DE102005008733A1 - Sende-/Empfangsantenne, Isolator, Hochfrequenzoszillator und dieselben verwendender Hochfrequenz-Sender/Empfänger - Google Patents

Sende-/Empfangsantenne, Isolator, Hochfrequenzoszillator und dieselben verwendender Hochfrequenz-Sender/Empfänger Download PDF

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Abstract

Ein Millimeterwellen-Sender/Empfänger verwendet einen NRD-Leiter als grundlegende Konfiguration und weist einen Millimeterwellensignaloszillator (21), einen Pulsmodulator (22), einen Zirkulator (23), eine Antenne (24) und einen Mischer (25) auf. In dem Millimeterwellen-Sender/Empfänger ist die Leitungslänge eines dritten dielektrischen Leiters so eingestellt, dass delta = +- pi, wobei delta für eine Phasendifferenz in einer Mittelfrequenz zwischen einem Anteil eines Millimeterwellen-Sendesignals, das über einen dritten dielektrischen Leiter vom führenden Endabschnitt des dritten dielektrischen Leiters reflektiert und zurückgesendet wird, so dass er zu einem dritten Verbindungsabschnitt des Zirkulators (23) streut, und einem weiteren Anteil des Millimeterwellensignals steht, der aus einem ersten Verbindungsabschnitt zum dritten Verbindungsabschnitt des Zirkulators (23) streut. Es ist möglich, die Änderung in der Mischerausgabe zu reduzieren und die Millimeterwellen-Sende-/Empfangsleistung zu verbessern.

Description

  • HINTERGRUND DER ERFINDUNG
  • Gebiet der Erfindung
  • Die vorliegende Erfindung betrifft einen Millimeterwellen-Sender/Empfänger, der einen nicht-strahlenden dielektrischen Wellenleiter (d. h. einen NRD-Leiter), der in einem Millimeterwellen-Radarmodul eingesetzt wird, ein Millimeterwellen-Drahtlostelegramm oder dergleichen verwendet, und insbesondere betrifft sie die Unterdrückung von Schwankungen eines Ausgangssignals, das aufgrund des Übergangsverhaltens eines Pulsmodulators aus einem Mischer kommt, während ein solcher Schaltregler des Millimeterwellen-Senders/Empfängers geschlossen (EIN) ist, der das pulsmodulierte Millimeterwellen-Sendesignal abschirmen kann, das andernfalls durch eine interne Reflexion oder dergleichen an ein Empfangssystem ausgegeben werden könnte. Ferner betrifft die Erfindung eine Sende-/Empfangsantenne, in der eine Antenne (einschließlich eines primären Strahlers) mit einer von Eingabe-/Ausgabe-Übertragungsleitungen eines Zirkulators verbunden ist, um zu verhindern, dass ein Anteil eines Millimeterwellensignals eines Übertragungssystems direkt an das Empfangssystem streut.
  • Des Weiteren betrifft die Erfindung einen Isolator für ein Hochfrequenzsignal, der in einer integrierten Millimeterwellenschaltung, einem Millimeterwellen-Radarmodul oder dergleichen verwendet wird, und insbesondere einen Isolator vorn Zirkulatortyp, in dem ein nicht-reflektierender Abschlusswiderstand mit einer der Eingabe-/Ausgabe-Übertragungsleitungen des Zirkulators verbunden ist und der das Isolierungsverhalten verbessern kann, sowie einen Hochfrequenzoszillator und einen den Isolator verwendenden Hochfrequenz-Sender/Empfänger.
  • Weiterhin betrifft die Erfindung einen Hochfrequenzoszillator, der in einer integrierten Millimeterwellenschaltung vom nicht-strahlenden dielektrischen Wellenleitertyp gepackt ist, ein Millimeterwellen-Radarmodul oder dergleichen zum Erzeugen eines Millimeterwellensignals mit einer Hochfrequenz-Diode und einen den Oszillator verwendenden Hochfrequenz-Sender/Empfänger vom nicht-strahlenden dielektrischen Wellenleitertyp.
  • Des Weiteren betrifft die Erfindung einen in einem Millimeterwellen-Radarmodul einzusetzenden Hochfrequenz-Sender/Empfänger, ein Millimeterwellen-Drahtlostelegramm oder dergleichen, das als an einem Fahrzeug, an einem kleinen Boot oder dergleichen angebrachte Radarvorrichtung dient, und insbesondere einen Hochfrequenz-Sender/Empfänger zur Verhinderung, dass ein Anteil des Hochfrequenz-Sendesignals als nicht notwendiges Signal übertragen wird, wenn der Modulator AUS ist, und nachteilige Wirkungen auf das Senden/Empfangen des Hochfrequenzsignals ausübt.
  • Des Weiteren betrifft die Erfindung eine Radarvorrichtung, die mit dem Hochfrequenz-Sender/Empfänger versehen ist, und ein mit der Radarvorrichtung versehenes Fahrzeug und ein mit der Radarvorrichtung versehenes kleines Boot, die mit dieser Radarvorrichtung versehen sind.
  • Im Stand der Technik ist beispielsweise ein Pulsmodulationssystem, wie es in der ungeprüften japanischen Patentveröffentlichung JP-A 2000-258525 offenbart ist, als System vorgeschlagen worden, von dem erwartet wird, dass es bei einem Millimeterwellen-Radarmodul, einem Millimeterwellen-Drahtlostelegramm oder dergleichen eingesetzt wird.
  • Bei dem Pulsmodulationssystem wird jedoch ein Anteil des pulsmodulierten Millimeterwellen-Sendesignals durch die Reflexion oder dergleichen im Sender/Empfänger als nicht notwendiges Signal an das Empfangssystem ausgegeben. Diese Ausgabe führt zu dem Problem, dass die Empfangsleistung ungünstig beeinträchtigt wird.
  • Die vorliegenden Erfinder haben bereits eine Lösung für dieses Problem vorgeschlagen (wie in der ungeprüften japanischen Patentveröffentlichung JP-A 2003-198421 angegeben ist). Ein Beispiel für diesen Vorschlag ist in einem Blockschaltdiagramm der 28 und in einer Draufsicht von oben der 6 gezeigt. Eine grundlegende Konfiguration des NRD-Leiters, wie er in dem Konfigurationsbeispiel verwendet wird, ist in einer perspektivischen Teilaufrissansicht der 4 gezeigt. In dieser Konfiguration ist ein dielektrischer Leiter 3 sandwichartig zwischen parallele Flachplattenleiter 1 und 2 gefügt, die parallel mit einem Abstand a angeordnet sind.
  • Der in 6 gezeigte Millimeterwellen-Sender/Empfänger stellt ein Beispiel dar, in dem eine Sendeantenne und eine Empfangsantenne integriert sind. Der Millimeterwellen-Sender/Empfänger weist zwei parallele Flachplattenleiter 51, einen ersten dielektrischen Leiter 53, einen Millimeterwellensignal-Oszillator 52, einen (nicht gezeigten) Pulsmodulator, einen zweiten dielektrischen Leiter 58, einen Zirkulator 54, einen dritten dielektrischen Leiter 55, einen vierten dielektrischen Leiter 57 und einen Mischer 59 auf. Die zwei parallelen Flachplattenleiter 51 sind parallel in einem Abstand von einer halben Wellenlänge des Millimeterwellensignals oder weniger angeordnet. Der erste dielektrische Leiter 53 ist zwischen den parallelen Flachplattenleitern 51 angeordnet. Der Millimeterwellensignal-Oszillator 52 ist zwischen den parallelen Flachplattenleitern 51 angeordnet, an einem ersten dielektrischen Leiter 53 befestigt, frequenzmoduliert ein aus einer Hochfrequenzdiode ausgegebenes Hochfrequenzsignal, und dadurch wird das modulierte Signal als Millimeterwellensignal über den ersten dielektrischen Leiter 53 verbreitet. Der Pulsmodulator ist zwischen den parallelen Flachplattenleitern 51 angeordnet, ist in der Mitte des ersten dielektrischen Leiters 53 angeordnet, pulsiert das Millimeterwellensignal und gibt das pulsierte Signal als Millimeterwellen-Sendesignal aus dem ersten dielektrischen Leiter 53 aus. Der zweite dielektrische Leiter 58 ist zwischen den parallelen Flachplattenleitern 51 angeordnet, ist so angeordnet, dass sich seine eine Endseite nahe dem ersten dielektrischen Leiter 53 befindet oder ist an seinem einen Ende mit dem ersten dielektrischen Leiter 53 zum Erhalt einer elektromagnetischen Kopplung verbunden und verbreitet einen Anteil des Millimeterwellensignals.
  • Der Zirkulator 54 ist zwischen den parallelen Flachplattenleitern 51 angeordnet. Ferner weist der Zirkulator 54 Ferritplatten, die parallel zu den parallelen Flachplattenleitern 51 angeordnet sind, einen ersten Verbindungsabschnitt 54a, einen zweiten Verbindungsabschnitt 54b und einen dritten Verbindungsabschnitt 54c auf. Die ersten bis dritten Verbindungsabschnitte 54a bis 54c sind in vorgegebenem Abstand am Umfangsrandbereich der Ferritplatten angeordnet und dienen individuell als Eingangs-/Ausgangsanschlüsse des Millimeterwellensignals. Der Zirkulator 54 gibt das Millimetersignal aus, das aus einem Verbindungsabschnitt aus einem anderen Verbindungsabschnitt, der im Uhrzeigersinn oder im Gegenuhrzeigersinn in der Ebene der Ferritplatten benachbart ist, eingegeben wurde. Im Zirkulator 54 ist der erste Verbindungsabschnitt 54a mit dem Millimeterwellensignal-Ausgangsanschluss des ersten dielektrischen Leiters 53 verbunden. Der dritte dielektrische Leiter 55 ist zwischen den parallelen Flachplattenleitern 51 angeordnet, ist mit dem zweiten Verbindungsabschnitt 54b des Zirkulators 54 verbunden, hat eine Antenne 56 an seinem führenden Endabschnitt und verbreitet das Millimeterwellensignal. Der vierte dielektrische Leiter 57 ist zwischen den parallelen Flachplattenleitern 51 angeordnet, ist mit dem dritten Verbindungsabschnitt 54c des Zirkulators 54 verbunden und verbreitet die empfangene Welle, die durch die Antenne 56 empfangen und über den dritten dielektrischen Leiter 55 und den zweiten Verbindungsabschnitt 54b aus dem dritten Verbindungsabschnitt 54c ausgegeben wird.
  • Der Mischer 59 ist zwischen den parallelen Flachplattenleitern 51 angeordnet, ist so konfiguriert, dass entweder die Mitte des Wegs des zweiten dielektrischen Leiters 58 und die Mitte des Wegs des vierten dielektrischen Leiters 57 sich nahe beieinander befinden oder miteinander verbunden sind, um eine elektromagnetische Kopplung zu erhalten, und mischt den Millimeterwellensignalanteil, der sich über den zweiten dielektrischen Leiter 58 verbreitet hat, mit der empfangenen Welle, die sich über den vierten dielektrischen Leiter 57 verbreitet hat, und erzeugt dadurch ein Zwischenfrequenzsignal. Im vorliegenden Beispiel ist des Weiteren der Mischer 59 an seinem Ausgangsende mit einem (nicht gezeigten) Schaltregler zum Schließen des Ausgangsanschlusses versehen, wenn das pulsmodulierte Millimeterwellen-Sendesignal aus dem Pulsmodulator ausgegeben wird. Somit kann verhindert werden, dass das nicht notwendige Signal in einer stromabwärtigen Stufe des Mischers 59 an das Empfangssystem ausgegeben wird, und zwar im Wesentlichen gleichzeitig mit einem pulsierten Signal, das zum Starten des Pulsierungsvorgangs des Pulsmodulators in den Pulsmodulator eingegeben wird.
  • Als nächstes ist 28 ein Blockschaltdiagramm, dass die Konfiguration der einzelnen Einheiten zu dem Zeitpunkt zeigt, an dem der in 6 gezeigte Millimeterwellen-Sender/Empfänger als Millimeterwellenradar eingesetzt wird.
  • In 28 ist ein spannungsgesteuerter Oszillator (Abkürzung: VCO) 411 mit einer Gunn-Diode und einer Varaktordiode versehen. Dieser VCO 411 arbeitet, wenn ein Signal in seinen EIN-2-Anschluss zum Eingeben des modulierten Signals eingegeben wird. Ein Pulsmodulator 412 führt Pulsmodulationen durch, wenn das in einen EIN-1-Anschluss eingegebene pulsierte Signal in den Pulsmodulator 412 eingegeben wird. In 6 ist dieser Pulsmodulator 12 ein Schalter, der in der Mitte des Wegs des ersten dielektrischen Leiters 53 angeordnet und so konfiguriert ist, wie in einer perspektivischen Ansicht der 32 gezeigt ist.
  • Der in 32 gezeigte Pulsmodulator ist zu einem Schalter konfiguriert, bei dem eine Vorspannungszufuhrleitung 90 vom Drosseltyp auf einer Hauptfläche eines Substrats 88 ausgebildet ist, und bei dem eine PIN-Diode vom Beam-Lead-Typ oder eine Schottky-Diode 80 zwischen Verbindungselektroden 81 und 81 in der Mitte des Wegs der Vorspannungszufuhrleitung 90 gelötet ist. Dieser Schalter wird als Pulsmodulator 412 durch Anordnen der PIN-Diode oder der Schottky-Diode 80 zwischen den Endflächen in der Mitte des Wegs des ersten dielektrischen Leiters 53 in einer Art und Weise eingesetzt, dass eine Quervorspannungsanlegerichtung erhalten wird.
  • Es sei auf 28 Bezug genommen, in der der Millimeterwellen-Sender/Empfänger einen Zirkulator 413 zum Übertragen des Millimeterwellensignals an eine Antenne 414 zu einem Übertragungszeitpunkt und zum Übertragen der empfangenen Welle an einen später beschriebenen Mischer 415 zu einem Empfangszeitpunkt, eine An tenne 414 zum Senden/Empfangen eines Millimeterwellensignals, die durch eine Hornantenne oder dergleichen beispielhaft veranschaulicht ist, die mit dem Zirkulator 413 durch einen Metallwellenleiter oder einen dielektrischen Wellenleiter verbunden ist, der durch Füllen eines Metallwellenleiters mit einem Dielektrikum hergestellt wird, umfasst. Der Millimeterwellen-Sender/Empfänger umfasst ferner einen Mischer 415 zum Mischen des aus dem VCO 411 ausgegebenen Millimeterwellensignals mit dem an der Antenne 414 empfangenen Signal, um dadurch ein Zwischenfrequenzsignal zum Erfassen des Bereichs oder dergleichen bis zu einem Ziel auszugeben, einen Schalter 416 zum Abschirmen oder Durchgeben des aus dem Mischer ausgegebenen Zwischenfrequenzsignals und eine Steuerungsvorrichtung 419 zum Steuern der Schalt- (oder EIN/AUS)-Zeitabstimmung des Schalters 416. Der Schalter 416 und die Steuerungsvorrichtung 419 konfigurieren den Schaltregler.
  • Die Steuerungsvorrichtung 419 empfängt das pulsierte Signal des EIN-1-Anschlusses in Verbindung mit dem Pulsmodulator 412 und steuert die EIN/AUS-Zeitabstimmung des Schalters 416, so dass das Millimeterwellen-Sendesignal, das durch den Pulsmodulator 412 pulsmoduliert wurde, durch den Schalter 416 abgeschirmt werden kann, bevor das pulsmodulierte Millimeterwellensignal durch den Verbindungsabschnitt zwischen dem NRD-Leiter und dem dielektrischen Wellenleiter reflektiert wird oder aus dem Zirkulator 413 streut und als nicht notwendiges Signal durch den Mischer 415 an einen Verstärker 418 ausgegeben wird.
  • Es sei auf 28 Bezug genommen, worin der Millimeterwellen-Sender/Empfänger ferner einen Kondensator 417 zum Wechselstromkoppeln des Schalters 416 und des Verstärkers 418 umfasst.
  • Mit der bisher beschriebenen Konfiguration kann das pulsmodulierte Millimeterwellen-Sendesignal so abgeschirmt werden, dass es nicht in dem Mischer 415 gemischt wird, um bei einer stromabwärtigen Stufe in das Empfangssystem zu streuen. Somit ist es möglich, die Erfassungspräzision des Millimeterwellenradarsystems zu verbessern.
  • In einer bekannten Sende-/Empfangsantenne, die zur Verwendung in einem solchen Millimeterwellen-Sender/Empfänger zusammenzusetzen ist, wird andererseits ein Strahler mit einer Eingabe-/Ausgabe-Übertragungsleitung des Zirkulators verbunden. Dieses Beispiel für die Sende-/Empfangsantenne ist nicht nur in der vorerwähnten ungeprüften japanischen Patentveröffentlichung JP-A 2000-258525, sondern auch in der ungeprüften japanischen Patentveröffentlichung JP-A-7-77576 offenbart.
  • Die Sende-/Empfangsantenne des Standes der Technik, wie sie in der ungeprüften japanischen Patentveröffentlichung JP-A 2000-258525 oder der ungeprüften japanischen Patentveröffentlichung JP-A 7-77576 offenbart ist, ist beispielsweise so konfiguriert, wie in einer Draufsicht von oben der 29 gezeigt ist, dass die Antenne 428 mit dem anderen Ende der dritten Übertragungsleitung 426 verbunden ist, die an ihrem einen Ende mit einem Verbindungsabschnitt eines solchen Zirkulators verbunden ist, dass die ersten, zweiten und dritten Übertragungsleitungen 424, 425 und 426 zum Übertragen des Millimeterwellensignals radial am Umfangsrandbereich des Magnetelements 427 verbunden sind und dadurch das Millimeterwellensignal, das aus einem Verbindungsabschnitt eingegeben wurde, aus einem anderen benachbarten Verbindungsabschnitt ausgeben.
  • Bei der Sende-/Empfangsantenne des Standes der Technik wird das aus dem Übertragungssystem ausgegebene Millimeterwellensignal in die erste Übertragungsleitung 424 eingegeben und aus der ersten Übertragungsleitung 424 an die dritte Übertragungsleitung 426 ausgegeben, so dass das in die dritte Übertragungsleitung 426 eingegebene Millimeterwellensignal von der Antenne 428, die mit der dritten Übertragungsleitung 426 verbunden ist, gesendet wird. Gleichzeitig wird das von der Antenne 428 empfangene Millimeterwellensignal in die dritte Übertragungsleitung 426 eingegeben und aus der dritten Übertragungsleitung 426 in die zweite Übertragungsleitung 425 eingegeben, so dass das Millimeterwellensignal aus der zweiten Übertragungsleitung 425 an das Empfangssystem ausgegeben wird. Somit ist die Sende-/Empfangsantenne an der einzelnen Antenne 428 beteiligt und kann das Millimeterwellensignal senden/empfangen.
  • In der Konfiguration, die in der ungeprüften japanischen Patenveröffentlichung JP-A 2003-198421 vorgeschlagen wurde, haben wir jedoch gründliche Untersuchungen zur weiteren Verstärkung der Leistung des Millimeterwellen-Senders/Empfängers vorgenommen und sind auf die folgenden Probleme gestoßen, die behoben werden sollten.
  • Das Problem, das behoben werden sollte, liegt in der Betrachtung einer solchen Fluktuation des Ausgabepegels des Millimeterwellen-Sendesignals aus dem Pulsmodulator 412, das das Übergangsansprechverhalten des Pulsmodulators 412 begleitet.
  • Im Allgemeinen weist der die Hochfrequenzdiode verwendende Pulsmodulator 412 das Verhalten auf, das jenem der Hochfrequenzdiode, wie zum Beispiel einem Nullvorspannungskondensator, eigen ist. Selbst wenn zum Zweck des Ansteuerns ein ideales Pulssignal eingegeben wird, ist der modulierende Vorspannungsstrom in den meisten Fällen durch die Übergangsfluktuation, wie zum Beispiel dem Klingelgeräusch, begleitet. Als Ergebnis hiervon wird der Millimeterwel lenausgang aus dem Pulsmodulator 412 dadurch aus seiner ursprünglichen Wellenform verzerrt und bewirkt das Problem, dass der Signalausgang durch die Pegelfluktuation, die gegenüber dem Entwurfskonzept verzerrt wird, begleitet wird.
  • Der Millimeterwellen-Sender/Empfänger, wie er in der ungeprüften japanischen Patentveröffentlichung JP-A 2003-198421 vorgeschlagen ist, ist mit dem Schalter 416 versehen, um zu verhindern, dass das aus dem Pulsmodulator 412 ausgegebene Millimeter-Sendesignal durch die Reflexion oder dergleichen direkt in den Mischer 415 wandert und an das Empfangssystem ausgegeben wird. Es ist jedoch notwendig, das nicht notwendige Signal, das im Empfangssystem, d. h. im Mischer 415, durch die vorgenannte Pegelfluktuation erzeugt wird, abzuschirmen. Bevor die vorgenannte Pegelfluktuation zu einem gleichmäßigen Zustand konvergiert und stabilisiert wird, kann der Schalter 416 daher nicht EIN geschaltet werden, wodurch sich das Problem ergibt, dass das Senden/Empfangen nicht während einer konstanten Zeitdauer, gerade nachdem das Pulssignal ausgestrahlt wurde, durchgeführt werden kann.
  • Das zu behebende Problem besteht darin, die Pegelfluktuation der Ausgabe des Mischers 415 aufgrund der Übergangsfluktuation des Ausgabepegels des Millimeterwellensignals aus dem Pulsmodulator 412 zu unterdrücken.
  • Als eine Gegenmaßnahme zur Lösung dieses Problems besteht ein zweckmäßiges Verfahren darin, die Pulsmodulatoren 412 in mehrfachen Stufen zu kombinieren, um dadurch die EIN/AUS-Verhältniseigenschaften der Pulsmodulatoren 412 so zu verbessern, dass das besonders ernste Problem der Pegelfluktuation zum Zeitpunkt des AUS-Zustands der Pulsmodulatoren 412 unterdrückt werden kann. Für dieses zweckmäßige Verfahren ist die Konfiguration kompliziert, so dass sie Probleme aufwirft, dass die Zunahme der Anzahl von Schritten beim Zusammenbau des Millimeterwellen-Senders/Empfängers und die Vergrößerung des Millimeterwellen-Senders/Empfängers selbst und der den Millimeterwellen-Sender/Empfänger verwendenden Millimeterwellen-Radarvorrichtung herbeigeführt wird.
  • Des Weiteren hat die Sende-/Empfangsantenne des Standes der Technik, wie sie in der ungeprüften japanischen Patentveröffentlichung JP-A 2000-258525 oder der ungeprüften japanischen Patentveröffentlichung JP-A 6-188633 offenbart ist, das Problem, dass der Anteil des aus dem Übertragungssystem eingegebenen Millimeterwellensignals aus der ersten dielektrischen Führung 424 zur zweiten dielektrischen Führung 425 streut und mit dem zu empfangenden Millimeterwellensignal vermischt wird, wodurch sich das Empfangsverhalten des Empfangssystem verschlechtert.
  • Des Weiteren ist im Stand der Technik als Isolator für das Hochfrequenzsignal, der zur Verwendung in der integrierten Millimeterwellenschaltung oder dem Millimeterwellen-Radarmodul zusammengesetzt ist, ein Isolator vom Zirkulatortyp bekannt, in dem ein nicht-reflektierender Abschlusswiderstand mit einer der eingebenden/ausgebenden Übertragungsleitungen des Zirkulators verbunden ist. Ein Beispiel für diesen Isolator vom Zirkulatortyp des Standes der Technik ist beispielsweise in der ungeprüften japanischen Patentveröffentlichung JP-A 7-235808 offenbart.
  • Der in der ungeprüften japanischen Patentveröffentlichung JP-A 7-235808 ist so konfiguriert, wie zum Beispiel in der schematischen Draufsicht von oben der 30 gezeigt ist, dass der nicht-reflektierende Abschlusswiderstand 438 mit dem anderen Ende der dritten Übertragungsleitung 436 verbunden ist, die an ihrem einen Ende mit einem Verbindungsabschnitt eines solchen Zirkulators verbunden ist, dass die ersten, zweiten und dritten Übertragungsleitungen 434, 435 und 436 zum Übertragen des Hochfrequenzsignals am Umfangsrandbereich des Magnetelements 437 radial verbunden sind, um dadurch das aus einem Verbindungsabschnitt eingegebene Millimeterwellensignal aus einem anderen benachbarten Verbindungsabschnitt auszugeben, und zwar so, dass die Leitungslänge der dritten Übertragungsleitung 436 auf (2n+1)/4·λg (n: eine ganze Zahl, und λg: die Wellenlänge des Hochfrequenzsignals in der dritten Übertragungsleitung 436) eingestellt wird.
  • Gemäß diesem Isolator des Standes der Technik wird, wenn das aus der ersten Übertragungsleitung 434 eingegebene Hochfrequenzsignal aus der zweiten Übertragungsleitung 435 ausgegeben wird, wogegen jener Anteil des Hochfrequenzsignals, der vom Ausgangsanschlussende der zweiten Übertragungsleitung 435 reflektiert wird, in die dritte Übertragungsleitung 436 eingegeben wird und am nicht-reflektierenden Abschlusswiderstand 438 beendet wird, so dass der von der Ausgangsanschlussseite der zweiten Übertragungsleitung 435 reflektierte Hochfrequenzsignalanteil nicht zum Eingangsanschluss der ersten Übertragungsleitung 434 streuen kann. Zu diesem Zeitpunkt werden das Hochfrequenzsignal, das am nicht-reflektierenden Abschlusswiderstand 438 nicht vollständig beendet ist, sondern reflektiert wird, so dass es aus der dritten Übertragungsleitung 436 zur ersten Übertragungsleitung 434 streut, und der Hochfrequenzsignalanteil, der vom Ausgangsanschluss der zweiten Übertragungsleitung 435 reflektiert wird, so dass er aus der zweiten Übertragungsleitung 435 zur ersten Übertragungsleitung 434 streut, zum Stören bzw. Stören gebracht, so dass das Hochfrequenzsignal, das vom Ausgangsanschluss der zweiten Übertragungsleitung 435 reflektiert wird, so dass es zum Eingangsanschluss der ersten Übertragungsleitung 434 streut, mehr gedämpft werden kann. Daher ist es möglich, das Isolierungsverhalten zufrieden stellend zu machen.
  • Dagegen wird im Stand der Technik oft der Metallwellenleiter zum Senden des Hochfrequenzsignals einer Mikrowelle oder einer Millimeterwelle eingesetzt. Aufgrund der Nachfrage in den letzten Jahren nach einer Verringerung der Größe des Hochfrequenzmoduls wurde jedoch ein Hochfrequenzmodul entwickelt, das den dielektrischen Leiter als Wellenleiter des Hochfrequenzsignals verwendet. Von diesen erregt der nicht-strahlende dielektrische Wellenleiter (der auch als „NRD-Leiter" bezeichnet wird) mit geringem Sendeverlust des Hochfrequenzsignals Aufmerksamkeit.
  • Die grundlegende Konfiguration des NRD-Leiters ist in einer perspektivischen Teilaufrissansicht in 411 gezeigt. Wie in 411 gezeigt ist, ist der NRD-Leiter durch Anordnen des dielektrischen Leiters 3 mit einer rechteckigen Schnittform, wie etwa einem Rechteck, zwischen den parallelen Flachplattenleitern 1 und 2, die parallel in einem vorgegebenen Abstand a angeordnet sind, konfiguriert. Wenn dieser Abstand a durch a ≤ λ/2 bezüglich der Wellenlänge λ des Hochfrequenzsignals definiert ist, kann das Hochfrequenzsignal im dielektrischen Leiter 3 durch Eliminieren des Eindringens des Geräusches von außen in den dielektrischen Leiter und durch Eliminieren der Strahlung des Hochfrequenzsignals nach außen wirksam verbreitet werden. Die Wellenlänge λ des Hochfrequenzsignals ist der Wert in der Luft (oder dem freien Raum) in der Betriebsfrequenz.
  • Ein Beispiel für den Hochfrequenzoszillator des Standes der Technik, der in den NRD-Leiter einzubauen ist, ist in perspektivischen Darstellungen in 31 und 32 gezeigt. 31 ist eine perspektivische Ansicht, die das Beispiel für den Hochfrequenzoszillator des Standes der Technik zeigt, und 32 ist eine perspektivische Ansicht eines Verdrahtungssubstrats, das mit einer Diode variabler Kapazität (d. h. einer Varaktordiode) für den Hochfrequenzoszillator versehen ist. In
  • 31 und 32 sind die parallelen Flachplattenleiter nicht gezeigt. Dieser Hochfrequenzoszillator oszilliert das frequenzmodulierte Hochfrequenzsignal, indem er die Gunndiode und die Varaktordiode in Kombination verwendet, und ein Hochfrequenz-Sender/Empfänger, ein Millimeterwellenradarmodul oder dergleichen, die einen solchen Hochfrequenzoszillator verwenden, sind entwickelt worden. 33 ist eine Draufsicht von oben, die ein Beispiel für das Millimeterwellen-Radarmodul zeigt, das durch Einbau des Hochfrequenzoszillators des Standes der Technik als Millimeterwellensignaloszillator 502 konfiguriert ist.
  • Der in 31 gezeigte Hochfrequenzoszillator ist so konfiguriert, dass er einen spannungsgesteuerten Oszillator V und einen Zirkulator E einschließt. Zunächst weist der spannungsgesteuerte Oszillator V oder die Komponente des in 31 gezeigten Hochfrequenzoszillators die Konfiguration auf, die im Folgenden beschrieben wird. In 31 und 32 bezeichnet das Bezugszeichen 82 ein Metallbauteil eines allgemein kastenförmigen Metallblocks oder dergleichen zum Anbringen einer Gunndiode 83; das Bezugszeichen 83 bezeichnet die Gunndiode oder eine Art Hochfrequenzdiode zum Oszillieren von Millimeterwellen; das Bezugszeichen 84 bezeichnet ein Verdrahtungssubstrat, das auf einer Seitenfläche des Metallbauteils 82 angeordnet ist und eine Vorspannungszufuhrleitung 84a vom Drosseltyp aufweist, die so ausgebildet ist, dass sie als Tiefpassfilter zum Zuführen einer Vorspannung zur Gunndiode 83 und zum Verhindern des Streuens des Hochfrequenzsignals fungiert; das Bezugszeichen 85 bezeichnet einen bandförmigen Leiter, wie zum Beispiel einen Metallfolienstreifen, zum Verbinden der Vorspannungszufuhrleitung 84a vom Drosseltyp mit dem oberen Leiter der Gunndiode 83; das Bezugszeichen 86 bezeichnet einen Metallstreifenresonator mit einer mitschwingenden Metallstreifenleitung 86a, die auf dem dielektrischen Substrat angeordnet ist; und das Bezugszeichen 87 bezeichnet einen dielektri schen Leiter zum Leiten des Hochfrequenzsignals, das durch den Metallstreifenresonator zur Außenseite des Millimeterwellensignaloszillators geschwungen wird.
  • Weiterhin ist in der Mitte des Wegs des dielektrischen Leiters 87 das Verdrahtungssubstrat 88 angeordnet, in dem das Verdrahtungssubstrat 88 mit der Varaktordiode 80 oder einer frequenzmodulierenden Diode, d. h. einer Art Diode variabler Kapazität, darin eingepackt ist. Die Vorspannungsanlegerichtung der Varaktordiode 90 wird senkrecht zur Verbreitungsrichtung des Hochfrequenzsignals im dielektrischen Leiter 87 und parallel (d. h. in der statischen Richtung) zur Hauptseite der parallelen Flachplattenleiter ausgeführt. Des Weiteren ist die Vorspannungsanlegerichtung der Varaktordiode mit der statischen Richtung des Hochfrequenzsignals in einem LSM01-Modus zur Verbreitung im dielektrischen Leiter 87 ausgerichtet. Durch elektromagnetische Kopplung des Hochfrequenzsignals mit der Varaktordiode 80 zur Steuerung der Vorspannung, so dass dadurch die elektrostatische Kapazität der Varaktordiode 80 gesteuert wird, kann daher die Frequenz des Hochfrequenzsignals gesteuert werden. Des Weiteren bezeichnet das Bezugszeichen 89 eine dielektrische Platte mit hoher spezifischer dielektrischer Konstante zum Anpassen der Impedanz zwischen der Varaktordiode 80 und dem dielektrischen Leiter 87.
  • Wie in 32 gezeigt ist, ist die zweite Vorspannungszufuhrleitung 90 vom Drosseltyp auf einer Hauptstirnseite des Verdrahtungssubstrats 88 ausgebildet und die Varaktordiode 80 ist in der Mitte des Wegs der zweiten Vorspannungszufuhrleitung 90 vom Drosseltyp angeordnet. Die Verbindungselektrode 81 ist am Verbindungsabschnitt der zweiten Vorspannungszufuhrleitung 90 vom Drosseltyp mit der Varaktordiode 80 ausgebildet.
  • Das aus der Gunndiode 83 oszillierte Hochfrequenzsignal wird durch den Metallstreifenresonator 86 zum dielektrischen Leiter 87 abgeleitet. Als nächstes wird ein Anteil des Hochfrequenzsignals von der Varaktordiode 80 reflektiert und zur Gunndiode 83 zurückgesendet. Dieses reflektierte Signal ändert sich nach Maßgabe der Schwankung in der statischen Kapazität der Varaktordiode 80, so dass seine Oszillationsfrequenz variiert.
  • Als nächstes weist der Zirkulator E, d. h. die Komponente des in 31 gezeigten Hochfrequenzmodulators, einen ersten Verbindungsabschnitt 92a, einen zweiten Verbindungsabschnitt 92 und einen dritten Verbindungsabschnitt 92c auf, die in einem vorgegebenen Abstand an den Umfangsrandbereichen von zwei Ferritplatten 91a und 91b angeordnet sind, welche parallel zu dem parallelen Flachplattenleiter angeordnet sind, um individuell als Eingangs-/Ausgangsanschlüsse des Millimeterwellensignals zu wirken. Im Zirkulator E sind ein Ende des dielektrischen Leiters 87, eine Ende eines dielektrischen Leiters 93 und ein Ende eines dielektrischen Leiters 94 jeweils so mit dem ersten Verbindungsabschnitt 92a, einem zweiten Verbindungsabschnitt 92b und dem Verbindungsabschnitt 92c verbunden, dass das aus dem anderen Ende des dielektrischen Leiters 87 eingegebene Millimeterwellensignal aus einem Ausgangsanschluss 93a oder dem anderen Ende des dielektrischen Leiters 93 ausgegeben wird, der sich im Gegenuhrzeigersinn an die Ebenen der Ferritplatten 91a und 91b anschließt. Im Zirkulator E wird ein Anteil der Ausgabe zurückreflektiert und aus dem Ausgangsanschluss 93a eingegeben, und er wird in ein Ende des dielektrischen Leiters 94 eingegeben, der sich im Gegenuhrzeigersinn an die Ebenen der Ferritplatten 91a und 91b anschließt, und aus dem anderen Ende ausgegeben.
  • Der in 31 gezeigte Hochfrequenzmodulator ist so konfiguriert, dass der spannungsgesteuerte Oszillator V und der Zirkulator E über den dielektrischen Leiter 87 verbunden sind, und dass ein nicht-reflektierender Abschlusswiderstand 95 mit dem anderen Ende des dielektrischen Leiters 94 verbunden ist. Das durch den spannungsgesteuerten Oszillator V erzeugte Millimeterwellensignal wird aus dem ersten Verbindungsabschnitt 92a des Zirkulators E zum zweiten Verbindungsabschnitt 92b gesendet und wird als Millimeterwellenoszillationsausgabe aus dem Ausgangsanschluss 93a extrahiert. Der Zirkulator E und der nicht-reflektierende Abschlusswiderstand 95 wirken als Isolator zum Isolieren des spannungsgesteuerten Oszillators V und des Ausgangsabschlusses 93a, so dass die Millimeterwellenoszillationsausgabe des spannungsgesteuerten Oszillators V nicht zum spannungsgesteuerten Oszillator V zurückkehren kann. Somit oszilliert der spannungsgesteuerte Oszillator V stabil. Diese Technik des Hochfrequenzoszillators ist in beispielsweise in den ungeprüften japanischen Patentveröffentlichungen JP-A 6-188633, JP-A 6-177650, JP-A 6-177649 und JP-A 6-97735 offenbart.
  • Andererseits ist das in 33 gezeigte Millimeterwellenradarmodul vom FMCW (frequenzmodulierten Dauerstrich)-Typ, das das folgende Betriebsprinzip besitzt. Ein Eingangssignal mit einer Spannungsamplitude, die sich mit der Zeit zu einer Sägezahnschwingung, einer Sinuswelle oder dergleichen ändert, wird in einen Modulationssignaleingangsanschluss des Millimeterwellensignaloszillators 502 eingegeben, der aus dem Hochfrequenzoszillator besteht, wie in 31 gezeigt ist, dessen Ausgangssignal frequenzmoduliert wird, um die Ausgangsfrequenz des Millimeterwellensignaloszillators 502 in die Sägezahnschwingung, die Sinuswelle oder dergleichen abzuändern. Wenn ein Ausgangssignal (oder eine Übertragungswelle) aus einer Sende-/Empfangsantenne 506 ausgestrahlt wird, kehrt die reflektierte Welle (oder die empfangene Welle) von einem eventuell vor der Sende-/Empfangsantenne 506 vorhandenen Ziel mit einer Zeitdifferenz für die Hin- und Herbewegungen der Ausbreitungsgeschwindigkeit der elektrischen Wellen zurück. Zu diesem Zeitpunkt wird das Zwischenfrequenzsignal, das der Frequenzdifferenz zwischen der gesendeten Welle und der empfangenen Welle entspricht, an den Zwischenfrequenzausgangsanschluss auf der Ausgangsseite eines Mischers 510 ausgegeben.
  • Durch Analysieren der Frequenzkomponente, wie etwa der Ausgangsfrequenz der Ausgabe jenes Zwischenfrequenzausgangsanschlusses, kann die Reichweite bis zum Ziel aus einer Bezugsformel abgeleitet werden: Fif = 4R·fm·Δf/c (Fif: IF (Zwischenfrequenz)-Ausgangsfrequenz; R: eine Reichweite; fm: eine modulierte Frequenz; Δf: eine Frequenzabweichungsbreite; und c: Lichtgeschwindigkeit).
  • Die Technik für das Millimeterwellenradarmodul, das jenen Hochfrequenzoszillator verwendet, ist zum Beispiel in den ungeprüften japanischen Patentveröffentlichungen JP-A 6-174824, JP-A 10-22864 und JP-A 10-224257 offenbart.
  • Andererseits sind die Beispiele für die Radarvorrichtung des Standes der Technik und das mit der Radarvorrichtung versehene Fahrzeug, an dem die Radarvorrichtung angebracht ist, beispielsweise in der ungeprüften japanischen Patentveröffentlichung JP-A 2003-35768 offenbart.
  • Beim Isolator des Standes der Technik, der in der ungeprüften japanischen Patentveröffentlichung JP-A 7-235808 offenbart ist, ändert sich jedoch das Vorrücken in der Phase des Hochfrequenzsignals in der Tat zu dem Zeitpunkt, an dem das Hochfrequenzsignal hauptsächlich von dem nicht-reflektierenden Abschlusswiderstand 438 reflektiert wird. Mit der vorgenannten Einstellung der Leitungslänge der dritten Übertragungsleitung 436 zur Verbesserung des Isolierungsverhaltens unter der Voraussetzung, dass keine Phasenänderung er folgt, weichen die beiden Hochfrequenzsignale, die zur ersten Übertragungsleitung 14 streuen, von den entgegengesetzten Phasen ab, so dass sie synthetisiert werden. Diese Synthetisierung wirft das Problem auf, dass es unmöglich ist, das Hochfrequenzsignal ausreichend zu dämpfen, das andernfalls vom Ausgangsanschluss der zweiten Übertragungsleitung 435 reflektiert würde, so dass es zum Eingangsanschluss der ersten Übertragungsleitung 434 streut.
  • Andererseits weist der Hochfrequenzoszillator des Standes der Technik, der in 31 gezeigt ist, eine schmale Frequenzbandbreite für eine hohe Isolierung auf, da das Isolierungsverhalten einer Stufe des Zirkulators oder der Komponente des Hochfrequenzmodulators in der graphischen Darstellung der 16 gezeigt ist. Dies verursacht das Problem, dass das Oszillationsfrequenzband begrenzt ist (im Beispiel der 16 etwa auf 1 GHz oder weniger) und auf die stabile Oszillation des Hochfrequenzoszillators innerhalb des Bereichs beschränkt ist, in dem die Isolierung auf einem vorgegebenen oder höheren Wert von 30 dB oder mehr liegen kann.
  • Wenn der Hochfrequenzoszillator des Standes der Technik zur Verwendung in das Millimeterwellenradarmodul oder dergleichen eingebaut wird, wird dieses Millimeterwellenradarmodul in einem solchen Motorraum oder dergleichen eines Kraftfahrzeugs angebracht, der große Temperaturschwankungen aufweist. Die Oszillationsfrequenz des Hochfrequenzoszillators hängt von der Temperatur ab. Diese Abhängigkeit verursacht das Problem, dass der Hochfrequenzoszillator Millimeterwellenschwingungen mit einer solchen Frequenz ausgibt, dass sie die Radarerfassungsleistung so verschlechtern, dass die Isolierung des Zirkulators bei der Umgebungstemperatur nicht erfolgen kann.
  • Die Millimeterwellenoszillationsausgabe kann ferner in dem Millimeterwellenradarmodul des Standes der Technik pulsmoduliert werden, um das Millimeterwellensenden/-empfangen mit weniger Geräuschen durchzuführen. In diesem Fall kehrt das pulsierende Millimeterwellensignal aus dem Pulsmodulator zum Hochfrequenzoszillator des Standes der Technik zurück, so dass ein schwerwiegenderer Faktor für die Oszillationsinstabilität zum spannungsgesteuerten Oszillator hinzugefügt wird. Diese Hinzufügung wirft das Problem auf, dass die Isolierung des Zirkulators unzureichend wird.
  • Zur Lösung dieser Probleme gibt es andererseits ein Lösungsmittel für die Konfiguration eines ähnlichen Hochfrequenzoszillators durch Verwendung des Zirkulators mit der zweistufigen Konfiguration, wie sie von den Erfindern in der ungeprüften japanischen Patentveröffentlichung JP-A 2003-218609 vorgeschlagen wurde. In dieser Technik wurde jedoch eine größere Verbesserung zur Erweiterung der Frequenzbandbreite angestrebt, in der eine Isolierung auf einem vorgegebenen oder höheren Wert beibehalten wird.
  • Des Weiteren ist im Stand der Technik zum Beispiel ein Pulsmodulationssystem, wie es in der ungeprüften japanischen Patentveröffentlichung JP-A 2000-258525 offenbart ist, als das System vorgeschlagen worden, das als Anwendung bei einem Millimeterwellenradarmodul, einem Millimeterwellen-Drahtlostelegramm oder dergleichen erwartet wird.
  • Der Hochfrequenz-Sender/Empfänger dieses Pulsmodulationstyps des Standes der Technik ist beispielsweise so konfiguriert, wie in einem schematischen Blockschaltungsdiagramm der 34 gezeigt ist, dass er einen Hochfrequenzoszillator 61, eine Verzweigungsvorrichtung 62, einen Pulsmodulator 63, einen Zirkulator 64, eine Sende-/Empfangsantenne 65 und einen Mischer 66 aufweist. Der Hochfre quenzoszillator 61 erzeugt ein Hochfrequenzsignal. Die Verzweigungsvorrichtung 62 ist mit dem Ausgangsanschluss des Hochfrequenzoszillators 61 verbunden, verzweigt das Hochfrequenzsignal und gibt die verzweigten Signale an den einen Ausgangsanschluss 62b und den anderen Ausgangsanschluss 62c aus. Der Pulsmodulator 63 ist mit dem einen Ausgangsanschluss 62b der Verzweigungsvorrichtung 62 zum Pulsmodulieren eines Anteils des Hochfrequenzsignals zur Ausgabe des modulierten Signals als Hochfrequenz-Sendesignal verbunden. Der Zirkulator 64 umfasst einen ersten, zweiten und dritten Anschluss 64a, 64b und 64c. Im Zirkulator 64 ist der erste Anschluss 64a mit dem Ausgangsanschluss 63a des Pulsmodulators 63 verbunden und das aus dem ersten Anschluss 64a eingegebene Hochfrequenzsignal wird an den zweiten Anschluss 64b ausgegeben und das aus dem zweiten Anschluss 64b eingegebene Hochfrequenzsignal wird an den dritten Anschluss 64c ausgegeben. Die Sende-/Empfangsantenne 65 ist mit dem zweiten Anschluss 64b des Zirkulators 64 verbunden. Der Mischer 66 ist zwischen dem anderen Anschluss 62c der Verzweigungseinrichtung 62 und dem dritten Anschluss 64c des Zirkulators 64 verbunden. Der Mischer 66 gibt ein Zwischenfrequenzsignal aus, indem er das Hochfrequenzsignal als lokales Signal LO, das an den anderen Ausgangsanschluss 62c der Verzweigungseinrichtung 62 ausgegeben wurde, und ein von der Sende-/Empfangsantenne 65 empfangenes Hochfrequenzsignal RF mischt.
  • Weitere Beispiele für den Hochfrequenz-Sender/Empfänger des Standes der Technik, der jenen Pulsmodulationstyp übernimmt, sind in den ungeprüften japanischen Patentveröffentlichungen JP-A 11-183613, JP-A 2000-171556 und JP-A 2001-74829 offenbart.
  • Beispiele für die Radarvorrichtung des Standes der Technik und das mit der Radarvorrichtung versehene Fahrzeug, an dem die Radarvor richtung angebracht ist, sind zum Beispiel in der ungeprüften japanischen Patentveröffentlichung JP-A 2003-35768 offenbart.
  • In jeder der Konfigurationen, die in den ungeprüften japanischen Patentveröffentlichungen JP-A 2000-258525, JP-A 11-183613, JP-A 2000-171556 und JP-A 2001-74829 offenbart sind, wird jedoch ein Anteil des lokalen Signals LO vom Mischer 66 reflektiert und streut dann aus dem dritten Anschluss 64c des Zirkulators 64 zum ersten Anschluss 64a, wie in 34 gezeigt ist. Des Weiteren wird dieses Hochfrequenzsignal, das gestreut hat, vom Pulmodulator 63 im AUS-Zustand so vollständig reflektiert, dass es als das nicht notwendige Hochfrequenzsignal aus der Sende-/Empfangsantenne 65 gesendet wird. Als Ergebnis hiervon fällt das EIN/AUS-Verhältnis oder das Verhältnis der Intensitäten der einzelnen Hochfrequenz-Sendesignale, die von der Sende-/Empfangsantenne 65 gesendet werden, wenn der Pulsmodulator 63 EIN und AUS ist, ab und führt zu dem Problem, dass die Sende-/Empfangsleistung abfällt. Insbesondere wandert dieses nicht notwendige Hochfrequenzsignal, wenn es gesendet wird, in die Hochfrequenzsignal-RF und wird intrinsisch aufgenommen und bewirkt dadurch das Problem, dass der Anteil der zu empfangenden Hochfrequenzsignal-RF nicht korrekt empfangen werden kann.
  • In der Radarvorrichtung, die jenen Hochfrequenz-Sender/Empfänger verwendet, ist weiterhin das Hochfrequenzsignal von schwacher Intensität, das von einem zu erfassenden fernen Objekt reflektiert wird, in dem Hochfrequenzsignal oder dem Geräusch vergraben, das übertragen wird, wenn der Pulsmodulator 63 AUS ist. Im Ergebnis kann der zu erfassende Bereich eingeengt werden oder es kann dabei eine fehlerhafte Erfassung auftreten, was zu dem Problem führt, dass die Erfassung des Objekts verzögert wird.
  • Des Weiteren wird bewirkt, dass das Fahrzeug oder das kleine Boot, an dem eine solche Radarvorrichtung angebracht ist, das richtige Verhalten zeigt, wie zum Beispiel ein Ausweichen oder ein Abbremsen, wenn es das Objekt mit der Radarvorrichtung auf der Basis der erfassten Information erfasst. Jedoch wird die Erfassung des Ziels verzögert und verursacht das Problem, dass die verzögerte Erfassung ein abruptes Verhalten beim Fahrzeug oder dem kleinen Boot bewirkt.
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  • ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
  • Die Erfindung ist gemacht worden, um die vorstehenden Probleme zu lösen, deren Verbesserung angestrebt wird und hat zum Ziel, einen Millimeterwellen-Sender/Empfänger bereitzustellen, welcher einen Schalter aufweist, der verhindern kann, dass das pulsmodulierte Millimeterwellen-Sendesignal durch interne Reflexion oder dergleichen an das Empfangssystem ausgegeben wird und der das Senden/Empfangen durchführen kann, gerade nachdem das Pulssignal gesendet worden ist.
  • Ein weiteres Ziel der Erfindung ist es, eine Sende-/Empfangsantenne, die verhindern kann, dass ein Anteil des Millimeterwellensignals des Übertragungssystems direkt in das Empfangssystem streut, sowie einen Millimeterwellen-Sender/Empfänger zur Verfügung zu stellen, der die Sende-/Empfangsantenne verwendet, um eine hohe Millimeterwellen-Sende-/Empfangsleistung zu haben.
  • Ferner ist es ein weiteres Ziel der Erfindung, einen solchen Isolator vom Zirkulatortyp mit verbessertem Isolierungsverhalten zur Verfügung zu stellen, dass der nicht-reflektierende Abschlusswiderstand mit einer der Eingangs-/Ausgangs-Übertragungsleitungen des Zirkulators verbunden ist.
  • Ein noch anderes Ziel der Erfindung ist es, einen Hochfrequenzoszillator, der eine weite Frequenzbandbreite zum Halten einer Isolierung auf einem vorgegebenen oder höheren Wert nehmen kann, um die Frequenzbandbreite für die stabile Oszillation zu weiten, und der selbst dann stabil arbeiten kann, wenn die Frequenzeigenschaften des Hochfrequenzoszillators durch die Umgebungsbetriebstemperatur beeinflusst werden, sowie einen den Oszillator verwendenden Hochfrequenz-Sender/Empfänger zur Verfügung zu stellen.
  • Ferner ist es ein noch weiteres Ziel der Erfindung, einen Hochfrequenz-Sender/Empfänger mit hoher Leistung bereitzustellen, der die Sende-/Empfangsleistung mit einer einfachen Konfiguration verbessern kann, indem er verhindert, dass ein Anteil des Hochfrequenz-Sendesignals als nicht notwendiges Signal gesendet wird, wenn der Pulsmodulator AUS ist, um dadurch das EIN/AUS-Verhältnis des Sendeausgangs zu verbessern.
  • Ein noch anderes Ziel der Erfindung ist es, eine Radarvorrichtung, die mit einem Hochfrequenz-Sender-Empfänger von hoher Leistung versehen ist, sowie ein mit einer Radarvorrichtung versehenes Fahrzeug und ein mit einer Radarvorrichtung versehenes kleines Boot, die mit der Radarvorrichtung versehen sind, zur Verfügung zu stellen.
  • Die Erfindung stellt eine Sende-/Empfangsantenne zur Verfügung, mit:
    einem Zirkulator mit einer ersten, zweiten und dritten Übertragungsleitung zum Senden des Millimeterwellensignals, die mit einem Umfangsrandbereich eines Magnetelements jeweils durch erste, zweite und dritte Verbindungsabschnitte radial verbunden sind, wobei der Zirkulator ein aus einem der Verbindungsabschnitte eingegebenes Millimeterwellensignal aus einem der beiden Verbindungsabschnitte benachbart dem einen Verbindungsabschnitt ausgibt; und
    einer Antenne, die mit einem Ende der dritten Übertragungsleitung verbunden ist, deren anderes Ende mit dem dritten Verbindungsabschnitt verbunden ist,
    wobei eine Leitungslänge der dritten Übertragungsleitung so eingestellt ist, dass δ = ± π (Einheit: rad) ist, wobei δ für eine Phasendifferenz in einer Mittelfrequenz zwischen einem Signal Wa, das ein Millimeterwellensignalanteil ist, der über die dritte Übertragungsleitung von der Antenne reflektiert und zurückgesendet wird, so dass er zum zweiten Verbindungsabschnitt streut, und einem Signal Wb steht, das ein weiterer Millimeterwellensignalanteil ist, der aus dem ersten Verbindungsabschnitt durch den Zirkulator zum zweiten Verbindungsabschnitt gestreut hat.
  • Die Erfindung stellt eine Sende-/Empfangsantenne zur Verfügung, mit:
    zwei parallelen Flachplattenleitern, die parallel in einem Abstand von einer halben Wellenlänge eines Millimeterwellensignals oder weniger angeordnet sind;
    einem Zirkulator, der zwischen den parallelen Flachplattenleitern angeordnet ist, auf deren Innenstirnflächen zwei Ferritplatten so angeordnet sind, dass sie einander gegenüberliegen, wobei der Zirkulator erste, zweite und dritte dielektrische Leiter zum Eingeben/Ausgeben des Millimeterwellensignals aufweist, die mit den Umfangsrandbereichen der beiden Ferritplatten jeweils durch erste, zweite und dritte Verbindungsabschnitte radial verbunden sind, der Zirkulator das aus einem der Verbindungsabschnitte eingegebene Millimeterwellensignal aus einem der beiden Verbindungsabschnitte, die dem einen Verbindungsabschnitt benachbart sind, ausgibt; und
    einer Antenne oder einer Wellenleiterröhre oder einem mit der Antenne verbundenen primären Strahler, die bzw. der auf den parallelen Flachplattenleitern angeordnet ist und mit einem Durchloch verbunden ist, das in einem Bereich eines der parallelen Flachplattenleiter ausgebildet ist, wobei der Bereich einem Bereich des dritten dielektrischen Leiters gegenüberliegt, dessen eines Ende mit dem dritten Verbindungsabschnitt verbunden ist, in welchem Abschnitt das elektrische Feld einer Stehwelle in einem LSM-Modus hoch ist,
    wobei eine Länge von dem einen Ende des Bereichs, der dem Durchloch des dritten elektrischen Leiters gegenüberliegt, so eingestellt ist, dass δ = ± π ist, wobei δ für eine Phasendifferenz in einer Mittelfrequenz zwischen einem Signal Wa, das ein Millimeterwellensignalanteil ist, der über die dritte Übertragungsleitung vom Durchloch reflektiert und zurückgesendet wird, so dass er zum zweiten Verbindungsabschnitt streut, und einem Signal Wb steht, das ein weiterer Millimeterwellensignalanteil ist, der aus dem ersten Verbindungsabschnitt durch den Zirkulator zum zweiten Verbindungsabschnitt gestreut hat.
  • Die Erfindung stellt einen Millimeterwellen-Sender/Empfänger zur Verfügung, mit:
    einem Millimeterwellenoszillator zum Erzeugen eines Millimeterwellensignals;
    einer Verzweigungsvorrichtung, die mit dem Millimeterwellenoszillator verbunden ist, zum Verzweigen eines Millimeterwellensignals und Ausgeben von Millimeterwellen-Sendesignalen an ihren einen Aus gangsanschluss und eines lokalen Signals an ihren anderen Ausgangsanschluss;
    der vorgenannten Sende-/Empfangsantenne, in der ein Endabschnitt der ersten Übertragungsleitung mit dem einen Ausgangsanschluss der Verzweigungsvorrichtung verbunden ist; und
    einem Mischer, der zwischen dem anderen Ausgangsanschluss der Verzweigungsvorrichtung und dem Endabschnitt der zweiten Übertragungsleitung der Sende-/Empfangsantenne verbunden ist, um das lokale Signal, das an den anderen Ausgangsanschluss ausgegeben wird, mit dem Millimeterwellensignal, das durch die Sende-/Empfangsantenne empfangen wird, zu mischen und ein Zwischenfrequenzsignal auszugeben.
  • Die Erfindung stellt einen Millimeterwellen-Sender/Empfänger zur Verfügung, mit:
    der vorgenannten Sende-/Empfangsantenne;
    einem Millimeterwellensignaloszillator, der zwischen den parallelen Flachplattenleitern angeordnet und an dem ersten dielektrischen Leiter zum Frequenzmodulieren des aus der Hochfrequenzdiode ausgegebenen Hochfrequenzsignals und zum Verbreiten des modulierten Signals als dem Millimeterwellensignal über den ersten dielektrischen Leiter befestigt ist;
    einem Pulsmodulator, der zwischen den parallelen Flachplattenleitern angeordnet ist und in der Mitte des Wegs des ersten dielektrischen Leiters zum Pulsieren des Millimeterwellensignals zum Ausgeben des pulsierten Signals als dem Millimeterwellen-Sendesignal über den ersten dielektrischen Leiter angeordnet ist;
    einem vierten dielektrischen Leiter, der zwischen den parallelen Flachplattenleitern so angeordnet ist, dass sein eines Ende nahe dem ersten dielektrischen Leiter ist oder an seinem einen Ende mit dem ersten dielektrischen Leiter zum Erhalt einer elektromagnetischen Kopplung zur Verbreitung eines Anteils des Millimeterwellensignals verbunden ist; und
    einem Mischer, der zwischen den parallelen Flachplattenleitern angeordnet und so konfiguriert ist, dass die Mitte des Wegs des vierten dielektrischen Leiters und die Mitte des Wegs des dritten dielektrischen Leiters zum Erhalt einer elektromagnetischen Kopplung nahe beieinander oder miteinander verbunden sind, um den Millimeterwellensignalanteil mit der durch die Sende-/Empfangsantenne empfangenen Empfangswelle zu mischen und das Zwischenfrequenzsignal zu erzeugen.
  • Des Weiteren ist in der Erfindung ein Energieverhältnis zwischen dem einen Millimeterwellensignalanteil Wa und dem anderen Millimeterwellensignalanteil Wb auf 0,27 oder mehr eingestellt, und die Phasendifferenz δ ist auf δ = ± π ± 0,42π eingestellt.
  • Ferner umfasst in der Erfindung der Millimeterwellen-Sender/Empfänger des Weiteren einen Pulsmodulator, der zwischen dem einen Ausgangsanschluss der Verzweigungsvorrichtung und einer ersten Übertragungsleitung des Zirkulators eingefügt ist, das zu dem einen Ausgangsanschluss verzweigte Millimeterwellen-Sendesignal pulsmoduliert und das Millimeterwellen-Sendesignal ausgibt, und der Ausgangsanschluss des Mischers ist mit einem Schaltregler zum Öffnen des Ausgangsanschlusses, wenn das pulsmodulierte Millimeterwellen-Sendesignal aus dem Pulsmodulator ausgegeben wird, versehen.
  • Ferner ist in der Erfindung der Ausgangsanschluss des Mischers mit einem Schaltregler zum Öffnen des Ausgangsanschlusses, wenn das pulsmodulierte Millimeterwellen-Sendesignal aus dem Pulsmodulator ausgegeben wird, versehen.
  • Gemäß der Erfindung umfasst eine Sende-/Empfangsantenne einen Zirkulator mit einer ersten, zweiten und dritten Übertragungsleitung zum Senden des Millimeterwellensignals, die mit einem Umfangsrandbereich eines Magnetelements jeweils durch erste, zweite und dritte Verbindungsabschnitte radial verbunden sind, wobei der Zirkulator ein Millimeterwellensignal, das aus einem der Verbindungsabschnitte eingegeben wird, aus einem der beiden Verbindungsabschnitte ausgibt, die dem einen Verbindungsabschnitt benachbart sind; und eine Antenne, die mit einem Ende der dritten Übertragungsleitung verbunden ist, deren anderes Ende mit dem dritten Verbindungsabschnitt verbunden ist, wobei eine Leitungslänge der dritten Übertragungsleitung so eingestellt ist, dass δ = ± π, wobei δ für eine Phasendifferenz in einer Mittelfrequenz zwischen einem Signal Wa, das ein Millimeterwellensignalanteil ist, der über die dritte Übertragungsleitung von der Antenne reflektiert und zurückgesendet wird, so dass er zum zweiten Verbindungsabschnitt streut, und einem Signal Wb steht, das ein anderer Millimeterwellensignalanteil ist, der aus dem ersten Verbindungsabschnitt durch den Zirkulator zum zweiten Verbindungsabschnitt gestreut hat. Dementsprechend beträgt die Phasendifferenz δ zwischen den Signalen Wa und Wb ± π, und als Ergebnis hiervon können die beiden Millimeterwellensignale Wa und Wb, die zum zweiten dielektrischen Leiter gestreut haben, zuverlässig in genau entgegengesetzte Phasen umgekehrt werden, um einander wirksam aufzuheben. Als Ergebnis hiervon kann das Millimeterwellensignal, das vom ersten dielektrischen Leiter auf der Seite des Übertragungssystems zum zweiten dielektrischen Leiter auf der Seite des Empfangssystems streut, unterdrückt werden, um die Sen de-/Empfangsantenne zur Verfügung zu stellen, die ein Empfangssystem mit einem zufrieden stellenden Empfangsverhalten aufweist.
  • Des Weiteren umfasst gemäß der Erfindung eine Sende-/Empfangsantenne zwei parallele Flachplattenleiter, die parallel in einem Abstand von einer halben Wellenlänge eines Millimeterwellensignals oder weniger angeordnet sind; einen Zirkulator, der zwischen den parallelen Flachplattenleitern angeordnet ist, auf deren Innenflächen zwei Ferritplatten so angeordnet sind, dass sie einander gegenüberliegen, wobei der Zirkulator erste, zweite und dritte dielektrische Leiter zum Eingeben/Ausgeben des Millimeterwellensignals aufweist, die mit den Umfangsrandbereichen der beiden Ferritplatten jeweils durch erste, zweite und dritte Verbindungsabschnitte radial verbunden sind, der Zirkulator das aus einem der Verbindungsabschnitt eingegebene Millimeterwellensignal aus einem anderen der Verbindungsabschnitte, die dem einen Verbindungsabschnitt benachbart sind, ausgibt; und eine Antenne oder eine Wellenleiterröhre oder einen mit der Antenne verbundenen primären Strahler, die bzw. der auf den parallelen Flachplattenleitern angeordnet ist und mit einem Durchloch verbunden ist, das in einem Bereich eines der parallelen Flachplattenleiter ausgebildet ist, wobei der Bereich einem Bereich des dritten dielektrischen Leiters gegenüberliegt, dessen eines Ende mit dem dritten Verbindungsabschnitt verbunden ist, in welchem Abschnitt ein elektrisches Feld einer Stehwelle in einem LSM-Modus hoch ist, wobei eine Länge von einem Ende des Bereichs gegenüber dem Durchloch des dritten dielektrischen Leiters so eingestellt ist, dass δ = ± π, wobei δ für eine Phasendifferenz in einer Mittelfrequenz zwischen einem Signal Wa, das ein Millimeterwellensignalanteil ist, der über die dritte Übertragungsleitung vom Durchloch reflektiert und zurückgesendet wird, so dass er zum zweiten Verbindungsabschnitt streut, und einem Signal Wb steht, das ein anderer Millimeterwellensignalanteil ist, der aus dem ersten Verbindungsabschnitt durch den Zirkulator zum zweiten Verbindungsabschnitt gestreut hat. Dementsprechend beträgt die Phasendifferenz δ zwischen den Signalen Wa und Wb ± π, so dass die beiden Millimeterwellensignale Wa und Wb, die zum zweiten dielektrischen Leiter gestreut haben, zuverlässig in genau entgegengesetzte Phasen umgekehrt werden können, um einander wirksam aufzuheben. Als Ergebnis hiervon kann das Millimeterwellensignal, das aus dem ersten dielektrischen Leiter auf der Seite des Übertragungssystems zum zweiten dielektrischen Leiter auf der Seite des Empfangssystems streut, unterdrückt werden, um die Sende-/Empfangsantenne zur Verfügung zu stellen, die ein Empfangssystem mit einem zufrieden stellenden Empfangsverhalten aufweist.
  • Gemäß der Erfindung ist die Leitungslänge der dritten Übertragungsleitung so eingestellt, dass δ = ± π, wobei δ für eine Phasendifferenz in einer Mittelfrequenz zwischen einem Signal Wa, das ein Millimeterwellensignalanteil ist, der über die dritte Übertragungsleitung von der Antenne reflektiert und zurückgesendet wird, so dass er zum zweiten Verbindungsabschnitt streut, und einem Signal Wb steht, das ein anderer Millimeterwellensignalanteil ist, der aus dem ersten Verbindungsabschnitt durch den Zirkulator zum zweiten Verbindungsabschnitt gestreut hat. Daher stören im zweiten Verbindungsabschnitt der Millimeterwellensignalanteil und der andere Millimeterwellensignalanteil, um einander zu schwächen, so dass die Intensität (oder Energie) des Millimeterwellensignals, das durch die Interferenz zwischen dem Millimeterwellensignalanteil Wa und dem anderen Millimeterwellensignalanteil Wb synthetisiert wird, unterdrückt und somit kleiner wird als die Intensität (oder Energie) des anderen Millimeterwellensignalanteils Wb vor der Interferenz. Daher ist es möglich, die Änderung im Mischerausgang zu dem Zeitpunkt, an dem das Millimeterwellensignal aus dem dritten Verbindungsabschnitt des Zirkulators streut und aufgrund der ungenügenden Isolierung des Zirkula tors direkt in den Mischer wandert, zu reduzieren. Als Ergebnis hiervon kann nur der angestrebte der Mischerausgänge leicht erfasst werden, um die Millimeterwellen-Sende-/Empfangsleistung zu verbessern.
  • Gemäß der Erfindung kann verhindert werden, dass ein anderer Anteil des Millimeterwellensignals des Übertragungssystems in das Empfangssystem streut, so dass dadurch die Interferenz mit dem zu empfangenden Millimeterwellensignal reduziert wird, um dadurch die Empfangseigenschaften des Empfangssystems des Millimeterwellen-Senders/Empfängers auszuführen. Als Ergebnis hiervon kann die Energie des Millimeterwellensignals des Übertragungssystems so erhöht werden, dass der Sendebereich des Millimeterwellensignals, das durch die Sende-/Empfangsantenne zu übertragen ist, erweitert und das S/R (Signal/Rauschen)-Verhältnis verbessert wird. Somit kann die Sende-/Empfangsleistung insgesamt verbessert werden.
  • Ferner stören gemäß der Erfindung in einem Fall, in dem das Verhältnis der Energien des einen Millimeterwellensignalanteils Wa und des anderen Millimeterwellensignalanteils Wb auf 0,27 oder mehr eingesetzt ist und die Phasendifferenz δ auf δ = ± π ± 0,42π eingestellt ist, der Millimeterwellensignalanteil Wa und der andere Millimeterwellensignalanteil Wb und schwächen einander. Die Intensität des Millimeterwellensignals, die durch die Interferenz zwischen dem Millimeterwellensignalanteil Wa und dem anderen Millimeterwellensignalanteil Wb synthetisiert worden ist, kann auf die Hälfte der oder weniger als die Summe der einzelnen Ausgabeintensitäten gedrückt werden, bevor der Millimeterwellensignalanteil Wa und der andere Millimeterwellensignalanteil Wb einander stören. Diese Unterdrückung kann realisiert werden, wenn die Phasendifferenz δ in einem praktisch eingestellten Bereich ist. Daher ist es möglich, die Änderung im Mischerausgang leicht und zuverlässig zu dem Zeitpunkt zu verringern, an dem das Millimeterwellen-Sendesignal aus dem zweiten oder dritten Verbindungsabschnitt des Zirkulators streut und direkt in den Mischer aufgrund entweder der Reflexion aus dem Pulsmodulator in den Millimeterwellen-Sender/Empfänger oder der Kürzung der Isolierung des Zirkulators wandert. Als Ergebnis hiervon kann nur der angestrebte der Mischerausgänge leicht erfasst werden, um die Millimeterwellen-Sende-/Empfangsleistung weiter zu verbessern.
  • Des Weiteren wird gemäß der Erfindung selbst dann, wenn der Ausgangsanschluss des Mischers mit dem Schaltregler zum Öffnen des Ausgangsanschlusses versehen ist, wenn das pulsmodulierte Millimeterwellen-Sendesignal aus dem Pulsmodulator ausgegeben wird, und selbst dann, wenn der Schaltregler sofort, nachdem das Millimeterwellen-Sendesignal aus dem Pulsmodulator ausgegeben wird, geschlossen (EIN) wird, die Fluktuation des Mischerausgangs aufgrund der vorübergehenden Fluktuation des Millimeterwellenausgangs des Pulsmodulators ausreichend konvergiert. Ohne eine Behinderung durch das nicht notwendige Signal kann daher das Millimeterwellensenden/-empfangen sofort nach dem Aussenden des Pulssignals begonnen werden.
  • Gemäß der Erfindung kann in der Konfiguration der Sende-/Empfangsantenne und des die Antenne verwendenden Millimeterwellen-Senders/Empfängers der Erfindung der Millimeterwellen-Sender/Empfänger, der den Schaltregler besitzt, welcher imstande ist zu verhindern, dass die Ausgabe des pulsmodulierten Millimeterwellen-Sendesignals an das Empfangssystem durch die interne Reflexion oder dergleichen ausgegeben wird, die Abschirmzeit durch den Schaltregler verkürzen, und zwar im Wesentlichen auf eine Zeitdauer, für die das pulsmodulierte Millimeterwellen-Sendesignal ausgesendet wird. Daher kann dem Millimeterwellen-Sender/Empfänger eine so hohe Leistung gegeben werden, dass der Zeitbereich für das Millimeterwellensenden/-empfangen erweitert wird. Als Ergebnis hiervon kann die Erfassungsleistung im Kurzstreckenbereich verbessert werden, wenn der Sender/Empfänger bei einem Millimeterwellenradar angewendet wird. Des Weiteren kann verhindert werden, dass der Anteil des Millimeterwellensignals des Übertragungssystems direkt an das Empfangssystem streut und dementsprechend kann die Millimeterwellensende-/-empfangsleistung verbessert werden.
  • Die Erfindung stellt einen Isolator zur Verfügung, mit:
    einem Zirkulator mit einer ersten, zweiten und dritten Übertragungsleitung zum Senden eines Hochfrequenzsignals, die mit einem Umfangsrandbereich eines Magnetelements jeweils durch erste, zweite und dritte Verbindungsabschnitte radial verbunden sind, wobei der Zirkulator ein Hochfrequenzsignal, das aus einem der Verbindungsabschnitte eingegeben wird, aus einem der beiden Verbindungsabschnitte ausgibt, die dem einen Verbindungsabschnitt benachbart sind; und
    einem nicht-reflektierenden Abschlusswiderstand, dessen eines Ende mit dem dritten Verbindungsabschnitt verbunden ist und mit dem anderen Ende der dritten Übertragungsleitung verbunden ist,
    wobei eine Leitungslänge der dritten Übertragungsleitung so eingestellt ist, dass δ = ± π, wobei δ für eine Phasendifferenz in einer Mittelfrequenz zwischen Signalen Wa, das ein Millimeterwellensignalanteil ist, der über die dritte Übertragungsleitung von dem nicht-reflektierenden Abschlusswiderstand reflektiert und zurückgesendet wird, so dass er zur ersten Verbindungsleitung streut, und Wb steht, das ein anderer Millimeterwellensignalanteil ist, der aus der zweiten Übertra gungsleitung durch den Zirkulator zur ersten Übertragungsleitung gestreut hat.
  • Die Erfindung stellt einen Isolator zur Verfügung, mit:
    ersten und zweiten Zirkulatoren, jeweils mit einer ersten, zweiten und dritten Übertragungsleitung zum Senden des Millimeterwellensignals, die mit einem Umfangsrandbereich eines Magnetelements jeweils durch erste, zweite und dritte Verbindungsabschnitte radial verbunden sind, wobei die Zirkulatoren jeweils ein aus einem der Verbindungsabschnitte eingegebenes Millimeterwellensignal aus einem der beiden Verbindungsabschnitte ausgeben, die dem einen Verbindungsabschnitt benachbart sind, wobei die Zirkulatoren so verbunden sind, dass die zweite Übertragungsleitung des ersten Zirkulators als erste Übertragungsleitung des zweiten Zirkulators arbeitet; und
    nicht-reflektierenden Abschlusswiderständen, deren eines Ende jeweils mit dem dritten Verbindungsabschnitt verbunden ist, wobei die nicht-reflektierenden Abschlusswiderstände jeweils mit dem anderen Ende der dritten Übertragungsleitung verbunden sind,
    in dem sich die Frequenzabhängigkeit des Isolierungsverhaltens zwischen einem Hochfrequenzsignal, das aus der ersten Übertragungsleitung zur zweiten Übertragungsleitung übertragen wird, und einem Hochfrequenzsignal, das aus der zweiten Übertragungsleitung zur ersten Übertragungsleitung des ersten Zirkulators übertragen wird, von einer Frequenzabhängigkeit des Isolierungsverhaltens zwischen einem Hochfrequenzsignal, das aus der ersten Übertragungsleitung zur zweiten Übertragungsleitung zu übertragen ist, und einer Hochfrequenz, die aus der zweiten Übertragungsleitung zur ersten Übertragungsleitung des zweiten Zirkulators zu übertragen ist, unterscheidet.
  • Des Weiteren ist in der Erfindung eine Leitungslänge der dritten Übertragungsleitung jeweils des ersten und des zweiten Zirkulators so eingestellt, dass δ = ± π, wobei δ für eine Phasendifferenz in einer Mittelfrequenz zwischen Signalen Wa, das ein Hochfrequenzsignalanteil ist, der über die dritte Übertragungsleitung von dem nicht-reflektierenden Abschlusswiderstand reflektiert und zurückgesendet wird, so dass er zur ersten Verbindungsleitung streut, und Wb steht, das ein anderer Hochfrequenzsignalanteil ist, der aus der zweiten Übertragungsleitung durch den Zirkulator zur ersten Übertragungsleitung gestreut hat.
  • Die Erfindung sieht einen Hochfrequenzoszillator vor, mit:
    zwei parallelen Flachplattenleitern, die parallel in einem Abstand von einer halben Wellenlänge eines Hochfrequenzsignals oder weniger angeordnet sind;
    ersten und zweiten Zirkulatoren, die zwischen den parallelen Flachplattenleitern angeordnet sind, mit zwei Ferritplatten, die so angeordnet sind, dass sie auf einer Innenfläche der parallelen Flachplattenleitern einander gegenüberliegen, einem eingebenden dielektrischen Leiter, der in Bezug auf die beiden Ferritplatten zum Eingeben des Hochfrequenzsignals radial angeordnet ist, einem abschließenden dielektrischen Leiter mit einem nicht-reflektierenden Abschlusswiderstand, der an seinem Führungsende vorgesehen ist, und einem ausgebenden dielektrischen Leiter zum Ausgeben eines Hochfrequenzsignals, das in den eingebenden dielektrischen Leiter eingegeben wird, wobei die ersten und zweiten Zirkulatoren so miteinander verbunden sind, dass der ausgebende dielektrische Leiter des ersten Zirkulators als eingebender dielektrischer Leiter des zweiten Zirkulators arbeitet; und
    einem spannungsgesteuerten Oszillator, der mit einem Eingangsanschluss verbunden ist, in den das Hochfrequenzsignal des eingebenden dielektrischen Leiters des ersten Zirkulators eingegeben wird,
    in dem sich die Frequenzabhängigkeit des Isolierungsverhaltens zwischen dem Hochfrequenzsignal, das aus dem eingebenden dielektrischen Leiter zum ausgebenden dielektrischen Leiter zu übertragen ist, und dem Hochfrequenzsignal, das aus dem ausgebenden dielektrischen Leiter zum eingebenden dielektrischen Leiter des ersten Zirkulators zu übertragen ist, von einer Frequenzabhängigkeit des Isolierungsverhaltens zwischen dem Hochfrequenzsignal, das aus dem eingebenden dielektrischen Leiter zum ausgebenden dielektrischen Leiter zu übertragen ist, und dem Hochfrequenzsignal, das aus dem ausgebenden dielektrischen Leiter zum eingebenden dielektrischen Leiter des zweiten Zirkulators zu übertragen ist, unterscheidet.
  • Des Weiteren wird in der Erfindung die Frequenzabhängigkeit eingestellt, indem von Abstand oder Größe der beiden Ferritplatten zwischen dem ersten Zirkulator und dem zweiten Zirkulator zumindest eines unterschiedlich gemacht wird.
  • Die Erfindung stellt einen Hochfrequenzoszillator zur Verfügung, mit:
    dem vorstehend genannten Isolator; und
    einem spannungsgesteuerten Oszillator, der mit dem Eingangsanschluss des Isolators zur Erzeugung eines Hochfrequenzsignals verbunden ist.
  • Die Erfindung sieht eine Hochfrequenz-Sende-/Empfangsvorrichtung vor, mit:
    zwei parallelen Flachplattenleitern, die parallel in einem Abstand von einer halben Wellenlänge eines Millimeterwellensignals oder weniger angeordnet sind;
    einem ersten dielektrischen Leiter, der zwischen den parallelen Flachplattenleitern angeordnet ist;
    einem Millimeterwellensignaloszillator, der an dem ersten dielektrischen Leiter befestigt und zwischen den parallelen Flachplattenleitern zum Ausgeben eines Millimeterwellensignals angeordnet ist, das aus dem Hochfrequenzoszillator an den ersten dielektrischen Leiter ausgegeben wird;
    einem Pulsmodulator, der zwischen den parallelen Flachplattenleitern so angeordnet ist, dass er in der Mitte des Wegs des ersten dielektrischen Leiters zum Pulsieren des Millimeterwellensignals und Ausgeben des pulsierten Signals als Millimeterwellen-Sendesignal über den ersten dielektrischen Leiter liegt;
    einem zweiten dielektrischen Leiter, der zwischen den parallelen Flachplattenleitern so angeordnet ist, dass zum Erhalt einer elektromagnetischen Kopplung sein eines Ende nahe dem ersten dielektrischen Leiter ist oder er an seinem einen Ende mit dem ersten dielektrischen Leiter verbunden ist, um einen Anteil des Millimeterwellensignals fortzupflanzen;
    einen Zirkulator, der zwischen den parallelen Flachplattenleitern angeordnet ist, mit Ferritplatten, die parallel zu den parallelen Flachplattenleitern angeordnet sind, und einem ersten Verbindungsabschnitt, einem zweiten Verbindungsabschnitt und einem dritten Verbindungsabschnitt, die in einem vorgegebenen Abstand am Umfangs randbereich der Ferritplatten angeordnet sind, die jeweils als Eingangs-/Ausgangsanschlüsse des Millimeterwellensignals dienen, um ein aus einem der Verbindungsabschnitte eingegebenes Millimeterwellensignal aus einem der beiden Verbindungsabschnitte auszugeben, die dem einen Verbindungsabschnitt im Uhrzeigersinn oder im Gegenuhrzeigersinn in den Ebenen der Ferritplatten benachbart sind, wobei der erste Verbindungsabschnitt mit dem Millimeterwellensignal-Ausgangsanschluss des ersten dielektrischen Leiters verbunden ist;
    einem dritten dielektrischen Leiter, der zwischen den parallelen Flachplattenleitern angeordnet und mit dem zweiten Verbindungsabschnitt des Zirkulators zum Verbreiten des Millimeterwellensignals verbunden ist, wobei der dritte dielektrische Leiter an seinem führenden Endabschnitt eine Sende-/Empfangsantenne besitzt;
    einem vierten dielektrischen Leiter, der zwischen den parallelen Flachplattenleitern angeordnet und mit dem dritten Verbindungsabschnitt des Zirkulators zum Verbreiten einer Empfangswelle verbunden ist, die durch die Sende-/Empfangsantenne empfangen wird, über den dritten dielektrischen Leiter verbreitet und aus dem dritten Verbindungsabschnitt ausgegeben wird;
    einem Mischer, der zwischen den parallelen Flachplattenleitern angeordnet und so konfiguriert ist, dass entweder eine Mitte des Wegs des zweiten dielektrischen Leiters oder eine Mitte des Wegs des vierten dielektrischen Leiters zum Erhalten einer elektromagnetischen Kopplung nahe beieinander oder miteinander verbunden sind, um einen Anteil des Millimeterwellen-Sendesignals mit der Empfangswelle zu mischen und das Zwischenfrequenzsignal zu erzeugen; und
    einem nicht-reflektierenden Abschlusswiderstand, der zwischen den parallelen Flachplattenleitern angeordnet und mit einem Endabschnitt auf der gegenüberliegenden Seite des Mischers des zweiten dielektrischen Leiters verbunden ist,
    in der der Hochfrequenzoszillator des Millimeterwellenoszillators der vorstehend angeführte Hochfrequenzoszillator ist.
  • Die Erfindung stellt eine Hochfrequenz-Sende-/Empfangsvorrichtung zur Verfügung, mit:
    zwei parallelen Flachplattenleitern, die parallel in einem Abstand von einer halben Wellenlänge eines Millimeterwellensignals oder weniger angeordnet sind;
    einem ersten dielektrischen Leiter, der zwischen den parallelen Flachplattenleitern angeordnet ist;
    einem Millimeterwellensignaloszillator, der an dem ersten dielektrischen Leiter befestigt und zwischen den parallelen Flachplattenleitern zum Ausgeben eines Millimeterwellensignals angeordnet ist, das aus dem Hochfrequenzoszillator an den ersten dielektrischen Leiter ausgegeben wird;
    einem Pulsmodulator, der zwischen den parallelen Flachplattenleitern so angeordnet ist, dass er in der Mitte des Wegs des ersten dielektrischen Leiters ist, um das Millimeterwellensignal zu pulsieren und das pulsierte Signal als Millimeterwellen-Sendesignal aus dem ersten dielektrischen Leiter auszugeben;
    einem zweiten dielektrischen Leiter, der zwischen den parallelen Flachplattenleitern so angeordnet ist, dass sein eines Ende nahe dem ersten dielektrischen Leiter ist oder er an seinem einen Ende mit dem ersten dielektrischen Leiter verbunden ist, um eine elektromagnetische Kopplung zu erhalten, um einen Anteil des Millimeterwellensignals zu verbreiten,
    einen Zirkulator, der zwischen den parallelen Flachplattenleitern angeordnet ist, mit Ferritplatten, die parallel zu den parallelen Flachplattenleitern angeordnet sind, und einem ersten Verbindungsabschnitt, einem zweiten Verbindungsabschnitt und einem dritten Verbindungsabschnitt, die in einem vorgegebenen Abstand am Umfangsrandbereich der Ferritplatten angeordnet sind, die jeweils als Eingangs-/Ausgangsanschlüsse des Millimeterwellensignals dienen, um ein aus einem der Verbindungsabschnitte eingegebenes Millimeterwellensignal aus einem der beiden Verbindungsabschnitte auszugeben, die dem einen Verbindungsabschnitt im Uhrzeigersinn oder im Gegenuhrzeigersinn in den Ebenen der Ferritplatten benachbart sind, wobei der erste Verbindungsabschnitt mit dem Millimeterwellensignal-Ausgangsanschluss des ersten dielektrischen Leiters verbunden ist;
    einem dritten dielektrischen Leiter, der zwischen den parallelen Flachplattenleitern angeordnet und mit dem zweiten Verbindungsabschnitt des Zirkulators zum Verbreiten des Millimeterwellensignals verbunden ist, wobei der dritte dielektrische Leiter an seinem führenden Endabschnitt eine Sendeantenne besitzt;
    einem vierten dielektrischen Leiter, der zwischen den parallelen Flachplattenleitern angeordnet und an einem führenden Endabschnitt eine Empfangsantenne besitzt,
    einem fünften dielektrischen Leiter, der zwischen den parallelen Flachplattenleitern angeordnet und mit dem dritten Verbindungsab schnitt des Zirkulators zum Verbreiten einer Empfangswelle verbunden ist, die durch die Sendeantenne empfangen und gemischt wird, und zum Dämpfen des Millimetersignals an einem nicht-reflektierenden Abschlusswiderstand, der an seinem führenden Endabschnitt angeordnet ist;
    einem Mischer, der zwischen den parallelen Flachplattenleitern angeordnet, an einem anderen Endabschnitt des vierten dielektrischen Leiters angebracht und so konfiguriert ist, dass zum Erhalt einer elektromagnetischen Kopplung entweder eine Mitte des Wegs des zweiten dielektrischen Leiters oder eine Mitte des Wegs des vierten dielektrischen Leiters nahe beieinander oder miteinander verbunden sind, um einen Anteil des Millimeterwellen-Sendesignals mit der Empfangswelle zu mischen und das Zwischenfrequenzsignal zu erzeugen; und
    einem nicht-reflektierenden Abschlusswiderstand, der zwischen den parallelen Flachplattenleitern angeordnet und mit einem Endabschnitt auf der gegenüberliegenden Seite des Mischers des zweiten dielektrischen Leiters verbunden ist,
    in der der Hochfrequenzoszillator des Millimeterwellenoszillators der vorstehend genannte Hochfrequenzoszillator ist.
  • Die Erfindung sieht eine Hochfrequenz-Sende-/Empfangsvorrichtung vor, mit:
    dem vorstehend angeführten Hochfrequenzoszillator;
    einer Verzweigungsvorrichtung, die mit dem Ausgangsanschluss des Hochfrequenzoszillators zum Verzweigen eines Hochfrequenzsignals und Ausgeben des verzweigten Hochfrequenzsignals an den einen Ausgangsanschluss und den anderen Ausgangsanschluss verbunden ist;
    einem Modulator, der mit dem einen Ausgangsanschluss zum Modulieren des Hochfrequenzsignals, das an den einen Ausgangsanschluss verzweigt worden ist, und zum Ausgeben des Hochfrequenz-Sendesignals verbunden ist;
    einem Zirkulator mit einem ersten Anschluss, einem zweiten Anschluss und einem dritten Anschluss rund um ein Magnetelement zum Ausgeben eines aus einem der Anschlüsse in der aufgezählten Reihenfolge eingegebenen Hochfrequenzsignals aus einem dem einen Anschluss benachbarten nächsten Anschluss und zum Eingeben einer Ausgabe aus dem Modulator in den ersten Anschluss;
    einer Sende-/Empfangsantenne, die mit dem zweiten Anschluss des Zirkulators verbunden ist; und
    einem Mischer, der zwischen dem anderen Ausgangsanschluss der Verzweigungsvorrichtung und dem dritten Anschluss des Zirkulators zum Mischen des an den anderen Ausgangsanschluss verzweigten Hochfrequenzsignals mit dem Hochfrequenzsignal, das von der Sende-/Empfangsantenne empfangen wird, und zum Ausgeben eines Zwischenfrequenzsignals verbunden ist.
  • Die Erfindung stellt eine Hochfrequenz-Sende-/Empfangsvorrichtung zur Verfügung, mit:
    dem vorstehend angegebenen Hochfrequenzoszillator;
    einer Verzweigungsvorrichtung, die mit dem Ausgangsanschluss des Hochfrequenzoszillators zum Verzweigen eines Hochfrequenzsignals und Ausgeben der verzweigten Hochfrequenzsignale an den einen Ausgangsanschluss und den anderen Ausgangsanschluss verbunden ist;
    einem Modulator, der mit dem einen Ausgangsanschluss zum Modulieren des Hochfrequenzsignals, das an den einen Ausgangsanschluss verzweigt worden ist, und zum Ausgeben des Hochfrequenz-Sendesignals verbunden ist;
    einem Isolator, dessen eines Ende mit dem Ausgangsanschluss des Modulators zum Senden des Hochfrequenz-Sendesignals von einer Endseite zur anderen Endseite verbunden ist;
    einer Sendeantenne, die mit dem Isolator verbunden ist;
    einer Empfangsantenne, die mit dem anderen Ausgangsanschluss der Verzweigungsvorrichtung verbunden ist; und
    einem Mischer, der zwischen dem anderen Ausgangsanschluss der Verzweigungsvorrichtung und der Empfangsantenne zum Mischen des an den anderen Ausgangsanschluss verzweigten Hochfrequenzsignals mit dem Hochfrequenzsignal, das von der Empfangsantenne empfangen wird, und zum Ausgeben eines Zwischenfrequenzsignals verbunden ist.
  • Gemäß der Erfindung umfasst ein Isolator einen Zirkulator mit der ersten, zweiten und dritten Übertragungsleitung zum Senden des Hochfrequenzsignals, die mit einem Umfangsrandbereich des Magnetelements jeweils durch den ersten, zweiten und dritten Verbindungsabschnitt radial verbunden sind, wobei der Zirkulator ein aus einem der Verbindungsabschnitte eingegebenes Hochfrequenzsignal aus einem der beiden Verbindungsabschnitte ausgibt, die dem einen Verbindungsabschnitt benachbart sind, und bei einem nicht-reflektierenden Abschlusswiderstand das eine Ende mit der dritten Übertragungsleitung verbunden ist und mit dem anderen Ende der dritten Übertragungsleitung verbunden ist. Eine Leitungslänge der dritten Übertragungsleitung ist so eingestellt, dass δ = ± π, wobei δ für eine Phasendifferenz in einer Mittelfrequenz zwischen Signalen Wa, das ein Millimeterwellensignalanteil ist, der über die dritte Übertragungsleitung von dem nicht-reflektierenden Abschlusswiderstand reflektiert und zurückgesendet wird, so dass er zur ersten Verbindungsleitung streut, und Wb steht, das ein anderer Millimeterwellensignalanteil ist, der aus der zweiten Übertragungsleitung durch den Zirkulator zur ersten Übertragungsleitung gestreut hat. Daher wird die Phasendifferenz δ zwischen den Signalen Wa und Wb durch δ = ± π ausgedrückt. Selbst wenn sich das Vorrücken der Phase des Hochfrequenzsignals zu dem Zeitpunkt geändert hat, an dem das Hochfrequenzsignal von dem nicht-reflektierenden Abschlusswiderstand reflektiert wird, können die beiden Hochfrequenzsignalanteile, die zur ersten Übertragungsleitung streuen sollen, zuverlässig zu genau entgegengesetzten Phasen umgekehrt werden, um einander wirksam aufzuheben, so dass das Isolierungsverhalten zufrieden stellend gemacht werden kann.
  • Gemäß der Erfindung umfasst ein erfindungsgemäßer Isolator erste und zweite Zirkulatoren, jeweils mit einer ersten, zweiten und dritten Übertragungsleitung zum Senden des Millimeterwellensignals, die mit einem Umfangsrandbereich eines Magnetelements jeweils durch erste, zweite und dritte Verbindungsabschnitte radial verbunden sind, wobei die Zirkulatoren jeweils ein einem der Verbindungsabschnitte eingegebenes Millimeterwellensignal aus einem der beiden Verbindungsabschnitte ausgeben, die dem einen Verbindungsabschnitt benachbart sind, wobei die Zirkulatoren so verbunden sind, dass die zweite Übertragungsleitung des ersten Zirkulators als erste Übertra gungsleitung des zweiten Zirkulators arbeitet; und nicht-reflektierende Abschlusswiderstände, deren eines Ende jeweils mit dem dritten Verbindungsabschnitt verbunden ist, wobei die nicht-reflektierenden Abschlusswiderstände jeweils mit dem anderen Ende der dritten Übertragungsleitung verbunden sind. Die Frequenzabhängigkeit des Isolierungsverhaltens zwischen einem Hochfrequenzsignal, das aus der ersten Übertragungsleitung zur zweiten Übertragungsleitung übertragen wird, und einem Hochfrequenzsignal, das aus der zweiten Übertragungsleitung zur ersten Übertragungsleitung des ersten Zirkulators übertragen wird, unterscheidet sich von der Frequenzabhängigkeit der Isolierungsverhalten zwischen einem Hochfrequenzsignal, das aus der ersten Übertragungsleitung zur zweiten Übertragungsleitung zu übertragen ist, und einer Hochfrequenz, die aus der zweiten Übertragungsleitung zur ersten Übertragungsleitung des zweiten Zirkulators zu übertragen ist. Daher kann die Isolierung nur bis zu einer bestimmten Frequenz genommen werden, ohne verzerrt zu werden. Im Ergebnis hiervon können die Frequenzen, zu denen der erste und der zweite Zirkulator die maximale Isolierung nehmen, auf unterschiedliche Werte eingestellt werden, um dadurch die Frequenzbandbreite auszuführen, für die eine Isolierung auf einem vorgegebenen oder höheren Wert gehalten wird, und zwar weiter als jene in dem Fall, in dem der erste und zweite Zirkulator die maximale Isolierung nehmen.
  • Des Weiteren ist gemäß der Erfindung eine Leitungslänge der dritten Übertragungsleitung jeweils des ersten und des zweiten Zirkulators so eingestellt, dass δ = ± π, wobei δ für eine Phasendifferenz in einer Mittelfrequenz zwischen Signalen Wa, das ein Hochfrequenzsignalanteil ist, der über die dritte Übertragungsleitung von dem nicht-reflektierenden Abschlusswiderstand reflektiert und zurückgesendet wird, so dass er zur ersten Verbindungsleitung streut, und Wb steht, das ein anderer Hochfrequenzsignalanteil ist, der aus der zweiten Über tragungsleitung durch den Zirkulator zur ersten Übertragungsleitung gestreut hat. Dann ist die Phasendifferenz δ zwischen den Signalen Wa und Wb δ = ± π. Selbst wenn das Vorrücken der Phasen der Hochfrequenzsignale zu dem Zeitpunkt, an dem die Hochfrequenzsignale von dem nicht-reflektierenden Abschlusswiderstand reflektiert werden, werden die vorgenannten beiden Hochfrequenzsignalanteile, die zur ersten Übertragungsleitung streuen, zuverlässig in der Phase umgekehrt, so dass die Signalanteile einander wirksam aufheben können. Dadurch kann das Isolierungsverhalten zufrieden stellend gemacht werden.
  • Gemäß der Erfindung unterscheidet sich die Frequenzabhängigkeit des Isolierungsverhaltens zwischen dem Hochfrequenzsignal, das vom eingebenden dielektrischen Leiter zum ausgebenden dielektrischen Leiter zu übertragen ist, und dem Hochfrequenzsignal, das aus dem ausgebenden dielektrischen Leiter zum eingebenden dielektrischen Leiter des ersten Zirkulators zu übertragen ist, von der Frequenzabhängigkeit des Isolierungsverhaltens zwischen dem Hochfrequenzsignal, das aus dem eingebenden dielektrischen Leiter zum ausgebenden dielektrischen Leiter zu übertragen ist, und dem Hochfrequenzsignal, das aus dem ausgebenden dielektrischen Leiter zum eingebenden dielektrischen Leiter des zweiten Zirkulators zu übertragen ist. Dementsprechend kann die Isolierung ohne irgendeine Verzerrung nur bis zur spezifischen Frequenz genommen werden. Die Frequenzen, bei denen der erste und der zweite Zirkulator die maximale Isolierung einnehmen, werden auf verschiedene Werte eingestellt, so dass die Frequenzbandbreite zum Halten der Isolierung auf dem vorgegebenen oder einem höheren Wert breiter als in dem Fall gemacht werden kann, in dem die Frequenzen für den ersten und den zweiten Zirkulator, auf gleiche Werte eingestellt werden, um die maximale Isolierung zu nehmen. Als Ergebnis hiervon kann das zum Hochfrequenzoszillator zurückgesendete Millimeterwellensignal über einen weiten Frequenzbereich ausreichend unterdrückt werden, so dass eine stabile Oszillation erzielt werden kann. Wenn der Betriebsfrequenzbereich dagegen eingeschränkt ist, kann die Isolierung innerhalb des Betriebsfrequenzbereichs nur bis zu einer spezifischen Frequenz genommen werden, ohne verzerrt zu werden, und zwar im Vergleich mit dem Fall, in dem die Frequenzen für den ersten und den zweiten Zirkulator gleich eingestellt werden, um die maximale Isolierung zu nehmen. Somit kann der vorgegebene Wert der zu haltenden Isolierung hoch eingestellt werden, so dass stabile Oszillationen selbst dann erzielt werden können, wenn ein Faktor für instabile Oszillationen hinzukommt, wie er durch das pulsierende Millimeterwellensignal verursacht wird, das zum Hochfrequenzoszillator zurückgesendet wird.
  • Des Weiteren wird gemäß der Erfindung in einem Fall, in dem die Frequenzabhängigkeit justiert wird, indem von Abstand oder Größe der beiden Ferritplatten zwischen dem ersten Zirkulator und dem zweiten Zirkulator zumindest eines verschieden gemacht wird, das Übertragungsverhalten vom eingebenden dielektrischen Leiter zum ausgebenden dielektrischen Leiter jedes Zirkulators nicht verschlechtert, anders als wenn die Größe oder das Übertragungsverhalten des eingebenden dielektrischen Leiters oder des ausgebenden dielektrischen Leiters justiert werden, so dass die Isolierung justiert werden kann, während das Übertragungsverhalten zufrieden stellend gehalten wird. Die Frequenzen, bei denen der erste und der zweite Zirkulator die maximale Isolierung nehmen, werden auf verschiedene Werte eingestellt, so dass die Frequenzbandbreite zum Halten der Isolierung auf einem vorgegebenen oder höheren Wert breiter gemacht werden kann als jene in dem Fall, in dem die Frequenzen für den ersten und zweiten Zirkulator, die die maximale Isolierung nehmen sollen, auf gleiche Werte eingestellt werden. Das Millimeterwellensignal, das zum Hochfrequenzoszillator zurückzubringen ist, wird über einen weiten Frequenzbereich ausreichend unterdrückt. Des Weiteren ist das Übertragungsverhalten vom eingebenden dielektrischen Leiter zum ausgebenden dielektrischen Leiter zufrieden stellend, so dass eine stabile Oszillation erzielt werden kann. Wenn der Betriebsfrequenzbereich einzuschränken ist, kann die Isolierung innerhalb jenes Betriebsfrequenzbereichs fein justiert werden, ohne bis nur zur spezifischen Frequenz verzerrt zu werden, während die Faktoren für die typische Fluktuation aufgrund der Positionsverschiebung zum Zeitpunkt des Zusammensetzens beseitigt werden. Somit kann der zu haltende vorgegebene Wert der Isolierung hoch eingestellt werden, so dass stabile Oszillationen selbst dann erzielt werden können, wenn ein Faktor für instabile Oszillationen hinzukommt, wie er durch das pulsierende Millimeterwellensignal verursacht wird, das zum Hochfrequenzoszillator zurückgesendet wird.
  • Selbst nach dem Zusammenbau können weiterhin die Ferritplatten leicht durch andere ersetzt werden, während die Ursachen für die charakteristische Fluktuation beim Zusammenbau durch ein ähnliches Verfahren unterdrückt werden. Selbst nach dem Zusammenbau kann daher das Isolierungsverhalten durch Ersetzen der Ferritplatten leicht geändert oder justiert werden.
  • Gemäß der Erfindung umfasst der Hochfrequenzoszillator den vorgenannten Isolator und den spannungsgesteuerten Oszillator, der mit dem Eingangsanschluss des Isolators zum Erzeugen des Hochfrequenzsignals verbunden ist, so dass der Isolator ein zufrieden stellendes Isolierungsverhalten besitzt. Daher kann der Isolator das instabile Hochfrequenzsignal, das zum spannungsgesteuerten Oszillator zurückgesendet wird, ausreichend dämpfen. Es ist daher möglich, das Hochfrequenzsignal in einer zufrieden stellenden Oszillationsausgabe zu erzeugen.
  • Des Weiteren ist gemäß der Erfindung der Hochfrequenzoszillator des Millimeterwellenoszillators der Hochfrequenzoszillator der vorstehend genannten Erfindung. Daher kann selbst dann, wenn die Oszillationsfrequenz des Hochfrequenzoszillators durch die Betriebsumgebungstemperatur verändert wird, das zum Hochfrequenzoszillator zurückgesendete Millimeterwellensignal ausreichend unterdrückt werden, um den zufrieden stellenden Oszillationszustand beizubehalten. Daher kann, selbst wenn sich die Betriebsumgebungstemperatur verändert, der Hochfrequenzoszillator stabil betrieben werden. Weiterhin kann, selbst wenn die Millimeterwellenoszillationsausgabe weiter noch weiter zu pulsmodulieren ist, der Hochfrequenzoszillator stabil betrieben werden, so dass er eine hohe Leistung liefert, um dadurch die Radarerfassungspräzision und die Diskriminierungspräzision zu verbessern, wenn der Sender/Empfänger beim Millimeterwellenradar oder dergleichen angewendet wird.
  • Gemäß der Erfindung umfasst der Hochfrequenz-Sender/Empfänger den vorgenannten Hochfrequenzoszillator; eine Verzweigungsvorrichtung, die mit dem Ausgangsanschluss des Hochfrequenzoszillators verbunden ist, um ein Hochfrequenzsignal zu verzweigen und die verzweigten Hochfrequenzsignale an den einen Ausgangsanschluss und den anderen Ausgangsanschluss auszugeben; einen Modulator, der mit dem einen Ausgangsanschluss zum Modulieren des an den einen Ausgangsanschluss verzweigten Hochfrequenzsignals und zum Ausgeben des Hochfrequenz-Sendesignals verbunden ist; einen Zirkulator mit einem ersten Anschluss, einem zweiten Anschluss und einem dritten Anschluss rund um ein Magnetelement zum Ausgeben des von einem der Anschlüsse in der aufgeführten Reihenfolge eingegebenen Hochfrequenzsignals aus einem dem einen Anschluss benachbarten nächsten Anschluss und Eingeben der Ausgabe aus dem Modulator an den ersten Anschluss; eine Sende-/Empfangsantenne, die mit dem zweiten Anschluss des Zirkulators verbunden ist; und einen Mischer, der zwischen dem anderen Ausgangsanschluss der Verzweigungsvorrichtung und dem dritten Anschluss des Zirkulators zum Mischen des an den anderen Ausgangsanschluss verzweigten Hochfrequenzsignals mit dem Hochfrequenzsignal, das durch die Sende-/Empfangsantenne empfangen wird, und Ausgeben eines Zwischenfrequenzsignals verbunden ist. Daher kann, selbst wenn das Hochfrequenzsignal von den einzelnen Komponenten reflektiert und zum Hochfrequenzoszillator mit verschiedenen Phasen oder Intensitäten aufgrund unterschiedlicher Sendeentfernungen zurückgesendet wird, der Hochfrequenzoszillator das Hochfrequenzsignal ausgeben, das in der zufrieden stellenden Oszillationsausgabe stabil ist. Somit besitzt der Hochfrequenzoszillator eine hohe Leistung, die imstande ist, das Hochfrequenzsignal zu senden, das auf der Empfangsseite leicht diskriminiert werden kann.
  • Gemäß der Erfindung umfasst der Hochfrequenz-Sender/Empfänger den vorgenannten Hochfrequenzoszillator; eine Verzweigungsvorrichtung, die mit dem Ausgangsanschluss des Hochfrequenzoszillators verbunden ist, um ein Hochfrequenzsignal zu verzweigen und die verzweigten Signale an den einen Ausgangsanschluss und den anderen Ausgangsanschluss auszugeben; einen Modulator, der mit dem einen Ausgangsanschluss zum Modulieren des an den einen Ausgangsanschluss verzweigten Hochfrequenzsignals und zum Ausgeben des Hochfrequenz-Sendesignals verbunden ist; einen Isolator, dessen eines Ende mit dem Ausgangsanschluss des Modulators verbunden ist, um das Hochfrequenz-Sendesignal von einer Endseite zur anderen Endseite zu senden; eine mit dem Isolator verbundene Sendeantenne; eine mit den anderen Ausgangsanschluss der Verzweigungsvorrichtung verbundene Empfangsantenne; und einen Mischer, der zwischen dem anderen Ausgangsanschluss der Verzweigungsvorrichtung und der Empfangsantenne zum Mischen des an den anderen Ausgangsanschluss verzweigten Hochfrequenzsignals mit dem Hochfre quenzsignal, das durch die Empfangsantenne empfangen wird, und Ausgeben eines Zwischenfrequenzsignals verbunden ist. Daher kann auch beim Hochfrequenz-Sender/Empfänger mit separaten Antennen zum Senden/Empfangen, selbst wenn das Hochfrequenzsignal von den einzelnen Komponenten reflektiert und zum Hochfrequenzoszillator mit verschiedenen Phasen oder Intensitäten aufgrund unterschiedlicher Sendeentfernungen zurückgesendet wird, der Hochfrequenzoszillator das Hochfrequenzsignal ausgeben, das in der zufrieden stellenden Oszillationsausgabe stabil ist. Somit besitzt der Hochfrequenzoszillator eine hohe Leistung, die imstande ist, das Hochfrequenzsignal zu senden, das auf der Empfangsseite leicht diskriminiert werden kann.
  • Ferner haben die Erfinder solche Probleme festgestellt, da die Isolierung zwischen den beiden Eingangsanschlüssen des Mischers gewöhnlich kleiner ist als die Isolierung des Modulators im AUS-Zustand. Selbst wenn der Modulator und der Mischer so charakterisiert werden, wurde festgestellt, dass diese Probleme einfach gelöst werden können, wenn entweder die Leitungslänge zwischen der Verzweigungsvorrichtung und dem Modulator oder zwischen der Verzweigungsvorrichtung auf der Mischerseite und dem Modulator oder das Verzweigungsverhältnis des Verzweigungsvorrichtung korrekt eingestellt ist. Vorliegend wird der Grund dafür erläutert, warum die Isolierung zwischen den beiden Eingangsanschlüssen des Mischers die vorgenannte Tendenz hat. Die Isolierung zwischen den beiden Eingangsanschlüssen des Mischers hängt von der Betriebsbedingung ab, wie zum Beispiel dem Vorspannungsstrom, der in den Mischer einzuspeisen ist, so dass das Isolierungsverhalten zwischen den beiden Eingangsanschlüssen unter der Betriebsbedingung des Mischers nicht immer die besten für die besten Empfangseigenschaften des Mischers werden.
  • Die Erfindung stellt einen Hochfrequenz-Sender/Empfänger zur Verfügung, mit:
    einem Hochfrequenzoszillator zum Erzeugen eines Hochfrequenzsignals;
    einer Verzweigungsvorrichtung, die mit dem Hochfrequenzoszillator verbunden ist, um ein Hochfrequenzsignal zu verzweigen und die verzweigten Hochfrequenzsignale an den einen Ausgangsanschluss und den anderen Ausgangsanschluss auszugeben;
    einem Modulator, der mit dem einen Ausgangsanschluss zum Modulieren des an den einen Ausgangsanschluss verzweigten Hochfrequenzsignals und zum Ausgeben des Hochfrequenz-Sendesignals verbunden ist;
    einem Zirkulator mit einem ersten Anschluss, einem zweiten Anschluss und einem dritten Anschluss rund um ein Magnetelement zum Ausgeben des aus einem der Anschlüsse in der aufgeführten Reihenfolge eingegebenen Hochfrequenzsignals aus einem dem einen Anschluss benachbarten nächsten Anschluss und Eingeben einer Ausgabe aus dem Modulator an den ersten Anschluss;
    einer Sende-/Empfangsantenne, die mit dem zweiten Anschluss des Zirkulators verbunden ist; und
    einem Mischer, der zwischen dem anderen Ausgangsanschluss der Verzweigungsvorrichtung und dem dritten Anschluss des Zirkulators zum Mischen des an den anderen Ausgangsanschluss verzweigten Hochfrequenzsignals mit dem Hochfrequenzsignal, das durch die Sende-/Empfangsantenne empfangen wird, und Ausgeben eines Zwischenfrequenzsignals verbunden ist,
    wobei eine Leitungslänge zwischen der Verzweigungsvorrichtung und dem Modulator oder eine Leitungslänge zwischen der Verzweigungsvorrichtung auf der Seite des Mischers und dem Modulator so eingestellt ist, dass δ = ± π, wobei δ für eine Phasendifferenz in einer Mittelfrequenz zwischen einem Signal Wa2, das ein Hochfrequenzsignal ist, das durch den Modulator im AUS-Zustand geht, und einem Signal Wb2 steht, das ein Hochfrequenzsignal ist, das durch den Mischer und den Zirkulator aus dem anderen Ausgangsanschluss der Verzweigungsvorrichtung zum Ausgangsanschluss des Modulators geht und vom Ausgangsanschluss des Modulators reflektiert wird.
  • Die Erfindung sieht einen Hochfrequenz-Sender/Empfänger vor, mit:
    einem Hochfrequenzoszillator zum Erzeugen eines Hochfrequenzsignals;
    einer Verzweigungsvorrichtung, die mit dem Hochfrequenzoszillator verbunden ist, um ein Hochfrequenzsignal zu verzweigen und die verzweigten Hochfrequenzsignale an den einen Ausgangsanschluss und den anderen Ausgangsanschluss auszugeben;
    einem Modulator, der mit dem einen Ausgangsanschluss zum Modulieren des an den einen Ausgangsanschluss verzweigten Hochfrequenzsignals und zum Ausgeben des Hochfrequenz-Sendesignals verbunden ist;
    einem Zirkulator mit einem ersten Anschluss, einem zweiten Anschluss und einem dritten Anschluss rund um ein Magnetelement zum Ausgeben eines von einem der Anschlüsse in der aufgeführten Reihenfolge eingegebenen Hochfrequenzsignals aus einem dem einen Anschluss benachbarten nächsten Anschluss und Eingeben einer Ausgabe aus dem Modulator in den ersten Anschluss;
    einer Sende-/Empfangsantenne, die mit dem zweiten Anschluss des Zirkulators verbunden ist; und
    einem Mischer, der zwischen dem anderen Ausgangsanschluss der Verzweigungsvorrichtung und dem dritten Anschluss des Zirkulators zum Mischen des an den anderen Ausgangsanschluss verzweigten Hochfrequenzsignals mit dem Hochfrequenzsignal, das durch die Sende-/Empfangsantenne empfangen wird, und Ausgeben eines Zwischenfrequenzsignals verbunden ist,
    in dem ein Verzweigungsverhältnis R der Verzweigungsvorrichtung ausgedrückt wird durch R = Pb1/Pa1 (R: eine reale Zahl von 0 oder höher) und auf R < 1 eingestellt ist, worin Wa1 ein Hochfrequenzsignal ist, das an den einen Ausgangsanschluss der Verzweigungsvorrichtung auszugeben ist, Pa1 für dessen Intensität steht, Wb1 ein Hochfrequenzsignal ist, das an den anderen Ausgangsanschluss der Verzweigungsvorrichtung auszugeben ist, und Pb1 für dessen Intensität steht.
  • In der Erfindung ist das Verzweigungsverhältnis R auf R = A1/(B1·B2·B3) eingestellt, worin A1, B1, B2 und B3 für einen Sendekoeffizienten des Hochfrequenzsignals, das durch den Modulator im AUS-Zustand zu übertragen ist, bzw. einen Sendekoeffizienten des Hochfrequenzsignals, das zwischen den beiden Eingangsanschlüssen des Mischers zu übertragen ist, bzw. einen Sendekoeffizienten des Hochfrequenzsignals, das zwischen dem dritten Anschluss und dem ersten Anschluss des Zirkulators zu übertragen ist, bzw. einen Reflexionskoeffizienten des Hochfrequenzsignals stehen, das von dem Ausgangsanschluss des Modulators zu reflektieren ist.
  • Des Weiteren ist in der Erfindung entweder eine Leitungslänge zwischen dem einen Ausgangsanschluss der Verzweigungsvorrichtung und dem Modulator oder eine Leitungslänge zwischen dem anderen Ausgangsanschluss der Verzweigungsvorrichtung und dem Modulator durch den Mischer und den Zirkulator so eingestellt ist, dass δ = ± π, wobei δ für eine Phasendifferenz in einer Mittelfrequenz zwischen einem Signal Wal, das ein Hochfrequenzsignal ist, das durch den Modulator im AUS-Zustand geht, und einem Signal Wb2 steht, das ein Hochfrequenzsignal ist, das durch den Mischer und den Zirkulator aus dem anderen Ausgangsanschluss der Verzweigungsvorrichtung zum anderen Ausgangsanschluss des Modulators geht und von dem Ausgangsanschluss des Modulators reflektiert wird.
  • Die Erfindung sieht einen Hochfrequenz-Sender/Empfänger vor, mit:
    ersten und zweiten Zirkulatoren, die jeweils einen ersten Anschluss, einen zweiten Anschluss und einen dritten Anschluss rund um ein Magnetelement aufweisen, um ein aus einem der Anschlüsse eingegebenes Hochfrequenzsignal aus einem der beiden Anschlüsse, die dem einen Anschluss in der aufgeführten Reihenfolge benachbart sind, auszugeben,
    einem Hochfrequenzoszillator, der mit dem ersten Anschluss des ersten Zirkulators zum Erzeugen eines Hochfrequenzsignals verbunden ist;
    einem Modulator, der zwischen dem zweiten Anschluss des ersten Zirkulators und dem ersten Anschluss des zweiten Zirkulators zum Senden des Hochfrequenzsignals zur Seite des zweiten Zirkulators oder zum Reflektieren des Hochfrequenzsignals zum ersten Zirkulator in Ansprechung auf ein Pulssignal verbunden ist;
    einer Sende-/Empfangsantenne, die mit dem zweiten Anschluss des zweiten Zirkulators verbunden ist; und
    einem Mischer, der zwischen dem dritten Anschluss des ersten Zirkulators und dem dritten Anschluss des zweiten Zirkulators zum Mischen des Hochfrequenzsignals, das von dem Modulator reflektiert und aus dem dritten Anschluss des ersten Zirkulators eingegeben wird, mit dem Hochfrequenzsignal, das durch die Sende-/Empfangsantenne empfangen und aus dem dritten Anschluss des zweiten Zirkulators eingegeben wird, und zum Ausgeben eines Zwischenfrequenzsignals verbunden ist,
    in dem δ = ± π, wobei δ für eine Phasendifferenz in einer Mittelfrequenz zwischen einem Signal Wa, das ein Hochfrequenzsignal ist, das durch den Modulator im AUS-Zustand geht, und einem Signal Wb steht, das ein Hochfrequenzsignal ist, das durch den Mischer und den zweiten Zirkulator aus dem dritten Anschluss des ersten Zirkulators zum Ausgangsanschluss des Modulators geht und von dem Ausgangsanschluss des Modulators reflektiert wird.
  • Des Weiteren ist in der Erfindung ein Abschwächer oder ein verstellbarer Abschwächer zwischen den ersten Zirkulator und den Mischer dazwischengefügt.
  • Die Erfindung stellt eine Radarvorrichtung zur Verfügung, mit:
    einem vorstehend angeführten Hochfrequenz-Sender/Empfänger; und
    einem Bereichsinformationsdetektor zur Verarbeitung eines Zwischenfrequenzsignals, das aus dem Hochfrequenz-Sender/Empfänger ausgegeben wird und Bereichsinformation zu einem Objekt erfasst.
  • Die Erfindung sieht ein mit der Radarvorrichtung versehenes Fahrzeug vor, das die vorgenannte Radarvorrichtung umfasst, in dem die Radarvorrichtung zur Erfassung des Objekts dient.
  • Die Erfindung sieht ein mit der Radarvorrichtung versehenes kleines Boot vor, das die vorgenannte Radarvorrichtung umfasst, in dem die Radarvorrichtung zur Erfassung des Objekts dient.
  • Gemäß der Erfindung umfasst der Hochfrequenz-Sender/Empfänger einen Hochfrequenzoszillator zum Erzeugen eines Hochfrequenzsignals; eine Verzweigungsvorrichtung, die mit dem Hochfrequenzoszillator verbunden ist, um ein Hochfrequenzsignal zu verzweigen und die verzweigten Hochfrequenzsignale an den einen Ausgangsanschluss und den anderen Ausgangsanschluss auszugeben; einen Modulator, der mit dem einen Ausgangsanschluss zum Modulieren des an den einen Ausgangsanschluss verzweigten Hochfrequenzsignals und zum Ausgeben des Hochfrequenz-Sendesignals verbunden ist; einen Zirkulator mit einem ersten Anschluss, einem zweiten Anschluss und einem dritten Anschluss rund um ein Magnetelement zum Ausgeben des aus einem der Anschlüsse in der aufgeführten Reihenfolge eingegebenen Hochfrequenzsignals aus einem dem einen Anschluss benachbarten nächsten Anschluss und Eingeben einer Ausgabe aus dem Modulator in den ersten Anschluss; eine Sende-/Empfangsantenne, die mit dem zweiten Anschluss des Zirkulators verbunden ist; und einen Mischer, der zwischen dem anderen Ausgangsanschluss der Verzweigungsvorrichtung und dem dritten Anschluss des Zirkulators zum Mischen des an den anderen Ausgangsanschluss verzweigten Hochfrequenzsignals mit dem Hochfrequenz signal, das durch die Sende-/Empfangsantenne empfangen wird, und Ausgeben eines Zwischenfrequenzsignals verbunden ist. Eine Leitungslänge zwischen der Verzweigungsvorrichtung und dem Modulator oder eine Leitungslänge zwischen der Verzweigungsvorrichtung auf der Seite des Mischers und des Modulators ist so eingestellt, dass δ = ± π, wobei δ für eine Phasendifferenz in einer Mittelfrequenz zwischen einem Signal Wal, das ein Hochfrequenzsignal ist, das durch den Modulator im AUS-Zustand geht, und einem Signal Wb2 steht, das ein Hochfrequenzsignal ist, das durch den Mischer und den Zirkulator aus dem anderen Ausgangsanschluss der Verzweigungsvorrichtung zum Ausgangsanschluss des Modulators geht und von dem Ausgangsanschluss des Modulators reflektiert wird. Die Signale Wa2 und Wb2 werden in entgegengesetzten Phasen zwischen dem Ausgangsanschluss des Pulsmodulators und dem Zirkulator so synthetisiert, dass sie einander aufheben und wirksam dämpfen. Daher wird, wenn der Pulsmodulator AUS ist, die Übertragung des Anteils des Hochfrequenz-Sendesignals als nicht notwendiges Signal unterdrückt, wodurch ein Hochfrequenz-Sender/Empfänger mit hoher Leistung zur Verfügung gestellt wird, der die Sende-/Empfangsleistung verbessern kann.
  • Gemäß der Erfindung umfasst der Hochfrequenz-Sender/Empfänger einen Hochfrequenzoszillator zum Erzeugen eines Hochfrequenzsignals; eine Verzweigungsvorrichtung, die mit dem Hochfrequenzoszillator verbunden ist, um ein Hochfrequenzsignal zu verzweigen und die verzweigten Hochfrequenzsignale an den einen Ausgangsanschluss und den anderen Ausgangsanschluss auszugeben; einen Modulator, der mit dem einen Ausgangsanschluss zum Modulieren des an den einen Ausgangsanschluss verzweigten Hochfrequenzsignals und zum Ausgeben des Hochfrequenz-Sendesignals verbunden ist; einen Zirkulator mit einem ersten Anschluss, einem zweiten Anschluss und einem dritten Anschluss rund um ein Magnetelement zum Ausgeben eines aus einem der Anschlüsse in der aufgeführten Reihenfolge eingegebenen Hochfrequenzsignals aus einem dem einen Anschluss benachbarten nächsten Anschluss und Eingeben einer Ausgabe aus dem Modulator in den ersten Anschluss; einer Sende-/Empfangsantenne, die mit dem zweiten Anschluss des Zirkulators verbunden ist; und einen Mischer, der zwischen dem anderen Ausgangsanschluss der Verzweigungsvorrichtung und dem dritten Anschluss des Zirkulators zum Mischen des an den anderen Ausgangsanschluss verzweigten Hochfrequenzsignals mit dem Hochfrequenzsignal, das durch die Sende-/Empfangsantenne empfangen wird, und zum Ausgeben eines Zwischenfrequenzsignals verbunden ist. Das Verzweigungsverhältnis R der Verzweigungsvorrichtung wird ausgedrückt durch R = Pb1/Pa1 (R: eine reale Zahl von 0 oder höher) und ist auf R < 1 eingestellt, worin Wa1 ein Hochfrequenzsignal ist, das an den einen Ausgangsanschluss der Verzweigungsvorrichtung auszugeben ist, Pa1 für dessen Intensität steht, Wb1 ein Hochfrequenzsignal ist, das an den anderen Ausgangsanschluss der Verzweigungsvorrichtung auszugeben ist, und Pb1 für dessen Intensität steht. Daher gibt, selbst wenn die Isolierung zwischen den beiden Eingangsanschlüssen des Mischers schlechter ist als die Isolierung des Modulators im AUS-Zustand, die Verzweigungsvorrichtung das Hochfrequenzsignal von niedriger Intensität eher an die Seite des anderen Ausgangsanschlusses als an die Seite des einen Ausgangsanschlusses aus, um dadurch die Intensität des Hochfrequenzsignals zu senken, das durch den Mischer und den Zirkulator zum Ausgangsanschluss des Modulators gehen soll. Daher ist es möglich, die Intensität des Hochfrequenzsignals, das von der Seite des Mischers durch den Zirkulator vom Ausgangsanschluss des Modulators reflektiert wird, zu senken. Des Weiteren kann diese Intensität des Hochfrequenzsignals gleich jener des Hochfrequenzsignals gemacht werden, das durch den Modulator im AUS-Zustand gehen soll, so dass jene Hochfrequenzsignale einander stören und dämpfen können. Durch diese Vorgänge wird mit der einfachen Konfiguration die Übertragung des Anteils des Hochfrequenz-Sendesignals als dem nicht notwendigen Signal unterdrückt, wenn der Pulsmodulator AUS ist, um dadurch einen Hochfrequenz-Sender/Empfänger mit hoher Leistung zur Verfügung zu stellen, der imstande ist, die Sende-/Empfangsleistung zu verbessern.
  • Gemäß der Erfindung ist das Verzweigungsverhältnis R auf R = A1/(B1·B2·B3) eingestellt, worin A1, B1, B2 und B3 für einen Sendekoeffizienten des Hochfrequenzsignals, das durch den Modulator im AUS-Zustand zu übertragen ist, bzw. einen Sendekoeffizienten des Hochfrequenzsignals, das zwischen den beiden Eingangsanschlüssen des Mischers zu übertragen ist, bzw. einen Sendekoeffizienten des Hochfrequenzsignals, das zwischen dem dritten Anschluss und dem ersten Anschluss des Zirkulators zu übertragen ist, bzw. einen Reflexionskoeffizienten des Hochfrequenzsignals stehen, das von dem Ausgangsanschluss des Modulators zu reflektieren ist. In diesem Fall kann die Intensität des Hochfrequenzsignals, das von der Seite des Mischers kommt und durch den Zirkulator vom Ausgangsanschluss des Modulators reflektiert wird, gleich jener des Hochfrequenzsignals gemacht werden, das durch den Modulator im AUS-Zustand gehen soll, so dass jene Hochfrequenzsignale einander stören und dämpfen können. Wenn daher der Pulsmodulator AUS ist, wird die Übertragung des Anteils des Hochfrequenz-Sendesignals als nicht notwendiges Signal weiter unterdrückt, wodurch ein Hochfrequenz-Sender/Empfänger von hoher Leistung zur Verfügung gestellt wird, der die Sende-/Empfangsleistung verbessern kann.
  • Des Weiteren ist gemäß der Erfindung, wenn entweder eine Leitungslänge zwischen dem einen Ausgangsanschluss der Verzweigungsvorrichtung und dem Modulator oder eine Leitungslänge zwischen dem anderen Ausgangsanschluss der Verzweigungsvorrichtung und dem Modulator durch den Mischer und den Zirkulator so eingestellt ist, dass δ = ± π, wobei δ für eine Phasendifferenz in einer Mittelfrequenz zwischen einem Signal Wa2, das ein Hochfrequenzsignal ist, das durch den Modulator im AUS-Zustand geht, und einem Signal Wb2 steht, das ein Hochfrequenzsignal ist, das durch den Mischer und den Zirkulator aus dem anderen Ausgangsanschluss der Verzweigungsvorrichtung zum anderen Ausgangsanschluss des Modulators geht und von dem Ausgangsanschluss des Modulators reflektiert wird. Jene Signale Wa2 und Wb2 sind in entgegengesetzten Phasen zwischen dem Ausgangsanschluss des Modulators und dem Zirkulator so synthetisiert, dass sie einander sehr wirksam aufheben und dämpfen. Wenn der Pulsmodulator AUS ist, wird daher die Übertragung des Anteils des Hochfrequenz-Sendesignals als nicht notwendiges Signal weiter wirksam unterdrückt, wodurch ein Hochfrequenz-Sender/Empfänger von hoher Leistung zur Verfügung gestellt wird, der die Sende-/Empfangsleistung verbessern kann.
  • Gemäß der Erfindung umfasst der Hochfrequenz-Sender/Empfänger einen ersten und zweiten Zirkulator, die jeweils einen ersten Anschluss, einen zweiten Anschluss und einen dritten Anschluss rund um ein Magnetelement aufweisen, um ein aus einem der Anschlüsse eingegebenes Hochfrequenzsignal aus einem der beiden Anschlüsse benachbart dem einen Anschluss in der aufgeführten Reihenfolge auszugeben; einen Hochfrequenzoszillator, der mit dem ersten Anschluss des ersten Zirkulators zum Erzeugen eines Hochfrequenzsignals verbunden ist; einen Modulator, der zwischen dem zweiten Anschluss des ersten Zirkulators und dem ersten Anschluss des zweiten Zirkulators zum Senden des Hochfrequenzsignals zur Seite des zweiten Zirkulators oder zum Reflektieren des Hochfrequenzsignals zum ersten Zirkulator in Ansprechung auf ein Pulssignal verbunden ist; die Sende-/Empfangsantenne, die mit dem zweiten Anschluss des zweiten Zirkulators verbunden ist; und den Mischer, der zwischen dem dritten Anschluss des ersten Zirkulators und dem dritten Anschluss des zweiten Zirkulators zum Mischen des Hochfrequenzsignals, das von dem Modulator reflektiert und aus dem dritten Anschluss des ersten Zirkulators eingegeben wird, mit dem Hochfrequenzsignal, das durch die Sende-/Empfangsantenne empfangen und aus dem dritten Anschluss des zweiten Zirkulators eingegeben wird, und zum Ausgeben eines Zwischenfrequenzsignals verbunden ist. Im Hochfrequenz-Sender/Empfänger ist δ = ± π, wobei δ für eine Phasendifferenz in einer Mittelfrequenz zwischen einem Signal Wa, das ein Hochfrequenzsignal ist, das durch den Modulator im AUS-Zustand geht, und einem Signal Wb steht, das ein Hochfrequenzsignal ist, das durch den Mischer und den zweiten Zirkulator aus dem dritten Anschluss des ersten Zirkulators zum Ausgangsanschluss des Modulators geht und von dem Ausgangsanschluss des Modulators reflektiert wird. Jene Signale Wa und Wb sind in entgegengesetzten Phasen zwischen dem Ausgangsanschluss des Modulators und dem zweiten Zirkulator so synthetisiert, dass sie einander wirksam aufheben und dämpfen. Wenn der Pulsmodulator AUS ist, wird daher die Übertragung des Anteils des Hochfrequenz-Sendesignals als nicht notwendiges Signal unterdrückt, wodurch ein Hochfrequenz-Sender/Empfänger von hoher Leistung zur Verfügung gestellt wird, der die Sende-/Empfangsleistung verbessern kann. Während der Modulator das Hochfrequenz-Sendesignal ausgibt, werden der erste Zirkulator und der Modulator verknüpft, um zu bewirken, dass das lokale Signal nicht in den Mischer eingegeben wird. Ein Anteil des Hochfrequenz-Sendesignals kann aus dem ersten Anschluss des zweiten Zirkulators zum dritten Anschluss aufgrund der unzureichenden Isolierung oder dergleichen des zweiten Zirkulators streuen. Selbst mit dieser Streuung gibt der Mischer kaum das Zwischenfrequenzsignal entsprechend dem Hochfrequenzsignal aus, das gestreut hat, so dass die Empfangsleistung verbessert werden kann. Somit wird der Hoch frequenz-Sender/Empfänger nicht nur im Übertragungssystem, sondern auch im Empfangssystem verbessert.
  • Gemäß der Erfindung senkt, wenn ein Abschwächer oder ein verstellbarer Abschwächer zwischen den ersten Zirkulator und den Mischer dazwischengefügt ist, selbst wenn die Isolierung zwischen den beiden Eingangsanschlüssen des Mischers schlechter ist als die Isolierung des Modulators im AUS-Zustand, der Abschwächer oder der verstellbare Abschwächer die Intensität des Hochfrequenzsignals, das durch den Mischer und den zweiten Zirkulator zum Ausgangsanschluss des Modulators gehen soll. Daher ist es möglich, die Intensität des Hochfrequenzsignals zu verringern, das von der Seite des Mischers durch den zweiten Zirkulator vom Ausgangsanschluss des Modulators reflektiert wird. Des Weiteren kann diese Intensität des Hochfrequenzsignals gleich jener des Hochfrequenzsignals gemacht werden, das durch den Modulator im AUS-Zustand gehen soll, so dass jene Hochfrequenzsignale einander in entgegengesetzten Phasen wirksamer stören können, um dadurch einander zu dämpfen. Daher wird durch diese Vorgänge, wenn der Pulsmodulator AUS ist, die Übertragung des Anteils des Hochfrequenz-Sendesignals als dem nicht notwendigen Signal unterdrückt, wodurch ein Hochfrequenz-Sender/Empfänger von hoher Leistung zur Verfügung gestellt wird, der imstande ist, die Sende-/Empfangsleistung zu verbessern.
  • Wie vorstehend beschrieben ist, kann gemäß der Erfindung mit den individuellen Konfigurationen des vorgenannten Hochfrequenz-Senders/Empfängers verhindert werden, dass ein Anteil des Hochfrequenz-Sendesignals als nicht notwendiges Signal gesendet wird, wenn der Pulsmodulator AUS ist, und die Sende-/Empfangsleistung mit der einfachen Konfiguration zu verbessern, um dadurch das EIN/AUS-Verhältnis des Sendeausgangs zu verbessern.
  • Gemäß der Erfindung umfasst die Radarvorrichtung den dritten Hochfrequenz-Sender/Empfänger und einen Bereichsinformationsdetektor zur Verarbeitung eines Zwischenfrequenzsignals, das aus dem Hochfrequenz-Sender/Empfänger auszugeben ist und Bereichsinformation zu dem Objekt erfasst. Daher sendet der Hochfrequenz-Sender/Empfänger das zufrieden stellende Hochfrequenzsignal mit einem hohen EIN/AUS-Verhältnis des Sendeausgangs. Somit kann die Radarvorrichtung das Objekt schnell und zuverlässig erfassen, selbst wenn der Bereich zum Objekt kurz oder lang ist.
  • Gemäß der Erfindung umfasst das mit der Radarvorrichtung versehene Fahrzeug die vorgenannte Radarvorrichtung, in dem die Radarvorrichtung zur Erfassung des Objekts dient. Daher kann die Radarvorrichtung das Objekt, wie zum Beispiel ein anderes Fahrzeug oder das Hindernis auf der Straße, schnell und zuverlässig erfassen, so dass die Vorrichtung eine korrekte Steuerung des Fahrzeugs gestatten und eine korrekte Warnung an den Fahrer geben kann, ohne im Fahrzeug ein abruptes Verhalten zur Vermeidung eines anderen Fahrzeugs oder des Hindernisses zu bewirken.
  • Gemäß der Erfindung umfasst das mit der Radarvorrichtung versehene kleine Boot die erfindungsgemäße Radarvorrichtung, in dem die Radarvorrichtung zur Erfassung des Objekts dient. Daher kann die Radarvorrichtung das Objekt, wie zum Beispiel ein anderes Fahrzeug oder das Hindernis auf der Straße, schnell und zuverlässig erfassen, so dass die Vorrichtung eine korrekte Steuerung des Fahrzeugs gestatten und eine korrekte Warnung an den Fahrer geben kann, ohne im Fahrzeug ein abruptes Verhalten zur Vermeidung eines anderen Fahrzeugs oder des Hindernisses zu bewirken.
    •
  • KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
  • Andere und weitere Ziele, Merkmale und Vorteile der Erfindung werden aus der folgenden detaillierten Beschreibung unter Bezugnahme auf die Zeichnungen besser verständlich, worin:
  • 1A und 1B schematische Ansichten sind, die eine Sende-/Empfangsantenne einer ersten Ausführungsform der Erfindung zeigen, von denen 1A eine Draufsicht von oben und 1B eine Schnittansicht A-A' ist;
  • 2A und 2B schematische Ansichten sind, die eine Sende-/Empfangsantenne einer zweiten Ausführungsform der Erfindung zeigen, von denen 2A eine Draufsicht von oben und 2B eine Schnittansicht B-B' ist;
  • 3 ein schematisches Diagramm ist, das eine Abhängigkeit des Isolierungsverhaltens der Sende-/Empfangsantenne, wie in den 1A und 1B oder den 2A und 2B gezeigt ist, bei einer Phasendifferenz δ veranschaulicht;
  • 4 eine perspektivische Teilaufrissansicht ist, die eine grundlegende Konfiguration eines nicht-strahlenden dielektrischen Wellenleiters zeigt;
  • 5 ein Blockschaltdiagramm ist, das eine Konfiguration eines Millimeterwellensignalsenders und eines Zwischenfrequenzsignalssenders einer Ausführungsformart des Falls zeigt, in dem der Millimeterwellen-Sender/Empfänger einer dritten Ausführungsform der Erfindung bei einem Millimeterwellenradar angewendet wird;
  • 6 eine Draufsicht von oben auf einen Millimeterwellen-Sender/Empfänger mit einer Sende-/Empfangsantenne ist;
  • 7 eine schematische Draufsicht von oben ist, die einen Millimeterwellen-Sender/Empfänger einer vierten Ausführungsform der Erfindung zeigt;
  • 8 eine teilweise vergrößerte Draufsicht von oben auf eine Umgebung eines dritten dielektrischen Wellenleiters in 6 im Millimeterwellen-Sender/Empfänger der Erfindung ist;
  • 9 eine graphische Darstellung ist, die eine Schwankung der Ausgabeintensität eines Millimeterwellensignals um eine Phasendifferenz δ zu dem Zeitpunkt zeigt, an dem ein Millimeterwellensignal Wa, das durch einen dritten dielektrischen Leiter von einer Antenne oder einem führenden Endabschnitt des dritten dielektrischen Leiters reflektiert und zurückgesendet wird, so dass es zu einem dritten Verbindungsabschnitt streut, und ein weiterer Millimeterwellensignalanteil Wb, der aus einem ersten Verbindungsabschnitt durch einen Zirkulator zum dritten Verbindungsabschnitt gestreut hat, einander stören und synthetisiert werden;
  • 10 eine schematische Draufsicht von oben ist, die einen Isolator einer fünften Ausführungsform der Erfindung zeigt;
  • 11 ein Diagramm ist, das eine Abhängigkeit des Isolierungsverhaltens im Isolator der 10 bei einer Phasendifferenz δ zeigt;
  • 12 eine schematische Draufsicht von oben ist, die einen Isolator einer sechsten Ausführungsform der Erfindung zeigt;
  • 13 eine Draufsicht von oben ist, die einen Millimeterwellenoszillator als Hochfrequenzoszillator einer siebten Ausführungsform der Erfindung zeigt;
  • 14 eine Draufsicht von oben ist, die ein Millimeterwellenradarmodul als Hochfrequenzoszillator einer achten Ausführungsform der Erfindung zeigt;
  • 15 eine Draufsicht von oben ist, die ein Millimeterwellenradarmodul als Hochfrequenzoszillator einer neunten Ausführungsform der Erfindung zeigt;
  • 16 eine graphische Darstellung ist, die repräsentative aktuelle Messungen des Isolierungsverhaltens eines Zirkulators zeigt;
  • 17 eine graphische Darstellung ist, die repräsentative aktuelle Messungen des Isolierungsverhaltens von zwei Zirkulatoren, die für den Hochfrequenzoszillator der achten Ausführungsform der Erfindung verwendet werden, und ein Vergleichsbeispiel von zwei Zirkulatoren zeigt;
  • 18 ein schematisches Blockschaltdiagramm ist, das einen Hochfrequenz-Sender/Empfänger einer elften Ausführungsform der Erfindung zeigt;
  • 19 ein schematisches Blockschaltdiagramm ist, das einen Hochfrequenz-Sender/Empfänger einer zwölften Ausführungsform der Erfindung zeigt;
  • 20 ein schematisches Blockschaltdiagramm ist, das eine Konfiguration eines Hochfrequenz-Senders/Empfängers einer dreizehnten Ausführungsform der Erfindung zeigt;
  • 21 eine Draufsicht von oben ist, die eine Konfiguration des Hochfrequenz-Senders/Empfängers der dreizehnten Ausführungsform der Erfindung zeigt;
  • 22 ein schematisches Blockschaltdiagramm ist, das eine Konfiguration eines Hochfrequenz-Senders/Empfängers einer vierzehnten Ausführungsform der Erfindung zeigt;
  • 23 ein schematisches Blockschaltdiagramm ist, das eine Konfiguration eines Hochfrequenz-Senders/Empfängers einer fünfzehnten Ausführungsform der Erfindung zeigt;
  • 24 eine Draufsicht von oben ist, die eine Konfiguration des Hochfrequenz-Senders/Empfängers der fünfzehnten Ausführungsform der Erfindung zeigt;
  • 25 eine schematische perspektivische Ansicht ist, die ein Beispiel für ein Substrat mit einer Diode zeigt, das in einem Pulsmodulator eines nicht-strahlenden dielektrischen Wellenleitertyps verwendet wird;
  • 26 eine schematische perspektivische Ansicht ist, die ein Beispiel für ein Substrat mit einer Diode zeigt, das in einem Mischer eines nicht-strahlenden dielektrischen Wellenleitertyps verwendet wird;
  • 27 ein Diagramm ist, das EIN/AUS-Verhältniseigenschaften der Sendeausgabe von Beispielen und Vergleichsbeispielen eines Hochfrequenz-Senders/Empfängers der Erfindung zeigt;
  • 28 ein Blockschaltdiagramm ist, das eine Konfiguration jeder Komponente eines konventionellen Millimeterwellen-Senders/Empfängers zeigt, der bei einem Millimeterwellenradar eingesetzt wird;
  • 29 eine schematische Draufsicht von oben ist, die ein Beispiel für einen konventionellen Sender/Empfänger-Strahler zeigt;
  • 30 eine schematische Draufsicht von oben ist, die ein Beispiel für einen konventionellen Isolator zeigt;
  • 31 eine perspektivische Ansicht ist, die ein Beispiel für einen konventionellen Hochfrequenzoszillator zeigt;
  • 32 eine perspektivische Ansicht ist, die ein Beispiel für ein Verdrahtungssubstrat zeigt, das mit einer Varaktordiode für den Hochfrequenzoszillator versehen ist;
  • 33 eine Draufsicht von oben ist, die ein Millimeterwellenradarmodul zeigt, das durch Inkorporieren eines konventionellen Hochfrequenzoszillators konfiguriert ist; und
  • 34 ein schematisches Blockschaltdiagramm ist, das ein Beispiel für einen konventionellen Hochfrequenz-Sender/Empfänger zeigt.
  • DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜH-RUNGSFORMEN
  • Nun werden nachstehend unter Bezugnahme auf die Zeichnungen bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung beschrieben.
  • Eine erfindungsgemäße Sende-/Empfangsantenne und ein die Antenne verwendender erfindungsgemäßer Millimeterwellen-Sen der/Empfänger werden detailliert in Verbindung mit dem Fall beschrieben, in dem die Antenne und der Sender/Empfänger in einem Millimeterwellenradar eingesetzt werden.
  • Von den 1A und 1B, die schematische Ansichten präsentieren, die eine Sende-/Empfangsantenne einer ersten Ausführungsform der Erfindung zeigen, ist 1A eine Draufsicht von oben und 1B ist eine Schnittansicht A-A'. Von den 2A und 2B, die schematische Ansichten präsentieren, die eine Sende-/Empfangsantenne einer zweiten Ausführungsform der Erfindung zeigen, ist 2A eine Draufsicht von oben und 2B ist eine Schnittansicht B-B'. 3 ist ein Diagramm, das eine Abhängigkeit des Isolierungsverhaltens der Sende-/Empfangsantenne, wie sie in den 1A und 1B oder den 2A und 2B veranschaulicht ist, bei einer Phasendifferenz δ zeigt. 4 ist eine schematische perspektivische Teilaufrissansicht, die eine grundlegende Konstruktion eines nicht-strahlenden dielektrischen Wellenleiters zeigt. 5 ist ein Blockschaltdiagramm, das eine Konfiguration eines Millimeterwellensignalsenders und eines Zwischenfrequenzsignalsenders einer Ausführungsformart des Falles zeigt, in dem der Millimeterwellen-Sender/Empfänger einer dritten Ausführungsform der Erfindung bei einem Millimeterwellenradar eingesetzt wird. 6 ist eine Draufsicht von oben auf einen Millimeterwellen-Sender/Empfänger mit einer Sende-/Empfangsantenne. 7 ist eine Draufsicht von oben, die schematisch einen Millimeterwellen-Sender/Empfänger einer vierten Ausführungsform der Erfindung zeigt. 8 ist eine teilweise vergrößerte Draufsicht von oben auf die Umgebung eines dritten dielektrischen Leiters in 6. 9 ist eine graphische Darstellung, die eine Schwankung der Ausgabeintensität eines Millimeterwellensignals durch die Phasendifferenz δ zu dem Zeitpunkt zeigt, an dem ein Millimeterwellensignalanteil Wa, der durch den dritten dielektrischen Leiter von der Antenne oder dem führenden Endabschnitt des dritten dielektrischen Leiters reflektiert und zurückgesendet wird, so dass er zum dritten Verbindungsabschnitt streut, und ein anderer Millimeterwellensignalanteil Wb, der aus dem ersten Verbindungsabschnitt durch einen Zirkulator zum dritten Verbindungsabschnitt gestreut hat, einander stören und synthetisiert werden.
  • In den 1A, 1B, 2A, 2B, 3 und 4 bezeichnen die Bezugszeichen 1 und 2 parallele Flachplattenleiter und die Bezugszeichen 3, 4 und 5 bezeichnen dielektrische Leiter, d. h. erste, zweite und dritte dielektrische Leiter, die als Übertragungsleitungen dienen. Die Bezugszeichen 6 und 7 bezeichnen Ferritplatten als magnetische Elemente, das Bezugszeichen 8 bezeichnet eine Antenne und das Bezugszeichen 9 bezeichnet ein in dem parallelen Flachplattenleiter 2 ausgebildetes Durchloch. Die Bezugszeichen 3a, 4a und 5a bezeichnen das jeweilige eine Ende des ersten, zweiten und dritten dielektrischen Leiters 3, 4 und 5 und das Bezugszeichen 5b bezeichnet das andere Ende des dritten dielektrischen Leiters 5. Die Bezugszeichen 3c, 4c und 5c bezeichnen jeweils den ersten, zweiten und dritten Verbindungsabschnitt. Die Bezugsbuchstaben Wa und Wb bezeichnen das Millimeterwellensignal, das von der Antenne 8 oder dem Durchloch 9 reflektiert und zurückgesendet wird, so dass es aus dem dritten dielektrischen Leiter 5 zum zweiten dielektrischen Leiter 4 streut, bzw. das Millimeterwellensignal, das aus dem ersten dielektrischen Leiter 3 zum zweiten dielektrischen Leiter 4 streut. Die parallelen Flachplattenleiter 1 und 2 sind in den 1A und 2A nicht gezeigt. In den 2A und 2B ist weder die Antenne, die an dem Durchloch 9 zu befestigen ist, noch ein Wellenleiter oder ein primärer Strahler, mit dem die Antenne verbunden ist, gezeigt.
  • In 5 bezeichnet das Bezugszeichen 21 einen Millimeterwellensignaloszillator, das Bezugszeichen 22 bezeichnet einen Pulsmodulator (RF-Schalter), das Bezugszeichen 23 bezeichnet einen Zirkulator, das Bezugszeichen 24 bezeichnet eine Antenne, das Bezugszeichen 25 bezeichnet einen Mischer, das Bezugszeichen 26 bezeichnet einen Schalter (IF-Schalter), das Bezugszeichen 28 bezeichnet einen Verstärker, das Bezugszeichen 29 bezeichnet einen Zeitabstimmungsgenerator und das Bezugszeichen 30 bezeichnet einen Koppler (gerichteter Koppler).
  • In 6 und 7 bezeichnet das Bezugszeichen 51 einen parallelen Flachplattenleiter (d. h. den unteren eines Paars der parallelen Flachplattenleiter), das Bezugszeichen 52 bezeichnet einen Millimeterwellensignaloszillator, das Bezugszeichen 53 bezeichnet einen ersten dielektrischen Leiter, das Bezugszeichen 54 bezeichnet einen Zirkulator, das Bezugszeichen 55 bezeichnet einen dritten dielektrischen Leiter, das Bezugszeichen 56 bezeichnet eine Antenne, das Bezugszeichen 57 bezeichnet einen vierten dielektrischen Leiter, das Bezugszeichen 58 bezeichnet einen zweiten dielektrischen Leiter und das Bezugszeichen 59 bezeichnet einen Mischer. Die Bezugszeichen 57a und 58a bezeichnen nicht-reflektierende Abschlusswiderstände. Der obere parallele Flachplattenleiter ist in 6 und 7 nicht gezeigt.
  • Die parallelen Flachplattenleiter 1 und 2, der erste dielektrische Leiter 3, der zweite dielektrische Leiter 4, der dritte dielektrische Leiter 5 und die Antenne 8 in den 1A und 1B entsprechen jeweils dem parallelen Flachplattenleiter 51, dem ersten dielektrischen Leiter 53, dem vierten dielektrischen Leiter 57, dem dritten dielektrischen Leiter 55 und der Antenne 56 in 6. Des Weiteren entsprechen die parallelen Flachplattenleiter 1 und 2, der erste dielektrische Leiter 3, der zweite dielektrische Leiter 4 und der dritte dielektrische Leiter 5 in den 2A und 2B jeweils dem parallelen Flachplattenleiter 51, dem ersten dielektrischen Leiter 53, dem zweiten dielektrischen Leiter 58 und dem dritten dielektrischen Leiter 55 in 7.
  • Die Sende-/Empfangsantenne der ersten Ausführungsform der Erfindung, wie sie in 1A und 1B gezeigt ist, umfasst die parallelen Flachplattenleiter 1 und 2, einen Zirkulator C und die Antenne 8. Die parallelen Flachplattenleiter 1 und 2 sind in einem Abstand von einer halben Wellenlänge eines Millimeterwellensignals oder weniger angeordnet. Der Zirkulator C ist zwischen den parallelen Flachplattenleitern 1 und 2 angeordnet und die beiden Ferritplatten 6 und 7 sind so angeordnet, dass sie auf den Innenflächen der parallelen Gitterplatten 1 und 2 einander gegenüberliegen. Der erste, zweite und dritte dielektrische Leiter 3, 4 und 5 zum Eingeben/Ausgeben des Millimeterwellensignals sind mit den Umfangsrandbereichen der beiden Ferritplatten 6 und 7 jeweils durch den ersten, zweiten und dritten Verbindungsabschnitt 3c, 4c und 5c radial verbunden.
  • Der Zirkulator C gibt das Millimeterwellensignal aus, das in einen Verbindungsabschnitt aus einem anderen benachbarten Verbindungsabschnitt eingegeben wird. Die Antenne 8 ist zwischen den parallelen Flachplattenleitern 1 und 2 angeordnet und mit dem anderen Ende 5b des dritten dielektrischen Leiters 5 verbunden, der an seinem einen Ende 5a mit dem dritten Verbindungsabschnitt 5c verbunden ist. In der Sende-/Empfangsantenne der Ausführungsform ist die Leitungslänge des dritten dielektrischen Leiters 5 so eingestellt, dass δ = ± π, wobei δ für eine Phasendifferenz in einer Mittelfrequenz zwischen einem Signal Wa, das ein Millimeterwellensignal ist, das durch den dritten dielektrischen Leiter 5 von der Antenne 8 reflektiert und zurückgesendet wird, so dass es zum zweiten Verbindungsabschnitt 4c streut, und einem Signal Wb steht, das ein weiteres Millimeterwellensignal ist, das aus dem ersten Verbindungsabschnitt 3c durch den Zirkulator C zum zweiten Verbindungsabschnitt 4c gestreut hat.
  • In der Sende-/Empfangsantenne der ersten Ausführungsform der Erfindung, wie sie in 1A und 1B gezeigt ist, wird, wie bei der Sende-/Empfangsantenne des Standes der Technik das Millimeterwellensignal, das aus dem Übertragungssystem ausgegeben wird, aus der Antenne 8 gesendet, nachdem es durch den Zirkulator C aus dem ersten dielektrischen Leiter 3 durch den dritten dielektrischen Leiter 5 gegangen ist. Das durch die Antenne 8 empfangene Millimeterwellensignal wird aus dem dritten dielektrischen Leiter 5 durch den zweiten dielektrischen Leiter 4 zum Empfangssystem ausgegeben.
  • In der Sende-/Empfangsantenne der ersten Ausführungsform der Erfindung ist jedoch die Leitungslänge des dritten dielektrischen Leiters 5 auf δ = ± π, eingestellt, wenn die Phasendifferenz in einer Mittelfrequenz zwischen den Signalen Wa und Wb δ ist. Daher werden das Millimeterwellensignal Wa, das aus dem ersten dielektrischen Leiter 3 zum zweiten dielektrischen Leiter 4 streuen soll, und das Millimeterwellensignal Wb, das von der Antenne 8 reflektiert und zurückgesendet wird, so dass es aus dem dritten dielektrischen Leiter 5 zum zweiten dielektrischen Leiter 4 streut, zuverlässig in der Phase umgekehrt, so dass die Millimeterwellensignale Wa und Wb wirksam geschwächt werden können, um einander zu stören und aufzuheben. Als Ergebnis hiervon kann das Millimeterwellensignal, das aus dem ersten dielektrischen Leiter 3 auf der Übertragungssystemseite zum zweiten dielektrischen Leiter 4 auf der Empfangsseite streuen soll, unterdrückt werden, um das Empfangsverhalten des Empfangssystems zufrieden stellend zu machen.
  • Dies wird im Detail unter Bezugnahme auf das in 3 gezeigte Diagramm beschrieben. Zunächst wird das Verhältnis der Intensität (Einheit: Watt (W)) der Millimeterwellensignale (Wa + Wb), die aus dem ersten dielektrischen Leiter 3 zum zweiten dielektrischen Leiter 4 streuen sollen, zur Intensität (mit einem Watt (W)) des Millimeter wellensignals, das in den ersten dielektrischen Leiter 3 einzugeben ist, durch eine Isolierung definiert und die Abhängigkeit dieser Isolierung von der Phasendifferenz δ ist als Isolierungsverhalten definiert. Dieses Isolierungsverhalten gibt an, dass die Millimeterwellensignale (Wa + Wb), die aus dem ersten dielektrischen Leiter 3 auf der Übertragungssystemseite zum zweiten dielektrischen Leiter 4 auf der Empfangssystemseite streuen sollen, bei einer kleineren Isolierung tiefer sind.
  • 3 ist ein Diagramm, das jenes Isolierungsverhalten schematisch zeigt. Die Abszisse und die Ordinate geben die Phasendifferenz δ (Einheit: Radiant) bzw. die Isolierung (ohne Einheit) an und die durchgezogene Verhaltenskurve gibt die Abhängigkeit des Isolierungsverhaltens von der Phasendifferenz δ an.
  • Das Isolierungsverhalten der in den 1A und 1B gezeigten Sende-/Empfangsantenne ergibt sich so, dass die Isolierung nach Maßgabe von A·cosδ variiert (worin A für einen proportionalen Koeffizienten und eine reale Zahl steht), wie im Diagramm in 3 gezeigt ist, und so, dass die Isolierung am kleinsten wird, wenn die Phasendifferenz δ zwischen dem Millimeterwellensignal Wa, das durch die Antenne 8 reflektiert und zurückgesendet wird, so dass es aus dem dritten dielektrischen Leiter 5 zum zweiten dielektrischen Leiter 4 streut, und dem Millimeterwellensignal Wb, das aus dem ersten dielektrischen Leiter 3 zum zweiten dielektrischen Leiter 4 streuen soll, ± π, ± 3π, – und (2N – 1)·π ist (worin N für eine ganze Zahl steht).
  • Wenn der dritte dielektrische Leiter 5 eine solche Leitungslänge besitzt, die δ = ± π erfüllt, kann der Wert (Wa+Wb) des Millimeterwellensignals, das aus dem ersten dielektrischen Leiter 3 zum zweiten dielektrischen Leiter 4 streuen soll, in jener Konfiguration zum kleinsten gemacht werden.
  • Für diese Bedingungen ist allgemein ein Verfahren zum Einstellen der Leitungslänge des dritten dielektrischen Leiters 5 auf (2π – 1)/4·λg bekannt (worin N für eine ganze Zahl steht und λg für eine Wellenlänge des Millimeterwellensignals im dritten dielektrischen Leiter 5 steht). Tatsächlich jedoch unterscheidet sich der Reflexionspunkt des Millimeterwellensignals von der Antenne 8 scheinbar von dem anderen Ende 5b des dritten dielektrischen Leiters 5. In diesem Fall wird daher die Leitungslänge des dritten dielektrischen Leiters 5 auf den Wert {(2n – 1)/4·λg + L} gesetzt, der durch eine Leitungslänge L aus dem Wert {(2n – 1)/4·λg} korrigiert wird und die Millimeterwellensignale (Wa + Wb), die aus dem ersten dielektrischen Leiter 3 zum zweiten dielektrischen Leiter 4 streuen sollen, können in jener Konfiguration zu den tiefsten gemacht werden. Der Grund, warum der anscheinende Reflexionspunkt des Millimeterwellensignals von der Antenne 8 sich von der Position des anderen Endes 5b des dritten dielektrischen Leiters 5 unterscheidet, liegt darin, dass das Millimeterwellensignal in der Phase vorrückt oder zurückgeht, wenn das Millimeterwellensignal von der Antenne 8 reflektiert wird.
  • In der erfindungsgemäßen Sende-/Empfangsantenne und dem erfindungsgemäßen Millimeterwellen-Sender/Empfänger wird der Wert {(2n – 1)/4·λg + L} nicht bestimmt, nachdem die Leitungslänge L bestimmt wurde. In einem praktischeren Verfahren wird die Phasendifferenz δ gemessen und die Leitungslänge des dritten dielektrischen Leiters 5 wird so eingestellt, dass die Phasendifferenz δ δ = ± π sein kann. Insbesondere kann die Leitungslänge des dritten dielektrischen Leiters 5 auf die folgende Art und Weise eingestellt werden.
  • Die Leitungslänge des dritten dielektrischen Leiters 5 wird zunächst auf {(2N – 1)/4·λg} eingestellt, und die Testanschlüsse eines Netzwerkanalysators werden einzeln mit dem Eingangsanschluss (oder dem anderen Ende) des ersten dielektrischen Leiters 3 und dem Ausgangsanschluss (oder dem anderen Ende) des zweiten dielektrischen Leiters 4 verbunden, um dadurch das Verhalten einer Übertragung vom ersten dielektrischen Leiter 3 zum zweiten dielektrischen Leiter 4 zu messen. Als nächstes wird die Leitungslänge des dritten dielektrischen Leiters 5 auf eine Länge eingestellt, die von einer ursprünglich eingestellten Länge variiert ist, und das Übertragungsverhalten vom ersten dielektrischen Leiter 3 zum zweiten dielektrischen Leiter 4 wird durch dasselbe Verfahren für mehrere unterschiedliche Längen gemessen. Dann werden die gemessenen Werte des Übertragungsverhaltens auf dem Diagramm aufgetragen, wie in 3 gezeigt ist, indem das Übertragungsverhalten auf die Ordinate gelegt wird und indem die Leitungslänge des dritten dielektrischen Leiters 5 auf die Abszisse gelegt wird. Eine Näherungskurve von A·cosθ wird auf jener Zeichnung gezogen, so dass die Leitungslänge von {(2n – 1)/4·λg + L} des dritten dielektrischen Leiters 5 für die Phasendifferenz δ von δ = ± π aus dem Minimum jener Kurve gelesen werden kann. Somit können das Millimeterwellensignal Wb, das aus dem ersten dielektrischen Leiter 3 zum zweiten dielektrischen Leiter 4 streuen soll, und das Millimeterwellensignal Wa, das von der Antenne 8 reflektiert und zurückgesendet wird, so dass es aus dem dritten dielektrischen Leiter 5 zum zweiten dielektrischen Leiter 4 streut, zuverlässig so ausgeführt werden, dass sie gerade die umgekehrten Phasen haben. Als Ergebnis hiervon kann das Millimeterwellensignal, das aus dem ersten dielektrischen Leiter 3 auf der Übertragungssystemseite zum zweiten dielektrischen Leiter 4 auf der Empfangssystemseite streuen soll, mehr als beim Stand der Technik unterdrückt werden.
  • Die Sende-/Empfangsantenne einer zweiten Ausführungsform der Erfindung, die in den 2A und 2B gezeigt ist, umfasst die parallelen Flachplattenleiter 1 und 2, den Zirkulator C und eine Antenne oder einen Wellenleiter oder einen primären Strahler, der mit der An tenne verbunden ist. Die parallelen Flachplattenleiter 1 und 2 sind in einem Abstand von einer halben Wellenlänge eines Millimeterwellensignals oder weniger angeordnet. Der Zirkulator C ist zwischen den parallelen Flachplattenleitern 1 und 2 angeordnet und die beiden Ferritplatten 6 und 7 sind so angeordnet, dass sie einander auf den Innenflächen der parallelen Gitterplatten 1 und 2 gegenüberliegen. Der erste, zweite und dritte dielektrische Leiter 3, 4 und 5 zum Eingeben/Ausgeben des Millimeterwellensignals sind mit den Umfangsrandbereichen der beiden Ferritplatten 6 und 7 jeweils durch den ersten, zweiten und dritten Verbindungsabschnitt 3c, 4c und 5c radial verbunden. Der Zirkulator C gibt das Millimeterwellensignal aus, das in einen Verbindungsabschnitt aus einem anderen benachbarten Verbindungsabschnitt eingegeben wird.
  • In dem parallelen Flachplattenleiter 2 auf einer Seite ist ein Durchloch 9 an einem solchen Bereich des dritten dielektrischen Leiters 5, der mit seinem einen Ende mit dem dritten Verbindungsabschnitt 5c verbunden ist, ausgebildet, dass er dem Bereich, in dem das elektrische Feld einer Stehwelle in einem LSM-Modus hoch ist, gegenüberliegt. Das Durchloch 9 ist mit der Antenne oder mit dem Wellenleiterrohr oder einem primären Strahler, der mit der Antenne verbunden ist, verbunden. In der Sende-/Empfangsantenne der Ausführungsform ist die Länge vom einen Ende 5a des dritten dielektrischen Leiters 5 zu dem Bereich gegenüber dem Durchloch 9 so eingestellt, dass δ = ± π, wobei δ für eine Phasendifferenz in einer Mittelfrequenz zwischen einem Signal Wa, das ein Millimeterwellensignal ist, das durch den dritten dielektrischen Leiter 5 vom Durchloch 9 reflektiert und zurückgesendet wurde, so dass es zum zweiten Verbindungsabschnitt 4c streut, und einem Signal Wb steht, das ein weiterer Millimeterwellensignalanteil ist, der aus dem ersten Verbindungsabschnitt 3c durch den Zirkulator C zum zweiten Verbindungsabschnitt 4c streut.
  • Insbesondere kann die Leitungslänge vom einen Ende 5a des dritten dielektrischen Leiters 5 zum Durchloch 9 durch dasselbe Verfahren wie das vorstehend genannte zum Einstellen der Leitungslänge des dritten dielektrischen Leiters 5 eingestellt werden. Im vorliegenden Beispiel, das in den 2A und 2B gezeigt ist, muss das Durchloch 9 jedoch an einem Bereich eines parallelen Flachplattenleiters 2 ausgebildet sein, wobei der Bereich einem Bereich des dritten dielektrischen Leiters 5 gegenüberliegt, in welchem Bereich das elektrische Feld einer Stehwelle in einem LSM-Modus hoch ist.
  • Somit sind das Millimeterwellensignal Wb, das aus dem ersten dielektrischen Leiter 3 zum zweiten dielektrischen Leiter 4 streuen soll, und das Millimeterwellensignal Wa, das vom Durchloch 9 reflektiert und zurückgesendet wird, so dass es aus dem dritten dielektrischen Leiter 5 zum zweiten dielektrischen Leiter 4 streut, zuverlässig in der Phase umgekehrt, so dass die Millimeterwellensignale Wb und Wa einander aufheben können. Des Weiteren kann in einem Fall, in dem die Antenne oder dergleichen (einschließlich eines primären Strahlers oder einer Antenne oder des mit einer Wellenleiterröhre verbundenen primären Strahlers) in der Normalrichtung mit den parallelen Flachplattenleitern 1 und 2 verbunden ist, das Millimeterwellensignal effizient zur Antenne oder dergleichen aus dem dritten dielektrischen Leiter 5 durch das Durchloch 9 gesendet werden.
  • In der Sende-/Empfangsantenne der zweiten Ausführungsform der Erfindung, wie sie in den 2A und 2B gezeigt ist, wird die Länge vom einen Ende 5a des dritten dielektrischen Leiters 5 zu dem Bereich gegenüber dem Durchloch 9 wie zuvor auf δ = ± π eingestellt, wenn die Phasendifferenz in einer Mittelfrequenz zwischen Wa und Wb durch δ bezeichnet ist. Daher werden das Millimeterwellensignal Wb, das aus dem ersten dielektrischen Leiter 3 zum zweiten die lektrischen Leiter 4 streuen soll, und das Millimeterwellensignal Wa, das vom Durchloch 9 reflektiert und zurückgesendet wird, so dass es vom dritten dielektrischen Leiter 5 zum zweiten dielektrischen Leiter 4 streut, in der Phase zuverlässig umgekehrt, so dass die Millimeterwellenphasen Wb und Wa wirksam geschwächt werden können, um einander zu stören und aufzuheben. Als Ergebnis hiervon kann das Millimeterwellensignal, das aus dem ersten dielektrischen Leiter 3 auf der Übertragungssystemseite zum zweiten dielektrischen Leiter 4 auf der Empfangsseite streuen soll, unterdrückt werden, um das Empfangsverhalten des Empfangssystems zufrieden stellend zu machen.
  • Es werden die Komponenten der erfindungsgemäßen Sende-/Empfangsantenne im Detail beschrieben. In der erfindungsgemäßen Sende-/Empfangsantenne können die erste, zweite und dritte Übertragungsleitung durch den nicht-strahlenden dielektrischen Wellenleiter (der auch „NRD-Leiter" genannt werden kann) beispielhaft veranschaulicht werden, in dem die dielektrischen Leiter 3, 4 und 5 zwischen den parallelen Flachplattenleitern 1 und 2 wie in den vorangegangenen Beispielen angeordnet sind.
  • In einer grundlegenden Konfiguration jenes nicht-strahlenden dielektrischen Wellenleiters, wie er in einer perspektivischen Teilaufrissansicht der 4 gezeigt ist, ist der dielektrische Leiter 3 mit einem rechteckigen Querschnitt zwischen den parallelen Flachplattenleitern 1 und 2 parallel mit einem vorgegebenen Abstand a angeordnet, wie er durch a ≤ λ/2 für die Wellenlänge λ des Millimeterwellensignals definiert ist. Als Ergebnis hiervon kann das Millimeterwellensignal ohne wesentlichen Verlust im dielektrischen Leiter 3 durch Beseitigen des Eindringens von Rauschen von außen in den dielektrischen Leiter 3 und die Strahlung des Millimeterwellensignals nach außen verbreitet werden. Die Wellenlänge λ ist die Wellenlänge des Millime terwellensignals in der Luft (oder dem freien Raum) für die verwendete Frequenz.
  • Andererseits kann das Material für den ersten, zweiten und dritten dielektrischen Leiter 3, 4 und 5 bevorzugt Harz, wie zum Beispiel Ethylentetrafluorid oder Polystylen, oder Keramik, wie zum Beispiel Cordierit (2MgO·2Al2O3·5SiO2)-Keramik, Aluminiumoxid (Al2O3)-Keramik oder Glaskeramik, sein und diese Substanzen weisen einen geringen Verlust im Millimeterwellenband auf.
  • Des Weiteren ist die Schnittform des ersten, zweiten und dritten dielektrischen Leiters 3, 4 und 5 im Grunde rechteckig, kann aber auch ein Rechteck mit gerundeten Ecken und einer Vielzahl von Schnittformen sein, die zum Übertragen des Millimeterwellensignals verwendet werden.
  • Weiterhin ist das Material für die parallelen Flachplattenleiter 1 und 2 vorzugsweise im Hinblick auf eine hohe elektrische Leitfähigkeit und in ausgezeichneter Bearbeitbarkeit durch eine Leiterplatte aus Cu, Al, Fe, Ag, Au, Pt, SUS (d. h. rostfreiem Stahl) oder Messing (d. h. eine Cu-Zn-Legierung) beispielhaft veranschaulicht. Alternativ kann auch eine Leiterschicht aus diesen Materialien auf der Oberfläche einer isolierenden Platte aus Keramik oder einem Harz ausgebildet sein.
  • Des Weiteren können die ersten, zweiten und dritten Übertragungsleitungen auch durch Streifenleiter, Mikrostreifenleiter, koplanare Leiter, koplanare Leiter mit Masse, Schlitzleiter, Wellenleiter oder dielektrische Wellenleiter beispielhaft veranschaulicht sein.
  • Ferner ist das Material für die Ferritplatten 6 und 7 bevorzugt beispielsweise Zink·Nickel·Eisenoxid (ZnaNibFecOx)-Ferrit für das Millimeterwellensignal.
  • Des Weiteren werden die Ferritplatten 6 und 7 normalerweise zu einer Scheibenform geformt, können aber auch zu einer regulären Mehreckform in einer Draufsicht von oben geformt sein. In diesem Fall kann, wenn die Anzahl der zu verbindenden dielektrischen Leiter n ist (n ist eine ganze Zahl von 3 oder höher), ihre Form in einer Draufsicht von oben eine reguläre m-Polygonform sein (m ist eine ganze Zahl, die größer ist als n von 3 oder höher).
  • Weiterhin kann die Antenne 8 durch eine Hornantenne, eine Schlitzantenne, eine dielektrische Wellenleiterantenne, eine Steckantenne oder eine Gruppenantenne beispielhaft veranschaulicht sein.
  • Ferner kann die Form des Durchlochs 9, das in dem parallelen Flachplattenleiter 1 oder dem parallelen Flachplattenleiter 2 auszubilden ist, normalerweise rechteckig sein, aber sie kann auch kreisrund, oval, elliptisch oder vieleckig sein.
  • Als nächstes wird das Millimeterwellenradar, bei dem der die Sende-/Empfangsantenne der ersten Ausführungsform der Erfindung verwendende Millimeterwellen-Sender/Empfänger der dritten Ausführungsform der Erfindung eingesetzt wird, detailliert beschrieben.
  • Die Konfiguration des Millimeterwellensignalsenders in dem Millimeterwellenradar, bei dem der Millimeterwellen-Sender/Empfänger der dritten Ausführungsform der Erfindung eingesetzt wird, ist mit jener identisch, die in einer Draufsicht von oben in 6 gezeigt ist. Des Weiteren ist die grundlegende Konfiguration des NRD-Leiters als dem in jener Konfiguration verwendeten dielektrischen Leiter ähnlich je ner, die in der perspektivischen Teilaufrissansicht in 4 gezeigt ist.
  • Von dem Fall, in dem der Millimeterwellen-Sender/Empfänger der dritten Ausführungsform der Erfindung bei dem Millimeterwellenradar eingesetzt wird, ist die Konfiguration des Millimeterwellensignalsenders und des Zwischenfrequenzsignalsenders in einem Blockschaltdiagramm der 5 gezeigt, und die teilweise vergrößerte Draufsicht von oben auf die Umgebung des dritten dielektrischen Leiters der 6 ist in 8 gezeigt. Vorliegend wird der erste Millimeterwellen-Sender/Empfänger der dritten Ausführungsform der Erfindung beschrieben. In der folgenden Beschreibung sind die Bezugszeichen in 5 in Klammern gezeigt, wenn die Komponenten, die jenen in 6 entsprechen, in 5 dargestellt sind.
  • Wie in 6 und 5 gezeigt ist, umfasst ein Millimeterwellenradar R1, das einen Millimeterwellen-Sender/Empfänger der dritten Ausführungsform der Erfindung verwendet, zwei parallele Flachplattenleiter 51, einen ersten dielektrischen Leiter 53, einen Millimeterwellensignaloszillator (VCO) 52 (21), einen Pulsmodulator (RF-Schalter) (22), einen zweiten dielektrischen Leiter 58, einen Zirkulator 54 (23), einen dritten dielektrischen Leiter 55, einen vierten dielektrischen Leiter 57 und einen Mischer 59 (25). Die zwei parallelen Flachplattenleiter 51 sind parallel in einem Abstand von einer halben Wellenlänge des Millimeterwellensignals oder weniger angeordnet. Der erste dielektrische Leiter 53 ist zwischen den parallelen Flachplattenleitern 51 angeordnet. Der Millimeterwellensignaloszillator (VCO) 52 (21) ist zwischen den parallelen Flachplattenleitern 51 angeordnet, an dem ersten dielektrischen Leiter 53 befestigt, frequenzmoduliert das Hochfrequenzsignal, das aus einer Hochfrequenzdiode ausgegeben wird, und verbreitet das modulierte Signal als Millimeterwellensignal durch den ersten dielektrischen Leiter 53. Der Pulsmodulator (22) ist zwi schen den parallelen Flachplattenleitern 51 in der Mitte des Wegs zum ersten dielektrischen Leiter 53 angeordnet, pulsiert das Millimeterwellensignal und gibt das pulsierte Millimeterwellensignal als das zu sendende Millimeterwellensignal aus dem ersten dielektrischen Leiter 53 aus. Der zweite dielektrische Leiter 58 ist zwischen den parallelen Flachplattenleitern 51 so angeordnet, dass seine eine Endseite nahe dem ersten dielektrischen Leiter 53 ist, um eine elektromagnetische Kopplung zu erhalten, und er verbreitet einen Anteil des Millimeterwellensignals zum Mischer 59 (25).
  • Der Zirkulator 54 (23) ist zwischen den parallelen Flachplattenleitern 51 angeordnet und weist einen ersten Verbindungsabschnitt 54a, einen zweiten Verbindungsabschnitt 54b und einen dritten Verbindungsabschnitt 54c auf, die an den Umfangsrändern der beiden Ferritplatten radial angeordnet sind, die auf der Innenflächen der parallelen Flachplattenleitern 51 so angeordnet sind, dass sie einander gegenüberliegen und einzeln als die Eingangs-/Ausgangsanschlüsse des Millimeterwellensignals dienen. Der Zirkulator 54 (23) gibt das aus einem Verbindungsabschnitt eingegebene Millimeterwellensignal aus einem der übrigen benachbarten Verbindungsabschnitte aus, wobei der erste Verbindungsabschnitt 54a mit dem Millimeterwellensignal-Ausgangsanschluss des ersten dielektrischen Leiters 53 verbunden ist. Der dritte dielektrische Leiter 55 ist zwischen den parallelen Flachplattenleitern 51 angeordnet, mit dem zweiten Verbindungsabschnitt 54b des Zirkulators 54 (23) verbunden und verbreitet das Millimeterwellensignal, und der dritte dielektrische Leiter 55 weist an seinem führenden Endabschnitt die Antenne 56 (24) auf. Der vierte dielektrische Leiter 57 ist zwischen den parallelen Flachplattenleitern 51 angeordnet, mit dem dritten Verbindungsabschnitt 54c des Zirkulators 54 (23) verbunden und verbreitet die empfangene Welle, die durch die Antenne 56 (24) empfangen wird und durch den dritten dielektrischen Leiter 55 zu verbreiten und aus dem dritten Verbindungsabschnitt 54c auszugeben ist, zum Mischer 59 (25).
  • Der Mischer 59 (25) ist zwischen den parallelen Flachplattenleitern 51 angeordnet und so konfiguriert, dass die Mitte des Wegs des zweiten dielektrischen Leiters 58 und die Mitte des Wegs des vierten dielektrischen Leiters 57 nahe beieinander oder miteinander verbunden sind, um eine elektromagnetische Kopplung zu erhalten, und mischt einen Anteil des Millimeterwellen-Sendesignals, das sich durch den zweiten dielektrischen Leiter 58 verbreitet hat, mit der empfangenen Welle, die sich durch den vierten dielektrischen Leiter 57 verbreitet hat, und erzeugt ein Zwischenfrequenzsignal. Die Leitungslänge des dritten dielektrischen Leiters 55 ist so eingestellt, dass δ = ± π, wobei δ für eine Phasendifferenz in der Mittelfrequenz zwischen den Signalen Wa und Wb steht. Vorliegend ist Wa ein Anteil des Millimeterwellen-Sendesignals, das aus dem Pulsmodulator (22) ausgegeben wird, das sich durch den ersten dielektrischen Leiter 53 verbreitet hat, das aus dem ersten Verbindungsabschnitt 54a des Zirkulators 54 (23) durch den zweiten Verbindungsabschnitt 54b zum dritten dielektrischen Leiter 55 ausgegeben worden ist und das von einem Verbindungsabschnitt 55a, der mit der Sende-/Empfangsantenne 56 (24) zu verbinden ist, oder dem führenden Endabschnitt des dritten dielektrischen Leiters 55 reflektiert und wieder zum Zirkulator 54 (23) zurückgesendet worden ist, so dass es aus dem dritten Verbindungsabschnitt 54c zum vierten dielektrischen Leiter 57 streut. Wb ist ein anderer Millimeterwellensignalanteil, der aus dem ersten Verbindungsabschnitt 54a durch den Zirkulator 54 (23) direkt zum dritten Verbindungsabschnitt 54c gestreut hat.
  • Mit anderen Worten, im Millimeterwellenradar R1 ist der Zirkulator 54 (23) zwischen den parallelen Flachplattenleitern 51 angeordnet und in einem vorgegebenen Abstand am Umfangsrandbereich der Ferritplatten angeordnet, die parallel mit den parallelen Flachplattenleitern 51 angeordnet sind. Der Zirkulator 54 (23) weist den ersten Verbindungsabschnitt 54a, den zweiten Verbindungsabschnitt 54b und den dritten Verbindungsabschnitt 54c auf, die jeweils als Eingangs-/Ausgangsanschlüsse des Millimeterwellensignals dienen. Der Zirkulator 54 (23) ist zwischen den parallelen Flachplattenleitern 51 angeordnet und gibt das aus einem der Verbindungsabschnitte eingegebene Millimeterwellensignal aus einem anderen Verbindungsabschnitt, der im oder gegen den Uhrzeigersinn in der Ebene der Ferritplatten benachbart ist, aus. Der erste Verbindungsabschnitt 54a ist mit dem Millimeterwellensignalausgangsanschluss des ersten dielektrischen Leiters 53 verbunden.
  • Der vierte dielektrische Leiter 57 ist mit dem dritten Verbindungsabschnitt 54c des Zirkulators 54 (23) zum Verbreiten der empfangenen Welle verbunden, die durch die Antenne 56 (24) empfangen wird, um sie durch den dritten dielektrischen Leiter 55 zu verbreiten, und wird durch den zweiten Verbindungsabschnitt 54b aus dem dritten Verbindungsabschnitt 54c zum Mischer 59 (25) ausgegeben. Der Mischer 59 (25) ist an seinem Ausgangsanschluss mit dem Schalter (d. h. dem IF-Schalter) (26) verbunden, der so ausgestaltet ist, dass er, wenn er AUS geschaltet ist, das Zwischenfrequenzsignal blockiert, und wenn er EIN geschaltet ist, sobald das aus dem Pulsmodulator (22) ausgegebene Millimeterwellen-Sendesignal stabil wird, das Zwischenfrequenzsignal weitergibt.
  • Detaillierter gesagt, umfasst der Millimeterwellen-Sender/Empfänger einen Millimeterwellensignaloszillator (21), der ein Millimeterwellenoszillator ist, einen Koppler (30), der eine Verzweigungsvorrichtung ist, die Sende-/Empfangsantenne der ersten Ausführungsform der Erfindung und einen Mischer (25). Der Millimeterwellensignaloszillator (21) erzeugt ein Millimeterwellensignal. Der Koppler (30) verzweigt das Millimeterwellensignal, gibt das Millimeterwellensignal an einen Ausgangsanschluss, der mit dem Millimeterwellensignaloszillator (21) verbunden ist, als Millimeterwellen-Sendesignal aus und gibt es an den anderen Ausgangsanschluss als lokales Signal aus. In der Sende-/Empfangsantenne ist ein Endabschnitt der ersten Übertragungsleitung mit dem einen Ausgangsanschluss des Kopplers (30) verbunden. Der Mischer (25) mischt das lokale Signal, das an den anderen Ausgangsanschluss ausgegeben wird, mit dem Millimeterwellensignal, das durch die Sende-/Empfangsantenne empfangen wird, um dadurch das Zwischenfrequenzsignal auszugeben, das zwischen dem anderen Ausgangsanschluss des Kopplers (30) und dem Endabschnitt der Übertragungsleitung der Sende-/Empfangsantenne verbunden ist.
  • Im vorliegenden Beispiel ist der Schalter (26) zum EIN/AUS-Schalten des Zwischenfrequenzsignals, das am Ausgangsanschluss des Mischers 59 (25) erzeugt wird, mit dem Zeitabstimmungsgenerator (d. h. dem IF-Schaltregler) (29) zum Steuern der EIN/AUS-Zeit des Schalters 26 verbunden und ist an seiner Nachstufe mit dem Verstärker (AMP) (28) zum Verstärken des durch den Schalter (26) ausgegebenen Zwischenfrequenzsignals versehen.
  • Der Schalter (26) wird EIN geschaltet, wenn das pulsierte Millimeterwellen-Sendesignal stabil wird, nachdem es aus dem Pulsmodulator (22) ausgegeben wurde und aufgehört hat, abzufallen. Für diese Steuerungen des EIN/AUS des Schalters (26) in Ansprechung auf die Stabilisierung des Millimeterwellen-Sendesignals kann der Status des Millimeterwellen-Sendesignals überwacht werden, um das EIN/AUS des Schalters (26) zu steuern, oder es kann das Modulationssignal des Pulsmodulators (22) verwendet werden, um den Schalter (26) EIN zu schalten, wenn der Modulationsstrom stabil wird.
  • Der Millimeterwellensignaloszillator 52 (21) ist ein VCO (d. h. ein spannungsgesteuerter Oszillator) einschließlich beispielsweise einer Gunn-Diode und einer Varaktordiode, und funktioniert als Oszillator des Millimeterwellensignals, wenn der Oszillator mit dem Modulationssignal an seinem Anschluss EIN-2 gespeist wird. Das Ausgangssignal des VCO des Millimeterwellensignaloszillators 52 (21) und das in den Anschluss EIN-1 eingegebene pulsierte Signal werden in den Pulsmodulator (22) eingegeben und durch den Pulsmodulator (22) pulsmoduliert, so dass das pulsierte Millimeterwellen-Sendesignal ausgegeben wird.
  • In 6 ist dieser Pulsmodulator (22) in der Mitte des Wegs des ersten dielektrischen Leiters 53 angeordnet und wird durch einen RF-Schalter beispielhaft veranschaulicht, der wie der in 32 gezeigte konfiguriert ist. Der Pulsmodulator (22) ist ein Schalter, der so konfiguriert wird, indem ein Vorspannungszufuhrleiter 90 vom Drosseltyp auf einer Hauptoberfläche eines Substrats 88 ausgebildet wird und indem eine lotverpackte PIN-Fotodiode vom Beam-Lead-Typ oder Flip-Chip-Typ oder eine Schottky-Diode 80 zwischen verbindenden Elektroden 81 und 81 dazwischengefügt ist, die in der Mitte des Wegs des Vorspannungszufuhrleiters 90 ausgebildet sind, dass die Schottky-Diode 80 zwischen den Endflächen in der Mitte des Wegs des ersten dielektrischen Leiters 53 so angeordnet ist, dass die angelegte Richtung seiner Vorspannung die Leiterrichtung kreuzen kann.
  • Der Zirkulator 54 (23) verbreitet das Millimeterwellensignal zur Antenne 56 (24) zum Sendezeitpunkt und die empfangene Welle zum Mischer 59 (25) zum Empfangszeitpunkt. Die Antenne 56 (24) ist eine Sende-/Empfangsantenne für das Millimeterwellensignal, die durch eine Hornantenne beispielhaft veranschaulicht ist, die mit dem Zirkulator 54 (23) durch einen Metallwellenleiter oder einen dielektrischen Wellenleiter, der mit einem Dielektrikum in einem Metallwellenleiter gefüllt ist, verbunden ist. Des Weiteren mischt der Mischer 59 (25) das aus dem VCO des Millimeterwellensignaloszillators 52 (21) ausgegebene Millimeterwellensignal mit der empfangenen Welle, die durch die Antenne 56 (24) empfangen wird, und gibt dadurch das Zwischenfrequenzsignal zum Erfassen des Abstands oder dergleichen zu einem Zielobjekt aus.
  • Der Schalter 26 ist ein Schalter (d. h. der IF-Schalter), der am Ausgangsanschluss des Mischers 59 (25) zum Abschirmen des aus dem Mischer 59 (25) ausgegebenen Zwischenfrequenzsignals, wenn AUS geschaltet ist, und zum Durchgeben desselben, wenn EIN geschaltet ist, angeordnet ist. Des Weiteren ist der Zeitabstimmungsgenerator 29 ein Zeitabstimmungsgenerator zum Erzeugen eines Zeitabstimmungssignals zur Steuerung der EIN/AUS-Zeitabstimmung des Schalters (26).
  • Der Verstärker 28 ist ein Verstärker, der mit der Nachstufe des Schalters (26) zum Verstärken des Zwischenfrequenzsignals verbunden ist, das aus dem Millimeterwellen-Sender/Empfänger ausgegeben wird, und ist mit einem Steuerungsanschluss versehen. Im Verstärker (28) wird das Steuerungssignal von außen durch den Steuerungsanschluss zum Steuern der Verstärkung und des zeitgerechten Betriebs des Verstärkers (28) eingegeben. Bei dem Verstärker (28) wird die Steuerungszeitdauer gemäß dem digitalen Zustand des in den Pulsmodulator (22) eingegebenen Pulssignals bestimmt, um beispielsweise das eingegebene Zwischenfrequenzsignal zu verstärken, während es mit der gewünschten Zeitabstimmung während einer gewünschten Zeitdauer gesteuert wird.
  • Der Zeitabstimmungsgenerator (29) wird mit dem pulsierten Signal des Anschlusses EIN-1 und dem Pulssignal des Steuerungsanschlusses in Verbindung mit den Steuerungssignalen des Pulsmodulators (22) und des Verstärkers (29) gespeist und steuert die Zeitabstimmung so, dass das durch den Pulsmodulator (22) pulsmodulierte Millimeterwellen-Sendesignal durch den Schalter (26) abgeschirmt werden kann, bevor das Millimeterwellensignal von dem Verbindungsabschnitt zwischen dem NRD-Leiter und dem dielektrischen Wellenleiter reflektiert wird oder als nicht notwendiges Signal aus dem Zirkulator 54 (23) durch den Mischer 59 (25) zum Verstärker (28) streut.
  • Im Millimeterwellen-Sender/Empfänger der dritten Ausführungsform der Erfindung ist die Leitungslänge des dritten dielektrischen Leiters 55 so eingestellt, dass δ = ± π, wobei δ für eine Phasendifferenz in einer Mittelfrequenz zwischen den Signalen Wa und Wb steht. Vorliegend ist Wa ein Anteil des Millimeterwellen-Sendesignals, das aus dem Pulsmodulator (22) ausgegeben wird, das sich durch den ersten dielektrischen Leiter 53 verbreitet hat, das aus dem ersten Verbindungsabschnitt 54a des Zirkulators 54 (23) durch den zweiten Verbindungsabschnitt 54b zum dritten dielektrischen Leiter 55 ausgegeben worden ist und das von einem Verbindungsabschnitt 55a, der mit der Sende-/Empfangsantenne 56 (24) zu verbinden ist, oder dem führenden Endabschnitt des dritten dielektrischen Leiters 55 reflektiert und wieder zum Zirkulator 54 (23) zurückgesendet worden ist, so dass es aus dem dritten Verbindungsabschnitt 54c zum vierten dielektrischen Leiter 57 streut. Wb ist ein anderer Millimeterwellensignalanteil, der aus dem ersten Verbindungsabschnitt 54a durch den Zirkulator 54 (23) direkt zum dritten Verbindungsabschnitt 54c gestreut hat.
  • Im Millimeterwellen-Sender/Empfänger der dritten Ausführungsform der Erfindung wird es jedoch bevorzugt, dass die Differenz der charakteristischen Impedanz zwischen dem dritten dielektrischen Leiter 55 und der Antenne 56 (24) justiert wird und das Energieverhältnis Rp zwischen dem einen Millimeterwellensignalanteil Wa und dem an deren Millimeterwellensignalanteil Wb auf 0,27 oder höher eingestellt wird, und die Phasendifferenz δ auf δ = ± π ± 0,47π eingestellt wird, wie nachstehend beschrieben wird.
  • Die detaillierte Beschreibung wird für die Konfiguration vom Pulsmodulator (22) zum Mischer 59 (25) in dem Millimeterwellenradar R1, das den Millimeterwellen-Sender/Empfänger der dritten Ausführungsform der Erfindung verwendet, sowie die Betriebsvorgänge der Konfiguration gegeben.
  • Das Millimeterwellensignal wird durch den Millimeterwellensignaloszillator (VCO) 52 (21) erzeugt und wird frequenzmoduliert. Danach wird das Millimeterwellensignal durch den Koppler (30) so verzweigt, dass ein verzweigter Anteil durch den Pulsmodulator (22) pulsmoduliert und als Millimeterwellen-Sendesignal ausgegeben wird. Dieses Millimeterwellen-Sendesignal verbreitet sich durch den ersten dielektrischen Leiter 53 und geht vom ersten Verbindungsabschnitt 54a in den Zirkulator 54 (23). Ein Anteil des Millimeterwellensignals streut entweder aus dem dritten Verbindungsabschnitt 54c durch jene Route (vom ersten Verbindungsabschnitt 54a zum dritten Verbindungsabschnitt 54c) des Zirkulators 54 (23), die intrinsisch isoliert ist, oder wird aus dem zweiten Verbindungsabschnitt 54b ausgegeben, um sich durch den dritten dielektrischen Leiter 55 zu verbreiten. Jener Anteil des Millimeterwellensignals wird von dem einfallenden Ende der Antenne 56 (24) oder von der Antenne 56 (24) reflektiert und verbreitet sich wieder durch den dritten dielektrischen Leiter 55, so dass er in den Zirkulator 54 (23) geht und aus dem dritten Verbindungsabschnitt 54c streut. Jener Anteil des Millimeterwellensignals verbreitet sich durch den vierten dielektrischen Leiter 57, um zu einer Millimeterwellensignaleingabe PRF zu werden, die in den Mischer 59 (25) geht.
  • Andererseits wird der andere Millimeterwellensignalanteil, der durch den Koppler (30) verzweigt worden ist, zu einer Millimeterwellensignaleingabe PLO und geht durch den zweiten dielektrischen Leiter 58 oder die lokale Route, um in den Mischer 59 (25) zu gehen. Die Ausgabe PMIX des Mischers 59 (25) und ihre Fluktuation ΔPMIX werden jeweils durch die folgenden Formeln ausgedrückt, in denen jene Millimeterwellensignaleingaben als PRF bzw. PLO bezeichnet werden, und die Ausgabe des Zwischenfrequenzsignals aus dem Mischer 59 (25) und seine Fluktuation werden durch PMIX bzw. ΔPMIX bezeichnet. PMIX = (PRF·PLO·sinδ·Gc)1/2 (1);und ΔPMIX = (1/2)·(PRF·PLO·cosδ·Gc)1/2 (2).
  • Hier steht δ für eine Phasendifferenz an der Mittelfrequenz zwischen PRF und PLO und Gc steht für eine Umwandlungsverstärkung im Mischer 59 (25).
  • Des Weiteren variiert der PMIX mit der Schwankung von PRF oder PLO selbst, wie durch ΔPRF bzw. ΔPLO angegeben ist, und die folgende Beziehung hält zwischen dem ΔPRF und der Millimeterwelleneingabe Pin in den Pulsmodulator (22). ΔPRF = Pin·η·ΔVSW·α·β (3).
  • Hier steht ΔVSW für eine Fluktuation der Antriebsspannung des Pulsmodulators (22) und drückt eine Fluktuationskomponente aufgrund einer vorübergehenden Ansprechung aus, α steht für das EIN/AUS-Verhältnis des Pulsmodulators (22) und β repräsentiert die Isolierung (die auch die Reflexionskomponente von der Antenne 56 (24) enthält) zwischen dem ersten Verbindungsabschnitt 54a und dem dritten Verbindungsabschnitt 54c des Zirkulators 54 (23). Des Weiteren steht η für das Verhältnis der Ausgabefluktuation ΔP des Pulsmodulators 22 zum ΔVSW, wie durch die folgende Formel ausgedrückt wird. η = ΔP/ΔVSW (4).
  • Um den ΔPMIX im Millimeterwellenradar R1 ausreichend zu reduzieren, kann jede der Größen der Formeln (2), (3) und (4) reduziert werden. Von den Millimeterwellen-Sendesignalen kann die Interferenz zwischen jenem einen Anteil des Millimeterwellensignals Wa, der durch den dritten dielektrischen Leiter 55 vom Verbindungsabschnitt 55a zur Antenne 56 (24) oder am vorderen Endabschnitt des dritten dielektrischen Leiters 55 reflektiert und zurückgesendet wird, so dass er zum dritten Verbindungsabschnitt 54cc streut, und dem Millimeterwellensignal Wb, das aus dem ersten Verbindungsabschnitt 54a durch den Zirkulator 54 (23) direkt zum dritten Verbindungsabschnitt 54c streut, verwendet werden, um die Größe PRF zu reduzieren. Dann kann das Millimeterwellenradar R1 leicht und praktisch entworfen werden, ohne weder den Pin, η oder Gc in Bezug auf die Millimeterwellen-Sende-/Empfangsleistung zu beeinflussen noch den ΔVSW, α oder β zu verändern, dem andernfalls prinzipiell Schwierigkeiten folgen würden.
  • Um den PRF zu reduzieren, indem von der Interferenz zwischen einem Millimeterwellensignalanteil Wa und einem anderen Millimeterwellensignalanteil Wb Gebrauch gemacht wird, können die Signalintensität (oder -energie) des Millimeterwellensignals Wa und die Signalintensität (oder -energie) eines anderen Millimeterwellensignalanteils Wb gleich gemacht und umgekehrt werden, so dass ihre Interferenz die Phasendifferenz δ = ± π hat. Dies ist damit identisch, dass die Phasen zu (2N – 1)·π geändert werden, wenn die Leitungslänge des dritten dielektrischen Leiters 55 justiert wird, um das Millimeterwellensignal reziprok im dritten dielektrischen Leiter 55 zu verbreiten. Insbesondere kann die Leitungslänge des dritten dielektrischen Leiters 55 gesteuert werden, indem die Länge, die Breite, die spezifischen dielektrische Konstante oder dergleichen des dritten dielektrischen Leiters 55 verändert wird. Durch Anpassen der Impedanz der Antenne 56 (24), die der führende Endabschnitt des dritten dielektrischen Leiters 55 ist, an das Millimeterwellensignal im Verbindungsabschnitt 55a, d. h. durch Justieren der Differenz in der charakteristischen Impedanz zwischen dem dritten dielektrischen Leiter 55 und der Antenne 56 (24) zum Variieren des Reflexionskoeffizienten am Verbindungsabschnitt 55a kann des Weiteren die Signalintensität (oder -energie) eines Millimeterwellensignalanteils Wa so justiert werden, dass er im Wesentlichen gleich der Signalintensität (oder -energie) eines anderen Millimeterwellensignalanteils Wb ist. Der Reflexionskoeffizient an jenem Verbindungsabschnitt 55a kann justiert werden, indem entweder die Größe des Verbindungsabschnitts 55a oder die dielektrische Konstante des Dielektrikums justiert wird, um die Differenz der charakteristischen Impedanz zu bewirken, oder die Größe und die dielektrische Konstante eines Einschlusses, wie etwa des Wellenleiters, falls zwischen dem dritten dielektrischen Leiter 55 und der Antenne 56 (24) vorhanden, justiert wird.
  • Des Weiteren wird der PRF minimiert, wenn die Leitungslänge des dritten dielektrischen Leiters 55 auf δ = ± π eingestellt wird, und maximiert, wenn dieselbe Länge auf δ = 0 oder 2π eingestellt wird. Daher wird die Ausgabefluktuation ΔPMIX des Mischers 59 (25) für δ = (2N)·π maximiert, um dadurch die Millimeterwellenempfangsleistung sehr zu verschlechtern, wird aber für δ = (2N – 1)·π minimiert, um dadurch die Millimeterwellenempfangsleistung sehr gut zu machen.
  • Dies wird unter Bezugnahme auf 8 und 9 beschrieben. 8 ist eine teilweise vergrößerte Draufsicht von oben, die die Umgebung des dritten dielektrischen Leiters 55 der 6 zeigt. 9 ist eine graphische Darstellung, die Veränderungen der Ausgabeintensität des Millimeterwellensignals durch die Phasendifferenz δ zeigt, wenn ein Millimeterwellensignalanteil Wa, der durch den dritten dielektrischen Leiter 55 von dem Verbindungsabschnitt 55a mit der Antenne 56 (24), die der führende Endabschnitt des dritten dielektrischen Leiters 55 ist, reflektiert und zurückgesendet wird, so dass er zum dritten Verbindungsabschnitt 54c streut, und ein anderer Millimeterwellensignalanteil Wb, der aus dem ersten Verbindungsabschnitt 54a durch den Zirkulator 54 (23) zum dritten Verbindungsabschnitt 54c streut, einander stören und synthetisiert werden.
  • In 8 repräsentiert Wa einen Millimeterwellensignalanteil, der vom Verbindungsabschnitt 55a mit der Antenne 56 (24) des dritten dielektrischen Leiters 55 reflektiert und zurückgesendet wird, so dass er zum dritten Verbindungsabschnitt 54c streut, und Wb repräsentiert einen anderen Millimeterwellensignalanteil, der aus dem ersten Verbindungsabschnitt 54a durch den Zirkulator 54 (23) direkt zum dritten Verbindungsabschnitt 54c streut. Die meiste Energie des Millimeterwellen-Sendesignals, das in den ersten Verbindungsabschnitt 54a durch den ersten dielektrischen Leiter 53 eingetreten ist, wird zum zweiten Verbindungsabschnitt 54b übertragen und aus der Antenne 56 (24) durch den dritten dielektrischen Leiter 55 gestrahlt, da der erste Verbindungsabschnitt 54a und der dritte Verbindungsabschnitt 54c voneinander isoliert sind. Zu diesem Zeitpunkt wird aufgrund einer kleinen Fehlanpassung der Impedanz am Verbindungsabschnitt 55a mit der Antenne 56 (24), die der führende Endabschnitt des dritten dielektrischen Leiters 55 ist, ein kleines Millimeterwellensignal vom Verbindungsabschnitt 55a reflektiert und wieder über den dritten dielektrischen Leiter 55 zurückgesendet, so das es als das Wa zum dritten Verbindungsabschnitt 54c durch den Zirkulator 54 (23) streut. Andererseits streut die Energie des Millimeterwellen-Sendesignals, das in den ersten Verbindungsabschnitt 54a durch den ersten dielektrischen Leiter 53 eingetreten ist, sogar ein wenig als ein weiterer Millimeterwellensignalanteil Wb zum dritten Verbindungsabschnitt 54c aus dem ersten Verbindungsabschnitt 54a, obwohl der erste Verbindungsabschnitt 54a und der dritte Verbindungsabschnitt 54c voneinander isoliert sind.
  • Wenn ein Millimeterwellensignalanteil Wa eine Feldintensität Ea aufweist, besitzt ein weiterer Millimeterwellensignalanteil Wb eine Feldintensität Eb, und das Millimeterwellensignal, das durch die Interferenz zwischen einem anderen Millimeterwellensignalanteil Wb, der das Millimeterwellensignal ist, das aus dem dritten Verbindungsabschnitt 54c streuen soll, und einem Millimeterwellensignalanteil Wa synthetisiert wird, weist eine Ausgabeintensität (oder -energie) Pi auf, diese Ausgabeintensität Pi wird durch die folgende Formel ausgedrückt. Hier repräsentieren die Ea und die Eb die Feldintensitäten individuell, gerade nachdem die Millimeterwellensignale in den vierten dielektrischen Leiter 57 aus dem dritten Verbindungsabschnitt 54c eingetreten sind. Pi = (1/2)·(|Ea| – |Eb|)2+ 2|Ea| |Eb|cos2(δ/2) (5)
  • Des Weiteren, wenn ein Energieverhältnis rp wie folgt neu definiert wird rp = (|Ea|/|Eb|)2 (6),kann Pi auch durch die folgende Formel ausgedrückt werden,
    Figure 00980001
  • Hierin kann, wenn die folgende Beziehung erfüllt wird: Pi < |Eb|2 (9),das Millimeterwellensignal Pi, das aus dem dritten Verbindungsabschnitt 54c streuen soll, mehr gedämpft werden als die Signalintensität |Eb|2 eines Anteils des ursprünglichen Millimeterwellensignals Wa, wenn die folgende Beziehung hält, selbst wenn das Millimeterwellensignal Pi mit einem anderen Millimeterwellensignalanteil Wb synthetisiert wird.
  • Daher können das Energieteilungsverhältnis rP und die δ so gesetzt werden, dass sie jene Bedingung in Formel (7) erfüllen.
  • Zu diesem Zeitpunkt wird die folgende Formel aus Formel (6) erhalten. |Eb|2 = rP· |Ea|2.
  • Wenn diese Formel in Formel (8) eingesetzt wird, wird die folgende Formel erhalten. |EB| = PO/(1 + rP).
  • Wenn diese Formel in Formel (9) eingesetzt wird und wenn das Energieteilungsverhältnis rP als das Energieverhältnis zwischen einem Millimeterwellensignalanteil Wa und einem anderen Millimeterwellensig nalanteil Wb durch RP ausgedrückt wird, wird die folgende Formel erhalten.
  • [Formel 2]
    Figure 00990001
  • Wenn die Bedingung dieser Formel (10) erfüllt ist, stören ein Millimeterwellensignalanteil Wa und ein anderer Millimeterwellensignalanteil Wb und schwächen einander, so dass die Intensität des Millimeterwellensignals, das durch die Interferenz zwischen einem Millimeterwellensignalanteil Wa und einem anderen Millimeterwellensignalanteil Wb synthetisiert wird, so unterdrückt wird, dass sie kleiner ist als die Intensität eines anderen Millimeterwellensignalanteils Wb vor der Interferenz.
  • Als nächstes wird der optimale Zustand für die Formel (10) in Verbindung mit der Formel (7) und unter Bezugnahme auf die Formel (9) beschrieben.
  • Das durch die Formel (7) ausgedrückte Pi zeigt das Verhalten, in dem das Maximum und das Minimum für die Zeitdauer n nach Maßgabe der Schwankung von δ wiederholt werden, wie in 9 gezeigt ist. In 9 gibt die Abszisse die Phasendifferenz δ (mit der Einheit Radiant) an und die Ordinate gibt das Millimeterwellensignal Pi an, das aus dem dritten Verbindungsabschnitt 54c streuen soll, so dass die charakteristische Kurve die Schwankung von Pi aufgrund von δ zeichnet. Des Weiteren geben gestrichelte Linien das Maximum und das Minimum der charakteristischen Kurve an. Aus 9 wird verständlich, dass das Millimeterwellensignal Pi, das aus dem dritten Verbindungsabschnitt 54c streuen soll, das Minimum einnimmt, wenn die δ ± π ist, und das Maximum, wenn die δ 0 oder 2π ist. Es wird auch verstanden, dass das Minimum der Signalintensität Pi des Millimeterwellensignals, das aus dem dritten Verbindungsabschnitt 54c streuen soll, sich theoretisch 0 nähert, wenn das Energieteilungsverhältnis rP rP = 1 ist, d. h., wenn |Ea|= |Eb|.
  • Daher werden die Signalintensität (oder -energie) eines Millimeterwellensignalanteils Wa und die Signalintensität (oder -energie) eines anderen Millimeterwellensignalanteils Wb gleich gemacht und dazu gebracht, einander in den umgekehrten Phasen, d. h. mit der Phasendifferenz von ± π, zu stören. Dann kann das durch die Formel (5) oder die Formel (7) ausgedrückte Pi im Wesentlichen auf 0 unterdrückt werden, so dass der dem Pi entsprechende PRP in der Formel (2) unterdrückt wird. Daher kann die Mischerausgabefluktuation ΔPMIX zufrieden stellend bis ins kleinste unterdrückt werden.
  • Wenn die Mischerausgabefluktuation ΔPMIX bis zum Minimum zufrieden stellend unterdrückt ist, wird die Pegelfluktuation, wie sie in Verbindung mit dem Problem, das durch die Erfindung zu lösen ist, beschrieben wurde, prompt konvergiert und zu einem stabilen Zustand stabilisiert. Somit muss durch den Schalter (26), der vorgesehen ist, um zu verhindern, dass das aus dem Pulsmodulator (22) ausgegebene Millimeterwellen-Sendesignal direkt in den Mischer 59 (25) gemischt und an das Empfangssystem ausgegeben wird, daher selbst das nicht notwendige Signal, das durch den Mischer 59 (25) erzeugt worden ist, im Gegensatz zum Stand der Technik nicht abgeschirmt werden, so dass der Schalter (26) sofort, nachdem das Pulssignal gesendet wurde, EIN geschaltet werden kann, um das Millimeterwellen-Senden/Empfangen zu starten.
  • Die theoretischen optimalen Bedingungen sind somit beschrieben. Tatsächlich jedoch kann die Leitungslänge des dritten dielektrischen Leiters 55 so eingestellt werden, indem die Signalintensität (oder -energie) eines Millimeterwellensignalanteils Wa und die Signalintensität (oder -energie) des anderen Millimeterwellensignalanteils Wb im Wesentlichen gleich gemacht werden, dass die beiden Signalanteile Wa und Wb im Wesentlichen phasenumgekehrt sein können.
  • Vorliegend wird der Umfang der Leitungslänge des dritten dielektrischen Leiters 55 für weitere Vorteile im praktischen Gebrauch beschrieben.
  • Zunächst wird angenommen, dass die Feldintensität eines Millimeterwellensignalanteils Wa kleiner ist als jene eines anderen Millimeterwellensignalanteils Wb. Diese Annahme kann betrachtet werden, da ein Millimeterwellensignalanteil Wa von der Antenne 56 (24) intrinsisch übertragen werden sollte.
  • Wenn das Verhältnis zwischen dem Maximum und dem Minimum der Ausgabeintensität Pi des Millimeterwellensignals, das aus dem dritten Verbindungsabschnitt 54c streuen soll, als Dämpfungsfaktor ET definiert wird und wenn dieser Dämpfungsfaktor Er 1/2 (d. h. 3 dB) übersteigt, kann die Ausgabeintensität (oder -energie) Pi des Millimeterwellensignals, das streuen und aus dem dritten Verbindungsabschnitt 54c ausgegeben werden soll, unbedingt niemals kleiner sein als die Intensität (oder Energie), die es hatte, bevor ein anderer Millimeterwellensignalanteil Wb einen Millimeterwellensignalanteil Wa stört, wenn zumindest die Leitungslänge des dritten dielektrischen Leiters 55 so eingestellt wird, dass die Phasendifferenz δ ausgedrückt ist durch δ = ± π. Wenn der Dämpfungsfaktor Er sich 1/2 (d. h. 3 dB) nähert, wird der Bereich, der die Leitungslänge des dritten dielektrischen Leiters 55 so setzen kann, dass die Ausgabeintensität (oder -energie) Pi des Millimeterwellensignals, das streuen soll und aus dem dritten Verbindungsabschnitt 54c auszugeben ist, kleiner ist als die Intensität (oder Energie), die es hatte, bevor ein anderer Millimeterwellensignalanteil Wb einen Millimeterwellensignalanteil Wa stört, extrem verschmälert, um nur die Bedingung δ = ± π wirksam zu machen. Daher kann der Dämpfungsfaktor Er größer gemacht werden als Er = 1/2 (d. h. 3 dB).
  • Der Dämpfungsfaktor Er kann wie folgt ausgedrückt werden.
  • [Formel 3]
    Figure 01020001
  • Daher wird das Energieteilungsverhältnis rP aus der Formel (11) berechnet und kann auf rp ≥ 0,03 berechnet werden, indem die Formel (11) in eine Formel zum Bestimmen des Verhältnisses rP umgeformt und Er > 1/2 in die umgeformte Formel eingesetzt wird. Daraus erfüllt das Verhältnis Rp (d h. das Energieteilungsverhältnis rP) in der Signalintensität (oder -energie) zwischen einem Millimeterwellensignal Wa und einem anderen Millimeterwellensignal Wb jenen Zustand in den meisten Fällen, wenn nicht gesondert gesteuert wird. Somit kann die Ausgabeintensität Pi des Millimeterwellensignals, das streuen soll und aus dem dritten Verbindungsabschnitt 54c auszugeben ist, unterdrückt werden, indem die Leitungslänge des dritten dielektrischen Leiters 55 so eingestellt wird, dass die Phasendifferenz δ δ = ± π sein kann.
  • Zu diesem Zeitpunkt kann jedoch die Herstellung streng sein wegen der Notwendigkeit, dass die Leitungslänge des dritten dielektrischen Leiters 55 die Phasendifferenz δ auf δ = ± π setzt.
  • Als nächstes ist es empirisch bekannt, dass es relativ leicht ist, dass der Dämpfungsfaktor Er zu dem Zeitpunkt, an dem die Millimeterwellensignale somit dazu gebracht werden, einander zu stören, abgeleitet wird, indem zwei elektromagnetische Wellen durch die Interferenz so synthetisiert werden, dass die synthetisierten elektromagnetischen Wellen dämpfen können, und indem ein ausreichender Wert für das Dämpfungsverhältnis eingestellt wird, so dass es die Dämpfung der synthetisierten elektromagnetischen Wellen auf Er = 10 dB erreicht (d. h. das Dämpfungsverhältnis zum Dämpfen der Energie der synthetisierten elektromagnetischen Wellen auf ein Zehntel der Gesamtenergie der beiden elektromagnetischen Wellen vor dem Synthetisieren). Daraus wird das Energieteilungsverhältnis rP gesetzt, um rP 0,27 gleichermaßen aus Formel (7) zu berechnen. Zu diesem Zeitpunkt kann die Phasendifferenz δ aus Formel (6) so bestimmt werden, dass sie Pi < (1/2)P0 erfüllt. Es wird ebenfalls abgeleitet, dass das Verhältnis Rp (oder das Energieteilungsverhältnis rp) in der Signalintensität (oder -energie) zwischen einem Millimeterwellensignalanteil Wa und einem anderen Millimeterwellensignalanteil Wb auf 0,27 oder höher eingestellt ist und dass die Phasendifferenz δ auf δ = ± π ± 0,42π eingestellt werden kann.
  • In diesem Fall beträgt die Präzision der Phasendifferenz δ, die durch die Leitungslänge des dritten dielektrischen Leiters 55 einzustellen ist, ± 0,42π, so dass die Herstellung erleichtert werden kann, um das praktisch zufrieden stellende Verhalten leicht zu realisieren. Wenn die Phasendifferenz δ dagegen auf δ = ± π eingestellt ist, wird auch die Ausgabeintensität (oder -energie) Pi des Millimeterwellensignals, das streuen soll und aus dem dritten Verbindungsabschnitt 54c auszugeben ist, d. h. die Millimeterwellensignaleingabe PRF, die aus dem dritten Verbindungsabschnitt 54c streut und sich durch den vierten dielektrischen Leiter 57 verbreitet, um in den Mischer 59 (25) einzutreten, bis auf das kleinste reduziert, um dadurch die Mischerausga befluktuation ΔPMIX zu unterdrücken. Deshalb muss nicht erwähnt werden, dass die Pegelfluktuation, wie in Verbindung mit dem Problem, das durch die Erfindung gelöst werden soll, beschrieben wurde, prompt konvergiert und zu dem stabilen Zustand stabilisiert wird, um dadurch das Millimeterwellensende-/-empfangsverhalten zufrieden stellend zu machen.
  • Um tatsächliche Justierungen an den bisher beschriebenen Zuständen vorzunehmen, wird die Ausgabeintensität des Millimeterwellensignals aus dem vierten dielektrischen Leiter 57 mit einem Leistungsmesser zu dem Zeitpunkt gemessen, an dem die Leitungslänge des dritten dielektrischen Leiters 55 variiert ist. Wenn das Maximum und das Minimum der in 9 gezeigten charakteristischen Kurve aus den tatsächlich gemessenen Daten gelesen werden, wird der Dämpfungsfaktor ET bestimmt, um das Energieteilungsverhältnis rP (entsprechend RP) zu ermitteln und die Phasendifferenz δ aus der Wiederholungszeitdauer des Maximums und des Minimums der in 9 gezeigten charakteristischen Kurve zu ermitteln. Daher kann auf der Basis jener Werte die Leitungslänge des dritten dielektrischen Leiters 55 und die Differenz in der charakteristischen Impedanz am Verbindungsabschnitt 55a zwischen dem dritten dielektrischen Leiter 55 und der Antenne 56 (24) so justiert werden, dass sie die Bedingungen der vorgenannten Formel (10) erfüllt.
  • Gemäß dem Millimeterwellen-Sender/Empfänger der dritten Ausführungsform der Erfindung, wie er hier zuvor beschrieben wurde, wird die Leitungslänge des dritten dielektrischen Leiters 55 so eingestellt, dass δ = ± π, wobei δ für eine Phasendifferenz in einer Mittelfrequenz zwischen Wa und Wb steht. Vorliegend ist Wa ein Anteil des Millimeterwellen-Sendesignals, das aus dem Pulsmodulator (22) ausgegeben wird, das sich durch den ersten dielektrischen Leiter 53 verbreitet hat, das aus dem ersten Verbindungsabschnitt 54a des Zirkulators 54 (23) durch den zweiten Verbindungsabschnitt 54b zum dritten dielektrischen Leiter 55 ausgegeben wurde und das von einem Verbindungsabschnitt 55a reflektiert wurde, der mit der Antenne 56 (24) zu verbinden ist, welche der führende Endabschnitt des dritten dielektrischen Leiters 55 ist, und wieder zum Zirkulator 54 (23) zurückgesendet wurde, um aus dem dritten Verbindungsabschnitt 54c zum vierten dielektrischen Leiter 57 zu streuen. Wb ist ein weiterer Anteil des Millimeterwellensignals, das aus dem ersten Verbindungsabschnitt 54a durch den Zirkulator 54 (23) direkt zum dritten Verbindungsabschnitt 54c gestreut hat. Vorzugsweise ist das Energieverhältnis RP zwischen einem Millimeterwellensignalanteil Wa und einem anderen Millimeterwellensignalanteil Wb auf 0,27 oder höher gesetzt und die Phasendifferenz δ ist auf δ = ± π ± 0,42π gesetzt. In dem Millimeterwellen-Sender/Empfänger einschließlich des Schalters (26), der verhindern kann, dass das pulsmodulierte Millimeterwellen-Sendesignal an das Empfangssystem durch die Reflexion oder dergleichen in dem Millimeterwellen-Sender/Empfänger ausgegeben wird, kann das Senden/Empfangen gleich nachdem das Pulssignal übertragen wurde, durchgeführt werden. Daher kann die Radarerfassungsleistung zu dem Zeitpunkt, an dem der Millimeterwellen-Sender/Empfänger in dem Millimeterwellenradar verwendet wird, verbessert werden, um ein Millimeterwellenradar zur Verfügung zu stellen, das insbesondere in der Kurzstrecken-Radarerfassungsleistung ausgezeichnet ist.
  • Durch Verwenden der Sende-/Empfangsantenne der ersten Ausführungsform der Erfindung kann des Weiteren verhindert werden, dass ein Anteil des Millimeterwellensignals zum Empfangssystem streut, um dadurch die Interferenz mit dem zu empfangenden Millimeterwellensignal zu verringern. Dadurch ist es möglich, das Empfangsverhalten des Empfangssystems des Millimeterwellen-Senders/Empfängers auszuführen. Als Ergebnis hiervon kann die Energie des Millimeter wellensignals des Übertragungssystems erhöht werden, um den Übertragungsbereich des durch die Sende-/Empfangsantenne zu übertragenden Millimeterwellensignals zu erweitern und das S/R (Signal/Rauschen)-Verhältnis zu verbessern. Somit kann die Millimeterwellensende-/-empfangsleistung insgesamt verbessert werden.
  • Vorliegend wird detailliert das Millimeterwellenradar beschrieben, bei dem der Millimeterwellen-Sender/Empfänger der vierten Ausführungsform der Erfindung unter Verwendung der Sende-/Empfangsantenne der zweiten Ausführungsform der Erfindung eingesetzt wird.
  • Die Konfiguration des Millimeterwellensignalsenders im Millimeterwellenradar, bei dem der Millimeterwellen-Sender/Empfänger der vierten Ausführungsform der Erfindung eingesetzt wird, ist jener ähnlich, die in der Draufsicht von oben in 7 gezeigt ist. Des Weiteren ist die grundlegende Konfiguration des NRD-Leiters als dem dielektrischen Leiter, der in der Konfiguration jenes Senders zu verwenden ist, jener ähnlich, die in der perspektivischen Teilaufrissansicht der 4 gezeigt ist.
  • Von dem Fall, in dem der Millimeterwellen-Sender/Empfänger der vierten Ausführungsform der Erfindung bei dem Millimeterwellenradar angewendet wird, sind die Konfigurationen des Millimeterwellensignalsenders und des Zwischenfrequenzsignalsenders in dem Blockschaltdiagramm der 5 gezeigt und die im Millimeterwellen-Sender/Empfänger der vierten Ausführungsform der Erfindung zu verwendende Sende-/Empfangsantenne ist in der Draufsicht von oben der 2A gezeigt. Der Millimeterwellen-Sender/Empfänger der vierten Ausführungsform der Erfindung wird nachstehend beschrieben. Wenn Komponenten, die jenen der in 7 gezeigten Konfiguration entsprechen, in 5 vorhanden sind, werden sie zusätzlich be zeichnet, indem die Bezugszeichen der 5 in Klammern gesetzt werden.
  • Wie in 7 und 5 gezeigt ist, umfasst ein Millimeterwellenradar R2, das einen Millimeterwellen-Sender/Empfänger der vierten Ausführungsform der Erfindung verwendet, ein Paar der parallelen Flachplattenleiter 51, eine in 2A gezeigte Sende-/Empfangsantenne, einen ersten dielektrischen Leiter 53, einen Millimeterwellensignaloszillator (VCO) 52 (21), einen Pulsmodulator (RF-Schalter) (22), einen vierten dielektrischen Leiter 57 und einen Mischer 59 (25). Das Paar parallele Flachplattenleiter 51 ist parallel in einem Abstand von einer halben Wellenlänge des Millimeterwellensignals oder weniger angeordnet. Die Sende-/Empfangsantenne ist zwischen den parallelen Flachplattenleitern 51 angeordnet. Der Millimeterwellensignaloszillator (VCO) 52 (21) ist zwischen den parallelen Flachplattenleitern 51 angeordnet, an dem ersten dielektrischen Leiter 53 befestigt, frequenzmoduliert das aus einer Hochfrequenzdiode ausgegebene Hochfrequenzsignal und verbreitet das modulierte Signal als Millimeterwellensignal durch den ersten dielektrischen Leiter 53. Der Pulsmodulator (22) ist zwischen den parallelen Flachplattenleitern 51 angeordnet, in der Mitte des Wegs des ersten dielektrischen Leiters 53 angeordnet und pulsiert das Millimeterwellensignal, um das pulsierte Millimeterwellensignal als das zu sendende Millimeterwellensignal auszugeben.
  • Der vierte dielektrische Leiter 57 ist zwischen den parallelen Flachplattenleitern so angeordnet, dass seine eine Endseite nahe dem ersten dielektrischen Leiter 53 ist, um eine elektromagnetische Kopplung zu erhalten, und verbreitet einen Anteil des Millimeterwellensignals zum Mischer 59 (25). Der Mischer 59 (25) ist zwischen den parallelen Flachplattenleitern angeordnet und so konfiguriert, dass die Mitte des Wegs des vierten dielektrischen Leiters 57 und die Mitte des Wegs des zweiten dielektrischen Leiters 58 nahe beieinander oder miteinander verbunden sind, um eine elektromagnetische Kopplung zu erhalten, und mischt einen Anteil des Millimeterwellen-Sendesignals, das sich durch den vierten dielektrischen Leiter 57 verbreitet hat, mit der empfangenen Welle, die sich durch den zweiten dielektrischen Leiter 58 verbreitet hat, und erzeugt ein Zwischenfrequenzsignal.
  • In diesem Millimeterwellen-Sender/Empfänger der vierten Ausführungsform der Erfindung ist es auch möglich, dass die Differenz der charakteristischen Impedanz zwischen dem dritten dielektrischen Leiter 55 und der mit dem Durchloch 9 verbundenen Antenne oder dem Wellenleiter oder dem mit der Antenne verbundenen primären Strahler justiert wird, und das Energieverhältnis Rp zwischen einem Millimeterwellensignalanteil Wa und einem anderen Millimeterwellensignalanteil Wb wird auf 0,27 oder höher eingestellt, und die Phasendifferenz δ wird auf δ = ± π ± 0,42π, wie vorstehend beschrieben, eingestellt.
  • Des Weiteren wird es bevorzugt, das ein Ausgangsanschluss des Mischers 59 (25) mit einem Schaltregler zum Öffnen des Ausgangsanschlusses versehen ist, wenn das pulsmodulierte Millimeterwellen-Sendesignal aus dem Pulsmodulator (RF-Schalter) (22) ausgegeben wird.
  • Mit der vorbeschriebenen Konfiguration weist der Millimeterwellen-Sender/Empfänger der vierten Ausführungsform der Erfindung Vorteile wie jene des ersten Millimeterwellen-Senders/Empfängers der Erfindung auf, ausgenommen, dass das Millimeterwellen-Sendesignal, das sich durch den dritten dielektrischen Leiter 55 verbreitet hat, durch das Durchloch 9 hindurchgeht und dass ein Anteil des Millimeterwellen-Sendesignals vom Durchloch 9 reflektiert wird.
  • Gemäß dem Millimeterwellen-Sender/Empfänger der vierten Ausführungsform der Erfindung, der die bisher beschriebenen Konfiguration aufweist, kann verhindert werden, dass ein Anteil des Millimeterwellensignals des Übertragungssystems zum Empfangssystem streut, so dass seine Interferenz mit dem zu empfangenden Millimeterwellensignal gesenkt werden kann. Dadurch ist es möglich, das Empfangsverhalten des Empfangssystems des Millimeterwellen-Senders/Empfängers zufrieden stellend auszuführen. Als Ergebnis hiervon kann die Energie des Millimeterwellensignals des Übertragungssystems so verbessert werden, dass der Sendebereich des Millimeterwellensignals, das durch die Sende-/Empfangsantenne zu senden ist, erweitert wird und das S/R (Signal/Rauschen)-Verhältnis verbessert wird, so dass die Millimeterwellensende-/-empfangsleistung insgesamt verbessert werden kann. Im Millimeterwellen-Sender/Empfänger der vierten Ausführungsform der Erfindung ist entweder die Antenne oder der Wellenleiter oder der mit der Antenne verbundene primäre Strahler über das Durchloch 9 des parallelen Flachplattenleiters 2 verbunden, so dass der Millimeterwellen-Sender/Empfänger darin vorteilhaft ist, dass die Antenne auf dem parallelen Flachplattenleiter untergebracht werden kann, wenn der Millimeterwellen-Sender/Empfänger in ein Modul einzubringen ist, um dadurch das Modul in einer kleinen Größe zu konfigurieren.
  • Somit ist es gemäß der Sende-/Empfangsantenne der Erfindung und dem die Antenne verwendenden Millimeterwellen-Sender/Empfänger möglich, die Sende-/Empfangsantenne, die verhindern kann, dass ein Anteil des Millimeterwellensignals des Übertragungssystems direkt zum Empfangssystem streut, sowie den die Antenne verwendenden Millimeterwellen-Sender/Empfänger, der eine hohe Millimeterwellen-Sende-/Empfangsleistung besitzt, vorzusehen.
  • Die Erfindung sollte nicht auf die vorgenannten Ausführungsformen beschränkt werden, sondern kann auf verschiedene Weise modifiziert werden, ohne sich von ihrem Hauptinhalt zu entfernen. Beispielsweise kann das Millimeterwellenradar R1, das zur dritten Ausführungsform der Erfindung gehört, auch so konfiguriert werden, dass eine Öffnung in dem ersten parallelen Flachplattenleiter des NRD-Leiters ausgebildet ist, der die dielektrischen Leiter zwischen den ersten und zweiten parallelen Flachplattenleitern hat, welche die parallelen Flachplattenleiter 51 sind, so dass die Antenne 56 (24) mit einem Ende des dritten dielektrischen Leiters 55 entweder durch die Öffnung oder einen Wellenleiter oder den mit der Öffnung verbundenen dielektrischen Leiter verbunden ist, und so, dass die Länge, die längs des dritten dielektrischen Leiters 55 vom anderen Ende des dritten dielektrischen Leiters 55 zur Öffnung genommen wird, auf δ = ± π eingestellt ist. In diesem Fall wird die Mischerausgabefluktuation ΔPMIX unterdrückt, um eine zufrieden stellende Millimeterwellensende-/-empfangsleistung zu liefern. Zusätzlich kann die die Millimeterwelle sendende/empfangende elektromagnetische Welle aus der auf dem ersten parallelen Flachplattenleiter angeordneten Antenne 56 (24) in eine obere Richtung der ersten Leiterplatte gestrahlt werden, so dass das Millimeterwellenradar R1 als Modul an einem Objekt unter Verwendung der Seitenstirnfläche, die im Allgemeinen parallel zur zweiten Leiterplatte ist, als Anbringungsfläche angebracht werden. Normalerweise wird das Millimeterwellenradarmodul konfiguriert, indem mehrere Teile angeordnet werden, wie zum Beispiel die dielektrischen Leiter, die die Millimeterwellenschaltung zwischen den parallelen Flachplattenleitern 51 konfigurieren. Daher besitzt das Millimeterwellenradarmodul die Hauptfläche eines weiteren Bereichs parallel zu den parallelen Flachplattenleitern. Durch Verwenden der Fläche als Anbringungsfläche kann das Radarmodul stabil an dem Objekt angebracht werden. Das Millimeterwellenradar R1 kann fest an einem Fahrzeug angebracht werden, beispielsweise im vorderen oder hinteren Bereich des Fahrzeugs, so dass es das Millimeterwellensignal leicht zu/von einem anderen Fahrzeug davor oder dahinter senden/empfangen kann.
  • Als nächstes wird ein Isolator der fünften Ausführungsform der Erfindung unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen detailliert beschrieben.
  • 10 ist eine schematische Draufsicht von oben, die den Isolator der fünften Ausführungsform der Erfindung zeigt. 11 ist ein Diagramm, das eine Abhängigkeit des Isolatorverhaltens des in 10 gezeigten Isolators bei der Phasendifferenz δ zeigt. In 10 bezeichnen die Bezugszeichen 101, 102 und 103 einen ersten bzw. zweiten bzw. dritten dielektrischen Leiter, die als Übertragungsleitungen dienen. Das Bezugszeichen 104 bezeichnet eine Ferritplatte als Magnetelement; das Bezugszeichen 105 bezeichnet einen nicht-reflektierenden Abschlusswiderstand; die Bezugszeichen 104a, 104b und 104c bezeichnen einen ersten bzw. zweiten bzw. dritten Verbindungsabschnitt. Des Weiteren repräsentieren die Buchstaben Wa und Wb ein Hochfrequenzsignal, das aus dem zweiten dielektrischen Leiter 102 zum ersten dielektrischen Leiter 101 streuen soll, bzw. das Hochfrequenzsignal, das aus dem dritten dielektrischen Leiter 103 zum ersten dielektrischen Leiter 101 streuen soll. Unter Bezugnahme auf 4 bezeichnen die Bezugszeichen 1 und 2 parallele Flachplattenleiter und das Bezugszeichen 3 bezeichnet einen dielektrischen Leiter.
  • Ein Isolator, wie er in 1 gezeigt ist, umfasst einen Zirkulator und einen nicht-reflektierenden Abschlusswiderstand 105. Im Zirkulator sind der erste dielektrische Leiter 101, der zweite dielektrische Leiter 102 und der dritte dielektrische Leiter 103 zum Senden des Hochfrequenzsignals mit dem Umfangsrandbereich der Ferritplatte 104 jeweils durch den ersten Verbindungsabschnitt 104a, den zweiten Ver bindungsabschnitt 104b und den dritten Verbindungsabschnitt 104c radial verbunden und das aus einem Verbindungsabschnitt eingegebene Hochfrequenzsignal wird aus einem der übrigen benachbarten Verbindungsabschnitte ausgegeben. Der nicht-reflektierende Abschlusswiderstand 105 ist mit dem anderen Ende des dritten dielektrischen Leiters 103 verbunden, der an seinem einen Ende mit dem dritten Verbindungsabschnitt 104c verbunden ist. Im Isolator der Ausführungsform ist die Leitungslänge des dritten dielektrischen Leiters 103 so eingestellt, dass δ = ± π, wobei δ für eine Phasendifferenz in einer Mittelfrequenz zwischen den Signalen Wa und Wb steht. Vorliegend ist Wa ein Anteil des zu sendenden Hochfrequenzsignals, das durch den dritten dielektrischen Leiter 103 vom nicht-reflektierenden Abschlusswiderstand 105 reflektiert und zurückgesendet worden ist, um aus dem dritten Verbindungsabschnitt 104c durch den Zirkulator (oder die Ferritplatte 104) und aus dem ersten Verbindungsabschnitt 104a zum ersten dielektrischen Leiter 101 zu streuen. Wb ist ein anderer Anteil des Hochfrequenzsignals, das aus dem zweiten dielektrischen Leiter 102 und aus dem zweiten Verbindungsabschnitt 104b durch den Zirkulator (oder die Ferritplatte 104) und aus dem ersten Verbindungsabschnitt 104a zum ersten dielektrischen Leiter 101 gestreut hat.
  • Insbesondere entsprechen in dieser Konfiguration der erste dielektrische Leiter 101, der zweite dielektrische Leiter 102 und der dritte dielektrische Leiter 103 dem dielektrischen Leiter 3, der die Komponente des in 4 gezeigten nicht-strahlenden dielektrischen Wellenleiters ist. Jener erste, zweite und dritte dielektrische Leiter 101, 102 und 103 dienen jeweils als erste, zweite und dritte Übertragungsleitung durch die nicht-strahlenden dielektrischen Wellenleiter.
  • In einer grundlegenden Konfiguration jenes nicht-strahlenden dielektrischen Wellenleiters, wie er in einer perspektivischen Teilaufriss ansicht der 4 gezeigt ist, ist der dielektrische Leiter 3 mit einem rechteckigen Querschnitt zwischen den parallelen Flachplattenleitern 1 und 2 angeordnet, die in einem vorgegebenen Abstand a angeordnet sind, der durch a ≤ λ/2 für die Wellenlänge λ des Hochfrequenzsignals definiert ist. Als Ergebnis hiervon kann das Hochfrequenzsignal ohne wesentlichen Verlust im dielektrischen Leiter 3 verbreitet werden, indem das Eindringen des Rauschens von außen in den dielektrischen Leiter 3 und das Ausstrahlen des Hochfrequenzsignals nach außen beseitigt werden. Hierin ist die Wellenlänge λ eine Wellenlänge des Millimeterwellensignals in der Luft (oder dem freien Raum) für die Frequenz im Gebrauch.
  • Der Isolator der fünften Ausführungsform der Erfindung, wie er in der Draufsicht von oben der 10 gezeigt ist, zeigt den Fall, in dem die nicht-strahlenden dielektrischen Wellenleiter als erste, zweite und dritte Übertragungsleitung verwendet werden. Der erste, zweite und dritte dielektrische Leiter 101, 102 und 103, die Ferritplatte 104 und der nicht-reflektierende dielektrische Leiter 105 sind sandwichartig zwischen die (in 10 allerdings nicht gezeigten) parallelen Flachplattenleiter eingefügt, die einen Abstand von einer halben Wellenlänge des Hochfrequenzsignals oder weniger aufweisen.
  • Im Isolator der fünften Ausführungsform der Erfindung können die erste, zweite und dritte Übertragungsleitung auch zusätzlich zu jenen dielektrischen Leitungen durch die Streifenleiter, die Mikrostreifenleiter, die koplanaren Leiter, die koplanaren Leiter mit Masse, die Schlitzleiter, die Wellenleiter oder die dielektrischen Wellenleiter beispielhaft veranschaulicht werden.
  • Im Isolator der fünften Ausführungsform der Erfindung, die in 10 gezeigt ist, wird wie beim Isolator des Standes der Technik das in den ersten dielektrischen Leiter 101 eingegebene Hochfrequenzsignal aus dem ersten Verbindungsabschnitt 104a in den benachbarten zweiten Verbindungsabschnitt 104b eingegeben und aus dem zweiten dielektrischen Leiter 102 ausgegeben. Jener Anteil des Hochfrequenzsignals, der vom Ausgangsanschluss des zweiten dielektrischen Leiters 102 reflektiert wurde, wird durch den zweiten dielektrischen Leiter 102 zurückgesendet, aus dem zweiten Verbindungsabschnitt 104b eingegeben und aus dem benachbarten dritten Verbindungsabschnitt 104c in den dritten dielektrischen Leiter 103 eingegeben, so dass der Hochfrequenzsignalanteil am nicht-reflektierenden Abschlusswiderstand 105, der mit dem anderen Ende des dritten dielektrischen Leiters 103 verbunden ist, beendet wird. Somit arbeitet der Isolator, um zu verhindern, dass das Hochfrequenzsignal aus dem zweiten dielektrischen Leiter 102 zum ersten dielektrischen Leiter 101 streut. Jedoch wird die Leitungslänge des dritten dielektrischen Leiters 103, der mit dem nicht-reflektierenden Abschlusswiderstand 105 verbunden ist, anders als im Stand der Technik eingestellt. Im Isolator der fünften Ausführungsform der Erfindung ist die Leitungslänge des dritten dielektrischen Leiters 103 auf δ = ± π eingestellt. Als Ergebnis hiervon können das Hochfrequenzsignal, das aus dem zweiten dielektrischen Leiter 102 zum ersten dielektrischen Leiter 101 streuen soll, und das Hochfrequenzsignal, das aus dem dritten dielektrischen Leiter 103 zum ersten dielektrischen Leiter 101 streuen soll, zuverlässig in der Phase umgekehrt werden, selbst wenn sich das Hochfrequenzsignal beim Vorrücken der Phase zum Reflexionszeitpunkt des Hochfrequenzsignals vom nicht-reflektierenden Abschlusswiderstand 105 ändert. Die beiden Hochfrequenzsignale können stören, um einander wirksam zu schwächen und aufzuheben, um dadurch das Isolierungsverhalten zufrieden stellend auszuführen.
  • 11 ist ein Diagramm, das die Abhängigkeit jenes Isolierungsverhaltens von der Phasendifferenz δ zeigt. Die Abszisse und die Ordina te geben die Phasendifferenz δ (Einheit: Radiant) bzw. die Isolierung (ohne Einheit) an, und die durchgezogene charakteristische Kurve gibt die Abhängigkeit des Isolierungsverhaltens von der Phasendifferenz δ an. Die Isolierung ist eine Größe, die die Intensität des Hochfrequenzsignals, das aus der Ausgangsanschlussseite zur Eingangsanschlussseite zurückgesendet wird, zur Intensität (mit der Einheit Watt (W)) des eingegebenen Hochfrequenzsignals mittels eines Verhältnisses ausdrückt. Die Isolierungsverhalten sind bei der kleineren Isolierung besser.
  • Das Isolierungsverhalten des Isolators der fünften Ausführungsform der Erfindung, wie sie in 10 gezeigt ist, ergibt sich so, dass die Isolierung nach Maßgabe von A·cosδ variiert (worin A für einen proportionalen Koeffizienten und eine reale Zahl steht), wie im Diagramm in 11 gezeigt ist, und so, dass die Isolierung dadurch gekennzeichnet ist, dass sie am kleinsten wird, wenn die Phasendifferenz δ an der Mittelfrequenz zwischen dem Frequenzsignal Wa, das aus dem zweiten dielektrischen Leiter durch den zweiten Verbindungsabschnitt 104b, die Ferritplatte 104 und den dritten Verbindungsabschnitt 104c zum dritten dielektrischen Leiter 103 gestreut hat und das durch den dritten dielektrischen Leiter 103 vom nicht-strahlenden Abschlusswiderstand 105 reflektiert und zurückgesendet wird, um durch den dritten Verbindungsabschnitt 104c, die Ferritplatte 104 und den ersten Verbindungsabschnitt 104a zum ersten dielektrischen Leiter 101 zu streuen, und dem Hochfrequenzsignal Wb, das von der Ausgangsanschlussseite, die die andere Endseite des zweiten dielektrischen Leiters 102 ist, reflektiert wird, um aus dem zweiten dielektrischen Leiter 102 durch den zweiten Verbindungsabschnitt 104b, die Ferritplatte 104 und den ersten Verbindungsabschnitt 104a zum ersten dielektrischen Leiter 101 zu streuen, ± π, ± 3π, ... und (2N + 1)·π ist (N steht für eine ganze Zahl).
  • Die Schwankung der Phase zu dem Zeitpunkt, an dem das Hochfrequenzsignal aus dem zweiten Verbindungsabschnitt 104b zum ersten Verbindungsabschnitt 104a streut, ist identisch mit der Schwankung der Phase zu dem Zeitpunkt, an dem das Hochfrequenzsignal aus dem dritten Verbindungsabschnitt 104c zum ersten Verbindungsabschnitt 104a streut. Des Weiteren ist in dem Fall, in dem die Phase des Hochfrequenzsignals nicht variiert, wenn das Hochfrequenzsignal vom nicht-reflektierenden Abschlusswiderstand 105 reflektiert wird, die Phasendifferenz zwischen dem Hochfrequenzsignal, das aus dem zweiten dielektrischen Leiter 102 zum dritten dielektrischen Leiter 103 streut und das durch den dritten dielektrischen Leiter 103 vom nicht-reflektierenden Anschluss 105 reflektiert und zurückgesendet wird, um zum ersten dielektrischen Leiter 101 zu streuen, und dem Hochfrequenzsignal, das aus dem zweiten dielektrischen Leiter 102 zum ersten dielektrischen Leiter 101 streut, identisch mit der Phasenvariation des Hochfrequenzsignals, während dieses Hochfrequenzsignal durch den dritten dielektrischen Leiter 103 sich hin- und herbewegt. Wenn der dritte dielektrische Leiter 103 die Leitungslänge (2n + 1)/4·λg (n steht für eine ganze Zahl und λg ist eine Wellenlänge des Hochfrequenzsignals im dritten dielektrischen Leiter 103) zu diesem Zeitpunkt besitzt, kann die Phasendifferenz zwischen dem Hochfrequenzsignal, das aus dem zweiten dielektrischen Leiter 102 durch den dritten dielektrischen Leiter 103 zum ersten dielektrischen Leiter 101 streuen soll, und dem Hochfrequenzsignal, das aus dem zweiten dielektrischen Leiter 102 durch den zweiten Verbindungsabschnitt 104b, die Ferritplatte 104 und den ersten Verbindungsabschnitt 104a zum ersten dielektrischen Leiter 101 streuen wird, einfach umgekehrt werden.
  • Tatsächlich jedoch variiert das Hochfrequenzsignal in der Phase in den meisten Fällen, wenn das Signal vom nicht-reflektierenden Abschlusswiderstand 105 reflektiert wird. Dies liegt daran, dass der nicht-reflektierende Abschlusswiderstand 105 normalerweise vom Idealverhalten abweicht, so dass das Hochfrequenzsignal in seiner Phase durch die Reaktanzkomponente des Reflexionskoeffizienten vorgerückt oder verzögert wird, wenn das Hochfrequenzsignal reflektiert wird.
  • Tatsächlich jedoch kann es vorkommen, dass die Phasenschwankung zu dem Zeitpunkt, an dem das Hochfrequenzsignal aus dem zweiten dielektrischen Leiter 102 durch den zweiten Verbindungsabschnitt 104b, die Ferritplatte 104 und den ersten Verbindungsabschnitt 104a zum ersten dielektrischen Leiter 101 streut, sich von der Phasenschwankung zu dem Zeitpunkt, an dem das Hochfrequenzsignal aus dem dritten dielektrischen Leiter 103 durch den dritten Verbindungsabschnitt 104c, die Ferritplatte 104 und den ersten Verbindungsabschnitt 104a zum ersten dielektrischen Leiter 101 streut, unterscheidet. Dies liegt daran, dass jene Phasenschwankungen durch die Tatsache verursacht werden können, dass die Winkel, die individuell durch den ersten dielektrischen Leiter 101, den zweiten dielektrischen Leiter 102 und den dritten dielektrischen Leiter 103 gebildet werden, die radial auf der Ferritplatte 104 angeordnet sind, durch die Anordnungsabweichungen oder dergleichen verschieden gemacht werden.
  • Tatsächlich wird daher die Länge L, die jener Phasendifferenz der Hochfrequenzsignale entspricht, die somit durch andere Ursachen als die Leitungslänge des dritten dielektrischen Leiters 103 in den beiden unterschiedlichen Routen gemacht wird, in Bezug auf die Leitungslänge des dritten dielektrischen Leiters 103 korrigiert. Dann ist es möglich, die Phasendifferenz zwischen dem Hochfrequenzsignal, das aus dem zweiten dielektrischen Leiter 102 zum dritten dielektrischen Leiter 103 streut, welche diese beiden unterschiedlichen Routen sind, und das durch den dritten dielektrischen Leiter 103 vom nicht-reflek tierenden Anschluss 105 reflektiert und zurückgesendet wird, um zum ersten dielektrischen Leiter 101 zu streuen, und dem Hochfrequenzsignal, das aus dem zweiten dielektrischen Leiter 102 zum ersten dielektrischen Leiter 101 streut, korrekt umzukehren. Für diese Phasenumkehr kann die Leitungslänge des dritten dielektrischen Leiters 103 auf {(2n + 1)/4·λg + L} eingestellt werden, das aus {(2n + 1)/4·λg} korrigiert ist.
  • Im Isolator der fünften Ausführungsform der Erfindung wird der Wert {(2n + 1)/4·λg + L} nicht endgültig durch Messen der einzelnen Phasenschwankungen, die den Inhalten der Länge L entsprechen, und durch Summieren der gemessenen Werte zum Bestimmen der Länge L bestimmt. Als praktischeres Verfahren wird die Leitungslänge des dritten dielektrischen Leiters 103 alternativ so durch Messen der Phasendifferenz δ eingestellt, dass die Phasendifferenz δ δ = ± π sein kann. Insbesondere kann die Leitungslänge des dritten dielektrischen Leiters 103 auf die folgende Art und Weise eingestellt werden.
  • Zuerst wird die Leitungslänge des dritten dielektrischen Leiters 103 auf (2n + 1)/4·λg eingestellt und die Testanschlüsse des Netzwerkanalysators werden individuell dem anderen Anschluss) der ersten dielektrischen Leiters 101 und dem Ausgangsanschluss (oder dem anderen Ende) des zweiten dielektrischen Leiters 102 verbunden, um dadurch die Übertragungseigenschaften des Hochfrequenzsignals zu messen, das aus dem zweiten dielektrischen Leiter 102 zum ersten dielektrischen Leiter 101 zu übertragen ist. Als nächstes wird die Leitungslänge des dritten dielektrischen Leiters 103 auf Werte verändert, die sich vom zunächst eingestellten geändert haben. Für einige dieser unterschiedlichen Längen werden die Übertragungseigenschaften des aus dem zweiten dielektrischen Leiter 102 zum ersten dielektrischen Leiter 101 zu übertragenden Hochfrequenzsignals durch dasselbe Verfahren gemes sen. Dann werden die gemessenen Werte jenes Übertragungsverhaltens auf der Ordinate des Diagramms, das in 11 gezeigt ist, gegen die Leitungslänge des dritten dielektrischen Leiters 103 auf der Abszisse aufgetragen. Über diese graphische Darstellung wird eine Näherungskurve von A·cosθ gezeichnet, und die Leitungslänge von {(2n + 1)/4·λg + L} des dritten dielektrischen Leiters 103 für die Phasendifferenz δ von δ = ± π kann aus dem Minimum jener Kurve gelesen werden. Somit ist es möglich, die Phasendifferenz zuverlässig zwischen dem Hochfrequenzsignal, das aus dem zweiten dielektrischen Leiter 102 zum dritten dielektrischen Leiter 103 streut und das durch den dritten dielektrischen Leiter 103 vom nicht-reflektierenden Anschluss 105 reflektiert und zurückgesendet wird, um zum ersten dielektrischen Leiter 101 zu streuen, und dem Hochfrequenzsignal, das aus dem zweiten dielektrischen Leiter 102 zum ersten dielektrischen Leiter 101 streut, umzukehren. Als Ergebnis hiervon kann das Isolierungsverhalten besser als jenes des Standes der Technik gemacht werden.
  • Als nächstes werden vorliegend die Komponenten des Isolators der fünften Ausführungsform der Erfindung detailliert beschrieben. Im Isolator der fünften Ausführungsform der Erfindung ist das Material für den ersten, zweiten und dritten dielektrischen Leiter 101, 102 und 103 vorzugsweise Harz, wie zum Beispiel Ethylentetrafluorid oder Polystylen, oder Keramik mit einer niedrigen dielektrischen Konstante, wie zum Beispiel Cordierit (2MgO·2Al2O3·5SiO2)-Keramik, Aluminiumoxid (Al2O3)-Keramik oder Glaskeramik, und diese Substanzen haben einen geringen Verlust im Millimeterwellenband.
  • Des Weiteren ist die Schnittform des ersten, zweiten und dritten dielektrischen Leiters 101, 102 und 103 grundsätzlich rechteckig, kann aber auch ein Rechteck mit gerundeten Ecken und einer Vielfalt von Schnittformen sein, die zum Senden des Millimeterwellensignals verwendet werden.
  • Des Weiteren ist das Material für die Ferritplatten 104 und 7 vorzugsweise zum Beispiel ein Zink·Nickel·Eisenoxid (ZnaNibFecOc)-Ferrit für das Millimeterwellensignal.
  • Des Weiteren ist die Ferritplatte 104 normalerweise zu einer Scheibenform geformt, aber kann auch zu einer regulären Vieleckform in einer Draufsicht von oben geformt sein. In diesem Fall wird es, wenn die Anzahl der zu verbindenden dielektrischen Leiter n ist (n ist eine ganze Zahl von 3 oder höher), bevorzugt, dass ihre obere Draufsichtform von oben zu einer regelmäßigen m-Polygonform gemacht wird (m ist eine ganze Zahl, die größer als n von 3 oder höher ist).
  • Ferner kann der nicht-reflektierende Abschlusswiderstand 105 am anderen Ende des dritten dielektrischen Leiters 103 zur Anbringung eines geschichteten Widerstands oder elektrischen Wellenabsorbierers am oberen und unteren Endabschnitt der Seitenflächen (d. h. den Flächen, die nicht den Innenflächen der nicht gezeigten parallelen Flachplattenleiter gegenüberliegen) der beiden Seiten konfiguriert werden. Zu diesem Zeitpunkt wird eine Nickel-Chrom-Legierung oder Kohlenstoff als Material für den Widerstand bevorzugt. Des Weiteren wird Permalloy oder Sendust als Material für den elektrischen Wellenabsorber bevorzugt. Das Hochfrequenzsignal kann durch Verwendung dieser Materialien wirksam gedämpft werden. Ein anderes Material kann zum Dämpfen der Hochfrequenzsignale verwendet werden.
  • Somit ist es gemäß dem Isolator der fünften Ausführungsform der Erfindung möglich, einen Isolator vom Zirkulatortyp für Hochfre quenzsignale zur Verfügung zu stellen, der in den Isolierungsverhalten verbessert ist.
  • Die Erfindung sollte nicht auf das Beispiel der bisher beschriebenen Ausführungsformart beschränkt werden, sondern kann auf verschiedene Art und Weise modifiziert werden, ohne von ihrem Hauptinhalt abzuweichen. Beispielsweise kann der Widerstand des nicht-reflektierenden Abschlusswiderstands 105 von der charakteristischen Impedanz des dritten dielektrischen Leiters 103 so abweichen, dass er die Intensität des Hochfrequenzsignals, das aus dem zweiten dielektrischen Leiter 102 durch den zweiten Verbindungsabschnitt 104b, die Ferritplatte 104 und den ersten Verbindungsabschnitt 104a zum ersten dielektrischen Leiter 101 streuen soll, und die Intensität des Hochfrequenzsignals, das aus dem dritten dielektrischen Leiter 103 durch den dritten Verbindungsabschnitt 104c, die Ferritplatte 104 und den ersten Verbindungsabschnitt 104a zum ersten dielektrischen Leiter 101 streuen soll, gleich macht. In diesem Fall weisen die beiden Hochfrequenzsignale mit entgegengesetzten Phasen, die zum ersten dielektrischen Leiter 101 streuen sollen, gleiche Intensitäten auf und heben einander wirksamer auf, so dass das Isolierungsverhalten zufrieden stellender wird.
  • Als nächstes wird ein Isolator der sechsten Ausführungsform der Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnungen detailliert beschrieben.
  • 12 ist eine schematische Draufsicht von oben, die den Isolator der sechsten Ausführungsform der Erfindung zeigt. In 12 bezeichnen die Bezugszeichen 205 und 206 Ferritplatten als Magnetelemente, die Bezugzeichen 207 und 208 bezeichnen Mikrostreifenleiter einzeln als erste Übertragungsleitungen, die Bezugszeichen 209 und 210 bezeichnen Mikrostreifenleiter einzeln als die zweiten Über tragungsleitungen, die Bezugszeichen 211 und 212 bezeichnen Mikrostreifenleiter einzeln als die dritten Übertragungsleitungen, die Bezugszeichen 213 und 214 bezeichnen geerdete Leiter und die Bezugszeichen 215 und 216 bezeichnen Anschlusswiderstände einzeln als nicht-reflektierende Abschlusswiderstände.
  • Ein Isolator der sechsten Ausführungsform der Erfindung, wie er in der Draufsicht von oben der 12 gezeigt ist, umfasst erste und zweite Zirkulatoren C1 und C2 und Anschlusswiderstände 215 und 216 als nicht-reflektierende Abschlusswiderstände. In den Zirkulatoren C1 und C2 sind die Mikrostreifenleiter 207 und 208 als erste Übertragungsleitung, die Mikrostreifenleiter 209 und 210 als zweite Übertragungsleitung und die Mikrostreifenleiter 211 und 212 als dritte Übertragungsleitung zum Senden des Hochfrequenzsignals mit den Umfangsradabschnitten der Ferritplatten 205 und 206 als den Magnetelementen jeweils durch erste Verbindungsabschnitte 205a und 206a, zweite Verbindungsabschnitte 205b und 206b und dritte Verbindungsabschnitte 205c und 206c radial verbunden und das aus einem Verbindungsanschluss an einen anderen benachbarten Verbindungsanschluss eingegebene Hochfrequenzsignal wird ausgegeben. Der zweite Mikrostreifenleiter 209 des ersten Zirkulators C1 dient als erster Mikrostreifenleiter 208 des zweiten Zirkulators C2 und dadurch wird der zweite Mikrostreifenleiter 209 des ersten Zirkulators C1 vorgesehen.
  • Die Anschlusswiderstände 215 und 216 sind mit den anderen Enden der dritten Mikrostreifenleiter 211 und 212 verbunden, die an ihren einen Enden mit den jeweiligen dritten Verbindungsabschnitten 205c und 206c der ersten und zweiten Zirkulatoren C1 und C2 verbunden sind. Im Isolator der Ausführungsform unterscheidet sich die Frequenzabhängigkeit des Isolierungsverhaltens zwischen dem Hochfrequenzsignal, das aus dem ersten Mikrostreifenleiter 207 zum zweiten Mikrostreifenleiter 209 zu senden ist, und dem Hochfrequenzsignal, das aus dem zweiten Mikrostreifenleiter 209 zum ersten Mikrostreifenleiter 207 des ersten Zirkulators C1 zu übertragen ist, von der Frequenzabhängigkeit des Isolierungsverhaltens zwischen dem Hochfrequenzsignal, das aus dem ersten Mikrostreifenleiter 208 zum zweiten Mikrostreifenleiter 210 zu senden ist, und dem Hochfrequenzsignal, das aus dem zweiten Mikrostreifenleiter 210 zum ersten Mikrostreifenleiter 208 des zweiten Zirkulators C2 zu senden ist.
  • Im ersten und zweiten Zirkulator C1 und C2 werden die Hochfrequenzsignale jedoch einzeln vorwärts gesendet (in diesem Beispiel gegen den Uhrzeigersinn, nach unten gesehen) in der Reihenfolge aus den ersten Mikrostreifenleitern 207 und 208 zu den zweiten Mikrostreifen 209 und 210, aus den zweiten Mikrostreifenleitern 209 und 210 zu den dritten Mikrostreifenleitern 211 und 212 und aus den dritten Mikrostreifenleitern 211 und 212 zu den ersten Mikrostreifenleitern 207 und 208. Weiterhin gibt der Isolator, in dem die ersten und zweiten Zirkulatoren C1 und C2 verbunden sind, das Hochfrequenzsignal, das in den Eingangsanschluss 207a des ersten Mikrostreifenleiters 207 des ersten Zirkulators C1 eingegeben wurde, aus dem Ausgangsanschluss 210a des zweiten Mikrostreifenleiters 210 des zweiten Zirkulators C2 aus.
  • In dieser Konfiguration kann jeder der Mikrostreifenleiter 207 bis 212 einen Streifenleiter, der auf der Oberfläche eines (nicht gezeigten) dielektrischen Substrats ausgebildet ist und einen (nicht gezeigten) geerdeten Leiter aufweisen, der auf der Rückseite des dielektrischen Substrats ausgebildet ist. Der (nicht gezeigte) geerdete Leiter und die geerdeten Leiter 213, 214 können miteinander durch einen (nicht gezeigten) Durchleiter verbunden sein, der sich durch jenes dielektrische Substrat erstreckt, und die Anschlusswiderstände 215 und 216 können zwischen den geerdeten Leitern 213 und 214 und den End abschnitten der Streifenleiter der dritten Mikrostreifenleiter 211 und 212 verbunden sein. Des Weiteren kann jeder der Mikrostreifenleiter 207 und 212 auf eine vorgegebene charakteristische Impedanz, zum Beispiel 50 Ω, voreingestellt werden, indem eine dielektrische Konstante, die Dicke des dielektrischen Substrats oder die Breite des Streifenleiters justiert werden, und der Widerstand des Anschlusswiderstands 215 oder 216 kann auch auf die Werte eingestellt werden, die zu der charakteristischen Impedanz passen.
  • Das Material, das für das dielektrische Substrat der individuellen Mikrostreifenleiter 207 bis 212 zu verwenden ist, kann vorzugsweise ein Material von hoher Widerstandsfähigkeit und niedriger dielektrischer Verlusttangente sein, wie etwa Quarz, Saphir, Keramik, Epoxid, Glasepoxid oder Ethylentetrafluorid. In einem Fall, in dem der Isolator als ein Schaltungselement über einer monolithischen integrierten Mikrowellenschaltung (MMIC) auszubilden ist, kann das dielektrische Substrat durch ein Halbleitersubstrat einer Verbindung der Gruppe III-V, wie etwa Galliumarsenid (GaAs), ersetzt werden. Des Weiteren kann das Material des Streifenleiters oder des geerdeten Leiters der einzelnen Mikrostreifenleiter 207 bis 212 bevorzugt ein Metall mit ausgezeichneter Leitfähigkeit sein, wie zum Beispiel Kupfer (Cu), Gold (Au), Silber (Ag), Titan (Ti) oder Aluminium (Al). Für die Anschlusswiderstände 215 und 216 kann korrekt ein Dünnfilmwiderstand aus Tantalnitrid (TaN) verwendet werden. Somit können die Hochfrequenzsignale, die zu den dritten Mikrostreifenleitern 211 und 212 zu senden sind, so zufrieden stellend beendet werden, dass sie nicht von den Anschlusswiderständen 215 und 216 reflektiert werden.
  • Andererseits können die Ferritplatten 205 und 206 in der Mitte des Bereichs platziert werden, der durch die Endabschnitte der Streifenleiter der radial angeordneten individuellen Mikrostreifenleiter 207 bis 212 umschlossen ist. Um die Frequenzabhängigkeit des Isolie rungsverhaltens zwischen dem ersten Zirkulator C1 und dem zweiten Zirkulator C2 verschieden zu machen, können des Weiteren das Material, die Größe, die Dicke oder die Form zwischen jenen beiden Ferritplatten 205 und 206 verschieden sein. Von den Ferriten ist beispielsweise ein Zink-Nickel-Eisenoxid (ZnaNibFecOx) für das Material der Ferritplatten 205 und 206 geeignet. Des Weiteren kann die Form der Ferritplatten 205 und 206 eine Scheibenform oder eine reguläre Vieleckform in der Draufsichtform von oben (oder in der Draufsicht von oben) sein. Im Fall der regulären Vieleck-Draufsichtform von oben beträgt die Zahl der zu verbindenden Übertragungsleitungen drei, und die Draufsichtform von oben kann ein reguläres Dreieck oder eine reguläre m-Vieleckform sein (m: eine ganze Zahl von 3 oder höher). Somit kann die Frequenzabhängigkeit des Isolierungsverhaltens ausschließlich gesteuert werden, ohne einen Einfluss auf das Übertragungsverhalten der individuellen Mikrostreifenleiter 207 bis 212 auszuüben.
  • In einem anderen Verfahren können der erste Zirkulator C1 und der zweite Zirkulator C2 in der Breite der Streifenleiter der individuellen Mikrostreifenleiter 207 bis 212 verschieden sein. In dieser Modifikation muss in Betracht gezogen werden, dass die Mikrostreifenleiter 207 bis 212, deren Streifenleiter unterschiedliche Breiten haben, in den charakteristischen Impedanzen variieren, so dass sich das Übertragungsverhalten der Hochfrequenzsignale verändert.
  • In der bisher beschriebenen Konfiguration sind des Weiteren die Leitungslängen der dritten Mikrostreifenleiter 211 und 212 so eingestellt, dass δ = ± π, wobei δ für eine Phasendifferenz in einer Mittelfrequenz zwischen Signalen Wa, das ein Hochfrequenzsignalanteil ist, der durch die dritten Mikrostreifenleiter 211 und 212 von den Anschlusswiderständen 215 und 216 reflektiert und zurückgesendet wird, so dass er zu den ersten Mikrostreifenleitern 207 und 208 streut, und Wb steht, das ein anderer Hochfrequenzsignalanteil ist, der aus den zweiten Mikrostreifenleitern 209 und 210 durch die ersten und zweiten Zirkulatoren C1 und C2 zu den ersten Mikrostreifenleitern 207 und 208 gestreut hat.
  • Für diese Einstellung können die Leitungslängen der dritten Mikrostreifenleiter 211 und 212 so justiert werden, dass das Übertragungsverhalten S21 des Hochfrequenzsignals, das aus dem Ausgangsanschluss 210a des zweiten Mikrostreifenleiters 210 des zweiten Zirkulators C2 zum Eingangsanschluss 207a des ersten Mikrostreifenleiters 207 des ersten Zirkulators C2 zu senden ist.
  • In der bisher beschriebenen Konfiguration können weiterhin die ersten und zweiten Zirkulatoren C1 und C2 bevorzugt so verbunden sein, dass der zweite Mikrostreifenleiter 209 des ersten Zirkulators C1 als erster Mikrostreifenleiter 208 des zweiten Zirkulators C2 dient.
  • Der so konfigurierte Isolator, wie er in 12 gezeigt ist, arbeitet folgendermaßen. Das in den Eingangsanschluss 207a eingegebene Hochfrequenzsignal wird durch den ersten Mikrostreifenleiter 207 des ersten Zirkulators C1, den zweiten Mikrostreifenleiter 209 (oder den ersten Mikrostreifenleiter 208 des zweiten Zirkulators C2) und den zweiten Mikrostreifenleiter 210 des zweiten Zirkulators C2 nacheinander in der aufgezählten Reihenfolge aus dem Ausgangsanschluss 210a ausgegeben. Im Gegensatz hierzu wird das Hochfrequenzsignal, das reflektiert und von außen zurückgesendet und in den Ausgangsanschluss 210a eingegeben worden ist, als Anteil, nachdem es vom Anschlusswiderstand 216, aus dem dritten Mikrostreifenleiter 216 bzw. als weiterer Anteil aus dem zweiten Mikrostreifenleiter 210 eingegeben, und zwar als Wa2 und Wb2 für die Signale Wa und Wb in den zweiten Mikrostreifenleiter 209 des ersten Zirkulators C1 (oder den ersten Mikrostreifenleiter 208 des zweiten Zirkula tors C2) durch den zweiten Zirkulator C2. Des Weiteren wird das in den zweiten Mikrostreifenleiter 209 (oder den ersten Mikrostreifenleiter 208) eingegebene Hochfrequenzsignal als Anteil, nachdem es von dem Anschlusswiderstand 215 durch den ersten Zirkulator C1 reflektiert wurde, aus dem dritten Mikrostreifenleiter 211 bzw. als anderer Anteil aus dem zweiten Mikrostreifenleiter 209 (oder dem ersten Mikrostreifenleiter 208) eingegeben, und zwar als Wa1 und Wb1 für die Signale Wa und Wb zum zweiten Mikrostreifenleiter 209 (oder den ersten Mikrostreifenleiter 208).
  • Zu diesem Zeitpunkt werden die Frequenzabhängigkeit von (Wa1 + Wb1) und die Frequenzabhängigkeit von (Wa2 + Wb2) durch die vorgenannte Konfiguration verschieden gemacht, das zu dem Eingangsanschluss 207a zurückzubringende Hochfrequenzsignal kann über ein breites Frequenzband durch Kombinieren zweier Dämpfungseigenschaften der Frequenzbandbreite, in der der Wert (Wa1 + Wb1) kleiner wird, und der Frequenzbandbreite, in der der Wert (Wa2 + Wb2) kleiner wird, unterdrückt werden. Dies ermöglicht es, die Frequenzbandbreite zum Halten einer Isolierung auf einem vorgegebenen oder höheren Wert zu erweitern.
  • Unabhängig von der Variation in der Phase des Hochfrequenzsignals zu dem Zeitpunkt, an dem das Hochfrequenzsignal von den Anschlusswiderständen 215 und 216 reflektiert wird, werden die Wellenanteile von (Wa1 + Wb1) des Weiteren einfach umgekehrt, so dass sie wirksam geschwächt und synthetisiert werden, und die Wellenabschnitte von (Wa2 + Wb2) werden nur umgekehrt, so dass sie wirksam geschwächt und synthetisiert werden. Als Ergebnis hiervon ist es möglich, die Isolierung weiter zu verbessern.
  • Daher nimmt ein Isolator einer sechsten Ausführungsform der Erfindung, wie er in der Draufsicht von oben der 12 gezeigt ist, die bisher beschriebene Konfiguration ein, so dass die Isolierung genommen werden kann, ohne nur auf eine bestimmte Frequenz abzuweichen. Als Ergebnis hiervon können die Frequenzen, bei denen der erste und zweite Zirkulator C1 und C2 die maximale Isolierung einnehmen, auf verschiedene Werte eingestellt werden, um dadurch die Frequenzbandbreite, für die eine Isolierung auf einem vorgegebenen oder höheren Wert gehalten wird, weiter als jene des Falls zu machen, in dem die Frequenzen, bei denen der erste und zweite Zirkulator C1 und C2 die maximale Isolierung einnehmen, auf den gleichen Wert eingestellt werden.
  • Jedoch werden die Leitungslängen der dritten Mikrostreifenleiter 211 und 212 so eingestellt, dass δ = ± π, wobei δ für eine Phasendifferenz in der Mittelfrequenz zwischen einem Signal Wa, das ein Hochfrequenzsignalanteil ist, der durch die dritten Mikrostreifenleiter 211 und 212 von den Anschlusswiderständen 215 und 216 reflektiert und zurückgesendet wird, um zu den ersten Mikrostreifenleitern 207 und 208 zu reflektieren, und einem Signal Wb steht, das ein anderer Hochfrequenzsignalanteil ist, der aus den zweiten Mikrostreifenleitern 209 und 210 durch den ersten und zweiten Zirkulator C1 und C2 zu den ersten Mikrostreifenleitern 207 und 208 gestreut hat. Dann ist die Phasendifferenz δ zwischen den Signalen Wa und Wb δ = ± n. Selbst wenn das Vorrücken der Phasen der Hochfrequenzsignale sich zu dem Zeitpunkt ändert, an dem die Hochfrequenzsignale von den Anschlusswiderständen 215 und 216 reflektiert werden, werden die vorgenannten beiden Hochfrequenzsignalanteile, die zu den ersten Mikrostreifenleitern 207 und 208 streuen sollen, zuverlässig in der Phase umgekehrt, so dass die Signalanteile einander wirksam aufheben können, um dadurch das Isolierungsverhalten zufrieden stellend zu machen.
  • Des Weiteren können der erste und zweite Zirkulator C1 und C2 die Größe des Isolators verringern, wenn die Zirkulatoren so verbunden sind, dass der zweite Mikrostreifenleiter 209 des ersten Zirkulators C1 als erster Mikrostreifenleiter 208 des zweiten Zirkulators C2 dient.
  • Im Isolator der sechsten Ausführungsform der Erfindung können als erste, zweite und dritte Übertragungsleitung eine Streifenleitung, eine koplanare mit Massenebene, eine Schlitzleitung, ein Wellenleiter und ein dielektrischer Leiter anstelle solcher Mikrostreifenleiter verwendet werden.
  • Als nächstes wird ein Hochfrequenzoszillator einer siebten Ausführungsform der Erfindung und Hochfrequenz-Sender/Empfänger der achten und neunten Ausführungsform der Erfindung detailliert beschrieben, indem als Beispiele für den Millimeterwellenoszillator als dem Hochfrequenzoszillator und da Millimeterwellenradarmodul als dem den Millimeterwellenoszillator verwendenden Hochfrequenz-Sender/Empfänger genommen werden.
  • 13 ist eine Draufsicht von oben, die einen Millimeterwellenoszillator O gemäß dem Hochfrequenzoszillator der siebten Ausführungsform der Erfindung zeigt. Des Weiteren sind 14 und 15 Draufsichten von oben, die Millimeterwellenradarmodule R1A und R2A der Hochfrequenz-Sender/Empfänger der achten und neunten Ausführungsform der Erfindung zeigen.
  • Zunächst werden vorliegend die Hauptkonfiguration des Millimeterwellenoszillators O gemäß dem Hochfrequenzoszillator der siebten Ausführungsform der Erfindung und seine Betriebsvorgänge beschrieben. Wie in 13 gezeigt ist, weist der Millimeterwellenoszillator 0 ein Paar parallele Flachplattenleiter 120 (der andere des Paares ist nicht gezeigt), einen ersten Zirkulator A und einen zweiten Zirku lator B auf. Das Paar parallele Flachplattenleiter 120 ist parallel in einem Abstand dazwischen von einer halben Wellenlänge eines Millimeterwellensignals W1 oder weniger angeordnet. Der erste Zirkulator A ist zwischen den parallelen Flachplattenleitern 120 angeordnet, der erste Zirkulator A weist zwei Ferritplatten 121a und 121b auf (die letztere 121b ist auf der Unterseite der ersteren 121a angeordnet), die so angeordnet sind, dass sie einander auf einer Innenfläche der parallelen Flachplattenleiter 120 gegenüberliegen; einen eingebenden dielektrischen Leiter 122, der in Bezug auf die beiden Ferritplatten 121a bzw. 21b radial angeordnet sind, um das Millimeterwellensignal W1 einzugeben; einen abschließenden dielektrischen Leiter 124, der einen an seinem führenden Ende vorgesehenen nicht-reflektierenden Abschlusswiderstand 123 besitzt; und einen ausgebenden dielektrischen Leiter 125a zum Ausgeben eines Millimeterwellensignals W1, das in den eingebenden dielektrischen Leiter 122 eingegeben wird. In ähnlicher Weise umfasst der zweite Zirkulator B zwei Ferritplatten 126a und 126b (die letztere 126b ist auf der Unterseite der ersteren 126a angeordnet, die so angeordnet sind, dass sie einander auf der Innenfläche der parallelen Flachplattenleiter 120 gegenüberliegen; und einen eingebenden dielektrischen Leiter 125b, der im Allgemeinen in Bezug auf die beiden Ferritplatten 126a bzw. 126b zum Eingeben eines Millimeterwellensignals Wa radial angeordnet ist; einen abschließenden dielektrischen Leiter 128 mit einem nicht-reflektierenden Abschlusswiderstand 127, der an seinem führenden Ende vorgesehen ist; und einen ausgebenden dielektrischen Leiter 129 zum Ausgeben eines Millimeterwellensignals, das in den eingebenden dielektrischen Leiter 125b eingegeben wurde. Der erste Zirkulator A und der zweite Zirkulator B sind durch einen eingebenden/ausgebenden dielektrischen Leiter 125 verbunden, indem der ausgebende dielektrische Leiter 125a auch als der eingebende dielektrische Leiter 125b dient. Des Weiteren ist ein spannungsgesteuerter Oszillator 130 mit dem Eingangsanschluss 122a verbunden, in den das Millimeterwel lensignal W1 des eingebenden dielektrischen Leiters 122 eingegeben wird.
  • Im Hochfrequenzoszillator O der Ausführungsform unterscheidet sich die Frequenzabhängigkeit der Isolierungsverhalten zwischen einem Millimeterwellensignal W12, das aus dem eingebenden dielektrischen Leiter 122 des ersten Zirkulators A zum ausgebenden dielektrischen Leiter 125a zu senden ist, und einem Millimeterwellensignal W21, das rückwärts vom Millimeterwellensignal W12 aus dem ausgebenden dielektrischen Leiter 125a zum eingebenden dielektrischen Leiter 122 zu senden ist, von der Frequenzabhängigkeit des Isolierungsverhaltens zwischen einem Millimeterwellensignal W23, das aus dem eingebenden dielektrischen Leiter 125b des zweiten Zirkulators B zum ausgebenden dielektrischen Leiter 129 zu senden ist, und einem Millimeterwellensignal W32, das rückwärts vom Millimeterwellensignal W23 aus dem ausgebenden dielektrischen Leiter 129 zum eingebenden dielektrischen Leiter 125b zu senden ist. Vorliegend dient der ausgebende dielektrische Leiter 125a auch als eingebender dielektrischer Leiter 125b und diese beiden dielektrischen Leiter werden gelegentlich als identisch als der eingebende/ausgebende dielektrische Leiter 125 erläutert. In 13 sind des Weiteren die Ferritplatten 121b und 126b parallel auf den Unterseiten der Ferritplatten 121a und 126a angeordnet.
  • In der Ausführungsform ist das Isolierungsverhalten im erfindungsgemäßen Hochfrequenzisolator so definiert, wie es durch eine Isolierung I1 des ersten Zirkulators A oder eine Isolierung I2 des zweiten Zirkulators B definiert ist, wie durch die folgenden Formeln ausgedrückt wird: I1 = -10·log(P21/P12); und I2= -10·log(P32/P23).
  • Hierin stehen P21, P12, P32 und P23 jeweils für die Energien der Millimeterwellensignale W21, W12, W32 und W23.
  • In der Konfiguration des in 13 gezeigten Hochfrequenzoszillators weist der spannungsgesteuerte Oszillator 130 eine Konfiguration auf, die ähnlich jener eines in 31 gezeigten spannungsgesteuerten Oszillators V ist. Des Weiteren sind die beiden Ferritplatten 121a und 121b des Zirkulators A und die beiden Ferritplatten 126a und 126b des Zirkulators B so angeordnet, dass sie einander gegenüberliegen, so dass ihre Hauptflächen zur Innenfläche der parallelen Flachplattenleiter 120 parallel und mit der Innenfläche der parallelen Flachplattenleiter 120 konzentrisch sind. Bei diesen Ferritplatten können ihre Hauptflächen mit den Innenflächen der parallelen Flachplattenleiter 120 in Kontakt sein oder sich in einem vorgegebenen Abstand von den Innenflächen der parallelen Flachplattenleiter 120 befinden. In dem in 13 gezeigten Beispiel sind die Hauptflächen der beiden Ferritplatten 121a und 121b oder der beiden Ferritplatten 126a und 126b so hergestellt, dass sie mit den Hauptflächen der eingebenden dielektrischen Leiter 121 und 125b, der ausgebenden dielektrischen Leitern 125a und 129 und der abschließenden dielektrischen Leiter 124 und 128 fluchten, so dass sie die Innenflächen der parallelen Flachplattenleiter 120 berühren. Diese Ferritplatten 121a, 121b, 126a und 126b sind normalerweise zu einer Scheibenform geformt, können aber eine reguläre Vieleckform aufweisen. In diesem Fall beträgt die Zahl der zu verbindenden Übertragungsleitungen drei und die Draufsichtform von oben kann eine reguläre m-Vieleckform sein (m: eine ganze Zahl von 3 oder höher).
  • Des Weiteren können die Materialien für die eingebenden dielektrischen Leiter 122 und 125b, die ausgebenden dielektrischen Leiter 125a und 129 und die abschließenden dielektrischen Leiter 124 und 128 vorzugsweise Harz, wie zum Beispiel Ethylentetrafluorid oder Polystylen, oder Keramik, wie zum Beispiel Cordierit (2MgO·2Al2O3·5SiO2)-Keramik, Aluminiumoxid (Al2O3)-Keramik oder Glaskeramik, sein und diese Substanzen weisen einen geringen Verlust im Hochfrequenzband auf.
  • Andererseits ist das Material für die parallelen Flachplattenleiter 120 für die NRD-Leiter vorzugsweise in einer hohen elektrischen Leitfähigkeit und in einer ausgezeichneten Bearbeitbarkeit durch eine Leiterplatte aus Cu, Al, Fe, Ag, Au, Pt, SUS (d. h. rostfreiem Stahl) oder Messing (d. h. eine Cu-Zn-Legierung) beispielhaft veranschaulicht. Alternativ kann eine Leiterschicht jener Materialien auch auf der Oberfläche einer isolierenden Platte aus Keramik oder Harz ausgebildet sein.
  • Des Weiteren ist eine Leitungslänge des eingebenden/ausgebenden dielektrischen Leiters 125 bevorzugt auf einen solchen Wert eingestellt, dass das direkt reflektierte Millimeterwellensignal und das Millimeterwellensignal, die zwischen dem ersten Zirkulator A und dem zweiten Zirkulator B mehrfach reflektiert werden, in entgegengesetzten Phasen am Verbindungsabschnitt zwischen dem ersten Zirkulator A und dem eingebenden dielektrischen Leiter 122 synthetisiert werden. Als Ergebnis hiervon kann verhindert werden, dass das Millimeterwellensignal, das mehrfach zwischen dem ersten Zirkulator A und dem zweiten Zirkulator B reflektiert wird, zum eingebenden dielektrischen Leiter 122 streut, wodurch die Isolierung des gesamten Zirkulators vom Zwei-Stufen-Typ verbessert wird.
  • Die Hauptarbeitsvorgänge des Millimeterwellenoszillators 0 gemäß dem Hochfrequenzoszillator der siebten Ausführungsform der Erfindung sind wie folgt. Zunächst verbreitet sich im Millimeterwellenoszillator 0 das durch den spannungsgesteuerten Oszillator 130 er zeugte Millimeterwellensignal W1 im eingebenden dielektrischen Leiter 122 des ersten Zirkulators A und wird als das Millimeterwellensignal W2 aus dem ausgebenden dielektrischen Leiter 125a ausgegeben. Als nächstes wird das Millimeterwellensignal W2 durch den eingebenden dielektrischen Leiter 125b des zweiten Zirkulators B verbreitet und wird als Millimeterwellensignal W3 aus dem ausgebenden dielektrischen Leiter 129 ausgegeben. Schließlich wird das Millimeterwellensignal als Millimeterwellen-Oszillierungsausgabe aus dem Ausgangsanschluss 129a des ausgebenden dielektrischen Leiters 129 ausgegeben. Zu diesem Zeitpunkt wird ein Anteil der Millimeterwellen-Oszillierungsausgabe reflektiert und von einer anderen Millimeterwellenschaltung zurückgesendet, die mit dem Ausgangsanschluss 129a verbunden ist, und wird wieder als Rückkehr-Millimeterwellensignal aus dem Ausgangsanschluss 129a zum Millimeterwellenoszillator 0 eingegeben. Dieses Rückkehr-Millimeterwellensignal wird aus den ausgebenden dielektrischen Leitern 129 und 125a zu den abschließenden dielektrischen Leitern 128 und 124 geleitet und es wird von den nicht-reflektierenden Abschlusswiderständen 127 und 123 fast absorbiert und abgeschlossen. Jedoch wird jener Anteil des Rückkehr-Millimeterwellensignals, der zurückgesendet wird, indem er direkt aus dem ausgebenden dielektrischen Leiter 129 zum eingebenden dielektrischen Leiter 122 streut, der durch die nicht-reflektierenden Abschlusswiderstände 127 und 123 nicht abgeschlossen wird, sondern teilweise reflektiert wird, um sich wieder zu den abschließenden dielektrischen Leitern 127 und 123 zu verbreiten und zum eingebenden dielektrischen Leiter 122 zu streuen, oder der aus diesen beiden Routen streut, sogar zu einem geringen Teil in den spannungsgesteuerten Oszillator 130 eingegeben.
  • Sogar dieser geringe Anteil des Rückkehr-Millimeterwellensignals kann die normale Oszillation des spannungsgesteuerten Oszillators 130 behindern. Daher wird die Frequenz zum Maximieren der Isolie rung I1 oder der Isolierung I2 so justiert, dass sie den Rückkehr-Millimeterwellensignalanteil auf einen vorgegebenen oder höheren Pegel im Betriebsfrequenzband dämpft. Mit anderen Worten, die Frequenzabhängigkeit der Isolierung I1 und die Frequenzabhängigkeit der Isolierung I2 werden so justiert, dass das Frequenzband zum Halten der Isolierung auf dem vorgegebenen oder höheren Pegel das Betriebsfrequenzband größtenteils abdecken kann.
  • Im Hochfrequenzoszillator der siebten Ausführungsform der Erfindung werden die Frequenzabhängigkeit der Isolierung I1 und die Frequenzabhängigkeit der zweiten Isolierung I2 voneinander verschieden eingestellt. Als Ergebnis hiervon kann der Frequenzbandbereich, in dem die Isolierung (I1 + I2) als deren synthetisierte Isolierung sich auf einem vorgegebenen oder höhere Pegel befindet, weiter gemacht werden als jene in dem Fall, in dem die Frequenzabhängigkeit der Isolierung I1 und die Frequenzabhängigkeit der Isolierung I2 identisch sind. Daher kann der spannungsgesteuerte Oszillator 130 über einen breiten Frequenzbereich stabil oszilliert werden, so dass der Millimeterwellenoszillator 0 stabil arbeiten kann.
  • Andererseits ist die Phrase „vorgegebener oder höherer Pegel" 30 dB oder höher, beispielsweise für die Summe der beiden Zirkulatoren im erfindungsgemäßen Hochfrequenzoszillator. Für einen Wert, der niedriger ist als 30 dB, ist die Isolierung zu gering, als dass das Rückkehr-Millimeterwellensignal ausreichend im Fall von Oszillationen mit hoher Ausgabe unterdrückt wird, so dass die Oszillation des Millimeterwellenoszillators instabil wird. Das Millimeterwellenradarmodul kann, wenn der Millimeterwellenoszillator in dem Millimeterwellenradarmodul eingebaut ist, unfähig sein, die Radarerfassung durchzuführen oder kann eine fehlerhafte Erfassung bewirken.
  • Vorliegend werden eine detailliertere Konfiguration des Millimeterwellenoszillators O gemäß dem Hochfrequenzoszillator der siebten Ausführungsform der Erfindung und seine Arbeitsvorgänge beschrieben.
  • Das Hochfrequenzband, wie es im erfindungsgemäßen Hochfrequenzoszillator bezeichnet ist, entspricht einem Mikrowellenband und einem Millimeterwellenband innerhalb mehrerer zehn bis mehrerer hundert GHz, wie durch ein Hochfrequenzband, wie zum Beispiel 30 GHz oder mehr, vorzugsweise 50 GHz oder mehr, oder bevorzugter 70 GH oder mehr, beispielhaft veranschaulicht wird. Der besonders bevorzugte Bereich ist 76 bis 77 GHz. Wenn dann der erfindungsgemäße Hochfrequenzoszillator als Hochfrequenz-Sender/Empfänger, wie etwa ein Millimeterwellenradarmodul für ein Kraftfahrzeug mit einer Betriebsfrequenz von 76 bis 77 GHz verwendet wird, kann ein hohes Übertragungsverhalten des Hochfrequenzsignals über einen weiten Bereich selbst dann erzielt werden, wenn die Oszillationsfrequenz des Hochfrequenzoszillators nach Maßgabe der Temperatur oder dergleichen variiert.
  • Ein Mittel, um die Frequenzabhängigkeit der Isolierung I1 und die Frequenzabhängigkeit der Isolierung I2 unterschiedlich einzustellen, ist im Folgenden angeführt. Die Ferritplatten 121a, 121b, 126a und 126b können so angebracht werden, dass von Abstand oder Größe der beiden Ferritplatten 121a und 121b zumindest eines und von Abstand oder Größe der beiden Ferritplatten 126a und 126b, die der ersteren entsprechen, zumindest eines unterschiedlich eingestellt sind, und zwar so, dass die Mittelpunkte der Ferritplatten 121a und 121b mit dem Mittelpunkt des Bereichs, der durch die Endabschnitte der eingebenden dielektrischen Leiter 122 und 125b auf der Seite der Ferritplatten 121a und 121b die Endabschnitte der ausgebenden dielektrischen Leiter 125a und 129 auf der Seite der Ferritplatten 121a und 121b und die Endabschnitte der abschließenden dielektrischen Leiter 124 und 128 auf der Seite der Ferritplatten 121a und 121b definiert ist, ausgerichtet sind. Als Ergebnis hiervon kann die Positionierung der Ferritplatten 121a, 121b, 126a und 126b leicht durch die Positionierung von nur einem Punkt vorgenommen werden. Des Weiteren sind die Ferritplatten 121a, 121b, 126a und 126b an den präzisen Positionen angebracht, so dass die Frequenzabhängigkeit bestimmt werden kann, während die Ursachen für die charakteristische Fluktuation ausgeschlossen wird, die aufgrund der Fehlausrichtung zum Zeitpunkt des Zusammensetzens verursacht wird. Des Weiteren kann die Frequenzabhängigkeit eingestellt und justiert werden, ohne das Übertragungsverhalten aus den eingebenden dielektrischen Leitern 122 und 125b zu den eingebenden dielektrischen Leitern 125a und 129 zu verschlechtern, so dass die Feinjustierung der Frequenzabhängigkeit leicht und zuverlässig vorgenommen werden kann. Die Frequenzen, bei denen der erste Zirkulator A und der zweite Zirkulator B die maximale Isolierung einnehmen, werden auf verschiedene Werte eingestellt, so dass die Frequenzbandbreite zum Halten der Isolierung auf dem vorgegebenen oder höheren Wert leicht und zuverlässig breiter gemacht werden kann als jene in dem Fall, in dem die Frequenzen für den ersten und zweiten Zirkulator, die die maximale Isolierung nehmen sollen, auf gleiche Werte eingestellt werden. Als Ergebnis hiervon kann das zum Hochfrequenzoszillator zurückgesendete Millimeterwellensignal über einen breiten Frequenzbereich ausreichend unterdrückt werden, so dass eine stabile Oszillation erzielt werden kann. Wenn der Betriebsfrequenzbereich dagegen beschränkt ist, wird die Wirkung, den vorgegebenen Pegel der auf einem hohen Wert zu haltenden Isolierung einzustellen, weitaus höher als im Vergleich mit dem Fall, in dem die Frequenzen für den ersten und zweiten Zirkulator, die die maximale Isolierung einnehmen sollen, gleich gesetzt werden, als in dem Fall, in dem die charakteristische Fluktuationsgründe aufgrund der Verschiebung zum Zeitpunkt des Zusammensetzens hinzugefügt werden. Somit können stabilere Oszillierun gen als in jenem Fall erzielt werden, in dem ein Faktor für instabile Oszillierungen, wie sie durch das zum Hochfrequenzoszillator zurückgesendete pulsierende Millimeterwellensignal bewirkt werden, hinzukommt.
  • Selbst nach dem Zusammensetzen können die Ferritplatten 21a, 21b, 26a und 26b weiterhin leicht durch andere ersetzt werden, während die Gründe für die charakteristische Fluktuation beim Zusammensetzen durch ein ähnliches Verfahren unterdrückt wird. Daher kann selbst nach dem Zusammensetzen das Isolierungsverhalten leicht verändert oder justiert werden, indem die Ferritplatten 21a, 21b, 26a und 26b ersetzt werden.
  • Ein weiteres Mittel zum unterschiedlichen Einstellen der Frequenzabhängigkeit der Isolierung I1 und der Frequenzabhängigkeit der Isolierung I2 kann so ausgeführt werden, dass die Ferritplatten 121a und 121b und die Ferritplatten 126a und 126b sich im Material oder der Magnetisierung für den Millimeterwellenoszillator O unterscheiden. In diesem Fall kann das Mittel nicht nur zum einzelnen Vornehmen einer ähnlichen Justierung, sondern auch als Hilfsjustiermittel zum Justieren der Frequenzabhängigkeit zusammen mit dem vorgenannten Mittel verwendet werden. Dieses andere Mittel kann auch zum Korrigieren der Verschlechterung der Isolierung im Betriebsfrequenzbereich zu dem Zeitpunkt verwendet werden, an dem die Größe oder der Anordnungsabstand der Ferritplatten 121a und 121b justiert wird, um die Isolierungsverhalten entweder des Zirkulators A oder des Zirkulators B parallel zur Frequenzachse zu verschieben.
  • Als noch weiteres Mittel zum unterschiedlichen Einstellen der Frequenzabhängigkeit der Isolierung I1 und der Frequenzabhängigkeit der Isolierung I2 kann dagegen die Größe oder das Material von ir gendeinem der eingebenden dielektrischen Leiter 122 und 125b und der ausgebenden dielektrischen Leiter 125a und 129 im Millimeterwellenoszillator O verschieden sein.
  • Wenn die Frequenzabhängigkeit der Isolierung I1 und die Frequenzabhängigkeit der Isolierung I2 unterschiedlich einzustellen sind, können die Isolierungen über das gesamte Frequenzband hinweg schlecht werden, wenn eine Bedingung einzeln variiert wird, um das Isolierungsverhalten parallel zur Frequenzachse zu verschieben. In diesem Fall kann die Einstellung durch geeignetes Kombinieren der vorgenannten mehreren Bedingungen vorgenommen werden.
  • Als nächstes wird das Millimeterwellenradarmodul als der erste und zweite Hochfrequenz-Sender/Empfänger der achten und neunten Ausführungsform der Erfindung nachstehend beschrieben.
  • 14 und 15 zeigen die Millimeterwellenradarmodule R1A und R2A als die Hochfrequenz-Sender/Empfänger der achten und neunten Ausführungsform der Erfindung. 14 ist eine Draufsicht von oben auf das Millimeterwellenradarmodul, in dem die Sendeantenne und die Empfangsantenne integriert sind, und 15 ist eine Draufsicht von oben auf das Millimeterwellenradarmodul, in dem die Sendeantenne und die Empfangsantenne unabhängig sind.
  • Das in 14 gezeigte Millimeterwellenradarmodul R1A umfasst zwei parallele Flachplattenleiter 140 (der andere der beiden ist nicht gezeigt), einen ersten dielektrischen Leiter 141, einen Millimeterwellensignaloszillator 142, einen Pulsmodulator 143, einen zweiten dielektrischen Leiter 144, einen Zirkulator C, einen dritten dielektrischen Leiter 148, einen vierten dielektrischen Leiter 150, einen Mischer 151 und einen nicht-reflektierenden Abschlusswiderstand 152. Die zwei parallelen Flachplattenleiter 140 sind parallel mit einem da zwischen liegenden Abstand von einer halben Wellenlänge eines Millimeterwellen-Sendesignals oder weniger angeordnet. Der erste dielektrische Leiter 141 ist zwischen den parallelen Flachplattenleiter 140 angeordnet. Der Millimeterwellensignaloszillator 142 ist zwischen den parallelen Flachplattenleitern 140 angeordnet, am ersten dielektrischen Leiter 141 zum Frequenzmodulieren eines aus einer Hochfrequenzdiode ausgegebenen Hochfrequenzsignals befestigt und verbreitet das modulierte Hochfrequenzsignal als Millimeterwellensignal durch den ersten dielektrischen Leiter 141. Der Pulsmodulator 143 ist zwischen den parallelen Flachplattenleitern 140 angeordnet, in der Mitte des Wegs des ersten dielektrischen Leiters 141 angeordnet und pulsiert das Millimeterwellensignal und gibt das pulsierte Millimeterwellensignal als das Millimeterwellen-Sendesignal aus dem ersten dielektrischen Leiter 141 aus. Der zweite dielektrische Leiter 144 ist zwischen den parallelen Flachplattenleitern 140 so angeordnet, dass sein eines Ende nahe dem ersten dielektrischen Leiter 141 ist oder er an seinem einen Ende mit dem ersten dielektrischen Leiter 141 verbunden ist, um eine elektromagnetische Kopplung zu erhalten, und verbreitet einen Anteil des in den ersten dielektrischen Leiter 141 eingegebenen Millimeterwellensignals zum Mischer 151.
  • Der Zirkulator C ist zwischen den parallelen Flachplattenleitern 140 angeordnet und weist Ferritplatten 145a und 145b (die letztere 145b ist auf der Unterseite der ersteren 145a angeordnet), die parallel auf den parallelen Flachplattenleitern 140 angeordnet sind, sowie einen ersten Verbindungsabschnitt 146a, einen zweiten Verbindungsabschnitt 146b und einen dritten Verbindungsabschnitt 146c auf, die in einem vorgegebenen Abstand an den Umfangsrandbereichen der Ferritplatten 145a und 145b angeordnet sind, wobei jeder als Eingabe-/Ausgangsanschluss des Millimeterwellensignals dient. Des Weiteren gibt der Zirkulator C ein aus einem der Verbindungsabschnitte eingegebenes Millimeterwellensignal aus einem der beiden Verbin dungsabschnitte aus, die dem einen Verbindungsabschnitt im oder gegen den Uhrzeigersinn in den Ebenen der Ferritplatten 145a und 145b benachbart sind. Der erste Verbindungsabschnitt 146a ist mit dem Millimeterwellensignal-Ausgangsanschluss des ersten dielektrischen Leiters 141 verbunden. Der dritte dielektrische Leiter 148 ist zwischen den parallelen Flachplattenleitern 140 angeordnet und mit dem zweiten Verbindungsabschnitt 146b des Zirkulators C verbunden und verbreitet das Millimeterwellensignal. Der dritte dielektrische Leiter 148 weist an seinem führenden Endabschnitt eine Sende-/Empfangsantenne 147 auf. Der vierte dielektrische Leiter 150 ist zwischen den parallelen Flachplattenleitern 150 angeordnet und mit dem dritten Verbindungsabschnitt 146c des Zirkulators C verbunden und verbreitet eine empfangene Welle, die durch die Sende-/Empfangsantenne 147 empfangen wird, durch den dritten dielektrischen Leiter 148 verbreitet wird und aus dem dritten Verbindungsabschnitt 146c zu einem Mischererfassungsbereich 149 ausgegeben wird. Der Mischer 151 ist zwischen den parallelen Flachplattenleitern 140 angeordnet und so konfiguriert, dass entweder die Mitte des Wegs des zweiten dielektrischen Leiters 144 und die Mitte des Wegs des vierten dielektrischen Leiters 150 nahe beieinander oder miteinander verbunden sind, um eine elektromagnetische Kopplung zu erhalten, und mischt das aus dem zweiten dielektrischen Leiter 144 eingegebene Millimeterwellensignal mit dem aus dem vierten dielektrischen Leiter 150 eingegebene Millimeterwellensignal und erzeugt ein Zwischenfrequenzsignal. Der nicht-reflektierende Abschlusswiderstand 152 ist zwischen den parallelen Flachplattenleitern 140 angeordnet und mit einem Endabschnitt auf der gegenüberliegenden Seite des Mischers 151 des zweiten dielektrischen Leiters 144 verbunden.
  • Des Weiteren ist das Millimeterwellenradarmodul R1A gemäß dem Hochfrequenz-Sender/Empfänger der achten Ausführungsform der Erfindung so konfiguriert, dass es den Millimeterwellenoszillator O, wie er in 13 gezeigt ist, aufweist, in dem der Millimeterwellensignaloszillator 142 der Hochfrequenzoszillator der Erfindung ist.
  • Andererseits ist das Millimeterwellenradarmodul als der zweite Hochfrequenz-Sender/Empfänger der neunten Ausführungsform der Erfindung von jenem Typ, in dem die Sendeantenne und die Empfangsantenne unabhängig ausgeführt sind, wie in der Draufsicht von oben der 15 gezeigt ist.
  • Das in 15 gezeigte Millimeterwellenradarmodul R2A umfasst zwei parallele Gitterplatten 160 (der andere der beiden ist nicht gezeigt), einen ersten dielektrischen Leiter 161, einen Millimeterwellensignaloszillator 162, einen Pulsmodulator 163, einen zweiten dielektrischen Leiter 164, einen Zirkulator D, einen dritten dielektrischen Leiter 168, einen vierten dielektrischen Leiter 150, einen Mischer 171, einen fünften dielektrischen Leiter 173, einen Mischer 174 und einen nicht-reflektierenden Abschlusswiderstand 175. Die zwei parallelen Flachplattenleiter 160 sind parallel in einem Abstand von einer halben Wellenlänge eines Millimeterwellen-Sendesignals oder weniger angeordnet. Der erste dielektrische Leiter 161 ist zwischen den parallelen Flachplattenleiter 160 angeordnet und am ersten dielektrischen Leiter 161 zum Frequenzmodulieren eines aus einer Hochfrequenzdiode ausgegebenen Hochfrequenzsignals befestigt und verbreitet das modulierte Hochfrequenzsignal als Millimeterwellensignal durch den ersten dielektrischen Leiter 161. Der Pulsmodulator 163 ist zwischen den parallelen Flachplattenleitern 160 in der Mitte des Wegs des ersten dielektrischen Leiters 161 angeordnet, pulsiert das Millimeterwellensignal und gibt das pulsierte Millimeterwellensignal als das Millimeterwellen-Sendesignal durch den ersten dielektrischen Leiter 161 aus. Der zweite dielektrische Leiter 164 ist zwischen den parallelen Flachplattenleitern 160 so angeordnet, dass sein eines Ende nahe dem ersten dielektrischen Leiter 161 ist oder an seinem einen Ende mit dem ersten dielektrischen Leiter 161 verbunden ist, um eine elektromagnetische Kopplung zu erhalten, und verbreitet einen Anteil des in den ersten dielektrischen Leiter 161 eingegebenen Millimeterwellensignals zum Mischer 174.
  • Der Zirkulator D ist zwischen den parallelen Flachplattenleitern 160 angeordnet und weist Ferritplatten 165a und 165b (die letztere 165b ist auf der Unterseite der ersteren 165a angeordnet) sowie einen ersten Verbindungsabschnitt 166a, einen zweiten Verbindungsabschnitt 166b und einen dritten Verbindungsabschnitt 166c auf, die in einem vorgegebenen Abstand an den Umfangsrandbereichen der Ferritplatten 165a und 165b angeordnet sind, die parallel zu den parallelen Flachplattenleitern 160 angeordnet sind, wobei jeder als Eingabe-/Ausgangsanschluss des Millimeterwellensignals dient. Der Zirkulator D gibt das aus einem der beiden Verbindungsabschnitte eingegebene Millimeterwellensignal aus, die dem einen Verbindungsabschnitt im oder gegen den Uhrzeigersinn in den Ebenen der Ferritplatten 165a und 165b benachbart sind. Der erste Verbindungsabschnitt 166a ist mit dem Millimeterwellensignal-Ausgangsanschluss des ersten dielektrischen Leiters 161 verbunden. Der dritte dielektrische Leiter 168 ist zwischen den parallelen Flachplattenleitern 160 angeordnet, mit dem zweiten Verbindungsabschnitt 166b des Zirkulators D verbunden und verbreitet das Millimeterwellensignal. Der dritte dielektrische Leiter 168 weist an seinem führenden Endabschnitt eine Sendeantenne 167 auf.
  • Der vierte dielektrische Leiter 171 ist zwischen den parallelen Flachplattenleitern 160 angeordnet und weist an seinem führenden Endabschnitt eine Empfangsantenne 169 und an seinem anderen Endabschnitt einen Mischererfassungsbereich 170 auf. Der fünfte dielektrische Leiter 173 ist zwischen den parallelen Flachplattenleitern 160 angeordnet, mit dem dritten Verbindungsabschnitt 166c des Zir kulators D verbunden, verbreitet das empfangene und vermischte Mini-Wellensignal durch die Sendeantenne 167 und dämpft das Millimeterwellensignal an einem nicht-strahlenden Abschlusswiderstand 172, der an seinem führenden Endabschnitt angeordnet ist. Der Mischer 174 ist zwischen den parallelen Flachplattenleitern 160 angeordnet und so konfiguriert, dass entweder die Mitte des Wegs des zweiten dielektrischen Leiters 164 und die Mitte des Wegs des vierten dielektrischen Leiters 171 nahe beieinander oder miteinander verbunden sind, um eine elektromagnetische Kopplung zu erhalten, und mischt das aus dem zweiten dielektrischen Leiter 164 eingegebene Millimeterwellensignal mit dem aus dem vierten dielektrischen Leiter 171 eingegebene Millimeterwellensignal und erzeugt ein Zwischenfrequenzsignal. Der nicht-reflektierende Abschlusswiderstand 175 ist zwischen den parallelen Flachplattenleitern 160 angeordnet und mit dem Endabschnitt auf der gegenüberliegenden Seite des Mischers 174 des zweiten dielektrischen Leiters 164 verbunden.
  • Des Weiteren ist das Millimeterwellenradarmodul R2A gemäß dem Hochfrequenz-Sender/Empfänger der neunten Ausführungsform der Erfindung so konfiguriert, dass es den Millimeterwellenoszillator O, wie er in 13 gezeigt ist, aufweist, in dem der Millimeterwellensignaloszillator 62 der Hochfrequenzoszillator der Erfindung ist.
  • Diese Millimeterwellenradarmodule R1A und R2A arbeiten als ein Radar zum Erfassen eines Ziels, wie nachstehend beschrieben wird. Zunächst wird das Millimeterwellen-Sendesignal, das durch die Millimeterwellensignaloszillatoren 142 und 162 erzeugt wird, durch die Pulsmodulatoren 143 und 163 pulsmoduliert und dann aus der Sende-/Empfangsantenne 147 oder der Sendeantenne 167 zum Ziel gesendet. Als nächstes wird das vom Ziel reflektierte Millimeterwellensignal durch die Sende-/Empfangsantenne 147 oder die Sendeantenne 169 empfangen und das empfangene Millimeterwellensignal und das Millimeterwellensignal vor dem Pulsmodulieren werden durch die Mischer 151 und 174 vermischt, um die Zwischenfrequenzausgabe zu erreichen. Der Abstand zum Ziel kann erzielt werden, indem die Zwischenfrequenzausgabe einem geeigneten Vorgang unterzogen wird.
  • Diese Millimeterwellenradarmodule R1A und R2A konfigurieren das so genannte „Millimeterwellenradar vom FM (frequenzmodulierten)-Puls-Typ", aber der Hochfrequenzoszillator der siebten Ausführungsform der Erfindung wird im Millimeterwellensignaloszillator des Millimeterwellenradarmoduls verwendet. Selbst wenn das pulsierende Rückkehr-Millimeterwellensignal aus dem Pulsmodulator zum Millimeterwellensignaloszillator eingegeben wird, ist das pulsierende Rückkehr-Millimeterwellensignal ausreichend gedämpft oder der Millimeterwellensignaloszillator weist insbesondere eine hohe Isolierung über einen weiten Frequenzbereich des aus dem Millimeterwellensignaloszillator erzeugten Millimeterwellensignals auf. Daher kann die stabile Millimeterwellensendung mit geringem Rauschen zuverlässig selbst dann durchgeführt werden, wenn die Fluktuation der Oszillationsfrequenz des Millimeterwellensignaloszillators hoch ist, wenn die Fluktuation durch die Umgebungstemperatur hoch ist oder wenn die Sendeausgabe hoch ist.
  • Gemäß diesen Millimeterwellenradarmodulen R1A und R2A ist weiterhin das Rückkehr-Millimeterwellensignal, das in den Millimeterwellensignaloszillator einzugeben ist, ausreichend selbst in dem System gedämpft, das keinen Pulsmodulator als seine Komponente enthält. Mit anderen Worten, die Isolierung des Millimeterwellensignaloszillators ist so hoch, dass eine stabile Millimeterwellensendung selbst für einen hohen Sendeausgang durchgeführt werden kann. Das Millimeterwellensignalsenden und -empfangen zum und vom Ziel kann beispielsweise selbst dann zuverlässig durchgeführt werden, wenn das Ziel sich in einer Entfernung befindet.
  • Es ist wichtig für die Hochfrequenz-Sender/Empfänger der achten und neunten Ausführungsform der Erfindung und den Hochfrequenzoszillator der siebten Ausführungsform der Erfindung, der in ersteren verwendet wird, dass die Frequenzabhängigkeit der Isolierung I1 und die Frequenzabhängigkeit der Isolierung I2 unterschiedlich eingestellt werden. Dementsprechend ist es wichtig, dass die Frequenzbandbreite, in der ihre synthetisierte Isolierung (I1 + I2) auf einem vorgegebenen oder höheren Pegel ist, breiter sein kann als jene des Falls, in dem die Frequenzabhängigkeit der Isolierung I1 und die Frequenzabhängigkeit der Isolierung I2 identisch sind. Diese Wichtigkeit wird in Verbindung mit Beispielen beschrieben.
  • [Beispiele]
  • Der in 13 gezeigte Millimeterwellenoszillator O wurde auf die folgende Art und Weise konfiguriert. Zuerst wurden zwei Al-Platten mit einer Dicke von 6 mm als die parallelen Flachplattenleiter 20 in einem Abstand von a = 1,8 mm angeordnet. Zwischen diesen Platten wurden die beiden Ferritplatten 121a und 121b mit einem Durchmesser von 2 mm und der später beschriebenen Dicke von t mm so angeordnet, dass die Ferritplatten in engen Kontakt mit dem oberen Flachplattenleiter bzw. dem unteren Flachplattenleiter gebracht und einander gegenüber positioniert wurden, während ihre Mittelachsen auf einer gemeinsamen Geraden lagen. Weiterhin wurden rund um die Ferritplatten 121a und 121b der eingebende dielektrische Leiter 122, der abschließende dielektrische Leiter 124 und der eingebende/ausgebende dielektrische Leiter 125 radial angeordnet, die aus Cordieritkeramik mit der Schnittform eines Rechtecks von 1,8 mm (Höhe) × 0,8 mm (Breite) und einer spezifischen dielektrischen Kon stante von 4,8 hergestellt waren, um dadurch den ersten Zirkulator A zu konfigurieren. In diesem ersten Zirkulator A wurden die Ferritplatten 121a und 121b eingestellt, um eine solche Richtung des Magnetfelds zu habe, dass der eingebende dielektrische Leiter 122, der abschließende dielektrische Leiter 124 und der eingebende/ausgebende dielektrische Leiter 125 individuell einen Winkel von 120° zwischen den anschließenden Leitern aufwiesen und dass die im Uhrzeigersinn anschließenden Leiter voneinander isoliert waren.
  • Zwischen den parallelen Flachplattenleitern 120 wurden die beiden Ferritplatten 126a und 126b mit einem Durchmesser von 2 mm und der später beschriebenen Dicke von t mm gleichfalls so angeordnet, dass die Ferritplatten mit dem oberen Flachplattenleiter bzw. dem unteren Flachplattenleiter in engen Kontakt gebracht und einander gegenüber positioniert wurden, während ihre Mittelachsen auf einer gemeinsamen Geraden lagen. Weiterhin wurden rund um die Ferritplatten 126a und 126b der eingebende/ausgebende dielektrische Leiter 125, der abschließende dielektrische Leiter 128 und der ausgebende dielektrische Leiter 129 radial angeordnet, die aus Cordieritkeramik mit der Schnittform eines Rechtecks von 1,8 mm (Höhe) × 0,8 mm (Breite) und einer spezifischen dielektrischen Konstante von 4,8 hergestellt waren, um dadurch den zweiten Zirkulator B zu konfigurieren. In diesem zweiten Zirkulator B wurden die Ferritplatten 121a und 121b eingestellt, um eine solche Richtung des Magnetfelds zu habe, dass der eingebende/ausgebende dielektrische Leiter 125, der abschließende dielektrische Leiter 128 und der ausgebende dielektrische Leiter 129 individuell einen Winkel von 120° zwischen den anschließenden Leitern aufwiesen und dass die im Uhrzeigersinn anschließenden Leiter gegeneinander isoliert waren.
  • Für die Ferritplatten 121a, 121b, 126a und 126b wurde das gemeinsame Material verwendet, das eine spezifische dielektrische Konstan te von 13,5 und eine Sättigungsmagnetisierung von 3.300 G (Gauss) (oder eine magnetische Flussdichte Bm gemäß der Gleichstrom-Magnetismusmessung nach der japanischen Industrienorm JIS C2561) aufwies. Des Weiteren wurden der erste Zirkulator A und der zweite Zirkulator B durch den eingebenden/ausgebenden dielektrischen Leiter 125 verbunden und die nicht-reflektierenden Abschlusswiderstände 123 und 127 wurden mit der Seite der Ferritplatten 121a und 126a bzw. den gegenüberliegenden Endabschnitten der nicht-reflektierenden abschließenden Leiter 124 und 128 verbunden.
  • Es wurden zwei Arten von Proben der Zirkulatoren oder der Komponenten des so konfigurierten Millimeterwellenoszillators O hergestellt. Eine von ihnen wurde mit Probe (a) für die Ausführungsform der Erfindung benannt und die andere wurde mit Probe (b) für den Vergleich benannt. Die Probe (a) wurde dazu eingestellt, die Frequenzabhängigkeit der Isolierung I1 und die Frequenzabhängigkeit der Isolierung I2 unterschiedlich zu machen. Die Probe (b) wurde dazu eingestellt, die Frequenzabhängigkeit der Isolierung I1 und die Frequenzabhängigkeit der Isolierung I2 identisch zu machen. In der Probe (b) erhielten die beiden Ferritplatten 121a und 121b und die Ferritplatten 126a und 126b insbesondere eine Dicke t von t = 0,234 mm. In der Probe (a) erhielten die Ferritplatten 121a und 121b dieselbe Dicke t = 0,234 mm wie jene der Probe (b), aber die Ferritplatten 126a und 126b erhielten eine Dicke t = 0,231 mm, die sich von jener der Probe (b) unterschied. Andererseits wurden die Proben (a) und (b) unter denselben Bedingungen gehalten, mit Ausnahme der Dicke der Ferritplatten.
  • Für die Proben (a) und (b) wurde das Isolierungsverhalten (d. h. die Isolierungen I1 und I2) der beiden Zirkulatorstufen gemessen. Für die Probe (a) wurden weiterhin die einzelnen Isolierungseigenschaften (d. h. die Isolierungen I1 und I2) (der einen Zirkulatorstufe) gemessen, bevor der erste Zirkulator A und der zweite Zirkulator B verbunden wurden. Von diesen Proben waren die Ferritplatten 121a und 121b oder die Ferritplatten 126a und 126b mit der Dicke t = 0,234 mm die Probe (c) und die Ferritplatten 126a und 126b mit der Dicke t = 0,231 mm waren die Probe (d).
  • Zum Messen der Isolierungsverhalten wurde ein Netzwerkanalysator für das Millimeterwellenband verwendet. In den Proben (a) und (b) wurde die Isolierung von (I1 + I2) von 75 bis 80 GHz zwischen dem Eingangsanschluss 122a und dem Ausgangsanschluss 129a durch Verbinden des Ports 1 und des Ports 2 des Netzwerkanalysators mit dem Eingangsanschluss 122a bzw. dem Ausgangsanschluss 129a gemessen. In den Proben (c) und (d) dagegen wurden die Isolierungen I1 und I2 von 75 bis 80 GHz zwischen den Eingangsanschlüssen der eingebenden dielektrischen Leiter 122 und 125b und den Ausgangsanschlüssen der ausgebenden dielektrischen Leiter 125a und 129 durch Verbinden des Ports 1 und des Ports 2 des Netzwerkanalysators mit dem Eingangsanschluss bzw. dem Ausgangsanschluss gemessen. Die Ergebnisse wurden in der graphischen Darstellung der 16 eingetragen.
  • 16 ist eine graphische Darstellung, die die Isolierungseigenschaften einer Stufe des ersten Zirkulators A oder des zweiten Zirkulators B, die den Millimeterwellenoszillator O konfigurieren, zeigt. Die Abszisse gibt die Frequenz (mit der Einheit GHz) an und die Ordinate gibt die Verstärkung (mit der Einheit dB) der Isolierung an. Kurven X geben repräsentative Messwerte der Isolierungseigenschaften der Probe (c) an und Kurven * geben repräsentative Messwerte der Isolierungseigenschaften der Probe (d) an. 17 ist eine graphische Darstellung, die die Isolierungseigenschaften der beiden Stufen des ersten Zirkulators A oder des zweiten Zirkulators B, die den Millimeterwellenoszillator O konfigurieren, zeigt. Die Abszisse und die Ordinate sind jenen der 16 ähnlich. Eine durchgezogene charakteristische Kurve gibt die repräsentativen Messwerte der Isolierungseigenschaften der Probe (a) an und eine gestrichelte charakteristische Kurve gibt die repräsentativen Messwerte der Isolierungseigenschaften der Probe (b) an.
  • Aus den Messergebnissen der Proben (c) und (d), die in 16 gezeigt sind, wird festgestellt, dass die Frequenzabhängigkeit der Isolierung I1 des ersten Zirkulators A und die Frequenzabhängigkeit der Isolierung I2 des zweiten Zirkulators 8 unterschiedlich gemacht wurden, indem die Dicke der Ferritplatten 211a und 121b des ersten Zirkulators A und die Dicke der Ferritplatten 126a und 126b des zweiten Zirkulators B unterschiedlich gemacht wurden. Insbesondere nimmt die Frequenz, die das Maximum der Isolierung einnimmt, 75,9 GHz in der Probe (c) an, aber die Frequenz, die das Maximum der Isolierung annimmt, nimmt in der Probe (d) 77,4 GHz an. Somit waren die durch die einzelnen Plots gezogenen charakteristischen Kurven unterschiedlich, um die Frequenzabhängigkeiten unterschiedlich zu machen.
  • Aus den Messergebnissen der Proben (a) und (b), die in 17 gezeigt sind, wird festgestellt, dass, damit die Frequenzbandbreite für die synthetisierte Isolierung von (I1 + I2) 30 dB oder mehr wird, sie breiter war als jene in dem Fall, in dem die Frequenzabhängigkeit der Isolierung I1 und die Frequenzabhängigkeit der Isolierung I2 identisch waren, indem diese Frequenzabhängigkeiten verschieden eingestellt wurden. Insbesondere betrug in der Probe (b), in der die Frequenzabhängigkeit der Isolierung I1 und die Frequenzabhängigkeit der Isolierung I2 identisch waren, die Frequenzbandbreite, in der die Isolierung von (I1 + I2) 30 dB oder höher war, 3,6 GHz. In der Probe (a), in der die Frequenzabhängigkeit der Isolierung I1 und die Frequenzabhängigkeit der Isolierung I2 unterschiedlich waren, betrug die Frequenz bandbreite, in der die Isolierung von (I1 + I2) 30 dB oder höher war, 4,0 GHz. Somit kann bestätigt werden, dass die Frequenzbandbreite für die Isolierung von 30 dB oder höher, die als der vorgegebene Wert der Isolierung eingestellt war, erweitert wurde.
  • Als nächstes wurden zwei Arten von Millimeterwellenoszillator durch Verbinden des spannungsgesteuerten Oszillators V, wie er in 14 und 15 gezeigt ist, mit dem Eingangsanschluss 122a der Probe (a) und (b) konfiguriert.
  • Indem die Millimeterwellenoszillatoren mit den eingebauten Proben (a) und (b) verwendet wurden, wurden die Millimeterwellenradarmodule konfiguriert, wie in 14 gezeigt ist, und wurden den Millimeterwellensende-/-empfangstests unterzogen. Zu diesem Zeitpunkt wurde in dem Millimeterwellenradarmodul mit der eingebauten Probe (a) die Betriebsmittelfrequenz auf 77,2 GHz eingestellt und das Millimeterwellenradarmodul wurde betrieben, indem die Oszillationsfrequenz des Millimeterwellenoszillators im Bereich von ±2 GHz rund um 77,2 GHz geändert wurde. Im Millimeterwellenradarmodul mit der eingebauten Probe (b) wurde die Betriebsmittelfrequenz auf 76,9 GHz eingestellt, und das Millimeterwellenradarmodul wurde betrieben, indem die Oszillationsfrequenz des Millimeterwellenoszillators im Bereich von ±2 GHz rund um 76,9 GHz geändert wurde.
  • Somit wurden die beiden Arten der Millimeterwellenradarmodule auf der im Wesentlichen identischen Betriebsmittelfrequenz in derselben Frequenzbandbreite betrieben. Das Millimeterwellenradarmodul mit der eingebauten Probe (a) konnte das Millimeterwellen-Senden/Empfangen stabil durchführen, aber das Millimeterwellenradarmodul mit der eingebauten Probe (b) war in der Oszillation des Millimeterwellenoszillators instabil, so dass das Radarmodul das zufrieden stellende Millimeterwellen-Senden/Empfangen nicht durchführen konnte. Es wurde bestätigt, dass Millimeterwellenradarmodul mit der eingebauten Probe (b) am Maximum eine Isolierung von (I1 + I2) hatte, die um 3 dB niedriger als 30 dB war. Dagegen wurde ebenfalls bestätigt, dass das Millimeterwellenradarmodul mit der eingebauten Probe (a) jederzeit eine Isolierung von (I1 + I2) von 30 dB oder mehr hatte, so dass das Radarmodul das Millimeterwellen-Senden/Empfangen stabil durchführen konnte.
  • Somit erhalten die Millimeterwellenradarmodule R1A und R2A, die die Hochfrequenz-Sender/Empfänger der achten und neunten Ausführungsform der Erfindung beispielhaft darstellen, die Fähigkeit zu hohen Leistungen, indem sie den Hochfrequenzoszillator mit hoher Isolierung besitzen. Des Weiteren werden die Isolierungsverhalten des spannungsgesteuerten Oszillators und der Sende-/Empfangsantennenseite oder der Sendeantenne über eine breitere Bandbreite verbessert. Als Ergebnis hiervon kann das stabile Millimeterwellen-Senden/Empfangen zuverlässig selbst dann durchgeführt werden, wenn die Fluktuation der Oszillationsfrequenz des Millimeterwellensignaloszillators hoch ist, wenn die Fluktuation durch die Umgebungstemperatur hoch ist oder wenn der Sendeausgang hoch ist.
  • Vorliegend sollte die Erfindung nicht auf die vorstehende Ausführungsform beschränkt werden, sondern kann in vielerlei Weise innerhalb des Umfangs modifiziert werden, ohne von ihrem Hauptinhalt abzuweichen. Beispielsweise können im Hochfrequenzoszillator der siebten Ausführungsform der erste und zweite Zirkulator, die so konfiguriert sind, dass sie die beiden Ferritplatten, die eingebenden dielektrischen Leiter und die ausgehenden dielektrischen Leiter aufweisen, durch die Kombination von zwei Stufen eines Faradayschen Isolators vom Drehtyp, eines Isolators vom Resonanzabsorptionstyp oder eines Isolators vom Feldverschiebungstyp ersetzt werden. In diesem Fall muss der nicht-reflektierende Abschlusswiderstand anders als der Zirkulator nicht mit einem Ende verbunden zu sein, so dass die Anzahl der Teile verringert ist, um das Zusammensetzen zu erleichtern. Des Weiteren können ähnliche Funktionen durch die beiden Anschlüsse realisiert werden, um dadurch die Größe zu verringern.
  • In einer anderen Konfiguration können die Ferritplatten 121a und 126a und die Ferritplatten 121b und 126b durch eine Halterung, die mit den Endflächen des eingebenden dielektrischen Leiters 122, des eingebenden/ausgebenden dielektrischen Leiters 125, der abschließenden dielektrischen Leiter 124 und 128 und des ausgebenden dielektrischen Leiters 129 verbunden ist, sowie in einem durch diese Halterung regulierten gleichmäßigen Abstand befestigt werden. In diesem Fall können die Frequenzabhängigkeiten der Isolierungen I1 und I2 auch durch Justieren der Größe oder dielektrischen Konstanten der Halterung justiert werden.
  • Als nächstes werden ein Hochfrequenzoszillator einer zehnten Ausführungsform der Erfindung und Hochfrequenz-Sender/Empfänger der elften und zwölften Ausführungsform der Erfindung unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen detailliert beschrieben.
  • 18 ist ein schematisches Blockschaltdiagramm, das den Hochfrequenz-Sender/Empfänger der elften Ausführungsform der Erfindung zeigt. 19 ist ein schematisches Blockschaltdiagramm, das den Hochfrequenz-Sender/Empfänger der zwölften Ausführungsform der Erfindung zeigt. In 18 und 19 bezeichnet das Bezugszeichen 231 einen Hochfrequenzoszillator, das Bezugszeichen 232 bezeichnet eine Verzweigungsvorrichtung, das Bezugszeichen 232a bezeichnet einen Eingangsanschluss, das Bezugszeichen 232b bezeichnet einen Eingangsanschluss, 232c den anderen Ausgangsanschluss, das Bezugszeichen 233 bezeichnet einen Modulator, das Bezugszei chen 234 bezeichnet einen Zirkulator, das Bezugszeichen 234a bezeichnet einen Eingangsanschluss, das Bezugszeichen 234b bezeichnet einen Ausgangsanschluss, das Bezugszeichen 234c bezeichnet den anderen Ausgangsanschluss, das Bezugszeichen 235 bezeichnet eine Sende-/Empfangsantenne, das Bezugszeichen 236 bezeichnet einen Mischer, das Bezugszeichen 237 bezeichnet einen Schalter, das Bezugszeichen 238 bezeichnet einen Isolator, das Bezugszeichen 239 bezeichnet eine Sendeantenne und das Bezugszeichen 240 bezeichnet eine Empfangsantenne.
  • Der Hochfrequenzoszillator der zehnten Ausführungsform der Erfindung ist so konfiguriert, dass er den vorgenannten Isolator 232 der fünften oder sechsten Ausführungsform der Erfindung und den spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 231 aufweist, der mit dem Eingangsanschluss 232a des Isolators 232 verbunden ist.
  • Der Isolator 232 und der spannungsgesteuerte Oszillator 231 können so durch eine Verbindungs-Übertragungsleitung einer korrekten Art verbunden werden, indem die Verbindungs-Übertragungsleitung nach Maßgabe der Art des spannungsgesteuerten Oszillators 231 ausgewählt wird, um den Verbindungsverlust auf ein Minimum zu senken. Wenn zum Beispiel der spannungsgesteuerte Oszillator 231 durch die MMIC konfiguriert ist, ist eine geeignete Übertragungsleitung ein planer Typ, wie zum Beispiel eine Mikrostreifenleitung oder eine koplanare Leitung. Des Weiteren kann dieselbe Übertragungsleitung wie jene Übertragungsleitung vom planaren Typ auch als die den Isolator 232 konfigurierende Übertragungsleitung verwendet werden. Im Fall eines Pillentyp-Gunndioden-Oszillators dagegen ist die Verbindungs-Übertragungsleitung bevorzugt durch den Wellenleiter oder den dielektrischen Wellenleiter beispielhaft veranschaulicht, die den Isolator 232 konfigurierende Übertragungsleitung ist bevorzugt nicht nur durch den Wellenleiter oder den dielektrischen Wellen leiter, sondern auch den nicht-strahlenden dielektrischen Wellenleiter veranschaulicht. Wenn der nicht-strahlende dielektrische Wellenleiter als Übertragungsleitung des Isolators 232 verwendet wird, kann ein Durchloch in einem Bereich eines der Flachplattenleiter des nicht-strahlenden dielektrischen Wellenleiters ausgebildet werden, in welchem Bereich das elektrische Feld einer Stehwelle im LSM-Modus des dielektrischen Leiters des nicht-strahlenden dielektrischen Wellenleiters hoch ist. Weiterhin kann ein Ende des Wellenleiters oder des dielektrischen Leiters mit jenem Durchloch verbunden sein und der Pillentyp-Gunndioden-Oszillator kann mit dem anderen Ende des Wellenleiters oder des dielektrischen Leiters verbunden sein.
  • Der zweite Hochfrequenzoszillator der zehnten Ausführungsform der Erfindung weist die vorgenannte Konfiguration auf, so dass der Isolator das zufrieden stellenden Isolierungsverhalten besitzt. Als Ergebnis hiervon kann der Isolator das instabile Hochfrequenzsignal, das zu dem spannungsgesteuerten Oszillator zurückgesendet wurde, ausreichend dämpfen, so dass der Isolator das Hochfrequenzsignal stabil in einem zufrieden stellenden Oszillationsausgang erzeugen kann.
  • Der Hochfrequenz-Sender/Empfänger der elften Ausführungsform der Erfindung, wie er im Blockschaltdiagramm der 18 gezeigt ist, umfasst einen Hochfrequenzoszillator 231, eine Verzweigungsvorrichtung 232, einen Modulator 233, einen Zirkulator 234, eine Sende-/Empfangsantenne 235 und einen Mischer 236. Der Hochfrequenzoszillator 231 erzeugt ein Hochfrequenzsignal. Die Verzweigungsvorrichtung 232 ist mit dem Hochfrequenzoszillator 231 verbunden, verzweigt ein Hochfrequenzsignal und gibt die verzweigten Signale an seinen einen Ausgangsanschluss 232b und seinen anderen Ausgangsanschluss 232c aus. Der Modulator 233 ist mit dem einen Ausgangsanschluss 232b verbunden und moduliert einen Anteil des Hochfrequenzsignals, um den modulierten Anteil als Hochfrequenz- Sendesignal auszugeben. Ferner sind beim Zirkulator 234 der erste Anschluss 234a, der zweite Anschluss 234b und der dritte Anschluss 234c rund um das Magnetelement angeordnet, und er gibt ein Hochfrequenzsignal, das aus einem der Anschlüsse in der aufgezählten Reihenfolge eingegeben wurde, aus einem nächsten Anschluss benachbart dem einen Anschluss aus. Im Zirkulator 234 ist der erste Anschluss 234a mit dem Ausgangsanschluss 233a des Modulators 233 verbunden. Die Sende-/Empfangsantenne 235 ist mit dem zweiten Anschluss 234b des Zirkulators 234 verbunden, überträgt das Hochfrequenz-Sendesignal und empfängt das Hochfrequenzsignal, das von dem zu erfassenden Objekt reflektiert und zurückgesendet wird. Der Mischer 236 ist zwischen dem anderen Ausgangsanschluss 232c und dem dritten Anschluss 234c des Zirkulators 234 verbunden. Des Weiteren mischt der Mischer 236 das zum anderen Ausgangsanschluss 232c ausgegebene Hochfrequenzsignal mit dem durch die Sende-/Empfangsantenne 235 empfangenen Hochfrequenzsignal und gibt das Zwischenfrequenzsignal aus. Im Übrigen weist der Hochfrequenzoszillator 231 eine Konfiguration gemäß dem vorgenannten Hochfrequenzoszillator der zehnten Ausführungsform der Erfindung auf.
  • In der bisher beschriebenen Konfiguration kann des Weiteren der Mischer 236 bevorzugt an seinem Ausgangsanschluss mit dem Schalter 237 zum EIN/AUS-Drehen (oder -Schalten) des Zwischenfrequenzsignals in Ansprechung auf das von außen kommende EIN/AUS-Steuersignal versehen sein. Der Hochfrequenz-Sender/Empfänger, wie er in 18 gezeigt ist, arbeitet wie der Hochfrequenz-Sender/Empfänger des Standes der Technik. Der zum Hochfrequenzoszillator 231 gehörende Isolator dämpft das Hochfrequenzsignal, das von der Seite des Modulators 233 oder des Mischers 236 zurückgekehrt ist, in hoher Isolierung. Selbst wenn ein Anteil des Hochfrequenz-Sendesignals, der durch den Modulator 233 pulsmoduliert worden ist, vom Zirkulator 234, der Sende-/Empfangsantenne 235, dem Mischer 236 oder dergleichen so reflektiert wird, dass das reflektierte Hochfrequenzsignal in verschiedenen Phasen oder Intensitäten zum Hochfrequenzoszillator 231 zurückgesendet wird, kann das Hochfrequenzsignal stabil mit einem zufrieden stellenden Oszillationsausgang durch den Hochfrequenzoszillator 231 erzeugt werden, so dass das leicht auf der Empfangsseite diskriminierte Hochfrequenzsignal gesendet werden kann.
  • Wenn der Mischer 236 an seinem Ausgangsanschluss mit dem Schalter 237 zum EIN/AUS-Drehen (oder -Schalten) des Zwischenfrequenzsignals in Ansprechung auf ein von außen kommendes EIN/AUS-Steuersignal versehen ist, kann ein Anteil des Hochfrequenz-Sendesignals aufgrund der unzureichenden Isolierung des Zirkulators 234 oder dergleichen aus dem Eingangsanschluss 234a des Zirkulators 234 zum anderen Ausgangsanschluss 234 streuen. Selbst bei dieser Streuung kann jedoch der Schalter 237 wirken, um das Zwischenfrequenzsignal für das gestreute Hochfrequenzsignal gegen ein Ausgeben zu blockieren. Daher kann das zu empfangende Hochfrequenzsignal auf der Empfangsseite leichter diskriminiert werden.
  • Weiterhin ist der Hochfrequenz-Sender/Empfänger der zwölften Ausführungsform der Erfindung, wie in dem Blockschaltdiagramm der 19 gezeigt, so konfiguriert, dass er einen Hochfrequenzoszillator 231, eine Verzweigungsvorrichtung 232, einen Modulator 233, einen Isolator 238, eine Sendeantenne 239, eine Empfangsantenne 240 und einen Mischer 236 umfasst. Der Hochfrequenzoszillator 231 erzeugt ein Hochfrequenzsignal. Die Verzweigungsvorrichtung 232 ist mit dem Hochfrequenzoszillator 231 verbunden, verzweigt ein Hochfrequenzsignal und gibt die verzweigten Signale an seinen einen Ausgangsanschluss 232b und seinen anderen Ausgangsanschluss 232c aus. Der Modulator 233 ist mit dem einen Ausgangsanschluss 232b verbunden und moduliert einen Anteil des Hochfrequenzsignals, um den modulierten Anteil als Hochfrequenz-Sendesignal auszugeben. Beim Isolator 238 ist ein Ende mit dem Ausgangsanschluss 233a des Modulators 233 verbunden und er gibt das Hochfrequenz-Sendesignal aus. Die Empfangsantenne 240 ist mit dem anderen Ausgangsanschluss 232c der Verzweigungsvorrichtung verbunden. Der Mischer 236 ist zwischen dem anderen Ausgangsanschluss 232c und der Empfangsantenne 240 verbunden. Des Weiteren mischt der Mischer 236 das zum anderen Ausgangsanschluss 232c ausgegebene Hochfrequenzsignal mit dem durch die Empfangsantenne 240 empfangenen Hochfrequenzsignal und gibt das Zwischenfrequenzsignal aus. Im Übrigen weist der Hochfrequenzoszillator 231 eine Konfiguration gemäß dem vorgenannten Hochfrequenzoszillator der zehnten Ausführungsform der Erfindung auf.
  • In der bisher beschriebenen Konfiguration kann weiterhin der Mischer 236 vorzugsweise an seinem Ausgangsanschluss mit dem Schalter 237 zum EIN/AUS-Drehen (oder -Schalten) des Zwischenfrequenzsignals in Ansprechung auf das von außen kommende EIN/AUS-Steuersignal versehen sein.
  • Der Hochfrequenz-Sender/Empfänger, wie er in 19 gezeigt ist, wirkt wie der in 18 gezeigte Hochfrequenz-Sender/Empfänger. Der zum Hochfrequenzoszillator 231 gehörende Isolator dämpft das Hochfrequenzsignal, das von der Seite des Modulators 233 oder dem Mischer 236 zurückgesendet wurde, mit hoher Isolierung. Selbst wenn ein Anteil des Hochfrequenz-Sendesignals, der durch den Modulator 233 pulsmoduliert worden ist, von der Sende-/Empfangsantenne 235 oder dergleichen so reflektiert wird, dass das reflektierte Hochfrequenzsignal in verschiedenen Phasen oder Intensitäten zum Hochfrequenzoszillator 231 zurückgesendet wird, kann das Hochfre quenzsignal stabil mit einer zufrieden stellenden Oszillationsausgabe durch den Hochfrequenzoszillator 231 erzeugt werden, so dass das leicht auf der Empfangsseite diskriminierte Hochfrequenzsignal gesendet werden kann.
  • Des Weiteren wirkt der zwischen dem Modulator 233 und der Sendeantenne 239 verbundenen Isolator, um das in verschiedenen Phasen oder Intensitäten zum Modulator 233 zurückgesendete Hochfrequenzsignal zu dämpfen, um dadurch den Modulator 233 stabil zu betreiben.
  • Wenn der Mischer 236 an seinem Ausgangsanschluss mit dem Schalter 237 zum EIN/AUS-Drehen (oder -Schalten) des Zwischenfrequenzsignals in Ansprechung auf ein von außen kommendes EIN/AUS-Steuersignal versehen ist, kann ein Anteil des Hochfrequenz-Sendesignals aufgrund der unzureichenden Isolierung zwischen der Sendeantenne 239 und der Empfangsantenne 240 zur Empfangsantenne 240 streuen. Selbst bei dieser Streuung kann jedoch der Schalter 237 wirken, um das Zwischenfrequenzsignal für das Hochfrequenzsignal, das gestreut hat, zu blockieren. Daher kann das zu empfangende Hochfrequenzsignal auf der Empfangsseite leichter diskriminiert werden.
  • In der Erfindung ist das als das Hochfrequenzsignal zu verwendende Frequenzband nicht nur für das Millimeterwellenband, sondern auch für das Mikrowellenband oder ein niedrigeres Frequenzband wirksam.
  • Vorliegend werden die Radarvorrichtung der Erfindung, ein mit der Radarvorrichtung versehenes Kraftfahrzeug und ein mit der Radarvorrichtung versehenes kleines Boot beschrieben.
  • Die Radarvorrichtung der Erfindung umfasst irgendeinen der Hochfrequenz-Sender/Empfänger der achten, neunten und zwölften Ausführungsform der Erfindung und einen Bereichsinformationsdetektor zur Verarbeitung eines Zwischenfrequenzsignals, das aus dem Hochfrequenz-Sender/Empfänger ausgegeben wird, sowie zum Erfassen von Bereichsinformation eines Objekts.
  • Da die erfindungsgemäße Radarvorrichtung wie vorstehend angegeben konfiguriert ist, sendet der Hochfrequenz-Sender/Empfänger das zufrieden stellende Hochfrequenzsignal, das leicht auf der Empfangsseite erkannt wird. Somit kann die Radarvorrichtung zur Verfügung gestellt werden, die ein Objekt schnell und zuverlässig und aus geringer Entfernung oder ein weit entferntes Objekt zuverlässig erfassen kann.
  • Des Weiteren umfasst das mit der Radarvorrichtung versehene Fahrzeug der Erfindung die vorgenannte erfindungsgemäße Radarvorrichtung, und die Radarvorrichtung wird zum Erfassen des Objekts eingesetzt.
  • Mit dieser Konfiguration kann das mit der Radarvorrichtung versehene Fahrzeug der Erfindung, wie das mit der Radarvorrichtung versehene Fahrzeug des Standes der Technik, das Verhalten des Fahrzeugs auf der Basis der durch die Radarvorrichtung erfassten Bereichsinformation steuern oder den Fahrer durch ein Geräusch, ein Licht oder eine Vibration davor warnen, dass die Radarvorrichtung ein Hindernis auf der Straße oder ein anderes Fahrzeug erfasst hat. In dem mit der Radarvorrichtung versehenen Fahrzeug der Erfindung erfasst die Radarvorrichtung das Objekt, wie zum Beispiel das Hindernis auf der Straße oder ein anderes Fahrzeug, schnell und zuverlässig, so dass die Vorrichtung eine korrekte Steuerung des Fahr zeugs gestatten kann und dem Fahrer eine korrekte Warnung geben kann, ohne ein abruptes Verhalten im Fahrzeug zu bewirken.
  • Andererseits umfasst das mit der Radarvorrichtung versehene kleine Boot die vorgenannte erfindungsgemäße Radarvorrichtung und die Radarvorrichtung wird zum Erfassen des Objekts eingesetzt.
  • Wie das mit der Radarvorrichtung versehene Fahrzeug des Standes der Technik wirkt das so konfigurierte, mit der Radarvorrichtung versehene kleine Boot der Erfindung, um das Verhalten des kleinen Boots auf der Basis der von der Radarvorrichtung erfassten Bereichsinformation zu steuern oder den Fahrer durch Geräusch, Licht oder Vibration davor zu warnen, dass das kleine Boot ein Hindernis, wie zum Beispiel einen versunkenen Felsen, ein anderes Schiff oder ein anderes kleines Boot erfasst hat. In dem mit der Radarvorrichtung versehenen kleinen Boot der Erfindung erfasst die Radarvorrichtung das Objekt, wie etwa das Hindernis, zum Beispiel den versunkenen Felsen, ein anderes Schiff oder ein anderes kleines Boot, schnell und zuverlässig, so dass die Radarvorrichtung den Fahrer wegen einer korrekten Steuerung und wegen einer korrekten Warnung warnen kann, ohne ein abruptes Verhalten in dem kleinen Boot zu bewirken.
  • Somit kann die Erfindung einen Isolator vom Zirkulatortyp zur Verfügung stellen, in dem der nicht-reflektierende Abschlusswiderstand mit einer der eingebenden/ausgebenden Übertragungsleitungen des Zirkulators verbunden ist, und der verbesserte Isolierungsverhalten besitzt.
  • Des Weiteren kann die Erfindung einen Hochfrequenzoszillator, der die Frequenzbandbreite zum Halten einer Isolierung auf einem vorgegebenen Pegel oder höher und eine Frequenzbandbreite für stabile Oszillationen erweitern kann und der stabil wirken kann, selbst wenn die Frequenzeigenschaften des Hochfrequenzoszillators durch die verwendete Umgebungstemperatur beeinflusst werden, sowie einen den Hochfrequenzoszillator verwendenden Hochleistungs-Hochfrequenz-Sender/Empfänger zur Verfügung stellen.
  • Weiterhin kann die Erfindung noch eine Radarvorrichtung, die einen solchen Hochleistungs-Hochfrequenz-Sender/Empfänger aufweist, ein mit der Radarvorrichtung versehenes Fahrzeug und ein mit der Radarvorrichtung versehenes kleines Boot zur Verfügung stellen, in denen die Radarvorrichtung eingebaut ist.
  • Als nächstes werden die Hochfrequenz-Sender/Empfänger der dreizehnten, vierzehnten und fünfzehnten Ausführungsform der Erfindung in Verbindung mit einem Hochfrequenz-Sender/Empfänger zum Senden/Empfangen eines Hochfrequenzsignals eines Millimeterwellenbands unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen detailliert beschrieben.
  • 20 und 21 sind ein schematisches Blockschaltdiagramm bzw. eine Draufsicht von oben, die den Hochfrequenz-Sender/Empfänger der dreizehnten Ausführungsform der Erfindung zeigen. 22 ist ein schematisches Blockschaltdiagramm, das den Hochfrequenz-Sender/Empfänger der vierzehnten Ausführungsform der Erfindung zeigt. 23 und 24 sind ein schematisches Blockdiagramm bzw. eine Draufsicht von oben, die den Hochfrequenz-Sender/Empfänger der fünfzehnten Ausführungsform der Erfindung zeigen.
  • In 20 bis 24 bezeichnet das Bezugszeichen 301 einen Millimeterwellenoszillator als den Hochfrequenzoszillator, das Bezugszeichen 302 bezeichnet eine Verzweigungsvorrichtung, das Bezugszeichen 302' bezeichnet einen ersten Zirkulator, das Bezugszeichen 303 bezeichnet einen Pulsmodulator als den Modulator, das Bezugszeichen 304 bezeichnet einen Zirkulator (d. h. einen zweiten Zirkulator in dem Hochfrequenz-Sender/Empfänger der fünfzehnten Ausführungsform der in 23 und 24 gezeigten Erfindung), das Bezugszeichen 305 bezeichnet eine Sende-/Empfangsantenne, das Bezugszeichen 306 bezeichnet einen Mischer, das Bezugszeichen 302a bezeichnet einen Eingangsanschluss, das Bezugszeichen 302b bezeichnet einen Ausgangsanschluss, das Bezugszeichen 302c bezeichnet den anderen Ausgangsanschluss, das Bezugszeichen 303a bezeichnet einen Eingangsanschluss, das Bezugszeichen 303b bezeichnet einen Ausgangsanschluss, die Bezugszeichen 302'a und 304a bezeichnen erste Anschlüsse, die Bezugszeichnen 302'b und 304b bezeichnen zweite Anschlüsse, die Bezugszeichen 302'c und 304c bezeichnen dritte Anschlüsse, das Bezugszeichen 1 bezeichnet einen parallelen Flachplattenleiter, die Bezugszeichen 314 und 315 bezeichnen Ferritplatten, die Bezugszeichen 316 und 346 bezeichnen erste dielektrische Leiter, die Bezugszeichen 317 und 347 bezeichnen zweite dielektrische Leiter, die Bezugszeichen 318 und 348 bezeichnen dritte dielektrische Leiter, die Bezugszeichen 319 und 349 bezeichnen vierte dielektrische Leiter, die Bezugszeichen 320 und 350 bezeichnen fünfte dielektrische Leiter, die Bezugszeichen 321 und 351 bezeichnen sechste dielektrische Leiter, das Bezugszeichen bezeichnen einen nicht-reflektierenden Abschlusswiderstand, die Bezugszeichen 314a und 315a bezeichnen erste Verbindungsabschnitte, die Bezugszeichen 314b und 315b bezeichnen zweite Verbindungsabschnitte, die Bezugszeichen 314c und 315c bezeichnen dritte Verbindungsabschnitte, das Bezugszeichen 330 bezeichnet ein Substrat, das in dem nicht-reflektierenden Pulsmodulator 303 vom dielektrischen Leitertyp oder einem Mischer 306 zu verwenden ist, das Bezugszeichen 331 bezeichnet eine auf der Oberfläche des Substrats 330 ausgebildete Vorspannungszufuhrleitung vom Drosseltyp, das Bezugszeichen 332 bezeichnet einen Verbindungsanschluss, der an einem unterbrochenen Bereich in der Mitte des Wegs der Vorspannungszufuhrleitung 331 vom Drosseltyp ausgebildet ist, das Bezugszeichen 333 bezeichnet eine Diode als Hochfrequenz-Modulationselement und das Bezugszeichen 334 bezeichnet eine Diode als das Hochfrequenz-Erfassungselement.
  • In dem in 23 gezeigten Blockschaltdiagramm dagegen steht der Buchstabe I1 für einen Eingangsanschluss des Mischers 306, d. h. einen Eingangsanschluss (d. h. einen Eingangsanschluss auf der RF-Seite des Mischers 306) zum Eingeben eines Millimeterwellensignals RF_S, das durch die Sende-/Empfangsantenne 305 empfangen wird, und der Buchstabe I2 steht für den anderen Eingangsanschluss des Mischers 306, d. h. einen Eingangsanschluss (d. h. einen Eingangsanschluss auf der lokalen Seite des Mischers 306) zum Eingeben eines lokalen Signals LO. Vorliegend ist das lokale Signal LO ein Millimeterwellensignal, das durch den Millimeterwellenoszillator 301 ausgegeben und in das Millimeterwellenradar zum Mischer 306 eingegeben wird. Der Eingangsanschluss I1 befindet sich auf der RF-Seite und der Eingangsanschluss I2 befindet sich auf der lokalen (LO) Seite.
  • In dem in 23 gezeigten Blockschaltdiagramm dagegen steht der Buchstabe RF_N für jenen Anteil eines Millimeterwellen-Sendesignals, der durch den Pulsmodulator 303 pulsiert wird und der als das pulsierte nicht notwendige Millimeterwellensignal zu einem Eingangsanschluss I1 des Mischers 306 streut, und der Buchstabe RF_S steht für das Millimeterwellensignal, das durch die Sende-/Empfangsantenne 305 empfangen wird und das in einen Eingangsanschluss I1 des Mischers 306 eingegeben wird.
  • Das lokale Signal LO ist das Millimeterwellensignal, das aus dem Millimeterwellenoszillator 301 ausgegeben und durch den ersten Zirku lator 302' zum anderen Eingangsanschluss I2 des Mischers 306 eingegeben wird.
  • Der Buchstabe IF_OUT steht für das Zwischenfrequenzsignal, das aus dem Ausgangsanschluss des Mischers 306 auszugeben ist. Insbesondere wird das Zwischenfrequenzsignal IF_OUT hergestellt durch Mischen des Millimeterwellensignals (d. h. der Millimeterwellensignale RF_S und RF_N), das in den Eingangsanschluss I1 des Mischers 306 eingegeben wird, mit dem Millimeterwellensignal (d. h. dem lokalen Signal LO), das in den Lokalseiten-Eingangsanschluss I2 des Mischers 306 eingegeben wird, und es wird aus dem Ausgangsanschluss des Mischers 306 ausgegeben.
  • Der Hochfrequenz-Sender/Empfänger der dreizehnten Ausführungsform der Erfindung umfasst, wie im Blockschaltdiagramm der 20 gezeigt ist, den Millimeterwellenoszillator 301, die Verzweigungsvorrichtung 302, den Pulsmodulator 303, den Zirkulator 304, die Sende-/Empfangsantenne 305 und den Mischer 306. Der Millimeterwellenoszillator 301 erzeugt das Millimeterwellensignal. Die Verzweigungsvorrichtung 302 ist mit dem Millimeterwellenoszillator 301 verbunden, verzweigt ein Millimeterwellensignal und gibt die verzweigten Millimeterwellensignale an den einen Ausgangsanschluss 302b und den anderen Ausgangsanschluss 302c aus. Der Pulsmodulator 303 ist mit dem einen Ausgangsanschluss 302b verbunden, moduliert das Millimeterwellensignal, das zu dem einen Ausgangsanschluss 302b verzweigt wurde, und gibt das modulierte Millimeterwellensignal aus. Beim Zirkulator 304 sind der erste Anschluss 304a, der zweite Anschluss 304b und der dritte Anschluss 304c rund um das Magnetelement angeordnet, und er gibt das Millimeterwellensignal, das aus einem Anschluss in der aufgezählten Reihenfolge eingegeben wurde, aus einem dem einen Anschluss benachbarten nächsten Anschluss aus. Des Weiteren wird im Zirkulator 304 der Ausgang des Pulsmodulators 303 in den ersten Anschluss 304a eingegeben. Die Sende-/Empfangsantenne 305 ist mit dem zweiten Anschluss 304b des Zirkulators 304 verbunden. Der Mischer 306 ist zwischen dem anderen Ausgangsanschluss 302c der Verzweigungsvorrichtung 302 und dem dritten Anschluss 304c des Zirkulators 304 verbunden. Des Weiteren mischt der Mischer 306 das zum anderen Ausgangsanschluss 302c verzweigte Millimeterwellensignal mit dem durch die Sende-/Empfangsantenne 305 empfangenen Millimeterwellensignal und gibt ein Zwischenfrequenzsignal aus. Im Hochfrequenz-Sender/Empfänger der Ausführungsform ist die Leitungslänge zwischen der Verzweigungsvorrichtung 302 und dem Pulsmodulator 303 oder die Leitungslänge zwischen der Verzweigungsvorrichtung 302 auf der Seite des Mischers 306 und des Pulsmodulators 303 so eingestellt, dass δ = ± π, wobei δ für eine Phasendifferenz in einer Mittelfrequenz zwischen einem Signal Wa2, das ein Millimeterwellensignal ist, das durch den Pulsmodulator 303 im AUS-Zustand geht, und einem Signal Wb2 steht, das ein Millimeterwellensignal ist, das durch den Mischer 306 und den Zirkulator 304 aus dem anderen Ausgangsanschluss 302c der Verzweigungsvorrichtung 302 zum Ausgangsanschluss 303b des Pulsmodulators 303 geht und von dem Ausgangsanschluss 303b des Pulsmodulators 303 reflektiert wird.
  • Andererseits benutzt der Hochfrequenz-Sender/Empfänger der dreizehnten Ausführungsform der Erfindung, der in 20 gezeigt ist, den nicht-strahlenden dielektrischen Wellenleiter (der auch als „NRD-Leiter" bezeichnet wird) als Hochfrequenz-Übertragungsleitung zum Verbinden der vorstehend angeführten einzelnen Konfigurationskomponenten. In einer grundlegenden Konfiguration jenes nicht-strahlenden dielektrischen Wellenleiters, wie sie in einer perspektivischen Teilaufrissansicht in 4 gezeigt ist, ist der dielektrische Leiter 3 von rechteckigem Schnitt zwischen den parallelen Flachplattenleitern 1 und 2 angeordnet, die parallel mit einem vorgegebenen Abstand a angeordnet sind, wie er durch a ≤ λ/2 für die Wellenlänge λ des Millimeterwellensignals definiert ist. Als Ergebnis hiervon kann das Millimeterwellensignal ohne einen wesentlichen Verlust im dielektrischen Leiter 3 durch Eliminieren des Eindringens des Rauschens von außen in den dielektrischen Leiter 3 und der Strahlung des Millimeterwellensignals nach außen verbreitet werden. Vorliegend ist die Wellenlänge 1 eine Wellenlänge des Millimeterwellensignals in der Luft (oder dem freien Raum) für die Frequenz im Gebrauch.
  • Insbesondere umfasst der in 20 gezeigte Hochfrequenz-Sender/Empfänger der dreizehnten Ausführungsform der Erfindung, wie in der Draufsicht von oben der 21 gezeigt ist, zwei der Flachplattenleiter 1 (obwohl der andere nicht gezeigt ist), den ersten dielektrischen Leiter 316, den Millimeterwellenoszillator 301, den Pulsmodulator 303, einen zweiten dielektrischen Leiter 317, den Zirkulator 304, den dritten dielektrischen Leiter 318, den vierten dielektrischen Leiter 319, die Sende-/Empfangsantenne 305, den fünften dielektrischen Leiter 320, den nicht-reflektierenden Abschlusswiderstand 322 und den Mischer 306. Die zwei parallelen Flachplattenleiter 1 sind parallel in einem Abstand von einer halben Wellenlänge eines Millimeterwellensignals oder weniger angeordnet. Der erste dielektrische Leiter 316 ist zwischen den parallelen Flachplattenleitern 1 angeordnet. Der Millimeterwellenoszillator 301 ist zwischen den parallelen Flachplattenleitern 1 angeordnet, mit dem einen Ende des ersten dielektrischen Leiters 316 verbunden, frequenzmoduliert das aus der Hochfrequenzdiode ausgegebene Millimeterwellensignal, verbreitet es und gibt das modulierte Signal als das Millimeterwellensignal durch den ersten dielektrischen Leiter 316 aus. Der Pulsmodulator 303 ist zwischen den parallelen Flachplattenleitern 1 angeordnet, mit dem anderen Ende des ersten dielektrischen Leiters 316 verbunden und reflektiert das Millimeterwellensignal zur Seite des Eingangsanschlusses 303a oder gibt das Millimeterwellensignal zur Seite des Ausgangsanschlusses 303b in Ansprechung auf ein Pulssignal durch. Der zweite dielektrische Leiter 317 ist zwischen den parallelen Flachplattenleitern 1 angeordnet und sein eines Ende ist mit dem Ausgangsanschluss 303b des Pulsmodulators 303 verbunden.
  • Der Zirkulator 304 ist zwischen den parallelen Flachplattenleitern 1 angeordnet, hat die Ferritplatten 315 parallel mit dem parallelen Flachplattenleiter 1 und den ersten Anschluss 315a, den zweiten Anschluss 315b und den dritten Anschluss 315c am Umfangsrandbereich der Ferritplatten 315 angeordnet und gibt das aus einem der Anschlüsse in der aufgezählten Reihenfolge eingegebene Millimeterwellensignal aus einem dem einen Anschluss benachbarten nächsten Anschluss aus. Des Weiteren ist im Zirkulator 304 der erste Anschluss 315a mit dem anderen Ende des zweiten dielektrischen Leiters 317 verbunden. Der dritte dielektrische Leiter 318 ist zwischen den parallelen Flachplattenleitern 1 angeordnet, die am Umfangsrandbereich der Ferritplatte 315 des Zirkulators 304 radial angeordnet sind, und sein eines Ende ist mit dem zweiten Anschluss 315b verbunden. Der vierte dielektrische Leiter 319 ist zwischen den parallelen Flachplattenleitern 1 angeordnet, die am Umfangsrandbereich der Ferritplatte 315 des Zirkulators 304 radial angeordnet sind, und sein eines Ende ist mit dem dritten Anschluss 315c verbunden. Die Sende-/Empfangsantenne 305 ist zwischen den parallelen Flachplattenleitern 1 angeordnet und mit dem anderen Ende des dritten dielektrischen Leiters 318 verbunden. Der fünfte dielektrische Leiter 320 ist zwischen den parallelen Flachplattenleitern 1 angeordnet und in der Mitte seines Wegs nahe der Mitte des Wegs des ersten dielektrischen Leiters 316 angeordnet oder mit der Mitte des Wegs des ersten dielektrischen Leiters 316 verbunden und verzweigt und verbreitet einen Anteil des Millimeterwellensignals, das durch den ersten dielektrischen Leiter 316 verbreitet wurde. Der nicht-reflektierende Abschlusswiderstand 322 ist zwischen den parallelen Flachplattenlei tern 1 angeordnet und mit einem Ende des fünften dielektrischen Leiters 320 auf der Seite des Millimeterwellenoszillators 301 verbunden. Der Mischer 306 ist zwischen den parallelen Flachplattenleitern 1 angeordnet und zwischen dem anderen Ende des vierten dielektrischen Leiters 319 und dem anderen Ende des fünften dielektrischen Leiters 320 verbunden. Der Mischer 306 empfängt auch das aus dem fünften dielektrischen Leiter 320 eingegebene Millimeterwellensignal an der Sende-/Empfangsantenne 305 zum Mischen des aus dem Zirkulator 304 eingegebenen Millimeterwellensignals, um dadurch das Zwischenfrequenzsignal auszugeben.
  • In dem Hochfrequenz-Sender/Empfänger der Ausführungsform ist die Gesamtleitungslänge der Leitungslänge (die der Leitungslänge zwischen der Verzweigungsvorrichtung 302 und dem Pulsmodulator 303 entspricht) von dem Bereich (der die Verzweigungsvorrichtung 302 konfiguriert), an dem der erste dielektrische Leiter 316 und der fünfte dielektrische Leiter 320 nahe beieinander angeordnet oder miteinander verbunden sind, bis zum anderen Ende des ersten dielektrischen Leiters 316, oder der Leitungslänge von jenem Bereich, an dem der erste dielektrische Leiter 316 und der fünfte dielektrische Leiter 320 nahe beieinander angeordnet oder miteinander verbunden sind, bis zum anderen Ende des fünften dielektrischen Leiters 320, der Leitungslänge des vierten dielektrischen Leiters 319 und des zweiten dielektrischen Leiters 317 so eingestellt, dass δ = ± π, wobei δ für eine Phasendifferenz in einer Mittelfrequenz zwischen einem Signal Wa2, das ein Millimeterwellensignal ist, das durch den Pulsmodulator 303 im AUS-Zustand geht, und einem Signal Wb2 steht, das ein Millimeterwellensignal ist, das durch den Mischer 306, den vierten dielektrischen Leiter 319 und den Zirkulator 304 aus dem fünften dielektrischen Leiter 320 in dem nahe angeordneten oder verbundenen Bereich des ersten dielektrischen Leiters 316 und des fünften dielektrischen Leiters 320 zum Ausgangsanschluss 303b des Pulsmodulators 303 geht und das von dem Ausgangsanschluss 303b des Pulsmodulators 303 reflektiert wird. Der erste dielektrische Leiter 316 und der fünfte dielektrische Leiter 320 konfigurieren die Verzweigungsvorrichtung 302 an dem nahe angeordneten Bereich oder dem verbundenen Bereich.
  • Der erste Anschluss 315a, der zweite Anschluss 315b und der dritte Anschluss 315c in 21 entsprechen jeweils dem ersten Anschluss 304a, dem zweiten Anschluss 304b und dem dritten Anschluss 403c in 20.
  • In dieser Konfiguration, wie in der perspektivischen Ansicht der 25 gezeigt ist, fügt der Pulsmodulator 303 einen solchen pulsmodulierenden Bereich zwischen den ersten dielektrischen Leiter 316 und den zweiten dielektrischen Leiter 317 ein, dass die Diode 333, die als Hochfrequenz-Modulierelement dient, mit dem Verbindungsanschluss 332 verbunden ist, der in dem unterbrochenen Bereich in der Mitte des Wegs der auf der Oberfläche des Substrats 330 ausgebildeten Vorspannungszufuhrleitung 331 vom Drosseltyp ausgebildet ist, so dass das aus dem erste dielektrischen Leiter 316 ausgegebene Millimeterwellensignal auf die Diode 333 fällt. In dieser Konfiguration kann die Diode 333 als das Hochfrequenz-Modulationselement durch die PIN-Diode beispielhaft veranschaulicht werden.
  • Dieser Pulsmodulator vom Übertragungstyp ist für den Pulsmodulator 303 im erfindungsgemäßen Hochfrequenz-Sender/Empfänger geeignet. Des Weiteren kann dieser Pulsmodulator vom Übertragungstyp durch einen Schalter, wie zum Beispiel einen Halbleiterschalter oder einen MEMS (mikroelektro-mechanisches System), der das Hochfrequenzsystem senden oder reflektierten kann, ersetzt werden.
  • Wie in der perspektivischen Ansicht der 26 gezeigt ist, verbindet der Mischer 306 einen solchen Millimeterwellen-Erfassungsbereich einzeln mit dem vierten dielektrischen Leiter 319 und dem fünften dielektrischen Leiter 320, so dass die Diode 334, die als Hochfrequenz-Modulationselement dient, mit dem Verbindungsabschluss 332 verbunden ist, das in dem unterbrochenen Bereich in der Mitte des Wegs der auf den einzelnen Oberflächen der beiden Substrate 330 ausgebildeten Vorspannungszufuhrleitung 331 vom Drosseltyp ausgebildet ist, so dass die aus dem vierten dielektrischen Leiter 319 und dem dielektrischen Leiter 320 ausgegebenen Millimeterwellensignale auf den einzelnen Dioden 334 einfallen. Gleichzeitig sind die Mitte des Wegs des vierten dielektrischen Leiters 319 und die Mitte des Wegs des fünften dielektrischen Leiters 320 so nahe beieinander angeordnet oder miteinander verbunden, dass der vierte dielektrische Leiter 319 und der fünfte dielektrische Leiter 320 miteinander elektromagnetisch gekoppelt sein können. In dieser Konfiguration können die Dioden 334 als die Hochfrequenz-Erfassungselemente durch die Schottky-Dioden beispielhaft veranschaulicht sein.
  • Um die Phasendifferenz δ auf δ = ± π einzustellen, kann weiterhin die Leitungslänge des zweiten dielektrischen Leiters 317 so verkürzt werde, dass die Leitungslänge des ersten dielektrischen Leiters 316 verlängert wird, oder die Leitungslänge des zweiten dielektrischen Leiters 317 kann so verlängert werden, dass die Leitungslänge der ersten dielektrischen Leiters 316 verkürzt wird. Somit braucht die Anordnung der Schaltungselemente außer dem Pulsmodulator 303 nicht verändert zu werden, so dass die Justierung einfach gemacht werden kann. In diesem Fall wird die Position des Bereichs (d. h. des Bereichs zum Konfigurieren der Verzweigungsvorrichtung 302), an dem der erste dielektrische Leiter 316 und der fünfte dielektrische Leiter 320 nahe beieinander angeordnet oder miteinander verbunden sind, nicht verändert.
  • Der so konfigurierte Hochfrequenz-Sender/Empfänger der dreizehnten Ausführungsform der Erfindung, wie er in 20 und 21 gezeigt ist, arbeitet wie der Hochfrequenz-Sender/Empfänger des Standes der Technik. Zu diesem Zeitpunkt ist jedoch die Leitungslänge zwischen der Verzweigungsvorrichtung 302 und dem Pulsmodulator 303 oder die Leitungslänge zwischen der Verzweigungsvorrichtung 302 auf der Seite des Mischers 306 und dem Pulsmodulator 303 so eingestellt, dass δ = ± π, wobei δ für eine Phasendifferenz in einer Mittelfrequenz zwischen einem Signal Wa2, das ein Millimeterwellensignal ist, das durch den Pulsmodulator 303 im AUS-Zustand geht, und einem Signal Wb2 steht, das ein Millimeterwellensignal ist, das durch den Mischer 306 und den Zirkulator 304 aus dem anderen Ausgangsanschluss 302c der Verzweigungsvorrichtung 302 zum Ausgangsanschluss 303b des Pulsmodulators 303 geht und von dem Ausgangsanschluss 303b des Pulsmodulators 303 reflektiert wird. Als Ergebnis hiervon werden die Signale Wal und Wb2 in entgegengesetzten Phasen zwischen dem Ausgangsanschluss 303b des Pulsmodulators 303 und dem Zirkulator 304 so synthetisiert, dass sie einander aufheben und wirksam dämpfen. Wenn daher der Pulsmodulator 303 AUS ist, kann das EIN/AUS-Verhältnis des Sendeausgangs verbessert werden, während die Übertragung des Anteils des Millimeterwellen-Sendesignals als dem nicht notwendigen Signal unterdrückt wird, wodurch die Sende-/Empfangsleistung verbessert wird.
  • Als nächstes umfasst der Hochfrequenz-Sender/Empfänger der vierzehnten Ausführungsform der Erfindung, wie in 22 gezeigt ist, den Millimeterwellenoszillator 301, die Verzweigungsvorrichtung 302, den Pulsmodulator 303, den Zirkulator 304, die Sende-/Empfangsantenne 305 und den Mischer 306. Der Millimeterwellenoszillator 301 erzeugt das Millimeterwellensignal. Die Verzweigungsvorrichtung 302 ist mit dem Millimeterwellenoszillator 301 verbunden, verzweigt ein Millimeterwellensignal und gibt die verzweigten Millimeterwellensignale an den einen Ausgangsanschluss 302b und den anderen Ausgangsanschluss 302c aus. Der Pulsmodulator 303 ist mit dem einen Ausgangsanschluss 302b verbunden und moduliert das Millimeterwellensignal, das zu dem einen Ausgangsanschluss 302b verzweigt wurde, und gibt das modulierte Millimeterwellensignal aus. Beim Zirkulator 304 sind der erste Anschluss 304a, der zweite Anschluss 304b und der dritte Anschluss 304c rund um ein Magnetelement angeordnet, und er gibt das Millimeterwellensignal, das aus einem der Anschlüsse in der aufgezählten Reihenfolge eingegeben wurde, aus einem dem einen Anschluss benachbarten nächsten Anschluss aus. Des Weiteren wird im Zirkulator 304 der Ausgang des Pulsmodulators 303 in den ersten Anschluss 304a eingegeben. Die Sende-/Empfangsantenne 305 ist mit dem zweiten Anschluss 304b des Zirkulators 304 verbunden.
  • Der Mischer 306 ist zwischen dem anderen Ausgangsanschluss 302c der Verzweigungsvorrichtung 302 und dem dritten Anschluss 304c des Zirkulators 304 verbunden. Des Weiteren mischt der Mischer 306 das zum anderen Ausgangsanschluss 302c verzweigte Millimeterwellensignal mit dem durch die Sende-/Empfangsantenne 305 empfangenen Millimeterwellensignal und gibt das Zwischenfrequenzsignal aus. Im Hochfrequenz-Sender/Empfänger der Ausführungsform wird das Verzweigungsverhältnis R der Verzweigungsvorrichtung 302 durch R = Pb1/Pa1 (R: eine reale Zahl von 0 oder höher) ausgedrückt und auf R < 1 eingestellt, worin Wa1 ein Millimeterwellensignal ist, das zu einem Ausgangsanschluss 302b der Verzweigungsvorrichtung 302 auszugeben ist, und Pa1 dessen Intensität ist (Einheit: Watt), Wb1 ein Millimeterwellensignal ist, das an den anderen Ausgangsanschluss 302c der Verzweigungsvorrichtung 302 auszugeben ist, und Pb1 dessen Intensität ist (Einheit: Watt).
  • In der bisher beschriebenen Konfiguration ist es des Weiteren bevorzugt, dass das Verzweigungsverhältnis R auf R = A1/(B1·B2·B3) eingestellt ist, worin A1, B1, B2 und B3 für einen Sendekoeffizienten des Millimeterwellensignals, das durch den Pulsmodulator 303 im AUS-Zustand zu übertragen ist, bzw. einen Sendekoeffizienten des Millimeterwellensignals, das zwischen den beiden Eingangsanschlüssen des Mischers 306 zu übertragen ist, bzw. einen Sendekoeffizienten des Millimeterwellensignals, das zwischen dem dritten Anschluss 304c und dem ersten Anschluss 304a des Zirkulators 304 zu übertragen ist, bzw. einen Reflexionskoeffizienten des Millimeterwellensignals stehen, das von dem Ausgangsanschluss 303b des Modulators 303 zu reflektieren ist.
  • In der vorgenannten Konfiguration wird es weiterhin bevorzugt, dass die Leitungslänge zwischen der Verzweigungsvorrichtung 2 und dem Pulsmodulator 303 oder die Leitungslänge zwischen der Verzweigungsvorrichtung 302 auf der Seite des Mischers 306 und des Pulsmodulators 303 so eingestellt ist, dass δ = ± π, wobei δ für eine Phasendifferenz in der Mittelfrequenz zwischen einem Signal Wa2, das ein Millimeterwellensignal ist, das durch den Pulsmodulator 303 im AUS-Zustand geht, und einem Signal Wb2 steht, das ein Millimeterwellensignal ist, das durch den Mischer 306 und den Zirkulator 304 aus dem anderen Ausgangsanschluss 302c der Verzweigungsvorrichtung 302 zum Ausgangsanschluss 303b des Pulsmodulators 303 geht und vom Ausgangsanschluss 303b des Pulsmodulators 303 reflektiert wird.
  • Des Weiteren verwendet der Hochfrequenz-Sender/Empfänger der vierzehnten Ausführungsform der Erfindung, wie er in 22 gezeigt ist, den nicht-strahlenden dielektrischen Wellenleiter als die Hochfrequenz-Übertragungsleitung zum Verbinden der vorgenannten einzelnen Komponenten wie beim Hochfrequenz-Sender/Empfänger der dreizehnten Ausführungsform der Erfindung, der in der Draufsicht von oben der 21 gezeigt ist.
  • Im Hochfrequenz-Sender/Empfänger der vierzehnten Ausführungsform der Erfindung, wie er in 22 gezeigt ist, kann, anders als beim in der 21 gezeigten Hochfrequenz-Sender/Empfänger der dreizehnten Ausführungsform der Erfindung der Abstand D des nahe angeordneten Bereichs zwischen dem ersten dielektrischen Leiter 316 und dem fünften dielektrischen Leiter 320 so eingestellt sein, dass das Verhältnis zwischen Pb1 und Pa1 durch Pb1/Pa1 < 1 ausgedrückt wird, worin Wa1 ein Millimeterwellensignal ist, das an den anderen Ausgangsanschluss der ersten dielektrischen Leiters 316 auszugeben ist, Pa1 dessen Intensität ist (Einheit: Watt), Wb1 ein Millimeterwellensignal ist, das an das andere Ende des fünften dielektrischen Leiters 320 auszugeben ist, und Pb1 dessen Intensität ist (Einheit: Watt). Des Weiteren kann das Verzweigungsverhältnis auf R = A1/(B1·B2·B3) eingestellt werden.
  • Der so konfigurierte Hochfrequenz-Sender/Empfänger der vierzehnten Ausführungsform der Erfindung arbeitet wie der Hochfrequenz-Sender/Empfänger des Standes der Technik. Zu diesem Zeitpunkt wird jedoch das Verzweigungsverhältnis R der Verzweigungsvorrichtung 302 durch R = Pb1/Pa1 ausgedrückt und ist auf R < 1 eingestellt, worin Wa1 ein Millimeterwellensignal ist, das an den einen Ausgangsanschluss 302b der Verzweigungsvorrichtung 302 auszugeben ist, Pa1 dessen Intensität ist, Wb1 ein Millimeterwellensignal ist, das an den anderen Ausgangsanschluss 302c der Verzweigungsvorrichtung 302 auszugeben ist und Pb1 dessen Intensität ist. Somit gibt, selbst wenn die Isolierung zwischen den beiden Eingangsanschlüssen des Mischers 306 schlechter als die Isolierung des Pulsmodulators 303 im AUS-Zustand ist, die Verzweigungsvorrichtung 302 das Millimeterwellensignal niedriger Intensität zur Seite des anderen Aus gangsanschlusses 302c (des fünften dielektrischen Leiters 320) eher als zur Seite des einen Ausgangsanschlusses 302b (des ersten dielektrischen Leiters 316) aus, um dadurch die Intensität des Millimeterwellensignals zu senken, das durch den Mischer 306 und den Zirkulator 304 zum Ausgangsanschluss 303b des Pulsmodulators 303 hindurchgeht. Daher ist es möglich, die Intensität des Millimeterwellensignals zu verringern, das auf der Seite des Mischers 306 einfällt und das von dem Ausgangsanschluss 303b des Pulsmodulators 303 reflektiert wird. Des Weiteren kann diese Intensität des Millimeterwellensignals gleich jener des Millimeterwellensignals gemacht werden, das durch den Pulsmodulator 303 im AUS-Zustand geht, so dass jene Millimeterwellensignale einander stören und dämpfen können. Durch diese Vorgänge ist die einfache Konfiguration fähig, die Übertragung des Anteils des Millimeterwellen-Sendesignals als nicht notwendiges Signal zu unterdrücken, wenn der Pulsmodulator 303 im AUS-Zustand ist, um dadurch das EIN/AUS-Verhältnis des Sendeausgangs zu erhöhen und die Sende-/Empfangsleistung zu verbessern.
  • Der Grund für das Einstellen des Verzweigungsverhältnisses auf R < 1 wird nachstehend erläutert. Die Intensität Pa2 (Einheit: Watt) des Millimeterwellensignals Wal und die Intensität Pb2 (Einheit: Watt) des Millimeterwellensignals Wb2 können sich einander nähern, so dass das Millimeterwellensignal Wal und das Millimeterwellensignal Wb2 einander wirksam stören können, um dadurch die Intensität zu dem Zeitpunkt, an dem diese Millimeterwellensignale Wal und Wb2 synthetisiert werden, drastisch niedriger als jene der Summe (Pa2 + Pb2) der einzelnen Intensitäten jener Millimeterwellensignale Wal und Wb2 zu machen. Diese Tatsache folgt der allgemeinen Interferenztheorie des Falls, in dem zwei Hochfrequenz-Sender/Empfänger zum Stören gebracht werden. Wenn das Verzweigungsverhältnis R dagegen R = 1 ist, hält die Beziehung Pa2 < Pb2 in fast normalen Fällen, wie be schrieben wurde, wenn der Pulsmodulator 303 AUS ist. Wenn das Verzweigungsverhältnis dagegen auf R > 1 eingestellt ist, wird die Intensität Pb2 weitaus höher als die Intensität Pa2, so dass die Intensitäten Pb2 und Pa2 bemerkenswert anders werden, um die Wirkung, dass die Millimeterwellensignale Wal und Wb2 stören und einander schwächen, zu verringern. Als Ergebnis hiervon unterscheidet sich die Intensität zu dem Zeitpunkt, an dem die Millimeterwellensignale Wa2 und Wb2 synchronisiert sind, nicht wesentlich von der Summe (Pa2 + Pb2) der einzelnen Intensitäten der Millimeterwellensignale Wal und Wb2. Somit kann der Ausgang des Millimeterwellensignals zu dem Zeitpunkt, an dem der Pulsmodulator 303 AUS ist, nicht reduziert werden, so dass das EIN/AUS-Verhältnis nicht erhöht werden kann.
  • Des Weiteren ist das Verzweigungsverhältnis R auf R = A1/(B1·B2·B3) eingestellt, worin A1, B1, B2 und B3 für den Sendekoeffizienten des Millimeterwellensignals, das durch den Pulsmodulator 303 im AUS-Zustand zu übertragen ist, bzw. den Sendekoeffizienten des Millimeterwellensignals, das zwischen den beiden Eingangsanschlüssen des Mischers 306 zu übertragen ist, bzw. den Sendekoeffizienten des Millimeterwellensignals, das zwischen dem dritten Anschluss 304c und dem ersten Anschluss 304a des Zirkulators 304 zu übertragen ist, bzw. den Reflexionskoeffizienten des Millimeterwellensignals stehen, das von dem Ausgangsanschluss 303b des Modulators 303 zu reflektieren ist. Dann kann die Intensität des Millimeterwellensignals, das aus der Seite des Mischers 306 kommt und von dem Ausgangsanschluss 303b des Pulsmodulators 306 reflektiert wird, gleich jener des Millimeterwellensignals, das durch den Pulsmodulator 303 im AUS-Zustand gehen soll, gemacht werden, so dass jene Millimeterwellensignale stören und einander dämpfen können. Daher kann die Übertragung des Anteils des Millimeterwellen-Sendesignals als nicht notwendiges Signal unterdrückt werden, wenn der Pulsmodulator 303 im AUS-Zustand ist, um dadurch das EIN/AUS-Verhältnis des Sendeausgangs zu verbessern und die Sende-/Empfangsleistung zu verbessern.
  • Der Grund für das Einstellen des Verzweigungsverhältnisses auf R=A1/(B1·B2·B3) ist nachstehend erläutert. Die Intensität Pa2 (Einheit: Watt) des Millimeterwellensignals Wa2 und die Intensität Pb2 (Einheit: Watt) des Millimeterwellensignals Wb2 können sich im Wesentlichen gleichen Werten nähern, so dass das Millimeterwellensignal Wal und das Millimeterwellensignal Wb2 einander wirksamer stören können als für R < 1, um dadurch die Intensität zu dem Zeitpunkt, an dem jene Millimeterwellensignale Wal und Wb2 synthetisiert werden, niedriger als jene der Summe (Pa2 + Pb2) der einzelnen Intensitäten jener Millimeterwellensignale Wal und Wb2 zu machen.
  • Tatsächlich ist von jenen A1, B1, B2 und B3 der Koeffizient B2 ≒ 1, da das Millimeterwellensignal ohne einen wesentlichen Verlust aus dem dritten Anschluss 304c zum ersten Anschluss 304a des Zirkulators 304 sendet. Der Koeffizient B3 ≒ 1, da das Millimeterwellensignal im Wesentlichen vom Ausgangsanschluss 303b des Pulsmodulators 303 im AUS-Zustand vollständig reflektiert wird. Daher kann das Verzweigungsverhältnis R im Wesentlichen am Verhältnis A1 und B1 bestimmt werden. Zu diesem Zeitpunkt kann für den Koeffizienten A1 der Sendekoeffizient S21 zwischen dem Eingangsanschluss 303a und dem Ausgangsanschluss 303b des Pulsmodulators 303 durch den Netzwerkanalysator für das Millimeterwellenband gemessen werden, während der Pulsmodulator 303 AUS ist. Für den Koeffizienten B1 dagegen kann der Sendekoeffizient S21 zwischen den beiden Eingangsanschlüssen des Mischers 306 durch den Netzwerkanalysator für das Millimeterwellenband gemessen werden, während der Mischer 306 mit einem vorgegebenen Vorspannungsstrom gespeist wird. Wie nachstehend beschrieben ist, wird für diese Messungen eine Metall platte zum Abschirmen der elektromagnetischen Welle anstelle des Millimeterwellen-Modulationsschalters zwischen den ersten dielektrischen Leiter 316 und den zweiten dielektrischen Leiter 317 oder zwischen den ersten dielektrischen Leiter 316 und den fünften dielektrischen Leiter 310 eingefügt. Dann können beide Koeffizienten A1 und B1 im Modulzustand gemessen werden, ohne die einzelnen Komponenten für die Messungen auseinander zu nehmen. Dann kann das Verhältnis jener zwei Sendekoeffizienten S21 auf der Mittelfrequenz der Millimeterwellensignale Wa1 und Wb2 bestimmt werden. Beispielsweise ist der Koeffizient B1 gewöhnlich um zehn und einige dB größer als der Koeffizient A1. In diesem Fall kann das Verzweigungsverhältnis so weit wie möglich auf -10 und einige dB eingestellt werden. Somit können die Intensitäten Pa1 und Pb2 im Wesentlichen so gleich gemacht werden, dass die Millimeterwellensignale Wal und Wb2 einander wirksam stören können. Als Ergebnis hiervon kann die Intensität bei der Synthetisierung der Millimeterwellensignale Wal und Wb2 weitaus kleiner gemacht werden als (Pa2 + Pb2), so dass die Intensität um etwa 6 dB besser gemacht werden kann als jene des anderen Falls. Vorliegend ist gewöhnlich A1 < B1. Das Verfahren, das Verzweigungsverhältnis auf R < 1 oder R = A1/A1/(B1·B2·B3) zu setzen, ist zweckmäßig, sollte aber in anderen Fällen nicht einschränkend sein.
  • Des Weiteren wird die Leitungslänge zwischen dem einen Ausgangsanschluss 302b der Verzweigungsvorrichtung 302 und dem Pulsmodulator 303 oder die Leitungslänge zwischen dem anderen Ausgangsanschluss 302c der Verzweigungsvorrichtung 302 und dem Pulsmodulator 303 durch den Mischer 306 und den Zirkulator 304 so eingestellt, dass δ = ± π, wobei δ für eine Phasendifferenz in einer Mittelfrequenz zwischen einem Signal Wa2, das ein Millimeterwellensignal ist, das durch den Pulsmodulator 303 im AUS-Zustand geht, und einem Signal Wb2 steht, das ein Millimeterwellensignal ist, das durch den Mischer 306 und den Zirkulator 304 aus dem anderen Ausgangsan schluss 302c der Verzweigungsvorrichtung 302 zum anderen Ausgangsanschluss 303b des Pulsmodulators 303 geht und von dem Ausgangsanschluss des Pulsmodulators 303 reflektiert wird. Dann werden die Signale Wa2 und Wb2 in entgegengesetzten Phasen zwischen dem Ausgangsanschluss 303b des Pulsmodulators 303 und dem Zirkulator 304 synthetisiert, so dass sie einander aufheben und wirksam dämpfen. Wenn daher der Pulsmodulator 303 AUS ist, kann das EIN/AUS-Verhältnis des Sendeausgangs verbessert werden, während die Übertragung des Anteils des Millimeterwellen-Sendesignals wirksamer als nicht notwendiges Signal unterdrückt wird, um dadurch die Sende-/Empfangsleistung zu verbessern.
  • Im Hochfrequenz-Sender/Empfänger der vierzehnten Ausführungsform der Erfindung versäumen es die Millimeterwellensignale Wal und Wb2 nie, zur gegenseitigen Dämpfung in einem anderen als dem Spezialfall zu stören, in dem die Phasendifferenz δ δ = 2Nπ ist, obwohl sie nicht besonders absichtlich so eingestellt ist, so dass der Hochfrequenz-Sender/Empfänger das Millimeterwellensignal einer Intensität immer kleiner als die Summe der Intensität Pa2 des Signals Wal und der Intensität Pb2 des Signals Wb2 ausgibt, wenn der Pulsmodulator 303 im AUS-Zustand ist. Jedoch sind die Intensität Pb2 des Signals Wb2 und die Intensität Pa2 des Signals Wal unterschiedlich (gewöhnlich hat das erstere Wb2 eine höhere Intensität als die des letzteren Wa2), so dass die Wirkung nicht ausreichend erzielt werden kann. Wenn die Intensität Pb2 des Signals Wb2 und die Intensität Pa2 des Signals Wal dagegen absichtlich gleich gemacht werden, ist es möglich, die Wirkung, dass jene Signale Wal und Wb2 stören und einander dämpfen, drastisch verbessert werden. Wenn die Phasendifferenz δ absichtlich auf den vorgenannten Wert gesetzt wird, kann jener Effekt zusätzlich noch weiter verbessert werden. Dieses Prinzip ist allgemein als die Theorie des Mach-Zehnder-Interferometers oder dergleichen bekannt.
  • Mit dem wie vorstehend beschrieben eingestellten Verzweigungsverhältnis R wird des Weiteren das lokale Signal einer korrekten Intensität aus dem anderen Ausgangsanschluss 302c der Verzweigungsvorrichtung 302 in den Mischer 306 eingegeben, um dadurch die Empfangsempfindlichkeit zufrieden stellend zu machen. Überdies intensiviert die Verzweigungsvorrichtung 302 das Millimeterwellensignal, das aus dem einen Ausgangsanschluss 302b der Verzweigungsvorrichtung 302 zum Pulsmodulator 303 auszugeben ist, um dadurch die Wirkung vorzusehen, dass der Sendeausgang des Millimeterwellen-Sendesignals erhöht wird.
  • Ein Hochfrequenz-Sender/Empfänger der fünfzehnten Ausführungsform der Erfindung umfasst, wie im Blockschaltdiagramm der 23 gezeigt ist, den ersten und zweiten Zirkulator 302' und 304, einen Millimeterwellenoszillator 301, den Pulsmodulator 303, die Sende-/Empfangsantenne 305 und den Mischer 306. Der erste und zweite Zirkulator 302' und 304 weisen jeweils die ersten Anschlüsse 302'a und 304a, die zweiten Anschlüsse 302 und 304b und die dritten Anschlüsse 302'c und 304c rund um das Magnetelement auf und geben das Millimeterwellensignal aus, das aus einem der Anschlüsse in der aufgezählten Reihenfolge aus einem dem einen Anschluss benachbarten nächsten Anschluss aus. Der Millimeterwellenoszillator 301 ist mit dem ersten Anschluss 302'a des ersten Zirkulators 302' verbunden und erzeugt das Millimeterwellensignal. Der Pulsmodulator 303 ist zwischen dem zweiten Anschluss 302'b des ersten Zirkulators 302' und dem ersten Anschluss 304a des zweiten Zirkulators 304 verbunden. Des Weiteren sendet der Pulsmodulator 303 das Millimeterwellensignal zur Seite des zweiten Zirkulators 304 oder reflektiert jenes Millimeterwellensignal zum ersten Zirkulator 302' in Ansprechung auf das Pulssignal. Die Sende-/Empfangsantenne 305 ist mit dem zweiten Anschluss 304b des zweiten Zirkulators 304 ver bunden. Der Mischer 306 ist zwischen dem dritten Anschluss 302'c des ersten Zirkulators 302' und dem dritten Anschluss 304c des zweiten Zirkulators 304 verbunden, vermischt das von dem Pulsmodulator 303 reflektierte und aus dem dritten Anschluss 302'c des ersten Zirkulators 302' eingegebene Millimeterwellensignal mit dem Millimeterwellensignal, das durch die Sende-/Empfangsantenne 305 empfangen und aus dem dritten Anschluss 304c des zweiten Zirkulators 304 eingegeben wurde, und gibt das Zwischenfrequenzsignal aus. Im Hochfrequenz-Sender/Empfänger der Ausführungsform der Erfindung ist δ = ± π, wobei δ für eine Phasendifferenz δ in einer Mittelfrequenz zwischen einem Signal Wa, das ein Millimeterwellensignal ist, das durch den Pulsmodulator 303 im AUS-Zustand geht, und Wb steht, das ein Millimeterwellensignal ist, das aus dem dritten Anschluss 302'c des ersten Zirkulators 302' durch den Mischer 306 und den zweiten Zirkulator 304 zum Ausgangsanschluss 303 des Pulsmodulators geht und vom Ausgangsanschluss 303 des Pulsmodulators 303 reflektiert wird.
  • Des Weiteren verwendet der Hochfrequenz-Sender/Empfänger der fünfzehnten Ausführungsform der Erfindung, wie er in 23 gezeigt ist, die nicht-strahlenden dielektrischen Wellenleiter als die Hochfrequenz-Übertragungsleitungen zum Verbinden der zuvor genannten einzelnen Komponenten, wie in dem Beispiel des Hochfrequenz-Sender/Empfängers der dreizehnten Ausführungsform der Erfindung, der in der Draufsicht von oben der 21 gezeigt ist.
  • Insbesondere ist der Hochfrequenz-Sender/Empfänger der fünfzehnten Ausführungsform der Erfindung, der im Blockschaltdiagramm der 23 gezeigt ist, so konfiguriert, wie in der Draufsicht von oben der 24 gezeigt ist, dass er aufweist: zwei der parallelen Flachplattenleiter 1 (obwohl der andere nicht gezeigt ist), den ersten Zirkulator 302' und den zweiten Zirkulator 304, den ersten dielektrischen Leiter 346, den Millimeterwellenoszillator 301, den zweiten dielektrischen Leiter 347, den Pulsmodulator 303, den dritten dielektrischen Leiter 348, den vierten dielektrischen Leiter 349, die Sende-/Empfangsantenne 305, den fünften dielektrischen Leiter 350, den sechsten dielektrischen Leiter 351 und den Mischer 306. Die zwei parallelen Flachplattenleiter 1 sind parallel in einem Abstand von einer halben Wellenlänge des Millimeterwellensignals oder weniger angeordnet. Der erste Zirkulator 302' und der zweite Zirkulator 304 sind zwischen den parallelen Flachplattenleitern 1 angeordnet und weisen jeweils Ferritplatten 314 und 315, die parallel zwischen den parallelen Flachplattenleitern 11 angeordnet sind, und die ersten Anschlüsse 314a und 315a, die zweiten Anschlüsse 314b und 315b und die dritten Anschlüsse 314c und 315c auf, die am Umfangsrand der Ferritplatten 314 und 315 angeordnet sind, die jeweils als die Eingangs-/Ausgangsanschlüsse des Millimeterwellensignals dienen, und das Millimeterwellensignal, das in der aufgezählten Reihenfolge aus einem Anschluss eingegeben wurde, wird zum benachbarten nächsten Anschluss ausgegeben. Der erste dielektrische Leiter 346 ist zwischen den parallelen Flachplattenleitern 1 angeordnet und sein eines Ende ist mit dem ersten Anschluss 314a des ersten Zirkulators 302' verbunden.
  • Der Millimeterwellenoszillator 301 ist zwischen den parallelen Flachplattenleitern 1 angeordnet und mit dem anderen Ende des ersten dielektrischen Leiters 346 zum Frequenzmodulieren des Millimeterwellensignals verbunden, das aus der Hochfrequenzdiode ausgegeben wird, und gibt das modulierte Signal durch den ersten dielektrischen Leiter 346 als Millimeterwellensignal aus. Der zweite dielektrische Leiter 347 ist zwischen den parallelen Flachplattenleitern 1 angeordnet und an seinem einen Ende mit dem zweiten Anschluss 314b verbunden. Der Pulsmodulator 303 ist zwischen den parallelen Flachplattenleitern 1 angeordnet, mit dem anderen Ende des zweiten die lektrischen Leiters 347 verbunden, reflektiert das Millimeterwellensignal zum Eingangsanschluss 303a oder sendet das Millimeterwellensignal zum Ausgangsanschluss 303b in Ansprechung auf das Pulssignal. Der dritte dielektrische Leiter 348 ist zwischen den parallelen Flachplattenleitern 1 angeordnet und zwischen dem Ausgangsanschluss 303b des Pulsmodulators 303 und dem ersten Anschluss 315a des zweiten Zirkulators 304 verbunden. Der vierte dielektrische Leiter 349 ist zwischen den parallelen Flachplattenleitern 1 angeordnet und an seinem einen Ende mit dem zweiten Anschluss 315b des zweiten Zirkulators 304 verbunden. Die Sende-/Empfangsantenne 305 ist zwischen den parallelen Flachplattenleitern 1 angeordnet und mit dem anderen Ende des vierten dielektrischen Leiters 349 verbunden. Der fünfte dielektrische Leiter 350 ist zwischen den parallelen Flachplattenleitern 1 angeordnet und an seinem einen Ende mit dem dritten Anschluss 315c des zweiten Zirkulators 304 verbunden. Der sechste dielektrische Leiter 351 ist zwischen den parallelen Flachplattenleitern 1 angeordnet, an seinem einen Ende mit dem dritten Anschluss 314c des ersten Zirkulators 302' verbunden und so angeordnet, dass die Mitte seines Wegs und die Mitte des Wegs des fünften dielektrischen Leiters 350 nahe beieinander sind, um eine elektromagnetische Kopplung zu erhalten. Der Mischer 306 ist zwischen den parallelen Flachplattenleitern 1 angeordnet und zwischen dem anderen Ende des fünften dielektrischen Leiters 350 und dem anderen Ende des sechsten dielektrischen Leiters 351 verbunden. Der Mischer 306 vermischt ferner das aus dem sechsten dielektrischen Leiter 351 eingegebene Millimeterwellensignal mit dem Millimeterwellensignal, das durch die Sende-/Empfangsantenne 305 empfangen und aus dem zweiten Zirkulator 304 eingegeben wird, und gibt das Zwischenfrequenzsignal aus. In dem Hochfrequenz-Sender/Empfänger der Ausführungsform ist δ = ± π, wobei δ für eine Phasendifferenz in der Mittelfrequenz zwischen einem Signal Wa, das ein Millimeterwellensignal ist, das durch den Pulsmodulator 303 im AUS-Zustand zu senden ist, und einem Signal Wb steht, das ein Millimeterwellensignal ist, das aus dem den dritten Anschluss 314c (302'c) des ersten Zirkulators 302' durch den Mischer 306 und den zweiten Zirkulator 304 zum Ausgangsanschluss 303b des Pulsmodulators 303 geht und das von dem Ausgangsanschluss 303b des Pulsmodulators 303 reflektiert wird.
  • In der vorgenannten Konfiguration wird es des Weiteren bevorzugt, dass ein Abschwächer oder ein variabler Abschwächer zwischen dem ersten Zirkulator 302' und dem Mischer 306 dazwischengefügt ist.
  • Der so konfigurierte Hochfrequenz-Sender/Empfänger der fünfzehnten Ausführungsform der Erfindung wirkt wie der Hochfrequenz-Sender/Empfänger des Standes der Technik. Jedoch ist δ = ± π, wobei δ für eine Phasendifferenz in der Mittelfrequenz zwischen einem Signal Wa, das ein Millimeterwellensignal ist, das durch den Pulsmodulator 303 im AUS-Zustand zu senden ist, und einem Signal Wb steht, das ein Millimeterwellensignal ist, das aus dem dritten Anschluss 302'c (314c) des ersten Zirkulators 302' durch den Mischer 306 und den zweiten Zirkulator 304 zum Ausgangsanschluss 303b des Pulsmodulators 303 geht und vom Ausgangsanschluss 303b des Pulsmodulators 303 reflektiert wird. Als Ergebnis hiervon werden die Signale Wa und Wb in entgegengesetzten Phasen zwischen dem Ausgangsanschluss 303b des Pulsmodulators 303 und dem zweiten Zirkulator 304 so synthetisiert, dass sie einander aufheben und wirksam dämpfen. Wenn der Pulsmodulator 303 AUS ist, kann daher das EIN/AUS-Verhältnis des Übertragungsausgangs verbessert werden, während die Übertragung des Anteils des Millimeterwellen-Sendesignals als nicht notwendiges Signal unterdrückt wird, wodurch die Sende-/Empfangsleistung verbessert wird.
  • Während der Pulsmodulator 303 das Millimeterwellen-Sendesignal ausgibt, werden der erste Zirkulator 302' und der Pulsmodulator 303 verknüpft, um zu bewirken, dass das lokale Signal LO nicht in den Mischer 306 eingegeben wird. Ein Anteil des Millimeterwellen-Sendesignals kann aus dem ersten Anschluss 304a (315a) des zweiten Zirkulators 304 zum dritten Anschluss 304c (315c) aufgrund der unzureichenden Isolierung oder dergleichen des zweiten Zirkulators 304 streuen. Selbst mit diesem Streuen gibt der Mischer 306 nicht das Zwischenfrequenzsignal aus, das dem Millimeterwellensignal, das gestreut hat, entspricht. Daher kann die Empfangsleistung verbessert werden, nicht nur, um das EIN/AUS-Verhältnis des Sendeausgangs, d. h. die Verbesserung im Übertragungssystem, zu erhöhen, sondern auch um das Empfangssystem zu verbessern.
  • Wenn der Abschwächer oder der variable Abschwächer zwischen dem ersten Zirkulator 302' und dem Mischer 306 dazwischengefügt wird, können der Abschwächer oder der variable Abschwächer das aus dem dritten Anschluss 302'c (oder dem dritten Anschluss 314c) des ersten Zirkulators 302' ausgegebene Millimeterwellensignal dämpfen, um dadurch die Intensität des Millimeterwellensignals, das zwischen den beiden Eingangsanschlüssen des Mischers zu senden ist, zu verringern. Als Ergebnis hiervon ist es möglich, die Intensität des Millimeterwellensignals Wb, das aus dem Mischer 306 durch den zweiten Zirkulator 304 zum Pulsmodulator 303 überträgt und das von dem Ausgangsanschluss 303b des Pulsmodulators 303 reflektiert wird, und die Intensität des Millimeterwellensignals Wa, das durch den Pulsmodulator 3 im AUS-Zustand überträgt, gleich zu machen. Als Ergebnis hiervon werden die Signale Wa und Wb in entgegengesetzten Phasen zwischen dem Ausgangsanschluss 303b des Pulsmodulators 303 und dem zweiten Zirkulator 304 synthetisiert, so dass sie einander wirksamer aufheben und dämpfen. Wenn sich daher der Pulsmodulator 303 im AUS-Zustand befindet, kann die Übertragung des Anteils des Millimeterwellen-Sendesignals als dem nicht notwendigen Signal weiter unterdrückt werden, um das EIN/AUS-Verhältnis des Sendeausgangs zu erhöhen, um dadurch die Sende-Empfangsleistung weiter zu verbessern.
  • Das Material für den ersten bis sechsten dielektrischen Leiter 316 bis 321, 346 bis 351 kann vorzugsweise Harz, wie zum Beispiel Ethylentetrafluorid oder Polystylen, oder Keramik mit einer niedrigen dielektrischen Konstante, wie zum Beispiel Cordierit (2MgO·2Al2O3·5SiO2)-Keramik, Aluminiumoxid (Al2O3)-Keramik oder Glaskeramik sein, und diese Substanzen haben einen geringen Verlust im Millimeterwellenband.
  • Des Weiteren ist die Schnittform des ersten bis sechsten dielektrischen Leiters 316 bis 321, 346 und 351 grundsätzlich rechteckig, kann aber auch ein Rechteck mit gerundeten Ecken und einer Vielfalt von Schnittformen sein, die zum Senden des Millimeterwellensignals verwendet werden.
  • Das Material für die Ferritplatten 314 und 315 ist vorzugsweise Zink·Nickel·Eisenoxid (ZnaNibFecOx)-Ferrit für das Millimeterwellensignal.
  • Die Ferritplatten 314 und 315 sind normalerweise zu einer Scheibenform geformt, können aber auch zu einer regelmäßigen Vieleckform in einer Draufsicht von oben geformt sein. In diesem Fall, wenn die Anzahl der zu verbindenden dielektrischen Leiter n ist (n ist eine ganze Zahl von 3 oder höher), kann ihre Draufsichtform von oben eine regelmäßige m-Polygonform sein (m: eine ganze Zahl, die größer als n von 3 oder höher ist).
  • Andererseits kann der nicht-reflektierende Abschlusswiderstand 322 am dielektrischen Leiter 3 konfiguriert sein, wie in 4 gezeigt ist, indem ein geschichteter Widerstand oder elektrischer Wellenabsorber an den Flächen der Innenseite des dielektrischen Leiters 3 und parallel zu dem parallelen Flachplattenleiter 1 (2) befestigt wird. Zu diesem Zeitpunkt wird eine Nickel-Chrom-Legierung oder Kohlenstoff als Material für den Widerstand bevorzugt. Andererseits wird Permalloy oder Sendust als Material für den elektrischen Wellenabsorber bevorzugt. Das Millimeterwellensignal kann wirksam gedämpft werden, indem diese Materialien verwendet werden. Ein anderes Material kann zum Dämpfen der Millimeterwellensignale verwendet werden.
  • Andererseits wird das Substrat 330 hergestellt, indem die Vorspannungszufuhrleitung 331 vom Drosseltyp aus einem Streifenleiter oder dergleichen, wie etwa Aluminium (Al), Gold (Au) oder Kupfer (Cu) auf der Hauptfläche eines plattenförmigen Substrats aus einem thermoplastischen Harz, wie zum Beispiel Ethylentetrafluorid, Polystylen, Glaskeramik, glasartigem Epoxidharz, einem Epoxidharz oder einem so genannten „Flüssigkristallpolymer", ausgebildet wird.
  • Im Hochfrequenz-Sender/Empfänger der Erfindung sind die einzeln in den Blockschaltdiagrammen gezeigten Schaltungskonfigurationen wichtig. Die Hochfrequenz-Übertragungsleitungen zum Verbinden der einzelnen Schaltungskomponenten können nach Maßgabe des verwendeten Frequenzbands und der Anwendung selektiv beispielhaft veranschaulicht werden, nicht nur durch die nicht-strahlenden dielektrischen Wellenleiter, sondern auch durch die Wellenleiter, die dielektrischen Leiter, die Streifenleitungen, die Mikrostreifenleitungen, die koplanaren Leitungen, die Schlitzleitungen, die koaxialen Leitungen oder ihre modifizierten Hochfrequenz-Übertragungsleitungen. Dagegen ist das zu verwendende Frequenzband nicht nur für das Mil limeterwellenband zweckmäßig, sondern auch für das Mikrowellenband oder ein niedrigeres Frequenzband.
  • Andererseits kann der Zirkulator 304 (d. h. der zweite Zirkulator 304) durch eine Weiche, einen Schalter, eine Hybridschaltung oder dergleichen ersetzt werden. Des Weiteren können der Hochfrequenzoszillator, der Modulator und der Mischer nicht nur durch die Diode, sondern auch durch einen Bipolartransistor, einen Feldeffekttransistor (FET) oder eine integrierte Schaltung (zum Beispiel CMOS, MMIC), in denen diese Transistoren eingebaut sind, beispielhaft veranschaulicht werden.
  • Vorliegend werden die Radarvorrichtung der Erfindung, ein mit der Radarvorrichtung versehenes Fahrzeug und ein mit der Radarvorrichtung versehenes kleines Boot beschrieben.
  • Die erfindungsgemäße Radarvorrichtung umfasst irgendeinen der Hochfrequenz-Sender/Empfänger der dreizehnten bis fünfzehnten Ausführungsform der Erfindung und einen Bereichsinformationsdetektor zum Verarbeiten eines Zwischenfrequenzsignals, das aus dem Hochfrequenz-Sender/Empfänger ausgegeben wurde, und zum Erfassen der Bereichsinformation eines Objekts.
  • Da die Radarvorrichtung der Erfindung wie vorstehend konfiguriert ist, sendet der Hochfrequenz-Sender/Empfänger das zufrieden stellende Hochfrequenzsignal mit dem hohen EIN/AUS-Verhältnis der Sendeausgang. Somit kann die Radarvorrichtung vorgesehen werden, die ein Objekt schnell und zuverlässig und aus geringer Entfernung oder ein entferntes Objekt zuverlässig erfassen kann.
  • Des Weiteren umfasst das mit der Radarvorrichtung versehene Fahrzeug der Erfindung den die vorgenannte erfindungsgemäße Radarvor richtung und die Radarvorrichtung wird zur Erfassung des Objekts eingesetzt.
  • Mit dieser Konfiguration kann das mit der Radarvorrichtung versehene Fahrzeug der Erfindung, wie das mit der Radarvorrichtung versehene Fahrzeug des Standes der Technik, das Verhalten auf der Basis der Bereichsinformation steuern, die durch die Radarvorrichtung erfasst wurde, oder kann den Fahrer mit einem Geräusch, einem Licht oder einer Vibration davor warnen, dass die Radarvorrichtung ein Hindernis auf der Straße oder ein anderes Fahrzeug erfasst hat. In dem mit der Radarvorrichtung versehenen Fahrzeug der Erfindung erfasst die Radarvorrichtung das Objekt, wie zum Beispiel das Hindernis auf der Straße oder ein anderes Fahrzeug, schnell und zuverlässig, so dass die Vorrichtung eine korrekte Steuerung des Fahrzeugs gestatten und dem Fahrer eine korrekte Warnung geben kann, ohne ein abruptes Verhalten im Fahrzeug zu verursachen.
  • Andererseits umfasst das mit der Radarvorrichtung versehene kleine Boot der Erfindung die vorgenannte erfindungsgemäße Radarvorrichtung, wobei die Radarvorrichtung zum Erfassen des Objekts eingesetzt wird.
  • Wie das mit der Radarvorrichtung versehene Fahrzeug des Standes der Technik dient das so konfigurierte, mit der Radarvorrichtung versehene kleine Boot der Erfindung zum Steuern des Verhaltens des kleinen Boots auf der Basis der durch die Radarvorrichtung erfassten Bereichsinformation oder zum Warnen des Fahrers mit dem Geräusch, Licht oder der Vibration davor, dass das kleine Boot ein Hindernis, wie zum Beispiel einen versunkenen Felsen, ein anderes Schiff oder ein anderes kleines Boot, erfasst hat. In dem mit der Radarvorrichtung versehenen kleinen Boot der Erfindung erfasst die Radarvorrichtung das Objekt, wie etwa das Hindernis, beispielsweise den versunkenen Felsen, ein anderes Schiff oder ein anderes kleines Boot, zuverlässig und schnell, so dass die Radarvorrichtung den Fahrer wegen einer korrekten Steuerung und einer korrekten Warnung warnen kann, ohne ein abruptes Verhalten in dem kleinen Boot zu verursachen.
  • Somit ist es gemäß der Erfindung möglich, einen Hochfrequenz-Sender/Empfänger mit hoher Leistung, der das EIN/AUS-Verhältnis des Sendeausgangs mit der einfachen Konfiguration erhöhen kann, während er die Übertragung des Anteils des Hochfrequenz-Sendesignals als nicht notwendiges Signal unterdrückt, wenn der Pulsmodulator AUS ist, um dadurch die Sende-/Empfangsleistung zu verbessern, eine mit dem Hochfrequenz-Sender/Empfänger versehene Radarvorrichtung sowie ein mit der Radarvorrichtung versehenes Fahrzeug und ein mit der Radarvorrichtung versehenes kleines Boot, in dem die Radarvorrichtung angebracht ist, zur Verfügung zu stellen.
  • [Beispiel]
  • Der in 21 gezeigte Hochfrequenz-Sender/Empfänger der dreizehnten Ausführungsform der Erfindung wurde in der folgenden Art und Weise konfiguriert. Zwei Al-Platten mit einer Dicke von 6 mm wurden als die parallelen Flachplattenleiter 1 (2) in einem Abstand von 1,8 mm angeordnet. Zwischen den beiden Al-Platten wurden die ersten bis fünften dielektrischen Leiter 316 bis 320 angeordnet, die aus Cordieritkeramik mit der Schnittform eines Rechtecks von 1,8 mm (Höhe) × 0,8 mm (Breite) und einer spezifischen dielektrischen Konstante von 4,8 hergestellt waren. Zu diesem Zeitpunkt wurde der Zirkulator 304 konfiguriert, indem eine der beiden Ferritplatten 315 mit einem Durchmesser von 2 mm und einer Dicke von 0,23 mm in engen Kontakt mit dem parallelen Oberseiten-Flachplattenleiter und die andere in engen Kontakt mit dem parallelen Unterseiten-Flach plattenleiter gebracht wurde, so dass die Ferritplatten einander gegenüberlagen, während ihre Mittelachsen auf einer gemeinsamen Geraden lagen, und indem der zweite dielektrische Leiter 317, der dritte dielektrische Leiter 318 und der vierte dielektrische Leiter 319 rund um die Ferritplatte 315 radial angeordnet wurden. Des Weiteren wurde die Verzweigungseinrichtung 302 konfiguriert, indem die Mitte des Wegs des ersten dielektrischen Leiters 316 und die Mitte des Wegs des fünften dielektrischen Leiters 320 zum engsten Abstand D mit D = 2,1 mm gebracht wurden und indem der nicht-reflektierende Abschlusswiderstand 322 mit dem Endabschnitt des fünften dielektrischen Leiters 320 auf der Seite des Millimeterwellenoszillators 301 verbunden wurde. Des Weiteren wurde der Pulsmodulator 303 konfiguriert, indem der Millimeterwellen-Modulationsschalter, der das Substrat 330 aus einem organischen Harzsubstrat (mit einer spezifischen dielektrischen Konstante εr mit εr = 3,0 besitzt) aus einem thermoplastischen Harz mit einer niedrigen dielektrischen Konstante mit einer Dicke von 0,2 mm zwischen dem ersten dielektrischen Leiter 316 und dem zweiten dielektrischen Leiter 317 angeordnet wurden. Auf einer Hauptfläche (d. h. der Fläche gegenüber dem ersten dielektrischen Leiter 316) des Millimeterwellen-Modulationsschalters wurde die Vorspannungszufuhrleitung 331 vom Drosseltyp ausgebildet, die aus Kupfer hergestellt wurde, indem abwechselnd breitere Leitungen und schmalere Leitungen ausgebildet wurden. Die breiteren Leitungen hatten eine Länge von λ1/4 = 0, 7 mm (worin der Wert λ1 2,8 mm gegenüber der Wellenlänge von etwa 4 mm der Frequenz von 76,3 GHz des Millimeterwellensignals betrug und im dielektrischen Substrat verkürzt wurde) und die schmaleren Leitungen hatten eine Länge von λ1/4 = 0,7 mm. Die breiteren Leitungen hatten eine Breite von 1,5 mm und die schmaleren Leitungen hatten eine Breite von 0,2 mm. Des weiteren war der spannungsgesteuerte Oszillator (VCO) vom Pillentyp, der das Gunn-Dioden-Element verwendete, als der Millimeterwellenoszillator 301 mit dem anderen Ende des Wel lenleiters verbunden, das an seinem einen Ende mit einem Durchloch verbunden war, das in dem parallelen Flachplattenleiter 1 ausgebildet war, in dem die Stehwelle des Millimeterwellensignals zum Verbreiten in dem ersten dielektrischen Leiter 316 ein hohes elektrisches Feld besaß. Des Weiteren war eine metallische Hornantenne als Sende-/Empfangsantenne 305 mit dem Endabschnitt des dritten dielektrischen Leiters 318 auf der Seite gegenüber der Ferritplatte 315 verbunden. Des Weiteren wurde ein Mischer vom Balancetyp als der Mischer 306 konfiguriert, indem die Mitte des Wegs des vierten dielektrischen Leiters 319 und die Mitte des Wegs des fünften dielektrischen Leiters 320 auf den engsten Abstand von D = 1,1 mm gebracht wurde und indem ein solcher Millimeterwellen-Erfassungsbereich einzeln am Endabschnitt des vierten dielektrischen Leiters 319 auf der gegenüberliegenden Seite der Ferritplatte 315 und am Endabschnitt des fünften dielektrischen Leiters 320 auf der gegenüberliegenden Seite der Verzweigungsvorrichtung 302 angebracht wurde, die das Substrat 330 verwendet hat, das aus einem organischen Harzsubstrat (mit einer spezifischen dielektrischen Konstante von εr = 3,0) aus einem thermoplastischen Harz mit einer niedrigen dielektrischen Konstante mit einer Dicke von 0,2 mm hergestellt wurde. Auf einer Hauptfläche (d. h. der Fläche auf der gegenüberliegenden Seite der vierten und fünften dielektrischen Leiter 319 und 320) des Millimeterwellen-Erfassungsbereichs wurde die Vorspannungszufuhrleitung 331 vom Drosseltyp ausgebildet, die aus Kupfer hergestellt wurde, indem abwechselnd breitere Leitungen und schmalere Leitungen ausgebildet wurden. Die breiteren Leitungen hatten eine Länge von λ1/4 = 0, 7 mm (worin der Wert λ1 2, 8 mm gegenüber der Wellenlänge von etwa 4 mm der Frequenz von 76,3 GHz des Millimeterwellensignals betrug und im dielektrischen Substrat verkürzt wurde) und die schmaleren Leitungen hatten eine Länge von λ1/4 = 0, 7 mm. Die breiteren Leitungen hatten eine Breite von 1,5 mm und die schmaleren Leitungen hatten eine Breite von 0,2 mm.
  • Für die Ferritplatten 315 wurde das Material verwendet, das eine spezifische dielektrische Konstante von 13,5 und eine Sättigungsmagnetisierung von 3.300 G (Gauss) (oder eine magnetische Flussdichte Bm gemäß der Gleichstrom-Magnetismusmessung nach der japanischen Industrienorm JIS C2561) aufwies.
  • Des Weiteren wurde das Verzweigungsverhältnis R der Verzweigungsvorrichtung 302 auf -14 dB eingestellt. Zu diesem Zeitpunkt betrug das Verhältnis Pa2/Pb2 zwischen der Intensität Pa2 des Millimeterwellensignals Wa2, das durch den Pulsmodulator 303 im AUS-Zustand zu senden war, und der Intensität Pb2 des Millimeterwellensignals Wb2, das aus dem fünften dielektrischen Leiter 320 durch den Mischer 306, den vierten dielektrischen Leiter 319, den Zirkulator 304 und den zweiten dielektrischen Leiter 317 zum Ausgangsabschluss 303b des Pulsmodulators 303 sendet und das von dem Ausgangsanschluss 303b des Pulsmodulators 303 reflektiert wurde, etwa 3 dB für die Frequenz 76,3 GHz. Des Weiteren wies zu diesem Zeitpunkt der Mischer 306 eine zufrieden stellende Umwandlungsverstärkung auf.
  • Zwei Arten von Proben wurden zu dem so konfigurierten Hochfrequenz-Sender/Empfänger hergestellt. Eine wurde als Probe X für das Beispiel der Erfindung angenommen und die andere wurde als Probe Y für einen Vergleich angenommen. Die Probe X wurde so konditioniert, dass die Phasendifferenz δ bei 76,3 GHz oder der Mittelfrequenz des Millimeterwellen-Sendesignals im Wesentlichen ± π betrug. Die Probe Y wurde so konditioniert, dass die Phasendifferenz δ bei 76,3 GHz oder der Mittelfrequenz des Millimeterwellen-Sendesignals von ± π drastisch abwich. Insbesondere wurde die Probe Y zuerst so erhalten, dass sie eine Phasendifferenz von 1,31π oder -0,69π bei der Frequenz 76,3 GHz aufwies. Die Probe X wurde für die Probe desselben Zustands erhalten, indem die Leitungslänge der ersten und zweiten dielektrischen Leiter 316 und 31? so justiert wurde, dass sie die Phasendifferenz δ von ± π auf der gemeinsamen Frequenz aufwiesen. Zu diesem Zeitpunkt wurde in der Probe X die Leitungslänge der ersten und zweiten dielektrischen Leiter 316 und 317 von der Leitungslänge der ersten und zweiten dielektrischen Leiter 316 und 317 der Probe Y nur um etwa -1 mm und etwa + 1 mm unterschiedlich gemacht, um dadurch die Positionen der Endabschnitte der ersten und zweiten dielektrischen Leiter 316 und 317 auf dem Pulsmodulator 303 und die Position des Pulsmodulators 303 verschieden zu machen.
  • An den Proben X und Y wurde die Phasendifferenz δ auf die folgende Weise durch Verwenden des Vektornetzwerkanalysators für das Millimeterwellenband gemessen. Der erste Testanschluss (oder der Testport 1) des Vektornetzwerkanalysators wurde mit dem Endabschnitt des den verbundenen VCO aufweisenden Wellenleiters verbunden, indem der VCO entfernt wurde. Der zweite Testanschluss (oder der Testport 2) wurde mit dem Endabschnitt des die verbundene Hornantenne aufweisenden dritten dielektrischen Leiters 318 verbunden, indem die Hornantenne entfernt wurde. Die Messung wurde am Übertragungsverhalten S21 zwischen den ersten und zweiten Testanschlüssen durchgeführt. Wenn das durch den Pulsmodulator 303 im AUS-Zustand zu sendende Millimeterwellensignal Wa2 zu messen war, wurde die Metallplatte zum Abschirmen der elektromagnetischen Welle zwischen dem ersten dielektrischen Leiter 316 und dem fünften dielektrischen Leiter 320 zum Abschirmen des Millimeterwellensignals Wa2 eingefügt. Wenn das vom Ausgangsanschluss 303b des Pulsmodulators 303 zu reflektierende Millimeterwellensignal Wb2 zu messen war, wurde die Metallplatte zum Abschirmen der elektromagnetischen Welle anstelle des Millimeterwellen-Modulationsschalters zwischen dem ersten dielektrischen Leiter 316 und dem zweiten dielektrischen Leiter eingefügt, um dadurch das Millimeterwellensig nal Wa2 abzuschirmen. Mit anderen Worten, das Übertragungsverhalten S21 wurde an jenen Signalen Wal und Wb2 unabhängig gemessen. Dann wurde die Phasendifferenz δ ermittelt, indem die Differenz zwischen der Phase des Signals Wa2 und der Phase des Signals Wb2 aus den Werten der Phasen der gemessenen Werte jenes Übertragungsverhaltens S21 bestimmt wurden. Die Ergebnisse sind in Tabelle 1 aufgeführt. In Tabelle 1 ist die Größe 2Nπ aus der Phasendifferenz δ weggelassen.
  • Tabelle 1. Vergleich der Phasendifferenz δ
    Figure 01970001
  • Aus den in Tabelle 1 aufgeführten Ergebnissen ist ersichtlich, dass die Probe Y eine Phasendifferenz δ von 1,31π, mit der Abweichung von π um 0,31π für das Millimeterwellensignal mit der Frequenz 76,3 GHz aufwies, wohingegen die Probe X eine Phasendifferenz δ von 1,05π für dieselbe Frequenz aufwies, und es wird bestätigt, dass die Probe X eine Phasendifferenz δ von ungefähr π aufwies.
  • Als nächstes wurden die Proben X und Y tatsächlich betrieben, und ihre EIN/AUS-Verhältniseigenschaften wurden folgendermaßen gemessen. Insbesondere wurde der VCO so stabil oszilliert, dass er seinen Oszillationsausgang nicht änderte, und der Testanschluss des Millimeterwellenbandspektrumsanalysators wurde mit den Endabschnitt mit der verbundenen Hornantenne des dritten dielektrischen Leiters 318 verbunden, indem die Hornantenne entfernt wurde. Die Intensitäten der aus jenem Endabschnitt auszugebenden Millimeterwellensignale wurden zu den individuellen Zeitpunkten gemessen, wenn der Pulsmodulator 303 EIN und AUS war, um das EIN/AUS-Verhältnis oder das Verhältnis der gemessenen Werte zu ermitteln. Die Ergebnisse sind in dem Diagramm der 27 eingetragen. Hierin ist W_on eine Intensität (Einheit: Watt) des Millimeterwellensignals als Sendeausgang im EIN-Zustand des Pulsmodulators 303 und W_off ist eine Intensität (Einheit: Watt) des Millimeterwellensignals als Sendeausgang im AUS-Zustand des Pulsmodulators 303.
  • 27 ist ein Diagramm, das die EIN/AUS-Verhältniseigenschaften des Sendeausgangs an dem Beispiel und dem Vergleich des erfindungsgemäßen Hochfrequenz-Sender/Empfängers zeigt. Die Abszisse gibt die Frequenz an (Einheit: GHz) und die Ordinate gibt das EIN/AUS-Verhältnis des Sendeausgangs in reziproken Zahlen an (d. h. -10 Log (W_on/W_off) (Einheit: dB). Schwarze Kreise geben die repräsentativen gemessenen Werte der EIN/AUS-Verhältniseigenschaften des Sendeausgangs der Probe X wieder und schwarze Quadrate geben die repräsentativen gemessenen Werte der EIN/AUS-Verhältniseigenschaften des Sendeausgangs der Probe Y wieder. In 27 wird das EIN/AUS-Verhältnis in reziproken Zahlen ausgedrückt und es wird impliziert, dass das EIN/AUS-Verhältnis für die wiedergegebenen kleineren Messwerte höher ist und dass die EIN/AUS-Verhältniseigenschaften des Sendeausgangs zufrieden stellend sind.
  • In der Probe X wurden die Leitungslängen des ersten und zweiten dielektrischen Leiters 316 und 317 so eingestellt, dass die Phasendifferenz δ zwischen den Millimeterwellensignalen Wa2 und Wb2 für die Mittelfrequenz 76,3 GHz des Millimeterwellen-Sendesignals im Wesentlichen π sein könnte. Daher wird aus den in 27 gezeigten Messergebnissen der Proben X und Y festgestellt, dass das EIN/AUS-Verhältnis über dieser Frequenz hoch war. Wenn die Phasendifferenz δ zwischen den Signalen Wa2 und Wb2 ± π betrug, wurden die Signale Wa2 und Wb2 in entgegengesetzten Phasen zwischen dem Ausgangsanschluss 303b des Pulsmodulators 303 und dem Zirkulator 304 synthetisiert, so dass sie einander aufhoben und wirksam dämpften. Es wird daher bestätigt, dass das EIN/AUS-Verhältnis des Sendeausgangs durch Unterdrücken der Übertragung des Anteils des Millimeterwellen-Sendesignals als nicht notwendiges Signal zu dem Zeitpunkt, an dem der Pulsmodulator 303 AUS war, erhöht werden könnte. Obwohl es ausgelassen ist, wird bestätigt, dass die Probe X in der Intensität des als dem Sendeausgang auszugebenden Millimeterwellensignals zu dem Zeitpunkt, an dem der Pulsmodulator 303 AUS war, niedriger war als die Probe Y. Es wird auch bestätigt, dass die Intensität des Millimeterwellensignals, das als Sendeausgang zu dem Zeitpunkt auszugeben war, als der Pulsmodulator 303 AUS war, im EIN/AUS-Verhältnis des Sendeausgangs dominant war und dass das EIN/AUS-Verhältnis des Sendeausgangs durch Verringern der Intensität erhöht werden konnte.
  • Laut den Messergebnissen der Phasendifferenz δ der Probe X, die in Tabelle 1 aufgeführt sind, und den Messergebnissen der Probe X, die in 27 gezeigt sind, war das EIN/AUS-Verhältnis des Sendeausgangs gesättigt, wenn die Phasendifferenz δ durch δ < 0,75π (π – π/4) und 1,25π (π + π/4) < d (d. h. weniger als 75,9 GHz und mehr als 76,7 GHz hinsichtlich der Frequenz) ausgedrückt wurde, und dass dementsprechend die Signale Wa2 und Wb2 einander wirksam aufho ben und dämpften, wenn die Phasendifferenz δ durch 0,75π (π + π/4) ≤ δ ≤ 1,25π (π + π/4) ausgedrückt wurde, wodurch eine Wirkung zur Erhöhung des EIN/AUS-Verhältnisses des Sendeausgangs bereitgestellt wurde. Es wird daher festgestellt, dass die bevorzugte Phasendifferenz δ im Bereich von δ = ± π – 1/4π bis δ = ± π + 1/4π liegt. Hierbei muss nicht erwähnt werden, obwohl es vorstehend beschrieben wurde, dass die korrekteste Phasendifferenz d δ = ± π war.
  • Die Auswertungen, die den vorgenannten ähnlich sind, wurden an den Hochfrequenz-Sendern/Empfängern der vierzehnten und fünfzehnten Ausführungsformen der Erfindung durchgeführt, um ähnliche zufrieden stellende Werte für das hohe EIN/AUS-Verhältnis des Sendeausgangs vorzusehen.
  • Schließlich wurde die mit jenen Proben X und Y versehene Radarvorrichtung konfiguriert und den Radarerfassungstests zum Erfassen des sich der Radarvorrichtung nähernden Objekts unterzogen. Es wird bestätigt, dass die Radarvorrichtung mit der Probe X die Bereichsinformation schnell und zuverlässig ausgab.
  • Somit konnte der erfindungsgemäße Hochfrequenz-Sender/Empfänger eine hohe Leistung haben und das EIN/AUS-Verhältnis des Sendeausgangs mit der einfachen Konfiguration erhöhen, während er die Übertragung des Anteils des Hochfrequenz-Sendesignals als nicht notwendiges Signal unterdrückte, wenn der Pulsmodulator AUS war, um dadurch die Sende-/Empfangsleistung zu erhöhen. Des Weiteren konnte die erfindungsgemäße Radarvorrichtung die Radarerfassung schnell und zuverlässig durchführen.
  • Das mit der Radarvorrichtung versehene Fahrzeug der Erfindung kann insbesondere nicht nur durch ein Passagier- oder Lasttransportfahrzeug, wie etwa einen Zug, eine Trambahn oder ein Kraftfahr zeug beispielhaft veranschaulicht werden, sondern auch durch ein Fahrrad, ein Fahrrad mit einem Antriebsmotor, ein Fahrzeug auf einem Spiel- oder Sportplatz oder einen Wagen auf einem Golfplatz.
  • Das mit der Radarvorrichtung versehene kleine Boot der Erfindung wird insbesondere durch ein Boot beispielhaft veranschaulicht, das mit oder ohne Lizenz für das kleine Boot gefahren werden kann, d. h. ein Schiff mit einer Bruttotonnage von weniger als 20 Tonnen, wie etwa ein von Hand angetriebenes Boot, ein Dingi, ein Wasserjetski, ein mit einem Außenbordmotor versehenes kleines Fangschiff, ein mit einem Außenbordmotor versehenes aufblasbares Boot (oder Gummiboot), ein Fangschiff, ein Fischerboot, ein Arbeitsschiff, ein Hausboot, ein Schlepper, ein Sportboot, ein Fischerboot, eine Jacht, eine Hochseejacht, ein Kreuzfahrtschiff oder ein Vergnügungsdampfer mit einer Bruttotonnage von weniger als 20 Tonnen.
  • Vorliegend sollte die Erfindung weder auf die vorgenannten Ausführungsformen des Ausführungsmodus noch auf die vorgenannten Beispiele beschränkt sein, sondern sie kann auf verschiedene Weisen modifiziert werden, ohne sich von ihrem Hauptinhalt zu entfernen. Beispielsweise kann ein Phasenschieber zum Justieren der Phasendifferenz δ in der Mitte des Wegs von irgendeinem der ersten, zweiten, vierten und fünften dielektrischen Leiter 316, 317, 319, 320, 346, 347, 349 und 350 angeordnet sein. In diesem Fall kann die Phasendifferenz δ dynamisch so eingestellt werden, dass die Phasendifferenz δ dynamisch verändert werden kann, beispielsweise nach Maßgabe der Betriebsbedingungen des Mischers 306 oder synchron zu den Betriebsvorgängen des Pulsmodulators 303.
  • Die Erfindung kann in anderen besonderen Formen verkörpert werden, ohne von ihrem Geist oder ihren wesentlichen Eigenschaften abzuweichen. Die vorliegenden Ausführungsformen sind daher in jegli cher Hinsicht als veranschaulichend und nicht beschränkend zu betrachten, wobei der Umfang der Erfindung eher durch die beigefügten Ansprüche als durch die vorstehende Beschreibung angegeben wird und daher alle Änderungen, die in den Bedeutungsrahmen und den Äquivalenzbereich der Ansprüche fallen, darin mit umfasst sein sollen.

Claims (26)

  1. Sende-/Empfangsantenne mit: einem Zirkulator (C) mit einer ersten, zweiten und dritten Übertragungsleitung (3, 4, 5) zum Senden eines Millimeterwellensignals, die mit einem Umfangsrandbereich eines Magnetelements (6, 7) jeweils durch erste, zweite und dritte Verbindungsabschnitte (3c, 4c, 5c) radial verbunden sind, wobei der Zirkulator ein aus einem der Verbindungsabschnitte eingegebenes Millimeterwellensignal aus einem der beiden dem einen Verbindungsabschnitt benachbarten Verbindungsabschnitte ausgibt; und einer Antenne (8), die mit einem Ende der dritten Übertragungsleitung (5) verbunden ist, deren anderes Ende mit dem dritten Verbindungsabschnitt (5c) verbunden ist, wobei eine Leitungslänge der dritten Übertragungsleitung (5) so eingestellt ist, dass δ = ± π ist, wobei δ für eine Phasendifferenz in einer Mittelfrequenz zwischen einem Signal Wa, das ein Millimeterwellensignalanteil ist, der über die dritte Übertragungsleitung (5) von der Antenne (8) reflektiert und zurückgesendet wird, so dass er zum zweiten Verbindungsabschnitt (4c) streut, und einem Signal Wb steht, das ein weiterer Millimeterwellensignalanteil ist, der aus dem ersten Verbindungsabschnitt (3c) durch den Zirkulator (C) zum zweiten Verbindungsabschnitt (4c) gestreut hat.
  2. Sende-/Empfangsantenne mit: zwei parallelen Flachplattenleitern (1, 2), die parallel in einem Abstand von einer halben Wellenlänge eines Millimeterwellensignals oder weniger angeordnet sind; einem Zirkulator (C), der zwischen den parallelen Flachplattenleitern (1, 2) angeordnet ist, auf deren Innenflächen zwei Ferritplatten (6, 7) so angeordnet sind, dass sie einander gegenüberliegen, wobei der Zirkulator (C) erste, zweite und dritte dielektrische Leiter (3, 4, 5) zum Eingeben/Ausgeben des Millimeterwellensignals aufweist, die mit den Umfangsrandbereichen der beiden Ferritplatten (6, 7) jeweils durch erste, zweite und dritte Verbindungsabschnitte (3c, 4c, 5c) radial verbunden sind, und der Zirkulator (C) das aus einem der Verbindungsabschnitte eingegebene Millimeterwellensignal aus einem der beiden dem einen Verbindungsabschnitt benachbarten Verbindungsabschnitte ausgibt; und einer Antenne oder einer Wellenleiterröhre oder einem mit der Antenne verbundenen primären Strahler, die bzw. der auf den parallelen Flachplattenleitern (1, 2) angeordnet ist und mit einem Durchloch (9) verbunden ist, das in einem Bereich von einem (2) der parallelen Flachplattenleiter ausgebildet ist, wobei der Bereich einem Bereich des dritten dielektrischen Leiters (5) gegenüberliegt, dessen eines Ende mit dem dritten Verbindungsabschnitt (5c) verbunden ist, in welchem Bereich das elektrische Feld einer Stehwelle in einem LSM-Modus hoch ist, wobei eine Länge von dem einen Ende zu dem Bereich, der dem Durchloch (9) des dritten elektrischen Leiters (5) gegenüberliegt, so eingestellt ist, dass δ = ± π ist, wobei δ für eine Phasendifferenz in einer Mittelfrequenz zwischen einem Signal Wa, das ein Millimeterwellensignalanteil ist, der über die dritte Übertra gungsleitung (5) am Durchloch (9) reflektiert und zurückgesendet wird, so dass er zum zweiten Verbindungsabschnitt (4c) streut, und einem Signal Wb steht, das ein weiterer Millimeterwellensignalanteil ist, der aus dem ersten Verbindungsabschnitt (3c) durch den Zirkulator (C) zum zweiten Verbindungsabschnitt (4c) gestreut hat.
  3. Millimeterwellen-Sender/Empfänger mit: einem Millimeterwellenoszillator (21) zum Erzeugen eines Millimeterwellensignals; einer Verzweigungsvorrichtung (30), die mit dem Millimeterwellenoszillator (21) zum Verzweigen eines Millimeterwellensignals und Ausgeben von Millimeterwellen-Sendesignalen an ihren einen Ausgangsanschluss und eines lokalen Signals an ihren anderen Ausgangsanschluss verbunden ist; der Sende-/Empfangsantenne nach Anspruch 1, in der ein Endabschnitt der ersten Übertragungsleitung (3) mit dem einen Ausgangsanschluss der Verzweigungsvorrichtung (30) verbunden ist; und einem Mischer (25), der zwischen dem anderen Ausgangsanschluss der Verzweigungsvorrichtung (30) und dem Endabschnitt der zweiten Übertragungsleitung (4) der Sende-/Empfangsantenne verbunden ist, um das lokale Signal, das an den anderen Ausgangsanschluss ausgegeben wird, mit dem Millimeterwellensignal, das von der Sende-/Empfangsantenne empfangen wird, zu mischen und ein Zwischenfrequenzsignal auszugeben.
  4. Millimeterwellen-Sender/Empfänger mit: der Sende-/Empfangsantenne nach Anspruch 2; einem Millimeterwellensignaloszillator (21, 52), der zwischen den parallelen Flachplattenleitern (1, 2, 51) angeordnet und an dem ersten dielektrischen Leiter (3, 53) zum Frequenzmodulieren des aus der Hochfrequenzdiode ausgegebenen Hochfrequenzsignals und zum Verbreiten des modulierten Signals als Millimeterwellensignal über den ersten dielektrischen Leiter (3, 53) befestigt ist; einem Pulsmodulator (22), der zwischen den parallelen Flachplattenleitern (1, 2, 51) angeordnet ist und in der Mitte des Wegs des ersten dielektrischen Leiters (3, 53) zum Pulsieren des Millimeterwellensignals und Ausgeben des pulsierten Signals als Millimeterwellen-Sendesignal über den ersten dielektrischen Leiter (3, 53) angeordnet ist; einem vierten dielektrischen Leiter (57), der zwischen den parallelen Flachplattenleitern (1, 2, 51) angeordnet ist und so angeordnet ist, dass sein eines Ende nahe dem ersten dielektrischen Leiter (3, 53) ist oder an seinem einen Ende mit dem ersten dielektrischen Leiter (3, 53) zum Erhalt einer elektromagnetischen Kopplung zum Verbreiten eines Anteils des Millimeterwellensignals verbunden ist; und einem Mischer (25, 59), der zwischen den parallelen Flachplattenleitern (1, 2, 53) angeordnet und so konfiguriert ist, dass die Mitte des Wegs des vierten dielektrischen Leiters (57) und die Mitte des Wegs des dritten dielektrischen Leiters (4, 58) zum Erhalt einer elektromagnetischen Kopplung nahe beieinander oder miteinander verbunden sind, um den Millimeterwellenanteil und die durch die Sende-/Empfangsantenne empfangene Empfangswelle zu mischen und das Zwischenfrequenzsignal zu erzeugen.
  5. Millimeterwellen-Sender/Empfänger nach Anspruch 3 oder 4, in dem ein Energieverhältnis zwischen dem einen Milllimeterwellensignalanteil Wa und dem anderen Millimeterwellensignalanteil Wb auf 0,27 oder höher eingestellt ist und die Phasendifferenz δ auf δ = ± π ± 0,42π eingestellt ist.
  6. Millimeterwellen-Sender/Empfänger nach Anspruch 3, ferner mit einem Pulsmodulator (22), der zwischen dem einen Ausgangsanschluss der Verzweigungsvorrichtung (30) und einer ersten Übertragungsleitung (3) des Zirkulators (23, C) eingefügt ist, das zu dem einen Ausgangsanschluss verzweigte Millimeterwellen-Sendesignal pulsmoduliert und das Millimeterwellen-Sendesignal ausgibt, wobei der Ausgangsanschluss des Mischers (25) mit einem Schaltregler (29) zum Öffnen des Ausgangsanschlusses, wenn das pulsmodulierte Millimeterwellen-Sendesignal aus dem Pulsmodulator (22) ausgegeben wird, versehen ist.
  7. Millimeterwellen-Sender/Empfänger nach Anspruch 4, in dem der Ausgangsanschluss des Mischers (25, 59) mit einem Schaltregler (29) zum Öffnen des Ausgangsanschlusses, wenn das pulsmodulierte Millimeterwellen-Sendesignal aus dem Pulsmodulator (22) ausgegeben wird, versehen ist.
  8. Isolator mit: einem Zirkulator mit einer ersten, zweiten und dritten Übertragungsleitung (101, 102, 103) zum Senden eines Hochfrequenzsignals, die mit einem Umfangsrandbereich eines Magnetelements (104) jeweils durch erste, zweite und dritte Verbindungsabschnitte (104a, 104b, 104c) radial verbunden sind, wobei der Zirkulator ein aus einem der Verbindungsabschnitte eingegebenes Hochfrequenzsignal aus einem der beiden dem einen Verbindungsabschnitt benachbarten Verbindungsabschnitte ausgibt; und einem nicht-reflektierenden Abschlusswiderstand (105), dessen eines Ende mit der dritten Übertragungsleitung (104c) verbunden ist und mit dem anderen Ende der dritten Übertragungsleitung (103) verbunden ist, in dem eine Leitungslänge der dritten Übertragungsleitung (103) so eingestellt ist, dass δ = ± π, wobei δ für eine Phasendifferenz in einer Mittelfrequenz zwischen einem Signal Wa, das ein Millimeterwellensignalanteil ist, der über die dritte Übertragungsleitung (103) von dem nicht-reflektierenden Abschlusswiderstand (105) reflektiert und zurückgesendet wird, so dass er zur ersten Verbindungsleitung (101) streut, und einem Signal Wb steht, das ein anderer Millimeterwellensignalanteil ist, der aus der zweiten Übertragungsleitung (102) durch den Zirkulator zur ersten Übertragungsleitung (101) gestreut hat.
  9. Isolator mit: ersten und zweiten Zirkulatoren (C1, C2), jeweils mit einer ersten, zweiten und dritten Übertragungsleitung (207, 208; 209, 210; 211, 212) zum Senden des Millimeterwellensignals, die mit einem Umfangsrandbereich eines Magnetelements (205, 206) jeweils durch erste, zweite und dritte Verbindungsabschnitte (205a, 206a; 205b, 206b; 205c, 206c) radial verbunden sind, wobei die Zirkulatoren (C1, C2) jeweils ein aus einem der Verbindungsabschnitte eingegebenes Millimeterwellensignal aus einem der beiden dem einen Verbindungsabschnitt benachbarten Verbindungsabschnitte ausgeben, wobei die Zirkulatoren (C1, C2) so verbunden sind, dass die zweite Übertragungsleitung (209) des ersten Zirkulators (C1) als erste Übertragungsleitung (208) des zweiten Zirkulators (C2) arbeitet; und nicht-reflektierenden Abschlusswiderständen (215, 216), deren eines Ende jeweils mit dem dritten Verbindungsabschnitt (205c, 206c) verbunden ist, wobei die nicht-reflektierenden Abschlusswiderstände (215, 216) jeweils mit dem anderen Ende der dritten Übertragungsleitung (211, 212) verbunden sind, in dem sich die Frequenzabhängigkeit des Isolierungsverhaltens zwischen einem Hochfrequenzsignal, das aus der ersten Übertragungsleitung (207) zur zweiten Übertragungsleitung (209) übertragen wird, und einem Hochfrequenzsignal, das aus der zweiten Übertragungsleitung (209) zur ersten Übertragungsleitung (207) des ersten Zirkulators (C1) übertragen wird, von einer Frequenzabhängigkeit des Isolierungsverhaltens zwischen einem Hochfrequenzsignal, das aus der ersten Übertragungsleitung (208) zur zweiten Übertragungsleitung (210) zu übertragen ist, und einer Hochfrequenz, die aus der zweiten Übertragungsleitung (210) zur ersten Übertragungsleitung (208) des zweiten Zirkulators (C2) zu übertragen ist, unterscheidet.
  10. Isolator nach Anspruch 9, in dem eine Leitungslänge der dritten Übertragungsleitung (211, 212) jeweils des ersten und des zweiten Zirkulators (C1, C2) so eingestellt ist, dass δ = ± π, wobei δ für eine Phasendifferenz in einer Mittelfrequenz zwischen Signalen Wa, das ein Hochfrequenzsignalanteil ist, der über die dritte Übertragungsleitung (211, 212) von dem nicht-reflektierenden Abschlusswiderstand (215, 216) reflektiert und zurückgesendet wird, so dass er zur ersten Verbindungsleitung (207, 208) streut, und Wb steht, das ein anderer Hochfrequenzsignalanteil ist, der aus der zweiten Übertragungsleitung (209, 210) durch den Zirkulator (C1, C2) zur ersten Übertragungsleitung (207, 208) gestreut hat.
  11. Hochfrequenzoszillator mit: zwei parallelen Flachplattenleitern (120), die parallel in einem Abstand von einer halben Wellenlänge eines Millimeterwellensignals oder weniger angeordnet sind; einem ersten und zweiten Zirkulator (A, B), die zwischen den parallelen Flachplattenleitern (120) angeordnet sind, mit zwei Ferritplatten (121a, 121b; 126a, 126b), die so angeordnet sind, dass sie auf einer Innenfläche der parallelen Flachplattenleitern (120) einander gegenüberliegen, einem eingebenden dielektrischen Leiter (122, 125b), der in Bezug auf die beiden Ferritplatten (121a, 121b; 126a, 126b) zum Eingeben des Hochfrequenzsignals radial angeordnet ist, einem abschließenden dielektrischen Leiter (124, 128) mit einem nicht-reflektierenden Abschlusswiderstand (123, 127), der an seinem Führungsende vorgesehen ist, und einem ausgebenden dielektrischen Leiter (125a, 129) zum Ausgeben eines Hochfrequenzsignals, das in den eingebenden dielektrischen Leiter (122, 125b) eingegeben wird, wobei die ersten und zweiten Zirkulatoren (A, B) so miteinander verbunden sind, dass der ausgebende dielektrische Leiter (125a) des ersten Zirkulators (A) als eingebender die lektrischer Leiter (125b) des zweiten Zirkulators (B) arbeitet; und einem spannungsgesteuerten Oszillator (130), der mit einem Eingangsanschluss (122a) verbunden ist, in den das Hochfrequenzsignal des eingebenden dielektrischen Leiters (122) des ersten Zirkulators (A) eingegeben wird, in dem sich die Frequenzabhängigkeit des Isolierungsverhaltens zwischen dem Hochfrequenzsignal, das aus dem eingebenden dielektrischen Leiter (122) zum ausgebenden dielektrischen Leiter (125a) zu übertragen ist, und dem Hochfrequenzsignal, das aus dem ausgebenden dielektrischen Leiter (125a) zum eingebenden dielektrischen Leiter (122) des ersten Zirkulators (A) zu übertragen ist, von einer Frequenzabhängigkeit der Isolierungsverhalten zwischen dem Hochfrequenzsignal, das aus dem eingebenden dielektrischen Leiter (125b) zum ausgebenden dielektrischen Leiter (129) zu übertragen ist, und dem Hochfrequenzsignal, das aus dem ausgebenden dielektrischen Leiter (129) zum eingebenden dielektrischen Leiter (125b) des zweiten Zirkulators (B) zu übertragen ist, unterscheidet.
  12. Hochfrequenzoszillator nach Anspruch 11, worin die Frequenzabhängigkeit eingestellt wird, indem von Abstand oder Größe der beiden Ferritplatten (121a, 121b; 126a, 126b) zwischen dem ersten Zirkulator (A) und dem zweiten Zirkulator (B) zumindest eines unterschiedlich gemacht wird.
  13. Hochfrequenzoszillator mit: dem Isolator nach Anspruch 8 oder 9; und einem spannungsgesteuerten Oszillator, der mit dem Eingangsanschluss des Isolators zur Erzeugung eines Hochfrequenzsignals verbunden ist.
  14. Hochfrequenz-Sende-/Empfangsvorrichtung mit: zwei parallelen Flachplattenleitern (140), die parallel in einem Abstand von einer halben Wellenlänge eines Millimeterwellensignals oder weniger angeordnet sind; einem ersten dielektrischen Leiter (141), der zwischen den parallelen Flachplattenleitern (140) angeordnet ist; einem Millimeterwellensignaloszillator (142), der an dem ersten dielektrischen Leiter (141) befestigt und zwischen den parallelen Flachplattenleitern (140) zum Ausgeben eines Millimeterwellensignals angeordnet ist, das aus dem Hochfrequenzoszillator an den ersten dielektrischen Leiter (141) ausgegeben wird; einem Pulsmodulator (143), der zwischen den parallelen Flachplattenleitern (140) so angeordnet ist, dass er in der Mitte des Wegs zum ersten dielektrischen Leiter (141) ist, um das Millimeterwellensignal zu pulsieren und das pulsierte Signal als Millimeterwellen-Sendesignal über den ersten dielektrischen Leiter (141) auszugeben; einem zweiten dielektrischen Leiter (144), der zwischen den parallelen Flachplattenleitern (140) so angeordnet ist, dass zum Erhalt einer elektromagnetischen Kopplung sein eines Ende nahe an dem ersten dielektrischen Leiter (141) ist oder an seinem einen Ende mit dem ersten dielektrischen Leiter (141) ver banden ist, um einen Anteil des Millimeterwellensignals zu verbreiten; einen Zirkulator (C), der zwischen den parallelen Flachplattenleitern (140) angeordnet ist, mit Ferritplatten (145a, 145b), die parallel zu den parallelen Flachplattenleitern (140) angeordnet sind, und einem ersten Verbindungsabschnitt (146a), einem zweiten Verbindungsabschnitt (146b) und einem dritten Verbindungsabschnitt (146c), die in einem vorgegebenen Abstand am Umfangsrandbereich der Ferritplatten (145a, 145b) angeordnet sind, die jeweils als Eingangs-/Ausgangsanschlüsse des Millimeterwellensignals dienen, um ein aus einem der Verbindungsabschnitte eingegebenes Millimeterwellensignal aus einem der dem einen Verbindungsabschnitt im Uhrzeigersinn oder im Gegenuhrzeigersinn in den Ebenen der Ferritplatten (145a, 145b) benachbarten Verbindungsabschnitte auszugeben, wobei der erste Verbindungsabschnitt (146a) mit dem Millimeterwellensignal-Ausgangsanschluss des ersten dielektrischen Leiters (141) verbunden ist; einem dritten dielektrischen Leiter (148), der zwischen den parallelen Flachplattenleitern (140) angeordnet und mit dem zweiten Verbindungsabschnitt (146b) des Zirkulators (C) zum Verbreiten des Millimeterwellensignals verbunden ist, wobei der dritte dielektrische Leiter (148) an seinem führenden Endabschnitt eine Sende-/Empfangsantenne (147) besitzt; einem vierten dielektrischen Leiter (150), der zwischen den parallelen Flachplattenleitern (140) angeordnet und mit dem dritten Verbindungsabschnitt (146c) des Zirkulators (C) zum Verbreiten einer Empfangswelle verbunden ist, die durch die Sende-/Empfangsantenne (147) empfangen wird, über den dritten dielektrischen Leiter (148) verbreitet und aus dem dritten Verbindungsabschnitt (146c) ausgegeben wird; einem Mischer (151), der zwischen den parallelen Flachplattenleitern (140) angeordnet und so konfiguriert ist, dass zum Erhalt einer elektromagnetischen Kopplung entweder eine Mitte des Wegs des zweiten dielektrischen Leiters (144) oder eine Mitte des Wegs des vierten dielektrischen Leiters (150) nahe beieinander oder miteinander verbunden sind, um einen Anteil des Millimeterwellen-Sendesignals mit der Empfangswelle zu mischen und das Zwischenfrequenzsignal zu erzeugen; und einem nicht-reflektierenden Abschlusswiderstand (152), der zwischen den parallelen Flachplattenleitern (140) angeordnet und mit einem Endabschnitt auf der gegenüberliegenden Seite des Mischers (151) des zweiten dielektrischen Leiters (144) verbunden ist, in der der Hochfrequenzoszillator des Millimeterwellenoszillators (142) der Hochfrequenzoszillator nach Anspruch 11 ist.
  15. Hochfrequenz-Sende-/Empfangsvorrichtung mit: zwei parallelen Flachplattenleitern (160), die parallel in einem Abstand von einer halben Wellenlänge eines Millimeterwellensignals oder weniger angeordnet sind; einem ersten dielektrischen Leiter (161), der zwischen den parallelen Flachplattenleitern (160) angeordnet ist; einem Millimeterwellensignaloszillator (162), der an dem ersten dielektrischen Leiter (161) befestigt und zwischen den parallelen Flachplattenleitern (160) zum Ausgeben eines Millimeterwellensignals angeordnet ist, das aus dem Hochfrequenzoszillator an den ersten dielektrischen Leiter (161) ausgegeben wird; einem Pulsmodulator (163), der zwischen den parallelen Flachplattenleitern (160) so angeordnet ist, dass er in der Mitte des Wegs des ersten dielektrischen Leiters (161) ist, um das Millimeterwellensignal zu pulsieren und das pulsierte Signal als Millimeterwellen-Sendesignal aus dem ersten dielektrischen Leiter (161) auszugeben; einem zweiten dielektrischen Leiter (164), der zwischen den parallelen Flachplattenleitern (160) so angeordnet ist, dass zum Erhalt einer elektromagnetischen Kopplung sein eines Ende nahe dem ersten dielektrischen Leiter (161) ist oder an seinem einen Ende mit dem ersten dielektrischen Leiter (161) verbunden ist, um einen Anteil des Millimeterwellensignals zu verbreiten, einem Zirkulator (D), der zwischen den parallelen Flachplattenleitern (160) angeordnet ist, mit Ferritplatten (165a, 165b), die parallel zu den parallelen Flachplattenleitern (160) angeordnet sind, und einem ersten Verbindungsabschnitt (166a), einem zweiten Verbindungsabschnitt (166b) und einem dritten Verbindungsabschnitt (166c), die in einem vorgegebenen Abstand am Umfangsrandbereich der Ferritplatten (165a, 165b) angeordnet sind, die jeweils als Eingangs-/Ausgangsanschlüsse des Millimeterwellensignals dienen, um ein aus einem der Verbindungsabschnitte eingegebenes Millimeterwellensignal aus einem der beiden dem einen Verbindungsabschnitt im Uhrzeigersinn oder im Gegenuhrzeigersinn in den Ebenen der Ferritplatten (165a, 165b) benachbarten Verbindungsabschnitte auszugeben, wobei der erste Verbindungsabschnitt (166a) mit dem Millimeterwellensignal-Ausgangsanschluss des ersten dielektrischen Leiters (161) verbunden ist; einem dritten dielektrischen Leiter (168), der zwischen den parallelen Flachplattenleitern (160) angeordnet und mit dem zweiten Verbindungsabschnitt (166b) des Zirkulators (D) zum Verbreiten des Millimeterwellensignals verbunden ist, wobei der dritte dielektrische Leiter (168) an seinem führenden Endabschnitt eine Sendeantenne (167) besitzt; einem vierten dielektrischen Leiter (171), der zwischen den parallelen Flachplattenleitern (160) angeordnet ist und an einem führenden Endabschnitt eine Empfangsantenne (169) besitzt, einem fünften dielektrischen Leiter (173), der zwischen den parallelen Flachplattenleitern (160) angeordnet und mit dem dritten Verbindungsabschnitt (166c) des Zirkulators (D) zum Verbreiten einer Empfangswelle verbunden ist, die durch die Sendeantenne (167) empfangen und gemischt wird, und zum Abschwächen des Millimetersignals an einem nicht-reflektierenden Abschlusswiderstand (172), der an seinem führenden Endabschnitt angeordnet ist; einem Mischer (172), der zwischen den parallelen Flachplattenleitern (160) angeordnet, an einem anderen Endabschnitt des vierten dielektrischen Leiters (171) angebracht und so konfiguriert ist, dass zum Erhalt einer elektromagnetischen Kopplung entweder eine Mitte des Wegs des zweiten dielektrischen Leiters (164) oder eine Mitte des Wegs des vierten dielektrischen Leiters (171) nahe zueinander oder miteinander verbunden sind, um einen Anteil des Millimeterwellen-Sendesignals mit der Emp fangswelle zu mischen und das Zwischenfrequenzsignal zu erzeugen; und einem nicht-reflektierenden Abschlusswiderstand (175), der zwischen den parallelen Flachplattenleitern (160) angeordnet und mit einem Endabschnitt auf der gegenüberliegenden Seite des Mischers (174) des zweiten dielektrischen Leiters (164) verbunden ist, in der der Hochfrequenzoszillator des Millimeterwellenoszillators (162) der Hochfrequenzoszillator nach Anspruch 11 ist.
  16. Hochfrequenz-Sende-/Empfangsvorrichtung mit: dem Hochfrequenzoszillator (231) nach Anspruch 13; einer Verzweigungsvorrichtung (232), die mit dem Ausgangsanschluss des Hochfrequenzoszillators (231) zum Verzweigen eines Hochfrequenzsignals und Ausgeben des verzweigten Hochfrequenzsignals an den einen Ausgangsanschluss (232b) und den anderen Ausgangsanschluss (232c) verbunden ist; einem Modulator (233), der mit dem einen Ausgangsanschluss (232b) zum Modulieren des Hochfrequenzsignals, das an den einen Ausgangsanschluss (232b) verzweigt wird, und zum Ausgeben des Hochfrequenz-Sendesignals verbunden ist; einem Zirkulator (234) mit einem ersten Anschluss (234a), einem zweiten Anschluss (234b) und einem dritten Anschluss (234c) rund um ein Magnetelement zum Ausgeben eines aus einem der Anschlüsse in der aufgezählten Reihenfolge eingegebenen Hochfrequenzsignals aus einem dem einen Anschluss be nachbarten nächsten Anschluss und zum Eingeben einer Ausgabe aus dem Modulator (233) zum ersten Anschluss (234a); einer Sende-/Empfangsantenne (235), die mit dem zweiten Anschluss (234b) des Zirkulators (234) verbunden ist; und einem Mischer (236), der zwischen dem anderen Ausgangsanschluss (232c) der Verzweigungsvorrichtung (232) und dem dritten Anschluss (234c) des Zirkulators (234) zum Mischen des an den anderen Ausgangsanschluss (232c) verzweigten Hochfrequenzsignals mit dem Hochfrequenzsignal, das von der Sende-/Empfangsantenne (235) empfangen wird, und zum Ausgeben eines Zwischenfrequenzsignals verbunden ist.
  17. Hochfrequenz-Sende-/Empfangsvorrichtung mit: dem Hochfrequenzoszillator (231) nach Anspruch 13; einer Verzweigungsvorrichtung (232), die mit dem Ausgangsanschluss des Hochfrequenzoszillators (231) zum Verzweigen eines Hochfrequenzsignals und Ausgeben des verzweigten Hochfrequenzsignals an den einen Ausgangsanschluss (232b) und den anderen Ausgangsanschluss (232c) verbunden ist; einem Modulator (233), der mit dem einen Ausgangsanschluss (232b) zum Modulieren des Hochfrequenzsignals, das an den einen Ausgangsanschluss (232b) verzweigt wird, und zum Ausgeben des Hochfrequenz-Sendesignals verbunden ist; einem Isolator (238), dessen eines Ende mit dem Ausgangsanschluss (233a) des Modulators (233) zum Senden des Hochfre quenz-Sendesignals von einer Endseite zur anderen Endseite verbunden ist; einer Sendeantenne (239), die mit dem Isolator (238) verbunden ist; einer Empfangsantenne (240), die mit dem anderen Ausgangsanschluss (232c) der Verzweigungsvorrichtung (232) verbunden ist; und einem Mischer (236), der zwischen dem anderen Ausgangsanschluss (232c) der Verzweigungsvorrichtung (232) und der Empfangsantenne (240) zum Mischen des an den anderen Ausgangsanschluss (232c) verzweigten Hochfrequenzsignals mit dem Hochfrequenzsignal, das durch die Empfangsantenne (240) empfangen wird, und zum Ausgeben eines Zwischenfrequenzsignals verbunden ist.
  18. Hochfrequenz-Sender/Empfänger mit: einem Hochfrequenzoszillator (301) zur Erzeugung eines Hochfrequenzsignals; einer Verzweigungsvorrichtung (302), die mit dem Hochfrequenzoszillator (301) zum Verzweigen eines Hochfrequenzsignals und Ausgeben der verzweigten Hochfrequenzsignale an den einen Ausgangsanschluss (302b) und den anderen Ausgangsanschluss (302c) verbunden ist; einem Modulator (303), der mit dem einen Ausgangsanschluss (302b) zum Modulieren des Hochfrequenzsignals, das an den einen Ausgangsanschluss (302b) verzweigt wird, und zum Ausgeben des Hochfrequenz-Sendesignals verbunden ist; einem Zirkulator (304) mit einem ersten Anschluss (304a), einem zweiten Anschluss (304b) und einem dritten Anschluss (304c) rund um ein Magnetelement zum Ausgeben eines aus einem der Anschlüsse in der aufgezählten Reihenfolge eingegebenen Hochfrequenzsignals aus einem dem einen Anschluss benachbarten nächsten Anschluss und zum Eingeben einer Ausgabe aus dem Modulator (303) in den ersten Anschluss (304a); einer Sende-/Empfangsantenne (305), die mit dem zweiten Anschluss (304b) des Zirkulators (304) verbunden ist; und einem Mischer (306), der zwischen dem anderen Ausgangsanschluss (302c) der Verzweigungsvorrichtung (302) und dem dritten Anschluss (304c) des Zirkulators (304) zum Mischen des an den anderen Ausgangsanschluss (302c) verzweigten Hochfrequenzsignals mit dem Hochfrequenzsignal, das durch die Sende-/Empfangsantenne (305) empfangen wird, und zum Ausgeben eines Zwischenfrequenzsignals verbunden ist, in dem eine Leitungslänge der Verzweigungsvorrichtung (302) und des Modulators (303) oder eine Leitungslänge zwischen der Verzweigungsvorrichtung (302) auf der Seite des Mischers (306) und des Modulators (303) so eingestellt ist, dass δ = ± π, wobei δ für eine Phasendifferenz in einer Mittelfrequenz zwischen einem Signal Wa2, das ein Hochfrequenzsignal ist, das durch den Modulator (303) im AUS-Zustand geht, und einem Signal Wb2 steht, das ein Hochfrequenzsignal ist, das durch den Mischer (306) und den Zirkulator (304) aus dem anderen Ausgangsanschluss (302c) der Verzweigungsvorrichtung (302) zum Aus gangsanschluss (303b) des Modulators (303) geht und vom Ausgangsanschluss (303b) des Modulators (303) reflektiert wird.
  19. Hochfrequenz-Sender/Empfänger mit: einem Hochfrequenzoszillator (301) zur Erzeugung eines Hochfrequenzsignals; einer Verzweigungsvorrichtung (302), die mit dem Hochfrequenzoszillator (301) zum Verzweigen eines Hochfrequenzsignals und Ausgeben der verzweigten Hochfrequenzsignale an den einen Ausgangsanschluss (302b) und den anderen Ausgangsanschluss (302c) verbunden ist; einem Modulator (303), der mit dem einen Ausgangsanschluss (302b) zum Modulieren des Hochfrequenzsignals, das an den einen Ausgangsanschluss (302b) verzweigt wird, und zum Ausgeben des Hochfrequenz-Sendesignals verbunden ist; einem Zirkulator (304) mit einem ersten Anschluss (304a), einem zweiten Anschluss (304b) und einem dritten Anschluss (304c) rund um ein Magnetelement zum Ausgeben eines aus einem der Anschlüsse in der aufgezählten Reihenfolge eingegebenen Hochfrequenzsignals aus einem dem einen Anschluss benachbarten nächsten Anschluss und zum Eingeben einer Ausgabe aus dem Modulator (303) in den ersten Anschluss (304a); einer Sende-/Empfangsantenne (305), die mit dem zweiten Anschluss (304b) des Zirkulators (304) verbunden ist; und einem Mischer (306), der zwischen dem anderen Ausgangsanschluss (302c) der Verzweigungsvorrichtung (302) und dem dritten Anschluss (304c) des Zirkulators (304) zum Mischen des an den anderen Ausgangsanschluss (302c) verzweigten Hochfrequenzsignals mit dem Hochfrequenzsignal, das durch die Sende-/Empfangsantenne (305) empfangen wird, und zum Ausgeben eines Zwischenfrequenzsignals verbunden ist, in dem ein Verzweigungsverhältnis R der Verzweigungsvorrichtung (302) ausgedrückt wird durch R = Pb1/Pa1 (R: eine reale Zahl von O oder höher) und auf R < 1 eingestellt ist, worin Wa1 ein Hochfrequenzsignal ist, das an den einen Ausgangsanschluss (302b) der Verzweigungsvorrichtung auszugeben ist, Pa1 dessen Intensität ist, Wb1 ein Hochfrequenzsignal ist, das an den anderen Ausgangsanschluss (302c) der Verzweigungsvorrichtung (302) auszugeben ist, und Pb1 dessen Intensität ist.
  20. Hochfrequenz-Sender/Empfänger nach Anspruch 19, in dem das Verzweigungsverhältnis R auf R = A1/(B1·B2·B3) eingestellt ist, worin A1, B1, B2 und B3 für einen Sendekoeffizienten des Hochfrequenzsignals, das durch den Modulator (303) im AUS-Zustand zu senden ist, bzw. einen Sendekoeffizienten des Hochfrequenzsignals, das zwischen den beiden Eingangsanschlüssen des Mischers (306) zu senden ist, bzw. einen Sendekoeffizienten des Hochfrequenzsignals, das zwischen dem dritten Anschluss (304c) und dem ersten Anschluss (304a) des Zirkulators (304) zu senden ist, bzw. einen Reflexionskoeffizienten des Hochfrequenzsignals, das von dem Ausgangsanschluss (303b) des Modulators (303) zu reflektieren ist, stehen.
  21. Hochfrequenz-Sender/Empfänger nach Anspruch 19, in dem entweder eine Leitungslänge zwischen dem einen Ausgangsan schluss (302b) der Verzweigungsvorrichtung (302) und dem Modulator (303) oder eine Leitungslänge zwischen dem anderen Ausgangsanschluss (302c) der Verzweigungsvorrichtung (302) und dem Modulator (303) durch den Mischer (306) und den Zirkulator (304) so eingestellt ist, dass δ = ± π, wobei δ für eine Phasendifferenz in einer Mittelfrequenz zwischen einem Signal Wa2, das ein Hochfrequenzsignal ist, das durch den Modulator (303) im AUS-Zustand geht, und einem Signal Wb2 steht, das ein Hochfrequenzsignal ist, das durch den Mischer (306) und den Zirkulator (304) aus dem anderen Ausgangsanschluss (302c) der Verzweigungsvorrichtung (302) zum Ausgangsanschluss (303b) des Modulators (303) geht und vom Ausgangsanschluss (303b) des Modulators (303) reflektiert wird.
  22. Hochfrequenz-Sender/Empfänger mit: einem ersten und zweiten Zirkulator (302', 304), die jeweils einen ersten Anschluss (302'a, 304a), einen zweiten Anschluss (302fi, 304b) und einen dritten Anschluss (302'c, 304c) rund um ein Magnetelement zum Ausgeben eines aus einem der Anschlüsse eingegebenen Hochfrequenzsignals aus einem der beiden dem einen Anschluss in der aufgezählten Reihenfolge benachbarten Anschlüsse aufweisen; einem Hochfrequenzoszillator (301), der mit dem ersten Anschluss (302'a) des ersten Zirkulators (302' ) zur Erzeugung eines Hochfrequenzsignals verbunden ist; einem Modulator (303), der zwischen dem zweiten Anschluss (302'b) des ersten Zirkulators (302') und dem ersten Anschluss (304a) des zweiten Zirkulators (304) zum Senden des Hochfrequenzsignals zur Seite des zweiten Zirkulators (304) oder zum Reflektieren des Hochfrequenzsignals zum ersten Zirkulator (302') in Ansprechung auf ein Pulssignal verbunden ist; einer Sende-/Empfangsantenne (305), die mit dem zweiten Anschluss (304b) des zweiten Zirkulators (304) verbunden ist; und einem Mischer (306), der zwischen dem dritten Anschluss (302'c) des ersten Zirkulators (302') und dem dritten Anschluss (304c) des zweiten Zirkulators (304) zum Mischen des vom Modulator (303) reflektierten und aus dem dritten Anschluss (302'c) des ersten Zirkulators (302') eingegebenen Hochfrequenzsignals mit dem Hochfrequenzsignal, das durch die Sende-/Empfangsantenne (305) empfangen und aus dem dritten Anschluss (304c) des zweiten Zirkulators (304) eingegeben wird, und zum Ausgeben eines Zwischenfrequenzsignals verbunden ist, in dem δ = ± π, wobei δ für eine Phasendifferenz in einer Mittelfrequenz zwischen einem Signal Wa, das ein Hochfrequenzsignal ist, das durch den Modulator (303) im AUS-Zustand geht, und einem Signal Wb steht, das ein Hochfrequenzsignal ist, das durch den Mischer (306) und den zweiten Zirkulator (304) aus dem dritten Anschluss (302'c) des ersten Zirkulators (302') zum Ausgangsanschluss (303b) des Modulators (303) geht und vom Ausgangsanschluss (303b) des Modulators (303) reflektiert wird.
  23. Hochfrequenz-Sender/Empfänger nach Anspruch 22, in dem ein Abschwächer oder ein variabler Abschwächer zwischen dem ersten Zirkulator (302') und dem Mischer (306) dazwischengefügt ist.
  24. Radarvorrichtung mit: einem Hochfrequenz-Sender/Empfänger nach einem der Ansprüche 16 bis 23; und einem Bereichsinformationsdetektor zur Verarbeitung eines Zwischenfrequenzsignals, das aus dem Hochfrequenz-Sender/Empfänger ausgegeben wird, und zur Erfassung von Bereichsinformation zu einem Objekt.
  25. Mit einer Radarvorrichtung versehenes Fahrzeug mit der Radarvorrichtung nach Anspruch 24, in dem die Radarvorrichtung zur Erfassung des Objekts dient.
  26. Mit einer Radaravorrichtung versehenes kleines Boot mit der Radarvorrichtung nach Anspruch 24, in dem die Radarvorrichtung zur Erfassung des Objekts dient.
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