WO2017119062A1 - ドハティ増幅器 - Google Patents

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WO2017119062A1
WO2017119062A1 PCT/JP2016/050095 JP2016050095W WO2017119062A1 WO 2017119062 A1 WO2017119062 A1 WO 2017119062A1 JP 2016050095 W JP2016050095 W JP 2016050095W WO 2017119062 A1 WO2017119062 A1 WO 2017119062A1
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filter
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優治 小松崎
新庄　真太郎
圭吾 中谷
貴章 吉岡
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三菱電機株式会社
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    • H03H7/48—Networks for connecting several sources or loads, working on the same frequency or frequency band, to a common load or source

Definitions

  • This invention relates to a Doherty amplifier capable of amplifying a signal in a wide band.
  • Doherty amplifiers have been proposed as communication amplifiers that are highly efficient.
  • a carrier amplifier biased to class AB or class B and a peak amplifier biased to class C are connected in parallel.
  • a distribution circuit that distributes a signal to be amplified to the carrier amplifier and the peak amplifier is connected to the preceding stage of the carrier amplifier and the peak amplifier that are connected in parallel.
  • a synthesizer that synthesizes the signal amplified by the carrier amplifier and the signal amplified by the peak amplifier is connected to the subsequent stage of the carrier amplifier and the peak amplifier.
  • the carrier amplifier is an amplifier that always performs a signal amplifying operation
  • the peak amplifier is an amplifier that performs a signal amplifying operation only at the time of high power output.
  • ⁇ / 4 lines having a characteristic impedance corresponding to a distribution ratio of signal power to a carrier amplifier and a peak amplifier, and a resistance corresponding to the distribution ratio of the signal power And a distribution circuit composed of an isolation resistor having a value.
  • the ⁇ / 4 line is a distributed constant line having an electrical length that is a quarter wavelength of the signal to be amplified.
  • JP 2006-339981 A (for example, FIG. 1)
  • the conventional Doherty amplifier is configured as described above, a signal loop from the distribution circuit ⁇ the carrier amplifier ⁇ the combiner ⁇ the peak amplifier ⁇ the distribution circuit is generated. When this loop has gain, loop oscillation occurs. Therefore, a stabilization circuit that suppresses loop oscillation must be mounted, which causes a problem of increasing the size of the circuit.
  • the resistance value of the isolation resistor mounted on the distribution circuit is increased, loop oscillation can be suppressed without mounting a stabilization circuit, but the resistance value of the isolation resistor is increased. As a result, there is a problem that the pass characteristic of the desired band becomes narrow and the signal cannot be amplified in a wide band.
  • the present invention has been made to solve the above problems, and provides a Doherty amplifier capable of suppressing loop oscillation and amplifying a signal in a wide band without mounting a stabilization circuit. For the purpose.
  • a Doherty amplifier includes a distribution circuit that distributes a signal to be amplified to first and second transmission lines, a first amplification circuit that is inserted on the first transmission line, and a second transmission line.
  • a first filter that includes a second amplifier circuit inserted above and a combiner that synthesizes the signals amplified by the first and second amplifier circuits, and the distribution circuit receives a signal to be amplified;
  • a second filter connected between the first filter and the first amplifier circuit; a third filter to which a signal to be amplified is input; a third filter and a second amplifier circuit; And a resistor connected between the output side of the first filter and the output side of the third filter, and the first and third filters are low-pass filters.
  • the second and fourth filters are high-pass filters, or And the third filter is a high-pass filter, the second and fourth filters are low-pass filters, and if the low-pass filter is a ⁇ -type circuit, the high-pass filter is a T-type circuit, and the low-pass filter If is a T-type circuit, the high-pass filter is constituted by a ⁇ -type circuit.
  • the distribution circuit includes a first filter to which an amplification target signal is input, a second filter connected between the first filter and the first amplification circuit, and the amplification target.
  • the first and third filters are low-pass filters, the second and fourth filters are high-pass filters, or the first and third filters are high-pass filters, If the second and fourth filters are low-pass filters, and the low-pass filter is a ⁇ -type circuit, the high-pass filter is a T-type circuit, and if the low-pass filter is a T-type circuit, the high-pass filter Since filter is composed of a ⁇ -type circuit, without implementing a stabilization circuit, it is possible to suppress the feedback loop, there is an effect that can amplify the signal to a wide band.
  • FIG. 3A is a configuration diagram showing a circuit configuration of the ⁇ -type LPF
  • FIG. 3B is a configuration diagram showing a circuit configuration of the T-type LPF
  • 4A is a configuration diagram showing a circuit configuration of the ⁇ -type HPF
  • FIG. 4B is a configuration diagram showing a circuit configuration of the T-type HPF. It is explanatory drawing which shows the isolation characteristic of Wilkinson type
  • FIG. 6A is an explanatory diagram showing the pass characteristic of the Wilkinson divider 2
  • FIG. 6B is an explanatory diagram showing the frequency characteristic of the impedance in the ⁇ -type LPF and the ⁇ -type HPF
  • FIG. 6C is the impedance frequency in the ⁇ -type LPF and the T-type HPF.
  • FIG. 10A is an explanatory diagram showing the pass characteristics of the Wilkinson divider 40
  • FIG. 10B is an explanatory diagram showing the frequency characteristics of the impedance in the ⁇ -type HPF and the ⁇ -type LPF
  • FIG. 10C is the impedance frequency in the ⁇ -type HPF and the T-type LPF. It is explanatory drawing which shows a characteristic.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a Doherty amplifier according to Embodiment 1 of the present invention.
  • an input terminal 1 is a terminal to which a signal to be amplified is input.
  • the Wilkinson distributor 2 is a distribution circuit that distributes a signal to be amplified input from the input terminal 1 to a transmission line 3 as a first transmission line and a transmission line 4 as a second transmission line.
  • the Wilkinson distributor 2 is composed of ⁇ -type LPFs 2a and 2c that are low-pass filters having a ⁇ -type circuit, T-type HPFs 2b and 2d that are high-pass filters having a T-type circuit, and an isolation resistor 2e. Has been.
  • LPF is an abbreviation for “Low Pass Filter”
  • HPF is an abbreviation for “High Pass Filter”.
  • the ⁇ -type LPF 2 a is a first filter whose one end is connected to the input terminal 1.
  • the T-type HPF 2 b is a second filter having one end connected to the other end of the ⁇ -type LPF 2 a and the other end connected to the carrier amplifier 6.
  • the ⁇ -type LPF 2 c is a third filter having one end connected to the input terminal 1.
  • the T-type HPF 2 d is a fourth filter having one end connected to the other end of the ⁇ -type LPF 2 c and the other end connected to one end of the ⁇ / 4 line 9.
  • the isolation resistor 2e is connected between a connection point 2f between the ⁇ -type LPF 2a and the T-type HPF 2b which is the output side of the ⁇ -type LPF 2a, and a connection point 2g between the ⁇ -type LPF 2c and the T-type HPF 2d which is the output side of the ⁇ -type LPF 2c. It is a resistor having a resistance value corresponding to the distribution ratio of signal power to the transmission line 3 and the transmission line 4.
  • the amplifier circuit 5 is a first amplifier circuit inserted on the transmission line 3, and includes a carrier amplifier 6 and a ⁇ / 4 line 7.
  • the carrier amplifier 6 is connected to the output side of the T-type HPF 2b in the Wilkinson distributor 2 and amplifies one of the signals distributed by the Wilkinson distributor 2.
  • the carrier amplifier 6 is biased to class AB or class B.
  • the ⁇ / 4 line 7, which is the first quarter-wavelength line, is connected between the carrier amplifier 6 and the combiner 11, and the electrical length is n / 4 of the signal to be amplified (n is a positive odd number). It is a distributed constant line having a wavelength length.
  • the amplifier circuit 8 is a second amplifier circuit inserted on the transmission line 4 and includes a ⁇ / 4 line 9 and a peak amplifier 10.
  • One end of the ⁇ / 4 line 9 which is the second quarter-wavelength line 9 is connected to the output side of the T-type HPF 2d in the Wilkinson distributor 2, and the electrical length is n / 4 of the signal to be amplified (n is n It is a distributed constant line with a wavelength length of (positive odd number).
  • the peak amplifier 10 is connected between the ⁇ / 4 line 9 and the combiner 11, and amplifies the other signal distributed by the Wilkinson distributor 2.
  • the peak amplifier 10 is biased to class C.
  • the combiner 11 is a combiner that combines the signal amplified by the amplifier circuit 5 and the signal amplified by the amplifier circuit 8.
  • the output terminal 12 is a terminal that outputs a signal synthesized by the synthesizer 11.
  • the electrical length of the path from the input terminal 1 to the output terminal 12 via the ⁇ -type LPF 2a, the T-type HPF 2b, the carrier amplifier 6, the ⁇ / 4 line 7, and the combiner 11, and the input The electrical length of the path from the terminal 1 to the output terminal 12 via the ⁇ -type LPF 2c, the T-type HPF 2d, the ⁇ / 4 line 9, the peak amplifier 10 and the combiner 11 is designed to be equal in a desired band. Yes.
  • FIG. 2 is a Smith chart showing impedance frequency characteristics in the ⁇ -type LPFs 2a and 2c and the T-type HPFs 2b and 2d.
  • the frequency characteristics of the impedances in the ⁇ -type LPFs 2a and 2c viewed from the isolation resistor 2e are arbitrary impedances corresponding to the distribution ratio of the Wilkinson divider 2 at low frequencies as shown by the solid line in FIG. Starting from the minimum reflection in the desired band.
  • the frequency characteristics of impedance in the ⁇ -type LPFs 2a and 2c are characteristics that pass through the capacitive region as the frequency becomes higher, and finally approach the short point where the impedance is 0 ⁇ .
  • FIG. 3 is a block diagram showing the circuit configuration of the LPF.
  • FIG. 3A shows the circuit configuration of the ⁇ -type LPF
  • FIG. 3B shows the circuit configuration of the T-type LPF. Therefore, the circuit configuration of the ⁇ -type LPFs 2a and 2c can be a circuit configuration including an input terminal 21, an output terminal 22, capacitors 23 and 24, and an inductor 25 as shown in FIG. 3A.
  • the ⁇ -type LPFs 2a and 2c are not limited to the circuit configuration of FIG.
  • the number of stages of the ⁇ -type LPFs 2a and 2c may be increased or decreased, or the ⁇ -type LPFs 2a and 2c may be configured by distributed constant lines or the like.
  • the frequency characteristics of the impedance in the T-type HPFs 2b and 2d viewed from the isolation resistor 2e, as shown by a chain line in FIG. 2, start from an open point at a low frequency and pass through a capacitive region to a desired band.
  • the reflection is minimized.
  • the impedance approaches a desired impedance according to the distribution rate of the Wilkinson distributor 2.
  • the characteristics approach the impedance of 50 ⁇ .
  • FIG. 4 is a block diagram showing the circuit configuration of the HPF.
  • FIG. 4A shows the circuit configuration of the ⁇ -type HPF
  • FIG. 4B shows the circuit configuration of the T-type HPF. Therefore, as the circuit configuration of the T-type HPFs 2b and 2d, a circuit configuration including an input terminal 31, an output terminal 32, capacitors 36 and 37, and an inductor 38 can be considered as shown in FIG. 4B.
  • the T-type HPFs 2b and 2d are not limited to the circuit configuration of FIG.
  • the number of stages of the T-type HPFs 2b and 2d may be increased or decreased, or the T-type HPFs 2b and 2d may be configured by distributed constant lines or the like.
  • the Wilkinson distributor 2 distributes the RF signal to the transmission line 3 and the transmission line 4.
  • the distribution ratio of the RF signal by the Wilkinson divider 2 can be an arbitrary value depending on the impedance transformation in the ⁇ -type LPFs 2a and 2c and the T-type HPFs 2b and 2d and the resistance value of the isolation resistor 2e.
  • One RF signal distributed by the Wilkinson distributor 2 and output to the transmission line 3 is amplified by the carrier amplifier 6, and the other RF signal output to the transmission line 4 is amplified by the peak amplifier 10. .
  • One RF signal amplified by the carrier amplifier 6 and the other RF signal amplified by the peak amplifier 10 are combined by the combiner 11, and the RF signal combined by the combiner 11 is output from the output terminal 12. .
  • FIG. 5 is an explanatory diagram showing the isolation characteristics of the Wilkinson distributor 2.
  • the isolation characteristics of the distribution circuit disclosed in Patent Document 1 are also described for comparison with the Wilkinson distributor 2 of FIG. ing.
  • the distribution circuit disclosed in Patent Document 1 uses four ⁇ / 4 lines instead of the ⁇ -type LPFs 2a and 2c and the T-type HPFs 2b and 2d.
  • the Wilkinson distributor 2 of FIG. 1 is represented as the present invention, and the distribution circuit disclosed in Patent Document 1 is distinguished from the conventional circuit.
  • the isolation characteristic of the conventional distribution circuit is such that the isolation between the two output terminals of the distribution circuit is large near the desired band, but is small outside the desired band.
  • the isolation characteristic of the Wilkinson divider 2 in FIG. 1 is that the isolation between the two output terminals in the Wilkinson divider 2 is only in the vicinity of the desired band. It can be seen that it is larger even outside the desired band.
  • the two output terminals in the Wilkinson distributor 2 correspond to the output side of the T-type HPF 2 b connected to the carrier amplifier 6 and the output side of the T-type HPF 2 d connected to the ⁇ / 4 line 9.
  • the reason why the isolation is increased even outside the desired band is that the T-type HPFs 2b and 2d act so as to isolate the low band side of the desired band, and the ⁇ -type LPFs 2a and 2c have the high band side of the desired band This is because it acts to isolate.
  • FIG. 6 is an explanatory diagram showing the frequency dependence of the pass characteristic in the Wilkinson divider 2 of FIG. 6A shows the pass characteristic of the Wilkinson divider 2
  • FIG. 6B shows the frequency characteristic of impedance in the ⁇ -type LPF and ⁇ -type HPF
  • FIG. 6C shows the frequency characteristic of impedance in the ⁇ -type LPF and T-type HPF.
  • a circuit configuration of the ⁇ -type HPF a circuit configuration including an input terminal 31, an output terminal 32, inductors 33 and 34, and a capacitor 35 can be considered as shown in FIG. 4A.
  • the Wilkinson divider shown in FIG. 6B has a circuit configuration in which an input-side filter is a ⁇ -type LPF and an output-side filter is a ⁇ -type HPF.
  • the frequency characteristic of the impedance in the ⁇ -type HPF has a characteristic that the impedance moves from the high resistance side to the low resistance side along the real axis from the low frequency to the high frequency in the desired band. .
  • this is represented by a dotted left arrow.
  • the frequency characteristics of the impedance in the ⁇ -type LPF and the ⁇ -type HPF are such that the impedance in the desired band moves in the opposite direction along the real axis from the low frequency to the high frequency. Only matching is achieved, and the passband (S21) becomes a narrow band.
  • the pass characteristic (S21) indicated by the dotted line in FIG. 6A shows the pass characteristic of the Wilkinson divider shown in FIG. 6B, and is a narrow band characteristic in which only the signal of the center frequency of the desired band passes without attenuation. It has become.
  • the Wilkinson distributor 2 of FIG. 1 shown in FIG. 6C has a circuit configuration in which the filters on the input side are ⁇ -type LPFs 2a and 2c and the filters on the output side are T-type HPFs 2b and 2d.
  • the frequency characteristics of the impedance in the ⁇ -type LPFs 2a and 2c have the characteristic that the impedance moves from the low resistance side to the high resistance side along the real axis from the low frequency to the high frequency in the desired band. In FIG. 6C, this is indicated by a solid right arrow.
  • the frequency characteristics of the impedance in the T-type HPFs 2b and 2d have a characteristic that the impedance moves from the low resistance side to the high resistance side along the real axis from the low frequency to the high frequency in the desired band. In FIG. 6C, this is indicated by the right arrow of the chain line. Therefore, the frequency characteristics of the impedance in the ⁇ -type LPFs 2a and 2c and the T-type HPFs 2b and 2d are such that the impedance in the desired band moves in the same direction along the real axis from the low frequency to the high frequency. Matching is also widely performed around the frequency, and the pass band (S21) becomes a wide band.
  • the pass characteristic (S21) indicated by the solid line in FIG. 6A shows the pass characteristic of the Wilkinson divider 2 in FIG. 1 shown in FIG. 6C, and includes a wide band pass including frequencies around the center frequency of the desired band. It is a characteristic.
  • the Wilkinson distributor 2 includes the ⁇ -type LPFs 2a and 2c connected to the input terminal 1 and one end connected to the other end of the ⁇ -type LPF 2a.
  • a T-type HPF 2b having the other end connected to the carrier amplifier 6, a T-type HPF 2d having one end connected to the other end of the ⁇ -type LPF 2c, and the other end connected to one end of the ⁇ / 4 line 9. Since it is composed of the isolation resistor 2e connected between the connection point 2f and the connection point 2g, loop oscillation can be suppressed and a signal can be amplified over a wide band without mounting a stabilization circuit. The effect which can be done is produced.
  • the loop oscillation can be suppressed without mounting a stabilization circuit due to the isolation of the Wilkinson divider 2 that is large not only in the vicinity of the desired band but also outside the desired band.
  • the impedance in the desired band moves in the same direction along the real axis from low to high frequencies, and the frequency characteristics of the impedance in ⁇ -type LPFs 2a and 2c and T-type HPFs 2b and 2d amplify signals in a wide band. can do.
  • Embodiment 2 the Wilkinson distributor 2 in which the filters on the input side are ⁇ -type LPFs 2a and 2c and the filters on the output side are T-type HPFs 2b and 2d distributes the signal to be amplified to the transmission lines 3 and 4.
  • the Wilkinson distributor 40 is a distribution circuit that distributes a signal to be amplified input from the input terminal 1 to the transmission line 3 and the transmission line 4.
  • the Wilkinson distributor 40 includes ⁇ -type HPFs 40 a and 40 c that are high-pass filters having a circuit configuration of ⁇ -type circuits, T-type LPFs 40 b and 40 d that are low-pass filters having a circuit configuration of T-type circuits, and an isolation resistor 40 e. Has been.
  • the ⁇ -type HPF 40 a is a first filter having one end connected to the input terminal 1.
  • the T-type LPF 40 b is a second filter having one end connected to the other end of the ⁇ -type HPF 40 a and the other end connected to the carrier amplifier 6.
  • the ⁇ -type HPF 40 c is a third filter having one end connected to the input terminal 1.
  • the T-type LPF 40 d is a fourth filter having one end connected to the other end of the ⁇ -type HPF 40 c and the other end connected to one end of the ⁇ / 4 line 9.
  • the isolation resistor 40e is connected between a connection point 40f between the ⁇ -type HPF 40a and the T-type LPF 40b on the output side of the ⁇ -type HPF 40a, and a connection point 40g between the ⁇ -type HPF 40c and the T-type LPF 40d on the output side of the ⁇ -type HPF 40c. It is a resistor having a resistance value corresponding to the distribution ratio of signal power to the transmission line 3 and the transmission line 4.
  • the electrical length of the path from the input terminal 1 to the output terminal 12 via the ⁇ -type HPF 40a, the T-type LPF 40b, the carrier amplifier 6, the ⁇ / 4 line 7 and the combiner 11, and the input terminal 1 The electrical length of the path from the ⁇ -type HPF 40c, the T-type LPF 40d, the ⁇ / 4 line 9, the peak amplifier 10, and the combiner 11 to the output terminal 12 is designed to be equal in a desired band.
  • FIG. 8 is a Smith chart showing frequency characteristics of impedance in the ⁇ -type HPFs 40a and 40c and the T-type LPFs 40b and 40d.
  • the impedance approaches a desired impedance according to the distribution rate of the Wilkinson distributor 40. In the example of FIG. 7, the characteristics approach 100 ⁇ .
  • the desired band has a characteristic that the impedance moves from the high resistance side to the low resistance side along the real axis from the low frequency to the high frequency. In FIG. 8, this is indicated by a dotted left arrow.
  • a circuit configuration of the ⁇ -type HPFs 40a and 40c a circuit configuration as shown in FIG. 4A can be considered.
  • the ⁇ -type HPFs 40a and 40c are not limited to the circuit configuration of FIG. 4A as long as they have the frequency characteristics of the impedance shown by the dotted line in FIG. Therefore, the number of stages of the ⁇ -type HPFs 40a and 40c may be increased or decreased, or the ⁇ -type HPFs 40a and 40c may be configured by distributed constant lines or the like.
  • the frequency characteristics of the impedances of the T-type LPFs 40b and 40d viewed from the isolation resistor 40e are arbitrary depending on the distribution ratio of the Wilkinson divider 40 at a low frequency as shown by the broken line in FIG.
  • the frequency characteristics of the impedances of the T-type LPFs 40b and 40d are characteristics that pass through the inductive region as the frequency becomes higher, and finally approach the open point where the impedance is infinite.
  • the desired band has a characteristic that the impedance moves from the high resistance side to the low resistance side along the real axis from the low frequency to the high frequency. In FIG. 8, this is indicated by a dashed left arrow.
  • a circuit configuration of the T-type LPFs 40b and 40d a circuit configuration including an input terminal 21, an output terminal 22, inductors 26 and 27, and a capacitor 28 can be considered as shown in FIG. 3B.
  • the circuit configuration of FIG. 3B is not limited as long as the T-type LPFs 40b and 40d have the frequency characteristics of the impedance shown by the broken line in FIG. Accordingly, the number of stages of the T-type LPFs 40b and 40d may be increased or decreased, or the T-type LPFs 40b and 40d may be configured by distributed constant lines or the like.
  • the Wilkinson distributor 40 distributes the RF signal to the transmission line 3 and the transmission line 4.
  • the distribution ratio of the RF signal by the Wilkinson distributor 40 can be an arbitrary value depending on the impedance transformation in the ⁇ -type HPFs 40a and 40c and the T-type LPFs 40b and 40d and the resistance value of the isolation resistor 40e.
  • One RF signal distributed by the Wilkinson distributor 40 and output to the transmission line 3 is amplified by the carrier amplifier 6, and the other RF signal output to the transmission line 4 is amplified by the peak amplifier 10. .
  • One RF signal amplified by the carrier amplifier 6 and the other RF signal amplified by the peak amplifier 10 are combined by the combiner 11, and the RF signal combined by the combiner 11 is output from the output terminal 12. .
  • FIG. 9 is an explanatory diagram showing the isolation characteristics of the Wilkinson distributor 40. 9, in addition to the isolation characteristics of the Wilkinson distributor 40 of FIG. 7, the isolation characteristics of the distribution circuit disclosed in Patent Document 1 are also described for comparison with the Wilkinson distributor 40 of FIG. ing.
  • the distribution circuit disclosed in Patent Document 1 uses four ⁇ / 4 lines instead of the ⁇ -type HPFs 40a and 40c and the T-type LPFs 40b and 40d.
  • the Wilkinson distributor 40 of FIG. 7 is represented as the present invention, and the distribution circuit disclosed in Patent Document 1 is distinguished from the conventional circuit.
  • the isolation characteristics of the conventional distribution circuit are such that the isolation between the two output terminals of the distribution circuit is large near the desired band, but is small outside the desired band.
  • the isolation characteristic of the Wilkinson divider 40 in FIG. 7 is that the isolation between the two output terminals in the Wilkinson divider 40 is only in the vicinity of the desired band. It can be seen that it is larger even outside the desired band.
  • the two output terminals of the Wilkinson distributor 40 correspond to the output side of the T-type LPF 40 b connected to the carrier amplifier 6 and the output side of the T-type LPF 40 d connected to the ⁇ / 4 line 9.
  • the reason why the isolation is increased even outside the desired band is that the ⁇ -type HPFs 40a and 40c act so as to isolate the low band side of the desired band, and the T type LPFs 40b and 40d have the high band side of the desired band. This is because it acts to isolate.
  • FIG. 10 is an explanatory diagram showing the frequency dependence of the pass characteristic in the Wilkinson divider 40 of FIG. 10A shows the pass characteristic of the Wilkinson divider 40
  • FIG. 10B shows the frequency characteristic of the impedance in the ⁇ -type HPF and the ⁇ -type LPF
  • FIG. 10C shows the frequency characteristic of the impedance in the ⁇ -type HPF and the T-type LPF. ing.
  • the Wilkinson distributor shown in FIG. 10B has a circuit configuration in which an input-side filter is a ⁇ -type HPF and an output-side filter is a ⁇ -type LPF.
  • the frequency characteristic of the impedance in the ⁇ -type LPF has a characteristic that the impedance moves from the low resistance side to the high resistance side along the real axis from the low frequency to the high frequency in the desired band. .
  • this is indicated by a dashed right arrow. Therefore, the frequency characteristics of the impedance in the ⁇ -type HPF and the ⁇ -type LPF are such that the impedance in the desired band moves in the opposite direction along the real axis from the low frequency to the high frequency. Only matching is achieved, and the passband (S21) becomes a narrow band.
  • the pass characteristic (S21) indicated by the dotted line in FIG. 10A shows the pass characteristic of the Wilkinson divider shown in FIG. 10B.
  • the narrow band characteristic in which only the signal of the center frequency of the desired band passes without attenuation. It has become.
  • the Wilkinson distributor 40 of FIG. 7 shown in FIG. 10C has a circuit configuration in which the filters on the input side are ⁇ -type HPFs 40a and 40c and the filters on the output side are T-type LPFs 40b and 40d.
  • the frequency characteristics of the impedance in the ⁇ -type HPFs 40a and 40c have characteristics that the impedance moves from the high resistance side to the low resistance side along the real axis from the low frequency to the high frequency in the desired band. In FIG. 10C, this is represented by a dotted left arrow.
  • the frequency characteristics of the impedance in the T-type LPFs 40b and 40d have characteristics that the impedance moves from the high resistance side to the low resistance side along the real axis from the low frequency to the high frequency in the desired band. In FIG. 10C, this is represented by a dashed left arrow. Therefore, the frequency characteristics of the impedance in the ⁇ -type HPFs 40a and 40c and the T-type LPFs 40b and 40d are such that the impedance in the desired band moves in the same direction along the real axis from the low frequency to the high frequency. Matching is also widely performed around the frequency, and the pass band (S21) becomes a wide band.
  • the pass characteristic (S21) indicated by the solid line in FIG. 10A shows the pass characteristic of the Wilkinson divider 40 in FIG. 7 shown in FIG. 10C, and includes a wide band pass including frequencies around the center frequency of the desired band. It is a characteristic.
  • the Wilkinson distributor 40 includes the ⁇ -type HPFs 40a and 40c connected to the input terminal 1 and one end connected to the other end of the ⁇ -type HPF 40a.
  • a T-type LPF 40b having the other end connected to the carrier amplifier 6, a T-type LPF 40d having one end connected to the other end of the ⁇ -type HPF 40c and the other end connected to one end of the ⁇ / 4 line 9. Since it is composed of an isolation resistor 40e connected between the connection point 40f and the connection point 40g, loop oscillation can be suppressed and a signal can be amplified over a wide band without mounting a stabilization circuit. The effect which can be done is produced.
  • the isolation of the Wilkinson distributor 40 can suppress loop oscillation without mounting a stabilization circuit.
  • the signal in the desired band is amplified in a wide band by the frequency characteristics of the impedance in the ⁇ -type HPFs 40a and 40c and the T-type LPFs 40b and 40d that move in the same direction along the real axis from low to high frequencies. can do.
  • Embodiment 3 FIG.
  • the input side filter of the Wilkinson divider 2 is a ⁇ -type LPF 2a, 2c and the output side filter is a T-type HPF 2b, 2d.
  • a circuit configuration in which the input-side filter and the output-side filter in the distributor 2 are replaced may be employed.
  • the Wilkinson distributor 50 is a distribution circuit that distributes the signal input from the input terminal 1 to the transmission line 3 and the transmission line 4.
  • the Wilkinson distributor 50 includes T-type HPFs 50a and 50c that are high-pass filters having a T-type circuit, ⁇ -type LPFs 50b and 50d that are low-pass filters having a ⁇ -type circuit, and an isolation resistor 50e. Has been.
  • the T-type HPF 50a is a first filter having one end connected to the input terminal 1, and a circuit configuration as shown in FIG. 4B is conceivable.
  • the ⁇ -type LPF 50b is a second filter having one end connected to the other end of the T-type HPF 50a and the other end connected to the carrier amplifier 6.
  • a circuit configuration as shown in FIG. 3A is conceivable.
  • the T-type HPF 50c is a third filter having one end connected to the input terminal 1, and a circuit configuration as shown in FIG. 4B is conceivable.
  • the ⁇ -type LPF 50d is a fourth filter having one end connected to the other end of the T-type HPF 50c and the other end connected to the ⁇ / 4 line 9.
  • the isolation resistor 50e is connected between a connection point 50f between the T-type HPF 50a and the ⁇ -type LPF 50b on the output side of the T-type HPF 50a, and a connection point 50g between the T-type HPF 50c and the ⁇ -type LPF 50d on the output side of the T-type HPF 50c. It is a resistor having a resistance value corresponding to the distribution ratio of signal power to the transmission line 3 and the transmission line 4.
  • the frequency characteristics of the impedance in the T-type HPFs 50a and 50c are the same as the frequency characteristics of the impedance of the T-type HPFs 2b and 2d in FIG.
  • the frequency characteristics of the impedance in the ⁇ -type LPFs 50b and 50d are the same as the frequency characteristics of the impedance of the ⁇ -type LPFs 2a and 2c in FIG.
  • the frequency characteristics of the impedance in the T-type HPFs 50a and 50c and the ⁇ -type LPFs 50b and 50d are the same as the impedance frequency characteristics in the ⁇ -type LPFs 2a and 2c and the T-type HPFs 2b and 2d. Since it moves in the same direction along the real axis over the high frequency range, wide matching is achieved around the center frequency of the desired band, and the pass band (S21) becomes a wide band.
  • the isolation characteristic of the Wilkinson distributor 50 in FIG. 11 is the same as the Wilkinson distributor 2 in FIG. 1 in the first embodiment, with the isolation between the two output terminals in the Wilkinson distributor 50 being: Not only in the vicinity of the desired band, but also outside the desired band.
  • the two output terminals of the Wilkinson distributor 50 correspond to the output side of the ⁇ -type LPF 50 b connected to the carrier amplifier 6 and the output side of the ⁇ -type LPF 50 d connected to the ⁇ / 4 line 9.
  • the reason why the isolation increases even outside the desired band is that the T-type HPFs 50a and 50c act so as to isolate the low band side of the desired band, and the ⁇ -type LPFs 50b and 50d isolate the high band side of the desired band. It is because it acts on.
  • the Wilkinson distributor 50 includes the T-type HPFs 50a and 50c connected to the input terminal 1, and one end connected to the other end of the T-type HPF 50a.
  • a ⁇ -type LPF 50b having the other end connected to the carrier amplifier 6;
  • a ⁇ -type LPF 50d having one end connected to the other end of the T-type HPF 50c and the other end connected to the ⁇ / 4 line 9; Since it is composed of the isolation resistor 50e connected between 50f and the connection point 50g, the loop oscillation can be suppressed without mounting a stabilization circuit as in the first embodiment.
  • Embodiment 4 FIG.
  • the input side filter of the Wilkinson distributor 40 is a ⁇ -type HPF 40a, 40c, and the output side filter is a T-type LPF 40b, 40d.
  • a circuit configuration in which the input-side filter and the output-side filter in the distributor 40 are interchanged may be used.
  • the Wilkinson distributor 60 is a distribution circuit that distributes a signal to be amplified input from the input terminal 1 to the transmission line 3 and the transmission line 4.
  • the Wilkinson distributor 60 includes T-type LPFs 60a and 60c that are low-pass filters having a T-type circuit, ⁇ -type HPFs 60b and 60d that are high-pass filters having a ⁇ -type circuit, and an isolation resistor 60e. Has been.
  • the T-type LPF 60a is a first filter having one end connected to the input terminal 1, and a circuit configuration as shown in FIG. 3B is conceivable.
  • the ⁇ -type HPF 60b is a second filter having one end connected to the other end of the T-type LPF 60a and the other end connected to the carrier amplifier 6.
  • a circuit configuration as shown in FIG. 4A is conceivable.
  • the T-type LPF 60c is a third filter having one end connected to the input terminal 1, and a circuit configuration as shown in FIG. 3B is conceivable.
  • the ⁇ -type HPF 60d is a fourth filter having one end connected to the other end of the T-type LPF 60c and the other end connected to the ⁇ / 4 line 9.
  • the isolation resistor 60e is connected between a connection point 60f between the T-type LPF 60a and the ⁇ -type HPF 60b which is the output side of the T-type LPF 60a, and a connection point 60g between the T-type LPF 60c and the ⁇ -type HPF 60d which is the output side of the T-type LPF 60c. It is a resistor having a resistance value corresponding to the distribution ratio of signal power to the transmission line 3 and the transmission line 4.
  • the frequency characteristics of the impedance in the T-type LPFs 60a and 60c are the same as the frequency characteristics of the impedance of the T-type LPFs 40b and 40d in FIG.
  • the frequency characteristics of the impedance in the ⁇ -type HPFs 60b and 60d are the same as the frequency characteristics of the impedance of the ⁇ -type HPFs 40a and 40c in FIG. 7 in the second embodiment.
  • the frequency characteristics of the impedance in the T-type LPFs 60a and 60c and the ⁇ -type HPFs 60b and 60d are similar to the frequency characteristics of the impedance in the ⁇ -type HPFs 40a and 40c and the T-type LPFs 40b and 40d. Since it moves in the same direction along the real axis over the high frequency range, wide matching is achieved around the center frequency of the desired band, and the pass band (S21) becomes a wide band.
  • the isolation characteristic of the Wilkinson distributor 60 of FIG. 12 is the same as that of the Wilkinson distributor 40 of FIG. Not only in the vicinity of the desired band, but also outside the desired band.
  • the two output terminals in the Wilkinson distributor 60 correspond to the output side of the ⁇ -type HPF 60 b connected to the carrier amplifier 6 and the output side of the ⁇ -type HPF 60 d connected to the ⁇ / 4 line 9.
  • the reason why the isolation is increased even outside the desired band is that the ⁇ -type HPFs 60b and 60d act so as to isolate the low band side of the desired band, and the T type LPFs 60a and 60c isolate the high band side of the desired band. It is because it acts on.
  • the Wilkinson distributor 60 includes the T-type LPFs 60a and 60c connected to the input terminal 1, and one end connected to the other end of the T-type LPF 60a.
  • a ⁇ -type HPF 60b whose other end is connected to the carrier amplifier 6, a ⁇ -type HPF 60d whose one end is connected to the other end of the T-type LPF 60c and whose other end is connected to the ⁇ / 4 line 9, and a connection point Since it is composed of the isolation resistor 60e connected between 60f and the connection point 60g, the loop oscillation can be suppressed without mounting a stabilization circuit as in the second embodiment. In addition, there is an effect that a signal can be amplified in a wide band.
  • Embodiment 5 FIG.
  • the amplifier circuit 8 is composed of the ⁇ / 4 line 9 and the peak amplifier 10, but a ⁇ -type LPF is used instead of the ⁇ / 4 line 9, and the amplifier circuit 8 is used. May be configured.
  • FIG. 13 is a block diagram showing a Doherty amplifier according to Embodiment 5 of the present invention.
  • the ⁇ -type LPF 71 is a ⁇ -type circuit low-pass filter connected between the T-type HPF 2 d and the peak amplifier 10, and the electrical length is to be amplified as in the ⁇ / 4 line 9 of FIG. 1 in the first embodiment.
  • the signal has a length of n (n is a positive odd number) wavelength. Therefore, the ⁇ -type LPF 71 constitutes a second quarter-wavelength n-wave line.
  • a circuit configuration of the ⁇ -type LPF 71 a circuit configuration as shown in FIG.
  • the circuit configuration of the ⁇ -type LPF 71 is not limited to the circuit configuration shown in FIG. 3A. Therefore, the number of stages of the ⁇ -type LPF 71 may be increased or decreased, or the ⁇ -type LPF 71 may be configured with a distributed constant line or the like.
  • the electrical length of the ⁇ -type LPF 71 is the length of a quarter n (n is a positive odd number) wavelength of the signal to be amplified, like the ⁇ / 4 line 7 of the amplifier circuit 5. Therefore, the electrical length of the path from the input terminal 1 to the output terminal 12 via the ⁇ -type LPF 2a, the T-type HPF 2b, the carrier amplifier 6, the ⁇ / 4 line 7 and the combiner 11, and the ⁇ -type LPF 2c from the input terminal 1 , The electrical lengths of the paths reaching the output terminal 12 via the T-type HPF 2d, the ⁇ -type LPF 71, the peak amplifier 10 and the combiner 11 are equal in the desired band.
  • the frequency characteristic of impedance in the ⁇ -type LPF 71 viewed from the Wilkinson distributor 2 is similar to the frequency characteristic of impedance in the ⁇ -type LPFs 2a and 2c. For this reason, at a low frequency, the reflection starts at an arbitrary impedance corresponding to the input impedance of the peak amplifier 10 and the reflection is minimized in a desired band.
  • the high frequency has a characteristic of approaching the short point through the capacitive region as the high frequency is reached.
  • the impedance has a characteristic of moving from the low resistance side to the high resistance side along the real axis from the low frequency to the high frequency.
  • the frequency characteristics of the impedance when the T-type HPF 2d and the ⁇ -type LPF 71 are viewed from the connection point between the T-type HPF 2d and the ⁇ -type LPF 71 are similar to the frequency characteristics of the impedance in the ⁇ -type LPF and the T-type HPF shown in FIG. 6C. is doing. For this reason, since the impedance in the desired band moves in the same direction along the real axis from the low frequency to the high frequency, wide matching is taken around the center frequency of the desired band, and the pass band Has the effect of increasing the bandwidth. Therefore, by configuring the amplifier circuit 8 using the ⁇ -type LPF 71 instead of the ⁇ / 4 line 9 in FIG. 1, it is possible to amplify a signal in a wider band than in the first embodiment. can get.
  • Embodiment 6 FIG.
  • the amplifier circuit 8 is composed of the ⁇ / 4 line 9 and the peak amplifier 10.
  • a ⁇ -type HPF is used, and the amplifier circuit 8 is used. May be configured.
  • FIG. 14 is a block diagram showing a Doherty amplifier according to Embodiment 6 of the present invention.
  • the ⁇ -type HPF 72 is a ⁇ -type circuit high-pass filter connected between the T-type LPF 40d and the peak amplifier 10, and the electrical length is to be amplified, similar to the ⁇ / 4 line 9 of FIG. 7 in the second embodiment.
  • the signal has a length of n (n is a positive odd number) wavelength. Therefore, the ⁇ -type HPF 72 constitutes a second quarter-wavelength line.
  • a circuit configuration of the ⁇ -type HPF 72 a circuit configuration as shown in FIG. 4A can be considered.
  • the circuit configuration of the ⁇ -type HPF 72 is not limited to the circuit configuration as shown in FIG. 4A. Therefore, the number of stages of the ⁇ -type HPF 72 may be increased or decreased, or the ⁇ -type HPF 72 may be configured by a distributed constant line or the like.
  • the electrical length of the ⁇ -type HPF 72 is the length of n quarters (n is a positive odd number) wavelength of the signal to be amplified, like the ⁇ / 4 line 7 of the amplifier circuit 5. Therefore, the electrical length of the path from the input terminal 1 to the output terminal 12 via the ⁇ -type HPF 40a, the T-type LPF 40b, the carrier amplifier 6, the ⁇ / 4 line 7 and the combiner 11, and the ⁇ -type HPF 40c from the input terminal 1 , The electrical lengths of the paths reaching the output terminal 12 via the T-type LPF 40d, the ⁇ -type HPF 72, the peak amplifier 10 and the combiner 11 are equal in the desired band.
  • the frequency characteristic of impedance in the ⁇ -type HPF 72 viewed from the Wilkinson distributor 40 is similar to the frequency characteristic of impedance in the ⁇ -type HPFs 40a and 40c.
  • the impedance has a characteristic of moving from the high resistance side to the low resistance side along the real axis from the low frequency to the high frequency.
  • the impedance frequency characteristics of the T-type LPF 40d and the ⁇ -type HPF 72 viewed from the connection point between the T-type LPF 40d and the ⁇ -type HPF 72 are similar to the frequency characteristics of the impedance in the ⁇ -type HPF and the T-type LPF shown in FIG. 10C. is doing. For this reason, since the impedance in the desired band moves in the same direction along the real axis from the low frequency to the high frequency, wide matching is taken around the center frequency of the desired band, and the pass band Has the effect of increasing the bandwidth. Therefore, by using the ⁇ -type HPF 72 instead of the ⁇ / 4 line 9 shown in FIG. 7 to configure the amplifier circuit 8, it is possible to amplify a signal in a wider band than in the second embodiment. can get.
  • Embodiment 7 FIG.
  • the amplifier circuit 8 is composed of the ⁇ / 4 line 9 and the peak amplifier 10.
  • a T-type HPF is used to replace the amplifier circuit 8. May be configured.
  • FIG. 15 is a block diagram showing a Doherty amplifier according to Embodiment 7 of the present invention.
  • the T-type HPF 73 is a high-pass filter of a T-type circuit connected between the ⁇ -type LPF 50d and the peak amplifier 10, and the electrical length is to be amplified, similar to the ⁇ / 4 line 9 of FIG. 11 in the third embodiment.
  • the signal has a length of n (n is a positive odd number) wavelength. Therefore, the T-type HPF 73 constitutes the second quarter-wavelength line.
  • a circuit configuration of the T-type HPF 73 a circuit configuration as shown in FIG. 4B can be considered.
  • the circuit configuration of the T-type HPF 73 is not limited to the circuit configuration as shown in FIG. 4B. Therefore, the number of stages of the T-type HPF 73 may be increased or decreased, or the T-type HPF 73 may be configured by a distributed constant line or the like.
  • the electrical length of the T-type HPF 73 is the length of the n-quarter (n is a positive odd number) wavelength of the signal to be amplified, like the ⁇ / 4 line 7 of the amplifier circuit 5. Therefore, the electrical length of the path from the input terminal 1 to the output terminal 12 via the T-type HPF 50a, the ⁇ -type LPF 50b, the carrier amplifier 6, the ⁇ / 4 line 7 and the combiner 11, and the T-type HPF 50c from the input terminal 1 , ⁇ -type LPF 50 d, T-type HPF 73, peak amplifier 10, and the electrical length of the path reaching the output terminal 12 through the combiner 11 are equal in the desired band.
  • the frequency characteristics of impedance in the T-type HPF 73 viewed from the Wilkinson distributor 50 are similar to the frequency characteristics of impedance in the T-type HPFs 50a and 50c. For this reason, at low frequencies, reflections are minimized in the desired band, starting from the open point, through the capacitive region. At a high frequency, it has a characteristic that approaches an arbitrary impedance corresponding to the input impedance of the peak amplifier 10. In the desired band, the impedance has a characteristic of moving from the low resistance side to the high resistance side along the real axis from the low frequency to the high frequency.
  • the frequency characteristics of the impedance when the ⁇ -type LPF 50d and the T-type HPF 73 are viewed from the connection point between the ⁇ -type LPF 50d and the T-type HPF 73 are similar to the frequency characteristics of the impedance in the ⁇ -type LPF and the T-type HPF shown in FIG. 6C. is doing. For this reason, since the impedance in the desired band moves in the same direction along the real axis from the low frequency to the high frequency, wide matching is taken around the center frequency of the desired band, and the passband is The effect of wide band is obtained. Therefore, by using the T-type HPF 73 instead of the ⁇ / 4 line 9 of FIG. 11 to configure the amplifier circuit 8, it is possible to amplify a signal in a wider band than in the third embodiment. can get.
  • Embodiment 8 FIG.
  • the amplifier circuit 8 includes the ⁇ / 4 line 9 and the peak amplifier 10.
  • a T-type LPF is used and the amplifier circuit 8 is used. May be configured.
  • FIG. 16 is a block diagram showing a Doherty amplifier according to an eighth embodiment of the present invention.
  • the T-type LPF 74 is a low-pass filter of a T-type circuit connected between the ⁇ -type HPF 60d and the peak amplifier 10, and the electrical length is to be amplified as in the ⁇ / 4 line 9 of FIG. 12 in the fourth embodiment.
  • the signal has a length of n (n is a positive odd number) wavelength. Therefore, the T-type LPF 74 constitutes a second quarter-wavelength n-wave line.
  • As a circuit configuration of the T-type LPF 74 a circuit configuration as shown in FIG.
  • the circuit configuration of the T-type LPF 74 is not limited to the circuit configuration shown in FIG. 3B. Therefore, the number of stages of the T-type LPF 74 may be increased or decreased, or the T-type LPF 74 may be configured with a distributed constant line or the like.
  • the electrical length of the T-type LPF 74 is the length of a quarter n (n is a positive odd number) wavelength of the signal to be amplified, like the ⁇ / 4 line 7 of the amplifier circuit 5. Therefore, the electrical length of the path from the input terminal 1 to the output terminal 12 via the T-type LPF 60a, the ⁇ -type HPF 60b, the carrier amplifier 6, the ⁇ / 4 line 7 and the combiner 11, and the T-type LPF 60c from the input terminal 1 , The electrical length of the path reaching the output terminal 12 via the ⁇ -type HPF 60d, the T-type LPF 74, the peak amplifier 10 and the combiner 11 is equal in the desired band.
  • the frequency characteristics of impedance in the T-type LPF 74 viewed from the Wilkinson distributor 60 are similar to those of the T-type LPFs 60a and 60c. Therefore, at a low frequency, the reflection starts from an arbitrary impedance corresponding to the input impedance of the peak amplifier 10 and the reflection is minimized in the desired band.
  • the high frequency has a characteristic of passing through the inductive region and finally approaching an open point where the impedance is infinite as the high frequency is reached.
  • the impedance has a characteristic of moving from the high resistance side to the low resistance side along the real axis from the low frequency to the high frequency.
  • the frequency characteristics of the impedance when the ⁇ -type HPF 60d and the T-type LPF 74 are respectively viewed from the connection point between the ⁇ -type HPF 60d and the T-type LPF 74 are similar to the frequency characteristics of the impedance in the ⁇ -type HPF and the T-type LPF shown in FIG. is doing. For this reason, since the impedance in the desired band moves in the same direction along the real axis from the low frequency to the high frequency, wide matching is taken around the center frequency of the desired band, and the passband is The effect of wide band is obtained. Therefore, by configuring the amplifier circuit 8 using the T-type LPF 74 instead of the ⁇ / 4 line 9 of FIG. 12, it is possible to amplify a signal in a wider band than in the fourth embodiment. can get.
  • Embodiment 9 FIG.
  • the ⁇ / 4 line 7 is connected to the subsequent stage of the carrier amplifier 6 and the ⁇ / 4 line 9 is connected to the preceding stage of the peak amplifier 10.
  • the Doherty amplifier in which the ⁇ / 4 line 7 is connected to the front stage of the carrier amplifier 6 and the ⁇ / 4 line 9 is connected to the rear stage of the peak amplifier 10 is the same as in the first to fourth embodiments.
  • the loop oscillation can be suppressed and the signal can be amplified in a wide band without mounting a stabilization circuit.
  • Embodiment 10 FIG.
  • the amplifier circuit 5 connected to the Wilkinson divider 2 in the Doherty amplifier of FIG. 17 is composed of the ⁇ / 4 line 7 and the carrier amplifier 6.
  • the amplifier circuit 5 may be configured using a ⁇ -type LPF instead of the four lines 7.
  • the ⁇ -type LPF 81 is a ⁇ -type circuit low-pass filter connected between the T-type HPF 2 b and the carrier amplifier 6, and the electrical length is to be amplified, similar to the ⁇ / 4 line 7 of FIG. 17 in the ninth embodiment.
  • the signal has a length of n (n is a positive odd number) wavelength. Accordingly, the ⁇ -type LPF 81 constitutes a first quarter-wavelength n-line.
  • a circuit configuration of the ⁇ -type LPF 81 a circuit configuration as shown in FIG. 3A can be considered.
  • the circuit configuration of the ⁇ -type LPF 81 is not limited to the circuit configuration shown in FIG. 3A. Therefore, the number of stages of the ⁇ -type LPF 81 may be increased or decreased, or the ⁇ -type LPF 81 may be configured with a distributed constant line or the like.
  • the electrical length of the ⁇ -type LPF 81 is the length of a quarter n (n is a positive odd number) wavelength of the signal to be amplified, like the ⁇ / 4 line 9 of the amplifier circuit 8. Therefore, the electrical length of the path from the input terminal 1 to the output terminal 12 via the ⁇ -type LPF 2a, T-type HPF 2b, ⁇ -type LPF 81, carrier amplifier 6 and synthesizer 11, and the ⁇ -type LPF 2c, T The electrical lengths of the paths reaching the output terminal 12 via the type HPF 2d, the peak amplifier 10, the ⁇ / 4 line 9, and the combiner 11 are equal in the desired band.
  • the frequency characteristic of impedance in the ⁇ -type LPF 81 viewed from the Wilkinson distributor 2 is similar to the frequency characteristic of impedance in the ⁇ -type LPFs 2a and 2c. Therefore, at a low frequency, the reflection starts from an arbitrary impedance corresponding to the input impedance of the carrier amplifier 6 and the reflection is minimized in a desired band.
  • the high frequency has a characteristic of approaching the short point through the capacitive region as the high frequency is reached.
  • the impedance has a characteristic of moving from the low resistance side to the high resistance side along the real axis from the low frequency to the high frequency.
  • the frequency characteristics of the impedance when the T-type HPF 2b and the ⁇ -type LPF 81 are viewed from the connection point between the T-type HPF 2b and the ⁇ -type LPF 81 are similar to the frequency characteristics of the impedance in the ⁇ -type LPF and the T-type HPF shown in FIG. 6C. is doing. For this reason, since the impedance in the desired band moves in the same direction along the real axis from the low frequency to the high frequency, wide matching is taken around the center frequency of the desired band, and the passband is The effect of wide band is obtained. Accordingly, by using the ⁇ -type LPF 81 instead of the ⁇ / 4 line 7 of FIG. 17 to configure the amplifier circuit 5, it is possible to amplify a signal in a wider band than in the ninth embodiment. can get.
  • Embodiment 11 FIG.
  • the amplifier circuit 5 connected to the Wilkinson divider 40 in the Doherty amplifier of FIG. 18 is configured by the ⁇ / 4 line 7 and the carrier amplifier 6.
  • the amplifier circuit 5 may be configured using a ⁇ -type HPF instead of the four lines 7.
  • FIG. 22 is a block diagram showing a Doherty amplifier according to Embodiment 11 of the present invention.
  • the ⁇ -type HPF 82 is a ⁇ -type circuit high-pass filter connected between the T-type LPF 40 b and the carrier amplifier 6, and the electrical length is to be amplified, similar to the ⁇ / 4 line 7 of FIG. 18 in the ninth embodiment.
  • the signal has a length of n (n is a positive odd number) wavelength. Therefore, the ⁇ -type HPF 82 constitutes the first quarter-wavelength line.
  • a circuit configuration of the ⁇ -type HPF 82 a circuit configuration as shown in FIG. 4A can be considered.
  • the circuit configuration of the ⁇ -type HPF 82 is not limited to the circuit configuration shown in FIG. 4A. Therefore, the number of stages of the ⁇ -type HPF 82 may be increased or decreased, or the ⁇ -type HPF 82 may be configured by a distributed constant line or the like.
  • the electrical length of the ⁇ -type HPF 82 is the length of a quarter n (n is a positive odd number) wavelength of the signal to be amplified, like the ⁇ / 4 line 9 of the amplifier circuit 8. For this reason, the electrical length of the path from the input terminal 1 to the output terminal 12 via the ⁇ -type HPF 40a, the T-type LPF 40b, the ⁇ -type HPF 82, the carrier amplifier 6 and the combiner 11, and the ⁇ -type HPF 40c, T The electrical length of the path reaching the output terminal 12 via the type LPF 40d, the peak amplifier 10, the ⁇ / 4 line 9, and the combiner 11 is equal in the desired band.
  • the frequency characteristics of impedance in the ⁇ -type HPF 82 viewed from the Wilkinson distributor 40 are similar to those of the ⁇ -type HPFs 40a and 40c. Thus, at low frequencies, reflections are minimized in the desired band, starting from the short point, through the inductive region. At a high frequency, it has a characteristic of approaching an arbitrary impedance corresponding to the input impedance of the carrier amplifier 6. In the desired band, the impedance has a characteristic of moving from the high resistance side to the low resistance side along the real axis from the low frequency to the high frequency.
  • the impedance frequency characteristics when the T-type LPF 40b and the ⁇ -type HPF 82 are viewed from the connection point between the T-type LPF 40b and the ⁇ -type HPF 82 are similar to the frequency characteristics of the impedance in the ⁇ -type HPF and the T-type LPF shown in FIG. 10C. is doing. For this reason, since the impedance in the desired band moves in the same direction along the real axis from the low frequency to the high frequency, wide matching is taken around the center frequency of the desired band, and the passband is The effect of wide band is obtained. Therefore, by using the ⁇ -type HPF 82 instead of the ⁇ / 4 line 7 of FIG. 18 to configure the amplifier circuit 5, it is possible to amplify a signal in a wider band than in the ninth embodiment. can get.
  • Embodiment 12 FIG.
  • the amplifier circuit 5 connected to the Wilkinson divider 50 in the Doherty amplifier of FIG. 19 is configured by the ⁇ / 4 line 7 and the carrier amplifier 6.
  • the amplifier circuit 5 may be configured using a T-type HPF instead of the four lines 7.
  • FIG. 23 is a block diagram showing a Doherty amplifier according to Embodiment 12 of the present invention.
  • the T-type HPF 83 is a high-pass filter of a T-type circuit connected between the ⁇ -type LPF 50b and the carrier amplifier 6, and the electrical length is to be amplified, similar to the ⁇ / 4 line 7 of FIG. 19 in the ninth embodiment.
  • the signal has a length of n (n is a positive odd number) wavelength. Therefore, the T-type HPF 83 constitutes the first quarter-wavelength n-wave line.
  • a circuit configuration of the T-type HPF 83 a circuit configuration as shown in FIG. 4B can be considered.
  • the circuit configuration of the T-type HPF 83 is not limited to the circuit configuration as shown in FIG. 4B. Therefore, the number of stages of the T-type HPF 83 may be increased or decreased, or the T-type HPF 83 may be configured with a distributed constant line or the like.
  • the electrical length of the T-type HPF 83 is the length of a quarter n (n is a positive odd number) wavelength of the signal to be amplified, like the ⁇ / 4 line 9 of the amplifier circuit 8. Therefore, the electrical length of the path from the input terminal 1 to the output terminal 12 via the T-type HPF 50a, the ⁇ -type LPF 50b, the T-type HPF 83, the carrier amplifier 6 and the combiner 11, and the T-type HPF 50c, ⁇ The electrical length of the path reaching the output terminal 12 via the type LPF 50d, the peak amplifier 10, the ⁇ / 4 line 9, and the combiner 11 is equal in the desired band.
  • the frequency characteristics of impedance in the T-type HPF 83 viewed from the Wilkinson distributor 50 are similar to the frequency characteristics of impedance in the T-type HPFs 50a and 50c. For this reason, at low frequencies, reflections are minimized in the desired band, starting from the open point, through the capacitive region. At a high frequency, it has a characteristic of approaching an arbitrary impedance corresponding to the input impedance of the carrier amplifier 6. In the desired band, the impedance has a characteristic of moving from the low resistance side to the high resistance side along the real axis from the low frequency to the high frequency.
  • the frequency characteristics of the impedance when the ⁇ -type LPF 50b and the T-type HPF 83 are viewed from the connection point between the ⁇ -type LPF 50b and the T-type HPF 83 are similar to the frequency characteristics of the impedance in the ⁇ -type LPF and the T-type HPF shown in FIG. 6C. is doing. For this reason, since the impedance in the desired band moves in the same direction along the real axis from the low frequency to the high frequency, wide matching is taken around the center frequency of the desired band, and the passband is The effect of wide band is obtained. Accordingly, by configuring the amplifier circuit 5 using the T-type HPF 83 instead of the ⁇ / 4 line 7 in FIG. 19, it is possible to amplify a signal in a wider band than in the ninth embodiment. can get.
  • Embodiment 13 FIG.
  • the amplifier circuit 5 connected to the Wilkinson distributor 60 in the Doherty amplifier of FIG. 20 is configured by the ⁇ / 4 line 7 and the carrier amplifier 6.
  • the amplifier circuit 5 may be configured using a T-type LPF instead of the four lines 7.
  • the T-type LPF 84 is a low-pass filter of a T-type circuit connected between the ⁇ -type HPF 60b and the carrier amplifier 6, and the electrical length is to be amplified, similar to the ⁇ / 4 line 7 of FIG. 20 in the ninth embodiment.
  • the signal has a length of n (n is a positive odd number) wavelength. Therefore, the T-type LPF 84 constitutes the first quarter-wavelength n-wave line.
  • a circuit configuration of the T-type LPF 84 a circuit configuration as shown in FIG. 3B can be considered.
  • the circuit configuration of the T-type LPF 84 is not limited to the circuit configuration shown in FIG. 3B. Therefore, the number of stages of the T-type LPF 84 may be increased or decreased, or the T-type LPF 84 may be configured with a distributed constant line or the like.
  • the electrical length of the T-type LPF 84 is the length of a quarter n (n is a positive odd number) wavelength of the signal to be amplified, like the ⁇ / 4 line 9 of the amplifier circuit 8. Therefore, the electrical length of the path from the input terminal 1 to the output terminal 12 via the T-type LPF 60a, ⁇ -type HPF 60b, T-type LPF 84, carrier amplifier 6 and synthesizer 11, and the T-type LPF 60c, ⁇ The electrical lengths of the paths reaching the output terminal 12 via the type HPF 60d, the peak amplifier 10, the ⁇ / 4 line 9, and the combiner 11 are equal in the desired band.
  • the frequency characteristics of impedance in the T-type LPF 84 viewed from the Wilkinson distributor 60 are similar to the frequency characteristics of impedance in the T-type LPFs 60a and 60c. For this reason, at a low frequency, the reflection starts at an arbitrary impedance corresponding to the input impedance of the carrier amplifier 6 and the reflection is minimized in the desired band.
  • the high frequency has a characteristic of passing through the inductive region and finally approaching an open point where the impedance is infinite as the high frequency is reached.
  • the impedance has a characteristic of moving from the high resistance side to the low resistance side along the real axis from the low frequency to the high frequency.
  • the frequency characteristics of the impedance when the ⁇ -type HPF 60b and the T-type LPF 84 are viewed from the connection point between the ⁇ -type HPF 60b and the T-type LPF 84 are similar to the frequency characteristics of the impedance in the ⁇ -type HPF and the T-type LPF shown in FIG. 10C. is doing. For this reason, since the impedance in the desired band moves in the same direction along the real axis from the low frequency to the high frequency, wide matching is taken around the center frequency of the desired band, and the passband is The effect of wide band is obtained. Therefore, by configuring the amplifier circuit 5 using the T-type LPF 84 instead of the ⁇ / 4 line 7 of FIG. 20, it is possible to amplify a signal in a wider band than in the ninth embodiment. can get.
  • the Doherty amplifier according to the present invention is suitable for an amplifier that needs to amplify a signal in a wide band.

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Abstract

ウィルキンソン型分配器（２）が、入力端子（１）と接続されているπ型ＬＰＦ（２ａ），（２ｃ）と、一端がπ型ＬＰＦ（２ａ）の他端と接続されて、他端がキャリア増幅器（６）と接続されているＴ型ＨＰＦ（２ｂ）と、一端がπ型ＬＰＦ（２ｃ）の他端と接続されて、他端がλ／４線路（９）の一端と接続されているＴ型ＨＰＦ（２ｄ）と、接続点（２ｆ）と接続点（２ｇ）の間に接続されているアイソレーション抵抗（２ｅ）とから構成されている。

Description

ドハティ増幅器
　この発明は、広帯域に信号を増幅することが可能なドハティ増幅器に関するものである。
　近年、高効率化が図られている通信用増幅器として、ドハティ増幅器が提案されている。
　ドハティ増幅器では、ＡＢ級またはＢ級にバイアスされているキャリア増幅器と、Ｃ級にバイアスされているピーク増幅器とが並列に接続されている。
　また、並列に接続されているキャリア増幅器とピーク増幅器の前段には、増幅対象の信号をキャリア増幅器とピーク増幅器に分配する分配回路が接続されている。
　また、キャリア増幅器とピーク増幅器の後段には、キャリア増幅器により増幅された信号とピーク増幅器により増幅された信号とを合成する合成器が接続されている。
　因みに、キャリア増幅器は、常に信号の増幅動作を行う増幅器であり、ピーク増幅器は、高電力出力時のみ信号の増幅動作を行う増幅器である。
　以下の特許文献１に開示されているドハティ増幅器では、キャリア増幅器とピーク増幅器に対する信号電力の分配率に応じた特性インピーダンスを有する４つのλ／４線路と、その信号電力の分配率に応じた抵抗値を有するアイソレーション抵抗とから構成されている分配回路を備えている。
　上記のλ／４線路は、電気長が増幅対象の信号の４分の１波長の長さの分布定数線路である。
特開２００６－３３９９８１号公報（例えば、図１）
　従来のドハティ増幅器は以上のように構成されているので、分配回路→キャリア増幅器→合成器→ピーク増幅器→分配回路に至る信号のループが発生する。このループが利得を持つ場合、ループ発振が生じるため、ループ発振を抑制する安定化回路を実装しなければならず、回路の大型化を招いてしまうという課題があった。
　ただし、分配回路に実装されているアイソレーション抵抗の抵抗値を大きくすれば、安定化回路を実装することなく、ループ発振を抑制することが可能であるが、アイソレーション抵抗の抵抗値を大きくすることで、所望帯域の通過特性が狭帯域になり、広帯域に信号を増幅することができなくなるという課題があった。
　この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、安定化回路を実装することなく、ループ発振を抑制することができるとともに、広帯域に信号を増幅することができるドハティ増幅器を得ることを目的とする。
　この発明に係るドハティ増幅器は、増幅対象の信号を第１及び第２の伝送線路に分配する分配回路と、第１の伝送線路上に挿入された第１の増幅回路と、第２の伝送線路上に挿入された第２の増幅回路と、第１及び第２の増幅回路により増幅された信号を合成する合成器とを備え、分配回路が、増幅対象の信号が入力される第１のフィルタと、第１のフィルタと第１の増幅回路との間に接続された第２のフィルタと、増幅対象の信号が入力される第３のフィルタと、第３のフィルタと第２の増幅回路との間に接続された第４のフィルタと、第１のフィルタの出力側と第３のフィルタの出力側との間に接続された抵抗とを有し、第１及び第３のフィルタがローパスフィルタ、第２及び第４のフィルタがハイパスフィルタで構成、あるいは、第１及び第３のフィルタがハイパスフィルタ、第２及び第４のフィルタがローパスフィルタで構成されており、そのローパスフィルタがπ型回路であれば、そのハイパスフィルタがＴ型回路で構成され、そのローパスフィルタがＴ型回路であれば、そのハイパスフィルタがπ型回路で構成されているようにしたものである。
　この発明によれば、分配回路が、増幅対象の信号が入力される第１のフィルタと、第１のフィルタと第１の増幅回路との間に接続された第２のフィルタと、増幅対象の信号が入力される第３のフィルタと、第３のフィルタと第２の増幅回路との間に接続された第４のフィルタと、第１のフィルタの出力側と第３のフィルタの出力側との間に接続された抵抗とを有し、第１及び第３のフィルタがローパスフィルタ、第２及び第４のフィルタがハイパスフィルタで構成、あるいは、第１及び第３のフィルタがハイパスフィルタ、第２及び第４のフィルタがローパスフィルタで構成されており、そのローパスフィルタがπ型回路であれば、そのハイパスフィルタがＴ型回路で構成され、そのローパスフィルタがＴ型回路であれば、そのハイパスフィルタがπ型回路で構成されているので、安定化回路を実装することなく、ループ発振を抑制することができるとともに、広帯域に信号を増幅することができる効果がある。
この発明の実施の形態１によるドハティ増幅器を示す構成図である。 π型ＬＰＦ２ａ，２ｃとＴ型ＨＰＦ２ｂ，２ｄにおけるインピーダンスの周波数特性を示すスミスチャートである。 図３Ａはπ型ＬＰＦの回路構成を示す構成図、図３ＢはＴ型ＬＰＦの回路構成を示す構成図である。 図４Ａはπ型ＨＰＦの回路構成を示す構成図、図４ＢはＴ型ＨＰＦの回路構成を示す構成図である。 ウィルキンソン型分配器２のアイソレーション特性を示す説明図である。 図６Ａはウィルキンソン型分配器２の通過特性を示す説明図、図６Ｂはπ型ＬＰＦとπ型ＨＰＦにおけるインピーダンスの周波数特性を示す説明図、図６Ｃはπ型ＬＰＦとＴ型ＨＰＦにおけるインピーダンスの周波数特性を示す説明図である。 この発明の実施の形態２によるドハティ増幅器を示す構成図である。 π型ＨＰＦ４０ａ，４０ｃとＴ型ＬＰＦ４０ｂ，４０ｄにおけるインピーダンスの周波数特性を示すスミスチャートである。 ウィルキンソン型分配器４０のアイソレーション特性を示す説明図である。 図１０Ａはウィルキンソン型分配器４０の通過特性を示す説明図、図１０Ｂはπ型ＨＰＦとπ型ＬＰＦにおけるインピーダンスの周波数特性を示す説明図、図１０Ｃはπ型ＨＰＦとＴ型ＬＰＦにおけるインピーダンスの周波数特性を示す説明図である。 この発明の実施の形態３によるドハティ増幅器を示す構成図である。 この発明の実施の形態４によるドハティ増幅器を示す構成図である。 この発明の実施の形態５によるドハティ増幅器を示す構成図である。 この発明の実施の形態６によるドハティ増幅器を示す構成図である。 この発明の実施の形態７によるドハティ増幅器を示す構成図である。 この発明の実施の形態８によるドハティ増幅器を示す構成図である。 この発明の実施の形態９によるドハティ増幅器を示す構成図である。 この発明の実施の形態９によるドハティ増幅器を示す構成図である。 この発明の実施の形態９によるドハティ増幅器を示す構成図である。 この発明の実施の形態９によるドハティ増幅器を示す構成図である。 この発明の実施の形態１０によるドハティ増幅器を示す構成図である。 この発明の実施の形態１１によるドハティ増幅器を示す構成図である。 この発明の実施の形態１２によるドハティ増幅器を示す構成図である。 この発明の実施の形態１３によるドハティ増幅器を示す構成図である。
　以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための形態について、添付の図面にしたがって説明する。
実施の形態１．
　図１はこの発明の実施の形態１によるドハティ増幅器を示す構成図である。
　図１において、入力端子１は増幅対象の信号が入力される端子である。
　ウィルキンソン型分配器２は入力端子１から入力された増幅対象の信号を第１の伝送線路である伝送線路３と第２の伝送線路である伝送線路４に分配する分配回路である。
　ウィルキンソン型分配器２は、回路構成がπ型回路のローパスフィルタであるπ型ＬＰＦ２ａ，２ｃと、回路構成がＴ型回路のハイパスフィルタであるＴ型ＨＰＦ２ｂ，２ｄと、アイソレーション抵抗２ｅとから構成されている。
　ここで、ＬＰＦは「Ｌｏｗ　Ｐａｓｓ　Ｆｉｌｔｅｒ」の略であり、ＨＰＦは「Ｈｉｇｈ　Ｐａｓｓ　Ｆｉｌｔｅｒ」の略である。
　π型ＬＰＦ２ａは一端が入力端子１と接続されている第１のフィルタである。
　Ｔ型ＨＰＦ２ｂは一端がπ型ＬＰＦ２ａの他端と接続されて、他端がキャリア増幅器６と接続されている第２のフィルタである。
　π型ＬＰＦ２ｃは一端が入力端子１と接続されている第３のフィルタである。
　Ｔ型ＨＰＦ２ｄは一端がπ型ＬＰＦ２ｃの他端と接続されて、他端がλ／４線路９の一端と接続されている第４のフィルタである。
　アイソレーション抵抗２ｅはπ型ＬＰＦ２ａの出力側であるπ型ＬＰＦ２ａとＴ型ＨＰＦ２ｂとの接続点２ｆと、π型ＬＰＦ２ｃの出力側であるπ型ＬＰＦ２ｃとＴ型ＨＰＦ２ｄとの接続点２ｇ間に接続され、伝送線路３と伝送線路４に対する信号電力の分配率に応じた抵抗値を有する抵抗である。
　増幅回路５は伝送線路３上に挿入されている第１の増幅回路であり、キャリア増幅器６と、λ／４線路７とから構成されている。
　キャリア増幅器６はウィルキンソン型分配器２におけるＴ型ＨＰＦ２ｂの出力側と接続されており、ウィルキンソン型分配器２により分配された一方の信号を増幅する。なお、キャリア増幅器６はＡＢ級またはＢ級にバイアスされている。
　第１の４分のｎ波長線路であるλ／４線路７はキャリア増幅器６と合成器１１との間に接続され、電気長が増幅対象の信号の４分のｎ（ｎは正の奇数）波長の長さの分布定数線路である。
　増幅回路８は伝送線路４上に挿入されている第２の増幅回路であり、λ／４線路９と、ピーク増幅器１０とから構成されている。
　第２の４分のｎ波長線路であるλ／４線路９は一端がウィルキンソン型分配器２におけるＴ型ＨＰＦ２ｄの出力側と接続され、電気長が増幅対象の信号の４分のｎ（ｎは正の奇数）波長の長さの分布定数線路である。
　ピーク増幅器１０はλ／４線路９と合成器１１との間に接続されており、ウィルキンソン型分配器２により分配された他方の信号を増幅する。なお、ピーク増幅器１０はＣ級にバイアスされている。
　合成器１１は増幅回路５により増幅された信号と増幅回路８により増幅された信号を合成する合成回路である。
　出力端子１２は合成器１１により合成された信号を出力する端子である。
　なお、図１のドハティ増幅器では、入力端子１からπ型ＬＰＦ２ａ、Ｔ型ＨＰＦ２ｂ、キャリア増幅器６、λ／４線路７及び合成器１１を経由して出力端子１２に至る経路の電気長と、入力端子１からπ型ＬＰＦ２ｃ、Ｔ型ＨＰＦ２ｄ、λ／４線路９、ピーク増幅器１０及び合成器１１を経由して出力端子１２に至る経路の電気長とが、所望帯域で等しくなるように設計されている。
　この実施の形態１では、説明の簡単化のために、ウィルキンソン型分配器２の分配率が１：１で、ドハティ増幅器の入出力インピーダンスが５０Ωであるものとして説明する。
　図２はπ型ＬＰＦ２ａ，２ｃとＴ型ＨＰＦ２ｂ，２ｄにおけるインピーダンスの周波数特性を示すスミスチャートである。
　まず、アイソレーション抵抗２ｅから見たπ型ＬＰＦ２ａ，２ｃにおけるインピーダンスの周波数特性は、図２の実線に示すように、低域の周波数では、ウィルキンソン型分配器２の分配率に応じた任意のインピーダンスから始まり、所望帯域で反射が最小となる。即ち、スミスチャートの実軸上の２．０のインピーダンス（１００Ω＝５０Ω×２．０）から始まり、スミスチャートの実軸上の１．０のインピーダンス（５０Ω＝５０Ω×１．０）付近の帯域である所望帯域で反射が最小となる。
　その後、π型ＬＰＦ２ａ，２ｃにおけるインピーダンスの周波数特性は、高域の周波数になるにつれて容量性領域を通り、最終的にインピーダンスが０Ωであるショート点に近づく特性となっている。
　このとき、所望帯域では、インピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって低抵抗側から高抵抗側へ動く特性を有している。図２では、このことを実線の右矢印で表している。
　図３はＬＰＦの回路構成を示す構成図であり、特に図３Ａはπ型ＬＰＦの回路構成を示し、図３ＢはＴ型ＬＰＦの回路構成を示している。
　したがって、π型ＬＰＦ２ａ，２ｃの回路構成は、図３Ａに示すように、入力端子２１、出力端子２２、コンデンサ２３，２４及びインダクタ２５からなる回路構成が考えられる。
　ただし、π型ＬＰＦ２ａ，２ｃは、図２の実線に示すインピーダンスの周波数特性を有していれば、図３Ａの回路構成に限るものではない。したがって、π型ＬＰＦ２ａ，２ｃの段数に増減があってもよいし、π型ＬＰＦ２ａ，２ｃが分布定数線路などで構成されているものであってもよい。
　次に、アイソレーション抵抗２ｅから見たＴ型ＨＰＦ２ｂ，２ｄにおけるインピーダンスの周波数特性は、図２の鎖線に示すように、低域の周波数では、オープン点から始まり、容量性領域を通って所望帯域で反射が最小となる。即ち、スミスチャートの実軸上の無限大のインピーダンスから始まり、スミスチャートの実軸上の１．０のインピーダンス（５０Ω＝５０Ω×１．０）付近の帯域である所望帯域で反射が最小となる。
　高域の周波数では、ウィルキンソン型分配器２の分配率に応じた任意のインピーダンスに近づく特性となっている。図２の例では、５０Ωのインピーダンスに近づく特性となっている。
　このとき、所望帯域では、インピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって低抵抗側から高抵抗側へ動く特性を有している。図２では、このことを鎖線の右矢印で表している。
　図４はＨＰＦの回路構成を示す構成図であり、特に図４Ａはπ型ＨＰＦの回路構成を示し、図４ＢはＴ型ＨＰＦの回路構成を示している。
　したがって、Ｔ型ＨＰＦ２ｂ，２ｄの回路構成は、図４Ｂに示すように、入力端子３１、出力端子３２、コンデンサ３６，３７及びインダクタ３８からなる回路構成が考えられる。
　ただし、Ｔ型ＨＰＦ２ｂ，２ｄは、図２の鎖線に示すインピーダンスの周波数特性を有していれば、図４Ｂの回路構成に限るものではない。したがって、Ｔ型ＨＰＦ２ｂ，２ｄの段数に増減があってもよいし、Ｔ型ＨＰＦ２ｂ，２ｄが分布定数線路などで構成されているものであってもよい。
　次に動作について説明する。
　入力端子１から増幅対象の信号として、所望帯域のＲＦ（ｒａｄｉｏ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号が入力されると、ウィルキンソン型分配器２が、そのＲＦ信号を伝送線路３と伝送線路４に分配する。
　ウィルキンソン型分配器２によるＲＦ信号の分配率は、π型ＬＰＦ２ａ，２ｃ及びＴ型ＨＰＦ２ｂ，２ｄにおける各インピーダンス変成と、アイソレーション抵抗２ｅの抵抗値とよって任意の値がとられる。
　ウィルキンソン型分配器２により分配されて、伝送線路３に出力された一方のＲＦ信号は、キャリア増幅器６により増幅され、伝送線路４に出力された他方のＲＦ信号は、ピーク増幅器１０により増幅される。
　キャリア増幅器６により増幅された一方のＲＦ信号と、ピーク増幅器１０により増幅された他方のＲＦ信号とは合成器１１で合成され、合成器１１による合成後のＲＦ信号が出力端子１２から出力される。
　ここで、ウィルキンソン型分配器２の動作を具体的に説明する。
　図５はウィルキンソン型分配器２のアイソレーション特性を示す説明図である。
　図５では、図１のウィルキンソン型分配器２のアイソレーション特性のほか、図１のウィルキンソン型分配器２と比較するために、特許文献１に開示されている分配回路のアイソレーション特性も記述している。特許文献１に開示されている分配回路は、π型ＬＰＦ２ａ，２ｃとＴ型ＨＰＦ２ｂ，２ｄの代わりに、４つのλ／４線路が用いられている。
　図５では、図１のウィルキンソン型分配器２を本発明と表記し、特許文献１に開示されている分配回路を従来型と表記して区別している。
　従来型の分配回路のアイソレーション特性は、図５の点線に示すように、分配回路における２つの出力端子間のアイソレーションが、所望帯域の近傍では大きくなっているが、所望帯域外では小さくなっていることが分かる。
　これに対して、図１のウィルキンソン型分配器２のアイソレーション特性は、図５の実線に示すように、ウィルキンソン型分配器２における２つの出力端子間のアイソレーションが、所望帯域の近傍だけでなく、所望帯域外でも大きくなっていることが分かる。ウィルキンソン型分配器２における２つの出力端子は、キャリア増幅器６と接続されるＴ型ＨＰＦ２ｂの出力側と、λ／４線路９と接続されるＴ型ＨＰＦ２ｄの出力側とに対応している。
　このように、所望帯域外でもアイソレーションが大きくなる理由は、Ｔ型ＨＰＦ２ｂ，２ｄが所望帯域の低域側をアイソレーションするように作用し、π型ＬＰＦ２ａ，２ｃが所望帯域の高域側をアイソレーションするように作用するためである。
　図６は図１のウィルキンソン型分配器２における通過特性の周波数依存性を示す説明図である。
　特に図６Ａはウィルキンソン型分配器２の通過特性を示し、図６Ｂはπ型ＬＰＦとπ型ＨＰＦにおけるインピーダンスの周波数特性を示し、図６Ｃはπ型ＬＰＦとＴ型ＨＰＦにおけるインピーダンスの周波数特性を示している。
　因みに、π型ＨＰＦの回路構成としては、図４Ａに示すように、入力端子３１、出力端子３２、インダクタ３３，３４及びコンデンサ３５からなる回路構成が考えられる。
　図６Ｂに示しているウィルキンソン型分配器は、入力側のフィルタがπ型ＬＰＦで、出力側のフィルタがπ型ＨＰＦの回路構成になっている。そして、π型ＬＰＦにおけるインピーダンスの周波数特性は、スミスチャートの実軸上の１．０のインピーダンス（５０Ω＝５０Ω×１．０）付近の帯域である所望帯域では、インピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって低抵抗側から高抵抗側へ動く特性を有している。図６Ｂでは、このことを実線の右矢印で表している。
　これに対して、π型ＨＰＦにおけるインピーダンスの周波数特性は、所望帯域では、インピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって高抵抗側から低抵抗側へ動く特性を有している。図６Ｂでは、このことを点線の左矢印で表している。
　したがって、π型ＬＰＦとπ型ＨＰＦにおけるインピーダンスの周波数特性は、所望帯域でのインピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって逆方向に動くため、所望帯域の中心周波数に対してしか整合が取られず、通過帯域（Ｓ２１）が狭帯域となる。
　図６Ａの点線が示す通過特性（Ｓ２１）は、図６Ｂに示しているウィルキンソン型分配器の通過特性を示しており、所望帯域の中心周波数の信号だけが、減衰なく通過する狭帯域な特性となっている。
　図６Ｃに示している図１のウィルキンソン型分配器２は、入力側のフィルタがπ型ＬＰＦ２ａ，２ｃで、出力側のフィルタがＴ型ＨＰＦ２ｂ，２ｄの回路構成になっている。そして、π型ＬＰＦ２ａ，２ｃにおけるインピーダンスの周波数特性は、所望帯域では、インピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって低抵抗側から高抵抗側へ動く特性を有している。図６Ｃでは、このことを実線の右矢印で表している。
　また、Ｔ型ＨＰＦ２ｂ，２ｄにおけるインピーダンスの周波数特性は、所望帯域では、インピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって低抵抗側から高抵抗側へ動く特性を有している。図６Ｃでは、このことを鎖線の右矢印で表している。
　したがって、π型ＬＰＦ２ａ，２ｃとＴ型ＨＰＦ２ｂ，２ｄにおけるインピーダンスの周波数特性は、所望帯域でのインピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって同じ方向に動くため、所望帯域の中心周波数の周辺においても広く整合が取られて、通過帯域（Ｓ２１）が広帯域となる。
　図６Ａの実線が示す通過特性（Ｓ２１）は、図６Ｃに示している図１のウィルキンソン型分配器２の通過特性を示しており、所望帯域の中心周波数の周辺の周波数も含めて広帯域な通過特性となっている。
　以上で明らかなように、この実施の形態１によれば、ウィルキンソン型分配器２が、入力端子１と接続されているπ型ＬＰＦ２ａ，２ｃと、一端がπ型ＬＰＦ２ａの他端と接続されて、他端がキャリア増幅器６と接続されているＴ型ＨＰＦ２ｂと、一端がπ型ＬＰＦ２ｃの他端と接続されて、他端がλ／４線路９の一端と接続されているＴ型ＨＰＦ２ｄと、接続点２ｆと接続点２ｇの間に接続されているアイソレーション抵抗２ｅとから構成されているので、安定化回路を実装することなく、ループ発振を抑制することができるとともに、広帯域に信号を増幅することができる効果を奏する。
　即ち、所望帯域の近傍だけでなく、所望帯域外でも大きいウィルキンソン型分配器２のアイソレーションによって、安定化回路を実装することなく、ループ発振を抑制することができる。また、所望帯域でのインピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって同じ方向に動く、π型ＬＰＦ２ａ，２ｃとＴ型ＨＰＦ２ｂ，２ｄにおけるインピーダンスの周波数特性によって、広帯域に信号を増幅することができる。
実施の形態２．
　上記実施の形態１では、入力側のフィルタがπ型ＬＰＦ２ａ，２ｃで、出力側のフィルタがＴ型ＨＰＦ２ｂ，２ｄであるウィルキンソン型分配器２が、増幅対象の信号を伝送線路３，４に分配するものを示したが、入力側のフィルタがπ型ＨＰＦで、出力側のフィルタがＴ型ＬＰＦであるウィルキンソン型分配器が、増幅対象の信号を伝送線路３，４に分配するものであってもよい。
　図７はこの発明の実施の形態２によるドハティ増幅器を示す構成図であり、図７において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
　ウィルキンソン型分配器４０は入力端子１から入力された増幅対象の信号を伝送線路３と伝送線路４に分配する分配回路である。
　ウィルキンソン型分配器４０は、回路構成がπ型回路のハイパスフィルタであるπ型ＨＰＦ４０ａ，４０ｃと、回路構成がＴ型回路のローパスフィルタであるＴ型ＬＰＦ４０ｂ，４０ｄと、アイソレーション抵抗４０ｅとから構成されている。
　π型ＨＰＦ４０ａは一端が入力端子１と接続されている第１のフィルタである。
　Ｔ型ＬＰＦ４０ｂは一端がπ型ＨＰＦ４０ａの他端と接続されて、他端がキャリア増幅器６と接続されている第２のフィルタである。
　π型ＨＰＦ４０ｃは一端が入力端子１と接続されている第３のフィルタである。
　Ｔ型ＬＰＦ４０ｄは一端がπ型ＨＰＦ４０ｃの他端と接続されて、他端がλ／４線路９の一端と接続されている第４のフィルタである。
　アイソレーション抵抗４０ｅはπ型ＨＰＦ４０ａの出力側であるπ型ＨＰＦ４０ａとＴ型ＬＰＦ４０ｂとの接続点４０ｆと、π型ＨＰＦ４０ｃの出力側であるπ型ＨＰＦ４０ｃとＴ型ＬＰＦ４０ｄとの接続点４０ｇ間に接続され、伝送線路３と伝送線路４に対する信号電力の分配率に応じた抵抗値を有する抵抗である。
　図７のドハティ増幅器では、入力端子１からπ型ＨＰＦ４０ａ、Ｔ型ＬＰＦ４０ｂ、キャリア増幅器６、λ／４線路７及び合成器１１を経由して出力端子１２に至る経路の電気長と、入力端子１からπ型ＨＰＦ４０ｃ、Ｔ型ＬＰＦ４０ｄ、λ／４線路９、ピーク増幅器１０及び合成器１１を経由して出力端子１２に至る経路の電気長とが、所望帯域で等しくなるように設計されている。
　この実施の形態２では、説明の簡単化のために、ウィルキンソン型分配器４０の分配率が１：１で、ドハティ増幅器の入出力インピーダンスが５０Ωであるものとして説明する。
　図８はπ型ＨＰＦ４０ａ，４０ｃとＴ型ＬＰＦ４０ｂ，４０ｄにおけるインピーダンスの周波数特性を示すスミスチャートである。
　まず、アイソレーション抵抗４０ｅから見たπ型ＨＰＦ４０ａ，４０ｃにおけるインピーダンスの周波数特性は、図８の点線に示すように、低域の周波数では、ショート点から始まり、誘導性領域を通って所望帯域で反射が最小となる。即ち、スミスチャートの実軸上の０のインピーダンス（０Ω）から始まり、スミスチャートの実軸上の１．０のインピーダンス（５０Ω＝５０Ω×１．０）付近の帯域である所望帯域で反射が最小となる。
　高域の周波数では、ウィルキンソン型分配器４０の分配率に応じた任意のインピーダンスに近づく特性となっている。図７の例では、１００Ωのインピーダンスに近づく特性となっている。
　このとき、所望帯域では、インピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって高抵抗側から低抵抗側へ動く特性を有している。図８では、このことを点線の左矢印で表している。
　π型ＨＰＦ４０ａ，４０ｃの回路構成としては、図４Ａに示すような回路構成が考えられる。
　ただし、π型ＨＰＦ４０ａ，４０ｃは、図８の点線に示すインピーダンスの周波数特性を有していれば、図４Ａの回路構成に限るものではない。したがって、π型ＨＰＦ４０ａ，４０ｃの段数に増減があってもよいし、π型ＨＰＦ４０ａ，４０ｃが分布定数線路などで構成されているものであってもよい。
　次に、アイソレーション抵抗４０ｅから見たＴ型ＬＰＦ４０ｂ，４０ｄにおけるインピーダンスの周波数特性は、図８の破線に示すように、低域の周波数では、ウィルキンソン型分配器４０の分配率に応じた任意のインピーダンスから始まり、所望帯域で反射が最小となる。即ち、５０Ωのインピーダンスから始まり、スミスチャートの実軸上の１．０のインピーダンス（５０Ω＝５０Ω×１．０）付近の帯域である所望帯域で反射が最小となる。
　その後、Ｔ型ＬＰＦ４０ｂ，４０ｄのインピーダンスの周波数特性は、高域の周波数になるにつれて誘導性領域を通り、最終的にインピーダンスが無限大であるオープン点に近づく特性となっている。
　このとき、所望帯域では、インピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって高抵抗側から低抵抗側へ動く特性を有している。図８では、このことを破線の左矢印で表している。
　Ｔ型ＬＰＦ４０ｂ，４０ｄの回路構成としては、図３Ｂに示すように、入力端子２１、出力端子２２、インダクタ２６，２７及びコンデンサ２８からなる回路構成が考えられる。
　ただし、Ｔ型ＬＰＦ４０ｂ，４０ｄが、図８の破線に示すインピーダンスの周波数特性を有していれば、図３Ｂの回路構成に限るものではない。したがって、Ｔ型ＬＰＦ４０ｂ，４０ｄの段数に増減があってもよいし、Ｔ型ＬＰＦ４０ｂ，４０ｄが分布定数線路などで構成されているものであってもよい。
　次に動作について説明する。
　入力端子１から増幅対象の信号として、所望帯域のＲＦ信号が入力されると、ウィルキンソン型分配器４０が、そのＲＦ信号を伝送線路３と伝送線路４に分配する。
　ウィルキンソン型分配器４０によるＲＦ信号の分配率は、π型ＨＰＦ４０ａ，４０ｃ及びＴ型ＬＰＦ４０ｂ，４０ｄにおける各インピーダンス変成と、アイソレーション抵抗４０ｅの抵抗値とよって任意の値がとられる。
　ウィルキンソン型分配器４０により分配されて、伝送線路３に出力された一方のＲＦ信号は、キャリア増幅器６により増幅され、伝送線路４に出力された他方のＲＦ信号は、ピーク増幅器１０により増幅される。
　キャリア増幅器６により増幅された一方のＲＦ信号と、ピーク増幅器１０により増幅された他方のＲＦ信号とは合成器１１で合成され、合成器１１による合成後のＲＦ信号が出力端子１２から出力される。
　ここで、ウィルキンソン型分配器４０の動作を具体的に説明する。
　図９はウィルキンソン型分配器４０のアイソレーション特性を示す説明図である。
　図９では、図７のウィルキンソン型分配器４０のアイソレーション特性のほか、図７のウィルキンソン型分配器４０と比較するために、特許文献１に開示されている分配回路のアイソレーション特性も記述している。特許文献１に開示されている分配回路は、π型ＨＰＦ４０ａ，４０ｃとＴ型ＬＰＦ４０ｂ，４０ｄの代わりに、４つのλ／４線路が用いられている。
　図９では、図７のウィルキンソン型分配器４０を本発明と表記し、特許文献１に開示されている分配回路を従来型と表記して区別している。
　従来型の分配回路のアイソレーション特性は、図９の点線に示すように、分配回路における２つの出力端子間のアイソレーションが、所望帯域の近傍では大きくなっているが、所望帯域外では小さくなっていることが分かる。
　これに対して、図７のウィルキンソン型分配器４０のアイソレーション特性は、図９の実線に示すように、ウィルキンソン型分配器４０における２つの出力端子間のアイソレーションが、所望帯域の近傍だけでなく、所望帯域外でも大きくなっていることが分かる。ウィルキンソン型分配器４０における２つの出力端子は、キャリア増幅器６と接続されるＴ型ＬＰＦ４０ｂの出力側と、λ／４線路９と接続されるＴ型ＬＰＦ４０ｄの出力側とに対応している。
　このように、所望帯域外でもアイソレーションが大きくなる理由は、π型ＨＰＦ４０ａ，４０ｃが所望帯域の低域側をアイソレーションするように作用し、Ｔ型ＬＰＦ４０ｂ，４０ｄが所望帯域の高域側をアイソレーションするように作用するためである。
　図１０は図７のウィルキンソン型分配器４０における通過特性の周波数依存性を示す説明図である。
　特に図１０Ａはウィルキンソン型分配器４０の通過特性を示し、図１０Ｂはπ型ＨＰＦとπ型ＬＰＦにおけるインピーダンスの周波数特性を示し、図１０Ｃはπ型ＨＰＦとＴ型ＬＰＦにおけるインピーダンスの周波数特性を示している。
　図１０Ｂに示しているウィルキンソン型分配器は、入力側のフィルタがπ型ＨＰＦで、出力側のフィルタがπ型ＬＰＦの回路構成になっている。そして、π型ＨＰＦにおけるインピーダンスの周波数特性は、スミスチャートの実軸上の１．０のインピーダンス（５０Ω＝５０Ω×１．０）付近の帯域である所望帯域では、インピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって高抵抗側から低抵抗側へ動く特性を有している。図１０Ｂでは、このことを点線の左矢印で表している。
　これに対して、π型ＬＰＦにおけるインピーダンスの周波数特性は、所望帯域では、インピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって低抵抗側から高抵抗側へ動く特性を有している。図１０Ｂでは、このことを破線の右矢印で表している。
　したがって、π型ＨＰＦとπ型ＬＰＦにおけるインピーダンスの周波数特性は、所望帯域でのインピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって逆方向に動くため、所望帯域の中心周波数に対してしか整合が取られず、通過帯域（Ｓ２１）が狭帯域となる。
　図１０Ａの点線が示す通過特性（Ｓ２１）は、図１０Ｂに示しているウィルキンソン型分配器の通過特性を示しており、所望帯域の中心周波数の信号だけが、減衰なく通過する狭帯域な特性となっている。
　図１０Ｃに示している図７のウィルキンソン型分配器４０は、入力側のフィルタがπ型ＨＰＦ４０ａ，４０ｃで、出力側のフィルタがＴ型ＬＰＦ４０ｂ，４０ｄの回路構成になっている。そして、π型ＨＰＦ４０ａ，４０ｃにおけるインピーダンスの周波数特性は、所望帯域では、インピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって高抵抗側から低抵抗側へ動く特性を有している。図１０Ｃでは、このことを点線の左矢印で表している。
　また、Ｔ型ＬＰＦ４０ｂ，４０ｄにおけるインピーダンスの周波数特性は、所望帯域では、インピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって高抵抗側から低抵抗側へ動く特性を有している。図１０Ｃでは、このことを破線の左矢印で表している。
　したがって、π型ＨＰＦ４０ａ，４０ｃとＴ型ＬＰＦ４０ｂ，４０ｄにおけるインピーダンスの周波数特性は、所望帯域でのインピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって同じ方向に動くため、所望帯域の中心周波数の周辺においても広く整合が取られて、通過帯域（Ｓ２１）が広帯域となる。
　図１０Ａの実線が示す通過特性（Ｓ２１）は、図１０Ｃに示している図７のウィルキンソン型分配器４０の通過特性を示しており、所望帯域の中心周波数の周辺の周波数も含めて広帯域な通過特性となっている。
　以上で明らかなように、この実施の形態２によれば、ウィルキンソン型分配器４０が、入力端子１と接続されているπ型ＨＰＦ４０ａ，４０ｃと、一端がπ型ＨＰＦ４０ａの他端と接続されて、他端がキャリア増幅器６と接続されているＴ型ＬＰＦ４０ｂと、一端がπ型ＨＰＦ４０ｃの他端と接続されて、他端がλ／４線路９の一端と接続されているＴ型ＬＰＦ４０ｄと、接続点４０ｆと接続点４０ｇの間に接続されているアイソレーション抵抗４０ｅとから構成されているので、安定化回路を実装することなく、ループ発振を抑制することができるとともに、広帯域に信号を増幅することができる効果を奏する。
　即ち、所望帯域の近傍だけでなく、所望帯域外でも大きいウィルキンソン型分配器４０のアイソレーションによって、安定化回路を実装することなく、ループ発振を抑制することができる。また、所望帯域でのインピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって同じ方向に動く、π型ＨＰＦ４０ａ，４０ｃとＴ型ＬＰＦ４０ｂ，４０ｄにおけるインピーダンスの周波数特性によって、広帯域に信号を増幅することができる。
実施の形態３．
　上記実施の形態１では、ウィルキンソン型分配器２の入力側のフィルタがπ型ＬＰＦ２ａ，２ｃで、出力側のフィルタがＴ型ＨＰＦ２ｂ，２ｄの回路構成になっているものを示したが、ウィルキンソン型分配器２における入力側のフィルタと出力側のフィルタを入れ替えた回路構成であってもよい。
　図１１はこの発明の実施の形態３によるドハティ増幅器を示す構成図であり、図１１において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
　ウィルキンソン型分配器５０は入力端子１から入力された信号を伝送線路３と伝送線路４に分配する分配回路である。
　ウィルキンソン型分配器５０は、回路構成がＴ型回路のハイパスフィルタであるＴ型ＨＰＦ５０ａ，５０ｃと、回路構成がπ型回路のローパスフィルタであるπ型ＬＰＦ５０ｂ，５０ｄと、アイソレーション抵抗５０ｅとから構成されている。
　Ｔ型ＨＰＦ５０ａは一端が入力端子１と接続されている第１のフィルタであり、図４Ｂに示すような回路構成が考えられる。
　π型ＬＰＦ５０ｂは一端がＴ型ＨＰＦ５０ａの他端と接続されて、他端がキャリア増幅器６と接続されている第２のフィルタであり、図３Ａに示すような回路構成が考えられる。
　Ｔ型ＨＰＦ５０ｃは一端が入力端子１と接続されている第３のフィルタであり、図４Ｂに示すような回路構成が考えられる。
　π型ＬＰＦ５０ｄは一端がＴ型ＨＰＦ５０ｃの他端と接続されて、他端がλ／４線路９と接続されている第４のフィルタであり、図３Ａに示すような回路構成が考えられる。
　アイソレーション抵抗５０ｅはＴ型ＨＰＦ５０ａの出力側であるＴ型ＨＰＦ５０ａとπ型ＬＰＦ５０ｂとの接続点５０ｆと、Ｔ型ＨＰＦ５０ｃの出力側であるＴ型ＨＰＦ５０ｃとπ型ＬＰＦ５０ｄとの接続点５０ｇ間に接続され、伝送線路３と伝送線路４に対する信号電力の分配率に応じた抵抗値を有する抵抗である。
　Ｔ型ＨＰＦ５０ａ，５０ｃにおけるインピーダンスの周波数特性は、上記実施の形態１における図１のＴ型ＨＰＦ２ｂ，２ｄのインピーダンスの周波数特性と同様である。
　また、π型ＬＰＦ５０ｂ，５０ｄにおけるインピーダンスの周波数特性は、上記実施の形態１における図１のπ型ＬＰＦ２ａ，２ｃのインピーダンスの周波数特性と同様である。
　このため、Ｔ型ＨＰＦ５０ａ，５０ｃとπ型ＬＰＦ５０ｂ，５０ｄにおけるインピーダンスの周波数特性は、π型ＬＰＦ２ａ，２ｃとＴ型ＨＰＦ２ｂ，２ｄにおけるインピーダンスの周波数特性と同様に、所望帯域でのインピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって同じ方向に動くため、所望帯域の中心周波数の周辺においても広く整合が取られて、通過帯域（Ｓ２１）が広帯域となる。
　また、図１１のウィルキンソン型分配器５０のアイソレーション特性は、上記実施の形態１における図１のウィルキンソン型分配器２と同様に、ウィルキンソン型分配器５０における２つの出力端子間のアイソレーションが、所望帯域の近傍だけでなく、所望帯域外でも大きくなっている。ウィルキンソン型分配器５０における２つの出力端子は、キャリア増幅器６と接続されるπ型ＬＰＦ５０ｂの出力側と、λ／４線路９と接続されるπ型ＬＰＦ５０ｄの出力側とに対応している。
　所望帯域外でもアイソレーションが大きくなる理由は、Ｔ型ＨＰＦ５０ａ，５０ｃが所望帯域の低域側をアイソレーションするように作用し、π型ＬＰＦ５０ｂ，５０ｄが所望帯域の高域側をアイソレーションするように作用するためである。
　以上で明らかなように、この実施の形態３によれば、ウィルキンソン型分配器５０が、入力端子１と接続されているＴ型ＨＰＦ５０ａ，５０ｃと、一端がＴ型ＨＰＦ５０ａの他端と接続されて、他端がキャリア増幅器６と接続されているπ型ＬＰＦ５０ｂと、一端がＴ型ＨＰＦ５０ｃの他端と接続されて、他端がλ／４線路９と接続されているπ型ＬＰＦ５０ｄと、接続点５０ｆと接続点５０ｇの間に接続されているアイソレーション抵抗５０ｅとから構成されているので、上記実施の形態１と同様に、安定化回路を実装することなく、ループ発振を抑制することができるとともに、広帯域に信号を増幅することができる効果を奏する。
実施の形態４．
　上記実施の形態２では、ウィルキンソン型分配器４０の入力側のフィルタがπ型ＨＰＦ４０ａ，４０ｃで、出力側のフィルタがＴ型ＬＰＦ４０ｂ，４０ｄの回路構成になっているものを示したが、ウィルキンソン型分配器４０における入力側のフィルタと出力側のフィルタを入れ替えた回路構成であってもよい。
　図１２はこの発明の実施の形態４によるドハティ増幅器を示す構成図であり、図１２において、図７と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
　ウィルキンソン型分配器６０は入力端子１から入力された増幅対象の信号を伝送線路３と伝送線路４に分配する分配回路である。
　ウィルキンソン型分配器６０は、回路構成がＴ型回路のローパスフィルタであるＴ型ＬＰＦ６０ａ，６０ｃと、回路構成がπ型回路のハイパスフィルタであるπ型ＨＰＦ６０ｂ，６０ｄと、アイソレーション抵抗６０ｅとから構成されている。
　Ｔ型ＬＰＦ６０ａは一端が入力端子１と接続されている第１のフィルタであり、図３Ｂに示すような回路構成が考えられる。
　π型ＨＰＦ６０ｂは一端がＴ型ＬＰＦ６０ａの他端と接続されて、他端がキャリア増幅器６と接続されている第２のフィルタであり、図４Ａに示すような回路構成が考えられる。
　Ｔ型ＬＰＦ６０ｃは一端が入力端子１と接続されている第３のフィルタであり、図３Ｂに示すような回路構成が考えられる。
　π型ＨＰＦ６０ｄは一端がＴ型ＬＰＦ６０ｃの他端と接続されて、他端がλ／４線路９と接続されている第４のフィルタであり、図４Ａに示すような回路構成が考えられる。
　アイソレーション抵抗６０ｅはＴ型ＬＰＦ６０ａの出力側であるＴ型ＬＰＦ６０ａとπ型ＨＰＦ６０ｂとの接続点６０ｆと、Ｔ型ＬＰＦ６０ｃの出力側であるＴ型ＬＰＦ６０ｃとπ型ＨＰＦ６０ｄとの接続点６０ｇ間に接続され、伝送線路３と伝送線路４に対する信号電力の分配率に応じた抵抗値を有する抵抗である。
　Ｔ型ＬＰＦ６０ａ，６０ｃにおけるインピーダンスの周波数特性は、上記実施の形態２における図７のＴ型ＬＰＦ４０ｂ，４０ｄのインピーダンスの周波数特性と同様である。
　また、π型ＨＰＦ６０ｂ，６０ｄにおけるインピーダンスの周波数特性は、上記実施の形態２における図７のπ型ＨＰＦ４０ａ，４０ｃのインピーダンスの周波数特性と同様である。
　このため、Ｔ型ＬＰＦ６０ａ，６０ｃとπ型ＨＰＦ６０ｂ，６０ｄにおけるインピーダンスの周波数特性は、π型ＨＰＦ４０ａ，４０ｃとＴ型ＬＰＦ４０ｂ，４０ｄにおけるインピーダンスの周波数特性と同様に、所望帯域でのインピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって同じ方向に動くため、所望帯域の中心周波数の周辺においても広く整合が取られて、通過帯域（Ｓ２１）が広帯域となる。
　また、図１２のウィルキンソン型分配器６０のアイソレーション特性は、上記実施の形態２における図７のウィルキンソン型分配器４０と同様に、ウィルキンソン型分配器６０における２つの出力端子間のアイソレーションが、所望帯域の近傍だけでなく、所望帯域外でも大きくなっている。ウィルキンソン型分配器６０における２つの出力端子は、キャリア増幅器６と接続されるπ型ＨＰＦ６０ｂの出力側と、λ／４線路９と接続されるπ型ＨＰＦ６０ｄの出力側とに対応している。
　所望帯域外でもアイソレーションが大きくなる理由は、π型ＨＰＦ６０ｂ，６０ｄが所望帯域の低域側をアイソレーションするように作用し、Ｔ型ＬＰＦ６０ａ，６０ｃが所望帯域の高域側をアイソレーションするように作用するためである。
　以上で明らかなように、この実施の形態４によれば、ウィルキンソン型分配器６０が、入力端子１と接続されているＴ型ＬＰＦ６０ａ，６０ｃと、一端がＴ型ＬＰＦ６０ａの他端と接続されて、他端がキャリア増幅器６と接続されているπ型ＨＰＦ６０ｂと、一端がＴ型ＬＰＦ６０ｃの他端と接続されて、他端がλ／４線路９と接続されているπ型ＨＰＦ６０ｄと、接続点６０ｆと接続点６０ｇの間に接続されているアイソレーション抵抗６０ｅとから構成されているので、上記実施の形態２と同様に、安定化回路を実装することなく、ループ発振を抑制することができるとともに、広帯域に信号を増幅することができる効果を奏する。
実施の形態５．
　上記実施の形態１では、増幅回路８がλ／４線路９とピーク増幅器１０から構成されているものを示したが、λ／４線路９の代わりに、π型ＬＰＦを用いて、増幅回路８が構成されているものであってもよい。
　図１３はこの発明の実施の形態５によるドハティ増幅器を示す構成図であり、図１３において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
　π型ＬＰＦ７１はＴ型ＨＰＦ２ｄとピーク増幅器１０の間に接続されているπ型回路のローパスフィルタであり、上記実施の形態１における図１のλ／４線路９と同様に、電気長が増幅対象の信号の４分のｎ（ｎは正の奇数）波長の長さを有している。したがって、π型ＬＰＦ７１は第２の４分のｎ波長線路を構成している。
　π型ＬＰＦ７１の回路構成として、図３Ａに示すような回路構成が考えられる。ただし、π型ＬＰＦ７１の回路構成は、図３Ａに示すような回路構成に限るものではない。したがって、π型ＬＰＦ７１の段数に増減があってもよいし、π型ＬＰＦ７１が分布定数線路などで構成されているものであってもよい。
　π型ＬＰＦ７１の電気長は、増幅回路５のλ／４線路７と同様に、増幅対象の信号の４分のｎ（ｎは正の奇数）波長の長さである。このため、入力端子１からπ型ＬＰＦ２ａ、Ｔ型ＨＰＦ２ｂ、キャリア増幅器６、λ／４線路７及び合成器１１を経由して出力端子１２に至る経路の電気長と、入力端子１からπ型ＬＰＦ２ｃ、Ｔ型ＨＰＦ２ｄ、π型ＬＰＦ７１、ピーク増幅器１０及び合成器１１を経由して出力端子１２に至る経路の電気長とが、所望帯域で等しくなっている。
　ウィルキンソン型分配器２から見たπ型ＬＰＦ７１におけるインピーダンスの周波数特性は、π型ＬＰＦ２ａ，２ｃにおけるインピーダンスの周波数特性と類似している。このため、低域の周波数では、ピーク増幅器１０の入力インピーダンス応じた任意のインピーダンスから始まり、所望帯域で反射が最小となる。高域の周波数では、高域の周波数になるにつれて容量性領域を通ってショート点に近づく特性を有する。
　所望帯域では、インピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって低抵抗側から高抵抗側へ動く特性を有する。
　Ｔ型ＨＰＦ２ｄとπ型ＬＰＦ７１の接続点から、Ｔ型ＨＰＦ２ｄとπ型ＬＰＦ７１のそれぞれを見たインピーダンスの周波数特性は、図６Ｃに示しているπ型ＬＰＦとＴ型ＨＰＦにおけるインピーダンスの周波数特性と類似している。このため、所望帯域でのインピーダンスが、低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって同じ方向に動くようになるので、所望帯域の中心周波数の周辺でも広く整合が取られて、通過帯域が広帯域になる効果が得られる。
　したがって、図１のλ／４線路９の代わりに、π型ＬＰＦ７１を用いて、増幅回路８を構成することで、上記実施の形態１よりも更に、広帯域に信号を増幅することができる効果が得られる。
実施の形態６．
　上記実施の形態２では、増幅回路８がλ／４線路９とピーク増幅器１０から構成されているものを示したが、λ／４線路９の代わりに、π型ＨＰＦを用いて、増幅回路８が構成されているものであってもよい。
　図１４はこの発明の実施の形態６によるドハティ増幅器を示す構成図であり、図１４において、図７と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
　π型ＨＰＦ７２はＴ型ＬＰＦ４０ｄとピーク増幅器１０の間に接続されているπ型回路のハイパスフィルタであり、上記実施の形態２における図７のλ／４線路９と同様に、電気長が増幅対象の信号の４分のｎ（ｎは正の奇数）波長の長さを有している。したがって、π型ＨＰＦ７２は第２の４分のｎ波長線路を構成している。
　π型ＨＰＦ７２の回路構成として、図４Ａに示すような回路構成が考えられる。ただし、π型ＨＰＦ７２の回路構成は、図４Ａに示すような回路構成に限るものではない。したがって、π型ＨＰＦ７２の段数に増減があってもよいし、π型ＨＰＦ７２が分布定数線路などで構成されているものであってもよい。
　π型ＨＰＦ７２の電気長は、増幅回路５のλ／４線路７と同様に、増幅対象の信号の４分のｎ（ｎは正の奇数）波長の長さである。このため、入力端子１からπ型ＨＰＦ４０ａ、Ｔ型ＬＰＦ４０ｂ、キャリア増幅器６、λ／４線路７及び合成器１１を経由して出力端子１２に至る経路の電気長と、入力端子１からπ型ＨＰＦ４０ｃ、Ｔ型ＬＰＦ４０ｄ、π型ＨＰＦ７２、ピーク増幅器１０及び合成器１１を経由して出力端子１２に至る経路の電気長とが、所望帯域で等しくなっている。
　ウィルキンソン型分配器４０から見たπ型ＨＰＦ７２におけるインピーダンスの周波数特性は、π型ＨＰＦ４０ａ，４０ｃにおけるインピーダンスの周波数特性と類似している。このため、低域の周波数では、ショート点から始まり、誘導性領域を通って所望帯域で反射が最小となる。高域の周波数では、ピーク増幅器１０の入力インピーダンスに応じた任意のインピーダンスに近づく特性を有する。
　所望帯域では、インピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって高抵抗側から低抵抗側へ動く特性を有する。
　Ｔ型ＬＰＦ４０ｄとπ型ＨＰＦ７２の接続点から、Ｔ型ＬＰＦ４０ｄとπ型ＨＰＦ７２のそれぞれを見たインピーダンスの周波数特性は、図１０Ｃに示しているπ型ＨＰＦとＴ型ＬＰＦにおけるインピーダンスの周波数特性と類似している。このため、所望帯域でのインピーダンスが、低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって同じ方向に動くようになるので、所望帯域の中心周波数の周辺でも広く整合が取られて、通過帯域が広帯域になる効果が得られる。
　したがって、図７のλ／４線路９の代わりに、π型ＨＰＦ７２を用いて、増幅回路８を構成することで、上記実施の形態２よりも更に、広帯域に信号を増幅することができる効果が得られる。
実施の形態７．
　上記実施の形態３では、増幅回路８がλ／４線路９とピーク増幅器１０から構成されているものを示したが、λ／４線路９の代わりに、Ｔ型ＨＰＦを用いて、増幅回路８が構成されているものであってもよい。
　図１５はこの発明の実施の形態７によるドハティ増幅器を示す構成図であり、図１５において、図１１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
　Ｔ型ＨＰＦ７３はπ型ＬＰＦ５０ｄとピーク増幅器１０の間に接続されているＴ型回路のハイパスフィルタであり、上記実施の形態３における図１１のλ／４線路９と同様に、電気長が増幅対象の信号の４分のｎ（ｎは正の奇数）波長の長さを有している。したがって、Ｔ型ＨＰＦ７３は第２の４分のｎ波長線路を構成している。
　Ｔ型ＨＰＦ７３の回路構成として、図４Ｂに示すような回路構成が考えられる。ただし、Ｔ型ＨＰＦ７３の回路構成は、図４Ｂに示すような回路構成に限るものではない。したがって、Ｔ型ＨＰＦ７３の段数に増減があってもよいし、Ｔ型ＨＰＦ７３が分布定数線路などで構成されているものであってもよい。
　Ｔ型ＨＰＦ７３の電気長は、増幅回路５のλ／４線路７と同様に、増幅対象の信号の４分のｎ（ｎは正の奇数）波長の長さである。このため、入力端子１からＴ型ＨＰＦ５０ａ、π型ＬＰＦ５０ｂ、キャリア増幅器６、λ／４線路７及び合成器１１を経由して出力端子１２に至る経路の電気長と、入力端子１からＴ型ＨＰＦ５０ｃ、π型ＬＰＦ５０ｄ、Ｔ型ＨＰＦ７３、ピーク増幅器１０及び合成器１１を経由して出力端子１２に至る経路の電気長とが、所望帯域で等しくなっている。
　ウィルキンソン型分配器５０から見たＴ型ＨＰＦ７３におけるインピーダンスの周波数特性は、Ｔ型ＨＰＦ５０ａ，５０ｃにおけるインピーダンスの周波数特性と類似している。このため、低域の周波数では、オープン点から始まり、容量性領域を通って所望帯域で反射が最小となる。高域の周波数では、ピーク増幅器１０の入力インピーダンスに応じた任意のインピーダンスに近づく特性を有する。
　所望帯域では、インピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって低抵抗側から高抵抗側へ動く特性を有する。
　π型ＬＰＦ５０ｄとＴ型ＨＰＦ７３の接続点から、π型ＬＰＦ５０ｄとＴ型ＨＰＦ７３のそれぞれを見たインピーダンスの周波数特性は、図６Ｃに示しているπ型ＬＰＦとＴ型ＨＰＦにおけるインピーダンスの周波数特性と類似している。このため、所望帯域でのインピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって同じ方向に動くようになるので、所望帯域の中心周波数の周辺でも広く整合が取られて、通過帯域が広帯域になる効果が得られる。
　したがって、図１１のλ／４線路９の代わりに、Ｔ型ＨＰＦ７３を用いて、増幅回路８を構成することで、上記実施の形態３よりも更に、広帯域に信号を増幅することができる効果が得られる。
実施の形態８．
　上記実施の形態４では、増幅回路８がλ／４線路９とピーク増幅器１０から構成されているものを示したが、λ／４線路９の代わりに、Ｔ型ＬＰＦを用いて、増幅回路８が構成されているものであってもよい。
　図１６はこの発明の実施の形態８によるドハティ増幅器を示す構成図であり、図１６において、図１２と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
　Ｔ型ＬＰＦ７４はπ型ＨＰＦ６０ｄとピーク増幅器１０の間に接続されているＴ型回路のローパスフィルタであり、上記実施の形態４における図１２のλ／４線路９と同様に、電気長が増幅対象の信号の４分のｎ（ｎは正の奇数）波長の長さを有している。したがって、Ｔ型ＬＰＦ７４は第２の４分のｎ波長線路を構成している。
　Ｔ型ＬＰＦ７４の回路構成として、図３Ｂに示すような回路構成が考えられる。ただし、Ｔ型ＬＰＦ７４の回路構成は、図３Ｂに示すような回路構成に限るものではない。したがって、Ｔ型ＬＰＦ７４の段数に増減があってもよいし、Ｔ型ＬＰＦ７４が分布定数線路などで構成されているものであってもよい。
　Ｔ型ＬＰＦ７４の電気長は、増幅回路５のλ／４線路７と同様に、増幅対象の信号の４分のｎ（ｎは正の奇数）波長の長さである。このため、入力端子１からＴ型ＬＰＦ６０ａ、π型ＨＰＦ６０ｂ、キャリア増幅器６、λ／４線路７及び合成器１１を経由して出力端子１２に至る経路の電気長と、入力端子１からＴ型ＬＰＦ６０ｃ、π型ＨＰＦ６０ｄ、Ｔ型ＬＰＦ７４、ピーク増幅器１０及び合成器１１を経由して出力端子１２に至る経路の電気長とが、所望帯域で等しくなっている。
　ウィルキンソン型分配器６０から見たＴ型ＬＰＦ７４におけるインピーダンスの周波数特性は、Ｔ型ＬＰＦ６０ａ，６０ｃと類似している。このため、低域の周波数では、ピーク増幅器１０の入力インピーダンスに応じた任意のインピーダンスから始まり、所望帯域で反射が最小となる。高域の周波数では、高域の周波数になるにつれて誘導性領域を通り、最終的にインピーダンスが無限大であるオープン点に近づく特性を有する。
　所望帯域では、インピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって高抵抗側から低抵抗側へ動く特性を有する。
　π型ＨＰＦ６０ｄとＴ型ＬＰＦ７４の接続点から、π型ＨＰＦ６０ｄとＴ型ＬＰＦ７４のそれぞれを見たインピーダンスの周波数特性は、図１０Ｃに示しているπ型ＨＰＦとＴ型ＬＰＦにおけるインピーダンスの周波数特性と類似している。このため、所望帯域でのインピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって同じ方向に動くようになるので、所望帯域の中心周波数の周辺でも広く整合が取られて、通過帯域が広帯域になる効果が得られる。
　したがって、図１２のλ／４線路９の代わりに、Ｔ型ＬＰＦ７４を用いて、増幅回路８を構成することで、上記実施の形態４よりも更に、広帯域に信号を増幅することができる効果が得られる。
実施の形態９．
　上記実施の形態１～４では、キャリア増幅器６の後段にλ／４線路７が接続されて、ピーク増幅器１０の前段にλ／４線路９が接続されているものを示したが、図１７～図２０に示すように、キャリア増幅器６の前段にλ／４線路７が接続されて、ピーク増幅器１０の後段にλ／４線路９が接続されていても、上記実施の形態１～４と同様に動作する。
　したがって、キャリア増幅器６の前段にλ／４線路７が接続されて、ピーク増幅器１０の後段にλ／４線路９が接続されているドハティ増幅器であっても、上記実施の形態１～４と同様に、安定化回路を実装することなく、ループ発振を抑制することができるとともに、広帯域に信号を増幅することができる効果を奏する。
実施の形態１０．
　上記実施の形態９では、図１７のドハティ増幅器において、ウィルキンソン型分配器２と接続されている増幅回路５がλ／４線路７とキャリア増幅器６から構成されているものを示したが、λ／４線路７の代わりに、π型ＬＰＦを用いて、増幅回路５が構成されているものであってもよい。
　図２１はこの発明の実施の形態１０によるドハティ増幅器を示す構成図であり、図２１において、図１７と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
　π型ＬＰＦ８１はＴ型ＨＰＦ２ｂとキャリア増幅器６の間に接続されているπ型回路のローパスフィルタであり、上記実施の形態９における図１７のλ／４線路７と同様に、電気長が増幅対象の信号の４分のｎ（ｎは正の奇数）波長の長さを有している。したがって、π型ＬＰＦ８１は第１の４分のｎ波長線路を構成している。
　π型ＬＰＦ８１の回路構成として、図３Ａに示すような回路構成が考えられる。ただし、π型ＬＰＦ８１の回路構成は、図３Ａに示すような回路構成に限るものではない。したがって、π型ＬＰＦ８１の段数に増減があってもよいし、π型ＬＰＦ８１が分布定数線路などで構成されているものであってもよい。
　π型ＬＰＦ８１の電気長は、増幅回路８のλ／４線路９と同様に、増幅対象の信号の４分のｎ（ｎは正の奇数）波長の長さである。このため、入力端子１からπ型ＬＰＦ２ａ、Ｔ型ＨＰＦ２ｂ、π型ＬＰＦ８１、キャリア増幅器６及び合成器１１を経由して出力端子１２に至る経路の電気長と、入力端子１からπ型ＬＰＦ２ｃ、Ｔ型ＨＰＦ２ｄ、ピーク増幅器１０、λ／４線路９及び合成器１１を経由して出力端子１２に至る経路の電気長とが、所望帯域で等しくなっている。
　ウィルキンソン型分配器２から見たπ型ＬＰＦ８１におけるインピーダンスの周波数特性は、π型ＬＰＦ２ａ，２ｃにおけるインピーダンスの周波数特性と類似している。このため、低域の周波数では、キャリア増幅器６の入力インピーダンス応じた任意のインピーダンスから始まり、所望帯域で反射が最小となる。高域の周波数では、高域の周波数になるにつれて容量性領域を通ってショート点に近づく特性を有する。
　所望帯域では、インピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって低抵抗側から高抵抗側へ動く特性を有する。
　Ｔ型ＨＰＦ２ｂとπ型ＬＰＦ８１の接続点から、Ｔ型ＨＰＦ２ｂとπ型ＬＰＦ８１のそれぞれを見たインピーダンスの周波数特性は、図６Ｃに示しているπ型ＬＰＦとＴ型ＨＰＦにおけるインピーダンスの周波数特性と類似している。このため、所望帯域でのインピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって同じ方向に動くようになるので、所望帯域の中心周波数の周辺でも広く整合が取られて、通過帯域が広帯域になる効果が得られる。
　したがって、図１７のλ／４線路７の代わりに、π型ＬＰＦ８１を用いて、増幅回路５を構成することで、上記実施の形態９よりも更に、広帯域に信号を増幅することができる効果が得られる。
実施の形態１１．
　上記実施の形態９では、図１８のドハティ増幅器において、ウィルキンソン型分配器４０と接続されている増幅回路５がλ／４線路７とキャリア増幅器６から構成されているものを示したが、λ／４線路７の代わりに、π型ＨＰＦを用いて、増幅回路５が構成されているものであってもよい。
　図２２はこの発明の実施の形態１１によるドハティ増幅器を示す構成図であり、図２２において、図１８と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
　π型ＨＰＦ８２はＴ型ＬＰＦ４０ｂとキャリア増幅器６の間に接続されているπ型回路のハイパスフィルタであり、上記実施の形態９における図１８のλ／４線路７と同様に、電気長が増幅対象の信号の４分のｎ（ｎは正の奇数）波長の長さを有している。したがって、π型ＨＰＦ８２は第１の４分のｎ波長線路を構成している。
　π型ＨＰＦ８２の回路構成として、図４Ａに示すような回路構成が考えられる。ただし、π型ＨＰＦ８２の回路構成は、図４Ａに示すような回路構成に限るものではない。したがって、π型ＨＰＦ８２の段数に増減があってもよいし、π型ＨＰＦ８２が分布定数線路などで構成されているものであってもよい。
　π型ＨＰＦ８２の電気長は、増幅回路８のλ／４線路９と同様に、増幅対象の信号の４分のｎ（ｎは正の奇数）波長の長さである。このため、入力端子１からπ型ＨＰＦ４０ａ、Ｔ型ＬＰＦ４０ｂ、π型ＨＰＦ８２、キャリア増幅器６及び合成器１１を経由して出力端子１２に至る経路の電気長と、入力端子１からπ型ＨＰＦ４０ｃ、Ｔ型ＬＰＦ４０ｄ、ピーク増幅器１０、λ／４線路９及び合成器１１を経由して出力端子１２に至る経路の電気長とが、所望帯域で等しくなっている。
　ウィルキンソン型分配器４０から見たπ型ＨＰＦ８２におけるインピーダンスの周波数特性は、π型ＨＰＦ４０ａ，４０ｃと類似している。このため、低域の周波数では、ショート点から始まり、誘導性領域を通って所望帯域で反射が最小となる。高域の周波数では、キャリア増幅器６の入力インピーダンスに応じた任意のインピーダンスに近づく特性を有する。
　所望帯域では、インピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって高抵抗側から低抵抗側へ動く特性を有する。
　Ｔ型ＬＰＦ４０ｂとπ型ＨＰＦ８２の接続点から、Ｔ型ＬＰＦ４０ｂとπ型ＨＰＦ８２のそれぞれを見たインピーダンスの周波数特性は、図１０Ｃに示しているπ型ＨＰＦとＴ型ＬＰＦにおけるインピーダンスの周波数特性と類似している。このため、所望帯域でのインピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって同じ方向に動くようになるので、所望帯域の中心周波数の周辺でも広く整合が取られて、通過帯域が広帯域になる効果が得られる。
　したがって、図１８のλ／４線路７の代わりに、π型ＨＰＦ８２を用いて、増幅回路５を構成することで、上記実施の形態９よりも更に、広帯域に信号を増幅することができる効果が得られる。
実施の形態１２．
　上記実施の形態９では、図１９のドハティ増幅器において、ウィルキンソン型分配器５０と接続されている増幅回路５がλ／４線路７とキャリア増幅器６から構成されているものを示したが、λ／４線路７の代わりに、Ｔ型ＨＰＦを用いて、増幅回路５が構成されているものであってもよい。
　図２３はこの発明の実施の形態１２によるドハティ増幅器を示す構成図であり、図２３において、図１９と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
　Ｔ型ＨＰＦ８３はπ型ＬＰＦ５０ｂとキャリア増幅器６の間に接続されているＴ型回路のハイパスフィルタであり、上記実施の形態９における図１９のλ／４線路７と同様に、電気長が増幅対象の信号の４分のｎ（ｎは正の奇数）波長の長さを有している。したがって、Ｔ型ＨＰＦ８３は第１の４分のｎ波長線路を構成している。
　Ｔ型ＨＰＦ８３の回路構成として、図４Ｂに示すような回路構成が考えられる。ただし、Ｔ型ＨＰＦ８３の回路構成は、図４Ｂに示すような回路構成に限るものではない。したがって、Ｔ型ＨＰＦ８３の段数に増減があってもよいし、Ｔ型ＨＰＦ８３が分布定数線路などで構成されているものであってもよい。
　Ｔ型ＨＰＦ８３の電気長は、増幅回路８のλ／４線路９と同様に、増幅対象の信号の４分のｎ（ｎは正の奇数）波長の長さである。このため、入力端子１からＴ型ＨＰＦ５０ａ、π型ＬＰＦ５０ｂ、Ｔ型ＨＰＦ８３、キャリア増幅器６及び合成器１１を経由して出力端子１２に至る経路の電気長と、入力端子１からＴ型ＨＰＦ５０ｃ、π型ＬＰＦ５０ｄ、ピーク増幅器１０、λ／４線路９及び合成器１１を経由して出力端子１２に至る経路の電気長とが、所望帯域で等しくなっている。
　ウィルキンソン型分配器５０から見たＴ型ＨＰＦ８３におけるインピーダンスの周波数特性は、Ｔ型ＨＰＦ５０ａ，５０ｃにおけるインピーダンスの周波数特性と類似している。このため、低域の周波数では、オープン点から始まり、容量性領域を通って所望帯域で反射が最小となる。高域の周波数では、キャリア増幅器６の入力インピーダンスに応じた任意のインピーダンスに近づく特性を有する。
　所望帯域では、インピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって低抵抗側から高抵抗側へ動く特性を有する。
　π型ＬＰＦ５０ｂとＴ型ＨＰＦ８３の接続点から、π型ＬＰＦ５０ｂとＴ型ＨＰＦ８３のそれぞれを見たインピーダンスの周波数特性は、図６Ｃに示しているπ型ＬＰＦとＴ型ＨＰＦにおけるインピーダンスの周波数特性と類似している。このため、所望帯域でのインピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって同じ方向に動くようになるので、所望帯域の中心周波数の周辺でも広く整合が取られて、通過帯域が広帯域になる効果が得られる。
　したがって、図１９のλ／４線路７の代わりに、Ｔ型ＨＰＦ８３を用いて、増幅回路５を構成することで、上記実施の形態９よりも更に、広帯域に信号を増幅することができる効果が得られる。
実施の形態１３．
　上記実施の形態９では、図２０のドハティ増幅器において、ウィルキンソン型分配器６０と接続されている増幅回路５がλ／４線路７とキャリア増幅器６から構成されているものを示したが、λ／４線路７の代わりに、Ｔ型ＬＰＦを用いて、増幅回路５が構成されているものであってもよい。
　図２４はこの発明の実施の形態１３によるドハティ増幅器を示す構成図であり、図２４において、図２０と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
　Ｔ型ＬＰＦ８４はπ型ＨＰＦ６０ｂとキャリア増幅器６の間に接続されているＴ型回路のローパスフィルタであり、上記実施の形態９における図２０のλ／４線路７と同様に、電気長が増幅対象の信号の４分のｎ（ｎは正の奇数）波長の長さを有している。したがって、Ｔ型ＬＰＦ８４は第１の４分のｎ波長線路を構成している。
　Ｔ型ＬＰＦ８４の回路構成として、図３Ｂに示すような回路構成が考えられる。ただし、Ｔ型ＬＰＦ８４の回路構成は、図３Ｂに示すような回路構成に限るものではない。したがって、Ｔ型ＬＰＦ８４の段数に増減があってもよいし、Ｔ型ＬＰＦ８４が分布定数線路などで構成されているものであってもよい。
　Ｔ型ＬＰＦ８４の電気長は、増幅回路８のλ／４線路９と同様に、増幅対象の信号の４分のｎ（ｎは正の奇数）波長の長さである。このため、入力端子１からＴ型ＬＰＦ６０ａ、π型ＨＰＦ６０ｂ、Ｔ型ＬＰＦ８４、キャリア増幅器６及び合成器１１を経由して出力端子１２に至る経路の電気長と、入力端子１からＴ型ＬＰＦ６０ｃ、π型ＨＰＦ６０ｄ、ピーク増幅器１０、λ／４線路９及び合成器１１を経由して出力端子１２に至る経路の電気長とが、所望帯域で等しくなっている。
　ウィルキンソン型分配器６０から見たＴ型ＬＰＦ８４におけるインピーダンスの周波数特性は、Ｔ型ＬＰＦ６０ａ，６０ｃにおけるインピーダンスの周波数特性と類似している。このため、低域の周波数では、キャリア増幅器６の入力インピーダンスに応じた任意のインピーダンスから始まり、所望帯域で反射が最小となる。高域の周波数では、高域の周波数になるにつれて誘導性領域を通り、最終的にインピーダンスが無限大であるオープン点に近づく特性を有する。
　所望帯域では、インピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって高抵抗側から低抵抗側へ動く特性を有する。
　π型ＨＰＦ６０ｂとＴ型ＬＰＦ８４の接続点から、π型ＨＰＦ６０ｂとＴ型ＬＰＦ８４のそれぞれを見たインピーダンスの周波数特性は、図１０Ｃに示しているπ型ＨＰＦとＴ型ＬＰＦにおけるインピーダンスの周波数特性と類似している。このため、所望帯域でのインピーダンスが低域から高域の周波数にかけて、実軸にそって同じ方向に動くようになるので、所望帯域の中心周波数の周辺でも広く整合が取られて、通過帯域が広帯域になる効果が得られる。
　したがって、図２０のλ／４線路７の代わりに、Ｔ型ＬＰＦ８４を用いて、増幅回路５を構成することで、上記実施の形態９よりも更に、広帯域に信号を増幅することができる効果が得られる。
　なお、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。
　この発明に係るドハティ増幅器は、広帯域に信号を増幅する必要がある増幅器に適している。
　１　入力端子、２　ウィルキンソン型分配器（分配回路）、２ａ　π型ＬＰＦ（第１のフィルタ）、２ｂ　Ｔ型ＨＰＦ（第２のフィルタ）、２ｃ　π型ＬＰＦ（第３のフィルタ）、２ｄ　Ｔ型ＨＰＦ（第４のフィルタ）、２ｅ　アイソレーション抵抗（抵抗）、２ｆ，２ｇ　接続点、３　伝送線路（第１の伝送線路）、４　伝送線路（第２の伝送線路）、５　増幅回路（第１の増幅回路）、６　キャリア増幅器、７　λ／４線路（第１の４分のｎ波長線路）、８　増幅回路（第２の増幅回路）、９　λ／４線路（第２の４分のｎ波長線路）、１０　ピーク増幅器、１１　合成器、１２　出力端子、２１　入力端子、２２　出力端子、２３，２４　コンデンサ、２５　インダクタ、２６，２７　インダクタ、２８　コンデンサ、３１　入力端子、３２　出力端子、３３，３４　コンデンサ、３５　インダクタ、３６，３７　コンデンサ、３８　インダクタ、４０　ウィルキンソン型分配器、４０ａ　π型ＨＰＦ（第１のフィルタ）、４０ｂ　Ｔ型ＬＰＦ（第２のフィルタ）、４０ｃ　π型ＨＰＦ（第３のフィルタ）、４０ｄ　Ｔ型ＬＰＦ（第４のフィルタ）、４０ｅ　アイソレーション抵抗（抵抗）、４０ｆ，４０ｇ　接続点、５０　ウィルキンソン型分配器、５０ａ　Ｔ型ＨＰＦ（第１のフィルタ）、５０ｂ　π型ＬＰＦ（第２のフィルタ）、５０ｃ　Ｔ型ＨＰＦ（第３のフィルタ）、５０ｄ　π型ＬＰＦ（第４のフィルタ）、５０ｅ　アイソレーション抵抗（抵抗）、５０ｆ，５０ｇ　接続点、６０　ウィルキンソン型分配器、６０ａ　Ｔ型ＬＰＦ（第１のフィルタ）、６０ｂ　π型ＨＰＦ（第２のフィルタ）、６０ｃ　Ｔ型ＬＰＦ（第３のフィルタ）、６０ｄ　π型ＨＰＦ（第４のフィルタ）、６０ｆ，６０ｇ　接続点、７１　π型ＬＰＦ（第２の４分のｎ波長線路）、７２　π型ＨＰＦ（第２の４分のｎ波長線路）、７３　Ｔ型ＨＰＦ（第２の４分のｎ波長線路）、７４　Ｔ型ＬＰＦ（第２の４分のｎ波長線路）、８１　π型ＬＰＦ（第１の４分のｎ波長線路）、８２　π型ＨＰＦ（第１の４分のｎ波長線路）、８３　Ｔ型ＨＰＦ（第１の４分のｎ波長線路）、８４　Ｔ型ＬＰＦ（第１の４分のｎ波長線路）。

Claims (11)

  1. 　増幅対象の信号を第１及び第２の伝送線路に分配する分配回路と、
    　前記第１の伝送線路上に挿入された第１の増幅回路と、
    　前記第２の伝送線路上に挿入された第２の増幅回路と、
    　前記第１及び第２の増幅回路により増幅された信号を合成する合成器とを備え、
    　前記分配回路は、
    　前記増幅対象の信号が入力される第１のフィルタと、前記第１のフィルタと前記第１の増幅回路との間に接続された第２のフィルタと、
    　前記増幅対象の信号が入力される第３のフィルタと、前記第３のフィルタと前記第２の増幅回路との間に接続された第４のフィルタと、
    　前記第１のフィルタの出力側と前記第３のフィルタの出力側との間に接続された抵抗とを有し、
    　前記第１及び第３のフィルタがローパスフィルタ、前記第２及び第４のフィルタがハイパスフィルタで構成、あるいは、前記第１及び第３のフィルタがハイパスフィルタ、前記第２及び第４のフィルタがローパスフィルタで構成されており、
    　前記ローパスフィルタがπ型回路であれば、前記ハイパスフィルタがＴ型回路で構成され、前記ローパスフィルタがＴ型回路であれば、前記ハイパスフィルタがπ型回路で構成されていることを特徴とするドハティ増幅器。
  2. 　前記第１の増幅回路は、前記第２のフィルタの出力側と接続されたキャリア増幅器と、前記キャリア増幅器と前記合成器の間に接続され、電気長が前記増幅対象の信号の４分のｎ（ｎは正の奇数）波長の長さである第１の４分のｎ波長線路とから構成されており、
    　前記第２の増幅回路は、一端が前記第４のフィルタの出力側と接続され、電気長が前記増幅対象の信号の４分のｎ（ｎは正の奇数）波長の長さである第２の４分のｎ波長線路と、前記第２の４分のｎ波長線路の他端と前記合成器の間に接続されたピーク増幅器とから構成されていることを特徴とする請求項１記載のドハティ増幅器。
  3. 　前記第１及び第３のフィルタがπ型回路のローパスフィルタで、前記第２及び第４のフィルタがＴ型回路のハイパスフィルタで構成されて、前記第２の４分のｎ波長線路がπ型回路のローパスフィルタで構成されていることを特徴とする請求項２記載のドハティ増幅器。
  4. 　前記第１及び第３のフィルタがπ型回路のハイパスフィルタで、前記第２及び第４のフィルタがＴ型回路のローパスフィルタで構成されて、前記第２の４分のｎ波長線路がπ型回路のハイパスフィルタで構成されていることを特徴とする請求項２記載のドハティ増幅器。
  5. 　前記第１及び第３のフィルタがＴ型回路のハイパスフィルタで、前記第２及び第４のフィルタがπ型回路のローパスフィルタで構成されて、前記第２の４分のｎ波長線路がＴ型回路のハイパスフィルタで構成されていることを特徴とする請求項２記載のドハティ増幅器。
  6. 　前記第１及び第３のフィルタがＴ型回路のローパスフィルタで、前記第２及び第４のフィルタがπ型回路のハイパスフィルタで構成されて、前記第２の４分のｎ波長線路がＴ型回路のローパスフィルタで構成されていることを特徴とする請求項２記載のドハティ増幅器。
  7. 　前記第１の増幅回路は、一端が前記第２のフィルタの出力側と接続され、電気長が前記増幅対象の信号の４分のｎ（ｎは正の奇数）波長の長さである第１の４分のｎ波長線路と、前記第１の４分のｎ波長線路の他端と前記合成器の間に接続されたキャリア増幅器とから構成されており、
    　前記第２の増幅回路は、前記第４のフィルタの出力側と接続されたピーク増幅器と、前記ピーク増幅器と前記合成器の間に接続され、電気長が前記増幅対象の信号の４分のｎ（ｎは正の奇数）波長の長さである第２の４分のｎ波長線路とから構成されていることを特徴とする請求項１記載のドハティ増幅器。
  8. 　前記第１及び第３のフィルタがπ型回路のローパスフィルタで、前記第２及び第４のフィルタがＴ型回路のハイパスフィルタで構成されて、前記第１の４分のｎ波長線路がπ型回路のローパスフィルタで構成されていることを特徴とする請求項７記載のドハティ増幅器。
  9. 　前記第１及び第３のフィルタがπ型回路のハイパスフィルタで、前記第２及び第４のフィルタがＴ型回路のローパスフィルタで構成されて、前記第１の４分のｎ波長線路がπ型回路のハイパスフィルタで構成されていることを特徴とする請求項７記載のドハティ増幅器。
  10. 　前記第１及び第３のフィルタがＴ型回路のハイパスフィルタで、前記第２及び第４のフィルタがπ型回路のローパスフィルタで構成されて、前記第１の４分のｎ波長線路がＴ型回路のハイパスフィルタで構成されていることを特徴とする請求項７記載のドハティ増幅器。
  11. 　前記第１及び第３のフィルタがＴ型回路のローパスフィルタで、前記第２及び第４のフィルタがπ型回路のハイパスフィルタで構成されて、前記第１の４分のｎ波長線路がＴ型回路のローパスフィルタで構成されていることを特徴とする請求項７記載のドハティ増幅器。
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