WO2020036100A1 - 弾性波フィルタ - Google Patents

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高田　俊明
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株式会社村田製作所
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Definitions

  • the present invention relates to an elastic wave filter.
  • An elastic wave filter has been put into practical use as a bandpass filter used in an RF (Radio Frequency) circuit of a communication device or the like. From the viewpoint of effectively utilizing frequency resources for wireless communication, many frequency bands are allocated as communication bands for mobile phones and the like, so that the intervals between adjacent frequency bands are becoming narrower. In view of the frequency band allocation situation, in the acoustic wave filter, the rate of change in insertion loss from the pass band to the attenuation band at the end of the pass band (hereinafter referred to as steepness) is an important performance index.
  • Patent Literature 1 discloses an elastic material having a small resonance ratio band (a value obtained by dividing the frequency difference between the anti-resonance frequency and the resonance frequency by the anti-resonance frequency and the center frequency of the resonance frequency) in order to improve the steepness at the end of the pass band.
  • a ladder-type elastic wave filter including a wave resonator is disclosed.
  • a bridge capacitance element is added to the elastic wave resonator, or an elastic wave resonator is configured by an IDT (Inter Digital @ Transducer) electrode weighted by thinning. It is known to
  • the reflection loss near the anti-resonance frequency of the parallel arm resonator deteriorates.
  • the anti-resonance frequency of the parallel arm resonator is usually arranged in the pass band. Therefore, if the reflection loss at the anti-resonance frequency deteriorates, the insertion loss of the pass band of the elastic wave filter deteriorates. There is a problem of doing.
  • an object of the present invention is to provide a ladder-type elastic wave filter that achieves both steepness at the end of a pass band and low loss at the pass band. I do.
  • an elastic wave filter has a pass band, and a band pass type elastic wave having an attenuation band on at least one of a low frequency side and a high frequency side of the pass band.
  • a filter comprising: a first input / output terminal and a second input / output terminal; one or more series arm resonance circuits arranged on a path connecting the first input / output terminal and the second input / output terminal; At least one parallel arm resonance circuit disposed between a node on the path and the ground, wherein each of the one or more series arm resonance circuits and the one or more parallel arm resonance circuits includes an elastic wave resonator.
  • a first parallel arm resonance circuit of the one or more parallel arm resonance circuits further includes a bridging capacitance element connected in parallel to the elastic wave resonator; The anti-resonance frequency of the circuit And the resonance frequency of the first series arm resonance circuit of the one or more series arm resonance circuits is lower than the anti-resonance frequency of the first parallel arm resonance circuit. To position.
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram of the elastic wave filter according to the first embodiment.
  • FIG. 2A is a plan view and a cross-sectional view schematically illustrating an example of the elastic wave resonator according to the first embodiment.
  • FIG. 2B is a cross-sectional view schematically illustrating an elastic wave resonator according to a modification of the first embodiment.
  • FIG. 3 is a circuit configuration diagram for explaining the basic operation principle of the ladder-type elastic wave filter and a graph showing frequency characteristics.
  • FIG. 4 is a graph illustrating impedance characteristics of each elastic wave resonator included in the elastic wave filter according to the first embodiment.
  • FIG. 5 is a graph showing the impedance characteristics of each acoustic wave resonator constituting the acoustic wave filter according to the comparative example.
  • FIG. 6A is a graph comparing the impedance characteristics of the acoustic wave resonance circuit with and without the bridging capacitance element.
  • FIG. 6B is a graph comparing the reflection characteristics of the acoustic wave resonance circuit with and without the bridging capacitance element.
  • FIG. 7 is a graph comparing the pass characteristics of the elastic wave filters according to Example 1 and the comparative example.
  • FIG. 8 is a circuit configuration diagram of the elastic wave filter according to the second embodiment.
  • FIG. 9A is a schematic plan view showing a first example of the configuration of the IDT electrode of the parallel arm resonator forming the elastic wave filter according to Embodiment 2.
  • FIG. 9B is a schematic plan view showing a second example of the configuration of the IDT electrode of the parallel arm resonator forming the elastic wave filter according to Embodiment 2.
  • FIG. 9C is a schematic plan view showing a third example of the configuration of the IDT electrode of the parallel arm resonator forming the elastic wave filter according to Embodiment 2.
  • FIG. 10A is a graph comparing impedance characteristics of a resonance circuit with and without a floating thinning electrode and a bridging capacitance element.
  • FIG. 10B is a graph comparing the reflection characteristics of the resonance circuit with and without the floating thinning electrode and the bridging capacitance element.
  • FIG. 11 is a graph comparing the pass characteristics of the acoustic wave filters according to the first and second embodiments.
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram of the elastic wave filter 10 according to the first embodiment.
  • the elastic wave filter 10 includes series arm resonators 101, 102, 103 and 104, parallel arm resonators 201, 202 and 203, bridging capacitors Cs2 and Cs4, an inductor L1, Output terminals 310 and 320.
  • the series arm resonators 101 to 104 are arranged on a path connecting the input / output terminal 310 (first input / output terminal) and the input / output terminal 320 (second input / output terminal), and are connected in series to each other. Further, the parallel arm resonators 201 to 203 are arranged between a node on the path and the ground terminal. With the above-described connection configuration of the series arm resonators 101 to 104 and the parallel arm resonators 201 to 203, the elastic wave filter 10 forms a ladder-type bandpass filter.
  • a bridge capacitance Cs2 connected in parallel to the input / output terminal of the series arm resonator 102 is added to the series arm resonator 102.
  • a bridging capacitance Cs4 connected in parallel to the input / output terminal of the series arm resonator 104 is added to the series arm resonator 104.
  • the parallel arm resonator 201 has a bridging capacitance Cp1 connected in parallel to the input / output terminal of the parallel arm resonator 201.
  • a bridging capacitance Cp2 connected in parallel to the input / output terminal of the parallel arm resonator 202 is added to the parallel arm resonator 202.
  • a bridging capacitance Cp3 connected in parallel to the input / output terminal of the parallel arm resonator 203 is added.
  • One or more series arm resonance circuits are arranged on a path connecting the input / output terminal 310 and the input / output terminal 320.
  • Each of the circuits connected in parallel with the short-circuit capacitance Cs4 forms a series arm resonance circuit.
  • the series arm resonance circuit has a series arm resonator.
  • a circuit in which the parallel arm resonator 201 and the bridging capacitor Cp1 are connected in parallel (2) a circuit in which the parallel arm resonator 202 and the bridging capacitor Cp2 are connected in parallel, and (3) a parallel arm
  • the circuit in which the resonator 203 and the bridge capacitor Cp3 are connected in parallel constitutes a parallel arm resonance circuit arranged between a node on the path and the ground.
  • the parallel arm resonance circuit has a parallel arm resonator.
  • the inductor L1 is an impedance matching inductance element arranged in series between the input / output terminal 310 and the series arm resonator 101.
  • the elastic wave filter 10 functions as a bandpass filter having a pass band and an attenuation band on at least one of the low frequency side and the high frequency side of the pass band.
  • the ground terminal to which the parallel arm resonators 201 to 203 are connected may be shared on the substrate on which the parallel arm resonators 201 to 203 are formed, or may be individualized on the substrate. It may be set arbitrarily from the viewpoint of adjusting the attenuation pole of the elastic wave filter 10.
  • Each of the bridging capacitors Cs2, Cs4, and Cp1 to Cp3 may be a capacitor formed of a pair of comb-shaped electrodes as shown in FIG. 2A described later, or a capacitor such as a chip capacitor.
  • a capacitive element formed of a wiring for connecting the elastic wave resonator and a dielectric material such as a substrate may be used.
  • the bridging capacitances Cs2 and Cs4 need not be provided. Further, at least one of the bridging capacitances Cp1 to Cp3 may be arranged.
  • the number of series arm resonators constituting the elastic wave filter 10 is not limited to four as shown in FIG. 1, but may be one or more. Further, the number of parallel arm resonators constituting the elastic wave filter 10 is not limited to three as shown in FIG. 1 and may be one or more. Further, the inductor L1 may not be provided.
  • Circuit elements such as inductors and capacitors, and vertically coupled resonators are inserted between the series arm resonators 101 to 104, the parallel arm resonators 201 to 203, and the input / output terminals 310 and 320. Is also good.
  • FIG. 2A illustrates an elastic wave resonator 100 having the basic structure of the series arm resonators 101 to 104 and the parallel arm resonators 201 to 203 that constitute the elastic wave filter 10.
  • the elastic wave resonator 100 shown in FIG. 2A is for describing a typical structure of the elastic wave resonator, and the number and length of the electrode fingers forming the electrodes are different from those described above. Not limited.
  • the elastic wave resonator 100 includes the substrate 5 having piezoelectricity and the comb-shaped electrodes 100a and 100b.
  • a pair of comb electrodes 100a and 100b facing each other are formed on the substrate 5.
  • the comb electrode 100a includes a plurality of electrode fingers 150a parallel to each other and a bus bar electrode 160a connecting the plurality of electrode fingers 150a.
  • the comb-shaped electrode 100b includes a plurality of electrode fingers 150b parallel to each other and a bus bar electrode 160b connecting the plurality of electrode fingers 150b.
  • the plurality of electrode fingers 150a and 150b are formed along a direction orthogonal to the elastic wave propagation direction (X-axis direction).
  • an IDT (Inter Digital Transducer) electrode 54 composed of a plurality of electrode fingers 150a and 150b and busbar electrodes 160a and 160b has an adhesion layer 541 and a main electrode layer 542, as shown in FIG. Has a laminated structure.
  • the adhesion layer 541 is a layer for improving the adhesion between the substrate 5 and the main electrode layer 542, and is made of, for example, Ti as a material.
  • the thickness of the adhesion layer 541 is, for example, 12 nm.
  • the main electrode layer 542 is made of, for example, Al containing 1% of Cu as a material.
  • the main electrode layer 542 has a thickness of, for example, 162 nm.
  • the protection layer 55 is formed so as to cover the comb electrodes 100a and 100b.
  • the protective layer 55 is a layer for the purpose of protecting the main electrode layer 542 from the external environment, adjusting frequency-temperature characteristics, and improving moisture resistance, and for example, a dielectric film containing silicon dioxide as a main component. It is.
  • the thickness of the protective layer 55 is, for example, 25 nm.
  • the materials forming the adhesion layer 541, the main electrode layer 542, and the protective layer 55 are not limited to the above-described materials. Further, the IDT electrode 54 does not have to have the above-mentioned laminated structure.
  • the IDT electrode 54 may be made of, for example, a metal or an alloy such as Ti, Al, Cu, Pt, Au, Ag, or Pd, or is made of a plurality of laminates made of the above-described metals or alloys. You may. Further, the protective layer 55 may not be formed.
  • the substrate 5 includes a high sound speed support substrate 51, a low sound speed film 52, and a piezoelectric film 53, and the high sound speed support substrate 51, the low sound speed film 52, and the piezoelectric film 53 are formed. It has a structure laminated in this order.
  • the piezoelectric film 53 is made of a 50 ° Y-cut X-propagating LiTaO 3 piezoelectric single crystal or a piezoelectric ceramic (a lithium tantalate single crystal cut on a plane whose normal line is an axis rotated by 50 ° from the Y axis around the X axis, or (A single crystal or ceramics in which a surface acoustic wave propagates in the X-axis direction).
  • the piezoelectric film 53 has a thickness of, for example, 600 nm.
  • the material of the piezoelectric single crystal used as the piezoelectric film 53 and the cut angle are appropriately selected according to the required specifications of each filter.
  • the high sound velocity support substrate 51 is a substrate that supports the low sound velocity film 52, the piezoelectric film 53, and the IDT electrode 54.
  • the high sonic support substrate 51 is a substrate in which the sound velocity of the bulk wave in the high sonic support substrate 51 is higher than the elastic waves such as the surface wave and the boundary wave propagating through the piezoelectric film 53.
  • the piezoelectric film 53 and the low sound speed film 52 are confined in the laminated portion, and function so as not to leak below the high sound speed support substrate 51.
  • the high sound velocity support substrate 51 is, for example, a silicon substrate, and has a thickness of, for example, 200 ⁇ m.
  • the low sound speed film 52 is a film in which the sound speed of the bulk wave in the low sound speed film 52 is lower than that of the bulk wave propagating through the piezoelectric film 53, and is disposed between the piezoelectric film 53 and the high sound speed support substrate 51. You. Due to this structure and the property that the energy of the acoustic wave is essentially concentrated on the medium having a low sound velocity, the leakage of the surface acoustic wave energy to the outside of the IDT electrode is suppressed.
  • the low sound velocity film 52 is, for example, a film mainly containing silicon dioxide, and has a thickness of, for example, 670 nm.
  • the Q value at the resonance frequency and the anti-resonance frequency can be greatly increased as compared with the conventional structure using a single-layer piezoelectric substrate. That is, since an elastic wave resonator having a high Q value can be formed, a filter having a small insertion loss can be formed using the elastic wave resonator.
  • a bridge capacitor is connected to the elastic wave resonator.
  • the Q value of the elastic wave resonance circuit or the elastic wave resonator
  • the Q value of the elastic wave resonator 100 can be maintained at a high value. Therefore, it is possible to form the acoustic wave filter 10 in which the low loss in the pass band is maintained.
  • the high sonic support substrate 51 has a structure in which a support substrate and a high sonic film in which the sound speed of a bulk wave that propagates is higher than the elastic waves such as surface waves and boundary waves that propagate through the piezoelectric film 53 are stacked. May be provided.
  • the supporting substrate includes piezoelectric materials such as sapphire, lithium tantalate, lithium niobate, and quartz, alumina, magnesia, silicon nitride, aluminum nitride, silicon carbide, zirconia, cordierite, mullite, steatite, and porite.
  • the high sonic film includes aluminum nitride, aluminum oxide, silicon carbide, silicon nitride, silicon oxynitride, DLC film, diamond, a medium mainly composed of these materials, and a medium mainly composed of a mixture of these materials.
  • various high sound speed materials can be used.
  • FIG. 2B is a cross-sectional view schematically illustrating an elastic wave resonator according to a modification of the embodiment.
  • the piezoelectric single crystal substrate 57 made of a single piezoelectric layer may be used.
  • the piezoelectric single crystal substrate 57 is made of, for example, a LiNbO 3 piezoelectric single crystal.
  • the elastic wave resonator 100 includes a piezoelectric single crystal substrate 57 of LiNbO 3 , an IDT electrode 54, and a protective layer 55 formed on the piezoelectric single crystal substrate 57 and the IDT electrode 54. ing.
  • the laminated structure, material, cut angle, and thickness of the piezoelectric film 53 and the piezoelectric single crystal substrate 57 described above may be appropriately changed according to the required transmission characteristics of the acoustic wave filter device and the like. Even with the elastic wave resonator 100 using a LiTaO 3 piezoelectric substrate or the like having a cut angle other than the above-described cut angle, the same effect as the elastic wave resonator 100 using the above-described piezoelectric film 53 can be obtained. .
  • the substrate on which the IDT electrode 54 is formed may have a structure in which a support substrate, an energy confinement layer, and a piezoelectric film are stacked in this order.
  • An IDT electrode 54 is formed on the piezoelectric film.
  • the piezoelectric film for example, a LiTaO 3 piezoelectric single crystal or a piezoelectric ceramic is used.
  • the support substrate is a substrate that supports the piezoelectric film, the energy confinement layer, and the IDT electrode 54.
  • the energy confinement layer is composed of one or more layers, and the velocity of the elastic bulk wave propagating in at least one of the layers is higher than the velocity of the elastic wave propagating near the piezoelectric film.
  • a laminated structure of a low sound speed layer and a high sound speed layer may be adopted.
  • the low sound speed layer is a film in which the sound speed of the bulk wave in the low sound speed layer is lower than the sound speed of the elastic wave propagating through the piezoelectric film.
  • the high sound speed layer is a film in which the sound speed of the bulk wave in the high sound speed layer is higher than the sound speed of the elastic wave propagating through the piezoelectric film.
  • the support substrate may be a high sound speed layer.
  • the energy confinement layer may be an acoustic impedance layer having a configuration in which a low acoustic impedance layer having a relatively low acoustic impedance and a high acoustic impedance layer having a relatively high acoustic impedance are alternately stacked. .
  • the wavelength of the elastic wave resonator is defined by a wavelength ⁇ which is a repetition period of the plurality of electrode fingers 150a or 150b constituting the IDT electrode 54 shown in FIG. 2B.
  • the electrode pitch is ⁇ of the wavelength ⁇
  • the line width of the electrode fingers 150a and 150b constituting the comb-shaped electrodes 100a and 100b is W
  • the space width between the adjacent electrode fingers 150a and 150b Is defined as (W + S).
  • the intersection width L of the pair of comb-shaped electrodes 100a and 100b overlaps when the electrode fingers 150a and 150b are viewed from the elastic wave propagation direction (X-axis direction). Is the length of the electrode finger.
  • the electrode duty of each acoustic wave resonator is the line width occupancy of the plurality of electrode fingers 150a and 150b, and is the ratio of the line width to the sum of the line width and space width of the plurality of electrode fingers 150a and 150b. And is defined by W / (W + S).
  • the height of the comb-shaped electrodes 100a and 100b is h.
  • electrode parameters related to the shape of the IDT electrode of the elastic wave resonator such as the wavelength ⁇ , the cross width L, the electrode duty, the height h of the IDT electrode 54, etc., are referred to as electrode parameters.
  • FIG. 3 is a circuit configuration diagram for explaining the basic operation principle of the ladder-type elastic wave filter and a graph showing frequency characteristics.
  • the elastic wave filter shown in FIG. 3A is a basic ladder filter composed of one series arm resonator 301 and one parallel arm resonator 302.
  • the parallel arm resonator 302 has a resonance frequency frp and an anti-resonance frequency fap (> frp) in the resonance characteristics.
  • the series arm resonator 301 has a resonance frequency frs and an anti-resonance frequency fas (> frs> frp) in the resonance characteristics.
  • the anti-resonance frequency fap of the parallel arm resonator 302 and the resonance frequency frs of the series arm resonator 301 are close to each other.
  • the vicinity of the resonance frequency frp at which the impedance of the parallel arm resonator 302 approaches 0 is a low-frequency side stop band.
  • the impedance of the parallel arm resonator 302 increases near the anti-resonance frequency fap, and the impedance of the series arm resonator 301 approaches 0 near the resonance frequency frs.
  • a signal pass band is formed in a signal path from the input / output terminal 310 to the input / output terminal 320.
  • a pass band reflecting the electrode parameters and the electromechanical coupling coefficient of the elastic wave resonator.
  • the impedance of the series arm resonator 301 becomes higher and becomes a high-frequency side rejection band.
  • the resonance frequency Frs of at least a part of the series arm resonance circuit is changed to the part of the parallel arm resonance It is set lower than the anti-resonance frequency Fap of the circuit.
  • the pass band of the elastic wave filter 10 can be narrowed.
  • the number of resonance stages constituted by the parallel arm resonators and the series arm resonators is appropriately optimized according to required specifications.
  • the anti-resonance frequencies fap of a plurality of parallel arm resonators are substantially matched, and the anti-resonance frequencies fas of a plurality of series arm resonators are substantially matched. Let it.
  • the elastic wave filter having the above operating principle, when a high-frequency signal is input from the input / output terminal 310, a potential difference is generated between the input / output terminal 310 and the reference terminal, whereby the piezoelectric layer is distorted and the X-axis is distorted. A surface acoustic wave propagating in the direction is generated.
  • the wavelength ⁇ of the IDT electrode 54 substantially coincide with the wavelength of the pass band, only a high-frequency signal having a frequency component to be passed passes through the elastic wave filter.
  • FIG. 4 is a graph showing the impedance characteristics of each elastic wave resonator constituting the elastic wave filter 10 according to the first embodiment.
  • FIG. 5 is a graph showing the impedance characteristics of each acoustic wave resonator constituting the acoustic wave filter according to the comparative example.
  • the elastic wave filter 10 according to the first embodiment has the circuit configuration of the elastic wave filter 10 according to the first embodiment shown in FIG.
  • the specific values of the resonance frequency of the resonance circuit and the bridge capacitance are as shown in Table 1.
  • the inductance value of the inductor L1 is 4.0 nH.
  • the elastic wave filter 10 according to the first embodiment is applied, for example, as a reception filter of Band 30 (reception band: 2350-2360 MHz) of LTE (Long Term Evolution).
  • Band 30 has a reception band bandwidth of 10 MHz, has an SDARS band (Satellite Digital Audio Radio Service: 2336.2-2341.3 MHz) on a lower frequency side than the pass band, and has a narrow band and a pass band. High steepness at the low frequency side end is required.
  • the elastic wave filter according to the comparative example has the circuit configuration of the elastic wave filter 10 illustrated in FIG. 1, but includes the anti-resonance frequency of the parallel arm resonance circuit, the resonance frequency of the series arm resonance circuit, and the bridge. As shown in Table 1, specific numerical values of the connection capacitance are different from those of the elastic wave filter 10 according to the first embodiment.
  • the anti-resonance frequency of a parallel arm resonance circuit (resonance frequency Frp1, anti-resonance frequency Fap1) in which the parallel arm resonator 201 and the bridge capacitance Cp1 are connected in parallel.
  • the anti-resonance frequency Fap2 of the parallel arm resonance circuit (resonance frequency Frp2, anti-resonance frequency Fap2) in which the parallel arm resonator 202 and the bridging capacitance Cp2 are connected in parallel, the parallel arm resonator 203 and the bridging capacitance Cp3
  • the anti-resonance frequencies Fap3 of the parallel arm resonance circuits (resonance frequency Frp3, anti-resonance frequency Fap3) connected in parallel are all located within the pass band.
  • the resonance frequency frs1 of the series arm resonance circuit (resonance frequency frs1, anti-resonance frequency fas1) composed of the series arm resonator 101 is lower than the anti-resonance frequencies Fap1, Fap2, and Fap3 of the parallel arm resonance circuit. Located on the side.
  • the bridge capacitances Cp1, Cp2, and Cp3 are added to the parallel arm resonators 201, 202, and 203, respectively, so that the resonance ratio band is small.
  • a parallel arm resonance circuit is configured. As a result, it is possible to improve the steepness of the ladder-type elastic wave filter at the low frequency side end of the pass band.
  • FIG. 6A is a graph comparing the impedance characteristics of the acoustic wave resonance circuit with and without the bridging capacitance.
  • the figure shows the impedance of the elastic wave resonator alone (broken line in FIG. 6A), and the impedance of the elastic wave resonance circuit in which a bridging capacitance is added to the elastic wave resonator (solid line in FIG. 6A).
  • the anti-resonance frequency Fa of the elastic wave resonance circuit to which the bridging capacitance is added shifts to the lower frequency side with respect to the anti-resonance frequency fa of the elastic wave resonator alone, so that the resonance ratio band is reduced.
  • the impedance at the anti-resonance frequency Fa is smaller than the impedance at the anti-resonance frequency fa.
  • FIG. 6B is a graph comparing the reflection characteristics of the acoustic wave resonance circuit with and without the bridging capacitance.
  • the reflection loss near the anti-resonance frequency Fa of the elastic wave resonator in which the bridge capacitance is added to the elastic wave resonator is the anti-resonance frequency of the elastic wave resonator alone. It is larger than the reflection loss near fa.
  • the anti-resonance frequency Fap of the parallel arm resonance circuit to which the bridging capacitance is added in parallel is lower than the anti-resonance frequency fap of the single parallel arm resonator by referring to FIG. 6A.
  • the resonance ratio band can be reduced.
  • the reflection loss near the anti-resonance frequency Fap increases as the impedance decreases near the anti-resonance frequency Fap.
  • the pass band of the pass band is increased due to the increase in the reflection loss near the anti-resonance frequencies Fap1 to Fap3. Insertion loss worsens.
  • the anti-resonance frequency Fap1 of the parallel arm resonance circuit in which the parallel arm resonator 201 and the bridging capacitance Cp1 are connected in parallel and the bridge with the parallel arm resonator 202.
  • the anti-resonance frequency Fap2 of the parallel arm resonance circuit in which the capacitance Cp2 is connected in parallel and the anti-resonance of the parallel arm resonance circuit (the first parallel arm resonance circuit) in which the parallel arm resonator 203 and the bridging capacitance Cp3 are connected in parallel. All the frequencies Fap3 are located on the higher frequency side than the pass band.
  • the resonance frequency frs1 of the series arm resonance circuit (first series arm resonance circuit) configured by the series arm resonator 101 is lower than the anti-resonance frequencies Fap1, Fap2, and Fap3 of the parallel arm resonance circuit. It is located in.
  • FIG. 7 is a graph comparing the pass characteristics of the elastic wave filters according to Example 1 and the comparative example.
  • the bridging capacitors Cp1, Cp2, and Cp3 are added to the parallel arm resonators 201, 202, and 203, respectively.
  • a parallel arm resonance circuit having a small resonance ratio band This makes it possible to improve the steepness at the end of the ladder-type elastic wave filter 10 on the low frequency side in the pass band.
  • the anti-resonance frequencies Fap1 to Fap3 of the parallel arm resonance circuit having a large reflection loss to which a bridging capacitance is added are located on a higher frequency side than the pass band, deterioration of insertion loss in the pass band can be reduced.
  • the resonance frequency frs1 of the series arm resonator 101 is positioned lower than the anti-resonance frequencies Fap1 to Fap3 of the parallel arm resonance circuit, the passband can be narrowed. That is, according to the elastic wave filter 10 according to the present embodiment, it is possible to achieve both steepness at the end of the passband and low loss in the passband.
  • the resonance frequency Frp3 of the parallel arm resonance circuit including the parallel arm resonator 203 and the bridge capacitance Cp3 is lower than the pass band. It is located on the frequency side.
  • the resonance frequency Frp3 is closest to the low-frequency end of the pass band among the resonance frequencies Frp1 to Frp3 of the three parallel arm resonance circuits.
  • a series arm resonance circuit (a second series arm resonance circuit) in which the series arm resonator 102 and the bridging capacitance Cs2 are connected in parallel.
  • the resonance frequency Frs2 and the resonance frequency frs3 of the series arm resonator 103 are located on a higher frequency side than the pass band.
  • the impedance of the elastic wave resonator shows inductive properties.
  • the impedance of the elastic wave resonator shows a capacitance. That is, a series arm resonance circuit (second series arm resonance circuit) in which the series arm resonator 102 and the bridging capacitance Cs2 are connected in parallel, and a series arm resonator 103 (second series arm resonance circuit) Both have capacitive impedance in a passband located on the lower frequency side than the resonance frequency.
  • the inductive region between the resonance frequency and the anti-resonance frequency of the parallel arm resonance circuit falls within the pass band. Will be located.
  • the elastic wave filter 10 according to the embodiment if attention is paid to the impedance of the parallel arm resonance circuit, compared with the conventional ladder type elastic wave filter in which the anti-resonance frequency of the parallel arm resonance circuit is within the pass band, The impedance in the passband shifts inductively.
  • the impedance in the pass band of the second series arm resonance circuit is capacitive. Therefore, the impedance in the pass band of the elastic wave filter 10 can be positioned in the low reactance region, so that the low-loss elastic wave filter 10 with reduced matching loss with the external circuit can be realized.
  • the resonance frequency of two series arm resonance circuits (series arm resonators) of the four series arm resonance circuits (series arm resonators) constituting the acoustic wave filter 10 is higher than the pass band.
  • the number of series arm resonance circuits whose resonance frequency is higher than the passband is arbitrarily set according to the inductive impedance of the parallel arm resonance circuit whose antiresonance frequency is higher than the passband.
  • the anti-resonance frequency of the series arm resonance circuit may be arranged on a lower frequency side than the pass band.
  • the anti-resonance frequency of the series arm resonance circuit may be arranged on a lower frequency side than the pass band.
  • a bridging capacitance Cs4 is connected to the series arm resonator 104 in parallel.
  • the resonance frequency Frs4 of the series arm resonance circuit (third series arm resonance circuit) in which the series arm resonator 104 and the bridging capacitance Cs4 are connected in parallel is lower than the pass band.
  • the anti-resonance frequency Fas4 is located on the higher frequency side than the pass band.
  • the attenuation pole on the high frequency side is defined by the anti-resonance frequency of the third series arm resonance circuit.
  • the sharpness of the end can be improved.
  • the pass band can be narrowed by setting the resonance frequency of the third series arm resonance circuit to be lower than the pass band.
  • the IDT electrode of the series arm resonator may include a first thinning electrode, a second thinning electrode, or a third thinning electrode.
  • the steepness of the end of the elastic wave filter 10 on the high frequency side in the pass band can be improved.
  • the pass band can be narrowed by setting the resonance frequency of the third series arm resonance circuit to be lower than the pass band.
  • the insertion loss in the pass band in the first embodiment is 2.02 dB, and The insertion loss in the band is 2.42 dB.
  • the attenuation in the SDARS band in the first embodiment is 7.8 dB, and the attenuation in the SDARS band in the comparative example is 7.3 dB. That is, the elastic wave filter 10 according to the first embodiment has a low insertion loss in the pass band and a high attenuation in the low frequency side attenuation band of the pass band, as compared with the elastic wave filter according to the comparative example. Excellent in both.
  • a bridging capacitance is added to all of the three parallel arm resonators 201 to 203 constituting the ladder filter, and the three bridging capacitances are added. All of the anti-resonance frequencies Fap1 to Fap3 of the parallel arm resonance circuit are located on the higher frequency side than the pass band.
  • at least one of the three parallel arm resonators constituting the ladder-type filter is provided with a bridging capacitance, and at least one of the at least one bridging capacitance is added. It is sufficient that the anti-resonance frequencies of the two parallel arm resonance circuits (first parallel arm resonance circuits) are positioned higher than the pass band.
  • the resonance frequency of the first series arm resonance circuit of the one or more series arm resonance circuits is higher than the anti-resonance frequency of the at least one parallel arm resonance circuit (first parallel arm resonance circuit). What is necessary is just to be located on the low frequency side. That is, in the elastic wave filter according to the present embodiment, the insertion loss deterioration due to the bridging capacitance is reduced by removing the vicinity of the anti-resonance frequency of the parallel arm resonance circuit in which the resonance ratio band becomes small but the reflection loss becomes large from the pass band. It suppresses the filter characteristics and realizes filter characteristics having low loss and high steepness.
  • the anti-resonance frequency of the first parallel arm resonance circuit having a large reflection loss is located on the higher frequency side than the pass band, so that the resonance ratio band is reduced and the sharpness at the low frequency side end of the pass band is reduced. And the insertion loss in the pass band can be reduced. Further, the pass band can be narrowed by setting the resonance frequency of the series arm resonance circuit to be lower than the anti-resonance frequency of the first parallel arm resonance circuit.
  • the anti-resonance frequencies Fap1 to Fap3 of all the parallel arm resonance circuits are located on the higher frequency side than the pass band, and the resonance of the first series arm resonator circuit is performed.
  • the resonance ratio band of each parallel arm resonance circuit is reduced, so that the steepness at the low frequency side end of the passband and the low loss in the passband are reduced. Optimization can be achieved.
  • FIG. 8 is a circuit configuration diagram of the elastic wave filter 20 according to the second embodiment.
  • the elastic wave filter 20 includes series arm resonators 101, 102, 103 and 104, parallel arm resonators 251, 252 and 253, bridging capacitors Cs2 and Cs4, an inductor L1, and Output terminals 310 and 320.
  • the elastic wave filter 20 according to the present embodiment is different from the elastic wave filter 10 according to the first embodiment in the configuration of the parallel arm resonator (parallel arm resonance circuit).
  • the description of the elastic wave filter 20 according to the present embodiment which is the same as the structure of the elastic wave filter 10 according to the first embodiment, will be omitted, and different structures will be mainly described.
  • the parallel arm resonators 251 to 253 are arranged between the node on the path where the series arm resonators 101 to 104 are arranged and the ground terminal. With the above connection configuration of the series arm resonators 101 to 104 and the parallel arm resonators 251 to 253, the elastic wave filter 20 forms a ladder-type bandpass filter.
  • a bridge capacitance Cs2 connected in parallel to the input / output terminal of the series arm resonator 102 is added to the series arm resonator 102.
  • a bridging capacitance Cs4 connected in parallel to the input / output terminal of the series arm resonator 104 is added to the series arm resonator 104.
  • the parallel arm resonator 251 includes any one of the first thinning electrode, the second thinning electrode, and the third thinning electrode. Further, the parallel arm resonator 252 includes any of the first thinning electrode, the second thinning electrode, and the third thinning electrode. Further, the parallel arm resonator 253 includes any one of the first thinning electrode, the second thinning electrode, and the third thinning electrode. The configurations of the first thinning electrode, the second thinning electrode, and the third thinning electrode will be described with reference to FIGS. 9A, 9C, and 9B, respectively.
  • a series arm resonator 101 (2) a circuit in which the series arm resonator 102 and the bridging capacitance Cs2 are connected in parallel, (3) a series arm resonator 103, and (4) a series arm resonator 104 and a bridge.
  • the circuits to which the short-circuit capacitance Cs4 is connected in parallel constitute a series arm resonance circuit arranged on a path connecting the input / output terminal 310 and the input / output terminal 320, respectively.
  • the parallel arm resonators 251, 252, and 253 each constitute a parallel arm resonance circuit arranged between a node on the path and the ground.
  • the elastic wave filter 20 functions as a bandpass filter having a pass band and an attenuation band on at least one of the low frequency side and the high frequency side of the pass band.
  • the ground terminal to which the parallel arm resonators 251 to 253 are connected may be shared on the substrate on which the parallel arm resonators 251 to 253 are formed, or may be individualized on the substrate. It may be set arbitrarily from the viewpoint of adjusting the attenuation pole of the elastic wave filter 20.
  • the bridging capacitances Cs2 and Cs4 need not be provided.
  • At least one of the parallel arm resonators 251, 252, and 253 only needs to include any one of the first thinning electrode, the second thinning electrode, and the third thinning electrode.
  • the number of the series arm resonators forming the elastic wave filter 20 is not limited to four as shown in FIG. 8, but may be one or more. Further, the number of parallel arm resonators constituting the acoustic wave filter 20 is not limited to three as shown in FIG. 8, and may be one or more. Further, the inductor L1 may not be provided.
  • Circuit elements such as inductors and capacitors, and vertically coupled resonators are inserted between the series arm resonators 101 to 104, the parallel arm resonators 251 to 253, and the input / output terminals 310 and 320. Is also good.
  • the structure of the first thinning electrode, the second thinning electrode, and the third thinning electrode of the parallel arm resonators 251 to 253 will be described.
  • FIG. 9A is a schematic plan view showing a first example of the configuration of the IDT electrodes of the parallel arm resonators 251 to 253 forming the elastic wave filter 20 according to the second embodiment.
  • FIG. 9B is a schematic plan view showing a second example of the configuration of the IDT electrodes of the parallel arm resonators 251 to 253 forming the elastic wave filter 20 according to the second embodiment.
  • FIG. 9C is a schematic plan view illustrating a third example of the configuration of the IDT electrodes of the parallel arm resonators 251 to 253 included in the elastic wave filter 20 according to Embodiment 2.
  • the parallel arm resonator 251A shown in FIG. 9A shows a first example of the electrode configuration of the parallel arm resonators 251 to 253, and is a schematic plan view showing the IDT electrode structure of the parallel arm resonators 251 to 253. The figure is illustrated. Note that the parallel arm resonator 251A shown in FIG. 9A is for describing a typical structure of the parallel arm resonators 251 to 253, and the number and length of the electrode fingers constituting the electrodes are different. , But is not limited to this.
  • the parallel arm resonator 251A is composed of the substrate 5 having piezoelectricity, the comb-shaped electrodes 101a and 101b formed on the substrate 5, and the reflector 141.
  • the comb-shaped electrode 101a includes a plurality of electrode fingers 151a parallel to each other and a bus bar electrode 161a connecting one ends of the plurality of electrode fingers 151a.
  • the comb-shaped electrode 101b includes a plurality of electrode fingers 151b parallel to each other and a bus bar electrode 161b connecting one ends of the plurality of electrode fingers 151b.
  • the plurality of electrode fingers 151a and 151b are formed along a direction orthogonal to the surface acoustic wave propagation direction (X-axis direction).
  • the comb-shaped electrodes 101a and 101b are arranged to face each other such that a plurality of electrode fingers 151a and 151b are inserted into each other. That is, the IDT electrode of the parallel arm resonator 251A has a pair of comb electrodes 101a and 101b.
  • the comb-shaped electrode 101a has a dummy electrode disposed to face the plurality of electrode fingers 151b in the longitudinal direction, but the dummy electrode may not be provided. Further, although the comb-shaped electrode 101b has a dummy electrode arranged to face the plurality of electrode fingers 151a in the longitudinal direction, the dummy electrode may not be provided.
  • the reflector 141 includes a plurality of electrode fingers parallel to each other and a bus bar electrode connecting the plurality of electrode fingers, and is disposed at both ends of the pair of comb electrodes 101a and 101b.
  • the IDT electrode including the pair of comb-shaped electrodes 101a and 101b has a laminated structure of the adhesion layer 541 and the main electrode layer 542 as shown in FIG. Not limited.
  • electrode fingers 152 are discretely formed on the IDT electrode of the parallel arm resonator 251A.
  • the electrode finger 152 is not connected to any of the bus bar electrodes 161a and 161b, and is a first thinning electrode (floating electrode) arranged in parallel with the plurality of electrode fingers 151a and 151b at the same pitch.
  • a plurality of electrode fingers 151a and 151b are arranged between two adjacent electrode fingers 152. That is, the pitch of the electrode fingers 152 is larger than the pitch of the plurality of electrode fingers 151a and 151b.
  • the parallel arm resonator 251B shown in FIG. 9B shows a second example of the electrode configuration of the parallel arm resonators 251 to 253, and is a schematic plan view showing the IDT electrode structure of the parallel arm resonators 251 to 253. The figure is illustrated. Note that the parallel arm resonator 251B shown in FIG. 9B is for describing a typical structure of the parallel arm resonators 251 to 253, and the number and length of the electrode fingers constituting the electrodes are different. , But is not limited to this.
  • the parallel arm resonator 251 ⁇ / b> B includes the substrate 5 having piezoelectricity, the comb electrodes 301 a and 301 b formed on the substrate 5, and the reflector 341.
  • the comb-shaped electrode 301a includes a plurality of electrode fingers 351a parallel to each other and a bus bar electrode 361a connecting one ends of the plurality of electrode fingers 351a.
  • the comb-shaped electrode 301b includes a plurality of electrode fingers 351b parallel to each other and a bus bar electrode 361b connecting one ends of the plurality of electrode fingers 351b.
  • the plurality of electrode fingers 351a and 351b are formed along a direction orthogonal to the elastic wave propagation direction (X-axis direction).
  • the comb-shaped electrodes 301a and 301b are arranged to face each other such that a plurality of electrode fingers 351a and 351b are inserted into each other. That is, the IDT electrode of the parallel arm resonator 251B has a pair of comb-shaped electrodes 301a and 301b.
  • the comb-shaped electrode 301a has a dummy electrode arranged in the longitudinal direction of the plurality of electrode fingers 351b, but the dummy electrode may not be provided. Further, the comb-shaped electrode 301b has a dummy electrode arranged to face the plurality of electrode fingers 351a in the longitudinal direction, but the dummy electrode may not be provided.
  • the reflector 341 includes a plurality of electrode fingers parallel to each other and a bus bar electrode connecting the plurality of electrode fingers, and is disposed at both ends of the pair of comb electrodes 301a and 301b.
  • the IDT electrode composed of the pair of comb-shaped electrodes 301a and 301b has a laminated structure of the adhesion layer 541 and the main electrode layer 542 as shown in FIG. Not limited.
  • electrode fingers 352 are discretely formed on the IDT electrode of the parallel arm resonator 251B.
  • the electrode finger 352 is a third thinning electrode (inverted thinning electrode) connected to the same bus bar electrode as the bus bar electrode to which both adjacent electrode fingers are connected among all the electrode fingers constituting the pair of comb electrodes 301a and 301b. is there.
  • a plurality of electrode fingers 351a and 351b are arranged between two adjacent electrode fingers 352. That is, the pitch of the electrode fingers 352 is larger than the pitch of the plurality of electrode fingers 351a and 351b.
  • the parallel arm resonator 251C shown in FIG. 9C shows a second example of the electrode configuration of the parallel arm resonators 251 to 253, and is a schematic plan view showing the IDT electrode structure of the parallel arm resonators 251 to 253. The figure is illustrated. Note that the parallel arm resonator 251C shown in FIG. 9B is for describing a typical structure of the parallel arm resonators 251 to 253, and the number and length of the electrode fingers constituting the electrodes are different. , But is not limited to this.
  • the parallel arm resonator 251 ⁇ / b> C includes the substrate 5 having piezoelectricity, the comb-shaped electrodes 201 a and 201 b formed on the substrate 5, and the reflector 241.
  • the comb-shaped electrode 201a includes a plurality of electrode fingers 251a parallel to each other and a bus bar electrode 261a connecting one ends of the plurality of electrode fingers 251a.
  • the comb-shaped electrode 201b includes a plurality of electrode fingers 251b parallel to each other and a bus bar electrode 261b connecting one ends of the plurality of electrode fingers 251b.
  • the plurality of electrode fingers 251a and 251b are formed along a direction orthogonal to the surface acoustic wave propagation direction (X-axis direction).
  • the comb-shaped electrodes 201a and 201b are arranged to face each other such that the plurality of electrode fingers 251a and 251b are inserted into each other. That is, the IDT electrode of the parallel arm resonator 251C has a pair of comb electrodes 201a and 201b.
  • the comb-shaped electrode 201a has a dummy electrode arranged in the longitudinal direction of the plurality of electrode fingers 251b, but the dummy electrode may not be provided. Further, although the comb-shaped electrode 201b has a dummy electrode arranged to face in the longitudinal direction of the plurality of electrode fingers 251a, the dummy electrode may not be provided.
  • the reflector 241 includes a plurality of electrode fingers parallel to each other and a bus bar electrode connecting the plurality of electrode fingers, and is disposed at both ends of the pair of comb electrodes 201a and 201b.
  • the IDT electrode composed of the pair of comb-shaped electrodes 201a and 201b has a laminated structure of the adhesion layer 541 and the main electrode layer 542 as shown in FIG. Not limited.
  • electrode fingers 254 are discretely formed on the IDT electrode of the parallel arm resonator 251C.
  • the electrode finger 254 is an electrode finger having the largest electrode finger width in the IDT electrode of the parallel arm resonator 251C, and has an electrode finger width that is twice or more the average electrode finger width of the electrode fingers excluding the electrode finger 254.
  • Two thinning electrodes filled electrodes.
  • the adjacent electrode fingers 251a and 251b and the space between the adjacent electrode fingers 251a and 251b are combined into one electrode finger, and one of the bus bar electrodes 261a and 261b is formed.
  • a second thinning electrode (filled electrode) having a wider electrode finger width than the plurality of electrode fingers 251a and 251b.
  • a plurality of electrode fingers 251a and 251b are arranged between two adjacent electrode fingers 254. That is, the pitch of the electrode fingers 254 is larger than the pitch of the plurality of electrode fingers 251a and 251b.
  • At least one of parallel arm resonators 251, 252, and 253 includes any one of a first thinned electrode, a second thinned electrode, and a third thinned electrode.
  • at least one of the parallel arm resonators 251, 252, and 253 is one of the parallel arm resonators 251A, 251B, and 251C.
  • At least one of the parallel arm resonators 251, 252, and 253 includes the first thinning electrode, which means that at least one of the parallel arm resonators 251, 252, and 253 is the same as that in FIG. 9A. It is only necessary to have at least one electrode finger 152 (first thinning electrode (floating electrode)) as shown. 9B that at least one of the parallel arm resonators 251, 252, and 253 includes the third thinning electrode. What is necessary is to have at least one electrode finger 352 (third thinning electrode (inverted thinning electrode)) shown.
  • At least one of the parallel arm resonators 251, 252, and 253 includes the second thinning electrode, which means that at least one of the parallel arm resonators 251, 252, and 253 corresponds to FIG. 9C. It is only necessary to have at least one electrode finger 254 (second thinning electrode (fill electrode)) as shown.
  • FIG. 10A is a graph comparing the impedance characteristics of the first thinning electrode (floating thinning electrode) and the resonance circuit with the addition of the bridging capacitance.
  • FIG. 13 shows the impedance (broken line in FIG. 10A) of the elastic wave resonance circuit to which the bridging capacitance is added, which is the structure of the parallel arm resonance circuit of the first embodiment, and the parallel arm resonator of the second embodiment.
  • the impedance (solid line in FIG. 10A) of the acoustic wave resonator including the first thinning electrode (floating thinning electrode) in the IDT electrode having the above structure is shown.
  • the anti-resonance frequency Fa of the elastic wave resonance circuit to which the bridging capacitance is added and the anti-resonance frequency fa2 of the elastic wave resonator including the first thinning electrode (floating thinning electrode) in the IDT electrode have the bridging capacitance.
  • the resonance ratio band can be reduced because the anti-resonance frequency fa (not shown in FIG. 10A) of the elastic wave resonator alone that does not include the first thinning electrode (floating thinning electrode) does not include the first thinning electrode.
  • the impedance of the anti-resonance frequencies Fa and fa2 is smaller than the impedance of the anti-resonance frequency fa.
  • FIG. 10B is a graph comparing the reflection characteristics of the first thinning electrode (floating thinning electrode) and the resonance circuit with the addition of the bridging capacitance.
  • the reflection loss near the anti-resonance frequency fa2 of the element is larger than the reflection loss (not shown in FIG. 10B) near the anti-resonance frequency fa of the elastic wave resonator alone.
  • the anti-resonance frequency Fap3 of the parallel arm resonance circuit (first parallel arm resonance circuit) composed of the parallel arm resonator 253 and the parallel arm resonance circuit (first parallel arm resonance circuit) composed of the parallel arm resonator 253. are all located on the high frequency side of the passband.
  • the resonance frequency frs1 of the series arm resonance circuit (first series arm resonance circuit) configured by the series arm resonator 101 is lower than the anti-resonance frequencies Fap1, Fap2, and Fap3 of the parallel arm resonance circuit. It is located in.
  • FIG. 11 is a graph comparing the pass characteristics of the elastic wave filters according to the first and second embodiments.
  • the elastic wave filter 20 according to the second embodiment has the circuit configuration of the elastic wave filter 20 according to the second embodiment illustrated in FIG. 8, and includes the parallel arm resonators 251, 252, and 253, respectively. Has a first thinning electrode.
  • the specific values of the resonance frequency and antiresonance frequency of each elastic wave resonator of the elastic wave filter 20 and the bridging capacitances Cs2 and Cs4 added to the series arm resonators 102 and 104 are the elasticity values according to the first embodiment. It is substantially the same as the wave filter 10.
  • the elastic wave filters according to the first and second embodiments are applied as, for example, LTE Band 30 (reception band: 2350-2360 MHz) reception filters.
  • the Band 30 has a reception band bandwidth of 10 MHz, has an SDARS band (2336.2-2341.3 MHz) attenuation band on a lower frequency side than the pass band, and has a narrow band and a high end at a low frequency side end. Steepness is required.
  • the parallel arm resonators 251, 252, and 253 each include the first thinning electrode, so that the parallel arm resonators 251, 252, and 253 have a small resonance ratio band.
  • An arm resonance circuit is formed. This makes it possible to improve the steepness of the ladder-type elastic wave filter 20 at the low-frequency end of the pass band. Further, since the anti-resonance frequencies Fap1 to Fap3 of the parallel arm resonance circuit including the first thinning electrode and having a large reflection loss are located on the higher frequency side than the pass band, it is possible to reduce the deterioration of the insertion loss in the pass band.
  • the passband can be narrowed. That is, according to the elastic wave filter 20 according to the present embodiment, it is possible to achieve both steepness at the end of the passband and low loss in the passband.
  • the elastic wave filter 20 according to the present embodiment When the elastic wave filter 20 according to the present embodiment is applied to a reception filter in the Band 30, the insertion loss in the pass band is 1.91 dB, and the insertion loss in the pass band in the first embodiment is 2.02 dB. . That is, the elastic wave filter 20 according to the second embodiment can reduce the insertion loss in the pass band as compared with the elastic wave filter 10 according to the first embodiment.
  • the impedance near the anti-resonance frequency fa2 of the elastic wave resonator including the first thinning electrode in the IDT electrode is close to the anti-resonance frequency Fa of the elastic wave resonance circuit to which the bridging capacitance is added. Is larger than the impedance. Therefore, as shown in FIG. 10B, the reflection loss near the anti-resonance frequency fa2 is smaller than the reflection loss near the anti-resonance frequency Fa.
  • the elastic wave filter 20 according to the second embodiment in which the reflection loss near the anti-resonance frequency fa2 is small, is inserted. Loss can be reduced.
  • the IDT electrodes of the parallel arm resonators 251 to 253 have the configuration including the first thinning electrode, whereas the IDT electrodes of the parallel arm resonators 251 to 253 have the IDT electrode.
  • a configuration including two thinning electrodes or third thinning electrodes may be employed. Even in this case, the same effect as the elastic wave filter 20 according to the second embodiment can be obtained.
  • the IDT electrodes of the parallel arm resonators 251 to 253 include a thinning electrode other than the first thinning electrode, the second thinning electrode, and the third thinning electrode, the steepness of the passband edge and the passband Can be made compatible with each other.
  • the first thinning electrode (floating thinning electrode) among the thinning electrodes makes it possible to optimize the steepness and the low loss property of the acoustic wave filter.
  • all of the three parallel arm resonators 251 to 253 constituting the ladder type filter use any one of the first thinning electrode, the second thinning electrode, and the third thinning electrode.
  • all of the anti-resonance frequencies Fap1 to Fap3 of the three parallel arm resonance circuits are located on the higher frequency side than the pass band.
  • at least one of the three parallel arm resonators forming the ladder filter has one of the first thinning electrode, the second thinning electrode, and the third thinning electrode.
  • the anti-resonance frequency of at least one parallel arm resonance circuit including any one of the first thinning electrode, the second thinning electrode, and the third thinning electrode is positioned higher than the pass band. It should just be. At this time, the resonance frequency of the first series arm resonance circuit of the one or more series arm resonance circuits is higher than the anti-resonance frequency of the at least one parallel arm resonance circuit (first parallel arm resonance circuit). What is necessary is just to be located on the low frequency side.
  • the insertion loss deterioration due to the thinning electrode is reduced by removing the vicinity of the anti-resonance frequency of the parallel arm resonance circuit in which the resonance ratio band is reduced but the reflection loss is increased from the pass band. It is intended to realize a filter characteristic with low loss and high steepness.
  • the anti-resonance frequencies Fap1 to Fap3 of all the parallel arm resonance circuits are located on the higher frequency side than the pass band, and the resonance of the first series arm resonator circuit
  • the resonance ratio band of each parallel arm resonance circuit is reduced to optimize the steepness at both ends of the passband and the reduction of loss in the passband. It is possible to do.
  • the elastic wave filters 10 and 20 according to the above embodiments have been described with reference to the embodiments.
  • the elastic wave filter of the present invention is not limited to the above embodiments.
  • Examples and various devices incorporating the acoustic wave filters 10 and 20 according to the above embodiments are also included in the present invention.
  • the acoustic wave resonators constituting the acoustic wave filters 10 and 20 may be, for example, the above-described surface acoustic wave (SAW) resonator, or may be a BAW (Bulk Acoustic). (Wave) device or FBAR (Film ⁇ Bulk ⁇ Acoustic ⁇ Resonator). Note that SAW includes not only surface waves but also boundary waves.
  • SAW surface acoustic wave
  • the present invention can be widely used in communication devices such as mobile phones as an elastic wave filter having high steepness applicable to multiband and multimode frequency standards.

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Abstract

弾性波フィルタ（１０）は、入出力端子（３１０および３２０）を結ぶ経路上に配置された１以上の直列腕共振回路と、当該経路上のノードおよびグランドの間に配置された１以上の並列腕共振回路とを備え、１以上の直列腕共振回路および１以上の並列腕共振回路のそれぞれは弾性波共振子を有し、１以上の並列腕共振回路のうちの第１の並列腕共振回路は、さらに、弾性波共振子に並列接続された橋絡容量を有し、第１の並列腕共振回路の反共振周波数は通過帯域よりも高周波側に位置し、１以上の直列腕共振回路のうちの第１の直列腕共振回路の共振周波数は、第１の並列腕共振回路の反共振周波数よりも低周波側に位置する。

Description

弾性波フィルタ
　本発明は、弾性波フィルタに関する。
　通信機器などのＲＦ（Ｒａｄｉｏ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）回路に使用される帯域フィルタとして、弾性波フィルタが実用化されている。無線通信のための周波数資源を有効活用するという観点から、携帯電話などの通信帯域として多くの周波数帯域が割り当てられるため、隣接する周波数帯域の間隔は狭くなっている。この周波数帯域の割り当て状況に鑑み、弾性波フィルタにおいては、通過帯域端部における通過帯域から減衰帯域への挿入損失の変化率（以降、急峻性と記す）が重要な性能指標となっている。
　特許文献１には、通過帯域端部における急峻性を改善すべく、共振比帯域（反共振周波数と共振周波数との周波数差を反共振周波数および共振周波数の中心周波数で除した値）の小さい弾性波共振子で構成されたラダー型の弾性波フィルタが開示されている。弾性波共振子の共振比帯域を小さくする手法として、例えば、弾性波共振子に橋絡容量素子を付加する、または、間引き重み付けが施されたＩＤＴ（ＩｎｔｅｒＤｉｇｉｔａｌ　Ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ）電極で弾性波共振子を構成することが知られている。
特開２０１２－１４７１７５号公報
　しかしながら、例えば、並列腕共振子に橋絡容量素子を接続したり、並列腕共振子を間引き重み付け電極で構成したりする場合、当該並列腕共振子の反共振周波数付近の反射損失が悪化する。ラダー型の弾性波フィルタにおいて、並列腕共振子の反共振周波数は、通常、通過帯域内に配置されるので、反共振周波数における反射損失が悪化すると、弾性波フィルタの通過帯域の挿入損失が悪化するという問題がある。
　そこで、本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、通過帯域端部の急峻性および通過帯域の低損失性を両立するラダー型の弾性波フィルタを提供することを目的とする。
　上記目的を達成するために、本発明の一態様に係る弾性波フィルタは、通過帯域、ならびに、当該通過帯域よりも低周波側および高周波側の少なくとも一方に減衰帯域を有する帯域通過型の弾性波フィルタであって、第１入出力端子および第２入出力端子と、前記第１入出力端子と前記第２入出力端子とを結ぶ経路上に配置された１以上の直列腕共振回路と、前記経路上のノードおよびグランドの間に配置された１以上の並列腕共振回路と、を備え、前記１以上の直列腕共振回路および前記１以上の並列腕共振回路のそれぞれは、弾性波共振子を有し、前記１以上の並列腕共振回路のうちの第１の並列腕共振回路は、さらに、前記弾性波共振子に並列接続された橋絡容量素子を有し、前記第１の並列腕共振回路の反共振周波数は、前記通過帯域よりも高周波側に位置し、前記１以上の直列腕共振回路のうちの第１の直列腕共振回路の共振周波数は、前記第１の並列腕共振回路の反共振周波数よりも低周波側に位置する。
　本発明によれば、通過帯域端部の急峻性および通過帯域の低損失性を両立するラダー型の弾性波フィルタを提供することが可能となる。
図１は、実施の形態１に係る弾性波フィルタの回路構成図である。 図２Ａは、実施の形態１に係る弾性波共振子の一例を模式的に表す平面図および断面図である。 図２Ｂは、実施の形態１の変形例に係る弾性波共振子を模式的に表す断面図である。 図３は、ラダー型の弾性波フィルタの基本的な動作原理を説明する回路構成図および周波数特性を表すグラフである。 図４は、実施例１に係る弾性波フィルタを構成する各弾性波共振子のインピーダンス特性を示すグラフである。 図５は、比較例に係る弾性波フィルタを構成する各弾性波共振子のインピーダンス特性を示すグラフである。 図６Ａは、橋絡容量素子の有無による弾性波共振回路のインピーダンス特性を比較したグラフである。 図６Ｂは、橋絡容量素子の有無による弾性波共振回路の反射特性を比較したグラフである。 図７は、実施例１および比較例に係る弾性波フィルタの通過特性を比較したグラフである。 図８は、実施の形態２に係る弾性波フィルタの回路構成図である。 図９Ａは、実施の形態２に係る弾性波フィルタを構成する並列腕共振子のＩＤＴ電極の構成の第１例を示す概略平面図である。 図９Ｂは、実施の形態２に係る弾性波フィルタを構成する並列腕共振子のＩＤＴ電極の構成の第２例を示す概略平面図である。 図９Ｃは、実施の形態２に係る弾性波フィルタを構成する並列腕共振子のＩＤＴ電極の構成の第３例を示す概略平面図である。 図１０Ａは、浮き間引き電極および橋絡容量素子の有無による共振回路のインピーダンス特性を比較したグラフである。 図１０Ｂは、浮き間引き電極および橋絡容量素子の有無による共振回路の反射特性を比較したグラフである。 図１１は、実施例１および実施例２に係る弾性波フィルタの通過特性を比較したグラフである。
　以下、本発明の実施の形態について、実施例および図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置および接続形態などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。以下の実施の形態における構成要素のうち、独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。また、図面に示される構成要素の大きさまたは大きさの比は、必ずしも厳密ではない。
　（実施の形態１）
　［１．１　弾性波フィルタの回路構成］
　図１は、実施の形態１に係る弾性波フィルタ１０の回路構成図である。同図に示すように、弾性波フィルタ１０は、直列腕共振子１０１、１０２、１０３および１０４と、並列腕共振子２０１、２０２および２０３と、橋絡容量Ｃｓ２およびＣｓ４と、インダクタＬ１と、入出力端子３１０および３２０と、を備える。
　直列腕共振子１０１～１０４は、入出力端子３１０（第１入出力端子）と入出力端子３２０（第２入出力端子）とを結ぶ経路上に配置され、互いに直列接続されている。また、並列腕共振子２０１～２０３は、上記経路上のノードとグランド端子との間に配置されている。直列腕共振子１０１～１０４および並列腕共振子２０１～２０３の上記接続構成により、弾性波フィルタ１０は、ラダー型のバンドパスフィルタを構成している。
　直列腕共振子１０２には、直列腕共振子１０２の入出力端に並列接続された橋絡容量Ｃｓ２が付加されている。また、直列腕共振子１０４には、直列腕共振子１０４の入出力端に並列接続された橋絡容量Ｃｓ４が付加されている。
　並列腕共振子２０１には、並列腕共振子２０１の入出力端に並列接続された橋絡容量Ｃｐ１が付加されている。並列腕共振子２０２には、並列腕共振子２０２の入出力端に並列接続された橋絡容量Ｃｐ２が付加されている。並列腕共振子２０３には、並列腕共振子２０３の入出力端に並列接続された橋絡容量Ｃｐ３が付加されている。
　入出力端子３１０と入出力端子３２０とを結ぶ経路上に、１以上の直列腕共振回路が配置される。（１）直列腕共振子１０１、（２）直列腕共振子１０２と橋絡容量Ｃｓ２とが並列接続された回路、（３）直列腕共振子１０３、および（４）直列腕共振子１０４と橋絡容量Ｃｓ４とが並列接続された回路は、それぞれ、直列腕共振回路を構成している。直列腕共振回路は、直列腕共振子を有する。
　また、（１）並列腕共振子２０１と橋絡容量Ｃｐ１とが並列接続された回路、（２）並列腕共振子２０２と橋絡容量Ｃｐ２とが並列接続された回路、および（３）並列腕共振子２０３と橋絡容量Ｃｐ３とが並列接続された回路は、それぞれ、上記経路上のノードおよびグランドの間に配置された並列腕共振回路を構成している。並列腕共振回路は、並列腕共振子を有する。
　インダクタＬ１は、入出力端子３１０と直列腕共振子１０１との間に直列配置されたインピーダンス整合用のインダクタンス素子である。
　上記構成により、弾性波フィルタ１０は、通過帯域、ならびに、当該通過帯域よりも低周波側および高周波側の少なくとも一方に減衰帯域を有するバンドパスフィルタとして機能する。
　なお、並列腕共振子２０１～２０３が接続されたグランド端子は、並列腕共振子２０１～２０３が形成された基板上において共通化されていれもよく、また、当該基板上において個別化されていてもよく、弾性波フィルタ１０の減衰極を調整するという観点から、任意に設定される。
　橋絡容量Ｃｓ２、Ｃｓ４、Ｃｐ１～Ｃｐ３は、後述する図２Ａで示されたような一対の櫛形電極で形成された容量素子であってもよく、また、チップコンデンサのような容量素子であってもよく、さらには、弾性波共振子を接続する配線と基板のような誘電材料とで形成された容量素子であってもよい。
　また、橋絡容量Ｃｓ２およびＣｓ４は、なくてもよい。また、橋絡容量Ｃｐ１～Ｃｐ３のうち少なくとも１つが配置されていればよい。
　また、弾性波フィルタ１０を構成する直列腕共振子の数は、図１に示された４つに限定されず、１以上であればよい。また、弾性波フィルタ１０を構成する並列腕共振子の数は、図１に示された３つに限定されず、１以上であればよい。また、インダクタＬ１は、なくてもよい。
　また、直列腕共振子１０１～１０４、並列腕共振子２０１～２０３、ならびに、入出力端子３１０および３２０の間に、インダクタおよびキャパシタなどの回路素子ならびに、縦結合型共振器などが挿入されていてもよい。
　以下では、弾性波フィルタ１０を構成する直列腕共振子および並列腕共振子の基本構造について説明する。
　［１．２　弾性波共振子の構造］
　図２Ａは、実施の形態１に係る弾性波共振子の一例を模式的に表す概略図であり、（ａ）は平面図、（ｂ）および（ｃ）は、（ａ）に示した一点鎖線における断面図である。図２Ａには、弾性波フィルタ１０を構成する直列腕共振子１０１～１０４および並列腕共振子２０１～２０３の基本構造を有する弾性波共振子１００が例示されている。なお、図２Ａに示された弾性波共振子１００は、弾性波共振子の典型的な構造を説明するためのものであって、電極を構成する電極指の本数および長さなどは、これに限定されない。
　弾性波共振子１００は、圧電性を有する基板５と、櫛形電極１００ａおよび１００ｂとで構成されている。
　図２Ａの（ａ）に示すように、基板５の上には、互いに対向する一対の櫛形電極１００ａおよび１００ｂが形成されている。櫛形電極１００ａは、互いに平行な複数の電極指１５０ａと、複数の電極指１５０ａを接続するバスバー電極１６０ａとで構成されている。また、櫛形電極１００ｂは、互いに平行な複数の電極指１５０ｂと、複数の電極指１５０ｂを接続するバスバー電極１６０ｂとで構成されている。複数の電極指１５０ａおよび１５０ｂは、弾性波伝搬方向（Ｘ軸方向）と直交する方向に沿って形成されている。
　また、複数の電極指１５０ａおよび１５０ｂ、ならびに、バスバー電極１６０ａおよび１６０ｂで構成されるＩＤＴ（ＩｎｔｅｒＤｉｇｉｔａｌ　Ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ）電極５４は、図２Ａの（ｂ）に示すように、密着層５４１と主電極層５４２との積層構造となっている。
　密着層５４１は、基板５と主電極層５４２との密着性を向上させるための層であり、材料として、例えば、Ｔｉが用いられる。密着層５４１の膜厚は、例えば、１２ｎｍである。
　主電極層５４２は、材料として、例えば、Ｃｕを１％含有したＡｌが用いられる。主電極層５４２の膜厚は、例えば１６２ｎｍである。
　保護層５５は、櫛形電極１００ａおよび１００ｂを覆うように形成されている。保護層５５は、主電極層５４２を外部環境から保護する、周波数温度特性を調整する、および、耐湿性を高めるなどを目的とする層であり、例えば、二酸化ケイ素を主成分とする誘電体膜である。保護層５５の厚さは、例えば２５ｎｍである。
　なお、密着層５４１、主電極層５４２および保護層５５を構成する材料は、上述した材料に限定されない。さらに、ＩＤＴ電極５４は、上記積層構造でなくてもよい。ＩＤＴ電極５４は、例えば、Ｔｉ、Ａｌ、Ｃｕ、Ｐｔ、Ａｕ、Ａｇ、Ｐｄなどの金属または合金から構成されてもよく、また、上記の金属または合金から構成される複数の積層体から構成されてもよい。また、保護層５５は、形成されていなくてもよい。
　次に、基板５の積層構造について説明する。
　図２Ａの（ｃ）に示すように、基板５は、高音速支持基板５１と、低音速膜５２と、圧電膜５３とを備え、高音速支持基板５１、低音速膜５２および圧電膜５３がこの順で積層された構造を有している。
　圧電膜５３は、５０°ＹカットＸ伝搬ＬｉＴａＯ３圧電単結晶または圧電セラミックス（Ｘ軸を中心軸としてＹ軸から５０°回転した軸を法線とする面で切断したリチウムタンタレート単結晶、またはセラミックスであって、Ｘ軸方向に弾性表面波が伝搬する単結晶またはセラミックス）からなる。圧電膜５３は、例えば、厚みが６００ｎｍである。なお、各フィルタの要求仕様により、圧電膜５３として使用される圧電単結晶の材料およびカット角が適宜選択される。
　高音速支持基板５１は、低音速膜５２、圧電膜５３ならびにＩＤＴ電極５４を支持する基板である。高音速支持基板５１は、さらに、圧電膜５３を伝搬する表面波および境界波などの弾性波よりも、高音速支持基板５１中のバルク波の音速が高速となる基板であり、弾性表面波を圧電膜５３および低音速膜５２が積層されている部分に閉じ込め、高音速支持基板５１より下方に漏れないように機能する。高音速支持基板５１は、例えば、シリコン基板であり、厚みは、例えば２００μｍである。
　低音速膜５２は、圧電膜５３を伝搬するバルク波よりも、低音速膜５２中のバルク波の音速が低速となる膜であり、圧電膜５３と高音速支持基板５１との間に配置される。この構造と、弾性波が本質的に低音速な媒質にエネルギーが集中するという性質とにより、弾性表面波エネルギーのＩＤＴ電極外への漏れが抑制される。低音速膜５２は、例えば、二酸化ケイ素を主成分とする膜であり、厚みは、例えば６７０ｎｍである。
　なお、基板５の上記積層構造によれば、圧電基板を単層で使用している従来の構造と比較して、共振周波数および反共振周波数におけるＱ値を大幅に高めることが可能となる。すなわち、Ｑ値が高い弾性波共振子を構成し得るので、当該弾性波共振子を用いて、挿入損失が小さいフィルタを構成することが可能となる。
　また、弾性波フィルタ１０の通過帯域低周波側端部および高周波側端部の急峻性を改善すべく、弾性波共振子に橋絡容量が接続され、または、後述するように、弾性波共振子に間引き電極が適用されると、弾性波共振回路（または弾性波共振子）のＱ値が等価的に小さくなる場合が想定される。これに対して、上記基板の積層構造によれば、弾性波共振子１００のＱ値を高い値に維持できる。よって、通過帯域内の低損失が維持された弾性波フィルタ１０を形成することが可能となる。
　なお、高音速支持基板５１は、支持基板と、圧電膜５３を伝搬する表面波および境界波などの弾性波よりも、伝搬するバルク波の音速が高速となる高音速膜とが積層された構造を有していてもよい。この場合、支持基板には、サファイア、リチウムタンタレート、リチウムニオベイト、および水晶等の圧電体、アルミナ、マグネシア、窒化ケイ素、窒化アルミニウム、炭化ケイ素、ジルコニア、コージライト、ムライト、ステアタイト、およびフォルステライト等の各種セラミック、ガラス等の誘電体、シリコンおよび窒化ガリウム等の半導体、ならびに樹脂基板等を用いることができる。また、高音速膜には、窒化アルミニウム、酸化アルミニウム、炭化ケイ素、窒化ケイ素、酸窒化ケイ素、ＤＬＣ膜、ダイヤモンド、これらの材料を主成分とする媒質、これらの材料の混合物を主成分とする媒質等、様々な高音速材料を用いることができる。
　また、図２Ｂは、実施の形態の変形例に係る弾性波共振子を模式的に表す断面図である。図２Ａに示した弾性波共振子１００では、ＩＤＴ電極５４が、圧電膜５３を有する基板５上に形成された例を示したが、当該ＩＤＴ電極５４が形成される基板は、図２Ｂに示すように、圧電体層の単層からなる圧電単結晶基板５７であってもよい。圧電単結晶基板５７は、例えば、ＬｉＮｂＯ３の圧電単結晶で構成されている。本変形例に係る弾性波共振子１００は、ＬｉＮｂＯ３の圧電単結晶基板５７と、ＩＤＴ電極５４と、圧電単結晶基板５７上およびＩＤＴ電極５４上に形成された保護層５５と、で構成されている。
　上述した圧電膜５３および圧電単結晶基板５７は、弾性波フィルタ装置の要求通過特性などに応じて、適宜、積層構造、材料、カット角、および、厚みを変更してもよい。上述したカット角以外のカット角を有するＬｉＴａＯ３圧電基板などを用いた弾性波共振子１００であっても、上述した圧電膜５３を用いた弾性波共振子１００と同様の効果を奏することができる。
　また、ＩＤＴ電極５４が形成される基板は、支持基板と、エネルギー閉じ込め層と、圧電膜がこの順で積層された構造を有していてもよい。圧電膜上にＩＤＴ電極５４が形成される。圧電膜は、例えば、ＬｉＴａＯ３圧電単結晶または圧電セラミックスが用いられる。支持基板は、圧電膜、エネルギー閉じ込め層、およびＩＤＴ電極５４を支持する基板である。
　エネルギー閉じ込め層は１層または複数の層からなり、その少なくとも１つの層を伝搬する弾性バルク波の速度は、圧電膜近傍を伝搬する弾性波の速度よりも大きい。例えば、低音速層と、高音速層との積層構造となっていてもよい。低音速層は、圧電膜を伝搬する弾性波の音速よりも、低音速層中のバルク波の音速が低速となる膜である。高音速層は、圧電膜を伝搬する弾性波の音速よりも、高音速層中のバルク波の音速が高速となる膜である。なお、支持基板を高音速層としてもよい。
　また、エネルギー閉じ込め層は、音響インピーダンスが相対的に低い低音響インピーダンス層と、音響インピーダンスが相対的に高い高音響インピーダンス層とが、交互に積層された構成を有する音響インピーダンス層であってもよい。
　ここで、弾性波共振子１００を構成するＩＤＴ電極の電極パラメータの一例（実施例）について説明する。
　弾性波共振子の波長とは、図２Ａの（ｂ）に示すＩＤＴ電極５４を構成する複数の電極指１５０ａまたは１５０ｂの繰り返し周期である波長λで規定される。また、電極ピッチは、波長λの１／２であり、櫛形電極１００ａおよび１００ｂを構成する電極指１５０ａおよび１５０ｂのライン幅をＷとし、隣り合う電極指１５０ａと電極指１５０ｂとの間のスペース幅をＳとした場合、（Ｗ＋Ｓ）で定義される。また、一対の櫛形電極１００ａおよび１００ｂの交叉幅Ｌは、図２Ａの（ａ）に示すように、電極指１５０ａと電極指１５０ｂとの弾性波伝搬方向（Ｘ軸方向）から見た場合の重複する電極指の長さである。また、各弾性波共振子の電極デューティーは、複数の電極指１５０ａおよび１５０ｂのライン幅占有率であり、複数の電極指１５０ａおよび１５０ｂのライン幅とスペース幅との加算値に対する当該ライン幅の割合であり、Ｗ／（Ｗ＋Ｓ）で定義される。また、櫛形電極１００ａおよび１００ｂの高さをｈとしている。以降では、波長λ、交叉幅Ｌ、電極デューティー、ＩＤＴ電極５４の高さｈ等、弾性波共振子のＩＤＴ電極の形状に関するパラメータを、電極パラメータという。
　［１．３　弾性波フィルタの動作原理］
　次に、本実施の形態に係るラダー型の弾性波フィルタの動作原理について説明する。
　図３は、ラダー型の弾性波フィルタの基本的な動作原理を説明する回路構成図および周波数特性を表すグラフである。
　図３の（ａ）に示された弾性波フィルタは、１つの直列腕共振子３０１および１つの並列腕共振子３０２で構成された基本的なラダー型フィルタである。図３の（ｂ）に示すように、並列腕共振子３０２は、共振特性において共振周波数ｆｒｐおよび反共振周波数ｆａｐ（＞ｆｒｐ）を有している。また、直列腕共振子３０１は、共振特性において共振周波数ｆｒｓおよび反共振周波数ｆａｓ（＞ｆｒｓ＞ｆｒｐ）を有している。
　ラダー型の弾性波共振子を用いてバンドパスフィルタを構成するにあたり、一般的には、並列腕共振子３０２の反共振周波数ｆａｐと直列腕共振子３０１の共振周波数ｆｒｓとを近接させる。これにより、並列腕共振子３０２のインピーダンスが０に近づく共振周波数ｆｒｐ近傍は、低周波側阻止域となる。また、これより周波数が増加すると、反共振周波数ｆａｐ近傍で並列腕共振子３０２のインピーダンスが高くなり、かつ、共振周波数ｆｒｓ近傍で直列腕共振子３０１のインピーダンスが０に近づく。これにより、反共振周波数ｆａｐ～共振周波数ｆｒｓの近傍では、入出力端子３１０から入出力端子３２０への信号経路において信号通過域となる。これにより、弾性波共振子の電極パラメータおよび電気機械結合係数を反映した通過帯域を形成することが可能となる。さらに、周波数が高くなり、反共振周波数ｆａｓ近傍になると、直列腕共振子３０１のインピーダンスが高くなり、高周波側阻止域となる。
　上述した基本的な動作原理に対して、本実施の形態に係る弾性波フィルタ１０では、少なくとも一部の直列腕共振回路の共振周波数Ｆｒｓを、橋絡容量が付加された一部の並列腕共振回路の反共振周波数Ｆａｐよりも低くしている。これにより、弾性波フィルタ１０の通過帯域を、狭帯域化することが可能となる。
　なお、並列腕共振子および直列腕共振子で構成される共振段の段数は、要求仕様に応じて、適宜最適化される。一般的に、複数の共振段で弾性波フィルタが構成される場合には、複数の並列腕共振子の反共振周波数ｆａｐを略一致させ、複数の直列腕共振子の反共振周波数ｆａｓを略一致させる。
　上記動作原理を有する弾性波フィルタにおいて、入出力端子３１０から高周波信号が入力されると、入出力端子３１０と基準端子との間で電位差が生じ、これにより、圧電体層が歪むことでＸ軸方向に伝搬する弾性表面波が発生する。ここで、ＩＤＴ電極５４の波長λと、通過帯域の波長とを略一致させておくことにより、通過させたい周波数成分を有する高周波信号のみが当該弾性波フィルタを通過する。
　［１．４　弾性波フィルタの通過特性］
　次に、本実施の形態に係る弾性波共振子のインピーダンス特性および反射特性、ならびに、弾性波フィルタ１０の通過特性について説明する。
　図４は、実施例１に係る弾性波フィルタ１０を構成する各弾性波共振子のインピーダンス特性を示すグラフである。また、図５は、比較例に係る弾性波フィルタを構成する各弾性波共振子のインピーダンス特性を示すグラフである。
　ここで、実施例１に係る弾性波フィルタ１０は、図１に示された実施の形態１に係る弾性波フィルタ１０の回路構成を有しており、並列腕共振回路の反共振周波数および直列腕共振回路の共振周波数、ならびに橋絡容量の具体的数値は、表１に示す通りである。なお、表１には記載されていないが、インダクタＬ１のインダクタンス値は、４．０ｎＨである。
　実施例１に係る弾性波フィルタ１０は、例えば、ＬＴＥ（Ｌｏｎｇ　Ｔｅｒｍ　Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）のＢａｎｄ３０（受信帯域：２３５０－２３６０ＭＨｚ）の受信用フィルタとして適用される。Ｂａｎｄ３０は、受信帯域の帯域幅が１０ＭＨｚであり、また、通過帯域よりも低周波側にＳＤＡＲＳ帯（Ｓａｔｅｌｌｉｔｅ　Ｄｉｇｉｔａｌ　Ａｕｄｉｏ　Ｒａｄｉｏ　Ｓｅｒｖｉｃｅ:２３３６．２－２３４１．３ＭＨｚ）の減衰帯域があり、狭帯域かつ通過帯域低周波側端部における高い急峻性が要求される。
　また、比較例に係る弾性波フィルタは、図１に示された弾性波フィルタ１０の回路構成を有しているが、並列腕共振回路の反共振周波数および直列腕共振回路の共振周波数、ならびに橋絡容量の具体的数値は、表１に示すように、実施例１に係る弾性波フィルタ１０と異なる。
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　比較例に係る弾性波フィルタでは、図５に示すように、並列腕共振子２０１と橋絡容量Ｃｐ１とが並列接続された並列腕共振回路（共振周波数Ｆｒｐ１、反共振周波数Ｆａｐ１）の反共振周波数Ｆａｐ１、並列腕共振子２０２と橋絡容量Ｃｐ２とが並列接続された並列腕共振回路（共振周波数Ｆｒｐ２、反共振周波数Ｆａｐ２）の反共振周波数Ｆａｐ２、並列腕共振子２０３と橋絡容量Ｃｐ３とが並列接続された並列腕共振回路（共振周波数Ｆｒｐ３、反共振周波数Ｆａｐ３）の反共振周波数Ｆａｐ３は、全て、通過帯域内に位置している。加えて、直列腕共振子１０１で構成された直列腕共振回路（共振周波数ｆｒｓ１、反共振周波数ｆａｓ１）の共振周波数ｆｒｓ１は、上記並列腕共振回路の反共振周波数Ｆａｐ１、Ｆａｐ２およびＦａｐ３よりも低周波側に位置している。
　比較例に係る弾性波フィルタの上記構成によれば、並列腕共振子２０１、２０２および２０３に対して、それぞれ、橋絡容量Ｃｐ１、Ｃｐ２およびＣｐ３が付加されていることにより、共振比帯域の小さい並列腕共振回路を構成している。これにより、ラダー型の弾性波フィルタの通過帯域低周波側端部における急峻性を改善できる。
　図６Ａは、橋絡容量の有無による弾性波共振回路のインピーダンス特性を比較したグラフである。同図には、弾性波共振子単体のインピーダンス（図６Ａの破線）、および、弾性波共振子に橋絡容量が付加された弾性波共振回路のインピーダンス（図６Ａの実線）が示されている。同図に示すように、橋絡容量が付加された弾性波共振回路の反共振周波数Ｆａは、弾性波共振子単体の反共振周波数ｆａに対して低周波側にシフトするので共振比帯域を小さくできるが、反共振周波数Ｆａのインピーダンスは、反共振周波数ｆａのインピーダンスよりも小さくなる。
　図６Ｂは、橋絡容量の有無による弾性波共振回路の反射特性を比較したグラフである。図６Ａに示したインピーダンス特性の変化に対応して、弾性波共振子に橋絡容量が付加された弾性波共振回路の反共振周波数Ｆａ付近の反射損失は、弾性波共振子単体の反共振周波数ｆａ付近の反射損失よりも大きくなっている。
　比較例に係る弾性波フィルタでは、橋絡容量が並列付加された並列腕共振回路の反共振周波数Ｆａｐは、図６Ａを参照すれば、並列腕共振子単体の反共振周波数ｆａｐに対して低周波側にシフトするので共振比帯域を小さくできる。しかしながら、図６Ｂを参照すれば、反共振周波数Ｆａｐ付近の反射損失は、反共振周波数Ｆａｐ付近のインピーダンス低下に対応して大きくなる。比較例に係る弾性波フィルタでは、反射損失が大きい反共振周波数Ｆａｐ１～Ｆａｐ３の全てが通過帯域内に位置しているため、反共振周波数Ｆａｐ１～Ｆａｐ３近傍の反射損失増加に起因して通過帯域の挿入損失が悪化する。
　これに対して、実施例１に係る弾性波フィルタ１０では、並列腕共振子２０１と橋絡容量Ｃｐ１とが並列接続された並列腕共振回路の反共振周波数Ｆａｐ１、並列腕共振子２０２と橋絡容量Ｃｐ２とが並列接続された並列腕共振回路の反共振周波数Ｆａｐ２、並列腕共振子２０３と橋絡容量Ｃｐ３とが並列接続された並列腕共振回路（第１の並列腕共振回路）の反共振周波数Ｆａｐ３は、全て、通過帯域よりも高周波側に位置している。加えて、直列腕共振子１０１で構成された直列腕共振回路（第１の直列腕共振回路）の共振周波数ｆｒｓ１は、上記並列腕共振回路の反共振周波数Ｆａｐ１、Ｆａｐ２およびＦａｐ３よりも低周波側に位置している。
　図７は、実施例１および比較例に係る弾性波フィルタの通過特性を比較したグラフである。図７に示すように、実施例１に係る弾性波フィルタ１０によれば、並列腕共振子２０１、２０２および２０３に対して、それぞれ、橋絡容量Ｃｐ１、Ｃｐ２およびＣｐ３が付加されていることにより、共振比帯域の小さい並列腕共振回路を構成している。これにより、ラダー型の弾性波フィルタ１０の通過帯域低周波側端部における急峻性を改善できる。また、橋絡容量が付加された、反射損失の大きい並列腕共振回路の反共振周波数Ｆａｐ１～Ｆａｐ３を、通過帯域よりも高周波側に位置させているので、通過帯域における挿入損失の悪化を低減できる。さらに、直列腕共振子１０１の共振周波数ｆｒｓ１を、並列腕共振回路の反共振周波数Ｆａｐ１～Ｆａｐ３よりも低周波側に位置させているので、通過帯域を狭帯域化できる。つまり、本実施例に係る弾性波フィルタ１０によれば、通過帯域端部の急峻性および通過帯域の低損失性を両立させることが可能となる。
　また、実施例１に係る弾性波フィルタ１０では、図４に示すように、並列腕共振子２０３と橋絡容量Ｃｐ３とで構成された並列腕共振回路の共振周波数Ｆｒｐ３は、通過帯域よりも低周波側に位置している。また、共振周波数Ｆｒｐ３は、３つの並列腕共振回路の共振周波数Ｆｒｐ１～Ｆｒｐ３のなかで、通過帯域の低周波側端部に最も近接している。
　これにより、共振周波数Ｆｒｐ３により低周波側の減衰極が規定されるので、共振比帯域の小さい並列腕共振回路により、弾性波フィルタ１０の通過帯域低周波側端部における急峻性を向上できる。
　また、実施例１に係る弾性波フィルタ１０では、図４に示すように、直列腕共振子１０２と橋絡容量Ｃｓ２とが並列接続された直列腕共振回路（第２の直列腕共振回路）の共振周波数Ｆｒｓ２、および、直列腕共振子１０３（第２の直列腕共振回路）の共振周波数ｆｒｓ３は、通過帯域よりも高周波側に位置している。弾性波共振子において、共振周波数から反共振周波数までの周波数帯域では、弾性波共振子のインピーダンスは誘導性を示す。一方、共振周波数よりも低周波側、および、反共振周波数よりも高周波側では、弾性波共振子のインピーダンスは容量性を示す。つまり、直列腕共振子１０２と橋絡容量Ｃｓ２とが並列接続された直列腕共振回路（第２の直列腕共振回路）、および、直列腕共振子１０３（第２の直列腕共振回路）は、ともに、共振周波数よりも低周波側に位置する通過帯域において、容量性のインピーダンスを有する。
　本実施例のように、並列腕共振回路の反共振周波数を通過帯域の高周波側に位置させると、当該並列腕共振回路の共振周波数と反共振周波数との間の誘導性領域が通過帯域内に位置することとなる。このため、実施例に係る弾性波フィルタ１０において、並列腕共振回路のインピーダンスに着目すれば、並列腕共振回路の反共振周波数が通過帯域内にある従来のラダー型弾性波フィルタと比較して、通過帯域内のインピーダンスが誘導性にシフトすることとなる。これに対して、本実施例における直列腕共振回路の上記構成によれば、第２の直列腕共振回路の通過帯域におけるインピーダンスが容量性となっている。よって、弾性波フィルタ１０の通過帯域におけるインピーダンスを低リアクタンス領域に位置させることができるので、外部回路との整合損が低減された低損失な弾性波フィルタ１０を実現できる。
　なお、本実施例では、弾性波フィルタ１０を構成する４つの直列腕共振回路（直列腕共振子）のうち、２つの直列腕共振回路（直列腕共振子）の共振周波数が通過帯域よりも高周波側に位置している。しかしながら、共振周波数が通過帯域よりも高周波側に位置する直列腕共振回路の数は、反共振周波数が通過帯域よりも高周波側に位置する並列腕共振回路の誘導性インピーダンスに応じて任意に設定される。
　また、直列腕共振回路の容量性インピーダンスを通過帯域に合わせる手法としては、当該直列腕共振回路の反共振周波数を通過帯域よりも低周波側に配置させてもよい。ただし、反共振周波数より高周波側には、バルク波放射やストップバンドリップルが存在するため、通過帯域に悪影響を与えないように、反共振周波数の位置を設定する必要がある。
　また、実施例１に係る弾性波フィルタ１０では、図１に示すように、直列腕共振子１０４には、橋絡容量Ｃｓ４が並列接続されている。ここで、図４に示すように、直列腕共振子１０４と橋絡容量Ｃｓ４とが並列接続された直列腕共振回路（第３の直列腕共振回路）の共振周波数Ｆｒｓ４は、通過帯域よりも低周波側に位置し、反共振周波数Ｆａｓ４は、通過帯域よりも高周波側に位置している。
　これにより、上記第３の直列腕共振回路の反共振周波数により高周波側の減衰極が規定されるので、共振比帯域の小さい第３の直列腕共振回路により、弾性波フィルタ１０の通過帯域高周波側端部の急峻性を向上できる。さらに、第３の直列腕共振回路の共振周波数を通過帯域よりも低周波側に位置させることで通過帯域を狭帯域化できる。
　なお、共振比帯域の小さい第３の直列腕共振回路を形成するにあたり、本実施例では、直列腕共振子に橋絡容量を接続する構成をとったが、後述の実施の形態２で示しているように、直列腕共振子に橋絡容量を接続する代わりに、当該直列腕共振子のＩＤＴ電極に第１間引き電極、第２間引き電極、または第３間引き電極を含ませてもよい。
　この構成によっても、弾性波フィルタ１０の通過帯域高周波側端部の急峻性を向上できる。さらに、第３の直列腕共振回路の共振周波数を通過帯域よりも低周波側に位置させることで通過帯域を狭帯域化できる。
　実施例１および比較例に係る弾性波フィルタを、図７に示すようにＢａｎｄ３０における受信用フィルタに適用した場合、実施例１における通過帯域内の挿入損失は２．０２ｄＢであり、比較例における通過帯域内の挿入損失は２．４２ｄＢである。また、実施例１におけるＳＤＡＲＳ帯の減衰量は７．８ｄＢであり、比較例におけるＳＤＡＲＳ帯の減衰量は７．３ｄＢである。つまり、実施例１に係る弾性波フィルタ１０は、比較例に係る弾性波フィルタと比較して、通過帯域内の挿入損失の低損失性、および、通過帯域の低周波側減衰帯域の高減衰性の双方において優れている。
　なお、本実施例に係る弾性波フィルタ１０では、ラダー型フィルタを構成する３つの並列腕共振子２０１～２０３の全てに対して橋絡容量を付加し、当該橋絡容量が付加された３つの並列腕共振回路の反共振周波数Ｆａｐ１～Ｆａｐ３の全てが、通過帯域よりも高周波側に位置している構成とした。しかしながら、本実施の形態に係る弾性波フィルタ１０は、ラダー型フィルタを構成する３つの並列腕共振子のうちの少なくとも１つに橋絡容量が付加され、当該橋絡容量が付加された少なくとも１つの並列腕共振回路（第１並列腕共振回路）の反共振周波数が通過帯域よりも高周波側に位置していればよい。また、このとき、１以上の直列腕共振回路のうちの第１の直列腕共振回路の共振周波数が、上記少なくとも１つの並列腕共振回路（第１の並列腕共振回路）の反共振周波数よりも低周波側に位置していればよい。つまり、本実施の形態に係る弾性波フィルタでは、共振比帯域が小さくなるが反射損失が大きくなる並列腕共振回路の反共振周波数付近を通過帯域から外すことで、橋絡容量による挿入損失悪化を抑制し、低損失かつ高い急峻性を有するフィルタ特性を実現するものである。
　これによれば、反射損失が大きい第１の並列腕共振回路の反共振周波数を通過帯域よりも高周波側に位置させることで、共振比帯域を小さくして通過帯域低周波側端部における急峻性を確保しつつ、通過帯域における挿入損失を低減することが可能となる。さらに、直列腕共振回路の共振周波数を第１の並列腕共振回路の反共振周波数よりも低周波側に位置させることで通過帯域を狭帯域化できる。
　なお、本実施の形態に係る弾性波フィルタ１０のように、全ての並列腕共振回路の反共振周波数Ｆａｐ１～Ｆａｐ３が通過帯域よりも高周波側に位置し、第１の直列腕共振子回路の共振周波数を反共振周波数Ｆａｐ１～Ｆａｐ３よりも低周波側に位置させることにより、各並列腕共振回路の共振比帯域を小さくして通過帯域低周波側端部における急峻性、および、通過帯域における低損失化を最適化することが可能となる。
　（実施の形態２）
　実施の形態１では、並列腕共振回路の共振比帯域を小さくする構成として、並列腕共振子に橋絡容量が付加された構成を示したが、本実施の形態では、並列腕共振回路の共振比帯域を小さくする構成として、並列腕共振子のＩＤＴ電極が、いわゆる間引き電極を有する構成を示す。
　［２．１　弾性波フィルタの回路構成］
　図８は、実施の形態２に係る弾性波フィルタ２０の回路構成図である。同図に示すように、弾性波フィルタ２０は、直列腕共振子１０１、１０２、１０３および１０４と、並列腕共振子２５１、２５２および２５３と、橋絡容量Ｃｓ２およびＣｓ４と、インダクタＬ１と、入出力端子３１０および３２０と、を備える。
　本実施の形態に係る弾性波フィルタ２０は、実施の形態１に係る弾性波フィルタ１０と比較して、並列腕共振子（並列腕共振回路）の構成が異なる。以下、本実施の形態に係る弾性波フィルタ２０について、実施の形態１に係る弾性波フィルタ１０と同じ構成については説明を省略し、異なる構成を中心に説明する。
　並列腕共振子２５１～２５３は、直列腕共振子１０１～１０４が配置された経路上のノードとグランド端子との間に配置されている。直列腕共振子１０１～１０４および並列腕共振子２５１～２５３の上記接続構成により、弾性波フィルタ２０は、ラダー型のバンドパスフィルタを構成している。
　直列腕共振子１０２には、直列腕共振子１０２の入出力端に並列接続された橋絡容量Ｃｓ２が付加されている。また、直列腕共振子１０４には、直列腕共振子１０４の入出力端に並列接続された橋絡容量Ｃｓ４が付加されている。
　並列腕共振子２５１は、第１間引き電極、第２間引き電極および第３間引き電極のいずれかを含んでいる。また、並列腕共振子２５２は、第１間引き電極、第２間引き電極および第３間引き電極のいずれかを含んでいる。また、並列腕共振子２５３は、第１間引き電極、第２間引き電極および第３間引き電極のいずれかを含んでいる。第１間引き電極、第２間引き電極および第３間引き電極の構成については、それぞれ、図９Ａ、図９Ｃおよび図９Ｂを用いて説明する。
　（１）直列腕共振子１０１、（２）直列腕共振子１０２と橋絡容量Ｃｓ２とが並列接続された回路、（３）直列腕共振子１０３、および（４）直列腕共振子１０４と橋絡容量Ｃｓ４とが並列接続された回路は、それぞれ、入出力端子３１０と入出力端子３２０とを結ぶ経路上に配置された直列腕共振回路を構成している。
　また、並列腕共振子２５１、２５２、および２５３は、それぞれ、上記経路上のノードおよびグランドの間に配置された並列腕共振回路を構成している。
　上記構成により、弾性波フィルタ２０は、通過帯域、ならびに、当該通過帯域よりも低周波側および高周波側の少なくとも一方に減衰帯域を有するバンドパスフィルタとして機能する。
　なお、並列腕共振子２５１～２５３が接続されたグランド端子は、並列腕共振子２５１～２５３が形成された基板上において共通化されていてもよく、また、当該基板上において個別化されていてもよく、弾性波フィルタ２０の減衰極を調整するという観点から、任意に設定される。
　また、橋絡容量Ｃｓ２およびＣｓ４は、なくてもよい。
　また、並列腕共振子２５１、２５２、および２５３のうちの少なくとも１つが、第１間引き電極、第２間引き電極および第３間引き電極のいずれかを含んでいればよい。
　また、弾性波フィルタ２０を構成する直列腕共振子の数は、図８に示された４つに限定されず、１以上であればよい。また、弾性波フィルタ２０を構成する並列腕共振子の数は、図８に示された３つに限定されず、１以上であればよい。また、インダクタＬ１は、なくてもよい。
　また、直列腕共振子１０１～１０４、並列腕共振子２５１～２５３、ならびに、入出力端子３１０および３２０の間に、インダクタおよびキャパシタなどの回路素子ならびに、縦結合型共振器などが挿入されていてもよい。
　以下では、並列腕共振子２５１～２５３が有する第１間引き電極、第２間引き電極および第３間引き電極の構造について説明する。
　［２．２　並列腕共振子の電極構造］
　図９Ａは、実施の形態２に係る弾性波フィルタ２０を構成する並列腕共振子２５１～２５３のＩＤＴ電極の構成の第１例を示す概略平面図である。図９Ｂは、実施の形態２に係る弾性波フィルタ２０を構成する並列腕共振子２５１～２５３のＩＤＴ電極の構成の第２例を示す概略平面図である。図９Ｃは、実施の形態２に係る弾性波フィルタ２０を構成する並列腕共振子２５１～２５３のＩＤＴ電極の構成の第３例を示す概略平面図である。
　図９Ａに示された並列腕共振子２５１Ａは、並列腕共振子２５１～２５３の電極構成の第１例を示したものであり、並列腕共振子２５１～２５３のＩＤＴ電極構造を表す平面摸式図が例示されている。なお、図９Ａに示された並列腕共振子２５１Ａは、並列腕共振子２５１～２５３の典型的な構造を説明するためのものであって、電極を構成する電極指の本数および長さなどは、これに限定されない。
　並列腕共振子２５１Ａは、圧電性を有する基板５と、基板５上に形成された櫛形電極１０１ａおよび１０１ｂと、反射器１４１とで構成されている。
　図９Ａに示すように、櫛形電極１０１ａは、互いに平行な複数の電極指１５１ａと、複数の電極指１５１ａの一方端同士を接続するバスバー電極１６１ａとで構成されている。また、櫛形電極１０１ｂは、互いに平行な複数の電極指１５１ｂと、複数の電極指１５１ｂの一方端同士を接続するバスバー電極１６１ｂとで構成されている。複数の電極指１５１ａおよび１５１ｂは、弾性表面波伝搬方向（Ｘ軸方向）と直交する方向に沿って形成されている。櫛形電極１０１ａおよび１０１ｂは、複数の電極指１５１ａと１５１ｂとが互いに間挿し合うように対向配置されている。つまり、並列腕共振子２５１ＡのＩＤＴ電極は、一対の櫛形電極１０１ａおよび１０１ｂを有している。
　なお、櫛形電極１０１ａは、複数の電極指１５１ｂの長手方向に対向して配置されたダミー電極を有しているが、当該ダミー電極はなくてもよい。また、櫛形電極１０１ｂは、複数の電極指１５１ａの長手方向に対向して配置されたダミー電極を有しているが、当該ダミー電極はなくてもよい。
　反射器１４１は、互いに平行な複数の電極指と、当該複数の電極指を接続するバスバー電極とで構成され、一対の櫛形電極１０１ａおよび１０１ｂの両端に配置されている。
　なお、一対の櫛形電極１０１ａおよび１０１ｂで構成されるＩＤＴ電極は、図２Ａの（ｂ）に示すように、密着層５４１と主電極層５４２との積層構造となっているが、当該積層構造に限定されない。
　ここで、並列腕共振子２５１ＡのＩＤＴ電極には、電極指１５２が離散的に形成されている。電極指１５２は、バスバー電極１６１ａおよび１６１ｂのいずれとも接続されておらず、複数の電極指１５１ａおよび１５１ｂと平行かつ同ピッチで配置された第１間引き電極（浮き電極）である。また、隣り合う２つの電極指１５２の間には、複数の電極指１５１ａおよび１５１ｂが配置されている。つまり、電極指１５２のピッチは、複数の電極指１５１ａおよび１５１ｂのピッチよりも大きい。
　図９Ｂに示された並列腕共振子２５１Ｂは、並列腕共振子２５１～２５３の電極構成の第２例を示したものであり、並列腕共振子２５１～２５３のＩＤＴ電極構造を表す平面摸式図が例示されている。なお、図９Ｂに示された並列腕共振子２５１Ｂは、並列腕共振子２５１～２５３の典型的な構造を説明するためのものであって、電極を構成する電極指の本数および長さなどは、これに限定されない。
　並列腕共振子２５１Ｂは、圧電性を有する基板５と、基板５上に形成された櫛形電極３０１ａおよび３０１ｂと、反射器３４１とで構成されている。
　図９Ｂに示すように、櫛形電極３０１ａは、互いに平行な複数の電極指３５１ａと、複数の電極指３５１ａの一方端同士を接続するバスバー電極３６１ａとで構成されている。また、櫛形電極３０１ｂは、互いに平行な複数の電極指３５１ｂと、複数の電極指３５１ｂの一方端同士を接続するバスバー電極３６１ｂとで構成されている。複数の電極指３５１ａおよび３５１ｂは、弾性波伝搬方向（Ｘ軸方向）と直交する方向に沿って形成されている。櫛形電極３０１ａおよび３０１ｂは、複数の電極指３５１ａと３５１ｂとが互いに間挿し合うように対向配置されている。つまり、並列腕共振子２５１ＢのＩＤＴ電極は、一対の櫛形電極３０１ａおよび３０１ｂを有している。
　なお、櫛形電極３０１ａは、複数の電極指３５１ｂの長手方向に対向して配置されたダミー電極を有しているが、当該ダミー電極はなくてもよい。また、櫛形電極３０１ｂは、複数の電極指３５１ａの長手方向に対向して配置されたダミー電極を有しているが、当該ダミー電極はなくてもよい。
　反射器３４１は、互いに平行な複数の電極指と、当該複数の電極指を接続するバスバー電極とで構成され、一対の櫛形電極３０１ａおよび３０１ｂの両端に配置されている。
　なお、一対の櫛形電極３０１ａおよび３０１ｂで構成されるＩＤＴ電極は、図２Ａの（ｂ）に示すように、密着層５４１と主電極層５４２との積層構造となっているが、当該積層構造に限定されない。
　ここで、並列腕共振子２５１ＢのＩＤＴ電極には、電極指３５２が離散的に形成されている。電極指３５２は、一対の櫛形電極３０１ａおよび３０１ｂを構成する全ての電極指のうち、両隣の電極指が接続されたバスバー電極と同じバスバー電極に接続された第３間引き電極（反転間引き電極）である。また、隣り合う２つの電極指３５２の間には、複数の電極指３５１ａおよび３５１ｂが配置されている。つまり、電極指３５２のピッチは、複数の電極指３５１ａおよび３５１ｂのピッチよりも大きい。
　図９Ｃに示された並列腕共振子２５１Ｃは、並列腕共振子２５１～２５３の電極構成の第２例を示したものであり、並列腕共振子２５１～２５３のＩＤＴ電極構造を表す平面摸式図が例示されている。なお、図９Ｂに示された並列腕共振子２５１Ｃは、並列腕共振子２５１～２５３の典型的な構造を説明するためのものであって、電極を構成する電極指の本数および長さなどは、これに限定されない。
　並列腕共振子２５１Ｃは、圧電性を有する基板５と、基板５上に形成された櫛形電極２０１ａおよび２０１ｂと、反射器２４１とで構成されている。
　図９Ｂに示すように、櫛形電極２０１ａは、互いに平行な複数の電極指２５１ａと、複数の電極指２５１ａの一方端同士を接続するバスバー電極２６１ａとで構成されている。また、櫛形電極２０１ｂは、互いに平行な複数の電極指２５１ｂと、複数の電極指２５１ｂの一方端同士を接続するバスバー電極２６１ｂとで構成されている。複数の電極指２５１ａおよび２５１ｂは、弾性表面波伝搬方向（Ｘ軸方向）と直交する方向に沿って形成されている。櫛形電極２０１ａおよび２０１ｂは、複数の電極指２５１ａと２５１ｂとが互いに間挿し合うように対向配置されている。つまり、並列腕共振子２５１ＣのＩＤＴ電極は、一対の櫛形電極２０１ａおよび２０１ｂを有している。
　なお、櫛形電極２０１ａは、複数の電極指２５１ｂの長手方向に対向して配置されたダミー電極を有しているが、当該ダミー電極はなくてもよい。また、櫛形電極２０１ｂは、複数の電極指２５１ａの長手方向に対向して配置されたダミー電極を有しているが、当該ダミー電極はなくてもよい。
　反射器２４１は、互いに平行な複数の電極指と、当該複数の電極指を接続するバスバー電極とで構成され、一対の櫛形電極２０１ａおよび２０１ｂの両端に配置されている。
　なお、一対の櫛形電極２０１ａおよび２０１ｂで構成されるＩＤＴ電極は、図２Ａの（ｂ）に示すように、密着層５４１と主電極層５４２との積層構造となっているが、当該積層構造に限定されない。
　ここで、並列腕共振子２５１ＣのＩＤＴ電極には、電極指２５４が離散的に形成されている。電極指２５４は、並列腕共振子２５１ＣのＩＤＴ電極において最大の電極指幅を有する電極指であって、電極指２５４を除く電極指における平均電極指幅の２倍以上の電極指幅を有する第２間引き電極（塗りつぶし電極）である。言い換えると、電極指２５４は、隣り合う電極指２５１ａおよび２５１ｂと、当該隣り合う電極指２５１ａおよび２５１ｂの間のスペースとが、まとめられて１本の電極指となり、バスバー電極２６１ａおよび２６１ｂのいずれかに接続され、複数の電極指２５１ａおよび２５１ｂよりも電極指幅の広い第２間引き電極（塗りつぶし電極）である。また、隣り合う２つの電極指２５４の間には、複数の電極指２５１ａおよび２５１ｂが配置されている。つまり、電極指２５４のピッチは、複数の電極指２５１ａおよび２５１ｂのピッチよりも大きい。
　本実施の形態に係る弾性波フィルタ２０において、並列腕共振子２５１、２５２、および２５３のうちの少なくとも１つは、第１間引き電極、第２間引き電極、および第３間引き電極のいずれかを含んでいる。言い換えると、並列腕共振子２５１、２５２、および２５３のうちの少なくとも１つは、並列腕共振子２５１Ａ、２５１Ｂおよび２５１Ｃのいずれかである。
　なお、並列腕共振子２５１、２５２、および２５３のうちの少なくとも１つが第１間引き電極を含んでいる、とは、並列腕共振子２５１、２５２、および２５３のうちの少なくとも１つが、図９Ａに示された電極指１５２（第１間引き電極（浮き電極））を少なくとも１つ有していればよい。また、並列腕共振子２５１、２５２、および２５３のうちの少なくとも１つが第３間引き電極を含んでいる、とは、並列腕共振子２５１、２５２、および２５３のうちの少なくとも１つが、図９Ｂに示された電極指３５２（第３間引き電極（反転間引き電極））を少なくとも１つ有していればよい。また、並列腕共振子２５１、２５２、および２５３のうちの少なくとも１つが第２間引き電極を含んでいる、とは、並列腕共振子２５１、２５２、および２５３のうちの少なくとも１つが、図９Ｃに示された電極指２５４（第２間引き電極（塗りつぶし電極））を少なくとも１つ有していればよい。
　［２．３　弾性波フィルタの通過特性］
　図１０Ａは、第１間引き電極（浮き間引き電極）および橋絡容量の付加による共振回路のインピーダンス特性を比較したグラフである。同図には、実施の形態１の並列腕共振回路の構造である、橋絡容量が付加された弾性波共振回路のインピーダンス（図１０Ａの破線）、および、実施の形態２の並列腕共振子の構造である、ＩＤＴ電極に第１間引き電極（浮き間引き電極）を含む弾性波共振子のインピーダンス（図１０Ａの実線）が示されている。
　橋絡容量が付加された弾性波共振回路の反共振周波数Ｆａ、および、ＩＤＴ電極に第１間引き電極（浮き間引き電極）を含む弾性波共振子の反共振周波数ｆａ２は、ともに、橋絡容量が付加されず第１間引き電極（浮き間引き電極）を含まない弾性波共振子単体の反共振周波数ｆａ（図１０Ａには図示せず）に対して低周波側にシフトするので共振比帯域を小さくできる。ただし、反共振周波数Ｆａおよびｆａ２のインピーダンスは、反共振周波数ｆａのインピーダンスよりも小さくなる。
　図１０Ｂは、第１間引き電極（浮き間引き電極）および橋絡容量の付加による共振回路の反射特性を比較したグラフである。
　図１０Ａに示したインピーダンス特性の変化に対応して、橋絡容量が付加された弾性波共振回路の反共振周波数Ｆａ、および、ＩＤＴ電極に第１間引き電極（浮き間引き電極）を含む弾性波共振子の反共振周波数ｆａ２付近の反射損失は、弾性波共振子単体の反共振周波数ｆａ付近の反射損失（図１０Ｂには図示せず）よりも大きくなる。
　これに対して、本実施の形態に係る弾性波フィルタ２０では、並列腕共振子２５１で構成された並列腕共振回路（第１の並列腕共振回路）の反共振周波数Ｆａｐ１、並列腕共振子２５２で構成された並列腕共振回路（第１の並列腕共振回路）の反共振周波数Ｆａｐ２、並列腕共振子２５３で構成された並列腕共振回路（第１の並列腕共振回路）の反共振周波数Ｆａｐ３は、全て、通過帯域よりも高周波側に位置している。加えて、直列腕共振子１０１で構成された直列腕共振回路（第１の直列腕共振回路）の共振周波数ｆｒｓ１は、上記並列腕共振回路の反共振周波数Ｆａｐ１、Ｆａｐ２およびＦａｐ３よりも低周波側に位置している。
　図１１は、実施例１および実施例２に係る弾性波フィルタの通過特性を比較したグラフである。
　ここで、実施例２に係る弾性波フィルタ２０は、図８に示された実施の形態２に係る弾性波フィルタ２０の回路構成を有しており、並列腕共振子２５１、２５２および２５３のそれぞれは、第１間引き電極を有している。また、弾性波フィルタ２０の各弾性波共振子の共振周波数および反共振周波数、ならびに直列腕共振子１０２および１０４に付加された橋絡容量Ｃｓ２およびＣｓ４の具体的数値は、実施例１に係る弾性波フィルタ１０と、略同じである。実施例１および実施例２に係る弾性波フィルタは、例えば、ＬＴＥのＢａｎｄ３０（受信帯域：２３５０－２３６０ＭＨｚ）の受信用フィルタとして適用される。Ｂａｎｄ３０は、受信帯域の帯域幅が１０ＭＨｚであり、また、通過帯域よりも低周波側にＳＤＡＲＳ帯（２３３６．２－２３４１．３ＭＨｚ）の減衰帯域があり、狭帯域かつ低周波側端部における高い急峻性が要求される。
　図１１に示すように、実施例２に係る弾性波フィルタ２０によれば、並列腕共振子２５１、２５２および２５３が、それぞれ、第１間引き電極を含んでいることにより、共振比帯域の小さい並列腕共振回路を構成している。これにより、ラダー型の弾性波フィルタ２０の通過帯域低周波側端部における急峻性を改善できる。また、第１間引き電極を含む、反射損失が大きい並列腕共振回路の反共振周波数Ｆａｐ１～Ｆａｐ３を、通過帯域よりも高周波側に位置させているので、通過帯域における挿入損失の悪化を低減できる。さらに、直列腕共振子１０１の共振周波数ｆｒｓ１を、並列腕共振回路の反共振周波数Ｆａｐ１～Ｆａｐ３よりも低周波側に位置させているので、通過帯域を狭帯域化できる。つまり、本実施例に係る弾性波フィルタ２０によれば、通過帯域端部の急峻性および通過帯域の低損失性を両立させることが可能となる。
　本実施例に係る弾性波フィルタ２０を、Ｂａｎｄ３０における受信用フィルタに適用した場合、通過帯域内の挿入損失は１．９１ｄＢであり、実施例１における通過帯域内の挿入損失は２．０２ｄＢである。つまり、実施例２に係る弾性波フィルタ２０は、実施例１に係る弾性波フィルタ１０よりも、通過帯域内の挿入損失を低減することが可能である。
　これは、図１０Ａに示すように、ＩＤＴ電極に第１間引き電極を含む弾性波共振子の反共振周波数ｆａ２付近のインピーダンスが、橋絡容量が付加された弾性波共振回路の反共振周波数Ｆａ付近のインピーダンスよりも大きいことに起因するものである。このため、図１０Ｂに示すように、反共振周波数ｆａ２付近における反射損失が、反共振周波数Ｆａ付近における反射損失よりも小さくなる。これにより、並列腕共振回路の共振周波数から反共振周波数の領域で通過帯域が形成されるラダー型フィルタでは、反共振周波数ｆａ２付近における反射損失が小さい実施例２の弾性波フィルタ２０のほうが、挿入損失を低減できる。
　なお、実施例２に係る弾性波フィルタ２０では、並列腕共振子２５１～２５３のＩＤＴ電極が第１間引き電極を含む構成であるのに対して、並列腕共振子２５１～２５３のＩＤＴ電極が第２間引き電極または第３間引き電極を含む構成であってもよい。この場合であっても、実施例２に係る弾性波フィルタ２０と同様の効果を奏することが可能である。さらに、並列腕共振子２５１～２５３のＩＤＴ電極が、第１間引き電極、第２間引き電極および第３間引き電極以外の間引き電極を含む構成であっても、通過帯域端部の急峻性および通過帯域の低損失性を両立させることが可能となる。ただし、間引き電極のうち第１間引き電極（浮き間引き電極）が、弾性波フィルタの急峻性および低損失性を最適化することが可能となる。
　なお、本実施の形態に係る弾性波フィルタ２０では、ラダー型フィルタを構成する３つの並列腕共振子２５１～２５３の全てが第１間引き電極、第２間引き電極および第３間引き電極のいずれかを含み、当該３つの並列腕共振回路の反共振周波数Ｆａｐ１～Ｆａｐ３の全てが、通過帯域よりも高周波側に位置している構成とした。しかしながら、本実施の形態に係る弾性波フィルタ２０は、ラダー型フィルタを構成する３つの並列腕共振子のうちの少なくとも１つが第１間引き電極、第２間引き電極および第３間引き電極のいずれかを含み、第１間引き電極、第２間引き電極および第３間引き電極のいずれかを含む少なくとも１つの並列腕共振回路（第１並列腕共振回路）の反共振周波数が通過帯域よりも高周波側に位置していればよい。また、このとき、１以上の直列腕共振回路のうちの第１の直列腕共振回路の共振周波数が、上記少なくとも１つの並列腕共振回路（第１の並列腕共振回路）の反共振周波数よりも低周波側に位置していればよい。つまり、本実施の形態に係る弾性波フィルタでは、共振比帯域が小さくなるが反射損失が大きくなった並列腕共振回路の反共振周波数付近を通過帯域から外すことで、間引き電極による挿入損失悪化を抑制し、低損失かつ高い急峻性を有するフィルタ特性を実現するものである。
　なお、本実施の形態に係る弾性波フィルタ２０のように、全ての並列腕共振回路の反共振周波数Ｆａｐ１～Ｆａｐ３が通過帯域よりも高周波側に位置し、第１の直列腕共振子回路の共振周波数を反共振周波数Ｆａｐ１～Ｆａｐ３よりも低周波側に位置させることにより、各並列腕共振回路の共振比帯域を小さくして通過帯域両端における急峻性、および、通過帯域における低損失化を最適化することが可能となる。
　（その他の変形例など）
　以上、上記実施の形態に係る弾性波フィルタ１０および２０について、実施の形態を挙げて説明したが、本発明の弾性波フィルタは、上記実施の形態に限定されるものではない。上記実施の形態における任意の構成要素を組み合わせて実現される別の実施の形態や、上記実施の形態に対して本発明の主旨を逸脱しない範囲で当業者が思いつく各種変形を施して得られる変形例や、上記実施の形態に係る弾性波フィルタ１０および２０を内蔵した各種機器も本発明に含まれる。
　上記実施の形態に係る弾性波フィルタ１０および２０を構成する弾性波共振子は、例えば、上述した弾性表面波（ＳＡＷ：Ｓｕｒｆａｃｅ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）共振子であってもよいし、または、ＢＡＷ（Ｂｕｌｋ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）デバイス、もしくは、ＦＢＡＲ（Ｆｉｌｍ　Ｂｕｌｋ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｒｅｓｏｎａｔｏｒ）等であってもよい。なお、ＳＡＷには、表面波だけでなく境界波も含まれる。
　本発明は、マルチバンド化およびマルチモード化された周波数規格に適用できる急峻性の高い弾性波フィルタとして、携帯電話などの通信機器に広く利用できる。
　５　　基板
　１０、２０　　弾性波フィルタ
　５１　　高音速支持基板
　５２　　低音速膜
　５３　　圧電膜
　５４　　ＩＤＴ電極
　５５　　保護層
　５７　　圧電単結晶基板
　１００　　弾性波共振子
　１００ａ、１００ｂ、１０１ａ、１０１ｂ、２０１ａ、２０１ｂ、３０１ａ、３０１ｂ　　櫛形電極
　１０１、１０２、１０３、１０４、３０１　　直列腕共振子
　１４１、２４１、３４１　　反射器
　１５０ａ、１５０ｂ、１５１ａ、１５１ｂ、１５２、２５１ａ、２５１ｂ、２５４、３５１ａ、３５１ｂ、３５２　　電極指
　１６０ａ、１６０ｂ、１６１ａ、１６１ｂ、２６１ａ、２６１ｂ、３６１ａ、３６１ｂ　　バスバー電極
　２０１、２０２、２０３、２５１、２５１Ａ、２５１Ｂ、２５１Ｃ、２５２、２５３、３０２　　並列腕共振子
　３１０、３２０　　入出力端子
　５４１　　密着層
　５４２　　主電極層
　Ｃｐ１、Ｃｐ２、Ｃｐ３、Ｃｓ２、Ｃｓ４　　橋絡容量
　Ｌ１　　インダクタ

Claims (9)

  1. 　通過帯域、ならびに、当該通過帯域よりも低周波側および高周波側の少なくとも一方に減衰帯域を有する帯域通過型の弾性波フィルタであって、
    　第１入出力端子および第２入出力端子と、
    　前記第１入出力端子と前記第２入出力端子とを結ぶ経路上に配置された１以上の直列腕共振回路と、
    　前記経路上のノードおよびグランドの間に配置された１以上の並列腕共振回路と、を備え、
    　前記１以上の直列腕共振回路および前記１以上の並列腕共振回路のそれぞれは、弾性波共振子を有し、
    　前記１以上の並列腕共振回路のうちの第１の並列腕共振回路は、さらに、前記弾性波共振子に並列接続された橋絡容量素子を有し、
    　前記第１の並列腕共振回路の反共振周波数は、前記通過帯域よりも高周波側に位置し、
    　前記１以上の直列腕共振回路のうちの第１の直列腕共振回路の共振周波数は、前記第１の並列腕共振回路の反共振周波数よりも低周波側に位置する、
    　弾性波フィルタ。
  2. 　前記１以上の並列腕共振回路のうちの全ての並列腕共振回路は、
    　弾性波共振子と、
    　前記弾性波共振子に並列接続された橋絡容量素子と、を有し、
    　前記全ての並列腕共振回路の反共振周波数は、前記通過帯域よりも高周波側に位置し、
    　前記第１の直列腕共振回路の共振周波数は、前記全ての並列腕共振回路の反共振周波数よりも低周波側に位置する、
    　請求項１に記載の弾性波フィルタ。
  3. 　通過帯域、ならびに、当該通過帯域よりも低周波側および高周波側の少なくとも一方に減衰帯域を有する帯域通過型の弾性波フィルタであって、
    　第１入出力端子および第２入出力端子と、
    　前記第１入出力端子と前記第２入出力端子とを結ぶ経路上に配置された１以上の直列腕共振回路と、
    　前記経路上のノードおよびグランドの間に配置された１以上の並列腕共振回路と、を備え、
    　前記１以上の直列腕共振回路のそれぞれは、前記経路上に配置された直列腕共振子を有し、
    　前記１以上の並列腕共振回路のそれぞれは、前記ノードとグランドとの間に配置された並列腕共振子を有し、
    　前記直列腕共振子および前記並列腕共振子のそれぞれは、圧電性を有する基板上に形成されたＩＤＴ（ＩｎｔｅｒＤｉｇｉｔａｌ　Ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ）電極を有する弾性波共振子であり、
    　前記ＩＤＴ電極は、弾性波伝搬方向と交差する方向に延伸し、互いに平行に配置された複数の電極指と、当該複数の電極指を構成する電極指の一方端同士を接続するバスバー電極とで構成された櫛形電極を一対有し、
    　前記複数の電極指のうち、前記一対の櫛形電極を構成するいずれの前記バスバー電極とも接続されていない電極指を第１間引き電極と定義し、
    　前記複数の電極指のうち、最大の電極指幅を有する電極指であって、当該電極指を除く電極指における平均電極指幅の２倍以上の電極指幅を有する電極指を第２間引き電極と定義し、
    　前記一対の櫛形電極を構成する全ての電極指のうち、両隣の電極指が接続されたバスバー電極と同じバスバー電極に接続された電極指を第３間引き電極と定義した場合、
    　前記１以上の並列腕共振回路のうちの第１の並列腕共振回路が有する並列腕共振子は、前記第１間引き電極、前記第２間引き電極、および前記第３間引き電極のいずれかを含み、
    　前記第１の並列腕共振回路の反共振周波数は、前記通過帯域よりも高周波側に位置し、
    　前記１以上の直列腕共振回路のうちの第１の直列腕共振回路の共振周波数は、前記第１の並列腕共振回路の反共振周波数よりも低周波側に位置する、
    　弾性波フィルタ。
  4. 　前記１以上の並列腕共振回路のうちの第１の並列腕共振回路が有する並列腕共振子は、前記第１間引き電極を含む、
    　請求項３に記載の弾性波フィルタ。
  5. 　前記１以上の並列腕共振回路のうちの全ての並列腕共振回路が有する並列腕共振子は、前記第１間引き電極または前記第２間引き電極を含み、
    　前記全ての並列腕共振回路の反共振周波数は、前記通過帯域よりも高周波側に位置し、
    　前記第１の直列腕共振回路の共振周波数は、前記全ての並列腕共振回路の反共振周波数よりも低周波側に位置する、
    　請求項３または４に記載の弾性波フィルタ。
  6. 　前記第１の並列腕共振回路の共振周波数は、前記通過帯域よりも低周波側に位置し、かつ、前記１以上の並列腕共振回路の共振周波数のうち前記第１の並列腕共振回路の共振周波数が前記通過帯域の低周波端部に最も近接している、
    　請求項１～５のいずれか１項に記載の弾性波フィルタ。
  7. 　前記１以上の直列腕共振回路のうちの第２の直列腕共振回路の共振周波数は、前記通過帯域よりも高周波側に位置し、
    　前記第２の直列腕共振回路の前記通過帯域におけるインピーダンスは、容量性である、
    　請求項１～６のいずれか１項に記載の弾性波フィルタ。
  8. 　前記１以上の直列腕共振回路のうちの第３の直列腕共振回路は、
    　弾性波共振子と、
    　前記弾性波共振子に並列接続された橋絡容量素子と、を有し、
    　前記第３の直列腕共振回路の共振周波数は、前記通過帯域よりも低周波側に位置し、
    　前記第３の直列腕共振回路の反共振周波数は、前記通過帯域よりも高周波側に位置する、
    　請求項１～７のいずれか１項に記載の弾性波フィルタ。
  9. 　前記１以上の直列腕共振回路のうちの第３の直列腕共振回路は、圧電性を有する基板上に形成されたＩＤＴ電極を有する弾性波共振子であり、
    　前記ＩＤＴ電極は、弾性波伝搬方向と交差する方向に延伸し、互いに平行に配置された複数の電極指と、当該複数の電極指を構成する電極指の一方端同士を接続するバスバー電極とで構成された櫛形電極を一対有し、
    　前記複数の電極指のうち、前記一対の櫛形電極を構成するいずれの前記バスバー電極とも接続されていない電極指を第１間引き電極と定義し、
    　前記複数の電極指のうち、最大の電極指幅を有する電極指であって、当該電極指を除く電極指における平均電極指幅の２倍以上の電極指幅を有する電極指を第２間引き電極と定義し、
    　前記一対の櫛形電極を構成する全ての電極指のうち、両隣の電極指が接続されたバスバー電極と同じバスバー電極に接続された電極指を第３間引き電極と定義した場合、
    　前記第３の直列腕共振回路は、前記第１間引き電極、前記第２間引き電極、および前記第３間引き電極のいずれかを含み、
    　前記第３の直列腕共振回路の共振周波数は、前記通過帯域よりも低周波側に位置し、
    　前記第３の直列腕共振回路の反共振周波数は、前記通過帯域よりも高周波側に位置する、
    　請求項１～７のいずれか１項に記載の弾性波フィルタ。
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