CN101689843A - 具有改善的互调失真的电力滤波器 - Google Patents

具有改善的互调失真的电力滤波器 Download PDF

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格尼希·楚祖基
巴拉姆·A·威廉森
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/01—Frequency selective two-port networks

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Abstract

本发明提供了一种构建带阻滤波器的方法，包括：设计带阻滤波器，该带阻滤波器包括信号传输路径、沿着信号传输路径设置的多个谐振元件以及与谐振元件连接在一起以形成具有对应于谐振元件的各频率的多个传输零点的阻带的多个非谐振元件。该方法还包括改变其中沿着信号传输路径设置的谐振元件的顺序以创建多个滤波方案；计算每个滤波方案的性能参数；将性能参数进行互相比较；基于该比较选择一个滤波方案；以及使用所选择的滤波方案构建带阻滤波器。另一种RF带阻滤波器，包括连接在一起以形成阻带的多个谐振元件，其中至少两个谐振元件具有彼此不同的三阶IMD分量，使得三阶IMD分量关于阻带是非对称的。

Description

具有改善的互调失真的电力滤波器
技术领域
本发明主要涉及微波电路，特别是微波滤波器。
背景技术
电力滤波器一直用于电信号的处理。尤其是，这种电力滤波器用于通过使需要的信号频率通过并阻止或衰减其他不需要的电信号频率来从输入信号中选择需要的电信号频率。滤波器可以划分为若干通常的种类，包括低通滤波器、高通滤波器、带通滤波器和带阻滤波器，其表示由滤波器选择性通过的频率的类型。进一步，滤波器可以按照类型分类，例如巴特沃斯滤波器、切比雪夫滤波器、逆切比雪夫滤波器以及椭圆(Elliptic)滤波器，其表示滤波器提供的相对于理想频率响应的谱带形频率响应(频率截止特性)的类型。
通常使用两种电路组建块建立微波滤波器：多个谐振器，用于在一个频率f0上非常有效地存储能量；以及耦合器，用于耦合谐振器之间的电磁能量，从而形成多个级或极。例如，四极滤波器可以包括四个谐振器。给定的耦合器的强度由它的电抗(即，感抗和/或容抗)决定。耦合器的相对强度决定了滤波器的形状，耦合器的拓扑结构决定了滤波器执行带通功能还是执行带阻功能。谐振频率f0主要取决于各个谐振器的感抗和容抗。对于传统的滤波器设计，滤波器起作用的频率是由组成滤波器的谐振器的谐振频率决定的。由于上述讨论的原因，每一个谐振器必须具有非常低的内部阻抗，从而使滤波器的响应变灵敏并具有高度选择性。这种对低阻抗的需求对于给定技术易于驱动谐振器的尺寸和成本。
所使用的滤波器的类型常常取决于预期的用途。在通信应用中，带通滤波器通常在蜂窝式基站和其他电信设备中使用，以滤除或者阻止近似的一个或多个预定义的频带的RF信号。例如，这种滤波器典型地在接收器前端使用，以滤除噪音和损害基站或电信设备内的接收器的元件的其他不需要的信号。直接在接收器天线输入端放置边界清楚的(sharply defined)带通滤波器通常会消除由在靠近需要的信号频率的频率处的强干扰信号导致的各种不良影响。由于滤波器在接收器天线输入端的位置，插入损耗(insertion loss)必须很低以便不降级噪声系数。在大多数滤波器技术中，实现低插入损耗需要在滤波器陡度或选择性上进行相应的折中。
在商业电信应用中，常常需要使用窄带滤波器过滤出尽可能最小的通带，以使固定频谱能够被分成尽可能最大数量的频带，从而增加能够适合该固定频谱的用户的实际数量。最重要的是用于模拟蜂窝通信的800至900MHz范围的频率范围和用于个人通信服务(PCS)的1,800至2,200MHz范围的频率范围。伴随着无线通信的显著上升，这种过滤应该在日益不适宜的频谱中提供高度的选择性(在按照小频率差分开的信号之间区分的能力)和灵敏度(接收弱的信号的能力)。
历史上，一直以来使用常规导体(normal)制造滤波器；也就是说，非超导导体。这些导体具有固有损耗，因此，由它们形成的电路具有各种程度的损耗。对于谐振电路，损耗是特别严重的。装置的品质因数(Q)是其功率耗散或损耗的一种度量方式。例如，具有较高Q的谐振器具有较低的损耗。在微波传输带或带状线配置中，由常规金属制造的谐振器电路典型地具有四百量级的最好的Q。随着1986年高温超导体的发现，人们进行了用高温超导(HTS)材料来制造电子器件的尝试。由于该发现，HTS的微波特性得到了充分的改善。现在常规地形成了外延(epitaxial)超导薄膜并且已经商用。
当前，存在很多的应用，其中需要微波传输带窄带滤波器尽可能的小。这对于无线应用是特别地确切的，其中使用HTS技术，以便获得具有非常高Q的谐振器的小尺寸滤波器。所需要的滤波器通常是十分复杂的，可能具有十二个或者更多个的谐振器以及一些交叉耦合器。然而，所用的基板的可用尺寸通常是有限的。例如，可用于HTS滤波器的衬底通常具有仅为二或三英寸的最大尺寸。因此，非常需要一种用于实现尽可能小的滤波器的同时保持高品质性能的装置。在窄带微波传输带滤波器(例如百分之2量级的带宽，而尤其是百分之1或更小)的情况下，这种尺寸问题会变得十分严重。
除了尺寸和损耗的考虑之外，本发明尤其感兴趣的是，使互调失真(IMD)最小化，在微波和RF放大器设计中，互调失真变得日益重要。IMD是当两个或者更多的不同频率的信号存在于非线性装置的输入端时发生的不良现象，从而在不同于滤波器的需要的谐波频率处产生乱真发射(spurious emissions)。互调产物的频率数学上与初始输入信号的频率有关，并且可以通过等式计算得到：mf1±nf2，其中f1是第一信号的频率，f2是第二信号的频率，以及m，n＝0，1，2，3，....。在各阶产生互调产物，其中失真产物的阶由m+n的和给出。
如图1所示，f1和f2处的两个基础信号的二阶互调产物将在f1+f2、f2-f1、2f1以及f2处发生，f1和f2处的两个信号的三阶互调产物将在2f1+f2、2f1-f2、f1+2f2、f1-2f2(或2f1±f2以及2f2±f1)、3f1以及3f2处发生，其中2f1是f1的二次谐波，2f2是f2的二次谐波，3f1是f1的三次谐波，以及3f2是f2的三次谐波。当带通滤波是可以消除大多数不需要的互调产物而不影响带内性能的有效方法时，如图1所示，三阶互调产物2f1-f2、2f2-f1通常距基础信号f1、f2太近，以至于不能被滤除。如果互调产物是在通带内，则滤波变得不可能。
作为一个实际的实例，当来自多于一个发射器的强信号存在于接收器的输入端时，如电话系统中常见的情况，将产生IMD产物。这些不需要的IMD产物的电平是所接收的功率和接收器/线性前置放大器的函数。作为通用原则，二阶互调产物将以输入信号的平方的速率增加，三阶互调产物将以输入信号的立方的速率增加。因此，二阶互调产物具有与输入信号的平方成比例的幅度，而三阶互调产物具有与输入信号的立方成比例的幅度。
因此，如果两个输入信号，幅度相等，均上升1dB，那么二阶互调产物将上升2dB，三阶互调产物将上升3dB。因此，尽管最初三阶互调产物的电平与较低阶互调产物(通常占优势)的电平相比很小，但是三阶互调产物以较高的速率增长。因此当试图提高非线性装置(如放大器)的功率管理(power handling)时，与感兴趣的通带(即2f1-f2、2f2-f1)最接近的三阶互调产物是最主要的关注点。
只要装置处于线性区，互调产物的指数作用就是正确的。如图2所示。在装置的输出关于其输入变得非线性的点处，装置变得进入压缩状态(compression)。如果相对于输入电平来对基础信号、二阶互调产物以及三阶互调产物的输出电平进行绘图，则理论上存在二阶和三阶互调产物的电平截取基础信号的点。这些点分别被称为二阶截点(SOI)和三阶截点(TOI；还被称为IP3)。值得注意的是，实际中，这是不切实际的条件，因为远在到达截点之前，装置就会饱和。在截点发生的输入功率电平称为IP值。如果IMD产物的功率的相关性指数是n，则IP值由IPn表示。例如，对于二阶IMD产物，IP值是IP2，对于三阶IMD产物，IP值是IP3。已经发展出了IMD截点的概念，以帮助量化装置的IMD性能，其中随着IP值的提高，IMD性能会得到改善。
当许多超导滤波器中仅发生很小的损耗时，这样的滤波器是固有地非线性的，其可以将例如基站接收器的IP值限制在对于某些需求的应用来说太小的值。例如，对于具有其他蜂窝/PCS的服务提供者，有时传统的超导滤波器不能有效地用于其中的基站与强专用移动无线电(SMR)发射器协同定位的无线通信网络中，因为来自这些其他系统的带外(out-of-band)信号的功率电平可能过高并产生降低接收器灵敏度的IMD。因此，超导滤波器不能充分地滤除不需要的带外信号。
滤波器的性能还随着谐振器和滤波器的制造过程的变化而改变。尽管可以制造一些滤波器以实现所需要的滤波能力，以滤除竞争系统的带外信号，但是它们中的许多将在这样的应用中变得不可行，并且因此在测试中将其选出，从而导致滤波器的制造产量较低。关于HTS技术，RF滤波器的非线性(因而IMD可以通过滤波器呈现)可以通过增加滤波器的尺寸而被最小化。然而，如上所述，需要将HTS滤波器的尺寸尽可能地最小话。因此，在基本上不增加滤波器尺寸的前提下仍存在对滤波器的IMD最小化的需要(从而将IP值最大化)。
发明内容
根据本发明的一个方面，提供了一种构建射频(RF)带阻滤波器的方法。在一个实施例中，带阻滤波器包括薄膜准集总(quasi-lumped)元件结构(例如，由高温超导(HTS)材料制成的)，尽管其他类型的滤波器也可以用于带阻滤波器。
该方法包括，设计带阻滤波器，该带阻滤波器包括：具有输入端和输出端的信号传输路径；沿着信号传输路径设置在输入端和输出端之间的多个谐振元件；以及将谐振元件连接在一起以形成具有对应于谐振元件的各个频率的多个传输零点的阻带的多个非谐振元件。在一个实施例中，使用了四个谐振器，尽管可以使用任意多个谐振器，例如2，8，16等等。
该方法还包括，改变沿着信号传输路径设置谐振元件的顺序，以产生多个滤波方案(filter solution)，计算每个滤波方案的性能参数，以及对性能参数进行相互比较。在一个示例性方法中，性能参数是互调失真性能参数(例如，三阶IMD或者三阶截点)。该方法还包括，基于对计算的性能参数进行的比较，选择一个滤波方案，并使用所选择的滤波方案构建带阻滤波器。
在一种方法中，非谐振元件采取并联和串联地连接至谐振元件的导纳变换器的形式。在这种情况下，产生了对每个滤波方案的耦合矩阵表示，以及从各耦合矩阵表示计算每个滤波方案的性能参数。滤波器的设计可以包括：分别在并联连接至谐振元件的非谐振元件之间的节点；分别在串联连接至谐振元件的非谐振元件和谐振元件之间的节点；以及在输入端和输出端处的节点，其中，耦合矩阵的每个维度均包括节点。在这种情况下，该方法还可以包括，将每个耦合矩阵简化至其最简形式，并确定简化的耦合矩阵是否彼此相对不同。这样，可以确认滤波方案是唯一的。在另一种方法中，两个带阻滤波器可以以创建各阻带之间的通带的方式连接在一起。
根据本发明的另一方面，提供了一种射频(RF)带阻滤波器。在一个实施例中，带阻滤波器包括薄膜准集总元件结构(例如，由高温超导(HTS)材料制成)，尽管对于带阻滤波器可以使用其他类型的滤波器。
带阻滤波器包括多个连接在一起以形成阻带的谐振元件。至少两个谐振元件具有彼此不同的三阶互调失真(IMD)分量(例如，三阶IMD产物2f2-f1和2f1-f2)，使得滤波器的三阶IMD分量关于阻带是非对称的。谐振元件可以(例如)具有至少相差一个波长的彼此不同的传输线，使得IMD分量是非对称的。
根据本发明的又一方面，提供了一种射频(RF)网络。射频网络包括：配置用于创建通带的带通滤波器以及含有连接在一起以形成阻带的多个谐振元件的带阻滤波器。在一个实施例中，带阻滤波器包括薄膜准集总元件结构(例如，由高温超导(HTS)材料制成)，尽管对于带阻滤波器可以使用其他类型的滤波器。
至少两个谐振元件具有彼此不同的三阶互调失真(IMD)分量(三阶IMD产物2f2-f1和2f1-f2)，使得三阶IMD分量关于阻带是非对称的。在一个实施例中，降低了最接近通带的三阶IMD分量(例如，至少10dB)。谐振元件可以(例如)具有至少相差一个波长的彼此不同的传输线，使得IMD分量是非对称的。在另一个实施例中，滤波网络还包括包含连接在一起以形成另一个阻带的另外多个带阻滤波器。至少两个另外的谐振元件具有彼此不同的另外的三阶互调失真(IMD)分量，使得另外的三阶IMD分量关于另一阻带是非对称的。在这种情况下，带通滤波器和另一个带阻滤波器可以以锐化通带的另一个边缘的方式连接在一起。
附图说明
附图示出了本发明的实施例的设计和应用，其中，用共同的参考标号指代相似的元件，其中：
图1是由现有技术的滤波器产生的互调失真(IMD)产物的示图；
图2是示出了现有技术的滤波器的IMD分量与基础信号之间的截点的示图；
图3是示出了根据本发明的一个实施例构建的通信系统的框图；
图4是示出了在图3的通信系统中使用的带阻滤波器的一种表示的框图；
图5是示出了根据本发明构建的图4的带阻滤波器的另一种表示的框图；
图6是图5的带阻滤波器的耦合矩阵表示；
图7是填写了示例性耦合值的图6的耦合矩阵；
图8是示出了从根据图7的耦合矩阵构建的图5的带通滤波器输出的基础信号的频率响应的曲线图；
图9a-9h均示出了谐振器矩阵块(上图)，电接点电流的频率响应(中图)，以及简化的耦合矩阵(下图)，其中在图5的带阻滤波器中使用了不同的谐振器顺序；
图10a-10h均示出了简化的耦合矩阵(上图)，谐振器内电流的频率响应(左图)，以及基础信号和三阶IMD的频率响应，其中在图5的带阻滤波器中使用了指定的谐振器顺序；
图11是设计在860MHz和2MHz带宽的图5的带阻滤波器的算得的频率响应；
图12是在图11的带阻内的谐振器电流的算得的频率响应，其中谐振器是相同的；
图13是在图11的带阻内的谐振器功率的算得的频率响应，其中谐振器是相同的；
图14是在图11的带阻内的谐振器功率的算得的频率响应，其中对第二谐振器进行了修改；
图15是基础信号、使用相同的谐振器的IMD以及使用修改过的第二谐振器的IMD的所算得的频率响应；
图16是使用图5中的两个带阻滤波器构建的带阻滤波器的电路图；以及
图17是在图16的带通滤波器中使用的带阻滤波器的IMD的测得的频率响应。
具体实施方式
参考图3，现在将描述根据本发明构建的射频(RF)通信系统200的一个实施例。通信系统200可以用在(例如)基站中。通信系统200主要包括前置接收器系统202、发射系统204以及由接收器202和发射系统204共享的天线206。
接收器系统202包括用于对通过天线206接收的RF信号210进行滤波的滤波网络208，以及用于从滤波网络208接收经滤波的RF信号210的接收器212。滤波网络208用于将在设计的通带内的所接收的RF信号210选择性地传递至接收器212，并将接收器212的工作频率外的干扰信号(典型地包括由其他通信系统发射的RF信号和由发射系统204产生的协同定位(co-located)的发射信号)滤除。
发射系统204包括用于产生RF信号216的发射器214以及用于对由发射器214产生的RF信号进行滤波并将这些经滤波的RF信号发射至天线206的滤波网络218。滤波网络218用于将在设计的通带内的发射信号216通过天线206选择性地发射至另一接收器(未示出)，例如，蜂窝电话。当接收和发射信号不共享一个天线时，对各信号可以使用单独的天线(未示出)。
接收器系统202的滤波网络208包括非超导滤波器220和超导滤波器222，优选地，高温超导(HTS)滤波器。非超导滤波器220的输入端从天线206接收RF信号210。非超导滤波器220的输出端连接至超导滤波器222的输入端，并且超导滤波器222的输出端连接至接收器212。从而，在通过超导滤波器222对其所接收的RF信号210进行滤波之前，非超导滤波器220对其进行预滤波。
非超导滤波器220是被调谐为使所接收的RF信号210在通信系统200的整个接收频率范围中(例如，使用高级移动电话服务(AMPS)标准，接收频率范围约为824MHz至849MHz)的通带中通过的带通滤波器。超导滤波器222也是带通滤波器，但是其被调谐为使来自非超导滤波器220所预滤波的位于非超导滤波器220的通带内的通带中的信号可以通过。这样，在干扰信号输入至超导滤波器222之前，非超导滤波器220将其滤除，而超导滤波器220为接收器212提供尖锐的频率选择性。
发射系统204的滤波网络218包括非超导滤波器224和超导滤波器226，优选地，高温超导(HTS)滤波器。超导滤波器226接收由发射器214产生的RF信号。超导滤波器226的输出端连接至非超导滤波器224的输入端，非超导滤波器224的输出端连接至天线206。因此，在通过非超导滤波器224对发射RF信号进行滤波之前，超导滤波器226其进行预滤波。
非超导滤波器224是被调谐为使所接收的RF信号210在通信系统200的整个发射频率范围中(例如，使用高级移动电话服务(AMPS)标准，发射频率范围约为824MHz至849MHz)的通带中通过的带通滤波器。超导滤波器226是陷波(notch)或者带阻滤波器，调谐为修剪(clip)或抑制正好在所需要的发射频率之外的发射信号，然后将剩下的信号传输至非超导滤波器224。超导滤波器226可以修剪接近较低发射通带边缘的和/或较高发射通带边缘的发射信号。如果在较低发射通带边缘和较高发射通带边缘都有要修剪的发射信号，则使用两个超导滤波器。通过调谐超导滤波器226(或者滤波器)以修剪或抑制正好在通带之外的频率的信号，超导滤波器226不必具有与蜂窝电话基站发射器中使用的典型带通滤波器相同的高功率特性。因此，在至少一个通带边缘内，滤波网络218可以呈现出改善的损耗性能。
在美国专利申请出版物第2005-0164888号中记载了讨论通信系统中的非超导体和超导体的组合使用的进一步细节。以下的说明主要集中在提供一种在不显著增加滤波器的物理尺寸的基础上用于改善互调失真(IMD)的方法，从而改善了带阻滤波器或者陷波滤波器(notch filter)(如关于图3描述的上述超导滤波器226)的三阶截点(IP3)。
参考图4或者图5，现在将描述设计具有这些特性的带阻滤波器10的一个示例性方法。在该方法中，为了设计带阻滤波器10，可以首先创建带阻滤波器10的耦合矩阵表示。值得注意的是，在非常复杂的带通滤波器设计中，耦合矩阵表示已成为非常有力的工具，如S.Amari的“使用解析的基于梯度的优化技术的交叉耦合谐振器滤波器的合成”(“Synthesis of Cross-Coupled Resonator Filters Usingan Analytical Gradient-Based Optimization Technique，”IEEE Trans.Microwave Theory&Tech.，Vol.48，No.9，pp.1559-1564，September2000.)所示。耦合矩阵表示还已经非常成功的应用于低通和高通滤波器，但没有广泛应用于陷波或带阻滤波器。
传统地，使用阻抗变换器(K)以及分流电抗谐振器(X)来设计陷波或者带阻滤波器。特别地，如图4所示，带阻滤波器10的一个表示通常包括：(1)信号传输路径12，具有输入端14(标记为S)和输出端16(标记为L)；(2)多个节点18(在该示例中，分别标记为1-4四个节点)，沿着信号传输路径12串联设置；(3)多个谐振元件20(在该示例中，分别标记为X1，X2，X3，X4四个分流阻抗谐振器)，连接在各自的节点18与地之间；以及(4)多个非谐振元件22(在该示例中，分别标记为K01，K12，K23，K34，以及K45五个电抗变换器)，串联地连接在输入端14和输出端16之间，使得多个节点18分别在多个非谐振元件22之间。
为了实现滤波器10，图4中示出的表示可以扩大至图5中示出的概括表示，其中串联元件是导纳转换器(J)，并且谐振器由分流电纳(B)表示。特别地，带阻滤波器10的该表示主要包括：(1)信号传输路径52，具有输入端54(标记为S)和输出端56(标记为L)；(2)多个非谐振节点58(在该示例中，分别标记为1-4四个节点)，沿着信号传输路径52串联设置；(3)多个谐振节点60(在该示例中，分别标记为5-8四个节点)，设置在各自的非谐振节点58与地之间；以及(4)多个谐振元件62(在该示例中，分别标记为B1 R，B2 R，B3 R，以及B4 R四个分流电抗谐振器)，连接在各自的非谐振节点58与地之间；(5)多个第一非谐振元件64(1)(在该示例中，五个导纳变换器(J01，J12，J23，J34以及J45)串联地连接在输入端54和输出端56之间，使得多个非谐振节点58分别在多个非谐振元件64之间；(6)多个第二非谐振元件64(2)(在该示例中，四个导纳变换器(J1，J2，J3以及J4)串联地连接至各自的非谐振节点58与各谐振节点60之间的谐振元件62；以及(7)多个第三非谐振元件64(3)(在该示例中，六个电纳(BS N，B1 N，B2 N，以及B3 N以及BL N)，并联地连接至各自的输入端54、非谐振节点58、输出端56与地之间的各谐振元件62。
在图示的方法中，信号传输路径52采用传输线的形式，谐振元件60是准集总(quasi-lumped)基本电气元件，比如电感器和电容器，特别地，是薄膜准集总结构，比如平面螺旋结构、之字形蛇形结构、单盘绕结构以及双盘绕结构。这样的结构可能包括将其图样化以在低损耗基板上形成电容器和电感器的薄膜外延的高温超导体(HTS)。在第5,616,539号的美国专利中记载了讨论高温超导体准集总元件滤波器的进一步细节。
图6示出了如图5所示的滤波器10的耦合矩阵表示。如图所示，节点S、1-8以及L在矩阵表示的左侧以及顶部，其中各节点之间的耦合值(电纳值(B)以及导纳变换值(J))形成耦合矩阵表示的主体。由于耦合矩阵表示是互逆的，所以矩阵表示的对角线下面的值设为“零”。
图6中示出的耦合矩阵表示可以分为四个矩阵块，表示为：
m = m ( C ) m ( Q ) m ( Q ) m ( R ) , 其中m(C)是包含用于非谐振元件B1 N，B2 N，B3 N，以及B4 N的电纳值和用于非谐振元件J12、J23、J34以及J45的导纳转换器值的非谐振矩阵块；m(Q)是包含用于非谐振元件J1、J2、J3以及J4的导纳转换器值的非谐振矩阵块；以及m(R)是包含用于非谐振元件B1 R、B2 R、B3 R以及B4 R的电纳值的谐振矩阵块。习惯上，将矩阵代表值标准化(normalized)为-1至1的频率范围。
使用图7的耦合矩阵表示中提供的示例性值产生图8所示的滤波器响应，其示出了频率响应的输入反射系数S11，以及频率响应的正向传输系数S21。根据以下的等式来模拟该滤波器响应：
S 11 ( s ) = F ( s ) E ( s ) , S 21 ( s ) = P ( s ) ϵE ( s ) , | E | 2 = | F | 2 + | P | 2 ϵ 2 , 其中S11是滤波器的输入反射系数，S21是正向传输系数，s是标准化频率，F和P是广义复频率s的N(其中N是谐振元件的数量)阶多项式，ε是限定等波纹回波损耗(equal ripple return loss)的常数。由于分子具有N阶，所以每个系数S11和S21能够具有高达N个的零点。当系数S11和S21都具有N个零点时，滤波器响应被认为完全是椭圆的。在“用于RF/微波应用的微带滤波器”(“Microstrip Filters for RF/MicrowaveApplication，”Jia-Shen G.Hong and M.J.Lancaster，Wiley-Interscience2001.)中记载了讨论滤波器模型的进一步细节。标准化频率，s＝iw可以根据等式 w = f c BW ( f f c - fc f ) 映射至实频率，其中f是实频率，fc是中心频率，BW是滤波器的带宽。在“微波滤波器，阻抗匹配网络，以及耦合结构”(“Microwave Filters，Impedance-Matching Networks，and Coupling Structures，”G.Matthaei，L.Young and E.M.T.Jones，McGraw-Hill(1964))中记载了讨论标准化频率到实频率的变换的进一步细节。
从图8可以理解的是，非谐振元件64以形成具有与谐振元件62的各频率对应的多个传输零点68(在该示例，四个传输零点68分别与四个谐振元件62的频率相对应)的阻带66的方式与谐振元件62连接。在该具体的实例中，传输零点68位于标准化频率范围内的0.9286、0.3944、-0.3944以及-0.9286，从而创建具有-1至1的标准化频率范围的阻带66。如图8所示，滤波器响应还包括在-5和5的标准化频率范围上的可见的一对反射零点70。
重要的是，四个传输零点68的位置在扩展的耦合矩阵的谐振矩阵块中得到精确地复制。没有指定传输零点68的顺序，因此通过只在谐振矩阵块中选择传输零点68的顺序的一种简化的方案(solution)是可行的。也就是说，四个谐振元件62的频率可以保持相同，但可以沿着传输路径52改变他们的顺序。如下文将要描述的，每个矩阵的方案可以计算至少一个性能参数(在该示例中，为三阶互调失真分量)，使得能够选出达到最佳性能的方案(即谐振元件62的顺序)，并且用于物理地构建带阻滤波器10。可以修改扩展的耦合矩阵中的剩余的耦合值，从而相应地为谐振元件62的每个顺序生成相同幅度的滤波响应。
为了确保所使用的谐振元件62的不同顺序将会产生唯一的方案，可以将为不同的谐振元件顺序所产生的相应的耦合矩阵简化至其最简形式。特别地，以图6示出的方式产生的耦合矩阵表示将具有(2N+2)×(2N+2)个矩阵元素，其中N是用于产生耦合矩阵的谐振元件62的数量。在该示例中，矩阵元素的数量是((2)(4)+2)×((2)(4)+2)＝100。
如图7所示，扩展的耦合矩阵是相对稀疏的，因为许多矩阵元素具有零值。使用标准矩阵运算，扩展的耦合矩阵可以简化为具有(N+2)×(N+2)＝(4+2)×(4+2)＝36个矩阵元素的矩阵。尽管简化的耦合矩阵中的谐振频率值不再与传输零点68的位置相关，并且因此，在实现电路时不是很有用，但是其提供了明确的指示，两个扩展的矩阵没有完全简化为相同的方案。
例如，图9a-9h示出了具有不同传输零点的顺序的八个耦合矩阵表示相对于标准化频率绘制的流过非谐振元件J1-J4(在谐振节点5-8)的预期的电流电平。对于每个电流曲线，在其上面提供传输零点的顺序，以及在其下面示出简化的矩阵。如图所示，对于每个不同的传输零点的顺序，节点电流是不同的。值得注意的是，两个矩阵之间，如果他们具有不同的顺序，则同一频率的传输零点的节点电流将会不同，而如果他们具有相同的顺序，则同一频率的传输零点的节点电流将会相同。同样地，传输零点可以作为独立的设计参数来处理。
例如，由于两种布置的第一谐振器B1 R具有相同的频率(即0.928596)，两种布置的第四谐振器B4 R具有相同的频率(即-0.928596)，图9a中示出的谐振器的顺序的布置中J1的电流频率响应(节点5)和J4的电流频率响应(节点8)，与图9b中示出的谐振器的顺序的布置中J1的电流频率响应(节点5)和J4的电流频率响应(节点8)相同。相反地，由于两种布置的第二谐振器B2 R具有不同的频率(即0.394362和-0.394362)，两种布置的第三谐振器B2 R具有不同的频率(即-0.394362和0.394362)，图9a中示出的谐振器的顺序的布置中的J2的电流频率响应(节点6)和J3的电流频率响应(节点7)与图9b中示出的谐振器的顺序的布置中的J3的电流频率响应(节点6)和J3的电流频率响应(节点7)不同。
使用Dahm T.等人在“在高温超导微波滤波器设计中的互调的分析以及优化”(“Analysis and Optimization of Intermodulation inHigh-Tc Superconducting Microwave Filter Design，”IEEETransactions on Applied Superconductivity，vol.8，No.4，Dec.，1998，pp.149-157)以及美国专利第6,633,208，号中记载的标准技术，计算节点电流可以用于预测根据耦合矩阵表示构建的滤波器和原始功率容量以及互调失真(IMD)。
参考图10(a)和10(b)，示出了为具有不同的谐振器顺序的两个扩展的耦合矩阵计算的节点电流频率响应、基础信号频率响应和IMD(3阶)频率响应，并示出了相应的简化矩阵。假设带阻滤波器10用作陷波滤波器以形成带通滤波器的低频侧，则在阻带(并且具体为2f2-f1和2f1-f2处的IMD)以上的各谐振器频率的三阶IMD分量将变得最显著。可以看出，对于图10(a)中的配置，这些IMD分量的值分别是-119dBm以及-128dBm，对于图10(b)中的谐振器配置，这些IMD分量的值分别是-117.3dBm以及-131dBm。
由此可以理解的是，图10(a)的配置中使用的谐振器的顺序可以在物理地构建滤波器中进行选择，由于其最差情形的IMD小于图10(b)的配置中所使用的谐振器的顺序的最差情形的IMD。因此，应该理解的是，可以改变其中沿着信号传输路径52设置的谐振元件60的顺序，以创建多个滤波方案，然后基于对滤波方案给出的IMD进行比较来为带阻滤波器10的构建选择最佳的滤波方案(例如提供最佳IMD(以及功率容量)的方案)，仅通过对滤波器进行适度的改变，就可以实现在IMD(以及功率容量)性能方面得到的显著改善。
以改善IMD性能并因而改善功率容量性能的另一种方式是以提供关于阻带不对称的三阶IMD频率响应的方式独立地设计带阻滤波器10中的谐振器60。如上关于图3所描述的，当使用一个或两个带阻滤波器10以锐化下部和上部的通带边缘时，这尤其地有用。重要的是，阻带的一侧上所需要的IMD性能可能不像阻带的另一侧上所需要的IMD性能那么关键。例如，接近通带的阻带的一侧上所需要的IMD性能比远离通带的阻带的一侧上所需要的IMD性能可能更加关键。另外，通带的一侧上所需要的IMD性能可能不像通带的另一侧上所需要的IMD性能一样关键。例如，在通带的高侧可能有更多需要将其从信号中滤除的干扰，而通带的低侧上的干扰正好相反。
例如，当将图5中示出的带阻滤波器10设计为工作在具有2MHz的带宽的860MHz处时，如图11所示，计算出滤波器的输入反射系数S11以及基础信号的频率响应的正向传输系数S21。
在传统方法中，首先将带阻滤波器10中的谐振器60设计为相同，每个均由谐振频率处的半波长传输线形成。响应于1W的输入信号Pin，计算传统滤波器的各谐振器中的电流和功率。如图12所示，相对于频率绘出各个谐振器中的算得的电流。类似地，如图13所示，相对于频率绘出各谐振器中的算得的功率。如图12和13所示，电流和功率在第二谐振器B2 R中最高。
值得注意的是，尽管传统滤波器中的谐振器设计为每个谐振器具有相同的性能(例如，损耗(Q)以及IMD性能)，但是在制造过程中，各个谐振器可能经历某些变化，但这些变化并没有考虑为需要的。然而，在新技术中，使用两个波长的传输线对滤波器10中的一个谐振器60(具体地为第二谐振器B2 R)进行修改。公知的是，用于创建谐振器的传输线越长，则谐振器将具有越多的功率容量。可选地，美国专利第6,026,311号中使用的任何一个谐振器可以用于改善滤波器的功率容量。响应于1W的输入信号Pin，为修改的滤波器计算各谐振器中流过的电流以及输出功率。如图14所示，相对于频率绘出各谐振器中计算的功率。
通过对比图14中的谐振器功率和图13中的谐振器功率，可以理解的是，修改的滤波器(图14)中的第二谐振器B2 R中的功率与传统滤波器(图13)中的第二谐振器B2 R中的功率相比，充分地降低了。因为修改的滤波器中的剩余谐振器与传统滤波器中的剩余谐振器相同，对于传统滤波器和修改的滤波器，这些谐振器中的功率基本上是相同的。如图15所示，仅使用对第二谐振器B2 R改进的谐振器可以大大改善阻带的较高频率侧的IMD，从-15.46dBm到-31.03dBm。因此，如果在通带的较低频率侧使用该带阻滤波器，则通带的较低频率侧中的IMD将充分地降低。
通过制造图16中示出的使用平面高温超导(HTS)结构的一组带阻滤波器100，可以在实验上验证图15中所示的结果。一组带阻滤波器100包括两个带阻滤波器：传统带阻滤波器102(1)以及改进的带阻滤波器102(2)，两个滤波器都制造在同一HTS衬底上，以消除任何衬底至衬底的变化。带阻滤波器102(1)、102(2)设计为具有名义上相同的正向传输系数S21的频率响应。然而，改进的带阻滤波器102(1)中的第二谐振器B2 R由具有用于形成剩余谐振器的传输线的宽度的2.5倍的宽度的传输线形成。在各带阻滤波器102(1)、102(2)的输出处测量整个三阶IMD的频率响应，以及如图17所示，在改进的带阻滤波器102(1)的高频侧的三阶IMD基本上超过了传统带阻滤波器102(2)IMD。
尽管上面已经说明了使用平面HTS滤波器设计带阻滤波器10的方法，但是应当注意的是，该方法通常可应用于任何实现RF滤波器的方法，包括但不限于：腔体滤波器、同轴滤波器、梳状滤波器、航空滤波器、电介质圆片滤波器、微机电系统(MEMS)滤波器、表面声波(SAW)滤波器、薄膜体声波(FBAR)滤波器、体声波滤波器以及准集总元件滤波器。

Claims (20)

1.一种构建射频(RF)带阻滤波器的方法，包括：
设计带阻滤波器，所述带阻滤波器包括：信号传输路径，具有输入端和输出端；多个谐振元件，沿着所述信号传输路径设置在所述输入端与所述输出端之间；以及多个非谐振元件，与所述谐振元件连接在一起以形成具有多个传输零点的阻带，所述多个传输零点对应于所述谐振元件的各自的频率；
改变沿着所述信号传输路径设置所述谐振元件的顺序，以产生多个滤波方案；
计算所述滤波方案的每一个的性能参数；
将所述性能参数进行相互比较；
基于所算得的性能参数的所述比较，选择所述滤波方案中的一个；以及
使用所选的滤波方案构建所述带阻滤波器。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述带阻滤波器中的谐振元件的数量为4。
3.根据权利要求1所述的方法，其中，所述多个非谐振元件包括分别与所述谐振元件并联连接的非谐振元件以及分别与所述谐振元件串联连接的非谐振元件。
4.根据权利要求3所述的方法，其中，所述非谐振元件中的每一个均是导纳转换器。
5.根据权利要求3所述的方法，进一步包括：为所述滤波方案的每一个产生耦合矩阵表示，其中，所述滤波方案的每一个的所述性能参数是根据各自的所述耦合矩阵表示算得的。
6.根据权利要求5所述的方法，其中，所述的滤波器的设计包括：分别在并联连接至所述谐振元件的非谐振元件之间的节点；分别在串联连接至所述谐振元件的非谐振元件和所述谐振元件之间的节点；以及在所述输入端和所述输出端处的节点，其中，所述耦合矩阵的每个维度均包括所述节点。
7.根据权利要求6所述的方法，进一步包括：将每个所述耦合矩阵简化至其最简形式，并确定经简化的耦合矩阵是否彼此相对不同。
8.根据权利要求1所述的方法，其中，所述带阻滤波器包括薄膜准集总元件结构。
9.根据权利要求8所述的方法，其中，所述薄膜准集总元件结构包括高温超导体(HTS)
10.根据权利要求1所述的方法，其中，所述性能参数是互调失真性能参数。
11.一种用于改善带通射频(RF)滤波器性能的方法，包括以锐化由带通滤波器创建的通带边缘的方式，将权利要求1中所述的带阻滤波器连接至所述带通滤波器。
12.一种射频(RF)带阻滤波器，包括：
多个谐振元件，连接在一起以形成阻带，其中，所述谐振元件中的至少两个具有彼此不同的三阶互调失真(IMD)分量，使得所述滤波器的所述三阶IMD分量关于所述阻带是非对称的。
13.根据权利要求12所述的带阻滤波器，其中，所述三阶IMD分量是三阶IMD产物2f2-f1和2f1-f2。
14.根据权利要求12所述的带阻滤波器，其中，所述至少两个谐振元件具有至少相差一个波长的彼此不同的传输线。
15.一种射频(RF)滤波网络，包括：
带通滤波器，用于产生通带；
带阻滤波器，包括多个连接在一起以形成阻带的谐振元件，其中，所述谐振元件中的至少两个具有彼此不同的三阶互调失真(IMD)分量，使得所述三阶IMD分量关于所述阻带是非对称的，其中，所述带通滤波器和所述带阻滤波器是以锐化所述通带的一个边缘的方式连接在一起的。
16.根据权利要求15所述的滤波网络，其中，所述三阶IMD分量是三阶IMD产物2f2-f1和2f1-f2。
17.根据权利要求15所述的滤波网络，其中，所述至少两个谐振元件具有至少相差一个波长的彼此不同的传输线。
18.根据权利要求15所述的滤波网络，其中，所述带阻滤波器在各自的所述阻带的相对侧上具有第一组第三互调分量和第二组第三互调分量，所述第一组的互调分量比所述第二组的互调分量更接近所述通带，其中，所述第一组的互调分量低于所述第二组的互调分量。
19.根据权利要求18所述的滤波网络，其中，所述第一组的互调分量比所述第二组的互调分量至少低10dB。
20.根据权利要求15所述的滤波网络，进一步包括：另一个带阻滤波器，包括连接在一起以形成另一阻带的另外多个谐振元件，其中，所述另外多个谐振元件中的至少两个具有彼此不同的另外的三阶互调失真(IMD)分量，使得所述另外的三阶IMD分量关于所述另一阻带是非对称的，其中，所述带通滤波器和所述另一个带阻滤波器以锐化所述通带的另一边缘的方式连接在一起。
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