JP2018107502A - 通信モジュール - Google Patents

Abstract

【課題】 回路規模の増大を抑制しつつ複数の通信方式に対応した通信モジュールを提供する。【解決手段】 通信モジュールは、第１又は第２通信方式の送信信号を増幅して増幅信号を信号経路に出力する電力増幅器と、送信信号の通信方式に応じて供給される制御信号に応じて、増幅信号を第１又は第２通信方式用の信号経路に切り替えて出力するスイッチ回路と、電力増幅器とスイッチ回路との間に設けられたインピーダンス整合回路であって、第１可変容量素子を含むインピーダンス整合回路と、を備え、送信信号の通信方式に応じて第１可変容量素子の容量値が制御される。【選択図】図３

Description

本発明は、通信モジュールに関する。

携帯電話等の移動体通信機においては、送信信号を増幅するためのパワーアンプ装置が用いられる。例えば特許文献１には、パワーアンプの後段に可変インピーダンス変換回路を備えるパワーアンプ装置が開示されている。当該可変インピーダンス変換回路は、送信信号の出力レベルに応じて制御されるスイッチ回路と、当該スイッチ回路と直列接続されたコンデンサとを含む。これにより、パワーアンプから見た可変インピーダンス変換回路の入力インピーダンスが制御され、電力効率が向上する。

特開平９−２８４０６１号公報

近年、携帯電話等に搭載されるパワーアンプを含む通信モジュールにおいては、２Ｇ（第２世代移動通信システム）、３Ｇ（第３世代移動通信システム）及び４Ｇ（第４世代移動通信システム）等の複数の通信方式（モード）、及びこれらの各通信方式において使用される複数の周波数帯域（バンド）の信号への対応が求められている。しかし、特許文献１に開示される構成においては、通信方式や周波数帯域に応じた数のパワーアンプを備える必要があり、回路規模の増大を招くという問題がある。

本発明は、かかる事情に鑑みてなされたものであり、回路規模の増大を抑制しつつ複数の通信方式に対応した通信モジュールを提供することを目的とする。

かかる目的を達成するため、本発明の一側面に係る通信モジュールは、第１又は第２通信方式の送信信号を増幅して増幅信号を信号経路に出力する電力増幅器と、送信信号の通信方式に応じて供給される制御信号に応じて、増幅信号を第１又は第２通信方式用の信号経路に切り替えて出力するスイッチ回路と、電力増幅器とスイッチ回路との間に設けられたインピーダンス整合回路であって、第１可変容量素子を含むインピーダンス整合回路と、を備え、送信信号の通信方式に応じて第１可変容量素子の容量値が制御される。

本発明によれば、回路規模の増大を抑制しつつ複数の通信方式に対応した通信モジュールを提供することができる。

本発明の第１実施形態に係る通信モジュールの構成例を示す図である。 本発明の第１実施形態に係る通信モジュールにおける電力増幅器の出力インピーダンスの軌跡を示す説明図である。 図２Ａに示されるスミスチャートを説明するための説明図である。 本発明の第１実施形態に係る通信モジュールにおける整合回路の構成例を示す図である。 本発明の第１実施形態に係る通信モジュールにおける電力増幅器の出力インピーダンスの軌跡を示す説明図である。 本発明の第２実施形態に係る通信モジュールにおける整合回路の構成例を示す図である。 本発明の第３実施形態に係る通信モジュールにおける整合回路の構成例を示す図である。 本発明の第３実施形態に係る通信モジュールにおける電力増幅器の出力インピーダンスの軌跡を示す説明図である。 本発明の第３実施形態に係る通信モジュールにおける通過特性のシミュレーション結果の一例を示すグラフである。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しつつ詳細に説明する。なお、同一の要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。

図１は、本発明の第１実施形態に係る通信モジュールの構成例を示す図である。通信モジュール１００は、例えば、携帯電話等の移動体通信機において、音声やデータなどの各種信号を基地局との間で送受信するために用いられる。通信モジュール１００は、無線周波数（ＲＦ：Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）の複数の周波数帯域（マルチバンド）に対応している。また、通信モジュール１００は、２Ｇ（第２世代移動通信システム）、３Ｇ（第３世代移動通信システム）及び４Ｇ（第４世代移動通信システム）等の複数の通信方式（マルチモード）に対応している。なお、通信モジュール１００が対応する通信方式はこれに限られず、例えば５Ｇ（第５世代移動通信システム）等に対応していてもよい。また、通信モジュール１００は、キャリアアグリゲーションに対応していてもよい。

図１に示されるように、通信モジュール１００は、電力増幅器１０、整合回路２０、バンド切り替えスイッチ３０、デュプレクサ４０ａ，４０ｂ，４０ｃ、フィルタ回路４２ｄ、アンテナスイッチ５０及びアンテナ６０を備える。図１に示される通信モジュール１００は、例として、３Ｇ又は４Ｇ（第１通信方式）の３つのバンドＢａｎｄ−ａ，Ｂａｎｄ−ｂ，Ｂａｎｄ−ｃに対応した信号経路と、２Ｇ（第２通信方式）の１つのバンドＢａｎｄ−ｄに対応した信号経路を備える。当該バンド数は一例であり、２Ｇ、３Ｇ又は４Ｇのバンド数はこれに限られない。

電力増幅器（ＰＡ：Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）１０は、入力される送信信号ＲＦｉｎの電力を基地局に送信するために必要なレベルまで増幅し、増幅信号ＲＦａｍｐを出力する。本実施形態においては、３Ｇ又は４Ｇの３つのバンドＢａｎｄ−ａ，Ｂａｎｄ−ｂ，Ｂａｎｄ−ｃと、２Ｇの１つのバンドＢａｎｄ−ｄの送信信号は、同一の電力増幅器１０によって増幅される。電力増幅器１０は特に限定されないが、例えばヘテロ接合バイポーラトランジスタ（ＨＢＴ：Ｈｅｔｅｒｏｊｕｎｃｔｉｏｎ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等のバイポーラトランジスタであってもよく、又はＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−ｏｘｉｄｅ−ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の電界効果トランジスタであってもよい。なお、電力増幅器１０の段数は特に限られず、二段以上の電力増幅器で構成されていてもよい。

整合回路２０（インピーダンス整合回路）は、電力増幅器１０とバンド切り替えスイッチ３０との間に設けられ、両者のインピーダンスを整合する。具体的には、電力増幅器１０の出力端子における出力インピーダンスは、例えば数Ω程度であり、アンテナ６０の入力インピーダンスは数十Ω程度（例えば、５０Ω程度）である。従って、整合回路２０は、電力増幅器１０の出力端子の出力インピーダンスを数十Ω程度まで変換する。整合回路２０の構成の詳細については後述する。

バンド切り替えスイッチ３０（スイッチ回路）は、入力される増幅信号ＲＦａｍｐのモード及びバンドに応じた制御信号Ｓｃｏｎｔが外部から供給され、当該制御信号Ｓｃｏｎｔに応じて増幅信号ＲＦａｍｐを２Ｇ、３Ｇ又は４Ｇ用の信号経路に切り替えて出力する。

デュプレクサ４０ａ，４０ｂ，４０ｃは、バンド切り替えスイッチ３０の後段の３Ｇ又は４Ｇ用の信号経路上に設けられ、それぞれバンドＢａｎｄ−ａ，Ｂａｎｄ−ｂ，Ｂａｎｄ−ｃに対応している。例えば、デュプレクサ４０ａは、バンド切り替えスイッチ３０から供給される３Ｇ又は４Ｇの送信信号をアンテナスイッチ５０に出力する。また、デュプレクサ４０ａは、アンテナスイッチ５０から供給される３Ｇ又は４Ｇの受信信号を受信回路に出力する。なお、受信回路については説明を省略する。デュプレクサ４０ａは、例えば、バンドＢａｎｄ−ａの受信周波数又は送信周波数の基本波を通過させ、高調波を減衰させる低域通過フィルタ（ＬＰＦ：Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）や帯域通過フィルタ（ＢＰＦ：Ｂａｎｄ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）等を用いて構成される。なお、デュプレクサ４０ｂ，４０ｃについてはデュプレクサ４０ａと同様であるため詳細な説明は省略する。また、デュプレクサ４０ａ，４０ｂ，４０ｃからアンテナスイッチ５０に至る信号経路は、デュプレクサ４０ａ，４０ｂのように異なるバンド間において１つの信号経路が共有されていてもよく、デュプレクサ４０ｃのようにバンド独自の信号経路を有していてもよい。

フィルタ回路４２ｄは、バンド切り替えスイッチ３０の後段の２Ｇ用の信号経路上に設けられ、バンドＢａｎｄ−ｄに対応している。フィルタ回路４２ｄは、バンド切り替えスイッチ３０から供給される２Ｇの送信信号をアンテナスイッチ５０に出力する。フィルタ回路４２ｄは、例えばノッチフィルタ等であってもよい。

アンテナスイッチ５０は、入力される送信信号又は受信信号をモード及びバンドに応じて各信号経路に切り替えて出力する。アンテナ６０は、携帯端末と基地局との間で送信信号又は受信信号の送受信を行う。

なお、通信モジュール１００においては、例えば電力増幅器１０からアンテナスイッチ５０に至るまでの構成要素が同一のモジュールに搭載され、アンテナ６０は他の基板に形成されていてもよい。次に、図２Ａ及び図２Ｂを参照しつつ、電力増幅器１０の出力インピーダンスについて説明する。

図２Ａは、本発明の第１実施形態に係る通信モジュールにおける電力増幅器の出力インピーダンスの軌跡を示す説明図であり、図２Ｂは、図２Ａに示されるスミスチャートを説明するための説明図である。図２Ａは、図１に示される通信モジュール１００において、整合回路２０の素子定数を仮に一定とし、送信信号の周波数を６９９ＭＨｚ（３Ｇ又は４Ｇのベリーローバンドに対応）から９１５ＭＨｚ（２Ｇ、３Ｇ又は４Ｇのローバンドに対応）に変化させた場合の電力増幅器１０の出力インピーダンスの軌跡２００を示している。なお、図２Ａに示されるスミスチャートは、電力増幅器１０の所望の出力インピーダンスで正規化されており、点２０２が６９９ＭＨｚに対応し、点２０４が９１５ＭＨｚに対応し、円２０６が電力増幅器１０の出力インピーダンスの目標値を示している。また、当該軌跡は、図２Ｂに示されるように整合回路２０までの構成要素が考慮された場合を示しており、整合回路２０の後段の構成要素（例えば、デュプレクサ等）の影響は考慮されていない。

図２Ａに示されるように、電力増幅器１０の出力インピーダンスは周波数特性を持つ。例えば、点２０４は目標値を示す円２０６の内部に含まれているが、点２０２は含まれていない。すなわち、当該条件下における電力増幅器１０は、２Ｇ、３Ｇ又は４Ｇのローバンドの信号の場合は所望の特性が得られるが、３Ｇ又は４Ｇのベリーローバンドの信号の場合は出力インピーダンスが目標値から外れ、所望の特性が得られない。従って、仮に整合回路２０の素子定数が一定であるとすると、通信モジュールはバンド毎に適した複数の電力増幅器を備える必要がある。この点、本実施形態においては、信号のモード及びバンドに応じて整合回路２０が備える素子定数が制御されることにより、電力増幅器１０の出力インピーダンスをずらし、目標値に近づけることができる。次に、整合回路２０の構成の詳細について以下に説明する。

図３は、本発明の第１実施形態に係る通信モジュールにおける整合回路の構成例を示す図である。図３に示される通信モジュール１００Ａは、電力増幅器１０、整合回路２０Ａ、バンド切り替えスイッチ３０、インダクタＬ１及び容量素子Ｃ１を備える。なお、図３においては、通信モジュール１００Ａが備える構成のうち、電力増幅器１０、整合回路２０Ａ及びバンド切り替えスイッチ３０に関する構成のみが示されており、他の構成については図示を省略する。また、通信モジュール１００と同一の要素には同一の符号を付して説明を省略する。

インダクタＬ１は、一端に電源電圧Ｖｃｃが供給され、他端が電力増幅器１０の出力端子に接続される。インダクタＬ１は送信信号ＲＦｉｎが電源回路へ漏れることを抑制するチョークインダクタである。容量素子Ｃ１は電源電圧Ｖｃｃを安定化させるデカップリングコンデンサである。

整合回路２０Ａは、インダクタＬ２，Ｌ３，Ｌ４、容量素子Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５及び可変容量素子Ｃｃｏｎｔ１を備える。

容量素子Ｃ２及びインダクタＬ２はＬＣ直列共振回路３００を構成する。具体的には、容量素子Ｃ２及びインダクタＬ２は直列接続され、容量素子Ｃ２の一端が電力増幅器１０の出力端子に接続され、インダクタＬ２の一端が接地される。ＬＣ直列共振回路３００の各素子の定数は、当該ＬＣ直列共振回路の共振周波数が送信信号ＲＦｉｎの高調波（例えば、２倍波又は３倍波等）の周波数となるように定められる。これにより、ＬＣ直列共振回路３００において送信信号ＲＦｉｎの高調波が短絡され、ノイズの発生が抑制される。なお、通信モジュール１００Ａは、ＬＣ直列共振回路３００を備えていなくてもよい。

容量素子Ｃ３，Ｃ４及びインダクタＬ３（第１インダクタ）はπ型のＬＰＦ３１０Ａを構成する。具体的には、容量素子Ｃ３，Ｃ４は電力増幅器１０の出力端子とバンド切り替えスイッチ３０との間の信号経路にシャント接続され、インダクタＬ３は容量素子Ｃ３と容量素子Ｃ４との間の信号経路に直列接続される。なお、整合回路２０Ａが備えるフィルタ回路は、ＬＰＦ３１０Ａのようなπ型に限られず、例えばＬ型又はＴ型であってもよい。また、ＢＰＦ又は高域通過フィルタ（ＨＰＦ：Ｈｉｇｈ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）等の他のフィルタ回路であってもよい。

インダクタＬ４（第２インダクタ）は、容量素子Ｃ４（第１容量素子）と直列接続される。すなわち、インダクタＬ４は、一端が容量素子Ｃ４の一端に接続され、他端が接地される。容量素子Ｃ４及びインダクタＬ４は、上述のＬＣ直列共振回路３００と同様に、信号経路にシャント接続されたＬＣ直列共振回路を構成し、送信信号ＲＦｉｎの高調波を短絡する。

可変容量素子Ｃｃｏｎｔ１（第１可変容量素子）は、電力増幅器１０とバンド切り替えスイッチ３０との間であって、当該バンド切り替えスイッチ３０側において信号経路にシャント接続される。すなわち、可変容量素子Ｃｃｏｎｔ１は、一端が容量素子Ｃ５の一端に接続され、他端が接地される。通信モジュール１００Ａにおいて、可変容量素子Ｃｃｏｎｔ１は、容量値が制御されるデジタル制御容量（ＤＴＣ：Ｄｉｇｉｔａｌｌｙ Ｔｕｎａｂｌｅ Ｃａｐａｃｉｔｏｒ）である。ＤＴＣは、供給される制御信号に応じて、例えば８ｂｉｔで容量値が切り替えられる。本実施形態において、可変容量素子Ｃｃｏｎｔ１は送信信号ＲＦｉｎのモード及びバンドに応じて容量値が制御される。例えば、送信信号ＲＦｉｎが２Ｇの場合、可変容量素子Ｃｃｏｎｔ１の容量値は比較的大きい値に制御され、送信信号ＲＦｉｎが３Ｇ又は４Ｇの場合、可変容量素子Ｃｃｏｎｔ１の容量値は比較的小さい値に制御される。また、送信信号ＲＦｉｎの周波数が比較的低い場合（第１周波数帯域）、可変容量素子Ｃｃｏｎｔ１の容量値は比較的大きい値（第１の値）に制御され、送信信号ＲＦｉｎの周波数が比較的高い場合（第２周波数帯域）、可変容量素子Ｃｃｏｎｔ１の容量値は比較的小さい値（第２の値）に制御される。このように、通信モジュール１００Ａにおいては、整合回路２０Ａが備える可変容量素子Ｃｃｏｎｔ１の容量値を制御することにより、送信信号ＲＦｉｎのモード及びバンドに応じて電力増幅器１０の出力インピーダンスを調整することができる。なお、本実施形態においては、可変容量素子Ｃｃｏｎｔ１は、バンド切り替えスイッチ３０が形成されたチップ３２Ａに形成されている。これにより、可変容量素子Ｃｃｏｎｔ１は、当該チップ３２Ａに供給される制御信号Ｓｃｏｎｔにより容量値が制御される。

また、可変容量素子Ｃｃｏｎｔ１は、電力増幅器１０の出力端子（例えば、電力増幅器１０がＨＢＴで構成される場合は、ＨＢＴのコレクタ）とは直接接続されていない。なお、「直接接続されていない」とは、電力増幅器１０の出力端子と可変容量素子Ｃｃｏｎｔ１の一端との間に直列接続された素子が存在するということである。例えば本実施形態においては、電力増幅器１０の出力端子と可変容量素子Ｃｃｏｎｔ１の一端との間にインダクタＬ３及び容量素子Ｃ５が直列接続されている。

ここで、仮に可変容量素子が電力増幅器の出力端子と直接接続されているとすると、インピーダンスが比較的低い領域において可変容量素子が挿入されることとなる。可変容量素子は一般的に、通常の容量素子に比べてＱ値が低く、挿入損失が大きい。従って、可変容量素子が電力増幅器の出力端子に直接接続されると、可変容量素子に起因する挿入損失により、電力付加効率の悪化や出力電力の減少が生じ得る。一方、本実施形態においては、可変容量素子Ｃｃｏｎｔ１が電力増幅器１０の出力端子に直接接続されていない。すなわち、電力増幅器１０の出力端子付近におけるインピーダンス（例えば、数Ω程度）より高いインピーダンス（数十Ω程度）である領域において、可変容量素子Ｃｃｏｎｔ１が挿入されることとなる。従って、通信モジュール１００Ａは、電力増幅器の出力端子に可変容量素子が直接接続される構成に比べて、可変容量素子Ｃｃｏｎｔ１に起因する挿入損失が減少し、電力付加効率の悪化及び出力電力の減少を抑制することができる。

上述の構成より、通信モジュール１００Ａは、整合回路２０Ａが備える可変容量素子Ｃｃｏｎｔ１の容量値を制御することにより、送信信号ＲＦｉｎのモード及びバンドに応じて、電力増幅器１０の出力インピーダンスを調整することができる。これにより、異なるモード及びバンドの各々に適した電力増幅器を備えることなく、１つの電力増幅器によって異なるモード及びバンドに対応することができる。従って、複数の電力増幅器を備える構成に比べて、回路規模の増大の抑制を図ることができる。

また、通信モジュール１００Ａにおいては、可変容量素子Ｃｃｏｎｔ１が電力増幅器１０の出力端子に直接接続されない。従って、可変容量素子が電力増幅器の出力端子に直接接続される構成に比べて、可変容量素子に起因する挿入損失が減少し、電力付加効率の悪化及び出力電力の減少の抑制を図ることができる。

さらに、本実施形態において、可変容量素子Ｃｃｏｎｔ１はバンド切り替えスイッチ３０が形成されたチップ３２Ａに形成されている。これにより、バンド切り替えスイッチ３０を切り替えるための制御信号Ｓｃｏｎｔを用いて可変容量素子Ｃｃｏｎｔ１の容量値をも制御することができる。従って、可変容量素子Ｃｃｏｎｔ１を含まない構成からの設計変更が容易となる。

なお、整合回路２０Ａが備える可変容量素子は１つに限られない。例えば、整合回路２０Ａは、可変容量素子Ｃｃｏｎｔ１の代わりに並列接続された２つの可変容量素子を備える構成であってもよい。当該２つの可変容量素子を備える構成は、１つの可変容量素子を備える構成に比べて可変容量素子の合成抵抗が低下するため、挿入損失の影響をより抑制することができる。

図４は、本発明の第１実施形態に係る通信モジュールにおける電力増幅器の出力インピーダンスの軌跡を示す説明図である。図４は、通信モジュール１００Ａにおいて、整合回路２０Ａが備える可変容量素子Ｃｃｏｎｔ１の容量値を４通りに制御した場合の出力インピーダンスの軌跡を示している。なお、図２Ａ及び図２Ｂに示される例と同様に、当該軌跡は、整合回路２０Ａの後段の構成要素の影響は考慮されていない。また、図４は、送信信号の周波数を６９９ＭＨｚから９１５ＭＨｚに変化させた場合（点４０４から点４０６又は点４０８から点４１０）において、電力増幅器１０の所望の出力インピーダンスで正規化された軌跡を示している。

図４に示されるように、電力増幅器１０の出力インピーダンスは、可変容量素子Ｃｃｏｎｔ１の容量値に応じて軌跡４００から軌跡４０２の幅を持つ。具体的には、可変容量素子Ｃｃｏｎｔ１の容量値の増大に伴い、電力増幅器１０の出力インピーダンスは軌跡４００から軌跡４０２に変化する。従って、例えば送信信号がローバンドの場合は軌跡４００となり、送信信号がベリーローバンドの場合は軌跡４０２となるように可変容量素子Ｃｃｏｎｔ１の容量値を調整すれば、両バンドにおいて出力インピーダンスを目標値に近づけることができる。すなわち、通信モジュール１００Ａにおいては、複数のバンドの信号に対して１つの電力増幅器を所望の特性において動作させることができることが分かる。

図５は、本発明の第２実施形態に係る通信モジュールにおける整合回路の構成例を示す図である。なお、通信モジュール１００Ａと同一の要素には同一の符号を付して説明を省略する。また、当該実施形態以降では上述の実施形態と共通の事柄についての記述を省略し、異なる点についてのみ説明する。特に、同様の構成による同様の作用効果については実施形態毎には逐次言及しない。

図５に示される整合回路２０Ｂは、図３に示される整合回路２０Ａに比べて、ＬＰＦの構成が異なる。具体的には、ＬＰＦ３１０Ｂは、可変容量素子Ｃｃｏｎｔ２をさらに備える。

可変容量素子Ｃｃｏｎｔ２は、可変容量素子Ｃｃｏｎｔ１と同様に、電力増幅器１０とバンド切り替えスイッチ３０との間において、信号経路にシャント接続される。このように、通信モジュール１００Ｂにおいては、可変容量素子を２つ備えることにより、通信モジュール１００Ａに比べて調整可能なインピーダンスの領域がさらに広がる。

また、本実施形態においても通信モジュール１００Ａと同様に、可変容量素子Ｃｃｏｎｔ２が電力増幅器１０の出力端子と直接接続されていない。すなわち、電力増幅器１０の出力端子と可変容量素子Ｃｃｏｎｔ２の一端との間にインダクタＬ３が直列接続されている。従って、電力増幅器の出力端子に可変容量素子が直接接続される構成に比べて、可変容量素子Ｃｃｏｎｔ２に起因する挿入損失が減少し、電力付加効率の悪化及び出力電力の減少を抑制することができる。

さらに、可変容量素子Ｃｃｏｎｔ２は、可変容量素子Ｃｃｏｎｔ１と同様にバンド切り替えスイッチ３０が形成されたチップ３２Ｂに形成されている。これにより、バンド切り替えスイッチ３０を切り替えるための制御信号Ｓｃｏｎｔを用いて可変容量素子Ｃｃｏｎｔ１，Ｃｃｏｎｔ２の容量値をも制御することができる。従って、可変容量素子Ｃｃｏｎｔ１，Ｃｃｏｎｔ２を含まない構成からの設計変更が容易となる。

図６は、本発明の第３実施形態に係る通信モジュールにおける整合回路の構成例を示す図である。なお、通信モジュール１００Ｂと同一の要素には同一の符号を付して説明を省略する。

図６に示される整合回路２０Ｃは、図５に示される整合回路２０Ｂに比べて、ＬＰＦの構成が異なる。具体的には、ＬＰＦ３１０Ｃにおいては、可変容量素子Ｃｃｏｎｔ２（第２可変容量素子）が容量素子Ｃ４に並列接続される。このように、チップ３２Ｃに形成された可変容量素子Ｃｃｏｎｔ２は、一端が容量素子Ｃ４の他端に接続され、他端はチップ３２Ｃの接地端子に接続されていてもよく（図５参照）、又はチップ３２Ｃの外部に接続されていてもよい（図６参照）。これにより、容量素子Ｃ４及びインダクタＬ４により構成されるＬＣ直列共振回路の共振周波数を調整することができる。具体的には、例えば、可変容量素子Ｃｃｏｎｔ２の容量値を大きくすると共振周波数は低下し、可変容量素子Ｃｃｏｎｔ２の容量値を小さくすると共振周波数は上昇する。このように、通信モジュール１００Ｃにおいては、電力増幅器１０の出力インピーダンスの調整に加えて、送信信号ＲＦｉｎの高調波の減衰極を調整することができる。

図７は、本発明の第３実施形態に係る通信モジュールにおける電力増幅器の出力インピーダンスの軌跡を示す説明図である。図７は、通信モジュール１００Ｃにおいて、整合回路２０Ｃが備える可変容量素子Ｃｃｏｎｔ１，Ｃｃｏｎｔ２の容量値を４通りに制御した場合の出力インピーダンスの軌跡を示している。なお、図４に示される例と同様に、当該軌跡は、整合回路２０Ｃの後段の構成要素の影響は考慮されていない。また、図７は、送信信号の周波数を６９９ＭＨｚから９１５ＭＨｚに変化させた場合において、電力増幅器１０の所望の出力インピーダンスで正規化された軌跡を示している。

図７に示されるように、電力増幅器１０の出力インピーダンスは、可変容量素子Ｃｃｏｎｔ１，Ｃｃｏｎｔ２の容量値に応じて軌跡７００から軌跡７０２の幅を持つ。すなわち、通信モジュール１００Ｃにおいては、複数のバンドの信号に対して１つの電力増幅器を所望の特性において動作させることができることが分かる。

図８は、本発明の第３実施形態に係る通信モジュールにおける通過特性のシミュレーション結果の一例を示すグラフである。当該グラフは、図７と同様に可変容量素子Ｃｃｏｎｔ１，Ｃｃｏｎｔ２の容量値を４通りに制御した場合の、電力増幅器１０からバンド切り替えスイッチ３０までの通過特性を示し、縦軸は通過特性（ｄｂ）を示し、横軸は送信信号ＲＦｉｎの周波数（ＧＨｚ）を示している。

図８に示されるように、可変容量素子Ｃｃｏｎｔ２の容量値の制御により、送信信号の高調波（図８に示される例においては、３倍波）付近の信号の減衰極を、２．５ＧＨｚ〜２．９ＧＨｚ程度の幅において調整することができる（図８矢印参照）。当該グラフからも、可変容量素子Ｃｃｏｎｔ２の容量値の制御により、減衰極が調整可能であることが分かる。

以上、本発明の例示的な実施形態について説明した。通信モジュール１００Ａ〜１００Ｃにおいては、整合回路２０Ａ〜２０Ｃが可変容量素子Ｃｃｏｎｔ１を備え、送信信号ＲＦｉｎのモードに応じて可変容量素子Ｃｃｏｎｔ１の容量値が制御される。これにより、送信信号ＲＦｉｎのモードに応じて電力増幅器１０の出力インピーダンスを調整することができる。従って、通信モジュール１００Ａ〜１００Ｃにおいては、１つの電力増幅器１０によって異なるモードに対応することができ、複数の電力増幅器を備える構成に比べて回路規模の増大の抑制を図ることができる。

また、通信モジュール１００Ａ〜１００Ｃにおいては、送信信号ＲＦｉｎのバンドに応じて可変容量素子Ｃｃｏｎｔ１の容量値が制御される。これにより、送信信号ＲＦｉｎのバンドに応じて電力増幅器１０の出力インピーダンスを調整することができる。従って、通信モジュール１００Ａ〜１００Ｃにおいては、１つの電力増幅器１０によって異なるバンドに対応することができ、複数の電力増幅器を備える構成に比べて回路規模の増大の抑制を図ることができる。

また、通信モジュール１００Ａ〜１００Ｃにおいては、可変容量素子Ｃｃｏｎｔ１が電力増幅器１０とバンド切り替えスイッチ３０との間の信号経路にシャント接続され、電力増幅器１０の出力端子に直接接続されていない。これにより、可変容量素子が電力増幅器の出力端子に直接接続される構成に比べて、可変容量素子に起因する挿入損失が減少する。従って、通信モジュールの電力付加効率の悪化及び出力電力の減少の抑制を図ることができる。

また、整合回路２０Ａ〜２０Ｃは、電力増幅器１０の出力端子と可変容量素子Ｃｃｏｎｔ１との間に直列接続されたインダクタＬ３を備える。これにより、整合回路２０Ａ〜２０Ｃは、可変容量素子Ｃｃｏｎｔ１が電力増幅器１０の出力端子と直接接続されない構成となる。

また、通信モジュール１００Ａ〜１００Ｃにおいて、可変容量素子Ｃｃｏｎｔ１の容量値は、送信信号ＲＦｉｎの周波数が低い場合は大きい値に制御され、周波数が高い場合は小さい値に制御される。これにより、送信信号のバンドが異なっていても、電力増幅器１０の出力インピーダンスを目標値に近づけることができる。従って、複数のバンドの信号に対して１つの電力増幅器を所望の特性において動作させることができる。

また、通信モジュール１００Ａ〜１００Ｃにおいて、可変容量素子Ｃｃｏｎｔ１は、バンド切り替えスイッチ３０が形成されたチップに形成されるデジタル制御容量である。これにより、バンド切り替えスイッチ３０を切り替えるための制御信号Ｓｃｏｎｔを用いて可変容量素子Ｃｃｏｎｔ１の容量値をも制御することができる。従って、可変容量素子Ｃｃｏｎｔ１を含まない構成からの設計変更が容易となる。

また、整合回路２０Ｃは、電力増幅器１０とバンド切り替えスイッチ３０との間の信号経路にシャント接続された容量素子Ｃ４と、当該容量素子Ｃ４と直列接続されたインダクタＬ４と、当該容量素子Ｃ４と並列接続された可変容量素子Ｃｃｏｎｔ２とを備える。これにより、容量素子Ｃ４及びインダクタＬ４により構成されるＬＣ直列共振回路の共振周波数を調整することができる。従って、通信モジュール１００Ｃにおいては、電力増幅器１０の出力インピーダンスの調整に加えて、送信信号ＲＦｉｎの高調波の減衰極を調整することができる。

また、通信モジュール１００Ｃにおいて、可変容量素子Ｃｃｏｎｔ２は、バンド切り替えスイッチ３０が形成されたチップに形成されるデジタル制御容量である。これにより、バンド切り替えスイッチ３０を切り替えるための制御信号Ｓｃｏｎｔを用いて可変容量素子Ｃｃｏｎｔ２の容量値をも制御することができる。従って、可変容量素子Ｃｃｏｎｔ２を含まない構成からの設計変更が容易となる。

また、通信モジュール１００，１００Ａ〜１００Ｃの構成は、特に限定されるものではないが、例えば、バンド切り替えスイッチ３０の後段に３Ｇ又は４Ｇモード用のデュプレクサ４０ａ〜４０ｃと、２Ｇモード用のフィルタ回路４２ｄとを備えていてもよい。

以上説明した各実施形態は、本発明の理解を容易にするためのものであり、本発明を限定して解釈するためのものではない。本発明は、その趣旨を逸脱することなく、変更又は改良され得るととともに、本発明にはその等価物も含まれる。即ち、各実施形態に当業者が適宜設計変更を加えたものも、本発明の特徴を備えている限り、本発明の範囲に包含される。例えば、各実施形態が備える各要素およびその配置、材料、条件、形状、サイズなどは、例示したものに限定されるわけではなく適宜変更することができる。また、各実施形態が備える各要素は、技術的に可能な限りにおいて組み合わせることができ、これらを組み合わせたものも本発明の特徴を含む限り本発明の範囲に包含される。

１００，１００Ａ〜１００Ｃ…通信モジュール、１０…電力増幅器、２０，２０Ａ〜２０Ｃ…整合回路、３０…バンド切り替えスイッチ、３２Ａ〜３２Ｃ…チップ、４０ａ〜４０ｃ…デュプレクサ、４２ｄ…フィルタ回路、５０…アンテナスイッチ、６０…アンテナ、３００…ＬＣ直列共振回路、３１０Ａ〜３１０Ｃ…ＬＰＦ、Ｌ１〜Ｌ４…インダクタ、Ｃ１〜Ｃ５…容量素子、Ｃｃｏｎｔ１，Ｃｃｏｎｔ２…可変容量素子

Claims (9)

1. 第１又は第２通信方式の送信信号を増幅して増幅信号を信号経路に出力する電力増幅器と、
   前記送信信号の通信方式に応じて供給される制御信号に応じて、前記増幅信号を前記第１又は第２通信方式用の信号経路に切り替えて出力するスイッチ回路と、
   前記電力増幅器と前記スイッチ回路との間に設けられたインピーダンス整合回路であって、第１可変容量素子を含むインピーダンス整合回路と、
   を備え、
   前記送信信号の通信方式に応じて前記第１可変容量素子の容量値が制御される、
   通信モジュール。
2. 前記送信信号の周波数帯域に応じて前記第１可変容量素子の容量値が制御される、
   請求項１に記載の通信モジュール。
3. 前記第１可変容量素子は、前記電力増幅器と前記スイッチ回路との間の信号経路にシャント接続され、かつ前記電力増幅器の出力端子に直接接続されていない、
   請求項１又は２に記載の通信モジュール。
4. 前記インピーダンス整合回路は、前記電力増幅器の出力端子と前記第１可変容量素子との間の信号経路に直列接続された第１インダクタをさらに備える、
   請求項３に記載の通信モジュール。
5. 前記第１可変容量素子の容量値は、前記送信信号が第１周波数帯域の場合は、第１の値に制御され、前記送信信号が前記第１周波数帯域より周波数が高い第２周波数帯域の場合は、前記第１の値より小さい第２の値に制御される、
   請求項１から４のいずれか一項に記載の通信モジュール。
6. 前記第１可変容量素子は、
   前記スイッチ回路が形成されたチップに形成され、
   前記制御信号に応じて容量値が制御されるデジタル制御容量である、
   請求項１から５のいずれか一項に記載の通信モジュール。
7. 前記インピーダンス整合回路は、
   前記電力増幅器と前記スイッチ回路との間の信号経路にシャント接続されたＬＣ直列共振回路であって、直列接続された第１容量素子と第２インダクタとを含むＬＣ直列共振回路と、
   前記第１容量素子と並列接続された第２可変容量素子と、
   をさらに備える、
   請求項１から６のいずれか一項に記載の通信モジュール。
8. 前記第２可変容量素子は、
   前記スイッチ回路が形成されたチップに形成され、
   前記制御信号に応じて容量値が制御されるデジタル制御容量である、
   請求項７に記載の通信モジュール。
9. 前記通信モジュールは、
   前記スイッチ回路の後段であって、前記第１通信方式用の信号経路上に設けられたデュプレクサと、
   前記スイッチ回路の後段であって、前記第２通信方式用の信号経路上に設けられたフィルタ回路と、
   をさらに備え、
   前記第１通信方式は、３Ｇモード又は４Ｇモードを含み、
   前記第２通信方式は、２Ｇモードを含む、
   請求項１から８のいずれか一項に記載の通信モジュール。