KR100833252B1 - 고주파 스위치 모듈 및 그 제어 방법 - Google Patents

Abstract

안테나에 입사된 신호를 제1 송수신 시스템의 수신 신호와 제2 및 제3 송수신 시스템의 수신 신호로 분파하는 제1 및 제2 필터회로(Fl, F2)로 이루어지는 분파 회로와, 제1 필터회로(F1)의 후단에 배치되고, 컨트롤 회로(VC1)로부터 공급되는 전압에 의해 제1 송수신 시스템의 송신회로(TX1)와 수신회로(RX1)를 전환하는 제1 스위치회로(SW1)와, 제2 필터회로(F2)의 후단에 배치되고, 컨트롤 회로(VC2, VC3)로부터 공급되는 전압에 의해 제2 및 제3 송수신 시스템의 송신회로(TX2)와 제2 송수신 시스템의 수신회로(RX2)와 제3 송수신 시스템의 수신회로(RX3)를 전환하는 제2 스위치회로(SW2)를 가지는 고주파 스위치 모듈을 제어하는 방법으로서, 상기 제1 스위치회로(SW1)에 상기 컨트롤 회로(VC1)로부터 포지티브의 전압을 인가함으로써, 상기 제1 송수신 시스템의 송신회로(TX1)와 안테나를 접속하는 동시에, 상기 컨트롤 회로(VC3)로부터 포지티브의 전압을 인가하는 방법.

고주파 스위치 모듈, 제어, 송수신 시스템, 신호, 필터회로, 분파회로, 컨트롤회로, 스위치회로, 안테나, 전압

Description

고주파 스위치 모듈 및 그 제어 방법 {HIGH-FREQUENCY SWITCH MODULE AND ITS CONTROL METHOD}

본 발명은 복수의 상이한 통신 시스템에 사용할 수 있는 무선통신기(휴대전화 등)에 이용하는 고주파 복합부품에 관한 것으로, 특히 3개 이상의 통신 시스템을 취급하는 무선통신기에 사용하는 고주파 스위치 모듈에 관한 것이다.

휴대무선 시스템에는 예를 들면 주로 유럽에서 주로 사용되고 있는 EGSM(Extended Global System for Mobile Co㎜unications) 방식 및 DCS(Digital Cellular System) 방식, 미국에서 주로 사용되고 있는 PCS(Personal Co㎜unication Service) 방식, 일본에서 채용되고 있는 PDC(Personal Digital Cellular) 방식 등의 시분할다중접속(TDMA)을 이용한 여러 가지 시스템이 있다. 작금의 휴대전화가 급격한 보급에 따라, 특히 선진국의 주요 대도시에서는 각 시스템에 할당된 주파수 대역에서는 시스템의 이용자를 커버하지 못하고, 접속이 곤란하거나, 통화 도중에 접속이 중단되는 등의 문제가 생기고 있다. 따라서, 이용자가 복수의 시스템을 이용할 수 있도록 하여, 실질적으로 이용 가능한 주파수의 증가를 꾀하고, 또한 서비스 구역의 확충이나 각 시스템의 통신 인프라를 유효하게 활용하는 것이 요구되고 있다.

복수의 통신 시스템에 대응한 소형 경량의 고주파 회로부품으로서, EGSM, DCS 및 PCS의 3개의 시스템에 대응한 휴대통신기에 이용되는 트리플밴드 대응의 고주파 스위치 모듈이 제안되어 있다(WO 00/55983호). 도 5는 WO 00/55983호의 트리플밴드 대응 고주파 스위치 모듈의 블럭도이며, 도 6은 그 등가 회로도이다(단, 컨트롤 단자의 부호는 편의상 변경되어 있다). 이 고주파 스위치 모듈은 3개의 송수신 시스템을 전환하는 것으로, (a) 안테나(ANT)에 입사된 신호를 제1 송수신 시스템의 수신 신호와 제2 및 제3 송수신 시스템의 수신 신호로 분파하는 제1 및 제2 필터회로(F1, F2)로 이루어지는 분파 회로(다이플렉서)와, (b) 제1 필터회로(F1)의 후단에 배치되고, 컨트롤 회로(VC1)로부터 공급되는 전압에 의해 제1 송수신 시스템의 송신회로(TX1)와 수신회로(RX1)를 전환하는 제1 스위치회로(SW1)와, (c) 제2 필터회로(F2)의 후단에 배치되고, 컨트롤 회로(VC2, VC3)로부터 공급되는 전압에 의해 제2 및 제3 송수신 시스템의 송신회로(TX2)와 제2 송수신 시스템의 수신회로(RX2)와 제3 송수신 시스템의 수신회로(RX3)를 전환하는 제2 스위치회로(SW2)로 구성되어 있다. 이 문헌에는 제1 통신 시스템이 EGSM(송신주파수: 880∼915MHz, 수신 주파수: 925∼960MHz)이고, 제2 통신 시스템이 DCS(송신주파수: 1710∼1785MHz, 수신 주파수: 1805∼1880MHz)이고, 제3 통신 시스템이 PCS(송신주파수: 1850∼1910MHz, 수신 주파수: 1930∼1990MHz)인 경우가 예시되어 있다. 여기서 제1∼제3 컨트롤 회로와 다이오드 스위치의 동작에 대하여 설명한다.

(A) DCS/PCS TX 모드

제2 및 제3 송신회로(TX2)와 제2 필터회로(F2)를 접속하는 경우, 컨트롤 회 로(VC2)로부터 포지티브의 전압을 인가하고, 컨트롤 회로(VC3)로부터 O의 전압을 인가한다. 컨트롤 회로(VC2)로부터 인가된 포지티브의 전압은 콘덴서(CP2, CP3, CP4, CP5, CP6, CF4)에 의해 직류 부분이 커트되어, 다이오드(DP1, DP2)를 포함하는 회로에 인가되고, 다이오드(DP1, DP2)는 ON 상태로 된다. 다이오드(DP1)가 ON 상태로 되면, 제2 및 제3 송신회로(TX2)와 입출력 단자(IP2) 사이의 임피던스가 낮아진다. 또한 ON 상태로 된 다이오드(DP2) 및 콘덴서(CP6)에 의해 전송 선로(LP2)는 고주파적으로 접지되는 것에 의해 공진되고, 입출력 단자(IP2)로부터 출력 단자(IP3)를 본 임피던스가 대단히 커진다. 또 다이오드(DD2)가 OFF 상태로 되는 것에 의해 출력 단자(IP3)와 제3 수신회로(RX3) 사이의 임피던스가 커진다. 그 결과, 제2 및 제3 송신회로(TX2)로부터 오는 송신 신호는 제2 수신회로(RX2) 및 제3 수신회로(RX3)에 누설되지 않고, 제2 필터회로(F2)에 전송된다.

(B) DCS RX 모드

제2 수신회로(RX2)와 제2 필터회로(F2)를 접속하는 경우, 컨트롤 회로(VC2, VC3)로부터의 전압은 0이며, 다이오드(DP1, DP2, DD1, DD2)는 OFF 상태로 된다. 다이오드(DP1)가 OFF 상태로 되는 것에 의해, 입출력 단자(IP2)와 제2 및 제3 송신회로(TX2) 사이의 임피던스가 커진다. 또한 다이오드(DD2)가 OFF 상태로 되는 것에 의해, 출력 단자(IP3)와 제3 수신회로(RX3) 사이의 임피던스가 커진다. 그리고 전송 선로(LP2)와 전송 선로(LD1)를 통하여, 입출력 단자(IP2)는 제2 수신회로(RX2)와 접속된다. 그 결과, 제2 필터회로(F2)로부터 오는 수신 신호는 제2 및 제3 송신회로(TX2) 및 제3 수신회로(RX3)에 누설되지 않고, 제2 수신회로(RX2)에 전 송된다.

(C) PCS RX 모드

제3 수신회로(RX3)와 제2 필터회로(F2)를 접속하는 경우, 컨트롤 회로(VC3)로부터 포지티브의 전압을 인가하고, 컨트롤 회로(VC2)의 전압은 0으로 한다. 컨트롤 회로(VC3)로부터 인가된 포지티브의 전압은 콘덴서(CDP1, CDP2, CDP3, CP5)에 의해 직류 부분이 커트되어, 다이오드(DD1, DD2)를 포함하는 회로에 인가되고, 다이오드(DD1 및 DD2)는 ON 상태로 된다. 다이오드(DD2)가 ON 상태로 되는 것에 의해, 제3 수신회로(RX3)와 출력 단자(IP3) 사이의 임피던스가 낮아진다. 또한 ON 상태로 된 다이오드(DD1) 및 콘덴서(CDP2)에 의해 전송 선로(LD1)는 고주파적으로 접지되는 것에 의해 공진되고, 출력 단자(IP3)로부터 제2 수신회로(RX2)를 본 임피던스는 대단히 커진다. 또 다이오드(DP1)가 OFF 상태로 되는 것에 의해 입출력 단자(IP2)와 제2 및 제3 송신회로(TX2) 사이의 임피던스가 커진다. 그 결과, 제2 필터회로(F2)로부터 오는 수신 신호는 제2 및 제3 송신회로(TX2) 및 제2 수신회로(RX2)에 누설되지 않고, 제3 수신회로(RX3)에 전송된다.

(D) EGSM RX 모드

제1 수신회로(RX1)와 제1 필터회로(F1)를 접속하는 경우, 컨트롤 회로(VC1)에 0의 전압을 인가하고, 다이오드(DG1 및 DG2)를 OFF 상태로 한다. OFF 상태로 된 다이오드(DG2)에 의해, 전송 선로(LG2)를 통하여 입출력 단자(IP1)와 제1 수신회로(RX1)가 접속되어 있다. 또 다이오드(DG1)가 OFF 상태로 되는 것에 의해 입출력 단자(IP1)와 제1 송신회로(TX1) 사이의 임피던스가 커진다. 그 결과, 제1 필터 회로(F1)로부터 오는 수신 신호는 제1 송신회로(TX1)에 누설되지 않고, 제1 수신회로(RX1)에 전송된다.

(E) EGSM TX 모드

제1 송신회로(TX1)와 제1 필터회로(F1)를 접속하는 경우, 컨트롤 회로(VC1)로부터 포지티브의 전압을 인가한다. 포지티브의 전압은 콘덴서(CG6, CG5, CG4, CG3, CG2, CG1)에 의해 직류 부분이 커트되어, 다이오드(DG2 및 DG1)를 포함하는 회로에 인가되고, 다이오드(DG2 및 DG1)는 ON 상태로 된다. 다이오드(DG1)가 ON 상태로 되는 것에 의해, 제1 송신회로(TX1)와 입출력 단자(IP1) 사이의 임피던스가 낮아진다. 또한 ON 상태로 된 다이오드(DG2) 및 콘덴서(CG6)에 의해 전송 선로(LG2)는 고주파적으로 접지되어 공진되고, 입출력 단자(IP1)로부터 제1 수신회로(RX1)를 본 임피던스는 대단히 커진다. 그 결과, 제1 송신회로(TX1)로부터 오는 송신 신호는 제1 수신회로(RX1)에 누설되지 않고, 제1 필터회로(F1)에 전송된다.

이상의 제어 로직을 통합하면 표 1과 같이 된다. 이와 같이 컨트롤 회로로부터 전압을 급전하여 다이오드 스위치를 ON/OFF 상태로 제어함으로써, 제1∼제3 송수신 시스템 중 어느 하나의 모드를 선택하도록 되어 있다.

[표 1]

모드	VC1	VC2	VC3
EGSM TX (송신)	High	Low	Low
DCS/PCS TX (송신)	Low	High	Low
EGSM RX (수신)	Low	Low	Low
DCS RX (수신)	Low	Low	Low
PCS RX (수신)	Low	Low	High

고주파 스위치 모듈에 있어서, 삽입손실은 송신모드에서는 휴대전화의 배터 리 동작 시간에 영향을 미치고, 수신모드에서는 수신감도에 영향을 미치므로, 될 수 있는 한 낮은 쪽이 좋다. 고조파 발생량에 있어서도, 각 시스템에 있어서 불필요한 전력을 제한할 수 있기 때문에, 될 수 있는 한 적은 쪽이 좋다. 특히 2배파 고조파를 제한하는 것이 중요하다. 예를 들면 EGSM 측에서 -35dB 이상, DCS/PCS 측에서 -25dB 이상의 감쇠량이 바람직하다. 고조파 발생의 억제에 종래부터 여러 가지 대책이 취해져 왔으나, 현재에서는 콤마수 dB 레벨의 향상을 위해 고주파 스위치 모듈의 분파기회로의 저주파 측 필터 또는 송신용 저역 통과 필터의 특성을 최적화하는 것이 행해지고 있다. 그러나 이러한 대책에는 한계가 있어, 상기 레벨 이상의 고조파 감쇠량을 얻는 것은 곤란했다.

따라서 본 발명의 목적은, 높은 고조파 감쇠레벨로 고주파 스위치 모듈을 제어하는 방법 및 높은 고조파 감쇠레벨을 달성할 수 있는 고주파 스위치 모듈을 제공하는 것이다.

본 발명의 또 다른 목적은 휴대전화에 탑재하기 쉽게 하기 위해, 하나의 적층체 내에 구성하여 소형 경량화를 꾀한 고주파 스위치 모듈을 제공하는 것이다.

상기 목적을 감안하여 예의 연구의 결과, 본 발명자는 다이오드 스위치의 특성 및 이들을 ON/OFF 제어하는 제어 로직에 주목하고, 고주파 스위치 모듈에서의 하나의 모드의 선택을 쌍방 모드의 스위치회로의 컨트롤 회로로부터 전압을 인가하는 것에 의해 행함으로써, 고조파 감쇠량이 증대된 제어를 행할 수 있는 것을 발견하여, 본 발명에 이르렀다.

본 발명의 고주파 스위치 모듈의 제어 방법은 안테나에 입사된 신호를 제1 송수신 시스템의 수신 신호와 제2 및 제3 송수신 시스템의 수신 신호로 분파하는 제1 및 제2 필터회로(F1, F2)로 이루어지는 분파 회로와, 제1 필터회로(F1)의 후단에 배치되고 컨트롤 회로(VC1)로부터 공급되는 전압에 의해 제1 송수신 시스템의 송신회로(TX1)와 수신회로(RX1)를 전환하는 제1 스위치회로(SW1)와, 제2 필터회로(F2)의 후단에 배치되고 컨트롤 회로(VC2, VC3)로부터 공급되는 전압에 의해 제2 및 제3 송수신 시스템의 송신회로(TX2)와 제2 송수신 시스템의 수신회로(RX2)와 제3 송수신 시스템의 수신회로(RX3)를 전환하는 제2 스위치회로(SW2)를 가지는 고주파 스위치 모듈을 제어하는 것으로, 상기 제1 스위치회로(SW1)에 상기 컨트롤 회로(VC1)로부터 포지티브의 전압을 인가함으로써, 상기 제1 송수신 시스템의 송신회로(TX1)와 안테나를 접속하는 동시에, 상기 컨트롤 회로(VC3)로부터도 포지티브의 전압을 인가하는 것을 특징으로 한다.

상기와 같이 컨트롤 전압으로서 포지티브의 전압을 인가하지만, 상기 다이오드의 극성을 반대로 하면 컨트롤 전압으로서 네거티브의 전압을 인가하더라도 동일한 제어를 할 수 있다. 따라서, 「포지티브의 전압을 인가한다」는 「다이오드를 반대 극성으로 함으로써 네거티브의 전압을 인가하는」경우도 포함한다.

본 발명의 고주파 스위치 모듈은 안테나에 입사된 신호를 제1 송수신 시스템의 수신 신호와 제2 및 제3 송수신 시스템의 수신 신호로 분파하는 제1 및 제2 필터회로(F1, F2)로 이루어지는 분파 회로와, 제1 필터회로(F1)의 후단에 배치되고 컨트롤 회로(VC1)로부터 공급되는 전압에 의해 제1 송수신 시스템의 송신회로(TX1)와 수신회로(RX1)를 전환하는 제1 스위치회로(SW1)와, 제2 필터회로(F2)의 후단에 배치되고 컨트롤 회로(VC2, VC3)로부터 공급되는 전압에 의해 제2 및 제3 송수신 시스템의 송신회로(TX2)와 제2 송수신 시스템의 수신회로(RX2)와 제3 송수신 시스템의 수신회로(RX3)를 전환하는 제2 스위치회로(SW2)를 가지고,

상기 제1 스위치회로(SW1)는 제1 송수신 시스템의 수신 신호가 입력되는 동시에 송신 신호를 출력하는 입출력 단자(IP1)와, 제1 송수신 시스템의 송신회로(TX1)로부터의 송신 신호가 입력되는 접속단(P13)과, 제1 송수신 시스템의 수신 신호를 수신회로(RX1)로 출력하는 접속단(P16)과, 상기 입출력 단자(P1)와 접속단(P13) 사이에 배치된 제1 다이오드(DG1)와, 접속단(P13)과 어스 사이에 설치된 제1 인덕턴스 소자(LG1)와, 상기 입출력 단자(IP1)와 접속단(P16) 사이에 설치된 제2 인덕턴스 소자(LG2)와, 접속단(P16)과 어스 사이에 설치된 제2 다이오드(DG2)를 가지고,

상기 제2 스위치회로(SW2)는 제2 및 제3 송수신 시스템의 수신 신호가 입력되는 동시에 송신 신호를 출력하는 입출력 단자(IP2)와, 제2 및 제3 송수신 시스템의 송신회로(TX2)로부터의 송신 신호가 입력되는 접속단(P7)과, 제2 및 제3 송수신 시스템의 수신 신호를 출력하는 출력 단자(IP3)와, 제2 송수신 시스템의 수신 신호를 수신회로(RX2)로 출력하는 접속단(P9)과, 제3 송수신 시스템의 수신 신호를 수신회로(RX3)로 출력하는 접속단(P10)과, 상기 입출력 단자(IP2)와 접속단(P7) 사이에 배치된 제3 다이오드(DP1)와, 접속단(P7)과 어스 사이에 설치된 제3 인덕턴스 소자(LP1)와, 상기 입출력 단자(IP2)와 출력 단자(IP3) 사이에 설치된 제4 인덕턴스 소자(LP2)와, 출력 단자(IP3)와 어스 사이에 설치된 제4 다이오드(DP2)와, 상기 출력 단자(IP3)와 접속단(P9) 사이에 설치된 제5 인덕턴스 소자(LD1)와, 접속단(P9)과 어스 사이에 설치된 제5 다이오드(DD1)와, 상기 출력 단자(P3)와 접속단(P10) 사이에 배치된 제6 다이오드(DD2)와, 접속단(P10)과 어스 사이에 설치된 제6 인덕턴스 소자(LD2)를 가지고,

상기 제1 송수신 시스템의 송신회로(TX1)와 입출력 단자(IP1)를 접속하는 데에는 상기 제1 다이오드(DG1)와, 상기 제2 다이오드(DG2)와, 상기 제5 다이오드(DD1)와, 상기 제6 다이오드(DD2)를 ON 상태로 하는 것을 특징으로 한다.

본 발명의 고주파 스위치 모듈에서는 상기 제6 인덕턴스 소자(LD2)의 상수를 조정하고, 상기 제3 송수신 시스템의 수신회로(RX3) 측 임피던스를 조정함으로써, 안테나 단자에서의 수신회로(RX3)의 주파수대(제1 송신 시에 감쇠하고자 하는 2배파대에 상당) 부근의 임피던스를 조정하는 것이 바람직하다. 이것에는 예를 들면 전송 선로의 경우, 그 길이나 굵기를 적절하게 조정하거나, 인덕터이면 인덕턴스를 조정하거나 하면 좋다.

본 발명의 고주파 스위치 모듈에서는 상기 분파 회로는 LC 회로에 의해 구성되고, 상기 제1 및 제2 스위치회로는 스위칭 소자로 이루어지고, 상기 스위치회로의 각 송신시스템은 LC 회로에 의해 구성된 저역 통과 필터를 가지고, 상기 분파 회로의 LC회로, 상기 저역 통과 필터의 LC 회로 및 상기 스위치회로의 인덕턴스 소자의 적어도 일부는 적층체를 구성하는 유전체층에 형성된 전극 패턴에 의해 구성되고, 상기 스위칭 소자 및 상기 LC 회로의 일부를 구성하는 칩 소자는 상기 적층체 상에 탑재되어 있는 것이 바람직하다. 상기 스위칭 소자로는 다이오드, 전계 효과 트랜지스터 등을 이용할 수 있다.

본 발명의 고주파 스위치 모듈은 상기 적층체에 일체로 구성된 고주파 증폭기부를 더 가지고, 상기 고주파 증폭기부는 적어도 반도체 소자와 전압공급 회로와 정합 회로를 가지고, 상기 전압공급 회로와 상기 정합 회로를 구성하는 인덕턴스 소자 및 LC 회로의 적어도 일부는 상기 유전체층에 형성된 전극 패턴에 의해 구성되고, 상기 반도체 소자 및 상기 LC 회로의 일부를 구성하는 칩 소자는 상기 적층체 상에 탑재되어 있는 것이 바람직하다.

또, 상기 인덕턴스 소자는 전극 패턴으로 형성된 전송 선로 또는 인덕터나, 적층체 상에 탑재한 칩 인덕터인 것이 바람직하다.

도 1은 본 발명의 고주파 스위치 모듈의 일례의 등가 회로를 도시한 도면이다.

도 2(a)는 본 발명의 제어 로직에서의 EGSM TX 모드일 때의 2배파 감쇠량을 나타내는 특성선도이다.

도 2(b)는 종래의 제어 로직에서의 EGSM TX 모드일 때의 2배파 감쇠량을 나타내는 특성선도이다.

도 3은 파워앰프의 회로의 일례의 등가 회로를 도시한 도면이다.

도 4는 본 발명의 고주파 스위치 모듈을 구성하는 적층체의 일례를 그린 시트를 나타내는 분해도이다.

도 5는 트리플밴드에 대응한 종래의 고주파 스위치 모듈을 나타내는 블럭도이다.

도 6은 종래의 고주파 스위치 모듈의 일례의 회로를 도시한 도면이다.

종래의 고주파 스위치 모듈의 제어 방법에서는 하나의 모드의 선택을 하나의 컨트롤 회로에 의한 전압 제어에 의해 행하는 데 대하여, 본 발명의 고주파 스위치 모듈의 제어 방법은 하나의 모드의 선택을 쌍방 모드(예를 들면 EGSM과 DCS/PCS)의 스위치회로의 컨트롤 회로에서 전압을 인가함으로써 행한다. 즉, 본 발명의 제어 방법은 쌍방향으로부터의 전압 제어를 행한다. 이것은 표 2를 참조하면, EGSM TX 송신모드 시에, 제1 스위치회로(SW1)의 컨트롤 회로(VC1) 및 제2 스위치회로(SW2)의 컨트롤 회로(VC3)로부터 포지티브의 전압을 인가하는 제어 로직이다. 이 때, 제1 스위치회로(SW1)를 구성하는 다이오드(DG1, DG2)와, 제2 스위치회로(SW2) 중 한쪽 컨트롤 회로가 제어하는 다이오드(DD1, DD2)는 ON 상태로 된다. 일반적으로 OFF 상태의 다이오드는 왜곡을 일으켜 고조파를 발생하기 때문에, 이와 같이 제2 스위치회로의 다이오드도 ON 상태로 함으로써, 고조파를 억제할 수 있다. 이것은 본 발명의 중요한 특징의 하나이다.

본 발명의 또 하나의 특징은 EGSM TX 송신모드 시에 2배파 감쇠량이 큰 것이다. 이 이유의 하나로서, 종래의 제어 방법과 본 발명의 제어 방법에서는 DCS 및 PCS 측 고주파적인 등가 회로가 상이하기 때문이다. 종래의 제어 로직에서는 제1 컨트롤 회로(VC1)에 전압을 인가함으로써 EGSM TX 송신모드로 전환할 때, 제2 컨트롤 회로(VC3)는 제어하지 않는다. 이로 인하여, 전송 선로(LP2 및 LD1)에 의해, DCS 및 PCS 측 제2 필터회로(F2)로부터 DCS RX 단자까지 접속된 상태로 된다. 즉, 안테나 단자로부터 DCS 및 PCS 측을 본 경우, 전송 선로를 통하여 DCS RX 수신단자까지 직결되어 있는 것처럼 보인다. 이 상태의 DCS 및 PCS 측 회로에서는 GSM대의 2배파 부근은 대부분 감쇠되지 않는다. 한편, 본 발명의 제어 로직에서는, 제1 컨트롤 회로(VC1)에 전압을 인가함으로써 EGSM TX 송신모드로 전환하는 동시에, 제2 컨트롤 회로의 한쪽 VC3으로부터 포지티브의 전압을 인가하기 때문에, 다이오드(DD1, DD2)는 ON 상태로 된다. 이로 인하여, DCS 및 PCS 측 제2 필터회로(F2)로부터 전번의 회로 구성으로서는 전송 선로(LP2)가 접속되어, 그 앞에서는 DCS RX 측은 전송 선로(LD1)에 의해 고주파적으로 단락되고, PCS RX 측은 전송 선로(LD2)에 의해 단락되면서, PCS RX 단자까지 접속된 상태로 된다. 즉, 안테나 단자로부터 DCS 및 PCS 측을 본 경우, DCS RX 측은 대략 개방(고임피던스)이 되고, PCS RX 측은 전송 선로(LP2)와 전송 선로(LD2)에 의한 λ/4 공진 회로가 접속되면서, PCS RX 단자까지 접속되어 있는 것처럼 보인다. 전송 선로(LP2)는 DCS대의 파장의 약 1/4의 길이이며, 전송 선로(LD2)는 PCS대의 파장의 약 1/4의 길이이다. DCS대와 PCS대의 파장은 대략 동등하고, GSM대의 파장의 약 1/2이다. 이 상태에서는 PCS 측 회로는 EGSM대의 2배파를 단락시키는 회로가 되기 때문에, EGSM의 2배파 부근은 감쇠한다.

또 하나의 이유로서, 안테나 단자에서의 GSM 2배파대의 임피던스를 조정한 것을 들 수 있다. 일반적으로 단자 사이의 통과 특성은 각 단자로부터 본 임피던 스를 표현한 것으로 등가이다. 본 발명의 경우, 안테나 단자와 GSM TX 송신단자로부터 본 각 임피던스가 통과 특성에 영향을 미친다. 따라서, 통과 특성을 향상시키기 위해서는 단자 사이의 여러 가지 회로를 조정하여 각 임피던스를 조정함으로써 원하는 특성을 얻게 된다. 그러나, 안테나 단자는 다른 경로의 단자와도 접속되어 있기 때문에, 다른 경로의 임피던스의 영향을 받는 경우가 있다. 단, 전술한 바와 같이, 회로적 고안이나 동작모드에 따라 불필요한 경로, 단자를 개방(고임피던스)으로 보여, 안테나 단자에 영향을 미치지 않도록 하고 있다. 종래의 제어 방법에서는 EGSM TX 송신모드 시에는 안테나로부터 본 GSM TX(TX1)와 DCS RX(RX2) 측 경로의 임피던스는 50Ω을 보이고, DCS 경로의 임피던스가 적지 않게 이 모드의 송신 특성에 영향을 미치게 하여, 고조파 발생량에도 영향을 미친다. 그러나 본 발명의 제어 로직에서는 컨트롤 회로(VC3)로부터도 포지티브의 전압을 인가하기 때문에, PCS RX(RX3) 측은 ON 상태로 되고, DCS 경로 대신에 PCS RX 경로 측 임피던스가 50Ω을 보인다. 즉, 상기와 동등한 이유로, PCS 경로의 임피던스가 송신 특성에 영향을 미치게 된다. 이 때, DCS 측 경로보다도 PCS 측 경로의 임피던스 또는 위상의 상태가 양호하기 때문에, 고조파가 억제된다(2배파 감쇠량이 증대된다).

여기에서, 2배파 감쇠량을 더욱 증대하는 데에는 전송 선로(LD2)를 조정하는 것이 효과적인 것을 알 수 있었다. DCS 측 경로보다 PCS 측 경로의 임피던스 정합이 취하기 쉬운 이유는, 전술한 바와 같이, DCS 수신경로는 안테나 단자로부터 전송 선로를 통하여 DCS RX 수신단자까지 직결되어 있는 것처럼 보이고 있다. 즉, 조정 수단은 선로 길이 및 선로 폭밖에 없고, λ/4 길이, 또한 대략 50Ω을 의식하면서 조정하는 것을 전제로 하면, 대부분 조정범위가 없다. 가령 선로 길이 및 선로폭을 다소 조정할 수 있었다고 해도, 또한 콘덴서 등의 소자를 추가하더라도, DCS 수신 특성에 미치는 영향이 크고, 예를 들면, 통과 손실의 증가 등 열화가 우려된다. 한편, PCS 측 경로는 전송 선로(LD2)를 주로 조정하기 위해, 통과 경로의 선로가 아니고, 병렬 경로의 선로이기 때문에, 그 길이나 폭을 적절하게 조정하여, 안테나 단자로부터 본 GSM 2배파대의 임피던스를 조정했다고 해도, PCS 수신 특성에 미치는 영향은 작다. 구체적으로는 전송 선로(LD2)의 길이를 길게 조정하면 안테나 단자로부터 본 GSM 2배파대의 임피던스는 스미스 챠트에서 시계 방향으로 회전한다. 또, 폭을 가늘게 조정하면 스미스 챠트 중앙에 가까이 간다. 물론, 조정방향을 반대로 하면, 임피던스의 움직임도 역으로 된다. 이들을 조합함으로써, 안테나 단자로부터 본 GSM 2배파대의 임피던스를 미세하게 조정하는 것이 가능한 것을 알았다. 또, 전송 선로가 아니고, 인덕터 등에서 조정하는 것도 가능하다. 이 경우, 스미스 챠트의 반경방향의 움직임은 조정할 수 있지만, 위상 회전 방향의 조정은 약간밖에 할 수 없다. 이로 인하여, 콘덴서 등과의 조합에 의해서 회전 조정을 보충할 필요가 있다. 또, 예를 들면, 전송 선로(LP2)의 조정에서도 회전 조정은 가능하다.

[1] 제1 실시예

도 1은 도 5와 동일한 고주파 스위치 모듈의 등가 회로를 도시한 도면이며, 도 2는 도 1의 고주파 스위치 모듈에서의 2배파 감쇠량을 나타내는 특성선도이다. 도 6과 동일한 소자에는 동일한 부호가 부여되며, 상이한 부분을 중심으로 설명한 다.

도 1에 있어서, 제1 필터회로(F1)와 제2 필터회로(F2)로 이루어지는 분파기(다이플렉서(Dip))는 전송 선로(LL1∼LL3), 콘덴서(CL1) 및 전송 선로(LH1), 콘덴서(CH1∼CH3)에 의해 구성된다. 전송 선로(LL2)와 콘덴서(CL1)는 직렬 공진 회로를 형성하고, DCS 대역(송신주파수: 1710∼1785MHz, 수신 주파수: 1805∼1880MHz) 및 PCS 대역(송신주파수: 1850∼1910MHz, 수신 주파수: 1930∼1990MHz)에 공진주파수를 가진다. 본 실시예에서는, 양자의 감쇠극은 1.8GHz이다. 또한 전송 선로(LH1)와 콘덴서(CH1)는 직렬 공진 회로를 형성하고, EGSM 대역(송신주파수: 880∼915MHz, 수신 주파수: 925∼960MHz)에 공진주파수를 가진다. 본 실시예에서는 양자의 감쇠극은 0.9GHz이다. 이 회로에 의해, EGSM 계의 신호와 DCS/PCS 계의 신호를 분파 또는 합성할 수 있다. 전송 선로(LL1, LL3)는 DCS/PCS 시스템의 신호의 주파수에 있어서 고임피던스가 되는 길이로 설정하는 것이 바람직하다. 이것에 의해 DCS/PCS 시스템의 신호가 EGSM 시스템의 경로로 전송하기 어렵게 된다. 또, 전송 선로(LL3)는 생략할 수도 있다. 반대로 콘덴서(CH2, CH3)는 EGSM 시스템의 신호의 주파수에 있어서 고임피던스가 되도록 비교적 작은 용량으로 설정되는 것이 바람직하다. 이것에 의해 EGSM 시스템의 신호가 DCS/PCS 시스템의 경로로 전송되기 어렵게 된다. 또, 콘덴서(CH3)는 도 6에 나타내는 콘덴서(CF4)를 겸한다.

제1 스위치회로(SW1)는 콘덴서(CG1, CG6), 전송 선로(LG1, LG2), 다이오드(DG1, DG2), 및 저항(R1)에 의해 구성된다. 전송 선로(LG1, LG2)는 EGSM의 송신주파수대에 있어서 λ/4 공진기로 되는 길이로 설정되어 있다. 단, 전송 선로(LG1) 는 EGSM의 송신주파수에 있어서 그라운드레벨이 오픈(고임피던스 상태)으로 보이는 정도의 초크 코일로 대체 가능하다. 이 경우, 초크 코일의 인덕턴스는 약 10∼100nH가 바람직하다. 저항(R1)은 컨트롤 회로(VC1)가 하이(High) 상태인 제1 및 제2 다이오드(DG1, DG2)에 흐르는 전류를 결정한다. 본 실시예에서는, 저항(R1)은 100Ω∼200Ω인 것이 바람직하다. 콘덴서(CG1, CG6)는 컨트롤전원의 DC 컷을 위해 필요하다. 컨트롤 회로(VC1)가 하이(High)일 때에는, 다이오드(DG2)에는 접속와이어 등의 기생 인덕턴스가 존재하기 때문에, 이것을 해소하도록 콘덴서(CG6)와 직렬 공진시킨다. CG6의 용량치는 적절하게 설정할 수 있다.

제2 스위치회로(SW2)는 콘덴서(CP5, CP6, CP9, CDP2), 전송 선로(LP1, LP2, LD1, LD2), 다이오드(DP1, DP2, DD1, DD2), 및 저항(R2, R3)에 의해 구성된다. 전송 선로(LP1, LP2, LD1, LD2)는 DCS/PCS의 신호의 주파수에 있어서 λ/4 공진기로 되는 길이로 설정된다. 각 전송 선로(LP1, LD2)는 각각, DCS의 송신주파수, PCS의 송신주파수에 있어서 그라운드레벨이 오픈(고임피던스 상태)으로 보이는 정도의 초크 코일로 대체 가능하다. 이 경우, 초크 코일의 인덕턴스는 약 5∼60nH가 바람직하다. 저항(R2)은 컨트롤 회로(VC2)가 하이(High) 상태에서 제3 및 제4 다이오드(DP1, DP2)에 흐르는 전류를 결정한다. 본 실시예에서는, 저항(R2)은 100Ω∼200Ω인 것이 바람직하다. 저항(R3)은 컨트롤 회로(VC3)가 하이(High) 상태에서 제5 및 제6 다이오드(DD1, DD2)에 흐르는 전류를 결정한다. 본 실시예에서는, 저항(R3)은 100Ω∼2kΩ인 것이 바람직하다. 콘덴서(CP6, CP5, CDP2)는 컨트롤 전원의 DC 컷을 위해 필요하다. 또 컨트롤 회로(VC2)가 하이(High)일 때에는 다이오드 (DP2)에는 접속와이어 등의 기생 인덕턴스가 존재하기 때문에, 콘덴서(CP6)와 직렬 공진하도록 CP6의 용량치를 설정한다.

다이오드(DG1, DG2, DP1, DP2)는 약 8mA의 소비전류인 것일 수 있지만, 대전력을 통과시키지 않는 수신경로의 다이오드(DD1, DD2)는 1mA 이하, 예를 들면 약 0.8mA의 저소비 전력형인 것이 바람직하다.

제1 저역 통과 필터(LPF1)는 전송 선로(LG3) 및 콘덴서(CG3, CG4, CG7)로 구성되는 π형의 저역 통과 필터이다. 전송 선로(LG3 및 CG7)는 병렬 공진 회로를 구성하고, 그 공진주파수는 EGSM의 송신주파수의 2배 또는 3배의 주파수로 설정하는 것이 바람직하다. 본 실시예에서는 3배의 2.7GHz로 설정했다. 이상의 구성에 의해, 파워앰프로부터 입력되는 EGSM 측 송신 신호에 포함되는 고조파 왜곡이 제거된다.

도시한 예에서는 제1 저역 통과 필터(LPF1)는 제1 고주파 스위치(SW1)의 제1 다이오드(DG1)와 전송 선로(LG1) 사이에 있지만, 다이플렉서(Dip)와 제1 고주파 스위치(SW1) 사이에 배치할 수도 있고, 또한 전송 선로(LG1)와 EGSM 송신단자(Tx1) 사이에 배치할 수도 있다. 제1 저역 통과 필터(LPF1)의 그라운드에 접속하는 콘덴서(CG3, CG4)를 전송 선로(LG1)와 병렬로 배치하면, 병렬 공진 회로가 구성되고, 전송 선로(LG1)의 선로 길이를 λ/4보다 짧게 할 수 있고, 또한 초크 코일의 인덕턴스를 작게 할 수 있다.

제2 저역 통과 필터(LPF2)는 전송 선로(LP3) 및 콘덴서(CP3, CP4, CP7)로 구성되는 π형의 저역 통과 필터이다. 전송 선로(LP3)와 콘덴서(CP7)는 병렬 공진 회로를 구성하고, 그 공진주파수는 DCS/PCS 송신주파수의 2배 또는 3배의 주파수로 설정한다. 본 실시예에서는 2배의 3.6GHz로 설정했다. 이상의 구성에 의해, 파워앰프로부터 입력되는 DCS/PCS 측 송신 신호에 포함되는 고조파 왜곡이 제거된다.

도시한 예에서는, 제2 저역 통과 필터(LPF2)는 제2 고주파 스위치(SW2)의 다이오드(DP1)와 전송 선로(LP1) 사이에 있지만, 제1 저역 통과 필터(LPF1)와 같이 다이플렉서(Dip)와 제2 고주파 스위치(SW2) 사이에 배치될 수도 있고, 전송 선로(LP1)와 DCS/PCS 송신단자(Tx2) 사이에 배치될 수도 있다.

제1 및 제2 저역 통과 필터(LPF1, LPF2)의 상기 배치는 회로 설계상 바람직하지만, 필수는 아니다. 저역 통과 필터는 송신 신호가 통과하는 다이플렉서∼송신단자 사이에 설치되어 있으면 좋다.

EGSM 시스템을 다시 GSM850(송신주파수: 824∼849MHz, 수신 주파수: 869∼894MHz)와 EGSM으로 구분하여, 쿼드 밴드 대응으로 하는 것도 가능하다. 이 경우, 송신시스템은 공통단자를 이용할 수 있고, 수신시스템은 상기 트리플밴드 대응 안테나 스위치의 EGSM 수신단자부에 GSM850와 EGSM을 전환하는 스위치를 접속함으로써 구성할 수 있다. 또한 상기 스위치 대신 GSM850, EGSM대의 λ/4 공진기인 전송 선로를 이용하여, 양자 사이의 주파수를 구분하더라도 쿼드 밴드 대응으로 할 수 있다. 이 경우에도, 본 발명에 의한 제어 방법으로 동등한 효과를 얻을 수 있다.

본 실시예의 고주파 스위치 모듈에서의 제1∼제3 컨트롤 회로(VC1∼VC3)에 의한 다이오드 스위치의 제어 로직은 (A) DCS/PCS TX 모드, (B) DCS RX 모드, (C) PCS RX 모드, 및 (D) EGSM RX 모드의 경우에는 표 1에 나타내는 종래의 제어 로직과 동일하지만, (E) EGSM TX 모드의 경우에는 상이하다. 그래서 (A)∼(D)의 모드의 경우에 관해서는 설명을 생략하고, EGSM TX 모드의 경우에 대해 이하 상술한다.

EGSM TX 모드에 있어서, 제1 송신회로(TX1)와 제1 필터회로(F1)를 접속하는 경우, 컨트롤 회로(VC1)로부터 포지티브의 전압을 인가한다. 포지티브의 전압은 콘덴서(CG6, CG5, CG4, CG3, CG2 및 CG1)에 의해 직류 부분이 커트되어, 다이오드(DG2 및 DG1)를 포함하는 회로에 인가된다. 그 결과, 다이오드(DG2 및 DG1)는 ON 상태로 된다. 다이오드(DG1)가 ON 상태로 되는 것에 의해, 제1 송신회로(TX1)와 입출력 단자(IP1) 사이의 임피던스는 낮아진다. 또한 ON 상태로 된 다이오드(DG2) 및 콘덴서(CG6)에 의해 전송 선로(LG2)는 고주파적으로 접지되어 공진하고, 입출력 단자(IP1)로부터 제1 수신회로(RX1)를 본 임피던스는 대단히 커진다. 그 결과, 제1 송신회로(TX1)로부터 오는 송신 신호는 제1 수신회로(RX1)에 누설되지 않고, 제1 필터회로(F1)에 전송된다.

컨트롤 회로(VC1)로부터 포지티브의 전압을 인가하는 동시에, 컨트롤 회로(VC3)로부터 포지티브의 전압을 인가한다. 이때, 컨트롤 회로(VC2)의 전압은 0 그대로 한다. 컨트롤 회로(VC3)로부터 인가된 포지티브의 전압에 의해, 다이오드(DD1 및 DD2)가 ON 상태로 된다. 또한 다이오드(DP1, DP2)는 OFF 상태 그대로 있기 때문에, 결국 PCS RX 모드와 동일한 동작이 된다. 그러나, 제2 필터회로(F2)로부터의 수신 신호는 여기서는 처음부터 전송되지 않는다. 이상의 제어 로직을 통합하면 표 2와 같이 된다.

[표 2]

모드	VC1	VC2	VC3
EGSM TX (송신)	High	Low	High
DCS/PCS TX (송신)	Low	High	Low (High)
EGSM RX (수신)	Low	Low	Low
DCS RX (수신)	Low	Low	Low
PCS RX (수신)	Low	Low	High

EGSM TX 모드 시에는 컨트롤 회로(VC1 및 VC3)로부터 포지티브의 전압을 인가하여 하이(High) 상태로 한다. 이와 같이 하나의 제어모드에 2개의 컨트롤 회로를 제어하면, ON 상태로 되는 다이오드가 증가하기 때문에, 그만큼 고조파를 억제할 수 있다. 즉, EGSM TX 모드 시에는 파워앰프(하이파워 증폭기로 기재할 때도 있음)로부터의 송신 신호는 다이플렉서(Dip)를 통하여 안테나(ANT)로부터 방사되지만, 일부의 신호가 제2 스위치회로(SW2) 측으로 누설되어 OFF 상태의 다이오드(DP1, DP2, DD1, DD2)를 왜곡시켜, 고조파 노이즈가 발생하는 경우가 있다. 모든 다이오드를 ON 상태로 하면 왜곡은 해소되지만, 한편 파워앰프로부터 누설된 고조파 노이즈가 다른 경로를 통하여 안테나로부터 방사되는 문제가 발생한다. 따라서, 제2 스위치회로(SW2)를 구성하는 다이오드 중 소비 전력이 낮은 다이오드(DD1 및 DD2)를 ON 상태로 함으로써 다이오드의 왜곡으로부터 오는 고조파 노이즈의 발생을 억제한 것이다.

또, EGSM TX 모드일 때에 PCS RX 모드가 기동한 상태로 되지만, 이러한 모드는 임피던스 조정 면에서 보면, 보다 바람직한 상태라고 할 수 있다. 따라서 고주파 스위치 모듈 전체의 2배파 감쇠량이 증대된다. 도 2(a)는 본 발명의 제어 로직을 이용한 경우의 EGSM TX 모드 시의 2배파 감쇠량을 나타내고, 도 2(b)는 종래의 제어 로직을 이용한 경우의 EGSM TX 모드 시의 2배파 감쇠량을 나타낸다. 특히 2 배파대의 고역에 있어서, 종래의 제어 로직(도 2(b))의 경우의 감쇠량이 약 -40dB인 데 대하여, 본 발명의 제어 로직(도 2(a))에서는 약 -50dB의 감쇠량이 얻어진다.

표 2에 있어서, DCS/PCS TX 모드 시의 VC3의 제어 로직에서 하이(High) 상태가 괄호 내에 기재되어 있는 것은 DCS/PCS TX 단자로부터 DCS RX 단자에 대한 아이솔레이션(isolation)을 향상시키기 위해, DCS/PCS TX 모드일 때에 제2 컨트롤 회로의 VC3를 ON 상태로 하는 경우가 있기 때문이다. 이와 같이 하면, 출력 단자(IP3)로부터 DCS RX 단자(제2 수신회로(RX2))를 본 임피던스는 대단히 커진다. 그 결과, DCS/PCS TX 단자(제2 송신회로(TX2))부터 오는 송신 신호는 DCS RX 단자(제2 수신회로(D2)에 누설되지 않고, 제2 필터회로(F2)에 전송되어, 안테나(ANT)로부터 방사된다. 트리플밴드 대응의 안테나 스위치회로에서는 PCS TX 대역과 DCS RX 대역에서 사용하는 통신 대역이 일부 겹치기 때문에, DCS/PCS TX 단자로부터 DCS RX 단자에 대한 아이솔레이션은 중요하다.

[2] 제2 실시예

휴대전화의 소형 경량화의 요구는 크고, 복수의 부품의 모듈화가 진행되어 있다. 상기 고주파 스위치 모듈은 하나의 안테나를 공유하는 3개의 송수신시스템을 전환하는 이른바 트리플밴드형 안테나 스위치 모듈 또는 쿼드 밴드형 안테나 스위치 모듈로서 사용할 수 있다. 이 경우, 분파 회로의 LC회로, 저역 통과 필터의 LC 회로 및 스위치회로를 구성하는 전송 선로를 각 유전체 그린 시트 상에 형성한 전극 패턴에 의해 구성하고, 전극 패턴을 가지는 복수의 그린 시트를 적층하여 적층체를 형성하는 동시에, 다이오드나 LC 회로 등의 칩 소자를 적층체 상에 탑재하여, 원(one) 칩형 부품으로 하는 것이 바람직하다.

본 실시예에서는 상기 고주파 스위치 모듈(안테나 스위치 모듈)과 하이파워 증폭기(고주파 증폭기)를 일체로 모듈화한다. DC 전력의 대부분을 소비하는 하이파워 증폭기는 DC-RF 전력변환 효율(전력부가 효율이라고도 함)이 높고, 소형인 것이 요구된다. 이 경우도 삽입손실의 저감이나 고조파 감쇠량을 높이는 것이 고효율화에 있어서 중요하기 때문에, 상기 제어 로직을 이용할 수 있다.

도 3은 하이파워 증폭기의 회로를 나타낸다. 예를 들면, 고주파 증폭기의 정합 회로의 출력 단자(P0)를 도 1에 나타내는 안테나 스위치 모듈의 EGSM TX의 송신단자(P1)에 접속하여, 증폭한 송신 신호를 안테나 스위치 측으로 보낸다. 출력 단자(P0)에는 직류 커트 콘덴서(Ca2)를 통하여, 전송 선로(ASL1)의 일단이 접속하고 있다. 전송 선로(ASL1)에는 일단이 접지된 콘덴서(Ca3, Ca4)가 접속되어, 출력정합 회로를 구성한다. 전송 선로(ASL1)의 타단은 반도체 소자의 일종인 전계 효과 스위칭 트랜지스터(FET Q1)의 드레인(D)에 접속되어 있다. 또 FET Q1의 소스는 접지되어, 게이트는 양극 스위칭 소자(B-Tr Q2)의 콜렉터에 접속되어 있다.

전송 선로(ASL1)의 타단과 전계 효과 스위칭 트랜지스터(FET Q1)의 드레인(D)과의 접속점은 λ/4 스트립 라인 등으로 이루어지는 인덕턴스 소자(SL1)와 콘덴서(Ca5)와의 직렬 회로를 통하여 접지되고, 인덕터(SL1)와 콘덴서(Ca5)와의 접속점은 드레인 전압 단자(Vdd1)에 접속되어 있다. 또 전계 효과 스위칭 트랜지스터(FET Q1)의 게이트와 양극 스위칭 소자(B-Tr Q2)의 콜렉터와의 접속점은 콘덴서 (Ca6)를 통하여 접지되는 동시에, 게이트 전압 단자(Vg)에도 접속되어 있다.

양극 스위칭 소자(Q2)의 이미터는 접지되고, 베이스는 전송 선로(SL3)의 일단에 접속되어 있다. 양극 스위칭 소자(Q2)의 콜렉터는 스트립 라인 등으로 이루어지는 인덕터(SL2)와 콘덴서(Ca7)와의 직렬 회로를 통하여 접지되고, 인덕터(SL2)와 콘덴서(Ca7)의 접속점은 콜렉터 전압 단자(Vc)에 접속되어 있다. 또 인덕터(SL2)와 콘덴서(Ca7)의 접속점은 양극 스위칭 소자(Q2)의 베이스와 전송 선로(SL3)의 일단과의 접속점에도 접속되어 있다. 전송 선로(SL3)의 타단은 콘덴서(Ca8)를 통하여 접지되는 동시에, 입력 단자(Pin)에 접속되어 있다.

도 1 및 도 3의 등가 회로에 있어서, 전송 선로 및 인덕터는 스트립 라인에 의해 구성하는 것이 많지만, 마이크로스트립 라인(micro strip line), 코플라나 가이드 라인(coplanar guide line) 등에 의하여 구성할 수도 있다. 트랜지스터(Q1)를 FET로 하고, 트랜지스터(Q2)를 B-Tr로 했지만, 각각 Si-MOSFET, GaAsFET, Si 바이폴라 트랜지스터(bipolar transistor), GaAs HBT(헤테로접합 바이폴라 트랜지스터), HEMT(고전자 이동도 트랜지스터) 등의 다른 트랜지스터라도 좋다. 물론, 복수의 트랜지스터를 집적화한 ㎜IC(모놀리식 마이크로파 집적회로)를 이용할 수도 있다. 본 실시예에서는 전송 선로(SL3)와 트랜지스터(Q2)를 직접 접속하고 있지만, 저항을 통하여 접속할 수도 있다.

도 4는 도 1의 안테나 스위치 모듈과 도 3의 파워앰프를 하나의 적층체 내에 수용한 전체 15층으로 이루어지는 적층모듈 중, 상부의 제1∼제3 층, 중간의 제7∼제8 층, 및 하부의 제13∼제15 층의 유전체 그린 시트를 나타낸다. 시트(1)는 최 상층이고, 시트(15)는 최하층(이면)이다.

유전체 그린 시트는 950℃ 이하의 저온소성이 가능한 LTCC 재료로 이루어지는 것이 바람직하다. 예를 들면, 10∼60질량%(Al₂O₃ 환산)의 A1, 25∼60질량%(SiO₂ 환산)의 Si, 7.5∼50질량%(SrO 환산)의 Sr, 및 20질량% 이하(TiO₂ 환산)의 Ti를 주성분으로 하고, 주성분 100질량%에 대하여, 0.1∼10질량%(Bi₂O₃ 환산)의 Bi, 0.1∼5량%(Na₂O환산)의 Na, 0.1∼5질량%(K₂O 환산)의 K, 0.01∼5질량%(CuO 환산)의 Cu, 및 0.01∼5질량%(MnO₂ 환산)의 Mn을 함유하는 유전체 조성물이 바람직하다.

전송 선로나 용량을 형성하기 쉽도록, 그린 시트의 두께는 40∼200㎛인 것이 바람직하다. 전극 패턴은 Ag계 페이스트에 의해 형성하는 것이 바람직하다. 각 그린 시트에 전송 선로나 콘덴서용 전극 패턴을 형성하고, 적절하게 스루홀(through hole)을 형성하여 회로를 구성한다. 전극 패턴을 형성한 그린 시트를 순차 적층한 후 압착하여, 예를 들면 950℃에서 소성함으로써 고주파 부품이 복합화된 적층체 모듈이 얻어진다. 적층체의 크기는 가로 10㎜× 세로 8㎜× 높이 0.75㎜ 정도이며, 적층체의 상면에는 다이오드나 트랜지스터 및 칩 인덕터, 칩 콘덴서, 저항체 등의 칩 소자를 탑재하고, 그 위에 금속케이스(도시하지 않음)를 씌운다. 완성품의 전체 높이는 예를 들면 약 1.8㎜이다. 금속케이스 대신, 수지밀봉패키지로 할 수도 있고, 이 경우의 전체 높이는 예를 들면 약 1.5㎜이다.

적층체 내의 안테나 스위치 모듈부로는 상부층에 분파기 및 저역 통과 필터를 구성하는 전송 선로(LL1, LL2, LL3, LH1) 등의 전극 패턴이 주로 형성되어 있고, 중간층에 분파기, 스위치회로 및 저역 통과 필터를 구성하는 콘덴서(CL1, CH1, CG6, CDP2) 등의 전극 패턴이 주로 형성되어 있고, 하부층에 스위치회로를 구성하는 전송 선로(LG1, LG2, LP1, LP2, LD2, LD1) 등의 전극 패턴이 주로 형성되어 있다. 또한 고주파 증폭기부로는, 상부층에 초단(初段) 정합 회로의 전송 선로의 전극 패턴이 주로 형성되어 있고, 중간층에 초단, 후단 정합 회로의 콘덴서의 전극 패턴이 주로 형성되어 있고, 하부층에 서멀 비아나 후단 정합 회로의 전송 선로, 전압공급 라인의 전극 패턴이 주로 형성되어 있다. 그라운드전극(G1, G2, G3, G4, G5, G6)은 제2, 3, 8, 13, 14 및 15층에 각각 배치되어 있다. 또, 도 4에는 모든 그라운드전극, 전송 선로 및 콘덴서가 표시되어 있지 않다. 적층체에 탑재하거나 외부 부착하는 부품으로는 상기와 같이 다이오드(DG1∼DD2), 트랜지스터(Q1∼Q3), 칩 콘덴서(CG1, CP5, Ca5∼Ca7), 저항체(R1∼R3) 등이 있다.

고주파 증폭기와 안테나 스위치 모듈의 접속부는 상층에 형성되어 있다. 상호간섭을 피하기 위해, 그린 시트(1)의 전송 선로(ASL1)(파워앰프의 선로)와 그린 시트(2)의 전송 선로(ASL2)(안테나 스위치 모듈의 끌어당김 선로)와는 상이한 층에 상하로 겹치지 않도록 배치되어 있다. 본 실시예에서는 양자 사이에 위상 조정용 하이 패스 필터가 개재되어 있지만, 그 LC 회로는 칩 인덕터와 칩 콘덴서로 구성되어 있고, 적층체 상면에 탑재되어 있다. 이에 따라, 적층체 모듈을 작성한 후에도 위상을 조정할 수 있다.

도 4에 도시한 바와 같이, 이 적층 모듈에서는 파워앰프를 구성하는 전극 패 턴은 좌측 영역에, 안테나 스위치 모듈을 구성하는 전극 패턴은 우측 영역에 형성되어 있고, 적층되는 모든 그린 시트는 2개의 영역으로 구분되어 있다. 제1 층의 좌우 영역의 사이에 실드전극열(SG)이 형성되어 있으며, 실드전극열(SG)과 적층방향으로 정합하도록 전체 그린 시트에 스루홀전극열(HG)이 배치되어 있다. 스루홀전극열(HG)은 실드전극열(SG)로부터 3층째의 그라운드전극(G2), 8층째의 그라운드전극(G3), 13층째의 그라운드전극(G4), 및 최하층의 그라운드전극(G6)에 접속하고 있어, 양 고주파 부품 사이의 상호 간섭을 억제하는 동시에, 상하 방향으로 있는 전극 패턴 사이의 상호간섭도 억제하고 있다.

상기 적층모듈에서는 실드전극열(SG) 및/또는 그라운드전극과 스루홀전극열(HG)에 의한 차단효과에 의해, 양 고주파 부품 사이의 노이즈 등의 상호 간섭이 없어지고, 파워앰프의 발진 등의 불안정 동작이 방지되고 있다. 또한 필요한 신호(송신 신호)와 불필요한 신호의 스퓨리어스(spurious) 발생을 억제할 수 있고, 통과 특성의 악화를 방지할 수 있다. 또 고주파 부품을 하나의 적층체에 집약했기 때문에, 적층체의 점유면적은 종래의 파워앰프와 안테나 스위치를 별도로 기판에 실장한 경우에 비해 약 50% 작다. 이로 인하여, 휴대전화 등의 통신기에 탑재할 때의 소형 경량화의 요구에 따를 수 있다.

본 발명의 실시예를 도면을 참조하여 설명했지만, 본 발명은 이것에 한정되지 않고, 본 발명의 기술적 사상의 범위 내에서 여러 가지 변경을 할 수 있다. 예를 들면, 도 1에서의 다이오드의 극성을 반대로 하여, 컨트롤 전압으로서 네거티브의 전압을 인가하여 스위치 제어하는 것도 가능하다. 또한 특성 및 탑재 장소가 확보할 수 있는 한, 전송 선로를 칩 소자로 대체해도 된다.

상기 실시예에서는 고주파 증폭기의 반도체칩에 출력 전력을 모니터하는 기능이 복합화되어 있지만, 커플러회로에 의해 전력을 검출하는 구성으로 할 수도 있다. 즉, 안테나 스위치 모듈과 고주파 증폭기 사이에 커플러회로나 아이솔레이터회로를 구비할 수도 있고, 또 수신시스템 경로에 SAW 필터를 삽입하여, 안테나(ANT)로부터의 수신 신호 중 불필요한 주파수 성분을 제거하여, 필요한 성분만을 저잡음 증폭기에 보내도록 할 수도 있고, 그 SAW 필터는 적층 모듈 상에 탑재할 수도 있다.

본 발명은 상기 이외에, PDC800대역(810∼960MHz), GPS대역(1575.42MHz), PHS대역(1895∼1920MHz), 블루투스대역(2400∼2484MHz)이나, 미국에서 보급이 예상되는 CDMA2000, 중국에서 보급이 예상되는 TD-SCDMA, 유럽에서 보급이 예상되는 W-CDMA 등을 조합한 3밴드 안테나 스위치회로에도 적용할 수 있다.

본 발명의 고주파 스위치 모듈과 그 제어 방법에 의하면, 하나의 모드의 선택을 쌍방 모드의 스위치회로의 컨트롤 회로에서 전압을 인가함으로써 행하기 때문에, 파워앰프를 기인으로 하는 고조파의 감쇠량을 증대시킬 수 있고, 또한, 고주파 스위치 모듈 내에서 발생할 가능성이 있는 고조파를 억제시킬 수 있다. 또한 본 발명의 안테나 스위치 모듈과 파워앰프를 공통의 안테나에 접속하여 적층체로 복합화하면, 휴대전화 등의 무선통신기용 소형 경량화의 요구를 만족시키는 적층체 모듈을 얻을 수 있다.

본 발명의 고주파 스위치 모듈 및 그 제어 방법에 의하면, 다이오드 스위치의 임피던스 매칭 특성을 유리하게 이용하여, 높은 고조파 감쇠레벨을 달성할 수 있다. 고주파 스위치 모듈의 부품, 또는 이들과 고주파 증폭기의 부품을 하나의 적층체 내외에 복합화함으로써, 소형 경량화와 고집적화가 도모되어, 휴대전화 등의 이동통신 기기에 유용한 적층체 모듈이 얻어진다.

Claims (5)

1. 안테나에 입사된 신호를 제1 송수신 시스템의 수신 신호와 제2 및 제3 송수신 시스템의 수신 신호로 분파하는 제1 필터회로(F1) 및 제2 필터회로(F2)로 이루어지는 분파 회로와,

   상기 제1 필터회로(F1)의 후단에 배치되고, 컨트롤 회로(VC1)로부터 공급되는 전압에 의해 상기 제1 송수신 시스템의 송신회로(TX1)와 수신회로(RX1)를 전환하는 제1 스위치회로(SW1)와,

   상기 제2 필터회로(F2)의 후단에 배치되고, 컨트롤 회로(VC2) 및 컨트롤 회로(VC3)로부터 공급되는 전압에 의해 상기 제2 및 제3 송수신 시스템의 송신회로(TX2)와 제2 송수신 시스템의 수신회로(RX2)와 제3 송수신 시스템의 수신회로(RX3)를 전환하는 제2 스위치회로(SW2)로, 상기 컨트롤 회로(VC3)로부터 공급되는 전압에 의해 상기 제2 수신회로(RX2)와 제3 수신회로(RX3)를 전환하는 고주파 스위치 모듈의 스위치 회로의 제어에 있어서,

   상기 제1 스위치회로(SW1)에 있어서, 상기 컨트롤 회로(VC1)에 포지티브의 전압을 인가함으로써, 상기 제1 송수신 시스템의 송신회로(TX1)와 안테나를 접속하는 것으로서, 이 때, 상기 컨트롤 회로(VC3)로부터도 포지티브의 전압을 인가하는

   고주파 스위치 모듈의 제어 방법.
2. 안테나에 입사된 신호를 제1 송수신 시스템의 수신 신호와 제2 및 제3 송수신 시스템의 수신 신호로 분파하는 제1 필터회로(F1) 및 제2 필터회로(F2)로 이루어지는 분파 회로와,

   상기 제1 필터회로(F1)의 후단에 배치되고, 컨트롤 회로(VC1)로부터 공급되는 전압에 의해 제1 송수신 시스템의 송신회로(TX1) 및 수신회로(RX1)를 전환하는 제1 스위치회로(SW1),

   상기 제2 필터회로(F2)의 후단에 배치되고, 컨트롤 회로(VC2, VC3)로부터 공급되는 전압에 의해 제2 및 제3 송수신 시스템의 송신회로(TX2)와 제2 송수신 시스템의 수신회로(RX2)와 제3 송수신 시스템의 수신회로(RX3)를 전환하는 제2 스위치회로(SW2)를 포함하는 고주파 스위치 모듈에 있어서,

   상기 제1 스위치회로(SW1)는, 상기 제1 송수신 시스템의 수신 신호가 입력되는 동시에 송신 신호를 출력하는 입출력 단자(IP1), 상기 제1 송수신 시스템의 송신회로(TX1)로부터의 송신 신호가 입력되는 접속단(P13), 상기 제1 송수신 시스템의 수신 신호를 수신회로(RX1)로 출력하는 접속단(P16), 상기 입출력 단자(IP1)와 상기 접속단(P13) 사이에 배치된 제1 다이오드(DG1), 상기 접속단(P13)과 어스 사이에 배치된 제1 인덕턴스 소자(LG1), 상기 입출력 단자(IP1)와 상기 접속단(P16) 사이에 배치된 제2 인덕턴스 소자(LG2), 및 상기 접속단(P16)과 어스 사이에 배치된 제2 다이오드(DG2)를 가지고,

   상기 제2 스위치회로(SW2)는, 상기 제2 및 제3 송수신 시스템의 수신 신호가 입력되는 동시에 송신 신호를 출력하는 입출력 단자(IP2), 상기 제2 및 제3 송수신 시스템의 송신회로(TX2)로부터의 송신 신호가 입력되는 접속단(P7), 상기 제2 및 제3 송수신 시스템의 수신 신호를 출력하는 출력 단자(IP3), 상기 제2 송수신 시스템의 수신 신호를 수신회로(RX2)로 출력하는 접속단(P9), 상기 제3 송수신 시스템의 수신 신호를 수신회로(RX3)로 출력하는 접속단(P10), 상기 입출력 단자(IP2)와 상기 접속단(P7) 사이에 배치된 제3 다이오드(DP1), 상기 접속단(P7)과 어스 사이에 설치된 제3 인덕턴스 소자(LP1), 상기 입출력 단자(IP2)와 상기 출력 단자(IP3) 사이에 설치된 제4 인덕턴스 소자(LP2), 상기 출력 단자(IP3)와 어스 사이에 설치된 제4 다이오드(DP2), 상기 출력 단자(IP3)와 상기 접속단(P9) 사이에 설치된 제5 인덕턴스 소자(LD1), 상기 접속단(P9)과 어스 사이에 설치된 제5 다이오드(DD1), 상기 출력 단자(IP3)와 상기 접속단(P10) 사이에 배치된 제6 다이오드(DD2), 및 상기 접속단(P10)과 어스 사이에 설치된 제6 인덕턴스 소자(LD2)를 가지고,

   상기 제1 송수신 시스템의 송신회로(TX1)와 상기 입출력 단자(IP1)를 접속할 때, 상기 제1 다이오드(DG1), 상기 제2 다이오드(DG2), 상기 제5 다이오드(DD1), 및 상기 제6 다이오드(DD2)를 ON 상태로 하는

   고주파 스위치 모듈.
3. 삭제
4. 제2항에 있어서,

   상기 분파 회로는 LC 회로로 구성되고, 상기 제1 및 제2 스위치회로는 스위칭 소자로 이루어지고, 상기 스위치회로의 각 송신시스템에 저역 통과 필터를 가지고,

   상기 저역 통과 필터는 LC 회로로 구성되고,

   상기 분파 회로의 LC회로, 상기 저역 통과 필터의 LC 회로, 및 상기 스위치회로의 인덕턴스 소자의 적어도 일부는, 전극 패턴과 유전체 층과의 적층체 내에, 상기 전극 패턴에 의해 구성되고,

   상기 스위칭 소자 및 상기 LC 회로의 일부를 구성하는 칩 소자는 상기 적층체 상에 배치되어 구성되는, 고주파 스위치 모듈.
5. 제4항에 있어서,

   적어도 반도체 소자, 전압공급 회로, 및 정합 회로를 가지고,

   상기 전압공급 회로와 상기 정합 회로를 구성하는 인덕턴스 소자 및 LC 회로의 적어도 일부는, 전극 패턴과 유전체 층과의 상기 적층체 내에, 상기 전극 패턴에 의해 구성되고,

   상기 반도체 소자 및 상기 LC 회로의 일부를 구성하는 칩 소자는 상기 적층체 상에 배치되어 구성되는 고주파 증폭부를 상기 적층체에 일체로 구성하여 증폭 기능을 구비하는, 고주파 스위치 모듈.

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