KR101031836B1 - 고주파 부품 및 고주파 모듈 및 이들을 사용한 통신기 - Google Patents

고주파 부품 및 고주파 모듈 및 이들을 사용한 통신기 Download PDF

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Abstract

통과 대역이 상이한 복수의 송수신계를 취급하는 일체적인 적층체로 이루어지는 고주파 모듈은 (a) 고주파수측의 신호와 저주파수측의 신호를 분파하는 동시에 송신계 및 수신계와의 접속을 전환하는 스위치 모듈부와, (b) 고주파 증폭 회로 모듈부와, (c) 스위치 모듈부와 고주파 증폭 회로 모듈부 사이에 설치된 위상 조정 회로를 가지며, 위상 조정 회로를 통한 스위치 모듈부와 고주파 증폭 회로 모듈부와의 위상 정합이, 기본 주파수 대역에서는, 공역 정합으로 조정되지만, n배(n은 2 이상의 자연수)의 주파수 대역에서는 비공역 정합 영역으로 조정되어 있다.
Figure R1020030064540
통과 대역, 적층체, 고주파 모듈, 위상 조정 회로, 공역 정합.

Description

고주파 부품 및 고주파 모듈 및 이들을 사용한 통신기 {HIGH-FREQUENCY DEVICE, HIGH-FREQUENCY MODULE AND COMMUNICATIONS DEVICE COMPRISING THEM}
도 1은 본 발명의 멀티 밴드용 고주파 부품의 위상 조정을 설명하는 스미스 차트(Smith chart)이다.
도 2a는 위상 조정 순서의 일례를 나타내는 스미스 차트이며, 도 2b는 위상 조정 순서의 다른 예를 나타내는 스미스 차트이다.
도 3a는 위상 조정의 구체적 수단의 하나인 저역 필터 회로의 일례를 나타내는 도면이며, 도 3b는 위상 조정의 구체적 수단의 하나인 저역 필터 회로의 다른 예를 나타내는 도면이며, 도 3c는 위상 조정의 구체적 수단의 하나인 저역 필터 회로의 또 다른 예를 나타내는 도면이며, 도 3d는 위상 조정의 구체적 수단의 하나인 저역 필터 회로의 또 다른 예를 나타내는 도면이다.
도 4a는 위상 조정의 구체적 수단의 하나인 고역 필터 회로의 일례를 도면이며, 도 4b는 위상 조정의 구체적 수단의 하나인 고역 필터 회로의 다른 예를 나타내는 도면이며, 도 4c는 위상 조정의 구체적 수단의 하나인 고역 필터 회로의 또 다른 예를 나타내는 도면이며, 도 4d는 인상조정의 구체적 수단의 하나인 고역 필터 회로의 또 다른 예를 나타내는 도면이다.
도 5는 안테나 스위치 모듈부의 입력 임피던스의 위상과 고주파 증폭기의 입 력측으로부터 본 임피던스의 편차와의 관계를 나타내는 그래프이다.
도 6은 도 5의 임피던스의 위상 조정 범위를 나타내는 스미스 차트이다.
도 7은 기본 주파수대에 있어서의 안테나 스위치 모듈부의 입력 위상과 삽입 손실과의 관계를 나타내는 그래프이다.
도 8은 안테나 스위치 모듈부의 입력 임피던스의 위상 조정 범위에 있어서 저삽입 손실이 얻어지는 범위를 나타내는 스미스 차트이다.
도 9a는 구체적인 위상 조정 순서의 일례를 나타내는 스미스 차트이며, 도 9b는 구체적인 위상 조정의 순서의 다른 예를 나타내는 스미스 차트이다.
도 10은 본 발명의 위상 조정을 설명하기 위한 모델을 나타내는 블록도이다.
도 11은 본 발명의 하나의 실시예에 의한 트리플 밴드용 안테나 스위치 모듈부의 등가 회로를 나타내는 도면이다.
도 12는 본 발명의 하나의 실시예에 의한 고주파 증폭기의 등가 회로를 나타내는 도면이다.
도 13a는 고주파 증폭기의 출력 단자 부근의 회로 부분으로서, 위상 조정 수단으로서의 전송 선로를 가지는 부분을 나타내는 도면이며, 도 13b는 안테나 스위치 모듈부의 송신 단자 부근의 회로 부분으로서, 위상 조정 수단으로서의 전송 선로를 가지는 부분을 나타내는 도면이다.
도 14는 고역 필터를 사용한 경우의 위상 조정을 나타내는 스미스 차트이다.
도 15a는 ASM 입력 위상과 2배파 감쇠량과의 관계를 나타내는 그래프이며, 도 15b는 ASM 입력 위상과 3배파 감쇠량과의 관계를 나타내는 그래프이다.
도 16은 주파수와 전력 부가 효율과의 관계를 나타내는 그래프이다.
도 17은 본 발명의 하나의 실시예에 의한 멀티 밴드용 고주파 모듈 적층체의 그린 시트의 부분 전개도이다.
도 18은 GaAs 스위치를 사용한 트리플 밴드용 안테나 스위치 모듈부의 일례를 나타내는 블록도이다.
도 19는 GaAs 스위치를 사용한 트리플 밴드용 안테나 스위치 모듈부의 다른 예를 나타내는 블록도이다.
도 20은 GaAs 스위치를 사용한 트리플 밴드용 안테나 스위치 모듈부의 또 다른 예를 나타내는 블록도이다.
도 21은 안테나 스위치 모듈부와 고주파 증폭기 사이에 커플러 회로를 삽입한 트리플 밴드용 안테나 스위치 모듈부를 나타내는 블록도이다.
도 22는 커플러 회로의 일례를 나타내는 도면이다.
도 23은 멀티 밴드용 고주파 부품 및 고주파 모듈의 전체 구성을 나타내는 블록도이다.
본 발명은 2개 이상의 상이한 주파수의 신호를 하나의 안테나를 공용하여 송수신하는 무선 통신 시스템에 관한 것이며, 특히 스위치 회로와 고주파 증폭 회로를 복합화한 멀티 밴드용 고주파 부품 및 이들을 하나의 적층체로 구성한 멀티 밴 드용 고주파 모듈, 및 이들을 사용한 통신기에 관한 것이다.
근래의 무선 통신 장치, 예를 들면 휴대 전화기의 보급에는 눈을 크게 뜨게하는 것이 있으며, 휴대 전화기의 기능 및 서비스의 향상이 날로 도모되고 있다(이하, 휴대 전화기를 예로 들어 설명한다). 휴대 전화기의 시스템으로서는, 예를 들면 주로 유럽에서 번창한 GSM(Global System for Mobile Communications) 방식, DCS(Digital Cellular System) 방식, 미국에서 번창한 PCS(Persona1 Communications Services) 방식, 일본에서 채용되고 있는 PDC(Personal Digital Cellular) 방식 등 여러 가지 시스템이 있다. 그러나, 요즈음의 휴대 전화기의 급격한 보급에 따라, 특히 선진국의 주요한 대도시에 있어서는 각 시스템에 할당된 주파수대에서는, 시스템 이용자를 다 조달할 수 없어, 접속이 곤란하거나 통화 도중에 접속이 절단되거나하는 등의 문제가 생기고 있다. 그래서 이용자가 복수의 시스템을 이용할 수 있도록 하여, 실질적으로 이용 가능한 주파수의 증가를 도모하고, 또한 서비스 구역의 확충이나 각 시스템의 통신 인프라를 유효하게 활용하는 것이 실행되고 있다. 이와 같이 복수의 시스템에 대응한 휴대 전화기는 멀티 밴드 휴대 전화기로 불려지며, 단일의 시스템에만 대응하는 싱글 밴드 휴대 전화기와 구별된다.
종래, 복수의 시스템에 대응한 소형 경량의 고주파 회로 부품으로서, 예를 들면 EGSM과 DCS의 2개의 시스템에 대응한 휴대 통신기에 이용되는 듀얼 밴드용 고주파 스위치 모듈이 EP 0921642에 개시되어 있다. 또 EGSM, DCS 및 PCS의 3개의 시스템에 대응한 휴대 통신기에 이용되는 트리플 밴드 대응의 고주파 스위치 모듈 이 EP 0998035에 제안되어 있다.
도 23은 트리플 밴드 고주파 스위치 모듈의 블록도의 일례를 나타낸다. 공용 안테나 ANT의 단자에 접속된 다이플렉서 Dip에 의해, EGSM 주파수대의 신호와 DCS/PCS 주파수대의 신호를 분파(分波)하여(역방향에서는, 「합성」이지만, 간략화를 위해 「분파」라고 한다.), 제1 고주파 스위치 SW1은 EGSM 송신 단자 Tx와 EGSM 수신 단자 Rx를 전환하고, 제2 고주파 스위치 SW2는 DCS/PCS 송신 단자 Tx와 DCS 수신 단자 Rx 및 PCS 수신 단자 Rx를 전환한다. 송신 경로에 삽입된 저역 필터 LPF1, LPF2는 하이 파워 앰프에서 발생하는 고조파를 저감한다. 밴드 패스 필터 SAW1, SAW2, SAW3은 안테나 ANT로부터 오는 수신 신호 중 불요 주파수 성분을 제거하고, 필요 성분만을 로 노이즈 앰프에 보낸다. 따라서, EGSM 송신 단자 Tx와 DCS/PCS 송신 단자 Tx의 전단에는 하이 파워 앰프 HPA1, HPA2가 설치되고, EGSM 수신 단자 Rx와 DCS 수신 단자 Rx 및 PCS 수신 단자 Rx의 후단에는 로 노이즈 앰프 LNA1, LNA2, LNA3이 설치되어 있다.
휴대 통신기의 소형 경량화의 요구는 여전히 강해, 부품의 공유화나 기능을 집약한 모듈화가 진행되고 있다. 예를 들면 도 23의 점선으로 둘러싸인 회로 부품으로서는, 예를 들면 LTCC(Low Temperature Cofired Ceramics)로 이루어지는 유전체 시트에 전송 선로나 콘덴서를 전극 패턴에 의해 형성한 후 적층하고, 얻어진 적층체 상에 다이오드 등을 탑재한 멀티 밴드용 안테나 스위치 모듈 ASM이 있다. 또 일점 쇄선으로 둘러싸인 범위의 모듈로서는, 예를 들면 적층체 상에 탑재한 디스크리트(discreet)의 SAW 필터가 있다.
휴대 통신기의 송신측에서는, 비교적 대전력의 신호를 출력하기 위해, 수W 정도의 하이 파워 앰프(「고주파 증폭기」, 「파워업」, 또는 단지 「앰프」라고도 한다)가 이용되고 있다. 휴대 전화기 등은 소형이며 저소비 전력으로 할 필요가 있기 때문에, DC 전력의 대부분을 소비하는 하이 파워 앰프에는 DC-RF전력 부가 효율이 높고 소형인 것이 요구된다. 특히 휴대 전화기 등에서는, 소형이며 1회 충전 당의 통화 시간이 긴 것이 중요한 세일즈 포인트이다. 그러므로, 하이 파워 앰프의 소형화와 고효율화가 필요하다. 그러나, 하이 파워 앰프를 포함하는 회로 부품의 적층 모듈화는 아직 실현되고 있지 않다.
안테나 스위치 모듈로서, 수신 전용 안테나와 앰프를 적층체 상에 탑재하고, 양자 사이에 위상 조정 회로를 설치한 안테나 장치가 일본국 특개 2000-183612호에 개시되어 있다. 그러나, 이 안테나 장치는 앰프로부터 누출된 전자파를 수신 전용 안테나(패치 안테나)가 수신한 경우의 폐(閉)루프의 위상 어긋남을 조정하는 것으로, 고주파 스위치 기능을 복합화한 것은 아니다.
EP 0837516은 복수의 유전체층을 적층하여 이루어지는 다층 기판에 고주파 스위치와 앰프를 구성하는 전송 선로 및 콘덴서를 내장하고, 다층 기판 상에 트랜지스터 등을 탑재한 모듈을 개시하고 있다. 그러나 이 문헌에는 고주파 스위치와 앰프를 일체화했을 때의 문제점이나 그 해결 수단은 조금도 기재되어 있지 않다.
일본국 특개 2002-171137호는 하이 파워 앰프와 이 출력 전력을 모니터하는 커플러를 일체화하고, 양자를 스퓨리어스(spurious) 주파수에서 비공역 정합으로 설정한 고주파용 송신 모듈을 개시하고 있다. 그러나, 이 문헌은 고주파 부품 사 이의 삽입 손실 저감 특성과 고조파 감쇠 특성의 열화를 해결하는 수단을 조금도 구체적으로 기재하고 있지 않다.
이상과 같이, 멀티 밴드용 안테나 스위치 회로와 고주파 증폭 회로를 하나의 적층체 내에 복합 모듈화한 예는 지금까지 없다. 오늘날까지, 기존의 고주파 증폭 회로와 기존의 안테나 스위치 모듈을 여러 가지 조합하여, 변환 효율이나 고조파 발생량 등의 송신 특성 또는 안테나 출력 특성을 모니터하여, 궁합이 양호한 부품의 조합을 선택하는 것만 실행되고 있다.
고주파 증폭기 HPA와 안테나 스위치 모듈 ASM을 하나의 적층체 내에 복합화하는 경우(도 23의 ASM+HPA) 디스크리트 부품을 조합한 경우와 동일한 문제가 있다. 고주파 증폭기의 출력 단자와 안테나 스위치 모듈의 송신 단자는 각각 50Ω에 정합하도록 설계되지만, 각각이 엄밀하게 50Ω로 되어 있는 것이 아니고, 실제는 50Ω 부근에 설정되어 있을 뿐이다. 예를 들면, 고주파 증폭기 HPA가 45Ω로 위상 120˚의 위치에 있고, 안테나 스위치 모듈 ASM이 52Ω로 위상 80˚의 위치에 있어도, 서로 50Ω 정합되어 있다고 간주된다. 요컨데, 종래 기술에서는 송신 대역에서의 스미스 차트 중앙의 50Ω 부근을 노리고 있지만, 리액턴스를 고려하고 있지 않다. 구체적인 위상 정합의 지침이 없으면 필요로하는 기본 주파수 대역에서의 손실이 커지거나 본래 불필요한 2배파(倍波), 3배파 등의 주파수 대역에서의 감쇠량이 불충분하게 되거나 한다. 이 문제는 회로 기판 상에 고주파 증폭 회로와 안테나 스위치 모듈을 따로따로 실장(實裝)하고, 양자 사이에 정합 회로를 설치한 경우에도 동일하게 생긴다.
또 고주파 모듈에 있어서, 송신 대역에서의 광대역 정합이 요구되고 있다. 그러나 안테나 스위치 모듈부에서만 광대역화를 노려도, 고주파 증폭기를 접속한 고주파 모듈 전체에서는, 광대역으로 되어 있지 않은 것이 흔히 있다. 이것은 고주파 증폭기의 후단에 접속되는 부하(이 경우, 안테나 스위치 모듈)에 의해, 고주파 증폭기 내의 출력 정합 회로의 입력 임피던스 Z4가 변화하기 때문이다(도 10 참조).
따라서, 본 발명의 목적은 스위치 회로와 고주파 증폭 회로의 사이에 위상 조정 회로를 설치하여, 기본 주파수 대역에서의 삽입 손실을 최소로 억제하는 동시에, n배 주파수 대역의 고조파 감쇠량을 최대로 한 고주파 부품을 제공하는 것이다.
본 발명의 다른 목적은 기본 주파수 대역에서의 송신 주파수대 내에서의 저손실 동작의 광대역화를 도모하는 동시에, 기본 주파수 대역의 삽입 손실을 최소로 억제할 수 있는 고주파 부품을 제공하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은 스위치 모듈과 고주파 증폭 회로 모듈 및 위상 조정 회로를 하나의 적층체 내에 형성하고, 소형 경량화하는 동시에 상호 간섭에 의한 특성 열화를 억제한 고주파 모듈을 제공하는 것에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 상기 고주파 모듈을 구비하는 통신기를 제공하는 것에 있다.
통과 대역이 상이한 복수의 송수신계를 취급하는 본 발명의 한 실시 형태에 의한 고주파 부품은 (a) 고주파수측의 신호와 저주파수측의 신호를 분파하는 분파 회로와, (b) 상기 분파 회로에 접속되어 송신계 및 수신계와의 접속을 전환하는 적어도 하나의 스위치 회로와, (c) 복수의 고주파 증폭 회로와, (d) 각 스위치 회로와 상기 고주파 증폭 회로 사이에 설치된 위상 조정 회로를 가지며, 상기 위상 조정 회로를 통한 각 스위치 회로와 각 고주파 증폭 회로와의 위상 정합이, 기본 주파수 대역에서는, 공역 정합(共役整合)으로 조정되지만, n배(n은 2 이상의 자연수)의 주파수 대역에서는, 비공역 정합 영역으로 조정되는 것을 특징으로 한다.
상기 고주파 부품에 있어서, n배의 주파수 대역에서는, θ2는 θ0±120°이내(단, θ0는 각 스위치 회로와 각 고주파 증폭 회로 사이의 접속 기준면으로부터 상기 고주파 증폭기를 보았을 때의 임피던스 Z1의 위상 θ와 공역 정합의 위상 θ1에 대하여 180°의 역(逆)위상이며, θ2는 상기 접속 기준면으로부터 각 스위치 회로를 보았을 때의 임피던스 Z2의 위상임)인 것이 바람직하다. θ2는 보다 바람직하게는 θ0±90°의 영역으로 조정하고, 더욱 바람직하게는 θ0±45°의 영역으로 조정한다.
통과 대역이 상이한 복수의 송수신계를 취급하는 일체적인 적층체로 이루어지는 본 발명의 다른 실시 형태에 의한 고주파 모듈은 (a) 고주파수측의 신호와 저주파수측의 신호를 분파하는 동시에 송신계 및 수신계와의 접속을 전환하는 스위치 모듈부와, (b) 고주파 증폭 회로 모듈부와, (c) 상기 스위치 모듈부와 상기 고주파 증폭 회로 모듈부 사이에 설치된 위상 조정 회로를 가지며, 상기 위상 조정 회로를 통한 각 스위치 회로와 각 고주파 증폭 회로와의 위상 정합이, 기본 주파수 대역에서는, 공역 정합으로 조정되지만, n배(n은 2 이상의 자연수)의 주파수 대역에서는, 비공역 정합 영역으로 조정되는 것을 특징으로 한다.
상기 고주파 모듈에 있어서, n배의 주파수 대역에서는, θ2가 θ0±120°(단, θ0는 상기 스위치 모듈부와 고주파 증폭 회로 모듈부 사이의 접속 기준면으로부터 상기 고주파 증폭 회로 모듈부를 보았을 때의 임피던스 Z1의 위상 θ와 공역 정합의 위상 θ1에 대하여 180˚의 역위상이며, θ2는 상기 접속 기준면으로부터 상기 스위치 모듈부를 보았을 때의 임피던스 Z2의 위상임)인 것이 바람직하다. θ2는 보다 바람직하게는 θ0±90°의 영역으로 조정하고, 더욱 바람직하게는 θ0±45°의 영역으로 조정한다.
상기 위상 조정 회로가 LC 회로로 이루어지는 저역 필터에 의해 구성되어 있는 경우, 상기 위상 조정 회로의 스위치 회로측 단자로부터 상기 스위치 회로를 보았을 때의 임피던스 Z3의 위상 θ3이 스미스 차트 상에서 θ0의 시계 방향측에 있을 때, n배의 주파수 대역에서 상기 접속 기준면으로부터 각 스위치 회로를 보았을 때의 임피던스 Z2의 위상 θ2가 θ3보다 θ0에 가까워지도록, 상기 위상 θ2를 상기 위상 조정 회로에 의해 조정하는 것이 바람직하다.
상기 위상 조정 회로가 전송 선로에 의해 구성되어 있는 경우, 상기 임피던스 Z3의 위상 θ3이 스미스 차트 상에서 θ0의 반시계 방향측에 있을 때, n배의 주파수 대역에서 임피던스 Z2의 위상 θ2가 θ3보다 θ0에 가까워지도록, 상기 전송 선로를 길게 하는 것이 바람직하다.
상기 위상 조정 회로가 LC 회로로 이루어지는 고역 필터에 의해 구성되어 있는 경우, 상기 임피던스 Z3의 위상 θ3이 스미스 차트 상에서 θ0의 시계 방향측에 있을 때, n배의 주파수 대역에서 상기 임피던스 Z2의 위상 θ2가 θ3보다 θ0에 가까워지도록 상기 위상 θ2를 상기 위상 조정 회로에 의해 조정하는 것이 바람직하다. 상기 고역 필터를 구성하는 LC 회로의 임피던스 일단은 상기 스위치 모듈부에 콘덴서를 통하지 않고 접속되며, 타단은 접지되어 있는 것이 바람직하다.
상기 위상 조정 회로가 전송 선로에 의해 구성되어 있는 경우, 임피던스 Z3의 위상 θ3이 스미스 차트 상에서 θ0의 시계 방향 측에 있을 때, n배의 주파수 대역에서 상기 임피던스 Z2의 위상 θ2가 θ3보다 θ0에 가까워지도록, 상기 전송 선로를 짧게 하는 것이 바람직하다.
저역 필터 또는 고역 필터를 칩 인덕터와 칩 콘덴서에 의해 구성하는 경우, 칩 인덕터와 칩 콘덴서를 적층체 상에 탑재하거나, 회로 기판 상에 실장하면, 모듈화 후에도 적당히 교환할 수 있으므로 바람직하다.
통과 대역이 상이한 복수의 송수신계를 취급하는 본 발명의 또 다른 실시 형 태에 의한 고주파 부품은 (a) 고주파수측의 신호와 저주파수측의 신호를 분파하는 분파 회로와, (b) 상기 분파 회로에 접속되어 송신계 및 수신계와의 접속을 전환하는 적어도 하나의 스위치 회로와, (c) 복수의 고주파 증폭 회로와, (d) 각 스위치 회로와 각 고주파 증폭 회로 사이에 설치된 위상 조정 회로를 가지며, 각 스위치 회로와 각 고주파 증폭 회로 사이의 접속 기준면으로부터 각 스위치 회로를 보았을 때의 임피던스 Z2의 위상 θ2가 기본 주파수 대역에서 -125˚∼ +90˚의 영역으로 조정되는 것을 특징으로 한다. 이 고주파 부품은 광대역 정합을 특징으로 한다.
통과 대역이 상이한 복수의 송수신계를 취급하는 본 발명의 또 다른 실시 형태에 의한 고주파 부품은 (a) 고주파수측의 신호와 저주파수측의 신호를 분파하는 분파 회로와, (b) 상기 분파 회로에 접속되어 송신계 및 수신계와의 접속을 전환하는 적어도 하나의 스위치 회로와, (c) 복수의 고주파 증폭 회로와, (d) 각 스위치 회로와 각 고주파 증폭 회로 사이에 설치된 위상 조정 회로를 가지며, 각 스위치 회로와 각 고주파 증폭 회로 사이의 접속 기준면으로부터 각 고주파 증폭기를 보았을 때의 임피던스 Z1의 위상 θ와 공역 정합의 위상을 θ1로하고, 상기 접속 기준면으로부터 각 스위치 회로를 보았을 때의 임피던스 Z2의 위상을 θ2로하면, 상기 위상 θ2가 기본 주파수 대역에서 θ1±90°이내의 공역 정합 영역으로 조정되는 것을 특징으로 한다. 이 고주파 부품은 저삽입 손실화에 대응하고 있다.
통과 대역이 상이한 복수의 송수신계를 취급하는 본 발명의 또 다른 실시 형태에 의한 고주파 부품은 (a) 고주파수측의 신호와 저주파수측의 신호를 분파하는 분파 회로와, (b) 상기 분파 회로에 접속되어 송신계 및 수신계와의 접속을 전환하는 적어도 하나의 스위치 회로와, (c) 복수의 고주파 증폭 회로와, (d) 각 스위치 회로와 각 고주파 증폭 회로 사이에 설치된 위상 조정 회로를 가지며, 각 스위치 회로와 각 고주파 증폭 회로 사이의 접속 기준면으로부터 각 고주파 증폭기를 보았을 때의 임피던스 Z1의 위상 θ와 공역 정합의 위상을 θ1로하고, 상기 접속 기준면으로부터 각 스위치 회로를 보았을 때의 임피던스 Z2의 위상을 θ2로하면, 상기 위상 θ2가 기본 주파수 대역에서 θ1±90°이내의 공역 정합 영역 내에서 -125˚∼ +90˚의 범위 내로 조정되는 것을 특징으로 한다. 이 고주파 부품은 광대역 정합 및 저삽입 손실을 특징으로 한다.
통과 대역이 상이한 복수의 송수신계를 취급하는 일체적인 적층체로 이루어지는 본 발명의 또 다른 실시 형태에 의한 고주파 모듈은 (a) 고주파수측의 신호와 저주파수측의 신호를 분파하는 동시에 송신계 및 수신계와의 접속을 전환하는 스위치 모듈부와, (b) 고주파 증폭 회로 모듈부와, (c) 상기 스위치 모듈부와 상기 고주파 증폭 회로 모듈부 사이에 설치된 위상 조정 회로를 가지며, 상기 위상 조정 회로에 의해, 상기 고주파 증폭 회로 모듈부와 상기 스위치 모듈부 사이의 접속 기준면으로부터 상기 스위치 모듈부를 보았을 때의 임피던스 Z2의 위상 θ2가 기본 주파수 대역에서 -125˚∼ +90˚의 영역으로 조정되는 것을 특징으로 한다. 이 고주파 모듈은 광대역 정합을 특징으로 한다.
통과 대역이 상이한 복수의 송수신계를 취급하는 일체적인 적층체로 이루어 지는 본 발명의 또 다른 실시 형태에 의한 고주파 모듈은 (a) 고주파수측의 신호와 저주파수측의 신호를 분파하는 동시에 송신계 및 수신계와의 접속을 전환하는 스위치 모듈부와, (b) 고주파 증폭 회로 모듈부와, (c) 상기 스위치 모듈부와 상기 고주파 증폭 회로 모듈부 사이에 설치된 위상 조정 회로를 가지며, 상기 스위치 모듈부와 상기 고주파 증폭 회로 모듈부 사이의 접속 기준면으로부터 상기 고주파 증폭 회로 모듈부를 보았을 때의 임피던스 Z1의 위상 θ와 공역 정합의 위상을 θ1로하고, 상기 접속 기준면으로부터 상기 스위치 모듈부를 보았을 때의 임피던스 Z2의 위상을 θ2로하면, 상기 위상 조정 회로에 의해, 상기 위상 θ2가 기본 주파수 대역에서 θ1±90°이내의 공역 정합 영역으로 조정되는 것을 특징으로 한다. 이 고주파 모듈은 저삽입 손실화에 대응하고 있다.
통과 대역이 상이한 복수의 송수신계를 취급하는 일체적인 적층체로 이루어지는 본 발명의 또 다른 실시 형태에 의한 고주파 모듈은 (a) 고주파수측의 신호와 저주파수측의 신호를 분파하는 동시에 송신계 및 수신계와의 접속을 전환하는 스위치 모듈부와, (b) 고주파 증폭 회로 모듈부와, (c) 상기 스위치 모듈부와 상기 고주파 증폭 회로 모듈부 사이에 설치된 위상 조정 회로를 가지며, 상기 스위치 모듈부와 상기 고주파 증폭 회로 모듈부 사이의 접속 기준면으로부터 상기 고주파 증폭 회로 모듈부를 보았을 때의 임피던스 Z1의 위상 θ와 공역 정합의 위상을 θ1로하고, 상기 접속 기준면으로부터 상기 스위치 모듈부를 보았을 때의 임피던스 Z2의 위 상을 θ2로하면, 상기 위상 조정 회로에 의해, 상기 위상 θ2가 기본 주파수 대역에서 θ1±90°이내의 공역 정합 영역 내이며, 또한 -125˚∼ +90˚의 범위 내로 조정되는 것을 특징으로 한다. 이 고주파 모듈은 광대역 정합 및 저삽입 손실을 특징으로 한다.
통과 대역이 상이한 복수의 송수신계를 취급하는 본 발명의 또 다른 실시 형태에 의한 고주파 부품은 (a) 고주파수측의 신호와 저주파수측의 신호를 분파하는 분파 회로와, (b) 상기 분파 회로에 접속되어 송신계 및 수신계와의 접속을 전환하는 적어도 하나의 스위치 회로와, (c) 복수의 고주파 증폭 회로와, (d) 각 스위치 회로와 각 고주파 증폭 회로 사이에 설치된 위상 조정 회로를 가지며, 각 스위치 회로와 각 고주파 증폭 회로 사이의 접속 기준면으로부터 각 고주파 증폭기를 보았을 때의 임피던스 Z1의 위상 θ와 공역 정합의 위상을 θ1로하고, 상기 접속 기준면으로부터 각 스위치 회로를 보았을 때의 임피던스 Z2의 위상을 θ2로하면, 상기 위상 조정 회로에 의해, (1) 기본 주파수 대역에서는, 상기 위상 θ2가 θ1±90°이내의 공역 정합 영역 내이며, 또한 -125˚∼ 90°의 범위 내로 조정되고 있으며, (2) n배(n은 2 이상의 자연수)의 주파수 대역에서는, 상기 위상 θ2가 θ1에 대하여 180˚의 역위상인 θ0를 중심으로 ±120°(θ0±120°)의 비공역 정합 영역으로 조정되는 것을 특징으로 한다.
통과 대역이 상이한 복수의 송수신계를 취급하는 일체적인 적층체로 이루어 지는 본 발명의 또 다른 실시 형태에 의한 고주파 모듈은 (a) 고주파수측의 신호와 저주파수측의 신호를 분파하는 동시에 송신계 및 수신계와의 접속을 전환하는 스위치 모듈부와, (b) 고주파 증폭 회로 모듈부와, (c) 상기 스위치 모듈부와 상기 고주파 증폭 회로 모듈부 사이에 설치된 위상 조정 회로를 가지며, 상기 스위치 모듈부와 상기 고주파 증폭 회로 모듈부 사이의 접속 기준면으로부터 상기 고주파 증폭 회로 모듈부를 보았을 때의 임피던스 Z1의 위상 θ와 공역 정합의 위상을 θ1로하고, 상기 접속 기준면으로부터 상기 스위치 모듈부를 보았을 때의 임피던스 Z2의 위상을 θ2로하면, 상기 위상 조정 회로에 의해, (1) 기본 주파수 대역에서는, 상기 위상 θ2가 θ1±90°이내의 공역 정합 영역 내이며, 또한 -125˚∼ +90˚의 범위 내로 조정되어 있고, (2) n배(n은 2 이상의 자연수)의 주파수 대역에서는, 상기 위상 θ2가 θ1에 대하여 180˚의 역위상인 θ0를 중심으로 ±120˚(θ 0±120˚)의 비공역 정합 영역으로 조정되는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 또 다른 실시 형태에 의한 고주파 모듈에 있어서는, 상기 고주파 증폭 회로 모듈부를 포함하는 영역과 상기 스위치 모듈부를 포함하는 영역은 상기 적층체 중 적어도 하나의 상기 유전체층 상에 설치한 차폐 전극, 또는 상기 적층체를 구성하는 복수의 유전체층을 관통하는 스루홀 전극에 의해 차폐되어 있다. 차폐 전극 및 스루홀 전극 이외의 부품에 대해서는 상기 고주파 모듈과 동일해도 된다.
상기 차폐 전극은 전송 선로를 설치한 유전체층의 상하 몇개의 층에 형성되는 것이 바람직하다. 상기 스루홀 전극은 상기 차폐 전극에 접속하는 것이 바람직하다. 상기 스루홀 전극은 다른 유전체층에 설치한 접지 전극과 접속되는 것이 바람직하다.
상기 스위치 모듈부는 고주파수측의 신호와 저주파수측의 신호를 분파하는 분파 회로와, 상기 분파 회로에 접속되어 송신계 및 수신계와의 접속을 전환하는 스위치 회로를 가지는 것이 바람직하다.
상기 고주파 증폭 회로 모듈부는 적어도 반도체 소자와 전압 인가 회로와 정합 회로를 가지는 것이 바람직하다.
상기 고주파 모듈에 있어서, 상기 스위치 모듈부, 상기 고주파 증폭 회로 모듈부 및 상기 위상 조정 회로를 구성하는 전송 선로 및 LC 회로의 적어도 일부는 상기 적층체를 구성하는 유전체층에 형성된 전극 패턴에 의해 구성되어 있고, 상기 스위치 모듈부 및 상기 고주파 증폭 회로 모듈부를 구성하는 스위칭 소자, 반도체 소자 및 LC 회로의 일부를 구성하는 칩 소자는 상기 적층체 상에 배치되는 것이 바람직하다.
상기 분파 회로는 LC 회로로 구성되며, 상기 스위칭 회로는 스위칭 소자 및 전송 선로를 주요 구성으로하고, 상기 LC 회로 및 상기 전송 선로의 적어도 일부는 상기 적층체를 구성하는 유전체층에 형성된 전극 패턴에 의해 구성되어 있고, 상기 스위칭 소자 및 상기 LC 회로의 일부를 구성하는 칩 소자는 상기 적층체 상에 배치되는 것이 바람직하다.
상기 고주파 증폭 회로 모듈부는 적어도 반도체 소자와 전압 공급 회로와 정합 회로를 가지며, 상기 전압 공급 회로와 상기 정합 회로를 구성하는 전송 선로 및 LC 회로의 적어도 일부는 상기 적층체를 구성하는 유전체층에 형성된 전극 패턴에 의해 구성되어 있고, 상기 스위칭 소자 및 상기 LC 회로의 일부를 구성하는 칩 소자는 상기 적층체 상에 배치되는 것이 바람직하다.
상기 위상 조정 회로를 구성하는 전송 선로 또는 LC 회로의 적어도 일부는 상기 적층체를 구성하는 유전체층에 형성된 전극 패턴에 의해 구성되는 것이 바람직하다.
상기 스위치 회로의 각 송신계는 LC 회로로 이루어지는 저역 필터를 가지며, 상기 LC 회로는 상기 적층체를 구성하는 유전체층 상의 패턴에 의해 구성되는 것이 바람직하다.
본 발명의 고주파 모듈에 있어서는, 상기 고주파 증폭 회로 모듈부와 상기 스위치 모듈부 사이에 커플러 회로, 아이솔레이터 회로 및 필터 회로 중 적어도 하나가 설치되는 것이 바람직하다.
본 발명의 또 다른 실시 형태에 의한 고주파 부품은 고주파 증폭 회로와,상기 고주파 증폭 회로로 증폭한 고주파 신호를 처리하는 후단의 고주파 회로를 위상 조정 회로를 통해 접속한 것으로서, 상기 고주파 증폭 회로에서 증폭된 고주파 신호의 기본 주파수의 n배(n은 2 이상의 자연수)의 주파수에 있어서, 상기 위상 조정 회로의 상기 고주파 증폭 회로측 기준점으로부터 상기 고주파 증폭 회로를 보았을 때의 임피던스 Z1의 위상 θ의 공역 정합의 위상 θ1에 대한 역위상을 θ0 로하고, 상기 기준점으로부터 상기 후단의 고주파 회로를 보았을 때의 임피던스 Z2의 위상을 θ2로하면, 상기 위상 θ2가 θ0±12O°의 범위 내에 있는 것을 특징으로 한다.
상기 고주파 부품에 있어서, 상기 고주파 증폭 회로는 적어도 반도체 소자와 전압 인가 회로와 정합 회로를 가지는 것이 바람직하다.
본 발명의 또 다른 실시 형태에 의한 통신기는 2개 이상의 상이한 주파수의 신호를 하나의 공용 안테나에 의해 송수신하는 것으로서, 상기 고주파 부품 또는 고주파 모듈에 공용 안테나가 접속되는 것을 특징으로 한다.
[1.1] n배 주파수 대역에 있어서의 고조파 감쇠량 및 위상 조정
도 10에 나타내는 모델을 참조하여, 고주파 증폭기 HPA와 안테나 스위치 모듈부 ASM 사이의 위상 관계가 안테나 출력 특성에 미치는 영향을 검토한다. 도 10에 나타내는 고주파 모듈은 차례로 고주파 증폭기 HPA, 출력 정합 회로 MN, 이상기(移相器) PS 및 안테나 스위치 모듈부 ASM을 가진다. 도 10에 나타낸 예는 송신의 경우이며, 안테나 스위치 모듈부 ASM의 출력 단자는 안테나에 접속되어 있다. 고주파 증폭기 HPA의 출력 정합 회로 MN측의 단자와 안테나 스위치 모듈부 ASM의 송신 단자 사이에 접속 기준면이 있다.
여기에서 사용하는 용어 「접속 기준면」은 실제의 선로 크기 및 두께를 고려에 넣은 컴퓨터 시뮬레이션에 의해 임피던스를 구하는 경우의 2개 회로 사이의 면을 의미하며, 등가 회로에서의 접속 기준점에 상당한다.
접속 기준면으로부터 본 고주파 증폭기 HPA의 임피던스 Z1의 위상 θ를 고정하여 안테나 스위치 모듈부 ASM의 임피던스 Z2의 위상 θ2를 변화시켜, 위상 변화, 삽입 손실, 및 기본파, 2배파 및 3배파의 감쇠량을 도 1의 스미스 차트 상에 플롯했다. 또한 상기와는 역으로, 접속 기준면으로부터 본 안테나 스위치 모듈부 ASM의 임피던스 Z2의 위상 θ2를 고정하고, 고주파 증폭기 HPA의 임피던스 Z1 의 위상 θ를 조정해도 되며, 고주파 증폭기 HPA와 안테나 스위치 모듈부 ASM의 양쪽 임피던스의 위상을 조정해도 된다. 이것은 이하의 실시 형태에 있어서도 동일하며, 모두 본 발명의 범위 내이다.
여기서, 안테나 스위치 모듈부는 고주파 모듈을 공용 안테나에 접속하는 경우에 사용하는 용어이며, 고주파 부품을 공용 안테나에 접속하는 경우에 사용하는 용어 「안테나 스위치 회로」라고 실질적으로 동일하다.
검토 결과, 위상 조정과 안테나 출력 특성(삽입 손실, 고조파 감쇠량 등)과는 밀접하게 관계하고, n차 고조파 대역에서의 상호의 임피던스가 고주파 모듈 전체의 특성에 큰 영향을 주는 것을 알았다. 도 1의 스미스 차트를 참조하면, 이하의 것을 말할 수 있다.
(A) 접속 기준면으로부터 본 안테나 스위치 모듈부 ASM의 임피던스 Z2의 위상 θ2가 고주파 증폭기 HPA의 임피던스 Z1의 위상 θ의 부호를 반전시킨 위상 θ1(-θ)과 동일한 경우, 삽입 손실(신호의 감쇠량)은 최소이다. 위상 θ1은 위상 θ에 대하여 공역 정합이다.
(B) 접속 기준면으로부터 본 안테나 스위치 모듈부 ASM의 임피던스 Z2의 위상 θ2가 θ1의 역위상 θ0(θ1±180)로 될 때, 삽입 손실(신호의 감쇠량)은 최대로 된다.
여기에서 사용하는 용어 「공역 임피던스」란, 어느 임피던스에 대하여 복소(複素) 공역의 관계에 있는 임피던스를 의미한다. 「공역」이란, 동일한 저항 성분과 크기가 동일하고 부호가 반대의 리액턴스분을 가지는 임피던스의 관계를 말한다. θ의 임피던스(R+jX)와 θ1의 임피던스(R-jX)는 복소 공역이다. 이와 같은 관계가 성립되는 경우를 공역 정합이라고 말하며, 임피던스 정합이 실현된다.
(R+jX)와 (R-jX)에 의한 공역 정합이 이상적이고 최적이지만, 본 발명자 등에 의한 연구의 결과, (R'-jX)라고 하는 리액턴스 부분 만을 고려해 조정하는 것만으로도 송신 신호의 저손실화 및 n차 고조파의 감쇠에 충분히 효과적인 것을 알았다. 임피던스(R+jX) 모두를 정합시키는 것은 어렵지만, 적어도 위상을 정합시키면 충분한 효과가 있어, 현실적인 조정 수단인 것을 알았다.
본 발명에 있어서의 제일 지침은 이 공역 정합의 관계를 위상으로 포착하여, 기본 주파수 대역에서는 (A)의 조건을 만족시켜 삽입 손실을 최소로 억제하여 임피던스 Z1의 공역 정합에 상당하는 위상 관계를 설정하는 것이다. 즉, 고주파 증폭기 HPA와 안테나 스위치 모듈부 ASM을 접속하는 위상 조정 회로에 의해 양자 사이를 규격치인 50Ω로 공역 정합하도록 조정하여, 삽입 손실을 최소로 한다.
본래 불필요한 2배파 및 3배파 등의 n차 주파수 대역(고조파 대역)에 있어서는, 감쇠량을 최대로 하기 위한 (B)의 조건을 만족하도록, 임피던스 Z2의 위상 θ2를 비공역 정합에 상당하는 위상 θ0으로 조정한다. 비공역 정합과는 공역 정합 이외의 상태이다. 위상 θ2에 대한 비공역 정합 위치로서는, θ1에 대하여 역위상에 있는 θ0가 가장 바람직한 위치이며, 그것을 중심으로 한 소정 범위 내이면 충분히 본 발명의 효과가 얻어지는 것을 알았다. 구체적으로는, 최대 감쇠량에 대하여 5dB의 열화를 허용하는 θ0±120°의 영역을 θ2의 조정 범위로하는 것이 바람직하다. θ2의 조정 범위는 보다 바람직하게는 3dB의 열화를 허용하는 θ0±90°이며, 가장 바람직하게는 θ0±45°이다. θ2를 조정하려면, 먼저 공역 정합에 상당하는 위상 θ1로부터 역위상 θ0 부근까지 어긋나게 하고, 이어서 θ0를 중심으로 하는 허용 범위 내에서 미조정한다.
[1.2] n배 주파수 대역의 위상 조정 수단
위상 조정 회로는 전송 선로 또는 LC 회로에 의해 구성되어 있다. 도 13a 및 b는 전송 선로를 사용한 위상 조정 회로의 예를 나타낸다. 도 13a는 도 12에 나타내는 고주파 증폭기 중 출력 단자 P0 부근의 회로 부분을 나타내고, 도 13b는 도 11에 나타내는 스위치 모듈부의 송신 단자 P1 부근의 회로 부분을 나타낸다.
도 13a에 나타내는 고주파 증폭기의 출력 단자 P0 부근의 회로 부분에는, 반도체 소자 FET(전계 효과형 트랜지스터) Q1이 있고, 트랜지스터 Q1의 드레인 단자 D에는 전송 선로 또는 인덕터 SL1을 통해 단자 Vdd1로부터 전압이 인가된다. 드레인 단자 D는 전송 선로 ASL1과 직류 컷 콘덴서 Ca2를 통해 출력 단자 P0에 접속되어 있다. 또 도 13b에 나타내는 안테나 스위치 모듈부의 송신 단자 P1 부근의 회로 부분에서는, 송신 단자 P1에 직류 컷 콘덴서 Ca1과 전송 선로 ASL2가 접속되고, 그 후단에 송신계 회로의 일부인 전송 선로 L5와 LC 회로로 이루어지는 저역 필터 LPF가 접속되어 있다. 출력 단자 P0과 송신 단자 P1을 접속하는 경우, 콘덴서 Ca1, Ca2의 한쪽을 생략할 수 있다.
전송 선로 ASL1, ASL2는 출력 정합 회로로서 기능하지만, 위상 조정 회로로서 사용할 수도 있다(상기 (3)의 경우). 또 전송 선로 대신에 LC 회로를 삽입해도 된다(상기 (1)의 경우). 예를 들면, 전송 선로 ASL2는 송신 단자 P1과 저역 필터 LPF1을 적층체 내에서 접속하기 위해 필요한 소자이지만, 본 발명의 위상 조정 회로로서도 사용 가능하다. 그 경우, 전송 선로 ASL2를 설계하는 데 있어서, 먼저 고주파 증폭기의 전송 선로 ASL1의 길이 또는 폭을 조정하면서, 적절한 위치에 적절한 용량의 콘덴서 Ca3, Ca4를 삽입하고, 안테나 스위치의 입력 임피던스와 대략 50Ω로 정합을 도모하고, 이어서 전송 선로 ASL2의 길이 및/또는 폭을 조정한다. 또한 필요에 따라 L5의 길이 및 폭 등도 조정한다.
[1.3] n배 주파수 대역의 위상 조정의 구체예
n배 주파수 대역에 있어서의 감쇠량을 최대로 하기 위한 위상 조정에 대하 여, 이하의 것이 명백하게 되었다.
(a) 도 2a에 나타낸 바와 같이, 출력 조정 회로 MN측에서 본 안테나 스위치 회로 ASM의 임피던스 Z3의 위상 θ3이 스미스 차트 상에서 θ0의 반시계 방향측에 있는 경우, θ3보다 최량 위상 θ0에 가까운 θ2가 얻어지도록, 위상 조정 회로의 전송 선로를 길게 한다. 전송 선로를 가늘게 해도 되지만, 그렇게하면 θ3은 스미스 차트의 상반원(上半圓)에 있는 경우에는 시계 회전을 하지만, 하반원에 있는 경우에는 반시계 회전을 한다. 따라서, 전송 선로의 폭을 가늘게 하는 경우에는 θ3의 스미스 차트 상의 현재 위치와 회전 방향을 고려할 필요가 있다.
(b) 도 2b에 나타낸 바와 같이, 위상 θ3이 스미스 차트 상에서θ0의 시계 방향측에 있는 경우, θ3보다 최상 위상 θ0에 가까운 θ2가 얻어지도록, 위상 조정 회로의 전송 선로를 짧게 한다. 전송 선로 ASL1의 조정으로서는, 굵고 짧게 하는 것이 바람직하다. 단, 전송 선로를 굵게 하는 경우, 가늘게 하는 경우와는 반대로, θ3이 스미스 차트의 상반원에 있을 때는 반시계 회전을 하지만, 하반원에 있을 때는 시계 회전을 하므로, 역시 θ3의 현재 위치와 회전 방향의 고려가 필요하게 된다.
이들의 조정에서도 시간에 맞지 않는 범위로 조정하거나 적층체로 한 후에 미조정하거나하는 경우 등은, 예를 들면 이하의 순서를 실행한다.
(c) 도 2a에 나타낸 바와 같이 위상 θ3이 스미스 차트 상에서 θ0의 반시계 방향측에 있는 경우, 최량 위상 θ0에 보다 가까운 θ2가 얻어지도록, 도 3a∼d 중 어느 하나에 나타내는 LC 회로로 이루어지는 저역 필터를 단자 P0과 P1 사이에 삽입하는 것이 바람직하다. 이 경우, 도 13에 나타내는 직류 컷 콘덴서 Ca1, Ca2 및 LC 회로 중의 콘덴서 C가 존재하게 되므로, 이들의 콘덴서 적어도 하나만 남기면 된다. 도 3a∼d에서는, 일례로서 Ca1을 생략하고, 점선으로 나타내고 있다. 또 도 3b 및 d에서, 안테나 스위치 모듈 ASM의 콘덴서 Ca1을 생략하면, 그라운드에 접속하는 전송 선로 L5와 병렬 공진을 만들 수 있다. 이 경우, 전송 선로 L5는 짧아도 되므로, 적층시의 레이아웃 조정에 사정이 양호하다.
(d) 도 2b에 나타낸 바와 같이 위상 θ3이 스미스 차트 상에서 θ0의 시계 방향측에 있는 경우, 최량 위상 θ0에 보다 가까운 θ2가 얻어지도록, 도 4a∼d 중 어느 하나에 나타내는 LC 회로로 이루어지는 고역 필터를 단자 P0과 P1의 사이에 삽입하는 것이 바람직하다. 이 경우도, 직류 컷 콘덴서 Ca1, Ca2 및 LC 회로 중의 콘덴서 C 중 적어도 1개만 남기면 된다. 이와 같이 고역 필터를 삽입하는 위상 조정은 회로가 간략화되어 바람직하다.
그리고 필요에 따라, 전송 선로 L5의 폭, LPF의 병렬 콘덴서 C의 용량치 등도 조정한다.
이상으로부터, 고주파 증폭기를 포함하는 고주파 복합 부품의 회로 설계에 있어서, 반도체 소자, 예를 들면 트랜지스터의 출력 정합 회로로부터 안테나 스위 치 부와의 접속부까지를, 기본 주파수뿐만 아니라 n배 주파수 대역의 고조파 성분도 고려해 설계하면, 기본 주파수만을 고려해 설계하는 종래의 방법에 비해, 안테나로부터 오는 송신 출력 특성이 현격하게 향상되는 것을 알 수 있다.
[2.1] 송신 대역폭 및 삽입 손실과 위상 조정과의 관계
고주파 증폭기와 안테나 스위치 모듈부와의 위상 관계가 기본 주파수 대역에 있어서의 정합 대역폭 및 삽입 손실에 미치는 영향에 대하여 검토했다. 도 10에 나타내는 모델에 있어서, 안테나 스위치 모듈 ASM의 임피던스 Z3의 위상 변화와, 송신 대역에 있어서의 출력 정합 회로 MN의 입력 임피던스 Z4의 변화량(편차)과의 관계를 조사했다. 도 5는 ASM의 입력 임피던스의 위상과 Z4의 임피던스 편차와의 관계를 나타내고, 도 6은 스미스 차트 상에서의 저손실 범위를 나타낸다. 도 5에서, 가로축은 안테나 스위치 모듈 ASM의 입력 임피던스의 위상을 나타내고, 왼쪽 세로축은 HPA의 입력단으로부터 본 출력 정합 회로 MN의 임피던스 Z4의 MAG(임피던스의 절대치, 스미스 차트 상에서는 반경) 편차를 나타내고, 오른쪽 세로축은 HPA의 입력단으로부터 본 출력 정합 회로 MN의 임피던스 Z4의 DEG(위상 각도, 스미스 차트 상에서는 중앙 오른쪽 단락 위치로부터의 각도) 편차를 나타낸다. MAG 및 DEG의 편차가 작을수록, 대역에서의 임피던스 변화가 적어 광대역 정합이 도모된다. MAG 편차의 허용 범위는 0.09의 횡선 X1이하이며, DEG 편차의 허용 범위는 0을 중심으로 한 ±0.6°의 횡선 X2의 범위이다.
접속 기준면으로부터 본 고주파 증폭기 HPA의 임피던스 Z1을 고정하고, 안테나 스위치 모듈 ASM의 임피던스 Z2를 변화시켜, ASM의 위상 변화와 기본 주파수 대역에 있어서의 삽입 손실과의 관계를 조사했다. 도 7은 기본 주파수 대역에 있어서의 ASM의 입력 임피던스의 위상과 삽입 손실과의 관계를 나타내고, 도 8은 위상 관계를 나타낸다. 검토 결과, 위상 변화와 삽입 손실 사이에는 이하에 나타낸 바와 같은 밀접한 관계가 있는 것을 알았다.
(a) 임피던스 Z4의 변화량(편차)을 억제함으로써 기본 주파수 대역에서 광대역 위상 정합이 도모된다. 「광대역 위상 정합」은 단지 「광대역 정합」으로 부르는 일이 있다. 즉, MAG 편차와 DEG 편차가 모두 작은 위상 범위로 조정됨으로써 기본 주파수 대역에 있어서의 광대역 정합을 실현할 수 있다. 이것은 도 5에서 DEG 편차가 X2의 범위 내에 있고, MAG 편차가 X1이하의 범위에 있는 경우에 상당한다. 이들의 조건을 만족시키는 범위의 단점(端点)을 도 5 중에 △으로 나타낸다. 도 5로부터 명백한 바와 같이, 기본 주파수 대역에서 광대역 정합이 얻어지는 것은 -125˚∼-180˚의 범위 내와 +90˚∼+180˚의 범위 내이다. 따라서, 접속 기준면으로부터 본 안테나 스위치 모듈측의 임피던스 Z2의 위상 θ2를 도 6의 스미스 차트 상에서 사선으로 나타내는 -125˚∼+90˚의 영역 내로 조정하면, 기본 주파수 대역에서 광대역의 위상 정합을 실현할 수 있다.
(b) 기본 주파수 대역에서는, 접속 기준면으로부터 본 안테나 스위치 모듈 ASM의 임피던스 Z2의 위상 θ2가 고주파 증폭기 HPA의 임피던스 Z1의 위상 θ의 부호를 반전시킨 위상 θ1(-θ)이 될 때, 삽입 손실(신호의 감쇠량)은 최소로 된다. 즉, 기본 주파수 대역에서 임피던스 Z2의 위상 θ2가 임피던스 Z1의 공역 임피던스에 상당하는 위상 θ1과 일치될 때 삽입 손실이 최소로 된다. 기본 주파수 대역을 나타낸 도 7에서, -130˚부근에서 삽입 손실이 최소로 되므로, 그곳이 공역 정합 위치이다. 그곳으로부터 180˚어긋난 위치에 골이 있어, 최대 삽입 손실이다. 도 7에 나타내는 삽입 손실의 파형은 실질적으로 정현파(正弦波)적이므로, 이 파형의 상하한의 중간 이상을 허용 범위로 할 수 있다. 따라서, 기본 주파수에서는, 임피던스 Z2의 위상 θ2를 θ1±90°의 범위로 조정하면, 저삽입 손실을 실현할 수 있다.
이상을 정리하면, (1) 임피던스 Z2의 위상 θ2를 도 6의 사선으로 나타내는 -125˚∼+90˚의 영역 내로 조정함으로써, 기본 주파수 대역에서 송신 대역에서의 광대역 정합을 도모할 수 있고, (2) 임피던스 Z2의 위상 θ2를 공역 임피던스 θ1±90°의 영역으로 조정함으로써, 기본 주파수 대역에서 저삽입 손실을 도모할 수 있고, (3) 임피던스 Z2의 위상 θ2를 θ1±90°의 공역 정합 영역 내이며, 또한 -125˚∼ +90˚의 범위와 겹치는 영역(도 8에 사선으로 나타내는 영역)으로 조정함으로써, 기본 주파수 대역에서 송신 대역에서의 광대역 정합이 도모될 뿐만 아니 라, 저삽입 손실도 실현할 수 있다.
고주파 회로에서는, 주파수에 의해 임피던스 및 그 위상이 변화되므로, 위상 θ2가 기본 주파수 대역과 n차 고조파 주파수 대역에서는 상이한 것에 주의할 필요가 있다. 구체적으로는 (1) θ2가 θ0±120°이내라고 하는 요건은 n차 고조파 주파수 대역(비공역 정합 영역)에서 n배파를 감쇠시키는 θ2의 범위를 나타내는 것이며, (2) θ2가 -125˚∼ +90˚이내라고 하는 요건은 기본 주파수 대역에서 광대역 정합을 달성하는 θ2의 범위를 나타내는 것이며, (3) θ2가 θ1±90°이내라고 하는 요건은 기본 주파수 대역에서 저삽입 손실을 달성하는 θ2의 범위를 나타내는 것이며, (4) θ2가 θ1±90°이내이며 또한 -125˚∼ +90˚이내라고 하는 요건은 기본 주파수 대역에서 광대역 정합 또한 저삽입 손실을 달성하는 θ2의 범위를 나타내는 것이다.
[2.2] 송신 대역에서의 저삽입 손실 영역의 광대역화 및 삽입 손실의 저감과 위상 조정과의 관계의 구체예
기본 주파수 대역에 있어서의 광대역 정합(저삽입 손실 영역의 광대역화) 및 삽입 손실의 저감을 달성하기 위한 위상 조정 수단에 대하여, 이하의 것이 명백하게 되었다.
(a) 도 9a에 나타낸 바와 같이 기본 주파수 대역에서 위상 조정 회로측에서 본 안테나 스위치의 입력 임피던스 Z3의 위상 θ3이 스미스 차트 상에서 θ1 의 반시계 방향측에 있는 경우, θ2가 θ3보다 최량 위상 θ1에 가까워지도록, 전송 선로를 길게 한다. 필요에 따라 전송 선로 L5의 길이 및 폭도 조정하여, θ3을 시계 방향으로 이동시켜 θ1에 접근시켜도 된다. 전송 선로를 가늘게 해도 되지만, 그렇게 하면 θ3은 스미스 차트의 상반원에 있는 경우에는 시계 회전을 하지만, 하반원에 있는 경우에는 반시계 회전을 한다. 따라서, 전송 선로를 가늘게 하는 경우에는 θ3의 스미스 차트 상의 현재 위치와 회전 방향을 고려할 필요가 있다.
(b) 도 9b에 나타낸 바와 같이 위상 θ3이 θ1의 시계 방향측에 있는 경우, θ2가 θ3보다 최량 위상 θ1에 가까워지도록, 전송 선로를 짧게 한다. 필요에 따라 전송 선로 L5의 길이 및 폭도 조정하고, θ3을 반시계 방향으로 이동시켜도 된다. 전송 선로 ASL1의 조정으로서는, 굵고 짧게하는 것이 바람직하다. 단, 전송 선로를 굵게 하는 경우, 가늘게 하는 경우와는 반대로, θ3이 스미스 차트의 상반원에 있을 때는 반시계 회전을 하지만, 하반원에 있을 때는 시계 회전을 하므로, 역시 θ3의 현재 위치와 회전 방향의 고려가 필요하다.
이들의 조정에서도 시간에 맞지 않는 범위로 조정하거나 적층체로 한 후에 미조정하거나 하는 경우 등은 이하의 순서를 실행한다.
(c) 위상 θ3이 θ1의 반시계 방향측에 있는 경우, θ2가 최량 위상 θ 1에 의해 가까워지도록, 도 3a∼d 중 어느 하나의 LC 회로로 이루어지는 저역 필터를 단자 P0과 P1 사이에 삽입한다. 위상 조정용으로, 저역 필터의 병렬 C의 용량치 등도 조정할 수 있다. n차 고조파 주파수 대역에 있어서의 위상 조정의 경우와 동일하게, 직류 컷 콘덴서 Ca1, Ca2의 한쪽은 생략할 수 있다. 여기에서는, Ca1을 생략하고, 점선으로 나타낸다. 도 3b 및 d에서 안테나 스위치의 콘덴서 Ca1을 생략하면, 그라운드에 접속하는 전송 선로 L5와 병렬 공진을 만들 수 있다. 이 경우 전송 선로 L5가 짧아도 되어, 적층 시의 레이아웃 조정에 사정이 양호하다.
(d) 위상 θ3이 θ1의 시계 방향측에 있는 경우, θ2가 최량 위상 θ 1에 의해 가까워지도록, 도 4a∼d 중 어느 하나의 LC 회로로 이루어지는 고역 필터를 단자 P0과 P1 사이에 삽입한다. 이 경우, 직류 컷 콘덴서 Ca1, Ca2 및 LC 회로의 콘덴서 C는 적어도 하나 남기면 된다. 예를 들면, 고주파 증폭기의 콘덴서 Ca2 또는 C만을 남기고, 접지된 인덕터 L 또는 전송 선로 SL을 안테나 스위치에 접속한다. 이와 같이 고역 필터를 삽입하는 경우의 위상 조정은 회로가 간략화되어 바람직하다.
[3] 고주파 모듈에 있어서의 회로 간의 간섭 저감
고주파 증폭기와 안테나 스위치 모듈부와의 노이즈 등의 간섭에 대하여 검토한 결과, 이하의 것을 알았다.
(a) 500MHz∼6GHz의 대역에서, 인접하는 회로 간에 종렬(縱列)로 된 스루홀 전극을 형성함으로써, 회로 간의 아이솔레이션은 예를 들면 -30dB 이하로 커져, 회로 간의 상호 간섭은 충분히 억제할 수 있다. 종렬로 된 스루홀 전극의 간격은 좁을수록 효과적이지만, 너무 좁으면 제조 코스트의 상승, 강도 저하 등의 디메리트가 발생한다. 종렬로 된 스루홀 전극의 간격은 평균 1mm 전후인 것이 바람직하다. 예를 들면 트리플 밴드 안테나 스위치의 경우, 가장 높은 주파수인 DCS 송수신계의 3배파를 억제 대상으로하면, 5.4GHz(λ=55.6mm) 부근의 주파수이기 때문에, 이 주파수의 파장과 유전체에 의한 파장 단축 효과를 고려하여, 스루홀만의 경우, λ/20 이하의 간격으로 충분한 억제 효과가 얻어진다. 물론 억제해야 할 목표 주파수로서, DCS/TCS계의 n배파[n은 1 이상의 정수(整數)], GSM계의 n배파 등, 어느 것으로 설정해도 된다. 상기 예의 경우, GSM계의 기본파∼3배파, DCS/PCS계의 기본파∼2배파의 파장 λ는 DCS계의 3배파보다 길기 때문에, DCS계의 3배파를 억제해야 할 목표 주파수로 하면, 상기 모든 주파수는 망라된다. 또 종렬로 된 스루홀 전극의 복수의 열을 병행으로 형성하여, 스루홀 간의 간격을 좁혀도 된다.
(b) 유전체층 상에 띠모양의 차폐 전극을 설치하는 동시에, 유전체층을 관통하는 종렬로 된 스루홀 전극을 설치하면, 아이솔레이션 특성은 더욱 향상된다. 띠모양의 차폐 전극을 설치하는 효과는 전송 선로 사이에 설치하는 경우보다 전송 선로를 가지는 유전체층의 상하층에 설치하는 경우가 크다. 따라서, 차폐 전극은 전체층에 설치하는 것이 가장 바람직하지만, 전극 패턴의 형상이나 스페이스에 따라서는 상하층에 설치하거나 중간층의 접지 전극을 적당히 겸용하거나 함으로써, 큰 아이솔레이션(차폐) 효과가 얻어진다. 예를 들면 트리플 밴드 안테나 스위치의 경 우, 전송 선로를 가지는 유전체층 사이에만 차폐 전극을 설치한 때라도, DCS 송수신계의 3배파의 λ의 1/4이하의 간격으로 스루홀 전극을 설치함으로써, -3OdB 이하로 큰 아이솔레이션이 얻어진다.
이상으로부터, 고주파 모듈에서 인접하는 회로 사이에, 띠모양의 차폐 전극을 설치하거나, 종렬로 된 스루홀 전극을 적층 방향으로 연속하여 형성함으로써, 높은 아이솔레이션 효과가 얻어지는 것을 알 수 있다. 이들 차폐 수단은 한정된 스페이스에서는 유효하다. 띠모양의 차폐 전극은 모든 유전체층에 설치하는 것이 바람직하지만, 적어도 전송 선로를 설치한 유전체층에 설치하거나, 전송 선로를 설치한 유전체층의 상하 어느 하나의 층에 설치해도 된다. 띠모양의 차폐 전극과 종렬로 된 스루홀 전극의 양쪽을 모두를 설치하는 것이 가장 바람직하다. 또 차폐 전극으로서 접지 전극을 겸용해도 된다.
이상의 구성에 의해, 안테나 스위치 모듈부와 고주파 증폭기 등의 고주파 부품을 한정된 사이즈 안에 상호 간섭을 억제하여 실장하고, 고주파 모듈로 할 수 있다.
이하 도면을 참조하여 본 발명의 하나의 실시예에 의한 고주파 부품을 휴대전화 시스템에 사용한 예를 설명한다. 일반적으로 휴대전화 시스템에서는, 주위의 휴대 전화기와의 혼신(混信)을 피하기 위해, 기지국으로부터 휴대전화를 향해, 발신 출력이 교신에 필요한 최소 한도의 파워로 되도록 제어 신호(파워 컨트롤 신호)가 보내지고 있다. 이 제어 신호에 따라 동작하는 APC(Automatic Power Control) 회로에 의해, 송신측 출력단의 고주파 증폭기에서는, 그 송신 출력이 통화에 필요 한 출력으로 되도록 게이트 전압이 제어된다. 게이트 전압의 제어는 실제로 고주파 증폭기로부터 출력되고 있는 전력을 모니터하여 얻어진 검지(檢知) 신호와, 기지국으로부터 오는 파워 컨트롤 신호를 비교함으로써 실행된다. 이와 같이 휴대 전화의 통신 시스템에서는, 주위 환경에 적응하도록 출력을 가변시켜 통화를 실행함으로써, 다른 휴대전화와의 사이에서 혼신을 일으키지 않아, 통화 품질을 안정적으로 유지할 수 있도록 하고 있다.
유럽의 디지털 휴대전화 시스템에 있어서의 고주파 증폭기의 출력 검출 회로는 2가지 방식으로 대별된다. 하나는 고주파 증폭기의 출력 단자에 커플러 회로를 장착하여 출력 전력을 검출하는 방식이며, 또 하나는 고주파 증폭기부에 1∼10Ω 정도의 저항을 붙여 전압 강하로부터 소비 전력을 구하고, 고주파 전력으로 환산하는 방식이다. 일반적으로, 전자는 적층체에의 회로 형성으로 실현되고, 후자는 예를 들면 탑재 부품이나 반도체 칩에의 회로 집적으로 실현된다.
[4.1] 제1 실시 형태
이 실시예는 출력 전력을 모니터하는 기능이 미리 구비된 반도체 칩을 사용한다. 도 11은 EGSM, DCS 및 PCS의 트리플 밴드용 안테나 스위치 모듈부의 등가 회로를 나타낸다. 도 12는 고주파 증폭기의 등가 회로를 나타내고, 도 13a 및 도 13b는 양자의 접속점 부근의 회로 부분을 나타낸다. 본 실시예의 고주파 모듈은 도 23의 실선으로 나타내는 범위 내의 장치(ASM+HPA)를 하나의 적층체 내에 복합화한 것이며, 도 17은 그 적층체의 부분 전개도이다.
(A) 다이플렉서
도 11을 참조하여, 다이플렉서 Dip는 전송 선로 L1∼L4 및 콘덴서 C1∼C4에 의해 구성된다. 전송 선로 L2와 콘덴서 C1은 직렬 공진 회로를 형성하고, DCS 대역(송신 주파수:1710∼1785MHz, 수신 주파수:1805∼1880MHz) 및 PCS 대역(송신 주파수:1850∼1910MHz, 수신 주파수:1930∼1990MHz)에 공진 주파수를 가지도록 설계한다. 본 실시예에서는 1.8GHz에 감쇠극을 맞추었다. 또 전송 선로 L4와 콘덴서 C3은 직렬 공진 회로를 형성하고, EGSM 대역(송신 주파수:880∼915MHz, 수신 주파수:925∼960MHz)에 공진 주파수를 가지도록 설계한다. 본 실시예에서는 0.9 GHz에 감쇠극을 맞추었다.
이 회로에 의해, EGSM계의 신호와 DCS/PCS계의 신호를 분파 합성할 수 있다. 전송 선로 L1, L3은 DCS/PCS계의 신호 주파수에 있어서 고임피던스로 되도록 길게 설정하는 것이 바람직하다. 이에 따라 DCS/PCS계의 신호가 EGSM계의 경로로 전송되기 어려워진다. 전송 선로 L3은 생략해도 된다. 콘덴서 C2, C4는 EGSM계의 신호 주파수에 있어서 고임피던스로 되도록 비교적 작은 용량치로 설정하는 것이 바람직하다. 이에 따라 EGSM계의 신호가 DCS/PCS계의 경로로 전송되기 어려워진다.
(B)스위치 회로
제1 스위치 회로 SW1은 콘덴서 C5, C6, 전송 선로 L5, L6, PIN 다이오드 D1, D2, 및 저항 R1에 의해 구성된다. 전송 선로 L5, L6은 EGSM의 송신 주파수대에 있어서 λ/4 공진기로 되도록 길이를 설정한다. 전송 선로 L5는 EGSM의 송신 주파수에 있어서 그라운드 레벨이 대략 오픈(고임피던스 상태)이 되는 초크 코일로 대체 가능하다. 이 경우, 인덕턴스는 10∼100nH 정도가 바람직하다. 저항 R1은 컨트롤 전압 VC1이 High에서의 제1, 제2 다이오드 D1, D2로 흐르는 전류를 결정한다. 본 실시예에서는, 저항 R1은 100Ω∼200Ω이다. 콘덴서 C5, C6은 컨트롤 전압의 DC 컷을 위해 필요하다. 컨트롤 전압 VC1이 High 시에는 PIN 다이오드 D2에는 접속 와이어 등의 기생(寄生) 인덕턴스가 존재하기 때문에, 이것을 제거하도록 콘덴서 C6과 직렬 공진시킨다. 콘덴서 C6의 용량치는 적당히 설정할 수 있다.
이상의 구성에 의해, 컨트롤 전압 VC1이 High 시에는 제1, 제2 다이오드 D1, D2는 모두 ON이 되고, 제2 다이오드 D2와 전송 선로 L6의 접속점이 그라운드 레벨이 되고, λ/4 공진기인 전송 선로 L6의 반대측 임피던스가 무한대로 된다. 따라서, 컨트롤 전압 VC1이 High 시에는 다이플렉서 Dip 내지 EGSM Rx 사이의 경로에서는 신호는 통과할 수 없고, 다이플렉서 Dip 내지 EGSM Tx 사이의 경로에서는 신호가 통과되기 쉽다. 한편, 컨트롤 전압 VC1이 Low 시에는, 제1 다이오드 D1도 OFF로 되어, 다이플렉서 Dip 내지 EGSM Tx 사이의 경로에서는 신호는 통과할 수 없고, 또 제2 다이오드 D2도 OFF이므로, 다이플렉서 Dip 내지 EGSM Rx 사이의 경로에서는 신호가 통과되기 쉽다. 이와 같이, EGSM 신호의 송수신 변환이 가능하다.
제2 스위치 회로 SW2는 콘덴서 C7∼C10, 전송 선로 L7∼Ll0, PIN 다이오드 D3∼D6, 및 저항 R2, R3에 의해 구성된다. 전송 선로 L7∼L10은 DCS/PCS의 신호 주파수에서 λ/4 공진기로 되도록 길이를 설정한다. 전송 선로 L7, L9는 각각 DCS의 송신 주파수에서 그라운드 레벨이 오픈(고임피던스 상태) 정도로 되는 초크 코일로 대체 가능하다. 이 경우, 인덕턴스는 5∼60nH 정도가 바람직하다. 저항 R2는 컨트롤 전압 VC2가 High 시에 제3, 제4 다이오드 D3, D4로 흐르는 전류를 결정한 다. 본 실시예에서는 저항 R2는 100Ω∼200Ω이다. 저항 R3은 컨트롤 전압 VC3이 High 시에 제5, 제6 다이오드 D5, D6로 흐르는 전류를 결정한다. 본 실시예에서는, 저항 R3은 100Ω∼2kΩ이다. 콘덴서 C7, C8 및 C10은 컨트롤 전압의 DC 컷을 위해 필요하다. 컨트롤 전압 VC2가 High 시에는 PIN 다이오드 D4에는 접속 와이어 등의 기생 인덕턴스가 존재하기 때문에, 콘덴서 C7과 직렬 공진하도록 콘덴서 C7의 용량치를 설정한다.
이상의 구성에 의해, 컨트롤 전압 VC2가 High 시에는 제3, 제4 다이오드 D3, D4는 모두 ON이 되고, 제4 다이오드 D4와 전송 선로 L8의 접속점이 그라운드 레벨로 되고, λ/4 공진기인 전송 선로 L8의 반대측 임피던스가 무한대로 된다. 따라서, 컨트롤 전압 VC2가 High 시에는 다이플렉서 Dip 내지 PCS Rx 및 다이플렉서 Dip 내지 DCS Rx 사이의 경로에서는 신호는 통과할 수 없고, 다이플렉서 Dip 내지 DCS/PCS Tx 사이의 경로에서는 신호가 통과되기 쉽다. 한편, 컨트롤 단자 VC2가 Low 시에는 제3 다이오드 D3도 OFF로 되어, 다이플렉서 Dip 내지 DCS/PCS Tx 사이의 경로에서는 신호는 통과할 수 없고, 또 제4 다이오드 D4도 OFF이므로, 다이플렉서 Dip 내지 PCS Rx 및 다이플렉서 Dip 내지 DCS Rx 사이의 경로에서는 신호가 통과되기 쉽다.
컨트롤 단자 VC3이 High 시에는, PIN 다이오드 D6에는 접속 와이어 등의 기생 인덕턴스가 존재하기 위해, 콘덴서 C10과 직렬 공진하도록 콘덴서 C10의 용량치를 설정한다. 이에 따라 컨트롤 단자 VC3이 High 시에는 제5, 제6 다이오드 D5, D6은 모두 ON이 되고, 제6 다이오드 D6과 전송 선로 L10의 접속점이 그라운드 레벨 이 되고, λ/4 공진기인 전송 선로 L10의 반대측 임피던스가 무한대로 된다. 따라서, 컨트롤 단자 VC3이 High 시에는 다이플렉서 Dip 내지 DCS Rx 사이의 경로에는 신호는 통과할 수 없고, 다이플렉서 Dip 내지 PCS Rx 사이의 경로에서는 신호가 통과되기 쉽다. 컨트롤 단자 VC3이 Low 시에는 제5 다이오드 D5도 OFF로 되어, 다이플렉서 Dip 내지 PCS Rx 사이의 경로로는 신호는 통과할 수 없고, 또 제6 다이오드 D6도 OFF이므로, 다이플렉서 Dip 내지 DCS Rx 사이의 경로에서는 신호가 통과되기 쉽다. 이와 같이 컨트롤 단자 VC2가 High 시에는 DCS/PCS Tx로, 컨트롤 단자 VC2, VC3이 각각 Low, High 시에는 PCS Rx로, 컨트롤 단자 VC2 및 컨트롤 단자 VC3이 Low 시에는 DCS Rx로의 변환이 가능해진다.
(C) 저역 필터
제1 저역 필터 LPF1은 전송 선로 L11 및 콘덴서 C11∼C13으로 구성되는 π형의 저역 필터이다. 전송 선로 L11과 콘덴서 C11은 병렬 공진 회로를 구성하고, 그 공진 주파수는 EGSM 송신 주파수의 2배∼3배로 설정한다. 본 실시예에서는 3배인 2.7GHz로 설정했다. 이상의 구성에 의해, 파워 앰프로부터 입력되는 EGSM의 송신 신호에 포함되는 고조파 일그러짐을 제거할 수 있다. 따라서, 저역 필터 LPF1을 송신 경로에 설치하는 것은 특성 상 바람직하지만, 반드시 필수는 아니다. 제1 저역 필터 LPF1은 제1 고주파 스위치 SW1의 제1 다이오드 D1과 전송 선로 L5 사이에 배치되어 있지만, 다이플렉서 Dip와 제1 고주파 스위치 SW1 사이에 배치해도 되며, 전송 선로 L5와 EGSM Tx 사이에 배치해도 된다. 제1 저역 필터 LPF1의 그라운드에 접속하는 콘덴서를 전송 선로 L5와 병렬로 배치하면, 병렬 공진 회로를 구성하여 전송 선로 L5의 길이를 λ/4보다 짧게 구성할 수 있고, 또 초크 코일의 인덕턴스를 작게할 수 있다.
제2 저역 필터 LPF2는 전송 선로 L12 및 콘덴서 C14∼C16으로 구성되는 π형의 저역 필터이다. 전송 선로 L12와 콘덴서 C14는 병렬 공진 회로를 구성하고, 그 공진 주파수는 DCS/PCS 송신 주파수의 2배∼3배로 설정한다. 본 실시예에서는 2배인 3.6GHz로 설정했다. 이상의 구성에 의해, 파워 앰프로부터 입력되는 DCS/PCS의 송신 신호에 포함되는 고조파 일그러짐을 제거할 수 있다. 따라서, 저역 필터 LPF2를 송신 경로에 설치하는 것은 특성 상 바람직하지만, 반드시 필수는 아니다. 제2 저역 필터 LPF2도, 제1 저역 필터 LPF1과 동일하게, 다이플렉서 Dip와 제2 고주파 스위치 SW2 사이에 배치해도 되고, 전송 선로 L7과 DCS 송신 단자 DCS Tx 사이에 배치해도 된다.
본 실시예에서는, 제 1및 제2 저역 필터 LPF1, LPF2는 각각 다이오드 D1과 전송 선로 L5 사이, 및 다이오드 D3과 전송 선로 L7 사이, 즉 스위치 회로 안에 설치되어 있다. 이것은 회로 설계 상 바람직하지만 필수는 아니다. 저역 필터는 송신 신호가 통과되는 다이플렉서∼송신 단자 간의 송신 경로의 어딘가의 위치에 설치되어 있으면 된다.
(D) 제어 논리
이상의 고주파 부품(안테나 스위치 모듈부)의 제어 논리를 표 1에 정리한다.
표 1
모드 VC1 VC2 VC3
EGSM TX(송신) High Low Low
DCS/PCS TX(송신) Low High Low
EGSM RX(수신) Low Low Low
DCS RX(수신) Low Low Low
PCS RX(수신) Low Low High

[4.2] 제2 실시 형태
EGSM계를 GSM850(송신 주파수:824∼849MHz, 수신 주파수:869∼894MHz)과 EGSM으로 나누어, 쿼드러밴드 대응으로 할 수도 있다. 이 경우, 송신계는 공통 단자를 이용하고, 수신계는 트리플 밴드 대응 안테나 스위치의 EGSM 수신 단자부에 GSM850과 EGSM을 전환하는 스위치를 접속한다. 이 스위치 대신에, GSM850 및 EGSM대의 λ/4 공진기인 전송 선로를 사용해도, 양자 사이의 주파수를 나눌 수 있다.
(A) 고주파 증폭기
도 12는 고주파 부품을 구성하는 고주파 증폭기의 정합 회로의 일례를 나타낸다. 이 정합 회로의 출력 단자 P0를 도 6의 안테나 스위치 모듈부의 예를 들면 EGSM Tx의 송신 단자 P1에 접속하고, 증폭된 송신 신호를 안테나 스위치에 보낸다. 출력 단자 P0에는 직류 컷 콘덴서 Ca2를 통해 전송 선로 ASL1의 일단이 접속되어 있다. 전송 선로 ASL1에는 접지된 콘덴서 Ca3, Ca4가 접속되어, 출력 정합 회로를 구성한다. 전송 선로 ASL1의 타단은 반도체 소자의 일종인 전계 효과 스위칭 트랜지스터(FET)Q1의 드레인에 접속되어 있다. FETQ1의 소스는 접지되고, 게이트는 바이폴러 스위칭 소자(B-Tr)Q2의 컬렉터에 접속되어 있다.
전송 선로 ASL1의 타단과 전계 효과 스위칭 트랜지스터 FETQ1의 드레인 D와 의 접속점은 λ/4 스트립 라인 등으로 이루어지는 인덕터 SL1과 콘덴서 Ca5와의 직렬 회로를 통해 접지되고, 인덕터 SL1과 콘덴서 Ca5와의 접속점은 드레인 전압 단자 Vdd1에 접속되어 있다. 또 전계 효과 스위칭 트랜지스터 FETQ1 게이트와 바이폴러 스위칭 소자 Q2의 컬렉터와의 접속점은 콘덴서 Ca6을 통해 접지되는 동시에 게이트 전압 단자 Vg에도 접속되어 있다.
바이폴러 스위칭 소자 Q2의 이미터는 접지되고, 베이스는 전송 선로 SL3의 일단에 접속되어 있다. 바이폴러 스위칭 소자 Q2의 컬렉터는 스트립 라인 등으로 이루어지는 인덕터 SL2와 콘덴서 Ca7과의 직렬 회로를 통해 접지되고, 인덕터 SL2와 콘덴서 Ca7과의 접속점은 컬렉터 전압 단자 Vc에 접속되어 있다. 인덕터 SL2와 콘덴서 Ca7과의 접속점은 바이폴러 스위칭 소자 Q2의 베이스와 전송 선로 SL3의 일단과의 접속점에도 접속되어 있다. 전송 선로 SL3의 타단은 콘덴서 Ca8을 통해 접지되는 동시에, 입력 단자 Pin에 접속되어 있다.
도 11 및 도 12의 등가 회로에 있어서 전송 선로 및 인덕터는 스트립 라인에 의해 구성되는 것이 많지만, 마이크로 스트립 라인, 코플레이너 가이드 라인 등에 의해 구성되어 있어도 된다. 증폭기 회로는 반도체 소자 Q3과 전압 인가 회로를 부가하여 증폭 회로를 3단 이상의 다단으로 하고, 하이 파워 앰프로서 구성할 수도 있다. 본 실시예에서는, 트랜지스터 Q1을 FET로하고, 트랜지스터 Q2를 B-Tr로 했지만, 각각 다른 종류의 트랜지스터로 해도 된다. 예를 들면, Si-MOSFET, GaAs FET, Si 바이폴러 트랜지스터, GaAs HBT(헤테로 접합 바이폴러 트랜지스터), HEMT(고전자 이동도 트랜지스터) 등이 사용 가능하다. 물론, 몇개의 트랜지스터를 집적화한 MMIC(모놀리식 마이크로파 집적 회로)를 사용해도 된다. 본 실시예에서는, 전송 선로 SL3과 트랜지스터 Q2를 직접 접속하고 있지만, 저항을 통해 접속해도 된다.
(B) 위상 조정
도 13은 고주파 증폭기 또는 안테나 스위치 모듈의 위상 조정 회로 부근의 회로 부분을 나타낸다. 위상 조정 회로는 전송 선로 또는 고역 필터나 저역 필터 등의 LC 회로를 삽입함으로써 구성할 수 있다. 여기에서 EGSM Tx 단자 P1과 P0 사이에 도 4b의 고역 필터를 삽입한 예를 설명한다. 도 14는 접속 기준면으로부터 본 고주파 증폭기의 임피던스를 고정하고, 안테나 스위치 모듈부의 임피던스를 조정했을 때의 기본파(f), 2배 고조파(2f), 3배 고조파(3f)의 동향을 플롯한 스미스 차트이다.
파워업 HPA를 본 위상은 2배 고조파(2f) 및 3배 고조파(3f) 모두 θ의 영역(좌상)에 있다. 이 상태로부터, 예를 들면 출력 정합 회로의 전송 선로 ASL1의 길이와 콘덴서의 용량을 조정하여 공역 정합의 관계로 접근시킴으로써, 안테나 스위치 모듈부 ASM의 기본파(f)의 경우의 임피던스를 설정 임피던스(50Ω)에 가까운 임피던스로 공역 정합시킨다(도 14 중의 대략 중앙의 점선 동그라미 내의 ■ 표시).
2배 고조파(2f) 및 3배 고조파(3f)의 임피던스의 현재의 위상 θ3은 공역 정합의 θ1의 영역(도 14중 좌하의 ▲ 표시)에 있다. 예를 들면 18nH의 인덕터와 6pF 콘덴서에 의해 구성한 고역 필터를 삽입함으로써, 위상 θ2는 도 14 중 우하의 ■ 표로 나타내는 영역으로 이동한다. 본 실시예에서는, θ2를 2배파(2f)에서는 목표로하는 θ0의 영역에 가까운 θ0-90˚의 영역에, 3배파(3f)에서는 θ0-120˚의 영역으로 각각 조정할 수 있다. 또한 위상 조정을 함으로써, 최대 감쇠량이 얻어지는 θ0의 영역(우상)까지 θ2를 이동시킬 수 있다.
조정하는 위상이나 조정 방향은 경우에 따라 상이하지만, 불요 고조파의 주성분인 2배파(2f)의 조정을 우선시켜 θ2를 θ0에 접근시키는 것을 기본으로 한다. 경우에 따라서는 3배파(3f)의 조정을 희생으로 하여 θ2의 조정만으로 마쳐도 된다.
EGSM(880∼960MHz)에 있어서의 ASM의 입력 위상과 2배파(2f) 및 3 배파(3f)의 감쇠량의 관계를 각각 도 15a 및 b에 나타낸다. 도 15a에서는, 최대 감쇠량[-73 dB]을 나타내는 위상 θ0는 30˚ 부근에 있다. 이 위상까지 조정할 수 있으면 더할나위 없지만, 실제의 설계에서는 허용 범위를 설정한다. 예를 들면 3dB 정도의 감쇠량 열화를 허용하는 범위는 180˚(θ0±90°)이며, 5dB 정도의 감쇠량 열화를 허용하는 범위는 240˚(θ0±120°)이다. 이것은 도 15b에 나타내는 3배파의 감쇠량 특성에서도 동일하다. 실제, 3dB의 열화에서도 -70dB 이상의 감쇠량이 있고, 또 5dB 열화에서도 -65dB 이상의 감쇠량이 있으므로, 베스트의 위상 θ0에 대하여 ±120°이내로 조정하면 충분히 효과가 있는 것을 알 수 있다. 위상의 조정 범위는 바람직하게는 θ0±90°, 더욱 바람직하게는 θ0±45°정도이다. DCS/PCS계에 대해서도, 동일 위상 범위에서 본 발명의 효과가 얻어진다.
(C) 전력 부가 효율
본 발명에 의해 송신 특성으로 중요한 전력 부가 효율에 관해, 저삽입 손실 영역의 광대역화의 효과가 현저하게 나타났다. 도 16은 EGSM 송신 대역에 있어서의 주파수와 위상 조정 전후의 전력 부가 효율과의 관계를 나타낸다. 위상 조정전에는는 전력 부가 효율의 피크가 낮고, 피크 부근의 파형은 험준해 협(狹)대역이며, 로스가 매우 컸다. 이에 대하여, 위상 조정 후에는 전력 부가 효율의 피크치가 대폭 상승하고, 피크 부근의 파형이 완만해 광대역이 되어, 저삽입 손실화가 도모되었다.
본 실시예의 위상 조정에는 18nH의 인덕터와 6pF의 콘덴서에 의해 구성한 고역 필터를 삽입했다. 도 14의 스미스 차트에, 고역 필터 삽입 전후의 기본파, 2배파 및 3배파의 임피던스 위치를 나타낸다. 기본파는 차트의 중앙부에 위치한다. 기본파의 공역 정합에 상당하는 위상 θ1은 -13O˚ 부근에 있다. 고역 필터 삽입 후에는 θ2의 위상 영역 내인 θ1-1O˚ 부근으로 이동하여, 매우 유효한 위치로 조정할 수 있었다.
n배 고조파에 관해서는 2f를 목표로하는 θ0에 보다 가까운 θ0-90˚ 이내의 영역에, 3f를 θ0-120˚ 이내의 영역으로 조정할 수 있었다. 특성을 최적화한 HPA와 ASM을 사용해도, 도 16에 나타낸 바와 같이 위상 조정 전에는 저레벨의 전력 부가 효율 밖에 얻을 수 없지만, 위상 조정 회로를 삽입함으로써 위상 관계를 최적 으로 조정할 수 있어, 광대역에서 고레벨의 전력 부가 효율을 얻을 수 있었다. 이와 같은 효과는 DCS/PCS계에 대해서도 동일하게 얻어진다.
[4.3] 제３ 실시 형태(고주파 모듈)
도 17은 도 11의 등가 회로를 가지는 안테나 스위치 모듈부와 도 12의 등가 회로를 가지는 고주파 증폭기를 하나의 적층체 내에 수납한 고주파 모듈 중, 상부의 1∼3층, 중간의 7∼8층 및 하층의 13∼15층의 유전체 그린 시트를 나타내는 전개도이다. 적층체는 15층의 유전체 그린 시트에 의해 구성되어 있으며, 유전체 그린 시트(1)는 최상층이며, 유전체 그린 시트(15)는 적층체의 최하층이다.
유전체 그린 시트는 950℃ 이하의 저온 소성(燒成)이 가능한 LTCC 재료로 이루어진다. 예를 들면, Al2O3 환산으로 10∼60 질량%의 Al, SiO2 환산으로 25∼60 질량%의 Si, SrO 환산으로 7.5∼50 질량%의 Sr, TiO2 환산으로 20질량% 이하의 Ti, Bi2O3 환산으로 0.1∼10질량%의 Bi, Na2O 환산으로 0.1∼5질량%의 Na, K 2O 환산으로 0.1∼5질량%의 K, CuO 환산으로 0.01∼5질량%의 Cu, 및 MnO2 환산으로 0.01∼5질량%의 Mn을 함유하는 유전체 조성물을 사용할 수 있다.
전송 선로나 콘덴서를 형성하기 쉽도록, 그린 시트의 두께는 40∼200㎛인 것이 바람직하다. 본 실시예에서는 은계 전극재를 사용했다. 각 그린 시트에 전송 선로나 콘덴서를 전극 패턴에 의해 형성하고, 적당히 스루홀을 형성한다. 전송 선로나 콘덴서를 형성한 그린 시트를 차례로 적층하고, 950℃로 소성함으로써 고주파 부품이 복합화된 적층체 모듈이 얻어진다. 적층체의 크기는, 예를 들면 가로 13.75mm×세로 8mm×높이 0.75mm 정도이다. 적층체의 상면에 다이오드, 트랜지스터, 칩 인덕터, 칩 콘덴서, 저항체 등의 칩 소자를 탑재하고, 금속 케이스(도시하지 않음)를 씌워 완성품으로 한다. 완성품의 전체 높이는 1.8mm 정도이다. 금속 케이스 대신에 수지 밀봉 패키지로 해도되며, 이 경우 전체 높이는 1.5mm 정도이다. 적층체의 크기의 다른 예는 가로 10mm×세로 8mm×높이 0.75mm이다. 이 경우, 완성품의 전체 높이는 금속 케이스일 때 1.8mm 정도이며, 수지 밀봉 패키지일 때 1.5mm 정도이다.
(A) 스위치 모듈부
적층체 내의 스위치 모듈부는 상부층에 형성한 전송 선로 L1, L2, L3(본 실시예에서는 생략), L4 등(분파기 및 저역 필터를 구성한다)과, 중간층에 형성한 콘덴서 C1, C3, C6, C10 등(분파기, 스위치 회로 및 저역 필터를 구성한다)과, 하부층에 형성한 전송 선로 L5, L6, L7, L8, L9, L10 등(스위치 회로를 구성한다)으로 이루어진다.
(B) 고주파 증폭 회로 모듈부
고주파 증폭 회로 모듈부에서는, 상부층에 초단 정합 회로의 전송 선로가 형성되어 있고, 중간층에 초단 및 후단의 정합 회로의 콘덴서가 형성되어 있고, 하부층에 서멀 비어나 후단 정합 회로의 전송 선로, 및 전압 인가용 라인이 형성되어 있다. 접지 전극 G1, G2, G3, G4, G5, G6은 제2, 3, 8, 13, 14, 15층에 각각 형성되어 있다. 중간층의 표시를 생략 했기 때문에, 접지 전극, 전송 선로 및 콘덴서의 전부는 나타나 있지 않지만, 대략 상기와 같은 배치로 전극 패턴에 의해 형성되 어 있다. 적층체에의 탑재 부품 및 기판 외 부착 부품은 다이오드 D1∼D6, 트랜지스터 Q1∼Q3, 칩 콘덴서 C5, C8, Ca5∼Ca7, 저항체 R1∼R3 등이다.
(C) 위상 조정 회로
고주파 증폭 회로 모듈부와 안테나 스위치 모듈부의 접속부는 상층에 있지만, 상호 간섭을 피하기 위해 그린 시트(1)의 전송 선로 ASL1(고주파 증폭기의 선로)와, 그린 시트(2)의 전송 선로 ASL2(안테나 스위치 모듈부의 회시 선로)는 적층 방향으로 중복되지 않는 위치에 형성되어 있다. 본 실시예에서는 양자 사이에 위상 조정용의 고역 필터를 개재(介在)시키고 있지만, 이 고역 필터의 LC 회로는 칩 인덕터와 칩 콘덴서에 의해 구성되며, 적층체의 상면에 탑재된다. 이 구성에 의해 적층체 모듈의 작성 후에도 조정할 수 있으므로, 시작(試作) 조정에 시간이 걸리지 않아 바람직하다. 또 전송 선로 ASL1, ASL2를 상이한 층의 간섭하지 않는 위치에 설치하였으므로, 양 고주파 부품 간의 간섭을 피할수 있다.
제1층에서는 ASL1과 안테나 스위치 모듈부 ASM의 사이에 차폐 전극 SG가 형성되어 있고, ASM측의 영역에는 저역 필터로 안테나측의 회로 패턴이 형성되어 있다. 만약 ASL1과 이 회로 패턴이 전자기적인 결합을 일으키면, 저역 필터를 통하지 않아 불요 고주파 전력이 그대로 안테나로부터 출력되게 된다. 본 실시예에서는, ASL1과 ASM을 차폐 전극 SG로 분리함으로써, 상기 전자기적인 결합을 회피할 수 있어 고주파 특성이 향상되고 있다.
(D) 차폐 구조
도 17에 나타내는 복합 적층 모듈을 구성하는 모든 그린 시트에 있어서, 고 주파 증폭기를 구성하는 전극 패턴은 좌측 영역에, 다른 쪽 안테나 스위치 모듈부를 구성하는 전극 패턴은 우측 영역에 형성되어 있다. 또한 제1층의 좌우 영역 사이에 띠모양의 차폐 전극 SG가 설치되어 있고, 차폐 전극 SG로부터 모든 그린 시트를 관통하는 스루홀 전극 HG가 종렬로 형성되어 있다. 스루홀 전극 HG는 차폐 전극 SG로부터 3층째의 접지 전극 G2, 8층째의 접지 전극 G3, 13층째의 접지 전극 G4, 및 최하층의 접지 전극 G6에 접속되어 있어, 양 고주파 부품 간의 상호 간섭의 억제뿐만 아니라, 적층 방향에 있는 전극 패턴 사이의 상호 간섭의 억제에도 효과가 있다. 치수적으로 여유가 있는 경우, 전체 그린 시트에 띠모양의 차폐 전극 SG를 설치하는 것이 바람직하다. 그러나 많은 경우 그것을 할 수 없으므로, 스루홀 전극 HG를 통해 차폐 전극 SG와 접속한 접지 전극을 차폐 전극으로서도 이용한다. 차폐 전극 및 접지 전극은 전송 선로의 전극 패턴을 형성한 그린 시트 또는 그 상하 어느 하나의 그린 시트에 설치하는 것이 바람직하다.
스루홀 전극 HG의 종렬 간격 G는 가능한 한 좁은 쪽이 양호하며, 구체적으로는 간섭을 막아야 할 가장 높은 주파수의 파장 λ의 1/4 이하로 할 필요가 있다. 그러나 실용 상은 상호 간섭의 억제 효과, 그린 시트의 기계적 강도 및 스루홀 형성의 용이함 등을 고려하여, 대략 λ/10∼λ/50 정도에서 양호한 것을 알았다. 스루홀 전극 HG의 간격 G는 균일해도 불균일해도 되며, 본 실시예에서는, 부등(不等) 간격이며, 간격 G는 DCS대의 3배파(5.4 GHz 근방)의 약 λ/20(대략 1mm)∼약 λ/25로 했다.
스루홀은 반드시 직선 상에 설치할 필요는 없고, 예를 들면 도 17의 제7 층 이하에 보이는 바와 같이, 전극 패턴의 배치 등을 고려하여 직선 위치로부터 적당히 어긋나게 해도 된다. 예를 들면, 종렬로 된 스루홀 전극의 복수의 열을 병렬로 형성한다. 이 경우, 높은 차폐 효과를 얻기 위해, 인접하는 열의 스루홀 간격이 작아지도록, 스루홀 전극의 열을 위치 결정하는 것이 바람직하다.
소정 간격으로 종렬로 된 스루홀 전극 HG를 위해 그린 시트 간의 밀착 강도가 높아진다.
이상의 구성을 가지는 고주파 모듈에서는, 차폐 전극 SG, 스루홀 전극 HG 및 접지 전극에 의한 차폐 효과에 의해, 고주파 부품 간의 노이즈 등의 상호 간섭이 없어져, 고주파 증폭기의 발진 등의 불안정 동작을 방지할 수 있다. 또 스퓨리어스(spurious) 신호의 발생을 억제할 수 있어 통과 특성의 악화를 방지할 수 있다. 또한 복수의 고주파 부품을 하나의 적층체 내에 집약했으므로, 휴대 전화 내의 프린트 배선 기판 상의 실장 면적은 종래의 파워업과 안테나 스위치를 따로따로 기판에 실장한 경우에 비해 25%∼50% 저감할 수 있어, 휴대 전화나 PDA 등의 소형 정보 단말 등의 통신기에 탑재하는 데 매우 적합하다.
고주파 증폭기 HPA와 안테나 스위치 모듈부 ASM을 하나의 적층체 내에 일체화함으로써, 양자를 접속하는 선로가 단축되어 선로 손실을 저감할 수 있고, 매칭 어긋남도 발생하지 않는다. 또 종래 프린트 배선 기판상에서 양자를 접속하는데 필요했던 배선도 필요없게 된다. 또 고주파 증폭기 HPA와 안테나 스위치 모듈부 ASM을 일체화하기 위해, 상호의 임피던스 정합을 최적화할 수 있어 종래 HPA와 ASM의 각각에 설치되어 있던 정합 회로를 간략화할 수 있다. 이와 같이 본 발명에 의 해, 소형, 저삽입 손실, 고출력 전력, 고출력 효율의 고주파 모듈이 얻어진다.
특성에 대해서는, 종래는 GSM 송신 시에 있어서, 효율 35%, 2배 고조파 -25dBm, 3배 고조파 -25dBm 정도였지만, 본 실시예에 의하면 효율 43% 이상, 2배 고조파 -38dBm 이하, 3배 고조파 -36 dBm 이하로 향상되었다. 또 DCS/PCS 송신 시에는 효율 34% 이상, 2배 고조파 -38dBm 이하, 3배 고조파 -36dBm 이하의 특성을 달성할 수 있었다. 지금부터, GSM 대역뿐만 아니라 DCS/PCS 대역에서도 본 발명의 유효성을 알 수 있다.
이상과 같이 특성이 향상된 본 발명의 고주파 모듈을 휴대 전화에 사용하면,종래와 같이 따로따로 고주파 부품을 실장한 경우와 비교해, 5∼10% 정도의 효율화를 달성할 수 있다. 그러므로 송신 시의 소비 전력이 적게 되어, 배터리의 1회 충전 당 통화 시간이 10∼20% 정도 길어진다.
게다가, 본 발명의 고주파 모듈에 의해, 원하는 특성을 얻기 위해 복수종의 고주파 증폭기와 안테나 스위치 모듈을 조합하여 평가를 하거나 프린트 기판 상에 정합 회로나 고조파 필터 등을 형성한다고 하는, 종래부터 실행되어 온 여러 가지 연구는 불필요하게 된다.
[4.4] 제４ 실시 형태
도 11은 안테나 스위치의 등가 회로의 일례를 나타내고, 도 12는 고주파 증폭기의 등가 회로의 일례를 나타낸다. 예를 들면 스위치 회로에는 pin 다이오드를 사용하지만, SPDT(Single Pole Dual Throw), SP3T 등 SPnT형의 GaAs 스위치를 사용해도 된다. pin 다이오드 스위치를 SPDT의 GaAs 스위치로 바꿔 놓으면, pin 다이 오드 스위치에서 필요한 λ/4 라인이 불필요해지기 때문에, 적층체 내에 그만큼의 여유가 생긴다. 이 때문에, 스페이스의 삭감 및 새로운 기능 소자의 형성이 가능하게 되어, 한층 더 소형화 및 고집적화에 유리하다.
트리플 밴드 안테나 스위치를 예를 들면, pin 다이오드를 SP5T의 GaAs 스위치로 바꿔 놓으면, 전체 경로의 스위칭이 가능해진다. 게다가, λ/4 라인이 몇 개 불필요해져, 한층 더 소형화 및 고집적화할 수 있다. 단, 송신측의 저역 필터나 특성을 만족시키기 위해 삽입하는 필터류는 적층체 및/또는 탑재 부품에 의해 구성할 수 있다. 이 경우, GaAs 스위치는 안테나와 직접 접속하므로, GaAs 스위치에 정전기 서지(surge) 대책을 실시하는 것이 바람직하다. 서지 미대책의 GaAs 스위치를 사용하는 경우, 안테나와 GaAs 스위치의 사이에 LC 필터 등의 서지 대책 회로를 삽입할 필요가 있다.
도 18∼도 20은 GaAs 스위치를 사용한 트리플 밴드용 안테나 스위치 모듈부를 나타낸다. 도 18∼도 20의 안테나 스위치 모듈부 ASM을 고주파 증폭기 HPA와 일체화하려면, 도 23의 블록도 안의 ASM 부분을 도 18∼도 20의 ASM으로 바꿔 놓으면 된다.
도 18에 나타내는 안테나 스위치 모듈부는 SPDT(SP2T) 스위치 SW1과 SP3T 스위치 SW2를 구비한다. 다이플렉서 Dip에 의해, 예를 들면 저주파측의 EGSM대와 고주파측의 DCS/PCS대를 분파하고, 스위치 SW1로 EGSM대의 송신(PA1에 접속)과 수신(RX1)을 전환하고, 스위치 SW2로 DCS/PCS대의 DCS/PCS 송신(PA2에 접속), DCS 수신(RX2) 및 PCS 수신(RX3)의 3 경로를 전환한다.
도 19의 안테나 스위치 모듈부는 SP2T 스위치만을 3개 구비한다. 상기와 동일하게, 다이플렉서 Dip에 의해 통신 시스템 중 저주파측의 EGSM대와 고주파측의 DCS/PCS대를 분파하고, 스위치 SW1로 EGSM대의 송신(PA1에 접속)과 수신(RX1)을 전환하고, 스위치 SW2로 DCS/PCS대의 DCS/PCS 송신(PA2에 접속)과 DCS/PCS 수신을 전환하고, 또한 스위치 SW3로 DCS 수신(RX2)과 PCS 수신(RX3)을 전환한다.
도 20의 안테나 스위치 모듈부는 SP5T 스위치를 구비한다. 다이플렉서 Dip를 사용하지 않고, 모든 경로를 스위치만으로 전환한다.
그리고 도 18 및 도 19의 안테나 스위치 모듈부에서, GaAsSPDT 스위치를 적당히 PIN 다이오드를 가지는 SPDT 스위치로 바꿔 놓는 것도 가능하다. GaAs 스위치를 사용하여 안테나 스위치 모듈부를 구성해도, PIN 다이오드를 사용한 경우와 동일하게 상기 위상 조정 회로에 의해, 고주파 증폭기 HPA의 위상과 안테나 스위치 모듈부 ASM의 위상을 통과 대역에서는 공역 정합으로 하고, 불필요한 고조파 대역에서는 비공역 정합 영역으로 조정함으로써, 고주파 모듈 전체의 특성을 향상할 수 있다. 또한 상기 출력 검출기의 검출치에 따라 출력 트랜지스터의 게이트 전압을 제어하는 APC 회로도 포함하는 일체화 모듈로 할 수도 있다.
[4.5] 제５ 실시 형태
본 발명의 고주파 모듈은 안테나 스위치 모듈부와 고주파 증폭기 사이에 커플러 회로나 아이솔레이터 회로를 구비해도 되며, 수신계 경로에 SAW 필터를 삽입해도 된다. 상기 실시예에서는, 고주파 증폭기의 반도체 칩에 출력 전력을 모니터하는 기능을 부여하고 있다.
도 21 및 도 22에 나타낸 바와 같이, 커플러 회로에 의한 전력 검출도 가능하다. 도 21에 나타낸 바와 같이, 커플러 CPL은 안테나 스위치 모듈부의 저역 필터 LPF와 고주파 증폭기 PA 사이에 삽입된다. 도 22에 나타낸 바와 같이, 고주파 증폭기 HPA로부터 오는 고주파 출력의 전송 경로 CSL1을 주선로라고 부르고, 출력 전력의 일부를 꺼내기 위한 전송 선로 CSL2를 결합 선로라고 부른다. 결합 선로 CSL2의 일단은 고주파 증폭기 HPA의 출력 전력 제어를 위해, 출력 모니터(검파기)에 접속되어 있다. 결합 선로 CSL2의 타단은 저항 R로 종단(終端)되어 있다. 종단 저항은 일반적으로 50Ω이지만, 결합도 및 아이솔레이션의 조정을 위해 적당히 변경해도 된다.
고주파 증폭기 HPA와 안테나 스위치 모듈부 ASM 사이에 커플러가 삽입되는 구성에서는, 고주파 증폭기 HPA와 안테나 스위치 모듈부 ASM과의 상대 위상을 조정하는 것이 아니라, 고주파 증폭기 HPA와 커플러 CPL과의 상대 위상을 위상 조정 회로에 의해 조정한다. 구체적으로는, 양자의 위상을 통과 대역에서는 공역 정합으로하고, 불요 고조파 대역에서는 비공역 정합 영역으로 조정한다. 커플러 CPL과 안테나 스위치 모듈부 ASM은 원하는 특성이 얻어지도록, 일체적인 설계로 하는 것이 바람직하다. 커플러 CPL과 안테나 스위치 모듈부 ASM과의 상대 위상도, 통과 대역에서는 공역 정합으로하고, 불요 고조파 대역에서는 비공역 정합 영역으로 조정하는 것이 보다 바람직하다.
커플러 CPL에 의한 손실은 통상 0.2∼0.3dB 정도이다. 그러나, 고주파 증폭기 HPA, 커플러 회로 CPL 및 안테나 스위치 모듈부 ASM을 하나의 적층체 내에 최적 설계함으로써, 각 회로를 따로따로 프린트 배선 기판 상에 실장하는 종래의 설계와 비교해, 25∼50% 소형화할 수 있어 2∼7% 정도의 효율 향상을 달성할 수 있다. 이에 따라 송신 시의 소비 전력이 적게 되어, 1회의 배터리 충전에 의한 통화 시간이 예를 들면 5∼15% 정도 길어진다. 또 커플러 CPL의 검출치에 따라 출력 트랜지스터의 게이트 전압을 제어하는 APC 회로도 포함하는 일체화 모듈로 해도 된다.
[5] 다른 송수신 시스템
본 발명을 적용할 수 있는 송수신계 시스템로서는, 상기 이외에도, PDC800 대역(810∼960MHz), GPS 대역(1575.42MHz), PHS 대역(1895∼1920MHz), 블루투스(Bluetooth) 대역(2400∼2484MHz)이나, 미국에서 보급이 예상되는 CDMA2000, 중국에서 보급이 예상되는 TD-SCDMA 등을 조합한 멀티 밴드용 안테나 스위치 모듈(듀얼 밴드, 3 밴드, 4 밴드, 5 밴드 등)을 들 수 있다.
본 발명에 의해, 필요한 기본 주파수 대역에서의 삽입 손실을 최소로 억제하는 동시에, 불용 주파수 대역에서의 고조파 감쇠량을 최대로 한, 저손실로 전력 부가 효율이 높은 안테나 출력 특성이 우수한 멀티 밴드용 고주파 복합 부품이 얻어진다. 본 발명의 멀티 밴드용 고주파 복합 부품을 사용하면, 하나의 적층체 내에 2개 이상의 기능을 일체화한 염가이며 소형 경량화한 멀티 밴드용 고주파 모듈이 얻어진다. 본 발명의 멀티 밴드용 고주파 모듈을 사용함으로써, 고성능 휴대 전화 등의 통신기가 얻어진다.

Claims (33)

  1. 고주파 증폭 회로와, 상기 고주파 증폭 회로의 후단에 설치되고 상기 고주파 증폭 회로에서 증폭된 고주파 신호를 처리하는 고주파 회로를 구비하는 고주파 부품으로서,
    상기 고주파 증폭 회로는 빈도체 소자와 출력 정합 회로를 구비하고,
    상기 고주파 회로는 송신계 및 수신계의 접속을 전환하는 스위치 회로를 구비하고,
    상기 스위치 회로와 상기 출력 정합 회로 사이의 접속 기준면으로부터 상기 고주파 증폭 회로를 보았을 때의 임피던스를 Z1으로 하고, 상기 접속 기준면으로부터 상기 스위치 회로를 보았을 때의 임피던스를 Z2로 하고,
    상기 고주파 신호의 필요한 기본 주파수 대역에서는 상기 Z1과 Z2의 위상 관계가 공역 정합에 상당하는 관계로 정합되어 있으나, 상기 기본 주파수 대역의 n배(n은 2 또는 3)의 주파수 대역에서는 Z1과 Z2의 위상 관계가 비공역 정합에 상당하는 관계로 조정되어 있는,
    고주파 부품.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 Z1의 위상을 θ으로 하고, 상기 Z1과 공역 정합의 관계에 있는 임피던스의 위상을 θ1(-θ)으로 하고, 상기 θ1의 역위상을 θ0(θ1±180°: 스미스 차트의 중심에 대하여 회전 대칭이 되는 위치)으로 한 경우, 상기 n배의 주파수 대역에서 상기 Z2의 위상 θ2가 θ0±120°의 범위 내에 있는, 고주파 부품.
  3. 제1항에 기재된 고주파 부품을 사용한, 상기 고주파 증폭 회로와 상기 고주파 회로를 구비하고 있는, 고주파 모듈.
  4. 삭제
  5. 제1항에 있어서,
    상기 고주파 증폭 회로와 상기 고주파 회로의 사이에 위상 조정 회로가 설치되고, 상기 위상 조정 회로가 LC 회로로 이루어지는 저역 필터에 의해 구성되어 있으며, 상기 임피던스 Z1의 위상 θ와 공역 정합의 위상 θ1에 대하여 180˚의 역위상을 θ0로 했을 때, 상기 위상 조정 회로의 스위치 회로 측 단자로부터 상기 스위치 회로를 보았을 때의 임피던스 Z3의 위상 θ3이 스미스 차트(Smith chart) 상에서 θ0의 반시계 방향 측에 있을 때, 상기 n배의 주파수 대역에서 상기 임피던스 Z2의 위상 θ2가 θ3보다 θ0에 가까워지도록, 상기 위상 θ2가 상기 위상 조정 회로에 의해 조정되는, 고주파 부품.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 고주파 증폭 회로와 상기 고주파 회로의 사이에 위상 조정 회로가 설치되고, 상기 위상 조정 회로는 전송 선로로 이루어지며, 상기 임피던스 Z1의 위상 θ와 공역 정합의 위상 θ1에 대하여 180˚의 역위상을 θ0으로 했을 때, 상기 위상 조정 회로의 스위치 회로 측 단자로부터 상기 스위치 회로를 보았을 때의 임피던스 Z3의 위상 θ3이 스미스 차트 상에서 θ0의 반시계 방향 측에 있을 때, 상기 n배의 주파수 대역에서 상기 임피던스 Z2의 위상 θ2가 θ3보다 θ0에 가까워지도록, 상기 전송 선로를 길게 함으로써 상기 위상 θ2가 조정되는, 고주파 부품.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 고주파 증폭 회로와 상기 고주파 회로의 사이에 위상 조정 회로가 설치되고, 상기 위상 조정 회로가 LC 회로로 이루어지는 고역 필터로 이루어지며, 상기 임피던스 Z1의 위상 θ와 공역 정합의 위상 θ1에 대하여 180˚의 역위상을 θ0로 했을 때, 상기 위상 조정 회로의 스위치 회로 측 단자로부터 상기 스위치 회로를 보았을 때의 임피던스 Z3의 위상 θ3이 스미스 차트 상에서 θ0의 시계 방향 측에 있을 때, 상기 n배의 주파수 대역에서 상기 임피던스 Z2의 위상 θ2가 θ3보다 θ0에 가까워지도록, 상기 위상 θ2가 상기 위상 조정 회로에 의해 조정되는, 고주파 부품.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 고주파 증폭 회로와 상기 고주파 회로의 사이에 위상 조정 회로가 설치되고, 상기 위상 조정 회로는 전송 선로로 이루어지며, 상기 임피던스 Z1의 위상 θ와 공역 정합의 위상 θ1에 대하여 180˚의 역위상을 θ0로 했을 때, 상기 위상 조정 회로의 스위치 회로 측 단자로부터 상기 스위치 회로를 보았을 때의 임피던스 Z3의 위상 θ3이 스미스 차트 상에서 θ0의 시계 방향 측에 있을 때, 상기 n배의 주파수 대역에서 상기 임피던스 Z2의 위상 θ2가 θ3보다 θ0에 가까워지도록, 상기 전송 선로를 짧게 함으로써 상기 위상 θ2가 조정되는, 고주파 부품.
  9. 제7항에 있어서,
    상기 고역 필터를 구성하는 LC 회로의 인덕터의 일단은 상기 스위치 회로에 콘덴서를 통하지 않고 접속되며, 상기 인덕터의 타단은 접지되는, 고주파 부품.
  10. 고주파 증폭 회로와, 상기 고주파 증폭 회로의 후단에 설치되고 상기 고주파 증폭 회로에서 증폭된 고주파 신호를 처리하는 고주파 회로를 구비하는 고주파 부품으로서,
    상기 고주파 증폭 회로는 빈도체 소자와 출력 정합 회로를 구비하고,
    상기 고주파 회로는 송신계 및 수신계의 접속을 전환하는 스위치 회로를 구비하고,
    상기 출력 정합 회로에 의해 상기 고주파 증폭 회로와 상기 고주파 회로와의 접속에서 임피던스 정합이 취해져 있으며,
    상기 고주파 신호의 필요한 기본 주파수 대역에서 상기 고주파 회로와 상기 출력 정합 회로와의 사이의 접속 기준면으로부터 상기 고주파 회로를 보았을 때의 임피던스 Z2의 위상 θ2가 -125˚~ +90˚의 영역(스미스 차트의 0점으로부터 -125˚~ -180˚ 및 +90˚~ +180˚의 범위 내)으로 조정되어 있으며, 상기 기본 주파수 대역에서의 상기 출력 정합 회로의 입력 임피던스의 변화가 억제되어 있는,
    고주파 부품.
  11. 고주파 증폭 회로와, 상기 고주파 증폭 회로의 후단에 설치되고 상기 고주파 증폭 회로에서 증폭된 고주파 신호를 처리하는 고주파 회로를 구비하는 고주파 부품으로서,
    상기 고주파 증폭 회로는 빈도체 소자와 출력 정합 회로를 구비하고,
    상기 고주파 회로는 송신계 및 수신계의 접속을 전환하는 스위치 회로를 구비하고,
    상기 출력 정합 회로에 의해 상기 고주파 증폭 회로와 상기 고주파 회로와의 접속에서 임피던스 정합이 취해져 있으며,
    상기 고주파 회로와 상기 출력 정합 회로 사이의 접속 기준면으로부터 상기 고주파 증폭 회로를 보았을 때의 임피던스 Z1과, 상기 접속 기준면으로부터 상기 고주파 회로를 보았을 때의 임피던스를 Z2로 하고,
    상기 Z1의 위상 θ의 공역 정합의 관계에 있는 위상을 θ1(-θ)으로 한 경우,
    상기 Z2의 위상 θ2가 상기 고주파 신호의 필요한 기본 주파수 대역에서 θ1±90°의 공역 정합 영역으로 조정되어 있는,
    고주파 부품.
  12. 고주파 증폭 회로와, 상기 고주파 증폭 회로의 후단에 설치되고 상기 고주파 증폭 회로에서 증폭된 고주파 신호를 처리하는 고주파 회로를 구비하는 고주파 부품으로서,
    상기 고주파 증폭 회로는 빈도체 소자와 출력 정합 회로를 구비하고,
    상기 고주파 회로는 송신계 및 수신계의 접속을 전환하는 스위치 회로를 구비하고,
    상기 출력 정합 회로에 의해 상기 고주파 증폭 회로와 상기 고주파 회로와의 접속에서 임피던스 정합이 취해져 있으며,
    상기 고주파 회로와 상기 출력 정합 회로 사이의 접속 기준면으로부터 상기 고주파 증폭 회로를 보았을 때의 임피던스 Z1과, 상기 접속 기준면으로부터 상기 고주파 회로를 보았을 때의 임피던스를 Z2로 하고,
    상기 Z1의 위상 θ의 공역 정합의 관계에 있는 위상을 θ1(-θ)으로 한 경우,
    상기 Z2의 위상 θ2가 상기 고주파 신호의 필요한 기본 주파수 대역에서 θ1±90°의 공역 정합 영역으로 조정되어 있고,
    상기 위상 θ2가 -125˚~ +90˚의 영역(스미스 차트의 0점으로부터 -125˚~ -180˚ 및 +90˚~ +180˚의 범위 내)으로 조정되어 있으며, 상기 기본 주파수 대역에서의 상기 출력 정합 회로의 입력 임피던스의 변화가 억제되어 있는,
    고주파 부품.
  13. 제10항에 기재된 고주파 부품을 사용한, 상기 고주파 증폭 회로와 상기 고주파 회로를 구비하고 있는, 고주파 모듈
  14. 제11항에 기재된 고주파 부품을 사용한, 상기 고주파 증폭 회로와 상기 고주파 회로를 구비하고 있는, 고주파 모듈
  15. 제12항에 기재된 고주파 부품을 사용한, 상기 고주파 증폭 회로와 상기 고주파 회로를 구비하고 있는, 고주파 모듈
  16. 고주파 증폭 회로와, 상기 고주파 증폭 회로의 후단에 설치되고 상기 고주파 증폭 회로에서 증폭된 고주파 신호를 처리하는 고주파 회로를 구비하는 고주파 부품으로서,
    상기 고주파 증폭 회로는 빈도체 소자와 출력 정합 회로를 구비하고,
    상기 고주파 회로는 송신계 및 수신계의 접속을 전환하는 스위치 회로를 구비하고,
    상기 출력 정합 회로에 의해 상기 고주파 증폭 회로와 상기 고주파 회로와의 접속에서 임피던스 정합이 취해져 있으며,
    상기 고주파 회로와 상기 출력 정합 회로 사이의 접속 기준면으로부터 상기 고주파 증폭 회로를 보았을 때의 임피던스 Z1과, 상기 접속 기준면으로부터 상기 고주파 회로를 보았을 때의 임피던스를 Z2로 하고,
    상기 고주파 신호의 필요한 기본 주파수 대역에서 상기 Z1과 Z2의 위상 관계가 공역 정합에 상당하는 관계로 정합되어 있으나, 상기 기본 주파수 대역의 n배(n은 2 또는 3)의 주파수 대역에서는 Z1과 Z2의 위상 관계가 비공역 정합에 상당하는 관계로 조정되어 있으며,
    상기 Z1의 위상 θ의 공역 정합의 관계에 있는 위상을 θ1(-θ)으로 한 경우,
    상기 Z2의 위상 θ2가 상기 고주파 신호의 필요한 기본 주파수 대역에서 θ1±90°의 공역 정합 영역으로 조정되어 있고,
    상기 위상 θ2가 -125˚~ +90˚의 영역(스미스 차트의 0점으로부터 -125˚~ -180˚ 및 +90˚~ +180˚의 범위 내)으로 조정되어 있으며, 상기 기본 주파수 대역에서의 상기 출력 정합 회로의 입력 임피던스의 변화가 억제되어 있고,
    상기 θ1의 역위상을 θ0(θ1±180°)으로 한 경우,
    상기 n배의 주파수 대역에서 Z2의 위상이 θ0±120°의 범위 내에 있는,
    고주파 부품.
  17. 제16항에 기재된 고주파 부품을 사용한, 상기 고주파 증폭 회로와 상기 고주파 회로를 구비하고 있는, 고주파 모듈.
  18. 제3항, 제13항 내지 제15항, 및 제17항 중 어느 한 항에 있어서,
    고주파 모듈은 복수의 유전체층에 의해 구성된 적층체로 이루어지고, 상기 고주파 증폭 회로를 포함하는 영역과 상기 스위치 회로를 포함하는 영역은, 적어도 하나의 상기 유전체층 상에 설치한 차폐 전극, 또는 복수의 상기 유전체층을 관통하는 스루홀 전극에 의해 차폐되는, 고주파 모듈
  19. 제18항에 있어서,
    상기 차폐 전극은 전송 선로를 설치한 유전체층의 상하 몇개의 층에 형성되는, 고주파 모듈.
  20. 제18항에 있어서,
    상기 스루홀 전극은 상기 차폐 전극에 접속하는, 고주파 모듈.
  21. 제20항에 있어서,
    상기 스루홀 전극은 다른 유전체층에 설치한 접지 전극과 접속되는, 고주파 모듈.
  22. 제3항, 제13항 내지 제15항, 및 제17항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 고주파 회로가 상기 스위치 회로와 접속하고, 고주파수 측의 신호와 저주파수 측의 신호를 분파하는 분파 회로를 더 구비하는, 고주파 모듈.
  23. 제3항, 제13항 내지 제15항, 및 제17항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 고주파 증폭 회로는 전압 인가 회로를 더 구비하는, 고주파 모듈.
  24. 제3항, 제13항 내지 제15항, 및 제17항 중 어느 한 항에 있어서,
    고주파 모듈은 복수의 유전체층에 의해 구성된 적층체로 이루어지고, 상기 고주파 증폭 회로와 상기 고주파 회로와의 사이에 위상 조정 회로가 설치되어 있으며, 상기 고주파 회로, 상기 고주파 증폭 회로 및 상기 위상 조정 회로를 구성하는 전송 선로 및 LC 회로의 적어도 일부는 상기 적층체를 구성하는 유전체층에 형성된 전극 패턴에 의해 구성되어 있고, 상기 고주파 회로 및 상기 고주파 증폭 회로를 구성하는 스위칭 소자, 반도체 소자 및 LC 회로의 일부를 구성하는 칩 소자는 상기 적층체 상에 배치되는, 고주파 모듈.
  25. 제22항에 있어서,
    고주파 모듈은 복수의 유전체층에 의해 구성된 적층체로 이루어지고, 상기 분파 회로는 LC 회로로 구성되며, 상기 스위치 회로는 스위칭 소자 및 전송 선로를 주요 구성으로 하고, 상기 LC 회로 및 상기 전송 선로의 적어도 일부는 상기 적층체를 구성하는 유전체층에 형성된 전극 패턴에 의해 구성되어 있고, 상기 스위칭 소자 및 상기 LC 회로의 일부를 구성하는 칩 소자는 상기 적층체 상에 배치되는, 고주파 모듈.
  26. 제24항에 있어서,
    상기 고주파 증폭 회로는 전압 공급 회로를 더 구비하고,
    상기 전압 공급 회로와 정합 회로를 구성하는 전송 선로 및 LC 회로의 적어도 일부는 상기 적층체를 구성하는 유전체층에 형성된 전극 패턴에 의해 구성되어 있고, 상기 스위칭 소자 및 상기 LC 회로의 일부를 구성하는 칩 소자는 상기 적층체 상에 배치되는, 고주파 모듈.
  27. 제24항에 있어서,
    상기 위상 조정 회로를 구성하는 전송 선로 또는 LC 회로의 적어도 일부는 상기 적층체를 구성하는 유전체층에 형성된 전극 패턴에 의해 구성되는, 고주파 모듈.
  28. 제22항에 있어서,
    고주파 모듈은 복수의 유전체층에 의해 구성된 적층체로 이루어지고, 상기 스위치 회로의 각 송신계는 LC 회로로 이루어지는 저역 필터를 가지며, 상기 LC 회로는 상기 적층체를 구성하는 유전체층 상의 전극 패턴에 의해 구성되는, 고주파 모듈.
  29. 제3항, 제13항 내지 제15항, 및 제17항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 고주파 증폭 회로와 상기 고주파 회로와의 사이에 커플러 회로, 아이솔레이터 회로, 및 필터 회로 중 적어도 하나를 구비하는, 고주파 모듈.
  30. 고주파 증폭 회로와, 상기 고주파 증폭 회로의 후단에 설치되고 상기 고주파 증폭 회로에서 증폭된 고주파 신호를 처리하는 고주파 회로를 구비하는 고주파 부품으로서,
    상기 고주파 회로는 송신계 및 수신계의 접속을 전환하는 스위치 회로를 구비하고,
    상기 고주파 신호의 기본 주파수의 n배(n은 2 이상의 자연수)의 주파수에서, 상기 스위치 회로와 상기 고주파 증폭 회로와의 사이의 접속 기준면으로부터 상기 고주파 증폭 회로 측을 보았을 때의 임피던스를 Z1으로 하고, 상기 접속 기준면으로부터 상기 스위치 회로를 보았을 때의 임피던스를 Z2로 하고, 상기 임피던스 Z2의 위상을 θ2으로 하고, 상기 Z1과 공역 정합의 관계에 있는 임피던스의 위상을 θ1(-θ)으로 하고, 상기 θ1의 역위상을 θ0(θ1±180°: 스미스 차트의 중심에 대하여 회전 대칭이 되는 위치)으로 한 경우, 상기 위상 θ2가 θ0±120°의 범위 내에 있는,
    고주파 부품.
  31. 제1항, 제10항 내지 제12항, 제16항, 및 제30항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 고주파 증폭 회로가 전압 인가 회로를 더 구비하는, 고주파 부품.
  32. 2개 이상의 상이한 주파수의 신호를 하나의 공용 안테나에 의해 송수신하는 통신기로서, 제1항, 제5항 내지 제12항, 제16항, 및 제30항 중 어느 한 항에 기재된 고주파 부품에 상기 공용 안테나가 접속되는, 통신기.
  33. 2개 이상의 상이한 주파수의 신호를 하나의 공용 안테나에 의해 송수신하는 통신기로서, 제3항, 제13항 내지 제15항, 및 제17항 중 어느 한 항에 기재된 고주파 모듈에 상기 하나의 공용 안테나가 접속되는, 통신기.
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