WO2014196245A1 - 分波器および通信モジュール - Google Patents

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WO2014196245A1
WO2014196245A1 PCT/JP2014/058989 JP2014058989W WO2014196245A1 WO 2014196245 A1 WO2014196245 A1 WO 2014196245A1 JP 2014058989 W JP2014058989 W JP 2014058989W WO 2014196245 A1 WO2014196245 A1 WO 2014196245A1
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electrode
resonator
antenna
wave
filter
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剛 仲井
哲也 岸野
雅久 下園
由里子 西村
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京セラ株式会社
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    • H03H9/54—Filters comprising resonators of piezoelectric or electrostrictive material
    • H03H9/542—Filters comprising resonators of piezoelectric or electrostrictive material including passive elements

Definitions

  • the present invention relates to a duplexer and a communication module using an elastic wave such as a surface acoustic wave (SAW).
  • SAW surface acoustic wave
  • a duplexer using elastic waves is known.
  • a distorted wave may be generated due to its nonlinearity.
  • a transmission wave and interference waves outside the transmission band and the reception band may be mixed to generate a distorted wave within the reception band.
  • This distorted wave is so-called inter-modulation distortion (IMD).
  • IMD inter-modulation distortion
  • This distorted wave is one of the causes of reducing the communication quality (SN ratio) of the wireless device.
  • Patent Document 1 As a technique related to the distorted wave, there is, for example, Patent Document 1.
  • the present invention has been devised in view of such circumstances, and an object thereof is to provide a duplexer and a communication module capable of reducing the influence of a distorted wave.
  • a duplexer includes an antenna terminal that receives a signal wave and an interference wave, a transmission filter that is connected to the antenna terminal, and a part of the signal wave that is connected to the antenna terminal.
  • a reception filter whose pass band is a frequency range higher than the pass band of the transmission filter, and connected to the antenna terminal and connected to the ground, and closer to the antenna terminal than the transmission filter and the reception filter.
  • An interference wave resonator positioned, wherein a resonance frequency of the interference wave resonator is a frequency range smaller than a pass band of the transmission filter, and within a disturbance wave band including the frequency range of the interference wave is there.
  • a communication module includes the above-described duplexer, an antenna electrically connected to the antenna terminal, and an RF-IC electrically connected to the duplexer.
  • FIG. 2 is a circuit diagram illustrating a configuration of the duplexer in FIG. 1.
  • FIG. 3 is a plan view showing a SAW element constituting a resonator of the duplexer in FIG. 2.
  • FIG. 5 (a) to 5 (c) are diagrams for explaining modifications according to the frequency characteristics of the duplexer in FIG.
  • FIG. 8A and FIG. 8B are diagrams for explaining another modified example related to the frequency characteristics of the duplexer of FIG.
  • FIG. 9 (a) to FIG. 9 (c) are diagrams for explaining a duplexer according to the second embodiment. It is a circuit diagram which shows the structure of the splitter which concerns on 3rd Embodiment. It is a circuit diagram which shows the structure of the splitter which concerns on 4th Embodiment.
  • FIG. 12A and FIG. 12B are diagrams for explaining a duplexer according to the fifth embodiment. It is a top view which shows the structure of the disturbance wave resonator of the splitter which concerns on 6th Embodiment. It is a figure explaining the modification which concerns on the intensity
  • FIG. 3 is a plan view showing a configuration of a transmission filter portion of the duplexer in FIG. 2.
  • FIG. 2 is a circuit diagram illustrating a configuration of the duplexer in FIG. 1.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a main part of a usage example (communication module 101) of the duplexer 1 (duplexer) according to the first embodiment of the present invention.
  • the communication module 101 performs wireless communication using radio waves.
  • the duplexer 1 has a function of demultiplexing a transmission frequency signal and a reception frequency signal in the communication module 101.
  • a transmission information signal TIS including information to be transmitted is modulated and increased in frequency (converted to a high frequency signal of a carrier frequency) by the RF-IC 103, and is used as a transmission signal TS.
  • Unnecessary components other than the transmission passband are removed from the transmission signal TS by the bandpass filter 105, amplified by the amplifier 107, and input to the duplexer 1.
  • the duplexer 1 removes unnecessary components other than the transmission passband from the input transmission signal TS and outputs the result to the antenna 109.
  • the antenna 109 converts the input electric signal (transmission signal TS) into a radio signal (radio wave) and transmits it.
  • a radio signal (radio wave) received by the antenna 109 is converted into an electric signal (reception signal RS) by the antenna 109 and input to the duplexer 1.
  • the duplexer 1 removes unnecessary components other than the reception passband from the input reception signal RS and outputs the result to the amplifier 111.
  • the output reception signal RS is amplified by the amplifier 111, and unnecessary components other than the reception passband are removed by the bandpass filter 113.
  • the reception signal RS is subjected to frequency reduction and demodulation by the RF-IC 103 to be a reception information signal RIS.
  • the transmission information signal TIS and the reception information signal RIS may be low-frequency signals (baseband signals) including appropriate information, for example, analog audio signals or digitized audio signals.
  • the passband of the radio signal may be in accordance with various standards such as UMTS (Universal Mobile Telecommunications System).
  • the modulation method may be any of phase modulation, amplitude modulation, frequency modulation, or a combination of any two or more thereof.
  • the direct conversion method is exemplified as the circuit method, but other appropriate methods may be used. For example, a double superheterodyne method may be used.
  • FIG. 1 schematically shows only the main part, and a low-pass filter, an isolator or the like may be added at an appropriate position, and the position of an amplifier or the like may be changed.
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing the configuration of the duplexer 1.
  • the duplexer 1 includes an antenna terminal 3 connected to an antenna 109, a transmission terminal 5 to which a transmission signal TS is input, a reception terminal 7 for outputting a reception signal RS, and a ground terminal to which a reference potential is applied. 9.
  • the duplexer 1 includes a transmission filter 11 provided between the transmission terminal 5 and the antenna terminal 3, a reception filter 13 provided between the antenna terminal 3 and the reception terminal 7, An interference wave resonator 15 provided between the ground terminal 9 and the ground terminal 9.
  • the interference wave resonator 15 can be regarded as a part of the transmission filter 11 or the reception filter 13, in the present embodiment, the description will be made assuming that the transmission filter 11 and the reception filter 13 are separate.
  • the transmission filter 11 removes unnecessary components other than the transmission pass band (transmission band) from the transmission signal TS input via the transmission terminal 5 and outputs the result to the antenna terminal 3.
  • the reception filter 13 removes unnecessary components other than the reception pass band (reception band) from the reception signal RS input via the antenna 109 and outputs the result to the reception terminal 7.
  • the antenna terminal 3 also receives an interference wave JS outside the transmission band and the reception band.
  • the disturbing wave resonator 15 releases the current of the disturbing wave JS to the ground terminal 9 particularly near the resonance frequency. This suppresses the interference wave JS from being input to the transmission filter 11.
  • the transmission signal TS and the interference wave JS can be made difficult to be mixed in the transmission filter 11.
  • the generation of distorted waves that become noise in the reception band is reduced.
  • a distorted wave may also be generated from the disturbing wave resonator 15 itself.
  • the distorted wave generated from the disturbing wave resonator 15 is the largest because the disturbing wave JS or transmission is in the vicinity of the antiresonant frequency between the resonance frequency and the antiresonant frequency at which the SAW vibration in the disturbing wave resonator 15 is maximum. This is when the signal TS is applied.
  • the configurations of the transmission filter 11, the reception filter 13, and the interference wave resonator 15 are as follows.
  • the transmission filter 11 is constituted by a ladder type filter, for example. That is, the transmission filter 11 includes one or more (three in the present embodiment) first series resonator 17S-1 to third series resonator 17S-3 connected in series between the input side and the output side. In addition, one or more (3 in the present embodiment) first parallel resonator 17P-1 to third parallel resonator 17P-3 provided between the series line and the ground terminal 9 are provided.
  • first series resonator 17S-1 to the third series resonator 17S-3 are simply referred to as “series resonator 17S” and may not be distinguished from each other.
  • first parallel resonator 17P-1 to the third parallel resonator 17P-3 are simply referred to as “parallel resonator 17P” and may not be distinguished from each other.
  • the reception filter 13 includes, for example, a multimode filter 19 and an auxiliary resonator 21 connected in series on the input side thereof.
  • the multiplex mode includes a double mode.
  • the interference wave resonator 15 is connected to the antenna terminal 3 at a position closer to the antenna terminal 3 than the transmission filter 11 and closer to the antenna terminal 3 than the reception filter 13. In other words, the interference wave resonator 15 is closer to the antenna terminal 3 than the transmission filter 11 and the reception filter 13. From another viewpoint, the resonator closest to the antenna terminal 3 is the disturbing wave resonator 15.
  • an impedance matching circuit or the like may be inserted between the transmission filter 11, the reception filter 13 and the antenna terminal 3.
  • the terminals of each resonator are directly connected to other resonators and a ground terminal.
  • a circuit for controlling characteristics may be inserted here.
  • an inductor for controlling characteristics and a wiring for generating an inductance may be inserted between the resonator and the ground terminal.
  • the expression “connected to the ground” includes the case where the resonator is indirectly connected to the ground terminal by inserting a characteristic control circuit or the like. .
  • the series resonator 17S, the parallel resonator 17P, the disturbance wave resonator 15 and the auxiliary resonator 21 are constituted by, for example, an acoustic wave element, more specifically, a SAW element.
  • FIG. 3 is a plan view showing the SAW element 51 constituting the series resonator 17S, the parallel resonator 17P, the disturbing wave resonator 15 or the auxiliary resonator 21.
  • FIG. 3 is a plan view showing the SAW element 51 constituting the series resonator 17S, the parallel resonator 17P, the disturbing wave resonator 15 or the auxiliary resonator 21.
  • the SAW element 51 may be either upward or downward, but hereinafter, for convenience, the orthogonal coordinate system xyz is defined and the positive side in the z direction (the paper surface of FIG. 3). Terms such as the upper surface and the lower surface are used with the front side as the upper side.
  • the SAW element 51 is configured as a 1-port SAW resonator, for example, and includes a substrate 53, an IDT 55 and a reflector 57 provided on the upper surface 53 a of the substrate 53.
  • the SAW element 51 includes an additional film disposed on the upper surfaces of the IDT 55 and the reflector 57, an adhesive layer interposed between the IDT 55 and the reflector 57, and the substrate 53, and an upper surface 53a of the substrate 53. You may have a protective layer etc. which cover from the reflector 57 (or additional film).
  • the substrate 53 is configured by a piezoelectric substrate.
  • the substrate 53 is formed of a single crystal substrate having piezoelectricity such as lithium niobate (LiNbO 3 ) single crystal. More preferably, the substrate 53 is a 42 ° ⁇ 10 ° YX cut LiTaO 3 substrate, a 128 ° ⁇ 10 ° YX cut LiNbO 3 substrate, or a 0 ° ⁇ 10 ° YX cut LiNbO 3 substrate. It is constituted by. In addition, LiTaO 3 , LiNbO 3 single crystal having different crystal orientation from the above, silicon dioxide (SiO 2 ) single crystal, and the like can also be used. The planar shape and various dimensions of the substrate 53 may be set as appropriate. A substrate such as silicon or sapphire may be provided on the surface of the substrate 53 where the SAW element is not formed.
  • LiNbO 3 lithium niobate
  • the IDT 55 is configured by a conductive pattern (conductive layer) formed on the upper surface 53a of the substrate 53, and includes a first comb electrode 59A and a second comb electrode 59B.
  • the first comb-tooth electrode 59A and the second comb-tooth electrode 59B are simply referred to as the comb-tooth electrode 59, and they may not be distinguished.
  • first and “A” may be attached like the “first bus bar 61A”, etc.
  • second bus bar 61B etc.
  • “second” and “B” may be attached, and “first”, “second”, “A”, and “B” are omitted. There are things to do.
  • Each comb-tooth electrode 59 includes two bus bars 61 facing each other, a plurality of electrode fingers 63 extending from each bus bar 61 toward the other bus bar 61, and the other bus bars from each bus bar 61 between the plurality of electrode fingers 63.
  • a plurality of dummy electrodes 65 extending toward the 61 side. The pair of comb electrodes 59 are arranged so that the plurality of electrode fingers 63 mesh with each other (intersect).
  • the SAW propagation direction is defined by the orientation of the plurality of electrode fingers 63, but in the present embodiment, for convenience, the orientation of the plurality of electrode fingers 63 will be described with reference to the SAW propagation direction. There is.
  • the bus bar 61 is, for example, formed in a long shape having a substantially constant width and extending linearly in the SAW propagation direction (x direction).
  • the pair of bus bars 61 oppose each other in the direction (y direction) intersecting (orthogonal in the present embodiment) with the SAW propagation direction.
  • the plurality of electrode fingers 63 are formed in an elongated shape having a substantially constant width and extending linearly in a direction orthogonal to the SAW propagation direction (y direction), and substantially constant in the SAW propagation direction (x direction). Arranged at intervals.
  • the plurality of electrode fingers 63 of the pair of comb-shaped electrodes 59 have a pitch p (for example, a distance between the centers of the electrode fingers 63) equal to, for example, a half wavelength of the wavelength ⁇ of the SAW at a frequency to be resonated. Is provided.
  • the wavelength ⁇ is, for example, 1 ⁇ m to 6 ⁇ m.
  • the plurality of dummy electrodes 65 are, for example, formed in a long shape extending in a straight line in a direction (y direction) orthogonal to the SAW propagation direction with a substantially constant width, and are arranged at the center between the plurality of electrode fingers 63. (Arranged at the same pitch as the plurality of electrode fingers 63).
  • the tip of the dummy electrode 65 of one comb-tooth electrode 59 is opposed to the tip of the electrode finger 63 of the other comb-tooth electrode 59 via a gap.
  • the IDT 55 is made of metal, for example.
  • the metal include Al or an alloy containing Al as a main component (Al alloy).
  • the Al alloy is, for example, an Al—Cu alloy.
  • IDT 55 is, Cu, Pt, may be composed of a laminate of a dielectric material such as metal and of Ta 2 O 5 which has a Au.
  • the IDT 55 may be composed of a plurality of metal layers. The thickness of the IDT 55 may be set as appropriate.
  • the SAW element 51 functions as a resonator or a filter.
  • the reflector 57 is composed of a conductive pattern (conductive layer) formed on the upper surface 53a of the substrate 53, and is formed in a lattice shape in plan view. That is, the reflector 57 includes a pair of bus bars (not shown) facing each other in a direction crossing the SAW propagation direction, and a plurality of electrode fingers extending in a direction (y direction) perpendicular to the SAW propagation direction between these bus bars. (Not shown). The plurality of electrode fingers of the reflector 57 are arranged at substantially the same pitch as the plurality of electrode fingers 63 of the IDT 55.
  • the IDT 55 and the reflector 57 are schematically shown so as to indicate the interference wave resonator 15 and the like with reference numerals.
  • the multimode filter 19 of the reception filter 13 includes a plurality of (three in this embodiment) IDTs 55 arranged in the SAW propagation direction, and reflectors 57 arranged on both sides thereof. And have.
  • the multimode filter 19 is, for example, of an unbalanced input-balanced output type that converts an input unbalanced signal into a balanced signal and outputs it.
  • the transmission filter 11, the reception filter 13, and the interference wave resonator 15 are provided, for example, on the upper surface 53 a of one substrate 53.
  • the xyz coordinate system is defined as in FIG.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining the frequency characteristics of various resonators and the operation of the duplexer 1.
  • the horizontal axis indicates the frequency f
  • the vertical axis indicates the impedance absolute value
  • the transmission filter 11 uses a transmission band TxB from the lower limit frequency f T1 to the upper limit frequency f T2 as a pass band.
  • the reception filter 13 uses a reception band RxB from the lower limit frequency f R1 to the upper limit frequency f R2 as a pass band.
  • the reception band RxB is higher than the transmission band TxB, and a guard band GB is provided between the transmission band TxB and the reception band RxB to reduce interference between signals in both bands.
  • f T1 , f T2 , f R1 and f R2 are set according to a standard such as UMTS, for example.
  • UMTS the bandwidth of the transmission band TxB and the bandwidth of the reception band RxB are the same. That is, the following formula is satisfied.
  • f T2 ⁇ f T1 f R2 ⁇ f R1 (1)
  • the line Ls is the frequency of the series resonator 17S of the transmitting filter 11 - shows an example of the absolute value characteristic of the impedance
  • the line P S, the frequency of the series resonator 17S of the transmitting filter 11 - the phase characteristic of the impedance shows an example
  • the line L P, the frequency of the parallel resonators 17P of the transmission filter 11 - shows an example of the absolute value characteristic of the impedance
  • the line P P, the frequency of the parallel resonator 17P - shows an example of the phase characteristic of the impedance
  • the line L J shows an example of the absolute value of the frequency characteristic-impedance of the disturbing wave resonator 15
  • the line P J shows an example of the frequency-impedance phase characteristic of the disturbing wave resonator 15.
  • the resonance frequency f Sr of the series resonator 17S and the anti-resonance frequency f Pa of the parallel resonator 17P substantially coincide with each other, and the resonance frequency and the anti-resonance frequency are the same.
  • the frequency difference df (f Sa ⁇ f Sr , f Pa ⁇ f Pr ) is substantially equal to the bandwidth of the transmission band TxB.
  • the ladder filter functions as a filter having a resonance frequency f Sr as the center and a frequency range in which the bandwidth is approximately the frequency difference df as a pass band.
  • the above-described frequency relationship is the basic design concept of a duplexer using a piezoelectric resonator. In an actual duplexer, the resonance frequency and frequency difference of each resonator are used in order to obtain predetermined electrical characteristics. May be fine-tuned.
  • the resonance frequency f Sr of the series resonator 17S and the anti-resonance frequency f Pa of the parallel resonator 17P are located at the approximate center of the transmission band TxB. Further, since the frequency difference df is substantially equal to the bandwidth (f T2 ⁇ f T1 ) of the transmission band TxB, the antiresonance frequency f Sa of the series resonator 17S is higher than the transmission band TxB and the resonance frequency of the parallel resonator 17P. f Pr is lower than the transmission band TxB.
  • the frequency f IM of the distorted wave is within the reception band RxB, the SN ratio of the reception signal RS is reduced.
  • interference wave band JB interference wave band JB
  • the current of the disturbing wave that causes the distorted wave that causes the SN ratio to be reduced can be preferably released to the ground terminal 9, and the disturbing wave can be prevented from being input to the transmission filter 11 and the receiving filter 13. . That is, distorted waves that cause a decrease in the SN ratio can be suitably reduced.
  • the range of f J is 2f T1 ⁇ f R1 ⁇ f J ⁇ 2f T2 ⁇ f R2 (3) That is, the resonance frequency f Jr of the disturbing wave resonator 15 is 2f T1 ⁇ f R1 ⁇ f Jr ⁇ 2f T2 ⁇ f R2 (4)
  • the interference wave band JB is a band that is symmetrical to the reception band RxB with respect to the transmission band TxB. Note that the bandwidth of the gap band SB between the interference wave band JB and the transmission band TxB is the same as the bandwidth of the guard band GB.
  • the resonance frequency f Pr of the parallel resonator 17P can be a frequency within the interference wave band JB.
  • the anti-resonance frequency f Pa of the parallel resonator 17P is the center frequency of the transmission band TxB, and the frequency between the resonance frequency f Pr and the anti-resonance frequency f Pa of the parallel resonator 17P.
  • the resonance frequency f Pr of the parallel resonator 17P is The frequency may be within the interference wave band JB.
  • the normal setting method uses the parallel
  • the resonance frequency f Pr of the resonator 17P does not become a frequency within the interference wave band JB.
  • Examples of such standards include UMTS bands 1, 2, 4-7, 9-12, 15-19, 21-23.
  • UMTS bands 3, 8, 25, 26, and 28 can be cited.
  • the interference wave resonator 15 does not constitute the transmission filter 11 (ladder type filter). Therefore, the anti-resonance frequency f Ja of the interference wave resonator 15 may not coincide with the resonance frequency f Sr of the series resonator 17S or may not be within the transmission band TxB.
  • the anti-resonance frequency f Ja of the interference wave resonator 15 is 10% of the bandwidth (f T2 ⁇ f T1 ) of the transmission band TxB with respect to the resonance frequency f Sr (center of the transmission band TxB) of the series resonator 17S. It is shifted to the low frequency side or the high frequency side with the above width.
  • the anti-resonance frequency f Ja of the interference wave resonator 15 is equal to the bandwidth (f T2 ⁇ f T1 ) of the transmission band TxB with respect to the resonance frequency f Sr of the series resonator 17S. It is shifted to the low frequency side with a width larger than 1/2. From another viewpoint, the anti-resonance frequency f Ja of the interference wave resonator 15 is set lower than the transmission band TxB (f Ja ⁇ f T1 ).
  • the band between the resonance frequency f Jr and the anti-resonance frequency f Ja of the interference wave resonator 15 is out of the transmission band TxB.
  • the SAW vibration of the interference wave resonator 15 does not increase due to the transmission wave.
  • the generation of a distorted wave due to the mixture of the interference wave and the transmission wave in the interference wave resonator 15 can be reduced.
  • the anti-resonance frequency f Ja of the interference wave resonator 15 is set lower than the transmission band TxB as described above, the anti-resonance frequency f Ja is the upper limit frequency of the interference wave band as shown in FIG. It is set higher than f J2 (f J2 ⁇ f Ja ).
  • the SAW vibration of the disturbing wave resonator 15 is not increased by the disturbing wave, so that it is possible to reduce the occurrence of a distorted wave due to the mixing of the disturbing wave and the transmission wave in the disturbing wave resonator 15.
  • the interference wave resonator 15 since the interference wave resonator 15 has a low impedance in the interference wave band JB, the current of the interference wave easily flows to the ground terminal 9, and the generation of the distorted wave is suppressed.
  • the resonance frequency f Jr is equal to the interference wave band. If it is higher than the center frequency of JB ((f J1 + f J2 ) / 2 ⁇ f Jr ), the anti-resonance frequency f Ja is surely made higher than the upper limit frequency f J2 of the jamming wave band. As a result, the frequency at which the distorted wave generated from the disturbing wave resonator becomes maximum deviates from the disturbing wave band.
  • the anti-resonance frequency f Ja and the frequency difference df J of the interference wave resonator 15 may be set as appropriate, unlike the anti-resonance frequency f Pa and the frequency difference df P of the parallel resonator 17P.
  • the interference wave resonator 15 is configured such that the antiresonance frequency f Ja is equal to the resonance frequency f Sr of the series resonator 17S, or the frequency difference df J is the transmission band TxB. It may be configured to be equal to the bandwidth of.
  • FIG. 4 illustrates the case where the frequency difference df J is equal to the bandwidth of the transmission band TxB.
  • the transmission filter 11 or the reception filter 13 is configured by combining a plurality of resonators.
  • the disturbing wave resonator 15 affects the filter characteristic of the duplexer 1. Therefore, for example, the transmission filter 11 is set to have a small capacity by reducing the number of IDTs or narrowing the crossing portion where the IDTs face each other as compared with the case where the interference wave resonator 15 is not provided.
  • the design may be based on the influence of the interference wave resonator 15.
  • the disturbing wave resonator 15 is arranged on the antenna terminal 3 side in the transmission filter 13 as in the present embodiment, the distorted wave can be efficiently reduced.
  • the interference wave JS When the interference wave JS is input from the antenna terminal 3 to the transmission filter 11, it gradually attenuates while passing through the transmission filter 11. In other words, the intensity of the disturbing wave JS in the transmission filter 11 composed of a ladder filter becomes stronger as the resonator is closer to the antenna terminal 3. Therefore, by disposing the interference wave resonator 15 on the antenna terminal 3 side of the resonator constituting the transmission filter 11, most of the interference wave JS flows to the interference wave resonator 15. As a result, the interference wave JS can be made difficult to flow through the transmission filter 11.
  • FIGS. 5A to 5C are diagrams similar to FIG. 4 showing the frequency characteristics of the disturbing wave resonator 15 according to the modification. Similar to FIG. 4, the line L J is the frequency of the interference wave resonator 15 - shows the impedance characteristic, the line L P, the frequency of the parallel resonator 17P - shows the impedance characteristic. In each figure, the coordinate axis of the frequency f and the absolute value
  • a line P J is the frequency of the interference wave resonator 15 - shows the phase characteristic of the impedance
  • the line P P the frequency of the parallel resonator 17P - shows the phase characteristic of the impedance.
  • the frequency f, phase coordinate axes, and the like are omitted as appropriate.
  • the interference wave resonator 15 has a maximum impedance phase value that is the maximum impedance phase value of the parallel resonator 17P (the maximum value is mutually between the plurality of parallel resonators 17P). In different cases, the average value is smaller.
  • the maximum value of the phase of the impedance of the resonator correlates with the loss and the Q value of the resonator, and the maximum value of the phase of the impedance decreases as the loss of the resonator increases (the Q value decreases). That is, this indicates that the Q value of the disturbing wave resonator 15 is lower than the Q value of the parallel resonator 17P.
  • the distorted wave generated from the interference wave resonator 15 is reduced. This is because, for example, even if the disturbing wave JS is applied to a frequency between the resonance frequency and the anti-resonance frequency of the disturbing wave resonator 15, the SAW vibration does not increase due to loss, and thus is generated from the disturbing wave resonator 15. This is because the distorted wave to be reduced becomes smaller. As a result, the generation of the entire distorted wave is suppressed.
  • FIG. 5B illustrates a case where the bandwidth of the guard band GB is relatively narrow.
  • FIG. 5B illustrates a case where the bandwidth of the gap band SB is relatively narrow.
  • the bandwidth of the guard band GB is smaller than half of the bandwidth of the transmission band TxB.
  • the frequency difference df J between the resonance frequency f Jr and the anti-resonance frequency f Ja is such that the resonance frequency f Pr and the anti-resonance frequency f Pa of the parallel resonator 17P.
  • a frequency difference df P (the average value in the case where the frequency differences df P are different between the plurality of parallel resonators 17P).
  • the frequency difference df J is smaller than the bandwidth of the transmission band TxB.
  • the frequency difference df J is equal to or more than 10% of the frequency difference df P (average value) or the bandwidth of the frequency difference df P (average value) of the plurality of parallel resonators 17P or the bandwidth of the transmission band TxB. Small difference.
  • the anti-resonance frequency f Ja of the disturbing wave resonator 15 can be made lower than the transmission band TxB.
  • the mixing of the interference wave and the transmission wave in the interference wave resonator 15 can be reduced.
  • the anti-resonance frequency f Ja is in the interference wave band JB, but the anti-resonance frequency f Ja may be in the gap band SB.
  • FIG. 5C illustrates a case where the bandwidth of the guard band GB is relatively narrow, as in FIG. 5B.
  • FIG. 5C illustrates a case where the gap band SB has a relatively narrow bandwidth.
  • the bandwidth of the guard band GB is smaller than half of the bandwidth of the transmission band TxB.
  • the frequency difference df J between the resonance frequency f Jr and the anti-resonance frequency f Ja is parallel resonance, contrary to the modification of FIG.
  • the frequency difference df P between the resonance frequency f Pr and the anti-resonance frequency f Pa of the child 17P is configured to be larger than the average value in the case where the frequency differences df P are different among the plurality of parallel resonators 17P.
  • the frequency difference df J is larger than the bandwidth of the transmission band TxB.
  • the frequency difference df J is equal to or more than 10% of the frequency difference df P (average value) or the bandwidth of the frequency difference df P (average value) of the plurality of parallel resonators 17P or the bandwidth of the transmission band TxB. Big difference.
  • the slope of the rise in impedance from the resonance frequency f Jr to the anti-resonance frequency f Ja becomes gentle, even if the bandwidth of the gap band SB is narrow, the interference wave resonator 15 in the interference wave band JB Impedance can be lowered. As a result, the current of the interference wave easily flows to the ground terminal 9 via the interference wave resonator 15. As a result, the generation of distorted waves is reduced.
  • the resonance frequency f Jr of the interference wave resonator 15 is positioned near the center of the interference wave band JB, by distancing the anti-resonance frequency f Ja from disturbance zone JB The frequency difference df J is increased. As described above, such setting of the antiresonance frequency f Ja is not performed by the parallel resonator 17P.
  • the line LJ2 has also shown the frequency characteristic of the disturbance wave resonator 15 which concerns on a modification.
  • the frequency difference df J is increased by reducing the resonance frequency f Jr to some extent or as much as possible within the range of the interference wave band JB.
  • the distorted wave can be reduced by lowering the impedance of the disturbing wave resonator 15 over a wide range around the disturbing wave band JB.
  • the setting of the frequency characteristics of the disturbing wave resonator 15 described with reference to FIGS. 4 and 5A to 5C may be realized by an appropriate method including a known method.
  • the resonance frequency f Jr is set by the pitch p (FIG. 3) as described above.
  • the anti-resonance frequency f Ja is set, for example, by the ratio (capacity ratio) between the dynamic capacitance and the braking capacity.
  • the capacitance ratio includes, for example, the crossing width CW of the IDT 55 (FIG. 3), the number of electrode fingers 63, the ratio of the electrode of the IDT 55 to the gap between the electrodes (Duty ratio), the thickness of the IDT electrode 55, the thickness of the protective film, etc.
  • the capacitance ratio can also be adjusted by adding a capacitance C and an inductance L in series / parallel to the resonator. Specifically, adding a capacitor C in parallel / series to the resonator can reduce the frequency difference df of the resonator, and adding an inductance L in parallel / series increases the frequency difference df of the resonator. be able to. Examples of methods for reducing the maximum value of the impedance phase include increasing the gap distance between the electrode finger tip and the dummy electrode (or between the electrode finger tip and the bus bar electrode), and reducing the number of reflectors. This can be realized by causing SAW vibration to leak out of the resonator.
  • FIG. 6 shows the characteristic of the maximum value of the impedance phase of the disturbing wave resonator 15 when the gap distance of the electrode finger tip is changed.
  • the vertical axis in FIG. 6 indicates the maximum value of the impedance phase, and the horizontal axis indicates the gap distance.
  • the gap distance at the tip of the electrode finger is preferably 2.2 ⁇ or less.
  • the effect can be obtained by the SAW vibration leaking out of the resonator.
  • the transmission band TxB and the reception band RxB are determined. May be specified as appropriate.
  • a duplexer is configured to satisfy a standard. Therefore, a standard targeted by a duplexer to be determined may be identified based on a pamphlet or a specification, and may be identified from the standard. That is, the transmission band TxB and the reception band RxB do not need to be specified by actual measurement of the filter characteristics of the determination target duplexer, and do not vary depending on the quality of the determination target duplexer.
  • FIG. 8A is a diagram similar to FIG. 4 and the like showing the frequency characteristics of the disturbing wave resonator 15 according to the modification.
  • the disturbing wave resonator 15 has a plurality (two in the example of FIG. 8A) of resonance frequencies f Jr in the disturbing wave band JB.
  • the impedance of the disturbing wave resonator 15 can be lowered over a wide range in the disturbing wave band JB, and the current of the disturbing wave can be released to the ground terminal 9. As a result, generation of distorted waves is reduced.
  • FIG. 8B is a diagram for explaining an example of a method for realizing the frequency characteristics of FIG.
  • the horizontal axis indicates the position in the x direction (the arrangement direction of the electrode fingers 63) in FIG. 3
  • the vertical axis indicates the pitch p of the electrode fingers 63.
  • a plurality of resonance frequencies f Jr can be realized by providing the IDT 55 with a plurality of pitches p having different sizes.
  • FIG. 9A is a schematic diagram similar to FIG. 2 showing the duplexer 201 according to the second embodiment. However, in FIG. 9A, the reception filter 13 and the reception terminal 7 are not shown.
  • the duplexer 201 is different from the duplexer 1 of the first embodiment in that it includes a plurality (two in the example of FIG. 9A) of disturbing wave resonators 15 connected in parallel to each other. .
  • FIG. 9B is a view similar to FIG. 4 showing the frequency characteristics of the disturbing wave resonator 15.
  • FIG. 9B illustrates a case where the bandwidth of the gap band SB is narrow, as in FIG. 5B.
  • each interfering wave resonator 15 The frequency characteristics (line L J ) of each interfering wave resonator 15 are the same as the frequency characteristics of the interfering wave resonator 15 according to the modification of FIG. 5B, for example. That is, in each interference wave resonator 15, the frequency difference df J between the resonance frequency f Jr and the anti-resonance frequency f Ja is relatively narrow.
  • the plurality of jamming wave resonators 15 have different resonance frequencies f Jr.
  • the frequency difference df J may be the same as or different from each other.
  • the SAW vibration of the interference wave resonator 15 is not increased by the transmission wave, so that it is possible to reduce the mixing of the interference wave and the transmission wave in the interference wave resonator 15.
  • the impedance of the plurality of jamming wave resonators 15 as a whole is indicated, and the whole of the plurality of jamming wave resonators 15 in the jamming wave band JB. Impedance can be reduced. As a result, the disturbance wave current can be suitably released to the ground terminal 9.
  • FIG. 10 is a schematic diagram similar to FIG. 2 showing the duplexer 301 according to the third embodiment.
  • the duplexer 301 is different from the duplexer 1 of the first embodiment in the direction of the disturbing wave resonator 15. Specifically, it is as follows.
  • the side to which the transmission signal TS is input (can be input) is defined as the first comb electrode 59A.
  • the comb electrode engaged with the second comb electrode 59B is referred to as a second comb electrode 59B.
  • the comb-tooth electrode connected to the transmission terminal 5 is the first comb-tooth electrode 59A
  • the comb-tooth electrode connected to the line of the series resonator 17S is As shown in FIG. 10, in the interfering wave resonator 15, which is the first comb electrode 59A, the comb electrode connected to the antenna terminal 3 is the first comb electrode 59A.
  • the direction from the first comb-tooth electrode 59A to the second comb-tooth electrode 59B is between the series resonator 17S, the parallel resonator 17P, and the disturbing wave resonator 15.
  • the direction from the first comb-tooth electrode 59A to the second comb-tooth electrode 59B is opposite in the series resonator 17S, the parallel resonator 17P, and the disturbing wave resonator 15. It is.
  • the generation factor of the distorted wave based on the second-order nonlinearity includes the existence of a gap between the tip of the electrode finger 63 and the tip of the dummy electrode 65 (the bus bar 61 when the dummy electrode 65 is not provided). Specifically, it is as follows.
  • the strain current generated by the second-order nonlinearity of the dielectric constant of the piezoelectric substrate 53 depends on the crystal orientation regardless of the direction of the electric field. Therefore, with respect to the gap between the electrode fingers 63, the distortion current generated in the gap located on one side in the x direction (FIG. 3) with respect to the electrode finger 63 and the other side in the x direction with respect to the electrode finger 63. The direction of the current is opposite to that of the distorted current generated in the gap, and the electrode fingers 63 reduce each other.
  • the plurality of gaps between the tips of the plurality of electrode fingers 63 and the tips of the plurality of dummy electrodes 65 have the same crystal orientation from one comb-tooth electrode 59 to the other comb-tooth electrode 59, and The generated distortion current is not reduced. As a result, a distorted wave corresponding to the second-order nonlinearity is generated.
  • the series resonator 17S or The distortion current based on the second-order nonlinearity flowing in the first comb-tooth electrode 59A of the parallel resonator 17P and the distortion current based on the second-order nonlinearity flowing in the first comb-tooth electrode 59A of the interfering wave resonator 15 are oriented. (Positive and negative) is the opposite. And since these 1st comb-tooth electrodes 59A are connected, distortion current is reduced at least in part.
  • the disturbing wave resonator 15 contributes not only to suppressing the distorted wave according to the third-order nonlinearity but also to reducing the distorted wave according to the second-order nonlinearity.
  • FIG. 10 shows an example in which the direction from the first comb-tooth electrode 59A to the second comb-tooth electrode 59B is the same in all the series resonators 17S and the parallel resonators 17P. Because of the wiring relationship between them, they are not necessarily the same. Even in such a case, the resonator serving as the source of the distorted wave corresponding to the second-order nonlinearity is a resonator near the antenna terminal to which the transmission wave and the interference wave are strongly applied.
  • At least the antenna The direction from the first comb-tooth electrode 59A to the second comb-tooth electrode 59B is reversed between the series resonator 17S closest to the terminal or the parallel resonator 17P closest to the antenna terminal and the interfering wave resonator 15, so that 2 The distorted wave corresponding to the following non-linearity can be effectively reduced.
  • the case where the directions from the first comb-tooth electrode 59A to the second comb-tooth electrode 59B in the resonators of the series resonator 17S or the parallel resonator 17P and the interference wave resonator 15 are opposite to each other is illustrated. It is not limited to this. That is, the direction from the first comb electrode 59A toward the second comb electrode 59B may be different. Thereby, in each of the series resonator 17S or the parallel resonator 17P and the disturbing wave resonator 15, the respective strain currents flowing in accordance with the second-order nonlinearity have opposite components. The distortion current can be reduced.
  • the first comb-tooth electrode 59A of the series resonator 17S or the parallel resonator 17P is an example of an input-side comb electrode
  • the second comb-tooth electrode 59B of the series resonator 17S or the parallel resonator 17P is an example of an output-side comb-tooth electrode
  • the first comb-tooth electrode 59A of the jamming wave resonator 15 is an example of an antenna-side comb-tooth electrode
  • the second comb-tooth electrode 59B of the jamming-wave resonator 15 is a ground-side comb. It is an example of a tooth electrode.
  • the distorted wave based on the second-order nonlinearity generated in the reception filter 13 is generated at the IDT electrode that is electrically closest to the antenna terminal 3 of the multimode filter mainly composed of a plurality of IDT electrodes. For this reason, the direction from the comb electrode (second antenna side comb electrode) connected to the antenna terminal 3 of the IDT electrode to the comb electrode (second ground side comb electrode) connected to the ground and interference
  • the direction of the wave resonator 15 from the first comb-tooth electrode 59A to the second comb-tooth electrode 59B, the distorted wave corresponding to the second-order nonlinearity can be effectively reduced.
  • FIG. 11 is a schematic diagram similar to FIG. 2 showing a duplexer 401 according to the fourth embodiment.
  • the duplexer 401 is different from the duplexer 1 of the first embodiment in the capacitance (size from another viewpoint) of the disturbing wave resonator 15. Specifically, it is as follows.
  • the capacity of the disturbing wave resonator 15 is made smaller than the capacity of the parallel resonator 17P (the average value when the capacities are different among the plurality of parallel resonators 17P).
  • the difference is, for example, 10% or more of the capacity (average value) of the parallel resonator 17P.
  • the capacity of the disturbing wave resonator 15 may be reduced by an appropriate method.
  • the interference wave resonator 15 has fewer electrode fingers 63 than the parallel resonator 17P.
  • the interference wave resonator 15 has a small capacity and a size in the x direction.
  • the interference wave resonator 15 has a cross width CW (FIG. 3) smaller than that of the parallel resonator 17P.
  • the interference wave resonator 15 has a small capacity and a size in the y direction.
  • the capacitance can be made smaller than that of the parallel resonator 17P as in the present embodiment. As a result, for example, the design change of the transmission filter 11 can be reduced, and the size of the duplexer 401 can be reduced.
  • FIG. 12A is a schematic diagram similar to FIG. 2 showing a duplexer 501 according to the fifth embodiment. However, in FIG. 12A, the reception filter 13 and the reception terminal 7 are not shown.
  • the duplexer 501 is different from the duplexer 1 of the first embodiment in that the disturbing wave resonator 515 forms a multimode filter. Specifically, it is as follows.
  • the disturbing wave resonator 515 has a plurality (two in the example of FIG. 12A) of IDTs 55 arranged in the SAW propagation direction, and reflectors 57 arranged on both sides thereof.
  • IDT 55 of the interference wave resonator 515 one comb-tooth electrode 59 is connected to the antenna terminal 3, and the other comb-tooth electrode 59 is connected to the ground terminal 9.
  • both comb-tooth electrodes 59 are connected to the ground terminal 9.
  • an impedance element 71 composed of a resistor or an inductor is interposed between one of the comb-tooth electrodes 59 and the ground terminal 9.
  • FIG. 12B is a diagram illustrating the frequency characteristics of the disturbing wave resonator 515.
  • the horizontal axis represents the frequency as in FIG. 4 and the like, and the vertical axis represents the amount of attenuation unlike in FIG. Since the interference wave resonator 515 constitutes a multimode filter, it has a pass band over a predetermined range. The pass band is set to be equivalent to the interference wave band JB.
  • the disturbing wave resonator 515 can suitably let the disturbing wave escape to the ground terminal 9 over the entire area within the disturbing wave band JB.
  • the impedance element 71 is usually interposed between the comb electrode 59 that outputs a signal that has passed through and the ground terminal 9, the interdigital electrode 59 connected to the other ground terminal 9 is interposed. Interfering waves can be preferably passed through the ground terminal 9.
  • each IDT 55 (and the reflector 57) may be regarded as an interference wave resonator constituting the multimode filter.
  • the multimode filter is not limited to the vertical coupling type, and may be a horizontal coupling type.
  • FIG. 13 is a plan view similar to FIG. 3 showing the configuration of the disturbing wave resonator 615 of the duplexer according to the sixth embodiment.
  • the disturbing wave resonator 615 is different from the disturbing wave resonator 15 of the first embodiment in that it includes a capacitive element 671. Specifically, it is as follows.
  • the disturbing wave resonator 615 has a pair of comb electrodes 59 as in the first embodiment.
  • the first comb electrode 59 ⁇ / b> A is connected to the antenna terminal 3
  • the second comb electrode 59 ⁇ / b> B is connected to the ground terminal 9.
  • the capacitive element 671 is connected to the first capacitive electrode 673A connected to the first comb electrode 59A (antenna terminal 3) and the second comb electrode 59B (ground terminal 9), and faces the first capacitive electrode 673A.
  • a second capacitor electrode 673B The arrangement direction from the first comb electrode 59A to the second comb electrode 59B and the arrangement direction from the first capacitance electrode 673A to the second capacitance electrode 673B are different from each other. In addition, if the different directions are opposite directions, the effect of reducing the distorted wave is increased.
  • the distortion current generated in the IDT 55 and the capacitive element are reduced in the same manner as the distortion current is reduced between the series resonator 17S or the parallel resonator 17P and the disturbing wave resonator 15 in the third embodiment (FIG. 10).
  • the distorted current generated in 671 can be reduced at least partly, and the generation of distorted waves based on the second-order nonlinearity can be reduced.
  • the width of the gap at the tip of each electrode finger 63 can be reduced.
  • the sum (a2) is preferably equal.
  • FIG. 14 shows a simulation result of how the second harmonic generated in the resonator changes when a2 / a1 is changed.
  • Lx indicates the level of the distorted wave when the resonator is divided into two in series as a measure for reducing the distorted wave.
  • the intensity of the distorted wave is smaller than Lx in the range of 0.45 ⁇ a2 / a1 ⁇ 1.45.
  • the capacitive element may be configured using the bus bar 61 or appropriate wiring as the first capacitive electrode or the second capacitive electrode, or may be configured by dividing the reflector 57 in the y direction.
  • FIG. 15 is a plan view similar to FIG. 3 showing the configuration of the disturbing wave resonator 715 of the duplexer according to the seventh embodiment.
  • the disturbing wave resonator 715 is different from the disturbing wave resonator 15 of the first embodiment in the electrode shape of the IDT 755. Specifically, it is as follows.
  • Each comb-like electrode 759 of the IDT 755 has a bus bar 61, electrode fingers 763 and dummy electrodes 765 extending from the bus bar 61, as in the other embodiments.
  • the electrode finger 763 is formed in a hook shape.
  • the electrode finger 763 of one comb-tooth electrode 759 and the electrode finger 763 of the other comb-tooth electrode 759 are in a positional relationship such that they are hooked with each other. That is, the first electrode finger 763A extends from the first bus bar 61A toward the second bus bar 61B, and further extends so as to be folded back toward the first bus bar 61A.
  • the second electrode finger 763B extends from the second bus bar 61B to the first bus bar. It extends to the 61A side, and further extends to the second bus bar 61B side around the tip of the first electrode finger 763A.
  • the dummy electrode 765 of each comb electrode 759 is disposed so as to face the tip of the electrode finger 763 of the comb electrode 759 to which the comb electrode 759 belongs with the folded portion of the other comb electrode 759 interposed therebetween.
  • the tip of the dummy electrode 765 and the tip of the electrode finger 763 that are opposed to each other are located symmetrically with respect to the folded portion of the other comb-tooth electrode 759.
  • the folded portion of the electrode finger 763 of one comb-tooth electrode 759 is connected to the tip of the electrode finger 763 of the other comb-tooth electrode 759 and the dummy electrode 765 of the other comb-tooth electrode 759 in the y direction. It will be sandwiched. Therefore, secondary distortion currents generated on both sides of the folded portion in the y direction are reduced at least partially in the folded portion. As a result, the generation of distorted waves according to the second-order nonlinearity is reduced.
  • the folded portion of the one comb-tooth electrode 759 is sandwiched between the tip of the electrode finger 763 of the other comb-tooth electrode 759 and the bus bar 61 of the other comb-tooth electrode 759. Therefore, the effect of reducing the distortion current is exhibited.
  • FIG. 16 is a plan view similar to FIG. 3 showing the configuration of the disturbing wave resonator 15 of the duplexer according to the eighth embodiment.
  • the duplexer of the present embodiment has two disturbing wave resonators 15 connected in parallel as in the second embodiment (FIG. 9).
  • the first comb electrode 59 ⁇ / b> A is connected to the antenna terminal 3
  • the second comb electrode 59 ⁇ / b> B is connected to the ground terminal 9.
  • the two interfering wave resonators 15 are arranged so that the arrangement directions from the first comb-tooth electrode 59A to the second comb-tooth electrode 59B are opposite to each other.
  • the arrangement direction from the first comb-tooth electrode 59A to the second comb-tooth electrode 59B is different from each other, the same effect as in the case where the arrangement direction is opposite is achieved.
  • the 2nd order distortion current between the interference wave resonator 15 and the capacitive element 671 is reduced, and the 2 generated in each interference wave resonator 15.
  • the next distortion current is reduced at least in part between the two jammer resonators 15.
  • the two interference wave resonators 15 can be designed easily by adopting substantially the same configuration.
  • the two disturbing wave resonators 15 are connected in parallel.
  • the direction from the first comb-tooth electrode 59A to the second comb-tooth electrode 59B may be different between the two interfering wave resonators 15 connected in series.
  • the distortion current reduction effect becomes large.
  • the second comb-tooth electrode 59B (ground terminal-side comb-tooth electrode) of the interference wave resonator 15 on the antenna terminal 3 side is connected to the ground terminal 9 via the interference wave resonator 15 on the ground terminal 9 side
  • the first comb electrode 59A (antenna terminal side comb electrode) on the ground terminal 9 side is connected to the antenna terminal 3 via the interference wave resonator 15 on the antenna terminal 3 side.
  • the first comb-tooth electrode 59A of the jamming wave resonator 15 is an example of an antenna-side comb-tooth electrode
  • the second comb-tooth electrode 59B of the jamming wave resonator 15 is an example of a ground-side comb-tooth electrode.
  • FIG. 17 shows a specific example of the arrangement of the disturbing wave resonators 15.
  • the interference wave resonator 15 is disposed outside the transmission filter 11. In this way, by forming on the same substrate 53 as the resonator constituting the other transmission filter 11, the resonator constituting the transmission filter 11 and the disturbing wave resonator 15 can be manufactured by the same manufacturing method. Can be improved. Further, by providing the interference wave resonator 15 between the ground terminal 9 and the antenna terminal 3, the distance through which the interference wave flows can be shortened.
  • the duplexer can generate a distorted wave corresponding to the third-order or second-order nonlinearity in which the transmission wave and the interference wave are mixed. Therefore, the present invention is applicable to a duplexer having a transmission filter or a reception filter including an elastic resonator.
  • any of the transmission filter, the reception filter, and the disturbing wave resonator may not be configured to include an acoustic wave element.
  • the acoustic wave element included in the duplexer is not limited to a SAW element (in the narrow sense).
  • a so-called boundary acoustic wave element (however, included in a broad sense SAW element) in which the protective layer covering the IDT has a relatively large thickness (for example, 0.5 ⁇ to 2 ⁇ ) may be used.
  • the acoustic wave element may be a BAW element that uses a bulk wave (BAW: Bulk Acoustic Wave).
  • the disturbing wave resonator 15 may be disposed in the transmitting filter 11.
  • the transmission filter 11 is a ladder-type filter, as shown in FIG. 18, for example, the transmission filter 11 is connected in parallel with a parallel resonator.
  • An interference wave resonator 15 may be disposed in the reception filter 13.
  • the transmission filter is not limited to the ladder filter, and the reception filter is not limited to the multimode filter.
  • the transmission filter may be configured by a multimode filter.
  • the resonator closest to the antenna terminal among the plurality of resonators included in the transmission filter may be a parallel resonator.
  • the transmission filter and the reception filter may be provided on different piezoelectric substrates.
  • the interference wave resonator may be provided on a piezoelectric substrate provided with a transmission filter, or may be provided on a piezoelectric substrate provided with a reception filter.
  • a transmission filter is larger than a reception filter. Therefore, when an interference wave resonator is provided on a piezoelectric substrate provided with a reception filter, the entire duplexer is expected to be downsized.

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Abstract

　分波器１は、信号波および妨害波を受信するアンテナ端子３と、アンテナ端子３に接続された送信フィルタ１１と、アンテナ端子３に接続され、前記信号波の一部を受信する、送信フィルタ１１の通過帯域よりも高い周波数範囲を通過帯域とする受信フィルタ１３と、アンテナ端子３に接続されるとともにグランドに接続された、送信フィルタ１１および受信フィルタ１３よりもアンテナ端子３側に位置する妨害波共振子１５とを有する。妨害波共振子１５は、送信フィルタ１１よりもアンテナ端子３側且つ受信フィルタ１３よりもアンテナ端子３側の位置にてアンテナ端子３に接続されている。妨害波共振子１５の共振周波数は、送信フィルタの通過帯域よりも小さい周波数範囲であって、前記妨害波の周波数範囲を含むものである。

Description

分波器および通信モジュール
　本発明は、弾性表面波（ＳＡＷ：Surface Acoustic Wave）等の弾性波を利用する分波器および通信モジュールに関する。
　近年において、弾性波を利用した分波器が知られている。このような分波器においては、その非線形性から歪波が生じ得る。例えば、送信波と、送信帯域および受信帯域の帯域外の妨害波とが混合されて、受信帯域内の歪波を生じるおそれがある。この歪波は、いわゆる相互変調歪（ＩＭＤ：Inter-Modulation Distortion）といわれるものである。この歪波は、無線装置の通信品質（ＳＮ比）を低下させる原因の一つとなっている。歪波に関する技術としては、例えば特許文献１等がある。
特開２０１２－１４７１７５号公報
　近年の分波器の開発において、歪波の影響を低減する技術が求められている。本発明は、このような事情を鑑みて案出されたものであり、歪波の影響を低減することが可能な分波器および通信モジュールを提供することを目的とする。
　本発明の一態様に係る分波器は、信号波および妨害波を受信するアンテナ端子と、前記アンテナ端子に接続された送信フィルタと、前記アンテナ端子に接続され、前記信号波の一部を受信する、前記送信フィルタの通過帯域よりも高い周波数範囲を通過帯域とする受信フィルタと、前記アンテナ端子に接続されるとともにグランドに接続された、前記送信フィルタおよび前記受信フィルタよりも前記アンテナ端子側に位置する妨害波共振子と、を有し、前記妨害波共振子の共振周波数は、前記送信フィルタの通過帯域よりも小さい周波数範囲であって、前記妨害波の周波数範囲を含む妨害波帯域内にある。
　本発明の一態様に係る通信モジュールは、上述の分波器と、前記アンテナ端子と電気的に接続されたアンテナと、前記分波器と電気的に接続されたＲＦ－ＩＣと、を有する。
　上記の構成によれば、歪波の影響を低減することができる。
本発明の第１の実施形態に係る分波器を含む通信モジュールの信号処理系の構成を示すブロック図である。 図１の分波器の構成を示す回路図である。 図２の分波器の共振子を構成するＳＡＷ素子を示す平面図である。 図２の分波器の周波数特性を説明する図である。 図５（ａ）～図５（ｃ）は図２の分波器の周波数特性に係る変形例を説明する図である。 図２の妨害波共振子のインピーダンスの位相特性に係る変形例を説明する図である。 図２の分波器の周波数特性に係る変形例を説明する図である。 図８（ａ）および図８（ｂ）は図２の分波器の周波数特性に係る他の変形例を説明する図である。 図９（ａ）～図９（ｃ）は第２の実施形態に係る分波器を説明する図である。 第３の実施形態に係る分波器の構成を示す回路図である。 第４の実施形態に係る分波器の構成を示す回路図である。 図１２（ａ）および図１２（ｂ）は第５の実施形態に係る分波器を説明する図である。 第６の実施形態に係る分波器の妨害波共振子の構成を示す平面図である。 図１３の分波器の２次高調波の強度特性に係る変形例を説明する図である。 第７の実施形態に係る分波器の妨害波共振子の構成を示す平面図である。 第８の実施形態に係る分波器の妨害波共振子の構成を示す平面図である。 図２の分波器の送信フィルタ部分の構成を示す平面図である。 図１の分波器の構成を示す回路図である。
　以下、本発明の一実施形態に係る分波器について、図面を参照して説明する。なお、以下の説明で用いられる図は模式的なものであり、図面上の寸法比率等は現実のものとは必ずしも一致していない。
　互いに同一または類似する構成については、互いに同一の符号を付すことがある。また、第２の実施形態以降において、既に説明された実施形態の構成と同一または類似する構成については、説明を省略することがある。
＜第１の実施形態＞
（基本的構成）
　図１は、本発明の第１の実施形態に係る分波器１（デュプレクサ）の利用例（通信モジュール１０１）の要部を示すブロック図である。通信モジュール１０１は、電波を利用した無線通信を行うものである。分波器１は、通信モジュール１０１において送信周波数の信号と受信周波数の信号とを分波する機能を有している。
　通信モジュール１０１において、送信すべき情報を含む送信情報信号ＴＩＳは、ＲＦ－ＩＣ１０３によって変調および周波数の引上げ（搬送波周波数の高周波信号への変換）がなされて送信信号ＴＳとされる。送信信号ＴＳは、バンドパスフィルタ１０５によって送信用の通過帯域以外の不要成分が除去され、増幅器１０７によって増幅されて分波器１に入力される。そして、分波器１は、入力された送信信号ＴＳから送信用の通過帯域以外の不要成分を除去してアンテナ１０９に出力する。アンテナ１０９は、入力された電気信号（送信信号ＴＳ）を無線信号（電波）に変換して送信する。
　また、通信モジュール１０１において、アンテナ１０９によって受信された無線信号（電波）は、アンテナ１０９によって電気信号（受信信号ＲＳ）に変換されて分波器１に入力される。分波器１は、入力された受信信号ＲＳから受信用の通過帯域以外の不要成分を除去して増幅器１１１に出力する。出力された受信信号ＲＳは、増幅器１１１によって増幅され、バンドパスフィルタ１１３によって受信用の通過帯域以外の不要成分が除去される。そして、受信信号ＲＳは、ＲＦ－ＩＣ１０３によって周波数の引下げおよび復調がなされて受信情報信号ＲＩＳとされる。
　なお、送信情報信号ＴＩＳおよび受信情報信号ＲＩＳは、適宜な情報を含む低周波信号（ベースバンド信号）でよく、例えば、アナログの音声信号もしくはデジタル化された音声信号である。無線信号の通過帯域は、ＵＭＴＳ（Universal Mobile Telecommunications System）等の各種の規格に従ったものでよい。変調方式は、位相変調、振幅変調、周波数変調もしくはこれらのいずれか２つ以上の組合せのいずれであってもよい。回路方式は、図１では、ダイレクトコンバージョン方式を例示したが、それ以外の適宜なものとされてよく、例えば、ダブルスーパーヘテロダイン方式であってもよい。また、図１は、要部のみを模式的に示すものであり、適宜な位置にローパスフィルタやアイソレータ等が追加されてもよいし、また、増幅器等の位置が変更されてもよい。
　図２は、分波器１の構成を示す回路図である。
　分波器１は、アンテナ１０９に接続されるアンテナ端子３と、送信信号ＴＳが入力される送信端子５と、受信信号ＲＳを出力するための受信端子７と、基準電位が付与されるグランド端子９とを有している。
　また、分波器１は、送信端子５とアンテナ端子３との間に設けられた送信フィルタ１１と、アンテナ端子３と受信端子７との間に設けられた受信フィルタ１３と、アンテナ端子３とグランド端子９との間に設けられた妨害波共振子１５と、を有している。なお、妨害波共振子１５は、送信フィルタ１１または受信フィルタ１３の一部と捉えることも可能であるが、本実施形態では、送信フィルタ１１および受信フィルタ１３とは別個のものとして説明する。
　送信フィルタ１１は、送信端子５を介して入力された送信信号ＴＳから送信用の通過帯域（送信帯域）以外の不要成分を除去してアンテナ端子３に出力する。受信フィルタ１３は、アンテナ１０９を介して入力された受信信号ＲＳから受信用の通過帯域（受信帯域）以外の不要成分を除去して受信端子７に出力する。
　アンテナ端子３には、送信帯域および受信帯域の帯域外の妨害波ＪＳも入力される。妨害波共振子１５は、特に共振周波数付近でこの妨害波ＪＳの電流をグランド端子９に逃がす。これによって、妨害波ＪＳが送信フィルタ１１に入力されることが抑制される。その結果、送信フィルタ１１において送信信号ＴＳと妨害波ＪＳとが混合されにくくすることができる。言い換えれば、送信信号ＴＳと妨害波ＪＳが混合されにくくなる結果、受信帯域においてノイズとなる歪波の生成が低減される。
　一方、妨害波共振子１５自体からも歪波が発生する可能性がある。妨害波共振子１５から発生する歪波が最も大きくなるのは、妨害波共振子１５でのＳＡＷの振動が最大となる共振周波数から反共振周波数の間の反共振周波数付近に妨害波ＪＳや送信信号ＴＳが印加されたときである。
　送信フィルタ１１、受信フィルタ１３および妨害波共振子１５の構成は、具体的には、以下のとおりである。
　送信フィルタ１１は、例えば、ラダー型フィルタによって構成されている。すなわち、送信フィルタ１１は、その入力側と出力側との間において直列に接続された１以上（本実施形態では３）の第１直列共振子１７Ｓ－１～第３直列共振子１７Ｓ－３と、その直列のラインとグランド端子９との間に設けられた１以上（本実施形態では３）の第１並列共振子１７Ｐ－１～第３並列共振子１７Ｐ－３とを有している。
　なお、以下では、第１直列共振子１７Ｓ－１～第３直列共振子１７Ｓ－３を単に「直列共振子１７Ｓ」といい、これらを区別しないことがある。同様に、第１並列共振子１７Ｐ－１～第３並列共振子１７Ｐ－３を単に「並列共振子１７Ｐ」といい、これらを区別しないことがある。
　受信フィルタ１３は、例えば、多重モードフィルタ１９と、その入力側に直列に接続された補助共振子２１とを有している。なお、本実施形態において、多重モードは、２重モードを含むものとする。
　妨害波共振子１５は、送信フィルタ１１よりもアンテナ端子３側、かつ、受信フィルタ１３よりもアンテナ端子３側の位置にてアンテナ端子３に接続されている。換言すれば、妨害波共振子１５は、送信フィルタ１１および受信フィルタ１３よりもアンテナ端子３に近い。別の観点では、最もアンテナ端子３に近い共振子は、妨害波共振子１５である。
　なお、送信フィルタ１１、受信フィルタ１３およびアンテナ端子３の間には、インピーダンスマッチング用の回路等が挿入されてもよい。また、図２では、各共振子の端子は、他の共振子やグランド端子に直接接続されているが、ここに特性制御用の回路等が挿入されていてもよい。特に、共振子とグランド端子間には、特性制御用のインダクタや、インダクタンスを発生させる配線が挿入されることがある。本明細書で「グランドに接続された」と表記した場合は、そのように、共振子が特性制御用の回路等が挿入されて間接的にグランド端子に接続されている場合も含むこととする。
　直列共振子１７Ｓ、並列共振子１７Ｐ、妨害波共振子１５および補助共振子２１は、例えば、弾性波素子、より具体的には、ＳＡＷ素子によって構成されている。
　図３は、直列共振子１７Ｓ、並列共振子１７Ｐ、妨害波共振子１５または補助共振子２１を構成するＳＡＷ素子５１を示す平面図である。
　なお、ＳＡＷ素子５１は、いずれの方向が上方または下方とされてもよいものであるが、以下では、便宜的に、直交座標系ｘｙｚを定義するとともに、ｚ方向の正側（図３の紙面手前側）を上方として、上面、下面等の用語を用いるものとする。
　ＳＡＷ素子５１は、例えば、１ポートＳＡＷ共振子として構成されており、基板５３と、基板５３の上面５３ａに設けられたＩＤＴ５５および反射器５７とを有している。なお、ＳＡＷ素子５１は、上記の他、ＩＤＴ５５および反射器５７の上面に配置される付加膜、ＩＤＴ５５および反射器５７と基板５３との間に介在する接着層、基板５３の上面５３ａをＩＤＴ５５および反射器５７（または付加膜）の上から覆う保護層等を有していてもよい。
　基板５３は、圧電基板によって構成されている。例えば、基板５３は、ニオブ酸リチウム（ＬｉＮｂＯ３）単結晶等の圧電性を有する単結晶の基板によって構成されている。より好適には、基板５３は、４２°±１０°Ｙ－ＸカットのＬｉＴａＯ３基板、１２８°±１０°Ｙ－ＸカットのＬｉＮｂＯ３基板もしくは０°±１０°Ｙ－ＸカットのＬｉＮｂＯ３基板によって構成されている。その他、上記とは別の結晶方位を持つＬｉＴａＯ３、ＬｉＮｂＯ３単結晶、２酸化シリコン（ＳｉＯ２）単結晶なども使用できる。基板５３の平面形状および各種寸法は適宜に設定されてよい。基板５３のＳＡＷ素子を形成していない面にはシリコンやサファイアなどの基板を設けてもよい。
　ＩＤＴ５５は、基板５３の上面５３ａに形成された導電パターン（導電層）によって構成されており、第１櫛歯電極５９Ａおよび第２櫛歯電極５９Ｂを有している。なお、以下では、第１櫛歯電極５９Ａおよび第２櫛歯電極５９Ｂを単に櫛歯電極５９といい、これらを区別しないことがある。また、第１櫛歯電極５９Ａに係る構成等については、「第１バスバー６１Ａ」等のように、「第１」および「Ａ」を付すことがあり、第２櫛歯電極５９Ｂに係る構成等については、「第２バスバー６１Ｂ」等のように、「第２」および「Ｂ」を付すことがあり、また、「第１」、「第２」、「Ａ」、および「Ｂ」を省略することがある。
　各櫛歯電極５９は、互いに対向する２本のバスバー６１と、各バスバー６１から他のバスバー６１側へ延びる複数の電極指６３と、複数の電極指６３の間において各バスバー６１から他のバスバー６１側へ延びる複数のダミー電極６５と、を有している。そして、１対の櫛歯電極５９は、複数の電極指６３が互いに噛み合うように（交差するように）配置されている。
　なお、ＳＡＷの伝搬方向は複数の電極指６３の向き等によって規定されるが、本実施形態では、便宜的に、ＳＡＷの伝搬方向を基準として、複数の電極指６３の向き等を説明することがある。
　バスバー６１は、例えば、概ね一定の幅でＳＡＷの伝搬方向（ｘ方向）に直線状に延びる長尺状に形成されている。そして、１対のバスバー６１は、ＳＡＷの伝搬方向に交差（本実施形態では直交）する方向（ｙ方向）において対向している。
　複数の電極指６３は、概ね一定の幅でＳＡＷの伝搬方向に直交する方向（ｙ方向）に直線状に延びる長尺状に形成されており、ＳＡＷの伝搬方向（ｘ方向）に概ね一定の間隔で配列されている。１対の櫛歯電極５９の複数の電極指６３は、そのピッチｐ（例えば電極指６３の中心間距離）が、例えば、共振させたい周波数でのＳＡＷの波長λの半波長と同等となるように設けられている。波長λは、例えば、１μｍ～６μｍである。
　複数のダミー電極６５は、例えば、概ね一定の幅でＳＡＷの伝搬方向に直交する方向（ｙ方向）に直線状に延びる長尺状に形成されており、複数の電極指６３間の中央に配置されている（複数の電極指６３と同等のピッチで配列されている）。そして、一方の櫛歯電極５９のダミー電極６５の先端は、他方の櫛歯電極５９の電極指６３の先端とギャップを介して対向している。
　ＩＤＴ５５は、例えば、金属によって形成されている。この金属としては、例えば、ＡｌまたはＡｌを主成分とする合金（Ａｌ合金）が挙げられる。Ａｌ合金は、例えば、Ａｌ－Ｃｕ合金である。その他、ＩＤＴ５５は、Ｃｕ、Ｐｔ、Ａｕ等の金属とＴａ２Ｏ５等の誘電体との積層体から構成されてもよい。また、ＩＤＴ５５は、複数の金属層から構成されてもよい。ＩＤＴ５５の厚みは適宜に設定されてよい。
　ＩＤＴ５５によって基板５３に電圧が印加されると、基板５３の上面５３ａ付近において上面５３ａに沿ってｘ方向に伝搬するＳＡＷが誘起される。また、ＳＡＷは、電極指６３によって反射される。そして、電極指６３のピッチｐを半波長とする定在波が形成される。定在波は、当該定在波と同一周波数の電気信号に変換され、電極指６３によって取り出される。このようにして、ＳＡＷ素子５１は、共振子もしくはフィルタとして機能する。
　反射器５７は、基板５３の上面５３ａに形成された導電パターン（導電層）によって構成されており、平面視において格子状に形成されている。すなわち、反射器５７は、ＳＡＷの伝搬方向に交差する方向において互いに対向する１対のバスバー（符号省略）およびこれらバスバー間においてＳＡＷの伝搬方向に直交する方向（ｙ方向）に延びる複数の電極指（符号省略）を有している。反射器５７の複数の電極指は、ＩＤＴ５５の複数の電極指６３と概ね同等のピッチで配列されている。
　先に説明した図２では、妨害波共振子１５等に符号を付して示すように、ＩＤＴ５５および反射器５７を模式的に示している。
　受信フィルタ１３の多重モードフィルタ１９は、図２において模式的に示すように、ＳＡＷの伝搬方向において配列された複数（本実施形態では３つ）のＩＤＴ５５と、その両側に配置された反射器５７と、を有している。また、多重モードフィルタ１９は、例えば、入力された不平衡信号を平衡信号に変換して出力する不平衡入力－平衡出力型のものである。
　送信フィルタ１１、受信フィルタ１３および妨害波共振子１５は、例えば、１つの基板５３の上面５３ａに共に設けられている。なお、図２では、そのような場合を想定して、図３と同様に、ｘｙｚ座標系を定義している。
　図４は、各種共振子の周波数特性および分波器１の作用を説明する図である。同図において、横軸は周波数ｆを示し、縦軸はインピーダンスの絶対値｜Ｚ｜およびインピーダンスの位相ａｎｇ（Ｚ）を示している。
　送信フィルタ１１は、下限周波数ｆＴ１から上限周波数ｆＴ２までの送信帯域ＴｘＢを通過帯域としている。受信フィルタ１３は、下限周波数ｆＲ１から上限周波数ｆＲ２までの受信帯域ＲｘＢを通過帯域としている。受信帯域ＲｘＢは、送信帯域ＴｘＢよりも高く、また、送信帯域ＴｘＢと受信帯域ＲｘＢとの間には、両帯域の信号の干渉を低減するためのガードバンドＧＢが設けられている。
　ｆＴ１、ｆＴ２、ｆＲ１およびｆＲ２は、例えば、ＵＭＴＳ等の規格に従って設定されている。なお、ＵＭＴＳにおいては、送信帯域ＴｘＢの帯域幅と受信帯域ＲｘＢの帯域幅とは同一である。すなわち、下記式が満たされている。
　　　ｆＴ２－ｆＴ１＝ｆＲ２－ｆＲ１　　　（１）
　図４において、線Ｌｓは、送信フィルタ１１の直列共振子１７Ｓの周波数－インピーダンスの絶対値特性の一例を示し、線ＰＳは、送信フィルタ１１の直列共振子１７Ｓの周波数－インピーダンスの位相特性の一例を示し、線ＬＰは、送信フィルタ１１の並列共振子１７Ｐの周波数－インピーダンスの絶対値特性の一例を示し、線ＰＰは、並列共振子１７Ｐの周波数－インピーダンスの位相特性の一例を示し、線ＬＪは、妨害波共振子１５の周波数特性－インピーダンスの絶対値の一例を示し、線ＰＪは妨害波共振子１５の周波数－インピーダンスの位相特性の一例を示している。
　公知のように、ラダー型フィルタ（送信フィルタ１１）は、直列共振子１７Ｓの共振周波数ｆＳｒと、並列共振子１７Ｐの反共振周波数ｆＰａとが概略一致し、また、共振周波数と反共振周波数との周波数差ｄｆ（ｆＳａ－ｆＳｒ、ｆＰａ－ｆＰｒ）が送信帯域ＴｘＢの帯域幅と概略等しくなるように構成される。このように構成されることにより、ラダー型フィルタは、共振周波数ｆＳｒを中心とし、帯域幅が概ね周波数差ｄｆとなる周波数範囲を通過帯域とするフィルタとして機能する。ただし、上記した周波数の関係は圧電共振子を用いた分波器の基本的な設計思想であり、実際の分波器では、所定の電気特性を得るために各共振子の共振周波数や周波数差を微調整することがある。
　従って、送信帯域ＴｘＢを通過帯域とする送信フィルタ１１においては、直列共振子１７Ｓの共振周波数ｆＳｒおよび並列共振子１７Ｐの反共振周波数ｆＰａは、送信帯域ＴｘＢの概略中央に位置している。また、周波数差ｄｆは送信帯域ＴｘＢの帯域幅（ｆＴ２－ｆＴ１）と概ね等しいから、直列共振子１７Ｓの反共振周波数ｆＳａは、送信帯域ＴｘＢよりも高く、並列共振子１７Ｐの共振周波数ｆＰｒは、送信帯域ＴｘＢよりも低い。
　ここで、相互変調歪による歪波として、妨害波の周波数をｆＪ、送信波の周波数をｆＴとしたときに、ｆＩＭ＝２ｆＴ－ｆＪを周波数とする３次の非線形性に基づく歪波がある。この歪波の周波数ｆＩＭが受信帯域ＲｘＢ内にあると、受信信号ＲＳのＳＮ比が低下する。従って、そのような条件を満たすｆＪの範囲（妨害波帯域ＪＢ）を受信帯域ＲｘＢ等から逆算して求め、その妨害波帯域ＪＢ内に妨害波共振子１５の共振周波数ｆＪｒを設定すれば、ＳＮ比の低下を招く歪波の発生要因となる妨害波の電流を好適にグランド端子９に逃がすことができ、妨害波が送信フィルタ１１や受信フィルタ１３に入力されるのを防ぐことができる。すなわち、ＳＮ比の低下を招く歪波を好適に低減できる。
　なお、ＵＭＴＳ等の規格においては、送信波の周波数ｆＴと受信波の周波数ｆＲの関係は、
　　　ｆＲ＝ｆＴ＋ＴｘＢの帯域幅＋ＧＢの帯域幅
＝ｆＴ＋（ｆＴ２－ｆＴ１）＋（ｆＲ１－ｆＴ２）　　　　　　（２）
となっているため、ｆＩＭ＝２ｆＴ－ｆＪを周波数とする３次の非線形性に応じた歪波が受信帯域ＲｘＢ内に入るｆＪの範囲は、図４で、ＳＢの帯域幅＝ＧＢの帯域幅、ＪＢの帯域幅＝ＴｘＢの帯域幅＝ＲｘＢの帯域幅を満たす範囲となる。すなわち、ｆＪの範囲は、
　　　２ｆＴ１－ｆＲ１　＜　ｆＪ　＜　２ｆＴ２－ｆＲ２　　　（３）
つまり、妨害波共振子１５の共振周波数ｆＪｒを、
　　　２ｆＴ１－ｆＲ１　＜　ｆＪｒ　＜　２ｆＴ２－ｆＲ２　　　（４）
のように設定すれば、上記したような相互変調歪の抑制効果が得られる。
　図４において、妨害波帯域ＪＢの下限周波数ｆＪ１は、（３）の左辺である（ｆＪ１＝２ｆＴ１－ｆＲ１）。妨害波帯域ＪＢの上限周波数ｆＪ２は、（３）の右辺である（ｆＪ２＝２ｆＴ２－ｆＲ２）。この図に示すように、妨害波帯域ＪＢは、送信帯域ＴｘＢに関して受信帯域ＲｘＢと互いに対称となる帯域である。なお、妨害波帯域ＪＢと、送信帯域ＴｘＢとの間の隙間帯域ＳＢの帯域幅は、ガードバンドＧＢの帯域幅と同一である。
　送信帯域ＴｘＢの帯域幅とガードバンドＧＢの帯域幅との相対的な大きさによっては、並列共振子１７Ｐの共振周波数ｆＰｒは、妨害波帯域ＪＢ内の周波数となり得る。具体的には、上述のように、並列共振子１７Ｐの反共振周波数ｆＰａは、送信帯域ＴｘＢの中央の周波数とされ、並列共振子１７Ｐの共振周波数ｆＰｒと反共振周波数ｆＰａとの周波数差ｄｆＰは、送信帯域ＴｘＢの帯域幅と概ね同じとされるから、ガードバンドＧＢの帯域幅が、送信帯域ＴｘＢの帯域幅の半分よりも小さいと、並列共振子１７Ｐの共振周波数ｆＰｒは、妨害波帯域ＪＢ内の周波数となりうる。
　逆に言えば、ガードバンドＧＢの帯域幅が、送信帯域ＴｘＢの帯域幅の半分よりも大きければ（ｆＲ１－ｆＴ２＞（ｆＴ２－ｆＴ１）／２）、通常の設定方法では、並列共振子１７Ｐの共振周波数ｆＰｒは、妨害波帯域ＪＢ内の周波数とならない。このような規格としては、例えば、ＵＭＴＳのバンド１、２、４－７、９－１２、１５－１９、２１－２３が挙げられる。なお、ガードバンドＧＢの帯域幅が、送信帯域ＴｘＢの帯域幅の半分よりも小さくなる規格としては、例えば、ＵＭＴＳのバンド３、８、２５、２６および２８が挙げられる。
　妨害波共振子１５は、並列共振子１７Ｐとは異なり、送信フィルタ１１（ラダー型フィルタ）を構成するものではない。従って、妨害波共振子１５の反共振周波数ｆＪａは、直列共振子１７Ｓの共振周波数ｆＳｒと一致しなくてもよいし、送信帯域ＴｘＢ内になくてもよい。妨害波共振子１５の共振周波数ｆＪｒと反共振周波数ｆＪａとの周波数差ｄｆＪ（＝ｆＪａ－ｆＪｒ）は、送信帯域ＴｘＢの帯域幅（ｆＴ２－ｆＴ１）と同等とされなくてもよい。これらは、適宜に設定されてよい。
　例えば、妨害波共振子１５の反共振周波数ｆＪａは、直列共振子１７Ｓの共振周波数ｆＳｒ（送信帯域ＴｘＢの中央）に対して送信帯域ＴｘＢの帯域幅（ｆＴ２－ｆＴ１）の１０％以上の幅で低周波側または高周波側にずれている。
　また、例えば、図４に示すように、妨害波共振子１５の反共振周波数ｆＪａは、直列共振子１７Ｓの共振周波数ｆＳｒに対して送信帯域ＴｘＢの帯域幅（ｆＴ２－ｆＴ１）の１／２よりも大きい幅で低周波側にずれている。別の観点では、妨害波共振子１５の反共振周波数ｆＪａは、送信帯域ＴｘＢよりも低くされる（ｆＪａ＜ｆＴ１）。
　この場合、妨害波共振子１５の共振周波数ｆJｒと反共振周波数ｆＪａとの間の帯域は、送信帯域ＴｘＢから外れる。その結果、送信波で妨害波共振子１５のＳＡＷ振動が大きくなることがなくなるため、例えば、妨害波共振子１５において妨害波および送信波が混合されて歪波が発生することを低減できる。
　また、例えば、上記のように妨害波共振子１５の反共振周波数ｆＪａが送信帯域ＴｘＢよりも低くされる場合において、図４に示すように、反共振周波数ｆＪａは、妨害波帯域の上限周波数ｆＪ２よりも高くされる（ｆＪ２＜ｆＪａ）。
　この場合、例えば、妨害波で妨害波共振子１５のＳＡＷ振動が大きくなることがなくなるため、妨害波共振子１５において妨害波および送信波が混合されて歪波が発生することを低減できる。また、例えば、妨害波共振子１５は、妨害波帯域ＪＢにおいてインピーダンスが低いことから、妨害波の電流がグランド端子９に流れやすく、歪波の生成が抑制される。
　なお、妨害波共振子１５の共振周波数ｆＪｒと反共振周波数ｆＪａとの周波数差ｄｆＪを妨害波帯域ＪＢの帯域幅と同程度に設定したとすれば、共振周波数ｆＪｒが妨害波帯域ＪＢの中央の周波数よりも高ければ（（ｆＪ１＋ｆＪ２）／２＜ｆＪｒ）、反共振周波数ｆＪａは、妨害波帯域の上限周波数ｆＪ２よりも確実に高くされる。これにより、妨害波共振子から発生する歪波が最大となる周波数は妨害波帯域を外れる。
　以上のとおり、妨害波共振子１５の反共振周波数ｆＪａおよび周波数差ｄｆＪは、並列共振子１７Ｐの反共振周波数ｆＰａおよび周波数差ｄｆＰとは異なり、適宜に設定されてよい。ただし、妨害波共振子１５は、並列共振子１７Ｐと同様に、反共振周波数ｆＪａが直列共振子１７Ｓの共振周波数ｆＳｒと同等となるように構成されたり、周波数差ｄｆＪが送信帯域ＴｘＢの帯域幅と同等となるように構成されたりしてもよい。図４では、周波数差ｄｆＪが送信帯域ＴｘＢの帯域幅と同等とされている場合を例示している。
　送信フィルタ１１または受信フィルタ１３は、複数の共振子が組み合わされて構成されている。このことから理解されるように、妨害波共振子１５は、分波器１のフィルタ特性に影響を及ぼす。従って、例えば、送信フィルタ１１は、妨害波共振子１５が設けられない場合に比較してＩＤＴの本数を少なくしたり、ＩＤＴの対向する交差部を狭くしたりすることにより、容量が小さく設定されるなど、妨害波共振子１５の影響を踏まえて設計してもよい。
　また、本実施形態のように妨害波共振子１５が、送信フィルタ１３の中でもアンテナ端子３側に配置されていることから、効率よく歪波を低減することができる。妨害波ＪＳはアンテナ端子３から送信フィルタ１１に入力されると、送信フィルタ１１を通過しながら徐々に減衰していく。換言すれば、ラダー型フィルタからなる送信フィルタ１１における妨害波ＪＳの強度は、アンテナ端子３に近い共振子ほど強くなる。そのため、送信フィルタ１１を構成する共振子よりもアンテナ端子３側に妨害波共振子１５を配置することにより、妨害波ＪＳの大部分が妨害波共振子１５に流れることになる。その結果、送信フィルタ１１に妨害波ＪＳが流れにくくすることができる。
（周波数特性等に係る変形例）
　図５（ａ）～図５（ｃ）はそれぞれ、変形例に係る妨害波共振子１５の周波数特性を示す、図４と同様の図である。図４と同様に、線ＬＪは妨害波共振子１５の周波数－インピーダンス特性を示し、線ＬＰは、並列共振子１７Ｐの周波数－インピーダンス特性を示している。なお、各図において、周波数ｆおよびインピーダンスの絶対値｜Ｚ｜の座標軸等は適宜に省略されている。また、図４と同様に、線ＰＪは妨害波共振子１５の周波数－インピーダンスの位相特性を示し、線ＰＰは、並列共振子１７Ｐの周波数－インピーダンスの位相特性を示している。なお、各図において、周波数ｆおよび位相の座標軸等は適宜に省略されている。
　図５（ａ）の変形例に係る妨害波共振子１５は、インピーダンスの位相の最大値が、並列共振子１７Ｐのインピーダンスの位相の最大値（複数の並列共振子１７Ｐ間で該最大値が互いに異なる場合においてはその平均値）よりも小さくなるように構成されている。共振子のインピーダンスの位相の最大値は、共振子の損失やＱ値と相関があり、共振子の損失が大きくなる（Ｑ値が小さくなる）ほど、インピーダンスの位相の最大値は小さくなる。つまり、このことは、妨害波共振子１５のＱ値は、並列共振子１７ＰのＱ値よりも低いことを示している。
　この場合、妨害波共振子１５から発生する歪波が小さくなる。これは、例えば、妨害波共振子１５の共振周波数から反共振周波数の間の周波数に妨害波ＪＳが印加されたとしても、損失のためＳＡＷ振動が大きくならず、従って妨害波共振子１５から発生する歪波が小さくなるからである。その結果、全体の歪波の生成が抑制される。
　図５（ｂ）では、ガードバンドＧＢの帯域幅が比較的狭い場合を例示している。言い換えれば、図５（ｂ）では、隙間帯域ＳＢの帯域幅が比較的狭い場合を例示している。例えば、ガードバンドＧＢの帯域幅は、送信帯域ＴｘＢの帯域幅の半分よりも小さい。
　図５（ｂ）の変形例に係る妨害波共振子１５は、共振周波数ｆＪｒと反共振周波数ｆＪａとの周波数差ｄｆＪが、並列共振子１７Ｐの共振周波数ｆＰｒと反共振周波数ｆＰａとの周波数差ｄｆＰ（複数の並列共振子１７Ｐ間で周波数差ｄｆＰが互いに異なる場合においてはその平均値）よりも小さくなるように構成されている。別の観点では、周波数差ｄｆＪは、送信帯域ＴｘＢの帯域幅よりも小さくされている。例えば、周波数差ｄｆＪは、複数の並列共振子１７Ｐの周波数差ｄｆＰ（平均値）または送信帯域ＴｘＢの帯域幅に対して、周波数差ｄｆＰ（平均値）または帯域幅の１０％以上の差で小さい。
　この場合、例えば、隙間帯域ＳＢの帯域幅が狭くても、妨害波共振子１５の反共振周波数ｆＪａを送信帯域ＴｘＢよりも低くすることができる。その結果、図４を参照して述べたように、妨害波共振子１５において妨害波および送信波が混合されることを低減できる。なお、図５（ｂ）では、反共振周波数ｆＪａが妨害波帯域ＪＢ内にあるが、反共振周波数ｆＪａは隙間帯域ＳＢ内とされてもよい。
　図５（ｃ）では、図５（ｂ）と同様に、ガードバンドＧＢの帯域幅が比較的狭い場合を例示している。言い換えれば、図５（ｃ）は、隙間帯域ＳＢの帯域幅が比較的狭い場合を例示している。例えば、ガードバンドＧＢの帯域幅は、送信帯域ＴｘＢの帯域幅の半分よりも小さい。
　図５（ｃ）の変形例に係る妨害波共振子１５は、図５（ｂ）の変形例とは逆に、共振周波数ｆＪｒと反共振周波数ｆＪａとの周波数差ｄｆＪが、並列共振子１７Ｐの共振周波数ｆＰｒと反共振周波数ｆＰａとの周波数差ｄｆＰ（複数の並列共振子１７Ｐ間で周波数差ｄｆＰが互いに異なる場合においてはその平均値）よりも大きくなるように構成されている。別の観点では、周波数差ｄｆＪは、送信帯域ＴｘＢの帯域幅よりも大きくされている。例えば、周波数差ｄｆＪは、複数の並列共振子１７Ｐの周波数差ｄｆＰ（平均値）または送信帯域ＴｘＢの帯域幅に対して、周波数差ｄｆＰ（平均値）または帯域幅の１０％以上の差で大きい。
　この場合、例えば、共振周波数ｆＪｒから反共振周波数ｆＪａまでのインピーダンスの上昇の傾きが緩やかになるから、隙間帯域ＳＢの帯域幅が狭くても、妨害波帯域ＪＢにおける妨害波共振子１５のインピーダンスを下げることができる。その結果、妨害波の電流が妨害波共振子１５を介してグランド端子９に流れやすくなる。その結果、歪波の生成が低減される。
　なお、図５（ｂ）の変形例と図５（ｃ）の変形例とのいずれがＳＮ比の向上に好ましいかは、各種帯域の帯域幅や各種共振器のインピーダンス特性等によって異なる。実施にあたっては、実験等に基づいて適宜にいずれかが選択されてよい。
　図５（ｃ）の線ＬＪで示す例では、妨害波共振子１５の共振周波数ｆＪｒを妨害波帯域ＪＢの中央付近に位置させ、反共振周波数ｆＪａを妨害波帯域ＪＢから遠ざけることにより、周波数差ｄｆＪを大きくしている。なお、既に述べたように、このような反共振周波数ｆＪａの設定は、並列共振子１７Ｐではなされない。
　また、図５（ｃ）では、線ＬＪ２も変形例に係る妨害波共振子１５の周波数特性を示している。この例では、共振周波数ｆＪｒを妨害波帯域ＪＢの範囲内で、ある程度もしくは可能な限り低くすることによって、周波数差ｄｆＪを大きくしている。この場合においては、妨害波帯域ＪＢ周辺の広い範囲に亘って妨害波共振子１５のインピーダンスを低くして、歪波を低減できる。
　図４および図５（ａ）～図５（ｃ）を参照して説明した妨害波共振子１５の周波数特性の設定は、公知の方法を含む適宜な方法により実現されてよい。例えば、共振周波数ｆＪｒは、既に述べたようにピッチｐ（図３）によって設定される。反共振周波数ｆＪａは、例えば、動キャパシタンスと制動容量との比（容量比）によって設定される。容量比は、例えば、ＩＤＴ５５の交差幅ＣＷ（図３）、電極指６３の本数、ＩＤＴ５５の電極と電極間ギャップとの比（Ｄｕｔｙ比）、ＩＤＴ電極５５の膜厚、保護膜の膜厚などによって設定される。また、容量比は、共振子に直列／並列に容量ＣやインダクタンスＬを追加することによっても調整することができる。具体的には、共振子に並列／直列に容量Ｃを追加すると、共振子の周波数差ｄｆを小さくすることができ、並列／直列にインダクタンスＬを追加すると、共振子の周波数差ｄｆを大きくすることができる。インピーダンスの位相の最大値を小さくする手法としては、例えば、電極指先端とダミー電極間（もしくは、電極指先端とバスバー電極間）のギャップの距離を大きくする、反射器の本数を減らすなどして、ＳＡＷ振動が共振子の外へ漏洩するようにすることによって実現できる。
　図６は、電極指先端のギャップの距離を変化させた場合の妨害波共振子１５のインピーダンスの位相の最大値の特性を示す。なお、図６の縦軸は、インピーダンスの位相の最大値を示し、横軸はギャップの距離を示している。電極指先端のギャップの距離を大きくすることによってインピーダンスの位相がとる最大値を小さくできる。そのため、妨害波共振子のギャップの距離は、その他の共振子のギャップの距離（複数のギャップが同一ではない場合はその平均値）よりも広いことが望ましい。
　ただし、図７に示す通り、電極指先端のギャップの距離を広げすぎるとフィルタ特性が悪くなるため、好適には、電極指先端のギャップの距離は２．２λ以下が望ましい。また、電極指先端に対抗するダミー電極６５がない場合でも同様に、ＳＡＷ振動が共振子の外へ漏洩することによって、その効果は得ることができる。
　なお、実施品において、妨害波共振子１５の周波数特性が送信帯域ＴｘＢおよび受信帯域ＲｘＢに対して本実施形態のように設定されているか否かを判定する際において、送信帯域ＴｘＢおよび受信帯域ＲｘＢは、適宜に特定されてよい。一般には、分波器は、規格を満たすように構成されるから、パンフレットないしは仕様書等に基づいて判定対象の分波器が対象としている規格を特定し、当該規格から特定されてよい。すなわち、送信帯域ＴｘＢおよび受信帯域ＲｘＢは、判定対象の分波器のフィルタ特性の実測によって特定される必要はなく、また、判定対象の分波器の品質の良否によって変動しない。
　図８（ａ）は、変形例に係る妨害波共振子１５の周波数特性を示す、図４等と同様の図である。
　図８（ａ）の変形例に係る妨害波共振子１５は、妨害波帯域ＪＢ内に複数（図８（ａ）の例では２つ）の共振周波数ｆＪｒを有している。この場合、妨害波帯域ＪＢ内の広い範囲に亘って妨害波共振子１５のインピーダンスを低くし、妨害波の電流をグランド端子９に逃がすことができる。その結果、歪波の発生が低減される。
　図８（ｂ）は、図８（ａ）の周波数特性を実現する方法の一例を説明する図である。この図において、横軸は、図３のｘ方向（電極指６３の配列方向）の位置を示し、縦軸は、電極指６３のピッチｐを示している。この図に示すように、ＩＤＴ５５に互いに大きさの異なるピッチｐを複数設けることによって、複数の共振周波数ｆＪｒを実現することができる。
＜第２の実施形態＞
　図９（ａ）は、第２の実施形態に係る分波器２０１を示す図２と同様の模式図である。ただし、図９（ａ）においては、受信フィルタ１３および受信端子７の図示は省略されている。
　分波器２０１は、互いに並列に接続された妨害波共振子１５を複数（図９（ａ）の例では２つ）有している点が第１の実施形態の分波器１と相違する。
　図９（ｂ）は、妨害波共振子１５の周波数特性を示す図４と同様の図である。図９（ｂ）では、図５（ｂ）と同様に、隙間帯域ＳＢの帯域幅が狭い場合を例示している。
　各妨害波共振子１５の周波数特性（線ＬＪ）は、例えば、図５（ｂ）の変形例に係る妨害波共振子１５の周波数特性と同様である。すなわち、各妨害波共振子１５において、共振周波数ｆＪｒと反共振周波数ｆＪａとの周波数差ｄｆＪは比較的狭い。
　複数の妨害波共振子１５は、互いに共振周波数ｆＪｒが異なっている。なお、複数の妨害波共振子１５において、周波数差ｄｆＪは互いに同一であってもよいし、異なっていてもよい。
　上記のような構成によって、第２の実施形態では、まず、図５（ｂ）の変形例と同様の効果が得られる。すなわち、隙間帯域ＳＢの帯域幅が狭くても、反共振周波数ｆＪａを送信帯域ＴｘＢよりも低くすることができる。その結果、妨害波共振子１５において、送信波で妨害波共振子１５のＳＡＷ振動が大きくなることがなくなるため、妨害波共振子１５において妨害波および送信波が混合されることを低減できる。
　さらに、第２の実施形態では、図９（ｃ）において線ＬＪｍｉｘによって複数の妨害波共振子１５全体としてのインピーダンスを示すように、妨害波帯域ＪＢにおいて複数の妨害波共振子１５全体としてのインピーダンスを小さくすることができる。その結果、妨害波の電流をグランド端子９に好適に逃がすことができる。
＜第３の実施形態＞
　図１０は、第３の実施形態に係る分波器３０１を示す図２と同様の模式図である。
　分波器３０１は、妨害波共振子１５の向きが第１の実施形態の分波器１と相違する。具体的には、以下のとおりである。
　分波器１および分波器３０１の直列共振子１７Ｓ、並列共振子１７Ｐおよび妨害波共振子１５において、送信信号ＴＳが入力される（入力され得る）側を第１櫛歯電極５９Ａとし、これと噛み合わされる櫛歯電極を第２櫛歯電極５９Ｂとする。
　すなわち、直列共振子１７Ｓにおいては、送信端子５に接続される櫛歯電極が第１櫛歯電極５９Ａであり、並列共振子１７Ｐにおいては、直列共振子１７Ｓのラインに接続される櫛歯電極が第１櫛歯電極５９Ａであり、妨害波共振子１５においては、図１０において示すように、アンテナ端子３に接続される櫛歯電極が第１櫛歯電極５９Ａである。
　そして、第１の実施形態の分波器１においては、第１櫛歯電極５９Ａから第２櫛歯電極５９Ｂへの方向は、直列共振子１７Ｓ、並列共振子１７Ｐおよび妨害波共振子１５間で互いに同一である。一方、本実施形態の分波器３０１においては、第１櫛歯電極５９Ａから第２櫛歯電極５９Ｂへの方向は、直列共振子１７Ｓや並列共振子１７Ｐと妨害波共振子１５とでは互いに逆である。
　ここで、２次非線形性に基づく歪波の発生要因として、電極指６３の先端とダミー電極６５の先端（ダミー電極６５が設けられない場合にはバスバー６１）とのギャップの存在が挙げられる。具体的には、以下のとおりである。
　圧電基板５３の誘電率が２次の非線形性を有することによって生じる歪電流は、電場の向きによらず、結晶方位に依存する。従って、電極指６３間のギャップに関しては、電極指６３に対してｘ方向（図３）の一方側に位置するギャップにおいて生じた歪電流と、当該電極指６３に対してｘ方向の他方側のギャップにおいて生じた歪電流とは、互いに電流の向きが逆であり、当該電極指６３において互いに低減し合う。一方、複数の電極指６３の先端と複数のダミー電極６５の先端との複数のギャップは、一方の櫛歯電極５９から他方の櫛歯電極５９への結晶方位が互いに同一であり、当該ギャップにおいて生じた歪電流は低減されない。その結果、２次の非線形性に応じた歪波が生じる。
　本実施形態では、直列共振子１７Ｓまたは並列共振子１７Ｐと妨害波共振子１５とで第１櫛歯電極５９Ａから第２櫛歯電極５９Ｂへ向かう方向が逆であることから、直列共振子１７Ｓまたは並列共振子１７Ｐの第１櫛歯電極５９Ａに流れる２次の非線形性に基づく歪電流と、妨害波共振子１５の第１櫛歯電極５９Ａに流れる２次の非線形性に基づく歪電流とは向き（正負）が逆である。そして、これら第１櫛歯電極５９Ａ同士が接続されていることから、歪電流は、少なくとも一部において低減される。
　このように、本実施形態では、妨害波共振子１５は、３次の非線形性に応じた歪波の抑制だけでなく、２次の非線形性に応じた歪波の低減にも寄与する。図１０では、全ての直列共振子１７Ｓおよび並列共振子１７Ｐにおいて第１櫛歯電極５９Ａから第２櫛歯電極５９Ｂへの方向は同一である例を示したが、実際の分波器では共振子間の配線の関係上、必ずしも全て同一であるわけではない。その場合でも、２次の非線形性に応じた歪波の発生源となる共振子は送信波と妨害波が強く印加されるアンテナ端子近傍の共振子であるため、本実施形態では、少なくとも、アンテナ端子に最も近い直列共振子１７Ｓまたはアンテナ端子に最も近い並列共振子１７Ｐと妨害波共振子１５とで第１櫛歯電極５９Ａから第２櫛歯電極５９Ｂへ向かう方向が逆であることで、２次の非線形性に応じた歪波を効果的に低減することができる。
　上述では、直列共振子１７Ｓまたは並列共振子１７Ｐと妨害波共振子１５との共振子において第１櫛歯電極５９Ａから第２櫛歯電極５９Ｂへ向かう方向が互いに逆である場合を例示したが、これに限定されない。すなわち、第１櫛歯電極５９Ａから第２櫛歯電極５９Ｂへ向かう方向が異なっていればよい。これにより、直列共振子１７Ｓまたは並列共振子１７Ｐと妨害波共振子１５とにおいて、それぞれの共振子が、２次の非線形性に応じて流れる歪電流が正負反対の成分を有することになるため、歪電流を低減することができる。
　また、本実施形態において、直列共振子１７Ｓまたは並列共振子１７Ｐの第１櫛歯電極５９Ａは入力側櫛歯電極の一例であり、直列共振子１７Ｓまたは並列共振子１７Ｐの第２櫛歯電極５９Ｂは出力側櫛歯電極の一例であり、妨害波共振子１５の第１櫛歯電極５９Ａはアンテナ側櫛歯電極の一例であり、妨害波共振子１５の第２櫛歯電極５９Ｂはグランド側櫛歯電極の一例である。
　また、送信フィルタ１１を構成する共振子で発生する２次の非線形性に基づく歪波と、妨害波共振子１５で発生する２次の非線形性に基づく歪波とが低減されるという原理は、受信フィルタ１３側でも同様に成り立つ。
　受信フィルタ１３で発生する２次の非線形性に基づく歪波は、主として複数のＩＤＴ電極からなる多重モード型フィルタの、電気的に最もアンテナ端子３に近い位置にあるＩＤＴ電極で発生する。このため、そのＩＤＴ電極のアンテナ端子３に接続された櫛歯電極（第２アンテナ側櫛歯電極）からグランドに接続された櫛歯電極（第２グランド側櫛歯電極）に向かう方向と、妨害波共振子１５の第１櫛歯電極５９Ａから第２櫛歯電極５９Ｂへ向かう方向とを異ならせることにより、２次の非線形性に応じた歪波を効果的に低減することができる。
＜第４の実施形態＞
　図１１は、第４の実施形態に係る分波器４０１を示す図２と同様の模式図である。
　分波器４０１は、妨害波共振子１５の容量（別の観点ではサイズ）が第１の実施形態の分波器１と相違する。具体的には、以下のとおりである。
　妨害波共振子１５の容量は、並列共振子１７Ｐの容量（複数の並列共振子１７Ｐ間で容量が互いに異なる場合はその平均値）よりも小さくされている。その差は、例えば、並列共振子１７Ｐの容量（平均値）の１０％以上である。
　妨害波共振子１５の容量は、適宜な方法によって小さくされてよい。例えば、妨害波共振子１５は、並列共振子１７Ｐよりも電極指６３の本数が少ない。言い換えれば、妨害波共振子１５は、容量およびｘ方向のサイズが小さい。また、例えば、妨害波共振子１５は、交差幅ＣＷ（図３）が並列共振子１７Ｐよりも小さい。言い換えれば、妨害波共振子１５は、容量およびｙ方向のサイズが小さい。
　妨害波共振子１５は、送信フィルタ１１を構成するものではないことから、本実施形態のように並列共振子１７Ｐよりも容量を小さくすることができる。その結果、例えば、送信フィルタ１１の設計変更を少なくしたり、分波器４０１のサイズを小さくしたりすることができる。
＜第５の実施形態＞
　図１２（ａ）は、第５の実施形態に係る分波器５０１を示す図２と同様の模式図である。ただし、図１２（ａ）においては、受信フィルタ１３および受信端子７の図示は省略されている。
　分波器５０１は、妨害波共振子５１５が多重モード型フィルタを構成している点が第１の実施形態の分波器１と相違する。具体的には、以下のとおりである。
　妨害波共振子５１５は、ＳＡＷの伝搬方向に配列された複数（図１２（ａ）の例では２つ）のＩＤＴ５５と、その両側に配置された反射器５７とを有している。妨害波共振子５１５のいずれかのＩＤＴ５５においては、一方の櫛歯電極５９は、アンテナ端子３に接続され、他方の櫛歯電極５９は、グランド端子９に接続されている。そのＩＤＴ５５に隣接する他のＩＤＴ５５においては、双方の櫛歯電極５９がグランド端子９に接続されている。ただし、そのうち一方の櫛歯電極５９とグランド端子９との間には、抵抗体またはインダクタによって構成されたインピーダンス素子７１が介在している。
　図１２（ｂ）は、妨害波共振子５１５の周波数特性を示す図である。横軸は、図４等と同様に周波数であり、縦軸は、図４等と異なり減衰量を示している。妨害波共振子５１５は、多重モード型フィルタを構成していることから、所定の範囲に亘って通過帯域を有している。当該通過帯域は、妨害波帯域ＪＢと同等となるように設定されている。
　従って、妨害波共振子５１５は、妨害波を妨害波帯域ＪＢ内の全域に亘って好適にグランド端子９に逃がすことができる。なお、通常は通過させた信号を出力する櫛歯電極５９とグランド端子９との間にインピーダンス素子７１を介在させていることから、他のグランド端子９に接続される櫛歯電極５９を介して妨害波を好適にグランド端子９に流すことができる。
　なお、多重モード型フィルタ全体を妨害波共振子５１５と捉えて説明したが、各ＩＤＴ５５（および反射器５７）を、多重モード型フィルタを構成する妨害波共振子として捉えてもよい。多重モード型フィルタは、縦結合型に限定されず、横結合型であってもよい。
＜第６の実施形態＞
　図１３は、第６の実施形態に係る分波器の妨害波共振子６１５の構成を示す図３と同様の平面図である。
　妨害波共振子６１５は、容量素子６７１を有している点が第１の実施形態の妨害波共振子１５と相違する。具体的には、以下のとおりである。
　妨害波共振子６１５は、第１の実施形態と同様に、１対の櫛歯電極５９を有している。本実施形態において、第１櫛歯電極５９Ａはアンテナ端子３に接続されており、第２櫛歯電極５９Ｂはグランド端子９に接続されているものとする。
　容量素子６７１は、第１櫛歯電極５９Ａ（アンテナ端子３）に接続された第１容量電極６７３Ａと、第２櫛歯電極５９Ｂ（グランド端子９）に接続され、第１容量電極６７３Ａに対向する第２容量電極６７３Ｂとを有している。第１櫛歯電極５９Ａから第２櫛歯電極５９Ｂへの並び方向と、第１容量電極６７３Ａから第２容量電極６７３Ｂへの並び方向とは、互いに異なる方向とされている。なお、異なる方向は、逆方向であれば歪波の低減効果が大きくなる。
　従って、第３の実施形態（図１０）において直列共振子１７Ｓや並列共振子１７Ｐと妨害波共振子１５との間で歪電流を低減したのと同様に、ＩＤＴ５５において発生した歪電流と容量素子６７１において発生した歪電流とを少なくとも一部において互いに低減させ、２次非線形性に基づく歪波の発生を低減することができる。
　なお、容量素子６７１の幅および対向距離をＷおよびＤとし、電極指６３の先端のギャップの幅、距離および数をｗ、ｄおよびｎとしたときに、下記式が満たされることが望ましい。
　　　　ｗ／ｄ２×ｎ　＝　Ｗ／Ｄ２
　複数種類の容量素子６７１が設けられたり、電極指６３の先端のギャップの距離等が変動したりする場合も考慮して、より一般化して言えば、各電極指６３の先端のギャップの幅を距離の２乗で割った値の複数の電極指６３についての総和（ａ１）と、各容量素子６７１の幅を距離の２乗で割った値の複数（または１つ）の容量素子６７１についての総和（ａ２）とが等しいことが好ましい。また、等しくなくても、
　　　　０　＜　ａ２　＜　２×ａ１、または
　　　　０．４５×ａ１　＜　ａ２　＜　１．４５×ａ１
が満たされれば、顕著な効果が奏されることが発明者によって確認されている。
　図１４に、ａ２／ａ１を変化させた場合に、共振子で発生する２次高調波がどのように変わるかのシミュレーション結果を示す。図１４で、ａ２／ａ１＝０の点が、容量素子６７１を設けない場合の結果である。ａ２／ａ１＝１、つまりａ２＝ａ１のときに２次高調波の強度は最小となるが、それ以外でも０＜ａ２／ａ１＜２の範囲でも、容量素子６７１を設けない場合よりも歪波が低減されていることが分かる。
　また、Ｌｘは、歪波を低減する方策として、共振子を直列に２分割した場合の歪波のレベルを示している。これに対しても、０．４５＜ａ２／ａ１＜１．４５の範囲でＬｘよりも歪波の強度は小さくなる。なお、共振子を直列に２分割するとは、共振子を、容量値を２倍にした共振子２個を直列に接続したものと置き換えることを意味する。このようにすることで、共振子全体の容量値、ひいてはインピーダンス特性が劣化することを低減しつつ、個々の共振子にかかる電力を２分割でき、発生する歪波を低減することができる。
　容量素子は、バスバー６１または適宜な配線を第１容量電極または第２容量電極として利用して構成されたり、反射器５７をｙ方向において分割することによって構成されたりしてもよい。
＜第７の実施形態＞
　図１５は、第７の実施形態に係る分波器の妨害波共振子７１５の構成を示す図３と同様の平面図である。
　妨害波共振子７１５は、ＩＤＴ７５５の電極形状が第１の実施形態の妨害波共振子１５と相違する。具体的には、以下のとおりである。
　ＩＤＴ７５５の各櫛歯電極７５９は、他の実施形態と同様に、バスバー６１と、バスバー６１から延びる電極指７６３およびダミー電極７６５と、を有している。
　ただし、電極指７６３は、フック状に形成されている。一方の櫛歯電極７５９の電極指７６３と他方の櫛歯電極７５９の電極指７６３とは、互いに引っ掛け合うような位置関係とされている。すなわち、第１電極指７６３Ａは、第１バスバー６１Ａから第２バスバー６１Ｂ側へ延び、さらに、第１バスバー６１Ａ側へ折り返すように延び、第２電極指７６３Ｂは、第２バスバー６１Ｂから第１バスバー６１Ａ側へ延び、さらに、第１電極指７６３Ａの先端回りに第２バスバー６１Ｂ側へ折り返すように延びている。
　また、各櫛歯電極７５９のダミー電極７６５は、自己が属する櫛歯電極７５９の電極指７６３の先端と、他方の櫛歯電極７５９の折り返し部分を挟んで対向するように配置されている。なお、その互いに対向するダミー電極７６５の先端および電極指７６３の先端は、他方の櫛歯電極７５９の折り返し部分に関して互いに対称の位置にあることが好ましい。
　上記の構成では、一方の櫛歯電極７５９の電極指７６３の折り返し部分は、ｙ方向において、他方の櫛歯電極７５９の電極指７６３の先端と、他方の櫛歯電極７５９のダミー電極７６５とに挟まれることになる。そのため、折り返し部分のｙ方向の両側において発生した２次の歪電流は、当該折り返し部分において少なくとも一部において互いに低減される。その結果、２次の非線形性に応じた歪波の発生が低減される。
　なお、ダミー電極７６５が設けられなくても、一方の櫛歯電極７５９の折り返し部分は、他方の櫛歯電極７５９の電極指７６３の先端と、他方の櫛歯電極７５９のバスバー６１とに挟まれるから、歪電流の低減の効果が奏される。
＜第８の実施形態＞
　図１６は、第８の実施形態に係る分波器の妨害波共振子１５の構成を示す図３と同様の平面図である。
　本実施形態の分波器は、第２の実施形態（図９）と同様に、並列に接続された２つの妨害波共振子１５を有している。本実施形態において、第１櫛歯電極５９Ａはアンテナ端子３に接続されており、第２櫛歯電極５９Ｂはグランド端子９に接続されているものとする。そして、２つの妨害波共振子１５は、第１櫛歯電極５９Ａから第２櫛歯電極５９Ｂへの並び方向が互いに逆向きとされている。なお、第１櫛歯電極５９Ａから第２櫛歯電極５９Ｂへの並び方向が互いに異なる方向であれば、並び方向が逆向きとなっている場合と同様の効果を奏する。
　従って、第６の実施形態（図１３）において、妨害波共振子１５と容量素子６７１との間で２次の歪電流が低減されたのと同様に、各妨害波共振子１５において生じた２次の歪電流は、２つの妨害波共振子１５間において少なくとも一部において低減される。なお、２つの妨害波共振子１５は、概ね同一の構成とすることで、設計を容易にすることができる。
　本実施形態では、２つの妨害波共振子１５は、並列に接続されている。ただし、直列に接続された２つの妨害波共振子１５間において、第１櫛歯電極５９Ａから第２櫛歯電極５９Ｂへ向かう方向が互いに異なる方向となっていてもよい。なお、向かう方向を逆向きとする場合は、歪電流の低減効果が大きくなる。
　この場合、アンテナ端子３側の妨害波共振子１５の第２櫛歯電極５９Ｂ（グランド端子側櫛歯電極）は、グランド端子９側の妨害波共振子１５を介してグランド端子９に接続され、グランド端子９側の第１櫛歯電極５９Ａ（アンテナ端子側櫛歯電極）は、アンテナ端子３側の妨害波共振子１５を介してアンテナ端子３に接続される。
　本実施形態において、妨害波共振子１５の第１櫛歯電極５９Ａはアンテナ側櫛歯電極の一例であり、妨害波共振子１５の第２櫛歯電極５９Ｂはグランド側櫛歯電極の一例である。
　図１７は、妨害波共振子１５の配置の具体例を示している。この例では、妨害波共振子１５は、送信フィルタ１１よりも外側に配置されている。このように他の送信フィルタ１１を構成する共振子と同一の基板５３上に作り込むことによって、送信フィルタ１１を構成する共振子と妨害波共振子１５を同じ製法で製造することができ、生産性を向上することができる。また、グランド端子９と、アンテナ端子３の間に妨害波共振子１５を設けることにより、妨害波が流れる距離を短くすることができる。
　本発明は、以上の実施形態に限定されず、種々の態様で実施されてよい。上述した変形例および実施形態は、適宜に組み合わされてよい。
　分波器は、送信フィルタや受信フィルタが弾性共振子を含んでいれば、送信波と妨害波とが混合された３次または２次の非線形性に応じた歪波を生じ得る。従って、本発明は、弾性共振子を含む送信フィルタまたは受信フィルタを有する分波器に適用可能である。別の観点では、送信フィルタおよび受信フィルタおよび妨害波共振子のいずれかが、弾性波素子を含んで構成されていなくてもよい。
　分波器に含まれる弾性波素子は、（狭義の）ＳＡＷ素子に限定されない。例えば、ＩＤＴを覆う保護層の厚さが比較的大きい（例えば０．５λ～２λ）、いわゆる弾性境界波素子（ただし、広義のＳＡＷ素子に含まれる。）であってもよい。また、例えば、弾性波素子は、バルク波（ＢＡＷ：Bulk Acoustic Wave）を利用するＢＡＷ素子であってもよい。
　上述の実施形態では、妨害波共振子１５が送信フィルタ１１よりもアンテナ端子３側に配置されている場合について説明したが、妨害波共振子１５が送信フィルタ１１内に配置されていてもよい。送信フィルタ１１がラダー型フィルタからなる場合、図１８に示すように、例えば並列共振子と並列となるように接続される。このように送信フィルタ１１内に妨害波共振子１５が配置されていた場合でも歪波の影響を低減することができる。なお、受信フィルタ１３内に妨害波共振子１５を配置してもよい。
　送信フィルタは、ラダー型フィルタに限定されず、受信フィルタは多重モード型フィルタに限定されない。例えば、送信フィルタが多重モード型フィルタによって構成されてもよい。
　送信フィルタがラダー型フィルタである場合において、送信フィルタの有する複数の共振子のうち最もアンテナ端子に近い共振子は、並列共振子であってもよい。
　送信フィルタおよび受信フィルタは、互いに異なる圧電基板に設けられてもよい。この場合、妨害波共振子は、送信フィルタが設けられた圧電基板に設けられてもよいし、受信フィルタが設けられた圧電基板に設けられてもよい。一般に、送信フィルタは、受信フィルタよりも大きくなるから、受信フィルタが設けられた圧電基板に妨害波共振子を設けると、分波器全体としての小型化が期待される。
　また上述の説明では、歪波の影響を低減するために妨害波共振子１５を設けた場合を説明したが、妨害波共振子１５の代わりにバンドパスフィルタを配置してもよい。
１…分波器、３…アンテナ端子、１１…送信フィルタ、１３…受信フィルタ、１５…妨害波共振子。

Claims (23)

  1. 　信号波および妨害波を受信するアンテナ端子と、
    　前記アンテナ端子に接続された送信フィルタと、
    　前記アンテナ端子に接続され、前記信号波の一部を受信する、前記送信フィルタの通過帯域よりも高い周波数範囲を通過帯域とする受信フィルタと、
    　前記アンテナ端子に接続されるとともにグランドに接続された、前記送信フィルタおよび前記受信フィルタよりも前記アンテナ端子側に位置する妨害波共振子と、を有し、
    　前記妨害波共振子の共振周波数は、前記送信フィルタの通過帯域よりも小さい周波数範囲であって、前記妨害波の周波数範囲を含む妨害波帯域内にある
    　分波器。
  2. 　前記妨害波共振子の反共振周波数が前記送信フィルタの通過帯域の中央の周波数に対して当該通過帯域の帯域幅の１０％以上の幅でずれている
    　請求項１に記載の分波器。
  3. 　前記妨害波共振子の反共振周波数が前記送信フィルタの通過帯域よりも低い
    　請求項２に記載の分波器。
  4. 　前記妨害波共振子の反共振周波数が前記妨害波帯域よりも高い
    　請求項３に記載の分波器。
  5. 　前記妨害波共振子の反共振周波数が前記送信フィルタの通過帯域よりも高い
    　請求項２に記載の分波器。
  6. 　前記妨害波共振子の共振周波数から反共振周波数までの周波数差が、前記送信フィルタの通過帯域の帯域幅に対して、当該帯域幅の１０％以上の差で小さい
    　請求項１～４のいずれか１項に記載の分波器。
  7. 　前記妨害波共振子の共振周波数から反共振周波数までの周波数差が、前記送信フィルタの通過帯域の帯域幅に対して、当該帯域幅の１０％以上の差で大きい
    　請求項１～５のいずれか１項に記載の分波器。
  8. 　前記送信フィルタの通過帯域と、前記受信フィルタの通過帯域との間に位置するガードバンドの帯域幅が、前記送信フィルタの通過帯域の帯域幅の半分よりも大きい
    　請求項１～７のいずれか１項に記載の分波器。
  9. 　前記妨害波共振子を複数有しており、
    　前記複数の妨害波共振子は、共振周波数が互いに異なり、互いに並列に接続されている
    　請求項１～８のいずれか１項に記載の分波器。
  10. 　前記妨害波共振子は、複数の共振周波数を有する
    　請求項１～９のいずれか１項に記載の分波器。
  11. 　前記妨害波共振子は、
    　　圧電基板上に設けられ、前記アンテナ端子に接続されるアンテナ側櫛歯電極と、
    　　前記圧電基板上に設けられ、前記グランドに接続され、前記アンテナ側櫛歯電極に噛み合わされたグランド側櫛歯電極とを有する
    　請求項１～１０のいずれか１項に記載の分波器。
  12. 　前記送信フィルタは、直列共振子および並列共振子を有するラダー型フィルタである
    　請求項１～１１のいずれか１項に記載の分波器。
  13. 　前記妨害波共振子のインピーダンスの位相の最大値は、前記並列共振子のインピーダンスの位相の最大値の平均値よりも小さい
    　請求項１２に記載の分波器。
  14. 　前記妨害波共振子の電極指先端のギャップの距離は、前記並列共振子における電極指先端のギャップの距離の平均値よりも大きい
    　請求項１２または１３に記載の分波器。
  15. 　前記妨害波共振子の容量は、前記並列共振子の容量の平均値よりも小さい
    　請求項１２～１４のいずれか１項に記載の分波器。
  16. 　前記直列共振子は、
    　　前記圧電基板上に設けられ、送信信号が入力される入力側櫛歯電極と、
    　　前記圧電基板上に設けられ、前記アンテナ端子に接続され、前記入力側櫛歯電極と噛み合わされる出力側櫛歯電極と、を有し、
    　前記送信フィルタに設けられた前記アンテナ端子に最も近い前記直列共振子の前記入力側櫛歯電極から前記出力側櫛歯電極へ向かう方向と、前記アンテナ側櫛歯電極からグランド側櫛歯電極へ向かう方向とが互いに異なる方向である
    　請求項１１を引用する請求項１２～１５のいずれか１項に記載の分波器。
  17. 　前記並列共振子は、
    　　前記圧電基板上に設けられ、送信信号が入力される第２入力側櫛歯電極と、
    　　前記圧電基板上に設けられ、前記グランドに接続され、前記第２入力側櫛歯電極と噛み合わされる第２出力側櫛歯電極と、を有し、
    　前記送信フィルタに設けられた前記アンテナ端子に最も近い前記並列共振子の前記第２入力側櫛歯電極から前記第２出力側櫛歯電極へ向かう方向と、前記アンテナ側櫛歯電極から前記グランド側櫛歯電極へ向かう方向とが互いに異なる方向である
    　請求項１１を引用する請求項１２～１６のいずれか１項に記載の分波器。
  18. 　前記受信フィルタは、複数の弾性波共振子からなる多重モード型フィルタを含み、
    　前記多重モード型フィルタは圧電基板上に設けられ、前記複数の弾性波共振子のうち、前記アンテナ端子に対して電気的に最も近い位置にある前記弾性波共振子が、前記アンテナ端子側の第２アンテナ側櫛歯電極と、前記グランドに接続され、前記アンテナ側櫛歯電極に噛み合わされる第２グランド側櫛歯電極と、を有し、
    　前記第２アンテナ側櫛歯電極から前記第２グランド側櫛歯電極へ向かう方向と、前記アンテナ側櫛歯電極から前記グランド側櫛歯電極へ向かう方向とが互いに異なる方向である
    　請求項１１を引用する請求項１２～１７のいずれか１項に記載の分波器。
  19. 　前記妨害波共振子は、
    　　前記圧電基板上に設けられ、前記アンテナ側櫛歯電極に接続された第１容量電極と、
    　　前記圧電基板上に設けられ、前記グランド側櫛歯電極に接続され、前記第１容量電極と対向する第２容量電極と、を有し、
    　前記アンテナ側櫛歯電極から前記グランド側櫛歯電極へ向かう方向と、前記第１容量電極から前記第２容量電極へ向かう方向とが互いに異なる方向である
    　請求項１１を引用する請求項１２～１８のいずれか１項に記載の分波器。
  20. 　前記妨害波共振子は、
    　　前記圧電基板上に設けられた第１バスバーと、
    　　前記圧電基板上に設けられ、前記第１バスバーに対向する第２バスバーと、
    　　前記圧電基板上に設けられ、前記第１バスバーから前記第２バスバー側へ延び、さらに、前記第１バスバー側へ折り返す複数の第１電極指と、
    　　前記圧電基板上に設けられ、前記第２バスバーから前記第１バスバー側へ延び、さらに、前記複数の第１電極指の先端回りに折り返す複数の第２電極指と、を有する
    　請求項１１を引用する請求項１２～１９のいずれか１項に記載の分波器。
  21. 　前記妨害波共振子は、多重モード型共振子フィルタを構成している
    　請求項１～２０のいずれか１項に記載の分波器。
  22. 　２つの前記妨害波共振子を有し、
    　前記２つの妨害波共振子それぞれは、
    　　圧電基板上に設けられ、アンテナ端子に接続されるアンテナ側櫛歯電極と、
    　　前記圧電基板上に設けられ、グランドに接続され、前記アンテナ側櫛歯電極に噛み合わされるグランド側櫛歯電極と、を有し、
    　前記２つの妨害波共振子は、前記アンテナ側櫛歯電極から前記グランド側櫛歯電極へ向かう方向が互いに異なる方向である
    　請求項１～２１のいずれか１項に記載の分波器。
  23. 　請求項１～２２のいずれか１項に記載の分波器と、
    前記アンテナ端子と電気的に接続されたアンテナと、
    前記分波器と電気的に接続されたＲＦ－ＩＣと、を有する
    　通信モジュール。
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