CN110401421B - 高频放大电路、高频前端电路以及通信装置 - Google Patents

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Abstract

提供高频放大电路、高频前端电路以及通信装置。高频放大电路具备发送放大电路(11、12)、以第一频带组的频段(D)为通带的发送滤波器(D‑Tx)、分别以第二频带组的频段(E、G)为通带的发送滤波器(E‑Tx、G‑Tx)、将发送放大电路(11)与发送滤波器(D‑Tx)匹配的输出匹配电路(31)及将发送放大电路(12)与发送滤波器(E‑Tx、G‑Tx)匹配的输出匹配电路(32)，频段(D)位于第一频带组的高频侧端部，频段(E)位于第二频带组的低频侧端部，输出匹配电路(31)具有以频段(D)为通带且以频段(D)的谐波为衰减带的低通电路，输出匹配电路(32)具有使通带能够根据频段而变化的阻抗可变电路。

Description

高频放大电路、高频前端电路以及通信装置
技术领域
本发明涉及高频放大电路、高频前端电路以及通信装置。
背景技术
在移动电话等移动通信终端中，使用支持多频段化的功率放大模块。
专利文献1中公开有一种用于抑制在接收频带产生噪声的功率放大模块。专利文献1所公开的功率放大模块具备将从第一输入端子(IN3)输入的第一高频发送信号放大后输出到第一输出端子(SW3)的第一放大电路(PA1及PA2)、以及将从第二输入端子(IN1)输入的第二高频发送信号放大后输出到第二输出端子(SW4)的第二放大电路(PA3及PA5)。功率放大模块还具备设置在第一放大电路与第一输出端子之间的衰减电路(MN3)以及设置在第二放大电路与第二输出端子之间的衰减电路(MN7)。
专利文献1：日本特开2017-103655号公报
发明内容
发明要解决的问题
在专利文献1中公开的功率放大模块中，例如从第二输入端子(IN1)输入属于低频侧频带组(例如，低频段组)的频段的高频发送信号，从第一输入端子(IN3)输入属于高频侧频带组(例如，高频段组)的频段的高频发送信号。在此，根据从第二输入端子输入的高频发送信号的频段来切换第二输出端子(SW4)，另外，根据从第一输入端子输入的高频发送信号的频段来切换第一输出端子(SW3)。由此，从第一输入端子和第二输入端子分别输入的高频发送信号被传输到连接在后级的滤波电路。此时，仅通过后级的滤波电路只能在有限程度上使高频发送信号的带通特性良好，因此需要使功率放大模块所具有的衰减电路(MN3和MN7)的带通特性最优化。
例如，在使位于低频侧频带组的频率范围中的高频侧端部的第一频段的高频发送信号从第二输入端子(IN1)输入来使该功率放大模块传输该高频发送信号的情况下，为了抑制对其它频段的高频发送信号的干扰，需要使第一频段的谐波充分衰减。在该情况下，仅通过后级的滤波电路无法充分满足上述谐波的衰减特性，因此功率放大模块的衰减电路(MN3)有必要使第一频段以低损耗通过并且使第一频段的谐波充分衰减。
在此，在使与第一频段的高频侧相邻的第二频段的高频发送信号也从第二输入端子(IN1)输入的情况下，由于第二频段位于第一频段与该第一频段的谐波之间，因此存在以下问题：若第二频段的高频发送信号在重视该谐波的衰减特性的衰减电路(MN3)中通过，则会导致第二频段的传输损耗恶化。
因此，本发明是为了解决上述问题而完成的，其目的在于提供能够使包含多个频段的频带组的位于高频侧端部的频段的谐波衰减并且将与该频段的高频侧相邻的频段的高频发送信号以低损耗进行发送的高频放大电路、高频前端电路以及通信装置。
用于解决问题的方案
为了实现上述目的，本发明的一个实施方式所涉及的高频放大电路具备：第一发送放大电路，其将第一频带组的高频发送信号放大；第二发送放大电路，其将与所述第一频带组的高频侧相邻的第二频带组的高频发送信号放大；第一滤波器，其以属于所述第一频带组的第一频段为通带；第二滤波器，其以属于所述第二频带组的第二频段为通带；第三滤波器，其以属于所述第二频带组且位于比所述第二频段靠高频侧的位置的第三频段为通带；第一输出匹配电路，其配置在所述第一发送放大电路的输出端子与所述第一滤波器的输入端子之间，将所述第一发送放大电路与所述第一滤波器进行阻抗匹配；以及第二输出匹配电路，其配置在所述第二发送放大电路的输出端子与所述第二滤波器的输入端子及所述第三滤波器的输入端子之间，将所述第二发送放大电路与所述第二滤波器进行阻抗匹配以及将所述第二发送放大电路与所述第三滤波器进行阻抗匹配，其中，所述第一频段位于所述第一频带组的频率范围中的高频侧端部，所述第二频段位于所述第二频带组的频率范围中的低频侧端部，所述第一频段的高频发送信号的谐波的频率比所述第二频段高，所述第一输出匹配电路具有以所述第一频段为通带且以所述谐波的频率为衰减带的低通电路，所述第二输出匹配电路具有使通带中的阻抗能够根据所述第二频段和所述第三频段而变化的阻抗可变电路。
另外，本发明的一个实施方式所涉及的高频前端电路能够将属于第一频带组的多个频带中的一个以上的频带的高频信号或者属于位于比所述第一频带组靠高频侧的位置的第二频带组的多个频带中的一个以上的频带的高频信号、与属于位于比所述第二频带组靠高频侧的位置的第三频带组的多个频带中的一个以上的频带的高频信号同时发送，所述高频前端电路具备：上述所记载的高频放大电路；第三发送放大电路，其将所述第三频带组的高频发送信号放大；第四滤波器，其以属于所述第三频带组的第四频段为通带；多工器，其具有公共输入输出端子、第一输入输出端子以及第二输入输出端子，从所述第一滤波器、所述第二滤波器以及所述第三滤波器输出的高频发送信号被输入到所述第一输入输出端子，从所述第四滤波器输出的高频发送信号被输入到所述第二输入输出端子，其中，所述第一频段的高频发送信号的谐波的频率与所述第四频段重叠，所述多工器还具有：第一宽带滤波器，其与所述公共输入输出端子及所述第一输入输出端子连接，以包含所述第一频带组和所述第二频带组的频率范围为通带；以及第二宽带滤波器，其与所述公共输入输出端子及所述第二输入输出端子连接，以所述第三频带组的频率范围为通带。
另外，本发明的一个实施方式所涉及的通信装置具备：RF信号处理电路，其对高频发送信号进行处理；以及上述所记载的高频前端电路，其将从所述RF信号处理电路输出的所述高频发送信号向天线元件传输。
发明的效果
根据本发明，能够提供能够使包含多个频段的频带组的位于高频侧端部的频段的谐波衰减并且将与该频段的高频侧相邻的频段的高频发送信号以低损耗发送的高频放大电路、高频前端电路以及通信装置。
附图说明
图1是实施方式所涉及的通信装置的电路结构图。
图2是实施例所涉及的通信装置的电路结构图。
图3是表示实施方式以及以往的两个频带组与各频段之间的关系的图。
图4A是比较例所涉及的高频放大电路的概要电路结构图。
图4B是比较例所涉及的第一输出匹配电路的电路结构图。
图4C是表示比较例所涉及的第一输出匹配电路的带通特性的曲线图。
图5A是实施例所涉及的高频放大电路的概要电路结构图。
图5B是实施例所涉及的第二输出匹配电路的电路结构图。
图5C是表示实施例所涉及的第一输出匹配电路的带通特性的曲线图。
图5D是表示实施例所涉及的第一输出匹配电路和第二输出匹配电路的带通特性的曲线图。
图6是表示实施例所涉及的第二输出匹配电路的阻抗特性的史密斯圆图。
图7A是按频段表示比较例所涉及的包括第二发送放大电路和第二输出匹配电路的发送路径的增益以及效率的曲线图。
图7B是按频段表示实施例所涉及的包括第二发送放大电路和第二输出匹配电路的发送路径的增益以及效率的曲线图。
附图标记说明
1、1A、500：高频放大电路；2：天线元件；3、3A：高频前端电路；4：RF信号处理电路(RFIC)；5：基带信号处理电路(BBIC)；6、6A：通信装置；11、12、13：发送放大电路；21、22、23：接收放大电路；26：DTC；31、32、33、531、532：输出匹配电路；40、41、42、43、60、61、63、541、542：开关电路；40a、60a：公共端子；40b、40c、60b、60c、60d：选择端子；51a、51b、51c、51d、52a、52b、52c、52d、52e、53a、53b：双工器；70：同向双工器；70L、70M：宽带滤波器；100：公共输入输出端子；110、120、121、511：输入端子；171、172：输入输出端子；122、512：输出端子；C21、C22、C23、C24、C25、C51、C52、C53、C54、C55：电容器；L21、L22、L24、L25、L51、L52、L54、L55：电感器。
具体实施方式
下面，使用附图来详细说明本发明的实施方式。此外，下面说明的实施例均表示总括或具体的例子。下面的实施例中示出的数值、形状、材料、结构要素、结构要素的配置以及连接方式等是一个例子，主旨不在于限定本发明。关于下面的实施例中的结构要素中的未记载于独立权利要求的结构要素，设为任意的结构要素来进行说明。另外，附图所示的结构要素的大小或者大小之比不一定是严格的。
(实施方式)
[1.1实施方式所涉及的通信装置的结构]
图1是实施方式所涉及的通信装置6的电路结构图。如该图所示，通信装置6具备天线元件2、高频前端电路3、RF信号处理电路(RFIC)4以及基带信号处理电路(BBIC)5。
高频前端电路3具备高频放大电路1、开关电路60、同向双工器(diplexer)70、发送放大电路13、接收放大电路23、输出匹配电路33以及双工器(duplexer)53b。
高频放大电路1具备发送放大电路11及12、双工器51d、52a及52c、输出匹配电路31及32、接收放大电路21及22、以及开关电路40。
发送放大电路11是将第一频带组的高频发送信号放大的第一发送放大电路。发送放大电路12是将与第一频带组的高频侧相邻的第二频带组的高频发送信号放大的第二发送放大电路。
双工器51d由发送滤波器D-Tx和接收滤波器D-Rx构成，是以属于第一频带组的频段D(第一频段)为通带的双工器。发送滤波器D-Tx是以频段D(第一频段)的发送带为通带的第一滤波器。
双工器52a由发送滤波器E-Tx和接收滤波器E-Rx构成，是以属于第二频带组的频段E(第二频段)为通带的双工器。发送滤波器E-Tx是以频段E(第二频段)的发送带为通带的第二滤波器。
双工器52c由发送滤波器G-Tx和接收滤波器G-Rx构成，是以属于第二频带组且位于比频段E(第二频段)靠高频侧的位置的频段G(第三频段)为通带的双工器。发送滤波器G-Tx是以频段G(第三频段)的发送带为通带的第三滤波器。
输出匹配电路31配置在发送放大电路11的输出端子与发送滤波器D-Tx的输入端子之间，是将发送放大电路11与发送滤波器D-Tx进行阻抗匹配的第一输出匹配电路。
输出匹配电路32配置在发送放大电路12的输出端子与发送滤波器E-Tx的输入端子及发送滤波器G-Tx的输入端子之间，是将发送放大电路12与发送滤波器E-Tx进行阻抗匹配以及将发送放大电路12与发送滤波器G-Tx进行阻抗匹配的第二输出匹配电路。此外，输出匹配电路32与发送滤波器E-Tx及发送滤波器G-Tx经由开关电路40连接。
开关电路40具有公共端子40a、选择端子40b和40c，以排他的方式在输出匹配电路32与发送滤波器E-Tx的连接以及输出匹配电路32与发送滤波器G-Tx的连接之间进行切换。开关电路40例如是SPDT(Single Pole Double Throw：单刀双掷)型的开关。此外，在使频段E的高频发送信号经由发送滤波器E-Tx传播、使频段G的高频发送信号经由发送滤波器G-Tx传播这方面，开关电路40不是必需的结构要素。
接收放大电路21将通过了接收滤波器D-Rx的第一频带组的高频接收信号放大。接收放大电路22将通过了接收滤波器E-Rx或接收滤波器G-Rx的第二频带组的高频接收信号放大。
此外，高频放大电路1也可以是仅对高频发送信号和高频接收信号中的高频发送信号进行传播的发送系统的高频放大电路。在该情况下，不需要接收放大电路21和22。另外，在该情况下，双工器51d仅由发送滤波器D-Tx和接收滤波器D-Rx中的发送滤波器D-Tx构成即可。另外，双工器52a仅由发送滤波器E-Tx和接收滤波器E-Rx中的发送滤波器E-Tx构成即可。另外，双工器52c仅由发送滤波器G-Tx和接收滤波器G-Rx中的发送滤波器G-Tx构成即可。
在此，在本实施方式所涉及的高频放大电路1中，频段D位于第一频带组的频率范围中的高频侧端部，频段E位于第二频带组的频率范围中的低频侧端部，频段D的高频发送信号的2次谐波的频率(2×FD)比频段E高。
并且，输出匹配电路31具有以频段D为通带、以频段D的高频发送信号的2次谐波的频率(2×FD)为衰减带的低通电路。另外，输出匹配电路32具有使通带能够根据频段E和频段G而发生变化的阻抗可变电路。
根据高频放大电路1的上述结构，能够从对属于相邻的第一频带组和第二频带组的多个频段D、E及G的高频发送信号进行传输的多个信号路径中选择一个以上的信号路径来传输高频发送信号。在高频放大电路1中，在对第一频带组的高频发送信号进行传输的信号路径上配置有在第一频带组具有最佳的放大特性的发送放大电路11，在对第二频带组的高频发送信号进行传输的信号路径上配置有在第二频带组具有最佳的放大特性的发送放大电路12。
以位于第一频带组的频率范围中的高频侧端部的频段D为通带的发送滤波器D-Tx需要具有使频段D的谐波衰减的特性，以抑制对其它频段的高频信号产生干扰。在该情况下，仅通过发送滤波器D-Tx有时无法充分确保通带的低损耗并且充分确保上述谐波的衰减量，需要由输出匹配电路31使频段D以低损耗通过并且使频段D的谐波充分衰减。
在此，假定与频段D的高频侧相邻的频段E属于第一频带组，频段E的信号路径与发送放大电路11连接。在该情况下，频段E位于频段D与频段D的2次谐波(2×FD)之间，因此若频段E的高频发送信号在重视该2次谐波的衰减特性的输出匹配电路中通过，则会导致频段E的插入损耗恶化。
与此相对地，根据本实施方式所涉及的高频放大电路1的结构，使频段E属于第二频带组，使频段E的信号路径与发送放大电路12连接。由此，输出匹配电路31无需考虑频段E的插入损耗，因此能够同时实现频段D的高频发送信号的低损耗和频段D的2次谐波的高衰减。
另一方面，由于使频段E属于第二频带组，要求发送放大电路12具有覆盖位于第二频带组的频率范围中的低频侧端部的频段E和位于比频段E靠高频侧的位置的频段G的宽频带的放大特性。与此相对地，与发送放大电路12连接的输出匹配电路32具有使通带中的阻抗匹配能够根据频段E和频段G而变化来最优化的阻抗可变电路，因此能够以低损耗发送频段E和频段G的高频发送信号。另外，能够不分别设置与频段E及频段G各自对应的输出匹配电路，而是由具有阻抗可变电路的一个输出匹配电路32来实现覆盖频段E和频段G的宽频带的频率特性，因此能够使高频前端电路3简化。
由此，能够使位于相邻的频带组中的低频侧频带组(第一频带组)的高频侧端部的频段D的2次谐波充分衰减，并且以低损耗发送位于与相邻的频带组(第二频带组)之间的边界频带的频段E。
接着，说明本实施方式所涉及的高频前端电路3中的除高频放大电路1以外的结构要素。
发送放大电路13是将位于比第二频带组靠高频侧的位置的第三频带组的高频发送信号放大的第三发送放大电路。
双工器53b由发送滤波器L-Tx和接收滤波器L-Rx构成，是以属于第三频带组的频段L(第四频段)为通带的双工器。发送滤波器L-Tx是以频段L(第四频段)的发送带为通带的第四滤波器。
接收放大电路23将通过了接收滤波器L-Rx的第三频带组的高频接收信号放大。
输出匹配电路33配置在发送放大电路13的输出端子与发送滤波器L-Tx的输入端子之间，是将发送放大电路13与发送滤波器L-Tx进行阻抗匹配的电路。
此外，高频前端电路3也可以是仅对高频发送信号和高频接收信号中的高频发送信号进行传播的发送系统的高频前端电路。在该情况下，不需要接收放大电路23。另外，在该情况下，双工器53b仅由发送滤波器L-Tx和接收滤波器L-Rx中的发送滤波器L-Tx构成即可。
同向双工器70是具有公共输入输出端子100、输入输出端子171(第一输入输出端子)和输入输出端子172(第二输入输出端子)、以及宽带滤波器70L及70M的多工器。此外，同向双工器70除了如本实施方式那样将多个频带组的高频信号进行两路分波和合波以外，也可以是进行3路以上的分波和合波的多工器。
宽带滤波器70L与公共输入输出端子100及输入输出端子171连接，是以包含第一频带组和第二频带组的频率范围为通带的第一宽带滤波器。
宽带滤波器70M与公共输入输出端子100及输入输出端子172连接，是以第三频带组的频率范围为通带的第二宽带滤波器。
根据上述结构，从发送滤波器D-Tx、E-Tx以及G-Tx输出的高频发送信号被输入到输入输出端子171，从发送滤波器L-Tx输出的高频发送信号被输入到输入输出端子172。
在此，频段D的高频发送信号的2次谐波的频率(2×FD)与频段L重叠。
开关电路60具有公共端子60a、选择端子60b、60c及60d，在输入输出端子171与发送滤波器D-Tx的连接、输入输出端子171与发送滤波器E-Tx的连接、以及输入输出端子171与发送滤波器G-Tx的连接之间进行切换。开关电路60例如是SP3T(Single Pole TripleThrow：单刀三掷)型的开关。此外，开关电路60在使频段D的高频发送信号经由发送滤波器D-Tx传播、使频段E的高频发送信号经由发送滤波器E-Tx传播、使频段G的高频发送信号经由发送滤波器G-Tx传播这方面不是必需的结构要素。
根据高频前端电路3的上述结构，能够将属于第一频带组和第二频带组的多个频段D、E及G中的一个以上的频段的高频信号和属于第三频带组的频段L的高频信号同时发送(CA：载波聚合)。此外，根据高频前端电路3的上述结构，除了上述同时发送以外，也能够同时接收。
在此，在高频前端电路3中，属于第一频带组的频段D的2次谐波(2×FD)与属于第三频带组的频段L重叠。因此，在执行频段D与频段L的同时发送的情况下，为了避免由于上述2次谐波导致频段L的传播损耗恶化，输出匹配电路31需要使频段D以低损耗通过并且使频段D的2次谐波充分衰减。并且，在除了上述同时发送以外同时还执行频段D与频段L的同时接收的情况下，由于频段L的接收带与频段D的2次谐波重叠，因此需要使频段D的2次谐波充分衰减，以免频段L的接收灵敏度等下降。
根据上述结构，使频段E属于第二频带组，将频段E的信号路径与发送放大电路12连接。由此，输出匹配电路31无需考虑频段E的插入损耗，因此能够同时实现频段D的高频发送信号的低损耗和频段D的2次谐波的高衰减。
另一方面，与发送放大电路12连接的输出匹配电路32具有使通带的阻抗匹配能够根据频段E和频段G而变化的阻抗可变电路，因此能够以低损耗发送频段E和频段G的高频发送信号。
由此，根据本实施方式所涉及的高频前端电路3，能够使位于第一频带组的高频侧端部的频段D的谐波充分衰减，并且以低损耗执行第一频带组及第二频带组与第三频带组的CA。
接着，说明本实施方式所涉及的通信装置6中的除高频前端电路3以外的结构要素。
RFIC 4是对由天线元件2发送和接收的高频信号进行处理的RF信号处理电路。具体地说，RFIC 4通过下变频等对经由高频前端电路3从天线元件2输入的高频接收信号进行信号处理，将进行该信号处理后生成的高频接收信号向BBIC 5输出。另外，RFIC 4通过上变频等对从BBIC 5输入的发送信号进行信号处理，将进行该信号处理后生成的高频发送信号向高频前端电路3输出。
另外，本实施方式中，RFIC 4也具有作为基于所使用的频段(频带)对高频前端电路3所具有的开关电路40及60的连接进行控制的控制部的功能。具体地说，RFIC 4利用控制信号(未图示)对开关电路40及60的连接进行切换。此外，控制部既可以设置于RFIC 4的外部，也可以设置于例如高频前端电路3或BBIC 5。
根据通信装置6的上述结构，能够使位于第一频带组的高频侧端部的频段D的谐波充分衰减，并且以低损耗执行第一频带组及第二频带组与第三频带组的CA。
[1.2实施例和比较例所涉及的高频前端电路的结构]
图2是实施例所涉及的通信装置6A的电路结构图。该图所示的通信装置6A是图1所示的实施方式所涉及的通信装置6的具体的电路，增加了属于各频带组的频段数。下面，关于实施例所涉及的通信装置6A，省略与实施方式所涉及的通信装置6相同的结构的说明，以不同的结构为中心进行说明。
如图2所示，通信装置6A具备天线元件2、高频前端电路3A、RFIC 4以及BBIC 5。
高频前端电路3A具备高频放大电路1A、开关电路43、61及63、同向双工器70、发送放大电路13、接收放大电路23、输出匹配电路33、以及双工器53a及53b。
高频放大电路1A具备发送放大电路11及12、双工器51a、51b、51c、51d、52a、52b、52c、52d及52e、输出匹配电路31及32、接收放大电路21及22、以及开关电路41及42。
双工器51a由发送滤波器A-Tx和接收滤波器A-Rx构成，是以属于第一频带组的频段A为通带的双工器。发送滤波器A-Tx以频段A的发送带为通带。频段A例如是LTE(LongTerm Evolution：长期演进)的Band71(发送带：663MHz-698MHz，接收带：617MHz-652MHz)。
双工器51b由发送滤波器B-Tx和接收滤波器B-Rx构成，是以属于第一频带组的频段B为通带的双工器。发送滤波器B-Tx以频段B的发送带为通带。频段B例如是LTE的Band12(发送带：699MHz-716MHz，接收带：729MHz-746MHz)。
双工器51c由发送滤波器C-Tx和接收滤波器C-Rx构成，是以属于第一频带组的频段C为通带的双工器。发送滤波器C-Tx以频段C的发送带为通带。频段C例如是LTE的Band28A(发送带：703MHz-733MHz，接收带：758MHz-788MHz)。
双工器51d由发送滤波器D-Tx和接收滤波器D-Rx构成，是以属于第一频带组的频段D(第一频段)为通带的双工器。发送滤波器D-Tx是以频段D(第一频段)的发送带为通带的第一滤波器。频段D例如是LTE的Band28B(发送带：718MHz-748MHz，接收带：773MHz-803MHz)。
双工器52a由发送滤波器E-Tx和接收滤波器E-Rx构成，是以属于第二频带组的频段E(第二频段)为通带的双工器。发送滤波器E-Tx是以频段E(第二频段)的发送带为通带的第二滤波器。频段E例如是LTE的Band13(发送带：777MHz-787MHz，接收带：746MHz-756MHz)。
双工器52b由发送滤波器F-Tx和接收滤波器F-Rx构成，是以属于第二频带组的频段F为通带的双工器。发送滤波器F-Tx以频段F的发送带为通带。频段F例如是LTE的Band14(发送带：788MHz-798MHz，接收带：758MHz-768MHz)。
双工器52c由发送滤波器G-Tx和接收滤波器G-Rx构成，是以属于第二频带组且位于比频段E(第二频段)靠高频侧的位置的频段G(第三频段)为通带的双工器。发送滤波器G-Tx是以频段G(第三频段)的发送带为通带的第三滤波器。频段G例如是LTE的Band20(发送带：832MHz-862MHz，接收带：791MHz-821MHz)。
双工器52d由发送滤波器H-Tx和接收滤波器H-Rx构成，是以属于第二频带组的频段H为通带的双工器。发送滤波器H-Tx以频段H的发送带为通带。频段H例如是LTE的Band26(发送带：814MHz-849MHz，接收带：859MHz-894MHz)。
双工器52e由发送滤波器J-Tx和接收滤波器J-Rx构成，是以属于第二频带组的频段J为通带的双工器。发送滤波器J-Tx以频段J的发送带为通带。频段J例如是LTE的Band8(发送带：880MHz-915MHz，接收带：925MHz-960MHz)。
输出匹配电路31配置在发送放大电路11的输出端子与发送滤波器A-Tx、B-Tx、C-Tx及D-Tx的输入端子之间，是将发送放大电路11与发送滤波器A-Tx～D-Tx进行阻抗匹配的第一输出匹配电路。此外，输出匹配电路31与发送滤波器A-Tx、B-Tx、C-Tx及D-Tx经由开关电路41连接。
输出匹配电路32配置在发送放大电路12的输出端子与发送滤波器E-Tx、F-Tx、G-Tx、H-Tx及J-Tx的输入端子之间，是将发送放大电路12与发送滤波器E-Tx～J-Tx进行阻抗匹配的第二输出匹配电路。此外，输出匹配电路32与发送滤波器E-Tx、F-Tx、G-Tx、H-Tx及J-Tx经由开关电路42连接。
开关电路41对输出匹配电路31与发送滤波器A-Tx～D-Tx的连接进行切换。开关电路41例如是SP4T(Single Pole 4Throw：单刀四掷)型的开关。开关电路42对输出匹配电路32与发送滤波器E-Tx～J-Tx的连接进行切换。开关电路42例如是SP5T(Single Pole5Throw：单刀五掷)型的开关。
接收放大电路21将通过了接收滤波器A-Rx～D-Rx中的某一接收滤波器的第一频带组的高频接收信号放大。接收放大电路22将通过了接收滤波器E-Rx～J-Rx中的某一接收滤波器的第二频带组的高频接收信号放大。
接着，说明本实施例所涉及的高频前端电路3A中的除高频放大电路1A以外的结构要素。
发送放大电路13是将位于比第二频带组靠高频侧的位置的第三频带组的高频发送信号放大的第三发送放大电路。
双工器53a由发送滤波器K-Tx和接收滤波器K-Rx构成，是以属于第三频带组的频段K为通带的双工器。发送滤波器K-Tx以频段K的发送带为通带。频段K例如是LTE的Band11(发送带：1427.9MHz-1447.9MHz，接收带：1475.9MHz-1495.9MHz)。
双工器53b由发送滤波器L-Tx和接收滤波器L-Rx构成，是以属于第三频带组的频段L(第四频段)为通带的双工器。发送滤波器L-Tx是以频段L(第四频段)的发送带为通带的第四滤波器。频段L例如是LTE的Band21(发送带：1447.9MHz-1462.9MHz，接收带：1495.9MHz-1510.9MHz)。
接收放大电路23将通过了接收滤波器K-Rx或L-Rx的第三频带组的高频接收信号放大。
输出匹配电路33配置在发送放大电路13的输出端子与发送滤波器K-Tx～L-Tx的输入端子之间，是将发送放大电路13与发送滤波器K-Tx～L-Tx进行阻抗匹配的电路。此外，输出匹配电路33与发送滤波器K-Tx～L-Tx经由开关电路43连接。
开关电路43对输出匹配电路33与发送滤波器K-Tx～L-Tx的连接进行切换。开关电路43例如是SPDT型的开关。
同向双工器70是具有公共输入输出端子100、输入输出端子171(第一输入输出端子)和输入输出端子172(第二输入输出端子)、以及宽带滤波器70L及70M的多工器。此外，同向双工器70除了如本实施方式那样将多个频带组的高频信号进行两路分波和合波以外，也可以是进行3路以上的分波和合波的多工器。
宽带滤波器70L与公共输入输出端子100及输入输出端子171连接，是以包含第一频带组和第二频带组的频率范围为通带的第一宽带滤波器。
宽带滤波器70M与公共输入输出端子100及输入输出端子172连接，是以第三频带组的频率范围为通带的第二宽带滤波器。
开关电路61对输入输出端子171与发送滤波器A-Tx～J-Tx的连接进行切换。开关电路61例如是SP9T(Single Pole 9Throw：单刀九掷)型的开关。开关电路63对输入输出端子172与发送滤波器K-Tx～L-Tx的连接进行切换。开关电路63例如是SPDT型的开关。
根据上述结构，从发送滤波器A-Tx～J-Tx输出的高频发送信号被输入到输入输出端子171，从发送滤波器K-Tx～L-Tx输出的高频发送信号被输入到输入输出端子172。
根据高频前端电路3A的上述结构，能够执行将属于第一频带组和第二频带组的多个频段A～J中的一个以上的频段的高频信号与属于第三频带组的频段K～L的高频信号同时发送的CA。
在此，在高频前端电路3A中，属于第一频带组的频段D(Band28B)的2次谐波(1436MHz-1496MHz)与属于第三频带组的频段L(Band21)的发送带(1447.9MHz-1462.9MHz)重叠。因此，在执行频段D与频段L的同时发送(CA)的情况下，为了避免由于上述2次谐波导致频段L的插入损耗恶化，输出匹配电路31需要使频段D以低损耗通过并且使频段D的2次谐波充分衰减。并且，在除了上述同时发送以外还同时执行频段D与频段L的同时接收的情况下，由于频段L(Band21)的接收带(1495.9MHz-1510.9MHz)与频段D(Band28B)的2次谐波(1436MHz-1496MHz)重叠，因此需要使频段D的2次谐波充分衰减，以免频段L的接收灵敏度等下降。
图3是表示实施方式(实施例)和以往(比较例)中的两个频带组与各频段之间的关系的图。如该图所示，实施例所涉及的高频放大电路1A所例示的各频段的发送带的频率从低到高为Band71、Band12、Band28A、Band28B、Band13、Band14、Band26、Band20、Band8。
在以往(比较例)的频率分配中，Band71～Band14属于VLB组(Very Low Band：第一频带组)，Band20～Band8属于LB组(Low Band：第二频带组)。
与此相对地，在本实施方式(实施例)中的频率分配中，Band71～Band28B属于VLB组(第一频带组)，Band13～Band8属于LB组(第二频带组)。
也就是说，在本实施例所涉及的高频放大电路1A中，Band28B位于VLB组的频率范围中的高频侧端部，Band13位于LB组的频率范围中的低频侧端部，Band28B的高频发送信号的2次谐波的频率(2×FD：1436MHz-1496MHz)比Band13(发送带：777MHz-787MHz)高。
图4A是比较例所涉及的高频放大电路500的概要电路结构图。如该图所示，高频放大电路500具备发送放大电路11及12、发送滤波器B71Tx、B12Tx、B28ATx、B28BTx、B13Tx、B14Tx、B20Tx、B26Tx及B8Tx、输出匹配电路531及532、以及开关电路541及542。此外，在比较例所涉及的高频放大电路500中省略了接收系统电路。比较例所涉及的高频放大电路500与实施例所涉及的高频放大电路1A相比，不同之处在于，发送滤波器B13Tx(Band13的发送滤波器)和B14Tx(Band14的发送滤波器)配置在VLB组(第一频带组)侧。
图4B是比较例所涉及的输出匹配电路531的电路结构图。该图所示的输出匹配电路531具有电容器C51、C52、C53、C54及C55、以及电感器L51、L52、L54及L55。
电感器L51及电容器C51串联连接在将作为发送放大电路11的输出端子的、输出匹配电路531的输入端子511与输出匹配电路531的输出端子512连结的路径上。电容器C52配置在作为输入端子511与电感器L51的连接点的第一连接节点同地之间。电容器C53配置在作为第一连接节点与电感器L51的连接点的第二连接节点同地之间。电容器C54配置在作为电感器L51与电容器C51的连接点的第三连接节点同地之间。电感器L52与电容器C52及地连接。电感器L54与电容器C54及地连接。电感器L55与上述第一连接节点及驱动电源(Vcc)连接，电容器C55与驱动电源(Vcc)及地连接。
根据上述连接结构，电感器L51和电容器C52构成以VLB组(第一频带组)的频率范围为通带的低通滤波器。电容器C52与电感器L52的串联连接电路形成上述低通滤波器中的频段28B的2次谐波的衰减极点。另外，电容器C54与电感器L54的串联连接电路形成上述低通滤波器中的频段28B的3次谐波的衰减极点。电容器C53具有取得发送放大电路11的功率匹配以及效率匹配的功能。电容器C51是将从发送放大电路11输出的高频发送信号的直流成分去除的所谓的DC阻断用的电容器。电感器L55和电容器C55是用于确保从发送放大电路11输出的高频发送信号与从驱动电源(Vcc)供给的直流电压的隔离性的匹配电路。
图4C是表示比较例所涉及的输出匹配电路531的带通特性的曲线图。如该图所示，输出匹配电路531具有以Band71～Band14的VLB组(第一频带组)为通带、且以作为进行CA的对象的Band11和Band21所属的LMB组(Low Middle Band)(第三频带组)为衰减带的带通特性。在此，在比较例所涉及的高频放大电路500中，输出匹配电路531需要使Band71～Band14的高频发送信号通过，因此需要使Band13(发送带：777MHz-787MHz)和Band14(发送带：788MHz-798MHz)以低损耗通过。因此，图4C中，Band28B的插入损耗为0.841dB(去除反射损耗后为0.725dB)，并且Band13的插入损耗为0.826dB(去除反射损耗后为0.765dB)，Band14的插入损耗为0.830dB(去除反射损耗后为0.780dB)，与Band28B一起，在Band13和Band14中也确保了低损耗。
然而，由于确保了Band13和Band14中的低损耗，因此在Band28B的2次谐波(1436MHz-1496MHz)中衰减量(24.718dB)不足。
与此相对地，在本实施例所涉及的高频放大电路1A中，使Band71～Band28B属于VLB组(第一频带组)，在发送放大电路11和输出匹配电路31中进行传播，使Band13～Band8属于LB组(第二频带组)，在发送放大电路12和输出匹配电路32中进行传播。
图5A是实施例所涉及的高频放大电路1A的概要电路结构图。如该图所示，高频放大电路1A具备发送放大电路11及12、发送滤波器B71Tx、B12Tx、B28ATx、B28BTx、B13Tx、B14Tx、B20Tx、B26Tx及B8Tx、输出匹配电路31及32、以及开关电路41及42。此外，在图5A所示的高频放大电路1A中省略了接收系统电路。实施例所涉及的高频放大电路1A与比较例所涉及的高频放大电路500相比，不同之处在于，发送滤波器B13Tx及B14Tx配置在LB组(第二频带组)侧。
图5B是实施例所涉及的输出匹配电路32的电路结构图。该图所示的输出匹配电路32具有电容器C21、C22、C23、C24及C25、电感器L21、L22、L24及L25、以及DTC(DigitalTunable Capacitor：数字可调电容器)26。
电感器L21和电容器C21串联连接在将作为发送放大电路12的输出端子的、输出匹配电路32的输入端子121与输出匹配电路32的输出端子122连结的路径上。电容器C22(第二电容器)配置在作为输入端子121与电感器L21的连接点的第一连接节点同地之间。电容器C23配置在作为第一连接节点与电感器L21的连接点的第二连接节点同地之间。电容器C24配置在作为电感器L21与电容器C21的连接点的第三连接节点同地之间。电感器L22(第二电感器)与电容器C22及地连接。电感器L24与电容器C24及地连接。电感器L25与上述第一连接节点及驱动电源(Vcc)连接，电容器C25与驱动电源(Vcc)及地连接。
根据上述连接结构，电感器L21和电容器C22构成以LB组(第二频带组)的频率范围为通带的低通滤波器。电容器C22与电感器L22的串联连接电路形成上述低通滤波器中的Band13～Band8的2次谐波的衰减极点。另外，电容器C24与电感器L24的串联连接电路形成上述低通滤波器中的Band13～Band8的3次谐波的衰减极点。电容器C23具有取得发送放大电路12的功率匹配以及效率匹配的功能。电容器C21是将从发送放大电路12输出的高频发送信号的直流成分去除的、所谓的DC阻断用的第三电容器。电感器L25和电容器C25是用于确保从发送放大电路12输出的高频发送信号与从驱动电源(Vcc)供给的直流电压的隔离性的匹配电路。
DTC 26连接在将电容器C21与输出端子122连结的路径上。换言之，DTC26配置在电容器C21与发送滤波器B13Tx～B8Tx的输入端子之间。DTC 26是能够根据通过输出匹配电路32的高频发送信号是LB组的Band13～Band8中的哪个频段的高频发送信号来阶梯状地改变电容值的电容器。以往属于VLB组的Band13和Band14在本实施例中属于LB组，因此发送放大电路12和输出匹配电路32需要以低损耗传播Band13～Band8的宽带的高频发送信号。因此，在输出匹配电路32中，能够在维持由电容器C21～C25和电感器L21～L25构成的低通滤波器的带通特性的状态下根据Band13～Band8的选择来改变DTC 26的电容值，由此使与所选择的频段相应的阻抗匹配最优化。
此外，由前述的控制部执行DTC 26的电容值的切换。控制部也对高频前端电路3A的开关电路41、42、43、61及63的连接进行控制。此外，控制部可以设置于RFIC 4，还可以设置于RFIC 4的外部，例如也可以设置于高频前端电路3A或BBIC 5。
根据输出匹配电路32的上述结构，通过电容器C22来作为低通滤波器发挥功能，另外，能够通过调整电感器L22来调整最接近通带的衰减极点的频率，能够使该衰减极点与LB组的谐波的频率一致。由此，能够增大LB组的谐波的衰减量。
另外，电容器C22与电感器L22的串联连接电路配置在DC阻断用的电容器C21的前级，DTC 26配置在电容器C21的后级。由此，即使DTC 26的电容值发生变化，由上述串联连接电路设定的谐波衰减极点的频率也不变化。因此，能够分别设定输出匹配电路32中的通带和谐波衰减极点。
图5C是表示实施例所涉及的输出匹配电路31的带通特性的曲线图。另外，图5D是表示实施例所涉及的输出匹配电路31及32的带通特性的曲线图。此外，图5D的(a)示出输出匹配电路31的去除反射损耗后的带通特性，图5D的(b)示出通过输出匹配电路32的DTC 26的调整使Band13和Band14中的阻抗匹配最优化后的带通特性。
首先，在图5C中说明实施例所涉及的输出匹配电路31的带通特性。此外，实施例所涉及的输出匹配电路31的电路连接结构与比较例所涉及的输出匹配电路531的电路连接结构相同，但构成输出匹配电路31的电容器的电容值及电感器的电感值与构成输出匹配电路531的电容器的电容值及电感器的电感值不同。
如图5C所示，输出匹配电路31具有以Band71～Band28B的VLB组(第一频带组)为通带、以作为进行CA的对象的Band11和Band21所属的LMB组(第三频带组)为衰减带的带通特性。在此，在实施例所涉及的高频放大电路1A中，输出匹配电路31需要使Band71～Band28B的高频发送信号通过，因此需要以使Band71～Band28B的插入损耗为低损耗的方式使高频发送信号通过。
在图5C中，Band28B的插入损耗为0.868dB(在图5D的(a)中去除反射损耗后为0.786dB)。另外，在Band28B的2次谐波(1436MHz-1496MHz)中，衰减量变为31.513dB，与比较例所涉及的输出匹配电路531相比变大，同时实现了Band28B的低损耗和Band28B的2次谐波的高衰减。此外，为了实现上述特性，在输出匹配电路31中，Band13和Band14的插入损耗分别变为0.880dB(在图5D的(a)中去除反射损耗后为0.845dB)以及0.893dB(在图5D的(a)中去除反射损耗后为0.867dB)，与比较例所涉及的输出匹配电路531相比恶化。也就是说，由于使输出匹配电路32侧覆盖位于Band28B与Band28B的2次谐波之间的Band13和Band14，而在输出匹配电路31中可以不考虑Band13和Band14中的插入损耗。
用于实现上述带通特性的实施例所涉及的输出匹配电路31具有连接在发送放大电路11的输出端子与地之间的、第一电容器与第一电感器的串联连接电路。由此，通过第一电容器来作为低通滤波器发挥功能，另外，能够通过调整第一电感器的电感值来调整最接近通带的衰减极点的频率。使该衰减极点与频段D(例如Band28B)的谐波的频率一致。因此，能够增大频段D(例如Band28B)的谐波的衰减量。
此外，输出匹配电路31的第一电容器是电容值固定型的电容元件，与输出匹配电路32的DTC 26不同。由此，能够使与VLB频带组的频段D(Band28B)的频率一致的衰减极点的频率固定。
另一方面，如图5D的(b)所示，在输出匹配电路32中，通过DTC 26的调整来使Band13和Band14中的阻抗匹配最优化，由此Band13和Band14的插入损耗分别变为0.618dB和0.623dB，与比较例所涉及的输出匹配电路531中的Band13和Band14的插入损耗相比得到了大幅改善。也就是说，输出匹配电路32具有能够根据通过输出匹配电路32的高频发送信号是频段E(例如Band13)还是频段G(例如Band20)来改变电容值的DTC 26。由此，不分别设置与频段E及频段G各自对应的输出匹配电路，而是能够通过一个输出匹配电路32来分别设定使频段E的高频发送信号以低损耗通过的最佳的电容值和使频段G的高频发送信号以低损耗通过的最佳的电容值。另外，能够利用DTC 26这样的可变电容元件来实现覆盖频段E和频段G的宽频带的频率特性，因此能够使输出匹配电路32小型化。因此，能够利用低损耗且小型化的电路来发送由发送放大电路12进行放大处理的宽频带的第二频带组(例如LB组)的高频发送信号。
图6是表示实施例所涉及的输出匹配电路32的阻抗特性的史密斯圆图。在图6的(a)中示出将DTC 26的电容值设为1.1pF的情况下的从输出端子122观察输出匹配电路32时的阻抗。另外，在图6的(b)中示出将DTC 26的电容值设为1.8pF的情况下的从输出端子122观察输出匹配电路32时的阻抗。在图6的(c)中示出将DTC 26的电容值设为2.5pF的情况下的从输出端子122观察输出匹配电路32时的阻抗。
在图6的(a)中，通过将DTC 26的电容值设为1.1pF，属于LB组的Band8的发送带的阻抗被最优化为基准阻抗，另外，属于LB组的Band13、Band14、Band20、Band26、Band8的2次谐波的反射系数变大。另外，在图6的(b)中，通过将DTC 26的电容值设为1.8pF，属于LB组的Band20和Band26的发送带的阻抗被最优化为基准阻抗，另外，属于LB组的Band13、Band14、Band20、Band26、Band8的2次谐波的反射系数变大。另外，在图6的(c)中，通过将DTC26的电容值设为2.5pF，属于LB组的Band13和Band14的发送带的阻抗被最优化为基准阻抗，另外，属于LB组的Band13、Band14、Band20、Band26、Band8的2次谐波的反射系数变大。
图7A是按频段表示比较例所涉及的包括发送放大电路12和输出匹配电路532的发送路径的增益(图7A的(a))以及效率(图7A的(b))的曲线图。另外，图7B是按频段表示实施例所涉及的包括发送放大电路12和输出匹配电路32的发送路径的增益(图7B的(a))以及效率(图7B的(b))的曲线图。
将图7A与图7B进行比较可知，就增益和效率这两方相对于频段变化(Band13、Band14、Band20、Band26、Band8)而发生的变动而言，均是实施例所涉及的包括发送放大电路12和输出匹配电路32的发送路径中的该变动小于比较例所涉及的包括发送放大电路12和输出匹配电路532的发送路径中的该变动。
如上所述，根据实施例所涉及的高频前端电路3A，使Band13或Band14属于LB组，因此输出匹配电路31无需考虑Band13或Band14的插入损耗，因此能够同时实现Band28B的高频发送信号的低损耗和Band28B的谐波的高衰减。
另一方面，通过使Band13或Band14属于LB组，要求发送放大电路12具有对位于LB组的低频侧端部的Band13或Band14以及位于高频侧的Band20、Band26或Band8进行放大处理的宽频带的放大特性。与此相对地，与发送放大电路12连接的输出匹配电路32具有例如使通带能够根据Band13/14、Band20/26以及Band8而变化的阻抗可变电路，因此能够以低损耗发送LB组中的各频段的高频发送信号。
因此，能够使位于VLB组的高频侧端部的Band28B的谐波充分衰减，并且以低损耗执行VLB组及LB组与LMB组的CA。
此外，构成本实施方式和实施例所涉及的高频放大电路1及1A的双工器的种类和数量不限定于上述结构，能够根据执行CA的频段的组合任意设定。另外，构成高频放大电路1及1A的双工器也可以仅由发送滤波器构成。
另外，本实施例所涉及的高频前端电路3A具有使VLB组及LB组的高频信号与LMB组的高频信号进行CA动作的电路结构，但也能够应用于通过其它频带组的组合来进行CA动作的电路。
(其它实施方式)
以上，列举实施方式和实施例说明了本发明所涉及的高频放大电路、高频前端电路以及通信装置，但本发明不限定于上述实施方式和实施例。将上述实施方式和实施例中的任意的结构要素组合来实现的其它实施方式、在不脱离本发明的主旨的范围内对上述实施方式实施本领域技术人员想到的各种变形所得的变形例、内置有本发明所涉及的高频放大电路、高频前端电路以及通信装置的各种设备也包含在本发明中。
另外，例如，在实施方式和实施例所涉及的高频放大电路、高频前端电路以及通信装置中，也可以在各结构要素之间连接有电感器及电容器等匹配元件以及开关电路。此外，电感器也可以包含由将各结构要素之间连接的布线产生的布线电感。
产业上的可利用性
本发明作为能够应用于执行CA模式的多频段系统的高频放大电路、高频前端电路以及通信装置，能够广泛利用于移动电话等通信设备。

Claims (8)

1.一种高频放大电路，具备：
第一发送放大电路，其将第一频带组的高频发送信号放大；
第二发送放大电路，其将与所述第一频带组的高频侧相邻的第二频带组的高频发送信号放大；
第一滤波器，其以属于所述第一频带组的第一频段为通带；
第二滤波器，其以属于所述第二频带组的第二频段为通带；
第三滤波器，其以属于所述第二频带组且位于比所述第二频段靠高频侧的位置的第三频段为通带；
第一输出匹配电路，其配置在所述第一发送放大电路的输出端子与所述第一滤波器的输入端子之间，将所述第一发送放大电路与所述第一滤波器进行阻抗匹配；以及
第二输出匹配电路，其配置在所述第二发送放大电路的输出端子与所述第二滤波器的输入端子及所述第三滤波器的输入端子之间，将所述第二发送放大电路与所述第二滤波器进行阻抗匹配以及将所述第二发送放大电路与所述第三滤波器进行阻抗匹配，
其中，所述第一频段位于所述第一频带组的频率范围中的高频侧端部，
所述第二频段位于所述第二频带组的频率范围中的低频侧端部，
所述第一频段的高频发送信号的谐波的频率比所述第二频段高，
所述第一输出匹配电路具有低通电路，所述低通电路以所述第一频段为通带，以所述谐波的频率为衰减带，
所述第二输出匹配电路具有阻抗可变电路，所述阻抗可变电路使通带中的阻抗能够根据所述第二频段和所述第三频段而变化。
2.根据权利要求1所述的高频放大电路，其特征在于，
所述第一输出匹配电路具有第一电容器与第一电感器的串联连接电路，所述串联连接电路连接在所述第一发送放大电路的输出端子与地之间，
所述第二输出匹配电路具有数字可调电容器，所述数字可调电容器使电容值能够根据通过该第二输出匹配电路的高频发送信号是所述第二频段还是所述第三频段而变化。
3.根据权利要求2所述的高频放大电路，其特征在于，
所述第二输出匹配电路还具有：
第二电容器与第二电感器的串联连接电路，其连接在所述第二发送放大电路的输出端子与地之间；以及
第三电容器，其串联配置在所述输出端子与所述第二滤波器的输入端子及所述第三滤波器的输入端子之间，用于将直流成分阻断，
所述数字可调电容器连接在将所述第三电容器与所述第二滤波器的输入端子及所述第三滤波器的输入端子连结的路径上。
4.根据权利要求2或3所述的高频放大电路，其特征在于，
所述第一电容器是电容值固定型的电容元件。
5.一种高频前端电路，能够将属于第一频带组的多个频带中的一个以上的频带的高频信号或者属于位于比所述第一频带组靠高频侧的位置的第二频带组的多个频带中的一个以上的频带的高频信号、与属于位于比所述第二频带组靠高频侧的位置的第三频带组的多个频带中的一个以上的频带的高频信号同时发送，所述高频前端电路具备：
根据权利要求1～4中的任一项所述的高频放大电路；
第三发送放大电路，其将所述第三频带组的高频发送信号放大；
第四滤波器，其以属于所述第三频带组的第四频段为通带；以及
多工器，其具有公共输入输出端子、第一输入输出端子以及第二输入输出端子，从所述第一滤波器、所述第二滤波器以及所述第三滤波器输出的高频发送信号被输入到所述第一输入输出端子，从所述第四滤波器输出的高频发送信号被输入到所述第二输入输出端子，
其中，所述第一频段的高频发送信号的谐波的频率与所述第四频段重叠，
所述多工器还具有：
第一宽带滤波器，其与所述公共输入输出端子及所述第一输入输出端子连接，以包含所述第一频带组和所述第二频带组的频率范围为通带；以及
第二宽带滤波器，其与所述公共输入输出端子及所述第二输入输出端子连接，以所述第三频带组的频率范围为通带。
6.根据权利要求5所述的高频前端电路，其特征在于，
所述高频前端电路将所述第一频段的高频发送信号与所述第四频段的高频发送信号同时发送。
7.根据权利要求5或6所述的高频前端电路，其特征在于，
所述高频前端电路能够将所述第一频段、所述第二频段以及所述第三频段中的某一频段的高频发送信号与所述第四频段的高频发送信号同时发送，
所述第一频段是长期演进的Band28B，
所述第二频段是长期演进的Band13或Band14，
所述第三频段是长期演进的Band20、Band26以及Band8中的任一方，
所述第四频段是长期演进的Band11或Band21。
8.一种通信装置，具备：
RF信号处理电路，其对高频发送信号进行处理；以及
根据权利要求5～7中的任一项所述的高频前端电路，其将从所述RF信号处理电路输出的所述高频发送信号向天线元件传输。
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