impedances of the reflection impedance circuits 151RA and 152RA become 0, and the direction of polarization of the received radio wave is parallel to the right-hand / left-handed composite transmission line 100.
  • the switches SW1, SW2 and SW3 are respectively switched to the contact point d, the microstrip line 51b-4 is connected between the microstrip line 51a and the port P1, and the microstrip line 52-4 is connected to the port P2.
  • the impedance of the reflection impedance circuit 151RA becomes -50j [ ⁇ ]
  • the impedance of the reflection impedance circuit 152RA becomes 50j [ ⁇ ]
  • the direction of the polarization of the received radio wave is a right-hand / left-hand system composite.
  • the controller 300 switches the switches SW1, SW2, and SW3 so that the received power detected by the received power detector 200 is maximized. Therefore, according to the antenna apparatus of FIG. 28, the polarization direction can be discretely switched to the optimum polarization direction that maximizes the received power.
  • FIG. 29 is a block diagram showing a configuration of a second embodiment of an antenna apparatus using the zeroth-order resonator of FIG.
  • the antenna device of FIG. (A) Zero-order resonance including a right / left-handed composite transmission line 100 having ports P1 and P2, a reflection impedance circuit 151RB connected to the port P1, and a reflection impedance circuit 152RB connected to the port P2.
  • a power supply line 41 (which is a power supply circuit) that includes microstrip lines 41a and 41b and outputs a microwave signal received by the zero-order resonator;
  • the microstrip line 15a is connected between the microstrip lines 41a and 41b, and the microstrip line 15b is disposed so as to be electromagnetically coupled to the microstrip line 15a.
  • E a wireless receiver 400 that inputs a reception microwave signal output from the microstrip line 41b;
  • a controller 300A is provided.
  • the right-hand / left-handed composite transmission line 100 may be reversible or irreversible, and may be balanced or unbalanced.
  • the parallel branch portion is formed to be orthogonal to the serial branch portion.
  • the reflection impedance circuit 151 RB includes a variable capacitance diode 21 and inductors 22 and 23 connected in series between the port P 1 and the ground potential.
  • one end of the strip conductor 41 a constituting the feeder line is connected to a connection point of the inductors 22 and 23.
  • the reflection impedance circuit 152RB includes a variable capacitance diode 31 and an inductor 24 connected in series between the port P2 and the ground potential.
  • the element values of the inductors 22 and 23 are set so that the impedance of the zero-order resonator matches the characteristic impedance of the feeder line 41.
  • the variable capacitance diodes 21 and 31 are impedance changing means for the reflection impedance circuits 151RB and 152RB, respectively.
  • the controller 300A has a predetermined complex number, preferably a pure imaginary number, in which the impedance of the reflection impedance circuit 151RB has substantially no real part, and the impedance of the reflection impedance circuit 152RB is substantially equal to the impedance of the reflection impedance circuit 151RB.
  • Each reverse bias voltage applied to the variable capacitance diodes 21 and 31 is changed so as to be a conjugate complex number, preferably a conjugate pure imaginary number, and the received power detected by the received power detector 200 is maximized. Therefore, according to the antenna device of FIG. 29, the direction of polarization can be switched to the optimum direction of polarization that maximizes the received power. In the antenna apparatus of FIG. 28, the polarization direction is selected from four directions.
  • the polarization direction is parallel to the longitudinal direction of the right-hand / left-handed composite transmission line 100. It can be continuously changed in any direction between the direction and the direction orthogonal to the longitudinal direction of the right / left-handed composite transmission line 100.
  • variable reactance elements may be used instead of the variable capacitance diodes 21 and 31.
  • FIG. 30 is a block diagram showing a configuration of a third embodiment of the antenna apparatus using the zeroth-order resonator of FIG.
  • the antenna device of FIG. (A) Zero-order resonance including a right / left handed composite transmission line 100 having ports P1 and P2, a reflection impedance circuit 151RC connected to the port P1, and a reflection impedance circuit 152RC connected to the port P2.
  • a power supply line 41 (which is a power supply circuit) that includes microstrip lines 41a and 41b and outputs a microwave signal received by the zero-order resonator;
  • the microstrip line 15a is connected between the microstrip lines 41a and 41b, and the microstrip line 15b is disposed so as to be electromagnetically coupled to the microstrip line 15a.
  • E a wireless receiver 400 that inputs a reception microwave signal output from the microstrip line 41b;
  • a controller 300B is provided.
  • the right / left-handed composite transmission line 100 may be reversible or irreversible, and may be balanced or unbalanced.
  • the parallel branch portion is formed to be orthogonal to the serial branch portion.
  • the reflection impedance circuit 151RC includes a phase shifter 153 and a reflection element 151R connected to the port P1
  • the reflection impedance circuit 152RC includes a phase shifter 154 and a reflection element 152R connected to the port P2.
  • the antenna device of FIG. 30 includes a phase shifter 153 between the port P1 and the reflective element 151R in order to change the impedance (that is, the electrical length) of the reflective element 151R viewed from the port P1, and is viewed from the port P2.
  • a phase shifter 154 is provided between the port P2 and the reflective element 152R.
  • the controller 300B has a predetermined complex number, preferably a pure imaginary number, in which the impedance of the reflective element 151R has substantially no real part, and a complex number in which the impedance of the reflective element 152R is substantially conjugate with the impedance of the reflective element 151R, preferably
  • the polarization direction can be switched to the optimum polarization direction that maximizes the received power.
  • the direction of polarization is selected from four directions.
  • the direction of polarization is parallel to the longitudinal direction of the right / left-handed composite transmission line 100. It can be continuously changed in any direction between the direction and the direction orthogonal to the longitudinal direction of the right / left-handed composite transmission line 100.
  • the feed line is provided on the reflection impedance circuit 151RA, 151RB, and 151RC side. May be.
  • the zero-order resonator of FIG. 7 according to the present invention is applied to a receiving antenna device has been described with reference to FIGS.
  • the present invention is not limited to this, and the transmission is performed by the zero-order resonator of FIG. 7 and a power supply circuit that is connected to the reflection impedance element 151R or 152R and supplies a microwave signal to the zero-order resonator.
  • An antenna device can be provided.
  • a first impedance changing means for changing the impedance of the reflecting impedance element 151R with respect to the reflecting impedance element 151R is provided, and a second impedance changing means for changing the impedance of the reflecting impedance element 152R with respect to the reflecting impedance element 152R.
  • Impedance changing means may be provided, and the first and second impedance changing means may be controlled so as to change the polarization of the radio wave radiated from the antenna device.
  • the resonance frequency is continuously changed by changing the reactance B from 0 to + ⁇ continuously. Can be changed.
  • the band stop frequency represents a band stop width having a predetermined width around the center frequency of the stop band.
  • FIG. 31 is a block diagram showing a configuration of an embodiment of a band rejection filter device using the zero-order resonator of FIG.
  • FIG. 32 is a plan view showing the configuration of the band rejection filter device of FIG.
  • the band rejection filter device of FIGS. (A) An unbalanced right / left-handed composite transmission line 100 having ports P1 and P2, a reflection impedance circuit 151RC connected to the port P1, and a reflection impedance circuit 152RC connected to the port P2.
  • a zero-order resonator, (B) the controller 300C; (C) A transmission line 100F having an input port 3 and an output port 4 is provided.
  • the right-hand / left-handed composite transmission line 100 and the reflecting elements 151R and 152R are formed in the same manner as in FIG.
  • the transmission line 100F is formed in close proximity to the right-hand / left-handed composite transmission line 100 so as to be electromagnetically coupled to the right-handed / left-handed composite transmission line 100.
  • the reflection impedance circuit 151RC includes a phase shifter 153 and a reflection element 151R connected between the port P1 and the port P3, and the reflection impedance circuit 152RC is provided between the port P2 and the port P4.
  • the phase shifter 154 and the reflective element 152R are connected.
  • the controller 300C has a predetermined complex number, preferably a pure imaginary number, in which the impedance of the reflective element 151R has substantially no real part, and the impedance of the reflective element 152R is substantially conjugate with the impedance of the reflective element 151R.
  • the band rejection filter device of FIG. 31 By changing the applied voltages to the phase shifters 153 and 154 in conjunction with each other so that the complex power, preferably a conjugate pure imaginary number, and the received power detected by the received power detector 200 are maximized, Change the amount of phase shift. Therefore, according to the band rejection filter device of FIG. 31, the band rejection frequency can be continuously changed to any frequency between the series resonance frequency and the parallel resonance frequency.
  • FIG. 33 shows a reflection coefficient S 11 and a transmission coefficient S 21 (simulation calculation values when the reactance B of the reflection impedance element 151R is set to 0, 50 [ ⁇ ] and + ⁇ in the band-pass filter device of FIG. ) Is a graph showing the frequency characteristics.
  • each structural parameter of the zero-order resonator is the same as the structural parameter used in the simulation of FIG.
  • the band rejection frequency is 2.7 GHz
  • reactance B is + ⁇ (both ends open)
  • the band rejection frequency is 2.35 GHz.
  • the reactance B was 50 [ ⁇ ]
  • the band rejection frequency was 2.45 GHz.
  • the tuning range of these band stop frequencies corresponds to the band gap region in the dispersion curve of FIG. In FIG. 31, since the transmission line 100F for feeding is installed in the vicinity of the zero-order resonator, both are coupled. As a result, in FIG. 33, the stop band is shifted to the lower frequency side than the band gap of FIG. It is thought that.
  • the reflection impedance circuits 151RC and 152RC instead of the reflection impedance circuits 151RC and 152RC, the reflection impedance circuits 151RA and 152RA in FIG. 28 or the reflection impedance circuits 151RB and 152RB in FIG. 29 may be used.
  • the right-hand / left-handed composite transmission line 100 is reversible, but may be irreversible.
  • the resonance frequency is continuously changed by changing the reactance B from 0 to + ⁇ continuously. Can be changed.
  • the band pass frequency represents a band pass width having a predetermined width centered on the center frequency of the pass band.
  • FIG. 34 is a plan view showing a configuration of an embodiment of a bandpass filter device using the zero-order resonator of FIG.
  • the bandpass filter device of FIG. (A) An unbalanced right / left-handed composite transmission line 100 having ports P1 and P2, a reflection impedance circuit 151RC connected to the port P1, and a reflection impedance circuit 152RC connected to the port P2.
  • the right / left-handed composite transmission line 100 and the reflecting elements 151R and 152R are formed in the same manner as in FIG. Further, the transmission lines 100Fa and 100Fb are formed in close proximity to the right-hand / left-handed composite transmission line 100 so as to be electromagnetically coupled to the right-handed / left-handed composite transmission line 100, respectively. Furthermore, the interval between the transmission line 100Fa and the transmission line 100Fb is set to be 0.1 mm.
  • the reflection impedance circuit 151RC includes a phase shifter 153 and a reflection element 151R connected between the port P1 and the port P3, and the reflection impedance circuit 152RC is provided between the port P2 and the port P4.
  • the phase shifter 154 and the reflective element 152R are connected.
  • the controller 300C has a predetermined complex number, preferably a pure imaginary number, in which the impedance of the reflective element 151R has substantially no real part, and the impedance of the reflective element 152R is substantially conjugate with the impedance of the reflective element 151R.
  • the bandpass filter device of FIG. 34 the bandpass filter device can be continuously changed to an arbitrary frequency between the series resonance frequency and the parallel resonance frequency.
  • FIG. 35 shows a reflection coefficient S 11 and a transmission coefficient S 21 (simulation calculation values when the reactance B of the reflection impedance element 151R is set to 0, 50 [ ⁇ ] and + ⁇ in the band-pass filter device of FIG. ) Is a graph showing the frequency characteristics.
  • each structural parameter of the zero-order resonator is the same as the structural parameter used in the simulation of FIG.
  • the bandpass frequency is 2.6 GHz.
  • the bandpass frequency is + ⁇ (both ends open)
  • the bandpass frequency is 2.3 GHz.
  • the reactance B was 50 [ ⁇ ]
  • the band pass frequency was 2.4 GHz.
  • the tuning range of these band-pass frequencies corresponds to the band gap region in the dispersion curve of FIG. 34.
  • the transmission lines 100Fa and 100Fb for feeding are installed in the vicinity of the zero-order resonator, they are coupled to each other.
  • the pass band is lower in frequency than the band gap region of FIG. It is thought that it shifted to the side.
  • FIG. 36 shows a specific configuration of the zero-order resonator of FIG. 7 when the number N of unit cells constituting the zero-order resonator is 10 and the nonreciprocal right / left handed composite transmission line 100 is provided.
  • FIG. 37 is a longitudinal sectional view crossing the line AA ′ of FIG. In the example shown in FIG. 36, the lengths of the reflection impedance elements 151R and 152R are each set to ⁇ g / 4.
  • the zero-order resonator of FIGS. 36 and 37 is a microstrip that is a right-hand / left-handed composite transmission line 100 as compared to the zero-order resonator when the reversible right-hand / left-handed composite transmission line 100 of FIG. 11 is used.
  • a ferrite square bar 90 having perpendicular magnetization M s induced by spontaneous magnetization or external magnetic field H 0 is inserted directly under the line.
  • the zero-order resonator (traveling wave resonator) of FIGS. 36 and 37 is the reversible right / left hand system of FIG.
  • the composite transmission line 100 operates in the same manner as the zero-order resonator, and the radiation direction faces the broadside direction. Further, when the reactance of the reflecting impedance elements 151R and 152R is continuously changed from 0 to + ⁇ so as to satisfy the above-described equation (5), the linearly polarized wave direction is rotated regardless of the radiation direction. Further, the phase distribution on the zero-order resonator has a slope determined by the irreversible magnitude of the line along the right-hand / left-handed composite transmission line 100.
  • irreversible size of right / left handed composite transmission line 100 by changing the direction and magnitude of the externally applied magnetic field H 0, it can be varied.
  • FIG. 37 is a diagram showing a radiation pattern (simulated calculation value) on the xz plane of the zero-order resonator of FIG. 36 when set and external magnetization H 0 is applied.
  • the line length l r1 of the finite length open termination line constituting the reflection impedance element 151R is set to ⁇ g / 4, and the line of the finite length open termination line constituting the reflection impedance element 152R.
  • the length l r2 is set to ⁇ g / 4.
  • the line length l r1 is set to 9 ⁇ g / 20, and the line length l r2 is set to ⁇ g / 20. Further, in FIG. 38C, the line length l r1 is set to ⁇ g / 2, and the line length l r2 is set to 0.
  • the beam radiation direction is the termination condition. It can be seen that there is substantially no influence.
  • FIG. 38A in which both ends are short-circuited, the series resonance of the series branch of the right-hand / left-handed composite transmission line 100 is dominant, so that the ⁇ -direction component E ⁇ of the electric field is dominant as the main polarization. It has become.
  • FIG. 38C in which both ends are open, the parallel resonance of the shunt branch is dominant, so that the ⁇ direction component E ⁇ of the electric field is dominant as the main polarization.
  • the ⁇ direction component E ⁇ and the ⁇ direction component E ⁇ of the electric field are substantially equal, and the main polarization direction is 45 degrees oblique to the main polarization direction in the case of FIGS. 38A and 38C. Facing the direction.
  • the linear polarization direction is continuously controlled independently of the scanning of the radiation beam. It becomes possible to do.
  • 39 is a circuit diagram and a plan view showing the current I center flowing in the series branch of the zero-order resonator and the current I stub flowing in the parallel branch of FIG. 7 (however, the number N of unit cells constituting the zero-order resonator is 10).
  • N the number of unit cells constituting the zero-order resonator is 10
  • V is the voltage across the parallel branch
  • Z stub is the impedance of the stub conductor 13
  • is the phase constant of the right / left handed composite transmission line 100. Therefore, when the reactance B has a positive value, the current I center and the current ⁇ I stub are in phase with each other. Further, when the reactance B changes, the current distribution on the right / left-handed composite transmission line 100 changes, and the ⁇ -direction component E ⁇ and the ⁇ -direction component E ⁇ of the electric field of the radiated wave remain in the same phase. That is, the ratio changes (while maintaining the state of linear polarization). For this reason, the direction of the main polarization of the radiation wave rotates around the normal line of the substrate 10 (the Z axis in FIG. 14).
  • FIG. 40 is a perspective view showing the configuration of an experimental apparatus for receiving radio waves radiated from the zero-order resonator of FIG. As shown in FIG. 40, an XYZ coordinate system is defined. In the experimental apparatus of FIG. 40, the zero-order resonator was placed on the turntable so that the zero-order resonator rotates around the Y axis. At this time, the rotation angle of the turntable corresponds to the radiation angle ⁇ .
  • the reactance B was set to 50 [ ⁇ ], and a predetermined test signal was output to the zero-order resonator and radiated from the zero-order resonator.
  • a horn antenna 500 is installed at a predetermined position 3 m from the origin O on the XY plane, and radio waves from the zero-order resonator are received.
  • the main polarization direction ⁇ H of the horn antenna 500 (the angle from the direction parallel to the short-circuit stub, that is, the Y axis) was set to 45 degrees or ⁇ 45 degrees.
  • the reactance B when the reactance B is set to 50 [ ⁇ ], the series resonance of the series branch and the parallel resonance of the parallel branch coexist to the same extent, and the magnetic field strength of the central strip conductor 12 Since the magnetic field strengths of the short-circuit stub conductor 13 and the short-circuit stub conductor 13 are approximately the same, the ⁇ -direction component E ⁇ and the ⁇ -direction component E ⁇ of the electric field of the radiated wave are approximately the same. For this reason, the main polarization direction is expected to be ⁇ 45 degrees.
  • the received power when the main polarization direction ⁇ H of the horn antenna 500 is ⁇ 45 degrees is larger than the received power when the main polarization direction ⁇ H is 45 degrees by about 5 dB.
  • FIG. 42 is a plan view showing the electric field E total when the reactance B of the reflection impedance element 151R is set to a value between 0 and + ⁇ in the zero-order resonator of FIG.
  • the direction of the electric field E total depends on the ratio of the ⁇ -direction component E ⁇ and the ⁇ -direction component E ⁇ of the electric field of the radiated wave.
  • the direction is between the direction parallel to the series branches and the direction parallel to the parallel branches. Therefore, for example, when the zero-order resonator according to the present invention is used in the receiving antenna device as shown in FIGS.
  • the received power is monitored while changing both-end conditions (reactance B) of the zero-order resonator. Then, it is only necessary to select both-end conditions when the reception power becomes maximum.
  • the main polarization direction of the antenna device substantially matches the polarization direction of the incoming wave.
  • the imaginary part of the first impedance when the reflection impedance element 151R is viewed from the port P1 and the imaginary part of the second impedance when the reflection impedance element 152R is viewed from the port P2 are different from each other.
  • the size of the imaginary part of the first impedance and the size of the imaginary part of the second impedance are substantially equal to each other.
  • the first impedance is a pure imaginary number (jB)
  • the second impedance is a pure imaginary number (-jB) conjugate with the first impedance. Therefore, according to the microwave resonator according to the present invention, it is possible to provide a novel zero-order resonator capable of realizing a double resonance state in which both are present in addition to the series resonance state and the parallel resonance state.
  • the unbalanced right / left-handed composite line 100 in which the series resonance frequency of the series branch and the parallel resonance frequency of the parallel branch are different is used, propagation is performed along the same line in a band between the two different frequencies. This is a prohibited zone where there is no mode to perform.
  • the electromagnetic field distribution on the same line shows an exponential shape along the line, a zero-order resonator whose resonance frequency does not depend on the line length can be realized.
  • the resonance frequency can be continuously changed between the series resonance frequency and the parallel resonance frequency.
  • the microwave signal radiated from the antenna device or the received microwave signal is changed by changing the reactance B of the reflection impedance element 151R.
  • the polarization direction can be changed.
  • a smaller planar antenna device can be realized as compared with the prior art. Therefore, the antenna device according to the present invention is useful for a portable device such as a cellular phone.
  • the unbalanced right / left-handed composite line 100 in which the series resonance frequency of the series branch and the parallel resonance frequency of the parallel branch are different from each other is provided. Since it is used, an arbitrary band pass frequency between the series resonance frequency and the parallel resonance frequency can be realized.
  • the band rejection filter device using the microwave resonator according to the present invention the unbalanced right / left handed composite line 100 in which the series resonance frequency of the series branch and the parallel resonance frequency of the parallel branch are different from each other is used. Therefore, an arbitrary band rejection frequency between the series resonance frequency and the parallel resonance frequency can be realized.
  • the unit cell UC 1, UC 2, ... does not depend on the number N of UC N. For this reason, even if it is a larger-scale antenna apparatus for realizing a larger gain, the main polarization direction can be easily changed only by adjusting the reactance B.
  • the first reflection impedance circuit connected to the first port of the microwave transmission line from the first port at a predetermined operating frequency. Is connected to the second port of the microwave transmission line and is operated from the first port to the second port at the operating frequency.
  • a second reflection impedance circuit that operates so that an impedance of the second reflection impedance circuit is a second impedance, and an imaginary part of the first impedance and an imaginary part of the second impedance; Are different from each other, and the size of the imaginary part of the first impedance and the size of the imaginary part of the second impedance are Substantially equal to each other and.
  • the antenna device is connected to the microwave resonator according to the present invention and the first reflection impedance circuit or the second reflection impedance circuit, and is received by the microwave resonator. Since the power supply circuit for outputting the microwave signal is provided, the direction of polarization of the received microwave signal is set so that the direction parallel to the series branch of the unit cells constituting the microwave transmission line is parallel to the parallel branch. It can be set in any direction between directions.
  • the first reflection impedance circuit includes first impedance changing means for changing the first impedance
  • the second reflection impedance circuit includes the above-described first impedance impedance circuit.
  • 2nd impedance change means to change 2nd impedance
  • the said antenna apparatus changes said 1st and 2nd so that the polarization direction of the microwave signal received by the said microwave resonator may be changed.
  • Control means for controlling the impedance changing means is further provided. Therefore, for example, the polarization direction can be changed so that the reception power of the received microwave signal is maximized.
  • the band-pass filter device includes the microwave resonator according to the present invention
  • the first reflection impedance circuit includes first impedance changing means for changing the first impedance
  • the second reflection impedance circuit includes second impedance changing means for changing the second impedance
  • the bandpass filter device is configured to change the bandpass frequency of the bandpass filter device.
  • Control means for controlling the first and second impedance changing means is further provided. Therefore, a bandpass filter device having an arbitrary bandpass filter frequency between the series resonance frequency and the parallel resonance frequency can be realized.
  • the band rejection filter device includes the microwave resonator according to the present invention, and the first reflection impedance circuit includes first impedance changing means for changing the first impedance, The second reflection impedance circuit includes second impedance changing means for changing the second impedance, and the band rejection filter device changes the band rejection frequency of the band rejection filter device. Control means for controlling each of the first and second impedance changing means is further provided. Therefore, a band rejection filter device having an arbitrary band rejection filter frequency between the series resonance frequency and the parallel resonance frequency can be realized.
  • the present invention is not limited to a transmission / reception antenna for information communication in the microwave region, and can be used as an antenna for wireless power transmission, for example.
  • Ferrite square bar 100: right / left-handed composite transmission line (CRLHTL), 100F, 100Fa, 100Fb ... transmission line
  • 200 Received power detector, 300, 300A, 300B, 300C ... controller, 151, 152 ... Terminal load, 151R, 152R ... impedance elements for reflection, 151RA, 151RB, 151RC, 152RA, 152RB, 152RC ... impedance circuit for reflection, 153, 154 ... phase shifter
  • 200 Received power detector, 300, 300A ... controller, 400 ... wireless receiver, P1, P2, P11, P12 ... ports, SW1, SW2, SW3 ... switch, UC 1 , UC 2 ,..., UC N ... Unit cell.

Abstract

 反射用インピーダンス素子(151R)は、右手/左手系複合伝送線路(100)のポート(P1)に接続され、所定の動作周波数において、ポート(P1)から反射用インピーダンス素子(151R)を見たインピーダンスが純虚数(jB)となるように動作する。反射用インピーダンス素子(152R)は、右手/左手系複合伝送線路(100)のポート(P2)に接続され、所定の動作周波数において、ポート(P2)から反射用インピーダンス素子(152R)を見たインピーダンスが-jBとなるように動作する。

Description

マイクロ波共振器
 本発明は、電磁波の伝搬を許したり、阻止させたりする機能を有するメタマテリアル(人工構造体装置)に関するものであり、構造体の実効誘電率が正、負、零のいずれかであり、一方で、実効透磁率が正、負、零のいずれかの値を取る右手/左手系複合メタマテリアルにてなるマイクロ波共振器と、当該マイクロ波共振器を用いたアンテナ装置と、当該マイクロ波共振器を用いた帯域通過フィルタ装置及び帯域阻止フィルタ装置とに関する。なお、本明細書において、マイクロ波とは、例えばUHF(Ultra High Frequency)バンドの周波数帯以上のマイクロ波、ミリ波、準ミリ波、テラヘルツ波をいう。
 メタマテリアル(Meta-material)とは、光を含む電磁波に対して、自然界の物質には無い振る舞いをする人工構造体のことであるが、特に、負の屈折率を持った物質を指して用いられる場合もある。
 従来から、メタマテリアルを用いて、右手/左手系複合メタマテリアルにてなるマイクロ波共振器が提案されている。ここで、「右手系」というのは、電磁波の電界ベクトル、磁界ベクトル、波数ベクトルが右手系をなす方向関係を有する電磁波の伝搬状態を指し、電磁波の伝送電力の方向(群速度の向き)と、位相面の流れの向き(位相速度の向き)が同方向となるフォワード波の伝搬状態を指す。この状態は、実効誘電率及び透磁率がともに正の値を持つ媒質及び構造体において可能となる。また、「左手系」というのは、電界ベクトル、磁界ベクトル、波数ベクトルが左手系をなす関係を有する電磁波の伝搬状態を指し、電磁波の伝送電力の方向と、位相面の流れの向きが反対となるバックワード波の伝搬状態を指す。この状態は、実効誘電率及び透磁率がともに負の値を持つ媒質及び構造体において可能となる。
 メタマテリアルの構成方法はいくつか提案されているが、代表例として、共振型メタマテリアルと伝送線路(非共振)型メタマテリアルの2つが挙げられる。前者の共振型メタマテリアルは、金属ストリップからなるスプリットリング共振器と細線の組合せに代表されるように、外部電磁界の磁界及び電界成分によって応答する磁気的及び電気的共振器の組合せからなる。この構造は、実効誘電率あるいは透磁率が反共振特性を示すので、共振周波数付近において損失の影響が非常に大きくなる。一方、後者の伝送線路型メタマテリアルは、一般的な電磁波の伝搬形態が伝送線路モデルで記述できることを用いて構造体が構成されており、フォワード波伝搬を許す従来の一次元右手系メタマテリアル構造は、直列枝に誘導性素子が、並列枝(以下、シャント枝ともいう。)に容量性素子が挿入された梯子型構造を取るのに対して、一次元左手系メタマテリアル構造は、実効誘電率及び透磁率の値を負にするために、直列枝に容量性素子が、並列枝に誘導性素子が挿入された構造となる。この伝送線路型メタマテリアルの多くは、実効誘電率及び透磁率において反共振特性を示さないため、上記の共振型に比べて低損失となる特長がある。伝送線路型メタマテリアルにおいては、動作周波数帯域により、右手系メタマテリアル、左手系メタマテリアル、誘電率あるいは透磁率のどちらか一方が負で他方が正となるシングルネガティブメタマテリアル、実効誘電率あるいは透磁率が零のメタマテリアルとして動作することから、右手/左手系複合メタマテリアルと呼ばれる。
 右手/左手系複合メタマテリアルの実効誘電率及び透磁率がゼロの値を取る周波数は、一般に異なる。その場合、隣接する誘電率がゼロの周波数と透磁率がゼロとなる周波数の間の帯域は、誘電率あるいは透磁率のどちらか一方のみが負で、他方が正の値を取る。このとき電磁波の伝搬条件を満たさず、禁止帯が形成される。この禁止帯の下側の帯域では、誘電率及び透磁率がともに負であるので左手系メタマテリアルとして、上側の帯域ではともに正の値となり右手系メタマテリアルとして動作する。誘電率と透磁率がゼロとなる周波数が一致する場合、禁止帯(バンド・ギャップ)が形成されず、左手系伝送帯域と右手系伝送帯域が連続的に接続される。このようなメタマテリアルを平衡型右手/左手系複合メタマテリアルといい、そうでないものを非平衡型右手/左手系複合メタマテリアルと呼ぶ。平衡型右手/左手系複合メタマテリアルは、禁止帯を生じないばかりでなく、位相定数が0となる周波数においても、群速度がゼロとならず、効率良い電力伝送が可能という特長を持つ。
 零次共振器に関する最初の報告は、特許文献1、2及び非特許文献1によってなされた。これは、複数の単位セルよりなる有限長の右手/左手系複合伝送線路の両端に対して、開放もしくは短絡終端を設置することにより構成される。共振器の特長としては、
(i)線路長に関係なく、単位セルの構造パラメータのみによって決まる共振周波数で共振すること、
(ii)共振時には、共振器内の電磁界分布の振幅及び位相が一様となることが挙げられる。
 零次共振器の共振周波数は、右手/左手系複合伝送線路の伝搬特性を与える分散ダイアグラム(動作周波数と伝搬定数(以下、位相定数ともいう。)の関係)において、位相定数がゼロ(実効誘電率がゼロもしくは実効透磁率がゼロ)となる周波数に対応する。
 右手/左手系複合伝送線路の両端がともに開放終端であるか、短絡終端であるかのどちらかの場合に、共振周波数が線路長に関係しないような共振条件を得ることができる。両端がともに開放終端である場合、零次共振器を構成する線路の実効誘電率がゼロに対応する周波数において共振する。一方、両端が短絡の場合、実効透磁率がゼロに対応する周波数において共振する。従って、非平衡型右手/左手系複合伝送線路を用いた場合、両端を開放する場合と短絡する場合とで、零次共振器の動作周波数が異なるというのが従来の共振器の設計方法であった。
 零次共振器内の電磁界分布は、振幅及び位相が一様となるため、大きな単位セル数からなる右手/左手系複合伝送線路をアンテナに応用することにより、高指向性及び高利得のアンテナを構成することが可能となる。また、零次共振器をアンテナ素子に応用した報告も既にいくつかなされている(例えば、非特許文献2及び3参照。)。
 しかしながら、上記の実効誘電率がゼロとなる周波数と、実効透磁率がゼロとなる周波数とが異なる非平衡型右手/左手系複合伝送線路を用いて構成された零次共振器においては、もともと同線路の伝搬特性を表す分散曲線において、位相定数がゼロとなる周波数では、群速度もゼロとなってしまう。このため、共振器を構成する単位セル数が大きくなる(共振器のサイズが大きくなる)と、共振器に沿って信号が伝搬できないため共振動作が得られないという問題があった。実際、これまで提案された非平衡型右手/左手系複合伝送線路を用いた零次共振器の多くは、比較的少ない単位セル数で構成されており、アンテナサイズの大型化の際に不向きである。以上のことから、位相定数が0の場合においても群速度が0でない線路を構成する必要があり、平衡型右手/左手系複合伝送線路を用いる必要がある。
 零次共振器のサイズを大きくし、アンテナ素子として用いることにより、指向性アンテナ設計、利得の改善を図る報告が既にある(例えば、非特許文献4、5及び6参照。)。非特許文献4及び5の報告では、いずれもマイクロストリップ線路の直列枝にコンデンサを、並列枝に短絡スタブを誘導性素子として周期的に挿入した右手/左手系複合伝送線路からなる一次元零次共振器を採用している。また、単位セル数の多いアンテナにおける指向性、放射利得の改善については、数値計算結果のみの報告にとどまっている。一方、非特許文献6には、誘電体共振器と平行平板線路との組合せからなる右手/左手系複合メタマテリアル構造により構成された2次元零次共振器を、指向性アンテナ素子として応用することが記載されている。
 さらに、アンテナ以外の応用例として、フィルタ、電力分配器、発振器などが挙げられ、報告例もいくつかなされている(例えば、非特許文献7参照。)。
米国特許第7391288号明細書。 米国特許第7330090号明細書。
A. Sanada et al., "Novel zeroth-order resonance in composite right/left-handed transmission line resonators", in Proceedings of Asia-Pacific Microwave Conference 2003, pp.1588-1591, November 2003. A. Lai et al., "Infinite wavelength resonant antennas with monopolar radiation pattern based on periodic structures", IEEE Transactions on Antennas and Propagations, Vol. 55, No. 3, pp.868-876, March 2007. J.-G. Lee et al., "Zeroth order resonance loop antenna", IEEE Transactions on Antennas and Propagation, Vol. 55, No. 3, pp.994-997, March 2007. A. Rennings et al., "MIM CRLH series mode zeroth order resonant antenna (ZORA) implemented in LTCC technology", in Proceedings of Asia-Pacific Microwave Conference 2007, pp.191-194, December 2007. C. Caloz et al., "CRLH metamaterial leaky-wave and resonant antennas", IEEE Antennas and Propagation Magazine, Vol. 50, No. 5, pp.25-39, October 2008. T. Yoshida et al., "Radiation characteristics of zeroth-order resonators composed of 2-D dielectric-based composite right/left handed metamaterial structures", in Proceedings of 39th European Microwave Conference 2009, pp. 205-208, September 2009. A. Lai et al., "A novel N-port series divider using infinite wavelength phenomena", Microwave Symposium Digest, 2005 IEEE MTT-S International, June 2005.
 従来技術に係る零次共振器は、当該零次共振器を構成する有限長伝送線路の両端を短絡することによる直列枝における直列共振、又は、両端を開放することによる並列枝における並列共振のいずれかの場合に相当していた。従って、これまでに、直列共振及び並列共振が混在した二重共振の状態にある零次共振器は、未だ報告されていない。
 本発明の目的は以上の問題点を解決し、直列共振及び並列共振が混在した二重共振の状態にある零次共振器を実現できるマイクロ波共振器、並びに当該マイクロ波共振器を用いたアンテナ装置、帯域通過フィルタ装置及び帯域阻止フィルタ装置を提供することにある。
 第1の発明に係るマイクロ波共振器は、容量性素子を等価的に含む直列枝の回路と、誘導性素子を等価的に含む並列枝の回路と、少なくとも1つの伝送線路部分とを有する少なくとも1つの単位セルを、第1と第2のポートの間で縦続接続して構成されたマイクロ波伝送線路を備えたマイクロ波共振器であって、
 上記マイクロ波伝送線路の各単位セルは、上記マイクロ波伝送線路に入力されるマイクロ波信号の動作周波数と、上記マイクロ波伝送線路の位相定数との関係を示す分散曲線において上記マイクロ波伝送線路が所定の位相定数を有するように回路構成され、
 上記マイクロ波伝送線路は第1のポートと第2のポートとを有し、
 上記マイクロ波共振器は、
 上記マイクロ波伝送線路の第1のポートに接続され、所定の動作周波数において、上記第1のポートから第1の反射用インピーダンス回路を見たインピーダンスが第1のインピーダンスとなるように動作する第1の反射用インピーダンス回路と、
 上記マイクロ波伝送線路の第2のポートに接続され、上記動作周波数において、上記第1のポートから第2の反射用インピーダンス回路を見たインピーダンスが第2のインピーダンスとなるように動作する第2の反射用インピーダンス回路とを備え、
 上記第1のインピーダンスの虚部と上記第2のインピーダンスの虚部とは互いに異符号であり、かつ上記第1のインピーダンスの虚部の大きさと上記第2のインピーダンスの虚部の大きさとは実質的に互いに等しいことを特徴とする。
 上記マイクロ波共振器において、上記第1のインピーダンスは所定の純虚数であり、
 上記第2のインピーダンスは、上記第1のインピーダンスと共役である純虚数であることを特徴とする。
 また、上記マイクロ波伝送線路において、上記容量性素子は当該伝送線路を伝搬する電磁波モードの実効透磁率が負であるマイクロ波素子であり、上記誘導性素子は当該伝送線路を伝搬する電磁波モードの実効誘電率が負であるマイクロ波素子であることを特徴とする。
 さらに、上記マイクロ波伝送線路において、上記マイクロ波伝送線路は、
 裏面に接地導体を有する誘電体基板と、
 上記誘電体基板上に形成されたマイクロストリップ線路と、
 上記マイクロストリップ線路を複数の線路部に分断し、上記分断された複数の線路部のうちの互いに隣接する各線路部を接続する複数のキャパシタと、
 上記各線路部をそれぞれ接地導体に接続する複数の誘導性スタブ導体とを備えたことを特徴とする。
 第2の発明に係るアンテナ装置は、上記マイクロ波共振器を用いたアンテナ装置であって、
 上記第1の反射用インピーダンス回路又は上記第2の反射用インピーダンス回路に接続され、上記マイクロ波共振器によって受信されたマイクロ波信号を出力する給電回路をさらに備えたことを特徴とする。
 上記アンテナ装置において、上記第1の反射用インピーダンス回路は、上記第1のインピーダンスを変化させる第1のインピーダンス変化手段を備え、
 上記第2の反射用インピーダンス回路は、上記第2のインピーダンスを変化させる第2のインピーダンス変化手段を備え、
 上記アンテナ装置は、
 上記マイクロ波共振器によって受信されるマイクロ波信号の偏波方向を変化させるように、上記第1及び第2のインピーダンス変化手段をそれぞれ制御する制御手段をさらに備えたことを特徴とする。
 また、上記アンテナ装置は、
 上記給電回路から出力されたマイクロ波信号の受信電力を検出する受信電力検出手段をさらに備え、
 上記制御手段は、上記検出された受信電力に基づいて、上記受信電力が最大になるように上記マイクロ波共振器によって受信されるマイクロ波信号の偏波方向を変化させることを特徴とする。
 さらに、上記アンテナ装置において、上記第1及び第2のインピーダンスは離散的に変化することを特徴とする。
 またさらに、上記アンテナ装置において、上記第1及び第2のインピーダンスは連続的に変化することを特徴とする。
 またさらに、上記アンテナ装置において、上記第1及び第2の反射用インピーダンス回路はそれぞれ、可変容量ダイオード及びインダクタを含むことを特徴とする。
 また、上記アンテナ装置において、上記第1及び第2の反射用インピーダンス回路のそれぞれは、移相器及び伝送線路を含むことを特徴とする。
 第3の発明に係る帯域通過フィルタ装置は、上記マイクロ波共振器を備えた帯域通過フィルタ装置であって、
 上記マイクロ波伝送線路は非平衡型マイクロ波伝送線路であり、
 上記第1の反射用インピーダンス回路は、上記第1のインピーダンスを変化させる第1のインピーダンス変化手段を備え、
 上記第2の反射用インピーダンス回路は、上記第2のインピーダンスを変化させる第2のインピーダンス変化手段を備え、
 上記帯域通過フィルタ装置は、
 当該帯域通過フィルタ装置の帯域通過周波数を変化させるように、上記第1及び第2のインピーダンス変化手段をそれぞれ制御する制御手段をさらに備えたことを特徴とする。
 第4の発明に係る帯域阻止フィルタ装置は、上記マイクロ波共振器を備えた帯域阻止フィルタ装置であって、
 上記マイクロ波伝送線路は非平衡型マイクロ波伝送線路であり、
 上記第1の反射用インピーダンス回路は、上記第1のインピーダンスを変化させる第1のインピーダンス変化手段を備え、
 上記第2の反射用インピーダンス回路は、上記第2のインピーダンスを変化させる第2のインピーダンス変化手段を備え、
 上記帯域阻止フィルタ装置は、
 当該帯域阻止フィルタ装置の帯域阻止周波数を変化させるように、上記第1及び第2のインピーダンス変化手段をそれぞれ制御する制御手段をさらに備えたことを特徴とする。
 本発明に係るマイクロ波共振器によれば、マイクロ波伝送線路の第1のポートに接続され、所定の動作周波数において、上記第1のポートから第1の反射用インピーダンス回路を見たインピーダンスが第1のインピーダンスとなるように動作する第1の反射用インピーダンス回路と、上記マイクロ波伝送線路の第2のポートに接続され、上記動作周波数において、上記第1のポートから第2の反射用インピーダンス回路を見たインピーダンスが第2のインピーダンスとなるように動作する第2の反射用インピーダンス回路とを備え、上記第1のインピーダンスの虚部と上記第2のインピーダンスの虚部とは互いに異符号であり、かつ上記第1のインピーダンスの虚部の大きさと上記第2のインピーダンスの虚部の大きさとは実質的に互いに等しい。従って、マイクロ波伝送線路を構成する単位セルの直列枝の直列共振のみが支配的な状態と、並列枝の並列共振のみが支配的な状態との間の、直列共振と並列共振とが混在した二重共振の状態にある零次共振器を実現できる。
 また、本発明に係るアンテナ装置によれば、本発明に係るマイクロ波共振器と、上記第1の反射用インピーダンス回路又は上記第2の反射用インピーダンス回路に接続され、上記マイクロ波共振器によって受信されたマイクロ波信号を出力する給電回路を備えたので、受信するマイクロ波信号の偏波の向きを、マイクロ波伝送線路を構成する単位セルの直列枝に平行な方向と、並列枝に平行な方向との間の任意の方向に設定できる。
 さらに、本発明に係るアンテナ装置によれば、上記第1の反射用インピーダンス回路は、上記第1のインピーダンスを変化させる第1のインピーダンス変化手段を備え、上記第2の反射用インピーダンス回路は、上記第2のインピーダンスを変化させる第2のインピーダンス変化手段を備え、上記アンテナ装置は、上記マイクロ波共振器によって受信されるマイクロ波信号の偏波方向を変化させるように、上記第1及び第2のインピーダンス変化手段をそれぞれ制御する制御手段をさらに備える。従って、例えば、受信されるマイクロ波信号の受信電力が最大になるように偏波の向きを変化させることができる。
 またさらに、本発明に係る帯域通過フィルタ装置は本発明に係るマイクロ波共振器を備え、上記第1の反射用インピーダンス回路は、上記第1のインピーダンスを変化させる第1のインピーダンス変化手段を備え、上記第2の反射用インピーダンス回路は、上記第2のインピーダンスを変化させる第2のインピーダンス変化手段を備え、上記帯域通過フィルタ装置は、当該帯域通過フィルタ装置の帯域通過周波数を変化させるように、上記第1及び第2のインピーダンス変化手段をそれぞれ制御する制御手段をさらに備える。従って、直列共振周波数と並列共振周波数との間の任意の帯域通過フィルタ周波数を有する帯域通過フィルタ装置を実現できる。
 また、本発明に係る帯域阻止フィルタ装置は本発明に係るマイクロ波共振器を備え、上記第1の反射用インピーダンス回路は、上記第1のインピーダンスを変化させる第1のインピーダンス変化手段を備え、上記第2の反射用インピーダンス回路は、上記第2のインピーダンスを変化させる第2のインピーダンス変化手段を備え、上記帯域阻止フィルタ装置は、当該帯域阻止フィルタ装置の帯域阻止周波数を変化させるように、上記第1及び第2のインピーダンス変化手段をそれぞれ制御する制御手段をさらに備える。従って、直列共振周波数と並列共振周波数との間の任意の帯域阻止フィルタ周波数を有する帯域阻止フィルタ装置を実現できる。
基本的な右手/左手系複合伝送線路100を用いた従来技術に係る伝送線路型マイクロ波共振器の等価回路モデルを示す回路図である。 図1の単位セルUC(n=1,2,…,N)を簡略化して表した、従来技術に係る伝送線路型マイクロ波共振器の等価回路モデルを示す回路図である。 対称T型構造を有する図1の単位セルUCの一例を示す回路図である。 対称π構造を有する図1の単位セルUCの一例を示す回路図である。 従来技術に係る可逆右手/左手系複合伝送線路において非平衡状態の場合における分散曲線(規格化位相定数βp/πに対する角周波数ωの特性)を示すグラフである。 従来技術に係る可逆右手/左手系複合伝送線路において平衡状態の場合における分散曲線(規格化位相定数βp/πに対する角周波数ωの特性)を示すグラフである。 本発明の実施形態に係る伝送線路型マイクロ波共振器である零次共振器の等価回路モデルを示す回路図である。 図7の右手/左手系複合伝送線路100のポートP1を、インピーダンスjBを有する反射用インピーダンス素子151Rで終端したときの、単位セルUCのポートP12から見た入力インピーダンスZin,1を示すブロック図である。 図7の右手/左手系複合伝送線路100のポートP1を、インピーダンスjBを有する反射用インピーダンス素子151Rで終端したときの、単位セルUCのポートP12から見た入力インピーダンスZin,nを示すブロック図である。 図7の反射用インピーダンス素子151R及び152Rを備えた集中定数回路の閉ループ回路を示すブロック図である。 零次共振器を構成する単位セルの数Nが10あり、かつ可逆な右手/左手系複合伝送線路100を備えたときの、図7の零次共振器の具体的な構成を示す平面図である。 図11のA-A’ラインを横切る縦断面図である。 図11のB-B’ラインを横切る縦断面図である。 放射角θ及びφの定義を示す図11の零次共振器の斜視図である。 可逆かつ平衡型の右手/左手系複合伝送線路100を用いる場合において、図11の零次共振器の構造パラメータLa,Lb,Lc,Ld,Le,Lf,Lg,Cを示す平面図である。 可逆かつ平衡型の右手/左手系複合伝送線路100を用いる場合において、図11の零次共振器を構成する平衡型右手/左手系複合伝送線路100の分散曲線(規格化位相定数βp/πに対する角周波数ωの特性)を示すグラフである。 可逆かつ平衡型の右手/左手系複合伝送線路100を用いる場合において、反射用インピーダンス素子151RのリアクタンスBを、0、50[Ω]及び+∞に設定したときの図11の零次共振器の反射係数S11(シミュレーション計算値)の周波数特性を示すグラフである。 可逆かつ平衡型の右手/左手系複合伝送線路100を用いる場合において、反射用インピーダンス素子151RのリアクタンスBを0に設定したときの図11の零次共振器の磁界強度の分布(シミュレーション計算値)を示す平面図である。 可逆かつ平衡型の右手/左手系複合伝送線路100を用いる場合において、反射用インピーダンス素子151RのリアクタンスBを50[Ω]に設定したときの図11の零次共振器の磁界強度の分布(シミュレーション計算値)を示す平面図である。 可逆かつ平衡型の右手/左手系複合伝送線路100を用いる場合において、反射用インピーダンス素子151RのリアクタンスBを+∞に設定したときの図11の零次共振器の磁界強度の分布(シミュレーション計算値)を示す平面図である。 可逆かつ平衡型の右手/左手系複合伝送線路100を用いる場合において、反射用インピーダンス素子151RのリアクタンスBを0に設定したときの図11の零次共振器のx-z面上の放射パターン(シミュレーション計算値)を示す図である。 可逆かつ平衡型の右手/左手系複合伝送線路100を用いる場合において、反射用インピーダンス素子151RのリアクタンスBを50[Ω]に設定したときの図11の零次共振器のx-z面上の放射パターン(シミュレーション計算値)を示す図である。 可逆かつ平衡型の右手/左手系複合伝送線路100を用いる場合において、反射用インピーダンス素子151RのリアクタンスBを+∞に設定したときの図11の零次共振器のx-z面上の放射パターン(シミュレーション計算値)を示す図である。 可逆かつ平衡型の右手/左手系複合伝送線路100を用いる場合において、反射用インピーダンス素子151RのリアクタンスBを0に設定したときの図11の零次共振器の反射係数S11(実験測定値及びシミュレーション計算値)の周波数特性を示すグラフである。 可逆かつ平衡型の右手/左手系複合伝送線路100を用いる場合において、反射用インピーダンス素子151RのリアクタンスBを50[Ω]に設定したときの図11の零次共振器の反射係数S11(実験測定値及びシミュレーション計算値)の周波数特性を示すグラフである。 可逆かつ平衡型の右手/左手系複合伝送線路100を用いる場合において、反射用インピーダンス素子151RのリアクタンスBを+∞に設定したときの図11の零次共振器の反射係数S11(実験測定値及びシミュレーション計算値)の周波数特性を示すグラフである。 可逆かつ平衡型の右手/左手系複合伝送線路100を用いる場合において、反射用インピーダンス素子151RのリアクタンスBを0に設定したときの図11の零次共振器の近傍磁界強度分布(実験測定値)を示す平面図である。 可逆かつ平衡型の右手/左手系複合伝送線路100を用いる場合において、反射用インピーダンス素子151RのリアクタンスBを50[Ω]に設定したときの図11の零次共振器の近傍磁界強度分布(実験測定値)を示す平面図である。 可逆かつ平衡型の右手/左手系複合伝送線路100を用いる場合において、反射用インピーダンス素子151RのリアクタンスBを+∞に設定したときの図11の零次共振器の近傍磁界強度分布(実験測定値)を示す平面図である。 可逆かつ平衡型の右手/左手系複合伝送線路100を用いる場合において、反射用インピーダンス素子151RのリアクタンスBを0に設定したときの図11の零次共振器のx-z面(φ=0の場合)上の放射パターン(実験測定値及びシミュレーション計算値)を示す図である。 可逆かつ平衡型の右手/左手系複合伝送線路100を用いる場合において、反射用インピーダンス素子151RのリアクタンスBを50[Ω]に設定したときの図11の零次共振器のx-z面(φ=0の場合)上の放射パターン(実験測定値及びシミュレーション計算値)を示す図である。 可逆かつ平衡型の右手/左手系複合伝送線路100を用いる場合において、反射用インピーダンス素子151RのリアクタンスBを+∞に設定したときの図11の零次共振器のx-z面(φ=0の場合)上の放射パターン(実験測定値及びシミュレーション計算値)を示す図である。 可逆かつ非平衡型の右手/左手系複合伝送線路100を用いる場合において、図11の零次共振器の構造パラメータLa,Lb,Lc,Ld,Le,Lf,Lga,Cを示す平面図である。 可逆かつ非平衡型の右手/左手系複合伝送線路100を用いる場合における図11の零次共振器を構成する非平衡型右手/左手系複合伝送線路100の分散曲線(規格化位相定数βp/πに対する角周波数ωの特性)を示すグラフである。 可逆かつ非平衡型の右手/左手系複合伝送線路100を用いる場合において、反射用インピーダンス素子151RのリアクタンスBを、0、50[Ω]及び+∞に設定したときの図11の零次共振器の反射係数S11(シミュレーション計算値)の周波数特性を示すグラフである。 可逆かつ非平衡型の右手/左手系複合伝送線路100を用いる場合において、反射用インピーダンス素子151RのリアクタンスBを0に設定したときの図11の零次共振器の磁界強度の分布(シミュレーション計算値)を示す平面図である。 可逆かつ非平衡型の右手/左手系複合伝送線路100を用いる場合において、反射用インピーダンス素子151RのリアクタンスBを50[Ω]に設定したときの図11の零次共振器の磁界強度の分布(シミュレーション計算値)を示す平面図である。 可逆かつ非平衡型の右手/左手系複合伝送線路100を用いる場合において、反射用インピーダンス素子151RのリアクタンスBを+∞に設定したときの図11の零次共振器の磁界強度の分布(シミュレーション計算値)を示す平面図である。 図26Aに比較して、単位セルの数を30に変更したときの図11の零次共振器の磁界強度の分布(シミュレーション計算値)を示す平面図である。 図26Bに比較して、単位セルの数を30に変更したときの図11の零次共振器の磁界強度の分布(シミュレーション計算値)を示す平面図である。 図26Cに比較して、単位セルの数を30に変更したときの図11の零次共振器の磁界強度の分布(シミュレーション計算値)を示す平面図である。 図7の零次共振器を用いたアンテナ装置の第1の実施例の構成を示すブロック図である。 図7の零次共振器を用いたアンテナ装置の第2の実施例の構成を示すブロック図である。 図7の零次共振器を用いたアンテナ装置の第3の実施例の構成を示すブロック図である。 図7の零次共振器を用いた帯域阻止フィルタ装置の実施例の構成を示すブロック図である。 図31の帯域阻止フィルタ装置の構成を示す平面図である。 図31の帯域阻止フィルタ装置において、反射用インピーダンス素子151RのリアクタンスBを、0、50[Ω]及び+∞に設定したときの反射係数S11及び透過係数S21(シミュレーション計算値)の周波数特性を示すグラフである。 図7の零次共振器を用いた帯域通過フィルタ装置の実施例の構成を示す平面図である。 図34の帯域通過フィルタ装置において、反射用インピーダンス素子151RのリアクタンスBを、0、50[Ω]及び+∞に設定したときの反射係数S11及び透過係数S21(シミュレーション計算値)の周波数特性を示すグラフである。 零次共振器を構成する単位セルの数Nが10あり、かつ非可逆な右手/左手系複合伝送線路100を備えたときの、図7の零次共振器の具体的な構成を示す斜視図である。 図36のA-A’ラインを横切る縦断面図である。 非可逆かつ平衡型の右手/左手系複合伝送線路100を用いる場合において、反射用インピーダンス素子151RのリアクタンスBを0に設定し、外部磁化Hを印加したときの図36の零次共振器のx-z面上の放射パターン(シミュレーション計算値)を示す図である。 非可逆かつ平衡型の右手/左手系複合伝送線路100を用いる場合において、反射用インピーダンス素子151RのリアクタンスBを50[Ω]に設定し、外部磁化Hを印加したときの図36の零次共振器のx-z面上の放射パターン(シミュレーション計算値)を示す図である。 非可逆かつ平衡型の右手/左手系複合伝送線路100を用いる場合において、反射用インピーダンス素子151RのリアクタンスBを+∞に設定し、外部磁化Hを印加したときの図36の零次共振器のx-z面上の放射パターン(シミュレーション計算値)を示す図である。 図7の零次共振器の直列枝に流れる電流Icenter及び並列枝に流れる電流Istubを示す回路図及び平面図(ただし、零次共振器を構成する単位セルの数Nは10である。)である。 図11の零次共振器から放射された電波をホーンアンテナ500を用いて受信するための実験装置の構成を示す斜視図である。 図40のホーンアンテナ500の主偏波方向θを45度に設定したときの放射パターンの実験測定値及び主偏波方向θを-45度に設定したときの放射パターンの実験測定値を示す図である。 図11の零次共振器において反射用インピーダンス素子151RのリアクタンスBを0と+∞との間の値に設定したときの電界Etotalを示す平面図である。
 以下、本発明に係る実施形態について図面を参照して説明する。なお、以下の各実施形態において、同様の構成要素については同一の符号を付している。
 また、本明細書において、数式がイメージ入力された墨付き括弧の数番号と、数式が文字入力された大括弧の数式番号とを混在して用いており、また、当該明細書での一連の数式番号として「式(1)」の形式を用いて数式番号を式の最後部に付与して(付与していない数式も存在する)用いることとする。
1.右手/左手系複合伝送線路100の基本構成.
 始めに、図1乃至図6を参照して、本発明の実施形態に係る伝送線路型マイクロ波共振器において用いる右手/左手系複合伝送線路100の基本構成を説明する。図1は、基本的な右手/左手系複合伝送線路100を用いた従来技術に係る伝送線路型マイクロ波共振器の等価回路モデルを示す回路図であり、図2は、図1の単位セルUC(n=1,2,…,N)を簡略化して表した、従来技術に係る伝送線路型マイクロ波共振器の等価回路モデルを示す回路図である。図1の伝送線路型マイクロ波共振器は、有限の長さを有する右手/左手系複合伝送線路100と、右手/左手系複合伝送線路100の両端に伝送信号を反射するようにそれぞれ接続された終端負荷151及び152とを備えて構成される。さらに、右手/左手系複合伝送線路100の構成は、伝送信号の波長に比べて充分小さなサイズを有する複数N個の単位セルUC,UC,…,UCを縦続接続した梯子型伝送線路構成である。ここで、図1及び図2に示すように、単位セルUCは2端子対網の微小構成要素である。
 さらに、図1に示すように、単位セルUCは、右手/左手系複合伝送線路100を構成する伝送線路部分61の直列枝にキャパシタンスCを有する容量性素子及びインダクタンスLを有する誘導性素子を備えた直接共振回路が等価的に挿入され、並列枝にキャパシタンスCを有する容量性素子及びインダクタンスLを有する誘導性素子を備えた並列共振回路が等価的に挿入された構成を有する。ここで、インダクタンスLを有する誘導性素子及びキャパシタンスCを有する容量性素子は、右手系伝送線路が本来備えているもしくは挿入される直列枝の誘導性素子及び並列枝の容量性素子に対応する。一方、キャパシタンスCを有する容量性素子は、右手/左手系複合伝送線路100を伝搬する電磁波モードの実効透磁率が負となるよう直列枝に挿入された容量性素子(マイクロ波素子)に対応し、インダクタンスLを有する誘導性素子は、右手/左手系複合伝送線路100を伝搬する電磁波モードの実効誘電率が負となるよう並列枝に挿入された誘導性素子(マイクロ波素子)に対応する。
 なお、上述した梯子形伝送線路構成として対象となる回路又は装置は、ストリップ線路、マイクロストリップ線路、スロット線路、コプレーナ線路、平行平板線路などマイクロ波、ミリ波、準ミリ波、テラヘルツ波において用いられるプリント基板回路、導波管、誘電体線路だけでなく、プラズモン、ポラリトン、マグノン等を含む導波モードあるいは減衰モードを支える構成全般、あるいはそれらの組み合わせ、さらに等価回路として記述可能な自由空間など全てが含まれる。
 また、キャパシタンスCを有する容量性素子としては、電気回路でよく用いられるコンデンサ、マイクロ波、ミリ波回路などで用いられる分布定数型容量素子だけでなく、等価的には、伝送線路中を伝搬する電磁波モードの実効透磁率が負の値を持つような回路又は回路素子であってもよい。負の実効透磁率を示す具体的な例としては、金属からなるスプリットリング共振器、スパイラル構成などの磁気的共振器を少なくとも1つ含む空間的配置、あるいは磁気的共振状態にある誘電体共振器の空間的配置、あるいはフェライト基板マイクロストリップ線路に沿って伝搬するエッジモードのように、負の実効透磁率を持つ導波モードもしくは減衰モードで動作するマイクロ波回路全てを、等価回路として直列枝の回路が容量性素子として支配的に動作する線路として記述されることから用いることが可能である。さらに、キャパシタンスCを有する容量性素子としては、上記以外に、容量性素子と誘導性素子の直列接続、並列接続あるいはそれらの組み合わせであってもよい。挿入されるべき部分の素子又は回路が全体として容量性を示すものであってもよい。
 さらに、インダクタンスLを有する誘導性素子として、電気回路で用いられるコイルなどの集中定数型素子や、マイクロ波、ミリ波回路などで用いられる短絡スタブなどの分布定数型誘導性素子だけでなく、伝送線路中を伝搬する電磁波モードの実効誘電率が負の値を持つ回路又は素子を用いることができる。具体的には、金属細線、金属球などの電気的共振器を少なくとも1つ含む空間的配置、あるいは金属だけでなく電気的共振状態にある誘電体共振器の空間的配置、あるいはTEモードが遮断領域にある導波管、平行平板線路など、負の実効誘電率を持つ導波モードもしくは減衰モードで動作するマイクロ波回路全てを、等価回路として並列枝が誘導性素子として支配的に動作する伝送線路として記述されることから用いることができる。また、インダクタンスLを有する誘導性素子としては、上記以外に、容量性素子と誘導性素子の直列接続、並列接続あるいはそれらの組み合わせであってもよい。挿入されるべき部分が全体として誘導性を示す回路又は素子であってもよい。
 図3は、対称T型構造を有する図1の単位セルUCの一例を示す回路図であり、図4は、対称π構造を有する図1の単位セルUCの一例を示す回路図である。図3及び図4において、パラメータZseは、伝送線路部分61の直列枝のインピーダンスを表し、パラメータYshは並列枝のアドミタンスを表し、それぞれ、次式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 ここで、ωseは直列枝の直列共振角周波数であり、次式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
 また、ωshは並列枝の並列共振角周波数であり、次式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
 以下では原則として、単位セルUCの線路長(つまり、周期長さ)pが波長に比べて十分小さい場合を仮定しているので、T型、π型あるいはL型の場合であっても、本質的に同様の結果が得られる一方で、波長に対する単位セルUCの線路長pがここで述べる基本的動作を制約しないことを強調しておく。
 また、以下、順方向の位相定数βと逆方向の位相定数βとが同一の値βである可逆位相特性を有する右手/左手系複合伝送線路100を可逆右手/左手系複合伝送線路又は相反右手/左手系複合伝送線路といい、順方向の位相定数βと逆方向の位相定数βとが互いに異なる非可逆位相特性を有する右手/左手系複合伝送線路100を非可逆右手/左手系複合伝送線路又は非相反右手/左手系複合伝送線路という。
 図1及び図2に示すような、複数の単位セルUCを縦続接続した周期構造を有する右手/左手系複合伝送線路100の伝搬特性は、動作周波数と伝搬電磁波の位相定数との間を関係づける分散曲線として求められる。図5は、従来技術に係る可逆右手/左手系複合伝送線路において非平衡状態の場合における分散曲線(規格化位相定数βp/πに対する角周波数ωの特性)を示すグラフであり、図6は、従来技術に係る可逆右手/左手系複合伝送線路において平衡状態の場合における分散曲線(規格化位相定数βp/πに対する角周波数ωの特性)を示すグラフである。
 一般に、分散曲線の接線の勾配
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
は、速度の次元を持ち、電磁波の伝送電力(ポインティングベクトル)の方向を表すのに対して、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
は位相速度(等位相面の流れる向き)を表す。
 図5に示すように、非平衡状態の場合には直列共振角周波数ωseと並列共振角周波数ωshとは互いに異なり、電磁波の伝送電力の方向(群速度の向き)と位相速度の向きが反対となるバックワード波(左手系モード)の伝搬が可能な状態の下側の周波数帯と、群速度の向きと位相速度の向きとが同方向となるフォワード波(右手系モード)の伝搬が可能状態の上側の周波数帯とに分かれていることがわかる。また、右手系(RH)モード及び左手系(LH)モードを示す帯域の間には分散曲線が存在せず、波の伝搬が許されない禁止帯(バンド・ギャップ)となっている。
 一方、図6に示すように、平衡状態の場合には、直列共振角周波数ωseと並列共振角周波数ωshとは互いに一致し、右手系(RH)伝送特性及び左手系(LH)伝送特性が連続的に連結され、禁止帯が消失している。
 なお、図5を参照して、可逆右手/左手系複合伝送線路において非平衡状態の場合における分散曲線を説明したが、非可逆右手/左手系複合伝送線路において非平衡状態の場合における分散曲線は、図5の分散曲線の対称軸(β=0の直線である。)を当該対称軸から右側又は左側にシフトしたものになる。また、図6を参照して、可逆右手/左手系複合伝送線路において平衡状態の場合における分散曲線を説明したが、非可逆右手/左手系複合伝送線路において平衡状態の場合における分散曲線は、図6の分散曲線の対称軸(β=0の直線である。)を当該対称軸から右側又は左側にシフトしたものになる。
 以上説明したように、右手/左手系複合伝送線路100は、少なくとも1つの単位セルUC,UC,…,UCを縦続接続した構成を有するマイクロ波伝送線路である。ここで、各単位セルUCは、右手/左手系複合伝送線路100を伝搬する電磁波モードの実効透磁率が負となるよう直列枝に挿入され、キャパシタンスCを有する容量性素子と、右手/左手系複合伝送線路100を伝搬する電磁波モードの実効誘電率が負となるよう直列枝に挿入され、インダクタンスLを有する誘導性素子と、非可逆伝送線路部分又は可逆伝送線路部分である伝送線路部分61とを備えて構成される。また、各単位セルUCは、右手/左手系複合伝送線路100に入力されるマイクロ波信号の動作周波数と、右手/左手系複合伝送線路100の位相定数との関係を示す分散曲線において右手/左手系複合伝送線路100が所定の位相定数を有するように回路構成されている。
2.可逆右手/左手系複合伝送線路を備えた本発明の実施形態に係る伝送線路型マイクロ波共振器である零次共振器の共振条件.
 次に、図7乃至図10を参照して、可逆右手/左手系複合伝送線路を備えた本発明の実施形態に係る伝送線路型マイクロ波共振器である零次共振器の共振条件を説明する。図7は、本発明の実施形態に係る伝送線路型マイクロ波共振器である零次共振器の等価回路モデルを示す回路図である。図7において、本実施形態に係るマイクロ波共振器は、ポートP1及びP2を有する有限長さl=Npの直線形状の右手/左手系複合伝送線路(CRLHTL)100(複数N個の基本セルUC,UC,…,UCからなり、1個の基本セルの長さはpである。)と、ポートP1に接続された反射用インピーダンス素子151Rと、ポートP2に接続された反射用インピーダンス素子152Rとを備えて構成される。ここで、反射用インピーダンス素子151Rは、動作周波数において、ポートP1から見たインピーダンスがZL1となるように動作し、反射用インピーダンス素子152Rは、動作周波数において、ポートP2から見たインピーダンスがZL2となるように動作する。図7におけるパラメータβ及びΔφはそれぞれポートP1からポートP2までの電力伝送に関する線路の位相定数及び位相遅延を示し、パラメータβ及びΔφはそれぞれポートP2からポートP1までの電力伝送に関する線路の位相定数及び位相遅延を示し、xは、右手/左手系複合伝送線路100の長手方向の位置を示す。さらに、ポートP1及びP2における反射に起因する移相は、それぞれΔφ及びΔφである。この事例では、共振条件は、次式の位相関係式が成り立つときに満たされる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
 ここで、Δφ=βl、及びΔφ=βlであり、mは整数である。また、右手/左手系複合伝送線路100は、位相定数βと位相定数βとが互いに等しい可逆伝送線路であると仮定する。このとき、両方のポートP1,P2が開放端であるか短絡されていれば、Δφ+Δφの値は、電圧波又は電流波のいずれの場合も2π又は0であり、よって式(2)は次式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
 従って、線路の位相定数βに関する共振条件は右手/左手系複合伝送線路100の長さlによって決定され、かつ次式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
 位相定数βは周波数の関数であるので、式(4)は共振周波数が線路長に依存することを表しているとも言える。式(4)においてm=1である場合、線路長l=λ/2である。ここで、パラメータλは管内波長である。この条件は、典型的な半波長共振器の動作を規定する。式(4)において、m=0であれば、共振条件は線路長lとは独立し、β=0である。位相定数βがゼロであることは無限波長を意味し、管内波長λが+∞の大きさを持ち、右手/左手系複合伝送線路100上で信号振幅及び位相が一様になる。このように、共振周波数が共振器のサイズに依存しない共振状態を、零次共振といい、零次共振する共振器を零次共振器という(例えば、非特許文献1参照。)。
 図7において、ポートP1及びP2が短絡されて、ZL1=ZL2=0であれば、右手/左手系複合伝送線路100から反射用インピーダンス素子151R及び152Rに大電流が流れ込むため、各単位セルUCの直列枝のインピーダンスZseが0となる直列共振動作が支配的となる。このとき、放射波は直線偏波であって、その主偏波方向は、右手/左手系複合伝送線路100に平行な方向となる。反対に、ポートP1及びP2が開放端であって、ZL1=ZL2=+∞であれば、右手/左手系複合伝送線路100と反射用インピーダンス素子151R及び152Rの接続点で電流はゼロ、電圧が最大となるため、並列枝のアドミタンスYshが0となる並列共振動作が支配的となる。このとき、放射波の主偏波方向は、並列枝に平行な方向となる。このため、例えば、図11に示すように、並列枝を構成する短絡スタブ導体13を、右手/左手系複合伝送線路100に直交するように形成すると、放射波の主偏波方向は右手/左手系複合伝送線路100に直交する方向(図11のY軸に平行な方向。)となる。
 従来は、上述したように、両ポートP1及びP2を短絡端又は開放端とすることにより、零次共振器を実現していた。しかしながら、式(2)を得るためには、終端反射における位相条件としては、単に次式を満たせば十分である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
 ここで、mは整数である。さらに、終端反射に対する共振条件は、この位相条件だけでなく、実質的に全反射である(すなわち、反射係数の絶対値が1である)必要がある。従って、式(5)及びそれに続く説明により、ポートP1における反射係数Γ及びポートP2における反射係数Γは、次式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
 式(5)の位相関係は、ポートP1に、動作周波数において純虚数のインピーダンスjBを有する反射用インピーダンス素子151Rを挿入し、ポートP2に、動作周波数においてインピーダンスjBと共役なインピーダンス-jBを有する反射用インピーダンス素子152Rを挿入することにより実現できる。
 なお、本発明の実施形態に係る零次共振器を実際に作成する場合、反射用インピーダンス素子151RのインピーダンスZ1の虚部と反射用インピーダンス素子152RのインピーダンスZ2の虚部とが互いに異符号であり、かつインピーダンスZ1の虚部の大きさとインピーダンスZ2の虚部の大きさとは実質的に互いに等しければ、式(5)の位相関係を実質的に実現できる。このとき、インピーダンスZ1の実部である損失は存在するが実質的にゼロであり、かつインピーダンスZ2の実部である損失は存在するが実質的にゼロである。実際には、零次共振器のQ値は数十以上であればよく、好ましくは、200以上であればよい。
 このとき、ポートP1における反射係数Γ1B及びポートP2における反射係数Γ2Bは、零次共振器を構成する右手/左手系複合線路100のブロッホインピーダンスZCRLHTLを用いて、次式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
一般に、右手/左手系複合伝送線路100のブロッホインピーダンスZCRLHTLは、単位セルの構造により異なる。例えば、T型の場合は、ブロッホインピーダンスZCRLHTLは、次式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
 単位セルの構造がπ型の場合は、ブロッホインピーダンスZCRLHTLは、次式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
 特に、右手/左手系複合伝送線路100が平衡状態を保ったまま共振状態にあるときには、ブロッホインピーダンスZCRLHTLは、単位セルの構造に関係なく、次式のように簡単に表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
 式(7a)及び式(7b)の各反射係数Γ1B及びΓ2Bの関係は、式(6a)及び式(6b)の各反射係数Γ及びΓの関係を満たしている。従って、図7において、反射用インピーダンス素子151RのリアクタンスBに応じて、様々な零次共振器を実現できる。
2-1.可逆かつ平衡型の右手/左手系複合伝送線路100を用いたときの零次共振器の動作.
 次に、図8乃至図10を参照して、可逆かつ平衡型の右手/左手系複合伝送線路100を用いたときの零次共振器の動作を説明する。
 対称T型構造を有する単位セルUC(図3参照。)のABCD行列FΤ、及び対称π構造を有する単位セルUC(図4参照。)のABCD行列FΠは、次式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
 零次共振周波数付近で、直列枝のインピーダンスZse及び並列枝のアドミタンスYshは、実質的にゼロになる。このとき、式(9a)及び式(9b)は、まとめて次式で近似できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
 各単位セルUCが対称T型構造を有するとき、図7の右手/左手系複合伝送線路100のポートP1(単位セルUCの一方のポートP11である。)を、インピーダンスjBを有する反射用インピーダンス素子151Rで終端したときの、単位セルUCの他方のポートP12から見た入力インピーダンスZin,1は、近似的に次式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000021
 単位セルUCが対称π型構造を有するときも、単位セルUCの他方のポートP12から見た入力インピーダンスZin,1は、式(11)で同様に表される。図8は、図7の右手/左手系複合伝送線路100のポートP1を、インピーダンスjBを有する反射用インピーダンス素子151Rで終端したときの、単位セルUCのポートP12から見た入力インピーダンスZin,1を示すブロック図である。これにより、単位セルUCの数Nが複数の場合に拡張しても、各単位セルUCのポートP12から見た入力インピーダンスZin,nが常にjBになることがわかる。つまり、零次共振状態にある有限長さの平衡型の右手/左手系複合線路100の一方のポートP1に、インピーダンスjBを有する反射用インピーダンス素子151Rを接続すると、他方のポートP2から見た入力インピーダンスは、線路長lに関係なく、常にポートP1の終端素子(すなわち、反射用インピーダンス素子151R)のインピーダンスjBと同じになることが容易に理解できる。図9は、図7の右手/左手系複合伝送線路100のポートP1を、インピーダンスjBを有する反射用インピーダンス素子151Rで終端したときの、単位セルUCのポートP12から見た入力インピーダンスZin,nを示すブロック図である。
 従って、有限長さの平衡型右手/左手系複合線路100の一方のポートP1に、動作周波数においてインピーダンスjBを有する反射用インピーダンス素子151Rが反射器として挿入された場合、平衡型右手/左手系複合線路100を零次共振させるためには、他方のポートP2に、動作周波数において、純虚数のインピーダンスjBと共役な純虚数のインピーダンス-jBを有する反射用インピーダンス素子152Rを挿入することが必要となる。
 図10は、図7の反射用インピーダンス素子151R及び152Rを備えた集中定数回路の閉ループ回路を示すブロック図である。以上説明したように、両端がインピーダンスjBを有する反射用インピーダンス素子151R及びインピーダンス-jBを有する反射用インピーダンス素子152Rで終端された有限長の平衡型右手/左手系複合線路100は、集中定数jB及び-jBを有する2つの素子の閉ループ(図10参照。)がそうであるのと同様に、自動的に共振条件を満たすことがわかる。
 なお、零次共振状態にある右手/左手系複合線路100に沿って伝搬する電圧波と電流波の比(インピーダンス)は、上記の入力インピーダンスjBに相当することに注意すべきである。
 従来技術に係る零次共振器では、右手/左手系複合伝送線路100のポートP1及びP2を短絡端又は開放端としていた。ここで、右手/左手系複合伝送線路100のポートP1及びP2が短絡端である場合には、右手/左手系複合伝送線路100において直列共振が支配的になり、右手/左手系複合伝送線路100のポートP1及びP2が開放端である場合には、右手/左手系複合伝送線路100において並列共振が支配的になる。従って、従来技術に係る零次共振器をアンテナ装置の放射器として用いる場合、並列枝を構成するスタブ導体を右手/左手系複合伝送線路100に直交するように形成したときは、放射波の主偏波の方向として実現できる方向は、右手/左手系複合伝送線路100に平行な方向(直列共振が支配的な場合。)又は、直交する方向(並列共振が支配的な場合。)のみであった。これに対して、本発明によれば、反射用インピーダンス素子151RのリアクタンスBは任意の値を取りうるので、直列共振が支配的な状態(リアクタンスBは0である。)と、並列共振が支配的な状態(リアクタンスBは無限大である)の中間の二重共振の状態の零次共振器を実現できる。すなわち、本実施形態に係る零次共振器をアンテナ装置の放射器として用いる場合、並列枝を構成するスタブ導体を右手/左手系複合伝送線路100に直交するように形成したときは、リアクタンスBを0から+∞まで変化させることにより、放射波の主偏波の方向を、右手/左手系複合伝送線路100に平行な方向から直交する方向(スタブ導体に平行な方向である。)まで変化させることができる。このとき、右手/左手系複合伝送線路100上のエネルギー分布は直列枝に集中した状態から並列枝に集中した状態まで変化する。さらに、右手/左手系複合伝送線路100における共振エネルギーにおいて、直列共振エネルギーのみの状態から並列共振エネルギーのみの状態まで変化する。
2-2.可逆かつ非平衡型の右手/左手系複合伝送線路100を用いたときの零次共振器の動作.
 次に、可逆かつ非平衡型の右手/左手系複合伝送線路100を用いたときの零次共振器の動作を説明する。位相定数βがゼロになるときの直列共振角周波数ωse及び並列共振角周波数ωshにおいて、一方は実効透磁率μeffがゼロとなる角周波数であり、他方は実効誘電率εeffがゼロとなる角周波数である。さらに、この2つの角周波数に挟まれた領域は、右手/左手系複合伝送線路100に沿って電磁波の伝搬が許されない禁止帯であるが、実効誘電率εeff及び実効透磁率μeffのうち一方のみが負となるので、右手/左手系複合伝送線路100の特性インピーダンス(厳密には周期構造のブロッホインピーダンスZCRLHTL)Z=(μeff/εeff1/2は純虚数となる。以上のことから、右手/左手系複合伝送線路100のポートP1に反射器として挿入されたリアクタンスjBを有する反射用インピーダンス素子151Rが、インピーダンス整合の取れる負荷として動作する周波数が存在する。つまり、右手/左手系複合伝送線路100の特性インピーダンスZがインピーダンスjBと等しくなる角周波数が、直列共振角周波数ωseと、並列共振角周波数ωshとの間の禁止帯に必ず存在する。このとき、右手/左手系複合伝送線路100の他方のポートP2からこの反射用インピーダンス素子151R(負荷インピーダンスである。)を見たときの入力インピーダンスZinは線路長lに関係なく、常にjBとなる。従って、ポートP2にインピーダンス-jBを有する反射用インピーダンス素子152Rを接続することにより、共振条件は自動的に満たされる。
 非平衡型の右手/左手系複合伝送線路100において、直列共振角周波数ωse及び並列共振角周波数ωshの間の周波数帯では、伝送線路に沿って伝搬するモードが存在しない。従来は、直列共振角周波数ωse及び並列共振角周波数ωshに挟まれた禁止帯において動作可能で、共振角周波数が線路長lに依存しない伝送線路型共振器が提案された報告はなかった。これに対して、本実施形態に係る非平衡型の右手/左手系複合伝送線路100を用いた零次共振器によれば、リアクタンスBを0から+∞まで変化させることにより、共振周波数が線路の長さlに依存しない零次共振状態を維持したまま、共振角周波数を直列共振角周波数ωseから並列共振角周波数ωshまで変化させることができる。なお、このとき、平衡型の右手/左手系複合伝送線路100を用いた場合と同様に、放射波の主偏波の方向は、右手/左手系複合伝送線路100に平行な方向から直交する方向(並列枝に平行な方向である。)まで変化し、右手/左手系複合伝送線路100上のエネルギー分布は直列枝に集中した状態から並列枝に集中した状態まで変化する。従って、本実施形態に係る非平衡型の右手/左手系複合伝送線路100を用いた零次共振器により、共振周波数を直列共振周波数から並列共振周波数まで連続的に変化させることができるチューナブル共振器と、帯域通過周波数を直列共振周波数から並列共振周波数まで連続的に変化させることができる帯域通過フィルタ装置と、帯域阻止周波数を直列共振周波数から並列共振周波数まで連続的に変化させることができる帯域阻止フィルタ装置とを実現できる。
3.非可逆右手/左手系複合伝送線路を備えた本発明の実施形態に係る伝送線路型マイクロ波共振器である零次共振器の共振条件.
 前節では、順方向の伝搬定数βと逆方向の伝搬定数βとが同一の値βである可逆位相特性を有する右手/左手系複合伝送線路100を用いたときの零次共振器の共振条件を説明した。本節では、順方向の位相定数βと逆方向の位相定数βとが互いに異なる非可逆位相特性を有する右手/左手系複合伝送線路100を用いたときの零次共振器の共振条件を説明する。
 前節で詳述したように、図7の零次共振器において、可逆な右手/左手系複合伝送線路100を用いた場合の共振条件は式(2)及び式(3)で与えられる。一方、非可逆な右手/左手系複合伝送線路100を用いた場合の共振条件は、式(2)と、以下の式(12)で与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000022
 上式においてm=0であるとき、式(12)の共振条件は線路長lとは独立し、次式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000023
 式(13)のように、位相定数β及びβの大きさが等しく、かつ符号が異なるという条件は、線路の順方向に、位相速度と群速度とが同じ向きとなる右手系モードが伝搬し、線路の逆方向に、位相速度と群速度が逆平行となる左手系モードが伝搬することを意味する。しかも、両者の位相定数β及びβの大きさが等しいので、線路において伝送電力の向きに関係なく波数ベクトルが実質的に同一になっていることを意味する。このとき、共振器である線路上で、信号振幅は一様となるが、位相分布は場所の関数として直線的に変化する。以上説明したように、非可逆位相の右手/左手系複合伝送線路100を用いることにより、右手/左手系複合伝送線路100のサイズ(セルの個数N)に依存しない共振周波数を有する進行波共振器を構成することができる。
 この場合、可逆な右手/左手系複合伝送線路100を用いた場合と同様に、両端短絡の場合、直列枝の直列共振が支配的となり、両端開放の場合、シャント枝の並列共振が支配的となる。しかしながら、式(13)の共振条件を満たすためには、終端反射における位相条件としては、単に、可逆な右手/左手系複合伝送線路100を用いた場合と同様に、式(5)を満たせば十分である。
 以上説明したように、可逆な右手/左手系複合伝送線路100を備えた零次共振器の場合と同様に、非可逆な右手/左手系複合伝送線路100を備えた進行波共振器の場合においても、終端条件(図7の反射用インピーダンス素子151RのリアクタンスBである。)を制御することにより、直列枝の直列共振とシャント枝の並列共振を同時に励振させ、かつそのエネルギー分布の重み付けも自由に制御することが可能である。
 この非可逆な右手/左手系複合伝送線路100からなる進行波共振器からの漏れ波により形成される放射ビームの方向は、ブロードサイド方向(伝搬方向に対して垂直方向、つまり、θ=0)から傾いた方向になる。この放射ビームの傾きは、右手/左手系複合伝送線路100の非可逆性の大きさにより決まる。一方、放射ビームの指向性及び利得の大きさは、零次共振器のサイズ(セルの個数N)により決定される。ここで、線路の非可逆性の大きさは、例えば、外部印加磁界の大きさを変えることにより、変化させることができる。例えば、非可逆な右手/左手系複合伝送線路100のシャント枝に含まれる誘導性スタブが、中央の線路部分に対して垂直に形成されている場合、可逆な右手/左手系複合伝送線路100を備えた零次共振器の場合と同様に、両端の反射条件を制御することにより、放射波の直線偏波の方向を、放射ビームとは独立に変えることができる。従って、本発明に係る非可逆な右手/左手系複合伝送線路100を備えた零次共振器を用いることにより、それぞれ異なる制御パラメータでビーム走査および偏波制御が可能なビーム走査アンテナを構成することが可能である。
4.可逆右手/左手系複合伝送線路を用いた本実施形態に係る零次共振器の具体的構成例.
 次に、可逆右手/左手系複合伝送線路を用いた場合の図7の零次共振器の具体的構成例について、図11乃至図14を参照して以下に説明する。図11は、零次共振器を構成する単位セルの数Nが10であり、かつ可逆な右手/左手系複合伝送線路100を備えたときの、図7の零次共振器の具体的な構成を示す平面図である。また、図12は、図11のA-A’ラインを横切る縦断面図であり、図13は、図11のB-B’ラインを横切る縦断面図である。さらに、図14は、放射角θ及びφの定義を示す図11の零次共振器の斜視図である。
 図11乃至図14において、本実施形態に係る零次共振器は、
(a)可逆な右手/左手系複合伝送線路100と、
(b)右手/左手系複合伝送線路100の一端に接続され、長さlr1を有する開放終端マイクロストリップ線路にてなる反射用インピーダンス素子151Rと、
(c)右手/左手系複合伝送線路100の他端に接続され、長さlr2を有する開放終端マイクロストリップ線路にてなる反射用インピーダンス素子152Rとを備えて構成される。
 ここで、右手/左手系複合伝送線路100は、
(a)裏面に接地導体11を有する誘電体基板10と、
(b)誘電体基板10の表面に形成された1本のストリップ導体を分断してなる複数のストリップ導体12と、
(c)複数のストリップ導体12のうちの互いに隣接する各ストリップ導体12を接続する複数のキャパシタ14と、
(d)上記各ストリップ導体12を、それぞれビア導体12Sを介して接地導体11に接続する複数の短絡スタブ導体13とを備えて構成される。
 ここで、各短絡スタブ導体13は、右手/左手系複合伝送線路100の長手方向に直交するように形成される。また、反射用インピーダンス素子151Rを構成する長さlr1を有する開放終端マイクロストリップ線路は、裏面に接地導体11を有する誘電体基板10と、長さlr1を有するストリップ導体12P1とを備えて構成される。さらに、反射用インピーダンス素子152Rを構成する長さlr2を有する開放終端マイクロストリップ線路は、裏面に接地導体11を有する誘電体基板10と、長さlr2を有するストリップ導体12P2とを備えて構成される。ここで、誘電体基板10を挟設する各ストリップ導体12及び線路端のストリップ導体12P1,12P2と接地導体11により、マイクロストリップ線路12Aを構成する。
 さらに、図11において、ストリップ導体12P1は、右手/左手系複合伝送線路100の側のストリップ導体12P1bと、残りのストリップ導体12P1aとから構成されており、両ストリップ導体12P1a及び12P1bの接続点に、零次共振器に給電するための給電線路を構成する給電線路導体12Fが挿入接続されている。ここで、給電線路は、給電線路導体12Fと裏面に接地導体11を有する誘電体基板10とを備えて構成される。また、ストリップ導体12P1aの長さlf1は、反射用マイクロストリップ線路12P1上に形成される定在波により空間変化する電圧対電流比(インピーダンス)と給電線路の特性インピーダンス(50[Ω]である。)を整合させるように設定される。
 なお、図11乃至図14の伝送線路では、11個のキャパシタ14を装荷し、10個の短絡スタブ導体13を形成してなる10周期の分布定数回路型伝送線路を形成している。なお、伝送線路の両端のキャパシタ14の各キャパシタンスは、その他のキャパシタ14の各キャパシタンスの2倍である。キャパシタ14は、入力される高周波信号の周波数に依存して、互いに隣接するストリップ導体12間に実体のあるキャパシタを接続してもよいし、互いに隣接するストリップ導体12間の浮遊容量のみで構成してもよいし、もしくは上記各浮遊容量と並列接続されたキャパシタとからなる直列容量をキャパシタ14としてもよい。また、短絡スタブ導体13の形成間隔は、単位セルの線路長さ(すなわち、周期長さ)p[mm]と同じである。
 図11において、開放終端マイクロストリップ線路導体12P1及び12P2の特性インピーダンス及び位相定数が、右手/左手系複合伝送線路100の特性インピーダンスZ及び位相定数βとそれぞれ等しいとき、反射用インピーダンス素子151RのインピーダンスZL1及び反射用インピーダンス素子152RのインピーダンスZL2は、次式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000024
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000025
 ここで、lr1+lr2=λ/2を満足するように、右手/左手系複合伝送線路100の両端に接続されるマイクロストリップ線路の長さlr1及びlr2を変化させる場合に、式(6a)及び式(6b)を満足する反射用インピーダンス素子151R及び152Rの構成を説明する。
 右手/左手系複合伝送線路100の両端に接続されるマイクロストリップ線路の長さlr1及びlr2がそれぞれλ/4であるとき(lr1=lr2=λ/4)、反射用インピーダンス素子151RのインピーダンスZL1及び反射用インピーダンス素子152RのインピーダンスZL2は、次式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000026
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000027
 従って、右手/左手系複合伝送線路100の両端を短絡した両端短絡条件となるので、図11の零次共振器において、直列枝部分の直列共振が支配的となる。
 また、右手/左手系複合伝送線路100の両端に接続されるマイクロストリップ線路の長さlr1及びlr2がそれぞれλ/2及び0であるとき(lr1=λ/2かつlr2=0)、反射用インピーダンス素子151RのインピーダンスZL1及び反射用インピーダンス素子152RのインピーダンスZL2は、次式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000028
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000029
 従って、右手/左手系複合伝送線路100の両端を開放した両端開放条件となるので、図11の零次共振器において、並列枝部分の並列共振が支配的となる。
 さらに、右手/左手系複合伝送線路100の両端に接続されるマイクロストリップ線路の長さlr1及びlr2を、lr1+lr2=λ/2を満足するように、両端短絡から両端開放へ連続的に変化させるとき、反射用インピーダンス素子151RのインピーダンスZL1及び反射用インピーダンス素子152RのインピーダンスZL2は、次式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000030
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000031
 従って、インピーダンスZL1及ZL2は、式(7a)及び式(7b)の関係を自動的に満たす。
 なお、ここでは、lr1+lr2=λ/2を満足するように、右手/左手系複合伝送線路100の両端に接続されるマイクロストリップ線路の長さlr1及びlr2を変化させる場合について説明したが、lr1+lr2がλ/2の整数倍であるときも同様に説明できる。
5.可逆かつ平衡型の右手/左手系複合伝送線路100を用いた零次共振器の共振特性及び電磁界分布.
 次に、可逆かつ平衡型の右手/左手系複合伝送線路100を用いたときの、図11の零次共振器の共振特性及び電磁界分布についてのシミュレーション計算値及び実験測定値について以下に説明する。
 図15は、可逆かつ平衡型の右手/左手系複合伝送線路100を用いる場合において、図11の零次共振器の構造パラメータLa,Lb,Lc,Ld,Le,Lf,Lga,Cを示す平面図である。以下のシミュレーション及び実験において、以下のように各構造パラメータを設定した。
(1)厚さ0.8mm、比誘電率2.62の誘電体基板10を用いた。
(2)右手/左手系複合伝送線路100の線路幅Lfを1.7mmに設定し、右手/左手系複合伝送線路100に対して、1mmの幅Leと、18mmの長さLdとを有する短絡スタブ導体13を並列枝として接続し、直列枝に、4.0pFのキャパシタンスCのチップコンデンサ14を5mmの周期Lcで挿入した。
(3)ストリップ導体12P1及び12P2の線路幅Laを、特性インピーダンスが50Ωになるように2.1mmに設定した。
(4)零次共振器のインピーダンスを、給電線路導体12Fと裏面に接地導体11を有する誘電体基板10とを備えて構成される給電線路の特性インピーダンス(50[Ω]である。)に整合させるために、ストリップ導体12P1の開放端からの給電線路導体12Fの距離Lgaを16.5mmに固定した。
(5)動作周波数における半波長(λg/2)の長さを46mmに設定し、ストリップ導体12P1の長さlr1(図14の長さLb)及びストリップ導体12P2の長さlr2の総和が46mmになるように、長さlr1及び長さlr2を変化させた。
 なお、上述したように、長さlr1及びlr2と、インピーダンスZL1及びZL2との間の関係は、以下の通りである。
(1)lr1=lr2=λ/4であるとき、ZL1=ZL2=0、すなわち、B=0である。
(2)lr1=3λ/8かつlr2=λ/8であるとき、ZL1=j50[Ω]かつZL2=-j50[Ω]、すなわち、B=50[Ω]である。
(3)lr1=λ/2かつlr2=0であるとき、ZL1=ZL2=+∞、すなわち、B=+∞である。
 図16は、可逆かつ平衡型の右手/左手系複合伝送線路100を用いる場合において、図11の零次共振器を構成する平衡型右手/左手系複合伝送線路100の分散曲線(規格化位相定数βp/πに対する角周波数ωの特性)を示すグラフである。図16に示すように、左手系(LH)モードは0.5GHzから2.3GHzの間に存在し、右手系(RH)モードは、2.3GHzから7GHzの間に存在していることが確認できる。また、右手系(RH)伝送特性及び左手系(LH)伝送特性は連続的に連結され、禁止帯が消失した平衡状態になっている。
 図17は、可逆かつ平衡型の右手/左手系複合伝送線路100を用いる場合において、反射用インピーダンス素子151RのリアクタンスBを、0、50[Ω]及び+∞に設定したときの図11の零次共振器の反射係数S11(シミュレーション計算値)の周波数特性を示すグラフである。図17において、反射用インピーダンス素子151R及び152Rの各線路長lr1及びlr2を変化させることによりリアクタンスBを変化させても、共振周波数はほぼ一定値であることが確認できる。
 図18A、図18B及び図18Cは、それぞれ可逆かつ平衡型の右手/左手系複合伝送線路100を用いる場合において、反射用インピーダンス素子151RのリアクタンスBを0、50[Ω]及び+∞に設定したときの図11の零次共振器の磁界強度の分布(シミュレーション計算値)を示す平面図である。図18A、図18B及び図18Cにおいて、白い領域は黒い領域よりも磁界強度が大きいことを表す。図18Aに示すように、リアクタンスBがゼロであるときには、反射用インピーダンス素子151R及び152RのインピーダンスZL1及びZL2はゼロであり、直列枝の直列共振が支配的であり、中央のストリップ導体12に磁界が集中していることが確認できる。また、図18Cに示すように、リアクタンスBが+∞であるときには、反射用インピーダンス素子151R及び152RのインピーダンスZL1及びZL2は+∞であり、並列枝の並列共振が支配的であり、短絡スタブ導体13に磁界が集中していることが確認できる。さらに、図18Bに示すように、リアクタンスBが50[Ω]のときは、中央のストリップ導体12の磁界強度と、短絡スタブ導体13の磁界強度はほぼ同程度であり、直列枝の直列枝の直列共振と並列枝の並列共振がほぼ同程度に共存している二重共振の状態であることが確認できる。すなわち、リアクタンスBが50[Ω]のときは、二重共振の状態が実現されることを確認できた。なお、数値シミュレーション結果から、反射用インピーダンス素子151R及び152Rの各線路長lr1及びlr2を連続的に変えることにより、直列枝に分布する磁界の大きさと、スタブに分布する磁界の大きさの割合を連続的に変えられることがさらなる数値シミュレーションにより確認されている。
 図19A、図19B及び図19Cは、それぞれ可逆かつ平衡型の右手/左手系複合伝送線路100を用いる場合において、反射用インピーダンス素子151RのリアクタンスBを0、50[Ω]、+∞に設定したときの図11の零次共振器のx-z面(φ=0の場合)上の放射パターン(シミュレーション計算値)を示す図である。図19A、図19B及び図19Cにおける座標系の取り方は、図14に示すとおりである。零次共振器上の電磁界の振幅分布が線路上で一様となるため、図19A、図19B及び図19Cに示すように、放射ビーム方向は、リアクタンスBの値に依存せずに、ブロードサイド方向(伝搬方向に対して垂直方向、つまり、θ=0)を向くことが確認される。図19Aの場合は、直列枝の直列共振が支配的であり、中央のストリップ導体12に磁界が集中することから、当該線路に平行な電界のθ方向成分Eθが主偏波となっていることが確認できる。また、図19Cの場合には、並列枝の並列共振が支配的で短絡スタブ導体13に磁界が集中していることから、短絡スタブ導体13に平行な電界のφ方向成分Eφが主偏波となっていることが確認できる。図19Bの場合には、直列枝の直列共振と並列枝の並列共振がほぼ同程度に共存し、中央のストリップ導体12の磁界強度と短絡スタブ導体13磁界強度がほぼ同程度であることから、放射波の電界のθ方向成分Eθ及びφ方向成分Eφがほぼ同程度となっていることが確認できる。図19A、図10B及び図19Cの場合において、放射波のθ方向成分及びφ方向成分は、ほぼ同相関係にあるため、直線偏波の状態を維持したまま、偏波方向が回転している。また、さらなる数値シミュレーションの結果から、反射用インピーダンス素子151R及び152Rの線路長lr1及びlr2を、リアクタンスBを0から+∞まで連続的に変えるように変化させることにより、放射波の主偏波方向を右手/左手系複合伝送線路100に平行な方向から、短絡スタブ導体13に平行な方向(つまり、右手/左手系複合伝送線路100に直交する方向)まで、連続的に変えられることが確認されている。なお、右手/左手系複合伝送線路100が厳密には平衡型ではなく、左手系モード伝送帯域と、右手系モード伝送帯域との間に小さな禁止帯が存在する非平衡型線路の場合であっても、共振器は直列共振および並列共振が混在した状態で動作可能であるため、放射波の主偏波を連続的に変えることができる。但し、この場合、後に説明するように、主偏波の方向を変えるためには、共振器の動作周波数が禁止帯の下限から上限に亘って変動する問題がある。
 図20A、図20B及び図20Cは、それぞれ可逆かつ平衡型の右手/左手系複合伝送線路100を用いる場合において、反射用インピーダンス素子151RのリアクタンスBを0、50[Ω]及び+∞に設定したときの図11の零次共振器の反射係数S11(実験測定値及びシミュレーション計算値)の周波数特性を示すグラフである。図20A、図20B及び図20Cにより、実験測定値及びシミュレーション計算値はほぼ一致し、反射用インピーダンス素子151R及び152Rの線路長lr1及びlr2を連続的に変えても、共振周波数がほぼ一定であることが確認された。
 図21A、図21B及び図21Cは、それぞれ可逆かつ平衡型の右手/左手系複合伝送線路100を用いる場合において、反射用インピーダンス素子151RのリアクタンスBを0、50[Ω]及び+∞に設定したときの図11の零次共振器の近傍磁界強度分布(実験測定値)を示す平面図である。図21A、図21B及び図21Cに対応する数値シミュレーション結果は、それぞれ図18A、図18B及び図18Cである。図21A、図21B及び図21Cにおいて、白い領域は黒い領域よりも磁界強度が大きいことを表す。図21Aに示すように、リアクタンスBがゼロであるときには、反射用インピーダンス素子151R及び152RのインピーダンスZL1及びZL2はゼロであり、直列枝の直列共振が支配的であり、中央のストリップ導体12に磁界が集中していることが確認できる。また、図21Cに示すように、リアクタンスBが+∞であるときには、反射用インピーダンス素子151R及び152RのインピーダンスZL1及びZL2は+∞であり、並列枝の並列共振が支配的であり、短絡スタブ導体13に磁界が集中していることが確認できる。さらに、図21Bに示すように、リアクタンスBが50[Ω]のときは、中央のストリップ導体12の磁界強度と、短絡スタブ導体13の磁界強度はほぼ同程度であり、直列枝の直列枝の直列共振と並列枝の並列共振がほぼ同程度に共存していることが確認できる。すなわち、リアクタンスBが50[Ω]のときは、二重共振の状態が実現されることを確認できた。
 図22A、図22B及び図22Cは、それぞれ可逆かつ平衡型の右手/左手系複合伝送線路100を用いる場合において、反射用インピーダンス素子151RのリアクタンスBを0、50[Ω]、+∞に設定したときの図11の零次共振器のx-z面(φ=0の場合)上の放射パターン(実験測定値及びシミュレーション計算値)を示す図である。図22A、図22B及び図22Cにおける座標系の取り方は、図14に示すとおりである。零次共振器上の電磁界の振幅分布が線路上で一様となるため、図22A、図22B及び図22Cに示すように、放射ビーム方向は、リアクタンスBの値に依存せずに、ブロードサイド方向(伝搬方向に対して垂直方向、つまり、θ=0である方向。)を向くことが確認される。図22Aの場合は、直列枝の直列共振が支配的であり、中央のストリップ導体12に磁界が集中することから、当該線路に平行な電界のθ方向成分Eθが主偏波となっていることが確認できる。また、図22Cの場合には、並列枝の並列共振が支配的で短絡スタブ導体13に磁界が集中していることから、短絡スタブ導体13に平行な電界のφ方向成分Eφが主偏波となっていることが確認できる。図22Bの場合には、直列枝の直列共振と並列枝の並列共振がほぼ同程度に共存し、中央のストリップ導体12の磁界強度と短絡スタブ導体13の磁界強度がほぼ同程度であることから、放射波の電界のθ方向成分Eθ及びφ方向成分Eφがほぼ同程度となっていることが確認できる。図22A、図22B及び図22Cの場合において、放射波のθ方向成分及びφ方向成分は、ほぼ同相関係にあるため、直線偏波の状態を維持したまま、偏波方向が回転している。
6.可逆かつ非平衡型の右手/左手系複合伝送線路100を用いた零次共振器の共振特性及び電磁界分布.
 次に、可逆かつ非平衡型の右手/左手系複合伝送線路100を用いたときの、図11の零次共振器の共振特性及び電磁界分布についてのシミュレーション計算値及び実験測定値について以下に説明する。
 図23は、可逆かつ非平衡型の右手/左手系複合伝送線路100を用いる場合において、図11の零次共振器の構造パラメータLa,Lb,Lc,Ld,Le,Lf,Lgb,Cを示す平面図である。以下のシミュレーション及び実験において、以下のように各構造パラメータを設定した。
(1)厚さ0.8mm、比誘電率2.62の誘電体基板10を用いた。
(2)右手/左手系複合伝送線路100の線路幅Lfを1.7mmに設定し、右手/左手系複合伝送線路100に対して、1mmの幅Leと、15mmの長さLdとを有する短絡スタブ導体13を並列枝として接続し、直列枝に、2.4pFのキャパシタンスCのチップコンデンサ14を5mmの周期Lcで挿入した。
(3)ストリップ導体12P1及び12P2の線路幅Laを、特性インピーダンスが50[Ω]になるように2.1mmに設定した。
(4)零次共振器のインピーダンスを、給電線路導体12Fと裏面に接地導体11を有する誘電体基板10とを備えて構成される給電線路の特性インピーダンス(50[Ω]である。)に整合させるために、ストリップ導体12P1の開放端からの給電線路導体12Fの距離Lgbを16mmに固定した。
(5)動作周波数における半波長(λg/2)の長さを42mmに設定し、ストリップ導体12P1の長さlr1(図14の長さLb)及びストリップ導体12P2の長さlr2の総和が42mmになるように、長さlr1及び長さlr2を変化させた。
 図24は、可逆かつ非平衡型の右手/左手系複合伝送線路100を用いる場合における図11の零次共振器を構成する非平衡型の右手/左手系複合伝送線路100の分散曲線(規格化位相定数βp/πに対する角周波数ωの特性)を示すグラフである。図24に示すように、平衡型右手/左手系複合伝送線路100を用いる場合(図16参照。)よりも、直列枝に挿入されるキャパシタ14のキャパシタンスCが小さい(2.4pF)ので、直列共振周波数fseが2.8GHzまで上昇している。
 図25は、可逆かつ非平衡型の右手/左手系複合伝送線路100を用いる場合において、反射用インピーダンス素子151RのリアクタンスBを、0、50[Ω]及び+∞に設定したときの図11の零次共振器の反射係数S11(シミュレーション計算値)の周波数特性を示すグラフである。図25の数値シミュレーション結果から、反射用インピーダンス素子151R及び152Rの線路長lr1及びlr2を、リアクタンスBを0から+∞まで連続的に変えるように変化させることにより、共振周波数が連続的に変化することが確認できる。
 図26A、図26B及び図26Cは、それぞれ可逆かつ非平衡型の右手/左手系複合伝送線路100を用いる場合において、反射用インピーダンス素子151RのリアクタンスBを0、50[Ω]及び+∞に設定したときの図11の零次共振器の磁界強度の分布(シミュレーション計算値)を示す平面図である。図26A、図26B及び図26Cにおいて、白い領域は黒い領域よりも磁界強度が大きいことを表す。図26Aに示すように、リアクタンスBがゼロであるときには、反射用インピーダンス素子151R及び152RのインピーダンスZL1及びZL2はゼロであり、直列枝の直列共振が支配的であり、中央のストリップ導体12に磁界が集中していることが確認できる。また、図26Cに示すように、リアクタンスBが+∞であるときには、反射用インピーダンス素子151R及び152RのインピーダンスZL1及びZL2は+∞であり、並列枝の並列共振が支配的であり、短絡スタブ導体13に磁界が集中していることが確認できる。さらに、図26Bに示すように、リアクタンスBが50[Ω]のときは、右手/左手系複合伝送線路100内は波の伝搬が許されない禁止帯であることから、入力ポート(ポートP1である)に近い場所ほど磁界強度が大きく、入力ポートから離れるにつれて磁界強度が指数関数的に減少していく様子が確認できる。
 図27A、図27B及び図27Cは、それぞれ、図26A、図26B及び図26Cに比較して、単位セルの数を10から30に変更したときの図11の零次共振器の磁界強度の分布(シミュレーション計算値)を示す平面図である。図27Aに示すように、リアクタンスBがゼロであるときには、反射用インピーダンス素子151R及び152RのインピーダンスZL1及びZL2はゼロであり、直列枝の直列共振が支配的であり、中央のストリップ導体12に磁界が一様に集中していることが確認できる。また、図27Cに示すように、リアクタンスBが+∞であるときには、反射用インピーダンス素子151R及び152RのインピーダンスZL1及びZL2は+∞であり、並列枝の並列共振が支配的であり、短絡スタブ導体13に磁界がほぼ一様に集中していることが確認できる。さらに、図27Bに示すように、リアクタンスBが50[Ω]のときは、右手/左手系複合伝送線路100内は波の伝搬が許されない禁止帯であることから、入力ポート(ポートP1である)に近い側での磁界強度が大きく、入力ポートから離れるにつれて磁界強度が指数関数的に減少していく様子が確認できる。図27Bでは、右手/左手系複合伝送線路100の線路長が図26Bの場合に比較して3倍であり、磁界強度は入力ポートからの距離に対して指数関数的に減少するので、ポートP2では磁界強度はほとんどゼロである。しかしながら、この場合においても、共振周波数は、図26Bと同様に、図25のリアクタンスBが50[Ω]の場合の共振周波数と一致している。
7.本発明の実施形態に係る零次共振器を用いたアンテナ装置の構成.
 以上説明したように、本発明の実施形態に係る零次共振器(図7参照。)の終端条件を等価的に両端短絡から両端開放に変化させることにより、直列枝部分が支配的な共振形態から、並列枝部分が支配的な共振形態に変化させることが可能である。また逆に、両端開放から両端短絡へ変化させることにより、並列枝部分が支配的な共振形態から、直列枝部分が支配的な共振形態に変化させることが可能となる。この零次共振器をアンテナ装置として利用し、共振器の終端条件を機械的、あるいは電気的、あるいはその両方を兼ね備えた方法で変化させることにより、放射波あるいは受信電波の偏波特性を変化させる。
 図28は、図7の零次共振器を用いたアンテナ装置の第1の実施例の構成を示すブロック図である。図28のアンテナ装置は、
(a)ポートP1及びP2を有する右手/左手系複合伝送線路100と、ポートP1に接続された反射用インピーダンス回路151RAと、ポートP2に接続された反射用インピーダンス回路152RAとを備えた零次共振器と、
(b)マイクロストリップ線路41a及び41bを備え、零次共振器によって受信されたマイクロ波信号を出力する給電線41(給電回路である。)と、
(c)マイクロストリップ線路41aと41bとの間に接続されたマイクロストリップ線路15aと、マイクロストリップ線路15aと電磁的に結合するように近接して配置されたマイクロストリップ線路15bとを備えて構成された方向性結合器15と、
(d)マイクロストリップ線路15aに流れる受信マイクロ波信号の電力の一部を、方向性結合器15を用いて検出する受信電力検出器200と、
(e)マイクロストリップ線路41bから出力される受信マイクロ波信号を入力する無線受信機400と、
(f)コントローラ300とを備えて構成される。
 図28において、右手/左手系複合伝送線路100は可逆であっても非可逆であってもよく、平衡型であっても非平衡型であってもよい。また、右手/左手系複合伝送線路100において、並列枝部分は、直列枝部分に直交するように形成される。
 また、図28において、反射用インピーダンス回路151RAは、スイッチSW1及びSW2と、マイクロストリップ線路51a,51b-1,51b-2,51b-3,51b-4とを備えて構成される。また、反射用インピーダンス回路152RAは、スイッチSW3と、マイクロストリップ線路52-2、52-3,52-4とを備えて構成される。マイクロストリップ線路51b-1の長さは、マイクロストリップ線路51aの長さとマイクロストリップ線路51b-1の長さの総和がλ/2になるように設定され、マイクロストリップ線路51b-2の長さは、マイクロストリップ線路51aの長さとマイクロストリップ線路51b-2の長さの総和が3λ/8になるように設定され、マイクロストリップ線路51b-3の長さは、マイクロストリップ線路51aの長さとマイクロストリップ線路51b-3の長さの総和がλ/4になるように設定されている。さらに、マイクロストリップ線路52-2の長さはλ/8に設定されマイクロストリップ線路52-3の長さはλ/4に設定されている。マイクロストリップ線路51b-4の長さは、マイクロストリップ線路51aの長さとマイクロストリップ線路51b-4の長さの総和が5λ/8になるように設定され、マイクロストリップ線路52-4の長さは3λ/8に設定されている。またさらに、マイクロストリップ線路51aの長さは、反射用マイクロストリップ線路である反射用インピーダンス回路151RAに形成される定在波により空間変化する電圧対電流比(インピーダンス)と給電線41の特性インピーダンスとを整合させるように設定される。スイッチSW1及びSW2ならびにスイッチSW3は、反射用インピーダンス回路151RA及び152RAのインピーダンス変化手段である。
 図28において、スイッチSW1、SW2、SW3はコントローラ300によって、連動して切り換えられる。スイッチSW1、SW2、SW3がそれぞれ接点aに切り換えられると、マイクロストリップ線路51aとポートP1との間にマイクロストリップ線路51b-1が接続され、ポートP2は開放端となる。これにより、反射用インピーダンス回路151RA及び152RAのインピーダンスは+∞になり、受信される電波の偏波の方向は、右手/左手系複合伝送線路100に直交する方向になる。また、スイッチSW1、SW2、SW3がそれぞれ接点bに切り換えられると、マイクロストリップ線路51b-1とポートP1との間にマイクロストリップ線路51b-2が接続され、ポートP2にマイクロストリップ線路52-2が接続される。これにより、反射用インピーダンス回路151RAのインピーダンスは50j[Ω]になり、反射用インピーダンス回路152RAのインピーダンスは-50j[Ω]になり、受信される電波の偏波の方向は、右手/左手系複合伝送線路100に平行な方向と右手/左手系複合伝送線路100に直交する方向の間の角度(45度)になる。さらに、スイッチSW1、SW2、SW3がそれぞれ接点cに切り換えられると、マイクロストリップ線路51b-1とポートP1との間にマイクロストリップ線路51b-3が接続され、ポートP2にマイクロストリップ線路52-3が接続される。これにより、反射用インピーダンス回路151RA及び152RAのインピーダンスは0になり、受信される電波の偏波の方向は、右手/左手系複合伝送線路100に平行な方向になる。また、スイッチSW1、SW2、SW3がそれぞれ接点dに切り換えられると、マイクロストリップ線路51aとポートP1との間にマイクロストリップ線路51b-4が接続され、ポートP2にマイクロストリップ線路52-4が接続される。これにより、反射用インピーダンス回路151RAのインピーダンスは-50j[Ω]になり、反射用インピーダンス回路152RAのインピーダンスは50j[Ω]になり、受信される電波の偏波の方向は、右手/左手系複合伝送線路100に平行な方向と右手/左手系複合伝送線路100に直交する方向の間の角度(45度)で、しかもスイッチSW1、SW2、SW3がそれぞれ接点bに切り換えられた場合に対して直交する方向を取る。
 コントローラ300は、受信電力検出器200によって検出された受信電力が最大になるように、スイッチSW1、SW2、SW3を切り換える。従って、図28のアンテナ装置によれば、偏波の方向を、受信電力が最大となるような最適な偏波の方向に離散的に切り換えることができる。
 図29は、図7の零次共振器を用いたアンテナ装置の第2の実施例の構成を示すブロック図である。図29のアンテナ装置は、
(a)ポートP1及びP2を有する右手/左手系複合伝送線路100と、ポートP1に接続された反射用インピーダンス回路151RBと、ポートP2に接続された反射用インピーダンス回路152RBとを備えた零次共振器と、
(b)マイクロストリップ線路41a及び41bを備え、零次共振器によって受信されたマイクロ波信号を出力する給電線41(給電回路である。)と、
(c)マイクロストリップ線路41aと41bとの間に接続されたマイクロストリップ線路15aと、マイクロストリップ線路15aと電磁的に結合するように近接して配置されたマイクロストリップ線路15bとを備えて構成された方向性結合器15と、
(d)マイクロストリップ線路15aに流れる受信マイクロ波信号の電力の一部を、方向性結合器15を用いて検出する受信電力検出器200と、
(e)マイクロストリップ線路41bから出力される受信マイクロ波信号を入力する無線受信機400と、
(f)コントローラ300Aとを備えて構成される。
 図29において、右手/左手系複合伝送線路100は可逆であっても非可逆であってもよく、平衡型であっても非平衡型であってもよい。また、右手/左手系複合伝送線路100において、並列枝部分は、直列枝部分に直交するように形成される。
 また、図29において、反射用インピーダンス回路151RBは、ポートP1と接地電位との間に直列接続された可変容量ダイオード21と、インダクタ22及び23とを備えて構成される。ここで、給電線路を構成するストリップ導体41aの一端は、インダクタ22及び23の接続点に接続される。また、反射用インピーダンス回路152RBは、ポートP2と接地電位との間に直列接続された可変容量ダイオード31及びインダクタ24を備えて構成される。また、インダクタ22及び23の各素子値は、零次共振器のインピーダンスが給電線41の特性インピーダンスに整合するように設定される。可変容量ダイオード21及び31はそれぞれ、反射用インピーダンス回路151RB及び152RBのインピーダンス変化手段である。
 コントローラ300Aは、反射用インピーダンス回路151RBのインピーダンスが実質的に実部を持たない所定の複素数、好ましくは純虚数になり、反射用インピーダンス回路152RBのインピーダンスが反射用インピーダンス回路151RBのインピーダンスと実質的に共役な複素数、好ましくは共役な純虚数になり、かつ、受信電力検出器200によって検出された受信電力が最大になるように、可変容量ダイオード21及び31に印加する各逆バイアス電圧を変化させる。従って、図29のアンテナ装置によれば、偏波の方向を、受信電力が最大となるような最適な偏波の方向に切り換えることができる。また、図28のアンテナ装置は、偏波の方向は4つの方向から選択されたが、本実施例によれば、偏波の方向を、右手/左手系複合伝送線路100の長手方向に平行な方向から右手/左手系複合伝送線路100の長手方向に直交する方向までの間の任意の方向に連続的に変化させることができる。
 なお、図29において、可変容量ダイオード21,31に代えて、可変リアクタンス素子を用いてもよい。
 図30は、図7の零次共振器を用いたアンテナ装置の第3の実施例の構成を示すブロック図である。図30のアンテナ装置は、
(a)ポートP1及びP2を有する右手/左手系複合伝送線路100と、ポートP1に接続された反射用インピーダンス回路151RCと、ポートP2に接続された反射用インピーダンス回路152RCとを備えた零次共振器と、
(b)マイクロストリップ線路41a及び41bを備え、零次共振器によって受信されたマイクロ波信号を出力する給電線41(給電回路である。)と、
(c)マイクロストリップ線路41aと41bとの間に接続されたマイクロストリップ線路15aと、マイクロストリップ線路15aと電磁的に結合するように近接して配置されたマイクロストリップ線路15bとを備えて構成された方向性結合器15と、
(d)マイクロストリップ線路15aに流れる受信マイクロ波信号の電力の一部を、方向性結合器15を用いて検出する受信電力検出器200と、
(e)マイクロストリップ線路41bから出力される受信マイクロ波信号を入力する無線受信機400と、
(f)コントローラ300Bとを備えて構成される。
 図30において、右手/左手系複合伝送線路100は可逆であっても非可逆であってもよく、平衡型であっても非平衡型であってもよい。また、右手/左手系複合伝送線路100において、並列枝部分は、直列枝部分に直交するように形成される。
 また、図30において、反射用インピーダンス回路151RCはポートP1に接続された移相器153及び反射素子151Rを備え、反射用インピーダンス回路152RCはポートP2に接続された移相器154及び反射素子152Rを備える。図30のアンテナ装置は、ポートP1から見た反射素子151Rのインピーダンス(すなわち電気長)を変化させるために、ポートP1と反射素子151Rとの間に移相器153を備え、ポートP2から見た反射素子152Rのインピーダンス(すなわち電気長)を変化させるために、ポートP2と反射素子152Rとの間に移相器154を備えたことを特徴としている。
 コントローラ300Bは、反射素子151Rのインピーダンスが実質的に実部を持たない所定の複素数、好ましくは純虚数になり、反射素子152Rのインピーダンスが反射素子151Rのインピーダンスと実質的に共役な複素数、好ましくは共役な純虚数になり、かつ、受信電力検出器200によって検出される受信電力が最大になるように、移相器153,154に対する印加電圧を連動して変化させることにより、それらの移相量を変化させる。従って、図30のアンテナ装置によれば、偏波の方向を、受信電力が最大となるような最適な偏波の方向に切り換えることができる。また、図28のアンテナ装置では、偏波の方向は4つの方向から選択されたが、本実施例によれば、偏波の方向を、右手/左手系複合伝送線路100の長手方向に平行な方向から右手/左手系複合伝送線路100の長手方向に直交する方向までの間の任意の方向に連続的に変化させることができる。
 また、図28、図29及び図30において、給電線路を反射用インピーダンス回路151RA、151RB及び151RC側に設けたが、本発明はこれに限らず、反射用インピーダンス回路152RA、152RB及び152RC側に設けてもよい。
 また、図28乃至図30を参照して、本発明に係る図7の零次共振器を受信用のアンテナ装置に適用した例を説明した。しかしながら、本発明はこれに限らず、図7の零次共振器と、反射用インピーダンス素子151R又は152Rに接続され、マイクロ波信号を上記零次共振器に給電する給電回路とにより、送信用のアンテナ装置を提供できる。さらに、反射用インピーダンス素子151Rに対して反射用インピーダンス素子151Rのインピーダンスを変化させる第1のインピーダンス変化手段を設け、反射用インピーダンス素子152Rに対して反射用インピーダンス素子152Rのインピーダンスを変化させる第2のインピーダンス変化手段を設け、アンテナ装置から放射される電波の偏波を変化させるように、上記第1及び第2のインピーダンス変化手段をそれぞれ制御してもよい。
8.本発明の実施形態に係る零次共振器を用いた帯域阻止フィルタ装置の構成.
 図25を参照して説明したように、非平衡型右手/左手系複合伝送線路100を用いた場合、リアクタンスBを0から+∞まで連続的に変えるように変化させることにより、共振周波数を連続的に変化させることができる。このことを利用して、帯域阻止周波数を変化させることができるチューナブル帯域阻止フィルタ装置を実現できる。ここで、具体的には、帯域阻止周波数とは、阻止帯域の中心周波数を中心とする所定の幅を有する帯域阻止幅を表す。
 図31は、図7の零次共振器を用いた帯域阻止フィルタ装置の実施例の構成を示すブロック図である。また、図32は、図31の帯域阻止フィルタ装置の構成を示す平面図である。図31及び図32の帯域阻止フィルタ装置は、
(a)ポートP1及びP2を有する非平衡型の右手/左手系複合伝送線路100と、ポートP1に接続された反射用インピーダンス回路151RCと、ポートP2に接続された反射用インピーダンス回路152RCとを備えた零次共振器と、
(b)コントローラ300Cと、
(c)入力ポート3及び出力ポート4を有する伝送線路100Fとを備えて構成される。
 ここで、図32に示すように、右手/左手系複合伝送線路100及び反射素子151R及び152Rは、図11と同様に形成される。また、伝送線路100Fは、右手/左手系複合伝送線路100と電磁的に結合するように右手/左手系複合伝送線路100に平行に近接して形成される。
 また、図31において、反射用インピーダンス回路151RCはポートP1とポートP3との間に接続された移相器153及び反射素子151Rを備え、反射用インピーダンス回路152RCはポートP2とポートP4との間に接続された移相器154及び反射素子152Rを備える。図31において、コントローラ300Cは、反射素子151Rのインピーダンスが実質的に実部を持たない所定の複素数、好ましくは純虚数になり、反射素子152Rのインピーダンスが反射素子151Rのインピーダンスと実質的に共役な複素数、好ましくは共役な純虚数になり、かつ、受信電力検出器200によって検出される受信電力が最大になるように、移相器153,154に対する印加電圧を連動して変化させることにより、それらの移相量を変化させる。従って、図31の帯域阻止フィルタ装置によれば、帯域阻止周波数を直列共振周波数から並列共振周波数までの間で任意の周波数に連続的に変化させることできる。
 図33は、図31の帯域通過フィルタ装置において、反射用インピーダンス素子151RのリアクタンスBを、0、50[Ω]及び+∞に設定したときの反射係数S11及び透過係数S21(シミュレーション計算値)の周波数特性を示すグラフである。図33において、零次共振器の各構造パラメータは、図24のシミュレーションにおいて用いた構造パラメータと同一である。図33に示すように、リアクタンスBが0(両端短絡)であるとき帯域阻止周波数は2.7GHzであり、リアクタンスBが+∞(両端開放)であるとき帯域阻止周波数は2.35GHzであり、リアクタンスBが50[Ω]であるとき帯域阻止周波数は2.45GHzになった。これら帯域阻止周波数の同調範囲は、図24の分散曲線においてバンドギャップ領域に相当する。なお、図31において、給電用の伝送線路100Fを零次共振器の近傍に設置したために両者が結合し、その結果、図33では阻止帯域が図24のバンドギャップに比べて低周波数側にシフトしたと考えられる。
 なお、図31において、反射用インピーダンス回路151RC及び152RCに代えて、図28の反射用インピーダンス回路151RA及び152RA又は図29の反射用インピーダンス回路151RB及び152RBを用いてもよい。また、本実施例において右手/左手系複合伝送線路100は可逆であったが、非可逆であってもよい。
9.本発明の実施形態に係る零次共振器を用いた帯域通過フィルタ装置の構成.
 図25を参照して説明したように、非平衡型右手/左手系複合伝送線路100を用いた場合、リアクタンスBを0から+∞まで連続的に変えるように変化させることにより、共振周波数を連続的に変化させることができる。このことを利用して、帯域通過周波数を変化させることができるチューナブル帯域通過フィルタ装置を実現できる。ここで、具体的には、帯域通過周波数とは、通過帯域の中心周波数を中心とする所定の幅を有する帯域通過幅を表す。
 図34は、図7の零次共振器を用いた帯域通過フィルタ装置の実施例の構成を示す平面図である。図34の帯域通過フィルタ装置は、
(a)ポートP1及びP2を有する非平衡型の右手/左手系複合伝送線路100と、ポートP1に接続された反射用インピーダンス回路151RCと、ポートP2に接続された反射用インピーダンス回路152RCとを備えた零次共振器と、
(b)コントローラ300Cと、
(c)入力ポート3を有する入力用の伝送線路100Faと、
(d)出力ポート4を有する出力用の伝送線路100Fbとを備えて構成される。
 ここで、図34に示すように、右手/左手系複合伝送線路100及び反射素子151R及び152Rは、図11と同様に形成される。また、伝送線路100Fa及び100Fbはそれぞれ、右手/左手系複合伝送線路100と電磁的に結合するように右手/左手系複合伝送線路100に平行に近接して形成される。さらに、伝送線路100Faと伝送線路100Fbとの間の間隔は、0.1mmとなるように設定される。
 また、図34において、反射用インピーダンス回路151RCはポートP1とポートP3との間に接続された移相器153及び反射素子151Rを備え、反射用インピーダンス回路152RCはポートP2とポートP4との間に接続された移相器154及び反射素子152Rを備える。図34において、コントローラ300Cは、反射素子151Rのインピーダンスが実質的に実部を持たない所定の複素数、好ましくは純虚数になり、反射素子152Rのインピーダンスが反射素子151Rのインピーダンスと実質的に共役な複素数、好ましくは共役な純虚数になり、移相器153,154に対する印加電圧を連動して変化させることにより、それらの移相量を変化させる。従って、図34の帯域通過フィルタ装置によれば、帯域通過周波数を直列共振周波数から並列共振周波数までの間で任意の周波数に連続的に変化させることできる。
 図35は、図34の帯域通過フィルタ装置において、反射用インピーダンス素子151RのリアクタンスBを、0、50[Ω]及び+∞に設定したときの反射係数S11及び透過係数S21(シミュレーション計算値)の周波数特性を示すグラフである。図35において、零次共振器の各構造パラメータは、図24のシミュレーションにおいて用いた構造パラメータと同一である。図35に示すように、リアクタンスBが0(両端短絡)であるとき帯域通過周波数は2.6GHzであり、リアクタンスBが+∞(両端開放)であるとき帯域通過周波数は2.3GHzであり、リアクタンスBが50[Ω]であるとき帯域通過周波数は2.4GHzになった。これら帯域通過周波数の同調範囲は、図24の分散曲線においてバンドギャップ領域に相当する。なお、図34において、給電用の伝送線路100Fa及び100Fbを零次共振器の近傍に設置したために両者が結合し、その結果、図35では通過帯域が図24のバンドギャップ領域に比べて低周波数側にシフトしたと考えられる。
10.非可逆右手/左手系複合伝送線路を用いた本実施形態に係る零次共振器の具体的構成例.
 次に、非可逆右手/左手系複合伝送線路を用いた場合の図7の零次共振器の具体的構成例を説明する。図36は、零次共振器を構成する単位セルの数Nが10あり、かつ非可逆な右手/左手系複合伝送線路100を備えたときの、図7の零次共振器の具体的な構成を示す斜視図である。また、図37は、図36のA-A’ラインを横切る縦断面図である。なお、図36に示した例では、反射用インピーダンス素子151R及び152Rの長さはそれぞれλ/4に設定されている。
 図36及び図37の零次共振器は、図11の可逆右手/左手系複合伝送線路100を用いた場合の零次共振器と比較して、右手/左手系複合伝送線路100であるマイクロストリップ線路の真下に、自発磁化又は外部磁界Hにより誘起された垂直磁化Mを有するフェライト角棒90が挿入された構造を有する。フェライト角棒90が軟磁性体である場合、外部磁界Hが0の場合は、図36及び図37の零次共振器(進行波共振器である。)は図11の可逆右手/左手系複合伝送線路100を用いた場合の零次共振器と同様に動作し、放射方向はブロードサイド方向を向く。また、反射用インピーダンス素子151R及び152Rのリアクタンスを上述した式(5)を満たすように0から+∞まで連続的に変化させると、放射方向に関係なく、直線偏波方向が回転する。さらに、零次共振器上の位相分布は、右手/左手系複合伝送線路100に沿って、当該線路の非可逆性の大きさによって決められる傾きを有している。ここでは、右手/左手系複合伝送線路100の非可逆性の大きさは、外部印加磁界Hの向き及び大きさを変えることにより、変化させることができる。
 また、図38A、図38B及び図38Cは、非可逆かつ平衡型の右手/左手系複合伝送線路100を用いる場合において、反射用インピーダンス素子151RのリアクタンスBを0、50[Ω]、+∞に設定し、外部磁化Hを印加したときの図36の零次共振器のx-z面上の放射パターン(シミュレーション計算値)を示す図である。具体的には、図38Aにおいて、反射用インピーダンス素子151Rを構成する有限長開放終端線路の線路長lr1はλg/4に設定され、反射用インピーダンス素子152Rを構成する有限長開放終端線路の線路長lr2はλg/4に設定されている。また、図38Bにおいて、線路長lr1は9λg/20に設定され、線路長lr2はλg/20に設定されている。さらに、図38Cにおいて、線路長lr1はλg/2に設定され、線路長lr2は0に設定されている。
 図38A、図38B及び図38Cにおいて、進行波共振器である本実施例の零次共振器からの放射ビームは、実質的に-30度方向を向いていることから、ビーム放射方向は終端条件により実質的に影響を受けないことがわかる。一方、両端短絡の場合である図38Aでは、右手/左手系複合伝送線路100の直列枝の直列共振が支配的であるので、主偏波としては、電界のθ方向成分Eθが支配的となっている。また、両端開放の場合である図38Cでは、シャント枝の並列共振が支配的であるために、主偏波としては電界のφ方向成分Eφが支配的となっている。図38Bにおいては、電界のθ方向成分Eθとφ方向成分Eφがほぼ同等となっており、主偏波方向は、図38A及び図38Cの場合の主偏波方向に対して斜め45度方向を向いている。このように、非可逆の右手/左手系複合伝送線路100を備えた進行波共振器の両端反射条件を制御することにより、放射ビームの走査とは独立に、直線偏波方向を連続的に制御することが可能となる。
11.直線偏波の主偏波方向の回転の原理及び測定結果
 次に、図7の零次共振器によって送受信されるマイクロ波信号の主偏波方向の回転の原理及び測定結果を説明する。図39は、図7の零次共振器の直列枝に流れる電流Icenter及び並列枝に流れる電流Istubを示す回路図及び平面図(ただし、零次共振器を構成する単位セルの数Nは10である。)である。図39において、次式が成り立つ。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000032
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000033
 ここで、Vは並列枝の両端電圧であり、Zstubはスタブ導体13のインピーダンスであり、βは右手/左手系複合伝送線路100の位相定数である。従って、リアクタンスBが正の値を有するとき、電流Icenterと電流-Istubとは互いに同相である。さらに、リアクタンスBが変化すると、右手/左手系複合伝送線路100上の電流分布が変化し、放射波の電界のθ方向成分Eθとφ方向成分Eφとは、同相の状態を維持したまま(すなわち、直線偏波の状態を維持したまま)、その比が変化する。このため、放射波の主偏波の方向は基板10の法線(図14のZ軸である。)の周りを回転する。
 上述した主偏波方向の回転を確認するために、図11の零次共振器の放射パターンを測定した。図40は、図11の零次共振器から放射された電波をホーンアンテナ500を用いて受信するための実験装置の構成を示す斜視図である。図40に示すようにXYZ座標系を定義する。図40の実験装置において、Y軸の周りに零次共振器が回転するように零次共振器をターンテーブルに載置した。このとき、ターンテーブルの回転角は放射角θに対応する。さらに、リアクタンスBを50[Ω]に設定し、所定のテスト信号を零次共振器に出力し、零次共振器から放射した。また、図40において、XY平面上の原点Oから3mの所定の位置に、ホーンアンテナ500を設置し、零次共振器からの電波を受信した。このとき、ホーンアンテナ500の主偏波方向θ(短絡スタブつまりY軸に平行な方向からの角度である。)を45度又は-45度に設定した。
 図22Bを参照して説明したように、リアクタンスBを50[Ω]に設定した場合、直列枝の直列共振と並列枝の並列共振がほぼ同程度に共存し、中央のストリップ導体12の磁界強度と短絡スタブ導体13の磁界強度がほぼ同程度であることから、放射波の電界のθ方向成分Eθ及びφ方向成分Eφがほぼ同程度となる。このため、主偏波方向は、-45度になることが期待される。
 図41は、図40のホーンアンテナ500の主偏波方向θを45度に設定したときの放射パターンの実験測定値及び主偏波方向θを-45度に設定したときの放射パターンの実験測定値を示す図である。図41に示すように、ホーンアンテナ500の主偏波方向θが-45度であるときの受信電力は、主偏波方向θが45度であるときの受信電力より約5dBだけ大きい。このことは、送信側の零次共振器の主偏波方向がホーンアンテナ500の主偏波方向θ=-45度にほぼ平行であることを意味する。すなわち、右手/左手系複合伝送線路100の両端条件(具体的には、リアクタンスB)を変えるだけで主偏波方向を回転させることができることを実験により確認できた。
 図42は、図11の零次共振器において反射用インピーダンス素子151RのリアクタンスBを0と+∞との間の値に設定したときの電界Etotalを示す平面図である。図42に示すように、リアクタンスBを0と+∞との間の値に設定すると、電界Etotalの方向は、放射波の電界のθ方向成分Eθ及びφ方向成分Eφの比に応じて、直列枝に平行な方向と並列枝に平行な方向との間の方向になる。このため、例えば図28乃至図30のように本発明に係る零次共振器を受信アンテナ装置に用いる場合、零次共振器の両端条件(リアクタンスBである。)を変化させながら受信電力をモニタし、受信電力が最大になったときの両端条件を選択すればよい。受信電力が最大になったとき、アンテナ装置の主偏波方向は到来波の偏波方向に実質的に一致する。
12.まとめ
 以上説明したように、本発明に係るマイクロ波共振器によれば、右手/左手系複合伝送線路100のポートP1に接続された反射用インピーダンス素子151Rと、ポートP2に接続された反射用インピーダンス素子152Rとを備え、ポートP1から反射用インピーダンス素子151Rを見た第1のインピーダンスの虚部とポートP2から反射用インピーダンス素子152Rを見た第2のインピーダンスの虚部とは互いに異符号である。さらに、第1のインピーダンスの虚部の大きさと第2のインピーダンスの虚部の大きさとは実質的に互いに等しい。好ましくは、第1のインピーダンスは純虚数(jB)であり、第2のインピーダンスが第1のインピーダンスと共役な純虚数(-jB)である。従って、本発明に係るマイクロ波共振器によれば、直列共振状態及び並列共振状態に加えて、両者が混在する二重共振の状態を実現できる新規の零次共振器を提供できる。
 特に、反射用インピーダンス素子151RのリアクタンスBを連続的に変化することにより、共振周波数を変化させることなく、直列枝の直列共振のみが支配的な状態から、並列枝の並列共振のみが支配的な状態まで、直列共振エネルギーと並列共振エネルギーの割合を連続的に変えることができる。
 また、直列枝の直列共振周波数と並列枝の並列共振周波数が異なる非平衡型右手/左手系複合線路100を用いた場合、この2つの異なる周波数に挟まれる帯域においては、同線路に沿って伝搬するモードが存在しない禁止帯となる。この場合、同線路上での電磁界分布は線路に沿って指数関数的な形を示すものの、引き続き、共振周波数が線路長に依存しない零次共振器を実現できる。このとき、反射用インピーダンス素子151RのリアクタンスBを連続的に変化することにより、共振周波数を、直列共振周波数と並列共振周波数の間で連続的に変えることができる。
 さらに、本発明に係るマイクロ波共振器を用いたアンテナ装置によれば、反射用インピーダンス素子151RのリアクタンスBを変化することにより、上記アンテナ装置から放射されるマイクロ波信号又は受信されるマイクロ波信号の偏波方向を変化させることができる。本発明に係るアンテナ装置によれば、従来技術に比較して小型の平面型アンテナ装置を実現できる。従って、本発明に係るアンテナ装置は携帯電話機などの携帯機器に有用である。
 またさらに、本発明に係るマイクロ波共振器を用いた帯域通過フィルタ装置によれば、直列枝の直列共振周波数と並列枝の並列共振周波数とが互いに異なる非平衡型右手/左手系複合線路100を用いるので、直列共振周波数と並列共振周波数との間の任意の帯域通過周波数を実現できる。
 また、本発明に係るマイクロ波共振器を用いた帯域阻止フィルタ装置によれば、直列枝の直列共振周波数と並列枝の並列共振周波数とが互いに異なる非平衡型右手/左手系複合線路100を用いるので、直列共振周波数と並列共振周波数との間の任意の帯域阻止周波数を実現できる。
 さらに、本発明に係る零次共振器における二重共振は、単位セルUC,UC,…,UCの数Nには依存しない。このため、より大きい利得を実現するためのより大規模なアンテナ装置であっても、リアクタンスBを調整するだけで容易に主偏波方向を変化させることができる。
 以上説明したように、本発明に係るマイクロ波共振器によれば、マイクロ波伝送線路の第1のポートに接続され、所定の動作周波数において、上記第1のポートから第1の反射用インピーダンス回路を見たインピーダンスが第1のインピーダンスとなるように動作する第1の反射用インピーダンス回路と、上記マイクロ波伝送線路の第2のポートに接続され、上記動作周波数において、上記第1のポートから第2の反射用インピーダンス回路を見たインピーダンスが第2のインピーダンスとなるように動作する第2の反射用インピーダンス回路とを備え、上記第1のインピーダンスの虚部と上記第2のインピーダンスの虚部とは互いに異符号であり、かつ上記第1のインピーダンスの虚部の大きさと上記第2のインピーダンスの虚部の大きさとは実質的に互いに等しい。従って、マイクロ波伝送線路を構成する単位セルの直列枝の直列共振のみが支配的な状態と、並列枝の並列共振のみが支配的な状態との間の、直列共振と並列共振とが混在した二重共振の状態にある零次共振器を実現できる。
 また、本発明に係るアンテナ装置によれば、本発明に係るマイクロ波共振器と、上記第1の反射用インピーダンス回路又は上記第2の反射用インピーダンス回路に接続され、上記マイクロ波共振器によって受信されたマイクロ波信号を出力する給電回路を備えたので、受信するマイクロ波信号の偏波の向きを、マイクロ波伝送線路を構成する単位セルの直列枝に平行な方向と、並列枝に平行な方向との間の任意の方向に設定できる。
 さらに、本発明に係るアンテナ装置によれば、上記第1の反射用インピーダンス回路は、上記第1のインピーダンスを変化させる第1のインピーダンス変化手段を備え、上記第2の反射用インピーダンス回路は、上記第2のインピーダンスを変化させる第2のインピーダンス変化手段を備え、上記アンテナ装置は、上記マイクロ波共振器によって受信されるマイクロ波信号の偏波方向を変化させるように、上記第1及び第2のインピーダンス変化手段をそれぞれ制御する制御手段をさらに備える。従って、例えば、受信されるマイクロ波信号の受信電力が最大になるように偏波の向きを変化させることができる。
 またさらに、本発明に係る帯域通過フィルタ装置は本発明に係るマイクロ波共振器を備え、上記第1の反射用インピーダンス回路は、上記第1のインピーダンスを変化させる第1のインピーダンス変化手段を備え、上記第2の反射用インピーダンス回路は、上記第2のインピーダンスを変化させる第2のインピーダンス変化手段を備え、上記帯域通過フィルタ装置は、当該帯域通過フィルタ装置の帯域通過周波数を変化させるように、上記第1及び第2のインピーダンス変化手段をそれぞれ制御する制御手段をさらに備える。従って、直列共振周波数と並列共振周波数との間の任意の帯域通過フィルタ周波数を有する帯域通過フィルタ装置を実現できる。
 また、本発明に係る帯域阻止フィルタ装置は本発明に係るマイクロ波共振器を備え、上記第1の反射用インピーダンス回路は、上記第1のインピーダンスを変化させる第1のインピーダンス変化手段を備え、上記第2の反射用インピーダンス回路は、上記第2のインピーダンスを変化させる第2のインピーダンス変化手段を備え、上記帯域阻止フィルタ装置は、当該帯域阻止フィルタ装置の帯域阻止周波数を変化させるように、上記第1及び第2のインピーダンス変化手段をそれぞれ制御する制御手段をさらに備える。従って、直列共振周波数と並列共振周波数との間の任意の帯域阻止フィルタ周波数を有する帯域阻止フィルタ装置を実現できる。
 本発明は、マイクロ波領域における情報通信用送受信アンテナに限定されるものではなく、例えば、無線電力伝送用アンテナとしても用いることができる。
10…誘電体基板、
11…接地導体、
12,12P1,12P1a,12P1b,12P2…ストリップ導体、
12A…マイクロストリップ線路、
12F…給電線路導体、
12S…ビア導体、
13…短絡スタブ導体、
14…キャパシタ、
15…方向性結合器、
15a,15b…マイクロストリップ線路、
21…可変容量ダイオード、
22,23,24…インダクタ、
31…可変容量ダイオード、
41…給電線、
41a,41b,51a,51b-1,51b-3,51b-4,52-2,52-3,52-4…マイクロストリップ線路、
61…伝送線路部分、
90…フェライト角棒、
100…右手/左手系複合伝送線路(CRLHTL)、
100F,100Fa,100Fb…伝送線路、
200…受信電力検出器、
300,300A,300B,300C…コントローラ、
151,152…終端負荷、
151R,152R…反射用インピーダンス素子、
151RA,151RB,151RC,152RA,152RB,152RC…反射用インピーダンス回路、
153,154…移相器、
200…受信電力検出器、
300,300A…コントローラ、
400…無線受信機、
P1,P2,P11,P12…ポート、
SW1,SW2,SW3…スイッチ、
UC,UC,…,UC…単位セル。

Claims (13)

  1.  容量性素子を等価的に含む直列枝の回路と、誘導性素子を等価的に含む並列枝の回路と、少なくとも1つの伝送線路部分とを有する少なくとも1つの単位セルを、第1と第2のポートの間で縦続接続して構成されたマイクロ波伝送線路を備えたマイクロ波共振器であって、
     上記マイクロ波伝送線路の各単位セルは、上記マイクロ波伝送線路に入力されるマイクロ波信号の動作周波数と、上記マイクロ波伝送線路の位相定数との関係を示す分散曲線において上記マイクロ波伝送線路が所定の位相定数を有するように回路構成され、
     上記マイクロ波伝送線路は第1のポートと第2のポートとを有し、
     上記マイクロ波共振器は、
     上記マイクロ波伝送線路の第1のポートに接続され、所定の動作周波数において、上記第1のポートから第1の反射用インピーダンス回路を見たインピーダンスが第1のインピーダンスとなるように動作する第1の反射用インピーダンス回路と、
     上記マイクロ波伝送線路の第2のポートに接続され、上記動作周波数において、上記第1のポートから第2の反射用インピーダンス回路を見たインピーダンスが第2のインピーダンスとなるように動作する第2の反射用インピーダンス回路とを備え、
     上記第1のインピーダンスの虚部と上記第2のインピーダンスの虚部とは互いに異符号であり、かつ上記第1のインピーダンスの虚部の大きさと上記第2のインピーダンスの虚部の大きさとは実質的に互いに等しいことを特徴とするマイクロ波共振器。
  2.  上記第1のインピーダンスは所定の純虚数であり、
     上記第2のインピーダンスは、上記第1のインピーダンスと共役である純虚数であることを特徴とする請求項1記載のマイクロ波共振器。
  3.  上記マイクロ波伝送線路において、上記容量性素子は当該伝送線路を伝搬する電磁波モードの実効透磁率が負であるマイクロ波素子であり、上記誘導性素子は当該伝送線路を伝搬する電磁波モードの実効誘電率が負であるマイクロ波素子であることを特徴とする請求項1又は2記載のマイクロ波共振器。
  4.  上記マイクロ波伝送線路は、
     裏面に接地導体を有する誘電体基板と、
     上記誘電体基板上に形成されたマイクロストリップ線路と、
     上記マイクロストリップ線路を複数の線路部に分断し、上記分断された複数の線路部のうちの互いに隣接する各線路部を接続する複数のキャパシタと、
     上記各線路部をそれぞれ接地導体に接続する複数の誘導性スタブ導体とを備えたことを特徴とする請求項1乃至3のうちのいずれか1つに記載のマイクロ波共振器。
  5.  請求項1乃至4のうちのいずれか1つに記載のマイクロ波共振器を用いたアンテナ装置であって、
     上記第1の反射用インピーダンス回路又は上記第2の反射用インピーダンス回路に接続され、上記マイクロ波共振器によって受信されたマイクロ波信号を出力する給電回路をさらに備えたことを特徴とするアンテナ装置。
  6.  上記第1の反射用インピーダンス回路は、上記第1のインピーダンスを変化させる第1のインピーダンス変化手段を備え、
     上記第2の反射用インピーダンス回路は、上記第2のインピーダンスを変化させる第2のインピーダンス変化手段を備え、
     上記アンテナ装置は、
     上記マイクロ波共振器によって受信されるマイクロ波信号の偏波方向を変化させるように、上記第1及び第2のインピーダンス変化手段をそれぞれ制御する制御手段をさらに備えたことを特徴とする請求項5記載のアンテナ装置。
  7.  上記アンテナ装置は、
     上記給電回路から出力されたマイクロ波信号の受信電力を検出する受信電力検出手段をさらに備え、
     上記制御手段は、上記検出された受信電力に基づいて、上記受信電力が最大になるように上記マイクロ波共振器によって受信されるマイクロ波信号の偏波方向を変化させることを特徴とする請求項6記載のアンテナ装置。
  8.  上記第1及び第2のインピーダンスは離散的に変化することを特徴とする請求項5乃至7のうちのいずれか1つに記載のアンテナ装置。
  9.  上記第1及び第2のインピーダンスは連続的に変化することを特徴とする請求項5乃至7のうちのいずれか1つに記載のアンテナ装置。
  10.  上記第1及び第2の反射用インピーダンス回路はそれぞれ、可変容量ダイオード及びインダクタを含むことを特徴とする請求項9記載のアンテナ装置。
  11.  上記第1及び第2の反射用インピーダンス回路のそれぞれは、移相器及び伝送線路を含むことを特徴とする請求項9記載のアンテナ装置。
  12.  請求項1乃至4のうちのいずれか1つに記載のマイクロ波共振器を備えた帯域通過フィルタ装置であって、
     上記マイクロ波伝送線路は非平衡型マイクロ波伝送線路であり、
     上記第1の反射用インピーダンス回路は、上記第1のインピーダンスを変化させる第1のインピーダンス変化手段を備え、
     上記第2の反射用インピーダンス回路は、上記第2のインピーダンスを変化させる第2のインピーダンス変化手段を備え、
     上記帯域通過フィルタ装置は、
     当該帯域通過フィルタ装置の帯域通過周波数を変化させるように、上記第1及び第2のインピーダンス変化手段をそれぞれ制御する制御手段をさらに備えたことを特徴とする帯域通過フィルタ装置。
  13.  請求項1乃至4のうちのいずれか1つに記載のマイクロ波共振器を備えた帯域阻止フィルタ装置であって、
     上記マイクロ波伝送線路は非平衡型マイクロ波伝送線路であり、
     上記第1の反射用インピーダンス回路は、上記第1のインピーダンスを変化させる第1のインピーダンス変化手段を備え、
     上記第2の反射用インピーダンス回路は、上記第2のインピーダンスを変化させる第2のインピーダンス変化手段を備え、
     上記帯域阻止フィルタ装置は、
     当該帯域阻止フィルタ装置の帯域阻止周波数を変化させるように、上記第1及び第2のインピーダンス変化手段をそれぞれ制御する制御手段をさらに備えたことを特徴とする帯域阻止フィルタ装置。
PCT/JP2011/067284 2010-07-28 2011-07-28 マイクロ波共振器 WO2012014984A1 (ja)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2012526551A JP5747418B2 (ja) 2010-07-28 2011-07-28 マイクロ波共振器
US13/812,300 US8947317B2 (en) 2010-07-28 2011-07-28 Microwave resonator configured by composite right/left-handed meta-material and antenna apparatus provided with the microwave resonator

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2010-168842 2010-07-28
JP2010168842 2010-07-28

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2012014984A1 true WO2012014984A1 (ja) 2012-02-02

Family

ID=45530184

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2011/067284 WO2012014984A1 (ja) 2010-07-28 2011-07-28 マイクロ波共振器

Country Status (3)

Country Link
US (1) US8947317B2 (ja)
JP (1) JP5747418B2 (ja)
WO (1) WO2012014984A1 (ja)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2012115245A1 (ja) * 2011-02-25 2012-08-30 国立大学法人京都工芸繊維大学 非可逆伝送線路装置
WO2016132499A1 (ja) * 2015-02-19 2016-08-25 電気興業株式会社 漏れ波アンテナ
JP7442748B1 (ja) 2023-07-05 2024-03-04 三菱電機株式会社 アンテナ装置

Families Citing this family (185)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2012014984A1 (ja) * 2010-07-28 2012-02-02 国立大学法人京都工芸繊維大学 マイクロ波共振器
US9829526B2 (en) * 2012-02-21 2017-11-28 Texas Instruments Incorporated Transmission line pulsing
US9939864B1 (en) 2014-08-21 2018-04-10 Energous Corporation System and method to control a wireless power transmission system by configuration of wireless power transmission control parameters
US9787103B1 (en) 2013-08-06 2017-10-10 Energous Corporation Systems and methods for wirelessly delivering power to electronic devices that are unable to communicate with a transmitter
US10218227B2 (en) 2014-05-07 2019-02-26 Energous Corporation Compact PIFA antenna
US9876394B1 (en) 2014-05-07 2018-01-23 Energous Corporation Boost-charger-boost system for enhanced power delivery
US10381880B2 (en) 2014-07-21 2019-08-13 Energous Corporation Integrated antenna structure arrays for wireless power transmission
US10148097B1 (en) 2013-11-08 2018-12-04 Energous Corporation Systems and methods for using a predetermined number of communication channels of a wireless power transmitter to communicate with different wireless power receivers
US10063064B1 (en) 2014-05-23 2018-08-28 Energous Corporation System and method for generating a power receiver identifier in a wireless power network
US10090699B1 (en) 2013-11-01 2018-10-02 Energous Corporation Wireless powered house
US10038337B1 (en) 2013-09-16 2018-07-31 Energous Corporation Wireless power supply for rescue devices
US9252628B2 (en) 2013-05-10 2016-02-02 Energous Corporation Laptop computer as a transmitter for wireless charging
US9893555B1 (en) 2013-10-10 2018-02-13 Energous Corporation Wireless charging of tools using a toolbox transmitter
US9853458B1 (en) 2014-05-07 2017-12-26 Energous Corporation Systems and methods for device and power receiver pairing
US10141768B2 (en) 2013-06-03 2018-11-27 Energous Corporation Systems and methods for maximizing wireless power transfer efficiency by instructing a user to change a receiver device's position
US10224982B1 (en) 2013-07-11 2019-03-05 Energous Corporation Wireless power transmitters for transmitting wireless power and tracking whether wireless power receivers are within authorized locations
US9973021B2 (en) 2012-07-06 2018-05-15 Energous Corporation Receivers for wireless power transmission
US10211680B2 (en) 2013-07-19 2019-02-19 Energous Corporation Method for 3 dimensional pocket-forming
US9812890B1 (en) 2013-07-11 2017-11-07 Energous Corporation Portable wireless charging pad
US10263432B1 (en) 2013-06-25 2019-04-16 Energous Corporation Multi-mode transmitter with an antenna array for delivering wireless power and providing Wi-Fi access
US9941707B1 (en) 2013-07-19 2018-04-10 Energous Corporation Home base station for multiple room coverage with multiple transmitters
US9887584B1 (en) 2014-08-21 2018-02-06 Energous Corporation Systems and methods for a configuration web service to provide configuration of a wireless power transmitter within a wireless power transmission system
US10128693B2 (en) 2014-07-14 2018-11-13 Energous Corporation System and method for providing health safety in a wireless power transmission system
US10312715B2 (en) 2015-09-16 2019-06-04 Energous Corporation Systems and methods for wireless power charging
US10090886B1 (en) 2014-07-14 2018-10-02 Energous Corporation System and method for enabling automatic charging schedules in a wireless power network to one or more devices
US9912199B2 (en) 2012-07-06 2018-03-06 Energous Corporation Receivers for wireless power transmission
US9941754B2 (en) 2012-07-06 2018-04-10 Energous Corporation Wireless power transmission with selective range
US9843213B2 (en) 2013-08-06 2017-12-12 Energous Corporation Social power sharing for mobile devices based on pocket-forming
US20140008993A1 (en) 2012-07-06 2014-01-09 DvineWave Inc. Methodology for pocket-forming
US10103582B2 (en) 2012-07-06 2018-10-16 Energous Corporation Transmitters for wireless power transmission
US11502551B2 (en) 2012-07-06 2022-11-15 Energous Corporation Wirelessly charging multiple wireless-power receivers using different subsets of an antenna array to focus energy at different locations
US9891669B2 (en) 2014-08-21 2018-02-13 Energous Corporation Systems and methods for a configuration web service to provide configuration of a wireless power transmitter within a wireless power transmission system
US9906065B2 (en) 2012-07-06 2018-02-27 Energous Corporation Systems and methods of transmitting power transmission waves based on signals received at first and second subsets of a transmitter's antenna array
US10124754B1 (en) 2013-07-19 2018-11-13 Energous Corporation Wireless charging and powering of electronic sensors in a vehicle
US9859757B1 (en) 2013-07-25 2018-01-02 Energous Corporation Antenna tile arrangements in electronic device enclosures
US10211674B1 (en) 2013-06-12 2019-02-19 Energous Corporation Wireless charging using selected reflectors
US9438045B1 (en) 2013-05-10 2016-09-06 Energous Corporation Methods and systems for maximum power point transfer in receivers
US9966765B1 (en) 2013-06-25 2018-05-08 Energous Corporation Multi-mode transmitter
US20150326070A1 (en) 2014-05-07 2015-11-12 Energous Corporation Methods and Systems for Maximum Power Point Transfer in Receivers
US10141791B2 (en) 2014-05-07 2018-11-27 Energous Corporation Systems and methods for controlling communications during wireless transmission of power using application programming interfaces
US9831718B2 (en) 2013-07-25 2017-11-28 Energous Corporation TV with integrated wireless power transmitter
US9859797B1 (en) 2014-05-07 2018-01-02 Energous Corporation Synchronous rectifier design for wireless power receiver
US10243414B1 (en) 2014-05-07 2019-03-26 Energous Corporation Wearable device with wireless power and payload receiver
US9876648B2 (en) 2014-08-21 2018-01-23 Energous Corporation System and method to control a wireless power transmission system by configuration of wireless power transmission control parameters
US10075008B1 (en) 2014-07-14 2018-09-11 Energous Corporation Systems and methods for manually adjusting when receiving electronic devices are scheduled to receive wirelessly delivered power from a wireless power transmitter in a wireless power network
US9853692B1 (en) 2014-05-23 2017-12-26 Energous Corporation Systems and methods for wireless power transmission
US10230266B1 (en) 2014-02-06 2019-03-12 Energous Corporation Wireless power receivers that communicate status data indicating wireless power transmission effectiveness with a transmitter using a built-in communications component of a mobile device, and methods of use thereof
US10199835B2 (en) 2015-12-29 2019-02-05 Energous Corporation Radar motion detection using stepped frequency in wireless power transmission system
US10128699B2 (en) 2014-07-14 2018-11-13 Energous Corporation Systems and methods of providing wireless power using receiver device sensor inputs
US9948135B2 (en) 2015-09-22 2018-04-17 Energous Corporation Systems and methods for identifying sensitive objects in a wireless charging transmission field
US9847677B1 (en) 2013-10-10 2017-12-19 Energous Corporation Wireless charging and powering of healthcare gadgets and sensors
US9899861B1 (en) 2013-10-10 2018-02-20 Energous Corporation Wireless charging methods and systems for game controllers, based on pocket-forming
US9867062B1 (en) 2014-07-21 2018-01-09 Energous Corporation System and methods for using a remote server to authorize a receiving device that has requested wireless power and to determine whether another receiving device should request wireless power in a wireless power transmission system
US10992185B2 (en) 2012-07-06 2021-04-27 Energous Corporation Systems and methods of using electromagnetic waves to wirelessly deliver power to game controllers
US9859756B2 (en) 2012-07-06 2018-01-02 Energous Corporation Transmittersand methods for adjusting wireless power transmission based on information from receivers
US9991741B1 (en) 2014-07-14 2018-06-05 Energous Corporation System for tracking and reporting status and usage information in a wireless power management system
US10193396B1 (en) 2014-05-07 2019-01-29 Energous Corporation Cluster management of transmitters in a wireless power transmission system
US10223717B1 (en) 2014-05-23 2019-03-05 Energous Corporation Systems and methods for payment-based authorization of wireless power transmission service
US10063106B2 (en) 2014-05-23 2018-08-28 Energous Corporation System and method for a self-system analysis in a wireless power transmission network
US10063105B2 (en) 2013-07-11 2018-08-28 Energous Corporation Proximity transmitters for wireless power charging systems
US9887739B2 (en) 2012-07-06 2018-02-06 Energous Corporation Systems and methods for wireless power transmission by comparing voltage levels associated with power waves transmitted by antennas of a plurality of antennas of a transmitter to determine appropriate phase adjustments for the power waves
US10291066B1 (en) 2014-05-07 2019-05-14 Energous Corporation Power transmission control systems and methods
US10205239B1 (en) 2014-05-07 2019-02-12 Energous Corporation Compact PIFA antenna
US9843201B1 (en) 2012-07-06 2017-12-12 Energous Corporation Wireless power transmitter that selects antenna sets for transmitting wireless power to a receiver based on location of the receiver, and methods of use thereof
US9368020B1 (en) 2013-05-10 2016-06-14 Energous Corporation Off-premises alert system and method for wireless power receivers in a wireless power network
US9143000B2 (en) 2012-07-06 2015-09-22 Energous Corporation Portable wireless charging pad
US9793758B2 (en) 2014-05-23 2017-10-17 Energous Corporation Enhanced transmitter using frequency control for wireless power transmission
US10206185B2 (en) 2013-05-10 2019-02-12 Energous Corporation System and methods for wireless power transmission to an electronic device in accordance with user-defined restrictions
US9954374B1 (en) 2014-05-23 2018-04-24 Energous Corporation System and method for self-system analysis for detecting a fault in a wireless power transmission Network
US10992187B2 (en) 2012-07-06 2021-04-27 Energous Corporation System and methods of using electromagnetic waves to wirelessly deliver power to electronic devices
US10439448B2 (en) 2014-08-21 2019-10-08 Energous Corporation Systems and methods for automatically testing the communication between wireless power transmitter and wireless power receiver
US10211682B2 (en) 2014-05-07 2019-02-19 Energous Corporation Systems and methods for controlling operation of a transmitter of a wireless power network based on user instructions received from an authenticated computing device powered or charged by a receiver of the wireless power network
US9124125B2 (en) 2013-05-10 2015-09-01 Energous Corporation Wireless power transmission with selective range
US9806564B2 (en) 2014-05-07 2017-10-31 Energous Corporation Integrated rectifier and boost converter for wireless power transmission
US10965164B2 (en) 2012-07-06 2021-03-30 Energous Corporation Systems and methods of wirelessly delivering power to a receiver device
US9899873B2 (en) 2014-05-23 2018-02-20 Energous Corporation System and method for generating a power receiver identifier in a wireless power network
US10224758B2 (en) 2013-05-10 2019-03-05 Energous Corporation Wireless powering of electronic devices with selective delivery range
US10256657B2 (en) 2015-12-24 2019-04-09 Energous Corporation Antenna having coaxial structure for near field wireless power charging
US10291055B1 (en) 2014-12-29 2019-05-14 Energous Corporation Systems and methods for controlling far-field wireless power transmission based on battery power levels of a receiving device
US9825674B1 (en) 2014-05-23 2017-11-21 Energous Corporation Enhanced transmitter that selects configurations of antenna elements for performing wireless power transmission and receiving functions
US9893768B2 (en) 2012-07-06 2018-02-13 Energous Corporation Methodology for multiple pocket-forming
US9847679B2 (en) 2014-05-07 2017-12-19 Energous Corporation System and method for controlling communication between wireless power transmitter managers
US9941747B2 (en) 2014-07-14 2018-04-10 Energous Corporation System and method for manually selecting and deselecting devices to charge in a wireless power network
US9838083B2 (en) 2014-07-21 2017-12-05 Energous Corporation Systems and methods for communication with remote management systems
US9876379B1 (en) 2013-07-11 2018-01-23 Energous Corporation Wireless charging and powering of electronic devices in a vehicle
US9824815B2 (en) 2013-05-10 2017-11-21 Energous Corporation Wireless charging and powering of healthcare gadgets and sensors
US9882430B1 (en) 2014-05-07 2018-01-30 Energous Corporation Cluster management of transmitters in a wireless power transmission system
US9871398B1 (en) 2013-07-01 2018-01-16 Energous Corporation Hybrid charging method for wireless power transmission based on pocket-forming
US9882427B2 (en) 2013-05-10 2018-01-30 Energous Corporation Wireless power delivery using a base station to control operations of a plurality of wireless power transmitters
US9923386B1 (en) 2012-07-06 2018-03-20 Energous Corporation Systems and methods for wireless power transmission by modifying a number of antenna elements used to transmit power waves to a receiver
US9819230B2 (en) 2014-05-07 2017-11-14 Energous Corporation Enhanced receiver for wireless power transmission
US9866279B2 (en) 2013-05-10 2018-01-09 Energous Corporation Systems and methods for selecting which power transmitter should deliver wireless power to a receiving device in a wireless power delivery network
US9419443B2 (en) 2013-05-10 2016-08-16 Energous Corporation Transducer sound arrangement for pocket-forming
US9537357B2 (en) 2013-05-10 2017-01-03 Energous Corporation Wireless sound charging methods and systems for game controllers, based on pocket-forming
US9538382B2 (en) 2013-05-10 2017-01-03 Energous Corporation System and method for smart registration of wireless power receivers in a wireless power network
US10103552B1 (en) 2013-06-03 2018-10-16 Energous Corporation Protocols for authenticated wireless power transmission
US10003211B1 (en) 2013-06-17 2018-06-19 Energous Corporation Battery life of portable electronic devices
US10021523B2 (en) 2013-07-11 2018-07-10 Energous Corporation Proximity transmitters for wireless power charging systems
US9979440B1 (en) 2013-07-25 2018-05-22 Energous Corporation Antenna tile arrangements configured to operate as one functional unit
US11082014B2 (en) * 2013-09-12 2021-08-03 Dockon Ag Advanced amplifier system for ultra-wide band RF communication
US9935482B1 (en) 2014-02-06 2018-04-03 Energous Corporation Wireless power transmitters that transmit at determined times based on power availability and consumption at a receiving mobile device
US10075017B2 (en) 2014-02-06 2018-09-11 Energous Corporation External or internal wireless power receiver with spaced-apart antenna elements for charging or powering mobile devices using wirelessly delivered power
US10158257B2 (en) 2014-05-01 2018-12-18 Energous Corporation System and methods for using sound waves to wirelessly deliver power to electronic devices
US9966784B2 (en) 2014-06-03 2018-05-08 Energous Corporation Systems and methods for extending battery life of portable electronic devices charged by sound
US10153653B1 (en) 2014-05-07 2018-12-11 Energous Corporation Systems and methods for using application programming interfaces to control communications between a transmitter and a receiver
US10153645B1 (en) 2014-05-07 2018-12-11 Energous Corporation Systems and methods for designating a master power transmitter in a cluster of wireless power transmitters
US10170917B1 (en) 2014-05-07 2019-01-01 Energous Corporation Systems and methods for managing and controlling a wireless power network by establishing time intervals during which receivers communicate with a transmitter
US9800172B1 (en) 2014-05-07 2017-10-24 Energous Corporation Integrated rectifier and boost converter for boosting voltage received from wireless power transmission waves
US9876536B1 (en) 2014-05-23 2018-01-23 Energous Corporation Systems and methods for assigning groups of antennas to transmit wireless power to different wireless power receivers
US10068703B1 (en) 2014-07-21 2018-09-04 Energous Corporation Integrated miniature PIFA with artificial magnetic conductor metamaterials
US10116143B1 (en) 2014-07-21 2018-10-30 Energous Corporation Integrated antenna arrays for wireless power transmission
US9871301B2 (en) 2014-07-21 2018-01-16 Energous Corporation Integrated miniature PIFA with artificial magnetic conductor metamaterials
US9965009B1 (en) 2014-08-21 2018-05-08 Energous Corporation Systems and methods for assigning a power receiver to individual power transmitters based on location of the power receiver
US9917477B1 (en) 2014-08-21 2018-03-13 Energous Corporation Systems and methods for automatically testing the communication between power transmitter and wireless receiver
US10122415B2 (en) 2014-12-27 2018-11-06 Energous Corporation Systems and methods for assigning a set of antennas of a wireless power transmitter to a wireless power receiver based on a location of the wireless power receiver
US9893535B2 (en) 2015-02-13 2018-02-13 Energous Corporation Systems and methods for determining optimal charging positions to maximize efficiency of power received from wirelessly delivered sound wave energy
US9906275B2 (en) 2015-09-15 2018-02-27 Energous Corporation Identifying receivers in a wireless charging transmission field
US10523033B2 (en) 2015-09-15 2019-12-31 Energous Corporation Receiver devices configured to determine location within a transmission field
US9941752B2 (en) 2015-09-16 2018-04-10 Energous Corporation Systems and methods of object detection in wireless power charging systems
US11710321B2 (en) 2015-09-16 2023-07-25 Energous Corporation Systems and methods of object detection in wireless power charging systems
US9893538B1 (en) 2015-09-16 2018-02-13 Energous Corporation Systems and methods of object detection in wireless power charging systems
US10008875B1 (en) 2015-09-16 2018-06-26 Energous Corporation Wireless power transmitter configured to transmit power waves to a predicted location of a moving wireless power receiver
US10211685B2 (en) 2015-09-16 2019-02-19 Energous Corporation Systems and methods for real or near real time wireless communications between a wireless power transmitter and a wireless power receiver
US9871387B1 (en) 2015-09-16 2018-01-16 Energous Corporation Systems and methods of object detection using one or more video cameras in wireless power charging systems
US10186893B2 (en) 2015-09-16 2019-01-22 Energous Corporation Systems and methods for real time or near real time wireless communications between a wireless power transmitter and a wireless power receiver
US10199850B2 (en) 2015-09-16 2019-02-05 Energous Corporation Systems and methods for wirelessly transmitting power from a transmitter to a receiver by determining refined locations of the receiver in a segmented transmission field associated with the transmitter
US10158259B1 (en) 2015-09-16 2018-12-18 Energous Corporation Systems and methods for identifying receivers in a transmission field by transmitting exploratory power waves towards different segments of a transmission field
US10778041B2 (en) 2015-09-16 2020-09-15 Energous Corporation Systems and methods for generating power waves in a wireless power transmission system
US10153660B1 (en) 2015-09-22 2018-12-11 Energous Corporation Systems and methods for preconfiguring sensor data for wireless charging systems
US10033222B1 (en) 2015-09-22 2018-07-24 Energous Corporation Systems and methods for determining and generating a waveform for wireless power transmission waves
US10135295B2 (en) 2015-09-22 2018-11-20 Energous Corporation Systems and methods for nullifying energy levels for wireless power transmission waves
US10027168B2 (en) 2015-09-22 2018-07-17 Energous Corporation Systems and methods for generating and transmitting wireless power transmission waves using antennas having a spacing that is selected by the transmitter
US10135294B1 (en) 2015-09-22 2018-11-20 Energous Corporation Systems and methods for preconfiguring transmission devices for power wave transmissions based on location data of one or more receivers
US10128686B1 (en) 2015-09-22 2018-11-13 Energous Corporation Systems and methods for identifying receiver locations using sensor technologies
US10050470B1 (en) 2015-09-22 2018-08-14 Energous Corporation Wireless power transmission device having antennas oriented in three dimensions
US10020678B1 (en) 2015-09-22 2018-07-10 Energous Corporation Systems and methods for selecting antennas to generate and transmit power transmission waves
US10522384B2 (en) * 2015-09-23 2019-12-31 Tokyo Electron Limited Electromagnetic wave treatment of a substrate at microwave frequencies using a wave resonator
US9858532B2 (en) * 2015-09-30 2018-01-02 International Business Machines Corporation Multimode josephson parametric converter: coupling josephson ring modulator to metamaterial
US10734717B2 (en) * 2015-10-13 2020-08-04 Energous Corporation 3D ceramic mold antenna
US10333332B1 (en) 2015-10-13 2019-06-25 Energous Corporation Cross-polarized dipole antenna
US9853485B2 (en) 2015-10-28 2017-12-26 Energous Corporation Antenna for wireless charging systems
US9899744B1 (en) 2015-10-28 2018-02-20 Energous Corporation Antenna for wireless charging systems
US10027180B1 (en) 2015-11-02 2018-07-17 Energous Corporation 3D triple linear antenna that acts as heat sink
US10063108B1 (en) 2015-11-02 2018-08-28 Energous Corporation Stamped three-dimensional antenna
US10135112B1 (en) 2015-11-02 2018-11-20 Energous Corporation 3D antenna mount
US10079515B2 (en) 2016-12-12 2018-09-18 Energous Corporation Near-field RF charging pad with multi-band antenna element with adaptive loading to efficiently charge an electronic device at any position on the pad
US10038332B1 (en) 2015-12-24 2018-07-31 Energous Corporation Systems and methods of wireless power charging through multiple receiving devices
US10320446B2 (en) 2015-12-24 2019-06-11 Energous Corporation Miniaturized highly-efficient designs for near-field power transfer system
US11863001B2 (en) 2015-12-24 2024-01-02 Energous Corporation Near-field antenna for wireless power transmission with antenna elements that follow meandering patterns
US10116162B2 (en) 2015-12-24 2018-10-30 Energous Corporation Near field transmitters with harmonic filters for wireless power charging
US10027159B2 (en) 2015-12-24 2018-07-17 Energous Corporation Antenna for transmitting wireless power signals
US10256677B2 (en) 2016-12-12 2019-04-09 Energous Corporation Near-field RF charging pad with adaptive loading to efficiently charge an electronic device at any position on the pad
US10263476B2 (en) 2015-12-29 2019-04-16 Energous Corporation Transmitter board allowing for modular antenna configurations in wireless power transmission systems
KR101725721B1 (ko) * 2016-03-11 2017-04-11 한양대학교 에리카산학협력단 모바일용 증폭기의 로드풀 측정을 위한 전자식 임피던스 튜닝 장치 및 그 방법
US10263572B2 (en) * 2016-10-05 2019-04-16 Futurewei Technologies, Inc. Radio frequency apparatus and method with dual variable impedance components
US9755608B1 (en) * 2016-10-28 2017-09-05 International Business Machines Corporation Generating squeezed states of the microwave field left-handed transmission line resonator
US10923954B2 (en) 2016-11-03 2021-02-16 Energous Corporation Wireless power receiver with a synchronous rectifier
JP6691273B2 (ja) 2016-12-12 2020-04-28 エナージャス コーポレイション 配送される無線電力を最大化するために近接場充電パッドのアンテナ区域を選択的に活性化する方法
US10439442B2 (en) 2017-01-24 2019-10-08 Energous Corporation Microstrip antennas for wireless power transmitters
US10680319B2 (en) 2017-01-06 2020-06-09 Energous Corporation Devices and methods for reducing mutual coupling effects in wireless power transmission systems
US10389161B2 (en) 2017-03-15 2019-08-20 Energous Corporation Surface mount dielectric antennas for wireless power transmitters
WO2018183892A1 (en) 2017-03-30 2018-10-04 Energous Corporation Flat antennas having two or more resonant frequencies for use in wireless power transmission systems
US10511097B2 (en) 2017-05-12 2019-12-17 Energous Corporation Near-field antennas for accumulating energy at a near-field distance with minimal far-field gain
US11462949B2 (en) 2017-05-16 2022-10-04 Wireless electrical Grid LAN, WiGL Inc Wireless charging method and system
US10848853B2 (en) 2017-06-23 2020-11-24 Energous Corporation Systems, methods, and devices for utilizing a wire of a sound-producing device as an antenna for receipt of wirelessly delivered power
JPWO2019044000A1 (ja) * 2017-08-28 2020-09-24 国立大学法人京都工芸繊維大学 メタマテリアル装置及びアンテナ装置
US10122219B1 (en) 2017-10-10 2018-11-06 Energous Corporation Systems, methods, and devices for using a battery as a antenna for receiving wirelessly delivered power from radio frequency power waves
US11342798B2 (en) 2017-10-30 2022-05-24 Energous Corporation Systems and methods for managing coexistence of wireless-power signals and data signals operating in a same frequency band
US10615647B2 (en) 2018-02-02 2020-04-07 Energous Corporation Systems and methods for detecting wireless power receivers and other objects at a near-field charging pad
US10858239B2 (en) 2018-03-05 2020-12-08 California Institute Of Technology Techniques for transduction and storage of quantum level signals
US10916821B2 (en) 2018-03-05 2021-02-09 California Institute Of Technology Metamaterial waveguides and shielded bridges for quantum circuits
US11159057B2 (en) 2018-03-14 2021-10-26 Energous Corporation Loop antennas with selectively-activated feeds to control propagation patterns of wireless power signals
US11515732B2 (en) 2018-06-25 2022-11-29 Energous Corporation Power wave transmission techniques to focus wirelessly delivered power at a receiving device
CN108598652B (zh) * 2018-07-02 2023-10-24 南京工业职业技术学院 一种基于磁表等离激元的微波功率分配器
US11437735B2 (en) 2018-11-14 2022-09-06 Energous Corporation Systems for receiving electromagnetic energy using antennas that are minimally affected by the presence of the human body
KR20210117283A (ko) 2019-01-28 2021-09-28 에너저스 코포레이션 무선 전력 전송을 위한 소형 안테나에 대한 시스템들 및 방법들
CN113661660B (zh) 2019-02-06 2023-01-24 艾诺格思公司 估计最佳相位的方法、无线电力发射设备及存储介质
WO2021055898A1 (en) 2019-09-20 2021-03-25 Energous Corporation Systems and methods for machine learning based foreign object detection for wireless power transmission
US11381118B2 (en) 2019-09-20 2022-07-05 Energous Corporation Systems and methods for machine learning based foreign object detection for wireless power transmission
EP4032166A4 (en) 2019-09-20 2023-10-18 Energous Corporation SYSTEMS AND METHODS FOR PROTECTING WIRELESS POWER RECEIVERS USING MULTIPLE RECTIFIER AND ESTABLISHING IN-BAND COMMUNICATIONS USING MULTIPLE RECTIFIER
US11139699B2 (en) 2019-09-20 2021-10-05 Energous Corporation Classifying and detecting foreign objects using a power amplifier controller integrated circuit in wireless power transmission systems
EP4073905A4 (en) 2019-12-13 2024-01-03 Energous Corp CHARGING PAD WITH GUIDING CONTOURS FOR ALIGNING AN ELECTRONIC DEVICE ON THE CHARGING PAD AND FOR EFFICIENTLY TRANSMITTING NEAR FIELD HIGH FREQUENCY ENERGY TO THE ELECTRONIC DEVICE
US10985617B1 (en) 2019-12-31 2021-04-20 Energous Corporation System for wirelessly transmitting energy at a near-field distance without using beam-forming control
US11799324B2 (en) 2020-04-13 2023-10-24 Energous Corporation Wireless-power transmitting device for creating a uniform near-field charging area
US11916398B2 (en) 2021-12-29 2024-02-27 Energous Corporation Small form-factor devices with integrated and modular harvesting receivers, and shelving-mounted wireless-power transmitters for use therewith

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20060066422A1 (en) * 2004-03-26 2006-03-30 Tatsuo Itoh Zeroeth-order resonator
JP2006222971A (ja) * 2005-02-10 2006-08-24 Lucent Technol Inc 同調可能無線周波数フィルタ
JP2007235431A (ja) * 2006-02-28 2007-09-13 Mitsubishi Electric Corp 高周波共振器及び高周波発振器
WO2008111460A1 (ja) * 2007-03-05 2008-09-18 National University Corporation Kyoto Institute Of Technology 伝送線路マイクロ波装置
WO2011024575A1 (ja) * 2009-08-31 2011-03-03 国立大学法人京都工芸繊維大学 漏れ波アンテナ装置

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7012484B2 (en) * 2004-04-26 2006-03-14 Integrated System Solution Corp. Filter using multilayer ceramic technology and structure thereof
KR100973006B1 (ko) * 2008-06-03 2010-07-30 삼성전기주식회사 발룬
US8115574B2 (en) * 2008-11-21 2012-02-14 Alcatel Lucent Low pass filter with embedded resonator
JP5453120B2 (ja) * 2009-01-30 2014-03-26 株式会社Nttドコモ マルチバンド整合回路、およびマルチバンド電力増幅器
US8773311B2 (en) * 2009-03-06 2014-07-08 Nec Corporation Resonator antenna and communication apparatus
WO2012014984A1 (ja) * 2010-07-28 2012-02-02 国立大学法人京都工芸繊維大学 マイクロ波共振器

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20060066422A1 (en) * 2004-03-26 2006-03-30 Tatsuo Itoh Zeroeth-order resonator
US7391288B1 (en) * 2004-03-26 2008-06-24 The Regents Of The University Of California Zeroeth-order resonator
JP2006222971A (ja) * 2005-02-10 2006-08-24 Lucent Technol Inc 同調可能無線周波数フィルタ
JP2007235431A (ja) * 2006-02-28 2007-09-13 Mitsubishi Electric Corp 高周波共振器及び高周波発振器
WO2008111460A1 (ja) * 2007-03-05 2008-09-18 National University Corporation Kyoto Institute Of Technology 伝送線路マイクロ波装置
WO2011024575A1 (ja) * 2009-08-31 2011-03-03 国立大学法人京都工芸繊維大学 漏れ波アンテナ装置

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2012115245A1 (ja) * 2011-02-25 2012-08-30 国立大学法人京都工芸繊維大学 非可逆伝送線路装置
US9054406B2 (en) 2011-02-25 2015-06-09 National University Corporation Kyoto Institute Of Technology Nonreciprocal transmission line apparatus having asymmetric structure of transmission line
WO2016132499A1 (ja) * 2015-02-19 2016-08-25 電気興業株式会社 漏れ波アンテナ
JPWO2016132499A1 (ja) * 2015-02-19 2017-12-07 電気興業株式会社 漏れ波アンテナ
US10367268B2 (en) 2015-02-19 2019-07-30 Denki Kogyo Company, Limited Leaky-wave antenna
JP7442748B1 (ja) 2023-07-05 2024-03-04 三菱電機株式会社 アンテナ装置

Also Published As

Publication number Publication date
JPWO2012014984A1 (ja) 2013-09-12
US20130120217A1 (en) 2013-05-16
US8947317B2 (en) 2015-02-03
JP5747418B2 (ja) 2015-07-15

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5747418B2 (ja) マイクロ波共振器
US8294538B2 (en) Transmission line microwave apparatus including at least one non-reciprocal transmission line part between two parts
US9054406B2 (en) Nonreciprocal transmission line apparatus having asymmetric structure of transmission line
US7839236B2 (en) Power combiners and dividers based on composite right and left handed metamaterial structures
JP5655256B2 (ja) 漏れ波アンテナ装置
US10014903B2 (en) Non-reciprocal transmission apparatus with different backward and forward propagation constants, provided for circularly polarized wave antenna apparatus
US9768497B2 (en) Power combiners and dividers based on composite right and left handed metamaterial structures
Shirkolaei et al. Scannable leaky-wave antenna based on ferrite-blade waveguide operated below the cutoff frequency
US9490511B2 (en) Nonreciprocal transmission line apparatus whose propagation constants in forward and backward directions are different from each other
Ueda et al. Pseudo-traveling-wave resonator based on nonreciprocal phase-shift composite right/left handed transmission lines
Sajin et al. Ferrite supported steerable antenna on metamaterial CRLH transmission line
Halim et al. Design and improvement a novel microstrip antenna using array of composite right/left handed transmission line (CRLH-TL) technique for multiband applications
JP2017152781A (ja) 非相反メタマテリアル伝送線路装置及びアンテナ装置
JP6998594B2 (ja) 非相反伝送線路装置及びアンテナ装置
Sajin et al. CRLH CPW antenna on magnetically biased ferrite substrate
JP7233736B2 (ja) 非相反伝送線路装置及びアンテナ装置
Eccleston Beam forming transition based upon a zero-phase-shift metamaterial
Sajin et al. Magnetic scanning of the radiation characteristic of a CRLH CPW antenna
Dacey Passive Reconfigurable Dual Linear and Dual Circular Polarization with CLRH-TL for Microstrip Patch Antennas
Chhasatia et al. RGW Technology: Pioneering UWB Filters in the Ku & K Band Frequency Spectrum
Pradeep et al. Spiral Embedded Electrically Small Reconfigurable Antenna
Sadi Electromagnetic Bandgap Structures (EBGSs) Assisted Microstrip Bandpass Filter
Lheurette Metamaterials for Non‐Radiative Microwave Functions and Antennas
Lim Design of multifunctional microstrip patch directional couplers and stepped-impedance slotline power dividers
Macháč et al. A Dual Band SIW Leaky Wave Antenna

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 11812573

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 13812300

Country of ref document: US

Ref document number: 2012526551

Country of ref document: JP

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 11812573

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1