JP2013085076A - 伝送線路共振器、帯域通過フィルタ及び分波器 - Google Patents

Abstract

【課題】従来の両端短絡型の単一伝送線路共振器は、共振器のサイズが１／２波長に制限されるという問題がある。
【解決手段】本発明の分布結合線路を有する伝送線路共振器は、分布定数線路を所定の距離だけ離間して平行に配置した分布結合線路１２ａ，１２ｂと、分布結合線路１２ａ，１２ｂの一端が両端に接続された一様線路１１と、分布結合線路１２ａ，１２ｂの他端が接続された短絡接地部１３とを備える。本発明の分布結合線路を有する伝送線路共振器は、分布結合線路１２ａ，１２ｂの結合度を増大することによって、共振周波数を低下させることができ、共振器のサイズを小型化することが可能となる。
【選択図】図１

Description

本発明は、高周波回路で用いられる伝送線路共振器に関し、特に、分布結合線路を用いた伝送線路共振器並びにその伝送線路共振器を用いた帯域通過フィルタ及び分波器に関する。

高周波帯、マイクロ波帯で用いられる共振器は、１／４波長型又は１／２波長型の一様線路共振器が主流である。最近では、非特許文献１に示すように、線路インピーダンスの異なる複数の伝送線路から構成されるステップインピーダンス共振器（以下、ＳＩＲともいう。）が、小型化、スプリアス抑圧あるいは多様な結合方式の実現を目的として用いられるようになってきている。

ＳＩＲには、多様な構造のものがある。代表的なものとして、１／４波長型における一端開放他端短絡型ＳＩＲと、１／２波長型の両端開放型ＳＩＲがある。非特許文献２及び３に示すように、１／４波長型ＳＩＲは、もっとも小型化することができることから、従来から積極的に開発実用化が行われてきた。そして、近年においては、ＬＴＣＣ（Ｌｏｗ Ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ Ｃｏ−ｆｉｒｅｄ Ｃｅｒａｍｉｃｓ、低温同時焼成セラミクス）プロセス技術の確立により、１／４波長型ＳＩＲは、特許文献１に示すようにマイクロ波帯無線システム用フィルタに多く用いられるようになった。

１／２波長型の両端開放型ＳＩＲは、ストリップ線路又はマイクロストリップ線路を利用することによって、実現が容易であり、実用的には、Ｕ字状や矩形ループ状に構成した小型ヘアピン共振器やスプリットリング共振器として広く応用に供されている。

しかしながら、１／２波長型の両端開放型ＳＩＲにおいては、小型化と低損失化（あるいは共振器の高Ｑ化）とが両立しないことが指摘されている。これを解決するために、両端短絡型ＳＩＲが考えられるが、共振器が大型化してしまうという欠点がある。

特開２０１０−８７８３０号公報

Ｓａｇａｗａ， Ｍａｋｉｍｏｔｏ ａｎｄ Ｙａｍａｓｈｉｔａ．，「Ｇｅｏｍｅｔｒｉｃａｌ Ｓｔｒｕｃｔｕｒｅｓ ａｎｄ Ｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌ Ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓ ｏｆ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｓｔｅｐｐｅｄ Ｉｍｐｅｄａｎｃｅ Ｒｅｓｏｎａｔｏｒｓ」， ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． ＭＴＴ， ｖｏｌ．４５， Ｎｏ．７， ｐｐ．１０７８−１０８５， Ｊｕｌｙ １９９７ 牧本、「マイクロ波ＳＩＲの構造とその特性」、電気情報通信学会、電子情報通信学会技術研究報告 ＭＷ２００３−２２１、ｐ８３−９０、２００３年１２月 Ｍａｋｉｍｏｔｏ ａｎｄ Ｙａｍａｓｈｉｔａ， 「Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｒｅｓｏｎａｔｏｒｓ ａｎｄ Ｆｉｌｔｅｒｓ ｆｏｒ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ」， Ｓｐｒｉｎｇｅｒ， Ｈｅｉｄｅｒｂｅｒｇ， Ｇｅｒｍａｎｙ， Ｄｅｃ． ２０００

上述した通り、ＬＴＣＣ技術等を用いることによって、低インピーダンスの短絡接地を実現することが容易になったので、両端短絡型の共振器を構成することが可能となった。ここで、一様線路を用いて共振器を構成しようとすると、１／２波長に大きさが制約されるという問題がある。そこで、特願２０１１−０１６８１２号のように、両端短絡型ＳＩＲの中央部に容量を装荷して、共振器を小型化する技術が提案されている。
しかしながら、小型化するために、一様線路をＳＩＲに変更したり、容量を装荷したりしても小型化には限界がある。また、両端短絡型ＳＩＲの場合には、小型化するために短絡接地部を有する伝送線路の線路幅を狭くする必要があり、これによって線路インピーダンスが高くなるため、さらなる低損失化、高Ｑ化が困難であるとの問題もある。

そこで、本発明は、１／２波長型の共振器において、更なる小型化及び低損失化又は高Ｑ化の両立を図った共振器を提供することを目的とする。また、この共振器を用いた高周波回路を提供することを目的とする。

発明者らは、単一伝送線路の両端を、平行に配置した分布結合線路を介して短絡接地する構成とした場合に、分布結合線路の結合度に応じて共振周波数が変化することを見出した。

具体的には、本発明の分布結合線路を有する伝送線路共振器は、一端を短絡接地部に接続した第１の分布定数線路と、第１の分布定数線路から所定距離だけ離間して平行に配置され、第１の分布定数線路の短絡接地された一端に対向する一端を短絡接地部に接続した第２の分布定数線路とからなる分布結合線路と、分布結合線路のそれぞれ他方の端に両端が接続された単一伝送線路とを備える。分布結合線路は、偶モードインピーダンス及び／又は奇モードインピーダンスを有しており、以下の条件を満たす式で表わされる分布結合線路の結合度の増大に応じて、伝送線路共振器の共振周波数が低下する。

ｋ＝（Ｚｃｅ−Ｚｃｏ）／（Ｚｃｅ＋Ｚｃｏ），０≦ｋ≦１
（ただし、ｋは上記結合度であり、Ｚｃｅは、上記偶モードインピーダンスであり、Ｚｃｏは、上記奇モードインピーダンスである。）

また、本発明の帯域通過フィルタは、一端を短絡接地部に接続した第１の分布定数線路と、第１の分布定数線路から所定距離だけ離間して平行に配置され、第１の分布定数線路の短絡接地された一端に対向する一端を短絡接地部に接続した第２の分布定数線路とからなる分布結合線路と、分布結合線路のそれぞれ他方の端に両端が接続された単一伝送線路とを備える。単一伝送線路は、第１の線路インピーダンス及び第１の線路長を有しており、ループ状に配置される。分布結合線路は、偶モードインピーダンス及び／又は奇モードインピーダンスを有しており、以下の条件を満たす式で表わされる分布結合線路の結合度に応じて共振周波数が低下する、同一の共振周波数を有する２個以上の伝送線路共振器を含み、２個以上の伝送線路共振器のうちの１つの伝送線路共振器に結合させた入力端子と、２個以上の伝送線路共振器の残りのうちの１つの他の伝送線路共振器に結合させた出力端子とを備える。２個以上の伝送線路共振器をそれぞれ相互に隣接するように所定の距離だけ離間して配置して結合させてなる。

ｋ＝（Ｚｃｅ−Ｚｃｏ）／（Ｚｃｅ＋Ｚｃｏ），０≦ｋ≦１
（ただし、ｋは上記結合度であり、Ｚｃｅは、上記偶モードインピーダンスであり、Ｚｃｏは、上記奇モードインピーダンスである。）

本発明の分波器は、一端を短絡接地部に接続した第１の分布定数線路と、第１の分布定数線路から所定距離だけ離間して平行に配置され、第１の分布定数線路の短絡接地された一端に対向する一端を短絡接地部に接続した第２の分布定数線路とからなる分布結合線路と、分布結合線路のそれぞれ他方の端に両端が接続された単一伝送線路とを備える。単一伝送線路は、第１のインピーダンス及び第１の線路長を有しており、ループ状に配置され、分布結合線路は、偶モードインピーダンス及び／又は奇モードインピーダンスを有しており、以下の条件を満たす式で表わされる分布結合線路の結合度に応じて共振周波数が低下する、同一の共振周波数を有する２個以上の伝送線路共振器をそれぞれ相互に隣接するように所定の距離だけ離間して配置して結合させてなる２個以上の帯域通過フィルタを含み、２個以上の帯域通過フィルタのそれぞれの入力に結合させた入力端子と、２個以上の帯域通過フィルタのそれぞれの入力端子を有する伝送線路共振器以外の伝送線路共振器に結合させた出力端子とを備える。２個以上の帯域通過フィルタは、それぞれ異なる通過帯域を有する。

ｋ＝（Ｚｃｅ−Ｚｃｏ）／（Ｚｃｅ＋Ｚｃｏ），０≦ｋ≦１
（ただし、ｋは上記結合度であり、Ｚｃｅは、上記偶モードインピーダンスであり、Ｚｃｏは、上記奇モードインピーダンスである。）

本発明の分布結合線路を有する伝送線路共振器によれば、１／２波長型の単一伝送線路共振器の両端に分布結合線路をそれぞれ接続し、分布結合線路を介して短絡接地されているので、短絡接地部の線路インピーダンスを低くすることができ、低損失化、高Ｑ化が可能になる。また、分布結合線路の偶モードインピーダンス及び奇モードインピーダンスによって表わされる結合度を大きくすることによって、共振周波数が低下するので、共振周波数を一定とすれば、共振器の大きさを小さくすることができる。

本発明の分布結合線路を有する伝送線路共振器を用いて、多段の帯域通過フィルタ、有極フィルタ、電子同調型フィルタ、分波器等多くの小型かつ低損失の高周波回路を実現することができる。

（Ａ）は、本発明の分布結合線路を有する伝送線路共振器の構成を示す図であり、短絡接地部が分布結合線路を構成するそれぞれの分布定数線路の対向する一端にある。（Ｂ）は、短絡接地部が、分布結合線路を構成する分布定数線路の対向する一端のそれぞれ反対の端にある場合を示す図である。 （Ａ）は、図１（Ａ）に示す本発明の分布結合線路を有する伝送線路共振器の回路トポロジを示す図である。（Ｂ）は、図１（Ｂ）に示す伝送線路共振器の回路トポロジを示す図である。 （Ａ）は、一様線路による両端短絡型の伝送線路共振器を示す図である。（Ｂ）は、両端短絡型ステップインピーダンス共振器の回路トポロジを示す図である。 図２（Ａ）の回路トポロジ（平行配置）の分布結合線路を有する伝送線路共振器と、図２（Ｂ）の回路トポロジ（逆平行配置）の伝送線路共振器の分布結合線路の結合度に対する共振周波数の変化をプロットした図である。 ステップインピーダンス伝送線路共振器の両端に、平行配置された分布定数線路からなる分布結合線路を接続した本発明の分布結合線路を有する伝送線路共振器の回路トポロジを示す図である。 図５の共振器のステップインピーダンス伝送線路共振器の中央部に容量性のスタブを接続した本発明の分布結合線路を有する伝送線路共振器の回路トポロジを示す図である。 図６の分布結合線路に代えて、直列に接続された、幅の異なる第１及び第２の分布結合線路を用いた本発明の分布結合線路を有する伝送線路共振器の回路トポロジを示す図である。 （Ａ）は、本発明の分布結合線路を有する伝送線路共振器の設計例を示す図であり、（Ｂ）は、（Ａ）に示す共振器と同一の共振周波数を有する両端短絡型のステップインピーダンス伝送線路共振器の設計例を示す図である。 （Ａ）〜（Ｅ）は、分布結合線路を有する伝送線路共振器のさまざまな変形例を示す図である。 本発明の分布結合線路を有する伝送線路共振器の変形例を用いて、２段帯域通過フィルタを構成した応用例を示す図である。 本発明の分布結合線路を有する伝送線路共振器の他の変形例を用いて、２段帯域通過フィルタを構成した応用例を示す図である。 本発明の分布結合線路を有する伝送線路共振器の他の変形例を用いて、３段帯域通過フィルタを構成した応用例を示す図である。 本発明の分布結合線路を有する伝送線路共振器の他の変形例を用いて、入出力の共振器間を弱く結合させることによって、阻止域の減衰極の位置を調整した、有極フィルタの一種であるクロスカップルフィルタの例を示す図である。 単一伝送線路の中央部に装荷された容量素子として、可変容量ダイオードを用いることによって、電子同調型とした本発明の分布結合線路を有する伝送線路共振器を２個用いて、電子同調型帯域通過フィルタを構成した例を示す図である。 本発明の分布結合線路を有する伝送線路共振器のバリエーションを用いて通過帯域の異なる帯域通過フィルタを構成し、これら２個の帯域通過フィルタを用いて分波器を構成した例を示す図である。入力に共用アンテナ、一方の出力を送信出力、他方の出力を受信入力とすればアンテナ共用器として利用することが可能である。

以下、本発明が適用された分布結合線路を有する伝送線路共振器（以下、単に伝送線路共振器又は共振器ともいう。）並びにその伝送線路共振器を用いた帯域通過フィルタ、クロスカップルフィルタ、電子同調型フィルタ及び分波器について、図面を参照して以下の順序で説明する。

１．伝送線路共振器
１−１．伝送線路共振器の構成
１−２．伝送線路共振器の動作原理
１−３．伝送線路共振器の設計例
１−４．伝送線路共振器の変形例
２．伝送線路共振器の応用回路
２−１．帯域通過フィルタ
２−２．クロスカップルフィルタ
２−３．電子同調型フィルタ
２−４．分波器
３．まとめ

１．伝送線路共振器
１−１．伝送線路共振器の構成
図１（Ａ）に示すように、本発明の伝送線路共振器は、分布定数線路の対向する一端において短絡接地部１３に接続され、所定の距離だけ離間して平行に配置された分布定数線路からなる分布結合線路１２ａ，１２ｂを備える。そして、分布結合線路１２ａ，１２ｂの他方のそれぞれの端には、矩形ループ状に形成された一様線路１１の両端が接続されている。対向する一端において短絡接地部１３に接続されている分布結合線路１２ａ，１２ｂを、以降平行配置された分布結合線路ということにする。本発明の伝送線路共振器は、誘電率が一様な誘電体基板上に形成される。誘電体基板は、裏面一面を導体パターンとして形成される。短絡接地部１３は、ビアを介して裏面導体パターンに接続される。なお、誘電体基板は、両面基板に限らず、例えば内層に短絡接地のための導体パターンを有する多層基板を用いることができるのは言うまでもない。ここで、分布結合線路を構成する分布定数線路とは、分布結合線路と組み合わされる単一伝送線路を構成する伝送線路と区別するための名称であり、以下同様に区別して記載するが、機能上は伝送線路である。

図１（Ｂ）は、図１（Ａ）に示す伝送線路共振器と対比して説明するための共振器の構成を示す図である。図１（Ｂ）に示す共振器は、平行に配置された分布定数線路の対向する一端のそれぞれ反対側の端に、短絡接地部１３が接続された分布結合線路１２ａ，１２ｂを備えており、分布結合線路１２ａ，１２ｂのそれぞれの他方の端には、一様線路１１の両端が接続される。対向する一端の反対側の端が短絡接地部１３に接続されている分布結合線路１２ａ，１２ｂを、以降逆平行配置された分布結合線路ということにする。

１−２．伝送線路共振器の動作原理
本発明の伝送線路共振器の動作原理を図２及び図３を参照して説明する。

図２は、本発明の伝送線路共振器の動作原理を説明するために、図１に示すような構成の共振器を回路トポロジとして表現した図である。図２（Ａ）には、図１（Ａ）と同様に、所定の距離だけ離間して平行配置された分布結合線路１２ａ，１２ｂに単一伝送線路として一様線路１１の両端が接続された伝送線路共振器の回路トポロジを示す。図２（Ｂ）は、図１（Ｂ）と同様に、所定の距離だけ離間して逆平行配置された分布結合線路１２ａ，１２ｂの短絡接地部１３に接続された端とは反対側の端に一様線路１１の両端が接続された回路トポロジを表した図である。

図３（Ａ）は、両端が短絡接地部１３に接続された一様線路２１からなる１／２波長型伝送線路共振器の構成を示す。一様線路２１の線路長は、θ_Ｓであり、この伝送線路共振器の共振条件においては、θ_Ｓは１８０度となる。

一方、図３（Ｂ）は、両端短絡型のステップインピーダンス伝送線路共振器（以下、ＳＩＲともいう。）の構成を示す図である。この両端短絡型ＳＩＲは、線路長２θ_Ｓ１及び線路インピーダンスＺ_Ｓ１を有する第１の伝送線路２２の両端に、線路長θ_Ｓ２及び線路インピーダンスＺ_Ｓ２を有する第２及び第３の伝送線路２３，２４が接続され、第２及び第３の伝送線路２３，２４の他の端が短絡接地部１３に接続される。両端短絡型ＳＩＲの共振条件は、以下の式（１）で与えられる。

ｔａｎθ_Ｓ１・ｔａｎθ_Ｓ２＝Ｚ_Ｓ１／Ｚ_Ｓ２＝Ｒ_Ｚ （１）

両端短絡型ＳＩＲの長さは、Ｒ_Ｚ＜１のときに、図３（Ａ）に示す一様線路共振器よりも短くなり、Ｒ_Ｚ＞１のときに、図３（Ａ）のような一様線路共振器よりも長くなる。したがって、Ｒ_Ｚ＜１となるように線路インピーダンスを設定すれば、同一の共振周波数において、一様線路共振器よりも小型にできることとなる。なお、Ｒ_Ｚ＝１の場合には、両端短絡型ＳＩＲは、一様線路共振器となる。

一方、図２（Ａ），（Ｂ）のような平行配置又は逆平行配置された分布結合線路を有する伝送線路共振器の場合には、分布結合線路の有する偶モードインピーダンス及び奇モードインピーダンスに基づく、線路の結合度ｋを考慮する必要がある。偶モードインピーダンスをＺｃｅ、奇モードインピーダンスをＺｃｏとすると、分布結合線路の結合度ｋは以下のように表わされる。

ｋ＝（Ｚｃｅ−Ｚｃｏ）／（Ｚｃｅ＋Ｚｃｏ），０≦ｋ≦１ （２）

ここで、相乗平均インピーダンスをＺｃとすると、

Ｚ_Ｃ＝（Ｚｃｅ・Ｚｃｏ）^１／２ （３）

となる。数式を簡略化して表現するために、結合の補助パラメータＫを以下のように定義する。

Ｋ^２＝（１＋ｋ）／（１−ｋ）＝Ｚｃｅ／Ｚｃｏ≧１ （４）

このときに、図２（Ａ）に示すような平行配置された分布結合線路の場合には、短絡接地部１３が対向する一端にあるので、共振時には奇偶どちらかのモードになる。最も低い共振周波数においては偶モードとなるため、平行配置された分布結合線路の線路インピーダンスは、以下の式で表わされる。

（Ｚ_Ｓ／Ｚ_Ｃ）／Ｋ＝Ｒ_Ｚ ＝ｔａｎθ_Ｓ・ｔａｎθ_Ｃ （５）

一方、図２（Ｂ）に示すような逆平行配置された分布結合線路の場合には、共振条件は、以下の式で表わされる。

（Ｚ_Ｓ／Ｚ_Ｃ）／Ｋ＝Ｒ_Ｚ
＝２・ｔａｎθ_Ｓ・ｔａｎθ_Ｃ／｛１＋Ｋ^２＋（Ｋ^２−１）ｓｅｃθ_Ｃ｝ （６）

図４には、図２（Ａ）、（Ｂ）のそれぞれの回路トポロジにおいて、一様線路１１の線路長θ_Ｓと分布結合線路１２ａ，１２ｂの線路長θ_Ｃとを一定にして、結合度ｋを変化させた場合の共振周波数ｆ_ｒの変化をシミュレーションによってプロットした。平行配置としてプロットされているのが、図２（Ａ）の平行配置された分布結合線路を含む場合であり、逆平行配置としてプロットされているのが、図２（Ｂ）の逆平行配置された分布結合線路を含む場合であることを示す。なお、図４においては、θ_Ｓ＝θ_Ｃ＝４５度、Ｚ_Ｃ＝Ｚ_Ｓとし、結合度ｋ＝０（Ｋ＝１）のときの共振周波数ｆ_０に対して規格化したｆ_ｒ／ｆ_０を示している。

図４より、平行配置された分布結合線路の場合には、結合度ｋを大きくすることによって、共振周波数ｆ_ｒ／ｆ_０が低下することがわかる。別の見方をすれば、結合度ｋを大きくすることによって、同一の共振周波数であれば、より短い線路長で共振器を実現することができることを意味するので、共振器の小型化が可能となる。一方、逆平行配置された分布結合線路の場合には、結合度ｋを大きくすると、共振周波数ｆ_ｒ／ｆ_０は上昇してしまうことがわかる。したがって、逆平行配置された分布結合線路を用いた伝送線路共振器の場合には、結合度ｋによる小型化の効果を生じない。すなわち、共振器の小型化の目的のためには、平行配置された分布結合線路を単一伝送線路に接続する必要がある。

なお、図２（Ａ）に示すように、分布結合線路１２ａ，１２ｂを構成する２つの分布定数線路は、回路の対称性や設計の容易性といった観点からは、同一形状であって同一の特性であることが好ましいが、必ずしも同一形状、同一特性である必要はない。形状、特性の異なる２つの分布定数線路からなる分布結合線路であっても、偶奇インピーダンスによって決定される結合度ｋに応じて共振周波数を変化させることができる。

図５に示すように、図２（Ａ）における一様線路１１を、第１の伝送線路２２と、第１の伝送線路２２の両端に接続された第２及び第３の伝送線路２３，２４とからなるＳＩＲに置き換えることができる。上述したようにＲ_Ｚ＜１となるよう線路インピーダンスを設定すれば、一様線路の場合に比べて更なる小型化を図ることができる。

また、図６に示すように、図５のＳＩＲの中央部に容量性のスタブ３１を接続することによって、更なる小型化を図ることができる。線路インピーダンスＺ_Ｓ１及び線路長θ_Ｓ１を有する第１の伝送線路２２の中央部に装荷する容量性のスタブ３１のサセプタンスをＢとし、第２及び第３の伝送線路２３，２４の線路インピーダンスをＺ_Ｓ２，θ_Ｓ２とすると、以下の式（７）に示す条件を満たすようにＢを選ぶことによって、同一の共振周波数に対して、スタブ３１を装荷しない場合に比べて、ＳＩＲの長さを短くすることができる。

なお、スタブ３１を装荷する位置は、通常、ＳＩＲの物理的形状における中央部であるが、ＳＩＲにおける電界強度の分布上の中央、すなわち電界強度最大の位置とすることが好ましい。

別の見方をすれば、ＳＩＲの中央部に容量性素子を装荷することによって、ＳＩＲの形状を変えることなく、共振周波数を変えることも可能である。例えば、容量性のスタブ３１の線路長を変更することによって、容量値を変えて共振周波数を調整することができる。共振周波数を精密に調整する必要がある場合や、共振周波数のバラツキを抑える必要がある場合等にトリミング技術等と組み合わせて共振周波数の微調整を行うこともできる。なお、図６においては、第１の伝送線路２２の中央部に装荷する容量には、容量性のスタブを用いたが、集中定数コンデンサであってももちろんよく、可変容量ダイオードを用いれば、後述する電子同調型共振器を構成することも可能である。容量性スタブを用いる場合にも、方形状のスタブに限らず、インタデジタル型のスタブ、Ｔ型スタブ、ステップインピーダンス型のスタブや折り返し構造を有するスタブを用いてももちろんよい。また、容量を装荷する対象となるのは、ＳＩＲに限らず、一様線路を含む任意の伝送線路であってもよく、共振器の小型化の恩恵を受けることができ、共振周波数の調整が可能となる。

図７に示すように、図６における平行配置された分布結合線路１２ａ，１２ｂに代えて、一方が短絡接地部に接続された、偶モードインピーダンスＺｃｅ_１、奇モードインピーダンスＺｃｏ_１及び線路長θ_Ｃ１を有する、同一形状、同一特性の第１及び第２の分布定数線路からなる第１の分布結合線路１２ａ，１２ｂと、第１の分布結合線路１２ａ，１２ｂに直列接続された、偶モードインピーダンスＺｃｅ_２、奇モードインピーダンスＺｃｏ_２及び線路長θ_Ｃ２を有する同一形状、同一特性の第３及び第４の分布定数線路からなる第２の分布結合線路１２ｃ，１２ｄとを有してもよい。第１の分布結合線路１２ａ，１２ｂの結合度ｋ_１は以下のように表わされる。

ｋ_１＝（Ｚｃｅ_１−Ｚｃｏ_１）／（Ｚｃｅ_１＋Ｚｃｏ_１），０≦ｋ_１≦１ （８）

また、第２の分布結合線路１２ｃ，１２ｄの結合度ｋ_２は以下のように表わされる。

ｋ_２＝（Ｚｃｅ_２−Ｚｃｏ_２）／（Ｚｃｅ_２＋Ｚｃｏ_２），０≦ｋ_２≦１ （９）

結合度ｋ_１，ｋ_２に応じて共振周波数が変化するのは、上述したのと同様である。

第１及び第２の分布結合線路の相乗平均インピーダンスをＺ_Ｃ１、Ｚ_Ｃ２とすると、以下のように表わされる。

Ｚ_ｃ１＝（Ｚｃｅ_１・Ｚｃｏ_１）^１／２，
Ｚ_ｃ２＝（Ｚｃｅ_２・Ｚｃｏ_２）^１／２ （１０）

ここで、Ｚ_Ｃ１≦Ｚ_Ｃ２となるように選ぶと、短絡接地部１３に接続される第１の分布結合線路１２ａ，１２ｂの線路幅を広く設計することができるので、導体損失を低減することができ、共振器の低損失化とともに、無負荷時のＱを向上させることができる。

なお、図７においては、単一伝送線路としてＳＩＲを用いているが、ＳＩＲに代えて一様線路を含む任意の伝送線路を用いてもよく、単一伝送線路の中央部のスタブについては、方形状のスタブに限らず、インタデジタル型のスタブ、Ｔ型スタブ、ステップインピーダンス型のスタブや折り返し構造を有するスタブを用いてもよいのは上述と同様である。また、これらの分布定数素子に代えて、集中定数素子や可変容量素子を用いてももちろんよく、容量性素子を接続しなくてももちろんよい。また、平行配置された分布結合線路を構成する分布定数線路は、必ずしも方形状である必要はなく、例えばトリミング技術等を用いて分布結合線路を構成する分布定数線路の一部を除去して、結合度ｋを調整してもよい。また、第１及び第２の分布定数線路の形状、特性並びに第３及び第４の分布定数線路の形状、特性は、回路の対称性の観点からそれぞれ同一であることが好ましいが、必ずしも同一である必要がないのは上述した通りである。

１−３．伝送線路共振器の設計例
次に本発明の分布結合線路を有する伝送線路共振器の実際の設計例について説明する。図８（Ａ）に示すように、本発明の共振器は、Ｕ字状ループに形成された一様線路１１と、一様線路１１の両端に接続された平行配置された分布結合線路１２ａ，１２ｂとを備え、分布結合線路１２ａ，１２ｂの一方の端は、短絡接地部１３に接続される。一様線路１１は、幅０．５７ｍｍの伝送線路であり、Ｕ字状ループの幅が１．７ｍｍ、長さが２．０ｍｍである。分布結合線路１２ａ，１２ｂは、それぞれ０．３０ｍｍ幅の分布定数線路を０．１０ｍｍの距離だけ離間して配置することによって構成される。短絡接地部１３は、ビアを介して裏面設置パターン（図示せず）に接続される。このようなパターンを、誘電率１０．２、誘電正接（ｔａｎδ）０．００２３の誘電体基板を用いて、マイクロストリップ線路として形成した。ここで、共振周波数を５ＧＨｚに設定した。共振器の大きさを決定するインピーダンス比Ｒ_Ｚを、０．５３とした。このような本発明の共振器の無負荷Ｑをシミュレーションによって求めたところ、２２５であった。一方、図８（Ｂ）は、図８（Ａ）と同じ条件、すなわち、共振周波数５ＧＨｚ、インピーダンス比Ｒ_Ｚを０．５３とした場合の、同一誘電体基板上に構成したＵ字状ループ両端接地型ＳＩＲのパターン例である。第１の伝送線路２２の線路幅を、図８（Ａ）の場合と同じ０．５７ｍｍとし、ループ幅を１．７ｍｍ、ループ長さを２．０ｍｍとした。また、第２及び第３の伝送線路２３，２４の線路長を、図８（Ａ）の場合の分布結合線路１２ａ，１２ｂの線路長と同じにしたところ、線路幅が０．０８５ｍｍとなった。短絡接地部１３に接続される第２及び第３の伝送線路２３，２４の線路幅が狭くなったことによって、図８（Ｂ）に示す両端短絡型ＳＩＲの無負荷Ｑは、本発明の共振器の無負荷Ｑよりも低い１６５とのシミュレーション結果となった。

したがって、本発明の共振器によれば、同じ共振周波数で同じ共振器のサイズであれば、短絡接地部に接続される線路幅を広くすることができ、低損失化、高Ｑ化が可能となる。

１−４．伝送線路共振器の変形例
図９（Ａ）〜（Ｅ）に示すように、本発明の共振器は、上述した回路トポロジに基づいて様々な形状とすることができる。

図９（Ａ）に示す構成は、回路トポロジとしては、上述した図５の回路に相当する。第１の伝送線路２２の両端に、第２及び第３の伝送線路２３，２４が接続され、これらが矩形ループ状に配置されたＳＩＲを構成する。ＳＩＲの両端に、分布結合線路１２ａ，１２ｂが接続される。そして、分布結合線路１２ａ，１２ｂは、矩形ループ状に形成されたＳＩＲの矩形ループ内に配置され、ＳＩＲの矩形ループ内で短絡接地部１３に接続される。このような構成とすることによって、共振器のサイズをコンパクトにすることを可能にするとともに、同様の構成の共振器と、互いに離間させて配置することによって、共振器間の結合をはかることができ、後述するフィルタ回路を容易に構成することができる。

図９（Ｂ）に示す構成は、回路トポロジとしては、上述した図６の回路に相当する。ただし、単一伝送線路は、図６に示すようなＳＩＲではなく、一様線路１１である。一様線路１１は、円形ループ状に配置され、一様線路１１の両端に平行配置された分布結合線路１２ａ，１２ｂが接続され、分布結合線路１２ａ，１２ｂの他方の端が短絡接地部１３に接続される。また、方形状のスタブ３１が一様線路１１の中央部に接続される。図９（Ｂ）においては、方形状のスタブ３１が一様線路１１の円形ループ内に配置されることによって、共振器のサイズを小型化している。

図９（Ｃ）に示す構成は、図９（Ｂ）と同様の構成であり、回路トポロジとしては同一の共振器である。図９（Ｂ）が円形ループ状に配置された一様線路１１によって構成されているのに対して、図９（Ｃ）の構成では、細長い矩形ループ状に配置された一様線路１１が用いられる。このように、本発明の共振器においては、共振器の特性や設置スペース等の制約に応じて、高い自由度をもって共振器の形状を設計することができる。

図９（Ｄ）に示す構成は、回路トポロジとしては、図７に示す回路に相当するが、図７に示すような容量性のスタブを除去したものである。短絡接地部１３に一方が接続された第１の分布結合線路１２ａ，１２ｂの他方の端が第２の分布結合線路１２ｃ，１２ｄの一方の端に接続され、第２の分布結合線路１２ｃ，１２ｄの他方の端がＵ字ループ状に配置された一様線路１１の両端に接続される。上述したように、第１の分布結合線路の幅を広くとることによって、低損失化、高Ｑ化を実現することができる。

図９（Ｅ）に示す構成は、外部電圧によって共振周波数を変化させることができる電子同調型共振器である。電子同調型共振器を用いて、電圧制御発振器や、後述する電子同調型フィルタを構成することができる。図９（Ｅ）に示すような電子同調型共振器の回路トポロジとしては、図６の回路に相当し、単一伝送線路は、ＳＩＲではなく、一様線路１１である。電子同調型共振器には、一様線路１１の中央部に装荷される容量性素子として、直流阻止コンデンサ３２と可変容量ダイオード３３との直列接続したものを用い、直流阻止コンデンサ３２と可変容量ダイオード３３との接続位置に高周波チョークコイル３４を介して外部電圧端子３５が接続される。なお、可変容量ダイオード３３は、一般的に損失が大きいので、共振周波数を離散的に設定できる場合においては、可変容量ダイオードに代えて、積層セラミックコンデンサ等の低損失な集中定数容量素子を複数種類用いて、スイッチにより切り替えるようにしてもよい。

上述したのは、一例であって、これらに限定されるものではないことは言うまでもない。例えば、伝送線路の中央部に装荷する容量性素子は、図示した方形状スタブに限らず、インタデジタル、Ｔ型、ステップインピーダンス型、折り返し構造等の様々な形状のスタブを用いることができ、集中定数容量素子を用いることももちろん可能である。単一伝送線路のループ形状については、矩形でも円形でもＵ字状でもコの字状でもよく、任意の形状が許容される。容量性素子の配置は、ループ内でもループ外でもよいのはもちろんであり、容量性素子を接続するかしないかも任意に決定することができる。単一伝送線路については、一様線路でもＳＩＲでも相互に置き換えることが可能である。また、分布結合線路も、第１及び第２の分布結合線路が直列に接続されたものを、図３（Ａ）に示すような一様線路と組み合わせて用いることもでき、さらに容量性素子を装荷することももちろん可能である。

２．伝送線路共振器の応用回路
以下に、上述した本発明の分布結合線路を有する伝送線路共振器を用いた応用回路について説明する。

２−１．帯域通過フィルタ
帯域通過フィルタは、周波数の混在した信号を入力して、特定の周波数の信号を取り出す回路である。

図１０は、本発明の共振器を２個用いて２段帯域通過フィルタを構成した応用例を示す図である。帯域通過フィルタ１００は、同一形状及び同一の共振周波数を有する第１の共振器１００ａと第２の共振器１００ｂとを備える。第１及び第２の共振器１００ａ，１００ｂは、図９（Ｄ）に示した共振器とほぼ同じ構成である。すなわち、第１及び第２の共振器１００ａ，１００ｂは、それぞれ短絡接地部１３に一方の端が接続された、平行配置された第１の分布結合線路１２ａ，１２ｂと、第１の分布結合線路１２ａ，１２ｂの他方の端に一端が接続された、平行配置された第２の分布結合線路１２ｃ，１２ｄとを備える。第２の分布結合線路１２ｃ，１２ｄの他端には、Ｕ字ループ状に配置された一様線路１１が接続されている。第１の共振器１００ａの第１の分布結合線路１２ａ，１２ｂのうちの一方の分布定数線路１２ａには、外部回路との接続をするための入力端子３６ａがタッピング接続される。また第２の共振器１００ｂの第１の分布結合線路１２ａ，１２ｂのうちの一方の分布定数線路１２ａには、外部回路との接続をするための出力端子３６ｂがタッピング接続される。第１及び第２の共振器１００ａ，１００ｂのＵ字ループ状の一様線路１１の直線部分同士を、所定の距離４１だけ離間させて配置することによって、第１及び第２の共振器１００ａ，１００ｂを結合させる。第１及び第２の共振器１００ａ，１００ｂを配置する場合には、図１０に示すように、一方を他方に対して１８０度転回した位置にして結合させることもできるし、両方を同一方向に向けた位置に配置して結合させることもできる。離間させる距離４１や、それぞれの共振器の位置を調整することによって共振器同士の結合度を調整することができ、フィルタの特性を設計、調整することができる。

図１０においては、２段の帯域通過フィルタの構成を示したが、３個以上を離間して平行に配置することによって、３段以上の帯域通過フィルタを構成することも可能である。

図１１には、図９（Ｂ）に示すような共振器の構成において、容量性のスタブ３１を、一様線路１１の円形ループの外側に配置した共振器を２個配置して帯域通過フィルタを構成した例を示す。帯域通過フィルタ１０１は、同一形状及び同一の共振周波数を有する第１の共振器１０１ａと第２の共振器１０１ｂとを備える。第１及び第２の共振器１０１ａ，１０１ｂは、それぞれ短絡接地部１３に一方の端が接続された、平行配置された分布結合線路１２ａ，１２ｂと、分布結合線路１２ａ，１２ｂの他端には、円形ループ状に配置された一様線路１１が接続される。一様線路１１の中央部には、方形状のスタブ３１が接続される。第１の共振器１０１ａの分布結合線路１２ａ，１２ｂのうちの一方の分布定数線路１２ａには、外部回路との接続をするための入力端子３６ａがタッピング接続される。また、第２の共振器１０１ｂの分布結合線路１２ａ，１２ｂのうちの一方の分布定数線路１２ａには、外部回路との接続をするための出力端子３６ｂがタッピング接続される。第１及び第２の共振器１０１ａ，１０１ｂを配置する場合に、図１１に示すように、一方を他方に対して１８０度転回した位置に配置すればスタブ３１同士を接近させることができる。このように配置すれば、第１及び第２の共振器１０１ａ，１０１ｂのスタブ３１同士を、所定の距離４１だけ離間させて配置することによって、第１及び第２の共振器１０１ａ，１０１ｂを結合させることができる。図１０の場合と同様にして、離間させる距離４１や、それぞれの共振器の位置を調整することによって共振器同士の結合度を調整することができ、フィルタの特性を設計、調整することができる。

図１２に示すように、３段帯域通過フィルタ１０２は、図９（Ｃ）に示すような共振器を３個用いて構成される。すなわち、同一形状及び同一の共振周波数を有する第１、第２及び第３の共振器１０２ａ，１０２ｂ，１０２ｃは、それぞれ短絡接地部１３に一方の端が接続され、平行配置された分布結合線路１２ａ，１２ｂを備え、分布結合線路１２ａ，１２ｂの他端には、コの字ループ状に配置された一様線路１１が接続されている。コの字ループ状の一様線路１１の中央部からコの字ループの内側に向かって容量性のスタブ３１が接続される。第１の共振器１０２ａの一様線路の中央部には、外部回路との接続をするための入力端子３６ａが結合コンデンサ３８を介して容量結合される。また第３の共振器１０２ｃの分布結合線路１２ａ，１２ｂのうちの一方の分布定数線路１２ｂには、外部回路との接続をするための出力端子３６ｂがタッピング接続される。第１及び第２の共振器１０２ａ，１０２ｂは、一方に対して他方が１８０度転回した向きで、それぞれの短絡接地部１３を共通にするように接続される。第１及び第２の共振器１０２ａ，１０２ｂ間の結合は、磁気的結合ループ３７を用いることによって達成される。第２及び第３の共振器１０２ｂ，１０２ｃは、一方に対して他方が１８０度転回した向きで、一様線路１１の中央部同士を所定の距離４１だけ離間することによって、主として電界結合によって結合される。

図１２においては、３段構成の帯域通過フィルタを示したが、４段以上とすることももちろん可能である。細長い共振器を長手方向に配列することによって、帯域通過フィルタの形状としても細長くすることができる。細長い帯域通過フィルタを構成できるということは、入出力端子が最も外側の共振器に設けられるので、入出力端子を空間的に離して構成することとなり、入出力間の結合を弱めることができる。したがって、入出力間信号の分離や信号の回り込みを低減したフィルタ回路を構成できるという特長がある。なお、共振器間の結合の強さについては、磁気的結合ループ３７のループ面積の調整、共振器間の離間した距離４１により調整可能である。離間した距離４１によって電界結合度を調整することができるし、さらに結合度を上げようとする場合には、インタデジタルキャパシタを介して結合させてもよい。

以上説明した帯域通過フィルタの構成は、一例であって、様々な形状をとることが可能であり、また、一様線路かＳＩＲか、容量装荷の有無、分布結合線路を１つにするか、２つ直列にするかについて任意に組み合わせることもできる。入出力端子の接続に関しても、接続の位置については、電界や磁界の分布に応じて任意に決定することができ、容量接続やタッピング接続を組み合わせて用いることもできる。容量接続する場合には、集中定数容量素子に限らず、各種形状のスタブ等分布定数容量素子を用いることができる。

２−２．クロスカップルフィルタ
クロスカップルフィルタとは、有極フィルタの一種であり、急峻な減衰特性が要求される場合に用いられる。図１３は、３個の共振器を備えるクロスカップルフィルタの応用例を示す図である。クロスカップルフィルタ１０３は、同一形状及び同一の共振周波数を有する３個の共振器１０３ａ，１０３ｂ，１０３ｃを備える。第１、第２及び第３の共振器１０３ａ，１０３ｂ，１０３ｃは、それぞれ短絡接地部１３に一方の端が接続され、平行配置された分布結合線路１２ａ，１２ｂを備え、分布結合線路１２ａ，１２ｂの他端には、矩形ループ状に配置された一様線路１１が接続されている。第１の共振器１０３ａの一様線路１１のうちの１つの辺には、外部回路との接続をするための入力端子３６ａが結合コンデンサ３８を介して容量結合される。また第３の共振器１０３ｃの一様線路１１のうちの１つの辺には、外部回路との接続をするための出力端子３６ｂが結合コンデンサ３８ｂを介して容量結合される。第１及び第２の共振器１０３ａ，１０３ｂは、最も接近する一様線路１１同士が第１の距離４１ａだけ離間して平行に配置される。第２及び第３の共振器１０３ｂ，１０３ｃも、最も接近する一様線路１１同士が第２の距離４１ｂだけ離間して平行に配置される。ここで、入出力端子を有する第１及び第３の共振器１０３ａ，１０３ｃを第３の距離４１ｃだけ離間するように配置すると、離間距離に応じた結合度で入出力が結合し、帯域通過フィルタの阻止域における減衰極の位置を調整することが可能となる。

図１３においては、３段構成のクロスカップルフィルタを示したが、４段以上のクロスカップルフィルタも入出力を結合させることによって実現することができる。また、図１３においては、第２の共振器１０３ｂを第１及び第３の共振器１０３ａ，１０３ｃに対して１８０度転回した向きに配置したが、すべての共振器１０３ａ，１０３ｂ，１０３ｃすべてを同一の向きに配置してもよく、９０度転回して配置する等結合度と配置スペースに応じて様々な配置が可能である。入出力端子の位置や結合方法も任意に設定することができる。共振器の形状も様々とることができ、また、一様線路かＳＩＲか、容量装荷の有無、分布結合線路を１つにするか、２つ直列にするかについて任意に組み合わせることができるのも上述と同様である。なお、入出力の共振器に限らず、任意の共振器同士を結合させることによっても、極の位置を設定することができ、有極フィルタを構成することができる。

２−３．電子同調型フィルタ
図１４は、図９（Ｅ）に示すような電子同調型共振器を２個結合させた電子同調型フィルタである。

電子同調型フィルタ１０４は、同一形状の第１及び第２の電子同調型共振器１０４ａ，１０４ｂを備える。第１及び第２の電子同調型共振器１０４ａ，１０４ｂは、それぞれ短絡接地部１３に一方の端が接続され、平行配置された分布結合線路１２ａ，１２ｂを備え、分布結合線路１２ａ，１２ｂの他端には、矩形ループ状に配置された一様線路１１が接続されている。第１の電子同調型共振器１０４ａの一様線路１１のうちの１辺には、外部回路との接続をするための入力端子３６ａがタッピング接続される。また第２の電子同調型共振器１０４ｂの一様線路１１のうちの１辺には、外部回路との接続をするための出力端子３６ｂがタッピング接続される。一様線路１１の中央部に装荷される容量性素子として、直流阻止コンデンサ３２と可変容量ダイオード３３との直列接続されたものを用いて、直流阻止コンデンサ３２と可変容量ダイオード３３との接続位置に高周波チョークコイル３４を介して外部電圧端子３５が接続される。第１及び第２の電子同調型共振器１０４ａ，１０４ｂの一様線路１１の直線部分同士を、所定の距離４１だけ離間させて平行に配置することによって、第１及び第２の電子同調型共振器１０４ａ，１０４ｂを結合させる。離間させる距離４１や、それぞれの共振器の位置を調整することによって共振器同士の結合度を調整することができ、フィルタの特性を設計、調整することができる。なお、可変容量ダイオード３３は、一般的に損失が大きいので、フィルタによって取り出すべき中心周波数が離散的である場合においては、可変容量ダイオードに代えて、積層セラミックコンデンサ等の低損失な集中定数容量素子を複数種類用いて、スイッチにより切り替えるようにしてもよい。図１４のような２段構成に限らず、３段以上の構成も可能であり、形状についても上述した通り任意に設定することができる。入出力端子の接続位置、接続方法も任意に設定できるのは上述と同様である。

２−４．分波器
分波器とは、複数の周波数成分を有する入力信号を通過帯域の異なるフィルタを通過させることによって、入力信号に含まれる異なる周波数成分の出力信号をそれぞれ出力するための回路である。なお、入出力される信号の方向を、一部逆にすることによって、同一の回路構成において、アンテナ共用器として用いることもできる。アンテナ共用器は、無線機器等において異なる周波数を有する送信信号と受信信号とを１つのアンテナで送受信する回路であり、機器内で生成した送信信号を通過させてアンテナへ送信するフィルタと、アンテナから受信信号を通過させて受信して機器内の受信回路へ送るフィルタとからなる。

図１５に示すように、分波器１０５は、本発明の共振器１０６ａ、１０６ｂ、１０６ｃを３段構成した、第１の中心周波数ｆ_１を有する第１の帯域通過フィルタ１０６と、本発明の共振器１０７ａ，１０７ｂを２段構成した、第２の中心周波数ｆ_２を有する第２の帯域通過フィルタ１０７とを備えている。共振器１０６ａ，１０６ｂ，１０６ｃは、同一の形状及び同一の共振周波数を有しており、共振器１０７ａ，１０７ｂは、共振器１０６ａ，１０６ｂ，１０６ｃとは異なる、同一の形状及び同一の共振周波数を有している。図１０等において説明したように、それぞれの共振器を、それぞれ所定の距離４１ａ，４１ｂ，４１ｃだけ離間して配置することによって、結合させて帯域通過フィルタ回路を構成する。入力端子５１は、入力端子５１に接続される外部回路と各回路間のインピーダンス整合をする合成器５２を介して、第１の帯域通過フィルタ１０６と第２の帯域通過フィルタ１０７とに接続される。合成器５２と第１及び第２の帯域通過フィルタ１０６，１０７との接続には、結合コンデンサ５３，５６を介した容量結合が用いられる。第１の中心周波数ｆ_１に対応する出力信号を得るために、第１の帯域通過フィルタ１０６に結合コンデンサ５４を介して容量結合させた第１の出力端子５５と、第２の中心周波数ｆ_２に対応する出力信号を得るために、第２の帯域通過フィルタ１０７に結合コンデンサ５７を介して容量結合させた第２の出力端子５８とを備える。

第１及び第２の中心周波数ｆ_１，ｆ_２を含む入力信号が入力端子５１から入力されると、第１の帯域通過フィルタ１０６を通り、第１の中心周波数ｆ_１の出力信号が出力端子５５から得られる。また、入力信号は、第２の帯域通過フィルタ１０７を通り、第２の中心周波数ｆ_２の出力信号が出力端子５８から得られる。

以上の動作は、分波器としての動作であるが、アンテナ共用器の場合は、次のような動作となる。

送受信アンテナ（図示せず）を入力端子５１に接続する。そして、第１の出力端子５５を送信信号入力として、第１の中心周波数ｆ_１の信号を第１の帯域通過フィルタ１０６を通過させて送受信アンテナに送信する。一方、送受信アンテナで受信した受信信号は、第２の帯域通過フィルタ１０７を経由し第２の出力端子５８から第２の中心周波数ｆ_２の受信信号として出力される。

図１５においては、２個の帯域通過フィルタの場合について述べたが、２個に限らず任意の数の帯域通過フィルタにより、対応する任意の周波数出力を得る分波器を構成することができる。また、分波器を構成する帯域通過フィルタも、上述したように、所定の設計条件に応じて、任意の個数、任意の形状の本発明の共振器を組み合わせることにより構成することが可能である。

３．まとめ
このようにして、本発明の分布結合線路を有する伝送線路共振器によって、小型、低損失、高Ｑで設計の自由度の高い共振器を実現でき、また上述のような帯域通過フィルタ、有極フィルタ、電子同調型フィルタ及び分波器等各種高周波応用回路を実現できる。

設計の自由度が高いということは、多様な周波数帯域での応用設計が可能であり、近年の無線装置で要求されているマルチバンド化への対応も容易である。

ＲＦ、マイクロ波、ミリ波帯で用いられるフィルタ、発振器の構成エレメントとして適用することによって、その小型化、高機能化に寄与することができる。また可変容量性素子を適用すると電子的に制御可能な共振器特性を実現できる特徴もある。これはコグニティブ無線システムなど今後の無線機に必須となるリコンフィギュアラブル（再構成）特性の実現に寄与するものである。また伝送線路は、ストリップ線路、マイクロストリップ線路を用いるので、ＬＴＣＣ技術や、ＲＦ・ＣＭＯＳ技術といった製造プロセスの適用によって、更なる回路の小型化が期待できる。

本発明の共振器を構成するＳＩＲは、すでにマイクロ波帯のデバイスにおいて、実用化されているので、本発明の技術を適用することによって更なる小型化、高性能化、高機能化がはかられる。したがって、本発明の共振器を用いた多段フィルタ、電子同調型フィルタなどのフィルタリングデバイスや電圧制御発振器に適用する可変同調回路など無線通信装置、計測装置用のデバイスの小型化、低損失化、高機能化に寄与できる。

近年、マイクロ波、ミリ波帯のＩＣはＲＦ・ＣＭＯＳプロセス技術は、めざましく進展している。これによって、これまで外付けの多かったパッシブデバイスもＩＰＤ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｐａｓｓｉｖｅ Ｄｅｖｉｃｅｓ）という観点からＩＣチップの中にすべて集積化されて、１チップ無線ＩＣとして具現化していく技術的動向が顕在化してきている。低損失高Ｑ共振器、広帯域同調機能を有する共振器として、本発明の共振器はこの技術動向のなかでその特性、機能が生かされていくものと期待できる。

以上述べたように本発明の共振器は、ＲＦ、マイクロ波帯の基本的な素子として幅広い応用が期待できるものであり、その工業的価値はきわめて高いものである。

以上説明した伝送線路共振器、帯域通過フィルタ、有極フィルタ、電子同調型フィルタ及び分波器は、具体例を説明するためのものであって、上述した実施の形態のみに限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能であることは言うまでもない。

１１ 一様線路、１２ａ，１２ｂ，１２ｃ，１２ｄ 分布結合線路、１３ 短絡接地部、２１ 一様線路、２２ 第１の伝送線路、２３ 第２の伝送線路、２４ 第３の伝送線路、３１ スタブ、３２ 直流阻止コンデンサ、３３ 可変容量ダイオード、３４ 高周波チョークコイル、３５ 外部電圧端子、３６ａ 入力端子、３６ｂ 出力端子、３７ 磁気的結合ループ、３８，３８ａ，３８ｂ 結合コンデンサ、４１，４１ａ，４１ｂ，４１ｃ 距離、５１ 入力端子、５２ 合成器、５３，５４ 結合コンデンサ、５５ 第１の出力端子、５６，５７ 結合コンデンサ、５８ 第２の出力端子、１００ 帯域通過フィルタ、１００ａ 第１の共振器、１００ｂ 第２の共振器、１０１ 帯域通過フィルタ、１０１ａ 第１の共振器、１０１ｂ 第２の共振器、１０２ 帯域通過フィルタ、１０２ａ 第１の共振器、１０２ｂ 第２の共振器、１０２ｃ 第３の共振器、１０３ クロスカップルフィルタ、１０３ａ 第１の共振器、１０３ｂ 第２の共振器、１０３ｃ 第３の共振器、１０４ 電子同調フィルタ、１０４ａ 第１の共振器、１０４ｂ 第２の共振器、１０５ 分波器、１０６ 第１の帯域通過フィルタ、１０６ａ，１０６ｂ，１０６ｃ，１０７ａ，１０７ｂ 共振器、１０７ 第２の帯域通過フィルタ

Claims (11)

1. 一端を短絡接地部に接続した第１の分布定数線路と、該第１の分布定数線路から所定距離だけ離間して平行に配置され、該第１の分布定数線路の短絡接地された該一端に対向する一端を短絡接地部に接続した第２の分布定数線路とからなる分布結合線路と、
   上記分布結合線路のそれぞれ他方の端に両端が接続された単一伝送線路とを備え、
   上記分布結合線路は、偶モードインピーダンス及び／又は奇モードインピーダンスを有しており、以下の条件を満たす式で表わされる上記分布結合線路の結合度の増大に応じて当該伝送線路共振器の共振周波数が低下することを特徴とする伝送線路共振器。
   ｋ＝（Ｚｃｅ−Ｚｃｏ）／（Ｚｃｅ＋Ｚｃｏ），０≦ｋ≦１
   （ただし、ｋは上記結合度であり、Ｚｃｅは、上記偶モードインピーダンスであり、Ｚｃｏは、上記奇モードインピーダンスである。）
2. 上記単一伝送線路は、
   第１の線路インピーダンス及び第１の線路長を有する第１の伝送線路、又は、
   第２の線路インピーダンス及び第２の線路長を有する第２の伝送線路と、該第２の伝送線路の一端に一方の端が接続された、第３の線路インピーダンス及び第３の線路長を有する第３の伝送線路と、該第２の伝送線路の他端に一方の端が接続された、該第３の線路インピーダンス及び第３の線路長を有する第４の伝送線路とからなるステップインピーダンス伝送線路であることを特徴とする請求項１記載の伝送線路共振器。
3. 上記分布結合線路は、
   一端を短絡接地部に接続した第１の分布定数線路と、該第１の分布定数線路から所定距離だけ離間して平行に配置され、該第１の分布定数線路の短絡接地された該一端に対向する一端を短絡接地部に接続した第２の分布定数線路とからなる第１の分布結合線路と、
   上記第１及び第２の分布定数線路とは異なる第３の分布定数線路と、該第３の分布定数線路から離間して平行に配置された第４の分布定数線路とからなり、それぞれ一方の端が上記第１の分布結合線路のそれぞれ他端に接続された第２の分布結合線路とを備え、
   上記単一伝送線路の両端は、上記第２の分布結合線路のそれぞれ他方の端に接続され、
   上記第１の分布結合線路は、第１の偶モードインピーダンス及び／又は第１の奇モードインピーダンスを有しており、
   上記第２の分布結合線路は、第２の偶モードインピーダンス及び／又は第２の奇モードインピーダンスを有しており、
   以下の条件を満たす式で表わされる、上記第１及び第２の分布結合線路の結合度の増大に応じて共振周波数が低下することを特徴とする請求項１又は２記載の伝送線路共振器。
   ｋ_１＝（Ｚｃｅ_１−Ｚｃｏ_１）／（Ｚｃｅ_１＋Ｚｃｏ_１），０≦ｋ_１≦１
   ｋ_２＝（Ｚｃｅ_２−Ｚｃｏ_２）／（Ｚｃｅ_２＋Ｚｃｏ_２），０≦ｋ_２≦１
   （ただし、ｋ_１，ｋ_２は上記第１及び第２の結合度であり、Ｚｃｅ_１，Ｚｃｅ_２は、上記第１及び第２の偶モードインピーダンスであり、Ｚｃｏ_１，Ｚｃｏ_２は、上記第１及び第２の奇モードインピーダンスである。）
4. 上記単一伝送線路の中央部に一端が接続され他端が短絡接地された容量性素子をさらに備えることを特徴とする請求項１〜３いずれか１項記載の伝送線路共振器。
5. 上記容量性素子は、集中定数素子、可変容量素子又は分布定数素子のうちのいずれか１つであることを特徴とする請求項４記載の伝送線路共振器。
6. 上記分布定数素子は、インタデジタルキャパシタ、長方形状のスタブ、インピーダンスステップを有するスタブ、Ｔ型スタブ又は折り返し線路構造のスタブのうちのいずれか１つであることを特徴とする請求項５記載の伝送線路共振器。
7. 上記単一伝送線路は、ループ状に配置されていることを特徴とする請求項１〜６いずれか１項記載の伝送線路共振器。
8. 上記分布結合線路又は上記第１の分布結合線路の短絡接地部に接続された端は、ループ状に配置された上記単一伝送線路のループの内部に配置されることを特徴とする請求項７記載の伝送線路共振器。
9. 一端を短絡接地部に接続した第１の分布定数線路と、該第１の分布定数線路から所定距離だけ離間して平行に配置され、該第１の分布定数線路の短絡接地された該一端に対向する一端を短絡接地部に接続した第２の分布定数線路とからなる分布結合線路と、該分布結合線路のそれぞれ他方の端に両端が接続された単一伝送線路とを備え、該単一伝送線路は、第１の線路インピーダンス及び第１の線路長を有しており、ループ状に配置され、該分布結合線路は、偶モードインピーダンス及び／又は奇モードインピーダンスを有しており、以下の共振条件を満たす式で表わされる該分布結合線路の結合度の増大に応じて共振周波数が低下する、同一の共振周波数を有する２個以上の伝送線路共振器を含み、
   ｋ＝（Ｚｃｅ−Ｚｃｏ）／（Ｚｃｅ＋Ｚｃｏ），０≦ｋ≦１
   （ただし、ｋは上記結合度であり、Ｚｃｅは、上記偶モードインピーダンスであり、Ｚｃｏは、上記奇モードインピーダンスである。）
   上記２個以上の伝送線路共振器のうちの１つの伝送線路共振器に結合させた入力端子と、
   上記２個以上の伝送線路共振器の残りのうちの１つの他の伝送線路共振器に結合させた出力端子とを備え、
   上記２個以上の伝送線路共振器をそれぞれ相互に隣接するように所定の距離だけ離間して配置して結合させてなる帯域通過フィルタ。
10. 上記２個以上の伝送線路共振器は、３個以上の伝送線路共振器であり、
    上記３個以上の伝送線路共振器のうちの任意の１つの伝送線路共振器と任意の他の１つの伝送線路共振器とを互いに結合させた請求項９記載の帯域通過フィルタ。
11. 一端を短絡接地部に接続した第１の分布定数線路と、該第１の分布定数線路から所定距離だけ離間して平行に配置され、該第１の分布定数線路の短絡接地された該一端に対向する一端を短絡接地部に接続した第２の分布定数線路とからなる分布結合線路と、該分布結合線路のそれぞれ他方の端に両端が接続された単一伝送線路とを備え、該単一伝送線路は、第１のインピーダンス及び第１の線路長を有しており、ループ状に配置され、該第分布結合線路は、偶モードインピーダンス及び／又は奇モードインピーダンスを有しており、以下の条件を満たす式で表わされる上記分布結合線路の結合度の増大に応じて共振周波数が低下する、同一の共振周波数を有する２個以上の伝送線路共振器をそれぞれ相互に隣接するように所定の距離だけ離間して配置して結合させてなる２個以上の帯域通過フィルタを含み、
    ｋ＝（Ｚｃｅ−Ｚｃｏ）／（Ｚｃｅ＋Ｚｃｏ），０≦ｋ≦１
    （ただし、ｋは上記結合度であり、Ｚｃｅは、上記偶モードインピーダンスであり、Ｚｃｏは、上記奇モードインピーダンスである。）
    上記２個以上の帯域通過フィルタのそれぞれの入力に結合させた入力端子と、
    上記２個以上の帯域通過フィルタのそれぞれの上記入力端子を有する伝送線路共振器以外の伝送線路共振器に結合させた出力端子とを備え、
    上記２個以上の帯域通過フィルタは、それぞれ異なる通過帯域を有する分波器。

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