CN111480295A - 滤波器装置以及多工器 - Google Patents
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Abstract
使用了声表面波的滤波器装置(1)具备：至少一个串联臂谐振器，连接在将输入输出端子(m1)和输入输出端子(m2)连结的路径上；和至少三个并联臂谐振器，各自连接于设置在该路径上的连接节点与接地之间，形成滤波器装置(1)的通带，在至少三个并联臂谐振器中包含反谐振频率彼此不同的并联臂谐振器，至少三个并联臂谐振器之中的并联臂谐振器(p3a以及p3b)连接于设置在该路径上的相同的连接节点(x3)，其他并联臂谐振器(p1、p2以及p4)连接于与连接节点(x3)不同的连接节点，并联臂谐振器(p3a以及p3b)各自的反谐振频率彼此相同，并且，在至少三个并联臂谐振器各自的反谐振频率之中最低。
Description
技术领域
本发明涉及滤波器装置以及多工器。
背景技术
一般地，作为带通型滤波器，使用了对谐振器进行了多级连接的梯型滤波器(例如，专利文献1)。在这样的梯型滤波器中，设计为串联臂谐振器的谐振频率以及并联臂谐振器的反谐振频率位于该梯型滤波器的通带的中心频率附近。此外，设计为：串联臂谐振器的反谐振频率位于该通带的高频侧附近的衰减极，并联臂谐振器的谐振频率位于该通带的低频侧附近的衰减极。像这样，形成该通带。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：JP特开2011-114826号公报
发明内容
发明要解决的课题
近年来，要求通信的大容量化以及高速化，寻求更宽频带的带通型滤波器。因此，通过使构成梯型滤波器的多个并联臂谐振器各自的反谐振频率彼此不同，从而可谋求宽频带化。
但是，在使多个并联臂谐振器各自的反谐振频率彼此不同的情况下，存在如下问题，即，在通带内的特别是高频侧插入损耗恶化。
因此，本发明的目的在于，提供一种能够在抑制插入损耗的劣化的同时实现宽频带化的滤波器装置等。
用于解决课题的手段
本发明的一个方式涉及的滤波器装置是使用了声表面波的滤波器装置，具备：至少一个串联臂谐振器，连接在将第1输入输出端子和第2输入输出端子连结的路径上；和至少三个并联臂谐振器，各自连接于设置在所述路径上的连接节点与接地之间，形成所述滤波器装置的通带，在所述至少三个并联臂谐振器中包含反谐振频率彼此不同的并联臂谐振器，所述至少三个并联臂谐振器之中的至少两个并联臂谐振器连接于设置在所述路径上的相同的连接节点，其他并联臂谐振器连接于与该连接节点不同的连接节点，所述至少两个并联臂谐振器各自的反谐振频率彼此相同，并且，在所述至少三个并联臂谐振器各自的反谐振频率之中最低。
形成使用了声表面波(SAW：Surface Acoustic Wave)的滤波器装置的通带的多个并联臂谐振器成为利用了SAW的谐振器。利用了SAW的并联臂谐振器在其特性上产生起因于阻带的纹波(阻带纹波)。若为了通带的宽频带化而使形成该通带的多个并联臂谐振器各自的反谐振频率不同，则也会存在反谐振频率不位于该通带的中心频率附近而位于低频侧、高频侧的并联臂谐振器。关于反谐振频率位于该通带中的低频侧的并联臂谐振器，与反谐振频率位于低频侧相应地，产生阻带纹波的频率也变低，其结果，有时在该通带的高频侧附近产生阻带纹波。因此，在该通带内的特别是高频侧插入损耗会恶化。
因此，在本发明中，将形成滤波器装置的通带的至少三个并联臂谐振器之中反谐振频率最低的至少两个并联臂谐振器连接于相同的连接节点。如上所述，该至少两个并联臂谐振器是能够在滤波器装置的通带的高频侧附近产生阻带纹波的谐振器。此时，与在该连接节点连接有一个并联臂谐振器时相比，能够不大幅改变滤波器装置的通过特性地使产生阻带纹波的频率远离滤波器装置的通带。此外，通过使该至少两个并联臂谐振器各自的反谐振频率彼此相同，从而能够扩大反谐振频率与阻带纹波的频率的间隔，能够使产生阻带纹波的频率远离滤波器装置的通带。
像这样，该至少两个并联臂谐振器能够形成通带以使得与在该连接节点连接有一个并联臂谐振器时相同，并且在比该一个并联臂谐振器产生的阻带纹波的频率更靠高频侧产生阻带纹波。
根据以上，能够使在滤波器装置的通带附近产生的阻带纹波的频率向高频侧移动，因此能够在抑制插入损耗的劣化的同时实现宽频带化。
此外，也可以是，所述其他并联臂谐振器至少为两个，分别连接于设置在所述路径上的彼此不同的连接节点。
在相同的连接节点连接有多个并联臂谐振器的情况下，该多个并联臂谐振器的反谐振频率下的Q值会劣化。在本方式中，除了至少两个并联臂谐振器之外的至少两个其他并联臂谐振器不连接于相同的连接节点，因此能够减少反谐振频率下的Q值发生了劣化的并联臂谐振器的数量，因此能够更有效地抑制插入损耗的劣化。
此外，也可以是，所述至少两个并联臂谐振器各自的静电电容小于所述其他并联臂谐振器的静电电容。
并联臂谐振器的静电电容越小(即阻抗越大)，则越能够抑制插入损耗的劣化，能够减小反谐振频率处的Q值的劣化所造成的影响。因此，通过减小连接于相同的连接节点而反谐振频率下的Q值劣化的至少两个并联臂谐振器的静电电容，从而能够减小Q值的劣化所造成的影响。
此外，也可以是，所述至少一个串联臂谐振器以及所述至少三个并联臂谐振器构成梯型滤波器。
由此，在连接有许多并联臂谐振器的梯型滤波器中，能够在抑制插入损耗的劣化的同时实现宽频带化。
此外，也可以是，所述至少一个串联臂谐振器以及所述至少三个并联臂谐振器的各谐振器具有形成在具有压电体层的基板上的由一对梳齿状电极构成的IDT电极，所述基板具备：压电体层，在一个主面上形成有所述IDT电极；高声速支承基板，所传播的体波声速与在所述压电体层中传播的弹性波声速相比为高速；和低声速膜，配置在所述高声速支承基板与所述压电体层之间，所传播的体波声速与在所述压电体层中传播的体波声速相比为低速。
由此，能够将包含形成在具有压电体层的基板上的IDT电极的各谐振器的Q值维持在高的值。
此外，本发明的一个方式涉及的多工器具备包含上述的滤波器装置的多个滤波器，所述多个滤波器各自的一个输入输出端子直接地或间接地被公共连接。
由此，能够提供一种能够在抑制插入损耗的劣化的同时实现宽频带化的多工器。
发明效果
根据本发明涉及的滤波器装置等，能够在抑制插入损耗的劣化的同时实现宽频带化。
附图说明
图1是实施方式涉及的滤波器装置的电路结构图。
图2是示意性地表示实施方式中的谐振器的构造的一例的图。
图3是比较例1涉及的滤波器装置的电路结构图。
图4是表示实施例以及比较例1的滤波器装置的通过特性的曲线图。
图5是表示实施例以及比较例1的反谐振频率最低的并联臂谐振器单体的通过特性的曲线图。
图6是表示实施例以及比较例2的滤波器装置的通过特性的曲线图。
图7是表示实施例以及比较例2的反谐振频率最低的并联臂谐振器单体的通过特性的曲线图。
图8是示出实施方式涉及的多工器的一例的电路结构图。
具体实施方式
以下，参照附图对本发明的实施方式详细进行说明。另外，以下说明的实施方式均示出总括性或具体的例子。在以下的实施方式中示出的数值、形状、材料、构成要素、构成要素的配置以及连接方式等为一例，其主旨并不在于限定本发明。关于以下的实施方式中的构成要素之中未记载于独立权利要求的构成要素，作为任意的构成要素来说明。此外，在各图中，对于实质上相同的结构标注相同的附图标记，有时省略或简化重复的说明。
(实施方式)
[1.滤波器装置的结构]
首先，利用图1对实施方式涉及的滤波器装置的结构进行说明。
图1是实施方式涉及的滤波器装置1的电路结构图。
滤波器装置1具备：至少一个串联臂谐振器，连接在将输入输出端子m1(第1输入输出端子)和输入输出端子m2(第2输入输出端子)连结的路径上；和至少三个并联臂谐振器，连接于设置在该路径上的连接节点与接地之间。至少一个串联臂谐振器以及至少三个并联臂谐振器构成梯型滤波器。所谓连接节点，是元件与元件或者元件与端子之间的连接点，在图1中，通过由x1～x4所示的点来示出。滤波器装置1是利用了声表面波的滤波器装置，至少一个串联臂谐振器以及至少三个并联臂谐振器是利用了SAW的谐振器。
滤波器装置1作为至少一个串联臂谐振器而具备相互串联连接的串联臂谐振器s1～s11。此外，滤波器装置1作为至少三个并联臂谐振器而具备：连接在串联臂谐振器s2以及s3之间的连接节点x1与接地之间的并联臂谐振器p1、连接在串联臂谐振器s4以及s5之间的连接节点x2与接地之间的并联臂谐振器p2、并联连接在串联臂谐振器s6以及s7之间的相同的连接节点x3与接地之间的并联臂谐振器p3a以及p3b、和连接在串联臂谐振器s8以及s9之间的连接节点x4与接地之间的并联臂谐振器p4。在此，连接节点x3可以是路径上的1点，或者，如图1所示，在位于不经由谐振器或元件的位置的路径上配置了不同的2点时，由于该2点的电位相同，因此可理解为“相同的连接节点”。像这样，至少三个并联臂谐振器(并联臂谐振器p1、p2、p3a、p3b以及p4)之中的至少两个并联臂谐振器(并联臂谐振器p3a以及p3b)连接于设置在路径上的相同的连接节点x3，其他并联臂谐振器(并联臂谐振器p1、p2以及p4)连接于与连接节点x3不同的连接节点。
此外，该其他并联臂谐振器(并联臂谐振器p1、p2以及p4)至少为两个，分别连接于设置在路径上的彼此不同的连接节点。所谓“彼此不同的连接节点”，是位于经由谐振器或元件的位置的路径上的不同的点。因此，在并联臂谐振器p1、p2以及p4分别不并联连接其他并联臂谐振器，在连接节点x1、x2以及x4分别仅连接一个并联臂谐振器。
构成滤波器装置1的至少一个串联臂谐振器(串联臂谐振器s1～s11)以及至少三个并联臂谐振器(并联臂谐振器p1、p2、p3a、p3b以及p4)是使用了声表面波的弹性波谐振器。至少一个串联臂谐振器以及至少三个并联臂谐振器的各谐振器具有形成在具有压电体层的基板(具有压电性的基板)上的由一对梳齿状电极构成的IDT电极。由此，能够由形成在具有压电性的基板上的IDT电极来构成滤波器装置1，因此能够实现具有陡峭度高的通过特性的小型并且低高度的滤波器。另外，具有压电性的基板是至少在表面具有压电性的基板。该基板具备：压电体层，在一个主面上形成有IDT电极；高声速支承基板，所传播的体波(Bulk wave)声速与在压电体层中传播的弹性波声速相比为高速；和低声速膜，配置在高声速支承基板与所述压电体层之间，所传播的体波声速与在压电体层中传播的体波声速相比为低速。另外，该基板也可以在基板整体具有压电性。
[2.谐振器构造]
以下，关于构成滤波器装置1的各谐振器的构造，着眼于任意的谐振器更详细地进行说明。另外，关于其他谐振器，由于具有与该任意的谐振器大致相同的构造，因此省略详细的说明。
图2是示意性地表示实施方式中的谐振器的构造的一例的图，(a)是俯视图，(b)是(a)的剖视图。另外，图2所示的谐振器用于说明构成滤波器装置1的各谐振器的典型的构造。因此，构成滤波器装置1的各谐振器的IDT电极的电极指的根数、长度等不限定于该图所示的IDT电极的电极指的根数、长度。另外，在该图中，关于构成谐振器的反射器，省略了图示。
如该图的(a)以及(b)所示，谐振器具备：IDT电极101、形成有该IDT电极101的压电基板102、和覆盖该IDT电极101的保护层103。以下，对这些构成要素详细地进行说明。
如图2的(a)所示，在压电基板102之上形成有构成IDT电极101的相互对置的一对梳齿电极101a以及101b。梳齿电极101a由相互平行的多个电极指110a、和将多个电极指110a连接的汇流条电极111a构成。此外，梳齿电极101b由相互平行的多个电极指110b、和将多个电极指110b连接的汇流条电极111b构成。多个电极指110a以及110b沿着与传播方向正交的方向形成。
另外，也存在梳齿电极101a以及101b分别以单体称为IDT电极的情况。不过，以下，为方便起见，说明为由一对梳齿电极101a以及101b构成了一个IDT电极101。
此外，由多个电极指110a以及110b、和汇流条电极111a以及111b构成的IDT电极101如图2的(b)所示，成为密接层101g和主电极层101h的层叠构造。
密接层101g是用于使压电基板102和主电极层101h的密接性提高的层，作为材料，例如可使用Ti。
主电极层101h作为材料，例如可使用含有1％的Cu的Al。
压电基板102是形成有IDT电极101的基板，例如，由LiTaO3压电单晶、LiNbO3压电单晶、KNbO3压电单晶、石英、或压电陶瓷构成。
保护层103形成为覆盖梳齿电极101a以及101b。保护层103是以保护主电极层101h免受外部环境影响、调整频率温度特性、以及提高耐湿性等为目的的层，例如是以二氧化硅为主成分的膜。
另外，滤波器装置1所具有的各谐振器的构造不限定于图2记载的构造。例如，IDT电极101也可以不是金属膜的层叠构造，而是金属膜的单层。此外，构成密接层101g、主电极层101h以及保护层103的材料不限定于上述的材料。此外，IDT电极101例如可以由Ti、Al、Cu、Pt、Au、Ag、Pd等金属或合金构成，也可以由上述的金属或合金所构成的多个层叠体构成。此外，也可以不形成保护层103。
在如以上那样构成的谐振器(弹性波谐振器)中，通过IDT电极101的设计参数等来规定被激励的弹性波的波长。即，通过IDT电极101的设计参数等来规定谐振器中的谐振频率以及反谐振频率。以下，对IDT电极101的设计参数、即梳齿电极101a以及梳齿电极101b的设计参数进行说明。
上述弹性波的波长由构成图2所示的梳齿电极101a以及101b的多个电极指110a或110b的重复周期λ规定。此外，所谓电极间距(电极周期)是该重复周期λ的1/2，在将构成梳齿电极101a以及101b的电极指110a以及110b的线宽度设为W，将相邻的电极指110a与电极指110b之间的间隔宽度设为S的情况下，用(W+S)来定义。此外，所谓IDT电极101的交叉宽度L，如图2的(a)所示，是从弹性波的传播方向对梳齿电极101a的电极指110a和梳齿电极101b的电极指110b进行了观察的情况下的重复的电极指长度。此外，电极占空(占空比)是多个电极指110a以及110b的线宽度占有率，是相对于多个电极指110a以及110b的线宽度和间隔宽度的相加值的、该线宽度的比例，用W/(W+S)来定义。此外，所谓对数，是梳齿电极101a以及101b之中成对的电极指110a以及电极指110b的数量，是电极指110a以及电极指110b的总数的大致一半。例如，若将对数设为N，将电极指110a以及电极指110b的总数设为M，则满足M＝2N或者M＝2N+1。此外，所谓IDT电极101的膜厚，是多个电极指110a以及110b的厚度h。
[3.滤波器特性]
接着，对实施例、比较例1以及比较例2中的滤波器装置的滤波器特性进行说明。另外，将实施例、比较例1以及比较例2中的滤波器装置的通带设为通带宽度比较宽的LTE(Long Term Evolution，长期演进)的Band25Tx(1850～1915MHz)。
实施例中的滤波器装置为滤波器装置1，作为并联臂谐振器p1、p2、p3a、p3b以及p4的谐振器参数，将反谐振频率、对数、交叉宽度以及静电电容示于表1。
[表1]
| 实施例 | p1 | p2 | p3a | p3b | p4 |
| 反谐振频率 | 1800MHz | 1794MHz | 1783MHz | 1783MHz | 1803MHz |
| 对数 | 147对 | 172对 | 43对 | 43对 | 187对 |
| 交叉宽度 | 31.6μm | 31.8μm | 27μm | 27μm | 31.6μm |
| 静电电容 | 2.02pF | 2.37pF | 0.50pF | 0.50pF | 2.57pF |
如表1所示，在并联臂谐振器p1、p2、p3a、p3b以及p4中包含反谐振频率彼此不同的并联臂谐振器。此外，并联臂谐振器p3a以及p3b各自的反谐振频率彼此相同，并且，在并联臂谐振器p1、p2、p3a、p3b以及p4各自的反谐振频率之中最低。另外，所谓相同，意思是不仅包含完全相同，还包含实质上相同。例如，所谓实质上相同，意味着一方的反谐振频率与另一方的反谐振频率之差在该一方的反谐振频率的0.05％以内。具体地，在并联臂谐振器p3a的反谐振频率为2000MHz的情况下，即使在并联臂谐振器p3b的反谐振频率为1999MHz、2001MHz时，并联臂谐振器p3a以及p3b的反谐振频率也设为彼此相同。另外，并联臂谐振器p3a以及p3b通过将各自的电极指间距设为相同，从而反谐振频率变得相同。此外，如表1所示，并联臂谐振器p3a以及p3b各自的静电电容小于并联臂谐振器p1、p2、p3a、p3b以及p4的静电电容。另外，并联臂谐振器p3a以及p3b各自的静电电容虽然与0.5pF相同，但也可以不同。
比较例1中的滤波器装置的电路结构与图1所示的滤波器装置1不同。
图3是比较例1涉及的滤波器装置2的电路结构图。
滤波器装置2与滤波器装置1的不同点在于，在连接节点x3仅连接有一个并联臂谐振器p3。即，在滤波器装置2中，在相同的连接节点x3未连接两个并联臂谐振器p3a以及p3b。其他点与滤波器装置1相同，因此省略说明。将滤波器装置2中的并联臂谐振器p1、p2、p3以及p4的谐振器参数示于表2。
[表2]
| 比较例1 | p1 | p2 | p3 | p4 |
| 反谐振频率 | 1800MHz | 1794MHz | 1783MHz | 1803MHz |
| 对数 | 147对 | 172对 | 86对 | 187对 |
| 交叉宽度 | 31.6μm | 31.8μm | 27μm | 31.6μm |
| 静电电容 | 2.02pF | 2.37pF | 1.00pF | 2.57pF |
如表1以及表2所示，实施例中的并联臂谐振器p3a以及p3b的对数与比较例1中的并联臂谐振器p3不同。具体来说，并联臂谐振器p3a以及p3b各自的对数成为并联臂谐振器p3的对数的一半，伴随于此，并联臂谐振器p3a以及p3b各自的静电电容成为并联臂谐振器p3的静电电容的一半。即，可认为，并联臂谐振器p3a以及p3b是将并联臂谐振器p3分割为一半并进行了并联连接的谐振器。不过，虽然详情在后面叙述，但使并联臂谐振器p3a以及p3b各自的电极间距比并联臂谐振器p3的电极间距小。
比较例2中的滤波器装置的电路结构与图1所示的滤波器装置1相同，并联臂谐振器p3a以及p3b的反谐振频率与实施例中的情况不同。将比较例2的滤波器装置中的并联臂谐振器p1、p2、p3a、p3b以及p4的谐振器参数示于表3。
[表3]
| 比较例2 | p1 | p2 | p3a | p3b | p4 |
| 反谐振频率 | 1800MHz | 1794MHz | 1780MHz | 1786MHz | 1803MHz |
| 对数 | 147对 | 172对 | 43对 | 43对 | 187对 |
| 交叉宽度 | 31.6μm | 31.8μm | 27μm | 27μm | 31.6μm |
| 静电电容 | 2.02pF | 2.37pF | 0.50pF | 0.50pF | 2.57pF |
如表1以及表3所示，实施例中的并联臂谐振器p3a以及p3b的反谐振频率彼此相同，相对于此，比较例2中的并联臂谐振器p3a以及p3b的反谐振频率彼此不同。
[3-1.实施例与比较例1的比较]
首先，对实施例以及比较例1的滤波器装置的通过特性进行比较来进行说明。
图4是表示实施例以及比较例1的滤波器装置的通过特性的曲线图。实线示出实施例中的滤波器装置1的通过特性，虚线示出比较例1中的滤波器装置2的通过特性。
如图4所示，在Band25Tx(1850～1915MHz)中，实施例涉及的滤波器装置1的最大插入损耗如图4中的A部分那样成为3dB，比较例1涉及的滤波器装置2的最大插入损耗如图4中的B部分那样成为3.34dB，滤波器装置2的插入损耗与滤波器装置1的插入损耗相比劣化。在此，利用图5来说明滤波器装置1的插入损耗与滤波器装置2的插入损耗相比抑制了劣化的机理。
图5是表示实施例以及比较例1的反谐振频率最低的并联臂谐振器单体的通过特性的曲线图。实线示出将实施例中的并联臂谐振器p3a以及p3b进行了合成的合成并联臂谐振器单体的通过特性，虚线示出比较例1中的并联臂谐振器p3单体的通过特性。
利用了SAW的并联臂谐振器在其特性上产生阻带纹波。例如，如图5所示，实施例中的合成并联臂谐振器在图5中的A部分产生阻带纹波，比较例1中的并联臂谐振器p3在图5中的B部分产生阻带纹波。
如表2所示，比较例1中的并联臂谐振器p1、p2、p3以及p4的反谐振频率彼此不同。由此，能够实现通带的宽频带化，能够应对如Band25Tx那样宽频带的频段。若为了通带的宽频带化而使形成该通带的并联臂谐振器p1、p2、p3以及p4各自的反谐振频率不同，则会存在反谐振频率位于该通带中的低频侧、高频侧等的并联臂谐振器。并联臂谐振器p3成为反谐振频率最低且反谐振频率位于该通带中的低频侧的并联臂谐振器。关于并联臂谐振器p3，与反谐振频率位于低频侧相应地，产生阻带纹波的频率也变低，其结果，如图5中的B部分那样，在该通带的高频侧附近(1915MHz附近)产生阻带纹波。因此，如图4中的B部分那样，在该通带内的特别是高频侧插入损耗会恶化。
另一方面，如表1所示，实施例中的并联臂谐振器p1、p2、p3a(p3b)以及p4的反谐振频率彼此不同，并联臂谐振器p3a以及p3b是反谐振频率最低且反谐振频率位于通带中的低频侧的并联臂谐振器。因此，并联臂谐振器p3a以及p3b是能够在通带的高频侧附近(1915MHz附近)产生阻带纹波的谐振器。此时，与在连接节点x3连接有一个并联臂谐振器p3的情况相比，为了不大幅改变滤波器装置1以及2的通过特性地使产生阻带纹波的频率远离滤波器装置1的通带，对并联臂谐振器p3a以及p3b进行以下的设计。
首先，使得并联臂谐振器p3a以及p3b各自的IDT电极的对数之和成为并联臂谐振器p3的IDT电极的对数。具体来说，将并联臂谐振器p3a以及p3b各自的IDT电极的对数设为43对，将并联臂谐振器p3的IDT电极的对数设为86对。由此，并联臂谐振器p3a以及p3b各自的静电电容变小，能够降低反谐振频率。因此，关于并联臂谐振器p3a以及p3b的每一个，与并联臂谐振器p3相比，能够使阻带纹波的频率保持相同而降低反谐振频率。即，能够扩大反谐振频率与阻带纹波的频率的间隔。
进而，使并联臂谐振器p3a以及p3b各自的IDT电极的电极间距小于并联臂谐振器p3的IDT电极的电极间距。由此，关于并联臂谐振器p3a以及p3b的每一个，能够提高反谐振频率以及产生阻带纹波的频率，因此与并联臂谐振器p3相比，能够使反谐振频率相同(即不大幅改变通过特性)，并且，能够提高阻带纹波的频率。如图5中的C部分以及D部分所示可知，合成并联臂谐振器(并联臂谐振器p3a以及p3b)和并联臂谐振器p3的反谐振频率变得相同。此外，如图5中的A部分以及B部分所示可知，合成并联臂谐振器的阻带纹波的频率(A部分)变得高于并联臂谐振器p3的阻带纹波的频率(B部分)。具体来说，合成并联臂谐振器的阻带纹波的频率变得高于通带的高频端(1915MHz)。由此，如图4所示，实施例中的滤波器装置1的插入损耗与比较例1中的滤波器装置2的插入损耗相比抑制了劣化，并且，滤波器装置1的通带被宽频带化为与滤波器装置2的通带相同。
像这样，能够使在滤波器装置1的通带附近产生的阻带纹波的频率向高频侧移动，因此能够在抑制插入损耗的劣化的同时实现宽频带化。
此外，如图5中的C部分和D部分那样，在实施例中与比较例1相比反谐振点处的Q值劣化。这是因为，在实施例中，并联臂谐振器p3a以及p3b各自的对数少于比较例1中的并联臂谐振器p3的对数，弹性波的陷获效果劣化。但是，如图4所示，Q值的劣化对实施例中的插入损耗几乎不带来影响。这是因为，如表1所示，并联臂谐振器p3a以及p3b的静电电容小于其他并联臂谐振器。静电电容小的并联臂谐振器因为阻抗大，所以由该并联臂谐振器形成的通带的插入损耗改善。因此，即便使插入损耗改善的并联臂谐振器的反谐振频率处的Q值稍微劣化，也难以看到该Q值的劣化对通过特性的影响。像这样，并联臂谐振器p3a以及p3b的静电电容越小(即阻抗越大)，越能够抑制插入损耗的劣化，能够减小反谐振频率处的Q值的劣化所造成的影响。因此，通过减小反谐振频率下的Q值劣化的并联臂谐振器p3a以及p3b的静电电容，从而能够减小Q值的劣化所造成的影响。
另外，在本实施方式中，除了并联臂谐振器p3a以及p3b之外的并联臂谐振器p1、p2以及p4连接于设置在将输入输出端子m1和输入输出端子m2连结的路径上的彼此不同的连接节点。即，在本实施方式中，除了并联臂谐振器p3a以及p3b之外，没有像并联臂谐振器p3a以及p3b那样被并联地分割且对数少的并联臂谐振器。因此，在相同的连接节点连接有多个并联臂谐振器的情况下，多个并联臂谐振器的反谐振频率下的Q值会劣化，但在本实施方式中，能够减少反谐振频率下的Q值发生了劣化的并联臂谐振器的数量，因此能够更有效地抑制插入损耗的劣化。
[3-2.实施例与比较例2的比较]
接着，对实施例以及比较例2的滤波器装置的通过特性进行比较来进行说明。
图6是表示实施例以及比较例2的滤波器装置的通过特性的曲线图。实线示出实施例中的滤波器装置1的通过特性，虚线示出比较例2中的滤波器装置的通过特性。
如图6所示，在Band25Tx(1850～1915MHz)中，实施例涉及的滤波器装置1的最大插入损耗如图6中的A部分那样成为3dB，比较例2涉及的滤波器装置的最大插入损耗如图6中的B部分那样成为4.46dB，比较例2中的滤波器装置的插入损耗与滤波器装置1的插入损耗相比劣化。在此，利用图7对滤波器装置1的插入损耗与比较例2中的滤波器装置的插入损耗相比抑制了劣化的机理进行说明。
图7是表示实施例以及比较例2的反谐振频率最低的并联臂谐振器的通过特性的曲线图。实线示出将实施例中的并联臂谐振器p3a以及p3b进行了合成的合成并联臂谐振器的通过特性，虚线示出将比较例2中的并联臂谐振器p3a以及p3b进行了合成的合成并联臂谐振器的通过特性。
如比较例2那样，在并联臂谐振器p3a以及p3b各自的反谐振频率彼此不同的情况下，为了形成通带以使得与并联臂谐振器p3相同，需要使并联臂谐振器p3a以及p3b之中的一方(例如并联臂谐振器p3a)的反谐振频率比并联臂谐振器p3的反谐振频率低，且使另一方的并联臂谐振器(例如并联臂谐振器p3b)的反谐振频率比并联臂谐振器p3的反谐振频率高。由此，图7中的B1部分所示的比较例2中的并联臂谐振器p3a的阻带纹波的频率与图7中的A部分所示的实施例中的并联臂谐振器p3a以及p3b的阻带纹波的频率相比变低。此外，图7中的B2部分所示的比较例2中的并联臂谐振器p3b的阻带纹波的频率与图7中的A部分所示的实施例中的并联臂谐振器p3a以及p3b的阻带纹波的频率相比变高。
由此，在比较例2中，并联臂谐振器p3a所产生的阻带纹波的频率变低，在通带的高频侧附近会产生阻带纹波。其结果，如图6所示，实施例中的滤波器装置1的插入损耗与比较例2中的滤波器装置的插入损耗相比抑制了劣化。
[4.多工器]
本实施方式的滤波器装置1也能够应用于应对使用频段数更多的系统的多工器。
图8是示出实施方式涉及的多工器100的一例的电路结构图。
如图8所示，多工器100具备包含滤波器装置1的多个滤波器，多个滤波器各自的一个输入输出端子直接地或间接地被公共连接。例如，多工器100具备各自的一个输入输出端子被公共连接的滤波器装置1、滤波器200以及300。
滤波器200以及300为带通滤波器、高通滤波器、低通滤波器、带阻滤波器等，没有特别限定。此外，在此，作为多工器100而示出了三工器，但多工器100也可以是双工器、四工器等，被公共连接的滤波器的数量没有特别限定。例如，通过同时使用多工器100中的滤波器装置1、滤波器200以及300之中的两个以上的滤波器，从而进行载波聚合(CA)。
像这样，通过将滤波器装置1应用于多工器100，从而能够提供一种能够在抑制插入损耗的劣化的同时实现宽频带化的多工器。
(其他的实施方式)
以上，列举实施方式对本发明涉及的滤波器装置以及多工器100进行了说明，但本发明并不限定于上述实施方式。将上述实施方式中的任意的构成要素进行组合而实现的另一个实施方式、在不脱离本发明的主旨的范围内对上述实施方式实施本领域技术人员想到的各种变形而得到的变形例、内置了本发明涉及的滤波器装置1以及多工器100的各种设备也包含于本发明。
例如，在上述实施方式中，滤波器装置1具备11个串联臂谐振器，但只要具备至少一个串联臂谐振器即可。此外，滤波器装置1具备5个并联臂谐振器，但只要具备至少三个并联臂谐振器即可。滤波器装置1作为最低限度的构成要素，例如，也可以是具备串联臂谐振器s5和并联臂谐振器p2、p3a以及p3b那样的结构。
此外，例如，在上述实施方式中，除了并联臂谐振器p3a以及p3b以外的并联臂谐振器连接于彼此不同的连接节点，但不限于此。例如，除了并联臂谐振器p3a以及p3b之外也可以在彼此相同的连接节点连接两个以上的并联臂谐振器。例如，也可以在连接节点x2连接与并联臂谐振器p2并联连接的并联臂谐振器。
此外，例如，在上述实施方式中，并联臂谐振器p3a以及p3b各自的静电电容小于其他并联臂谐振器，但不限于此。即，滤波器装置1也可以具备静电电容比并联臂谐振器p3a以及p3b小的并联臂谐振器。
此外，例如，在上述实施方式中，滤波器装置1由梯型滤波器构成，但不限于此。例如，例如，滤波器装置1也可以是将梯型滤波器和纵耦合型滤波器组合的结构。不过，梯型滤波器一般连接有许多并联臂谐振器的情况较多，使该许多并联臂谐振器的反谐振频率彼此不同从而可谋求通带的宽频带化。因此，如果将本发明应用于梯型滤波器，则该许多并联臂谐振器之中的一部分的反谐振频率容易变得更小，可进一步发挥应用了本发明时的效果。
产业上的可利用性
本发明作为能够应用于多频段系统的滤波器装置以及多工器，能够广泛应用于便携式电话等通信设备
附图标记说明
1、2 滤波器装置；
100 多工器；
101 IDT电极；
101a、101b 梳齿电极；
101g 密接层；
101h 主电极层；
102 压电基板；
103 保护层；
110a、110b 电极指；
111a、111b 汇流条电极；
200、300 滤波器；
m1 输入输出端子(第1输入输出端子)；
m2 输入输出端子(第2输入输出端子)；
p1、p2、p3、p3a、p3b、p4 并联臂谐振器；
s1～s11 串联臂谐振器；
x1、x2、x3、x4 连接节点。
Claims (6)
1.一种滤波器装置，使用了声表面波，其中，
所述滤波器装置具备：
至少一个串联臂谐振器，连接在将第1输入输出端子和第2输入输出端子连结的路径上；和
至少三个并联臂谐振器，各自连接于设置在所述路径上的连接节点与接地之间，形成所述滤波器装置的通带，
在所述至少三个并联臂谐振器中包含反谐振频率彼此不同的并联臂谐振器，
所述至少三个并联臂谐振器之中的至少两个并联臂谐振器连接于设置在所述路径上的相同的连接节点，其他并联臂谐振器连接于与该连接节点不同的连接节点，
所述至少两个并联臂谐振器各自的反谐振频率彼此相同，并且，在所述至少三个并联臂谐振器各自的反谐振频率之中最低。
2.根据权利要求1所述的滤波器装置，其中，
所述其他并联臂谐振器至少为两个，分别连接于设置在所述路径上的彼此不同的连接节点。
3.根据权利要求1或2所述的滤波器装置，其中，
所述至少两个并联臂谐振器各自的静电电容小于所述其他并联臂谐振器的静电电容。
4.根据权利要求1～3中任一项所述的滤波器装置，其中，
所述至少一个串联臂谐振器以及所述至少三个并联臂谐振器构成梯型滤波器。
5.根据权利要求1～4中任一项所述的滤波器装置，其中，
所述至少一个串联臂谐振器以及所述至少三个并联臂谐振器的各谐振器具有形成在具有压电体层的基板上的由一对梳齿状电极构成的IDT电极，
所述基板具备：
压电体层，在一个主面上形成有所述IDT电极；
高声速支承基板，所传播的体波声速与在所述压电体层中传播的弹性波声速相比为高速；和
低声速膜，配置在所述高声速支承基板与所述压电体层之间，所传播的体波声速与在所述压电体层中传播的体波声速相比为低速。
6.一种多工器，具备包含权利要求1～5中任一项所述的滤波器装置的多个滤波器，
所述多个滤波器各自的一个输入输出端子直接地或间接地被公共连接。
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