JP2010220139A - フィルタ、フィルタリング方法、および通信装置 - Google Patents

フィルタ、フィルタリング方法、および通信装置 Download PDF

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Abstract

【課題】フィルタにおいて通過帯域の中心周波数とともに通過帯域幅を調整すること。
【解決手段】高周波信号が入力される入力点１３からそれぞれ延びる第１の共振線路１２ａおよび第２の共振線路１２ｂが設けられ、第１の共振線路１２ａの伝搬長Ｌ1 および第２の共振線路１２ｂの伝搬長Ｌ2 が、Ｌ1 ＝〔λ1 ／４〕×ｎ、Ｌ2 ＝〔λ2 ／４〕×ｎ、但し、λ1 、λ2 は特定の高周波信号の波長、ｎは正の奇数、に設定される。
【選択図】 図１

Description

本発明は、高周波信号の帯域通過に用いられる分布常数型のフィルタ、それを用いた通信装置、およびフィルタリング方法に関する。
近年において、携帯電話をはじめとする移動体通信（モバイル通信）の市場が拡大するとともに、そのサービスの高機能化が進展している。これにともなって、移動体通信に利用される周波数帯は次第にギガヘルト（ＧＨｚ）以上の高い周波数帯にシフトし、しかも多チャンネル化される傾向がある。また、ソフトウエア無線（ＳＤＲ：Software-Defined-Radio）技術の将来的な導入の可能性も盛んに検討されている。
図２３は従来の周波数可変フィルタ１００ｊを示す回路図である。
図２３において、周波数可変フィルタ１００ｊは、複数のチャンネルフィルタ１０１ａ，１０１ｂ，１０１ｃ…、およびスイッチ１０２ａ，１０２を有する。スイッチ１０２ａ，１０２ｂを切り換えることによってチャンネルフィルタ１０１ａ，１０１ｂ，１０１ｃ…のいずれかを選択し、周波数帯域を切り換える。入力端子１０３から入力される高周波信号は、選択されたチャンネルフィルタ１０１に応じたフィルタリングが行われ、出力端子１０４から出力される。しかし、この従来の周波数可変フィルタ１００ｊによる場合は、チャンネル数分のチャンネルフィルタが必要であるため、構成が複雑となり、しかもサイズとコストの面においても不利である。また、この構成ではソフトウエア無線技術の特徴である将来への発展性に欠ける。
上に述べた従来型の周波数可変フィルタに代えて、近年、ＭＥＭＳ技術を用いた小型の周波数可変フィルタが注目されている。ＭＥＭＳ（Micro Electro Mechanical Systems）技術を利用したＭＥＭＳデバイス（マイクロマシンデバイス）は、高いＱ（クオリティファクタ）が得られ、高い周波数帯域の可変フィルタへの適用が可能である（特許文献１、非特許文献１〜３）。また、ＭＥＭＳデバイスは、小型でありかつ低損失であるため、ＣＰＷ（Coplanar Waveguide）分布定数共振器にしばしば用いられる。
非特許文献３には、三段の分布定数線路をＭＥＭＳデバイスによる複数の可変キャパシタが跨ぐ構造のフィルタが開示されている。このフィルタにおいて、ＭＥＭＳデバイスの駆動電極に制御電圧Ｖｂを印加して可変キャパシタを変位させ、分布定数線路との間のギャップを変化させ、静電容量を変化させる。静電容量の変化によって、フィルタの通過帯域が変化する。制御電圧Ｖｂと通過帯域との関係が図２４に示されている。図２４によると、制御電圧Ｖｂを０−８０Ｖの間で変化させることにより、フィルタの通過帯域が約２１．５−１８．５ＧＨｚの範囲で変化することが示されている。
特開２００８−２７８１４７ D. Peroulis et al,"Tunable Lumped Components with Applications to Reconfigurable MEMS Filters", 2001 IEEE MTT-S Digest, p341-344 E. Fourn et al, "MEMS Switchable Interdigital Coplanar Filter", IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. 51, NO.1 p320-324, January 2003 A. A. Tamijani et al, "Miniature and Tunable Filters Using MEMS Capacitors ", IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. 51, NO.7, p1878-1885, July 2003
しかし、上に述べた従来のフィルタは、ＭＥＭＳデバイスを用いることによって通過帯域の中心周波数を可変することが可能であるが、通過帯域幅を可変することはできない。例えば、図２４に示す例では、制御電圧Ｖｂを可変することによって通過帯域の中心周波数が約３ＧＨｚ程度変化しているが、通過帯域幅は変化していない。
本発明は、上述の事情に鑑みてなされたもので、通過帯域の中心周波数とともに通過帯域幅を調整することのできるフィルタ、フィルタリング方法、および通信装置を提供することを目的とする。
本実施形態に係るフィルタは、高周波信号が入力される入力点からそれぞれ延びる第１の共振線路および第２の共振線路が設けられ、前記第１の共振線路の伝搬長Ｌ1 および前記第２の共振線路の伝搬長Ｌ2 が、
Ｌ1 ＝〔λ1 ／４〕×ｎ
Ｌ2 ＝〔λ2 ／４〕×ｎ
但し、λ1 、λ2 は特定の高周波信号の波長
ｎは正の奇数
に設定される。
本発明によると、通過帯域の中心周波数とともに、通過帯域幅を調整することができる。
第１の実施形態に係るフィルタの構成を示す図である。 共振線路の等価回路を説明する図である。 フィルタの通過帯域特性の例を示す図である。 フィルタの通過帯域特性の他の例を示す図である。 共振線路対の変形例を示す図である。 第２の実施形態に係るフィルタの構成を示す図である。 第３の実施形態に係るフィルタの構成を説明する図である。 カップリング回路の例を示す図である。 カップリング回路の例を示す図である。 カップリング回路の例を示す図である。 カップリング回路の例を示す図である。 カップリング回路の例を示す図である。 第４の実施形態に係るフィルタの構成を示す図である。 共振線路対の変形例を示す図である。 第５の実施形態に係るフィルタの構成を説明する図である。 可変キャパシタの構成の例を示す図である。 図１６に示す可変キャパシタの断面図である。 フィルタの製造工程の例を説明する図である。 フィルタの製造工程の例を説明する図である。 フィルタの製造工程の例を説明する図である。 通信モジュールの構成の例を示す図である。 通信装置の構成の例を示す図である。 従来の周波数可変フィルタを示す回路図である。 従来の周波数可変フィルタの制御電圧と通過帯域との関係を示す図である。
〔第１の実施形態〕
図１において、フィルタ１は、入力端子１１、第１の共振線路１２ａ、第２の共振線路１２ｂ、および出力端子１５を有する。
入力端子１１には高周波信号Ｓ１が入力され、第１の共振線路１２ａおよび第２の共振線路１２ｂによってフィルタリングされ、高周波信号Ｓ２として出力端子１５から出力される。
第１の共振線路１２ａおよび第２の共振線路１２ｂは、それぞれの伝搬長Ｌによって決まる特定の波長λに対して、減衰特性および通過特性を与える帯域通過フィルタとして機能する。
すなわち、入力端子１１に入力された高周波信号Ｓ１は、第１の共振線路１２ａおよび第２の共振線路１２ｂに対し、信号線路を経てまたは経ずに入力点１３において印加される。第１の共振線路１２ａおよび第２の共振線路１２ｂは、入力点１３から互いに反対側に直線状に延び、かつ互いに一直線状に形成されている。第１の共振線路１２ａおよび第２の共振線路１２ｂにおける入力点１３とは反対側の端部は、電気的に開放された開放端ＫＴとなっている。第１の共振線路１２ａおよび第２の共振線路１２ｂは、共振線路対ＺＴを形成している。
第１の共振線路１２ａの伝搬長Ｌ1 、第２の共振線路１２ｂの伝搬長Ｌ2 は、次の（１）式のように表される。
Ｌ1 ＝〔λ1 ／４〕×ｎ
Ｌ2 ＝〔λ2 ／４〕×ｎ ……（１）
但し、λ1 、λ2 は特定の高周波信号の波長、ｎは正の奇数である。
本実施形態において、ｎ＝１とする。したがって、伝搬長Ｌ1 、Ｌ2 は、それぞれ波長λ1 、λ2 の４分の１の長さである。つまり、第１の共振線路１２ａおよび第２の共振線路１２ｂは、それぞれ、波長λ1 、λ2 の高周波信号に対して共振する。
本実施形態において、波長λ1 、λ2 は減衰特性を与える波長である。２つの波長λ1 、λ2 には次の（２）式の関係がある。
λ1 ＞λ2 ……（２）
つまり、波長λ1 の方が波長λ2 よりも長い。つまり波長λ1 に対応する周波数ｆ1 の方が波長λ2 に対応する周波数ｆ2 よりも低い。したがって、波長λ1 、λ2 、周波数ｆ1 、ｆ2 を、それぞれ、λL 、λH 、ｆL 、ｆH と表すことがある。
さて、第１の共振線路１２ａおよび第２の共振線路１２ｂは、波長λL （λ1 ）、λH （λ2 ）の高周波信号に対し、１／４波長の共振線路として共振する。これは、第１の共振線路１２ａおよび第２の共振線路１２ｂが、それぞれ波長λL 、λH の高周波信号に対して、一端が接地された直列共振器（回路直列共振回路）として動作することを意味する。
すなわち図２（Ａ）に示すように、伝搬長Ｌがλ／４である一端開放の共振線路ＫＳ１は、一端接地のＬＣ直列共振器ＫＴと等価である。したがって、共振線路ＫＳ１の一端である入力点１３に入力された波長λの高周波信号Ｓ１に対し、共振線路ＫＳ１が直列共振を起こし、高周波信号Ｓ１は接地電位ＧＮＤに流れることとなる。
理想的なＬＣ直列共振器ＫＴは、共振波長λの高周波信号を損失なく通過させる。したがって、波長λの高周波信号Ｓ１は、ＬＣ直列共振器ＫＴによるほぼ０のインピーダンスにより接地されることとなり、共振線路ＫＳ１は波長λの高周波信号Ｓ１に対して減衰器として作用することとなる。
図１に示すフィルタ１では、第１の共振線路１２ａおよび第２の共振線路１２ｂが、それぞれ波長λL 、λH の高周波信号に対して帯域減衰器として作用する。したがって、入力される高周波信号Ｓ１に対し、２つの波長λL 、λH において減衰ピークが表れる。
また、入力点１３には、第１の共振線路１２ａおよび第２の共振線路１２ｂとが対となって接続されている。伝搬長Ｌがλ／４である一端開放の２つの共振線路が入力点１３に接続された場合には、それらの伝搬長Ｌの合計がλ／２となる。この場合に、図２（Ｂ）に示すように、伝搬長Ｌがλ／２である一端開放の共振線路ＫＳ２は、一端接地のＬＣ並列共振器ＫＨと等価となる。
したがって、波長λの高周波信号Ｓ１は、ＬＣ並列共振器ＫＨによって高いインピーダンスに維持され、入力端子１１から出力端子１５へほぼそのまま出力されることとなる。つまり、共振線路ＫＳ２は波長λの高周波信号Ｓ１に対して帯域通過器として作用することとなる。
図１に示すフィルタ１では、第１の共振線路１２ａの伝搬長Ｌ1 がλL ／４であり、第２の共振線路１２ｂの伝搬長Ｌ2 がλH ／４であるので、合計の伝搬長Ｌ0 は、
Ｌ0 ＝〔（λL ＋λH ）／２〕／２ ……（３）
となる。
つまり、フィルタ１は、波長λ0 ＝〔（λL ＋λH ）／２〕の高周波信号Ｓ１に対し帯域通過器として作用することとなる。
したがって、これらを総合すると、フィルタ１は、波長λL と波長λH との中間の波長λ0 ＝〔（λL ＋λH ）／２〕を通過中心波長とし、通過中心波長λ0 の両側の波長λL および波長λH を減衰波長とする帯域通過フィルタを構成することとなる。
また、各波長λL 、λH と通過中心波長λ0 との差の絶対値をΔλとすると、第１の共振線路１２ａおよび第２の共振線路１２ｂの伝搬長Ｌ1 、Ｌ2 は、次の（４）式のように表すことができる。
Ｌ1 ＝〔（λ0 ＋Δλ）／４〕×ｎ
Ｌ2 ＝〔（λ0 −Δλ）／４〕×ｎ ……（４）
図３において、フィルタ１の通過損失特性（周波数特性）は、通過中心波長λ0 においては損失がなく、波長λL および波長λH において損失が大きい。このように、フィルタ１では、２つの波長λL 、λH において積極的に減衰特性を持たせることにより、急峻な特性の帯域通過フィルタとなっている。なお、必ずしも通過中心波長λ0 に通過量のピークがあると限るものではない。
また、２つの波長λL 、λH 、つまり伝搬長Ｌ1 、Ｌ2 を可変調整することにより、減衰波長を可変し、フィルタ１の通過帯域幅λＴ１を可変することができる。しかも、２つの波長λL 、λH をどのようにするかによって、通過帯域幅λＴ１の急峻性を調整することができる。
なお、共振線路の伝搬長Ｌは、共振線路が比誘電率εｒの絶縁物中にある場合に、共振線路の物理的な実際の長さＬａに対して、伝搬長Ｌ＝Ｌａ×εｅ1/2 で定義される。つまり、波長λの高周波信号に対して、その１波長分の共振線路の物理的な長さＬａは、Ｌａ＝λ／εｅ1/2 となり、１／εｅ1/2 に短縮されることとなる。
ここで、εｅは、分布常数線路の有効比誘電率(Efective dielectric constant)である。有効比誘電率εｅは、比誘電率εｒに比例し、また、分布常数線路の構造にも関係する。つまり、例えば、マイクロストリップライン構造（Microstrip-line configuration)である場合に、有効比誘電率εｅは、絶縁物の比誘電率εｒおよび厚さｈ、並びに線路の幅Ｗおよび厚さｔに依存する。
したがって、例えば、大気中であれば、比誘電率εｒおよび有効比誘電率εｅ（＝１．００７）はほぼ１であり、伝搬長Ｌは共振線路の物理的な長さＬａにほぼ等しい。基板として低温同時焼成セラミック基板（ＬＴＣＣ：Low Temperature Co-fired Ceramics ) を用いた場合は、その比誘電率εｒを７とすると、有効比誘電率εｅは約４．９となり（ｈ＝０．２ｍｍ、ｔ＝６μｍ、Ｗ＝２６０μｍ、インピーダンス＝５０Ωの場合）、伝搬長Ｌは物理的な長さＬａの約２．２１倍になる。つまり、この場合には、波長λの高周波信号に対して、共振線路の物理的な長さＬａはその（１／２．２１）倍でよいこととなる。
具体例をあげると、２ＧＨｚの高周波信号に対して、λ／４の共振線路の物理的な長さＬａを求めると次のようになる。２ＧＨｚの高周波信号の波長λは１５０ｍｍであるから、λ／４では３７．５ｍｍとなる。比誘電率εｒが７の基板の中では、共振線路の物理的な長さＬａはその（１／２．２１）倍でよいから、Ｌａ＝１６．９ｍｍとなる。
そこで、例えば、通過中心周波数ｆ0 を２ＧＨｚ、減衰周波数ｆL 、ｆH を１．８ＧＨｚ、２．２ＧＨｚとした場合には、減衰周波数ｆL 、ｆH の波長λL 、λH は１３５ｍｍ、１６５ｍｍとなり、λL ／４、λH ／４はそれぞれ３３．８ｍｍ、４１．３ｍｍとなる。上と同じ比誘電率εｒが７の基板の中での共振線路の物理的な長さＬａは、１５．４ｍｍ、１８．８ｍｍとなる。このようなフィルタについて予想される通過損失特性が図４に示されている。図４において、２ＧＨｚが通過中心周波数ｆ0 であり、１．８ＧＨｚおよび２．２ＧＨｚが減衰周波数ｆL 、ｆH である。所定レベル以内の損失で通過する通過帯域幅がλＴ２として示されている。
なお、通過中心周波数ｆ0 、減衰周波数ｆL 、ｆH について、種々の値を選択することが可能である。その場合に、減衰周波数ｆL 、ｆH が互いに接近した場合には、通過帯域幅がλＴが狭くなるが、しかし通過中心周波数ｆ0 における損失が大きくなることが予想される。したがって、それらについては、種々の条件を考慮して決定すればよい。
また、さらに急峻な特性の帯域通過フィルタを必要とする場合には、後で述べるように、複数の共振線路対を適当なカップリング部によって順次接続して複数段接続とすればよい。カップリング部として、π型カップリング、Ｔ型カップリングなどを用いることができる。
なお、図１において、伝搬長Ｌ1 、Ｌ2 は、入力点１３の近辺から第１の共振線路１２ａまたは第２の共振線路１２ｂの開放端ＫＴまでの長さに基づくが、どこからどこまでがが物理的な長さＬａに相当するかは、第１の共振線路１２ａ、第２の共振線路１２ｂ、入力端子１１、出力端子１５などの形状、およびそれらの周辺の構造および材料などによって異なる。
したがって、第１の共振線路１２ａおよび第２の共振線路１２ｂの伝搬長Ｌ1 、Ｌ2 、したがって通過中心周波数ｆ0 、減衰周波数ｆL 、ｆH を正確に設定するには、後で述べるように、第１の共振線路１２ａおよび第２の共振線路１２ｂのいずれかまたはそれらの両方に対して可変容量素子を設け、伝搬長Ｌ1 、Ｌ2 を調整するようにすればよい。
その場合に、例えば、ＭＥＭＳ技術を用い、第１の共振線路１２ａおよび第２の共振線路１２ｂに対して、それぞれ１つまたは複数の可動キャパシタ電極と、それら可動キャパシタ電極を変位させる駆動電極とを設け、駆動電極に制御電圧Ｖｂを印加して可変キャパシタ電極を変位させるようにしてもよい。
また、可変容量素子として、可変キャパシタ、バラクタなどの集中定数回路素子を用いることも可能である。
このような第１の共振線路１２ａ、第２の共振線路１２ｂ、入力端子１１、および出力端子１５は、多層の内部配線を有する低温同時焼成セラミック基板、またはそのような低温同時焼成セラミック基板を有するウエハ上、その他の適当な基板上に、低抵抗の金属薄膜を形成することによって実現することができる。また、第１の共振線路１２ａ、第２の共振線路１２ｂ、可動キャパシタ電極、および駆動電極などは、共通の基板上に形成することができる。その場合に、グランド層および配線は基板の内部に形成すればよい。信号線、インダクタ、およびキャパシタなどの受動部品は、基板上に形成すればよい。基板の裏面に、プリント基板または他の機器など外部に接続するためのパッド部を形成しておけば表面実装を行うことができる。
〔変形例〕
上に述べた実施形態のフィルタ１では、共振線路対ＺＴが一直線状となるように配置されていた。次に、共振線路対ＺＴの形状および配置についての変形例を示す。図５に示す変形例のフィルタ１Ｂ，１Ｃ，１Ｄにおいて、上に述べたフィルタ１の各要素と同じ機能を有する要素には、それぞれ符号Ｂ，Ｃ，Ｄを付加して示す。図６以下においても同様である。
図５（Ａ）に示すフィルタ１Ｂでは、第１の共振線路１２Ｂａおよび第２の共振線路１２Ｂｂは、それぞれ直線状に形成されているが、互いに一直線状ではなく、それぞれ斜めに配置されている。第１の共振線路１２Ｂａおよび第２の共振線路１２Ｂｂを斜めに配置することによって、図５（Ａ）における縦方向の寸法を短くすることができる。
図５（Ｂ）に示すフィルタ１Ｃでは、第１の共振線路１２Ｃａおよび第２の共振線路１２Ｃｂは、それぞれ円弧状に形成されている。円弧状に形成することにより、図５（Ｂ）における縦方向の寸法をより一層短くすることができる。
図５（Ｃ）に示すフィルタ１Ｄでは、第１の共振線路１２Ｄａおよび第２の共振線路１２Ｄｂは、それぞれスパイラル状に形成されている。スパイラル状に形成することにより、図５（Ｃ）における縦方向の寸法をさらに短くすることができる。これ以外にも、例えば、メンダリング状に形成してもよい。
なお、第１の実施形態のフィルタ１では、入力端子１１に高周波信号Ｓ１を送り込む前段の出力インピーダンス、および出力端子１５に接続される後段の入力インピーダンスによって、通過損失特性が変化する可能性があるが、これを補うためには、入力点１３の前後に適当なインピーダンスを持った線路または回路を設けておけばよい。
〔第２の実施形態〕
第２の実施形態のフィルタ１Ｅでは、複数の共振線路対ＺＴＥ１，２がカップリング部１４Ｅによって順次接続されている。共振線路対ＺＴＥ１，２、その他の構成要素については、第１の実施形態において説明した内容を適用可能であるので、ここでの詳しい説明は省略する。第３の実施形態以下においても同様である。
図６において、フィルタ１Ｅは、入力端子１１Ｅ、第１の共振線路１２Ｅａと第２の共振線路１２Ｅｂとからなる共振線路対ＺＴＥ１、第１の共振線路１２Ｅｃと第２の共振線路１２Ｅｄとからなる共振線路対ＺＴＥ２、カップリング部１４Ｅ、および出力端子１５Ｅを有する。
第１の共振線路１２Ｅａ、第２の共振線路１２Ｅｂ、第１の共振線路１２Ｅｃ、第２の共振線路１２Ｅｄは、それぞれ伝搬長Ｌ1 、Ｌ2 、Ｌ3 、Ｌ4 を有する。第１の共振線路１２Ｅａと第１の共振線路１２Ｅｃの伝搬長Ｌ1 とＬ3 、第２の共振線路１２Ｅｂと第２の共振線路１２Ｅｄの伝搬長Ｌ2 とＬ4 を、それぞれ同じとした場合には、２つの共振線路対ＺＴＥ１，２は同じ通過損失特性を持つ。また、それらを互いに異ならせ、２つの共振線路対ＺＴＥ１，２が異なる通過損失特性を持つようにし、それらを合成したときに所望の通過損失特性が得られるようにすることも可能である。
カップリング部１４Ｅは、共振線路対ＺＴＥ1 で共振している高周波信号の位相を９０度（λ／４）回転し、反射無しに次の共振線路対ＺＴＥ２に伝送する役割を持つ。つまり、入力点１３ａにおける高周波信号について、特定の周波数成分に対する選択性を有して次の入力点１３ｂに伝送する役割を持つ。
図６に示すカップリング部１４Ｅは、伝搬長Ｌ14がλ14／４の共振線路である。ここでの波長λ14は、第１の共振線路１２Ｅａおよび第２の共振線路１２Ｅｂの合計の伝搬長Ｌ0 に等しくしてもよく、または第１の共振線路１２Ｅｃおよび第２の共振線路１２Ｅｄの合計の伝搬長Ｌ0 に等しくしてもよく、またはそれらの中間の伝搬長Ｌ0 としてもよい。つまり、カップリング部１４Ｅは、フィルタ１Ｅにおける通過中心波長λ0 に対して、λ0 ／４の伝搬長Ｌ14を持つ共振線路としてよい。このようにすることによって、通過中心波長λ0 の高周波信号を損失なく伝送し、通過損失特性の急峻性を高めることができる。
また、カップリング部１４Ｅとして、後で述べるπ型カップリング、Ｔ型カップリング、その他のカップリング部を用いることも可能である。
フィルタ１Ｅにおいては、２つの共振線路対ＺＴＥ１，２を用いて２段構成としたので、図１に示す１段の場合よりもより急峻な通過損失特性を得ることができる。
また、共振線路対ＺＴを、２段構成ではなく、２段以上の多段接続とすることができる。例えば、３段構成、４段構成、さらには５段以上の構成とすることが可能である。共振線路対ＺＴとカップリング部１４Ｅとによる段数を増加することにより、フィルタの全体に含まれる共振線路または共振器の段数が増え、さらに急峻性の良いフィルタを実現することができる。
また、フィルタ１Ｅにおいても、第１の実施形態で説明した種々の変形例を適用することができる。
〔第３の実施形態〕
図７に示すように、第３の実施形態のフィルタ１Ｆでは、複数の共振線路対ＺＴＦ１，２がカップリング部１４Ｆによって順次接続されている。なお、図７に示すフィルタ１Ｆは、各要素を模式的に配置して示すものであるが、機能的には図８に示すフィルタ１Ｅと同様である。
図７において、フィルタ１Ｆは、入力端子１１Ｆ、第１の共振線路１２Ｆａと第２の共振線路１２Ｆｂとからなる共振線路対ＺＴＦ１、第１の共振線路１２Ｆｃと第２の共振線路１２Ｆｄとからなる共振線路対ＺＴＦ２、接点１３Ｆａ，１３Ｆｂ、カップリング部１４Ｆ、入力信号線路１６Ｆａ、出力信号線路１６Ｆｂ、および出力端子１５Ｆを有する。
第１の共振線路１２Ｆａ、第２の共振線路１２Ｆｂ、第１の共振線路１２Ｆｃ、第２の共振線路１２Ｆｄは、それぞれ伝搬長Ｌ5 、Ｌ6 、Ｌ7 、Ｌ8 を有する。伝搬長Ｌ5 、Ｌ6 、Ｌ7 、Ｌ8 については、第１の実施形態および第２の実施形態で説明したように、種々の値に設定することができる。
接点１３Ｆａ，１３Ｆｂは、第１の実施形態および第２の実施形態で説明した入力点１３と同じである。しかし、入力点１３が面積を有さない幾何学的な点を示すものであるに対し、ここでの接点１３Ｆａ，１３Ｆｂは、共振線路対ＺＴを接続するために現実に幾らかの面積を有する部分であることを示している。
カップリング部１４Ｆは、第２の実施形態におけるカップリング部１４Ｅと同様に、接点１３Ｆａにおける高周波信号について、特定の周波数成分に対する選択性を有して次の接点１３Ｆｂに伝送する役割を持つ。カップリング部１４Ｆとして一つの回路ブロックが適用される。
次に、カップリング部１４Ｆの回路例について、図８〜図１２を参照して説明する。
図８（Ａ）に示すカップリング部１４Ｆ１は、２つの接点１３Ｆａ，１３Ｆｂを接続する１つの回路ブロック１４ａである。回路ブロック１４ａは、適当な特性インピーダンスを持つ分布定数回路である。例えば、回路ブロック１４ａは、図６で説明したように、λ／４の伝搬長を有する共振線路であってもよい。
回路ブロック１４ａの特性インピーダンスは、フィルタ１Ｆにおける特性インピーダンスに近く、共振線路対ＺＴＦ１，２の特性インピーダンスよりも高い。なお、フィルタ１Ｆの特性インピーダンスを５０Ωとし、各共振線路対ＺＴＦ１，２の特性インピーダンスを２０Ω程度としてよい。
なお、フィルタ１Ｆの特性インピーダンスは、フィルタ１Ｆを形成する基板の構造、基板における各要素およびグランドパターンの配置、特に入力信号線路１６Ｆａおよび出力信号線路１６Ｆｂの形状および配置などによって調整することが可能である。
なお、回路ブロック１４ａに代えて、例えば、適当な静電容量を持つカップリング用のキャパシタを用いてもよい。
図８（Ｂ）に示すカップリング部１４Ｆ２は、π型のカップリング回路の例である。つまり、３つの回路ブロック１４１〜１４３によってπ型に構成される。図８（Ｃ）に示すカップリング部１４Ｆ３は、Ｔ型のカップリング回路の例である。つまり、３つの回路ブロック１４５〜１４７によってＴ型に構成される。
これらの回路ブロック１４１〜１４３、１４５〜１４７は、分布定数素子または集中定数素子によって実現される。分布定数素子として、例えばマイクロストリップ線路などが用いられる。集中定数素子として、キャパシタまたはインダクタなどが用いられる。また、これらの回路ブロック１４１〜１４３、１４５〜１４７を、そのような素子単体で構成し、またはそれらの素子の組合せ回路によって実現することができる。
図９〜図１１はπ型のカップリング回路の具体例を示し、図１２はＴ型のカップリング回路の具体例を示す。
すなわち、図９（Ａ）に示すカップリング部１４Ｆ４は、カップリング用の１つのキャパシタＣ１と２つのインダクタＬ１、Ｌ２からなる。図９（Ｂ）に示すカップリング部１４Ｆ５では、カップリング用のキャパシタＣ１１に２つの回路ブロック１４ｂ，１４ｃを直列に挿入したものである。図９（Ｃ）に示すカップリング部１４Ｆ６では、カップリング用のキャパシタＣ１に代えて１つの回路ブロック１４ｄが用いられる。なお、回路ブロック１４ｂ，１４ｃ，１４ｄは、適当な特性インピーダンスを持つ分布定数回路である。
図１０（Ａ）に示すカップリング部１４Ｆ７では、各回路ブロック１４１〜１４３に、キャパシタとインダクタの並列回路が用いられる。図１０（Ｂ）に示すカップリング部１４Ｆ８では、各回路ブロック１４２，１４３に、それぞれ１つのキャパシタＣ４２，Ｃ４３が用いられる。図１０（Ｃ）に示すカップリング部１４Ｆ９では、回路ブロック１４１に１つの回路ブロック１４ｅが用いられる。
図１１（Ａ）に示すカップリング部１４Ｆ１０では、回路ブロック１４１に、キャパシタとインダクタの並列回路を２つ直列に接続したものが用いられる。図１１（Ｂ）に示すカップリング部１４Ｆ１１では、各回路ブロック１４１に、キャパシタＣ６２とインダクタＬ６１の並列回路と、１つのキャパシタＣ６１とを直列に接続したものが用いられる。図１１（Ｃ）に示すカップリング部１４Ｆ１２では、回路ブロック１４１に、キャパシタＣ７１とインダクタＬ７２の並列回路と、１つのインダクタＬ７１とを直列に接続したものが用いられる。
図１２（Ａ）に示すカップリング部１４Ｆ１３では、キャパシタとインダクタの並列回路が３つ用いられる。図１２（Ｂ）に示すカップリング部１４Ｆ１４では、３つの回路ブロック１４ｆ，１４ｇ，１４ｈが用いられる。
これら、図８〜図１２に示したカップリング回路を、第１〜第２の実施形態のフィルタ１、１Ｂにも適用することができる。また、図８〜図１２に示した以外の種々の回路をカップリング部として用いてもよい。
〔第４の実施形態〕
上で説明した第１〜第３の実施形態のフィルタでは、各共振線路１２およびカップリング部１４における伝搬長Ｌは固定であった。これに対して、ＭＥＭＳ技術などを用いて可変キャパシタを形成し、これによって各共振線路１２およびカップリング部１４における伝搬長Ｌを可変とすることができる。伝搬長Ｌを可変とすることにより、フィルタにおける通過中心周波数ｆ0 および減衰周波数ｆL 、ｆH を可変し、周波数可変フィルタを構成することができる。
図１３に示すフィルタ１Ｇは、図６に示すフィルタ１Ｅの第１の共振線路１２Ｅａ、第２の共振線路１２Ｅｂ、第１の共振線路１２Ｅｃ、第２の共振線路１２Ｅｄ、およびカップリング部１４Ｅに対し、可変キャパシタ１７Ｇａ〜ｅを追加したものである。
すなわち、図１３において、フィルタ１Ｇは、第１の共振線路１２Ｇａ、第２の共振線路１２Ｇｂ、第１の共振線路１２Ｇｃ、第２の共振線路１２Ｇｄ、および共振線路であるカップリング部１４Ｇに対し、可変キャパシタ１７Ｇａ〜ｅを追加したものである。
各可変キャパシタ１７Ｇａ〜ｅは、例えば、それぞれの共振線路に対し、所定の間隙を有して跨ぐように配置された複数の電極である。このような電極、つまり可動キャパシタ電極は、可動キャパシタ電極を変位させるための電極（駆動電極）とともに、上に述べたようにＭＥＭＳデバイスとして形成することができる。
ところで、ある物理長さを有する分布定数線路に対し、その線路を跨ぐようにキャパシタを搭載した場合に、その分布定数線路の伝搬長Ｌがキャパシタを搭載しないときと比べて長くなる。したがって、特定の伝搬長Ｌ1 、例えば特定の波長λ1 に対してλ1 ／４に相当する伝搬長Ｌ1 を得るに必要な分布定数線路の物理的な長さＬａが、キャパシタの搭載によって短くなる。そうすると、特定の波長λ1 に対する共振線路を構成する場合に、共振線路の物理的な実際の長さが短くなり、コンパクトになる。
そして、線路を跨ぐキャパシタを変位させることにより、線路とキャパシタとの間の間隙が可変される。
つまり、キャパシタを可動キャパシタ電極とし、可動キャパシタ電極を変位させる。可動キャパシタ電極が共振線路に近づくと、静電容量が増加し、伝搬長Ｌが長くなる。つまり、共振線路が共振する波長λが長くなる。このように、可動キャパシタ電極の変位を調整することにより、共振線路の共振波長を選択することができる。
可変キャパシタ１７Ｇａ〜ｅをそれぞれ独立して動作させてそれぞれの静電容量を調整することにより、伝搬長Ｌ1 、Ｌ2 、Ｌ3 、Ｌ4 、Ｌ14を調整し自由に設定することができる。
したがって、フィルタ１Ｇにおいて、可変キャパシタ１７Ｇａ〜ｅの調整により、通過中心波長λ0 、減衰ピークの波長λL 、λH 、および通過帯域幅λＴを、種々の値に調整し設定することができる。
図１３に示すフィルタ１Ｇにおいては、各可変キャパシタ１７Ｇａ〜ｅが、１つの共振線路に対し６つの可動キャパシタ電極を有する例を示したが、可動キャパシタ電極は、１つないし５つ、または７つ以上であってもよい。また、各可動キャパシタ電極の面積を異ならせたり、共振線路との間の間隙の大きさを異ならせてもよい。
なお、可変キャパシタ１７Ｇａ〜ｅの具体的な構成例については後で説明する。
〔変形例〕
上に述べた第４の実施形態のフィルタ１Ｇでは、共振線路対ＺＴが一直線状となるように配置されていた。これに対して、第１の実施形態における変形例で説明したように、共振線路対ＺＴを種々の形状または配置とすることが可能である。
図１４（Ａ）〜（Ｃ）には変形例の共振線路対ＺＴＨ，ＴＨＩ，ＴＨＪが示されている。これら共振線路対ＺＴＨ，ＴＨＩ，ＴＨＪは、図５（Ａ）〜（Ｃ）に示す共振線路対ＺＴＢ，ＺＴＣ，ＺＴＤに対応するので、ここでの説明は省略する。
図１４（Ａ）〜（Ｃ）に示すように、それぞれの共振線路対ＺＴＨ，ＴＨＩ，ＴＨＪには、可変キャパシタ１７Ｈａ，ｂ、１７Ｉａ，ｂ、１７Ｊａ，ｂが設けられている。可変キャパシタ１７Ｈａ，ｂ、１７Ｉａ，ｂ、１７Ｊａ，ｂをそれぞれ独立して動作させることにより、各共振線路対ＺＴＨ，ＺＴＩ，ＺＴＪにおける通過中心波長λ0 、減衰ピークの波長λL 、λH 、および通過帯域幅λＴを調整することができる。
〔第５の実施形態〕
図１５に示すように、第５の実施形態のフィルタ１Ｋでは、複数の共振線路対ＺＴＫ１，２がカップリング部１４Ｋによって順次接続されている。なお、図１５に示すフィルタ１Ｋは、図７の場合と同様に各要素を模式的に配置して示すものである。
図１５において、フィルタ１Ｋは、入力端子１１Ｋ、第１の共振線路１２Ｋａと第２の共振線路１２Ｋｂとからなる共振線路対ＺＴＫ１、第１の共振線路１２Ｋｃと第２の共振線路１２Ｋｄとからなる共振線路対ＺＴＫ２、接点１３Ｋａ，１３Ｋｂ、カップリング部１４Ｋ、入力信号線路１６Ｋａ、出力信号線路１６Ｋｂ、可変キャパシタ１７Ｋａ〜ｅ、および出力端子１５Ｋを有する。
第１の共振線路１２Ｋａ、第２の共振線路１２Ｋｂ、第１の共振線路１２Ｋｃ、第２の共振線路１２Ｋｄは、それぞれ伝搬長Ｌ10、Ｌ11、Ｌ12、Ｌ13を有する。これらの伝搬長Ｌ10、Ｌ11、Ｌ12、Ｌ13は、可変キャパシタ１７Ｋａ〜ｄを可変調整することにより、種々の値に変更することができる。
また、カップリング部１４Ｋにおいても、可変キャパシタ１７Ｋｅを可変調整することにより、種々の周波数特性を持たせることが可能である。このようなカップリング部１４Ｋとして、上に述べた種々の回路ブロックの中から適当なものを選択することができる。
したがって、フィルタ１Ｋにおいて、可変キャパシタ１７Ｋａ〜ｅの調整により、通過中心波長λ0 、減衰ピークの波長λL 、λH 、および通過帯域幅λＴを、種々の値に調整し設定することができる。
〔可変キャパシタの構造の説明〕
次に、可変キャパシタ１７Ｇａの構造の例について説明する。
上に述べたように、可変キャパシタ１７Ｇａを含めたフィルタの全体を、ＭＥＭＳデバイスとして構成することができる。
図１６は図１３のフィルタ１Ｇにおける可変キャパシタ１７Ｇａおよび第１の共振線路１２Ｇａの一部を含む部分を拡大して示す平面図、図１７は図１６におけるＡ−Ａ線断面矢視図である。
なお、図１６および図１７で説明する構造は、第１の共振線路１２Ｇａの部分のみならず、他の共振線路または線路についても適用されるので、以下においては、「第１の共振線路１２Ｇａ」を「線路ＳＲ」と言い換えて説明する。
図１６および図１７において、フィルタ１Ｇは、多層の内部配線を有するＬＴＣＣウエハからなる基板３１上に形成されている。
基板３１は、複数層の絶縁層３１ａ，３１ａ…を互いに接合することにより形成されている。図１７に示す例では、絶縁層３１ａは５層である。各絶縁層３１ａには、一方の主面から他方の主面に至るように貫通孔が形成され、その貫通孔内に導電部を備えたビア３１ｂが形成されている。また、絶縁層３１ａにおける少なくとも１つの層間には、配線パターン３１ｃが内部配線として形成されている。基板３１の上面の側に最も近い層間に形成された配線パターン３１ｃの一部が、グランド接続されたグランド層３１ｄとなっている。
グランド層３１ｄは、最上位の絶縁層３１ａを挟むことにより、所定の間隙を介して線路ＳＲと対向する。なお、グランド層３１ｄを、最上位の層間に形成するのではなく、それよりも下位の層間に形成してもよい。その場合に、グランド層３１ｄは、複数の絶縁層３１ａを挟んで線路ＳＲと対向することになるため、グランド層３１ｄと線路ＳＲとの間隔はそれに応じて増大することとなる。
また、配線パターン３１ｃの相互間、配線パターン３１ｃとパッド部３８ａ〜ｄとの間、および、配線パターン３１ｃと線路ＳＲとの間は、必要な箇所がビア３１ｂによって接続されている。場合によっては、配線パターン３１ｃと線路ＳＲとの間をビア３１ｂによって接続してもよい。なお、絶縁層３１ａは、例えばＬＴＣＣ（Low Temperature Co-fired Ceramics ) で実現することが可能である。ＬＴＣＣ材料は、ＳｉＯ2 を含有する場合がある。しかし、絶縁層３１ａは、ＬＴＣＣに限ることなく、他の誘電体で形成することができる。
基板３１の表側の表面に、線路ＳＲ、駆動電極３５ａ，３５ｂ、アンカー部３７ａ，３７ｂが形成され、裏側の表面にパッド部３８ａ〜ｄが形成されている。共振線路ＫＳは、例えばＣｕ、Ａｇ、Ａｕ、Ａｌ、Ｗ、Ｍｏなどの低抵抗金属材料で形成される。共振線路ＫＳの厚さは、例えば０．５〜２０μｍ程度である。
駆動電極３５ａ，３５ｂおよびアンカー部３７ａ，３７ｂは、基板３１の内部配線およびビア３１ｂなどを経由して、パッド部３８ａ〜ｄなどのいずれかに電気的に接続されている。また、駆動電極３５ａ，３５ｂの表面には、誘電体膜３６ａ，３６ｂが形成されている。これらの誘電体膜３６ａ，３６ｂが形成されない場合もある。
アンカー部３７ａ，３７ｂにより支持されて、可変電極３３が設けられている。可変電極３３は、弾性変形可能な低抵抗金属材料、例えばＡｕ、Ｃｕ、Ａｌなどで形成される。可変電極３３には、その中央部に厚肉の可動キャパシタ電極３３ａが形成され、その両側に薄肉のバネ電極３３ｂ，３３ｂが形成されている。
これら、可変電極３３、駆動電極３５ａ，３５ｂ、およびアンカー部３７ａ，３７ｂなどによって、可変キャパシタ１７Ｇａが形成される。なお、可動キャパシタ電極３３ａによって線路ＳＲに静電容量Ｃｇが付加されることになり、可動キャパシタ電極３３ａ、または可動キャパシタ電極３３ａと線路ＳＲとで構成される部分を、「ロードキャパシタ（Load-Capacitor) 」ということがある。また、バネ電極３３ｂ，３３ｂと駆動電極３５ａ，３５ｂとで構成される部分を「平行平板アクチュエータ」ということがある。
さて、線路ＳＲの上面と可動キャパシタ電極３３ａの下面との間は、自由状態で所定の間隙（ギャップ）ＧＰ１を有し、それに応じた静電容量Ｃｇを有する。間隙ＧＰ１の大きさは、例えば０．１〜１０μｍ程度である。
なお、線路ＳＲの表面に誘電体ドット３９が設けられ、これによって線路ＳＲと可動キャパシタ電極３３ａとの間の静電容量Ｃｇが増大し、可変キャパシタ１７Ｇａによる周波数可変範囲が大きくなる。また、誘電体ドット３９は、可動キャパシタ電極３３ａが線路ＳＲ側に引き込まれた場合の短路防止の役割をも有する。
また、図には示していないが、基板３１の上側の表面において、線路ＳＲおよび可変電極３３などを含むフィルタの全体がパッケージング部材によって覆われ、これによってフィルタの全体が封止されている。
このように構成されたフィルタ１Ｇは、パッド部３８ａ〜ｄを利用して図示しないプリント基板の表面に半田付けすることができ、これによって表面実装を行うことが可能である。
パッド部３８ａ〜ｄなどを介して駆動電極３５ａ，３５ｂに制御電圧Ｖｂを印加することにより、駆動電極３５ａ，３５ｂとバネ電極３３ｂ，３３ｂとの間に静電引力が発生する。制御電圧Ｖｂの大きさつまり静電引力の大きさに応じて、バネ電極３３ｂ，３３ｂが撓み、間隙ＧＰ１の大きさが変化する。間隙ＧＰ１の大きさの変化に応じて、線路ＳＲの表面と可動キャパシタ電極３３ａとの間の静電容量Ｃｇが変化する。これに応じて、線路（共振線路）ＳＲの伝搬長Ｌが変化する。制御電圧Ｖｂを調整することによって、各線路ＳＲの伝搬長Ｌすなわち共振波長λを調整することができる。
また、フィルタ１Ｇでは、基板３１の内部のグランド層３１ｄと表面に形成される線路（信号線）ＳＲとによって、マイクロストリップ型の伝送線路が構成される。マイクロストリップ型の伝送線路では、線路ＳＲが形成された基板上の面にはグランド層が形成されないので、線路ＳＲの両側に広いフリーエリアが設けられることとなる。そのため、そのフリーエリアに駆動電極３５ａ，３５ｂを比較的自由に配置することができる。
したがって、駆動電極３５ａ，３５ｂの面積を十分に大きく取ることができ、可変電極３３を駆動するに必要な制御電圧Ｖｂを低くすることができる。
また、駆動電極３５ａ，３５ｂの面積を大きく取ることにより、高周波信号による自己作動現象(Self-Actuation 現象) を抑制することが可能となる。その理由は、駆動電極３５ａ，３５ｂの面積を大きくして静電引力を大きくすることができるので、バネ電極３３ｂ，３３ｂのバネ定数を大きくすることができ、そうすることによって可変電極３３の変位動作が安定するからである。
また、駆動電極３５ａ，３５ｂの面積を、可動キャパシタ電極３３ａの面積に比較して十分に大きくできるので、これによって、線路ＳＲに供給される高周波信号による可動キャパシタ電極３３ａとの間のクーロン力を無視できるようになる。したがって、これによっても可変電極３３の変位動作が安定し、自己作動現象を抑制することが可能となる。
このように、図１６および図１７に示したフィルタ１Ｇの構造は、平行平板型の可変キャパシタ１７Ｇａの自己作動現象の抑制に対しても有利である。
〔フィルタの製造工程の説明〕
次に、フィルタ１Ｇの製造工程について、図１８〜図２０を参照して説明する。但し、以下の説明はフィルタ１Ｇの製造工程の一例の概略を示すものであり、図１７に示すフィルタ１Ｇの構造と一致しない部分もある。
まず、複数のフィルタモジュールの形成区画を有する配線基板ウエハを作製する。配線基板ウエハは、絶縁層、配線パターン、およびビアを含む多層配線構造を有するウエハである。配線基板ウエハにおいて、フィルタ１Ｇが形成される側の表面粗さＲｚは、例えば０．２μｍ以下である。
配線基板ウエハの作製においては、まず、グリーンシートであるそれぞれのセラミック基板において、ビア用の開口部を形成する。その開口部に導電ペーストを充填するとともに、セラミック基板の表面に導電ペーストで配線パターンを印刷する。このような工程を経て得られた所定枚数のセラミック基板を積層して積層体とし、その積層体を加熱下にて厚み方向にプレスする。その後、所定の加熱処理を行って当該積層体を一体焼成し、プリ配線基板ウエハを得る。一体焼成を経ることにより、配線パターンおよびビアが形成される。
配線基板ウエハの表面に露出しているビアの位置がセラミックス焼成時のセラミックス材料の収縮現象により、設計位置から変動することがある。配線基板ウエハをフォトリソグラフィ工程を通じて上部の構造体を形成するためには、上述の配線基板ウエハの形成工程において、基板表面に露出しているビアの位置を制御する必要がある。例えば、ビア位置の設計位置からのズレ量を、±５０μｍ以下に制御する。
次に、プリ配線基板ウエハの両面を研磨処理する。研磨処理の手法として、例えば、所定の研磨剤（薬液）を使用して行う機械的研磨を採用することができる。この研磨処理により、プリ配線基板ウエハの反りとうねりとが低減される。研磨処理において、好ましくは、反りについては４０μｍ以下まで低減し、うねりについてはほぼ無くなるまで低減する。
さらに、プリ配線基板ウエハにおいて、上に述べた受動素子および共振線路などが形成される側の面を平滑化処理することが必要な場合もある。
すなわち、プリ配線基板ウエハの表面には、構成セラミック粒子のサイズや研磨剤による研磨作用に起因すると思われる凹凸が存在するので、セラミック材質の選定および研磨方法を最適化しても、プリ配線基板ウエハ表面の表面粗さＲｚは、５μｍを大きくは下回らない。このような凹凸を有する表面には、小サイズの受動素子を適切に形成することが困難である。
このような問題が生ずるのを回避するため、配線基板ウエハの作製においては、上述の研磨処理の後に所定の平滑化処理が必要である。平滑化処理では、上述の研磨処理を経たプリ配線基板ウエハの表面の絶縁層における凹凸表面に、まず、薄い絶縁膜を形成する。絶縁膜の形成においては、プリ配線基板ウエハの表面に絶縁コーティング液を薄く塗布して焼成する。絶縁コーティング液として、例えばＳＯＧ(spin-on-glass) が用いられる。塗布される絶縁コーティング液の厚さは、例えば１μｍ以下である。このような薄い絶縁膜を形成することにより、プリ配線基板ウエハの表面における凹みを低減することができる。
その後、絶縁膜の形成工程を所定回数繰り返し、プリ配線基板ウエハのセラミック素地表面の凸部を、絶縁膜を重ねて形成した絶縁膜に埋没させる。このような方法により、プリ配線基板ウエハにおいて、受動素子および共振線路などが形成される側の面全体の表面粗さＲｚを０．５μｍ以下に低減することができる。先に述べた研磨処理の後にこのような平滑化処理を行うことにより、配線基板ウエハが得られる。
このようにして作製された配線基板ウエハに対し、次の（１）〜（７）のプロセスを経て、ウエハレベルでフィルタモジュールの各形成区画毎に複数の受動素子および共振線路などをバッチ（batch)生産方式で形成する。その後、配線基板ウエハを形成区画毎に分割し、フィルタモジュールを得る。なお、（１）〜（７）に示すプロセスは一例であり、それ以外に種々の半導体製造プロセスおよびＭＥＭＳプロセスなどを適宜用いることができる。
（１） 図１８（Ａ）に示すように、基板（配線基板ウエハ）３１の上側の表面に金属層を成膜し、パターニングを行って駆動電極３５ａ，３５ｂを形成する。駆動電極３５ａ，３５ｂの上に絶縁膜を成膜し、誘電体膜３６ａ，３６ｂを形成する。基板３１の下側の表面に金属層を成膜し、エッチングなどによってパッド部３８ａ〜ｄを形成する。または、パッド部３８ａ〜ｄをめっきによって形成する。また、基板３１の上側の表面に、Ａｕメッキ技術を用いて、アンカー部３７ａ，３７ｂおよび線路ＳＲを形成する。
（２） 図１８（Ｂ）に示すように、Ａｕからなる線路ＳＲ上に、誘電体ドット３９を形成する。
（３） 図１８（Ｃ）に示すように、犠牲層４０を線路ＳＲと同じ厚さに形成する。犠牲層４０は、選択的にエッチングできる除去し易いレジスト材料よりなる。
（４） 図１９（Ａ）に示すように、犠牲層４０の上に、可変電極３３のための第２犠牲層４１を形成する。第２犠牲層４１の厚さによって、可変電極３３と線路ＳＲとの間の間隙ＧＰ１の大きさ（距離）が規定される。また、可変電極３３と駆動電極３５ａ，３５ｂとの間の間隙ＧＰ２の大きさ（距離）は、犠牲層４０と第２犠牲層４１との厚さの和によって規定される。
本実施形態の可変キャパシタ１７Ｇａのように平行平板アクチュエータである場合に、プルイン（Pull-In ）現象が生じない限界の変位量は、電極間距離の約３分の１である。可変キャパシタ１７Ｇａの可変範囲を十分広く取るためには、可動キャパシタ電極３３ａを線路ＳＲに接近させる必要がある。そのため、平行平板アクチュエータとロードキャパシタとでは、電極間の間隙ＧＰ１，２を互いに異ならせる必要がある。そのため、平行平板アクチュエータの犠牲層の厚さは、ロードキャパシタの犠牲層の厚さの３倍以上とする必要がある。しかも、可変電極３３の表面を平坦にするためには平坦な犠牲層の下地が必要である。これらの要求に対して、ここで述べた犠牲層４０と第２犠牲層４１との２つの犠牲層を形成する方法（「２犠牲層法」という）は有効である。
（５） 図１９（Ｂ）に示すように、第２犠牲層４１の上にシートばね層ＳＢを形成し、シートばね層ＳＢの中央部に、メッキ技術を用いて金属厚膜部ＡＭを形成する。ミリングなどの技術を用い、バネ電極３３ｂ，３３ｂおよび可動キャパシタ電極３３ａを有する可変電極３３のバターンを形成する。
（６） 図２０（Ａ）に示すように、犠牲層４０および第２犠牲層４１を除去し、デバイスをリリスする。
（７） 図２０（Ｂ）に示すように、パッケージング部材４２によってウエハレベルで封止する。その後、基板３１から各フィルタモジュール（フィルタ１Ｇ）に切り出す。
ここに示したプロセスでは、デバイス（フィルタ１Ｇ）の形成および封止は全てウエハレベルで行うため、量産性および低コスト化の面において優れており、生産効率の向上を図ることが可能である。
また、配線基板ウエハ３１には、導通のためのビア３１ｂや、実装用のパッド部３８ａ〜ｄを形成してあるので、完成したフィルタモジュール（フィルタ１Ｇ）を他のパケージに実装することなく、マザーボードなどのプリント基板に直接実装できる特徴があり、実装性にも優れる。
上に述べた実施形態においては、（１）式におけるｎを１としたが、ｎを、３、５、７…などのように、１以外の奇数としてもよい。
〔通信モジュール〕
本実施形態のフィルタ１〜１Ｋは、通信モジュールＴＭとして構成することが可能である。
図２１において、通信モジュールＴＭは、送信フィルタ５１および受信フィルタ５２からなる。送信フィルタ５１および受信フィルタ５２として、第１〜第３の実施形態に示した周波数固定型のフィルタ、または第４〜第５の実施形態に示した周波数可変型のフィルタを適用することが可能である。また、周波数固定型のフィルタと周波数可変型のフィルタとを混在して用いてもよい。
周波数固定型である場合には、複数のそれらフィルタの中からその時々の通信に合ったフィルタが選択される。それぞれのフィルタは、共振線路ＫＳの伝搬長Ｌを適切に調整しておくことによって、それぞれ適切な通過中心周波数ｆ0 （通過中心波長λ0 ）、減衰周波数ｆL 、ｆH （減衰ピークの波長λL 、λH ）、および通過損失特性を有した帯域通過フィルタとしておくことができる。
また、周波数可変型である場合には、各フィルタに制御電圧Ｖｂが与えられ、その時々の通信に合うように、通過中心周波数ｆ0 、減衰周波数ｆL 、ｆH 、および通過損失特性が決定される。したがって、この場合には、送信フィルタ５２または受信フィルタ５３におけるフィルタの数を減らすことができ、通信装置ＴＳの小型化を図ることができる。また、フィルタの数を減らすことによって回路が簡素化され、回路損失や回路ノイズなどを低減することが可能であり、通信モジュールＴＭの性能の向上を図ることが可能である。
なお、通信モジュールＴＭは、図２１に示した以外の種々の構成とすることが可能である。
〔通信装置〕
本実施形態のフィルタ１〜１Ｋは、携帯電話機、携帯端末機などの移動体通信装置、Ｂａｓｅ−ｓｔａｔｉｏｎ（基地局）装置、固定通信装置など、種々の通信装置に適用することができる。
ここでは、フィルタ１〜１Ｋを適用した通信装置の一例について説明する。
図２２において、通信装置ＴＳは、制御処理部６０、送信部６１、送信フィルタ６２、受信フィルタ６３、受信部６４、およびアンテナＡＴなどを有する。
処理制御部６０は、通信装置ＴＳに必要なデジタル処理およびアナログ処理を行い、またユーザとの間のヒューマンインタフェ−スを行うなど、通信装置ＴＳの全体を制御する。
送信部６１は、変調などを行って高周波信号Ｓ１１を出力する。高周波信号Ｓ１１には、互いに異なる周波数帯域の信号が含まれる。
送信フィルタ６２は、送信部６１から出力される高周波信号Ｓ１１に対し、処理制御部６０により指定された周波数帯域のみを通過させるようフィルタリングを行う。送信フィルタ６２からは、フィルタリングされた高周波信号Ｓ１２が出力される。送信フィルタ６２として、上の第１〜第５の実施形態で説明したフィルタ１〜１Ｋ、またはその変形されたものが用いられる。
受信フィルタ６３は、アンテナＡＴで受信した高周波信号Ｓ１３の中から、処理制御部６０により指定された周波数帯域のみを通過させるようフィルタリングを行う。受信フィルタ６３からは、フィルタリングされた高周波信号Ｓ１４が出力される。受信フィルタ６３として、上の第１〜第５の実施形態で説明したフィルタ１〜１Ｋ、またはその変形されたものが用いられる。
受信部６４は、受信フィルタ６３から出力される高周波信号Ｓ１４に対し、増幅および復調などを行い、得られた受信信号Ｓ１５を処理制御部６０に出力する。
アンテナＡＴは、送信フィルタ６２から出力される高周波信号Ｓ１２を電波として空中に輻射し、また図示しない無線局などから送信された電波を受信する。
送信フィルタ６２または受信フィルタ６３が、第１〜第３の実施形態に示すように周波数固定型である場合には、複数のそれらフィルタの中からその時々の通信に合ったフィルタが選択される。それぞれのフィルタは、共振線路ＫＳの伝搬長Ｌを適切に調整しておくことによって、それぞれ適切な通過中心周波数ｆ0 （通過中心波長λ0 ）、減衰周波数ｆL 、ｆH （減衰ピークの波長λL 、λH ）、および通過損失特性を有した帯域通過フィルタとしておくことができる。
また、送信フィルタ６２または受信フィルタ６３が、第４〜第５の実施形態に示すように周波数可変型である場合には、制御処理部６０からの指令によって制御電圧Ｖｂが与えられ、その時々の通信に合うように、通過中心周波数ｆ0 、減衰周波数ｆL 、ｆH 、および通過損失特性が決定される。したがって、この場合には、送信フィルタ６２または受信フィルタ６３におけるフィルタの数を減らすことができ、通信装置ＴＳの小型化を図ることができる。また、フィルタの数を減らすことによって回路が簡素化され、回路損失や回路ノイズなどを低減することが可能であり、通信装置ＴＳの性能の向上を図ることが可能である。
なお、上に述べた通信装置ＴＳの構成において、フィルタは、送信フィルタ６２および受信フィルタ６３以外の回路素子として、例えば中間周波数用の帯域通過フィルタとして、設けられることがある。また、送信時と受信時とにおいて、アンテナＡＴ、送信フィルタ６２、または受信フィルタ６３を切り換えるためのスイッチが必要に応じて設けられる。送信フィルタ６２および受信フィルタ６３として、上に述べた通信モジュールＴＭを用いることも可能である。
また、通信装置ＴＳには、低ノイズ増幅器、パワー増幅器、デュプレクサ、ＡＤ変換器、ＤＡ変換器、周波数シンセサイザ、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit ) 、ＤＳＰ（Digital Signal Processor) 、電源装置などが必要に応じて設けられる。
通信装置ＴＳが携帯電話機である場合には、通信方式に応じた構成とし、送信フィルタ６２または受信フィルタ６３についても通信方式に応じた周波数帯域が選択される。例えば、ＧＳＭ（Global System for Mobile Communications ）通信方式の場合には、８５０ＭＨｚ帯、９５０ＭＨｚ帯、１．８ＧＨｚ帯、１．９ＧＨｚ帯に対応するように設定される。また、２ＧＨｚ帯以上、例えば６ＧＨｚ帯、１０ＧＨｚ帯などにも、本実施形態のフィルタを適用して通信装置ＴＳを構成することが可能である。
上に述べた種々の実施形態および変形例において、入力端子１１、第１の共振線路１２ａまたは第２の共振線路１２ｂなどの共振線路ＫＳ、これらの共振線路対ＺＴ、入力点１３、カップリング部１４、出力端子１５、入力信号線路１６、出力信号線路１６、可変キャパシタ１７、フィルタ１〜１Ｋ、通信モジュールＴＭ、および通信装置ＴＳの全体または各部の構成、構造、形状、寸法、材料、成形方法、製作方法、配置、個数、位置などは、上に述べた以外に種々変更することができる。
本実施形態には次に記載する形態も含まれる。
（付記１）
高周波信号が入力される入力点からそれぞれ延びる第１の共振線路および第２の共振線路が設けられ、
前記第１の共振線路の伝搬長Ｌ1 および前記第２の共振線路の伝搬長Ｌ2 が、
Ｌ1 ＝〔λ1 ／４〕×ｎ
Ｌ2 ＝〔λ2 ／４〕×ｎ
但し、λ1 、λ2 は特定の高周波信号の波長
ｎは正の奇数
に設定されている、フィルタ。
（付記２）
波長λ1 と波長λ2 とは互いに異なる値であり、
波長λ1 と波長λ2 との中間の波長λ0 を通過中心波長とし、波長λ1 および波長λ2 を減衰波長とする、
付記１記載のフィルタ。
（付記３）
前記第１の共振線路および前記第２の共振線路の少なくとも一方に対して可変容量素子が設けられ、前記伝搬長Ｌ1 および前記伝搬長Ｌ2 の少なくとも一方が前記可変容量素子により可変可能である、
付記１または２記載のフィルタ。
（付記４）
前記第１の共振線路に対して隙間を介して配置された第１の可動キャパシタ電極と、
前記第２の共振線路に対して隙間を介して配置された第２の可動キャパシタ電極と、
前記第１の可動キャパシタ電極を変位させる第１の駆動電極と、
前記第２の可動キャパシタ電極を変位させる第２の駆動電極と、を含む、
付記３記載のフィルタ。
（付記５）
前記第１の共振線路および前記第２の共振線路は、前記入力点から互いに反対側に延びる、
付記３または４記載のフィルタ。
（付記６）
前記第１の共振線路および前記第２の共振線路は、いずれも直線状に形成されており、かつ互いに一直線状となるように配置されている、
付記５記載のフィルタ。
（付記７）
前記第１の共振線路および前記第２の共振線路は、いずれも直線状に形成されており、かつ互いに一直線状ではなく斜めに配置されている、
付記５記載のフィルタ。
（付記８）
前記第１の共振線路および前記第２の共振線路は、いずれも略円弧状に形成されている、
付記５記載のフィルタ。
（付記９）
前記第１の共振線路および前記第２の共振線路の先端は電気的に開放されている、
付記３ないし８のいずれかに記載のフィルタ。
（付記１０）
前記第１の共振線路および前記第２の共振線路からなる共振線路対が複数設けられ、
前記複数の共振線路対は、カップリング部によって順次接続されている、
付記３ないし９のいずれかに記載のフィルタ。
（付記１１）
前記カップリング部はπ型である、
付記１０記載のフィルタ。
（付記１２）
前記カップリング部はＴ型である、
付記１０記載のフィルタ。
（付記１３）
前記カップリング部は、少なくとも一つの可変容量素子または可変インダクタンス素子を含む、
付記１０ないし１２のいずれかに記載のフィルタ。
（付記１４）
前記第１の共振線路、前記第２の共振線路、前記第１の可動キャパシタ電極、前記第２の可動キャパシタ電極、前記第１の駆動電極、および前記第２の駆動電極は、共通の基板上に形成されている、
付記４ないし８のいずれかに記載のフィルタ。
（付記１５）
前記前記基板は、多層の内部配線を有する低温同時焼成セラミック基板である、
付記１４記載のフィルタ。
（付記１６）
付記１ないし１５のいずれかのフィルタを備えた通信モジュール。
（付記１７）
付記１ないし１５のいずれかのフィルタを備えた通信装置。
（付記１８）
信号線路の入力端子に特定の波長λ0 の波長成分を含む高周波信号を入力し、
前記信号線路上の１つの接点からそれぞれ延びる第１の共振線路および第２の共振線路、但し、前記第１の共振線路の伝搬長Ｌ1 および前記第２の共振線路の伝搬長Ｌ2 が、ｎを正の奇数として、
Ｌ1 ＝〔（λ0 ＋Δλ）／４〕×ｎ
Ｌ2 ＝〔（λ0 −Δλ）／４〕×ｎ
に設定されている、そのような前記第１の共振線路と前記第２の共振線路とによって、前記波長λ0 の波長成分に対し並列共振を行わせることにより、前記波長λ0 の波長成分を通過させるようフィルタリングを行って前記信号線路の出力端子から出力させる、フィルタリング方法。
（付記１９）
前記第１の共振線路または前記第２の共振線路のいずれかまたはそれらの両方に対して可変容量素子を設け、これにより前記伝搬長Ｌ1 または前記伝搬長Ｌ2 のいずれかまたはそれらの両方を変化させる、
付記１８記載のフィルタリング方法。
１，１Ｂ〜１Ｋ フィルタ
１２ａ，１２ｃ 第１の共振線路
１２ｂ，１２ｄ 第２の共振線路
１４ カップリング部
１７Ｇａ〜ｅ 可変キャパシタ（可変容量素子）
３１ 基板
３３ 可変電極（第１の可動キャパシタ電極、第２の可動キャパシタ電極）
３３ａ 可動キャパシタ電極（第１の可動キャパシタ電極、第２の可動キャパシタ電極）３３ｂ バネ電極（第１の可動キャパシタ電極、第２の可動キャパシタ電極）
３５ａ，３５ｂ 駆動電極（第１の駆動電極、第１の駆動電極）
５１ 送信フィルタ（フィルタ）
５２ 受信フィルタ（フィルタ）
６０ 処理制御部
６１ 送信部
６２ 送信フィルタ（フィルタ）
６３ 受信フィルタ（フィルタ）
６４ 受信部
ＴＳ 通信装置
ＴＭ 通信モジュール
ＺＴ 共振線路対

Claims (10)

  1. 高周波信号が入力される入力点からそれぞれ延びる第１の共振線路および第２の共振線路が設けられ、
    前記第１の共振線路の伝搬長Ｌ1 および前記第２の共振線路の伝搬長Ｌ2 が、
    Ｌ1 ＝〔λ1 ／４〕×ｎ
    Ｌ2 ＝〔λ2 ／４〕×ｎ
    但し、λ1 、λ2 は特定の高周波信号の波長
    ｎは正の奇数
    に設定されている、フィルタ。
  2. 波長λ1 と波長λ2 とは互いに異なる値であり、
    波長λ1 と波長λ2 との中間の波長λ0 を通過中心波長とし、波長λ1 および波長λ2 を減衰波長とする、
    請求項１記載のフィルタ。
  3. 前記第１の共振線路および前記第２の共振線路の少なくとも一方に対して可変容量素子が設けられ、前記伝搬長Ｌ1 および前記伝搬長Ｌ2 の少なくとも一方が前記可変容量素子により可変可能である、
    請求項１または２記載のフィルタ。
  4. 前記第１の共振線路に対して隙間を介して配置された第１の可動キャパシタ電極と、
    前記第２の共振線路に対して隙間を介して配置された第２の可動キャパシタ電極と、
    前記第１の可動キャパシタ電極を変位させる第１の駆動電極と、
    前記第２の可動キャパシタ電極を変位させる第２の駆動電極と、を含む、
    請求項３記載のフィルタ。
  5. 前記第１の共振線路および前記第２の共振線路は、前記入力点から互いに反対側に延びる、
    請求項３または４記載のフィルタ。
  6. 前記第１の共振線路および前記第２の共振線路の先端は電気的に開放されている、
    請求項３ないし５のいずれかに記載のフィルタ。
  7. 前記第１の共振線路および前記第２の共振線路からなる共振線路対が複数設けられ、
    前記複数の共振線路対は、カップリング部によって順次接続されている、
    請求項３ないし６のいずれかに記載のフィルタ。
  8. 請求項１ないし７のいずれかのフィルタを備えた通信モジュール。
  9. 請求項１ないし７のいずれかのフィルタを備えた通信装置。
  10. 信号線路の入力端子に特定の波長λ0 の波長成分を含む高周波信号を入力し、
    前記信号線路上の１つの接点からそれぞれ延びる第１の共振線路および第２の共振線路、但し、前記第１の共振線路の伝搬長Ｌ1 および前記第２の共振線路の伝搬長Ｌ2 が、ｎを正の奇数として、
    Ｌ1 ＝〔（λ0 ＋Δλ）／４〕×ｎ
    Ｌ2 ＝〔（λ0 −Δλ）／４〕×ｎ
    に設定されている、そのような前記第１の共振線路と前記第２の共振線路とによって、前記波長λ0 の波長成分に対し並列共振を行わせることにより、前記波長λ0 の波長成分を通過させるようフィルタリングを行って前記信号線路の出力端子から出力させる、フィルタリング方法。
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