WO2013046892A1 - 分波装置 - Google Patents

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上坂　健一
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株式会社村田製作所
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Definitions

  • the present invention relates to a demultiplexer, and more particularly to a demultiplexer having a first pass region and a second pass region that are close to each other.
  • Patent Document 1 discloses that a branching device having a transmission filter unit and a reception filter unit connected to an antenna has a ground potential connected to the reception filter as another ground potential. A separate configuration is shown.
  • Patent Document 2 uses a single parallel arm resonator as a notch filter in a ladder-type demultiplexing device having a transmission filter unit and a reception filter unit. A configuration for suppressing the sub-resonance response in the sub-resonance frequency band of the reception filter unit is shown.
  • the present invention has been made in view of the above-described problems, and an object of the present invention is to provide a demultiplexer having a first pass region and a second pass region that are close to each other, in a high pass region. It is to improve the isolation characteristics in
  • a demultiplexer according to the present invention is a demultiplexer having a first pass band and a second pass region that is located higher than the first pass region and is close to the first pass region.
  • the branching device includes an input terminal, a first output terminal, a second output terminal, and a first filter that is electrically connected between the input terminal and the first output terminal and defines at least a first passband. And a second filter unit that is electrically connected between the input terminal and the second output terminal and that defines at least a second passband.
  • the first filter unit includes a series arm electrically connected between the input terminal and the first output terminal, and a ladder including a plurality of parallel arms electrically connected between the series arm and the ground potential.
  • Type filter
  • the series arm includes a series arm resonator, and the plurality of parallel arms each include at least one parallel arm resonator.
  • the parallel arm resonator includes a first resonator having a resonance frequency lower than that of the series arm resonator, and a resonance frequency located within the second passband and having a resonance frequency higher than that of the series arm resonator. And a second resonator having a lower capacitance than the first resonator.
  • the “second resonator” may be composed of a plurality of resonators.
  • “Capacitance of (second resonator)” in this case means a combined capacitance of a plurality of resonators.
  • At least one series arm resonator is electrically connected between the second resonator and the input terminal.
  • At least one first resonator is electrically connected between the second resonator and the input terminal.
  • the second resonator is configured such that the ratio of the impedance of the antiresonance point to the impedance of the resonance point is smaller than that of the first resonator.
  • the first resonator is a surface acoustic wave resonator including a first reflector
  • the second resonator is a surface acoustic wave resonator including a second reflector.
  • the number of electrode fingers of the second reflector is less than the number of electrode fingers of the first reflector.
  • the first resonator is a surface acoustic wave resonator including a first comb electrode
  • the second resonator is a surface acoustic wave resonator including a second comb electrode. is there.
  • the intersection width of the second comb electrode is smaller than the intersection width of the first comb electrode.
  • the second resonator in the branching device, includes a plurality of resonators electrically connected in series.
  • a branching device having a first pass region and a second pass region that are close to each other, it is possible to improve the isolation characteristics in the high pass region.
  • FIG. 1 is a schematic circuit diagram of a demultiplexer (duplexer) according to an embodiment of the present invention.
  • 1 is a schematic cross-sectional view of an example of a demultiplexer (duplexer) according to an embodiment of the present invention. It is typical sectional drawing of the other example of the splitter (duplexer) which concerns on one embodiment of this invention.
  • It is a figure which shows the transmission side passage characteristic and isolation characteristic of a branching apparatus (duplexer) shown in FIG.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating transmission-side pass characteristics when the number of electrode fingers of a reflector is reduced with the added parallel arms being the same in the branching device (duplexer) illustrated in FIG. 4.
  • FIG. 1 is a schematic circuit diagram of the branching device according to the present embodiment.
  • the demultiplexing device according to the present embodiment is mounted on a high-frequency device such as a mobile phone that supports a CDMA (Code Division Multiple Access) system such as UMTS (Universal Mobile Telecommunications System).
  • CDMA Code Division Multiple Access
  • UMTS Universal Mobile Telecommunications System
  • the demultiplexer according to the present embodiment is a duplexer corresponding to UMTS-BAND5.
  • the transmission frequency band of UMTS-BAND5 is 824 MHz to 849 MHz, and the reception frequency band is 869 MHz to 894 MHz.
  • the transmission frequency band (first pass region) and the reception frequency band (second pass region) are close to each other across a region of about 20 MHz, and the transmission frequency band The reception frequency band is located on the higher frequency side than the band.
  • the demultiplexer according to the present invention is not limited to the duplexer.
  • the present invention is also applicable to a demultiplexer other than a duplexer, such as a triplexer.
  • the branching device includes an antenna terminal Ant (input terminal) connected to an antenna, a transmission terminal Tx (first output terminal), and a reception terminal Rx (second output). Terminal).
  • a transmission filter 100 (first filter unit) is connected between the antenna terminal Ant and the transmission terminal Tx.
  • a reception filter 200 is connected between the antenna terminal Ant and the reception terminal Rx.
  • the transmission filter 100 defines a transmission frequency band
  • the reception filter 200 defines a reception frequency band.
  • the transmission filter 100 is constituted by a ladder type filter in which 1-port surface acoustic wave resonators are connected in a ladder shape.
  • the transmission filter 100 has a series arm 10. In the series arm 10, series arm resonators 11 to 15 are connected in series.
  • the transmission filter 100 has parallel arms 20, 30, 40, 50 connected between the serial arm 10 and the ground.
  • the parallel arms 20, 30, 40, 50 are provided with parallel arm resonators 21, 31, 41, 51, respectively.
  • the series arm resonators 11 to 15 and the parallel arm resonators 21, 31, 41, 51 are each composed of a surface acoustic wave resonator.
  • FIG. 2 is a schematic cross-sectional view of the branching device according to the present embodiment.
  • the branching device includes a surface acoustic wave filter chip 1A on the transmission side, a surface acoustic wave filter chip 1B on the reception side, and a wiring substrate 2 made of, for example, ceramic or resin. .
  • the filter chips 1A and 1B are formed by forming a plurality of resonators composed of comb-shaped electrodes and reflectors on a piezoelectric substrate and electrically connecting them.
  • the piezoelectric substrate is made of, for example, lithium tantalate (LiTaO 3 : LT), lithium niobate (LiNbO 3 : LN), or the like.
  • the comb-shaped electrode and the reflector are made of Al, Pt, Cu, Au, Ti, NiCr or the like, for example, a laminated electrode including an Al layer and a Ti layer.
  • the filter chips 1A and 1B are flip-chip mounted on the wiring board 2 with bumps 3.
  • a sealing resin 4 including, for example, an epoxy resin is formed on the wiring board 2 so as to cover the filter chips 1A and 1B.
  • the duplexer according to the present embodiment is a CSP (Chip Size Package) type surface acoustic wave filter device.
  • the duplexer according to the present embodiment can also be used as a WLP (Wave Level Package) type surface acoustic wave filter device.
  • FIG. 3 is a schematic cross-sectional view of a modified example of the branching device. As shown in FIG. 3, the surface acoustic wave filter chips on the transmission side and the reception side may be formed as one filter chip 1.
  • the branching device has a characteristic portion in parallel arm 30 (parallel arm resonator 31).
  • the resonance frequency of the parallel arm resonator 31 is higher than those of the other resonators (series arm resonators 11 to 15 and parallel arm resonators 21, 41, 51), and , It is set in the region of the reception frequency band. Further, the capacitance of the parallel arm resonator 31 is lower than that of the other resonators (series arm resonators 11 to 15 and parallel arm resonators 21, 41, 51), and preferably 50% or less. Yes, more specifically, the capacitance of the parallel arm resonator 31 is set to a value of about 12% of the average value of the capacitance of the other resonators.
  • the capacitance value has a positive correlation with the product of the crossing width of the comb electrodes and the number of electrode fingers. For this reason, the product of the intersection width of the comb-shaped electrodes of the parallel arm resonator 31 and the number of electrode fingers may be made smaller than the average value of the other resonators.
  • a value obtained by dividing the width of the electrode finger of the comb-shaped electrode by the sum of the gap from the adjacent electrode finger and the width of the electrode finger is the duty ratio.
  • FIG. 5 is a simplified illustration for explaining the principle of characteristic improvement.
  • the vertical axis in FIG. 4 (a) is the transmission-side pass characteristic
  • the vertical axis in FIG. 4 (b) is the isolation characteristic
  • each scale is 10 dB.
  • the horizontal axis represents frequency, which is normalized by the center frequency (f0) of the transmission frequency band and the reception frequency band.
  • the solid lines in FIGS. 4A and 4B indicate the characteristics when the parallel arms 30 are eliminated (that is, open), and the broken lines indicate the characteristics when the parallel arms 30 are provided as shown in FIG. .
  • the resonance frequency of the series arm resonators 11 to 15 constituting the series arm 10 is higher than the resonance frequency of the parallel arm resonators 21, 41 and 51 constituting the parallel arms 20, 40 and 50.
  • the resonance frequency of the parallel arm resonator 31 constituting the parallel arm 30 is set to be higher than the resonance frequency of the series arm resonator 11 and is positioned in the reception frequency band.
  • the isolation frequency in the reception frequency band can be improved by setting the resonance frequency of the parallel arm resonator 31 higher than the resonance frequency of the series arm resonators 11 to 15.
  • the capacitance value of the resonator is related to the number of electrode fingers of the comb electrode, the crossing width, the distance between the electrode fingers, etc., the number of electrode fingers in each resonator, the crossing width, etc.
  • the capacitance of the parallel arm resonator 31 can be set lower than the capacitances of the other resonators.
  • FIG. 6 is a diagram showing a configuration of parallel arm resonators included in the parallel arm 30.
  • the parallel arm 30 is configured by a single resonator 31 as in the case shown in FIG. 1.
  • the parallel arm 30 is constituted by two resonators 31 and 32 connected in series.
  • the parallel arm 30 may be configured by three or more resonators.
  • the combined capacitance of the resonators 31 and 32 is that of the other resonators (series arm resonators 11 to 15 and parallel arm resonators 21, 41, and 51). It is set to be lower than the capacitance.
  • the parallel arms 20, 40, 50 are constituted by a plurality of resonators, the comparison target with respect to the parallel arm 30 is a combined capacitance of the plurality of resonators.
  • the branching device As described above, according to the branching device according to the present embodiment, it is possible to improve the isolation characteristics in the reception frequency band. In addition, the isolation characteristics can be improved only by changing the circuit of the transmission filter 100. Specifically, the isolation is achieved by changing the shape of the ground pattern placed on the wiring board with the multilayer wiring structure on which the filter chip is mounted, or by increasing the number of connection vias that are electrically connected through the insulating layer of the wiring board.
  • the prior art branching device that improves the characteristics and the branching device according to the present embodiment will be compared.
  • the isolation characteristics can be improved by the number of electrode fingers of the comb-shaped electrodes or the crossing width in the circuit of the transmission filter 100, and the shape of the ground pattern included in the wiring board of the package can be changed. Alternatively, it is not necessary to increase the number of connection vias. Therefore, it is possible to improve the isolation characteristics while reducing the size of the branching device.
  • the series arm resonators 11 and 12 and the parallel arm resonator 21 are provided between the parallel arm resonator 31 and the antenna terminal Ant, so that the circuit of the transmission filter 100 is provided.
  • the influence on the reception filter 200 due to the formation of the parallel arm resonator 31 can be suppressed. Therefore, the isolation characteristics can be improved without changing the design of the reception filter 200.
  • the transmission characteristic on the transmission side in the reception frequency band is improved as described above.
  • a peak (“A” in FIG. 5) corresponding to the anti-resonance response of the parallel arm resonator 31 occurs in the characteristic curve, and in this part, a curve of the pass characteristic when there is no parallel arm 30 (solid line in FIG. 5). ) Is locally reversed.
  • the ratio of the impedance of the anti-resonance point of the resonator 31 to the impedance of the resonance point of the parallel arm resonator 31 is set higher than the ratio of the other parallel arm resonators 21, 41, 51.
  • the number of electrode fingers of the reflector in the parallel arm resonator 31 is made smaller than the number of electrode fingers of the reflector in the other parallel arm resonators 21, 41, 51.
  • the impedance ratio of the parallel arm resonator 31 can be reduced.
  • the number of electrode fingers of the reflector is reduced from 17 to 5
  • the peak corresponding to the anti-resonance response of the parallel arm resonator 31 is lowered by about 3 dB in the curve of the pass characteristic, and further improvement of the transmission side pass characteristic can be obtained.
  • the branching device can be reduced in size.
  • the inventors of the present application have confirmed that the impedance ratio of the resonator can be reduced by reducing the number of electrode fingers of the reflector in the surface acoustic wave resonator.
  • the cross width of the comb electrodes in the parallel arm resonator 31 is made smaller than the cross width of the comb electrodes in the other parallel arm resonators 21, 41, 51.
  • the cross width of the comb-shaped electrodes of the parallel arm resonator 31 is 10 wavelengths or less, and the cross width of the comb-shaped electrodes of the other parallel arm resonators 21, 41, 51 is about 20 to 30 wavelengths.
  • the crossing width of the comb-shaped electrodes of the parallel arm resonator 31 is not less than 1/10 to 10 wavelengths or less, and is not more than 1/2 of the crossing width of the comb-shaped electrodes of the other parallel arm resonators 21, 41, 51. A relationship is preferred.
  • the impedance ratio of the parallel arm resonator 31 can be made smaller than that of the other parallel arm resonators 21, 41, 51, and further improvement in isolation characteristics can be obtained.
  • the wavelength ⁇ of the elastic wave determined by the pitch of the electrode fingers of the comb-shaped electrode is the above wavelength.
  • the length in the extending direction of the electrode fingers where adjacent electrode fingers connected to different potentials overlap in the propagation direction of the surface acoustic wave excited by the IDT is defined as the crossing width of the comb electrodes.
  • the inventor of the present application has confirmed that the ratio of the impedance of the resonator can be reduced by reducing the cross width of the comb-shaped electrodes in the surface acoustic wave resonator.
  • the parallel arm 30 is configured by a plurality of resonators 31 and 32 connected in series, so that the parallel arm 30 is configured by a single resonator 31.
  • the combined capacitance can be increased (ie, lower than the resonators of the other parallel arms 20, 40, and 50) while increasing the capacitance of the individual resonators 31 and 32. it can.
  • the withstand power of the resonators constituting the parallel arm 30 can be increased.
  • the demultiplexer includes a transmission frequency band (824 MHz to 849 MHz) and a reception frequency band (869 MHz to 894 MHz) that is located higher than the transmission frequency band and is close to the transmission frequency band. It has a duplexer.
  • the duplexer includes an antenna terminal Ant, a transmission terminal Tx, a reception terminal Rx, a transmission filter 100 that is electrically connected between the antenna terminal Ant and the transmission terminal Tx, and defines the transmission frequency band, and an antenna terminal.
  • a reception filter 200 that is electrically connected between Ant and the reception terminal Rx and defines the reception frequency band is provided.
  • the transmission filter 100 includes a series arm 10 electrically connected between the antenna terminal Ant and the transmission terminal Tx, and a plurality of parallel arms 20 and 30 electrically connected between the series arm 10 and the ground potential. , 40, 50.
  • the serial arm 10 includes serial arm resonators 11 to 15, and the parallel arms 20, 30, 40, and 50 include parallel arm resonators 21, 31, 41, and 51, respectively.
  • the parallel arm resonators 21, 31, 41, 51 are located within the reception frequency band of the resonators 21, 41, 51 (first resonator) having a resonance frequency lower than that of the series arm resonators 11-15.
  • the parallel arm resonator 31 (having a higher resonance frequency than the series arm resonators 11 to 15 and having a lower capacitance than the series arm resonators 11 to 15 and the parallel arm resonators 21, 41, 51) Second resonator).
  • the present invention is applicable to a demultiplexer.

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Abstract

　分波装置は、送信周波数帯よりも受信周波数帯が高域側に位置するデュプレクサである。ラダー型の送信フィルタ（１００）の直列腕（１０）は、複数の直列腕共振子（１１～１５）を含み、並列腕（２０～５０）は、並列腕共振子（２１～５１）を各々含む。並列腕共振子（２１～５１）は、直列腕共振子（１１～１５）よりも低い共振周波数を有する共振子（２１，４１，５１）と、上記受信周波数帯内に位置し、かつ、直列腕共振子（１１～１５）よりも高い共振周波数を有し、直列腕共振子（１１～１５）および並列腕共振子（２１，４１，５１）よりも低い静電容量を有する共振子（３１）とを含む。

Description

分波装置
　本発明は、分波装置に関し、特に、互いに近接する第１通過領域と第２通過領域とを有する分波装置に関する。
　特開２００８－２７１２３０号公報（特許文献１）には、アンテナに接続された送信フィルタ部と受信フィルタ部とを有する分波装置において、受信フィルタに接続される接地電位を、他の接地電位と分離する構成が示されている。
　特開２０１０－１０９８９４号公報（特許文献２）には、送信フィルタ部と受信フィルタ部とを有するラダー型の分波装置において、１つの並列腕共振子をノッチフィルタとして使用し、送信フィルタ部または受信フィルタ部の副共振周波数帯域における副共振応答を抑制する構成が示されている。
特開２００８－２７１２３０号公報 特開２０１０－１０９８９４号公報
　特許文献１に記載の発明では、接地電位を分離させるために配線の引き回しが必要となり、また接地電極の配置も制約されるため、結果として、分波装置の小型化が困難な場合が生じ得る。
　特許文献２に記載の発明では、送信フィルタ部または受信フィルタ部の通過帯域から比較的離れた副共振周波数帯域における副共振応答を抑制している。しかし、送信フィルタ部の通過帯域と受信フィルタ部の通過帯域とが近接するとき、送受信フィルタ部間のアイソレーション特性が低下することがあった。
　本発明は、上記のような問題に鑑みてなされたものであり、本発明の目的は、互いに近接する第１通過領域と第２通過領域を有する分波装置において、高域側の通過領域内におけるアイソレーション特性を向上させることにある。
　本発明に係る分波装置は、第１通過帯域と、第１通過領域より高域側に位置し、第１通過領域に近接する第２通過領域とを有する分波装置である。
　上記分波装置は、入力端子と、第１出力端子と、第２出力端子と、入力端子と第１出力端子との間に電気的に接続され、少なくとも第１通過帯域を規定する第１フィルタ部と、入力端子と第２出力端子との間に電気的に接続され、少なくとも第２通過帯域を規定する第２フィルタ部とを備える。
　第１フィルタ部は、入力端子と第１出力端子との間に電気的に接続された直列腕と、直列腕と接地電位との間に電気的に接続される複数の並列腕とを含むラダー型フィルタである。
　直列腕は、直列腕共振子を含み、複数の並列腕は、少なくとも１つの並列腕共振子を各々含む。
　並列腕共振子は、直列腕共振子よりも低い共振周波数を有する第１共振子と、第２通過帯域内に位置し、かつ、直列腕共振子よりも高い共振周波数を有し、直列腕共振子および第１共振子よりも低い静電容量を有する第２共振子とを含む。
　本発明において、「第２共振子」は複数の共振子によって構成される場合がある。この場合の「（第２共振子）の静電容量」は、複数の共振子の合成された静電容量を意味する。
　１つの実施態様では、上記分波装置において、第２共振子と入力端子との間に、少なくとも１つの直列腕共振子が電気的に接続されている。
　１つの実施態様では、上記分波装置において、第２共振子と入力端子との間に、少なくとも１つの第１共振子が電気的に接続されている。
　１つの実施態様では、上記分波装置において、第２共振子は、共振点のインピーダンスに対する反共振点のインピーダンスの比率が、前記第１共振子よりも小さくなるように構成される。
　１つの実施態様では、上記分波装置において、第１共振子は第１反射器を含む弾性表面波共振子であり、第２共振子は第２反射器を含む弾性表面波共振子である。第２反射器の電極指の本数は、第１反射器の電極指の本数よりも少ない。
　１つの実施態様では、上記分波装置において、第１共振子は第１櫛型電極を含む弾性表面波共振子であり、第２共振子は第２櫛型電極を含む弾性表面波共振子である。第２櫛型電極の交差幅は、第１櫛型電極の交差幅よりも小さい。
　１つの実施態様では、上記分波装置において、第２共振子は、電気的に直列に接続された複数の共振子を含む。
　本発明によれば、互いに近接する第１通過領域と第２通過領域を有する分波装置において、高域側の通過領域内におけるアイソレーション特性を向上させることができる。
本発明の１つの実施の形態に係る分波装置（デュプレクサ）の略図的回路図である。 本発明の１つの実施の形態に係る分波装置（デュプレクサ）の一例の模式的断面図である。 本発明の１つの実施の形態に係る分波装置（デュプレクサ）の他の例の模式的断面図である。 図１に示す分波装置（デュプレクサ）の送信側通過特性およびアイソレーション特性を示す図である。 図１に示す分波装置（デュプレクサ）の送信側通過特性および共振特性を簡略化して示す図である。 並列腕に含まれる並列腕共振子の構成を示す図である。 図４に示す分波装置（デュプレクサ）において、付加した並列腕を同じにして、反射器の電極指本数を減少させたときの送信側通過特性を示す図である。
　以下に、本発明の実施の形態について説明する。なお、同一または相当する部分に同一の参照符号を付し、その説明を繰返さない場合がある。
　なお、以下に説明する実施の形態において、個数、量などに言及する場合、特に記載がある場合を除き、本発明の範囲は必ずしもその個数、量などに限定されない。また、以下の実施の形態において、各々の構成要素は、特に記載がある場合を除き、本発明にとって必ずしも必須のものではない。
　図１は、本実施の形態に係る分波装置の略図的回路図である。本実施の形態に係る分波装置は、たとえば、ＵＭＴＳ（Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ　Ｍｏｂｉｌｅ　Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ　Ｓｙｓｔｅｍ）のようなＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ａｃｃｅｓｓ）方式に対応する携帯電話機などの高周波デバイスに搭載されるものである。
　より具体的には、本実施の形態に係る分波装置は、ＵＭＴＳ－ＢＡＮＤ５に対応するデュプレクサである。ＵＭＴＳ－ＢＡＮＤ５の送信周波数帯は、８２４ＭＨｚ～８４９ＭＨｚであり、受信周波数帯は、８６９ＭＨｚ～８９４ＭＨｚである。
　すなわち、本実施の形態に係る分波装置においては、送信周波数帯（第１通過領域）と受信周波数帯（第２通過領域）とが２０ＭＨｚ程度の領域を隔てて近接するものであり、送信周波数帯よりも受信周波数帯の方が高域側に位置するものである。
　ただし、上記デュプレクサは、単なる例示である。本発明に係る分波装置は、上記デュプレクサに何ら限定されない。本発明は、たとえばトリプレクサなどの、デュプレクサ以外の分波装置にも適用可能である。
　図１に示すように、本実施の形態に係る分波装置は、アンテナに接続されるアンテナ端子Ａｎｔ（入力端子）と、送信端子Ｔｘ（第１出力端子）と、受信端子Ｒｘ（第２出力端子）とを有する。
　アンテナ端子Ａｎｔと送信端子Ｔｘとの間に、送信フィルタ１００（第１フィルタ部）が接続されている。また、アンテナ端子Ａｎｔと受信端子Ｒｘとの間に、受信フィルタ２００が接続されている。
　送信フィルタ１００は、送信周波数帯を規定するものであり、受信フィルタ２００は、受信周波数帯を規定するものである。
　図１に示すように、送信フィルタ１００は、１ポート型の弾性表面波共振子を梯子状に接続したラダー型フィルタにより構成されている。送信フィルタ１００は、直列腕１０を有する。直列腕１０において、直列腕共振子１１～１５が直列に接続されている。送信フィルタ１００は、直列腕１０とグラウンドとの間に接続されている並列腕２０，３０，４０，５０を有する。並列腕２０，３０，４０，５０には、並列腕共振子２１，３１，４１，５１が各々設けられている。直列腕共振子１１～１５および並列腕共振子２１，３１，４１，５１は、それぞれ、弾性表面波共振子により構成されている。
　図２は、本実施の形態に係る分波装置の模式的断面図である。図２に示すように、分波装置（デュプレクサ）は、送信側の表面弾性波フィルタチップ１Ａと、受信側の表面弾性波フィルタチップ１Ｂと、たとえばセラミックや樹脂などからなる配線基板２とを備える。
　フィルタチップ１Ａ，１Ｂは、圧電基板上に櫛型電極および反射器からなる複数の共振子を形成し、これらを電気的に接続したものである。圧電基板は、たとえば、タンタル酸リチウム（ＬｉＴａＯ３：ＬＴ）やニオブ酸リチウム（ＬｉＮｂＯ３：ＬＮ）などからなる。櫛型電極および反射器は、Ａｌ、Ｐｔ、Ｃｕ、Ａｕ、Ｔｉ、ＮｉＣｒなどからなり、たとえばＡｌ層およびＴｉ層を含む積層電極からなる。
　フィルタチップ１Ａ，１Ｂは、配線基板２にバンプ３によりフリップチップ実装されている。配線基板２の上には、フィルタチップ１Ａ，１Ｂを覆うように、たとえばエポキシ系樹脂などを含む封止樹脂４が形成されている。すなわち、本実施の形態に係るデュプレクサは、ＣＳＰ（Ｃｈｉｐ　Ｓｉｚｅ　Ｐａｃｋａｇｅ）型の弾性表面波フィルタ装置である。さらに、本実施の形態に係るデュプレクサはＷＬＰ（Ｗａｆｅ　Ｌｅｖｅｌ　Ｐａｃｋａｇｅ）型の弾性表面波フィルタ装置としても使用できる。
　図３は、上記分波装置の変形例の模式的断面図である。図３に示すように、送信側および受信側の表面弾性波フィルタチップを１つのフィルタチップ１として形成してもよい。
　再び図１を参照して、本実施の形態に係る分波装置は、並列腕３０（並列腕共振子３１）にその特徴部分を有するものである。
　具体的には、図１に示すデュプレクサにおいて、並列腕共振子３１の共振周波数は、他の共振子（直列腕共振子１１～１５および並列腕共振子２１，４１，５１）よりも高く、かつ、受信周波数帯の領域内に設定されている。また、並列腕共振子３１の静電容量は、他の共振子（直列腕共振子１１～１５および並列腕共振子２１，４１，５１）の静電容量よりも低く、好ましくは５０％以下であり、より具体的には、並列腕共振子３１の静電容量が他の共振子の静電容量の平均値の１２％程度の値に設定されている。圧電基板が同じ材料で櫛型電極の電極指間のピッチ、デューティー比が同じであれば、静電容量の値には櫛型電極の交差幅と電極指の本数との積と正の相関があるため、並列腕共振子３１の櫛型電極の交差幅と電極指の本数との積の値を、他の共振子の平均値より小さくすればよい。櫛型電極の電極指の幅を隣接する電極指からの隙間と電極指の幅との和で割った値がデューティー比である。
　このように設計された分波装置（デュプレクサ）の特性について、図４、図５を用いて説明する。なお、図５は、特性改善の原理を説明するために、その記載を簡略化したものである。
　図４（ａ），（ｂ）において、図４（ａ）の縦軸は送信側通過特性であり、図４（ｂ）の縦軸はアイソレーション特性であってそれぞれ一目盛が１０ｄＢであり、横軸は周波数であり、送信周波数帯と受信周波数帯の中心周波数（ｆ０）で規格化している。図４（ａ），（ｂ）中の実線は、並列腕３０をなくしたとき（すなわちオープン）の特性を示し、破線は、図１に示すとおり、並列腕３０を設けたときの特性を示す。
　図４（ａ），（ｂ）から明らかなように、並列腕３０を設けることにより、受信周波数帯における送信側の通過特性および送信側から受信側へのアイソレーション特性が改善されている。その原理は、次のとおりである。
　図５に示すように、直列腕１０を構成する直列腕共振子１１～１５の共振周波数は、並列腕２０，４０，５０を構成する並列腕共振子２１，４１，５１の共振周波数よりも高い。本実施の形態では、並列腕３０を構成する並列腕共振子３１の共振周波数を直列腕共振子１１の共振周波数よりもさらに高く設定し、受信周波数帯に位置させている。このようにすることで、受信周波数帯において、送信端子Ｔｘからアンテナ端子Ａｎｔへの信号は、並列腕３０を介して、接地電極に流れる。このため、送信フィルタ１００の受信周波数帯での減衰量を改善でき、受信端子Ｒｘにまで到達する信号強度も抑圧できるため、受信周波数帯でのアイソレーション特性を改善することができる。
　上述のとおり、並列腕共振子３１の共振周波数を直列腕共振子１１～１５の共振周波数よりも高く設定することで、受信周波数帯でのアイソレーション特性を改善することができるが、送信フィルタ１００の帯域内特性を維持するためには、並列腕共振子３１の静電容量を小さくしておく必要がある。つまり、送信周波数帯において、並列腕３０がオープンに近づくほど、並列腕３０の影響による帯域内特性の劣化を抑えることができる。そこで、本実施の形態では、並列腕共振子３１の静電容量は、他の共振子（直列腕共振子１１～１５および並列腕共振子２１，４１，５１）の静電容量よりも低く設定している。なお、共振子の静電容量の値は、櫛形電極の電極指の本数、交差幅、電極指間の距離などに関係するため、各共振子における電極指の本数、交差幅などの電極指の形状を調整することにより、並列腕共振子３１の静電容量を他の共振子の静電容量よりも低く設定することが可能である。
　図６は、並列腕３０に含まれる並列腕共振子の構成を示す図である。図６（ａ）に示す例では、図１に示すものと同様、単一の共振子３１によって並列腕３０を構成している。これに対し、図６（ｂ）の例では、直列接続された２つの共振子３１，３２によって並列腕３０を構成している。３つ以上の共振子によって並列腕３０を構成してもよい。
　図６（ｂ）に示す直列分割構造を採用する場合、共振子３１，３２の合成静電容量が他の共振子（直列腕共振子１１～１５および並列腕共振子２１，４１，５１）の静電容量よりも低くなるように設定される。また、並列腕２０，４０，５０を複数の共振子で構成する場合も、並列腕３０に対する比較対象となるのは、複数の共振子の合成静電容量である。
　上述のとおり、本実施の形態に係る分波装置によれば、受信周波数帯内におけるアイソレーション特性を向上させることが可能である。また、送信フィルタ１００の回路を変更するだけでアイソレーション特性の改善を実現できる。具体的には、フィルタチップが実装される多層配線構造の配線基板に配置した接地パターンの形状変更、あるいは配線基板の絶縁層を介して電気的に接続される接続ビア数の増加などによってアイソレーション特性を向上させる従来技術の分波装置と本実施の形態に係る分波装置とを比較する。本実施の形態に係る分波装置によれば、送信フィルタ１００の回路における櫛形電極の電極指の本数または交差幅などによってアイソレーション特性が向上でき、パッケージの配線基板に含まれる接地パターンの形状変更または接続ビア数の増加を実施する必要がない。したがって、分波装置の小型化を図りながら、アイソレーション特性を向上させることが可能である。
　また、図１に示すように、並列腕共振子３１とアンテナ端子Ａｎｔとの間に、直列腕共振子１１，１２および並列腕共振子２１が設けられていることにより、送信フィルタ１００の回路に並列腕共振子３１を形成することによる受信フィルタ２００に対する影響を抑制することができる。そのため、受信フィルタ２００の設計を変更しなくともアイソレーション特性が改善できる。
　本実施の形態では、並列腕共振子３１の共振周波数を高く設定することにより、上述のとおり、受信周波数帯における送信側の通過特性が改善されるが、受信周波数帯の高域側において、通過特性の曲線に並列腕共振子３１の反共振応答に対応するピーク（図５中の「Ａ」）が生じ、この部分では、並列腕３０がない場合の通過特性の曲線（図５中の実線）に対して局所的に逆転現象が生じている。
　そこで、本実施の形態においては、並列腕共振子３１の共振点のインピーダンスに対する同共振子３１の反共振点のインピーダンスの比率を、他の並列腕共振子２１，４１，５１における同比率よりも小さく設定する（すなわち、並列腕共振子３１における反共振点のインピーダンスの立ち上がりを鈍らせる）ことにより、上述のピークを下げるようにしている。これにより、通過特性およびアイソレーション特性の更なる改善を得ることができる。
　また、本実施の形態においては、並列腕共振子３１における反射器の電極指の本数を、他の並列腕共振子２１，４１，５１における反射器の電極指の本数よりも少なくしている。これにより並列腕共振子３１のインピーダンスの比率を小さくすることができ、図４（ａ）の点線で示した実施例において、反射器の電極指の本数を１７本から５本まで少なくすると、図７に示すように、通過特性の曲線に並列腕共振子３１の反共振応答に対応するピークが約３ｄＢ下がり送信側通過特性の更なる改善を得ることができる。また、並列腕共振子３１の反射器を小さくすることができるので、分波装置を小型化することが可能である。
　なお、本願発明者は、弾性表面波共振子における反射器の電極指の本数を少なくすることにより、当該共振子のインピーダンスの比率を小さくできることを確認している。
　また、本実施の形態においては、並列腕共振子３１における櫛型電極の交差幅を他の並列腕共振子２１，４１，５１における櫛型電極の交差幅よりも小さくしている。具体的には並列腕共振子３１の櫛形電極の交差幅が１０波長以下であり、他の並列腕共振子２１，４１，５１の櫛型電極の交差幅が約２０～３０波長である。並列腕共振子３１の櫛形電極の交差幅が１０分の１以上から１０波長以下であって、他の並列腕共振子２１，４１，５１の櫛型電極の交差幅の２分の１以下の関係であることが好ましい。これにより、並列腕共振子３１のインピーダンスの比率を他の並列腕共振子２１，４１，５１より小さくすることができ、アイソレーション特性の更なる改善を得ることができるため好ましい。なお、櫛型電極の電極指のピッチによって定まる弾性波の波長λを、上記波長とする。異なった電位に接続された隣接する電極指がＩＤＴにより励振される弾性表面波の伝搬方向において重なり合っている電極指の延びる方向の長さを櫛型電極の交差幅とする。
　なお、本願発明者は、弾性表面波共振子における櫛型電極の交差幅を小さくすることにより、当該共振子のインピーダンスの比率をともに小さくできることを確認している。
　また、図６（ｂ）のように、直列接続された複数の共振子３１，３２によって並列腕３０を構成することにより、単一の共振子３１によって並列腕３０を構成する場合と比較して、合成された静電容量は同程度にしながら（すなわち、他の並列腕２０，４０，５０の共振子よりも低くしながら）、個々の共振子３１，３２の静電容量を高くすることができる。この結果、並列腕３０を構成する共振子の耐電力を高くすることができる。
　上述した内容について要約すると、次のとおりである。すなわち、本実施の形態に係る分波装置は、送信周波数帯（８２４ＭＨｚ～８４９ＭＨｚ）と、送信周波数帯より高域側に位置し、送信周波数帯に近接する受信周波数帯（８６９ＭＨｚ～８９４ＭＨｚ）とを有するデュプレクサである。当該デュプレクサは、アンテナ端子Ａｎｔと、送信端子Ｔｘと、受信端子Ｒｘと、アンテナ端子Ａｎｔと送信端子Ｔｘとの間に電気的に接続され、上記送信周波数帯を規定する送信フィルタ１００と、アンテナ端子Ａｎｔと受信端子Ｒｘとの間に電気的に接続され、上記受信周波数帯を規定する受信フィルタ２００とを備える。送信フィルタ１００は、アンテナ端子Ａｎｔと送信端子Ｔｘとの間に電気的に接続された直列腕１０と、直列腕１０と接地電位との間に電気的に接続される複数の並列腕２０，３０，４０，５０とを含むラダー型フィルタである。直列腕１０は、直列腕共振子１１～１５を含み、並列腕２０，３０，４０，５０は、並列腕共振子２１，３１，４１，５１を各々含む。並列腕共振子２１，３１，４１，５１は、直列腕共振子１１～１５よりも低い共振周波数を有する共振子２１，４１，５１（第１共振子）と、上記受信周波数帯内に位置し、かつ、直列腕共振子１１～１５よりも高い共振周波数を有し、直列腕共振子１１～１５および並列腕共振子２１，４１，５１よりも低い静電容量を有する並列腕共振子３１（第２共振子）とを含む。
　以上、本発明の実施の形態について説明したが、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
　本発明は、分波装置に適用可能である。
　１，１Ａ，１Ｂ　フィルタチップ、２　配線基板、３　バンプ、４　封止樹脂、１０　直列腕、１１，１２，１３，１４，１５　直列腕共振子、２０，３０，４０，５０　並列腕、２１，３１，３２，４１，５１　並列腕共振子、１００　送信フィルタ、２００　受信フィルタ、Ａｎｔ　アンテナ端子、Ｔｘ　送信端子、Ｒｘ　受信端子。

Claims (7)

  1. 　第１通過帯域と、前記第１通過領域より高域側に位置し、前記第１通過領域に近接する第２通過領域とを有する分波装置であって、
    　入力端子と、
    　第１出力端子と、
    　第２出力端子と、
    　前記入力端子と前記第１出力端子との間に電気的に接続され、少なくとも前記第１通過帯域を規定する第１フィルタ部と、
    　前記入力端子と前記第２出力端子との間に電気的に接続され、少なくとも前記第２通過帯域を規定する第２フィルタ部とを備え、
    　前記第１フィルタ部は、
    　前記入力端子と前記第１出力端子との間に電気的に接続された直列腕と、
    　前記直列腕と接地電位との間に電気的に接続される複数の並列腕とを含むラダー型フィルタであり、
    　前記直列腕は、直列腕共振子を含み、
    　前記複数の並列腕は、少なくとも１つの並列腕共振子を各々含み、
    　前記並列腕共振子は、前記直列腕共振子よりも低い共振周波数を有する第１共振子と、前記第２通過帯域内に位置し、かつ、前記直列腕共振子よりも高い共振周波数を有し、前記直列腕共振子および前記第１共振子よりも低い静電容量を有する第２共振子とを含む、分波装置。
  2. 　前記第２共振子と前記入力端子との間に、少なくとも１つの前記直列腕共振子が電気的に接続されている、請求項１に記載の分波装置。
  3. 　前記第２共振子と前記入力端子との間に、少なくとも１つの前記第１共振子が電気的に接続されている、請求項１または請求項２に記載の分波装置。
  4. 　前記第２共振子は、共振点のインピーダンスに対する反共振点のインピーダンスの比率が、前記第１共振子よりも小さくなるように構成される、請求項１から請求項３のいずれかに記載の分波装置。
  5. 　前記第１共振子は第１反射器を含む弾性表面波共振子であり、
    　前記第２共振子は第２反射器を含む弾性表面波共振子であり、
    　前記第２反射器の電極指の本数は、前記第１反射器の電極指の本数よりも少ない、請求項４に記載の分波装置。
  6. 　前記第１共振子は第１櫛型電極を含む弾性表面波共振子であり、
    　前記第２共振子は第２櫛型電極を含む弾性表面波共振子であり、
    　前記第２櫛型電極の交差幅は、前記第１櫛型電極の交差幅よりも小さい、請求項４に記載の分波装置。
  7. 　前記第２共振子は、電気的に直列に接続された複数の共振子を含む、請求項１から請求項６のいずれかに記載の分波装置。
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