TWI654831B - 通訊模組 - Google Patents
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Abstract
本發明提供一種在抑制電路規模的增大的同時應對複數個通訊方式的通訊模組。通訊模組具備：功率放大器，將第一通訊方式或第二通訊方式的發送訊號放大，並將放大訊號輸出到訊號路徑；開關電路，根據與發送訊號的通訊方式相應地供給的控制訊號，將放大訊號切換輸出到第一通訊方式或第二通訊方式用的訊號路徑；以及阻抗匹配電路，設置在功率放大器與開關電路之間，包含第一可變電容元件，根據發送訊號的通訊方式對第一可變電容元件的電容值進行控制。
Description
本發明涉及通訊模組。
在行動電話等移動體通訊機中，使用用於放大發送訊號的功率放大器裝置。例如，在專利文獻1公開了在功率放大器的後級具備可變阻抗變換電路的功率放大器裝置。該可變阻抗變換電路包含根據發送訊號的輸出位準進行控制的開關電路和與該開關電路串聯連接的電容器。由此，可控制從功率放大器觀察到的可變阻抗變換電路的輸入阻抗，電力效率提高。
在先技術文獻
專利文獻
專利文獻1：日本特開平9-284061號公報
近年來，在搭載於行動電話等的包含功率放大器的通訊模組中，要求對2G(第二代移動通訊系統)、3G(第三代移動通訊系統)以及4G(第四代移動通訊系統)等複數個通訊方式(模式)、以及在這些各通訊方式中使用的複數個頻帶(頻段)的訊號進行應對。但是，在專利文獻1公開的結構中，需要具備與通訊方式、頻帶相應的數目的功率放大器，存在導致電路規模的增大的問題。
本發明是鑒於這樣的情況而完成的，其目的在於，提供一種在抑制電路規模的增大的同時應對複數個通訊方式的通訊模組。
為達成這樣的目的，本發明的另一面涉及的通訊模組具備：功率放大器，將第一通訊方式或第二通訊方式的發送訊號放大，並將放大訊號輸出到訊號路徑；開關電路，根據與發送訊號的通訊方式相應地供給的控制訊號，將放大訊號切換輸出到第一通訊方式或第二通訊方式用的訊號路徑；以及阻抗匹配電路，設置在功率放大器與開關電路之間，包含第一可變電容元件，根據發送訊號的通訊方式對第一可變電容元件的電容值進行控制。
根據本發明，能夠提供一種在抑制電路規模的增大的同時應對複數個通訊方式的通訊模組。
100、100A~100C‧‧‧通訊模組
10‧‧‧功率放大器
20、20A~20C‧‧‧匹配電路
30‧‧‧頻段切換開關
32A~32C‧‧‧晶片
40a~40c‧‧‧雙工器
42d‧‧‧濾波器電路
50‧‧‧天線開關
60‧‧‧天線
300‧‧‧LC串聯共振電路
310A~310C：LPF，L1~L4‧‧‧電感器
C1~C5‧‧‧電容元件
Ccont1、Ccont2‧‧‧可變電容元件
圖1是示出本發明的第一實施方式涉及的通訊模組的結構例的圖。
圖2A是示出本發明的第一實施方式涉及的通訊模組中的功率放大器的輸出阻抗的軌跡的說明圖。
圖2B是用於說明圖2A所示的史密斯圖的說明圖。
圖3是示出本發明的第一實施方式涉及的通訊模組中的匹配電路的結構例的圖。
圖4是示出本發明的第一實施方式涉及的通訊模組中的功率放大器的輸出阻抗的軌跡的說明圖。
圖5是示出本發明的第二實施方式涉及的通訊模組中的匹配電路的結構例的圖。
圖6是示出本發明的第三實施方式涉及的通訊模組中的匹配電路的結構例 的圖。
圖7是示出本發明的第三實施方式涉及的通訊模組中的功率放大器的輸出阻抗的軌跡的說明圖。
圖8是示出本發明的第三實施方式涉及的通訊模組中的通過特性的模擬結果的一個例子的曲線圖。
以下，參照附圖對本發明的實施方式進行詳細說明。另外，對於相同要素標註相同附圖標記，並省略重複的說明。
圖1是示出本發明的第一實施方式涉及的通訊模組的結構例的圖。通訊模組100例如在行動電話等移動體通訊機中用於與基地台之間收發聲音、資料等各種訊號。通訊模組100應對射頻(RF：Radio Frequency)的複數個頻帶(多頻段)。此外，通訊模組100應對2G(第二代移動通訊系統)、3G(第三代移動通訊系統)以及4G(第四代移動通訊系統)等複數個通訊方式(多模)。另外，通訊模組100所應對的通訊方式不限於此，例如，也可以應對5G(第五代移動通訊系統)等。此外，通訊模組100也可以應對載波聚合。
如圖1所示，通訊模組100具備功率放大器10、匹配電路20、頻段切換開關30、雙工器40a、40b、40c、濾波器電路42d、天線開關50以及天線60。作為例子，圖1所示的通訊模組100具備應對3G或4G(第一通訊方式)的3個頻段Band-a、Band-b、Band-c的訊號路徑和應對2G(第二通訊方式)的一個頻段Band-d的訊號路徑。該頻段數是一個例子，2G、3G或4G的頻段數不限於此。
功率放大器(PA：Power Amplifier)10將輸入的發送訊號RFin的功率放大至發送到基地台所需的位準，並輸出放大訊號RFamp。在本實施方 式中，3G或4G的3個頻段Band-a、Band-b、Band-c和2G的一個頻段Band-d的發送訊號由同一功率放大器10進行放大。功率放大器10沒有特別限定，例如，可以是異質接面雙極性電晶體(HBT：Hetero junction Bipolar Transistor)等雙極性電晶體，或者也可以是MOSFET(Metal-oxide-semiconductor Field Effect Transistor：金屬氧化物半導體場效電晶體)等場效電晶體。另外，功率放大器10的級數沒有特別限制，可以由兩級以上的功率放大器構成。
匹配電路20(阻抗匹配電路)設置在功率放大器10與頻段切換開關30之間，對兩者的阻抗進行匹配。具體地，功率放大器10的輸出端子處的輸出阻抗例如為幾Ω左右，天線60的輸入阻抗為幾十Ω左右(例如，50Ω左右)。因此，匹配電路20將功率放大器10的輸出端子的輸出阻抗變換至幾十Ω左右。後面對匹配電路20的結構進行詳細說明。
頻段切換開關30(開關電路)被從外部供給與輸入的放大訊號RFamp的模式以及頻段相應的控制訊號Scont，並根據該控制訊號Scont將放大訊號RFamp切換輸出到2G、3G或4G用的訊號路徑。
雙工器40a、40b、40c設置在頻段切換開關30的後級的3G或4G用的訊號路徑上，分別應對頻段Band-a、Band-b、Band-c。例如，雙工器40a將從頻段切換開關30供給的3G或4G的發送訊號輸出到天線開關50。此外，雙工器40a將從天線開關50供給的3G或4G的接收訊號輸出到接收電路。另外，對於接收電路，將省略說明。雙工器40a例如使用使頻段Band-a的接收頻率或發送頻率的基波通過並使高次諧波衰減的低通濾波器(LPF：Low Pass Filter)、帶通濾波器(BPF：Band Pass Filter)等構成。另外，關於雙工器40b、40c，因為與雙工器40a相同，所以省略詳細的說明。此外，關於從雙工器40a、40b、40c到天線開關50的訊號路徑，可以像雙工器40a、40b那樣在不同的頻段間共用一個訊號路徑，也可以像雙工器40c那樣具有頻段單獨的訊號路徑。
濾波器電路42d設置在頻段切換開關30的後級的2G用的訊號路徑上，並應對頻段Band-d。濾波器電路42d將從頻段切換開關30供給的2G的發送訊號輸出到天線開關50。濾波器電路42d例如可以是陷波濾波器等。
天線開關50將輸入的發送訊號或接收訊號根據模式以及頻段而切換輸出到各訊號路徑。天線60在可擕式終端與基地台之間進行發送訊號或接收訊號的收發。
另外，在通訊模組100中，例如可以是，從功率放大器10到天線開關50的構成要素搭載在同一模組，天線60形成在另一個基板。接著，參照圖2A以及圖2B對功率放大器10的輸出阻抗進行說明。
圖2A是示出本發明的第一實施方式涉及的通訊模組中的功率放大器的輸出阻抗的軌跡的說明圖，圖2B是用於說明圖2A所示的史密斯圖的說明圖。圖2A示出如下情況下的功率放大器10的輸出阻抗的軌跡200，該情況是，在圖1所示的通訊模組100中，假設匹配電路20的元件常數恒定，使發送訊號的頻率從699MHz(應對3G或4G的極低頻段)變化為915MHz(應對2G、3G或4G的低頻段)。另外，在圖2A所示的史密斯圖中，用功率放大器10的所希望的輸出阻抗進行了正規化，點202與699MHz對應，點204與915MHz對應，圓206示出功率放大器10的輸出阻抗的目標值。此外，該軌跡示出如圖2B所示地考慮了到匹配電路20為止的構成要素的情況，並未考慮匹配電路20的後級的構成要素(例如，雙工器等)的影響。
如圖2A所示，功率放大器10的輸出阻抗具有頻率特性。例如，雖然點204包含於示出目標值的圓206的內部，但是點202未被包含。即，該條件下的功率放大器10在2G、3G或4G的低頻段的訊號的情況下可得到所希望的特性，但是在3G或4G的極低頻段的訊號的情況下，輸出阻抗脫離目標值，得不到所希望的特性。因此，若假設匹配電路20的元件常數恒定，則通訊模組需 要具備適合於每個頻段的複數個功率放大器。在這一方面，在本實施方式中，藉由根據訊號的模式以及頻段對匹配電路20具備的元件常數進行控制，從而能夠使功率放大器10的輸出阻抗偏移而接近目標值。接著，以下對匹配電路20的結構進行詳細說明。
圖3是示出本發明的第一實施方式涉及的通訊模組中的匹配電路的結構例的圖。圖3所示的通訊模組100A具備功率放大器10、匹配電路20A、頻段切換開關30、電感器L1以及電容元件C1。另外，在圖3中，只示出了通訊模組100A具備的結構中的與功率放大器10、匹配電路20A以及頻段切換開關30相關的結構，對於其它結構，省略了圖示。此外，對於與通訊模組100相同的要素標註了相同的附圖標記，並省略了說明。
電感器L1的一端被供給電源電圧Vcc，另一端與功率放大器10的輸出端子連接。電感器L1是抑制發送訊號RFin向電源電路洩漏的扼流電感器。電容元件C1是使電源電圧Vcc穩定化的去耦電容器。
匹配電路20A具備電感器L2、L3、L4、電容元件C2、C3、C4、C5以及可變電容元件Ccont1。
電容元件C2以及電感器L2構成LC串聯共振電路300。具體地，電容元件C2以及電感器L2串聯連接，電容元件C2的一端與功率放大器10的輸出端子連接，電感器L2的一端接地。LC串聯共振電路300的各元件的常數確定為使該LC串聯共振電路的共振頻率成為發送訊號RFin的高次諧波(例如，二次諧波或三次諧波等)的頻率。由此，在LC串聯共振電路300中，發送訊號RFin的高次諧波被短路，可抑制雜訊的產生。另外，通訊模組100A也可以不具備LC串聯共振電路300。
電容元件C3、C4以及電感器L3(第一電感器)構成π型的LPF310A。具體地，電容元件C3、C4分流連接於功率放大器10的輸出端子與頻 段切換開關30之間的訊號路徑，電感器L3串聯連接於電容元件C3與電容元件C4之間的訊號路徑。另外，匹配電路20A具備的濾波器電路不限於LPF310A那樣的π型，例如，也可以是L型或T型。此外，也可以是BPF或高通濾波器(HPF：High Pass Filter)等其它濾波器電路。
電感器L4(第二電感器)與電容元件C4(第一電容元件)串聯連接。即，電感器L4的一端與電容元件C4的一端連接，另一端接地。電容元件C4以及電感器L4與上述的LC串聯共振電路300同樣地，構成分流連接於訊號路徑的LC串聯共振電路，將發送訊號RFin的高次諧波短路。
可變電容元件Ccont1(第一可變電容元件)在功率放大器10與頻段切換開關30之間且在該頻段切換開關30側分流連接於訊號路徑。即，可變電容元件Ccont1的一端與電容元件C5的一端連接，另一端接地。在通訊模組100A中，可變電容元件Ccont1是電容值可控制的數位控制電容(DTC：Digitally Tunable Capacitor)。DTC根據供給的控制訊號例如以8bit對電容值進行切換。在本實施方式中，可變電容元件Ccont1根據發送訊號RFin的模式以及頻段來控制電容值。例如，在發送訊號RFin為2G的情況下，可變電容元件Ccont1的電容值被控制為比較大的值，在發送訊號RFin為3G或4G的情況下，可變電容元件Ccont1的電容值被控制為比較小的值。此外，在發送訊號RFin的頻率比較低的情況下(第一頻帶)，可變電容元件Ccont1的電容值被控制為比較大的值(第一值)，在發送訊號RFin的頻率比較高的情況下(第二頻帶)，可變電容元件Ccont1的電容值被控制為比較小的值(第二值)。像這樣，在通訊模組100A中，藉由對匹配電路20A具備的可變電容元件Ccont1的電容值進行控制，從而能夠根據發送訊號RFin的模式以及頻段對功率放大器10的輸出阻抗進行調整。另外，在本實施方式中，可變電容元件Ccont1形成在形成有頻段切換開關30的晶片32A。由此，可變電容元件Ccont1藉由供給到該晶片32A的控制訊 號Scont來控制電容值。
此外，可變電容元件Ccont1與功率放大器10的輸出端子(例如，在功率放大器10由HBT構成的情況下，為HBT的集電極)不直接連接。另外，所謂“不直接連接”，是指存在串聯連接於功率放大器10的輸出端子與可變電容元件Ccont1的一端之間的元件。例如，在本實施方式中，在功率放大器10的輸出端子與可變電容元件Ccont1的一端之間串聯連接有電感器L3以及電容元件C5。
在此，若假設可變電容元件與功率放大器的輸出端子直接連接，則變成可變電容元件插入在阻抗比較低的區域中。一般來說，可變電容元件與通常的電容元件相比Q值低，且插入損耗大。因此，若可變電容元件與功率放大器的輸出端子直接連接，則由於由可變電容元件造成的插入損耗，可能產生功率附加效率的惡化、輸出功率的減少。另一方面，在本實施方式中，可變電容元件Ccont1與功率放大器10的輸出端子不直接連接。即，可變電容元件Ccont1被插入比功率放大器10的輸出端子附近處的阻抗(例如，幾Ω左右)高的阻抗(幾十Ω左右)的區域中。因此，與可變電容元件直接連接在功率放大器的輸出端子的結構相比，在通訊模組100A中，由可變電容元件Ccont1造成的插入損耗減少，能夠抑制功率附加效率的惡化以及輸出功率的減少。
藉由上述的結構，通訊模組100A藉由對匹配電路20A具備的可變電容元件Ccont1的電容值進行控制，從而能夠根據發送訊號RFin的模式以及頻段對功率放大器10的輸出阻抗進行調整。由此，能夠在不具備適合於不同的模式以及頻段中的每一個的功率放大器的情況下，藉由一個功率放大器應對不同的模式以及頻段。因此，與具備複數個功率放大器的結構相比，能夠謀求抑制電路規模的增大。
此外，在通訊模組100A中，可變電容元件Ccont1與功率放大器 10的輸出端子不直接連接。因此，與可變電容元件直接連接在功率放大器的輸出端子的結構相比，由可變電容元件造成的插入損耗減少，能夠謀求抑制功率附加效率的惡化以及輸出功率的減少。
進而，在本實施方式中，可變電容元件Ccont1形成在形成有頻段切換開關30的晶片32A。由此，使用用於切換頻段切換開關30的控制訊號Scont還能夠控制可變電容元件Ccont1的電容值。因此，容易從不包含可變電容元件Ccont1的結構進行設計變更。
另外，匹配電路20A具備的可變電容元件不限於一個。例如，匹配電路20A也可以是代替可變電容元件Ccont1而具備並聯連接的兩個可變電容元件的結構。與具備一個可變電容元件的結構相比，在該具備兩個可變電容元件的結構中，可變電容元件的合成電阻降低，因此能夠進一步抑制插入損耗的影響。
圖4是示出本發明的第一實施方式涉及的通訊模組中的功率放大器的輸出阻抗的軌跡的說明圖。圖4示出在通訊模組100A中將匹配電路20A具備的可變電容元件Ccont1的電容值控制為4種的情況下的輸出阻抗的軌跡。另外，與圖2A以及圖2B所示的例子同樣地，該軌跡未考慮匹配電路20A的後級的構成要素的影響。此外，圖4示出在使發送訊號的頻率從699MHz變化為915MHz的情況下(從點404到點406，或從點408到點410)用功率放大器10的所希望的輸出阻抗進行了正規化的軌跡。
如圖4所示，功率放大器10的輸出阻抗根據可變電容元件Ccont1的電容值而具有從軌跡400到軌跡402的寬度。具體地，伴隨著可變電容元件Ccont1的電容值的增大，功率放大器10的輸出阻抗從軌跡400變換為軌跡402。因此，例如，如果調整可變電容元件Ccont1的電容值，使得在發送訊號為低頻段的情況下，成為軌跡400，在發送訊號為極低頻段的情況下，成為軌跡402， 則能夠在兩個頻段中使輸出阻抗接近目標值。即，可知，在通訊模組100A中，對於複數個頻段的訊號，能夠使一個功率放大器以所希望的特性進行動作。
圖5是示出本發明的第二實施方式涉及的通訊模組中的匹配電路的結構例的圖。另外，對於與通訊模組100A相同的要素標註相同的附圖標記，並省略說明。此外，在該實施方式以後，省略關於與上述的實施方式共同的事項的記述，僅對不同點進行說明。特別是，對於基於同樣的結構的同樣的作用效果，將不在每個實施方式中依次提及。
圖5所示的匹配電路20B與圖3所示的匹配電路20A相比，LPF的結構不同。具體地，LPF310B進一步具備可變電容元件Ccont2。
可變電容元件Ccont2與可變電容元件Ccont1同樣地，在功率放大器10與頻段切換開關30之間分流連接於訊號路徑。像這樣，在通訊模組100B中，藉由具備兩個可變電容元件，從而與通訊模組100A相比，可調整的阻抗的區域更寬。
此外，在本實施方式中，也與通訊模組100A同樣地，可變電容元件Ccont2與功率放大器10的輸出端子不直接連接。即，在功率放大器10的輸出端子與可變電容元件Ccont2的一端之間串聯連接有電感器L3。因此，與可變電容元件直接連接在功率放大器的輸出端子的結構相比，由可變電容元件Ccont2造成的插入損耗減少，能夠抑制功率附加效率的惡化以及輸出功率的減少。
進而，可變電容元件Ccont2與可變電容元件Ccont1同樣地形成在形成有頻段切換開關30的晶片32B。由此，使用用於切換頻段切換開關30的控制訊號Scont還能夠控制可變電容元件Ccont1、Ccont2的電容值。因此，容易從不包含可變電容元件Ccont1、Ccont2的結構進行設計變更。
圖6是示出本發明的第三實施方式涉及的通訊模組中的匹配電路 的結構例的圖。另外，對於與通訊模組100B相同的要素標註相同的附圖標記，並省略說明。
圖6所示的匹配電路20C與圖5所示的匹配電路20B相比，LPF的結構不同。具體地，在LPF310C中，可變電容元件Ccont2(第二可變電容元件)與電容元件C4並聯連接。像這樣，形成在晶片32C的可變電容元件Ccont2的一端與電容元件C4的另一端連接，另一端可以與晶片32C的接地端子連接(參照圖5)，或者也可以與晶片32C的外部連接(參照圖6)。由此，能夠對由電容元件C4以及電感器L4構成的LC串聯共振電路的共振頻率進行調整。具體地，例如，若增大可變電容元件Ccont2的電容值，則共振頻率降低，若減小可變電容元件Ccont2的電容值，則共振頻率上升。像這樣，在通訊模組100C中，除了功率放大器10的輸出阻抗的調整以外，還能夠調整發送訊號RFin的高次諧波的衰減極。
圖7是示出本發明的第三實施方式涉及的通訊模組中的功率放大器的輸出阻抗的軌跡的說明圖。圖7示出在通訊模組100C中將匹配電路20C具備的可變電容元件Ccont1、Ccont2的電容值控制為4種的情況下的輸出阻抗的軌跡。另外，與圖4所示的例子同樣地，該軌跡未考慮匹配電路20C的後級的構成要素的影響。此外，圖7示出在使發送訊號的頻率從699MHz變化為915MHz的情況下用功率放大器10的所希望的輸出阻抗進行了正規化的軌跡。
如圖7所示，功率放大器10的輸出阻抗根據可變電容元件Ccont1、Ccont2的電容值具有從軌跡700到軌跡702的寬度。即，在通訊模組100C中，對於複數個頻段的訊號，能夠使一個功率放大器以所希望的特性進行動作。
圖8是示出本發明的第三實施方式涉及的通訊模組中的通過特性的模擬結果的一個例子的曲線圖。該曲線圖示出與圖7同樣地將可變電容元件 Ccont1、Ccont2的電容值控制為4種情況下的、從功率放大器10到頻段切換開關30的通過特性，縱軸示出通過特性(dB)，橫軸示出發送訊號RFin的頻率(GHz)。
如圖8所示，藉由可變電容元件Ccont2的電容值的控制，能夠在2.5GHz~2.9GHz左右的寬度中對發送訊號的高次諧波(在圖8所示的例子中，為三次諧波)附近的訊號的衰減極進行調整(參照圖8箭頭)。根據該曲線圖也可知，藉由可變電容元件Ccont2的電容值的控制，能夠調整衰減極。
以上，對本發明的例示性的實施方式進行了說明。在通訊模組100A~100C中，匹配電路20A~20C具備可變電容元件Ccont1，並根據發送訊號RFin的模式對可變電容元件Ccont1的電容值進行控制。由此，能夠根據發送訊號RFin的模式對功率放大器10的輸出阻抗進行調整。因此，在通訊模組100A~100C中，能夠藉由一個功率放大器10來應對不同的模式，與具備複數個功率放大器的結構相比，能夠謀求抑制電路規模的增大。
此外，在通訊模組100A~100C中，根據發送訊號RFin的頻段對可變電容元件Ccont1的電容值進行控制。由此，能夠根據發送訊號RFin的頻段對功率放大器10的輸出阻抗進行調整。因此，在通訊模組100A~100C中，能夠藉由一個功率放大器10來應對不同的頻段，與具備複數個功率放大器的結構相比，能夠謀求抑制電路規模的增大。
此外，在通訊模組100A~100C中，可變電容元件Ccont1分流連接於功率放大器10與頻段切換開關30之間的訊號路徑，並與功率放大器10的輸出端子不直接連接。由此，與可變電容元件直接連接在功率放大器的輸出端子的結構相比，由可變電容元件造成的插入損耗減少。因此，能夠謀求抑制通訊模組的功率附加效率的惡化以及輸出功率的減少。
此外，匹配電路20A~20C具備串聯連接於功率放大器10的輸出 端子與可變電容元件Ccont1之間的電感器L3。由此，匹配電路20A~20C成為可變電容元件Ccont1與功率放大器10的輸出端子不直接連接的結構。
此外，在通訊模組100A~100C中，在發送訊號RFin的頻率低的情況下，可變電容元件Ccont1的電容值被控制為大的值，在頻率高的情況下，可變電容元件Ccont1的電容值被控制為小的值。由此，即使發送訊號的頻段不同，也能夠使功率放大器10的輸出阻抗接近目標值。因此，對於複數個頻段的訊號，能夠使一個功率放大器以所希望的特性進行動作。
此外，在通訊模組100A~100C中，可變電容元件Ccont1是形成在形成有頻段切換開關30的晶片的數位控制電容。由此，使用用於切換頻段切換開關30的控制訊號Scont，還能夠控制可變電容元件Ccont1的電容值。因此，容易從不包含可變電容元件Ccont1的結構進行設計變更。
此外，匹配電路20C具備分流連接於功率放大器10與頻段切換開關30之間的訊號路徑的電容元件C4、與該電容元件C4串聯連接的電感器L4、以及與該電容元件C4並聯連接的可變電容元件Ccont2。由此，能夠對由電容元件C4以及電感器L4構成的LC串聯共振電路的共振頻率進行調整。因此，在通訊模組100C中，除了功率放大器10的輸出阻抗的調整以外，還能夠對發送訊號RFin的高次諧波的衰減極進行調整。
此外，在通訊模組100C中，可變電容元件Ccont2是形成在形成有頻段切換開關30的晶片的數位控制電容。由此，使用用於切換頻段切換開關30的控制訊號Scont，還能夠控制可變電容元件Ccont2的電容值。因此，容易從不包含可變電容元件Ccont2的結構進行設計變更。
此外，通訊模組100、100A~100C的結構沒有特別限定，例如，也可以在頻段切換開關30的後級具備3G或4G模式用的雙工器40a~40c和2G模式用的濾波器電路42d。
以上說明的各實施方式是用於使本發明的理解變得容易的實施方式，並不用於對本發明進行限定解釋。本發明能夠在不脫離其主旨的情況下進行變更或改良，並且本發明還包括其等價物。即，關於本領域技術人員對各實施方式進行了適當的設計變更的實施方式，只要具備本發明的特徵，就包含于本發明的範圍。例如，各實施方式具備的各要素及其配置、材料、條件、形狀、尺寸等並不限於例示的各要素及其配置、材料、條件、形狀、尺寸等，能夠進行適當變更。此外，只要技術上可行，就能夠對各實施方式具備的各要素進行組合，關於對它們進行了組合的實施方式，只要包含本發明的特徵，就包含于本發明的範圍。
Claims (8)
- 一種通訊模組，具備：功率放大器，將第一通訊方式或第二通訊方式的發送訊號放大，並將放大訊號輸出到訊號路徑；開關電路，根據與上述發送訊號的通訊方式相應地供給的控制訊號，將上述放大訊號切換輸出到上述第一通訊方式或上述第二通訊方式用的訊號路徑；以及阻抗匹配電路，設置在上述功率放大器與上述開關電路之間，包含第一可變電容元件，根據上述發送訊號的通訊方式對上述第一可變電容元件的電容值進行控制；其中，在上述發送訊號為第一頻帶的情況下，上述第一可變電容元件的電容值被控制為第一值，在上述發送訊號為頻率比上述第一頻帶高的第二頻帶的情況下，上述第一可變電容元件的電容值被控制為比上述第一值小的第二值。
- 如請求項1的通訊模組，其中，根據上述發送訊號的頻帶對上述第一可變電容元件的電容值進行控制。
- 如請求項1或2的通訊模組，其中，上述第一可變電容元件分流連接於上述功率放大器與上述開關電路之間的訊號路徑，且與上述功率放大器的輸出端子不直接連接。
- 如請求項3的通訊模組，其中，上述阻抗匹配電路進一步具備串聯連接於上述功率放大器的輸出端子與上述第一可變電容元件之間的訊號路徑的第一電感器。
- 如請求項1或2的通訊模組，其中， 上述第一可變電容元件形成在形成有上述開關電路的晶片，上述第一可變電容元件是根據上述控制訊號來控制電容值的數位控制電容。
- 如請求項1或2的通訊模組，其中，上述阻抗匹配電路進一步具備：LC串聯共振電路，分流連接於上述功率放大器與上述開關電路之間的訊號路徑，包含串聯連接的第一電容元件和第二電感器；以及第二可變電容元件，與上述第一電容元件並聯連接。
- 如請求項6的通訊模組，其中，上述第二可變電容元件形成在形成有上述開關電路的晶片，上述第二可變電容元件是根據上述控制訊號來控制電容值的數位控制電容。
- 如請求項1或2的通訊模組，其中，上述通訊模組進一步具備：雙工器，是上述開關電路的後級，設置在上述第一通訊方式用的訊號路徑上；以及濾波器電路，是上述開關電路的後級，設置在上述第二通訊方式用的訊號路徑上，上述第一通訊方式包含3G模式或4G模式，上述第二通訊方式包含2G模式。
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