KR101598446B1 - 저손실의 튜너블 무선 주파수 필터 - Google Patents

저손실의 튜너블 무선 주파수 필터 Download PDF

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Abstract

튜너블 RF 필터가 제공된다. 이 필터는 입력 및 출력를 갖는 신호 전송 경로, 상기 입력 및 출력 사이에 상기 신호 전송 경로를 따라서 배치된 복수의 공진 소자들, 및 상기 공진 소자들을 결합하는 복수의 비공진 소자를 포함한다. 상기 공진 소자들은 함께 결합되어 상기 공진 소자의 각각의 주파수에 대응하는 복수의 전송 제로들을 갖는 저지 대역(stop band), 및 상기 전송 제로들 사이에 적어도 하나의 서브 대역을 형성한다. 상기 비공진 소자들은 상기 저지 대역 내에 적어도 하나의 반사 제로를 선택적으로 도입하여 상기 서브 대역 중 하나에 통과 대역을 생성하는 적어도 하나의 가변 비공진 소자를 포함한다. 상기 가변 비공진 소자들은 상기 저지 대역을 따라서 상기 반사 제로를 변위시켜 상기 서브 대역 내 또는 상기 선택된 서브 대역 내에서 상기 통과 대역을 선택적으로 이동시키도록 구성될 수 있다.

Description

저손실의 튜너블 무선 주파수 필터{LOW-LOSS TUNABLE RADIO FREQUENCY FILTER}
본 발명은 일반적으로 마이크로파 회로에 관한 것으로, 특히, 마이크로파 대역 통과 필터에 관한 것이다.
전기 필터는 오랫동안 전기 신호를 처리하는 데 사용되어 왔다. 특히, 이러한 전기 필터는, 원하는 신호 주파수는 통과시키는 반면, 원하지 않는 다른 전기 신호 주파수는 차단하거나 감쇄시킴으로써, 입력 신호로부터 원하는 전기 신호 주파수를 선택하는 데 사용된다. 필터는 저역 통과 필터, 고역 통과 필터, 대역 통과 필터, 및 대역 저지 필터를 포함하는 몇몇 일반적인 카테고리로 분류될 수 있으며, 이는 해당 필터에 의해 선택적으로 통과되는 주파수의 형태를 나타낸다. 또한, 필터는 버터워스(Butterworth), 체비셰프(Chebyshev), 역 체비셰프(Inverse Chebyshev), 및 엘립틱(Elliptic)과 같은 형태로 분류될 수 있으며, 이는 이상적인 주파수 응답에 대하여 해당 필터가 제공하는 대역 형태의 주파수 응답의 형태(주파수 차단 특성)를 나타낸다.
사용되는 필터의 형태는 주로 의도된 사용 목적에 따른다. 통신 어플리케이션에서, 대역 통과 필터는 통상적으로 셀룰러 기지국 및 다른 통신 장치에 사용되어, 거의 하나 이상의 미리 정의된 대역에서 RF 신호를 필터하거나 차단한다. 예를 들어, 이러한 필터는 전형적으로 수신기 프론트 엔드에 사용되어, 기지국 또는 통신 장비(telecommunication equipment) 내의 수신기의 구성요소에 해를 가하는 노이즈 및 다른 원하지 않는 신호를 필터링한다. 수신기 안테나 입력에 뚜렷하게 정의된 대역 통과 필터를 직접 배치하는 것은, 원하는 신호 주파수에 근접한 주파수에서 강한 간섭 신호로부터 발생되는 각종 역효과를 주로 제거할 것이다. 수신기 안테나 입력에서의 필터의 위치 때문에, 삽입 손실(insertion loss)은 노이즈 지수를 저하시키지 않도록 매우 낮아야 한다. 대부분의 필터 기술에서, 삽입 손실을 낮게 하려면 필터 기울기(filter steepness) 또는 선택도에서의 상응하는 절충을 필요로 한다.
상용 통신 어플리케이션에서, 협대역 필터를 이용하여 가능한 최저의 통과 대역을 필터링하여 고정 주파수 스펙트럼이 가능한 최대 갯수의 주파수 대역으로 분할되게 하여, 고정 스펙트럼에 적합하게 할 수 있는 실제 사용자 수를 증가시키는 것이 때로는 바람직하다. 무선 통신의 급격한 증가에 따라, 이러한 필터링은 고도의 선택도(작은 주파수차에 의해 분리된 신호들 간을 구별할 수 있는 능력) 및 점점 부적합한 주파수 스펙트럼의 감도(약한 신호를 수신할 수 있는 능력)를 제공하여야 한다. 특히 중요한 것은 아날로그 셀룰러 통신의 경우 800-900 MHz, 그리고 개인 통신 서비스(PCS)의 경우 1,800-2,200 MHz의 주파수 범위이다.
본 발명에 관한 특정 관심사는 고품질 인자(high-quality factor) Q(즉, 에너지를 저장할 능력의 척도이므로, 그의 전력 소모 또는 손실과 반비례함), 저 삽입 손실, 광범위한 마이크로파의 튜너블 필터, 군사용(예컨대, RADAR), 통신, 및 전자 지능(ELINT), 및 셀룰러를 포함하는 각종 통신 어플리케이션에서와 같은 상용 분야에서의 RF 어플리케이션에 대한 필요성이다. 많은 어플리케이션에서, 수신기 필터는 원하는 주파수를 선택하거나 또는 간섭 신호 주파수를 트랩하도록 튜닝가능해야 한다. 따라서, 수신기 안테나와 수신기 내의 제1 비선형 소자(전형적으로 저잡음 증폭기 또는 혼합기) 사이에 선형이며, 튜닝가능한 대역 통과 필터의 도입은 삽입 손실이 매우 낮다면, 광범위한 RF 마이크로파 시스템에서 상당한 이점을 제공한다.
예를 들어, 상용 어플리케이션에서, PCS에 사용되는 1,800-2,200 MHz 주파수 범위는 임의로 주어진 더 협소한 주파수 대역(A-F 대역)으로 분할될 수 있으며, 단지 이들의 서브세트만 임의의 주어진 영역에서 통신 운영자에 의해 사용될 수 있다. 따라서, 기지국 및 핸드헬드 유닛들은 선택된 이들 주파수 대역의 서브세트에서 동작하도록 재구성될 수 있는 것이 유리할 것이다. 다른 예로서, RADAR 시스템에서, "친화적인" 인접 소스 또는 잼머(jammer)로부터의 고진폭 갑섭 신호들은 수신기의 감도를 줄이거나 고진폭 클러터 신호 레벨과 상호변조하여 거짓 타겟 표시를 부여할 수 있다. 따라서, 고밀도 신호 환경에서, RADAR 경고 시스템은 완전히 사용할 수 없게 되는 경우가 빈번히 발생하는데, 이 경우, 주파수 도약(frequency hopping)이 유용할 것이다.
마이크로파 필터는 일반적으로 2개의 회로 구축 블록(circuit building block), 즉, 한 주파수 f0에서 매우 효율적으로 에너지를 저장하는 복수의 공진기들; 및 이들 공진기들 사이에서 전자기 에너지를 결합하여 복수의 스테이지(stage) 또는 폴(pole)을 형성하는 커플링을 이용하여 구축된다. 예를 들어, 4폴 필터는 4개의 공진기를 포함할 수 있다. 주어진 커플링의 강도는 그의 리액턴스(즉, 인덕턴스 및/또는 커패시턴스)에 의해 결정된다. 커플링의 상대 강도는 필터 형태를 결정하며, 커플링의 토폴로지는 필터가 대역 통과 또는 대역 저지 기능을 수행하는지 여부를 결정한다. 공진 주파수 f0는 크게 각 공진기의 인덕턴스 및 커패시턴스에 의해 결정된다. 통상적인 필터 설계의 경우, 필터가 액티브인 주파수는 해당 필터를 구성하는 공진기들의 공진 주파수들에 의해 결정된다. 각각의 공진기는 전술한 이유에 의해 필터 응답이 샤프하고 매우 선택 감도가 우수한 것이 가능하도록 매우 낮은 내부 저항을 가져야 한다. 이러한 낮은 저항에 대한 요구조건은 주어진 토폴로지에 대한 공진기들의 크기 및 비용을 조정하는 경향이 있다.
전형적으로, 고정 주파수 필터는 통상적인 필터의 크기 및 비용이 그의 실현에 필요한 공진기의 수와 더불어 선형적으로 증가함에 따라 소정의 형태를 얻는 데 필요한 공진기 수를 최소화하도록 설계된다. 반도체 장치의 경우와 마찬가지로, 포토리소그래피로 정의되는 필터 구조들(예컨대, 고온 초전체(HTS), 마이크로 전자기계 시스템(MEMS), 및 FBAR(film bulk acoustic resonator) 필터 등)은 통상의 결합 또는 유전체 필터보다 이러한 종류의 크기 및 비용 스케일링에 보다 덜 민감하다.
현재 튜너블 필터를 설계하는 데 사용되는 방식은 고정 주파수 필터에 대하여 전술한 것과 동일한 방식을 따른다. 따라서, 이 접근법들은 매우 효율적이고, 효과적이며, 회로를 간단하게 한다; 즉, 이들은 주어진 필터 응답을 실현하는 데 필요한 가장 심플한 회로가 되게 한다. 종래의 튜닝 기술에서, 필터의 모든 공진 주파수들은 그 필터의 주파수를 튜닝하도록 조절된다. 예를 들어, 장치의 동작 주파수 대역을 50 MHz 증가시키고자 한다면, 협대역 필터의 공진 주파수들은 모두 50 MHz 증가되어야 한다. 이러한 종래 기술이 주파수 대역을 조절하는데 대체으로는 성공적이지만, 불가피하게 공진기에 저항을 도입하여, 해당 필터의 삽입 손실을 불리하게 증가시킨다.
필터 내 각 공진기 위에 HTS 플레이트를 기계적으로 이동시켜 그의 공진 주파수를 변경함으로써, 공진기에 큰 저항을 도입하지 않고서도 HTS 필터를 튜닝할 수 있지만, 이러한 기술은 본질적으로 느리고(수 초 정도), 비교적 대규모의 3차원 튜닝 구조를 필요로 한다. 삽입 손실은 소위 스위칭 필드 설계에서 감소될 수 있지만, 이들 설계들은 여전히 스위칭 시간 사이에서 상당량의 손실을 야기하며 공진기를 추가로 필요로 한다. 예를 들어, 삽입 손실은 2개의 필터와 이들 필터 중에서의 선택을 위한 한 쌍의 SP2T(single-pole double-throw) 스위치를 제공함으로써 감소될 수 있기 때문에, 튜닝 범위 요건을 효과적으로 감소시키지만, 공진기의 수를 팩터 2 만큼 증가시킨다. 이 손실은 스위치 및 필터들을 더 많이 도입함으로써 보다 감소될 수 있지만, 각각의 추가적인 필터는 원래 필터와 동일한 수의 공진기를 필요로 할 것이다.
본 발명의 제1 양태에 따르면, 무선 주파수(RF) 필터가 제공된다. 상기 RF 필터는 입력 및 출력를 갖는 신호 전송 경로, 상기 입력 및 출력 사이에서 상기 신호 전송 경로를 따라서 배치된 복수의 공지 소자들, 및 상기 공진 소자들을 함께 결합하는 복수의 비공진 소자들을 포함한다. 상기 공진 소자들은 함께 결합되어 상기 공진 소자들의 각각의 주파수에 대응하는 복수의 전송 제로들을 갖는 저지 대역, 및 상기 전송 제로들 사이에 적어도 하나의 서브 대역을 형성한다. 상기 비공진 소자들은 상기 저지 대역 내에 적어도 하나의 반사 제로를 배치하는 서셉턴스 값들을 구비하여 상기 적어도 하나의 서브 대역 중 하나에 통과 대역을 형성한다.
상기 비공진 소자들이 일 실시예에서 고정될 수 있지만, 유리한 특정 실시예에서, 상기 비공진 소자들은 상기 저지 대역 내에 적어도 하나의 반사 제로를 선택적으로 도입하여 상기 서브 대역(들) 중 하나에 통과 대역을 생성하는 적어도 하나의 가변 비공진 소자를 포함한다. 상기 가변 비공진 소자는, 예를 들어, 조절가능한 서셉턴스를 구비할 수 있으며, 가변 커패시터, 저손실 스위치, 바렉터, 및 스위칭 커패시터 중 하나 이상을 포함할 수 있다. 일 실시예에서, 각각의 상기 공진 소자들은 비록 공진 소자가 원하는 주파수에서 공진하는 임의 구조의 형태를 취할 수 있다 하더라도(예컨대, 고온 초전도체(HTS)와 같은) 박막 집합체 소자 구조(thin-film lumped element structure)를 포함한다.
일 실시예에서, 상기 가변 비공진 소자(들)는 상기 저지 대역을 따라서 상기 반사 제로(들)를 변위시켜 상기 통과 대역을 상기 하나의 서브 대역 내에서 선택적으로 이동시키도록 구성된다. 만일 복수의 서브 대역이 상기 전송 제로들 사이에 존재하면, 상기 가변 비공진 소자(들)는 상기 저지 대역을 따라서 상기 반사 제로(들)를 변위시켜 상기 통과 대역을 상기 서브 대역들 중 선택된 서브 대역들 내에 생성한다. 대안으로, 또는 부가적으로, 상기 가변 비공진 소자(들)는 상기 저지 대역 내에서 적어도 다른 반사 제로를 변위시켜 다른 통과 대역을 상기 서브 대역들 중 다른 서브 대역 내에 생성한다. 일 실시예에서, 상기 통과 대역은 상기 선택된 서브 대역들 내에 실질적으로 상이한 대역폭들을 갖는다. 본 발명이 이들의 가장 넓은 양태로 국한되지는 않아야 하지만, 상기 가변 비공진 소자(들)를 조절하여 상기 서브 대역 중 선택된 서브 대역 내에 통과 대역을 도입하는 능력으로 인해 상기 공진 소자들의 주파수를 조절할 필요성을 제거하거나, 또는 적어도 최소화하여서, 필터에 의해 발생되는 삽입 손실을 감소시킨다.
또 다른 실시예에서, 상기 RF 필터는 상기 공진 소자들 중 적어도 하나의 주파수를 변경하도록 구성된 적어도 하나의 튜닝 소자를 더 포함한다. 예를 들어, 상기 튜닝 소자(들)는 상기 공진 소자(들)의 주파수를 변경하여 상기 반사 제로(들)에 대하여 상기 저지 대역을 따라서 상기 공진 소자(들)의 각각의 전송 제로를 변위하도록 구성될 수 있다. 다른 예를 들면, 상기 RF 필터는 상기 공진 소자들의 주파수를 변경하여 소정의 주파수 범위를 따라서 상기 저지 대역을 상기 통과 대역으로 동시에 대체하도록 구성된 복수의 튜닝 소자들을 포함한다. 선택적인 실시예에서, 상기 RF 필터는 전기 신호를 생성하여 상기 가변 비공진 소자(들)를 조절하도록 구성된 제어기를 포함한다.
본 발명의 제2 양태에 따르면, 다른 RF 필터가 제공된다. 상기 RF 필터는 입력 및 출력를 갖는 신호 전송 경로, 상기 신호 전송 경로를 따라서 배치된 복수의 노드들, 상기 노드들에서 각각 연장되는 복수의 공진 브랜치들, 및 상기 노드들에서 각각 연장되는 복수의 비공진 브랜치들을 포함한다. 상기 RF 필터는 상기 공진 브랜치들에 각각 결합된 복수의 공진 소자들, 일부가 상기 비공진 브랜치들에 각각 결합된 복수의 비공진 소자들, 상기 공진 소자들의 공진 주파수에 대응하는 복수의 전송 제로들, 및 상기 전송 제로들 사이에 형성되어 통과 대역을 생성하는 적어도 하나의 반사 제로를 더 포함한다.
일 실시예에서, 상기 비공진 소자들은 상기 전송 제로들에 대하여 상기 반사 제로(들)를 선택적으로 변위하는 적어도 하나의 가변 비공진 소자를 포함한다. 다른 실시예에서, 상기 복수의 전송 제로들은 2개 이상의 전송 제로들을 포함한다. 또 다른 실시예에서, 각각의 상기 공진 소자들은 비록 공진 소자가 원하는 주파수에서 공진하는 임의 구조의 형태를 취할 수 있다 하더라도 (예컨대, 고온 초전도체(HTS)와 같은) 박막 집합체 소자 구조를 포함한다.
본 발명의 제3 양태에 따르면, 튜닝 범위를 정의하는 저지 대역을 갖는 RF 필터를 튜닝하는 방법이 제공된다. 상기 방법은 상기 RF 필터를 제1 주파수 구성에서 제2 주파수 구성으로 변경하는 단계를 포함한다. 상기 제1 주파수 구성에서, 상기 RF 필터는 상기 튜닝 범위 내에 제1 세트의 통과 대역 특성들을 가지며, 그리고 상기 제2 주파수 구성에서, 상기 RF 필터는 상기 저지 대역의 튜닝 범위 내에 제2 세트의 상이한 통과 대역 특성들을 갖는다. 비제한적인 예를 들면, 상기 제1 및 제2 통과 대역 특성들은 상이한 중심 주파수들, 상이한 대역폭들, 및/또는 상이한 갯수의 비인접 통과 대역들을 갖는다. 일 방법에서, 상기 RF 필터는 상기 저지 대역 내에서 적어도 하나의 반사 제로를 변위함으로써 상기 제1 주파수 구성에서 상기 제2 주파수 구성으로 변경된다. 이 경우, 상기 저지 대역은 복수의 전송 제로들을 가지며, 그리고 상기 적어도 하나의 기준 제로(들)는 상기 전송 제로(들)가 변위되는 주파수보다 더 큰 주파수로 변위된다. 이 경우, 상기 RF 필터의 삽입 손실은 상기 RF 필터를 상기 제1 주파수 구성에서 상기 제2 주파수 구성으로 변경할 때 최소화된다.
본 발명의 다른 및 추가적인 양태 및 특징들은 본 발명을 제한하지 않고 예시하는 다음의 바람직한 실시예들의 상세한 설명을 읽어볼 때 명백할 것이다.
따라서, 삽입 손실의 감소에 따라 빠르게 튜닝될 수 있는 대역 통과 필터를 제공할 필요가 있다.
본 도면들은 본 발명의 바람직한 실시예들의 설계 및 용도를 예시하며, 도면에서 유사한 구성요소는 공통 참조 부호로 나타낸다. 본 발명의 전술한 장점 및 다른 장점들 및 목적들이 어떻게 달성되는지를 보다 잘 이해하기 위하여, 첨부 도면 및 그의 특정한 실시예들을 참조하여 간략히 전술한 본 발명의 특정 설명이 기술될 것이다. 이들 도면들은 단지 본 발명의 전형적인 실시예들을 나타내므로 발명의 범위를 한정하는 것으로 고려되어서는 아니되며, 첨부 도면을 이용하여 추가적인 특수예 및 상세 사항과 함께 본 발명을 설명할 것이다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따라 구성되는 튜너블 무선 주파수(RF) 필터의 블록도.
도 2는 8개의 공진 소자들을 이용하는 예시적인 광 저지 대역(wide stop band)의 모델링된 주파수 응답을 플로팅한 도면.
도 3은 통과 대역이 저지 대역의 서브 대역 내에 도입된, 도 2의 주파수 응답을 플로팅한 도면.
도 4(a)-4(g)는 통과 대역이 저지 대역의 선택된 서브 대역 내에 도입된, 도 2의 주파수 응답을 플로팅한 도면.
도 5(a)-5(d)는, 저지 대역이 주파수 이동되며, 통과 대역이 그 이동된 저지 대역의 서브 대역의 다양한 위치에 도입된, 도 2의 주파수 응답을 플로팅한 도면.
도 6은 도 4(a)-4(g)의 저지 대역의 선택된 서브 대역 내에 도입된 통과 대역의 범위를 연장하도록 도 2의 주파수 응답의 전송 제로들의 동시적 이동을 예시하는 도면.
도 7(a)-7(f)는, 통과 대역이 개인용 통신 서비스(PCS) 주파수 범위를 커버하도록 저지 대역의 선택된 서브 대역 내에 도입된, 9개의 공진 소자를 이용한 예시적인 넓은 저지 대역의 모델링된 주파수 응답을 플로팅한 도면.
도 8은 저지 대역의 선택된 서브 대역 내에 통과 대역을 도입하도록 7(a)-7(f)의 주파수 응답의 전송 제로들의 독립적인 이동을 예시하는 도면.
도 9(a)-9(f)는 복수의 통과 대역들이 저지 대역의 선택된 서브 대역 내에 도입된, 도 2의 모델링된 주파수 응답을 플로팅한 도면.
도 10은 본 발명의 다른 실시예에 따라 구성된 튜너블 RF 필터의 블록도이다.
도 11은 통과 대역이 이동된 저지 대역의 서브 대역의 다양한 위치에 도입된, 도 10의 모델링된 주파수 응답을 플로팅한 도면.
도 12는 도 10의 튜너블 RF 필터에 사용된 비공진 소자들의 결합값들의 변경 대 도 11의 통과 대역 내 주파수 이동을 예시하는 도면.
도 13(a)-13(d)는 도 1의 튜너블 RF 필터의 대표적인 회로를 예시하는 도면.
도 14는 3개의 필터 상태에 대한 도 14의 RF 필터를 모델링할 때 사용된 구성요소 값들을 예시하는 테이블.
도 15(a)-15(c)는 도 1의 튜너블 RF 필터, 특히 다양한 필터 상태 및 대응하는 주파수 응답을 예시하는 회로의 구현예.
도 16(a)-16(c)는 도 14의 3개 형태의 RF 필터의 주파수 응답을 플로팅한 도면.
도 17은 도 14의 RF 필터의 튜닝 대 필터의 삽입 손실을 예시하는 도면.
도 18은 동일한 주파수 범위에 걸쳐서 튜닝될 때 도 14의 RF 필터의 삽입 손실 대 통상적인 필터의 삽입 손실을 비교하는 도면.
도 19는 동일한 주파수 범위에 걸쳐 튜닝될 때 도 1의 필터의 삽입 손실 대 스위칭 필터의 삽입 손실을 비교하는 도면.
도 20은 본 발명에 따라 구성된 2개의 공진기, 4개의 공진기, 및 6개의 공진기 튜너블 필터 사이의 주파수 응답과 표준 대역 통과 필터의 주파수 응답을 비교하는 도면.
도 1을 참조하면, 이제 본 발명에 따라 구성되는 튜너블 무선 주파수(RF) 필터(10)가 설명될 것이다. 예시된 실시예에서, RF 필터(10)는 원하는 주파수 범위, 예를 들어, 800-900 MHz 또는 1,800-2,220 MHz 내에서 조정가능한 통과 대역을 갖는 대역 통과 필터이다. 전형적인 시나리오에서, RF 필터(10)는 원하는 주파수 범위의 외부 에너지를 차단하는 광 통과 대역 필터(wide pass band filter) 후방의 수신기(미도시)의 프론트 엔드 내에 배치된다. RF 필터(10)는 일반적으로 입력(14) 및 출력(16)을 갖는 신호 전송 경로(12), 신호 전송 경로(12)를 따라 배치된 복수의 노드(17), 노드(17)에서 각각 연장되는 복수의 공진 브랜치(19), 및 노드(17)에서 각각 연장되는 복수의 비공진 브랜치(21)를 포함한다. RF 필터(10)는 입력(14) 및 출력(16) 사이, 특히 공진 브랜치(21) 및 접지 사이에 결합된 복수(이 경우, 4개)의 공진 소자(18), 공진 소자(18)의 주파수를 조절하는 복수의 튜닝 소자(20), 공진 소자(18)를 함께 결합하는 복수의 비공진 소자(22)를 더 포함하며, 이 비공진 소자 중 4개는 비공진 브랜치(21) 및 접지 사이에 결합된다. 또한, RF 필터(10)는 RF 필터(10)를 주파수 범위 내 선택된 협대역으로 튜닝하도록 구성된 전기 제어기(24)를 포함한다.
신호 전송 경로(12)는 비록 대안 실시예에서 물리적인 전송 라인이 사용되지 않더라도 비공진 소자들(22)이 직간접적으로 결합되는 물리적인 전송 라인을 구비할 수 있다. 예시된 실시예에서, 공진 소자들(18)은 인덕터 및 커패시터와 같은 집합 소자 전기 구성요소(lumped element electrical component)들, 특히, 평면 나선형 구조, 지그재그 서펜타인 구조(zig-zag serpentine structures), 단일 코일 구조, 및 이중 코일 구조와 같은 박막 집중 구조를 포함한다. 이러한 구조들은 저손실 기판상에 커패시터들과 인덕터들을 형성하도록 패턴된 박막 에피텍셜 고온 초전체(HTS)를 포함할 수 있다. 고온 초전도체 집합 소자 필터들에 관한 추가적인 상세한 설명은 미국 특허 제 5,616,539 호에 기술되어 있다.
예시된 실시예에서, 공진 소자들(18)은 서셉턴스(susceptance) BR 로 나타내고, 비공진 소자들(22)은 공진 소자들(18)과 병렬로 결합된 서셉턴스 BN , 및 공진 소자들(18) 사이에 결합된 어드미턴스 인버터들 J로 나타낸다. 비공진 소자들(22) 중 선택된 비공진 소자들은 변경될 수 있는 반면, 비공진 소자들(22) 중 어떤 나머지 것들은 고정된 채로 유지된다.
이하에서 보다 상세히 설명되는 바와 같이, 비공진 소자들(22)은, 필요한 경우 주파수 범위의 비교적 일부분 내에서 통과 대역을 수용 및/또는 이동하도록 단지 미세하게 조절된, 공진 소자들의 주파수에 따라 실질적으로 전체 주파수 범위에 걸쳐 통과 대역을 튜닝하도록 변경될 수 있다. 이러한 방식으로, 필터(10)의 삽입 손실은 상당히 감소되는데, 이는 필터(10)를 튜닝하는 주요 수단으로서 공진 소자들(18)이 아닌 비공진 소자들(22)이 사용되기 때문이다. 즉, 비공진 소자들(22)을 조절하는 것이 상당히 저감도인 공진 소자들(18)을 조절하는 것보다 필터(10)의 손실에 덜 기여하기 때문에, 필터(10)를 튜닝하는 주요 수단으로서 공진 소자들을 이용하는 종래 기술의 필터보다 필터(10)의 손실이 더 작을 것이다. 또한, 공진 소자들(18)의 주파수가 매우 소량 조절되기 때문에, 그렇다고 하더라도 필터(10)의 튜닝 속도는 증가된다.
RF 필터(10)는 광 저지 대역(wide stop band) 중 선택된 영역을 갖는 협통과 대역(narrow pass band)을 도입함으로써 전술한 바를 달성한다. 즉, RF 필터(10)가 궁극적으로 통과 대역 필터로서 사용된다 하더라도, 공진 소자들(18)은 실제로 비공진 소자들(22)에 의해 함께 결합되어, 통과 대역을 생성하지 않고, 공진 소자들(18)의 각각의 주파수들에 대응하는 전송 제로들(이 경우, 4개임)을 갖는 광 저지 대역 응답을 생성한다. 그 후, 전기 제어기(24)는 저지 대역을 따라 반사 제로들을 도입 및 변위시키도록 비공진 소자들(22)을 조절하여, 원하는 주파수 범위 내에서 협통과 대역을 이동시킨다. 전기 제어기(24)는 또한 공진 소자들(18)의 주파수를 튜닝 소자들(20)을 통해 조절하여 주파수 범위를 따라 전송 제로들을 이동시켜 필터 응답을 최적화할 수 있다. 예시된 실시예에서, 전기 제어기(24)는 주파수 범위 내에 통과 대역의 원하는 위치를 적용하는 데 필요한 비공진 소자들(22)의 값들을 저장하는 메모리(미도시)를 포함한다.
이제 이러한 기법은 다음의 방정식에 따라서 모델링된 다양한 전형적인 필터 응답들을 참조하여 설명될 것이다.
Figure 112014011305111-pat00001
여기서, S11은 필터의 입력 반사 계수이고, S21는 순방향 전송 계수이고, s는 정규화 주파수이고, F 및 P는 일반화된 복소 주파수 s의 N차 다항식(여기서, N은 공진 소자의 갯수임)이고, ε은 동등한 리플 리턴 손실을 정의하는 상수이다. 각각의 계수 S11 및 S21는 계수기가 N차이므로 N개의 제로 포인트까지 가질 수 있다. 계수들 S11, S21가 모두 N개의 모든 제로 포인트를 가질 때, 필터 응답은 완전히 타원형인 것으로 고려된다. 필터의 모델링에 대한 추가적인 상세한 설명은 "Microstrip Filters for RF/Microwave Application," Jia-Shen G. Hong and M.J. Lancaster, Wiley-Interscience 2001에 기술되어 있다. 정규화 주파수, s=jw는 다음의 방정식, 즉
Figure 112014011305111-pat00002
에 따라 실 주파수에 매핑될 수 있으며, 여기서 f는 실 주파수이고, fc는 중심 주파수이며, BW는 필터의 대역폭이다. 정규화 주파수를 실 주파수로 변환하는 것에 대한 추가적인 상세한 설명은 "Microwave Filters, Impedance-Matching Networks, and Coupling Structures," G. Matthaei, L. Young and E.M.T. Jones, McGrew-Hill(1964)에 기술되어 있다.
도 2는 8개의 공진 소자들을 이용하여 모델링되어 각각의 공진 소자 주파수(도 2의 우측 도면에서 잘 도시됨)에서 8개의 대응하는 전송 제로들(30)(단지 6개만 도시됨)을 생성하여 저지 대역(32) 및 이 저지 대역(32)의 외부에 있는 8개의 반사 제로들(34)(단지 6개만 도시됨)(도 2의 좌측 도면에서 잘 도시됨)을 형성하는 전형적인 광대역 저지 필터 응답을 예시한다. 이러한 특정예에서, 전송 제로들(30)은 정규화 주파수 영역 내 -1.05, -0.75, -0.45, -0.15, 0.15, 0.45, 0.75, 및 1.05에 배치되어, -1.05 및 1.05 사이에서 정규화 주파수 범위를 갖는 저지 대역을 생성한다. 도 2의 우측 도면에 도시된 바와 같이, 필더 응답은 -0.90, -0.60, -0.30, 0.0, 0.30, 0.60, 및 0.90에 각각 배치되는 전송 제로들(30) 사이의 영역(36)에 7개의 "바운스 백(bounce-backs)"을 포함한다. 따라서, 일반적으로, 저지 대역 필터는 N개의 전송 제로들(N개의 공진 소자에 대응함), N개의 반사 제로들, 및 N-1개의 바운스 백 영역들(36)을 포함한다.
주요하게는, 반사 제로들(34) 중 적어도 하나를 저지 대역(32)으로 변위시켜(즉, 비공진 소자들의 값을 조절함으로써), 도 2에 예시된 영역(36) 내 바운스 백(이하에서 "서브 대역"으로 지칭됨) 중 어느 하나로부터 통과 대역이 형성될 수 있다. 예를 들어, 도 3은 4개의 반사 제로들(34)이 도 2의 저지 대역에 도입되어 중간 서브 대역(36(4)) 내(즉, 0에서) 통과 대역(38)을 생성하는 예시적인 필터 응답을 예시한다. 반사 제로들(34)은 저지 대역(32)을 따라 변위됨으로써(즉, 비공진 소자들의 값을 조절함으로써), 서브 대역(36) 중 선택된 서브 대역 내에 통과 대역(38)을 생성할 수 있다. 즉, 반사 제로들(34)은 통과 대역(32)을 따라 변위되어 서브 대역(36) 사이에서 통과 대역(38)을 "도약(hop)"할 수 있다.
예를 들어, 도 4(a)-4(g)는 4개의 반사 제로들(34)이 통과 대역(32) 내에서 변위되어 7개의 서브 대역(36) 모두의 중앙에 통과 대역(38)을 형성하는 예시적인 필터 응답을 예시한다. 즉, 도 4(a)-4(g)를 순차적으로 진행하여, 통과 대역(38)은 제1 서브 대역(36(1))(도 4(a))으로부터 제2 서브 대역(36(2))(도 4(b))으로, 제3 서브 대역(36(3))(도 4(c))으로, 제4 서브 대역(36(4))(도 4(d))으로, 제5 서브 대역(36(5))(도 4(e))으로, 제6 서브 대역(36(6))(도 4(f))으로, 그리고 마지막으로 제7 서브 대역(36(7))(도 4(g))으로 도약한다. 따라서, 예시된 실시예에서, 통과 대역(38)의 중앙은 -0.90, -0.60, -0.30, 0.0, 0.30, 0.60, 및 0.90 사이에서 도약할 수 있다. 도 4(a)-4(g)의 시퀀스가 통과 대역(38)이 인접 서브 대역(36) 사이에서 도약하는 것을 의미하지만, 통과 대역(38)은 비인접 서브 대역(36) 사이에서, 예를 들면, 제2 서브 대역(36(2))으로부터 제5 서브 대역(36(5))으로 도약할 수 있음을 주목하여야 한다.
통과 대역(38)이 원하는 주파수 범위를 이산적으로 커버하도록 서브 대역(36) 사이에서 도약할 수 있지만, 전송 제로들(30)은 이들의 공칭 위치와 협력하여 동시에 이동하여 전체 저지 대역(32)을 변위하고, 이에 따라 정규화 주파수 영역 내 통과 대역(38)을 변위할 수 있다. 따라서, 통과 대역(38)은 원하는 주파수 범위의 연속체를 커버하도록 서브 대역(36)의 중간(즉, -0.90, -0.60, -0.30, 0.0, 0.30, 0.60, 및 0.90)으로부터 이동할 수 있다. 따라서, 전송 제로들(30)이 모두 이들의 공칭 위치에서 +/-0.15 만큼 변위될 수 있다면(즉, 공진 소자들이 +/-0.15의 주파수 범위에서 함께 튜닝된다면), 도 4(a)-4(g)에 예시된 각각의 통과 대역(38)은 -1.05에서 1.05의 정규화 주파수 범위의 15%를 커버할 것이다.
예를 들어, 통과 대역(38)을 -0.20에 중심을 두고자 한다면, 통과 대역(38)은 제3 서브 대역(36(3))에 배치될 수 있으며(도 4(c)에서 -0.30에 중심을 둠), 전송 제로들(30)은 이들의 공칭 위치에서 0.10 변위되어 통과 대역(38)을 -0.30으로부터 -0.20으로 이동할 수 있다. 통과 대역(38)을 0.85에 중심을 두고자 한다면, 통과 대역(38)은 제7 서브 대역(36(7))에 배치될 수 있으며(도 4(g)에서 0.90에 중심을 둠), 전송 제로들(30)은 이들의 공칭 위치에서 -0.05 변위되어 통과 대역(38)을 0.90에서 0.85로 이동할 수 있다.
통과 대역(38)은 도 4(a)-4(g)에서 서브 대역(36) 내에 중심을 둔 것으로 예시되어 있지만, 반사 제로들(34)은 저지 대역(32) 내에서 변위되어(즉, 비공진 소자들의 값을 조절함으로써) 통과 대역(38)을 선택된 서브 대역(36) 내에서 선택적으로 이동할 수 있다. 이 경우, 통과 대역(38)은 서브 대역들(36) 사이에서 도약되며, 또한 각각의 서브 대역(36) 내에서 이동됨으로써, 통과 대역(38)이 원하는 주파수 범위의 연속체를 커버하도록 전송 제로들(30)이 조절될 양을 감소시킬 수 있다. 예를 들어, 도 5(a)-5(d)는 중간 서브 대역(36(4))에 대하여 전형적인 필터 응답을 예시하며, 여기서 전송 제로들(30)은 (즉, 공진 소자(18)의 주파수를 0.05 증가함으로써) 모두 이들의 공칭 위치에서 0.05 변위되며, 그리고 반사 제로들(34)은 (즉, 비공진 소자(22)를 조절함으로써) 이들의 공칭 위치에서 0.05 만큼 증분하여 변위된다.
특히, 도 5(a)-5(d)를 순차적으로 살펴보면, 전송 제로들(30)은 이들의 공칭 위치에서 0.05 변위되어, 통과 대역(38)을 0(도 5(a))에서 0.05(도 5(b))로 이동한다. 그 후, 전송 제로들(30)을 적소에 고정시킨 후, 반사 제로들(34)은 이들의 공칭 위치에서 0.05 증분하여 변위되어 통과 대역(38)을 서브 대역(36(4))의 중간(도 5(b)에서 0.05)에서 서브 대역(36(4)의 중간(도 5(c)에서 0.10)의 우측으로 위치 0.05 만큼, 그 후 서브 대역(36(4))의 중간(도 5(d)에서 0.15)의 우측으로 위치 0.10 만큼 이동한다.
이러한 양상은 대역 통과 필터의 차단 기울기(rejection slope)의 대칭성을 파괴시킬 수 있지만, 이 경우 전송 제로들(30)의 필요한 변위, 요컨대 공진 소자의 튜닝 범위를 15%에서 5%로 감소시켜, 반사 제로들(34)이 서브 대역(36) 내에서 변위되지 않는 경우와 동일한 튜닝 범위를 얻는다. 그 결과, 필터의 손실은 더욱 감소된다.
특히, 전송 제로들(30)은 이론상으로 서브 대역(36) 전체 내에서 변위될 수 있지만, 그 경우 각각의 통과 대역(38)이 공진 소자들을 튜닝할 필요없이 대략 전체 저지 대역(32)의 15%를 커버할 수 있으며, 실제로 필터 손실은 반사 제로(34)가 전송 제로(30)에 가까이 접근함에 따라 상당히 증가하게 된다. 그와 같이, 전송 제로들(30)이 반사 제로들(34)과 함께 변위되어 통과 대역(38)이 상당한 손실없이 전체 주파수 범위 내에서 이동하도록 하는 것이 바람직하다.
예를 들어, 도 6을 참조하면, 전송 제로들(30)은 이들의 공칭 위치들(수평 파선으로 도시됨)에 대하여 +/-0.05의 범위 내에서(비스듬한 파선으로 나타냄) 변위되어 통과 대역(38)이 -1.05 내지 1.05의 공칭 주파수 범위 내에서 어디서든지 배치되도록 한다. 통과 대역(38)의 주파수가 -1.05에서 1.05로 이동할 때, 반사 제로들(34)은 하나의 서브 대역(36)에서 다음 서브 대역로 도약하며, 이때 반사 제로들(34)은 +/-0.10의 범위 내에서 서브 대역(36)을 따라서 변위되며 전송 제로들(30)은 도약들 사이에서 총 0.30의 범위에 대하여 +/-0.05의 범위 내에서 변위된다.
특히, 튜닝 범위의 처음에, 전송 제로들(30)은 초기에 이들의 공칭 위치들(즉, -1.05, -0.75, -0.45, -0.15, 0.15, 0.45, 0.75, 1.05)에 대하여 -0.05에 배치되어 제1 서브 대역(36(1))의 중간을 -0.95에 배치할 것이고, 그 경우 반사 제로들(34)은 초기에 제1 서브 대역(36(1)) 내 이들의 공칭 위치들에 대하여 -0.10에 배치되어 통과 대역(38)을 -1.05에 배치할 것이다. 전송 제로들(30)이 고정되는 동안, 반사 제로들(34)은 제1 서브 대역(36(1)) 내 이들의 공칭 위치들로 변위되어 통과 대역(34)을 -1.05에서 -0.95로 이동할 수 있다. 반사 제로들(34)이 고정되는 동안, 전송 제로들(30)은 이들의 공칭 위치들에 대하여 0.05 변위되어 제1 서브 대역(36(1))의 중간을 -0.85로 이동하여 통과 대역을 -0.95에서 -0.85로 이동할 수 있다. 전송 제로들(30)이 다시 고정되는 동안, 반사 제로들(34)은 이들의 공칭 위치들에 대하여 0.10 변위되어 통과 대역(38)을 -0.85에서 -0.75로 이동할 수 있다.
일단 통과 대역(38)이 -0.75에 도달하면, 반사 제로들(34)은 제1 서브 대역(36(1))에서 제2 서브 대역(36(2))로 도약할 것이고, 전송 제로들(30)은 다시 이들의 공칭 위치들에 대하여 -0.05 변위되어, 제2 서브 대역(36(2))의 중간을 이동시키고, 그 경우 반사 제로들(34)이 초기에 이들의 공칭 위치들에 대하여 -0.01 배치되어 통과 대역(38)을 -0.75에 유지시킬 것이다. 그 후 전송 제로들(30) 및 반사 제로들(34)은 제1 서브 대역(36(1))에 대하여 전술한 바와 동일한 방식으로 서로 협력하여 이동되어 통과 대역(38)을 -0.75에서 -0.45로 이동시킨다. 일단 통과 대역(38)이 -0.45에 도달하면, 반사 제로들(34)은 통과 대역(38)이 1.05에 도달할 때까지 제2 서브 대역(36(2))에서 제3 서브 대역(36(3)) 등으로 도약할 것이다.
RF 필터(10)가 원하는 주파수 범위의 연속체 내에서 협통과 대역을 튜닝할 수 있는 것으로 앞에서 설명되었지만(즉, RF 필터(10)가 연속 방식으로 재구성될 수 있지만), RF 필터(10)는 이산 방식으로 재구성될 수 있기 때문에, 통과 대역(38)이 주파수 대역 중 선택된 영역에 이산적으로 중심을 둘 수 있다. 예를 들어, PCS 어플리케이션에서, RF 필터(10)는 협통과 대역을 주파수 대역들 중 선택된 주파수 대역에 배치함으로써 이들 6개의 A-F 주파수 대역 중 임의의 주파수 대역에서 동작하도록 재구성될 수 있다.
도 7(a)-7(f)는 RF 필터의 6개의 상이한 재구성 상태에 대응하는 예시적인 필터 응답을 예시한다. 이 경우, 모델링된 필터는 9개의 전송 제로들(30)(단지 7개만 도시됨)을 구비하여 각각의 전송 제로들(30) 사이에 배치된 8개의 서브 대역들(36)을 갖는 저지 대역(32)을 생성하며, 그리고 저지 대역(32)으로 변위될 수 있는 7개의 반사 제로들(34)을 구비하여 6개의 중간 서브 대역들(36) 중 선택된 중간 서브 대역들 내에 통과 대역(38)을 생성한다. 따라서, RF 필터(10)는 PCS 통신 프로토콜의 A-대역(도 7(a)), D-대역(도 7(b)), B-대역(도 7(c)), E-대역(도7(d)), F-대역(도 7(e)), 또는 C-대역(도 7(f))에서 동작하도록 재구성될 수 있다. 도시된 바와 같이, 통과 대역(38)의 폭은 인접 전송 제로들(30)의 분리에 따라 서브 대역들(36)에서 상이하다. 특히, A-, B-, 및 C-대역들은 D-, E-, 및 F-대역들의 폭보다 대략 2.5 더 크다.
특히, 이와 같은 재구성 가능 구현예에서 통과 대역(38)은 원하는 주파수 범위의 연속체 내에서 이동할 필요가 없으며, 그 보다는 원하는 주파수 범위를 충분히 커버하도록 광대역으로 설계되고, 전송 제로들(30)은 통과 대역(38)의 범위를 연장하도록 변위되지 않는다. 그 보다는, 도 8에 예시된 바와 같이, 전송 제로들(30)은 이들의 공칭 위치에서 독립적으로 변위되어 통과 대역(38) 공간을 만들고 그렇지 않으면 차단 성능(rejection performance)을 향상시킨다. 예를 들어, 제2 및 제3 전송 제로들(30(2), 30(3))은 서로 떨어져 이동되어 A-대역에서 반사 제로들(34)의 공간을 만들고; 제4 및 제5 전송 제로들(30(4), 30(5))은 서로 떨어져 이동되어 B-대역에서 반사 제로들의 공간을 만들고; 제7 및 제8 전송 제로들(30(7), 30(8))은 서로 떨어져 이동되어 C-대역에서 반사 제로들(34)의 공간을 만들고; 제3 및 제4 전송 제로들(30(3), 30(4))은 서로 떨어져 이동되어 D-대역에서 반사 제로들(34)의 공간을 만들고; 제5 및 제6 전송 제로들(30(5), 30(6))은 서로 떨어져 이동되어 E-대역에서 반사 제로들(34)의 공간을 만들고; 그리고 제6 및 제7 전송 제로들(30(6), 30(7))은 서로 떨어져 이동되어 F-대역에서 반사 제로들(34)의 공간을 만든다.
비록 전술한 기법들이 저지 대역(32) 내에 단일 통과 대역(38)(즉, 한번에 하나의 통과 대역)을 도입하는 것으로 설명되었더라도, 다중 통과 대역이 저지 대역(32) 내에 도입될 수 있다. 예를 들어, 도 9(a)-9(f)는 4개의 반사 제로들(34)의 2개 세트가 저지 대역(32) 내에서 변위되어 2개의 통과 대역들(38(1), 38(2))을 선택된 서브 대역(36) 쌍들의 중간에 선택적으로 생성하는 전형적인 필터 응답을 예시한다. 즉, 도 9(a)-9(f)를 순차적으로 살펴보면, 통과 대역들(38(1), 38(2))은 제2 및 제3 서브 대역(36(2), 36(3))(도 9(a))에, 제3 및 제5 서브 대역(36(3), 36(5))(도 9(b))에, 제3 및 제4 서브 대역(36(3), 36(4))(도 9(c))에, 제2 및 제4 서브 대역(36(2), 36(4))(도 9(d))에, 제2 및 제6 서브 대역(36(2), 36(6))(도 9(e))에, 그리고 제2 및 제5 서브 대역(36(2), 36(5))(도 9(f))에 도입된다.
이제 도 10 및 11을 참조하면, 가변 비공진 소자들의 값(결합값으로 환산) 및 광 저지 대역 내 결과적인 협통과 대역의 이동 간의 상관 관계를 설명할 목적으로 기본적인 튜너블 필터(50)가 설명될 것이다. 도 10에 도시된 바와 같이, RF 필터(50)는 일반적으로 입력(54) 및 출력(56)을 갖는 신호 전송 경로(52), 입력(54) 및 출력(56) 사이의 복수의 공진 소자들(58)(이 경우 2개), 및 공진 소자들(58)을 함께 결합하는 복수의 비공진 소자들(62)을 포함한다. 튜닝 소자들(미도시)은 공진 소자들(58)의 주파수를 조절하는 데 사용될 수 있으며, 전기 제어기(미도시)는 RF 필터(50)를 주파수 범위 내 선택된 협대역으로 튜닝하는 데 사용될 수 있다. 도 1에 예시된 필터(10)와 마찬가지로, 필터(50)의 공진 소자들(58)은 서셉턴스 BR로 나타내고, 비공진 소자들(62)은 공진 소자들(58)과 병렬로 결합된 서셉턴스 BN, 공진 소자들(58) 사이에 결합된 어드미턴스 인버터들 J로 나타낸다. 비공진 소자들(22) 중 선택된 비공진 소자들(이 경우 서셉턴스들 BN)은 변경될 수 있지만, 비공진 소자들(22) 중 나머지 임의의 비공진 소자들(이 경우 어드미턴스 인버터들 J)은 고정된 채로 유지된다.
필터(50)는 도 11에 예시된 예시적인 필터 응답을 생성하도록 모델링되었다. 2개의 공진 소자들(58)의 주파수, 요컨대 2개의 전송 제로들(70)은 0.95 GHz 및 1.05 GHz로 설정되어, 0.95 GHz 및 1.05 GHz 사이의 정규화 주파수 범위를 갖는 저지 대역(미도시)을 생성하였다. 이 경우, 단지 2개의 공진 소자들(58) 만 존재하기 때문에, 단일 서브 대역(76)은 전송 제로들(70) 사이의 1.00 GHz에 중심을 둔다. 따라서, 반사 제로들(미도시)이 도입되고 저지 대역을 따라서 변위되어 단지 통과 대역(78)만 단일 서브 대역(76) 내에서 이동하게 된다(통과 대역(78)의 5개 위치가 도시됨).
도 11 및 12에 더욱 예시된 바와 같이, 가변 비공진 소자들(66)(도 12에서 BN(L) 및 BN(S)로 표시됨)은 이들의 결합값을 변경함으로써 통과 대역(78)을 1.00 GHz의 공칭 주파수를 중심으로 이동하도록 조절될 수 있다. 특히, 통과 대역(78)은 부하측 비공진 소자 BN(L)의 백분율 결합값이 증가하고 소스측 비공진 소자 BN(S)의 백분율 결합값이 감소할 때 주파수가 감소(좌측으로 이동)할 것이고, 부하측 비공진 소자 BN(L)의 백분율 결합값이 감소하고 소스측 비공진 소자 BN(S)의 백분율 결합값이 증가할 때 주파수가 증가(우측으로 이동)할 것이다.
도 13(a)-13(c)를 참조하면, 필터(10)가 모델링 및 구현될 수 있도록 도 1의 필터(10)의 비공진 소자들(22)이 실제 구성요소들로 대체될 수 있다. 도 13(a)에 도시된 바와 같이, 회로는 먼저 필터(10)를 단지 비공진 소자들(22)을 이용하여 재구상하는데 필요한 구성요소들로 축소되었다. 이 경우, 튜닝 소자들(20)은 필터(10)의 재구성을 시뮬레이트(모델링)하는데 필요로 하지 않았으므로, 도 13(a)의 회로 표시에서 제거되었다. 도 13(b)에 도시된 바와 같이, 도 13(a)의 회로 표시의 블록 구성요소들은 실제 회로 구성요소들로 대체되었다. BN으로 표시된 비공진 소자들(22)은 커패시터들로 대체되었고, J로 표시된 비공진 소자들(22)은 용량성 pi 네트워크들로 대체되었으며,그리고 BR로 표시된 공진 소자들(20)은 병렬의 커패시터-인덕터 결합들로 대체되었다. 도 13(b)에 나타낸 회로는 도 13(c)에 나타낸 회로로 더욱 축소되었으며, 비공진 소자들(22)은 필터(10)의 재구성에 영향을 미치도록 변경될 수 있다.
도 13(c)의 필터(10)는 실제 회로 구성요소 값들을 이용하여 애뮬레이트되었다. 도 13(c)의 회로는 전술한 다항식에 따라 모델링되었으며, 다만 구성요소 값들은 다항식의 계수와 관련된다. 전술한 바와 같이, 필터(10)는 4개의 공진 소자들, 요컨대 그의 주파수 응답에서 이들 사이에 형성된 3개의 서브 대역들을 갖는 4개의 전송 제로들을 갖는다. 따라서, 도 13(c)에 나타낸 회로 내의 커패시터 비공진 소자들(22)의 값들은 도 14에 예시된 3개 세트의 값들 중 한 세트에 따라 조절되어, 3개의 서브 대역 사이에서 통과 대역을 도약하여 필터(10)를 3개의 상태 중 선택된 상태에서 배치할 수 있다. 도 13(c)에 나타낸 회로 내의 각각의 커패시터는 도 13(d)에 나타낸 회로에 따라 모델링되었다. 특히, 각각의 커패시터 C는 고정 커패시터 Co와 가변 커패시터 Cd를 병렬로, 그리고 레지스터 R와 가변 커패시터 Cd를 직렬로 하는 회로(스위치를 나타냄)로 표시되었다.
이제 도 15(a)-15(c)를 참조하면, 도 13(c)에 예시된 기본적인 아키텍처를 이용하여, 필터(10)는 비공진 소자들(22) 중 선택된 비공진 소자들을 조절함으로써 3개 상태 중 하나 사이에서 재구성될 수 있다. 도시된 바와 같이, 필터(10)의 모든 주파수 응답은 4개의 공진 소자들(18)의 주파수에 대응하는 4개의 전송 제로들(30), 및 전송 제로들(30) 사이에 형성된 3개의 서브 대역들(36)을 갖는다. 따라서, 통과 대역(38)은 각각의 3개의 서브 대역(36)에서 생성되어 다음과 같은 총 3개의 다른 상태, 즉, 통과 대역(38)이 제1 서브 대역(36(1))에서 생성되는 좌측 상태, 통과 대역(38)이 제2 서브 대역(36(2))에서 생성되는 중간 상태, 및 통과 대역(38)이 제3 서브 대역(36(3))에서 생성되는 우측 상태를 가능하게 할 수 있다.
도시된 바와 같이, 각각의 비공진 소자(22)는 병렬로 된 3개의 커패시터 C1-C3를 구비하는데, 여기서 외부 2개의 커패시터 C1 및 C2는 스위치 S1 및 S2의 저항성 손실을 자극하는 저항 R1 및 R2와 직렬로 된 각각의 스위칭 커패시턴스를 갖는다. 따라서, 커패시터 C1 및 C2는 스위치 S2 및 S3를 닫음으로써 회로 내에 포함될 수 있고, 스위치 S1 및 S2를 독립적으로 개방시킴으로써 회로에서 배제될 수 있다. 따라서, 커패시터 C1-C3가 동일한 값을 가진다고 가정하면, 각각의 비공진 소자(22)는 다음의 3가지 값들, 즉, C1 (스위치 S1, S2 어느 것도 닫히지 않음), C2+C3(스위치 S1, S2 중 하나가 닫힘), 또는 C1+C2+C3(스위치 S1, S2 모두가 닫힘) 중 선택된 값을 가질 수 있다. 스위치 S1 및 S2는, 예컨대, 저손실 GaAs 스위치와 같은 임의의 적절한 손실 스위치일 수 있다. 대안으로, 가변 커패시터, GaAs 바렉터, 또는 스위치 커패시터와 같은 커패시턴스값을 조절할 수 있는 다른 가변 소자들이 이용될 수 있다.
통과 대역(38)은, 비공진 소자(22)가 도 15(a)에 예시된 스위치 상태에 따른 값을 가질 때 제1 서브 대역(36(1))(좌측 상태)에; 비공진 소자(22)가 도 15(b)에 예시된 스위치 상태에 따른 값을 가질 때 제2 서브 대역(36(2))(중간 상태)에; 그리고 비공진 소자(22)가 도 15(c)에 예시된 스위치 상태에 따른 값을 가질 때 제3 서브 대역(36(3))(중간 상태)에 배치될 수 있다. 필터(10)는 미국 특허 공개 제 2006/0202775 호에 개시된 파라미터 추출 및 분석 기법들을 이용하여 튜닝될 수 있다. 예시를 위해, 닫힌 상태에 있는 전구(light bulb) 인접 스위치들은 불이 켜진 것으로 도시되며(컬러), 개방 상태에 있는 전구 인접 스위치들은 불이 꺼진 것으로 도시된다(컬러가 아님). 도 15(a)-15(c)에 대해서는, 필터(10)가 단지 서버 대역(36) 사이에서 통과 대역(38)을 도약시킬 수 있는 능력을 갖는 것으로 예시되었지만, 회로의 해상도는 선택된 서브 대역(36) 내에서 통과 대역(38)을 이동시키기 위하여 스위칭 커패시터를 더 추가함으로써 증가될 수 있다. 또한, 통과 대역(38)이 서브 대역(36)의 중간에 배치되기 때문에, 튜닝 소자들은 공진 소자들(18)에 결합되지 않는 것으로 도시된다.
이제 도 17을 참조하면, 도 13(c)에 예시된 에뮬레이트된 필터(10)는 삽입 손실을 최소화하도록 770 MHz 내지 890 MHz의 주파수 범위를 따라서 튜닝된 것으로 도시된다. 이 시나리오에서, 필터(10)는 비공진 소자들(22)을 조절하여 통과 대역(38)을 서브 대역들(36)의 중간 사이에서 도약하고(도 16(a)-16(c)에 예시됨), 공진 소자들(18)의 주파수를 변경하여 통과 대역(38)을 서브 대역(36) 내에서 이동하도록(즉, 서브 대역(36)의 중간 사이의 주파수 범위를 커버하도록) 튜닝되었다. 도시된 바와 같이, 통과 대역(38)은 890 MHz의 제3 서브 대역(36(3))의 중간(도 15(c)에 도시됨)에서 850 MHz의 제3 서브 대역(36(3))의 좌측으로 이동되어, 대략 -0.2 dB에서 대략 -1.5 dB까지 삽입 손실을 증가시킨다. 일단 850 MHz에 도달하면, 통과 대역(38)은 제3 서브 대역(36(3))에서 제2 서브 대역(36(2))의 중간으로 도약하여(도 15(b)에 도시됨), 대략 -1.5 dB에서 대략 -0.25 dB까지 삽입 손실을 감소시킨다. 그 후, 통과 대역(38)은 850 MHz의 제2 서브 대역(36(2))의 중간에서 810 MHz의 제2 서브 대역(36(2))의 좌측으로 이동되어, 대략 -0.25 에서 대략 -1.5 dB의 필터(10)로 삽입 손실을 증가시킨다. 일단 810 MHz에 도달하면, 통과 대역(38)은 제2 서브 대역(36(2))에서 제1 서브 대역(36(1))의 중간으로 도약하여(도 15(a)에 도시됨), 대략 -1.5 dB에서 대략 -0.7 dB로 삽입 손실을 감소시킨다. 그 후, 통과 대역(38)은 810 MHz의 제1 서브 대역(36(1))의 중간에서 770 MHz의 제1 서브 대역(36(1))의 좌측으로 이동되어, 대략 -0.7 dB에서 -1.9 dB로 필터(10)의 삽입 손실을 증가시킨다. 따라서, 주파수 범위 770 MHz 내지 890 MHz의 전체 범위는 삽입 손실을 최소화하도록 서브 대역들(36) 사이에서 도약하면서, 통과 대역(38)을 주파수 범위에 따라서 이동시킴으로써 필터(10)에 위해 커버될 수 있음을 이해할 수 있다.
도 15에 예시된 모델링된 파라미터들을 통해, 단지 공진 소자와 반대로, 필터를 튜닝하기 위하여 비공진 소자(22)를 이용할 때 주파수 범위 전역에 걸쳐서 삽입 손실이 상당히 감소됨이 증명되었다. 예를 들어, 도 18에 도시된 바와 같이, 주파수 범위 770 MHz 내지 890 MHz에 걸쳐서 필터(10)를 튜닝하기 위하여 공진 소자(18)의 주파수와 함께 비공진 소자(22)가 조절될 때에 최악의 경우의 필터(10)의 삽입 손실은 동일한 주파수 범위에 걸쳐서 필터(10)를 튜닝하기 위하여 단지 공진 소자의 주파수만 조절될 때의 필터(10)의 삽입 손실보다 대략 8 dB 더 작다.
또한, 도 15에 예시된 파라미터들에 따라 모델링된 필터(10)가 종래 기술의 스위칭 필터된 튜닝 기법보다 상당히 작은 삽입 손실을 가진다는 것이 증명되었다. 예를 들어, 도 19에 도시된 바와 같이, 주파수 범위 770 MHz 내지 890 MHz에 걸쳐 필터(10)를 튜닝하기 위하여 공진 소자의 주파수와 함께 가변 비공진 소자(22)가 조절될 때에 최악의 경우의 필터(10)의 삽입 손실은 동일한 주파수 범위에 걸쳐 튜닝된 스위칭 필터의 삽입 손실보다 상당히 작다(스위치의 추가로 삽입 손실이 작고 공진 소자의 주파수를 조절하여 스위칭 사이의 전체 튜닝 범위의 1/2을 커버하는 것을 가정함).
특히, 공진 소자들의 갯수의 증가에 따라 통과 대역 필터의 삽입 손실이 증가한다는 것이 일반적인 생각이지만, 삽입 손실은 본 명세서에서 설명된 설계 기법을 이용하는 필터에 사용된 공진 소자의 갯수에 따라 증가하지 않는다는 것이 증명되었다. 예를 들어, 도 20에 예시된 바와 같이, 본 명세서에서 설명된 기법들을 이용한 2-공진기, 4-공진기 및 6-공진기 필터 설계, 및 표준 필터 설계의 주파수 응답은 750 GHz 내지 950 GHz의 주파수 범위를 따라서 도시된다. 도시된 바와 같이, 공진 소자들의 갯수가 아닌 가장 근접한 공진 소자들의 Q는 삽입 손실을 좌우한다.
본 발명의 특정 실시예가 예시되고 설명되었지만, 전술한 설명은 본 발명을 이들 실시예들로 국한하는 것으로 의도하지 않음은 물론이다. 다양한 변경, 및 변형이 본 발명의 사상과 범주를 벗어나지 않고서 이루어질 수 있음은 당업자에게는 자명할 것이다. 예를 들어, 본 발명은 단일 입력 및 출력을 갖는 필터들 외에 적절한 어플리케이션을 가지며, 본 발명의 특정한 실시예들은 저손실의 선택적 회로들이 사용될 수 있는 듀플렉서, 멀티플렉서, 채널라이저, 리액티브 스위치 등을 형성하기 위해 사용될 수 있다. 따라서, 본 발명은 특허청구범위로 규정된 본 발명의 사상과 범주 내에 속할 수 있는 대안들, 변형들, 및 등가물들을 망라하는 것으로 의도된다.

Claims (15)

  1. 무선 주파수(RF) 필터로서,
    입력 및 출력을 갖는 신호 전송 경로;
    상기 입력과 상기 출력 사이에 상기 신호 전송 경로를 따라 배치된 복수의 공진 소자들; 및
    상기 공진 소자들을 함께 결합하여, 상기 공진 소자들의 각각의 주파수에 대응하는 복수의 전송 제로들(transmission zeroes)을 갖는 저지 대역(stop band), 및 상기 전송 제로들 사이에 적어도 하나의 서브 대역을 형성하는 복수의 비공진 소자들을 포함하고,
    상기 비공진 소자들은 상기 저지 대역 내에 적어도 하나의 반사 제로(reflection zero)를 선택적으로 도입하여 상기 적어도 하나의 서브 대역 중 하나에 통과 대역을 생성하는 적어도 하나의 가변 비공진 소자를 포함하며,
    상기 적어도 하나의 가변 비공진 소자는 적어도 하나의 스위칭 커패시터를 포함하는 RF 필터.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 가변 비공진 소자 각각은 세 개의 커패시터를 포함하고, 상기 세 개의 커패시터는 병렬로 서로 연결되어 제1 스위치에 연결된 제1 커패시터와 제2 스위치에 연결된 제2 커패시터를 가지는 용량성 회로를 형성하는 RF 필터.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 서브 대역은 복수의 서브 대역들을 포함하는 RF 필터.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 가변 비공진 소자는, 상기 저지 대역을 따라 상기 적어도 하나의 반사 제로를 변위시켜 상기 서브 대역들 중 선택된 서브 대역들 내에 상기 통과 대역을 생성하는 RF 필터.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 통과 대역은 상기 선택된 서브 대역들 내에 실질적으로 상이한 대역폭들을 갖는 RF 필터.
  6. 제3항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 가변 비공진 소자는, 상기 저지 대역 내에서 적어도 다른 하나의 반사 제로를 변위시켜 상기 서브 대역들 중 다른 서브 대역 내에 다른 통과 대역을 생성하는 RF 필터.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 가변 비공진 소자는, 상기 저지 대역을 따라 상기 적어도 하나의 반사 제로를 변위시켜 상기 하나의 서브 대역 내에서 상기 통과 대역을 선택적으로 이동시키는 RF 필터.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 반사 제로는 복수의 반사 제로들을 포함하는 RF 필터.
  9. 제1항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 가변 비공진 소자는 복수의 가변 비공진 소자들을 포함하는 RF 필터.
  10. 제1항에 있어서,
    상기 공진 소자들 중 적어도 하나의 주파수를 변경하도록 구성된 적어도 하나의 튜닝 소자를 더 포함하는 RF 필터.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 튜닝 소자는, 상기 적어도 하나의 공진 소자의 상기 주파수를 변경하여, 상기 적어도 하나의 반사 제로에 대하여 상기 저지 대역을 따라 상기 적어도 하나의 공진 소자의 각각의 주파수에 대응하는 상기 전송 제로를 변위시키도록 구성된 RF 필터.
  12. 제10항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 튜닝 소자는, 상기 공진 소자들의 상기 주파수들을 변경하여, 주파수 범위를 따라 상기 저지 대역을 상기 통과 대역으로 동시에 변위시키도록 구성된 복수의 튜닝 소자들을 포함하는 RF 필터.
  13. 제1항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 가변 비공진 소자는 조절가능한 서셉턴스(susceptance)를 갖는 RF 필터.
  14. 제1항에 있어서,
    상기 공진 소자들의 각각은 박막 집합체 소자 구조(thin-film lumped element structure)를 포함하는 RF 필터.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 박막 집합체 소자 구조는 고온 초전도체(HTS)를 포함하는 RF 필터.
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