CN108233973A - 通信模块 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种在抑制电路规模的增大的同时应对多个通信方式的通信模块。通信模块具备：功率放大器，将第一通信方式或第二通信方式的发送信号放大，并将放大信号输出到信号路径；开关电路，根据与发送信号的通信方式相应地供给的控制信号，将放大信号切换输出到第一通信方式或第二通信方式用的信号路径；以及阻抗匹配电路，设置在功率放大器与开关电路之间，包含第一可变电容元件，根据发送信号的通信方式对第一可变电容元件的电容值进行控制。

Description

通信模块
技术领域
本发明涉及通信模块。
背景技术
在移动电话等移动体通信机中，使用用于放大发送信号的功率放大器装置。例如，在专利文献1公开了在功率放大器的后级具备可变阻抗变换电路的功率放大器装置。该可变阻抗变换电路包含根据发送信号的输出电平进行控制的开关电路和与该开关电路串联连接的电容器。由此，可控制从功率放大器观察到的可变阻抗变换电路的输入阻抗，电力效率提高。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开平9-284061号公报
近年来，在搭载于移动电话等的包含功率放大器的通信模块中，要求对2G(第二代移动通信系统)、3G(第三代移动通信系统)以及4G(第四代移动通信系统)等多个通信方式(模式)、以及在这些各通信方式中使用的多个频带(频段)的信号进行应对。但是，在专利文献1公开的结构中，需要具备与通信方式、频带相应的数目的功率放大器，存在导致电路规模的增大的问题。
发明内容
本发明是鉴于这样的情况而完成的，其目的在于，提供一种在抑制电路规模的增大的同时应对多个通信方式的通信模块。
为达成这样的目的，本发明的一个侧面涉及的通信模块具备：功率放大器，将第一通信方式或第二通信方式的发送信号放大，并将放大信号输出到信号路径；开关电路，根据与发送信号的通信方式相应地供给的控制信号，将放大信号切换输出到第一通信方式或第二通信方式用的信号路径；以及阻抗匹配电路，设置在功率放大器与开关电路之间，包含第一可变电容元件，根据发送信号的通信方式对第一可变电容元件的电容值进行控制。
根据本发明，能够提供一种在抑制电路规模的增大的同时应对多个通信方式的通信模块。
附图说明
图1是示出本发明的第一实施方式涉及的通信模块的结构例的图。
图2A是示出本发明的第一实施方式涉及的通信模块中的功率放大器的输出阻抗的轨迹的说明图。
图2B是用于说明图2A所示的史密斯图的说明图。
图3是示出本发明的第一实施方式涉及的通信模块中的匹配电路的结构例的图。
图4是示出本发明的第一实施方式涉及的通信模块中的功率放大器的输出阻抗的轨迹的说明图。
图5是示出本发明的第二实施方式涉及的通信模块中的匹配电路的结构例的图。
图6是示出本发明的第三实施方式涉及的通信模块中的匹配电路的结构例的图。
图7是示出本发明的第三实施方式涉及的通信模块中的功率放大器的输出阻抗的轨迹的说明图。
图8是示出本发明的第三实施方式涉及的通信模块中的通过特性的仿真结果的一个例子的曲线图。
符号说明
100、100A～100C：通信模块，10：功率放大器，20、20A～20C：匹配电路，30：频段切换开关，32A～32C：芯片，40a～40c：双工器，42d：滤波器电路，50：天线开关，60：天线，300：LC串联谐振电路，310A～310C：LPF，L1～L4：电感器，C1～C5：电容元件，Ccont1、Ccont2：可变电容元件。
具体实施方式
以下，参照附图对本发明的实施方式进行详细说明。另外，对于相同要素标注相同附图标记，并省略重复的说明。
图1是示出本发明的第一实施方式涉及的通信模块的结构例的图。通信模块100例如在移动电话等移动体通信机中用于与基站之间收发声音、数据等各种信号。通信模块100应对射频(RF：Radio Frequency)的多个频带(多频段)。此外，通信模块100应对2G(第二代移动通信系统)、3G(第三代移动通信系统)以及4G(第四代移动通信系统)等多个通信方式(多模)。另外，通信模块100所应对的通信方式不限于此，例如，也可以应对5G(第五代移动通信系统)等。此外，通信模块100也可以应对载波聚合。
如图1所示，通信模块100具备功率放大器10、匹配电路20、频段切换开关30、双工器40a、40b、40c、滤波器电路42d、天线开关50以及天线60。作为例子，图1所示的通信模块100具备应对3G或4G(第一通信方式)的3个频段Band-a、Band-b、Band-c的信号路径和应对2G(第二通信方式)的一个频段Band-d的信号路径。该频段数是一个例子，2G、3G或4G的频段数不限于此。
功率放大器(PA：Power Amplifier)10将输入的发送信号RFin的功率放大至发送到基站所需的电平，并输出放大信号RFamp。在本实施方式中，3G或4G的3个频段Band-a、Band-b、Band-c和2G的一个频段Band-d的发送信号由同一功率放大器10进行放大。功率放大器10没有特别限定，例如，可以是异质结双极晶体管(HBT：Hetero junction BipolarTransistor)等双极晶体管，或者也可以是MOSFET(Metal-oxide-semiconductor FieldEffect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)等场效应晶体管。另外，功率放大器10的级数没有特别限制，可以由两级以上的功率放大器构成。
匹配电路20(阻抗匹配电路)设置在功率放大器10与频段切换开关30之间，对两者的阻抗进行匹配。具体地，功率放大器10的输出端子处的输出阻抗例如为几Ω左右，天线60的输入阻抗为几十Ω左右(例如，50Ω左右)。因此，匹配电路20将功率放大器10的输出端子的输出阻抗变换至几十Ω左右。后面对匹配电路20的结构进行详细说明。
频段切换开关30(开关电路)被从外部供给与输入的放大信号RFamp的模式以及频段相应的控制信号Scont，并根据该控制信号Scont将放大信号RFamp切换输出到2G、3G或4G用的信号路径。
双工器40a、40b、40c设置在频段切换开关30的后级的3G或4G用的信号路径上，分别应对频段Band-a、Band-b、Band-c。例如，双工器40a将从频段切换开关30供给的3G或4G的发送信号输出到天线开关50。此外，双工器40a将从天线开关50供给的3G或4G的接收信号输出到接收电路。另外，对于接收电路，将省略说明。双工器40a例如使用使频段Band-a的接收频率或发送频率的基波通过并使高次谐波衰减的低通滤波器(LPF：Low Pass Filter)、带通滤波器(BPF：Band Pass Filter)等构成。另外，关于双工器40b、40c，因为与双工器40a相同，所以省略详细的说明。此外，关于从双工器40a、40b、40c到天线开关50的信号路径，可以像双工器40a、40b那样在不同的频段间共用一个信号路径，也可以像双工器40c那样具有频段单独的信号路径。
滤波器电路42d设置在频段切换开关30的后级的2G用的信号路径上，并应对频段Band-d。滤波器电路42d将从频段切换开关30供给的2G的发送信号输出到天线开关50。滤波器电路42d例如可以是陷波滤波器等。
天线开关50将输入的发送信号或接收信号根据模式以及频段而切换输出到各信号路径。天线60在便携式终端与基站之间进行发送信号或接收信号的收发。
另外，在通信模块100中，例如可以是，从功率放大器10到天线开关50的构成要素搭载在同一模块，天线60形成在另一个基板。接着，参照图2A以及图2B对功率放大器10的输出阻抗进行说明。
图2A是示出本发明的第一实施方式涉及的通信模块中的功率放大器的输出阻抗的轨迹的说明图，图2B是用于说明图2A所示的史密斯图的说明图。图2A示出如下情况下的功率放大器10的输出阻抗的轨迹200，该情况是，在图1所示的通信模块100中，假设匹配电路20的元件常数恒定，使发送信号的频率从699MHz(应对3G或4G的极低频段)变化为915MHz(应对2G、3G或4G的低频段)。另外，在图2A所示的史密斯图中，用功率放大器10的所希望的输出阻抗进行了归一化，点202与699MHz对应，点204与915MHz对应，圆206示出功率放大器10的输出阻抗的目标值。此外，该轨迹示出如图2B所示地考虑了到匹配电路20为止的构成要素的情况，并未考虑匹配电路20的后级的构成要素(例如，双工器等)的影响。
如图2A所示，功率放大器10的输出阻抗具有频率特性。例如，虽然点204包含于示出目标值的圆206的内部，但是点202未被包含。即，该条件下的功率放大器10在2G、3G或4G的低频段的信号的情况下可得到所希望的特性，但是在3G或4G的极低频段的信号的情况下，输出阻抗脱离目标值，得不到所希望的特性。因此，若假设匹配电路20的元件常数恒定，则通信模块需要具备适合于每个频段的多个功率放大器。在这一方面，在本实施方式中，通过根据信号的模式以及频段对匹配电路20具备的元件常数进行控制，从而能够使功率放大器10的输出阻抗偏移而接近目标值。接着，以下对匹配电路20的结构进行详细说明。
图3是示出本发明的第一实施方式涉及的通信模块中的匹配电路的结构例的图。图3所示的通信模块100A具备功率放大器10、匹配电路20A、频段切换开关30、电感器L1以及电容元件C1。另外，在图3中，只示出了通信模块100A具备的结构中的与功率放大器10、匹配电路20A以及频段切换开关30相关的结构，对于其它结构，省略了图示。此外，对于与通信模块100相同的要素标注了相同的附图标记，并省略了说明。
电感器L1的一端被供给电源电压Vcc，另一端与功率放大器10的输出端子连接。电感器L1是抑制发送信号RFin向电源电路泄漏的扼流电感器。电容元件C1是使电源电压Vcc稳定化的去耦电容器。
匹配电路20A具备电感器L2、L3、L4、电容元件C2、C3、C4、C5以及可变电容元件Ccont1。
电容元件C2以及电感器L2构成LC串联谐振电路300。具体地，电容元件C2以及电感器L2串联连接，电容元件C2的一端与功率放大器10的输出端子连接，电感器L2的一端接地。LC串联谐振电路300的各元件的常数确定为使该LC串联谐振电路的谐振频率成为发送信号RFin的高次谐波(例如，二次谐波或三次谐波等)的频率。由此，在LC串联谐振电路300中，发送信号RFin的高次谐波被短路，可抑制噪声的产生。另外，通信模块100A也可以不具备LC串联谐振电路300。
电容元件C3、C4以及电感器L3(第一电感器)构成π型的LPF310A。具体地，电容元件C3、C4并联于功率放大器10的输出端子与频段切换开关30之间的信号路径，电感器L3串联连接于电容元件C3与电容元件C4之间的信号路径。另外，匹配电路20A具备的滤波器电路不限于LPF310A那样的π型，例如，也可以是L型或T型。此外，也可以是BPF或高通滤波器(HPF：High Pass Filter)等其它滤波器电路。
电感器L4(第二电感器)与电容元件C4(第一电容元件)串联连接。即，电感器L4的一端与电容元件C4的一端连接，另一端接地。电容元件C4以及电感器L4与上述的LC串联谐振电路300同样地，构成并联于信号路径的LC串联谐振电路，将发送信号RFin的高次谐波短路。
可变电容元件Ccont1(第一可变电容元件)在功率放大器10与频段切换开关30之间且在该频段切换开关30侧并联于信号路径。即，可变电容元件Ccont1的一端与电容元件C5的一端连接，另一端接地。在通信模块100A中，可变电容元件Ccont1是电容值可控制的数字控制电容(DTC：Digitally Tunable Capacitor)。DTC根据供给的控制信号例如以8bit对电容值进行切换。在本实施方式中，可变电容元件Ccont1根据发送信号RFin的模式以及频段来控制电容值。例如，在发送信号RFin为2G的情况下，可变电容元件Ccont1的电容值被控制为比较大的值，在发送信号RFin为3G或4G的情况下，可变电容元件Ccont1的电容值被控制为比较小的值。此外，在发送信号RFin的频率比较低的情况下(第一频带)，可变电容元件Ccont1的电容值被控制为比较大的值(第一值)，在发送信号RFin的频率比较高的情况下(第二频带)，可变电容元件Ccont1的电容值被控制为比较小的值(第二值)。像这样，在通信模块100A中，通过对匹配电路20A具备的可变电容元件Ccont1的电容值进行控制，从而能够根据发送信号RFin的模式以及频段对功率放大器10的输出阻抗进行调整。另外，在本实施方式中，可变电容元件Ccont1形成在形成有频段切换开关30的芯片32A。由此，可变电容元件Ccont1通过供给到该芯片32A的控制信号Scont来控制电容值。
此外，可变电容元件Ccont1与功率放大器10的输出端子(例如，在功率放大器10由HBT构成的情况下，为HBT的集电极)不直接连接。另外，所谓“不直接连接”，是指存在串联连接于功率放大器10的输出端子与可变电容元件Ccont1的一端之间的元件。例如，在本实施方式中，在功率放大器10的输出端子与可变电容元件Ccont1的一端之间串联连接有电感器L3以及电容元件C5。
在此，若假设可变电容元件与功率放大器的输出端子直接连接，则变成可变电容元件插入在阻抗比较低的区域中。一般来说，可变电容元件与通常的电容元件相比Q值低，且插入损耗大。因此，若可变电容元件与功率放大器的输出端子直接连接，则由于由可变电容元件造成的插入损耗，可能产生功率附加效率的恶化、输出功率的减少。另一方面，在本实施方式中，可变电容元件Ccont1与功率放大器10的输出端子不直接连接。即，可变电容元件Ccont1被插入比功率放大器10的输出端子附近处的阻抗(例如，几Ω左右)高的阻抗(几十Ω左右)的区域中。因此，与可变电容元件直接连接在功率放大器的输出端子的结构相比，在通信模块100A中，由可变电容元件Ccont1造成的插入损耗减少，能够抑制功率附加效率的恶化以及输出功率的减少。
通过上述的结构，通信模块100A通过对匹配电路20A具备的可变电容元件Ccont1的电容值进行控制，从而能够根据发送信号RFin的模式以及频段对功率放大器10的输出阻抗进行调整。由此，能够在不具备适合于不同的模式以及频段中的每一个的功率放大器的情况下，通过一个功率放大器应对不同的模式以及频段。因此，与具备多个功率放大器的结构相比，能够谋求抑制电路规模的增大。
此外，在通信模块100A中，可变电容元件Ccont1与功率放大器10的输出端子不直接连接。因此，与可变电容元件直接连接在功率放大器的输出端子的结构相比，由可变电容元件造成的插入损耗减少，能够谋求抑制功率附加效率的恶化以及输出功率的减少。
进而，在本实施方式中，可变电容元件Ccont1形成在形成有频段切换开关30的芯片32A。由此，使用用于切换频段切换开关30的控制信号Scont还能够控制可变电容元件Ccont1的电容值。因此，容易从不包含可变电容元件Ccont1的结构进行设计变更。
另外，匹配电路20A具备的可变电容元件不限于一个。例如，匹配电路20A也可以是代替可变电容元件Ccont1而具备并联连接的两个可变电容元件的结构。与具备一个可变电容元件的结构相比，在该具备两个可变电容元件的结构中，可变电容元件的合成电阻降低，因此能够进一步抑制插入损耗的影响。
图4是示出本发明的第一实施方式涉及的通信模块中的功率放大器的输出阻抗的轨迹的说明图。图4示出在通信模块100A中将匹配电路20A具备的可变电容元件Ccont1的电容值控制为4种的情况下的输出阻抗的轨迹。另外，与图2A以及图2B所示的例子同样地，该轨迹未考虑匹配电路20A的后级的构成要素的影响。此外，图4示出在使发送信号的频率从699MHz变化为915MHz的情况下(从点404到点406，或从点408到点410)用功率放大器10的所希望的输出阻抗进行了归一化的轨迹。
如图4所示，功率放大器10的输出阻抗根据可变电容元件Ccont1的电容值而具有从轨迹400到轨迹402的宽度。具体地，伴随着可变电容元件Ccont1的电容值的增大，功率放大器10的输出阻抗从轨迹400变换为轨迹402。因此，例如，如果调整可变电容元件Ccont1的电容值，使得在发送信号为低频段的情况下，成为轨迹400，在发送信号为极低频段的情况下，成为轨迹402，则能够在两个频段中使输出阻抗接近目标值。即，可知，在通信模块100A中，对于多个频段的信号，能够使一个功率放大器以所希望的特性进行动作。
图5是示出本发明的第二实施方式涉及的通信模块中的匹配电路的结构例的图。另外，对于与通信模块100A相同的要素标注相同的附图标记，并省略说明。此外，在该实施方式以后，省略关于与上述的实施方式共同的事项的记述，仅对不同点进行说明。特别是，对于基于同样的结构的同样的作用效果，将不在每个实施方式中依次提及。
图5所示的匹配电路20B与图3所示的匹配电路20A相比，LPF的结构不同。具体地，LPF310B还具备可变电容元件Ccont2。
可变电容元件Ccont2与可变电容元件Ccont1同样地，在功率放大器10与频段切换开关30之间并联于信号路径。像这样，在通信模块100B中，通过具备两个可变电容元件，从而与通信模块100A相比，可调整的阻抗的区域更宽。
此外，在本实施方式中，也与通信模块100A同样地，可变电容元件Ccont2与功率放大器10的输出端子不直接连接。即，在功率放大器10的输出端子与可变电容元件Ccont2的一端之间串联连接有电感器L3。因此，与可变电容元件直接连接在功率放大器的输出端子的结构相比，由可变电容元件Ccont2造成的插入损耗减少，能够抑制功率附加效率的恶化以及输出功率的减少。
进而，可变电容元件Ccont2与可变电容元件Ccont1同样地形成在形成有频段切换开关30的芯片32B。由此，使用用于切换频段切换开关30的控制信号Scont还能够控制可变电容元件Ccont1、Ccont2的电容值。因此，容易从不包含可变电容元件Ccont1、Ccont2的结构进行设计变更。
图6是示出本发明的第三实施方式涉及的通信模块中的匹配电路的结构例的图。另外，对于与通信模块100B相同的要素标注相同的附图标记，并省略说明。
图6所示的匹配电路20C与图5所示的匹配电路20B相比，LPF的结构不同。具体地，在LPF310C中，可变电容元件Ccont2(第二可变电容元件)与电容元件C4并联连接。像这样，形成在芯片32C的可变电容元件Ccont2的一端与电容元件C4的另一端连接，另一端可以与芯片32C的接地端子连接(参照图5)，或者也可以与芯片32C的外部连接(参照图6)。由此，能够对由电容元件C4以及电感器L4构成的LC串联谐振电路的谐振频率进行调整。具体地，例如，若增大可变电容元件Ccont2的电容值，则谐振频率降低，若减小可变电容元件Ccont2的电容值，则谐振频率上升。像这样，在通信模块100C中，除了功率放大器10的输出阻抗的调整以外，还能够调整发送信号RFin的高次谐波的衰减极。
图7是示出本发明的第三实施方式涉及的通信模块中的功率放大器的输出阻抗的轨迹的说明图。图7示出在通信模块100C中将匹配电路20C具备的可变电容元件Ccont1、Ccont2的电容值控制为4种的情况下的输出阻抗的轨迹。另外，与图4所示的例子同样地，该轨迹未考虑匹配电路20C的后级的构成要素的影响。此外，图7示出在使发送信号的频率从699MHz变化为915MHz的情况下用功率放大器10的所希望的输出阻抗进行了归一化的轨迹。
如图7所示，功率放大器10的输出阻抗根据可变电容元件Ccont1、Ccont2的电容值具有从轨迹700到轨迹702的宽度。即，在通信模块100C中，对于多个频段的信号，能够使一个功率放大器以所希望的特性进行动作。
图8是示出本发明的第三实施方式涉及的通信模块中的通过特性的仿真结果的一个例子的曲线图。该曲线图示出与图7同样地将可变电容元件Ccont1、Ccont2的电容值控制为4种情况下的、从功率放大器10到频段切换开关30的通过特性，纵轴示出通过特性(dB)，横轴示出发送信号RFin的频率(GHz)。
如图8所示，通过可变电容元件Ccont2的电容值的控制，能够在2.5GHz～2.9GHz左右的宽度中对发送信号的高次谐波(在图8所示的例子中，为三次谐波)附近的信号的衰减极进行调整(参照图8箭头)。根据该曲线图也可知，通过可变电容元件Ccont2的电容值的控制，能够调整衰减极。
以上，对本发明的例示性的实施方式进行了说明。在通信模块100A～100C中，匹配电路20A～20C具备可变电容元件Ccont1，并根据发送信号RFin的模式对可变电容元件Ccont1的电容值进行控制。由此，能够根据发送信号RFin的模式对功率放大器10的输出阻抗进行调整。因此，在通信模块100A～100C中，能够通过一个功率放大器10来应对不同的模式，与具备多个功率放大器的结构相比，能够谋求抑制电路规模的增大。
此外，在通信模块100A～100C中，根据发送信号RFin的频段对可变电容元件Ccont1的电容值进行控制。由此，能够根据发送信号RFin的频段对功率放大器10的输出阻抗进行调整。因此，在通信模块100A～100C中，能够通过一个功率放大器10来应对不同的频段，与具备多个功率放大器的结构相比，能够谋求抑制电路规模的增大。
此外，在通信模块100A～100C中，可变电容元件Ccont1并联于功率放大器10与频段切换开关30之间的信号路径，并与功率放大器10的输出端子不直接连接。由此，与可变电容元件直接连接在功率放大器的输出端子的结构相比，由可变电容元件造成的插入损耗减少。因此，能够谋求抑制通信模块的功率附加效率的恶化以及输出功率的减少。
此外，匹配电路20A～20C具备串联连接于功率放大器10的输出端子与可变电容元件Ccont1之间的电感器L3。由此，匹配电路20A～20C成为可变电容元件Ccont1与功率放大器10的输出端子不直接连接的结构。
此外，在通信模块100A～100C中，在发送信号RFin的频率低的情况下，可变电容元件Ccont1的电容值被控制为大的值，在频率高的情况下，可变电容元件Ccont1的电容值被控制为小的值。由此，即使发送信号的频段不同，也能够使功率放大器10的输出阻抗接近目标值。因此，对于多个频段的信号，能够使一个功率放大器以所希望的特性进行动作。
此外，在通信模块100A～100C中，可变电容元件Ccont1是形成在形成有频段切换开关30的芯片的数字控制电容。由此，使用用于切换频段切换开关30的控制信号Scont，还能够控制可变电容元件Ccont1的电容值。因此，容易从不包含可变电容元件Ccont1的结构进行设计变更。
此外，匹配电路20C具备并联于功率放大器10与频段切换开关30之间的信号路径的电容元件C4、与该电容元件C4串联连接的电感器L4、以及与该电容元件C4并联连接的可变电容元件Ccont2。由此，能够对由电容元件C4以及电感器L4构成的LC串联谐振电路的谐振频率进行调整。因此，在通信模块100C中，除了功率放大器10的输出阻抗的调整以外，还能够对发送信号RFin的高次谐波的衰减极进行调整。
此外，在通信模块100C中，可变电容元件Ccont2是形成在形成有频段切换开关30的芯片的数字控制电容。由此，使用用于切换频段切换开关30的控制信号Scont，还能够控制可变电容元件Ccont2的电容值。因此，容易从不包含可变电容元件Ccont2的结构进行设计变更。
此外，通信模块100、100A～100C的结构没有特别限定，例如，也可以在频段切换开关30的后级具备3G或4G模式用的双工器40a～40c和2G模式用的滤波器电路42d。
以上说明的各实施方式是用于使本发明的理解变得容易的实施方式，并不用于对本发明进行限定解释。本发明能够在不脱离其主旨的情况下进行变更或改良，并且本发明还包括其等价物。即，关于本领域技术人员对各实施方式进行了适当的设计变更的实施方式，只要具备本发明的特征，就包含于本发明的范围。例如，各实施方式具备的各要素及其配置、材料、条件、形状、尺寸等并不限于例示的各要素及其配置、材料、条件、形状、尺寸等，能够进行适当变更。此外，只要技术上可行，就能够对各实施方式具备的各要素进行组合，关于对它们进行了组合的实施方式，只要包含本发明的特征，就包含于本发明的范围。

Claims (9)

1.一种通信模块，具备：
功率放大器，将第一通信方式或第二通信方式的发送信号放大，并将放大信号输出到信号路径；
开关电路，根据与所述发送信号的通信方式相应地供给的控制信号，将所述放大信号切换输出到所述第一通信方式或所述第二通信方式用的信号路径；以及
阻抗匹配电路，设置在所述功率放大器与所述开关电路之间，包含第一可变电容元件，
根据所述发送信号的通信方式对所述第一可变电容元件的电容值进行控制。
2.根据权利要求1所述的通信模块，其中，
根据所述发送信号的频带对所述第一可变电容元件的电容值进行控制。
3.根据权利要求1或2所述的通信模块，其中，
所述第一可变电容元件并联于所述功率放大器与所述开关电路之间的信号路径，且与所述功率放大器的输出端子不直接连接。
4.根据权利要求3所述的通信模块，其中，
所述阻抗匹配电路还具备串联连接于所述功率放大器的输出端子与所述第一可变电容元件之间的信号路径的第一电感器。
5.根据权利要求1至4中的任一项所述的通信模块，其中，
在所述发送信号为第一频带的情况下，所述第一可变电容元件的电容值被控制为第一值，在所述发送信号为频率比所述第一频带高的第二频带的情况下，所述第一可变电容元件的电容值被控制为比所述第一值小的第二值。
6.根据权利要求1至5中的任一项所述的通信模块，其中，
所述第一可变电容元件形成在形成有所述开关电路的芯片，
所述第一可变电容元件是根据所述控制信号来控制电容值的数字控制电容。
7.根据权利要求1至6中的任一项所述的通信模块，其中，
所述阻抗匹配电路还具备：
LC串联谐振电路，并联于所述功率放大器与所述开关电路之间的信号路径，包含串联连接的第一电容元件和第二电感器；以及
第二可变电容元件，与所述第一电容元件并联连接。
8.根据权利要求7所述的通信模块，其中，
所述第二可变电容元件形成在形成有所述开关电路的芯片，
所述第二可变电容元件是根据所述控制信号来控制电容值的数字控制电容。
9.根据权利要求1至8中的任一项所述的通信模块，其中，
所述通信模块还具备：
双工器，是所述开关电路的后级，设置在所述第一通信方式用的信号路径上；以及
滤波器电路，是所述开关电路的后级，设置在所述第二通信方式用的信号路径上，
所述第一通信方式包含3G模式或4G模式，
所述第二通信方式包含2G模式。
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