WO2018168836A1 - 弾性波素子、弾性波フィルタ装置およびマルチプレクサ - Google Patents

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WO2018168836A1
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陽平 小中
克也 大門
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株式会社村田製作所
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Definitions

  • the present invention relates to an acoustic wave element, an acoustic wave filter device, and a multiplexer.
  • multiband systems have been used to improve the data transmission speed of mobile phones.
  • a plurality of filter devices that allow high-frequency signals in different frequency bands to pass are arranged in the front-end circuit of the mobile phone.
  • the plurality of filter devices are required to be small in size, have high isolation from adjacent bands, and have low loss in the pass band.
  • Patent Document 1 discloses a configuration of a surface acoustic wave device that improves transmission characteristics. More specifically, the surface acoustic wave device includes a plurality of surface acoustic wave resonators having an IDT electrode and a reflector, and the plurality of surface acoustic wave resonators are connected to a series arm resonator and a longitudinally coupled resonator.
  • the circuit configuration is arranged as follows.
  • the electrode finger pitch in the vicinity of the boundary between the IDT electrodes is made narrow in order to improve the transmission characteristics which are the amplitude difference and phase difference between the balanced terminals, but the distance between the IDT electrode and the reflector Are all 0.50 times the wavelength ⁇ defined by the electrode finger pitch of the IDT electrodes.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and even if the number of electrode finger pairs of the IDT electrode is reduced, the resonance frequency of the surface acoustic wave resonator or each surface acoustic wave resonance can be reduced. It is an object of the present invention to provide an elastic wave element, an elastic wave filter device, and a multiplexer that can suppress an increase in reflection loss on a higher frequency side than the anti-resonance frequency of the child.
  • an acoustic wave device that propagates a high-frequency signal in a predetermined acoustic wave propagation direction, and includes a substrate having a piezoelectric layer, and a substrate on the substrate.
  • An IDT electrode having a pair of comb-like electrodes facing each other, and a reflector disposed adjacent to the IDT electrode and the elastic wave propagation direction, and constitutes the pair of comb-like electrodes
  • Each of the comb-like electrodes includes a plurality of electrode fingers arranged so as to extend in a direction crossing the elastic wave propagation direction, and a bus bar electrode that connects one end of each of the plurality of electrode fingers.
  • the reflector is composed of a plurality of reflective electrode fingers arranged to extend in a direction intersecting the elastic wave propagation direction, and the plurality of electrode fingers in a boundary region between the IDT electrode and the reflector.
  • the IDT-reflector gap which is the distance between the center of the closest electrode finger and the center of the reflective electrode finger closest to the IDT electrode among the plurality of reflective electrode fingers, is the plurality of electrodes constituting the comb-like electrode
  • reflection loss increases due to the response characteristics of the IDT electrode as a reflector on the lower frequency side than the resonance frequency of the elastic wave resonator. May end up.
  • the reflection loss tends to increase as the number of electrode fingers constituting the IDT electrode is decreased in order to cope with downsizing.
  • the boundary between the IDT electrode and the reflector is located near the low frequency end of the stop band of the reflector.
  • Spurious due to the reflection at the surface occurs.
  • the reflector wavelength is made larger than the IDT wavelength, and the spurious generation frequency is shifted to the low frequency side, whereby the IDT electrode on the lower frequency side than the resonance frequency of the elastic wave resonator.
  • the response characteristic as a reflector can be canceled by the spurious.
  • the generation frequency of the reflection response reflecting the stop band generation frequency and the reflector wavelength can be changed. Thereby, it becomes possible to disperse the reflection response at the high frequency end of the stop band (higher frequency side than the antiresonance frequency of the elastic wave resonator).
  • the substrate has the piezoelectric layer on which the IDT electrode is formed on one main surface, and a high acoustic velocity support in which a bulk wave acoustic velocity is higher than an acoustic acoustic velocity propagating through the piezoelectric layer.
  • the IDT electrode of the acoustic wave element When the IDT electrode of the acoustic wave element is formed on a substrate having a laminated structure of a piezoelectric layer, a low acoustic velocity film, and a high acoustic velocity support substrate, the Q value of the acoustic wave element is increased, and thus the reflection response is increased. .
  • the reflector wavelength larger than the IDT wavelength and making the IDT-reflector gap 0.45 times or less of the IDT wavelength, the reflection response at the low frequency end or the high frequency end of the stop band is reduced. The suppression effect is great.
  • the “stop band” is defined as a region where the wavelength of the elastic wave becomes constant when the elastic wave is confined in the metal grating having a periodic structure.
  • the spurious frequency generated due to the IDT-reflector gap being 0.45 times or less of the IDT wavelength is the resonance of the acoustic wave resonator formed by the IDT electrode and the reflector. It may be lower than the frequency.
  • the spurious generation frequency is arranged on the lower frequency side than the resonance frequency of the elastic wave resonator, the response characteristic of the reflector can be canceled with high accuracy by the spurious.
  • the IDT-reflector gap is IRGAP
  • the reflector wavelength is ⁇ REF
  • the IDT-reflector gap and the reflector wavelength are: The following relational expression may be satisfied.
  • Equation 1 The left side of Equation 1 is obtained by normalizing the spurious frequency fsp caused by reflection between the reflector and the IDT electrode by the resonance frequency fr (fsp / fr), and is obtained by numerical analysis. Therefore, Expression 1 represents the spurious generation frequency fsp ⁇ resonance frequency fr (fsp / fr ⁇ 1), and the spurious generation frequency fsp is arranged on the lower frequency side than the resonance frequency fr. As a result, the response characteristics of the reflector can be canceled with high accuracy by the spurious.
  • the IDT-reflector gap is not less than 0.40 and not more than 0.41, the IDT wavelength is ⁇ IDT , the reflector wavelength is ⁇ REF, and the film thickness h of the IDT electrode with respect to the IDT wavelength If the normalized thickness is the ratio of the h / lambda IDT, the reflectors lambda REF / lambda IDT is a ratio of the wavelength with respect to the IDT wavelength, the lower limit value V min or more and defined by the following equation it may be less than or equal to the upper limit value V max.
  • an elastic wave filter device includes the elastic wave element described above.
  • the elastic wave filter device By configuring the elastic wave filter device using the elastic wave element, it is possible to suppress the insertion loss in the passband from being deteriorated due to the response characteristics of the reflector.
  • the acoustic wave filter device is further connected to a first input / output terminal, a second input / output terminal, a node on the path connecting the first input / output terminal and the second input / output terminal, and a ground.
  • a parallel arm resonator, and the acoustic wave element may be a series arm resonator connected between the first input / output terminal and the second input / output terminal.
  • the elastic wave filter device forms a ladder type elastic wave filter including a series arm resonator and a parallel arm resonator, and the elastic wave element is applied to the series arm resonator.
  • a first input / output terminal; a second input / output terminal; a series arm resonator connected between the first input / output terminal and the second input / output terminal; the first input / output terminal; A parallel arm resonator connected to a node on the path connecting the two input / output terminals and the ground, and the parallel arm resonator may include the elastic wave element described above.
  • the elastic wave filter device forms a ladder type elastic wave filter including a series arm resonator and a parallel arm resonator, and the elastic wave element is applied to the parallel arm resonator.
  • a multiplexer includes a plurality of filters including the acoustic wave filter device described above, and one of the input terminal and the output terminal of each of the plurality of filters is directly or indirectly connected to a common terminal. And at least one of the plurality of filters excluding the elastic wave filter device has a pass band higher than a frequency of a pass band of the elastic wave filter device.
  • the attenuation amount of the attenuation band on the higher frequency side than the pass band can be increased, so that the insertion loss in the pass band of the filter having the pass band on the higher frequency side than the pass band of the elastic wave filter device. Can be reduced.
  • the elastic wave device the elastic wave filter device, and the multiplexer according to the present invention, while suppressing an increase in reflection loss on the lower frequency side than the resonance frequency of the elastic wave device or on the higher frequency side than the anti-resonance frequency of the elastic wave device. It becomes possible to reduce the size.
  • FIG. 1 is a plan view and a cross-sectional view schematically showing an electrode configuration of the acoustic wave device according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a graph comparing the reflection characteristics of the acoustic wave devices according to Example 1 and Comparative Example 1.
  • FIG. 3A is a graph showing the reflection characteristics of a conventional acoustic wave device.
  • FIG. 3B is a graph showing pass characteristics of a conventional acoustic wave filter device.
  • FIG. 4 is a graph showing the reflection characteristics of the acoustic wave device when the IDT-reflector gap is changed.
  • FIG. 1 is a plan view and a cross-sectional view schematically showing an electrode configuration of the acoustic wave device according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a graph comparing the reflection characteristics of the acoustic wave devices according to Example 1 and Comparative Example 1.
  • FIG. 3A is a graph showing the reflection characteristics of a conventional acoustic wave device.
  • FIG. 5A is a graph comparing the reflection characteristics of the acoustic wave elements according to the example and the comparative example when the reflector wavelength is changed (when the IDT-reflector gap is 0.400 times).
  • FIG. 5B is a graph comparing the reflection characteristics of the acoustic wave devices according to the example and the comparative example (when the IDT-reflector gap is 0.450 times) when the reflector wavelength is changed.
  • FIG. 5C is a graph comparing the reflection characteristics of the acoustic wave device according to the comparative example when the reflector wavelength is changed (when the IDT-reflector gap is 0.500 times).
  • FIG. 5A is a graph comparing the reflection characteristics of the acoustic wave elements according to the example and the comparative example when the reflector wavelength is changed (when the IDT-reflector gap is 0.400 times).
  • FIG. 5B is a graph comparing the reflection characteristics of the acoustic wave devices according to the example and the comparative example (when the IDT
  • FIG. 6 is a graph showing the optimal reflection characteristics of the acoustic wave device when the IDT-reflector gap is 0.450 times, 0.420 times, and 0.400 times.
  • FIG. 7 is a graph showing the relationship between impedance characteristics and reflection characteristics of an acoustic wave device.
  • FIG. 8 is a graph showing the bandwidth in which the reflection characteristics of the acoustic wave device can be improved by spurious generation.
  • FIG. 9 is a graph showing changes in the reflection characteristics of the acoustic wave device when the number of reflector electrode fingers is changed.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a circuit configuration of the acoustic wave filter device according to the second embodiment.
  • FIG. 11 is a graph comparing the pass characteristics of the elastic wave filter devices according to the second embodiment and the comparative example.
  • FIG. 12 is a graph showing the relationship between the impedance characteristics and the reflection characteristics of the acoustic wave devices according to Example 3 and Comparative Example 12.
  • FIG. 13 is a graph showing the reflection response intensity at the high frequency end of the stop band with respect to changes in IDT-reflector gap and reflector wavelength / IDT wavelength.
  • FIG. 14A is a graph showing the reflection loss at the stopband high-frequency end with respect to changes in the IDT-reflector gap, reflector wavelength / IDT wavelength, and normalized film thickness.
  • FIG. 14B is a graph showing the optimum range of the reflector wavelength / IDT wavelength with respect to the normalized film thickness.
  • FIG. 15A is a diagram illustrating a circuit configuration of the acoustic wave filter according to the fourth embodiment.
  • FIG. 15B is a graph comparing the pass characteristics of elastic wave filters according to Embodiment 4 (Example) and a comparative example.
  • FIG. 16A is a circuit configuration diagram of a multiplexer and its peripheral circuits according to the fifth embodiment.
  • FIG. 16B is a diagram schematically illustrating pass characteristics of the multiplexer according to the fifth embodiment and impedance characteristics of the acoustic wave resonator.
  • FIG. 1 is a plan view and a cross-sectional view schematically showing the electrode configuration of the acoustic wave device 10 according to the first embodiment.
  • the acoustic wave device 10 shown in the figure is formed of a piezoelectric substrate 100, an electrode 110, and a protective film 113, and includes an IDT (InterDigital Transducer) electrode 11 composed of these components, a reflector 12, .
  • the acoustic wave device 10 according to the present embodiment is a surface acoustic wave (SAW) resonator composed of an IDT electrode 11, a reflector 12, and a piezoelectric substrate 100.
  • SAW surface acoustic wave
  • the elastic wave element 10 shown in FIG. 1 is for explaining a typical structure, and the number and length of electrode fingers constituting the electrode are not limited to this.
  • the electrode 110 constituting the IDT electrode 11 and the reflector 12 has a laminated structure of an adhesion layer 111 and a main electrode layer 112 as shown in the cross-sectional view of FIG.
  • the adhesion layer 111 is a layer for improving the adhesion between the piezoelectric substrate 100 and the main electrode layer 112, and, for example, Ti is used as a material.
  • the main electrode layer 112 is made of, for example, Al containing 1% Cu.
  • the protective film 113 is formed so as to cover the electrode 110.
  • the protective film 113 is a layer for the purpose of protecting the main electrode layer 112 from the external environment, adjusting frequency temperature characteristics, and improving moisture resistance.
  • the protective film 113 is mainly composed of silicon dioxide (SiO 2 ). It is a film.
  • the materials constituting the adhesion layer 111, the main electrode layer 112, and the protective film 113 are not limited to the materials described above.
  • the electrode 110 may not have the above-described stacked structure.
  • the electrode 110 may be made of, for example, a metal or an alloy such as Ti, Al, Cu, Pt, Au, Ag, or Pd, or may be made of a plurality of laminates made of the above metals or alloys. Also good.
  • the protective film 113 may not be formed.
  • the piezoelectric substrate 100 is, for example, a ⁇ ° Y-cut X-propagating LiNbO 3 piezoelectric single crystal or a piezoelectric ceramic (niobium cut along a plane whose normal is an axis rotated about the X-axis from the Y-axis to the Z-axis by ⁇ °.
  • Lithium acid single crystal or ceramic which is a single crystal or ceramic in which surface acoustic waves propagate in the X-axis direction).
  • the piezoelectric substrate 100 may be a substrate having a piezoelectric layer at least partially, or may have a laminated structure having a piezoelectric layer.
  • the piezoelectric substrate 100 includes, for example, a high sound speed support substrate, a low sound speed film, and a piezoelectric layer, and the high sound speed support substrate, the low sound speed film, and the piezoelectric layer are stacked in this order. Also good.
  • the configuration of the high sound speed support substrate, the low sound speed film, and the piezoelectric layer will be described.
  • the piezoelectric layer may be, for example, a ⁇ ° Y-cut X-propagating LiNbO 3 piezoelectric single crystal or a piezoelectric ceramic (niobium cut along a plane whose normal is an axis rotated about the X-axis from the Y-axis to the Z-axis by ⁇ °.
  • Lithium acid single crystal or ceramic which is a single crystal or ceramic in which surface acoustic waves propagate in the X-axis direction).
  • the high sound velocity support substrate is a substrate that supports the low sound velocity film, the piezoelectric layer, and the electrode 110.
  • the high acoustic velocity support substrate is a substrate in which the acoustic velocity of the bulk wave in the high acoustic velocity support substrate is higher than the acoustic wave of the surface wave or boundary wave propagating through the piezoelectric layer, and the surface acoustic wave is transferred to the piezoelectric layer. And it is confined in the portion where the low sound velocity film is laminated, and functions so as not to leak below the high sound velocity support substrate.
  • the high sound speed support substrate is, for example, a silicon substrate.
  • the high sound velocity support substrate includes (1) a piezoelectric body such as aluminum nitride, aluminum oxide, silicon carbide, silicon nitride, silicon, sapphire, lithium tantalate, lithium niobate, or quartz, and (2) alumina, zirconia, and cordier.
  • a piezoelectric body such as aluminum nitride, aluminum oxide, silicon carbide, silicon nitride, silicon, sapphire, lithium tantalate, lithium niobate, or quartz
  • alumina, zirconia, and cordier such as light, mullite, steatite, or forsterite, (3) magnesia diamond, (4) a material mainly composed of the above materials, and (5) a material mainly composed of a mixture of the above materials. It may be configured with either of these.
  • the low acoustic velocity film is a membrane in which the acoustic velocity of the bulk wave in the low acoustic velocity film is lower than the acoustic velocity of the elastic wave propagating through the piezoelectric layer, and is disposed between the piezoelectric layer and the high acoustic velocity supporting substrate. . Due to this structure and the property that energy is concentrated in a medium where acoustic waves are essentially low in sound velocity, leakage of surface acoustic wave energy to the outside of the IDT electrode is suppressed.
  • the low acoustic velocity film is, for example, a film mainly composed of silicon dioxide (SiO 2 ).
  • the Q value of the acoustic wave resonator at the resonance frequency and the anti-resonance frequency can be significantly increased as compared with the structure using the piezoelectric substrate 100 as a single layer.
  • a surface acoustic wave resonator having a high Q value can be configured, a filter with a small insertion loss can be configured using the surface acoustic wave resonator.
  • the high sound velocity support substrate has a structure in which a support substrate and a high sound velocity film in which the acoustic velocity of the bulk wave propagating from the surface wave or boundary wave propagating in the piezoelectric layer is higher are stacked. It may be.
  • the support substrate is a piezoelectric material such as sapphire, lithium tantalate, lithium niobate, crystal, alumina, magnesia, silicon nitride, aluminum nitride, silicon carbide, zirconia, cordierite, mullite, steatite, forsterite, etc.
  • Various ceramics, dielectrics such as glass, semiconductors such as silicon and gallium nitride, resin substrates, and the like can be used.
  • the high sound velocity film includes various materials such as aluminum nitride, aluminum oxide, silicon carbide, silicon nitride, silicon oxynitride, DLC film or diamond, a medium mainly composed of the above materials, and a medium mainly composed of a mixture of the above materials. High sound velocity material can be used.
  • each layer illustrated in the said laminated structure of the piezoelectric substrate 100 is an example, For example, it changes according to the characteristic which should be emphasized among the required high frequency propagation characteristics.
  • the IDT electrode 11 has a pair of comb-like electrodes 11A and 11B facing each other.
  • the comb-shaped electrode 11A includes a plurality of electrode fingers 11a arranged to extend in a direction crossing the elastic wave propagation direction, and a bus bar electrode 11c that connects one end of each of the plurality of electrode fingers 11a.
  • the comb-like electrode 11B includes a plurality of electrode fingers 11b arranged to extend in a direction intersecting the elastic wave propagation direction, and a bus bar electrode 11c that connects one end of each of the plurality of electrode fingers 11b. Yes.
  • the reflector 12 is disposed adjacent to the IDT electrode 11 in the elastic wave propagation direction.
  • the reflector 12 includes a plurality of reflective electrode fingers 12a arranged so as to extend in a direction intersecting the elastic wave propagation direction, and a bus bar electrode 12c that connects one ends of the plurality of reflective electrode fingers 12a. .
  • the center of the electrode finger 11a closest to the reflector 12 among the plurality of electrode fingers 11a and 11b, and the reflective electrode finger 12a closest to the IDT electrode 11 among the plurality of reflective electrode fingers 12a. Is defined as the IDT-reflector gap (IRGAP in FIG. 1).
  • the repetition pitch of the plurality of electrode fingers 11a constituting the comb-teeth electrode 11A or the repetition pitch of the plurality of electrode fingers 11b constituting the comb-teeth electrode 11B is defined as an IDT wavelength ( ⁇ IDT in FIG. 1).
  • a pitch twice the repetition pitch of the plurality of reflective electrode fingers 12a is defined as a reflector wavelength ( ⁇ REF in FIG. 1).
  • the IDT-reflector gap (IRGAP) in the boundary region between the IDT electrode 11 and the reflector 12, is 0.45 times or less of the IDT wavelength ( ⁇ IDT ), The reflector wavelength ( ⁇ REF ) is larger than the IDT wavelength ( ⁇ IDT ).
  • FIG. 2 is a graph comparing the reflection characteristics of the elastic wave filter devices according to Example 1 and Comparative Example 1. More specifically, FIG. 2 shows an IDT electrode 11 from one of the comb-like electrodes 11A (the bus bar electrode 11c) and 11B (the bus bar electrode 11c) in the acoustic wave device having the structure shown in FIG. The reflection loss when a high frequency signal is input is shown. In this case, the other of the comb-like electrodes 11A and 11B is short-circuited. Table 1 shows electrode parameters of the acoustic wave devices according to Example 1 and Comparative Example 1.
  • the IDT-reflector gap (IRGAP) is 0.5 times the IDT wavelength ( ⁇ IDT ), whereas In the acoustic wave element, the IDT-reflector gap (IRGAP) is 0.40 times the IDT wavelength ( ⁇ IDT ).
  • an elastic wave device according to Comparative Example 1 the reflector wavelength (lambda REF) whereas equal IDT wavelength (lambda IDT), the acoustic wave device according to Example 1, the reflector wavelength (lambda REF) Is 1.040 times the IDT wavelength ( ⁇ IDT ).
  • the IDT-reflector gap (IRGAP) is 0.45 times or less of the IDT wavelength ( ⁇ IDT ), and the reflector wavelength ( ⁇ REF ) is , Larger than the IDT wavelength ( ⁇ IDT ).
  • the IDT-reflector gap (IRGAP) is set to 0.45 times or less of the IDT wavelength ( ⁇ IDT ), so that the vicinity of the low-frequency end of the stop band by the reflector 12
  • spurious due to reflection at the boundary between the IDT electrode 11 and the reflector 12 is generated.
  • the reflector wavelength ( ⁇ REF ) is made larger than the IDT wavelength ( ⁇ IDT ) to shift the spurious generation frequency to the low frequency side, thereby forming an elastic wave device.
  • the elastic wave device according to the first embodiment can reduce the reflection loss in the region A as compared with the elastic wave device according to the first comparative example.
  • the number of electrode finger pairs of the IDT electrode is 80, and the conventional elastic wave device (conventional example of Table 2 described later) ) And fewer electrode finger pairs. Therefore, even if the number of electrode fingers of the IDT electrode 11 is reduced, it is possible to suppress the deterioration of the reflection loss on the lower frequency side than the resonance frequency fr of the acoustic wave resonator.
  • FIG. 3A is a graph showing the reflection characteristics of a conventional acoustic wave device.
  • Table 2 shows electrode parameters of a conventional acoustic wave device.
  • the IDT-reflector gap (IRGAP) is 0.5 times the IDT wavelength ( ⁇ IDT ), and the reflector The wavelength ( ⁇ REF ) is equal to the IDT wavelength ( ⁇ IDT ).
  • the reflection loss (reflection loss ripple) is caused on the lower frequency side (region B in FIG. 3A) than the resonance frequency fr of the acoustic wave element due to the response characteristics of the IDT electrode as a reflector. ) Will increase.
  • the response characteristic appears more remarkably and the reflection loss increases.
  • the piezoelectric substrate the case where the acoustic wave resonator of a high Q value by using the laminated structure, having (1) theta ° Y-cut X-propagation LiNbO 3 piezoelectric single crystal, (2) the piezoelectric layer, The increase in reflection loss (reflection loss ripple) in the region B is significant.
  • FIG. 3B is a graph showing pass characteristics of a conventional elastic wave filter device.
  • FIG. 3A shows pass characteristics of a ladder type filter constituted by four series arm resonators s1 to s4 and three parallel arm resonators p1 to p3. Among them, the acoustic wave elements of Conventional Examples 1 to 3 shown in Table 1 are applied as the series arm resonator s2. Table 3 shows the electrode parameters of each resonator constituting the conventional acoustic wave filter device.
  • the IDT-reflector gap (IRGAP) is set to be smaller than the distance between the plurality of electrode fingers of the IDT electrode 11 and the distance between the reflector electrode fingers of the reflector 12, that is, 0.5 times the IDT wavelength ( ⁇ IDT ). (1st process).
  • the reflector wavelength ( ⁇ REF ) is set to be larger than the IDT wavelength ( ⁇ IDT ) (second step).
  • the acoustic wave device 10 according to the present embodiment, it is possible to reduce reflection loss (reflection loss ripple) in a region on the lower frequency side than the resonance frequency fr. Even if the number of electrode fingers of the IDT electrode 11 is reduced, an increase in reflection loss on the lower frequency side than the resonance frequency fr of the acoustic wave resonator can be suppressed.
  • reflection loss reflection loss ripple
  • the first step and the second step will be described by showing the reflection characteristics of the acoustic wave device according to Example 2-18.
  • reflection response in order to cancel response characteristics (hereinafter referred to as reflection response) of the IDT electrode 11 as a reflector in a region on the lower frequency side than the resonance frequency fr of the acoustic wave element, reflection between the IDT electrode and the reflector is performed.
  • the spurious generation conditions generated due to the above (first step) will be described.
  • FIG. 4 is a graph showing the reflection characteristics of the acoustic wave device when the IDT-reflector gap is changed. This figure shows the reflection loss when the IDT-reflector gap (IRGAP) of the acoustic wave device is 0.490 to 0.420 times the IDT wavelength ( ⁇ IDT ). Note that the reflector wavelengths ( ⁇ REF ) of the acoustic wave elements having the reflection characteristics shown in FIGS. 4A to 4F are all set equal to the IDT wavelength ( ⁇ IDT ).
  • IRGAP IDT-reflector gap
  • the reflector wavelength ( ⁇ REF ) is set to be larger than the IDT wavelength ( ⁇ IDT ) (second step)
  • the conditions for canceling the reflection response will be described.
  • FIG. 5A and FIG. 5B are graphs comparing the reflection characteristics of the acoustic wave devices according to the example and the comparative example when the reflector wavelength ( ⁇ REF ) is changed.
  • 5A shows a case where the IDT-reflector gap (IRGAP) is 0.400 times the IDT wavelength ( ⁇ IDT )
  • FIG. 5B shows that the IDT-reflector gap (IRGAP) is IDT wavelength ( ⁇ IDT).
  • FIG. 5C is a graph comparing the reflection characteristics of the acoustic wave device according to the comparative example when the reflector wavelength ( ⁇ REF ) is changed.
  • IRGAP IDT-reflector gap
  • ⁇ IDT IDT wavelength
  • Table 4 collectively shows the IDT-reflector gap (IRGAP) and the reflector wavelength ( ⁇ REF ) of Examples 1 to 18 and Comparative Examples 1 to 11.
  • the reflector wavelength ( ⁇ REF ) is 1.005 times the IDT wavelength ( ⁇ IDT ).
  • the generation frequency of the IR spurious shifts to the lower frequency side.
  • the IR spurious generation frequency (fsp) is the resonance frequency (fr: FIG. 5B) of the acoustic wave device. In this case, it is located on the lower frequency side than the 1977.72 MHz) point. In this case, it can be understood that the IR spurious can more effectively cancel the reflection response, and the reflection loss is improved over a wide band on the lower frequency side than the resonance frequency of the acoustic wave device.
  • the reflector wavelength ( ⁇ REF ) is set to 1. of the IDT wavelength ( ⁇ IDT ).
  • the generation frequency of the IR spurious (arrow portion shown in FIG. 5A) shifts to the lower frequency side.
  • the IR spurious generation frequency (fsp) is the resonance frequency (fr: figure of the figure). 5A is located on the low frequency side from the point of 1977.72 MHz). In this case, it can be understood that the IR spurious can more effectively cancel the reflection response, and the reflection loss is improved over a wide band on the lower frequency side than the resonance frequency of the acoustic wave device.
  • the reflector wavelength ( ⁇ REF ) is changed to the IDT wavelength ( ⁇ IDT ). IR spurious will not occur even if it is increased from 1.005 times the value. For this reason, the reflection response is not reduced on the lower frequency side than the resonance frequency of the acoustic wave element, but rather the reflection response increases as the reflector wavelength ( ⁇ REF ) increases.
  • IRGAP IDT-reflector gap
  • the conditions for improving the reflection loss on the lower frequency side than the resonance frequency fr of the acoustic wave device 10 according to the present embodiment are: (1) IDT-reflector gap ( IRGAP) is 0.45 times or less the IDT wavelength ( ⁇ IDT ), and (2) the reflector wavelength ( ⁇ REF ) is larger than the IDT wavelength ( ⁇ IDT ).
  • FIG. 6 is a graph showing the optimum reflection characteristics of the acoustic wave device 10 when the IDT-reflector gap (IRGAP) is 0.450, 0.420, and 0.400 times the IDT wavelength ( ⁇ IDT ).
  • IRGAP IDT-reflector gap
  • FIG. 6A it can be seen that the reflection loss is improved over the band Ba on the lower frequency side than the resonance frequency fr of the acoustic wave element 10.
  • FIG. 6B it can be seen that the reflection loss is improved over the band Bb on the lower frequency side than the resonance frequency fr of the acoustic wave element 10.
  • FIG. 6C it is understood that the reflection loss is improved over the band Bc on the lower frequency side than the resonance frequency fr of the acoustic wave element 10.
  • IRGAP / ⁇ IDT decreases from the upper limit of 0.450, the band in which the reflection loss is improved (from Ba to Bc) increases.
  • FIG. 7 is a graph showing the relationship between the resonance impedance characteristic and the reflection characteristic of the acoustic wave device.
  • IRGAP / ⁇ IDT 0.500 and ⁇ REF / ⁇
  • the spurious generation frequency fsp is set as the resonance frequency as a condition for reducing the reflection response and reducing the reflection loss. It is desirable to set it to fr or less, and it is represented by the following formula 1.
  • the IR spurious generation frequency fsp is arranged on the lower frequency side than the resonance frequency fr of the elastic wave resonator, so that the reflection response can be canceled with high accuracy by the IR spurious. It becomes.
  • the inventors have found that the spurious generation frequency (fsp / fr) normalized by the resonance frequency fr shown in Expression 1 is the values of Examples 1 to 18 and Comparative Examples 1 to 11 shown in Table 4.
  • IRGAP / ⁇ IDT and ⁇ REF / ⁇ IDT are expressed as shown in Equation 2.
  • Equation 3 is derived from Equation 1 and Equation 2 above.
  • FIG. 8 is a graph showing the bandwidth in which the reflection response characteristic of the acoustic wave device can be improved by the occurrence of IR spurious.
  • This figure shows the reflection loss in the lower frequency region than the resonance frequency fr of the acoustic wave device, and shows the change in the reflection characteristics when the number of reflector pairs is changed from 30 to 5.
  • the interval (bandwidth) between the low frequency end (lower end) of the stop band and the maximum value of the reflection loss closest to the low frequency end becomes wider as the number of reflectors is reduced.
  • this bandwidth is a band in which the reflection response can be effectively canceled by IR spurious, it can be seen that the reflection response can be reduced over a wide band as the number of reflector pairs is small.
  • FIG. 9 is a graph showing a change in the reflection characteristics of the acoustic wave device when the number of reflector electrode fingers is changed.
  • the elastic wave element 10 according to the first embodiment (10 pairs of reflectors) and the elastic waves when the number of reflector pairs of the first embodiment is 20, 15, 10, 5 pairs.
  • the reflection characteristics of the acoustic wave element according to the element 10 and Comparative Example 1 (10 pairs of reflector pairs) are shown.
  • the reflection characteristics of the plurality of acoustic wave elements in the region on the lower frequency side than the resonance frequency fr are enlarged.
  • an acoustic wave filter device using the acoustic wave element 10 according to the first embodiment will be described.
  • the insertion loss in the pass band is deteriorated by the response characteristic (reflection response) as the reflector of the IDT electrode. This can be suppressed.
  • the parallel arm resonator has a resonance frequency frp at which the impedance
  • the series arm resonator has a resonance frequency frs at which the impedance
  • the anti-resonance frequency fap of the parallel arm resonator and the resonance frequency frs of the series arm resonator are brought close to each other.
  • the vicinity of the resonance frequency frp where the impedance of the parallel arm resonator approaches 0 becomes a low-frequency side stop band.
  • the impedance of the parallel arm resonator becomes high near the antiresonance frequency fap, and the impedance of the series arm resonator approaches 0 near the resonance frequency frs.
  • a signal passband is provided in the vicinity of the anti-resonance frequency fap to the resonance frequency frs.
  • the impedance of the series arm resonator becomes high and becomes a high-frequency side blocking region. That is, the passband is constituted by the anti-resonance frequency fap of the parallel arm resonator and the resonance frequency frs of the series arm resonator, and the attenuation pole on the low passband side is constituted by the resonance frequency frp of the parallel arm resonator.
  • the anti-resonance frequency fas of the resonator forms an attenuation pole on the high passband side.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a circuit configuration of the acoustic wave filter 1 according to the second embodiment.
  • the acoustic wave filter 1 includes series arm resonators s1 to s4, parallel arm resonators p1 to p3, inductors L1 to L4, and input / output terminals 50 and 60.
  • the series arm resonators s 1 to s 4 are connected in series between the input / output terminal 50 and the input / output terminal 60.
  • the parallel arm resonators p1 to p3 are connected in parallel to each other between the connection points of the input / output terminals 50 and 60 and the series arm resonators s1 to s4 and the reference terminal (ground). Due to the above-described connection configuration of the series arm resonators s1 to s4 and the parallel arm resonators p1 to p3, the acoustic wave filter 1 constitutes a ladder type bandpass filter.
  • the inductor L1 is connected between the parallel arm resonator p1 and the ground, the inductor L2 is connected between the parallel arm resonator p2 and the ground, and the inductor L3 is connected to the parallel arm resonator p3 and the ground.
  • the inductor L4 is connected in parallel to the series arm resonator s1.
  • the elastic wave filter device according to the present invention only needs to have a configuration including the configuration of the elastic wave element 10 according to the first embodiment.
  • the circuit configuration shown in FIG. 10 is an example, and the number of series arm resonators, the number of parallel arm resonators, the connection location of the inductor, and the like are not limited to the configuration of FIG. Further, although a ladder-type circuit configuration is illustrated in FIG. 10, a longitudinally coupled resonance circuit may be included.
  • Table 5 shows the electrode parameters of each resonator constituting the acoustic wave filter 1 according to the second embodiment (example). Further, in Table 5, the electrode parameters of the resonators constituting the acoustic wave filter according to the comparative example are shown in parentheses as differences from the acoustic wave filter according to the example.
  • the elastic wave element 10 according to the first embodiment is applied to the series arm resonators s1 to s4.
  • FIG. 11 is a graph comparing the pass characteristics of the elastic wave filters according to the second embodiment (example) and the comparative example.
  • the elastic wave element according to the first embodiment is applied to the series arm resonator, so that the low frequency side pass through the resonance frequency frs of the series arm resonator.
  • the reflection loss of the series arm resonator can be reduced in the band, that is, in the pass band lower than the substantially center frequency of the pass band. Therefore, as shown in FIG. 11, the elastic wave filter 1 according to the embodiment can reduce the insertion loss on the low frequency side of the pass band as compared with the elastic wave filter according to the comparative example.
  • the acoustic wave element 10 according to the first embodiment is applied to all the series arm resonators s1 to s4, but is applied to at least one series arm resonator. May be. This also improves the insertion loss in the low frequency side band.
  • the elastic wave device 10 according to the first embodiment may be applied to a parallel arm resonator instead of the series arm resonator.
  • the IDT-reflector gap is set to 0.45 times or less of the IDT wavelength, and the reflector wavelength is made larger than the IDT wavelength, so that the elastic property can be obtained even if the number of electrode finger pairs of the IDT electrode is reduced.
  • An elastic wave device and an elastic wave filter capable of suppressing an increase in reflection loss on the lower frequency side (stop band low frequency end) than the resonance frequency of the wave resonator are shown.
  • the IDT-reflector gap is set to 0.45 times or less of the IDT wavelength, and the reflector wavelength is made larger than the IDT wavelength, thereby reducing the number of electrode finger pairs of the IDT electrode.
  • an elastic wave element capable of suppressing an increase in reflection loss on the high frequency side (stop band high frequency end) from the antiresonance frequency of the elastic wave resonator is shown.
  • the acoustic wave device according to the present embodiment has the same configuration as the electrode configuration shown in FIG.
  • the IDT electrode material is also the same as the IDT electrode material of the acoustic wave device 10 according to the first embodiment.
  • the piezoelectric substrate constituting the acoustic wave device is, for example, a ⁇ ° Y-cut X-propagating LiTaO 3 piezoelectric single crystal or a piezoelectric ceramic (rotated by ⁇ ° from the Y axis to the Z axis direction with the X axis as the central axis)
  • the piezoelectric substrate may be a substrate having a piezoelectric layer at least partially, or may be a laminated structure having a piezoelectric layer.
  • the piezoelectric substrate includes, for example, a high sound speed support substrate, a low sound speed film, and a piezoelectric layer, and the high sound speed support substrate, the low sound speed film, and the piezoelectric layer are stacked in this order. Also good.
  • the configuration of the high sound speed support substrate, the low sound speed film, and the piezoelectric layer will be described.
  • the piezoelectric layer may be, for example, a ⁇ ° Y-cut X-propagating LiTaO 3 piezoelectric single crystal or a piezoelectric ceramic (tantalum cut along a plane whose normal is an axis rotated about the X-axis from the Y-axis to the Z-axis by ⁇ °.
  • Lithium acid single crystal or ceramic which is a single crystal or ceramic in which surface acoustic waves propagate in the X-axis direction).
  • the high sound speed support substrate and the low sound speed film have the same configuration as the high sound speed support substrate and the low sound speed film according to the first embodiment.
  • the Q value of the acoustic wave resonator at the resonance frequency and the antiresonance frequency can be significantly increased as compared with the structure using the piezoelectric substrate as a single layer. That is, since a surface acoustic wave resonator having a high Q value can be configured, a filter with a small insertion loss can be configured using the surface acoustic wave resonator.
  • FIG. 12 is a graph showing the relationship between the impedance characteristics and the reflection characteristics of the acoustic wave devices according to Example 3 and Comparative Example 12.
  • IRGAP / ⁇ IDT 0.500
  • ⁇ REF / ⁇ IDT 1.000
  • the impedance characteristics and the reflection characteristics of the acoustic wave device in the case of ⁇ REF / ⁇ IDT > 1.000 (Example 3) are shown.
  • Table 6 shows the electrode parameters of the acoustic wave devices according to Example 3 and Comparative Example 12.
  • the IDT-reflector gap (IRGAP) is 0.5 times the IDT wavelength ( ⁇ IDT ), whereas In the acoustic wave element, the IDT-reflector gap (IRGAP) is 0.40 times the IDT wavelength ( ⁇ IDT ).
  • an elastic wave device according to Comparative Example 12 the reflector wavelength (lambda REF) whereas equal IDT wavelength (lambda IDT), the acoustic wave device according to Example 3, the reflector wavelength (lambda REF) Is 1.017 times the IDT wavelength ( ⁇ IDT ).
  • the impedance characteristic in FIG. 3 shows a resonance frequency fr at which the impedance is a minimum value and an anti-resonance frequency fa at which the impedance is a maximum value.
  • the frequency is lower than the resonance frequency fr (stop band low frequency end) and the frequency is higher than the antiresonance frequency fa.
  • a reflection response occurs at (stop band high-frequency end: region fH in FIG. 12).
  • the acoustic wave element is configured with the above laminated structure having a piezoelectric layer, the reflection response is increased because the Q value of the acoustic wave element is increased.
  • the frequency of the reflection response is shifted by changing IRGAP / ⁇ IDT .
  • FIG. 13 is a graph showing the reflection response intensity at the high frequency end of the stop band with respect to changes in IDT-reflector gap and reflector wavelength / IDT wavelength.
  • FIG. 14A is a graph showing the reflection loss at the stopband high-frequency end with respect to changes in IDT-reflector gap, reflector wavelength / IDT wavelength, and normalized film thickness.
  • the reflection loss of fH is shown.
  • the reflection loss in the region fH is reduced by setting IRGAP / ⁇ IDT ⁇ 0.45 when A ⁇ REF / ⁇ IDT > 1.000.
  • ⁇ REF / ⁇ IDT is 1.017 or more and 1.023 or less.
  • the reflection loss in the region fH is shown.
  • the reflection loss in the region fH is reduced by setting IRGAP / ⁇ IDT ⁇ 0.45 when A ⁇ REF / ⁇ IDT > 1.000.
  • IRGAP / ⁇ IDT be 0.40 or more and 0.41 or less as shown in the right graph of FIG. 14A (b).
  • ⁇ REF / ⁇ IDT is desirably 1.027 or more and 1.053 or less.
  • FIG. 14B is a graph showing the optimum range of the reflector wavelength / IDT wavelength with respect to the normalized film thickness.
  • the normalized film thickness h When / ⁇ is 6.6%, the lower limit value of ⁇ REF / ⁇ IDT is 1.017, and the upper limit value is 1.023.
  • the normalized film thickness h / ⁇ is 10.7%, the lower limit value of ⁇ REF / ⁇ IDT is 1.027 and the upper limit value is 1.053.
  • the optimum range for reducing the reflection loss at the stopband high-frequency end (region fH) is that IRGAP / ⁇ IDT is 0.40 or more and 0.41 or less, and , ⁇ REF / ⁇ IDT is preferably in the range from the lower limit value V min derived from Equation 4 to the upper limit value V max derived from Equation 5.
  • the reflection response at the stop band high frequency end (region fH) can be effectively dispersed.
  • Embodiment 4 an acoustic wave filter device using the acoustic wave element according to Embodiment 3 will be described.
  • the insertion loss in the passband is deteriorated due to the response characteristic (reflection response) as a reflector of the IDT electrode. Can be suppressed.
  • FIG. 15A is a diagram illustrating a circuit configuration of the acoustic wave filter 2 according to the fourth embodiment.
  • the acoustic wave filter 2 includes series arm resonators s11, s12, s13 and s14, parallel arm resonators p11, p12, p13, p14 and p15, and input / output terminals 50 and 60.
  • the series arm resonators s11 to s14 are connected in series between the input / output terminal 50 and the input / output terminal 60.
  • the parallel arm resonators p11 to p15 are connected in parallel to each other between the connection points of the input / output terminal 50, the series arm resonators s11 to s14, and the input / output terminal 60 and the reference terminal (ground). ing. Due to the above-described connection configuration of the series arm resonators s11 to s14 and the parallel arm resonators p11 to p15, the acoustic wave filter 2 forms a ladder type bandpass filter.
  • a circuit element such as an inductor may be inserted between the parallel arm resonators p11 to p15 and the ground.
  • the elastic wave filter device according to the present invention may have a configuration including the configuration of the elastic wave device according to the third embodiment.
  • the circuit configuration shown in FIG. 15A is an example thereof, and the number of series arm resonators, the number of parallel arm resonators, the connection location of the inductor, and the like are not limited to the configuration of FIG. 15A.
  • 15A illustrates a ladder type circuit configuration, it may include a longitudinally coupled resonance circuit.
  • Table 7 shows the electrode parameters of each resonator constituting the acoustic wave filter 2 according to Embodiment 4 (Example).
  • the electrode parameters of the resonators constituting the acoustic wave filter according to the comparative example are shown in parentheses as differences from the acoustic wave filter according to the example.
  • the elastic wave element according to the third embodiment is applied to the parallel arm resonators p11 to p15.
  • FIG. 15B is a graph comparing the pass characteristics of elastic wave filters according to Embodiment 4 (Example) and a comparative example.
  • the acoustic wave element according to the third embodiment is applied to the parallel arm resonator, so that the passage on the higher frequency side than the anti-resonance frequency fap of the parallel arm resonator is achieved.
  • the reflection loss of the parallel arm resonator can be reduced in the band, that is, in the pass band higher than the substantially center frequency of the pass band. Therefore, as shown in FIG. 15B, in the elastic wave filter 2 according to the embodiment, it is possible to reduce the insertion loss in the vicinity of the center frequency and in the high frequency side in the pass band as compared with the elastic wave filter according to the comparative example. It becomes.
  • the acoustic wave element according to the third embodiment is applied to all the parallel arm resonators p11 to p15, but is applied to at least one parallel arm resonator. Also good. This also improves the insertion loss in the vicinity of the center frequency and in the high frequency side band.
  • the elastic wave device according to the third embodiment may be applied to a series arm resonator instead of a parallel arm resonator.
  • FIG. 16A is a circuit configuration diagram of the multiplexer 5 and its peripheral circuit (antenna 4) according to the fifth embodiment.
  • the multiplexer 5 shown in the figure includes an acoustic wave filter 2, a filter 3, a common terminal 70, and input / output terminals 81 and 82.
  • the elastic wave filter 2 is the elastic wave filter 2 according to the fourth embodiment.
  • the input / output terminal 50 of the elastic wave filter 2 is connected to the common terminal 70, and the input / output terminal 60 of the elastic wave filter 2 is the input / output terminal. 81.
  • the filter 3 is connected to a common terminal 70 and an input / output terminal 82.
  • the filter 3 is, for example, a ladder-type elastic wave filter having parallel arm resonators and series arm resonators, but may be an LC filter or the like, and the circuit configuration is not particularly limited.
  • the pass band of the elastic wave filter 2 is located on the lower frequency side than the pass band of the filter 3.
  • the elastic wave filter 2 and the filter 3 may not be directly connected to the common terminal 70 as shown in FIG. 16A.
  • an impedance matching circuit, a phase shifter, a circulator, or two or more filters may be used. It may be indirectly connected to the common terminal 70 via a selectable switch element.
  • the insertion loss of the pass band A in the filter A is deteriorated by the influence of the filter B in addition to the insertion loss of the filter A itself.
  • the insertion loss in the pass band of the filter A is affected by the reflection characteristic in the attenuation band of the filter B (corresponding to the pass band of the filter A). More specifically, the insertion loss in the pass band of the filter A is larger when the reflection coefficient in the attenuation band corresponding to the pass band of the filter A when the filter B alone is viewed from the common terminal side is larger. Insertion loss in the passband is reduced.
  • FIG. 16B is a diagram schematically illustrating the pass characteristic of the multiplexer according to the fifth embodiment and the impedance characteristic of the acoustic wave resonator.
  • the pass characteristic between the common terminal 70 and the input / output terminal 81 of the multiplexer 5 the pass characteristic between the common terminal 70 and the input / output terminal 82, and the parallel arms constituting the acoustic wave filter 2 and the filter 3 are shown.
  • the impedance characteristics of the resonator and the series arm resonator are shown.
  • the parallel arm resonator constituting the elastic wave filter 2 has a resonance frequency frpA and an antiresonance frequency fapA
  • the series arm resonator constituting the elastic wave filter 2 has a resonance frequency frsA and an antiresonance frequency fasA
  • the parallel arm resonators constituting the filter 3 have a resonance frequency frpB and an antiresonance frequency fapB
  • the series arm resonators constituting the filter 3 have a resonance frequency frsB and an antiresonance frequency fasB. Since the passband of the elastic wave filter 2 is located on the lower frequency side than the passband of the filter 3, as shown in FIG.
  • the resonance frequency frpA ⁇ (antiresonance frequency fapA, resonance frequency frsA) ⁇ (antiresonance frequency).
  • fasA, resonance frequency frpB) ⁇ (antiresonance frequency fapB, resonance frequency frsB) ⁇ antiresonance frequency fasB.
  • the acoustic wave element according to the third embodiment is applied to the parallel arm resonator, so that it passes through the antiresonance frequency fapA of the parallel arm resonator on the higher frequency side.
  • the reflection loss of the parallel arm resonator can be reduced in the band and the attenuation band. Therefore, in the pass characteristic between the common terminal 70 and the input / output terminal 81, the insertion loss of the high frequency side pass band of the elastic wave filter 2 can be reduced, and the attenuation amount of the high frequency side attenuation band can be made larger than the pass band.
  • the insertion loss in the pass band of the filter 3 connected to the common terminal 70 is deteriorated by the influence of the elastic wave filter 2 in addition to the insertion loss of the filter 3 itself.
  • the insertion loss in the pass band of the filter 3 is affected by reflection characteristics in the attenuation band of the elastic wave filter 2 (corresponding to the pass band of the filter 3). More specifically, the insertion loss in the pass band of the filter 3 is larger as the reflection coefficient in the attenuation band (corresponding to the pass band of the filter 3) when the elastic wave filter 2 alone is viewed from the common terminal 70 side is larger. The insertion loss in the pass band of the filter 3 is reduced.
  • the attenuation amount in the attenuation band on the higher frequency side (overlapping with the pass band of the filter 3) than the pass band can be increased, so that the insertion loss in the pass band of the filter 3 is reduced. it can.
  • the acoustic wave element according to the third embodiment is applied to all the parallel arm resonators p11 to p15, but at least to the common terminal 70.
  • the elastic wave element according to Embodiment 3 may be applied only to the closer parallel arm resonator p15. This is because the influence on the insertion loss of the filter 3 connected to the common terminal 70 is larger as the resonator is closer to the common terminal 70 of the acoustic wave filter 2. From this point of view, when the elastic wave filter 2 has three or more parallel arm resonators, among the three or more parallel arm resonators, the parallel arm resonator connected closest to the common terminal 70 first. It is desirable that the elastic wave element according to the third embodiment is applied to the parallel arm resonator connected second closest to the common terminal 70. Thereby, the insertion loss in the pass band of the filter 3 can be reduced effectively.
  • the multiplexer 5 has a circuit configuration in which two filters are connected to the common terminal 70.
  • the number of filters connected to the common terminal 70 is not limited to two, and is three or more. There may be. That is, the multiplexer according to the present invention includes a plurality of filters including the elastic wave filter 2, and one of the input terminals and the output terminals of the plurality of filters is directly or indirectly connected to the common terminal, and is elastic. At least one of the plurality of filters other than the wave filter 2 may have a pass band higher than the frequency of the pass band of the elastic wave filter 2.
  • the elastic wave element, the elastic wave filter device, and the multiplexer according to the embodiment of the present invention have been described with reference to the embodiment and the examples.
  • the present invention is not limited to the above embodiment and examples.
  • the elastic wave filter 1 according to the present invention may further include circuit elements such as an inductor and a capacitor.
  • the acoustic wave device may not be the surface acoustic wave resonator as in the first embodiment, but may be an acoustic wave resonator using a boundary acoustic wave.
  • the present invention can be widely used in communication devices such as mobile phones as low-loss and small-sized elastic wave elements, elastic wave filters, and multiplexers that can be applied to multiband and multimode frequency standards.

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Abstract

弾性波素子（１０）は、圧電基板（１００）と、圧電基板（１００）上に形成されたＩＤＴ電極（１１）と、反射器（１２）と、を備え、ＩＤＴ電極（１１）は複数の電極指（１１ａおよび１１ｂ）で構成され、反射器（１２）は複数の反射電極指（１２ａ）で構成され、反射器（１２）に最近接する電極指（１１ａ）の中心とＩＤＴ電極（１１）に最近接する反射電極指（１２ａ）の中心との距離であるＩＤＴ－反射器ギャップは、電極指（１１ａまたは１１ｂ）の繰り返しピッチであるＩＤＴ波長の０．４５倍以下であり、かつ、反射電極指（１２ａ）の繰り返しピッチの２倍である反射器波長は、ＩＤＴ波長よりも大きい。

Description

弾性波素子、弾性波フィルタ装置およびマルチプレクサ
　本発明は、弾性波素子、弾性波フィルタ装置およびマルチプレクサに関する。
　近年、携帯電話のデータ伝送速度を向上させるために、マルチバンドシステムが用いられている。その際、複数の周波数帯域の送受信を行う場合があるため、携帯電話のフロントエンド回路には、異なる周波数帯域の高周波信号を通過させる複数のフィルタ装置が配置される。この場合、上記フロントエンド回路に許容される実装スペースには制約があるため、上記複数のフィルタ装置には、小型化、隣接バンドとの高アイソレーションおよび通過帯域の低損失性が要求される。
　特許文献１には、伝送特性を改善する弾性表面波装置の構成が開示されている。より具体的には、上記弾性表面波装置は、ＩＤＴ電極および反射器を有する複数の弾性表面波共振子を備え、当該複数の弾性表面波共振子を、直列腕共振器および縦結合型共振器として配置した回路構成を有している。上記回路構成においては、平衡端子間の振幅差および位相差である伝送特性改善のため、ＩＤＴ電極間の境界付近の電極指ピッチは狭ピッチとされているが、ＩＤＴ電極と反射器との間隔は、全てＩＤＴ電極の電極指ピッチで規定される波長λの０．５０倍となっている。
特開２００４－３４３５７３号公報
　しかしながら、特許文献１に記載された弾性表面波装置を構成する複数の弾性表面波共振子において、小型化に対応すべく、ＩＤＴ電極を構成する電極指の対数を少なくすると、ＩＤＴ電極内の反射が大きくなるため、特に各弾性表面波共振子の共振周波数よりも低周波側または各弾性表面波共振子の反共振周波数よりも高周波側で発生するスプリアスの影響で、通過特性が劣化するという問題がある。
　そこで、本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、ＩＤＴ電極の電極指対数を少なくしても、弾性波共振子の共振周波数よりも低周波側または各弾性表面波共振子の反共振周波数よりも高周波側における反射損失の増加を抑制できる弾性波素子、弾性波フィルタ装置およびマルチプレクサを提供することを目的とする。
　上記目的を達成するために、本発明の一態様に係る弾性波素子は、高周波信号を所定の弾性波伝搬方向に伝搬させる弾性波素子であって、圧電体層を有する基板と、前記基板上に形成され、対向する一対の櫛歯状電極を有するＩＤＴ電極と、前記ＩＤＴ電極と前記弾性波伝搬方向に隣り合って配置された反射器と、を備え、前記一対の櫛歯状電極を構成する各々の櫛歯状電極は、前記弾性波伝搬方向と交差する方向に延びるように配置された複数の電極指と、前記複数の電極指のそれぞれの一端同士を接続するバスバー電極と、で構成され、前記反射器は、前記弾性波伝搬方向と交差する方向に延びるように配置された複数の反射電極指で構成され、前記ＩＤＴ電極と前記反射器との境界領域において、前記複数の電極指のうち前記反射器に最近接する電極指の中心と前記複数の反射電極指のうち前記ＩＤＴ電極に最近接する反射電極指の中心との距離であるＩＤＴ－反射器ギャップは、前記櫛歯状電極を構成する前記複数の電極指の繰り返しピッチであるＩＤＴ波長の０．４５倍以下であり、かつ、前記複数の反射電極指の繰り返しピッチの２倍である反射器波長は、前記ＩＤＴ波長よりも大きい。
　圧電体層を有する基板に形成された弾性波共振子において、当該弾性波共振子の共振周波数よりも低周波側では、ＩＤＴ電極の反射器としての応答特性に起因して反射損失が増大してしまう場合がある。特に、小型化に対応すべくＩＤＴ電極を構成する電極指の対数を少なくするほど、上記反射損失は増加する傾向にある。
　これに対して、上記構成によれば、ＩＤＴ－反射器ギャップをＩＤＴ波長の０．４５倍以下とすることにより、反射器のストップバンドの低周波端付近に、ＩＤＴ電極と反射器との境界における反射に起因したスプリアスが発生する。このスプリアスを発生させた状態で、反射器波長をＩＤＴ波長よりも大きくして当該スプリアスの発生周波数を低周波側へシフトさせることにより、弾性波共振子の共振周波数よりも低周波側におけるＩＤＴ電極の反射器としての応答特性を、当該スプリアスで打ち消すことが可能となる。これにより、ＩＤＴ電極の電極指対数を少なくしても、弾性波共振子の共振周波数よりも低周波側における反射損失の増加を抑制できる。
　また、ストップバンドの高周波端の位置をシフトさせることで、ストップバンドの発生周波数と反射器波長とを反映した反射レスポンスの発生周波数を変化させることができる。これにより、ストップバンドの高周波端（弾性波共振子の反共振周波数よりも高周波側）における反射レスポンスを分散させることが可能となる。
　また、前記基板は、前記ＩＤＴ電極が一方の主面上に形成された前記圧電体層と、前記圧電体層を伝搬する弾性波音速よりも、伝搬するバルク波音速が高速である高音速支持基板と、前記高音速支持基板と前記圧電体層との間に配置され、前記圧電体層を伝搬する弾性波音速よりも、伝搬するバルク波音速が低速である低音速膜と、を備えてもよい。
　弾性波素子のＩＤＴ電極が、圧電体層、低音速膜および高音速支持基板の積層構造を有する基板に形成されている場合、弾性波素子のＱ値が高くなるため、上記反射レスポンスは大きくなる。これに対して、反射器波長をＩＤＴ波長よりも大きくし、かつ、ＩＤＴ－反射器ギャップをＩＤＴ波長の０．４５倍以下とすることにより、ストップバンドの低周波端または高周波端における反射レスポンスを抑制する効果は大きい。
　なお、本明細書において、「ストップバンド」とは、弾性波が周期構造の金属グレーティングに閉じ込められることにより、弾性波の波長が一定となる領域と定義される。
　また、前記ＩＤＴ－反射器ギャップが前記ＩＤＴ波長の０．４５倍以下であることに起因して発生するスプリアスの周波数は、前記ＩＤＴ電極と前記反射器とで形成される弾性波共振子の共振周波数よりも低くてもよい。
　これにより、上記スプリアスの発生周波数は、弾性波共振子の共振周波数よりも低周波側に配置されるので、反射器の応答特性を当該スプリアスで高精度に打ち消すことが可能となる。
　また、前記ＩＤＴ波長をλＩＤＴとし、前記ＩＤＴ－反射器ギャップをＩＲＧＡＰとし、前記反射器波長をλＲＥＦとした場合、前記ＩＤＴ－反射器ギャップおよび前記反射器波長は、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
 なる関係式を満たしてもよい。
　式１の左辺は、反射器とＩＤＴ電極との反射によるスプリアスの発生周波数ｆｓｐを共振周波数ｆｒで規格化したもの（ｆｓｐ／ｆｒ）であり、数値解析により求められるものである。よって、式１は、スプリアスの発生周波数ｆｓｐ＜共振周波数ｆｒを表したもの（ｆｓｐ／ｆｒ＜１）であり、これにより、スプリアスの発生周波数ｆｓｐは、共振周波数ｆｒより低周波側に配置されることで、反射器の応答特性を当該スプリアスで高精度に打ち消すことが可能となる。
　また、前記ＩＤＴ－反射器ギャップは、０．４０以上かつ０．４１以下であり、前記ＩＤＴ波長をλＩＤＴとし、前記反射器波長をλＲＥＦとし、前記ＩＤＴ波長に対する前記ＩＤＴ電極の膜厚ｈの比率である規格化膜厚をｈ／λＩＤＴとした場合、前記ＩＤＴ波長に対する前記反射器波長の比率であるλＲＥＦ／λＩＤＴは、以下の関係式で規定される下限値Ｖｍｉｎ以上かつ上限値Ｖｍａｘ以下であってもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　これにより、ストップバンドの高周波端における反射レスポンスを効果的に分散させることができるので、ストップバンドの高周波端における反射損失の増加を効果的に抑制することが可能となる。
　また、本発明の一態様に係る弾性波フィルタ装置は、上記記載の弾性波素子を含む。
　上記弾性波素子を用いて、弾性波フィルタ装置を構成することにより、通過帯域内の挿入損失が、反射器の応答特性により劣化してしまうことを抑制できる。
　また、前記弾性波フィルタ装置は、さらに、第１入出力端子および第２入出力端子と、前記第１入出力端子と前記第２入出力端子とを結ぶ経路上のノードおよびグランドに接続された並列腕共振子と、を備え、前記弾性波素子は、前記第１入出力端子と前記第２入出力端子との間に接続された直列腕共振子であってもよい。
　上記構成によれば、弾性波フィルタ装置は、直列腕共振子および並列腕共振子で構成されたラダー型の弾性波フィルタを構成し、上記弾性波素子が直列腕共振子に適用される。これにより、弾性波フィルタ装置の通過帯域を構成する直列腕共振子の共振周波数よりも低周波側にて、反射器の応答特性による挿入損失の増加を抑制できる。
　また、第１入出力端子および第２入出力端子と、前記第１入出力端子と前記第２入出力端子との間に接続された直列腕共振子と、前記第１入出力端子と前記第２入出力端子とを結ぶ経路上のノードおよびグランドに接続された並列腕共振子と、を備え、前記並列腕共振子は、上記記載の弾性波素子を含んでもよい。
　上記構成によれば、弾性波フィルタ装置は、直列腕共振子および並列腕共振子で構成されたラダー型の弾性波フィルタを構成し、上記弾性波素子が並列腕共振子に適用される。これにより、弾性波フィルタ装置の通過帯域を構成する並列腕共振子の反共振周波数よりも高周波側にて、反射器の応答特性による挿入損失の増加を抑制できる。
　また、本発明の一態様に係るマルチプレクサは、上記記載の弾性波フィルタ装置を含む複数のフィルタを備え、前記複数のフィルタのそれぞれの入力端子および出力端子の一方は、共通端子に直接的または間接的に接続され、前記弾性波フィルタ装置を除く前記複数のフィルタの少なくとも１つは、前記弾性波フィルタ装置の通過帯域の周波数より高い通過帯域を有する。
　これにより、弾性波フィルタ装置では、通過帯域よりも高周波側の減衰帯域の減衰量を大きくできるので、弾性波フィルタ装置の通過帯域よりも高周波側の通過帯域を有するフィルタの通過帯域内の挿入損失を低減できる。
　本発明に係る弾性波素子、弾性波フィルタ装置およびマルチプレクサによれば、弾性波素子の共振周波数よりも低周波側または弾性波素子の反共振周波数よりも高周波側における反射損失の増加を抑制しつつ小型化することが可能となる。
図１は、実施の形態１に係る弾性波素子の電極構成を模式的に表す平面図および断面図である。 図２は、実施例１および比較例１に係る弾性波素子の反射特性を比較したグラフである。 図３Ａは、従来の弾性波素子の反射特性を表すグラフである。 図３Ｂは、従来の弾性波フィルタ装置の通過特性を表すグラフである。 図４は、ＩＤＴ－反射器ギャップを変化させた場合の弾性波素子の反射特性を表すグラフである。 図５Ａは、反射器波長を変化させた場合の実施例および比較例に係る弾性波素子（ＩＤＴ－反射器ギャップが０．４００倍の場合）の反射特性を比較したグラフである。 図５Ｂは、反射器波長を変化させた場合の実施例および比較例に係る弾性波素子（ＩＤＴ－反射器ギャップが０．４５０倍の場合）の反射特性を比較したグラフである。 図５Ｃは、反射器波長を変化させた場合の比較例に係る弾性波素子（ＩＤＴ－反射器ギャップが０．５００倍の場合）の反射特性を比較したグラフである。 図６は、ＩＤＴ－反射器ギャップが０．４５０倍、０．４２０倍、および０．４００倍における最適な弾性波素子の反射特性を表すグラフである。 図７は、弾性波素子のインピーダンス特性と反射特性との関係を表すグラフである。 図８は、弾性波素子の反射特性がスプリアス発生により改善できる帯域幅を表すグラフである。 図９は、反射器電極指の対数を変化させた場合の弾性波素子の反射特性の変化を表すグラフである。 図１０は、実施の形態２に係る弾性波フィルタ装置の回路構成を示す図である。 図１１は、実施の形態２および比較例に係る弾性波フィルタ装置の通過特性を比較したグラフである。 図１２は、実施例３および比較例１２に係る弾性波素子のインピーダンス特性と反射特性との関係を表すグラフである。 図１３は、ＩＤＴ－反射器ギャップおよび反射器波長／ＩＤＴ波長の変化に対する、ストップバンド高周波端の反射レスポンス強度を示すグラフである。 図１４Ａは、ＩＤＴ－反射器ギャップ、反射器波長／ＩＤＴ波長、規格化膜厚の変化に対する、ストップバンド高周波端の反射損失を示すグラフである。 図１４Ｂは、規格化膜厚に対する反射器波長／ＩＤＴ波長の最適な範囲を示すグラフである。 図１５Ａは、実施の形態４に係る弾性波フィルタの回路構成を示す図である。 図１５Ｂは、実施の形態４（実施例）および比較例に係る弾性波フィルタの通過特性を比較したグラフである。 図１６Ａは、実施の形態５に係るマルチプレクサおよびその周辺回路の回路構成図である。 図１６Ｂは、実施の形態５に係るマルチプレクサの通過特性および弾性波共振子のインピーダンス特性を模式的に表す図である。
　以下、本発明の実施の形態について図表を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施例は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施例で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置および接続形態などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。以下の実施例における構成要素のうち、独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。また、図面に示される構成要素の大きさまたは大きさの比は、必ずしも厳密ではない。
　（実施の形態１）
　　［１．１　弾性表面波共振子の構造］
　本実施の形態に係る弾性波素子１０の構造について説明する。
　図１は、実施の形態１に係る弾性波素子１０の電極構成を模式的に表す平面図および断面図である。同図に示された弾性波素子１０は、圧電基板１００と、電極１１０と、保護膜１１３とで形成され、これらの構成要素で構成されたＩＤＴ（ＩｎｔｅｒＤｉｇｉｔａｌ　Ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ）電極１１と、反射器１２と、を備える。本実施の形態に係る弾性波素子１０は、ＩＤＴ電極１１、反射器１２、および圧電基板１００で構成された弾性表面波（ＳＡＷ：Ｓｕｒｆａｃｅ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）共振子である。
　なお、図１に示された弾性波素子１０は、その典型的な構造を説明するためのものであって、電極を構成する電極指の本数や長さなどは、これに限定されない。
　ＩＤＴ電極１１および反射器１２を構成する電極１１０は、図１の断面図に示すように、密着層１１１と主電極層１１２との積層構造となっている。
　密着層１１１は、圧電基板１００と主電極層１１２との密着性を向上させるための層であり、材料として、例えば、Ｔｉが用いられる。
　主電極層１１２は、材料として、例えば、Ｃｕを１％含有したＡｌが用いられる。
　保護膜１１３は、電極１１０を覆うように形成されている。保護膜１１３は、主電極層１１２を外部環境から保護する、周波数温度特性を調整する、および、耐湿性を高めるなどを目的とする層であり、例えば、二酸化ケイ素（ＳｉＯ２）を主成分とする膜である。
　なお、密着層１１１、主電極層１１２および保護膜１１３を構成する材料は、上述した材料に限定されない。さらに、電極１１０は、上記積層構造でなくてもよい。電極１１０は、例えば、Ｔｉ、Ａｌ、Ｃｕ、Ｐｔ、Ａｕ、Ａｇ、Ｐｄなどの金属または合金から構成されてもよく、また、上記の金属または合金から構成される複数の積層体から構成されてもよい。また、保護膜１１３は、形成されていなくてもよい。
　圧電基板１００は、例えば、θ°ＹカットＸ伝搬ＬｉＮｂＯ３圧電単結晶または圧電セラミックス（Ｘ軸を中心軸としてＹ軸からＺ軸方向にθ°回転した軸を法線とする面で切断したニオブ酸リチウム単結晶またはセラミックスであって、Ｘ軸方向に弾性表面波が伝搬する単結晶またはセラミックス）からなる。
　なお、圧電基板１００は、少なくとも一部に圧電体層を有する基板であってもよく、圧電体層を有する積層構造であってもよい。圧電基板１００は、例えば、高音速支持基板と、低音速膜と、圧電体層とを備え、高音速支持基板、低音速膜および圧電体層がこの順で積層された構造を有していてもよい。以下、高音速支持基板、低音速膜および圧電体層の構成について説明する。
　圧電体層は、例えば、θ°ＹカットＸ伝搬ＬｉＮｂＯ３圧電単結晶または圧電セラミックス（Ｘ軸を中心軸としてＹ軸からＺ軸方向にθ°回転した軸を法線とする面で切断したニオブ酸リチウム単結晶またはセラミックスであって、Ｘ軸方向に弾性表面波が伝搬する単結晶またはセラミックス）からなる。
　高音速支持基板は、低音速膜、圧電体層ならびに電極１１０を支持する基板である。高音速支持基板は、さらに、圧電体層を伝搬する表面波や境界波の弾性波よりも、高音速支持基板中のバルク波の音速が高速となる基板であり、弾性表面波を圧電体層および低音速膜が積層されている部分に閉じ込め、高音速支持基板より下方に漏れないように機能する。高音速支持基板は、例えば、シリコン基板である。なお、高音速支持基板は、（１）窒化アルミニウム、酸化アルミニウム、炭化ケイ素、窒化ケイ素、シリコン、サファイア、リチウムタンタレート、リチウムニオベイト、または水晶等の圧電体、（２）アルミナ、ジルコニア、コージライト、ムライト、ステアタイト、またはフォルステライト等の各種セラミック、（３）マグネシアダイヤモンド、（４）上記各材料を主成分とする材料、ならびに、（５）上記各材料の混合物を主成分とする材料、のいずれかで構成されていてもよい。
　低音速膜は、圧電体層を伝搬する弾性波の音速よりも、低音速膜中のバルク波の音速が低速となる膜であり、圧電体層と高音速支持基板との間に配置される。この構造と、弾性波が本質的に低音速な媒質にエネルギーが集中するという性質とにより、弾性表面波エネルギーのＩＤＴ電極外への漏れが抑制される。低音速膜は、例えば、二酸化ケイ素（ＳｉＯ２）を主成分とする膜である。
　圧電基板１００の上記積層構造によれば、圧電基板１００を単層で使用している構造と比較して、共振周波数および反共振周波数における弾性波共振子のＱ値を大幅に高めることが可能となる。すなわち、Ｑ値が高い弾性表面波共振子を構成し得るので、当該弾性表面波共振子を用いて、挿入損失が小さいフィルタを構成することが可能となる。
　なお、高音速支持基板は、支持基板と、圧電体層を伝搬する表面波や境界波の弾性波よりも伝搬するバルク波の音速が高速となる高音速膜とが積層された構造を有していてもよい。この場合、支持基板は、サファイア、リチウムタンタレート、リチウムニオベイト、水晶等の圧電体、アルミナ、マグネシア、窒化ケイ素、窒化アルミニウム、炭化ケイ素、ジルコニア、コージライト、ムライト、ステアタイト、フォルステライト等の各種セラミック、ガラス等の誘電体またはシリコン、窒化ガリウム等の半導体及び樹脂基板等を用いることができる。また、高音速膜は、窒化アルミニウム、酸化アルミニウム、炭化ケイ素、窒化ケイ素、酸窒化ケイ素、ＤＬＣ膜またはダイヤモンド、上記材料を主成分とする媒質、上記材料の混合物を主成分とする媒質等、様々な高音速材料を用いることができる。
　なお、圧電基板１００の上記積層構造において例示した各層の材料などは一例であり、例えば、要求される高周波伝搬特性のうち重視すべき特性に応じて変更されるものである。
　図１の平面図に示すように、ＩＤＴ電極１１は、互いに対向する一対の櫛歯状電極１１Ａおよび１１Ｂを有している。櫛歯状電極１１Ａは、弾性波伝搬方向と交差する方向に延びるように配置された複数の電極指１１ａと、複数の電極指１１ａのそれぞれの一端同士を接続するバスバー電極１１ｃとで構成されている。櫛歯状電極１１Ｂは、弾性波伝搬方向と交差する方向に延びるように配置された複数の電極指１１ｂと、複数の電極指１１ｂのそれぞれの一端同士を接続するバスバー電極１１ｃとで構成されている。
　反射器１２は、ＩＤＴ電極１１と上記弾性波伝搬方向に隣り合って配置されている。反射器１２は、上記弾性波伝搬方向と交差する方向に延びるように配置された複数の反射電極指１２ａと、複数の反射電極指１２ａの一端同士を接続するバスバー電極１２ｃとで構成されている。
　ここで、図１に示すように、複数の電極指１１ａおよび１１ｂのうち反射器１２に最近接する電極指１１ａの中心と、複数の反射電極指１２ａのうちＩＤＴ電極１１に最近接する反射電極指１２ａの中心との距離を、ＩＤＴ－反射器ギャップ（図１ではＩＲＧＡＰ）と定義する。また、櫛歯状電極１１Ａを構成する複数の電極指１１ａの繰り返しピッチ、または、櫛歯状電極１１Ｂを構成する複数の電極指１１ｂの繰り返しピッチを、ＩＤＴ波長（図１ではλＩＤＴ）と定義する。また、複数の反射電極指１２ａの繰り返しピッチの２倍のピッチを、反射器波長（図１ではλＲＥＦ）と定義する。
　本実施の形態に係る弾性波素子１０では、ＩＤＴ電極１１と反射器１２との境界領域において、ＩＤＴ－反射器ギャップ（ＩＲＧＡＰ）は、ＩＤＴ波長（λＩＤＴ）の０．４５倍以下であり、かつ、反射器波長（λＲＥＦ）は、ＩＤＴ波長（λＩＤＴ）よりも大きい。
　図２は、実施例１および比較例１に係る弾性波フィルタ装置の反射特性を比較したグラフである。より具体的には、図２には、図１に示された構造を有する弾性波素子において、櫛歯状電極１１Ａ（のバスバー電極１１ｃ）および１１Ｂ（のバスバー電極１１ｃ）の一方からＩＤＴ電極１１に高周波信号を入力した場合の反射損失が示されている。なお、この場合、櫛歯状電極１１Ａおよび１１Ｂの他方は、短絡された状態となっている。また、表１に、実施例１および比較例１に係る弾性波素子の電極パラメータを示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000005
　表１に示すように、比較例１に係る弾性波素子では、ＩＤＴ－反射器ギャップ（ＩＲＧＡＰ）は、ＩＤＴ波長（λＩＤＴ）の０．５倍であるのに対して、実施例１に係る弾性波素子では、ＩＤＴ－反射器ギャップ（ＩＲＧＡＰ）は、ＩＤＴ波長（λＩＤＴ）の０．４０倍である。さらに、比較例１に係る弾性波素子では、反射器波長（λＲＥＦ）はＩＤＴ波長（λＩＤＴ）と等しいのに対して、実施例１に係る弾性波素子では、反射器波長（λＲＥＦ）はＩＤＴ波長（λＩＤＴ）の１．０４０倍となっている。つまり、ＩＤＴ電極１１と反射器１２との境界領域において、ＩＤＴ－反射器ギャップ（ＩＲＧＡＰ）は、ＩＤＴ波長（λＩＤＴ）の０．４５倍以下であり、かつ、反射器波長（λＲＥＦ）は、ＩＤＴ波長（λＩＤＴ）よりも大きい。
　これにより、実施例１に係る弾性波素子では、ＩＤＴ－反射器ギャップ（ＩＲＧＡＰ）をＩＤＴ波長（λＩＤＴ）の０．４５倍以下としたことで、反射器１２によるストップバンドの低周波端付近に、ＩＤＴ電極１１と反射器１２との境界における反射に起因したスプリアスを発生させる。このスプリアスを発生させた状態で、反射器波長（λＲＥＦ）をＩＤＴ波長（λＩＤＴ）よりも大きくして当該スプリアスの発生周波数を低周波側へシフトさせることにより、弾性波素子を構成する弾性波共振子の共振周波数ｆｒよりも低周波側の領域（図２の領域Ａ）における反射器１２の応答特性（反射損失リップル）を、当該スプリアスで打ち消すことが可能となる。これにより、実施例１に係る弾性波素子は、比較例１に係る弾性波素子と比較して、上記領域Ａにおける反射損失を低減できる。実施例１および比較例１に係る弾性波素子では、表１に示すように、ともに、ＩＤＴ電極の電極指対数が８０対となっており、従来の弾性波素子（後述する表２の従来例）と比較して電極指対数が少ない。よって、ＩＤＴ電極１１の電極指対数を少なくしても、弾性波共振子の共振周波数ｆｒよりも低周波側における反射損失の劣化を抑制できる。
　以下、本実施の形態に係る弾性波素子１０の上記構成およびその作用および効果について、詳細に説明する。
　　［１．２　従来の弾性波素子の反射特性および通過特性］
　図３Ａは、従来の弾性波素子の反射特性を表すグラフである。また、表２に、従来の弾性波素子の電極パラメータを示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000006
　表２に示すように、従来の弾性波素子（従来例１～従来例３）では、ＩＤＴ－反射器ギャップ（ＩＲＧＡＰ）はＩＤＴ波長（λＩＤＴ）の０．５倍であり、かつ、反射器波長（λＲＥＦ）はＩＤＴ波長（λＩＤＴ）と等しい。この場合、図３Ａに示すように、弾性波素子の共振周波数ｆｒよりも低周波側（図３Ａの領域Ｂ）では、ＩＤＴ電極の反射器としての応答特性に起因して反射損失（反射損失リップル）が増加する。特に、従来例１から従来例３へと、小型化に対応すべくＩＤＴ電極を構成する電極指の対数（ＩＤＴ対数）を少なくするほど、上記応答特性が顕著に現れ、上記反射損失は増加する。また、圧電基板として、（１）θ°ＹカットＸ伝搬ＬｉＮｂＯ３圧電単結晶、（２）圧電体層を有する上記積層構造、を用いて高Ｑ値の弾性波共振子を構成した場合に、上記領域Ｂにおける反射損失（反射損失リップル）の増加は顕著となる。
　図３Ｂは、従来の弾性波フィルタ装置の通過特性を表すグラフである。図３Ａには、４つの直列腕共振子ｓ１～ｓ４、および、３つの並列腕共振子ｐ１～ｐ３により構成されたラダー型フィルタの通過特性が示されている。この中で、直列腕共振子ｓ２として、表１に示された従来例１～従来例３の弾性波素子を適用している。表３に、従来の弾性波フィルタ装置を構成する各共振子の電極パラメータを示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000007
　直列腕共振子として従来例１～従来例３のような弾性波素子を適用すると、図３Ｂに示すように、通過帯域内の低周波側において、ＩＤＴ電極の反射器としての応答特性（反射損失リップル）に起因して、挿入損失の劣化が生じる。また、ＩＤＴ電極を構成する電極指の対数（ＩＤＴ対数）を少なくするほど、通過帯域内の挿入損失の劣化が大きくなる。
　　［１．３　実施例に係る弾性波素子の反射特性］
　ここで、本実施の形態に係る弾性波素子１０を設計する工程について説明する。
　まず、ＩＤＴ－反射器ギャップ（ＩＲＧＡＰ）を、ＩＤＴ電極１１の複数の電極指の間隔および反射器１２の反射器電極指の間隔より狭い間隔、つまり、ＩＤＴ波長（λＩＤＴ）の０．５倍よりも小さく設定する（第１工程）。
　これにより、反射器１２によるストップバンドの低周波端付近に、ＩＤＴ電極１１と反射器１２との境界における反射に起因したスプリアスを発生させる。
　次に、反射器波長（λＲＥＦ）を、ＩＤＴ波長（λＩＤＴ）よりも大きく設定する（第２工程）。
　これにより、第１工程により発生するスプリアスの発生周波数を低周波側へシフトさせる。その結果、弾性波素子１０を構成する弾性波共振子の共振周波数ｆｒよりも低周波側の領域におけるＩＤＴ電極１１の反射器としての応答特性（反射損失リップル）が、当該スプリアスで打ち消される。
　上記第１工程および第２工程により、本実施の形態に係る弾性波素子１０において、上記共振周波数ｆｒよりも低周波側の領域における反射損失（反射損失リップル）を低減できる。また、ＩＤＴ電極１１の電極指対数を少なくしても、弾性波共振子の共振周波数ｆｒよりも低周波側における反射損失の増加を抑制できる。
　以下、上記第１工程および第２工程について、実施例２－１８に係る弾性波素子の反射特性を示して説明する。
　まず、弾性波素子の共振周波数ｆｒよりも低周波側の領域におけるＩＤＴ電極１１の反射器としての応答特性（以下、反射レスポンスと記す）を打ち消すために、ＩＤＴ電極と反射器との間の反射に起因して発生させる（第１工程）スプリアスの発生条件について説明する。
　図４は、ＩＤＴ－反射器ギャップを変化させた場合の弾性波素子の反射特性を表すグラフである。同図には、弾性波素子のＩＤＴ－反射器ギャップ（ＩＲＧＡＰ）をＩＤＴ波長（λＩＤＴ）の０．４９０倍～０．４２０倍とした場合の反射損失が示されている。なお、図４の（ａ）～（ｆ）に示された反射特性を有する弾性波素子の反射器波長（λＲＥＦ）は、全て、ＩＤＴ波長（λＩＤＴ）と等しく設定されている。
　図４に示すように、ＩＤＴ－反射器ギャップ（ＩＲＧＡＰ）をＩＤＴ波長（λＩＤＴ）の０．４５０倍より小さくすることで、ＩＤＴ電極と反射器との間の反射に起因して発生するスプリアス（図４の（ｃ）～（ｆ）の矢印で示された極小点：以下、ＩＲスプリアスと記す）が発生するようになる。また、このＩＲスプリアスの反射損失は、ＩＤＴ－反射器ギャップ（ＩＲＧＡＰ）が小さくなるほど大きくなる。
　次に、ＩＤＴ－反射器ギャップ（ＩＲＧＡＰ）を調整して発生させたＩＲスプリアスに対して、反射器波長（λＲＥＦ）をＩＤＴ波長（λＩＤＴ）よりも大きく設定することにより（第２工程）、上記反射レスポンスを打ち消す条件について説明する。
　図５Ａおよび図５Ｂは、反射器波長（λＲＥＦ）を変化させた場合の実施例および比較例に係る弾性波素子の反射特性を比較したグラフである。なお、図５Ａでは、ＩＤＴ－反射器ギャップ（ＩＲＧＡＰ）がＩＤＴ波長（λＩＤＴ）の０．４００倍である場合を示し、図５Ｂでは、ＩＤＴ－反射器ギャップ（ＩＲＧＡＰ）がＩＤＴ波長（λＩＤＴ）の０．４５０倍である場合を示している。また、図５Ｃは、反射器波長（λＲＥＦ）を変化させた場合の比較例に係る弾性波素子の反射特性を比較したグラフである。なお、図５Ｃでは、ＩＤＴ－反射器ギャップ（ＩＲＧＡＰ）がＩＤＴ波長（λＩＤＴ）の０．５００倍である場合を示している。また、表４に、実施例１～実施例１８、および、比較例１～比較例１１の、ＩＤＴ－反射器ギャップ（ＩＲＧＡＰ）および反射器波長（λＲＥＦ）を、まとめて示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000008
　図５Ｂに示すように、ＩＤＴ－反射器ギャップ（ＩＲＧＡＰ）がＩＤＴ波長（λＩＤＴ）の０．４５０倍である場合、反射器波長（λＲＥＦ）をＩＤＴ波長（λＩＤＴ）の１．００５倍から大きくするほど、ＩＲスプリアス（図５Ｂに示された矢印部分）の発生周波数は低周波側にシフトする。また、特に、反射器波長（λＲＥＦ）を、ＩＤＴ波長（λＩＤＴ）の１．０２０倍とした場合には、ＩＲスプリアス発生周波数（ｆｓｐ）は、弾性波素子の共振周波数（ｆｒ：図５Ｂでは１９７７．７２ＭＨｚ）点より低周波側に位置する。この場合には、ＩＲスプリアスが反射レスポンスを、より効果的に打ち消すことができ、弾性波素子の共振周波数より低周波側の広帯域にわたり、反射損失が改善されていることがわかる。
　また、図５Ａに示すように、ＩＤＴ－反射器ギャップ（ＩＲＧＡＰ）がＩＤＴ波長（λＩＤＴ）の０．４００倍である場合、反射器波長（λＲＥＦ）をＩＤＴ波長（λＩＤＴ）の１．００５倍から大きくするほど、ＩＲスプリアス（図５Ａに示された矢印部分）の発生周波数は低周波側にシフトする。また、特に、反射器波長（λＲＥＦ）を、ＩＤＴ波長（λＩＤＴ）の１．０４０倍以上とした場合には、ＩＲスプリアス発生周波数（ｆｓｐ）は、弾性波素子の共振周波数（ｆｒ：図５Ａでは１９７７．７２ＭＨｚ）点より低周波側に位置する。この場合には、ＩＲスプリアスが反射レスポンスを、より効果的に打ち消すことができ、弾性波素子の共振周波数より低周波側の広帯域にわたり、反射損失が改善されていることがわかる。
　これに対して、図５Ｃに示すように、ＩＤＴ－反射器ギャップ（ＩＲＧＡＰ）がＩＤＴ波長（λＩＤＴ）の０．５００倍である場合、反射器波長（λＲＥＦ）をＩＤＴ波長（λＩＤＴ）の１．００５倍から大きくしても、ＩＲスプリアスが発生しない。このため、弾性波素子の共振周波数より低周波側において反射レスポンスは低減されておらず、むしろ反射器波長（λＲＥＦ）を大きくするほど反射レスポンスが増加している。
　これは、図４にも示されているように、ＩＤＴ－反射器ギャップ（ＩＲＧＡＰ）がＩＤＴ波長（λＩＤＴ）の０．４６０倍以上である場合には、有意的なＩＲスプリアスが発生しないことに起因するものである。
　図４および図５Ａ～図５Ｂの結果により、本実施の形態に係る弾性波素子１０の共振周波数ｆｒより低周波側において、反射損失が改善される条件は、（１）ＩＤＴ－反射器ギャップ（ＩＲＧＡＰ）は、ＩＤＴ波長（λＩＤＴ）の０．４５倍以下であり、かつ、（２）反射器波長（λＲＥＦ）は、ＩＤＴ波長（λＩＤＴ）よりも大きい、ことである。
　図６は、ＩＤＴ－反射器ギャップ（ＩＲＧＡＰ）がＩＤＴ波長（λＩＤＴ）の０．４５０倍、０．４２０倍、および０．４００倍における最適な弾性波素子１０の反射特性を表すグラフである。同図の（ａ）では、ＩＲＧＡＰ／λＩＤＴ＝０．４５０の場合に、反射レスポンスの低減が最適化されるのは、λＲＥＦ／λＩＤＴ＝１．０２０の場合であることが示されている。また、同図の（ｂ）では、ＩＲＧＡＰ／λＩＤＴ＝０．４２０の場合に、反射レスポンスの低減が最適化されるのは、λＲＥＦ／λＩＤＴ＝１．０３５の場合であることが示されている。また、同図の（ｃ）では、ＩＲＧＡＰ／λＩＤＴ＝０．４００の場合に、反射レスポンスの低減が最適化されるのは、λＲＥＦ／λＩＤＴ＝１．０５０の場合であることが示されている。
　図６の（ａ）では、弾性波素子１０の共振周波数ｆｒより低周波側の帯域Ｂａにわたり反射損失が改善されていることがわかる。また、図６の（ｂ）では、弾性波素子１０の共振周波数ｆｒより低周波側の帯域Ｂｂにわたり反射損失が改善されていることがわかる。また、図６の（ｃ）では、弾性波素子１０の共振周波数ｆｒより低周波側の帯域Ｂｃにわたり反射損失が改善されていることがわかる。なお、ＩＲＧＡＰ／λＩＤＴが、上限値である０．４５０から小さくなるにつれ、反射損失が改善される帯域が（ＢａからＢｃへと）広くなる。
　以下、反射損失が改善される（ＩＲＧＡＰ／λＩＤＴ、λＲＥＦ／λＩＤＴ）のより好ましい組み合わせについて説明する。
　図７は、弾性波素子の共振インピーダンス特性と反射特性との関係を表すグラフである。図７の上段には、ＩＲＧＡＰ／λＩＤＴ＝０．５００、かつ、λＲＥＦ／λＩＤＴ＝１．０００の場合（比較例１）の弾性波共振子のインピーダンス特性が示されており、図７の下段には、ＩＲＧＡＰ／λＩＤＴ＝０．４００、かつ、λＲＥＦ／λＩＤＴ＝１．０００の場合（比較例２）、および、ＩＲＧＡＰ／λＩＤＴ＝０．５００、かつ、λＲＥＦ／λＩＤＴ＝１．０００（比較例１）の場合の弾性波素子の反射特性が示されている。
　図７の上段に示されたインピーダンス特性において、インピーダンスが極小値となる共振周波数ｆｒとインピーダンスが極大値となる反共振周波数ｆａとが示されており、比較例１に係る弾性波素子では、例えば、ｆｒ＝１９７７．７２ＭＨｚとなっている。これに対して、図７の下段に示された反射特性において、比較例２に係る弾性波素子では、スプリアス発生周波数ｆｓｐ＝１９９１．４２ＭＨｚにおいて、ＩＲスプリアスが発生している。
　ここで、上記反射レスポンスは、弾性波共振子の共振周波数ｆｒよりも低周波側に発生するため、当該反射レスポンスを低減させて反射損失を低減させる条件としては、スプリアス発生周波数ｆｓｐを、共振周波数ｆｒ以下とすることが望ましく、以下の式１で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　上記式１の関係を満たすことにより、ＩＲスプリアスの発生周波数ｆｓｐは、弾性波共振子の共振周波数ｆｒよりも低周波側に配置されるので、反射レスポンスをＩＲスプリアスで高精度に打ち消すことが可能となる。
　ここで、発明者らは、式１に示された、共振周波数ｆｒで規格化されたスプリアス発生周波数（ｆｓｐ／ｆｒ）は、表４に示された実施例１～１８および比較例１～１１などで発生するスプリアス発生周波数ｆｓｐを数値解析することにより、ＩＲＧＡＰ／λＩＤＴおよびλＲＥＦ／λＩＤＴを用いて、式２のように表されることを見出した。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　上記式１および式２より、式３が導出される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　上記式３により、ＩＲスプリアスが共振周波数ｆｒより低周波側に配置されるための組み合わせ（ＩＲＧＡＰ／λＩＤＴ、λＲＥＦ／λＩＤＴ）が求められる。この組み合わせを採用することにより、反射レスポンスをＩＲスプリアスで高精度に打ち消すことが可能となる。
　　［１．４　弾性波素子の反射器対数低減］
　ここで、反射器を構成する反射電極指の対数を低減させる効果について説明する。なお、以下では、反射器を構成する反射電極指の対数を反射器対数と記すが、当該反射器対数とは、図１に示された反射器１２において、隣り合う２本の反射電極指１２ａを１対と定義している。
　図８は、弾性波素子の反射応答特性がＩＲスプリアス発生により改善できる帯域幅を表すグラフである。同図には、弾性波素子の共振周波数ｆｒより低周波側領域における反射損失を示しており、反射器対数を３０対～５対で変化させた場合の反射特性の変化を表している。ここで、図８に示すように、ストップバンドの低周波端（下端）と、当該低周波端に最も近い反射損失の極大値との間隔（帯域幅）は、反射器対数を少なくするほど広くなる。この帯域幅は、ＩＲスプリアスにより反射レスポンスを効果的に打ち消すことができる帯域となるので、反射器対数が少ないほど、広帯域にわたり反射レスポンスを低減できることがわかる。
　図９は、反射器電極指の対数を変化させた場合の弾性波素子の反射特性の変化を表すグラフである。同図左側には、実施例１（反射器対数１０対）に係る弾性波素子１０、および、実施例１の反射器対数を２０対、１５対、１０対、５対とした場合の弾性波素子１０、ならびに、比較例１（反射器対数１０対）に係る弾性波素子の反射特性が示されている。また、同図右側には、上記複数の弾性波素子の、共振周波数ｆｒより低周波側の領域における反射特性が拡大されて示されている。
　図９に示すように、反射器対数が少ないほど、広帯域にわたり反射レスポンスを低減できることがわかる。特に、反射器対数を１５対以下とすることにより、比較例１に比べて反射レスポンスによる反射損失を低減できる帯域を広くできることがわかる。
　（実施の形態２）
　本実施の形態では、実施の形態１に係る弾性波素子１０を用いた弾性波フィルタ装置について説明する。実施の形態１に係る弾性波素子１０を用いて、弾性波フィルタ装置を構成することにより、通過帯域内の挿入損失が、ＩＤＴ電極の反射器としての応答特性（反射レスポンス）により劣化してしまうことを抑制できる。
　　［２．１　弾性波フィルタの回路構成］
　本実施の形態では、実施の形態１に係る弾性波素子１０を直列腕共振子として用いたラダー型の弾性波フィルタについて説明する。
　まず、直列腕共振子および並列腕共振子で構成されるラダー型弾性波フィルタの基本動作原理を説明しておく。並列腕共振子は、インピーダンス｜Ｚ｜が極小となる共振周波数ｆｒｐおよびインピーダンス｜Ｚ｜が極大となる反共振周波数ｆａｐ（＞ｆｒｐ）を有する。また、直列腕共振子は、インピーダンス｜Ｚ｜が極小となる共振周波数ｆｒｓおよびインピーダンス｜Ｚ｜が極大となる反共振周波数ｆａｓ（＞ｆｒｓ＞ｆｒｐ）を有する。ラダー型の共振子によりバンドパスフィルタを構成するにあたり、並列腕共振子の反共振周波数ｆａｐと直列腕共振子の共振周波数ｆｒｓとを近接させる。これにより、並列腕共振子のインピーダンスが０に近づく共振周波数ｆｒｐ近傍は、低周波側阻止域となる。また、これより周波数が高くなると、反共振周波数ｆａｐ近傍で並列腕共振子のインピーダンスが高くなり、かつ、共振周波数ｆｒｓ近傍で直列腕共振子のインピーダンスが０に近づく。これにより、反共振周波数ｆａｐ～共振周波数ｆｒｓの近傍では信号通過域となる。さらに、周波数が高くなり、反共振周波数ｆａｓ近傍になると、直列腕共振子のインピーダンスが高くなり、高周波側阻止域となる。つまり、並列腕共振子の反共振周波数ｆａｐおよび直列腕共振子の共振周波数ｆｒｓによって通過帯域が構成され、並列腕共振子の共振周波数ｆｒｐによって通過帯域低域側の減衰極が構成され、直列腕共振子の反共振周波数ｆａｓによって通過帯域高域側の減衰極が構成される。
　図１０は、実施の形態２に係る弾性波フィルタ１の回路構成を示す図である。同図に示すように、弾性波フィルタ１は、直列腕共振子ｓ１～ｓ４と、並列腕共振子ｐ１～ｐ３と、インダクタＬ１～Ｌ４と、入出力端子５０および６０と、を備える。
　直列腕共振子ｓ１～ｓ４は、入出力端子５０と入出力端子６０との間に互いに直列に接続されている。また、並列腕共振子ｐ１～ｐ３は、入出力端子５０、６０、および直列腕共振子ｓ１～ｓ４の各接続点と基準端子（グランド）との間に互いに並列に接続されている。直列腕共振子ｓ１～ｓ４および並列腕共振子ｐ１～ｐ３の上記接続構成により、弾性波フィルタ１は、ラダー型のバンドパスフィルタを構成している。また、インダクタＬ１は、並列腕共振子ｐ１とグランドとの間に接続され、インダクタＬ２は、並列腕共振子ｐ２とグランドとの間に接続され、インダクタＬ３は、並列腕共振子ｐ３とグランドとの間に接続され、インダクタＬ４は、直列腕共振子ｓ１に並列接続されている。なお、本発明に係る弾性波フィルタ装置は、実施の形態１に係る弾性波素子１０の構成を含む構成であればよい。図１０に示された回路構成は、その一例であって、直列腕共振子の数、並列腕共振子の数、インダクタの接続箇所などは、図１０の構成に限定されない。また、図１０では、ラダー型の回路構成を例示したが、縦結合型共振回路を含んでいてもよい。
　表５に、実施の形態２（実施例）に係る弾性波フィルタ１を構成する各共振子の電極パラメータを示す。また、表５中には、比較例に係る弾性波フィルタを構成する各共振子の電極パラメータを、実施例に係る弾性波フィルタとの差分として括弧内に示している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000012
　上記表５に示すように、実施の形態２（実施例）に係る弾性波フィルタ１では、直列腕共振子ｓ１～ｓ４に、実施の形態１に係る弾性波素子１０を適用している。
　　［２．２　弾性波フィルタの通過特性］
　図１１は、実施の形態２（実施例）および比較例に係る弾性波フィルタの通過特性を比較したグラフである。
　本実施の形態に係る弾性波フィルタ１では、実施の形態１に係る弾性波素子を、直列腕共振子に適用していることにより、直列腕共振子の共振周波数ｆｒｓよりも低周波側の通過帯域、つまり、通過帯域の略中心周波数よりも低域側の通過帯域において、直列腕共振子の反射損失を低減できる。よって、図１１に示すように、実施例に係る弾性波フィルタ１では、比較例に係る弾性波フィルタと比較して、通過帯域のうち低周波側の挿入損失を低減することが可能となる。
　なお、本実施の形態に係る弾性波フィルタ１では、実施の形態１に係る弾性波素子１０を、全ての直列腕共振子ｓ１～ｓ４に適用したが、少なくとも１つの直列腕共振子に適用してもよい。これによっても、上記低周波側帯域における挿入損失を改善できる。また、実施の形態１に係る弾性波素子１０を、直列腕共振子でなく並列腕共振子に適用してもよい。
　（実施の形態３）
　実施の形態１および２では、ＩＤＴ－反射器ギャップをＩＤＴ波長の０．４５倍以下とし、反射器波長をＩＤＴ波長よりも大きくすることで、ＩＤＴ電極の電極指対数を少なくしても、弾性波共振子の共振周波数よりも低周波側（ストップバンド低周波端）における反射損失の増加を抑制できる弾性波素子および弾性波フィルタを示した。
　これに対して、本実施の形態では、ＩＤＴ－反射器ギャップをＩＤＴ波長の０．４５倍以下とし、反射器波長をＩＤＴ波長よりも大きくすることで、ＩＤＴ電極の電極指対数を少なくしても、弾性波共振子の反共振周波数よりも高周波側（ストップバンド高周波端）における反射損失の増加を抑制できる弾性波素子を示す。
　本実施の形態に係る弾性波素子は、図１に示された電極構成と同じ構成を有する。また、ＩＤＴ電極材料も、実施の形態１に係る弾性波素子１０のＩＤＴ電極材料と同じである。
　本実施の形態に係る弾性波素子を構成する圧電基板は、例えば、θ°ＹカットＸ伝搬ＬｉＴａＯ３圧電単結晶または圧電セラミックス（Ｘ軸を中心軸としてＹ軸からＺ軸方向にθ°回転した軸を法線とする面で切断したタンタル酸リチウム単結晶またはセラミックスであって、Ｘ軸方向に弾性表面波が伝搬する単結晶またはセラミックス）からなる。
　なお、上記圧電基板は、少なくとも一部に圧電体層を有する基板であってもよく、圧電体層を有する積層構造であってもよい。上記圧電基板は、例えば、高音速支持基板と、低音速膜と、圧電体層とを備え、高音速支持基板、低音速膜および圧電体層がこの順で積層された構造を有していてもよい。以下、高音速支持基板、低音速膜および圧電体層の構成について説明する。
　圧電体層は、例えば、θ°ＹカットＸ伝搬ＬｉＴａＯ３圧電単結晶または圧電セラミックス（Ｘ軸を中心軸としてＹ軸からＺ軸方向にθ°回転した軸を法線とする面で切断したタンタル酸リチウム単結晶またはセラミックスであって、Ｘ軸方向に弾性表面波が伝搬する単結晶またはセラミックス）からなる。
　高音速支持基板および低音速膜は、実施の形態１に係る高音速支持基板および低音速膜と同じ構成である。
　上記圧電基板の積層構造によれば、圧電基板を単層で使用している構造と比較して、共振周波数および反共振周波数における弾性波共振子のＱ値を大幅に高めることが可能となる。すなわち、Ｑ値が高い弾性表面波共振子を構成し得るので、当該弾性表面波共振子を用いて、挿入損失が小さいフィルタを構成することが可能となる。
　図１２は、実施例３および比較例１２に係る弾性波素子のインピーダンス特性と反射特性との関係を表すグラフである。同図には、ＩＲＧＡＰ／λＩＤＴ＝０．５００、かつ、λＲＥＦ／λＩＤＴ＝１．０００の場合（比較例１２）の弾性波共振子、および、ＩＲＧＡＰ／λＩＤＴ＝０．４００、かつ、λＲＥＦ／λＩＤＴ＞１．０００（実施例３）の場合の弾性波素子の、インピーダンス特性および反射特性が示されている。また、表６に、実施例３および比較例１２に係る弾性波素子の電極パラメータを示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000013
　表６に示すように、比較例１２に係る弾性波素子では、ＩＤＴ－反射器ギャップ（ＩＲＧＡＰ）は、ＩＤＴ波長（λＩＤＴ）の０．５倍であるのに対して、実施例３に係る弾性波素子では、ＩＤＴ－反射器ギャップ（ＩＲＧＡＰ）は、ＩＤＴ波長（λＩＤＴ）の０．４０倍である。さらに、比較例１２に係る弾性波素子では、反射器波長（λＲＥＦ）はＩＤＴ波長（λＩＤＴ）と等しいのに対して、実施例３に係る弾性波素子では、反射器波長（λＲＥＦ）はＩＤＴ波長（λＩＤＴ）の１．０１７倍となっている。
　同図のインピーダンス特性には、インピーダンスが極小値となる共振周波数ｆｒとインピーダンスが極大値となる反共振周波数ｆａとが示されている。これに対して、同図の反射特性において、実施例３および比較例１２に係る弾性波素子では、共振周波数ｆｒよりも低周波側（ストップバンド低周波端）および反共振周波数ｆａよりも高周波側（ストップバンド高周波端：図１２では領域ｆＨ）に、反射レスポンスが発生している。特に、弾性波素子が、圧電体層を有する上記積層構造で構成されている場合、弾性波素子のＱ値が高くなるため、上記反射レスポンスは大きくなる。この反射レスポンスは、図１２に示すように、ＩＲＧＡＰ／λＩＤＴを変化させることで、発生する周波数がシフトする。
　図１３は、ＩＤＴ－反射器ギャップおよび反射器波長／ＩＤＴ波長の変化に対する、ストップバンド高周波端の反射レスポンス強度を示すグラフである。同図に示すように、λＲＥＦ／λＩＤＴ＞１．０００、かつ、ＩＲＧＡＰ／λＩＤＴ≦０．４５において、領域ｆＨにおける反射レスポンス強度（図１２の反射損失）が低減されている。つまり、ＩＲＧＡＰ／λＩＤＴ＝０．５、かつ、λＲＥＦ／λＩＤＴ＝１．０００の場合（比較例１２）と比べて、ストップバンド高周波端の位置をシフトさせることで、ストップバンドの発生周波数と反射器波長を反映したレスポンスの発生周波数を変化させることができる。これにより、ストップバンド高周波端（領域ｆＨ）における反射レスポンスを分散させることが可能となる。
　図１４Ａは、ＩＤＴ－反射器ギャップ、反射器波長／ＩＤＴ波長、規格化膜厚の変化に対する、ストップバンド高周波端の反射損失を示すグラフである。
　同図の（ａ）には、ＩＤＴ電極の規格化膜厚ｈ／λが６．６％（ＩＤＴ電極膜厚＝１００ｎｍ）においてＩＲＧＡＰ／λＩＤＴおよびλＲＥＦ／λＩＤＴを変化させた場合の領域ｆＨの反射損失が示されている。図１４Ａの（ａ）の左側グラフに示すように、ＡλＲＥＦ／λＩＤＴ＞１．０００において、ＩＲＧＡＰ／λＩＤＴ≦０．４５とすることで、領域ｆＨにおける反射損失が低減されている。特に、反射損失を１．８以下とするには、図１４Ａの（ａ）の右側グラフに示すように、ＩＲＧＡＰ／λＩＤＴを０．４０以上０．４１以下とすることが望ましい。また、この場合、ＩＤＴ電極の規格化膜厚ｈ／λが６．６％の場合には、λＲＥＦ／λＩＤＴは、１．０１７以上１．０２３以下であることが望ましい。
　また、同図の（ｂ）には、ＩＤＴ電極の規格化膜厚ｈ／λが１０．７％（ＩＤＴ電極膜厚＝１６２ｎｍ）においてＩＲＧＡＰ／λＩＤＴおよびλＲＥＦ／λＩＤＴを変化させた場合の領域ｆＨの反射損失が示されている。図１４Ａの（ｂ）の左側グラフに示すように、ＡλＲＥＦ／λＩＤＴ＞１．０００において、ＩＲＧＡＰ／λＩＤＴ≦０．４５とすることで、領域ｆＨにおける反射損失が低減されている。特に、反射損失を１．６以下とするには、図１４Ａの（ｂ）の右側グラフに示すように、ＩＲＧＡＰ／λＩＤＴを０．４０以上０．４１以下とすることが望ましい。また、この場合、ＩＤＴ電極の規格化膜厚ｈ／λが１０．７％の場合には、λＲＥＦ／λＩＤＴは、１．０２７以上１．０５３以下であることが望ましい。
　図１４Ｂは、規格化膜厚に対する反射器波長／ＩＤＴ波長の最適な範囲を示すグラフである。図１４Ａの（ａ）の右側グラフ、および、図１４Ａの（ｂ）の右側グラフに示すように、弾性波素子の領域ｆＨにおける反射損失を１．８以下とするには、規格化膜厚ｈ／λが６．６％の場合には、λＲＥＦ／λＩＤＴの下限値は１．０１７であり、上限値は１．０２３となる。また、規格化膜厚ｈ／λが１０．７％の場合には、λＲＥＦ／λＩＤＴの下限値は１．０２７であり、上限値は１．０５３となる。
　ここで、λＲＥＦ／λＩＤＴの下限値Ｖｍｉｎを、規格化膜厚ｈ／λの一次関数として表した場合、以下の式４となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
　また、λＲＥＦ／λＩＤＴの上限値Ｖｍａｘを、規格化膜厚ｈ／λの一次関数として表した場合、以下の式５となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
　つまり、本実施の形態に係る弾性波素子において、ストップバンド高周波端（領域ｆＨ）の反射損失を低減させる最適な範囲は、ＩＲＧＡＰ／λＩＤＴが、０．４０以上０．４１以下であり、かつ、λＲＥＦ／λＩＤＴが、式４により導出される下限値Ｖｍｉｎから、式５により導出される上限値Ｖｍａｘの範囲であることが望ましい。
　これにより、ＩＲＧＡＰ／λＩＤＴ＝０．５、かつ、λＲＥＦ／λＩＤＴ＝１．０００の場合と比べて、ストップバンド高周波端（領域ｆＨ）における反射レスポンスを効果的に分散させることができるので、弾性波共振子の反共振周波数よりも高周波側（ストップバンド高周波端）における反射損失の増加を効果的に抑制することが可能となる。
　（実施の形態４）
　本実施の形態では、実施の形態３に係る弾性波素子を用いた弾性波フィルタ装置について説明する。実施の形態３に係る弾性波素子を用いて、弾性波フィルタ装置を構成することにより、通過帯域内の挿入損失が、ＩＤＴ電極の反射器としての応答特性（反射レスポンス）により劣化してしまうことを抑制できる。
　　［４．１　弾性波フィルタの回路構成］
　本実施の形態では、実施の形態３に係る弾性波素子を並列腕共振子として用いたラダー型の弾性波フィルタについて説明する。
　直列腕共振子および並列腕共振子で構成されるラダー型弾性波フィルタの基本動作原理については、実施の形態２において説明したので、ここでは省略する。
　図１５Ａは、実施の形態４に係る弾性波フィルタ２の回路構成を示す図である。同図に示すように、弾性波フィルタ２は、直列腕共振子ｓ１１、ｓ１２、ｓ１３およびｓ１４と、並列腕共振子ｐ１１、ｐ１２、ｐ１３、ｐ１４およびｐ１５と、入出力端子５０および６０と、を備える。
　直列腕共振子ｓ１１～ｓ１４は、入出力端子５０と入出力端子６０との間に互いに直列に接続されている。また、並列腕共振子ｐ１１～ｐ１５は、それぞれ、入出力端子５０、直列腕共振子ｓ１１～ｓ１４、および入出力端子６０の各接続点と基準端子（グランド）との間に互いに並列に接続されている。直列腕共振子ｓ１１～ｓ１４および並列腕共振子ｐ１１～ｐ１５の上記接続構成により、弾性波フィルタ２は、ラダー型のバンドパスフィルタを構成している。なお、並列腕共振子ｐ１１～ｐ１５とグランドとの間に、インダクタなどの回路素子が挿入されていてもよい。
　なお、本発明に係る弾性波フィルタ装置は、実施の形態３に係る弾性波素子の構成を含む構成であればよい。図１５Ａに示された回路構成は、その一例であって、直列腕共振子の数、並列腕共振子の数、インダクタの接続箇所などは、図１５Ａの構成に限定されない。また、図１５Ａでは、ラダー型の回路構成を例示したが、縦結合型共振回路を含んでいてもよい。
　表７に、実施の形態４（実施例）に係る弾性波フィルタ２を構成する各共振子の電極パラメータを示す。また、表７中には、比較例に係る弾性波フィルタを構成する各共振子の電極パラメータを、実施例に係る弾性波フィルタとの差分として括弧内に示している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000016
 　上記表７に示すように、実施の形態４（実施例）に係る弾性波フィルタ２では、並列腕共振子ｐ１１～ｐ１５に、実施の形態３に係る弾性波素子を適用している。
　　［４．２　弾性波フィルタの通過特性］
　図１５Ｂは、実施の形態４（実施例）および比較例に係る弾性波フィルタの通過特性を比較したグラフである。
　本実施の形態に係る弾性波フィルタ２では、実施の形態３に係る弾性波素子を、並列腕共振子に適用していることにより、並列腕共振子の反共振周波数ｆａｐよりも高周波側の通過帯域、つまり、通過帯域の略中心周波数よりも高域側の通過帯域において、並列腕共振子の反射損失を低減できる。よって、図１５Ｂに示すように、実施例に係る弾性波フィルタ２では、比較例に係る弾性波フィルタと比較して、通過帯域のうち中心周波数近傍および高周波側の挿入損失を低減することが可能となる。
　なお、本実施の形態に係る弾性波フィルタ２では、実施の形態３に係る弾性波素子を、全ての並列腕共振子ｐ１１～ｐ１５に適用したが、少なくとも１つの並列腕共振子に適用してもよい。これによっても、上記中心周波数近傍および高周波側帯域における挿入損失を改善できる。また、実施の形態３に係る弾性波素子を、並列腕共振子でなく直列腕共振子に適用してもよい。
　（実施の形態５）
　本実施の形態では、実施の形態４に係る弾性波フィルタ２を含む複数のフィルタが、共通端子に直接的または間接的に接続されている構成を有するマルチプレクサについて示す。
　図１６Ａは、実施の形態５に係るマルチプレクサ５およびその周辺回路（アンテナ４）の回路構成図である。同図に示されたマルチプレクサ５は、弾性波フィルタ２と、フィルタ３と、共通端子７０と、入出力端子８１および８２と、を備える。
　弾性波フィルタ２は、実施の形態４に係る弾性波フィルタ２であって、弾性波フィルタ２の入出力端子５０が共通端子７０に接続され、弾性波フィルタ２の入出力端子６０が入出力端子８１に接続されている。
　フィルタ３は、共通端子７０および入出力端子８２に接続されている。フィルタ３は、例えば、並列腕共振子および直列腕共振子を有するラダー型の弾性波フィルタであるが、ＬＣフィルタなどであってもよく、その回路構成は特に限定されない。
　ここで、弾性波フィルタ２の通過帯域は、フィルタ３の通過帯域よりも低周波側に位置する。
　なお、弾性波フィルタ２とフィルタ３とは、図１６Ａに示すように共通端子７０に直接接続されていなくてもよく、例えば、インピーダンス整合回路、移相器、サーキュレータ、または、２以上のフィルタを選択可能なスイッチ素子、を介して共通端子７０に間接的に接続されていてもよい。
　通常、共通端子にフィルタＡおよびフィルタＢが接続された構成を有するマルチプレクサでは、フィルタＡにおける通過帯域Ａの挿入損失は、フィルタＡ自体の挿入損失に加え、フィルタＢの影響を受けて悪化する。フィルタＡの通過帯域内の挿入損失は、フィルタＢの減衰帯域（フィルタＡの通過帯域に相当）における反射特性が影響する。より具体的には、フィルタＡの通過帯域内の挿入損失は、共通端子側からフィルタＢ単体を見た場合の、フィルタＡの通過帯域に相当する減衰帯域における反射係数が大きいほど、フィルタＡの通過帯域内の挿入損失は低減する。
　図１６Ｂは、実施の形態５に係るマルチプレクサの通過特性および弾性波共振子のインピーダンス特性を模式的に表す図である。同図には、マルチプレクサ５の共通端子７０－入出力端子８１間の通過特性、および、共通端子７０－入出力端子８２間の通過特性、ならびに、弾性波フィルタ２およびフィルタ３を構成する並列腕共振子および直列腕共振子のインピーダンス特性が示されている。弾性波フィルタ２を構成する並列腕共振子は、共振周波数ｆｒｐＡおよび反共振周波数ｆａｐＡを有し、弾性波フィルタ２を構成する直列腕共振子は、共振周波数ｆｒｓＡおよび反共振周波数ｆａｓＡを有する。また、フィルタ３を構成する並列腕共振子は、共振周波数ｆｒｐＢおよび反共振周波数ｆａｐＢを有し、フィルタ３を構成する直列腕共振子は、共振周波数ｆｒｓＢおよび反共振周波数ｆａｓＢを有する。弾性波フィルタ２の通過帯域が、フィルタ３の通過帯域より低周波側に位置することから、図１６Ｂに示すように、共振周波数ｆｒｐＡ＜（反共振周波数ｆａｐＡ、共振周波数ｆｒｓＡ）＜（反共振周波数ｆａｓＡ、共振周波数ｆｒｐＢ）＜（反共振周波数ｆａｐＢ、共振周波数ｆｒｓＢ）＜反共振周波数ｆａｓＢ、となっている。
　本実施の形態に係る弾性波フィルタ２では、実施の形態３に係る弾性波素子を、並列腕共振子に適用していることにより、並列腕共振子の反共振周波数ｆａｐＡよりも高周波側の通過帯域および減衰帯域において、並列腕共振子の反射損失を低減できる。よって、共通端子７０－入出力端子８１間の通過特性において、弾性波フィルタ２の高周波側の通過帯域の挿入損失を低減でき、また通過帯域よりも高周波側の減衰帯域の減衰量を大きくできる。
　共通端子７０に接続されるフィルタ３の通過帯域内の挿入損失は、フィルタ３自体の挿入損失に加え、弾性波フィルタ２の影響を受けて悪化する。フィルタ３の通過帯域内の挿入損失は、弾性波フィルタ２の減衰帯域（フィルタ３の通過帯域に相当）における反射特性が影響する。より具体的には、フィルタ３の通過帯域内の挿入損失は、共通端子７０側から弾性波フィルタ２単体を見た場合の減衰帯域（フィルタ３の通過帯域に相当）における反射係数が大きいほど、フィルタ３の通過帯域内の挿入損失は低減する。本実施の形態に係る弾性波フィルタ２では、通過帯域よりも高周波側の（フィルタ３の通過帯域と重複する）減衰帯域の減衰量を大きくできるので、フィルタ３の通過帯域内の挿入損失を低減できる。
　なお、本実施の形態に係るマルチプレクサ５を構成する弾性波フィルタ２は、実施の形態３に係る弾性波素子を、全ての並列腕共振子ｐ１１～ｐ１５に適用したが、少なくとも、共通端子７０に近いほうの並列腕共振子ｐ１５のみに、実施の形態３に係る弾性波素子が適用されていてもよい。これは、共通端子７０に接続されたフィルタ３の挿入損失に及ぼす影響は、弾性波フィルタ２の共通端子７０に近い共振子ほど大きいことに起因するものである。また、この観点から、弾性波フィルタ２が、３以上の並列腕共振子を有する場合には、３以上の並列腕共振子のうち、共通端子７０から１番目に近く接続された並列腕共振子、および、共通端子７０から２番目に近く接続された並列腕共振子に、実施の形態３に係る弾性波素子が適用されていることが望ましい。これにより、フィルタ３の通過帯域内の挿入損失を効果的に低減できる。
　なお、本実施の形態では、マルチプレクサ５として、２つのフィルタが共通端子７０に接続された回路構成としたが、共通端子７０に接続されるフィルタの数は２つに限定されず、３以上であってもよい。つまり、本発明に係るマルチプレクサは、弾性波フィルタ２を含む複数のフィルタを備え、当該複数のフィルタのそれぞれの入力端子および出力端子の一方は、共通端子に直接的または間接的に接続され、弾性波フィルタ２を除く複数のフィルタの少なくとも１つは、弾性波フィルタ２の通過帯域の周波数より高い通過帯域を有していてもよい。
　（その他の実施の形態など）
　以上、本発明の実施の形態に係る弾性波素子、弾性波フィルタ装置およびマルチプレクサについて、実施の形態および実施例を挙げて説明したが、本発明の弾性波素子、弾性波フィルタ装置およびマルチプレクサは、上記実施の形態および実施例に限定されるものではない。上記実施の形態および実施例における任意の構成要素を組み合わせて実現される別の実施の形態や、上記実施の形態に対して本発明の主旨を逸脱しない範囲で当業者が思いつく各種変形を施して得られる実施例や、本開示の弾性波素子、弾性波フィルタ装置およびマルチプレクサを内蔵した各種機器も本発明に含まれる。
　例えば、本発明に係る弾性波フィルタ１は、さらに、インダクタおよびキャパシタなどの回路素子を備えてもよい。
　また、本発明に係る弾性波素子は、実施の形態１のような弾性表面波共振子でなくてもよく、弾性境界波を利用した弾性波共振子であってもよい。
　本発明は、マルチバンド化およびマルチモード化された周波数規格に適用できる低損失かつ小型の弾性波素子、弾性波フィルタおよびマルチプレクサとして、携帯電話などの通信機器に広く利用できる。
　１、２　　弾性波フィルタ
　３　　フィルタ
　４　　アンテナ
　５　　マルチプレクサ
　１０　　弾性波素子
　１１　　ＩＤＴ電極
　１１ａ、１１ｂ　　電極指
　１１Ａ、１１Ｂ　　櫛歯状電極
　１１ｃ、１２ｃ　　バスバー電極
　１２　　反射器
　１２ａ　　反射電極指
　５０、６０　　入出力端子
　１００　　圧電基板
　１１０　　電極
　１１１　　密着層
　１１２　　主電極層
　１１３　　保護膜
　Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４　　インダクタ
　ｐ１、ｐ１１、ｐ１２、ｐ１３、ｐ１４、ｐ１５、ｐ２、ｐ３　　並列腕共振子
　ｓ１、ｓ１１、ｓ１２、ｓ１３、ｓ１４、ｓ２、ｓ３、ｓ４　　直列腕共振子

Claims (9)

  1. 　高周波信号を所定の弾性波伝搬方向に伝搬させる弾性波素子であって、
    　圧電体層を有する基板と、
    　前記基板上に形成され、対向する一対の櫛歯状電極を有するＩＤＴ電極と、
    　前記ＩＤＴ電極と前記弾性波伝搬方向に隣り合って配置された反射器と、を備え、
    　前記一対の櫛歯状電極を構成する各々の櫛歯状電極は、
    　前記弾性波伝搬方向と交差する方向に延びるように配置された複数の電極指と、
    　前記複数の電極指のそれぞれの一端同士を接続するバスバー電極と、で構成され、
    　前記反射器は、
    　前記弾性波伝搬方向と交差する方向に延びるように配置された複数の反射電極指で構成され、
    　前記ＩＤＴ電極と前記反射器との境界領域において、前記複数の電極指のうち前記反射器に最近接する電極指の中心と前記複数の反射電極指のうち前記ＩＤＴ電極に最近接する反射電極指の中心との距離であるＩＤＴ－反射器ギャップは、前記櫛歯状電極を構成する前記複数の電極指の繰り返しピッチであるＩＤＴ波長の０．４５倍以下であり、かつ、前記複数の反射電極指の繰り返しピッチの２倍である反射器波長は、前記ＩＤＴ波長よりも大きい、
    　弾性波素子。
  2. 　前記基板は、
    　前記ＩＤＴ電極が一方の主面上に形成された前記圧電体層と、
    　前記圧電体層を伝搬する弾性波音速よりも、伝搬するバルク波音速が高速である高音速支持基板と、
    　前記高音速支持基板と前記圧電体層との間に配置され、前記圧電体層を伝搬する弾性波音速よりも、伝搬するバルク波音速が低速である低音速膜と、を備える、
    　請求項１に記載の弾性波素子。
  3. 　前記ＩＤＴ－反射器ギャップが前記ＩＤＴ波長の０．４５倍以下であることに起因して発生するスプリアスの周波数は、前記ＩＤＴ電極と前記反射器とで形成される弾性波共振子の共振周波数よりも低い、
    　請求項１または２に記載の弾性波素子。
  4. 　前記ＩＤＴ波長をλＩＤＴとし、前記ＩＤＴ－反射器ギャップをＩＲＧＡＰとし、前記反射器波長をλＲＥＦとした場合、
    　前記ＩＤＴ－反射器ギャップおよび前記反射器波長は、
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
     　なる関係式を満たす、
    　請求項１～３のいずれか１項に記載の弾性波素子。
  5. 　前記ＩＤＴ－反射器ギャップは、０．４０以上かつ０．４１以下であり、
    　前記ＩＤＴ波長をλＩＤＴとし、前記反射器波長をλＲＥＦとし、前記ＩＤＴ波長に対する前記ＩＤＴ電極の膜厚ｈの比率である規格化膜厚をｈ／λＩＤＴとした場合、前記ＩＤＴ波長に対する前記反射器波長の比率であるλＲＥＦ／λＩＤＴは、以下の関係式で規定される下限値Ｖｍｉｎ以上かつ上限値Ｖｍａｘ以下である、
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
     　請求項１または２に記載の弾性波素子。
  6. 　請求項１～４のいずれか１項に記載の弾性波素子を含む、
    　弾性波フィルタ装置。
  7. 　前記弾性波フィルタ装置は、さらに、
    　第１入出力端子および第２入出力端子と、
    　前記第１入出力端子と前記第２入出力端子とを結ぶ経路上のノードおよびグランドに接続された並列腕共振子と、を備え、
    　前記弾性波素子は、前記第１入出力端子と前記第２入出力端子との間に接続された直列腕共振子である、
    　請求項６に記載の弾性波フィルタ装置。
  8. 　第１入出力端子および第２入出力端子と、
    　前記第１入出力端子と前記第２入出力端子との間に接続された直列腕共振子と、
    　前記第１入出力端子と前記第２入出力端子とを結ぶ経路上のノードおよびグランドに接続された並列腕共振子と、を備え、
    　前記並列腕共振子は、請求項１、２および４のいずれか１項に記載の弾性波素子を含む、
    　弾性波フィルタ装置。
  9. 　請求項８に記載の弾性波フィルタ装置を含む複数のフィルタを備え、
    　前記複数のフィルタのそれぞれの入力端子および出力端子の一方は、共通端子に直接的または間接的に接続され、
    　前記弾性波フィルタ装置を除く前記複数のフィルタの少なくとも１つは、前記弾性波フィルタ装置の通過帯域の周波数より高い通過帯域を有する、
    　マルチプレクサ。
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