CN104412268A - 微波声波滤波器的改进设计 - Google Patents

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Abstract

一种设计声微波滤波器(100)的方法包括基于频率响应需求选择滤波器部。所述滤波器部包括输入(106)、输出(108)以及多个电路元件。所述电路元件至少具有串联声谐振器(102a、104a)或并联声谐振器(102b、104b)。所述方法进一步包括选择每个电路元件的值，选择滤波器部的数量，以及级联所选择的数量的滤波器部以产生级联的滤波器电路设计，使得至少一对直接相邻的滤波器部通过其输入或其输出彼此连接。所述方法进一步包括向级联的滤波器电路设计增加寄生效应，以便产生预先优化的滤波器电路设计；优化预先优化的滤波器电路设计，以便产生最终滤波器电路设计；并且基于最终滤波器电路设计，构造声微波滤波器。

Description

微波声波滤波器的改进设计
技术领域
本发明总体上涉及微波滤波器，且更具体地，涉及声波微波滤波器。
背景技术
在1910年左右，开始研制用于通信应用的频率选择的电气信号滤波器，用于电报和电话使用中，尤其用于多路复用和解复用在长距离电缆和无线链路上携带的通信信号信道。其中，在20世纪20年代，贝尔实验室研发了称为“图像”或“图像参数”设计方法的滤波器设计方法(见George A.Campbell,Physical Theory of the Electric Wave Filter,The Bell SystemTechnical Journal,Volume I,No.2(1922年11月)；Otto J.Zobel,Theory andDesign of Uniform and Composite Electric Wave-Filters,The Bell SystemTechnical Journal,Volume II,No.1(1923年1月))。使用这些技术，滤波器被设计为传输线，该传输线在拓扑上分解成通常相同的部分，这些部分具有相同或相似的输入阻抗以及相同或相似的输出阻抗。这些部分通过交替的方式连接，以便相邻部分的输入彼此连接，并且相邻部分的输出彼此连接(即，第一部分的输入连接至第二部分的输入，第二部分的输出连接至第三部分的输出，第三部分的输入连接至第四部分的输入等)。由于输入阻抗或输出阻抗始终彼此相对，所以在通过滤波器传输信号时，在这些部分之间的界面上将没有反射。
通常，图像设计方法产生“初始滤波器设计”。需要更多的设计步骤来产生可以制造的“最终滤波器设计”。这些额外的步骤可以包括：使相似的相邻元件相结合，增加或删除特定的电路元件，以便对滤波器特性产生期望的增强，增加在理想化的电路元件模型中不包含的寄生效应，以便更精确地表示要制造的物理电路，执行电路元件值的计算机优化，以便更好地与期望的要求匹配等。
声波(AW)谐振器(特别是石英体声波(BAW)谐振器)开始用于一些电信号滤波器中。AW谐振器的等效电路具有在称为“谐振”频率和“反谐振频率”的频率中具有小间距的两个谐振(参见K.S.Van Dyke,Piezo-Electric Resonator and its Equivalent Network Proc.IRE,Vol.16,1928,pp.742-764)。图像滤波器设计方法应用于利用这些石英谐振器的滤波器电路中，并且两个AW滤波器电路类型产生“阶梯”和“晶格”AW滤波器设计(参见美国专利号1,795,204；W.P.Mason,Electrical Wave Filters EmployingQuartz Crystals as Elements,The Bell System Technical Journal(1934))。在随后的几十年内，由于具有特别窄的带宽，所以石英梯设计通常仅用于单信道滤波器。大部分石英滤波器是混合晶格设计，这些设计允许具有不太窄的带宽，但通常需要电感器。
网络合成设计在20世纪60年代开始出现，这允许具有更多类型的滤波器电路设计，但是也通常需要电感器，与电容器相比，电感器常常在物理上较大并且具有损耗。这些设计处于射频以及更低的频率(<100MHz)，并且使用大块晶体(通常是石英)来制造这些设计。表面声波(SAW)滤波器此时也开始出现。由于换能器损耗，这些设计经受高插入损耗，允许仅在具有中间频率(而非射频)时使用，并且以横向设计(也称为“抽头延迟线”)为基础。
从1992年左右开始，研制了薄膜SAW谐振器和BAW谐振器，并且开始用于微波中(频率>500MHz)。AW阻抗元件滤波器(IEF)设计也可以称为Espenschied型梯形声波滤波器设计(参见O.Ikata等的Developmentof Low-Loss Bandpass Filters Using Saw Resonators for Portable Telephones,1992Ultrasonics Symposium,pp.111-115)。在SAW和BAW实现方式中由AW IEF带通滤波器设计的图像通常在移动通信装置的射频(RF)前端中用于微波滤波应用。在移动通信工业中最特别重要的是约500-3,500MHz的频率范围。在美国，有多个标准频带用于蜂窝通信中。这些包括频带2(～1800-1900MHz)、频带4(～1700-2100MHz)、频带5(～800-900MHz)、频带13(～700-800MHz)以及频带17(～700-800MHz)；以及出现的其他频带。
双工器(一种特别类型的滤波器)在移动装置的前端中是关键元件。现代移动通信装置同时发送和接收(使用LTE、WCDMA或CDMA)并且使用相同的天线。双工器分离可以高达0.5瓦功率的发送信号和可以低至微微瓦的接收信号。在载波上通过不同的频率调制发送和接收信号，允许双工器选择这些信号，甚至因此双工器必须在通常仅约2平方毫米的非常小的尺寸中提供频率选择、隔离以及低插入损耗。图像设计的带通AWIEF滤波器普遍优选地用于双工器中，这是因为该滤波器满足了这些要求并且比抽头延迟线(由于具有更高的损耗)以及谐振单相单向换能器(SPUDT)滤波器(由于所需要的窄线防止缩放微波频率)等替换物明显更好；虽然由于所提供的平衡输出，所以双模SAW(DMS)(也称为纵向耦合的谐振器)(LCR))滤波器有时在双工器中用于接收滤波器。(参见David Morgan,Surface Acoustic Wave Filters With Applications to ElectronicCommunications and Signal Processing Morgan,pp.335-339,352-354(2007))。通常，IEF滤波器为每个图像部分使用由仅一个串联谐振器和仅一个并联谐振器构成的简单成对的谐振器结构。
这些传统的AW IEF滤波器设计的微小变化也被视为用于这些应用中(参见美国专利号8,026,776和美国专利号8,063,717)，这通常在IEF设计中添加一个或多个电路元件(例如，电容器、电感器或者AW谐振器)，以便增强特定的电路特征。在对基本的AW IEF电路的影响足够小，以便与传统的AW IEF滤波器设计相比，常用的计算机优化工具聚集以产生一种改进的设计时，可以完成这个目标。这是包含间距小的谐振和反谐振的任何电路(例如，用于AW IEF滤波器内的谐振器)的严格要求，且从而仅允许基本的AW IEF设计和功能具有非常微小的变化。这是因为计算机电路优化程序集中于改进的电路设计解决方案的基本要求在于，初始设计是与最终改进的设计相同的电路结构，并且初始电路元件值非常接近最终值。因此，AW IEF滤波器设计的基本结构限于简单成对的谐振器结构以及基本的AW梯形设计的微小变化，在“事实之后”对这种传统的电路设计进行的变化。在移动通信的成本、损耗、尺寸以及功率处理方面，需要改进的微波AW滤波器。
发明内容
根据本发明的第一方面，提供了一种根据频率响应要求设计声微波滤波器的方法。该方法包括根据频率响应要求选择滤波器部。该滤波器部包括输入、输出以及在所述输入与所述输出之间的多个电路元件。所述多个电路元件具有至少两个串联(in-line)声谐振器或至少两个并联(in-shunt)声谐振器。在一种方法中，在单个压电衬底上制造串联谐振器或并联谐振器中的每一个。
该方法可以可选地包括选择电路元件的结构类型。例如，串联谐振器或并联谐振器中的每个的结构类型可以选自表面声波(SAW)谐振器、体声波(BAW)谐振器、薄膜体声波谐振器(FBAR)以及微机电系统(MEMS)谐振器中的一个。
该方法进一步包括根据频率响应要求选择每个电路元件的值；根据频率响应要求选择滤波器部的数量；以及级联所选择的数量的滤波器部(可以是相同的)，以产生级联的滤波器电路设计，以便至少一对(可能甚至是所有对)直接相邻的滤波器部通过其输入或其输出彼此连接。
在一种方法中，所述频率响应需求包括通带和阻带中的所述至少一个，并且根据通带或阻带选择滤波器部。所述多个电路元件可以具有成对的串联谐振器和并联谐振器，在这种情况下，可以选择所述成对的串联谐振器和并联谐振器的值以形成通带或阻带。如果所述频率响应需求包括通带和阻带，那么可以选择所述成对的串联谐振器和并联谐振器的值以形成通带，所述多个电路元件可以是另一成对的串联谐振器和并联谐振器，并且可以选择所述另一成对的串联谐振器和并联谐振器的值以形成阻带。
一种可选的方法进一步包括将频率响应需求映射到标准化设计空间，在这种情况下，所述电路元件值将是根据映射的频率响应需求确定的标准化值；并且然后，将级联的滤波器电路设计的标准化电路元件值取消映射到实际设计空间。在一个实施方式中，所述多个电路元件具有成对的串联谐振器和并联谐振器，并且所述并联谐振器的标准化谐振频率比所述串联谐振器的标准化反谐振频率低约两倍以形成通带。在另一实施方式中，所述多个电路元件具有成对的串联谐振器和并联谐振器，并且所述串联谐振器的标准化反谐振频率比所述并联谐振器的标准化谐振频率低约1倍，以形成阻带。
该方法进一步包括向级联的滤波器电路设计增加寄生效应，以便产生预先优化的滤波器电路设计；将预先优化的滤波器电路设计输入滤波器优化器(例如，计算机化滤波器优化器)内，以便产生最终滤波器电路设计；并且根据最终滤波器电路设计构造声微波滤波器。一种可选的方法进一步包括在向级联的滤波器设计增加寄生效应之前，使在级联的滤波器设计中彼此电气相邻的相似电路元件相结合。另一种可选的方法进一步包括进行预先优化的滤波器电路设计的元件去除优化，以便产生最终滤波器电路设计。
在一种方法中，在最终滤波器电路设计中的多个谐振器的最低谐振频率与最高谐振频率之间的差值至少是在多个谐振器中具有最高谐振频率的谐振器的谐振频率与反谐振频率之间的差值的1.25倍，可能至少是2倍。在另一种方法中，最终滤波器电路设计的回波损耗大小的局部最小值或局部最大值至少是在最终滤波器电路设计中具有最高谐振频率的谐振器的谐振频率与反谐振频率之间的间隔的1倍，可能是1.25倍，并且甚至可能是2倍。
根据本发明的第二方面，一种声微波滤波器包括：输入和输出；以及多个声谐振器，其被耦接在所述输入与所述输出之间。在最终滤波器电路设计中的多个谐振器的最低谐振频率与最高谐振频率之间的差值至少是在多个谐振器中具有最高谐振频率的谐振器的谐振频率与反谐振频率之间的间隔的1.25倍，可能至少是2倍。在一个实施方式中，所述多个谐振器包括至少两个串联谐振器和/或至少两个并联谐振器。所述多个谐振器可以包括至少一个成对的串联谐振器和并联谐振器。所述多个谐振器中的每个可以是表面声波(SAW)谐振器、体声波(BAW)谐振器、薄膜体声波谐振器(FBAR)以及微机电系统(MEMS)谐振器中的一个。
根据本发明的第三方面，一种声微波滤波器包括：输入和输出；以及多个声谐振器，其被耦接在所述输入与所述输出之间。声微波滤波器的回波损耗大小的局部最小值或局部最大值至少是具有最高谐振频率的谐振器的谐振频率与反谐振频率之间的间隔的1倍，可能至少是1.25倍，并且可能至少是2倍。在一个实施方式中，所述多个谐振器包括至少两个串联谐振器和/或至少两个并联谐振器。所述多个谐振器可以包括至少一个成对的串联谐振器和并联谐振器。所述多个谐振器中的每一个可以是表面声波(SAW)谐振器、体声波(BAW)谐振器、薄膜体声波谐振器(FBAR)以及微机电系统(MEMS)谐振器中的一个。
通过阅读旨在说明而非限制本发明的优选实施方式的以下详细描述，本发明的其他和进一步方面及特征将显而易见。
附图说明
附图显示了本发明的优选实施方式的设计和效用，其中，相似的元件由共同的参考数字表示。为了更好地理解如何获得本发明的上述和其他优点以及目标，参照在附图中显示的其具体实施方式，显示上面简单描述的本发明的更特别的描述。理解这些附图仅描述本发明的典型实施方式，因此不被视为限制其范围，通过使用附图，额外特别并且详细地描述和解释本发明，其中：
图1为无线电信系统的框图；
图2为示出根据本发明的一种方法的用于设计声滤波器的图像技术的流程图；
图3为根据图2的图像技术可以选择的一个滤波器部的示意图；
图4a至图4e为示出用于在图3的滤波器部中实现不同的频带类型的不同β值的频率响应曲线图；
图5为根据图2的图像技术可以选择的另一滤波器部的示意图；
图6为根据图2的图像技术的通过级联在图5中所示的另一滤波器部的相同滤波器部来产生的级联滤波器电路设计的示意图；
图7为根据图2的图像技术的通过在图6的级联滤波器电路设计中使相似的电路元件相结合来产生的初始滤波器电路设计的示意图；
图8a为示出根据图2的图像技术的图7的初始滤波器电路设计的谐振频率值和静态电容值的表格；
图8b为特别示出传输零点的预先优化的滤波器电路设计的频率响应曲线图；
图9为根据图2的图像技术的通过将预先优化的滤波器电路设计输入计算机化滤波器优化器并且执行元件去除设计技术来产生的优化滤波器电路设计的示意图；
图10a为示出图9的优化滤波器电路设计的谐振频率值和静态电容值的表格；
图10b为特别示出传输零点的图9的优化滤波器电路设计的频率响应曲线图；以及
图10c为特别示出反射零点的图9的优化滤波器电路设计的频率响应曲线图。
具体实施方式
本公开描述了一种图像技术，用于设计声波(AW)微波滤波器(例如，表面声波(SAW)、体声波(BAW)、薄膜体声波谐振器(FBAR)、微机电系统(MEMS)滤波器)。与限于在滤波器设计的每个级联部分中使用简单的成对谐振器结构的现有技术的图像设计技术相比，在本文中描述的图像设计技术在滤波器设计的每个级联部分中使用更复杂的电路元件结构。这种图像设计技术能够具有的更大的设计复杂性可以产生性能改善的设计，例如，改善的插入损耗、更高的抑制(rejection)和/或更低的成本。
在本文中描述的AW微波滤波器显示了具有单个通带和单个阻带的频率响应，在需要具有间距小的阻带的通带的电信系统双工器中，该响应特别有用。例如，参照图1，用于移动通信装置内的电信系统10可以包括：收发器12，其能够发送和接收无线信号；以及控制器/处理器14，其能够控制收发器12的功能。收发器12通常包括：宽带天线16；双工器18，其具有发射滤波器24和接收滤波器26；发射器20，其通过双工器18的发射滤波器24耦接至天线16；以及接收器22，其通过双工器18的接收滤波器26耦接至天线16。
发射器20包括上转换器28，其被配置为将由控制器/处理器14提供的基带信号转换成射频(RF)信号；可变增益放大器(VGA)30，其被配置为放大RF信号；带通滤波器32，其被配置为以由控制器/处理器14选择的操作频率输出RF信号；以及功率放大器34，其被配置为放大经滤波的RF信号，然后，通过双工器18的发射滤波器24将该RF信号提供给天线16。
接收器22包括：凹槽或阻带滤波器36，其被配置为通过接收滤波器26拒绝来自从天线16中输入的RF信号的传输信号干扰；低噪声放大器(LNA)38，其被配置为放大具有相对较低噪音的来自阻带滤波器36的RF信号；可调谐带通滤波器40，其被配置为以由控制器/处理器14选择的频率输出放大的RF信号；以及下转换器42，其被配置为将RF信号下转换为提供给控制器/处理器14的基带信号。或者，由阻带滤波器36执行的拒绝传输信号干扰的功能反而可以由双工器18执行。或者，发射器20的功率放大器34可以被设计为减少传输信号干扰。
应理解的是，在图2中示出的框图本质上是功能图，并且几个功能可以由一个电子元件执行，或者一个功能可以由几个电子元件执行。例如，由上转换器28、VGA 30、带通滤波器40、下转换器42以及控制器/处理器14执行的功能通常由单个收发器芯片执行。带通滤波器32的功能可以结合进双工器18的功率放大器34和发射滤波器24内。
虽然相同的技术可以用于为双工器18的接收滤波器26以及其他RF滤波器设计声微波滤波器，但是在本文中描述的示例性图像设计技术用于为电信系统10的前端设计声微波滤波器，且尤其设计双工器18的发射滤波器24。
现参照图2，将描述一种用于设计AW微波滤波器的一种示例性技术50。首先，通过应用滤波器并且由用户建立滤波器需求(步骤52)，这些需求包括频率响应需求(包括通带、回波损耗、插入损耗、抑制、线性度、噪声系数、输入和输出阻抗等)、以及尺寸和成本需求、以及环境需求(例如，操作温度范围、振动、故障率等)。
接下来，选择在AW滤波器中使用的电路元件的结构类型；例如，选择谐振器的结构类型(SAW、BAW、FBAR、MEMS等)和电感器、电容器和开关的类型以及用于制造这些电路元件的材料，包括用于制造滤波器的封装和组装技术(步骤54)。在本文中描述的特定实例中，电路元件类型的选择是在42度的XY切割的LiTaO3衬底上构造的SAW谐振器以及在42度的XY切割的LiTaO3衬底上整合的电容器。
然后，从频率响应需求中选择通带和阻带，并且选择要设计的滤波器部分的电路(步骤56)。首先，根据需求，识别通带和阻带。滤波器部是滤波器的基本构件，并且根据通带和/或阻带选择。例如，可以为每个通带和/或阻带选择成对的串联谐振器(即，串联连接的)/并联谐振器(即，并联连接的)，且然后，这些谐振器串联连接以便形成滤波器部。滤波器部还可以包括除了谐振器以外的电路元件，例如，电容器、电感器和/或开关。
在图3中示出了滤波器部100的一个这种实施方式。滤波器部100包括：谐振器对102，其由串联谐振器102a和并联谐振器102b构成；以及谐振器对104，其由串联谐振器104a和并联谐振器104b构成。这两个谐振器对102、104如图所示彼此串联耦接，并且分别与频率响应需求的通带和阻带对应。滤波器部100还包括输入终端106和输出终端108。
可以由修改的Butterworth-Van Dyke(MBVD)模型110描述每个声谐振器102a、102b、104a、104b。MBVD模型110还可以描述SAW谐振器，可以通过在压电衬底上设置叉指式换能器(IDT)来制造这些谐振器，例如晶状石英、铌酸锂(LiNbO3)、钽酸锂(LiTaO3)晶体或BAW(包括FBAR)谐振器或MEMS谐振器。每个MBVD模型110包括动态电容Cm112、静态电容C0114、动态电感Lm 116以及电阻R 118。动态电容Cm 112和动态电感Lm 116可以由电气和声学性能的相互作用产生，且因此，可以称为MBVD模型110的动态臂部。静态电容C0 114可以由该结构的电容产生，且因此，可以称为MBVD模型110的静态(非动态)电容。电阻R 118可以由声谐振器的电阻产生。通过以下等式使参数相关：
[1] &omega;R = - 1 L m C m ;
[2] &omega; A &omega; R = 1 + 1 &gamma; ,
其中，ωR和ωA可以是任何给定的声谐振器的各个谐振和反谐振频率，并且伽玛γ可以取决于材料的性能，该性能可以进一步由以下等式定义：
[3] C 0 C m = &gamma; .
通常，对于42度的X Y切割LiTaO3，γ值的范围可以从约12到约18。
声谐振器的谐振频率ωR表示阻抗的幅度到达局部最小值并且阻抗的相位与0相交的频率。声谐振器的反谐振频率ωA表示阻抗的幅度到达局部最大值并且阻抗的相位与0相交的频率。
通过等式[1]可以理解的是，每个声谐振器的谐振频率将取决于MBVD模型110的动态臂部，然而，滤波器特性(例如，带宽)将由在等式[2]中的γ强烈影响。声谐振器102的品质因数(Q)可以是声滤波器设计的重要品质系数，与在滤波器内的元件的损耗相关。电路元件的Q表示每个周期储存的能量与每个周期耗散的能量的比率。品质因数在每个声谐振器中模型化实际损失，并且通常，可能需要不止一个品质因数来描述声谐振器的损耗。可以如下为滤波器实例定义品质因数。动态电容Cm 112可以具有定义为QCm＝108的相关联的品质；静态电容C0 114可以具有定义为QC0＝200的相关联的品质；并且动态电感Lm 116可以具有定义为QLm＝1000的相关联的品质。电路设计师通常可以使SAW谐振器通过谐振频率ωR、静态电容C0、伽玛γ以及品质因数QLm来表征。对于商业应用，对于SAW谐振器，QLm可以约为1000，并且对于BAW谐振器，约为3000。
返回图2，然后，将频率响应需求映射到标准化设计空间中(步骤58)。使用合适的算法，可以进行映射，例如，平方根/二次方映射技术(参见George L.Matthaei,Microwave Filters,Impedance-Matching Networks,andCoupling Structures,McGraw-Hill Book Company,pp.95-97、438-440(1964))或者更适合于声波谐振器的对数/指数映射技术。
一种吸引人的对数映射技术使用以下等式：
[4] &Omega; = ln ( &omega; 2 w 2 p ) / ln ( 1 + 1 &gamma; )
[5]|ΩR-ΩA|＝1
其中，2πωp是通带或阻带的几何中心频率，2πω是实际频率，Ω是映射频率，γ是谐振器的静态与动态电容的比率，ΩR是谐振器的映射谐振频率，并且ΩA是谐振器的映射的反谐振频率。
谐振器对的串联谐振器的映射的反谐振频率与并联谐振器的映射的谐振频率之间的关系可以方便地用于根据以下等式限定频率响应的期望形状：
[6] &beta; = &Omega; A IL - &Omega; R IS
其中，是串联谐振器的映射的反谐振频率，是并联谐振器的映射的谐振频率，并且β是限定频率响应的形状的频率间隔(separation，区间)参数。在滤波器部内对β的选择确定了是形成通带、阻带还是空带。
例如，图4a-4e分别示出用于一对串联/并联谐振器的五种不同类型的频率响应。具体地，在β～2时，频率响应包括通带，如图4a中所示。在这种情况下，并联谐振器具有标准化谐振频率-1，并且串联谐振器具有标准化反谐振频率+1(且因此，标准化谐振频率为0)。在β～1时，频率响应包括空带，如图4b中所示。在这种情况下，并联谐振器具有标准化谐振频率-0.5，并且串联谐振器具有标准化反谐振频率+0.5(且因此，标准化谐振频率为-0.5)。在β～0时，频率响应包括窄阻带，如图4c中所示。在这种情况下，并联谐振器具有标准化谐振频率0，并且串联谐振器具有标准化反谐振频率0(且因此，标准化谐振频率为1)。在β～-0.5时，频率响应包括更宽的阻带，如图4d中所示。在这种情况下，并联谐振器具有标准化谐振频率0.25，并且串联谐振器具有标准化反谐振频率-0.25(且因此，标准化谐振频率为0.75)。在β～-1时，频率响应包括甚至更宽的阻带，如图4e中所示。在这种情况下，并联谐振器具有标准化谐振频率0.5，并且串联谐振器具有标准化反谐振频率-0.5(且因此，标准化谐振频率为0.5)。
使用这些原理、频率响应需求以及识别的通带和阻带，确定在图3中所示的滤波器部100中的所有谐振器的标准化频率(步骤60)。例如，如果频率响应需求包括与在图4a中所示的频率响应(β～2)的通带相似的通带，那么串联谐振器102a的标准化反谐振频率可以选择为+1，并且并联谐振器102b的标准化谐振频率可以选择为-1。如果频率响应需求包括与在图4e中所示的频率响应(β～-1)的阻带相似的阻带，那么串联谐振器104a的标准化反谐振频率可以选择为-0.5，并且并联谐振器104b的标准化谐振频率可以选择为0.5。应理解的是，可以为每个通带和每个阻带重新标准化频率。
接下来，可以基于在滤波器部的串联和并联分支的标准化电纳值之间的固有关系以及特定的滤波器部期望的频带抑制需求，以每个通带和每个阻带的中心频率选择电路元件的标准化电纳值(在谐振器的情况下，标准化电纳与其静态电容C'0成比例)(步骤62)。具体地，假设使用等式[4]和[5]的对数/指数映射，因此，对于每个通带和每个阻带将有下式，
[7] B 0 ( IS ) &prime; * B 0 ( IL ) &prime; = 1 ;
其中，对于每个谐振器对，是串联分支的标准化电纳，例如，在图3中所示的滤波器对102的串联谐振器102a，并且是并联分支的标准化电纳，例如，滤波器对102的并联谐振器102b。而且，根据Ken-yaHashimoto,Surface Acoustic Wave Devices in Telecommunications,Springer,2000,chapter 5.4–“Impedance Element Filters”的教导，尤其是图5.41和5.42，该比率可以与滤波器对的信号抑制相关。
使用等式[7]和比率的信号抑制关系，可以选择电路元件的电纳值。例如，返回图3，可以通过遵循等式[7]并且生成具有由等于滤波器部的通带部分的期望抑制的通带元件造成的抑制的期望通带频率响应的方式，选择串联谐振器102a和并联谐振器102b的标准化电纳值 同样，可以通过遵循等式[7]并且生成在等于滤波器部的期望信号抑制的剩余部分的阻带内具有抑制的期望频率响应的方式，选择串联谐振器104a和并联谐振器104b的标准化电纳值例如，如果滤波器部的期望信号抑制是10dB，那么可以选择与通带对应的串联谐振器102a和并联谐振器102b的电纳值以便构成5dB抑制，并且与阻带对应的串联谐振器102a和并联谐振器102b的电纳值可以构成5dB抑制。
接下来，基于频率响应需求(且在这种情况下为滤波器的期望抑制)，选择用于滤波器内的滤波器部的数量(步骤64)。例如，如果期望抑制大于40dB，并且每个滤波器部的抑制是10dB，那么所选择的电路部分的数量优选至少是4。
应理解的是，虽然在步骤56中为滤波器部选择了两对谐振器，以便在滤波器的频率响应中提供通带和阻带，但是如果通带和阻带的频率足够接近，那么一个谐振器可以有助于产生通带和阻带两者。例如，在图5中示出了一个替代的滤波器部120。滤波器部120包括串联谐振器122、两个并联谐振器124、126以及电容器128。串联谐振器122可以与并联谐振器124成对以便形成通带，并且还可以与并联谐振器126成对以便形成阻带。即，串联谐振器122由各个并联谐振器124、126共享，以便形成通带和阻带两者。滤波器部120包括输入端130和输出端132。
无论滤波器部选择什么电路，滤波器部的所选择数量的相同滤波器部都被级联以产生级联的滤波器电路设计，使得至少直接相邻的一对滤波器部通过其输入或其输出彼此连接(步骤66)。例如，如果选择在图5中所示的滤波器部120，那么可以级联五次以产生在图6中所示的级联滤波器电路设计150。如图所示，第二和第四滤波器部120(2)、120(4)颠倒，以便第二滤波器部120(2)的输出端132连接至第一滤波器部120(1)的输出端132，第二滤波器部120(2)的输入端130连接至第三滤波器部120(3)的输入端130，第四滤波器部120(4)的输出端132连接至第三滤波器部120(3)的输出端132，并且第四滤波器部120(4)的输入端130连接至第五滤波器部120(5)的输入端130。在一个替代的实施方式中，用于级联滤波器电路设计中的一些或所有滤波器部彼此不同，而是使用在Otto J.Zobel,Theoryand Design of Uniform and Composite Electric Wave-Filters,The Bell SystemTechnical Journal,Volume II,No.1(1923年1月)中公开的M导出图像方法从初始滤波器部120中获得。
接下来，将在级联的滤波器设计中彼此电气相邻的相似电路元件相结合，以产生减小的级联滤波器设计250(步骤68)。为了本说明书的目的，如果在串联电路元件之间没有并联电气路径，那么串联电路元件彼此“电气相邻”，并且如果其终端短接在一起，那么并联电路元件彼此“电气相邻”。
例如，如图7中所示，各个第一和第二滤波器部120(1)、120(2)的相同串联谐振器122可以共同组合成具有相同的标准化谐振频率但是具有一半的标准化静态电容的单串联谐振器222，以作为任一个原始的串联谐振器122，并且各个第一和第二滤波器部120(1)、120(2)的相同电容器128可以共同组合成具有一半的标准化电容的单个电容器228，以作为任一个原始的电容器128。同样，各个第三和第四滤波器部120(3)、120(4)的相同串联谐振器122可以共同组合成具有相同的标准化谐振频率但是具有一半的标准化静态电容的单串联谐振器222，以作为任一个原始的串联谐振器122，并且各个第三和第四滤波器部120(3)、120(4)的相同电容器128可以共同组合成具有一半的标准化电容的单个电容器228，以作为任一个原始的电容器128。
各个第二和第三滤波器部120(2)、120(3)的相同并联谐振器124可以共同组合成具有相同的标准化谐振频率但是具有两倍的标准化静态电容的两个单并联谐振器224，以作为任一个原始的并联谐振器124，并且各个第二和第三滤波器部120(3)、120(4)的相同并联谐振器126可以共同组合成具有相同的标准化谐振频率但是具有两倍的标准化静态电容的单并联谐振器226，以作为任一个原始的并联谐振器126。同样，各个第四和第五滤波器部120(4)、120(5)的相同并联谐振器124可以共同组合成具有相同的标准化谐振频率但是具有两倍的标准化静态电容的两个单并联谐振器224，以作为任一个原始的并联谐振器124，并且各个第四和第五滤波器部120(4)、120(5)的相同并联谐振器126可以共同组合成具有相同的标准化谐振频率但是具有两倍的标准化静态电容的单并联谐振器226，以作为任一个原始的并联谐振器126。
接下来，根据最初用于将频率响应需求映射到标准化设计空间的映射技术的逆反，减小的滤波器电路设计的标准化电路元件值被取消映射(unmap，反映射)到实际设计空间(步骤70)。例如，如果等式[4]的对数映射技术用于将频率响应需求映射到标准化空间，那么以下对数取消映射的等式可以用于将标准化电路元件值取消映射到实际设计空间：
[8] &omega; = &omega;p ( 1 + 1 &gamma; ) &Omega; / 2
该滤波器设计是初始滤波器设计。考虑到频率响应需求(通带：1850MHz到1910MHz且插入损耗<1.5dB；阻带：1930MHz到1990MHz且>40dB抑制)以及由在42度的XY切割的LiTaO3衬底上构造的SAW谐振器和在42度的XY切割的LiTaO3衬底上整合的电容器构成的电路元件类型的选择，并且在取消映射初始滤波器电路设计250之后，选择每个谐振器的谐振频率ωR和静态电容C0以及电容器的电容，如图8a中所示，在模拟时，这产生在图8b中所示的频率响应。
接下来，使用以下参数(QC0＝200、Qcap＝200、QLm＝1000以及Rs＝0.5欧姆)，将寄生效应加入初始滤波器电路设计250中，以产生预先优化的滤波器电路设计(步骤72)。然后，将预先优化的滤波器电路设计输入计算机化滤波器优化器内，以便产生最终滤波器电路设计(步骤74)。在一种优选的方法中，在优化期间实施元件去除设计(ERD)技术，其中，去除不必要的或“消失的”电路元件，或者这些元件被缩减为更简单的电路元件，从而产生在图9中所示的最终滤波器电路设计。在题为“ElementRemoval Design in Microwave Filters”的美国临时专利申请序号61/802,114中描述了ERD技术，将其明显地结合于本文中以作参考。优化和ERD技术产生每个谐振器的谐振频率ωR和静态电容C0以及电容器的电容，如图10a中所示，在模拟时，这产生在图10b中所示的频率响应，其满足目标频率响应需求。
显然，预期与根据现有技术的图像设计技术设计的微波声滤波器相比，根据在图2中所示的图像设计技术设计的多带滤波器将具有谐振频率跨越范围相对更大的谐振器。
例如，可以与谐振频率的跨度相比较的一个量度是具有最大谐振频率的谐振器的频率间隔。声谐振器的频率间隔表示在其谐振频率与其反谐振频率之间的差值。声波谐振器的百分比间隔是在其谐振频率与其反谐振频率之间的百分比频率间隔，并且可以如下计算：
[9]
其中，γ是谐振器的静态与动态电容的比率(等式[3])，由压电材料的材料属性确定并且通过装置的几何形状修改。
对于42度的XY切割的LiTaO3衬底，γ大于约12。来自声谐振器的实现的寄生电容可以增大γ，且因此减小百分比间隔，而寄生电感可以有效地减小γ。在该实例中，对于γ＝12，百分比间隔约是4.1％，且因此，在图8a中的谐振器之中具有最高谐振频率时(对于Res4是1988MHz)，间隔具有约为81MHz的最大值。与声谐振器的频率间隔相比，在两个声谐振器之间的“频率差”表示在这两个谐振器的谐振频率之间的绝对频率差。在图8a中所示的最高和最低谐振器之间的频率差是184MHz或者最大频率间隔的2.27倍。在该实例中，在图8a中的所有可能的谐振器对之间的平均频率差值约为最大频率间隔的0.9倍。在谐振器对的谐振频率之间的差值的方差的平方根是56MHz或者最大频率间隔的0.69倍。在总共可能的21对谐振器中的4对之间的频率差超过最大频率间隔。
因此，预期在最终滤波器电路设计中的谐振器的最低谐振频率与最高谐振频率之间的差值将至少是在具有最高谐振频率的谐振器的谐振频率与反谐振频率之间的间隔的1.25倍，并且在很多情况下，至少是2倍。
还预期与根据现有技术的图像设计技术设计的滤波器相比，根据在图2中所示的图像设计技术设计的多带滤波器将具有位于离通带相对较远的反射零点，其中，反射零点被限制为通带或者非常接近通带。
具体地，在局部回波损耗(和/或S11)最小值和局部插入损耗(和/或S21)最大值与在小于约5％的最大频率间隔(对于该实例，小于约4MHz)内一致的频率处，出现反射零点。或者，在延迟S11具有局部最小值和局部最大值时，出现反射零点。从图10c中可以看出，一些反射零点(尤其是与标记A1和A7对应的反射零点)位于通带(1850MHz到1910MHz)之外并且远离该通带。反射零点与最近的通带边缘之间的频率差可以大于最大频率间隔的一倍，可能大于1.25倍并且可能大于2倍。在这个特定的实例中，相对于通带的上边缘，与标记A7对应的反射零点约为91MHz(即，约为最大频率间隔81MHz的1.1倍)。对于这个实例，通带的宽度是60MHz。相对于通带宽度，如图10c中所示，反射零点低于通带的下部边缘的25％和5％并且高于通带的上部边缘的6％和21％，并且与在通带中的其他反射零点连续。而且，在标记A7处，一个反射零点与通带反射零点不连续，并且高于通带的上部边缘的164％。最终滤波器电路设计的插入损耗优选小于3dB。
返回图2，一旦实现最终滤波器电路设计，就根据最终滤波器电路设计构造实际微波滤波器(步骤76)。优选地，实际微波滤波器的电路元件值将与在最终滤波器电路设计中的相应电路元件值匹配。
虽然示出和描述了本发明的特定实施方式，但应理解的是，以上讨论并非旨在将本发明限于这些实施方式。对于本领域的技术人员，在不背离本发明的精神和范围的情况下，显然可以进行各种变化和修改。例如，本发明具有远远超出具有单输入和输出的滤波器的应用，并且本发明的特定实施方式可以用于形成双工器、多路复用器、信道器、反应开关等，其中，可使用低损耗选择电路。因此，本发明旨在包括可以落在由权利要求限定的本发明的精神和范围内的替换物、修改以及等同物。

Claims (34)

1.一种根据频率响应需求设计声微波滤波器的方法，包括：
基于所述频率响应需求选择滤波器部，其中，所述滤波器部包括输入、输出以及在所述输入与所述输出之间的多个电路元件，所述多个电路元件具有至少两个串联声谐振器或至少两个并联声谐振器；
基于所述频率响应需求选择每个所述电路元件的值；
基于所述频率响应需求选择滤波器部的数量；
级联所选择的数量的滤波器部，以产生级联的滤波器电路设计，以便至少一对直接相邻的滤波器部通过它们的输入或它们的输出彼此连接；
向所述级联的滤波器电路设计增加寄生效应，以便产生预先优化的滤波器电路设计；
将所述预先优化的滤波器电路设计输入滤波器优化器内，以便产生最终滤波器电路设计；并且
基于所述最终滤波器电路设计，构造所述声微波滤波器。
2.根据权利要求1所述的方法，进一步包括选择所述电路元件的结构类型。
3.根据权利要求2所述的方法，其中，所述至少两个串联谐振器或所述至少两个并联谐振器中的每一个的所述结构类型选自表面声波(SAW)谐振器、体声波(BAW)谐振器、薄膜体声波谐振器(FBAR)以及微机电系统(MEMS)谐振器中的一个。
4.根据权利要求1所述的方法，进一步包括：
将所述频率响应需求映射到标准化设计空间，其中，所述电路元件值是基于映射的频率响应需求确定的标准化值；并且
将所述级联的滤波器电路设计的标准化电路元件值取消映射到实际设计空间。
5.根据权利要求4所述的方法，其中，所述多个电路元件具有成对的串联谐振器和并联谐振器，并且所述并联谐振器的标准化谐振频率比所述串联谐振器的标准化反谐振频率低两倍，以形成通带。
6.根据权利要求4所述的方法，其中，所述多个电路元件具有成对的串联谐振器和并联谐振器，并且所述串联谐振器的标准化反谐振频率比所述并联谐振器的标准化谐振频率低约1倍，以形成阻带。
7.根据权利要求1所述的方法，进一步包括在向所述级联的滤波器设计增加寄生效应之前，使在所述级联的滤波器设计中彼此电气相邻的相似电路元件相结合。
8.根据权利要求1所述的方法，进一步包括进行所述预先优化的滤波器电路设计的元件去除优化，以便产生所述最终滤波器电路设计。
9.根据权利要求1所述的方法，其中，所述频率响应需求包括抑制需求，并且基于所述抑制需求，选择所述滤波器部的数量。
10.根据权利要求1所述的方法，其中，使用压电衬底构成所述至少两个串联谐振器或所述至少两个并联谐振器中的每一个。
11.根据权利要求1所述的方法，其中，所述频率响应需求包括通带和阻带中的至少两个，并且基于所述通带和所述阻带中的所述至少两个，选择所述滤波器部。
12.根据权利要求11所述的方法，其中，所述多个电路元件具有成对的串联谐振器和并联谐振器，并且选择所述成对的串联谐振器和并联谐振器的值，以形成所述通带和所述阻带中的一个。
13.根据权利要求12所述的方法，其中，所述频率响应需求包括所述通带和所述阻带。
14.根据权利要求13所述的方法，其中，选择所述成对的串联谐振器和并联谐振器的值以形成所述通带，所述多个电路元件具有另一成对的串联谐振器和并联谐振器，并且选择所述另一成对的串联谐振器和并联谐振器的值以形成所述阻带。
15.根据权利要求1所述的方法，其中，在所述最终滤波器电路设计中的多个谐振器的最低谐振频率与最高谐振频率之间的差值至少是在所述多个谐振器中的任何谐振器的频率间隔的1.25倍。
16.根据权利要求1所述的方法，其中，在所述最终滤波器电路设计中的多个谐振器的最低谐振频率与最高谐振频率之间的差值至少是在所述多个谐振器中具有所述最高谐振频率的所述谐振器的所述频率间隔的2倍。
17.根据权利要求1所述的方法，其中，所述频率响应需求包括通带，并且其中，在所述最终滤波器电路设计的回波损耗大小的局部最小值或局部最大值与所述通带的边缘之间的频率差至少是在所述最终滤波器电路设计中具有最高谐振频率的所述谐振器的频率间隔的1倍。
18.根据权利要求1所述的方法，其中，所述频率响应需求包括通带，并且其中，在所述最终滤波器电路设计的回波损耗大小的局部最小值或局部最大值与所述通带的边缘之间的频率差至少是在所述最终滤波器电路设计中具有最高谐振频率的所述谐振器的频率间隔的1.25倍。
19.根据权利要求1所述的方法，其中，所述频率响应需求包括通带，并且其中，在所述最终滤波器电路设计的回波损耗大小的局部最小值或局部最大值与所述通带的边缘之间的频率差至少是在所述最终滤波器电路设计中具有最高谐振频率的所述谐振器的频率间隔的2倍。
20.根据权利要求17所述的方法，其中，所述频率响应需求包括小于3dB的插入损耗需求。
21.根据权利要求1所述的方法，其中，所述滤波器部彼此相同。
22.根据权利要求1所述的方法，其中，所有相邻对的所述直接相邻的滤波器部通过它们的输入或它们的输出彼此连接。
23.一种声微波滤波器，包括：
输入和输出；以及
多个声谐振器，其被耦接在所述输入与所述输出之间，其中，在所述滤波器中的多个谐振器的最低谐振频率与最高谐振频率之间的差值至少是在所述多个谐振器中具有所述最高谐振频率的所述谐振器的频率间隔的1.25倍。
24.根据权利要求23所述的声微波滤波器，其中，在所述最终滤波器电路设计中的多个谐振器的最低谐振频率与最高谐振频率之间的差值至少是在所述多个谐振器中具有所述最高谐振频率的所述谐振器的频率间隔的2倍。
25.根据权利要求23所述的声微波滤波器，其中，所述多个谐振器包括至少两个串联谐振器和/或至少两个并联谐振器。
26.根据权利要求23所述的声微波滤波器，其中，所述多个谐振器包括至少一个成对的串联谐振器和并联谐振器。
27.根据权利要求23所述的声微波滤波器，其中，所述多个谐振器中的每一个是表面声波(SAW)谐振器、体声波(BAW)谐振器、薄膜体声波谐振器(FBAR)以及微机电系统(MEMS)谐振器中的一个。
28.一种声微波滤波器，包括：
输入和输出；以及
多个声谐振器，其被耦接在所述输入与所述输出之间，以形成通带，其中，所述声微波滤波器的回波损耗大小的局部最小值或局部最大值与所述通带的边缘之间的频率差至少是具有最高谐振频率的所述谐振器的频率间隔的1倍。
29.根据权利要求28所述的声微波滤波器，其中，所述声微波滤波器的回波损耗大小的局部最小值或局部最大值与所述通带的边缘之间的频率差至少是具有所述最高谐振频率的所述谐振器的所述频率间隔的1.25倍。
30.根据权利要求28所述的声微波滤波器，其中，所述声微波滤波器的回波损耗大小的局部最小值或局部最大值与所述通带的边缘之间的频率差至少是具有所述最高谐振频率的所述谐振器的所述频率间隔的2倍。
31.根据权利要求28所述的声微波滤波器，其中，所述滤波器具有小于3dB的插入损耗。
32.根据权利要求28所述的声微波滤波器，其中，所述多个谐振器包括至少两个串联谐振器和/或至少两个并联谐振器。
33.根据权利要求28所述的声微波滤波器，其中，所述多个谐振器包括至少一个成对的串联谐振器和并联谐振器。
34.根据权利要求28所述的声微波滤波器，其中，所述多个谐振器中的每一个是表面声波(SAW)谐振器、体声波(BAW)谐振器、薄膜体声波谐振器(FBAR)以及微机电系统(MEMS)谐振器中的一个。
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