JP2018067863A - 帯域通過フィルタ - Google Patents

Abstract

【課題】帯域中心周波数近傍では損失が小さく、帯域外周波数で大きな減衰量が得られる帯域通過フィルタを実現する。【解決手段】帯域通過フィルタ２０は、信号が伝搬する主線路６と接地との間に設けられ、帯域中心周波数と比べて低い帯域外周波数で長さが１／４波長の先端開放線路３と、先端開放線路３と並列に接続され、帯域中心周波数と比べて高い帯域外周波数で長さが１／２波長の先端短絡線路４とを有する並列回路を備える。先端開放線路３と先端短絡線路４との特性インピーダンスは帯域中心周波数で並列共振する。【選択図】図１

Description

この発明は、帯域内の信号をほとんど減衰させずに通過させ、帯域外の不要波を減衰させる帯域通過フィルタに関する。

レーダ機器と、通信機器と、観測機器といった機器では、所望の信号以外の帯域外不要波の進入を防ぐ、あるいは、これらの機器の内部で発生した不要波が機器外部へ漏洩することを防ぐために、帯域通過フィルタが用いられる。

特許文献１には、帯域内中心周波数で長さが１／２波長を有する複数個の共振器を、間隔を置いて共振器の半分の長さ、即ち、１／４波長ずつ重なるように配置された構成の半波長側結合フィルタを帯域通過フィルタとして用いることが記載されている。
半波長側結合フィルタでは、共振器の長さの半分、即ち、１／４波長となる周波数帯では共振器間の結合が密、それ以外の周波数では疎となる。そのため、共振器の長さを帯域中心周波数で１／２波長に選ぶことにより、帯域近傍の損失を小さくしつつ、帯域外の周波数帯で大きな減衰量を得ることができる。

特開平１１−０６８４０２号公報

帯域通過フィルタに要求される特性はレーダ機器と、通信機器と、観測機器といった機器の種別により異なる。機器の種別によっては、所望の周波数帯域が狭く、かつ、帯域近傍の特定の帯域外周波数帯で大きな減衰量を得られる必要がある。
具体例として、帯域中心周波数を４ＧＨｚ、帯域幅を０．１ＧＨｚ以下、帯域外周波数３．８ＧＨｚ及び４．２ＧＨｚで５０ｄＢの減衰量を得るとする。この場合、半波長側結合フィルタをマイクロ波集積回路技術により実現した場合、少なくとも４段構成にする必要があり、帯域内の損失が約７ｄＢとなる。このように従来の帯域通過フィルタでは、多段構成にする必要があり、帯域内の損失が増加するとともに、形状も大きくなってしまう。
この発明は、帯域中心周波数近傍では損失が小さく、帯域外周波数で大きな減衰量が得られる帯域通過フィルタを実現することを目的とする。

この発明に係る帯域通過フィルタは、
信号が伝搬する主線路と接地との間に設けられた帯域通過フィルタであり、
帯域中心周波数と比べて高い帯域外周波数と低い帯域外周波数とのいずれか一方の帯域外周波数で長さが１／４波長の先端開放線路と、前記先端開放線路と並列に接続され、他方の帯域外周波数で長さが１／２波長の先端短絡線路とを有する並列回路を備え、
前記先端開放線路と前記先端短絡線路との特性インピーダンスが前記帯域中心周波数で並列共振する。

この発明は、帯域外周波数でほぼゼロΩを実現でき、かつ、帯域中心周波数では無限大に近い高インピーダンスを実現できる。このため帯域中心周波数近傍では損失が小さく、帯域外周波数で大きな減衰量が得られる。

実施の形態１に係る帯域通過フィルタ２０の構成図。 実施の形態１に係る並列回路５の等価回路の説明図。 実施の形態１に係る帯域通過フィルタ２０の特性の説明図。 変形例１に係る帯域通過フィルタ２０の構成図。 変形例１に係る帯域通過フィルタ２０の特性の説明図。 実施の形態２に係る帯域通過フィルタ２０の構成図。 実施の形態２に係る帯域通過フィルタ２０の特性の説明図。 変形例３に係る帯域通過フィルタ２０の構成図。 実施の形態３に係る帯域通過フィルタ２０の構成図。 実施の形態３に係る帯域通過フィルタ２０の特性の説明図。 変形例５に係る帯域通過フィルタ２０の構成図。 変形例５に係る帯域通過フィルタ２０の特性の説明図。 実施の形態４に係る帯域通過フィルタ２０の構成図。 実施の形態４に係る帯域通過フィルタ２０の特性の説明図。 実施の形態５に係る帯域通過フィルタ２０の構成図。 実施の形態５に係る帯域通過フィルタ２０の特性の説明図。

以下の説明において、同一あるいは相当部分には同一符号を付して説明を省略する。

実施の形態１．
＊＊＊構成の説明＊＊＊
図１を参照して、実施の形態１に係る帯域通過フィルタ２０の構成を説明する。
帯域通過フィルタ２０は、入力端子１と出力端子２との間に設けられた信号が伝搬する主線路６と、接地との間に設けられる。
帯域通過フィルタ２０は、帯域中心周波数ｆ０と比べて高い帯域外周波数ｆ２と低い帯域外周波数ｆ１とのいずれか一方の帯域外周波数で長さが１／４波長の先端開放線路と、先端開放線路と並列に接続され、帯域中心周波数ｆ０と比べて高い帯域外周波数ｆ２と低い帯域外周波数ｆ１とのいずれか他方の帯域外周波数で長さが１／２波長の先端短絡線路とを有する並列回路を備える。帯域通過フィルタ２０は、先端開放線路と先端短絡線路との特性インピーダンスが帯域中心周波数ｆ０で並列共振する。

図１では、帯域通過フィルタ２０は、帯域中心周波数ｆ０と比べて低い帯域外周波数ｆ１で長さＬ１が１／４波長の先端開放線路３と、先端開放線路３と並列に接続され、帯域中心周波数ｆ０と比べて高い帯域外周波数ｆ２で長さＬ２が１／２波長の先端短絡線路４とを有する並列回路５を装荷した構成である。帯域通過フィルタ２０は、先端開放線路３と先端短絡線路４との特性インピーダンスが帯域中心周波数ｆ０で並列共振する。
先端開放線路３は、帯域外周波数ｆ１で長さが１／４波長であることにより、帯域外周波数ｆ１で直列共振回路と見なすことができる。また、先端短絡線路４は、帯域外周波数ｆ２で長さが１／２波長であることにより、帯域外周波数ｆ２で直列共振回路と見なすことができる。

図２を参照して、実施の形態１に係る並列回路５の等価回路を説明する。
先端開放線路３は、帯域外周波数ｆ１で短絡、帯域中心周波数ｆ０で等価的なインダクタＬ０、帯域外周波数ｆ２でインダクタとして表せる。一方、先端短絡線路４は帯域外周波数ｆ１でキャパシタ、帯域中心周波数ｆ０で等価的なキャパシタＣ０、帯域外周波数ｆ２で短絡として表せる。
このため並列回路５は、帯域外周波数ｆ１で短絡、帯域中心周波数ｆ０でインダクタＬ０とキャパシタＣ０との並列回路、帯域外周波数ｆ２で短絡として表せる。ここで、帯域中心周波数ｆ０でインダクタＬ０とキャパシタＣ０が並列共振するための先端開放線路３の特性インピーダンスＺ１と、先端短絡線路４の特性インピーダンスＺ２との関係は以下のように求めることができる。

主線路６から先端開放線路３側を見たアドミタンスをＹ１、先端短絡線路４側を見たアドミタンスをＹ２とすると、アドミタンスＹ１、Ｙ２はそれぞれ数１、数２で表せる。
＜数１＞
Ｙ１＝ｊｔａｎ（ｆ０／ｆ１×９０）／Ｚ１
＜数２＞
Ｙ２＝−ｊｃｏｔ（ｆ０／ｆ２×１８０）／Ｚ２
ここで並列回路５の総合アドミタンスＹ０は数３となる。
＜数３＞
Ｙ０＝ｊｔａｎ（ｆ０／ｆ１×９０）／Ｚ１−ｊｃｏｔ（ｆ０／ｆ２×１８０）／Ｚ２
帯域中心周波数ｆ０で等価的なインダクタＬ０とキャパシタＣ０とが並列共振するための特性インピーダンスＺ１と特性インピーダンスＺ２との関係は数３からＹ０＝０とおいて数４が求まる。
＜数４＞
Ｚ１／Ｚ２＝ｔａｎ（ｆ０／ｆ１×９０）×ｔａｎ（ｆ０／ｆ２×１８０）

特性インピーダンスＺ１、Ｚ２を数４に示す関係となるように選ぶことにより、帯域中心周波数ｆ０で等価的なインダクタＬ０とキャパシタＣ０とが並列共振したものと見なせる。したがって、帯域中心周波数ｆ０において並列回路５は高インピーダンス、即ち、図２のように開放として表せる。なお、帯域外周波数ｆ１及び帯域外周波数ｆ２が帯域中心周波数ｆ０に近い場合、数４の右辺は１以上となるため、Ｚ１＞Ｚ２が成り立つ。
例えば、帯域外周波数ｆ１＝３．８ＧＨｚ、帯域中心周波数ｆ０＝４ＧＨｚ、帯域外周波数ｆ２＝４．２ＧＨｚが選ばれた場合、数４からＺ１／Ｚ２＝１．８２となる。ここで特性インピーダンスＺ２＝３０Ωでは特性インピーダンスＺ１＝５４．６Ω、特性インピーダンスＺ２＝５０Ωでは特性インピーダンスＺ１＝９１Ωとなる。

図３を参照して、実施の形態１に係る帯域通過フィルタ２０の特性を説明する。
図３では、実線は、特性インピーダンスＺ１＝９１Ω、特性インピーダンスＺ２＝５０Ωの場合を示し、破線は、特性インピーダンスＺ１＝５４．６Ω、特性インピーダンスＺ２＝３０Ωの場合を示す。
Ｚ１＞Ｚ２、かつ、Ｚ１／Ｚ２＝１．８２に保つことにより、減衰量が３ｄＢ以下の帯域幅は約７０ＭＨｚと比較的狭くなり、帯域中心周波数ｆ０＝４ＧＨｚで損失がほぼ０ｄＢと小さく、帯域外周波数ｆ１＝３．８ＧＨｚ及び帯域外周波数ｆ２＝４．２ＧＨｚで約７０ｄＢの大きな減衰量が得られる。なお、Ｚ１／Ｚ２が同じであっても、特性インピーダンスＺ１、Ｚ２が高いほど減衰量が３ｄＢ以下の帯域幅が広くなる。

図１において入力端子１から主線路６を通って、帯域外周波数ｆ１及び帯域外周波数ｆ２の周波数成分の不要波が進入した場合、並列回路５で著しく減衰され、不要波は出力端子２まで到達しない。これに対し、帯域中心周波数ｆ０の周波数成分の信号は減衰されることなく、主線路６を通って出力端子２まで到達する。

＊＊＊実施の形態１の効果＊＊＊
以上のように、実施の形態１に係る帯域通過フィルタ２０は、減衰量が小さい帯域が比較的狭く、帯域近傍の帯域外周波数で大きな減衰量が得られる。
半波長側結合フィルタでこのような特性を得るには多段構成にする必要があり、帯域内の損失が増加するとともに形状も大きくなってしまう。これに対して、実施の形態１に係る帯域通過フィルタ２０は先端開放線路３と先端短絡線路４との並列共振を利用することにより、帯域は狭いものの帯域内の低損失化が実現できる。また、実施の形態１に係る帯域通過フィルタ２０は、先端開放線路３と先端短絡線路４とのみで構成できるため、小さな形状で実現可能である。

＊＊＊他の構成＊＊＊
＜変形例１＞
図４を参照して、変形例１に係る帯域通過フィルタ２０の構成を説明する。
図４では、帯域通過フィルタ２０は、帯域中心周波数ｆ０と比べて高い帯域外周波数ｆ２で長さＬ３が１／４波長の先端開放線路７と、先端開放線路７と並列に接続され、帯域中心周波数ｆ０と比べて低い帯域外周波数ｆ１で長さＬ４が１／２波長の先端短絡線路８とを有する並列回路９を装荷した構成である。帯域通過フィルタ２０は、先端開放線路７と先端短絡線路８との特性インピーダンスが帯域中心周波数ｆ０で並列共振する。
先端開放線路７は、帯域外周波数ｆ２で長さが１／４波長であることにより、帯域外周波数ｆ２で直列共振回路と見なすことができる。また、先端短絡線路８は、帯域外周波数ｆ１で長さが１／２波長であることにより、帯域外周波数ｆ１で直列共振回路と見なすことができる。

ここで、並列回路９が帯域中心周波数ｆ０で並列共振するための先端開放線路７の特性インピーダンスＺ３と先端短絡線路８の特性インピーダンスＺ４との関係は、図２を参照して説明した方法により、数５に示すように得られる。
＜数５＞
Ｚ３／Ｚ４＝ｔａｎ（ｆ０／ｆ２×９０）×ｔａｎ（ｆ０／ｆ１×１８０）

特性インピーダンスＺ３、Ｚ４を数５に示す関係となるように選ぶことにより、帯域中心周波数ｆ０で等価的なインダクタＬ０とキャパシタＣ０とが並列共振したものと見なせる。したがって、帯域中心周波数ｆ０において並列回路９は高インピーダンス特性が得られる。
例えば、帯域外周波数ｆ１＝３．８ＧＨｚ、帯域中心周波数ｆ０＝４ＧＨｚ、帯域外周波数ｆ２＝４．２ＧＨｚに選んだ場合、数５からＺ３／Ｚ４＝２．２３となり、並列回路５よりも特性インピーダンス比がやや大きくなる。

図５を参照して、変形例１に係る帯域通過フィルタ２０の特性を説明する。
図５では、実線は、特性インピーダンスＺ３＝１１１．５Ω、特性インピーダンスＺ４＝５０Ωの場合を示す。
変形例１に係る帯域通過フィルタ２０も図３に示した特性と同様に、帯域中心周波数ｆ０＝４ＧＨｚで損失がほぼ０ｄＢと小さく、帯域外周波数ｆ１＝３．８ＧＨｚ及び帯域外周波数ｆ２＝４．２ＧＨｚで約７０ｄＢの大きな減衰量が得られる。
また、変形例１に係る帯域通過フィルタ２０は、並列回路９の構成要素として、先端開放線路７と先端短絡線路８で済むため、並列回路５と同様に、小さな形状で実現可能である。

＜変形例２＞
なお、実施の形態１では、先端開放線路３と先端短絡線路４とを同じ位置に接続した場合について説明したが、先端開放線路３と先端短絡線路４とを電気的に等価である１／２波長離れた位置に接続した場合であっても同じである。
同様に、変形例１では、先端開放線路７と先端短絡線路８とを同じ位置に接続した場合について説明したが、先端開放線路７と先端短絡線路８とを電気的に等価である１／２波長離れた位置に接続した場合であっても同じである。

実施の形態２．
実施の形態２では、実施の形態１と異なる構成の帯域通過フィルタ２０について説明する。

＊＊＊構成の説明＊＊＊
図６を参照して、実施の形態２に係る帯域通過フィルタ２０の構成を説明する。
帯域通過フィルタ２０は、帯域中心周波数ｆ０と比べて低い帯域外周波数ｆ１で長さが１／４波長の先端開放線路３と、先端開放線路３と並列に接続され、帯域中心周波数ｆ０と比べて高い帯域外周波数ｆ２で長さが１／４波長の先端開放線路７とを有する並列回路１０を装荷した構成である。帯域通過フィルタ２０は、先端開放線路３と先端開放線路７との特性インピーダンスが帯域中心周波数ｆ０で並列共振する。
実施の形態１で説明したように、先端開放線路３は、帯域外周波数ｆ１で直列共振回路と見なすことができる。また、変形例１で説明したように、先端開放線路７は、帯域外周波数ｆ２で直列共振回路と見なすことができる。

ここで、並列回路１０が帯域中心周波数ｆ０で並列共振するための先端開放線路３の特性インピーダンスＺ１と先端開放線路７の特性インピーダンスＺ３との関係は、図２を参照して説明した方法により、数６に示すように得られる。
＜数６＞
Ｚ１／Ｚ３＝−ｔａｎ（ｆ０／ｆ１×９０）／ｔａｎ（ｆ０／ｆ２×９０）

特性インピーダンスＺ１、Ｚ３を数６に示す関係となるように選ぶことにより、帯域中心周波数ｆ０において並列回路１０は高インピーダンス特性が得られる。
例えば、帯域外周波数ｆ１＝３．８ＧＨｚ、帯域中心周波数ｆ０＝４ＧＨｚ、帯域外周波数ｆ２＝４．２ＧＨｚに選んだ場合、数６からＺ１／Ｚ３＝０．９となる。そのため、実施の形態１で説明した先端開放線路３と先端短絡線路４との特性インピーダンス比、あるいは、変形例１で説明した先端開放線路７と先端短絡線路８との特性インピーダンス比より小さくなる。

図７を参照して、実施の形態２に係る帯域通過フィルタ２０の特性を説明する。
図７では、実線は、特性インピーダンスＺ１＝５０Ω、特性インピーダンスＺ３＝５５Ωの場合を示す。
実施の形態２に係る帯域通過フィルタ２０も図３に示した特性と同様に、帯域中心周波数ｆ０＝４ＧＨｚで損失がほぼ０ｄＢと小さく、帯域外周波数ｆ１＝３．８ＧＨｚ及び帯域外周波数ｆ２＝４．２ＧＨｚで約７０ｄＢの大きな減衰量が得られる。

＊＊＊実施の形態２の効果＊＊＊
以上のように、実施の形態２に係る帯域通過フィルタ２０は、減衰量が小さい帯域が比較的狭く、帯域近傍の帯域外周波数で大きな減衰量が得られる。また、実施の形態２に係る帯域通過フィルタ２０は、先端開放線路３と先端開放線路７とのみで構成できるため、小さな形状で実現可能である。さらに、並列回路１０が帯域中心周波数で並列共振するための先端開放線路３と先端開放線路７との特性インピーダンス比を小さくできるため、実施の形態２に係る帯域通過フィルタ２０は容易に実現可能である。

＊＊＊他の構成＊＊＊
＜変形例３＞
図８を参照して、変形例３に係る帯域通過フィルタ２０の構成を説明する。
帯域通過フィルタ２０は、帯域中心周波数ｆ０と比べて高い帯域外周波数ｆ２で長さが１／２波長の先端短絡線路４と、先端短絡線路４と並列に接続され、帯域中心周波数ｆ０と比べて低い帯域外周波数ｆ１で長さが１／２波長の先端短絡線路８とを有する並列回路１１を装荷した構成である。帯域通過フィルタ２０は、先端短絡線路４と先端短絡線路８との特性インピーダンスが帯域中心周波数ｆ０で並列共振する。
実施の形態１で説明したように、先端短絡線路４は、帯域外周波数ｆ２で直列共振回路と見なすことができる。また、変形例１で説明したように、先端短絡線路８は、帯域外周波数ｆ１で直列共振回路と見なすことができる。

ここで、並列回路１１が帯域中心周波数ｆ０で並列共振するための先端短絡線路４の特性インピーダンスＺ２と先端短絡線路８の特性インピーダンスＺ４との関係は、図２を参照して説明した方法により、数７に示すように得られる。
＜数７＞
Ｚ２／Ｚ４＝−ｔａｎ（ｆ０／ｆ１×１８０）／ｔａｎ（ｆ０／ｆ２×１８０）

特性インピーダンスＺ２、Ｚ４を数７に示す関係となるように選ぶことにより、帯域中心周波数ｆ０において並列回路１１は高インピーダンス特性が得られる。
例えば、帯域外周波数ｆ１＝３．８ＧＨｚ、帯域中心周波数ｆ０＝４ＧＨｚ、帯域外周波数ｆ２＝４．２ＧＨｚに選んだ場合、数７からＺ２／Ｚ４＝１．１となり、実施の形態２に係る帯域通過フィルタ２０と同様に特性インピーダンス比が小さくなる。

変形例３に係る帯域通過フィルタ２０も図７に示した特性と同様に、帯域中心周波数ｆ０で損失がほぼ０ｄＢと小さく、帯域外周波数ｆ１及び帯域外周波数ｆ２で約７０ｄＢの大きな減衰量が得られる。また、変形例３に係る帯域通過フィルタ２０は、先端短絡線路４と先端短絡線路８とのみで構成できるため、小さな形状で実現可能である。さらに、並列回路１１が帯域中心周波数で並列共振するための先端短絡線路４と先端短絡線路８との特性インピーダンス比を小さくできるため、変形例３に係る帯域通過フィルタ２０は容易に実現可能である。

＜変形例４＞
なお、実施の形態２では、先端開放線路３と先端開放線路７とを同じ位置に接続した場合について説明したが、先端開放線路３と先端開放線路７とを電気的に等価である１／２波長離れた位置に接続した場合であっても同じである。
同様に、変形例３では、先端短絡線路４と先端短絡線路８とを同じ位置に接続した場合について説明したが、先端短絡線路４と先端短絡線路８とを電気的に等価である１／２波長離れた位置に接続した場合であっても同じである。

実施の形態３．
実施の形態３では、実施の形態１，２で説明した並列回路を複数備える点が実施の形態１，２と異なる。

＊＊＊構成の説明＊＊＊
図９を参照して、実施の形態３に係る帯域通過フィルタ２０の構成を説明する。
帯域通過フィルタ２０は、帯域中心周波数ｆ０で長さがほぼ１／４波長の伝送線路１２を介して、実施の形態１，２で説明した並列回路が複数縦続接続されている。図９では、帯域通過フィルタ２０は、帯域中心周波数ｆ０で長さがほぼ１／４波長の伝送線路１２を介して、実施の形態１で説明した並列回路５が２つ縦続接続されている。ここでは、伝送線路１２の特性インピーダンスＺ５は、電源又は負荷インピーダンスＺ０とほぼ等しい。特性インピーダンスＺ０は、通常５０Ωである。

図１０を参照して、実施の形態３に係る帯域通過フィルタ２０の特性を説明する。
図１０では、実線は、実施の形態３に係る帯域通過フィルタ２０、つまり２つの並列回路５を縦続接続した場合を示す。破線は、実施の形態１に係る帯域通過フィルタ２０、つまり１つの並列回路５を用いた場合を示す。
２つの並列回路５を伝送線路１２を介して縦続接続することにより、帯域近傍における２つの並列回路５のリアクタンス成分が互いに相殺され、帯域幅が必要以上に狭くなること無く低損失化が図れる。また、帯域外周波数ｆ１及び帯域外周波数ｆ２における減衰量は実施の形態１で説明した並列回路５を１つ用いる場合に比べ、２倍の減衰量が得られる。

＊＊＊実施の形態３の効果＊＊＊
以上のように、実施の形態３に係る帯域通過フィルタ２０は、複数の並列回路５を縦続接続している。これにより、並列回路５を１つ用いる場合に比べ、帯域幅が必要以上に狭くなること無く低損失化が図れる。また、帯域外周波数ｆ１及び帯域外周波数ｆ２における減衰量を大きくできる。

＊＊＊他の構成＊＊＊
＜変形例５＞
実施の形態３に係る帯域通過フィルタ２０は、同じ並列回路が複数縦続接続された構成であった。変形例５として、直列共振周波数の異なる並列回路を複数縦続接続した構成を説明する。

図１１を参照して、変形例５に係る帯域通過フィルタ２０の構成を説明する。
帯域通過フィルタ２０は、直列共振周波数の異なる並列回路が帯域中心周波数ｆ０で長さがほぼ１／４波長の伝送線路１２を介して複数縦続接続されている。図１１では、帯域通過フィルタ２０は、実施の形態１で説明した並列回路５と、並列回路５と直列共振周波数の異なる並列回路５’との２つの並列回路が縦続接続されている。

並列回路５’は、帯域中心周波数ｆ０と比べて低い帯域外周波数ｆ３で長さＬ６が１／４波長の先端開放線路３’と、先端開放線路３’と並列に接続され、帯域中心周波数ｆ０と比べて高い帯域外周波数ｆ４で長さＬ７が１／２波長の先端短絡線路４’とを有する。
先端開放線路３’は、帯域外周波数ｆ３で長さが１／４波長であることにより、帯域外周波数ｆ３で直列共振回路と見なすことができる。また、先端短絡線路４’は、帯域外周波数ｆ４で長さが１／２波長であることにより、帯域外周波数ｆ４で直列共振回路と見なすことができる。また、並列回路５’を構成する先端開放線路３’の特性インピーダンスＺ６と先端短絡線路４’の特性インピーダンスＺ７との関係は、並列回路５と同様に、帯域中心周波数ｆ０で高インピーダンスとなるように選ばれる。

このように並列回路５に直列共振周波数の異なる並列回路５’を付加することにより、帯域中心周波数ｆ０で高インピーダンスを維持しつつ、帯域外周波数ｆ１及び帯域外周波数ｆ２と、帯域外周波数ｆ３及び帯域外周波数ｆ４とで同時に低インピーダンスを実現できる。

図１２を参照して、変形例５に係る帯域通過フィルタ２０の特性を説明する。
並列回路５に直列共振周波数の異なる並列回路５’を縦続接続することにより、帯域中心周波数ｆ０の近傍で低損失を維持しつつ、帯域外周波数ｆ１から帯域外周波数ｆ３に渡る周波数帯と、帯域外周波数ｆ２から帯域外周波数ｆ４に渡る周波数帯とで大きな減衰量が得られる。つまり、大きな減衰量が得られる帯域外周波数の帯域幅の広帯域化が図れる。

＜変形例６＞
実施の形態３では、２つの並列回路５を伝送線路１２を介して縦続接続した。しかし、３つ以上の並列回路５を縦続接続してもよい。この場合、帯域外周波数ｆ１及び帯域外周波数ｆ２における減衰量をさらに大きくすることができる。
同様に、変形例６では、２つの並列回路５，５’を伝送線路１２を介して縦続接続した。しかし、直列共振周波数の異なる３つ以上の並列回路を縦続接続してもよい。これにより、大きな減衰量が得られる帯域外周波数の帯域幅のさらなる広帯域化が図れる。

＜変形例７＞
実施の形態３では、実施の形態１で説明した並列回路５を用いた。しかし、並列回路５に代えて、変形例１で説明した並列回路９、又は、実施の形態２で説明した並列回路１０、又は、変形例３で説明した並列回路１１を用いてもよい。この場合にも、実施の形態３と同様の効果を得ることができる。
同様に、変形例５では、並列回路５と、並列回路５と直列共振周波数の異なる並列回路５’とを用いた。しかし、並列回路５及び並列回路５’に代えて、変形例１で説明した並列回路９と、並列回路９と直列共振周波数の異なる並列回路９’とを用いてもよい。また、並列回路５及び並列回路５’に代えて、実施の形態２で説明した並列回路１０と、並列回路１０と直列共振周波数の異なる並列回路１０’とを用いてもよい。また、並列回路５及び並列回路５’に代えて、変形例３で説明した並列回路１１と、並列回路１１と直列共振周波数の異なる並列回路１１’とを用いてもよい。

実施の形態４．
実施の形態４は、先端短絡線路に代えてインダクタとキャパシタとの直列回路を用いて並列回路を構成する点が実施の形態１〜３と異なる。

＊＊＊構成の説明＊＊＊
図１３を参照して、実施の形態４に係る帯域通過フィルタ２０の構成を説明する。
実施の形態１で説明した並列回路５の先端短絡線路４に代えて、インダクタ１３とキャパシタ１４との直列回路１５を用いて並列回路１６が構成されている。
直列回路１５のインダクタ１３とキャパシタ１４は、帯域外周波数ｆ２で直列共振する値である。そのため、直列回路１５は帯域外周波数ｆ２で短絡、帯域中心周波数ｆ０では等価的にキャパシタとなり、先端短絡線路４と同じ機能となる。

実施の形態１で示した並列回路５と同様に、並列回路１６が帯域外周波数ｆ１、帯域外周波数ｆ２で短絡、帯域中心周波数ｆ０で開放となるインダクタ１３及びキャパシタ１４の値を次のように求めることができる。

インダクタ１３の値をＬ１、キャパシタ１４の値をＣ１とすると、主線路６から直列回路１５側を見たアドミタンスＹ３は数８で与えられる。
＜数８＞
Ｙ３＝ｊωＣ１／（１−ω^２Ｌ１Ｃ１）
ここでωは角周波数である。この直列回路１５がω２＝２πｆ２で直列共振するためのＬ１とＣ１との関係はＹ３＝∞と置けば数９で求まる。
＜数９＞
Ｃ１＝１／（ω２^２Ｌ１）
数９を数８に代入し、帯域中心周波数ｆ０におけるアドミタンスＹ３は数１０で求まる。
＜数１０＞
Ｙ３＝ｊｆ０／｛２πＬ１（ｆ２^２−ｆ０^２）｝
アドミタンスＹ３が数１で示したアドミタンスＹ１と帯域中心周波数ｆ０で並列共振するための総合アドミタンスＹ０＝Ｙ１＋Ｙ３＝０とするとＬ１は数１１で求まる。
＜数１１＞
Ｌ１＝−Ｚ１ｆ０／｛２π（ｆ２^２−ｆ０^２）×ｔａｎ（ｆ０／ｆ１×９０）｝
このようにＬ１が求まる。また、Ｃ１はここで求めたＬ１を数９に代入すれば求まる。例えば特性インピーダンスＺ１＝１００Ω、帯域外周波数ｆ１＝３．８ＧＨｚ、帯域中心周波数ｆ０＝４．０ＧＨｚ、帯域外周波数ｆ２＝４．２ＧＨｚとすればＬ１＝３．２２ｎＨ、Ｃ１＝０．４５ｐＦと求められる。

図１４を参照して、実施の形態４に係る帯域通過フィルタ２０の特性を説明する。
図１４では、実線は、特性インピーダンスＺ１＝１００Ω、Ｌ１＝３．２２ｎＨ、Ｃ１＝０．４５ｐＦの場合を示す。
実施の形態１に係る帯域通過フィルタ２０と同様に、減衰量が３ｄＢ以下の帯域幅は約７０ＭＨｚと比較的狭くなり、帯域中心周波数ｆ０＝４ＧＨｚで損失がほぼ０ｄＢと小さく、帯域外周波数ｆ１＝３．８ＧＨｚ及び帯域外周波数ｆ２＝４．２ＧＨｚで約７０ｄＢの大きな減衰量が得られる。

以上のように、実施の形態４に係る帯域通過フィルタ２０は、先端短絡線路４に代えて、インダクタ１３とキャパシタ１４との直列回路１５を用いる。この場合であっても、先端短絡線路４を用いた場合と同様に、帯域中心周波数ｆ０で低損失になり、帯域外周波数ｆ１及び帯域外周波数ｆ２で大きな減衰量が得られる。また、この場合には、長さが１／２波長の先端短絡線路４が不要となるため著しい小型化が図れる。

＊＊＊他の構成＊＊＊
＜変形例８＞
実施の形態４では、実施の形態１で説明した並列回路５を構成する先端短絡線路４に代えて、直列回路１５を用いた。しかし、他の実施の形態、又は、変形例で説明した先端短絡線路４、先端短絡線路４’、先端短絡線路８に代えて、直列回路１５を用いてもよい。

実施の形態５．
実施の形態５は、並列回路に容量性素子が並列接続された点が実施の形態１〜４と異なる。

＊＊＊構成の説明＊＊＊
図１５を参照して、実施の形態５に係る帯域通過フィルタ２０の構成を説明する。
図１５では、帯域通過フィルタ２０は、実施の形態１で説明した並列回路５に、容量性素子１７が並列接続されている。

並列回路５を構成する先端開放線路３の特性インピーダンスＺ１と先端短絡線路４の特性インピーダンスＺ２との関係が数４を満足した場合に、帯域中心周波数ｆ０における並列回路５のインピーダンスが無限大に近い高インピーダンスになる。しかし、並列回路５を、マイクロ波集積回路技術を用いて誘電体基板上に実現する場合、誘電体基板の誘電率又は基板厚等のバラツキにより、必ずしも数４を満足できない場合がある。この場合、帯域通過フィルタ２０の帯域近傍の損失が増加してしまう。
これを避けるためには、特性インピーダンスＺ１又は特性インピーダンスＺ２の微調整が必要となるが、先端開放線路３又は先端短絡線路４の線路幅を微調整するのは難しい。そこで、実施の形態５に係る帯域通過フィルタ２０では、並列回路５の並列共振周波数を低域側にずらす機能を有する容量性素子１７が付加されている。
容量性素子１７は、具体例としては、先端開放スタブである。先端開放スタブの長さを変えることで容量性素子１７の値を容易に微調整可能である。具体的には、先端開放線路３と先端短絡線路４とを有する並列回路５の並列共振周波数を、特性インピーダンスＺ１又は特性インピーダンスＺ２のバラツキを考慮し、予め所望の帯域中心周波数ｆ０から高域側にずらす。これに容量性素子１７を付加することで並列共振周波数を所望の帯域中心周波数ｆ０に微調整することができる。

図１６を参照して、実施の形態５に係る帯域通過フィルタ２０の特性を説明する。
図１６では、実線は、容量性素子１７が付加されている場合を示し、破線は、容量性素子１７が付加されていない場合を示す。
破線で示すように並列回路５の並列共振周波数を帯域中心周波数ｆ０から高域側にずらすには、実施の形態１で示した特性インピーダンス比Ｚ１／Ｚ２を１．８２よりも小さくすることで実現できる。つまり、先端開放線路３の特性インピーダンスＺ１を低くするか、先端短絡線路４の特性インピーダンスＺ２を高くすることで実現できる。このような状態で容量性素子１７を付加することで、実線で示すように並列回路５の並列共振周波数を所望の帯域中心周波数ｆ０に微調整することができる。

＊＊＊実施の形態５の効果＊＊＊
以上のように、先端開放線路３の特性インピーダンスＺ１あるいは先端短絡線路４の特性インピーダンスＺ２にバラツキが生じた場合であっても、容量性素子１７を付加することにより、並列回路５の並列共振周波数を所望の帯域中心周波数ｆ０に調整することができる。その結果、帯域近傍の低損失化を図れる。

＊＊＊他の構成＊＊＊
＜変形例９＞
実施の形態５では、実施の形態１で説明した並列回路５に容量性素子１７を付加した場合について説明した。しかし、変形例１で説明した並列回路９、又は、実施の形態２で説明した並列回路１０、又は、変形例３で説明した並列回路１１に、容量性素子１７を付加してもよい。この場合にも、実施の形態５と同様の効果を得ることができる。

１ 入力端子、２ 出力端子、３，７ 先端開放線路、４，８ 先端短絡線路、５，９，１０，１１，１６ 並列回路、６ 主線路、１２ 伝送線路、１３ インダクタ、１４ キャパシタ、１５ 直列回路、１７ 容量性素子、２０ 帯域通過フィルタ。

Claims (8)

1. 信号が伝搬する主線路と接地との間に設けられた帯域通過フィルタであり、
   帯域中心周波数と比べて高い帯域外周波数と低い帯域外周波数とのいずれか一方の帯域外周波数で長さが１／４波長の先端開放線路と、前記先端開放線路と並列に接続され、他方の帯域外周波数で長さが１／２波長の先端短絡線路とを有する並列回路を備え、
   前記先端開放線路と前記先端短絡線路との特性インピーダンスが前記帯域中心周波数で並列共振する帯域通過フィルタ。
2. 信号が伝搬する主線路と接地との間に設けられた帯域通過フィルタであり、
   帯域中心周波数と比べて低い帯域外周波数で長さが１／４波長の第１先端開放線路と、前記第１先端開放線路と並列に接続され、前記帯域中心周波数と比べて高い帯域外周波数で長さが１／４波長の第２先端開放線路とを有する並列回路を備え、
   前記第１先端開放線路と前記第２先端開放線路との特性インピーダンスが前記帯域中心周波数で並列共振する帯域通過フィルタ。
3. 信号が伝搬する主線路と接地との間に設けられた帯域通過フィルタであり、
   帯域中心周波数と比べて高い帯域外周波数で長さが１／２波長の第１先端短絡線路と、前記第１先端短絡線路と並列に接続され、前記帯域中心周波数と比べて低い帯域外周波数で長さが１／２波長の第２先端短絡線路とを有する並列回路を備え、
   前記第１先端短絡線路と前記第２先端短絡線路との特性インピーダンスが前記帯域中心周波数で並列共振する帯域通過フィルタ。
4. 信号が伝搬する主線路と接地との間に設けられた帯域通過フィルタであり、
   帯域中心周波数と比べて高い帯域外周波数と低い帯域外周波数とのいずれか一方の帯域外周波数で長さが１／４波長の先端開放線路と、前記先端開放線路と並列に接続され、他方の帯域外周波数で直列共振する値に設定されたインダクタとキャパシタとを有する直列回路とを有する並列回路を備え、
   前記先端開放線路と前記直列回路との特性インピーダンスが前記帯域中心周波数で並列共振する帯域通過フィルタ。
5. 信号が伝搬する主線路と接地との間に設けられた帯域通過フィルタであり、
   帯域中心周波数と比べて高い帯域外周波数で直列共振する値に設定された第１インダクタと第１キャパシタとを有する第１直列回路と、前記第１直列回路と並列に接続され、他方の帯域外周波数で直列共振する値に設定された第２インダクタと第２キャパシタとを有する第２直列回路とを有する並列回路を備え、
   前記第１直列回路と前記第２直列回路との特性インピーダンスが前記帯域中心周波数で並列共振する帯域通過フィルタ。
6. 前記帯域通過フィルタは、
   前記並列回路が前記帯域中心周波数で長さが１／４波長の伝送線路を介して複数接続された
   請求項１から５までのいずれか１項に記載の帯域通過フィルタ。
7. 前記帯域中心周波数と比べて高い帯域外周波数と、前記帯域中心周波数と比べて低い帯域外周波数との少なくともいずれかは、複数接続された前記並列回路によって異なる
   請求項６に記載の帯域通過フィルタ。
8. 前記帯域通過フィルタは、さらに、
   前記並列回路と並列に接続された容量性素子
   を備える請求項１から７までのいずれか１項に記載の帯域通過フィルタ。

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