JP2017201825A - マイクロ波音響波フィルタの改良された設計 - Google Patents

Abstract

【課題】改良された音響マイクロ波フィルタの設計方法を提供する。
【解決手段】周波数応答要求に基づきフィルタセクションを選択する工程を備える。フィルタセクションは、入力、出力および複数の回路要素を含む。回路要素は、少なくともインライン音響共振器またはインシャント音響共振器を有する。また、各回路要素に対する値を選択する工程と、複数のフィルタセクションを選択する工程と、直近で隣接するフィルタセクションの少なくとも１つのペアが、それらの入力またはそれらの出力を介して互いに接続されるように、カスケードされたフィルタ回路設計を生成するために、選択された複数のフィルタセクションをカスケードする工程と、を備える。更に、カスケードしたフィルタ回路設計に寄生効果を加える工程と、事前に最適化されたフィルタ回路設計を最適化する工程と、最終フィルタ回路設計に基づいて、音響マイクロ波フィルタを構成する工程と、を備える。
【選択図】図２

Description

本発明は、一般的にマイクロ波フィルタに関するものであり、特に、音響波のマイクロ波フィルタに関するものである。

通信用途のための周波数選択的な電気信号フィルタは、電信および電話の使用のために、特に、長距離ケーブルや無線リンクで伝わった通信信号チャネルの多重化および逆多重化のために、１９１０年前後に開発が始まった。「画像」または「画像パラメータ」設計方法と名付けられたフィルタ設計方法は、１９２０年代にとりわけベル研究所によって開発された（ジョージＡ．キャンベル、電波フィルタの物理理論、ベルシステム技術ジャーナル、第１巻、Ｎｏ．２（１９２２年１１月）；オットーＪ．ツォーベル、一様および複合電波フィルタの理論および設計、ベルシステム技術ジャーナル、第２巻、Ｎｏ．１（１９２３年１月）を参照）。これらの技術を使用することで、フィルタは、同じまたは近似した入力インピーダンスおよび同じまたは近似した出力インピーダンスを有する、位相的にしばしば同一のセクションに分割される伝達線として設計される。セクションは交互に接続され、隣接するセクションの入力が互いに接続し、隣接するセクションの出力が互いに接続する（すなわち、第１セクションの入力は第２セクションの入力に接続され、第２セクションの出力は第３セクションの出力に接続され、第３セクションの入力は第４セクションの入力に接続され、以下同様）。入力インピーダンスまたは出力インピーダンスは常に互いに向かい合い、信号がフィルタを介して伝達するため、セクション間の界面で反射はしない。

通常、画像設計方法は「初期フィルタ設計」を生成する。より多くの設計ステップが、製造される「最終フィルタ設計」を生成するために必要とされる。これらの付加的なステップは、同種の隣接要素を組み合わせること；フィルタ特性に所望の向上を生成するために、特定の回路要素を追加または削除すること；製造すべき実際の回路要素をより正確に表現するために、理想的な回路要素モデルに含まれていなかった寄生効果を追加すること；所望の要求をより良くマッチさせるために、回路要素値のコンピュータ最適化を実行すること；などの工程を含むことができる。

音響波（ＡＷ）共振器、特に、石英バルク音響波（ＢＡＷ）共振器が、いくつかの電気信号フィルタで使用され始めた。ＡＷ共振器の等価回路は、「共振」周波数および「反共振」周波数と呼ばれる、周波数で密接な間隔の２つの共鳴を有している（Ｋ．Ｓ．バン・ダイク、圧電共振器およびその等価ネットワーク議事録、ＩＲＥ、第１６巻、１９２８、７４２−７６４頁を参照）。画像フィルタ設計方法は、これらの石英共振器を利用するフィルタ回路に適用され、２つのＡＷフィルタ回路タイプは、「ラダー」および「格子」ＡＷフィルタ設計の結果となった（米国特許１，７９５，２０４；Ｗ．Ｐ．メーソン、要素として水晶振動子を用いる伝播フィルタ、ベルシステム・テクニカルジャーナル（１９３４）を参照）。その後１０年間で、石英ラダー設計は、その極端に狭いバンド幅のため、単一チャンネルフィルタのために、通常唯一のものとして使用された。石英フィルタの多くは、幾分狭くないバンド幅を許すが通常インダクタを要求する、ハイブリッド格子設計であった。

ネットワーク合成設計は、１９６０年代に現れ始め、フィルタ回路設計のより広い多様性を認めるが、通常、キャパシタと比較して物理的に大きくて損失が多くなりがちな、インダクタを必要としていた。これらの設計は、ＲＦ周波数かそれよりも低い周波数（＜１００ＭＨｚ）で行われており、バルク結晶しばしば水晶を使用して成されていた。表面弾性波（ＳＡＷ）フィルタは、また、この時代に現れ始めた。これらの設計は、変換損失に起因する高い挿入損失に苦しみ、ラジオ周波数でない中間周波数でのみその使用が可能であり、「タップ付き遅延線」と称する横断線設計に基づいていた。

約１９９２年の初頭に、薄膜ＳＡＷ共振器およびＢＡＷ共振器が発展してマイクロ波（周波数＞５００ＭＨｚ）で使用され始めた。ＡＷインピーダンス要素フィルタ（ＩＥＦ）の設計は、エスペンシード型ラダー音響波フィルタ設計（オー・イカタら、携帯電話のためのＳＡＷ共振器を使用する低損失バンドパスフィルタの開発、１９９２超音波シンポジウム、１１１−１１５頁を参照）。ＳＡＷおよびＢＡＷ実装中の画像設計されたＡＷ ＩＥＦバンドパスフィルタは、しばしば、移動通信装置のラジオ周波数（ＲＦ）フロントエンドにおけるマイクロ波フィルタリングの用途に使用される。移動通信業において最も重要なことは、約５００−３５００ＭＨｚの周波数レンジである。アメリカ合衆国において、移動体通信のために使用される多数の標準バンドがある。これらは、他の新興バンドとともに、バンド２（〜１８００−１９００ＭＨｚ）、バンド４（〜１７００−２１００ＭＨｚ）、バンド５（〜８００−９００ＭＨｚ）、バンド１３（〜７００−８００ＭＨｚ）およびバンド１７（〜７００−８００ＭＨｚ）を含んでいる。

フィルタの特別な種類であるデュプレクサは、モバイル機器のフロントエンドにおいて、キーとなる構成要素である。近代のモバイル通信装置は、同時に送受信でき（ＬＴＥ、ＷＣＤＭＡまたはＣＤＭＡを使用して）、同じアンテナを使用する。デュプレクサはピコワット程度の低い受信信号から、最大で０．５ワットまでの送信信号を分離する。送受信信号は、デュプレクサがそれらを選択することができるように、異なる周波数でキャリアにより変調され、たとえそうでも、デュプレクサは、大変小さなサイズしばしばたったの約２ｍｍ角のサイズで、周波数の選択、分離および低損失を提供しなければならない。二重モードＳＡＷ（ＤＭＳ）（縦結合共振（ＬＣＲ）とも呼ばれる）フィルタが、ときどき、それが提供する平衡出力のためデュプレクサにおいて受信フィルタとして使用されているが、画像設計されたバンドパスＡＷ ＩＥＦフィルタは、それがこれらの要求を満たすため、デュプレクサにおいて一般的に好適に使用され、タップ付き遅延線（それはより高い損失を有しているため）および共振単相一方向性変換器（ＳＰＵＤＴ）フィルタ（要求される狭いラインがマイクロ波周波数に対するスケーリングを防ぐため）のような代替物よりかなり良好である（デビットモーガン、電気通信および信号処理への用途としての表面弾性波フィルタ、モーガン、３３５−３３９頁、３５２−３５４頁（２００７））。

これらの伝統的なＡＷ ＩＥＦフィルタ設計に対する小規模な変更は、特別の回路特性を高めるため、通常は１つ以上の回路要素（例えば、キャパシタ、インダクタ、またはＡＷ共振器）をＩＥＦ設計に追加する、これらの応用例（米国特許８，０２６，７７６および米国特許８，０６３，７１７を参照）のために考慮されてきた。これは、基本ＡＷ ＩＥＦ回路に対する影響が十分小さく、通常のコンピュータ最適化ツールがまとまって、従来のＡＷ ＩＥＦフィルタ設計に対する改良された設計がなされる場合に達成できる。これは、ＡＷ ＩＥＦフィルタで使用される共振器のような、近接して設けられた共振器および反共振器を含むいかなる回路に対する厳しい要求であり、そのため基本的なＡＷ ＩＥＦ設計および昨日に対しごく小規模な変更を許可する。これは、改良された回路設計の解法に収れんするためのコンピュータ回路最適化ルーチンのための最初の要求が、初期の設計が最終の改良された設計として同じ回路構造になるべきであること、および、初期の回路要素値が最終値に大変近くなるべきであること、であるためである。そのため、ＡＷ ＩＥＦフィルタ設計の基本構成は、単純な一対の共振器構成、および、ＡＷラダー設計に対する小規模な変更やこの伝統的な回路設計に対し「事後」成される変更に限られていた。移動体通信のためのコスト、サイズおよびパワーの点で、改良されたマイクロ波ＡＷフィルタの必要がある。

本発明の第１の側面に従えば、周波数応答要求に従って音響マイクロ波フィルタを設計する方法が提供される。この方法は、周波数応答要求に基づくフィルタセクションを選択する工程を備えている。フィルタセクションが、入力、出力、および、入力と出力との間の複数の回路要素を含んでいる。複数の回路要素が、少なくとも２つのインライン音響共振器または少なくとも２つのインシャント音響共振器を有している。ある方法において、インライン共振器またはインシャント共振器の各々は、単一の圧電基板上に形成される。

この方法は、付加的に、回路要素の構成タイプを選択する工程を備えることができる。例えば、インライン共振器またはインシャント共振器の各々の構成タイプが、表面弾性波（ＳＡＷ）共振器、バルク弾性波（ＢＡＷ）共振器、薄膜バルク弾性波共振器（ＦＢＡＲ）、および、微小電気機械システム（ＭＥＭＳ）共振器の１つから選択される。

この方法は、さらに、周波数応答要求に基づいた、回路要素の各々に対する値を選択する工程と、周波数応答要求に基づいた、複数のフィルタセクションを選択する工程と、 直近で隣接するフィルタセクションの少なくとも１つのペア（たぶんすべてのペア）が、それらの入力またはそれらの出力を介して互いに接続されるように、カスケードされたフィルタ回路設計を生成するために、選択された複数のフィルタセクション（同じであることもある）をカスケードする工程と、を備えている。

ある方法において、周波数応答要求が少なくとも１つのパスバンドおよびストップバンドを備えており、フィルタセクションが、パスバンドまたはストップバンドに基づき選択される。複数の回路要素が一対のインライン共振器およびインシャント共振器を有することができ、その場合、一対のインライン共振器およびインシャント共振器の値が、パスバンドまたはストップバンドを形成するために選択される。周波数応答要求がパスバンドおよびストップバンドを備える場合、一対のインライン共振器およびインシャント共振器の値がパスバンドを形成するために選択され、複数の回路要素が他の一対のインライン共振器およびインシャント共振器となり、他の一対のインライン共振器およびインシャント共振器の値がストップバンドを形成するために選択される。

付加的な方法は、さらに、周波数応答要求を正規化された設計スペースにマッピングする工程を備えており、その場合、回路要素の値が、マッピングされた周波数応答要求に基づいて決定される正規化された値となり、その後、カスケードされたフィルタ回路要素の正規化された回路要素の値を、実際の設計スペースにアンマッピングする。ある実施例において、複数の回路要素が一対のインライン共振器およびインシャント共振器を有し、パスバンドを形成するために約２だけ、インシャント共振器の正規化された共振周波数が、インライン共振器の正規化された非共振周波数より低い。他の実施例において、複数の回路要素が一対のインライン共振器およびインシャント共振器を有し、ストップバンドを形成するために約１だけ、インライン共振器の正規化された非共振周波数が、インシャント共振器の正規化された共振周波数より低い。

この方法は、さらに、事前に最適化されたフィルタ回路設計を生成するために、カスケードしたフィルタ回路設計に対し寄生効果を加える工程と、最終フィルタ回路設計を生成するために、事前に最適化されたフィルタ回路設計をコンピュータ化されたフィルタ最適化装置などのフィルタ最適化装置に入力する工程と、最終フィルタ回路設計に基づいて、音響マイクロ波フィルタを構成する工程と、を備えている。付加的な方法は、さらに、カスケードされたフィルタ設計に寄生効果を加える工程の前に、カスケードされたフィルタ設計中で互い電気的に隣接する類似の回路要素を組み合わせる工程を備えている。他の付加的な方法は、さらに、最終フィルタ回路設計を生成するために、事前に最適化された回路設計の要素除去最適化を行う工程を備えている。

ある方法において、最終フィルタ回路設計での複数の共振器の最も低い共振周波数と最も高い共振周波数との間の差が、複数の共振器中のいかなる共振器の周波数分離の少なくとも１．２５倍、おそらく少なくとも２倍である。他の方法において、周波数応答要求がパスバンドを備えており、最終回路設計およびパスバンドのエッジのリターン損失の大きさの局所的な最少と局所的な最大との間の周波数の相違が、最終フィルタ回路設計における最も高い共振周波数を有する共振器の周波数分離の少なくとも１倍、おそらく１．２５倍、さらにおそらく２倍である。

本発明の第２の側面に従えば、音響マイクロ波フィルタは、入力およびを出力と、入力と出力との間が結合された複数の音響共振器を備えている。最終フィルタ回路設計の複数の共振器の最も低い共振周波数と最も高い共振周波数との間の差が、複数の共振器中の最も高い共振周波数を有する共振器の共振周波数と非共振周波数との間の分離の少なくとも１．２５倍、おそらく少なくとも２倍である。ある実施例において、複数の共振器が、少なくとも２つのインライン共振器および／または少なくとも２つのインシャント共振器を備える。複数の共振器が、少なくとも一対のインライン共振器およびインシャント共振器を備えることができる。複数の共振器の各々が、表面弾性波（ＳＡＷ）共振器、バルク弾性波（ＢＡＷ）共振器、薄膜バルク弾性波共振器（ＦＢＡＲ））、および、微小電気機械システム（ＭＥＭＳ）共振器の１つである。

本発明の第３の側面に従えば、音響マイクロ波フィルタは、入力および出力と、パスバンドを形成するため入力と出力との間が結合された複数の音響共振器と、を備えている。音響マイクロ波フィルタのリターン損失の大きさの局所的な最少と局所的な最大が、最も高い共振周波数を有する共振器の共振周波数と非共振周波数との間の分離の少なくとも１倍、おそらく少なくとも１．２５倍、さらにおそらく少なくとも２倍である。ある実施例において、複数の共振器が少なくとも２つのインライン共振器および／または少なくとも２つのインシャント共振器を備えている。複数の共振器が少なくとも一対のインライン共振器およびインシャント共振器を備えることができる。複数の共振器の各々が、表面弾性波（ＳＡＷ）共振器、バルク弾性波（ＢＡＷ）共振器、薄膜バルク弾性波共振器（ＦＢＡＲ））、および、微小電気機械システム（ＭＥＭＳ）共振器の１つである。

本発明の他のあるいは更なる側面および特徴は、本発明を説明する意図であって限定するわけではない、好ましい実施例の以下の詳細な説明を読むことから明白となる。

図面は本発明の好ましい実施例の設計および有用性を示しており、同様の要素は共通の参照番号によって参照される。本発明の上述したおよび他の有用性および目的がどのようにして得られたかをより良く理解できるように、簡単に上で説明した本発明のより特別な記載は、その具体的な実施例の参照によって与えられ、それは図面を伴って示される。これらの図面は、本発明の典型的な実施例を示したものであり、そのためその範囲を限定すると考えてはならないことを理解したうえで、本発明は、以下のような図面の使用を介して付加的で具体的かつ詳細に記載され理解される：
図１は、無線通信システムのブロック図である； 図２は、本発明のある方法に従って音響フィルタを設計するために使用される画像技術を示すフローダイアグラムである； 図３は、図２の画像技術に従って選択されるあるフィルタセクションの線図である； 図４ａ−４ｅは、図３のフィルタセクションにおいて異なるバンドタイプを達成するための異なるベータ値を示す周波数応答プロットである； 図５は、図２の画像技術に従って選択される他のフィルタセクションの線図である； 図６は、図２の画像技術に従って図５に示された他のフィルタセクションの同一のものをカスケードすることによって生成されたカスケードされたフィルタ回路設計の線図である； 図７は、図２の画像技術に従って図６のカスケードされたフィルタ回路設計において、類似の回路要素を組み合わせることによって生成された初期フィルタ回路設計の線図である； 図８ａは、図２の画像技術に従って図７の初期回路要素の共振周波数値および静キャパシタンス値を示す表である；図８ｂは、伝達零点を特に示す、事前に最適化されたフィルタ回路設計の周波数応答プロットである； 図９は、事前に最適化されたフィルタ回路設計をコンピュータ化されたフィルタ最適化装置に入力し、図２の画像技術に従って要素除去設計技術を実行することによって生成された最適化されたフィルタ回路設計の線図である； 図１０ａは、図９の最適化されたフィルタ回路設計の共振周波数値および静キャパシタンス値を示す表である；図１０ｂは、伝達零点を特に示す、図９の最適化されたフィルタ回路設計の周波数応答プロットである；そして、図１０ｃは、 反射零点を特に示す、図９の最適化されたフィルタ回路設計の周波数応答プロットである。

本開示は、音波（ＡＷ）マイクロ波フィルタ（表面弾性波（ＳＡＷ）、バルク弾性波（ＢＡＷ）、薄層バルク弾性波（ＦＢＡＲ）のフィルタ、微小電気機械システム（ＭＥＭＳ）フィルタのような）を設計するための画像技術を記載する。フィルタ設計のカスケードされたセクションの各々において単純な一対の共振器構造の使用に限定される先行技術の画像設計技術と比べて、ここに記載された画像設計技術は、フィルタ設計のカスケードされたセクションの各々において、より複雑な回路要素構造を使用する。この画像設計技術によって可能となる増加した設計の複雑さは、改良された挿入損失、改良された排除率および／または低コストのような改良された性能を有する設計を可能とする。

ここに記載されたＡＷマイクロ波フィルタは、近接したストップバンドを有するパスバンドが要求される無線通信システムのデュプレクサで特に有益な、単一のパスバンドおよび単一のストップバンドを有する周波数応答を示す。例えば、図１を参照すると、移動通信装置で使用される無線通信システム１０は、無線信号を送信および受信することができるトランシーバ１２、および、トランシーバ１２の機能を制御することができるコントローラ／プロセッサ１４、を含むことができる。トランシーバ１２は、一般的に、ブロードバンドアンテナ１６、送信フィルタ２４および受信フィルタ２６を有するデュプレクサ１８、デュプレクサ１８の送信フィルタ２４を介してアンテナ１６と結合している送信機２０、および、デュプレクサ１８の受信フィルタ２６を介してアンテナ１６に結合している受信機２２、を備えている。

送信機２０は、コントローラ／プロセッサ１４によって提供されたベースバンド信号をラジオ周波数（ＲＦ）信号に変換するよう構成されたアップコンバータ２８、ＲＦ信号を増幅するよう構成された可変利得増幅器（ＶＧＡ）３０、コントローラ／プロセッサ１４によって選択された動作周波数でＲＦ信号を出力するよう構成されたバンドパスフィルタ３２、および、フィルタを通過したＲＦ信号を増幅し、次にデュプレクサ１８の送信フィルタ２４を介してアンテナ１６に供給されるよう構成された電力増幅器３４を含んでいる。

受信機２２は、受信フィルタ２６を介してアンテナ１６から入力されたＲＦ信号から送信信号干渉を排除するよう構成されたノッチまたはストップバンドフィルタ３６、比較的低ノイズのストップバンドフィルタ３６からのＲＦ信号を増幅するよう構成された低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）３８、コントローラ／プロセッサ１４によって選択された周波数で増幅されたＲＦ信号を出力するよう構成された波長の調整が可能なバンドパスフィルタ４０、および、ＲＦ信号をコントローラ／プロセッサ１４に供給されるベースバンド信号へダウンコンバートするよう構成されたダウンコンバータ４２を含んでいる。また、ストップバンドフィルタ３６によって実行された送信信号干渉を排除する機能は、デュプレクサ１８によって代わりに実行することもできる。あるいは、送信機２０の電力増幅器３４が送信信号干渉を低減するよう設計することもできる。

図２に示されたブロック図は実際には機能的であり、いくつかの機能が１つの電子部品によって実行でき、あるいは、１つの機能がいくつかの電子部品によって実行される、ことは理解されるべきである。例えば、アップコンバータ２８、ＶＧＡ３０、バンドパスフィルタ４０、ダウンコンバータ４２、および、コントローラ／プロセッサ１４によって実行された機能は、しばしば、単一のトランシーバチップによって実行される。バンドパスフィルタ３２の機能は、電力増幅器３４およびデュプレクサ１８の送信フィルタ２４にすることができる。

ここに記載された典型的な画像設計技術は、同じ技術がデュプレクサ１８の受信フィルタ２６のためおよび他のＲＦフィルタのための音響マイクロ波フィルタを設計するために使用されているが、無線通信システム１０特にデュプレクサ１８の送信フィルタ２４のフロントエンド用音響マイクロ波フィルタを設計するために使用される。

図２を参照すると、ＡＷマイクロ波フィルタを設計するためのある典型的な技術５０が記載されている。まず第１に、サイズおよびコストの要求および操作温度範囲、振動、故障率などの環境要求のみならず、周波数応答要求（パスバンド、リターン損失、挿入損失、排出率、直線性、雑音指数、入力および出力インピーダンスなどを含む）を備えるフィルタ要求は、フィルタおよびユーザーの使用によって達成される（ステップ５２）。

次に、ＡＷフィルタで使用される回路要素の構造タイプが選択される；例えば、フィルタを製造するためのパッケージングおよびアセンブリ技術を含む、これらの回路要素を製造するために使用される材料とともに、共振器のタイプ（ＳＡＷ、ＢＡＷ、ＦＢＡＲ、ＭＥＭＳなど）およびインダクタ、キャパシタおよびスイッチのタイプが、選択される（ステップ５４）。ここに記載された特定の例において、回路要素タイプの選択は、４２度ＸＹカットのＬｉＴａＯ_３基板上に構成されたＳＡＷ共振器および４２度ＸＹカットのＬｉＴａＯ_３基板上に統合されたキャパシタである。

次に、パスバンドおよびストップバンドが周波数応答要求から選ばれて、設計すべきフィルタのセクションに対する回路が選択される（ステップ５６）。第１に、要求に基づき、パスバンドおよびストップバンドが特定される。フィルタセクションは、フィルタの基本的な基礎であり、パスバンドおよび／またはストップバンドに基づいて選択される。例えば、一対のインライン共振器（すなわち直列に接続されている）／シャント共振器（すなわち並列に接続されている）が、パスバンドおよび／またはストップバンドの各々に対して選択でき、次に、フィルタセクションを形成するためにインラインで接続される。フィルタセクションは、また、キャパシタ、インダクタおよび／またはスイッチなどの、共振器以外の回路要素を備えることができる。

フィルタセクション１００のそのような実施例の１つが図３に示されている。フィルタセクション１００は、インライン共振器１０２ａおよびインシャント共振器１０２ｂから構成される共振器ペア１０２、および、インライン共振器１０４ａおよびインシャント共振器１０４ｂから構成される共振器ペア１０４、を備えている。２つの共振器ペア１０２、１０４は、図示のように互いにインラインに結合され、周波数応答要求のパスバンドおよびストップバンドにそれぞれ対応している。フィルタセクション１００は、また、入力ターミナル１０６および出力ターミナル１０８を備えている。

音響共振器１０２ａ、１０２ｂ、１０４ａ、１０４ｂの各々は、変形バダーワース・ファンダイク（ＭＢＶＤ）モデル１１０によって記載される。ＭＢＶＤモデル１１０は、また、ＳＡＷ共振器を記載しており、結晶性石英、ニオブ酸リチウム（ＬｉＮｂＯ_３）、タンタル酸リチウム（ＬｉＴａＯ_３）結晶、ＢＡＷ（ＦＢＡＲを含む）共振器、または、ＭＥＭＳ共振器などの、圧電基板上にインターデジタル変換器（ＩＤＴｓ）を配置することによって製造される。各ＭＢＶＤモデル１１０は、動キャパシタンスＣ_ｍ１１２、静キャパシタンスＣ_ｏ１１４、動インダクタンスＬ_ｍ１１６、および、抵抗Ｒ１１８を含んでいる。動キャパシタンスＣ_ｍ１１２および動インダクタンスＬ_ｍ１１６は、電気的および音響的な動作の相互作用に起因しており、そのため、ＭＢＶＤモデル１１０の動アームとして参照される。静キャパシタンスＣ_ｏ１１４は、構造のキャパシタンスに起因しており、そのため、ＭＢＶＤモデル１１０の静（非動的）キャパシタンスとして参照される。抵抗Ｒ１１８は、音響共振器の電気抵抗に起因している。パラメータは以下の等式によって関係付けられる：

ここで、ω_Ｒおよびω_Ａは、それぞれ、与えられた音響共振器に対する共振周波数と反共振周波数であり、ガンマγは材料の特性に依存し、更に以下のように定義されている：

典型的なγ値は、４２度ＸＹカットのＬｉＴａＯ_３に対し約１２から約１８の範囲である。

音響共振器の共振周波数ω_Ｒは、インピーダンスの大きさが局所的最小に達し、インピーダンスの位相が零を横切る周波数を意味する。音響共振器の非共振周波数ω_Ａは、インピーダンスの大きさが局所的最大に達し、インピーダンスの位相が零を横切る周波数を意味する。

等式［１］から、音響共振器の各々の共振周波数がＭＢＶＤモデル１１０の動アームに依存することが理解され、一方で、フィルタ特性（例えばバンド幅）は等式［２］のγによって大きく影響される。音響共振器１０２に対する品質係数（Ｑ）は、フィルタ内の要素の損失に関して、音響フィルタ設計における重要な数字である。回路要素のＱは、サイクル毎に蓄積されるエネルギーのサイクル毎に失ったエネルギーに対する比率を示している。Ｑファクタは、各音響共振器における実際の損失をモデル化しており、通常、１つ以上のＱファクタが音響共振器の損失を表すために要求される。Ｑファクタは、フィルタの例に対し、以下のように定義される。動キャパシタンスＣ_ｍ１１２はＱＣ_ｍ＝１０^８として定義される関連Ｑを有しており；静キャパシタンスＣ_ｏ１１４はＱＣ_ｏ＝２００として定義される関連Ｑを有しており；動インダクタンスＬ_ｍ１１６はＱＬ_ｍ＝１０００として定義される関連Ｑを有している。回路設計者は、通常、ＳＡＷ共振器を、共振周波数ω_Ｒ、静キャパシタンスＣ_ｏ、ガンマγおよび品質係数ＱＬ_ｍによって特徴付ける。商用アプリケーションにおいて、ＱＬ_ｍは、ＳＡＷ共振器に対し約１０００であり、ＢＡＷ共振器に対しで約３０００である。

図２に戻って参照すると、周波数応答要求は、次に、正規化された設計スペースにマッピングされる（ステップ５８）。マッピングは、平方根／二次式マッピング技術のような、好適なアルゴリズムを使用して実行される（ジョージＬ．マサエイ、マイクロ波フィルタ、インピーダンス−マッチングネットワーク、および、結合構造、マクグローヒルブックカンパニー、９５−９７頁、４３８−４４０（１９６４）、または、音響マイクロ波フィルタに最も適合する対数／指数マッピング技術、を参照）。

ある魅力的な対数マッピング技術は以下の等式を使用する：

ここで、２πω_Ｐはパスバンドまたはストップバンドの幾何学的な中心周波数であり、２πωは実際の周波数であり、Ωはマップされた周波数であり、γは共振器の静キャパシタンスの動キャパシタンスに対する比率であり、Ω_Ｒは共振器のマップされた共振周波数であり、Ω_Ａは共振器のマップされた非共振周波数である。

共振器ペアの、インライン共振器のマップされた非共振周波数とインシャント共振器のマップされた共振周波数との関係は、以下の等式に従って周波数応答の望ましい形状を定義するために都合良く使用される：

ここで、Ω^ＩＬ _Ａはインライン共振器のマップされた非共振周波数であり、Ω^ＩＳ _Ｒはインシャント共振器のマップされた共振周波数であり、βは周波数応答の形を定義する周波数分離パラメータである。フィルタセクション内でβの選択が、パスバンド、ストップバンドまたはヌルバンドが形成されるかどうかを決定する。

例えば、図４ａ−４ｅは、それぞれ、インライン／インシャント共振器のペアに対する周波数応答の５つの異なるタイプを示している。特に、β〜２のとき、図４ａに示すように、周波数応答がパスバンドを含む。この場合、インシャント共振器は−１の正規化された共振周波数を有し、インライン共振器は＋１の正規化された非共振周波数（そのため、０の正規化された共振周波数）を有する。β〜１のとき、図４ｂに示すように、周波数応答がヌルバンドを含む。この場合、インシャント共振器は−０．５の正規化された共振周波数を有し、インライン共振器は＋０．５の正規化された非共振周波数（すなわち、−０．５の正規化された共振周波数）を有する。β〜０のとき、図４ｃに示すように、周波数応答が狭いストップバンドを含む。この場合、インシャント共振器は０の正規化された共振周波数を有し、インライン共振器は０の正規化された非共振周波数（すなわち、１の正規化された共振周波数）を有する。β〜−０．５のとき、図４ｄに示すように、周波数応答が広いストップバンドを含む。この場合、インシャント共振器は０．２５の正規化された共振周波数を有し、インライン共振器は−０．２５の非共振周波数（すなわち０．７５の正規化された共振周波数）を有する。β〜−１のとき、図４ｅに示すように、周波数応答がさらに広いストップバンドを含む。この場合、インシャント共振器は０．５の正規化された共振周波数を有し、インライン共振器は−０．５の正規化された非共振周波数（すなわち、０．５の正規化された共振周波数）を有する。

これらの原理、周波数応答要求、特定したパスバンドおよびストップバンドを使用することで、図３に示されたフィルタセクション１００における全ての共振器の正規化された周波数が決定される（ステップ６０）。例えば、周波数応答要求が図４ａに（β〜２）と示された周波数応答のパスバンドに近似したパスバンドを含む場合、インライン共振器１０２ａの正規化された非共振周波数は＋１になるよう選択され、インシャント共振器１０２ｂの正規化された共振周波数は−１になるよう選択される。周波数応答要求が図４ｅに（β〜−１）と示された周波数応答のストップバンドに近似したストップバンドを含む場合、インライン共振器１０４ａの正規化された非共振周波数は−０．５になるよう選択され、インシャント共振器１０４ｂの正規化された共振周波数は０．５になるよう選択される。周波数は各パスバンドおよび各ストップバンドに対し再正規化されること、を理解すべきである。

次に、回路要素の正規化されたサセプタンス値（共振器の場合、正規化されたサセプタンスはそれらのキャパシタンスＣ’_０と比例する）が、特定のフィルタセクションに対する望ましいバンド廃棄要求とともに、フィルタセクションのインラインおよびインシャントブランチの正規化されたサセプタンス値の間の固有の関係に基づいて、各パスバンドおよび各ストップバンドの中心周波数で選択される（ステップ６２）。特に、等式［４］および［５］の対数／指数マッピングを使用するとした場合、各パスバンドおよび各ストップバンドに対し以下の通りとなる、

ここで、各共振器ペアに対し、β’_{０（ＩＬ）}はインラインブランチ例えば図３に示されたフィルタペア１０２のインライン共振器１０２ａに対する正規化されたサセプタンスであり、β’_{０（ＩＳ）}はインシャントブランチ例えばフィルタペア１０２のインシャント共振器１０２ｂに対する正規化されたサセプタンスである。さらにまた、β’_{０（ＩＳ）}／β’_{０（ＩＬ）}の比率は、ケンヤハシモト、電気通信における表面弾性波装置、２０００年春、チャプタ５．４−「インピーダンス要素フィルタ」の特に図５．４１および５．４２の教示に従う、フィルタペアの信号廃棄に関連する。

等式［７］およびβ’_{０（ＩＳ）}／β’_{０（ＩＬ）}の比率に対する信号廃棄関係を使用することで、回路要素に対するサセプタンス値が選択される。例えば、図３に戻って参照すると、インライン共振器１０２ａおよびインシャント共振器１０２ｂの正規化されたサセプタンス値β’_{０（ＩＳ）}、β’_{０（ＩＬ）}は、等式［７］に付着して、フィルタセクションのパスバンド部の望ましい廃棄に等しいパスバンド要素による廃棄を有する予想されるパスバンド周波数応答を発生する方法で、選択される。同様に、インライン共振器１０４ａおよびインシャント共振器１０４ｂの正規化されたサセプタンス値β’_{０（ＩＳ）}、β’_{０（ＩＳ）}は、等式［７］に付着して、フィルタセクションの望ましい廃棄の残りの部分に等しいストップバンドにおける廃棄を有する予想される周波数応答を発生する方法で、選択される。例えば、フィルタセクションの望ましい信号廃棄が１０ｄＢである場合、パスバンドに対応するインライン共振器１０２ａおよびインシャント共振器１０２ｂのサセプタンス値は５ｄＢの廃棄に寄与するよう選択され、ストップバンドに対応するインライン共振器１０２ａおよびインシャント共振器１０２ｂのサセプタンス値は５ｄＢの廃棄に寄与する。

次に、フィルタで使用されるフィルタセクションの数が、周波数応答要求、この場合、フィルタの望ましい廃棄、に基づき選択される（ステップ６４）。例えば、望ましい廃棄が４０ｄＢより大きく、各フィルタセクションに対する廃棄が１０ｄＢである場合、回路セクションの選択された数は好適には少なくとも４である。

共振器の２つのペアが、フィルタの周波数応答におけるパスバンドおよびストップバンドを提供するために、ステップ５６においてフィルタセクションに対し選択されたとしても、パスバンドおよびストップバンドが十分に近接する周波数である場合、共振器の１つはパスバンドおよびストップバンドの両者を生成するために役立つこと、を理解すべきである。例えば、代替フィルタセクション１２０が図５に示されている。フィルタセクション１２０は、インライン共振器１２２、２つのインシャント共振器１２４、１２６およびキャパシタ１２８を備えている。インライン共振器１２２は、パスバンドを形成するためにインシャント共振器１２４とペアにすることができ、また、ストップバンドを形成するためにインシャント共振器１２６とペアにすることもできる。すなわち、インライン共振器１２２は、パスバンドおよびストップバンドの両者を形成するために、インシャント共振器１２４、１２６の各々とシェアされる。フィルタセクション１２０は入力ターミナル１３０および出力ターミナル１３２を備えている。

選択されたフィルタセクションの回路にかかわらず、フィルタセクションの同一のものの選択された数は、フィルタセクションの少なくとも直近に隣接するペアがそれらの入力またはそれらの出力を介して互いに接続されるように、カスケードされたフィルタ回路設計を生成するためにカスケードされる（ステップ６６）。例えば、図５に示されたフィルタセクション１２０が選択された場合、図６に示されたカスケードされたフィルタ回路設計１５０を生成するために５回カスケードされる。そこに示すように、第２のフィルタセクション１２０（２）の出力ターミナル１３２が第１のフィルタセクション１２０（１）の出力ターミナル１３２に接続され、第２のフィルタセクション１２０（２）の入力ターミナル１３０が第３のフィルタセクション１２０（３）の入力ターミナル１３０に接続され、第４のフィルタセクション１２０（４）の出力ターミナル１３２が第３のフィルタセクション１２０（３）の出力ターミナル１３２に接続され、第４のフィルタセクション１２０（４）の入力ターミナル１３０が第５のフィルタセクション１２０（５）の入力ターミナル１３０に接続するように、第２および第４のフィルタセクション１２０（２）、１２０（４）は逆になっている。他の実施例において、カスケードされたフィルタ回路設計で使用されたフィルタセクションのいくつかあるいは全ては、互いに同じではないが、オットーＪツォーベル、均一および複合電波フィルタの理論および設計、ベルシステム技術ジャーナル、第２巻、Ｎｏ．１（１９２３年１月）に記載されたＭ由来の画像方法を使用して、初期フィルタセクション１２０から引き出せる。

次に、カスケードされたフィルタ設計において互いに電気的に隣接する類似の回路要素は、数を減少させたカスケードされたフィルタ設計２５０を生成するために組み合わされる（ステップ６８）。この明細書の目的のため、インライン回路要素は、それらの間にシャントされた電気パスが無い場合、互いに「電気的に隣接」しており、インシャント回路要素は、それらのターミナルが互いにショートされた場合、互いに「電気的に隣接」している。

例えば、図７に示すように、第１および第２のフィルタセクション１２０（１）、１２０（２）の各々の同一のインライン共振器１２２は互いに組み合わされ、同じ正規化された共振周波数を有するが、オリジナルのインライン共振器１２２のいずれか１つのように、正規化された静キャパシタンスの半分を有する、単一のインライン共振器２２２となり、第１および第２のフィルタセクション１２０（１）、１２０（２）の各々の同一のキャパシタ１２８は互いに組み合わされ、オリジナルのキャパシタ１２８のいずれか１つのように、正規化されたキャパシタンスの半分を有する単一のキャパシタ２２８となる。同様に、第３および第４のフィルタセクション１２０（３）、１２０（４）の各々の同一のインライン共振器１２２は互いに組み合わされ、同じ正規化された共振周波数を有するが、オリジナルのインライン共振器１２２のいずれか１つのように、正規化された静キャパシタンスの半分を有する、単一のインライン共振器２２２となり、第３および第４のフィルタセクション１２０（３）、１２０（４）の各々の同一のキャパシタ１２８は互いに組み合わされ、オリジナルのキャパシタ１２８のいずれか１つのように、正規化されたキャパシタンスの半分を有する単一のキャパシタ２２８となる。

第２および第３のフィルタセクション１２０（２）、１２０（３）の各々の同一のインシャント共振器１２４は互いに組み合わされ、同じ正規化された共振周波数を有するが、オリジナルのインシャント共振器１２４のいずれか１つのように、正規化された静キャパシタンスの２倍を有する、２つの単一のインシャント共振器２２４となり、第２および第３のフィルタセクション１２０（２）、１２０（３）の各々の同一のインシャント共振器１２６は互いに組み合わされ、同じ正規化された共振周波数を有するが、オリジナルのインシャント共振器１２６のいずれか１つのように、正規化された静キャパシタンスの２倍を有する、単一のインシャント共振器２２６となる。同様に、第４および第５のフィルタセクション１２０（４）、１２０（５）の各々の同一のインシャント共振器１２４は互いに組み合わされ、同じ正規化された共振周波数を有するが、オリジナルのインシャント共振器１２４のいずれか１つのように、正規化された静キャパシタンスの２倍を有する、２つの単一のインシャント共振器２２４となり、第４および第５のフィルタセクション１２０（４）、１２０（５）の各々の同一のインシャント共振器１２６は互いに組み合わされ、同じ正規化された共振周波数を有するが、オリジナルのインシャント共振器１２６のいずれか１つのように、正規化された静キャパシタンスの２倍を有する、単一のインシャント共振器２２６となる。

次に、減少したフィルタ回路設計の正規化された回路要素値は、最初に周波数応答要求を正規化された設計スペースにマップするために使用されたマッピング技術の逆に従って、現実の設計スペースにアンマップされる（ステップ７０）。例えば、等式［４］の対数マッピング技術が周波数応答要求を正規化されたスペースにマップするために使用された場合、以下のような対数アンマッピング等式が、正規化された回路要素値を現実の設計スペースにアンマップするために使用される：

このフィルタ設計は初期フィルタ設計である。周波数応答要求（パスバンド：挿入ロス＜１．５ｄＢで１８５０ＭＨｚから１９１０ＭＨｚ；ストップバンド：＞４０ｄＢ廃棄で１９３０ＭＨｚから１９９０ＭＨｚ）、および、４２度ＸＹカットのＬｉＴａＯ_３基板上に構成されたＳＡＷ共振器および４２度ＸＹカットのＬｉＴａＯ_３基板上に統合されたキャパシタから構成される回路要素タイプの選択を考慮すると、初期フィルタ回路設計２５０をアンマッピングした後、各共振器の共振周波数ω_Ｒおよび静キャパシタンスＣ_０、および、キャパシタのキャパシタンスが、シミュレートしたとき、図８ｂに示された周波数応答となる図８ａに示されているように、選択される。

次に、寄生効果が、事前に最適化されたフィルタ回路設計を生成するために、以下のパラメータ（ＱＣ_０＝２００、Ｑｃａｐ＝２００、ＱＬ_ｍ＝１０００、および、Ｒｓ＝０．５オーム）を使用して、初期のフィルタ回路設計２５０に加えられる（ステップ７２）。次に、事前に最適化されたフィルタ回路設計は、最終フィルタ回路設計を生成するために、コンピュータ化されたフィルタ最適化装置に入力される（ステップ７４）。付加的な方法において、要素除去設計（ＥＲＤ）技術が最適化の最中に実行され、不必要または「消去する」回路要素はより単純な回路要素へ除去または減少され、図９に示された最終フィルタ回路設計となる。ＥＲＤ技術は、「マイクロ波フィルタにおける要素除去設計」との名称の、米国仮特許出願シリアルＮｏ．６１／８０２，１１４に記載されており、ここで参照することで本明細書に組み込まれる。最適化およびＥＲＤ技術は、シミュレートすると、目的とする周波数応答要求と一致する図１０ｂに示された周波数応答の結果となる、図１０ａに示されるように、各共振器に対し共振周波数ω_Ｒおよび静キャパシタンスＣ_０およびキャパシタのキャパシタンスの結果となる。

とりわけ、図２に示された画像設計技術に従って設計されたマルチバンドフィルタは、先行技術の画像設計技術に従って設計されたマイクロ波音響フィルタと比較してかなり大きい範囲にわたる共振周波数を持つ共振器を有するであろうと予想される。

例えば、共振周波数のスパンを比較できるある測定は、最も大きい共振周波数を有する共振器の周波数分離である。音響共振器の周波数分離は、その共振周波数とその非共振周波数との間の相違を意味する。音響波共振器のパーセント分離は、その共振周波数とその非共振周波数との間のパーセント周波数分離であり、以下のように計算できる：

ここで、圧電材料の材料特性によって決定され、装置の配置によって変更されるように、γは共振器の動キャパシタンスに対する静キャパシタンスの比率である（等式［３］）。

４２度ＸＹカットのＬｉＴａＯ_３基板に対し、γ０は約１２より大きい。音響共振器の現実化からの寄生キャパシタンスは、γを増加させそのためパーセンテージ分離を減少させ、一方、寄生インダクタンスは効果的にγを減少させることができる。この例において、γ＝１２に対し、パーセンテージ分離は約４．１％であり、そのため、分離は、図１０ａの共振器（Ｒｅｓ４に対し１９８８ＭＨｚ）のなかで最も高い共振周波数で約８１ＭＨｚの最大値を有する。音響共振器の周波数分離と対照的に、２つの音響共振器の間の「周波数差」は２つの共振器の共振周波数の間の絶対周波数差を意味する。図１０ａに示された最も高い共振器と最も低い共振器との間の周波数差は、１８４ＭＨｚまたは最大周波数分離の２．２７倍である。この例において、図１０ａの共振器の全ての可能なペアの間の平均周波数差は、最大周波数分離の約０．９倍である。一対の共振器の共振周波数間における差の変化の平方根は、５６ＭＨｚまたは最大周波数分離の０．６９倍である。共振器の全部で２１可能なペアの４つの間の周波数差は、最大周波数分離を超える。

そのため、最終フィルタ回路設計における最も低い共振周波数と最も高い共振周波数との間の差は、最も高い共振周波数を有する共振器における共振周波数と非共振周波数との間の分離の、少なくとも１．２５倍、多くの場合、少なくとも２倍となることが予想される。

また、図２に示された画像設計技術に従って設計されたマルチバンドフィルタが、反射零点がパスバンドまたはそれに大変近い部分に限定される、先行技術の画像設計技術に従って設計されたフィルタと対比して、パスバンドからかなり遠くに位置する反射零点を有することが予想される。

特に、局所的なリターン損失（および／またはＳ１１）の最小および局所的な挿入損失（および／またはＳ２１）の最大が、最大周波数分離の約５パーセント未満−この例では約４ＭＨｚ未満内で、同時に起きる周波数で生じる。あるいは、反射零点は、Ｓ１１の遅延の局所的に最小の点および局所的に最大の点で起こる。図１０ｃから分かるように、いくつかの反射零点（特に、マーカーＡ１およびＡ７に対応する反射零点）は、パスバンド（１８５０ＭＨｚから１９１０ＭＨｚ）の範囲外でそれから遠くに位置する。反射零点と最も近接するパスバンドエッジとの間の周波数差は、最大周波数分離の、１倍より大きく、あるいは１．２５倍より大きく、あるいは２倍より大きくなる。この特定の例において、マーカーＡ７に対応する反射零点は、パスバンドの上側のエッジから約９１ＭＨｚ（すなわち、８１ＭＨｚの最大周波数分離の約１．１倍）である。この例のパスバンドは６０ＭＨｚの幅である。パスバンド幅と関連して、図１０ｃに示すように、反射零点は、パスバンドの下側エッジに対し２５％および５％下側でパスバンドの上側エッジに対し６％および２１％上側であり、パスバンド中の他の反射零点と近接している。また、マーカーＡ７でのある反射零点は、パスバンドの反射零点と近接しておらず、パスバンドの上側エッジに対し１６４％上側である。最終フィルタ回路設計の挿入損失は、好ましくは３ｄＢ未満である。

図２に戻って参照すると、一旦最終フィルタ回路設計が達成されると、実際のマイクロ波フィルタが最終フィルタ回路設計に基づいて組み立てられる（ステップ７６）。好ましくは、実際のマイクロ波フィルタの回路要素値が、最終フィルタ回路設計における対応する回路要素値とマッチする。

本発明の特定の実施例が示されて記載されているが、上述した議論は本発明をそれらの実施例に限定することを意図していないことを理解すべきである。当業者にとって、各種の変更や変形が本発明の精神および範囲を逸脱しない限り可能であることは自明である。例えば、本発明は単一の入力および出力を有するフィルタを十分超える応用を有しており、本発明の特定の実施例は、低損失の選択回路が使用される、デュプレクサ、マルチプレクサ、チャンネライザ、リアクティブスイッチなどを形成するために使用される。そのため、本発明は、クレームで定義されているように、本発明の精神および範囲内の代替例、変形例および同等例をカバーすることを意図している。

Claims (22)

1. 周波数応答要求（ステップ５２）に従って音響マイクロ波フィルタを設計する方法であって：
   周波数応答要求に基づくフィルタセクション（１００）を選択する工程（ステップ５６）であって、フィルタセクション（１００）が、入力（１０６）、出力（１０８）、および、入力（１０６）と出力（１０８）との間の複数の回路要素（１０２、１０４）を含み、複数の回路要素（１０２、１０４）が、ペアを成すインライン音響共振器（１０２ａ）及びインシャント音響共振器（１０２ｂ）を有し、さらに、少なくとも一の追加のインライン音響共振器（１０４ａ）及びインシャント音響共振器（１０４ｂ）を有する工程と；
   周波数応答要求に基づいた、回路要素（１０２、１０４）の各々に対する値を選択する工程（ステップ６０、６２）と；
   周波数応答要求に基づいた、複数のフィルタセクション（１００）を選択する工程（ステップ６４）と；
   直近で隣接するフィルタセクション（１００）の少なくとも１つのペアの入力（１０６）が互いに接続され、又は、直近で隣接するフィルタセクション（１００）の少なくとも１つのペアの出力（１０８）が互いに接続されるように、カスケードされたフィルタ回路設計（１５０）を生成するために、選択された複数のフィルタセクション（１００）をカスケードする工程（ステップ６６）と；
   最終フィルタ回路設計を生成するために、カスケードされたフィルタ回路設計をフィルタ最適化装置に入力する工程（ステップ７４）と；
   最終フィルタ回路設計に基づいて、音響マイクロ波フィルタを構成する工程（ステップ７６）と；
   を備えることを特徴とする方法。
2. さらに、回路要素（１０２、１０４）の構成タイプを選択する工程（ステップ５４）を備えることを特徴とする請求項１に記載の方法。
3. 少なくとも２つのインライン共振器（１０２ａ、１０４ａ）または少なくとも２つのインシャント共振器（１０２ｂ、１０４ｂ）の各々の構成タイプが、表面弾性波（ＳＡＷ）共振器、バルク弾性波（ＢＡＷ）共振器、薄膜バルク弾性波共振器（ＦＢＡＲ）、および、微小電気機械システム（ＭＥＭＳ）共振器の１つから選択されることを特徴とする請求項２に記載の方法。
4. さらに、ユニットレススケールで正規化された周波数応答要求に周波数応答要求を変換する工程であって、回路要素の値が、ユニットレスで正規化された周波数応答要求に基づいて決定される正規化された値である工程と；
   カスケードされたフィルタ回路要素の正規化された回路要素の値を、ユニットを有する実際の回路要素の値に変換する工程と；
   を備えることを特徴とする請求項１に記載の方法。
5. 前記インシャント共振器（１０２ｂ）の正規化された共振周波数が、パスバンドを形成するために２のファクタだけ、前記インライン共振器（１０２ａ）の正規化された非共振周波数より低いことを特徴とする請求項４に記載の方法。
6. 前記インライン共振器（１０２ａ）の正規化された非共振周波数が、ストップバンドを形成するために約１のファクタだけ、前記インシャント共振器（１０２ｂ）の正規化された共振周波数より低いことを特徴とする請求項４に記載の方法。
7. さらに、カスケードされたフィルタ回路設計（１５０）に寄生効果を加える工程の前に、カスケードされたフィルタ回路設計（１５０）中で互い電気的に隣接する類似の回路要素（１０２、１０４）を組み合わせる工程（ステップ６８）を備えることを特徴とする請求項１に記載の方法。
8. さらに、最終フィルタ回路設計を生成するために、不必要な回路要素を、より単純な回路要素へ除去しまたは減少させることによって、カスケードされたフィルタ回路設計の要素除去最適化を行う工程を備えることを特徴とする請求項１に記載の方法。
9. 周波数応答要求が排除要求を備えており、フィルタセクションの数が排除要求に基づき選択されることを特徴とする請求項１に記載の方法。
10. 少なくとも２つのインライン共振器（１０２ａ、１０４ａ）またはインシャント共振器（１０２ｂ、１０４ｂ）が圧電基盤を使用して構成されていることを特徴とする請求項１に記載の方法。
11. 周波数応答要求が少なくとも２つのパスバンドおよびストップバンドを備えており、フィルタセクション（１００）が、少なくとも２つのパスバンドおよびストップバンドに基づき選択されることを特徴とする請求項１に記載の方法。
12. 前記ペアを成すインライン音響共振器（１０２ａ）及びインシャント音響共振器（１０２ｂ）の値が、パスバンドおよびストップバンドのいずれかを形成するために選択されることを特徴とする請求項１１に記載の方法。
13. 周波数応答要求がパスバンドおよびストップバンドを備えることを特徴とする請求項１２に記載の方法。
14. 一対のインライン音響共振器（１０２ａ）およびインシャント音響共振器（１０２ｂ）の値がパスバンドを形成するために選択され、複数の回路要素（１０２、１０４）が他の一対のインライン音響共振器（１０４ａ）およびインシャント音響共振器（１０４ｂ）を有しており、他の一対のインライン音響共振器（１０４ａ）およびインシャント音響共振器（１０４ｂ）の値がストップバンドを形成するために選択されることを特徴とする請求項１３に記載の方法。
15. 最終フィルタ回路設計での複数の共振器（Ｒｅｓ１−Ｒｅｓ７）の最も低い共振周波数と最も高い共振周波数との間の差が、複数の共振器（Ｒｅｓ１−Ｒｅｓ７）中のいかなる共振器の周波数分離の少なくとも１．２５倍であることを特徴とする請求項１に記載の方法。
16. 最終フィルタ回路設計での複数の共振器（Ｒｅｓ１−Ｒｅｓ７）の最も低い共振周波数と最も高い共振周波数との間の差が、複数の共振器（Ｒｅｓ１−Ｒｅｓ７）中の最も高い共振周波数を有する共振器の周波数分離の少なくとも２倍であることを特徴とする請求項１に記載の方法。
17. 周波数応答要求がパスバンドを備えており、パスバンドのエッジと、最も高い共振周波数を有する共振器の周波数分離の５パーセント未満に一致する最終フィルタ回路設計のリターン損失の大きさの局所的な最少と挿入損失の大きさの局所的な最大における周波数との間の周波数の相違が、最終フィルタ回路設計における最も高い共振周波数を有する共振器の周波数分離の少なくとも１倍であることを特徴とする請求項１に記載の方法。
18. 周波数応答要求がパスバンドを備えており、パスバンドのエッジと、最も高い共振周波数を有する共振器の周波数分離の５パーセント未満に一致する最終フィルタ回路設計のリターン損失の大きさの局所的な最少と挿入損失の大きさの局所的な最大における周波数との間の周波数の相違が、最終フィルタ回路設計における最も高い共振周波数を有する共振器の周波数分離の少なくとも１．２５倍であることを特徴とする請求項１に記載の方法。
19. 周波数応答要求がパスバンドを備えており、パスバンドのエッジと、最も高い共振周波数を有する共振器の周波数分離の５パーセント未満に一致する最終フィルタ回路設計のリターン損失の大きさの局所的な最少と挿入損失の大きさの局所的な最大における周波数との間の周波数の相違が、最終フィルタ回路設計における最も高い共振周波数を有する共振器の周波数分離の少なくとも２倍であることを特徴とする請求項１に記載の方法。
20. 周波数要求が３ｄＢ未満の挿入損失要求を含むことを特徴とする請求項１７に記載の方法。
21. フィルタセクション（１００）が互いに同じであることを特徴とする請求項１に記載の方法。
22. 直近に隣接するフィルタセクション（１００）の隣接対のすべてが、それらの入力（１０６）またはそれらの出力（１０８）を介して互いに接続されていることを特徴とする請求項１に記載の方法。

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