CN105191125B - 分波器以及通信模块 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种分波器以及通信模块。分波器(1)具有：接收信号波以及干扰波的天线端子(3)；与天线端子(3)连接的发送滤波器(11)；与天线端子(3)连接并接收所述信号波的一部分，将比发送滤波器(11)的通带高的频率范围设为通带的接收滤波器(13)；和与天线端子(3)连接并且与接地连接，位置比发送滤波器(11)以及接收滤波器(13)更靠天线端子(3)侧的干扰波谐振器(15)。干扰波谐振器(15)在比发送滤波器(11)更靠天线端子(3)侧并且比接收滤波器(13)更靠天线端子(3)侧的位置与天线端子(3)连接。干扰波谐振器(15)的谐振频率是比发送滤波器的通带小的频率范围，即包含所述干扰波的频率范围。

Description

分波器以及通信模块
技术领域
本发明涉及利用声表面波(SAW：Surface Acoustic Wave)等弹性波的分波器以及通信模块。
背景技术
近年来，已知利用了弹性波的分波器。在这种分波器中，由于其非线性而能够产生失真波。例如，存在发送波与发送频带以及接收频带的频带外的干扰波混合，产生接收频带内的失真波的情况。该失真波被称为所谓的互调失真(IMD：Inter-ModulationDistortion)。该失真波为使无线装置的通信质量(SN比)降低的原因之一。作为与失真波有关的技术，例如有专利文献1等。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2012-147175号公报
发明内容
-发明要解决的课题-
在近年的分波器的开发中，需要减少失真波的影响的技术。本发明鉴于这样的情况而作出，其目的在于，提供一种能够减少失真波的影响的分波器以及通信模块。
-解决课题的手段-
本发明的一方式所涉及的分波器具有：天线端子，其接收信号波以及干扰波；发送滤波器，其与所述天线端子连接；接收滤波器，其与所述天线端子连接并接收所述信号波的一部分，将比所述发送滤波器的通带高的频率范围设为通带；和干扰波谐振器，其与所述天线端子连接并且与接地连接，位置比所述发送滤波器以及所述接收滤波器更靠所述天线端子侧，所述干扰波谐振器的谐振频率处于比所述发送滤波器的通带小的频率范围，即处于包含所述干扰波的频率范围的干扰波频带内。
本发明的一方式所涉及的通信模块具有：上述的分波器；与所述天线端子电连接的天线；和与所述分波器电连接的RF-IC。
-发明效果-
根据上述的结构，能够减少失真波的影响。
附图说明
图1是表示包含本发明的第1实施方式所涉及的分波器的通信模块的信号处理系统的结构的框图。
图2是表示图1的分波器的结构的电路图。
图3是表示构成图2的分波器的谐振器的SAW元件的俯视图。
图4是说明图2的分波器的频率特性的图。
图5(a)～图5(c)是说明图2的分波器的频率特性所涉及的变形例的图。
图6是说明图2的干扰波谐振器的阻抗的相位特性所涉及的变形例的图。
图7是说明图2的分波器的频率特性所涉及的变形例的图。
图8(a)以及图8(b)是说明图2的分波器的频率特性所涉及的其他的变形例的图。
图9(a)～图9(c)是说明第2实施方式所涉及的分波器的图。
图10是表示第3实施方式所涉及的分波器的结构的电路图。
图11是表示第4实施方式所涉及的分波器的结构的电路图。
图12(a)以及图12(b)是说明第5实施方式所涉及的分波器的图。
图13是表示第6实施方式所涉及的分波器的干扰波谐振器的结构的俯视图。
图14是说明图13的分波器的2次谐波的强度特性所涉及的变形例的图。
图15是表示第7实施方式所涉及的分波器的干扰波谐振器的结构的俯视图。
图16是表示第8实施方式所涉及的分波器的干扰波谐振器的结构的俯视图。
图17是表示图2的分波器的发送滤波器部分的结构的俯视图。
图18是表示图1的分波器的结构的电路图。
具体实施方式
以下，参照附图来说明本发明的一实施方式所涉及的分波器。另外，以下的说明中所使用的图是示意性的图，附图上的尺寸比率等不必与现实的尺寸比率一致。
对于相互相同或者类似的结构，存在赋予相互相同的符号的情况。此外，在第2实施方式以后，对于与已经说明的实施方式的结构相同或者类似的结构，存在省略说明的情况。
〈第1实施方式〉
(基本的结构)
图1是表示本发明的第1实施方式所涉及的分波器1(双工器)的利用例(通信模块101)的主要部位的框图。通信模块101是进行利用了电波的无线通信的模块。分波器1具有在通信模块101对发送频率的信号与接收频率的信号进行分波的功能。
在通信模块101中，包含应发送的信息的发送信息信号TIS被RF-IC103进行调制以及频率的提升(载波频率向高频信号的变换)并被设为发送信号TS。发送信号TS被带通滤波器105去除发送用的通带以外的无用分量，被放大器107放大后输入到分波器1。并且，分波器1从输入的发送信号TS去除发送用的通带以外的无用分量并输出到天线109。天线109将输入的电信号(发送信号TS)变换为无线信号(电波)并进行发送。
此外，在通信模块101中，由天线109接收的无线信号(电波)被天线109变换为电信号(接收信号RS)并输入到分波器1。分波器1从输入的接收信号RS去除接收用的通带以外的无用分量并输出到放大器111。输出的接收信号RS被放大器111放大，并被带通滤波器113去除接收用的通带以外的无用分量。并且，接收信号RS被RF-IC103进行频率的下拉以及解调并被设为接收信息信号RIS。
另外，发送信息信号TIS以及接收信息信号RIS是包含适当的信息的低频信号(基带信号)即可，例如，是模拟的声音信号或被数字化了的声音信号。无线信号的通带根据UMTS(Universal Mobile Telecommunications System，通用移动通信系统)等各种规格即可。调制方式也可以是相位调制、振幅调制、频率调制或这些的任意2个以上的组合。在图1中，电路方式示例了直接变换(direct conversion)方式，但也可以设为除此以外的适当的方式，例如，也可以是双超外差(double super heterodyne)方式。此外，图1仅示意性地表示主要部位，可以在适当的位置增加低通滤波器、隔离器(isolator)等，此外，也可以变更放大器等的位置。
图2是表示分波器1的结构的电路图。
分波器1具有：与天线109连接的天线端子3、被输入发送信号TS的发送端子5、用于输出接收信号RS的接收端子7、和被赋予基准电位的接地端子9。
此外，分波器1具有：设置在发送端子5与天线端子3之间的发送滤波器11、设置在天线端子3与接收端子7之间的接收滤波器13、和设置在天线端子3与接地端子9之间的干扰波谐振器15。另外，干扰波谐振器15也能够被看作发送滤波器11或者接收滤波器13的一部分，但在本实施方式中，对于发送滤波器11以及接收滤波器13而言作为单独的元件来进行说明。
发送滤波器11从经由发送端子5输入的发送信号TS去除发送用的通带(发送频带)以外的无用分量并输出到天线端子3。接收滤波器13从经由天线109输入的接收信号RS去除接收用的通带(接收频带)以外的无用分量并输出到接收端子7。
天线端子3也被输入发送频带以及接收频带的频带外的干扰波JS。干扰波谐振器15特别是在谐振频率附近将该干扰波JS的电流向接地端子9释放。由此，能够抑制干扰波JS被输入到发送滤波器11。其结果，能够在发送滤波器11中难以混合发送信号TS与干扰波JS。换言之，作为发送信号TS与干扰波JS难以混合的结果，导致在接收频带中作为噪声的失真波的生成减少。
另一方面，也存在从干扰波谐振器15本身产生失真波的可能性。从干扰波谐振器15产生的失真波最大的时刻，是向从干扰波谐振器15中的SAW的振动为最大的谐振频率与反谐振频率之间的反谐振频率附近施加干扰波JS、发送信号TS的时刻。
发送滤波器11、接收滤波器13以及干扰波谐振器15的结构具体来讲如下。
发送滤波器11例如由梯子型滤波器构成。也就是说，发送滤波器11具有：在其输入侧与输出侧之间串联连接的1个以上(在本实施方式中为3个)的第1串联谐振器17S-1～第3串联谐振器17S-3、在其串联的电线与接地端子9之间设置的1个以上(在本实施方式中为3个)的第1并联谐振器17P-1～第3并联谐振器17P-3。
另外，以下，存在将第1串联谐振器17S-1～第3串联谐振器17S-3简称为“串联谐振器17S”，并不区分这些的情况。同样地，存在将第1并联谐振器17P-1～第3并联谐振器17P-3简称为“并联谐振器17P”，并不区分这些的情况。
接收滤波器13例如具有：多模滤波器19、及与其输入侧串联连接的辅助谐振器21。另外，在本实施方式中，多模包含双模。
干扰波谐振器15在比发送滤波器11更靠天线端子3侧、并且比接收滤波器13更靠天线端子3侧的位置，与天线端子3连接。换言之，干扰波谐振器15比发送滤波器11以及接收滤波器13更靠近天线端子3。在其他观点中，距离天线端子3最近的谐振器是干扰波谐振器15。
另外，也可以在发送滤波器11、接收滤波器13以及天线端子3之间插入阻抗匹配用的电路等。此外，虽然在图2中，各谐振器的端子与其他谐振器、接地端子直接连接，但也可以在这里插入特性控制用的电路等。特别地，有时在谐振器与接地端子之间插入特性控制用的电感器、产生电感的布线。本说明书中表示为“与接地连接”情况下，也包含像这样谐振器被插入到特性控制用的电路等并间接与接地端子连接的情况。
串联谐振器17S、并联谐振器17P、干扰波谐振器15以及辅助谐振器21例如由弹性波元件构成，更具体来讲，由SAW元件构成。
图3是表示构成串联谐振器17S、并联谐振器17P、干扰波谐振器15或者辅助谐振器21的SAW元件51的俯视图。
另外，SAW元件51可以将任意的方向设为上方或者下方，但以下，为了方面，定义了正交坐标系xyz，并且将z方向的正侧(图3的纸面近前侧)设为上方，使用上表面、下表面等用语。
SAW元件51例如构成为1端口SAW谐振器，具有：基板53、设置在基板53的上表面53a的IDT55以及反射器57。另外，SAW元件51除了上述的元件，也可以具有配置在IDT55以及反射器57的上表面的附加膜、夹在IDT55以及反射器57与基板53之间的粘接层、从IDT55以及反射器57(或者附加膜)的上方覆盖基板53的上表面53a的保护层等。
基板53由压电基板构成。例如，基板53由铌酸锂(LiNbO3)单结晶等具有压电性的单结晶的基板构成。更合适地，基板53由42°±10°Y-X切的LiTaO3基板、128°±10°Y-X切的LiNbO3基板或0°±10°Y-X切的LiNbO3基板构成。另外，也能够使用具有与上述不同的结晶方位的LiTaO3、LiNbO3单结晶、二氧化硅(SiO2)单结晶等。基板53的俯视形状以及各种尺寸被适当地设定即可。也可以在未形成基板53的SAW元件的面设置硅、蓝宝石等基板。
IDT55由形成在基板53的上表面53a的导电图案(导电层)构成，具有第1梳齿电极59A以及第2梳齿电极59B。另外，以下，存在将第1梳齿电极59A以及第2梳齿电极59B简称为梳齿电极59，并不区分这些的情况。此外，存在对于第1梳齿电极59A所涉及的结构等，如“第1母线61A”等那样，赋予“第1”以及“A”，对于第2梳齿电极59B所涉及的结构等，如“第2母线61B”等那样，赋予“第2”以及“B”的情况，此外，存在省略“第1”、“第2”、“A”以及“B”的情况。
各梳齿电极59具有：相互对置的2根母线61、从各母线61向另一母线61侧延伸的多个电极指63、和在多个电极指63之间从各母线61向另一母线61侧延伸的多个虚设电极65。并且，1对梳齿电极59被配置为多个电极指63相互啮合(交叉)。
另外，虽然SAW的传播方向根据多个电极指63的方向等而被规定，但在本实施方式中，为了方便，存在以SAW的传播方向为基准，说明多个电极指63的方向等的情况。
母线61例如形成为以大致恒定的宽度在SAW的传播方向(x方向)上延伸为直线状的长条状。并且，1对母线61在与SAW的传播方向交叉(在本实施方式中为正交)的方向(y方向)上对置。
多个电极指63形成为以大致恒定的宽度在与SAW的传播方向正交的方向(y方向)上延伸为直线状的长条状，在SAW的传播方向(x方向)上以大致恒定的间隔排列。1对梳齿电极59的多个电极指63的间距p(例如电极指63的中心间距离)例如被设定为与希望谐振的频率处的SAW的波长λ的半波长相等。波长λ例如是1μm～6μm。
多个虚设电极65例如形成为以大致恒定的宽度在与SAW的传播方向正交的方向(y方向)上延伸为直线状的长条状，被配置在多个电极指63之间的中央(以与多个电极指63同等的间距排列)。并且，一个梳齿电极59的虚设电极65的前端与另一个梳齿电极59的电极指63的前端隔着间隙而对置。
IDT55例如由金属形成。作为该金属，例如举例有Al或者以Al为主成分的合金(Al合金)。Al合金例如是Al-Cu合金。另外，IDT55也可以由Cu、Pt、Au等金属与Ta2O5等电介质的层叠体构成。此外，IDT55也可以由多个金属层构成。IDT55的厚度被适当地设定即可。
若通过IDT55向基板53施加电压，则在基板53的上表面53a附近引起沿着上表面53a在x方向上传播的SAW。此外，SAW被电极指63反射。并且，形成以电极指63的间距p为半波长的驻波。驻波被变换为与该驻波相同频率的电信号，并通过电极指63而被取出。这样，SAW元件51作为谐振器或滤波器而起作用。
反射器57由形成在基板53的上表面53a的导电图案(导电层)构成，俯视下形成为格子状。也就是说，反射器57具有：在与SAW的传播方向交叉的方向上相互对置的1对母线(省略符号)以及在这些母线之间在与SAW的传播方向正交的方向(y方向)上延伸的多个电极指(省略符号)。反射器57的多个电极指以与IDT55的多个电极指63大致相同的间距排列。
在之前说明的图2中，如对干扰波谐振器15等赋予符号所示那样，示意性地表示IDT55以及反射器57。
接收滤波器13的多模滤波器19如图2中示意性地所示那样，具有：在SAW的传播方向上排列的多个(在本实施方式中为3个)IDT55、和配置在其两侧的反射器57。此外，多模滤波器19例如是将输入的不平衡信号变换为平衡信号并输出的不平衡输入-平衡输出型的滤波器。
发送滤波器11、接收滤波器13以及干扰波谐振器15例如被共同设置在一个基板53的上表面53a。另外，在图2中，假定这样的情况，与图3同样地，定义xyz坐标系。
图4是说明各种谐振器的频率特性以及分波器1的作用的图。该图中，横轴表示频率f，纵轴表示阻抗的绝对值|Z|以及阻抗的相位ang(Z)。
发送滤波器11将从下限频率fT1到上限频率fT2的发送频带TxB设为通带。接收滤波器13将从下限频率fR1到上限频率fR2的接收频带RxB设为通带。接收频带RxB比发送频带TxB高，此外，在发送频带TxB与接收频带RxB之间，设置用于减少两个频带的信号的干扰的防护频带(guard band)GB。
fT1、fT2、fR1以及fR2例如根据UMTS等的规格而被设定。另外，在UMTS中，发送频带TxB的频带宽度与接收频带RxB的频带宽度相同。也就是说，满足下式。
fT2-fT1＝fR2-fR1 (1)
在图4中，线Ls表示发送滤波器11的串联谐振器17S的频率-阻抗的绝对值特性的一个例子，线PS表示发送滤波器11的串联谐振器17S的频率-阻抗的相位特性的一个例子，线LP表示发送滤波器11的并联谐振器17P的频率-阻抗的绝对值特性的一个例子，线PP表示并联谐振器17P的频率-阻抗的相位特性的一个例子，线LJ表示干扰波谐振器15的频率特性-阻抗的绝对值的一个例子，线PJ表示干扰波谐振器15的频率-阻抗的相位特性的一个例子。
如公知的那样，梯子型滤波器(发送滤波器11)构成为串联谐振器17S的谐振频率fSr与并联谐振器17P的反谐振频率fPa大致一致，此外，谐振频率与反谐振频率的频率差df(fSa-fSr，fPa-fPr)与发送频带TxB的频带宽度大致相等。通过这样构成，从而梯子型滤波器作为以谐振频率fSr为中心且以频带宽度大致为频率差df的频率范围为通带的滤波器而起作用。但是，上述的频率的关系是使用了压电谐振器的分波器的基本设计思想，在实际的分波器中，存在为了得到规定的电特性而微调各谐振器的谐振频率、频率差的情况。
因此，在以发送频带TxB为通带的发送滤波器11中，串联谐振器17S的谐振频率fSr以及并联谐振器17P的反谐振频率fPa位于发送频带TxB的大致中央。此外，由于频率差df与发送频带TxB的频带宽度(fT2-fT1)大致相等，因此串联谐振器17S的反谐振频率fSa比发送频带TxB高，并联谐振器17P的谐振频率fPr比发送频带TxB低。
这里，作为基于互调失真的失真波，在将干扰波的频率设为fJ，将发送波的频率设为fT时，存在基于以fIM＝2fT-fJ为频率的3次非线性的失真波。若该失真波的频率fIM处于接收频带RxB内，则接收信号RS的SN比降低。因此，若从接收频带RxB等对满足这样条件的fJ的范围(干扰波频带JB)进行逆运算并求出，在该干扰波频带JB内设定干扰波谐振器15的谐振频率fJr，则能够将作为导致SN比的降低的失真波的产生要因的干扰波的电流适当地向接地端子9释放，能够防止干扰波被输入到发送滤波器11、接收滤波器13。也就是说，能够适当地减少导致SN比的降低的失真波。
另外，由于在UMTS等规格中，发送波的频率fT与接收波的频率fR的关系为：
fR＝fT+TxB的频带宽度+GB的频带宽度＝fT+(fT2-fT1)+(fR1-fT2)(2)，
因此与以fIM＝2fT-fJ为频率的3次非线性相应的失真波进入到接收频带RxB内的fJ的范围，在图4中为满足SB的频带宽度＝GB的频带宽度、JB的频带宽度＝TxB的频带宽度＝RxB的频带宽度的范围。也就是说，若fJ的范围是：
2fT1-fR1＜fJ＜2fT2-fR2 (3)
换句话说，将干扰波谐振器15的谐振频率fJr设定为：
2fT1-fR1＜fJr＜2fT2-fR2 (4)，
则能够得到上述那样的互调失真的抑制效果。
在图4中，干扰波频带JB的下限频率fJ1是作为(3)的左边的(fJ1＝2fT1-fR1)。干扰波频带JB的上限频率fJ2是作为(3)的右边的(fJ2＝2fT2-fR2)。如该图所示，干扰波频带JB是关于发送频带TxB与接收频带RxB相互对称的频带。另外，干扰波频带JB与发送频带TxB之间的间隙频带SB的频带宽度与防护频带GB的频带宽度相同。
根据发送频带TxB的频带宽度与防护频带GB的频带宽度的相对大小，并联谐振器17P的谐振频率fPr能够成为干扰波频带JB内的频率。具体来讲，由于如上述那样，并联谐振器17P的反谐振频率fPa被设为发送频带TxB的中央的频率，并联谐振器17P的谐振频率fPr与反谐振频率fPa的频率差dfP被设为与发送频带TxB的频带宽度大致相同，因此若防护频带GB的频带宽度比发送频带TxB的频带宽度的一半还小，则并联谐振器17P的谐振频率fPr能够成为干扰波频带JB内的频率。
反过来说，若防护频带GB的频带宽度比发送频带TxB的频带宽度的一半还大，(fR1-fT2＞(fT2-fT1)/2)，则在通常的设定方法中，并联谐振器17P的谐振频率fPr不能成为干扰波频带JB内的频率。作为这样的规格，例如举例有UMTS的频带1、2、4-7、9-12、15-19、21-23。另外，作为防护频带GB的频带宽度比发送频带TxB的频带宽度的一半还小的规格，例如举例有UMTS的频带3、8、25、26以及28。
干扰波谐振器15与并联谐振器17P不同，不构成发送滤波器11(梯子型滤波器)。因此，干扰波谐振器15的反谐振频率fJa可以与串联谐振器17S的谐振频率fSr不一致，也可以不是发送频带TxB内。干扰波谐振器15的谐振频率fJr与反谐振频率fJa的频率差dfJ(＝fJa-fJr)也可以与发送频带TxB的频带宽度(fT2-fT1)相同。这些被适当地设定即可。
例如，干扰波谐振器15的反谐振频率fJa相对于串联谐振器17S的谐振频率fSr(发送频带TxB的中央)以发送频带TxB的频带宽度(fT2-fT1)的10％以上的宽度向低频侧或者高频侧偏离。
此外，例如如图4所示，干扰波谐振器15的反谐振频率fJa相对于串联谐振器17S的谐振频率fSr以比发送频带TxB的频带宽度(fT2-fT1)的1/2大的宽度向低频侧偏离。在其它的观点中，干扰波谐振器15的反谐振频率fJa被设为比发送频带TxB低(fJa＜fT1)。
在该情况下，干扰波谐振器15的谐振频率fJr与反谐振频率fJa之间的频带从发送频带TxB偏离。其结果，由于在发送波中不存在干扰波谐振器15的SAW振动变大的情况，因此例如能够减少在干扰波谐振器15中干扰波以及发送波混合而产生失真波。
此外，例如，在如上述那样干扰波谐振器15的反谐振频率fJa被设为比发送频带TxB低的情况下，如图4所示，反谐振频率fJa被设为比干扰波频带的上限频率fJ2高(fJ2＜fJa)。
在该情况下，例如由于在干扰波中不存在干扰波谐振器15的SAW振动变大的情况，因此能够减少在干扰波谐振器15中干扰波以及发送波混合而产生失真波。此外，例如由于干扰波谐振器15在干扰波频带JB阻抗较低，因此干扰波的电流容易向接地端子9流动，抑制了失真波的生成。
另外，若将干扰波谐振器15的谐振频率fJr与反谐振频率fJa的频率差dfJ设定为与干扰波频带JB的频带宽度相同程度，若谐振频率fJr比干扰波频带JB的中央的频率高((fJ1+fJ2)/2＜fJr)，则反谐振频率fJa可靠地被设为比干扰波频带的上限频率fJ2高。由此，从干扰波谐振器产生的失真波为最大的频率偏离干扰波频带。
综上所述，干扰波谐振器15的反谐振频率fJa以及频率差dfJ与并联谐振器17P的反谐振频率fPa以及频率差dfP不同，被适当地设定即可。但是，干扰波谐振器15与并联谐振器17P同样地，也可以构成为反谐振频率fJa与串联谐振器17S的谐振频率fSr相同，或者频率差dfJ与发送频带TxB的频带宽度相同。在图4中，示例了频率差dfJ与发送频带TxB的频带宽度相同的情况。
发送滤波器11或者接收滤波器13被多个谐振器组合而构成。由此可理解，干扰波谐振器15对分波器1的滤波器特性有影响。因此，例如，也可以发送滤波器11与未设置干扰波谐振器15的情况相比，减少IDT的根数或者使IDT的对置的交叉部变窄，从而电容被减小设定等受到干扰波谐振器15的影响来进行设计。
此外，由于如本实施方式这样，干扰波谐振器15在发送滤波器13中也被配置在天线端子3侧，因此能够高效地减少失真波。若干扰波JS被从天线端子3输入到发送滤波器11，则通过发送滤波器11的同时渐渐衰减。换言之，越接近天线端子3的谐振器，由梯子型滤波器构成的发送滤波器11中的干扰波JS的强度越强。因此，通过将干扰波谐振器15的位置配置为比构成发送滤波器11的谐振器更靠天线端子3侧，从而干扰波JS的大部分流过干扰波谐振器15。其结果，能够使干扰波JS难以流过发送滤波器11。
(频率特性等所涉及的变形例)
图5(a)～图5(c)分别是表示变形例所涉及的干扰波谐振器15的频率特性的与图4相同的图。与图4同样地，线LJ表示干扰波谐振器15的频率-阻抗特性，线LP表示并联谐振器17P的频率-阻抗特性。另外，在各图中，频率f以及阻抗的绝对值|Z|的坐标轴等被适当地省略。此外，与图4同样地，线PJ表示干扰波谐振器15的频率-阻抗的相位特性，线PP表示并联谐振器17P的频率-阻抗的相位特性。另外，在各图中，频率f以及相位的坐标轴等被适当地省略。
图5(a)的变形例所涉及的干扰波谐振器15构成为阻抗的相位的最大值比并联谐振器17P的阻抗的相位的最大值(在多个并联谐振器17P之间该最大值相互不同的情况下是其平均值)小。谐振器的阻抗的相位的最大值与谐振器的损耗、Q值相关，谐振器的损耗越大(Q值越小)，阻抗的相位的最大值越小。换句话说，这表示干扰波谐振器15的Q值比并联谐振器17P的Q值低。
在该情况下，从干扰波谐振器15产生的失真波变小。这是由于例如即使向从干扰波谐振器15的谐振频率到反谐振频率之间的频率施加了干扰波JS，也由于损耗从而SAW振动不变大，因此从干扰波谐振器15产生的失真波变小。其结果，能够抑制整体的失真波的生成。
在图5(b)中，示例了防护频带GB的频带宽度较窄的情况。换言之，在图5(b)中，示例了间隙频带SB的频带宽度较窄的情况。例如，防护频带GB的频带宽度比发送频带TxB的频带宽度的一半还小。
图5(b)的变形例所涉及的干扰波谐振器15构成为谐振频率fJr与反谐振频率fJa的频率差dfJ比并联谐振器17P的谐振频率fPr与反谐振频率fPa的频率差dfP(在多个并联谐振器17P之间频率差dfP相互不同的情况下是其平均值)小。在其它的观点中，频率差dfJ被设为比发送频带TxB的频带宽度小。例如，频率差dfJ相对于多个并联谐振器17P的频率差dfP(平均值)或者发送频带TxB的频带宽度，小频率差dfP(平均值)或者频带宽度的10％以上的差。
在该情况下，例如，即使间隙频带SB的频带宽度窄，也能够使干扰波谐振器15的反谐振频率fJa比发送频带TxB低。其结果，如参照图4所述那样，能够减少在干扰波谐振器15中干扰波以及发送波混合。另外，虽然在图5(b)中，反谐振频率fJa处于干扰波频带JB内，但反谐振频率fJa也可以被设为间隙频带SB内。
在图5(c)中，与图5(b)同样地，示例了防护频带GB的频带宽度较窄的情况。换言之，图5(c)示例了间隙频带SB的频带宽度较窄的情况。例如，防护频带GB的频带宽度比发送频带TxB的频带宽度的一半还小。
图5(c)的变形例所涉及的干扰波谐振器15与图5(b)的变形例相反，构成为谐振频率fJr与反谐振频率fJa的频率差dfJ比并联谐振器17P的谐振频率fPr与反谐振频率fPa的频率差dfP(在多个并联谐振器17P之间频率差dfP相互不同的情况下是其平均值)大。在其它的观点中，频率差dfJ被设为比发送频带TxB的频带宽度大。例如，频率差dfJ相对于多个并联谐振器17P的频率差dfP(平均值)或者发送频带TxB的频带宽度，大频率差dfP(平均值)或者频带宽度的10％以上的差。
在该情况下，例如，由于从谐振频率fJr到反谐振频率fJa的阻抗的上升的斜率变缓，因此即使间隙频带SB的频带宽度窄，也能够降低干扰波频带JB中的干扰波谐振器15的阻抗。其结果，干扰波的电流容易经由干扰波谐振器15流到接地端子9。其结果，能够减少失真波的生成。
另外，图5(b)的变形例与图5(c)的变形例的任意一个在SN比的提高方面是否优选，是根据各种频带的频带宽度、各种谐振器的阻抗特性等而不同的。实施中，也可以基于实验等来适当地选择任意一个。
在图5(c)的线LJ所示的例子中，通过使干扰波谐振器15的谐振频率fJr位于干扰波频带JB的中央附近，使反谐振频率fJa远离干扰波频带JB，从而增大频率差dfJ。另外，如已经所述那样，这样的反谐振频率fJa的设定并不在并联谐振器17P进行。
此外，在图5(c)中，线LJ2也表示变形例所涉及的干扰波谐振器15的频率特性。在本例中，通过使谐振频率fJr在干扰波频带JB的范围内，在某个程度上或者尽可能地低，来增大频率差dfJ。在该情况下，能够在干扰波频带JB周围的较宽的范围降低干扰波谐振器15的阻抗，减少失真波。
参照图4以及图5(a)～图5(c)来说明的干扰波谐振器15的频率特性的设定通过包含公知的方法的适当的方法来实现即可。例如，谐振频率fJr如已经所述那样通过间距p(图3)来设定。反谐振频率fJa例如通过动态电容与制动电容之比(电容比)来设定。电容比例如通过IDT55的交叉宽度CW(图3)、电极指63的根数、IDT55的电极与电极间间隙的比(Duty比)、IDT电极55的膜厚、保护膜的膜厚等来设定。此外，电容比也能够通过在谐振器串联/并联地增加电容C、电感L来调整。具体来讲，若在谐振器并联/串联地增加电容C，则能够缩小谐振器的频率差df，若并联/串联地增加电感L，则能够增大谐振器的频率差df。作为减小阻抗的相位的最大值的手法，例如能够通过增加电极指前端与虚设电极之间(或，电极指前端与母线电极之间)的间隙的距离、减少反射器的根数等SAW振动向谐振器外泄露来实现。
图6表示使电极指前端的间隙的距离变化的情况下的干扰波谐振器15的阻抗的相位的最大值的特性。另外，图6的纵轴表示阻抗的相位的最大值，横轴表示间隙的距离。通过增大电极指前端的间隙的距离能够减小阻抗的相位所取的最大值。因此，干扰波谐振器的间隙的距离最好比其它谐振器的间隙的距离(多个间隙不同的情况下是其平均值)宽。
但是，如图7所示，由于若电极指前端的间隙的距离过宽则滤波器特性变差，因此最好适当地，电极指前端的间隙的距离是2.2λ以下。此外，在与电极指前端对置的虚设电极65不存在的情况下也同样地，通过SAW振动向谐振器外泄露，能够得到其效果。
另外，在实施品中，在判断干扰波谐振器15的频率特性是否相对于发送频带TxB以及接收频带RxB如本实施方式那样设定时，发送频带TxB以及接收频带RxB被适当地确定即可。一般来讲，由于分波器构成为满足规格，因此基于小册子或者规格书等来确定判断对象的分波器作为对象的规格，根据该规格来确定即可。也就是说，发送频带TxB以及接收频带RxB无需根据判断对象的分波器的滤波器特性的实测来确定，此外，不根据判断对象的分波器的质量的优劣而变动。
图8(a)是表示变形例所涉及的干扰波谐振器15的频率特性的与图4等相同的图。
图8(a)的变形例所涉及的干扰波谐振器15在干扰波频带JB内具有多个(图8(a)的例子中为2个)谐振频率fJr。在该情况下，能够在干扰波频带JB内的较宽的范围降低干扰波谐振器15的阻抗，将干扰波的电流向接地端子9释放。其结果，能够减少失真波的产生。
图8(b)是说明实现图8(a)的频率特性的方法的一个例子的图。在该图中，横轴表示图3的x方向(电极指63的排列方向)的位置，纵轴表示电极指63的间距p。如该图所示，通过在IDT55设置多个大小相互不同的间距p，能够实现多个谐振频率fJr。
〈第2实施方式〉
图9(a)是表示第2实施方式所涉及的分波器201的与图2相同的示意图。但是，在图9(a)中，省略接收滤波器13以及接收端子7的图示。
分波器201具有多个相互并联连接的干扰波谐振器15(图9(a)的例子中为2个)这方面与第1实施方式的分波器1不同。
图9(b)是表示干扰波谐振器15的频率特性的与图4相同的图。在图9(b)中，与图5(b)同样地，示例了间隙频带SB的频带宽度较窄的情况。
各干扰波谐振器15的频率特性(线LJ)例如与图5(b)的变形例所涉及的干扰波谐振器15的频率特性相同。也就是说，在各干扰波谐振器15，谐振频率fJr与反谐振频率fJa的频率差dfJ较窄。
多个干扰波谐振器15的谐振频率fJr相互不同。另外，在多个干扰波谐振器15，频率差dfJ可以相互相同，也可以不同。
通过上述那样的结构，在第2实施方式中，首先，能够得到与图5(b)的变形例相同的效果。也就是说，即使间隙频带SB的频带宽度较窄，也能够使反谐振频率fJa比发送频带TxB低。其结果，在干扰波谐振器15，由于在发送波不存在干扰波谐振器15的SAW振动变大的情况，因此能够减少在干扰波谐振器15干扰波以及发送波被混合。
进一步地，在第2实施方式中，如图9(c)中通过线LJmix来表示作为多个干扰波谐振器15整体的阻抗那样，在干扰波频带JB中能够缩小作为多个干扰波谐振器15整体的阻抗。其结果，能够将干扰波的电流适当地向接地端子9释放。
〈第3实施方式〉
图10是表示第3实施方式所涉及的分波器301的与图2相同的示意图。
分波器301的干扰波谐振器15的方向与第1实施方式的分波器1不同。具体来讲如下。
在分波器1以及分波器301的串联谐振器17S、并联谐振器17P以及干扰波谐振器15，将输入发送信号TS的(能够输入的)一侧设为第1梳齿电极59A，将与其啮合的梳齿电极设为第2梳齿电极59B。
也就是说，在串联谐振器17S中，与发送端子5连接的梳齿电极是第1梳齿电极59A，在并联谐振器17P中，与串联谐振器17S的电线连接的梳齿电极是第1梳齿电极59A，在干扰波谐振器15中，如图10所示，与天线端子3连接的梳齿电极是第1梳齿电极59A。
并且，在第1实施方式的分波器1中，从第1梳齿电极59A向第2梳齿电极59B的方向在串联谐振器17S、并联谐振器17P以及干扰波谐振器15之间相互相同。另一方面，在本实施方式的分波器301中，从第1梳齿电极59A向第2梳齿电极59B的方向在串联谐振器17S、并联谐振器17P和干扰波谐振器15相互相反。
这里，作为基于2次非线性的失真波的产生要因，举例电极指63的前端与虚设电极65的前端(在未设置虚设电极65的情况下是母线61)的间隙的存在。具体来讲如下。
由于压电基板53的介电常数具有2次非线性而产生的失真电流并不基于电场的方向，而取决于结晶方位。因此，关于电极指63之间的间隙，相对于电极指63位于x方向(图3)的一侧的间隙产生的失真电流与在相对于该电极指63在x方向的另一侧的间隙产生的失真电流，电流的方向相互相反，在该电极指63中相互减少。另一方面，多个电极指63的前端与多个虚设电极65的前端的多个间隙从一个梳齿电极59向另一个梳齿电极59的结晶方位相互相同，在该间隙产生的失真电流不减少。其结果，产生与2次非线性相应的失真波。
在本实施方式中，由于在串联谐振器17S或者并联谐振器17P与干扰波谐振器15，从第1梳齿电极59A向第2梳齿电极59B的方向相反，因此流过串联谐振器17S或者并联谐振器17P的第1梳齿电极59A的基于2次非线性的失真电流与流过干扰波谐振器15的第1梳齿电极59A的基于2次非线性的失真电流的方向(正负)相反。并且，由于这些第1梳齿电极59A彼此连接，因此失真电流在至少一部分减少。
这样，在本实施方式中，干扰波谐振器15不仅有助于与3次非线性相应的失真波的抑制，而且也有助于与2次非线性相应的失真波的减少。在图10中，表示了在所有串联谐振器17S以及并联谐振器17P，从第1梳齿电极59A向第2梳齿电极59B的方向相同的例子，但在实际的分波器中，谐振器间的布线的关系上，不必全部相同。在该情况下，由于作为与2次非线性相应的失真波的产生源的谐振器是被较强施加发送波与干扰波的天线端子附近的谐振器，因此在本实施方式中，至少在距离天线端子最近的串联谐振器17S或者距离天线端子最近的并联谐振器17P与干扰波谐振器15中，使从第1梳齿电极59A向第2梳齿电极59B的方向相反，从而能够有效地减少与2次非线性相应的失真波。
上述中，例示了在串联谐振器17S或者并联谐振器17P与干扰波谐振器15的谐振器，从第1梳齿电极59A向第2梳齿电极59B的方向相反的情况，但并不局限于此。也就是说，从第1梳齿电极59A向第2梳齿电极59B的方向不同即可。由此，在串联谐振器17S或者并联谐振器17P与干扰波谐振器15，由于各个谐振器具有根据2次非线性而流过的失真电流正负相反的分量，因此能够减少失真电流。
此外，在本实施方式中，串联谐振器17S或者并联谐振器17P的第1梳齿电极59A是输入侧梳齿电极的一个例子，串联谐振器17S或者并联谐振器17P的第2梳齿电极59B是输出侧梳齿电极的一个例子，干扰波谐振器15的第1梳齿电极59A是天线侧梳齿电极的一个例子，干扰波谐振器15的第2梳齿电极59B是接地侧梳齿电极的一个例子。
此外，在构成发送滤波器11的谐振器产生的基于2次非线性的失真波与在干扰波谐振器15产生的基于2次非线性的失真波减少的原理在接收滤波器13侧也同样成立。
在接收滤波器13产生的基于2次非线性的失真波主要在由多个IDT电极构成的多模型滤波器的、处于以电学方式最接近天线端子3的位置的IDT电极产生。因此，通过使从与该IDT电极的天线端子3连接的梳齿电极(第2天线侧梳齿电极)向与接地连接的梳齿电极(第2接地侧梳齿电极)的方向与从干扰波谐振器15的第1梳齿电极59A向第2梳齿电极59B的方向不同，能够有效地减少与2次非线性相应的失真波。
〈第4实施方式〉
图11是表示第4实施方式所涉及的分波器401的与图2相同的示意图。
分波器401的干扰波谐振器15的电容(在其它的观点中为尺寸)与第1实施方式的分波器1不同。具体来讲如下。
干扰波谐振器15的电容被设为比并联谐振器17P的电容(多个并联谐振器17P之间电容相互不同的情况下是其平均值)小。其差例如是并联谐振器17P的电容(平均值)的10％以上。
干扰波谐振器15的电容通过适当的方法变小即可。例如，干扰波谐振器15的电极指63的根数比并联谐振器17P少。换言之，干扰波谐振器15的电容以及x方向的尺寸较小。此外，例如，干扰波谐振器15的交叉宽度CW(图3)比并联谐振器17P小。换言之，干扰波谐振器15的电容以及y方向的尺寸较小。
由于干扰波谐振器15不构成发送滤波器11，因此能够如本实施方式这样使电容比并联谐振器17P小。其结果，例如，能够减少发送滤波器11的设计变更，缩小分波器401的尺寸。
〈第5实施方式〉
图12(a)是表示第5实施方式所涉及的分波器501的与图2相同的示意图。但是，在图12(a)中，省略接收滤波器13以及接收端子7的图示。
分波器501的干扰波谐振器515构成多模型滤波器这方面与第1实施方式的分波器1不同。具体来讲如下。
干扰波谐振器515具有：在SAW的传播方向上排列的多个(图12(a)的例子中为2个)IDT55、和配置在其两侧的反射器57。在干扰波谐振器515的任意的IDT55，一个梳齿电极59与天线端子3连接，另一个梳齿电极59与接地端子9连接。在与该IDT55相邻的另一个IDT55，双方的梳齿电极59与接地端子9连接。但是，在其中一个梳齿电极59与接地端子9之间，夹有由电阻体或者电感器构成的阻抗元件71。
图12(b)是表示干扰波谐振器515的频率特性的图。横轴与图4等同样地是频率，纵轴与图4等不同，表示衰减量。由于干扰波谐振器515构成多模型滤波器，因此在规定的范围具有通带。该通带被设定为与干扰波频带JB相同。
因此，干扰波谐振器515能够在干扰波频带JB内的整个频带将干扰波适当地向接地端子9释放。另外，通常，由于在输出使其通过的信号的梳齿电极59与接地端子9之间夹有阻抗元件71，因此能够经由与其他接地端子9连接的梳齿电极59，将干扰波适当地流过接地端子9。
另外，虽然将多模型滤波器整体看作干扰波谐振器515进行了说明，但也可以将各IDT55(以及反射器57)看作构成多模型滤波器的干扰波谐振器。多模型滤波器并不限定于纵耦合型，也可以是横耦合型。
〈第6实施方式〉
图13是表示第6实施方式所涉及的分波器的干扰波谐振器615的结构的与图3相同的俯视图。
干扰波谐振器615具有电容元件671这方面与第1实施方式的干扰波谐振器15不同。具体来讲如下。
干扰波谐振器615与第1实施方式同样地，具有1对梳齿电极59。在本实施方式中，第1梳齿电极59A与天线端子3连接，第2梳齿电极59B与接地端子9连接。
电容元件671具有：与第1梳齿电极59A(天线端子3)连接的第1电容电极673A、和与第2梳齿电极59B(接地端子9)连接并与第1电容电极673A对置的第2电容电极673B。从第1梳齿电极59A向第2梳齿电极59B的排列方向与从第1电容电极673A向第2电容电极673B的排列方向被设为相互不同的方向。另外，若不同的方向是相反的方向则失真波的减少效果变大。
因此，在第3实施方式(图10)中，与在串联谐振器17S、并联谐振器17P与干扰波谐振器15之间减少了失真电流同样地，能够使在IDT55产生的失真电流与在电容元件671产生的失真电流在至少一部分相互减少，减少基于2次非线性的失真波的产生。
另外，在将电容元件671的宽度以及对置距离设为W以及D，将电极指63的前端的间隙的宽度、距离以及数目设为w、d以及n时，最好满足下式。
w/d2×n＝W/D2
也考虑设置多种电容元件671、或电极指63的前端的间隙的距离等变动的情况，更一般化来说，最好各电极指63的前端的间隙的宽度除以距离的平方所得的值的针对多个电极指63的总和(a1)与各电容元件671的宽度除以距离的平方所得的值的针对多个(或者1个)的电容元件671的总和(a2)相等。此外，即使不相等，只要满足：
0＜a2＜2×a1，或者
0.45×a1＜a2＜1.45×a1，
发明人也确认能够起到显著的效果。
图14中表示在使a2/a1变化的情况下，在谐振器产生的2次谐波如何变化的模拟结果。图14中，a2/a1＝0的点是未设置电容元件671的情况的结果。可知在a2/a1＝1、即a2＝a1时2次谐波的强度最小，但除此以外，0＜a2/a1＜2的范围内，失真波也比未设置电容元件671的情况减少。
此外，Lx表示作为减少失真波的方法，将谐振器串联2分割的情况下的失真波的等级。与此相对地，在0.45＜a2/a1＜1.45的范围内失真波的强度也比Lx小。另外，所谓将谐振器串联2分割，是指将谐振器置换为使电容值翻倍的2个谐振器串联连接而成的元件。通过这样，能够减少谐振器整体的电容值以及阻抗特性恶化，能够将各个谐振器所涉及的电力2分割，能够减少产生的失真波。
电容元件也可以构成为将母线61或者适当的布线利用为第1电容电极或者第2电容电极或者将反射器57在y方向分割。
〈第7实施方式〉
图15是表示第7实施方式所涉及的分波器的干扰波谐振器715的结构的与图3相同的俯视图。
干扰波谐振器715的IDT755的电极形状与第1实施方式的干扰波谐振器15不同。具体来讲如下。
IDT755的各梳齿电极759与其他的实施方式同样地，具有：母线61、和从母线61延伸的电极指763以及虚设电极765。
但是，电极指763形成为钩状。一个梳齿电极759的电极指763与另一个梳齿电极759的电极指763被设置为相互交织的位置关系。也就是说，第1电极指763A从第1母线61A向第2母线61B侧延伸，进一步向第1母线61A侧折回延伸，第2电极指763B从第2母线61B向第1母线61A侧延伸，进一步绕着第1电极指763A的前端向第2母线61B侧折回地延伸。
此外，各梳齿电极759的虚设电极765被配置为与自己所属的梳齿电极759的电极指763的前端夹着另一个梳齿电极759的折回部分并对置。另外，该相互对置的虚设电极765的前端以及电极指763的前端最好处于关于另一个梳齿电极759的折回部分相互对称的位置。
在上述的结构中，一个梳齿电极759的电极指763的折回部分在y方向被另一个梳齿电极759的电极指763的前端与另一个梳齿电极759的虚设电极765夹着。因此，在折回部分的y方向的两侧产生的2次失真电流在该折回部分的至少一部分相互减少。其结果，与2次非线性相应的失真波的产生减少。
另外，即使未设置虚设电极765，一个梳齿电极759的折回部分，也由于被另一个梳齿电极759的电极指763的前端与另一个梳齿电极759的母线61夹着，因此起到失真电流的减少的效果。
〈第8实施方式〉
图16是表示第8实施方式所涉及的分波器的干扰波谐振器15的结构的与图3相同的俯视图。
本实施方式的分波器与第2实施方式(图9)同样地，具有并联连接的2个干扰波谐振器15。在本实施方式中，第1梳齿电极59A与天线端子3连接，第2梳齿电极59B与接地端子9连接。并且，2个干扰波谐振器15的从第1梳齿电极59A向第2梳齿电极59B的排列方向被设为相互相反的方向。另外，若从第1梳齿电极59A向第2梳齿电极59B的排列方向是相互不同的方向，则起到与排列方向是相反方向的情况同样的效果。
因此，在第6实施方式(图13)中，与在干扰波谐振器15与电容元件671之间，2次失真电流减少同样地，在各干扰波谐振器15产生的2次失真电流在2个干扰波谐振器15之间在至少一部分减少。另外，通过2个干扰波谐振器15设为大致相同的结构，能够使设计容易。
在本实施方式中，2个干扰波谐振器15并联连接。但是，在串联连接的2个干扰波谐振器15之间，也可以从第1梳齿电极59A向第2梳齿电极59B的方向为相互不同的方向。另外，在将相向的方向设为相反方向的情况下，失真电流的减少效果变大。
在该情况下，天线端子3侧的干扰波谐振器15的第2梳齿电极59B(接地端子侧梳齿电极)经由接地端子9侧的干扰波谐振器15与接地端子9连接，接地端子9侧的第1梳齿电极59A(天线端子侧梳齿电极)经由天线端子3侧的干扰波谐振器15与天线端子3连接。
在本实施方式中，干扰波谐振器15的第1梳齿电极59A是天线侧梳齿电极的一个例子，干扰波谐振器15的第2梳齿电极59B是接地侧梳齿电极的一个例子。
图17表示干扰波谐振器15的配置的具体例。在本例中，干扰波谐振器15被配置得比发送滤波器11更靠外侧。通过在与这样构成其他发送滤波器11的谐振器相同的基板53上进行配置，能够通过与构成发送滤波器11的谐振器相同的制法来制造干扰波谐振器15，能够提高生产率。此外，通过在接地端子9与天线端子3之间设置干扰波谐振器15，能够缩短干扰波流过的距离。
本发明并不限定于以上的实施方式，也可以通过各种方式来实施。上述的变形例以及实施方式适当地组合即可。
若分波器的发送滤波器、接收滤波器包含弹性谐振器，则能够产生发送波与干扰波混合的与3次或者2次非线性相应的失真波。因此，本发明能够适用于具有包含弹性谐振器的发送滤波器或者接收滤波器的分波器。在其它的观点中，发送滤波器以及接收滤波器以及干扰波谐振器的任意一个也可以构成为不包含弹性波元件。
分波器中包含的弹性波元件并不限定于(狭义的)SAW元件。例如，也可以是覆盖IDT的保护层的厚度较大(例如0.5λ～2λ)的所谓的弹性边界波元件(其中，包含广义的SAW元件。)。此外，例如，弹性波元件也可以是利用体波(BAW：Bulk Acoustic Wave)的BAW元件。
在上述的实施方式中，说明了干扰波谐振器15被配置得比发送滤波器11更靠天线端子3侧的情况，但干扰波谐振器15也可以被配置在发送滤波器11内。在发送滤波器11由梯子型滤波器构成的情况下，如图18所示，例如与并联谐振器并联连接。在这样在发送滤波器11内配置干扰波谐振器15的情况下也能够减少失真波的影响。另外，也可以在接收滤波器13内配置干扰波谐振器15。
发送滤波器并不限定于梯子型滤波器，接收滤波器并不限定于多模型滤波器。例如，发送滤波器也可以由多模型滤波器构成。
在发送滤波器是梯子型滤波器的情况下，发送滤波器所具有的多个谐振器之中距离天线端子最近的谐振器也可以是并联谐振器。
发送滤波器以及接收滤波器也可以被设置在相互不同的压电基板。在该情况下，干扰波谐振器可以被设置在设置有发送滤波器的压电基板，也可以被设置在设置有接收滤波器的压电基板。一般来讲，由于发送滤波器比接收滤波器大，因此若在设置有接收滤波器的压电基板设置干扰波谐振器，则能够期待作为分波器整体的小型化。
此外，在上述的说明中，说明了为了减少失真波的影响而设置了干扰波谐振器15的情况，但也可以取代干扰波谐振器15，配置带通滤波器。
-符号说明-
1…分波器，3…天线端子，11…发送滤波器，13…接收滤波器，15…干扰波谐振器。

Claims (22)

1.一种分波器，具有：
天线端子，其接收信号波以及干扰波；
发送滤波器，其与所述天线端子连接；
接收滤波器，其与所述天线端子连接并接收所述信号波的一部分，将比所述发送滤波器的通带高的频率范围设为通带；和
干扰波谐振器，其与所述天线端子连接并且与接地连接，位置比所述发送滤波器以及所述接收滤波器更靠所述天线端子侧，
所述干扰波谐振器的谐振频率处于比所述发送滤波器的通带低的频率范围，即处于包含所述干扰波的频率范围的干扰波频带内，
所述干扰波谐振器的反谐振频率相对于所述发送滤波器的通带的中央的频率以该通带的频带宽度的10％以上的宽度偏离，
所述干扰波谐振器的反谐振频率比所述发送滤波器的通带高。
2.根据权利要求1所述的分波器，其中，
所述干扰波谐振器的反谐振频率比所述发送滤波器的通带低。
3.根据权利要求2所述的分波器，其中，
所述干扰波谐振器的反谐振频率比所述干扰波频带高。
4.根据权利要求1所述的分波器，其中，
所述发送滤波器是具有串联谐振器以及并联谐振器的梯子型滤波器。
5.一种分波器，具有：
天线端子，其接收信号波以及干扰波；
发送滤波器，其与所述天线端子连接；
接收滤波器，其与所述天线端子连接并接收所述信号波的一部分，将比所述发送滤波器的通带高的频率范围设为通带；和
干扰波谐振器，其与所述天线端子连接并且与接地连接，位置比所述发送滤波器以及所述接收滤波器更靠所述天线端子侧，
所述干扰波谐振器的谐振频率处于比所述发送滤波器的通带低的频率范围，即处于包含所述干扰波的频率范围的干扰波频带内，
所述发送滤波器是具有串联谐振器以及并联谐振器的梯子型滤波器，
所述干扰波谐振器的阻抗的相位的最大值比所述并联谐振器的阻抗的相位的最大值的平均值还小。
6.一种分波器，具有：
天线端子，其接收信号波以及干扰波；
发送滤波器，其与所述天线端子连接；
接收滤波器，其与所述天线端子连接并接收所述信号波的一部分，将比所述发送滤波器的通带高的频率范围设为通带；和
干扰波谐振器，其与所述天线端子连接并且与接地连接，位置比所述发送滤波器以及所述接收滤波器更靠所述天线端子侧，
所述干扰波谐振器的谐振频率处于比所述发送滤波器的通带低的频率范围，即处于包含所述干扰波的频率范围的干扰波频带内，
所述发送滤波器是具有串联谐振器以及并联谐振器的梯子型滤波器，
所述干扰波谐振器的电极指前端的间隙的距离比所述并联谐振器中的电极指前端的间隙的距离的平均值大。
7.根据权利要求1、5、6的任意一项所述的分波器，其中，
所述干扰波谐振器具有：
天线侧梳齿电极，其被设置在压电基板上，与所述天线端子连接；和
接地侧梳齿电极，其被设置在所述压电基板上，与所述接地连接，并与所述天线侧梳齿电极啮合。
8.一种分波器，具有：
天线端子，其接收信号波以及干扰波；
发送滤波器，其与所述天线端子连接；
接收滤波器，其与所述天线端子连接并接收所述信号波的一部分，将比所述发送滤波器的通带高的频率范围设为通带；和
干扰波谐振器，其与所述天线端子连接并且与接地连接，位置比所述发送滤波器以及所述接收滤波器更靠所述天线端子侧，
所述干扰波谐振器的谐振频率处于比所述发送滤波器的通带低的频率范围，即处于包含所述干扰波的频率范围的干扰波频带内，
所述发送滤波器是具有串联谐振器以及并联谐振器的梯子型滤波器，
所述串联谐振器具有：
输入侧梳齿电极，其被设置在压电基板上，被输入发送信号；和
输出侧梳齿电极，其被设置在所述压电基板上，与所述天线端子连接，并与所述输入侧梳齿电极啮合，
设置在所述发送滤波器的距离所述天线端子最近的所述串联谐振器的从所述输入侧梳齿电极向所述输出侧梳齿电极的方向与从所述天线侧梳齿电极向接地侧梳齿电极的方向是相互不同的方向。
9.一种分波器，具有：
天线端子，其接收信号波以及干扰波；
发送滤波器，其与所述天线端子连接；
接收滤波器，其与所述天线端子连接并接收所述信号波的一部分，将比所述发送滤波器的通带高的频率范围设为通带；和
干扰波谐振器，其与所述天线端子连接并且与接地连接，位置比所述发送滤波器以及所述接收滤波器更靠所述天线端子侧，
所述干扰波谐振器的谐振频率处于比所述发送滤波器的通带低的频率范围，即处于包含所述干扰波的频率范围的干扰波频带内，
所述发送滤波器是具有串联谐振器以及并联谐振器的梯子型滤波器，
所述并联谐振器具有：
第2输入侧梳齿电极，其被设置在压电基板上，被输入发送信号；和
第2输出侧梳齿电极，其被设置在所述压电基板上，与所述接地连接，并与所述第2输入侧梳齿电极啮合，
设置在所述发送滤波器的距离所述天线端子最近的所述并联谐振器的从所述第2输入侧梳齿电极向所述第2输出侧梳齿电极的方向与从所述天线侧梳齿电极向所述接地侧梳齿电极的方向是相互不同的方向。
10.一种分波器，具有：
天线端子，其接收信号波以及干扰波；
发送滤波器，其与所述天线端子连接；
接收滤波器，其与所述天线端子连接并接收所述信号波的一部分，将比所述发送滤波器的通带高的频率范围设为通带；和
干扰波谐振器，其与所述天线端子连接并且与接地连接，位置比所述发送滤波器以及所述接收滤波器更靠所述天线端子侧，
所述干扰波谐振器的谐振频率处于比所述发送滤波器的通带低的频率范围，即处于包含所述干扰波的频率范围的干扰波频带内，
所述发送滤波器是具有串联谐振器以及并联谐振器的梯子型滤波器，
所述接收滤波器包含由多个弹性波谐振器构成的多模型滤波器，
所述多模型滤波器被设置在压电基板上，所述多个弹性波谐振器之中，处于以电学方式最接近所述天线端子的位置的所述弹性波谐振器具有：所述天线端子侧的第2天线侧梳齿电极、及与所述接地连接并与所述天线侧梳齿电极啮合的第2接地侧梳齿电极，
从所述第2天线侧梳齿电极向所述第2接地侧梳齿电极的方向与从所述天线侧梳齿电极向所述接地侧梳齿电极的方向是相互不同的方向。
11.一种分波器，具有：
天线端子，其接收信号波以及干扰波；
发送滤波器，其与所述天线端子连接；
接收滤波器，其与所述天线端子连接并接收所述信号波的一部分，将比所述发送滤波器的通带高的频率范围设为通带；和
干扰波谐振器，其与所述天线端子连接并且与接地连接，位置比所述发送滤波器以及所述接收滤波器更靠所述天线端子侧，
所述干扰波谐振器的谐振频率处于比所述发送滤波器的通带低的频率范围，即处于包含所述干扰波的频率范围的干扰波频带内，
所述发送滤波器是具有串联谐振器以及并联谐振器的梯子型滤波器，
所述干扰波谐振器具有：
第1电容电极，其被设置在压电基板上，与所述天线侧梳齿电极连接；和
第2电容电极，其被设置在所述压电基板上，与所述接地侧梳齿电极连接，并与所述第1电容电极对置，
从所述天线侧梳齿电极向所述接地侧梳齿电极的方向与从所述第1电容电极向所述第2电容电极的方向是相互不同的方向，
在所述第1电容电极及所述电容电极对置的方向上，所述第1电容电极及所述电容电极中的一方的电容电极不具有夹持另一方的电容电极的部分。
12.一种分波器，具有：
天线端子，其接收信号波以及干扰波；
发送滤波器，其与所述天线端子连接；
接收滤波器，其与所述天线端子连接并接收所述信号波的一部分，将比所述发送滤波器的通带高的频率范围设为通带；和
干扰波谐振器，其与所述天线端子连接并且与接地连接，位置比所述发送滤波器以及所述接收滤波器更靠所述天线端子侧，
所述干扰波谐振器的谐振频率处于比所述发送滤波器的通带低的频率范围，即处于包含所述干扰波的频率范围的干扰波频带内，
所述发送滤波器是具有串联谐振器以及并联谐振器的梯子型滤波器，
所述干扰波谐振器具有：
第1母线，其被设置在压电基板上；
第2母线，其被设置在所述压电基板上，与所述第1母线对置；
多个第1电极指，被设置在所述压电基板上，从所述第1母线向所述第2母线侧延伸，进一步向所述第1母线侧折回；和
多个第2电极指，被设置在所述压电基板上，从所述第2母线向所述第1母线侧延伸，进一步绕着所述多个第1电极指的前端折回。
13.根据权利要求1、5、6、8～12的任意一项所述的分波器，其中，
从所述干扰波谐振器的谐振频率到反谐振频率的频率差相对于所述发送滤波器的通带的频带宽度，大该频带宽度的10％以上的差。
14.根据权利要求1、5、6、8～12的任意一项所述的分波器，其中，
位于所述发送滤波器的通带与所述接收滤波器的通带之间的防护频带的频带宽度比所述发送滤波器的通带的频带宽度的一半还大。
15.根据权利要求1、5、6、8～12的任意一项所述的分波器，其中，
具有多个所述干扰波谐振器，
所述多个干扰波谐振器的谐振频率相互不同，并且所述多个干扰波谐振器相互并联连接。
16.根据权利要求1、5、6、8～12的任意一项所述的分波器，其中，
所述干扰波谐振器具有多个谐振频率。
17.根据权利要求1、5、6、8～12的任意一项所述的分波器，其中，
所述干扰波谐振器构成多模型谐振器滤波器。
18.根据权利要求1、5、6、8～12的任意一项所述的分波器，其中，
具有2个所述干扰波谐振器，
所述2个干扰波谐振器分别具有：
天线侧梳齿电极，其被设置在压电基板上，与天线端子连接；和
接地侧梳齿电极，其被设置在所述压电基板上，与接地连接，并与所述天线侧梳齿电极啮合，
所述2个干扰波谐振器的从所述天线侧梳齿电极向所述接地侧梳齿电极的方向是相互不同的方向。
19.根据权利要求5、6、8～12的任意一项所述的分波器，其中，
所述干扰波谐振器的反谐振频率相对于所述发送滤波器的通带的中央的频率以该通带的频带宽度的10％以上的宽度偏离。
20.根据权利要求5、6、8～12的任意一项所述的分波器，其中，
从所述干扰波谐振器的谐振频率到反谐振频率的频率差相对于所述发送滤波器的通带的频带宽度，小该频带宽度的10％以上的差。
21.根据权利要求4～6、8～12的任意一项所述的分波器，其中，
所述干扰波谐振器的电容比所述并联谐振器的电容的平均值小。
22.一种通信模块，具有：
权利要求1、5、6、8～12的任意一项所述的分波器；
与所述天线端子电连接的天线；和
与所述分波器电连接的RF-IC。
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Families Citing this family (21)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102014111901B4 (de) * 2014-08-20 2019-05-23 Snaptrack, Inc. Duplexer
CN107210730B (zh) * 2015-01-27 2020-10-30 京瓷株式会社 滤波器、分波器以及通信装置
WO2016129662A1 (ja) * 2015-02-13 2016-08-18 京セラ株式会社 弾性波装置、分波器および通信装置
WO2016208446A1 (ja) 2015-06-24 2016-12-29 株式会社村田製作所 フィルタ装置
JP6607258B2 (ja) * 2015-10-30 2019-11-20 株式会社村田製作所 弾性波装置
US10097230B2 (en) * 2015-12-08 2018-10-09 Qorvo Us, Inc. Systems and methods for cancellation of leakage into a RX port of a duplexer or multiplexer
CN108604890B (zh) * 2016-02-08 2022-06-21 株式会社村田制作所 高频前端电路以及通信装置
US10187039B2 (en) * 2016-06-07 2019-01-22 Skyworks Filter Solutions Japan Co., Ltd. Filter devices having reduced spurious emissions from lamb waves
US11145982B2 (en) 2016-06-30 2021-10-12 Hrl Laboratories, Llc Antenna loaded with electromechanical resonators
US11211711B2 (en) 2016-06-30 2021-12-28 Hrl Laboratories, Llc Antenna dynamically matched with electromechanical resonators
CN109391242B (zh) * 2017-08-03 2022-08-09 株式会社村田制作所 复合型滤波器装置、高频前端电路以及通信装置
CN111066245B (zh) * 2017-09-07 2023-09-19 株式会社村田制作所 弹性波装置、高频前端电路以及通信装置
WO2019065670A1 (ja) * 2017-09-29 2019-04-04 株式会社村田製作所 マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路及び通信装置
WO2019065671A1 (ja) * 2017-09-29 2019-04-04 株式会社村田製作所 マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路及び通信装置
WO2019065619A1 (ja) * 2017-09-29 2019-04-04 株式会社村田製作所 弾性波装置
WO2019117106A1 (ja) 2017-12-13 2019-06-20 株式会社村田製作所 フィルタ装置およびマルチプレクサ
DE102019107010A1 (de) * 2019-03-19 2020-09-24 RF360 Europe GmbH DMS-Filter, elektroakustisches Filter und Multiplexer
WO2021060153A1 (ja) * 2019-09-27 2021-04-01 株式会社村田製作所 弾性波装置、フィルタ装置及びマルチプレクサ
CN110808750B (zh) * 2019-11-08 2021-03-26 电子科技大学 一种基于逆滤波的邻道干扰抑制方法和装置
CN114731153A (zh) * 2019-11-22 2022-07-08 株式会社村田制作所 滤波器装置
CN116722940B (zh) * 2023-08-07 2023-12-01 天津七一二通信广播股份有限公司 数据链通信系统的时频域链路质量估计及闭环速率自适应方法

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0530041A3 (en) * 1991-08-29 1993-08-18 Ngk Insulators, Ltd. Surface acoustic wave unidirectional transducer having floating electrodes
JPH11136086A (ja) * 1997-10-30 1999-05-21 Oki Electric Ind Co Ltd 超高周波用弾性表面波フィルタの直列腕共振器の電極構造
JP2003534698A (ja) * 2000-05-25 2003-11-18 エプコス アクチエンゲゼルシャフト チップ面積の少ない再帰表面波フィルタ
JP2004140738A (ja) * 2002-10-21 2004-05-13 Toyo Commun Equip Co Ltd 弾性表面波フィルタ
WO2013046892A1 (ja) * 2011-09-30 2013-04-04 株式会社村田製作所 分波装置
WO2013061694A1 (ja) * 2011-10-24 2013-05-02 株式会社村田製作所 弾性波分波器

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5101048B2 (ja) 2006-06-19 2012-12-19 太陽誘電株式会社 分波器
JP2010109894A (ja) * 2008-10-31 2010-05-13 Fujitsu Ltd 弾性波フィルタ、デュープレクサ、通信モジュール、および通信装置
WO2010140445A1 (ja) * 2009-06-04 2010-12-09 株式会社村田製作所 弾性波装置及びデュプレクサ
US9246536B2 (en) * 2009-12-03 2016-01-26 Rf Micro Devices, Inc. Duplexer with active temperature compensation
KR101351896B1 (ko) * 2010-06-28 2014-01-22 주식회사 엘지화학 케이블형 이차전지용 음극 및 이를 구비하는 케이블형 이차전지
JP5848675B2 (ja) 2012-07-03 2016-01-27 太陽誘電株式会社 分波器
JP5977181B2 (ja) * 2013-01-28 2016-08-24 京セラ株式会社 弾性波素子、分波器および通信モジュール

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0530041A3 (en) * 1991-08-29 1993-08-18 Ngk Insulators, Ltd. Surface acoustic wave unidirectional transducer having floating electrodes
US5306978A (en) * 1991-08-29 1994-04-26 Kazuhiko Yamanouchi Surface acoustic wave unidirectional transducer having floating electrodes
JPH11136086A (ja) * 1997-10-30 1999-05-21 Oki Electric Ind Co Ltd 超高周波用弾性表面波フィルタの直列腕共振器の電極構造
JP2003534698A (ja) * 2000-05-25 2003-11-18 エプコス アクチエンゲゼルシャフト チップ面積の少ない再帰表面波フィルタ
JP2004140738A (ja) * 2002-10-21 2004-05-13 Toyo Commun Equip Co Ltd 弾性表面波フィルタ
WO2013046892A1 (ja) * 2011-09-30 2013-04-04 株式会社村田製作所 分波装置
WO2013061694A1 (ja) * 2011-10-24 2013-05-02 株式会社村田製作所 弾性波分波器

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