WO2022181578A1 - 弾性波フィルタ - Google Patents

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WO2022181578A1
WO2022181578A1 PCT/JP2022/007114 JP2022007114W WO2022181578A1 WO 2022181578 A1 WO2022181578 A1 WO 2022181578A1 JP 2022007114 W JP2022007114 W JP 2022007114W WO 2022181578 A1 WO2022181578 A1 WO 2022181578A1
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parallel arm
wave filter
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明 野口
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株式会社村田製作所
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    • H03H9/6433—Coupled resonator filters
    • H03H9/6436—Coupled resonator filters having one acoustic track only

Definitions

  • the present invention relates to elastic wave filters.
  • Patent Document 1 discloses a circuit configuration of a multiplexer that includes a transmitting filter and a receiving filter. An input/output terminal of the transmission filter is connected to an additional circuit for canceling out components of a predetermined frequency band flowing through the transmission filter. According to this, it is possible to improve the attenuation characteristic of the transmission-side filter in a predetermined frequency band.
  • an object of the present invention is to provide a compact acoustic wave filter while improving attenuation characteristics.
  • An elastic wave filter is connected in parallel with a first circuit connected to a first terminal and a second terminal and at least part of a first path connecting the first terminal and the second terminal. and a second circuit, wherein the first circuit includes one or more series arm resonators arranged on the first path and one or more parallel arm resonators arranged between the first path and the ground. and, the second circuit has a plurality of first acoustic wave resonators arranged side by side in the acoustic wave propagation direction, and at least one of the plurality of first acoustic wave resonators is connected to the ground. and the at least one antiresonant frequency is located within the passband of the first circuit.
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram of an elastic wave filter according to an embodiment.
  • FIG. 2A is a plan view and a cross-sectional view showing a first example of the structure of the elastic wave resonator according to the embodiment.
  • FIG. 2B is a cross-sectional view showing a second example of the structure of the elastic wave resonator according to the embodiment.
  • FIG. 3 is a circuit configuration diagram for explaining the basic operating principle of a ladder-type acoustic wave filter and a graph showing frequency characteristics.
  • FIG. 4 is a circuit configuration diagram of an acoustic wave filter according to Comparative Example 1.
  • FIG. FIG. 5 is a graph comparing pass characteristics of elastic wave filters according to an example and a comparative example.
  • FIG. 6 is a circuit configuration diagram of an elastic wave filter according to Comparative Example 2.
  • FIG. 7 is a circuit configuration diagram of an elastic wave filter according to Modification 1.
  • FIG. 8 is a circuit configuration diagram of an acoustic wave filter according to Modification 2.
  • FIG. 9 is a diagram for explaining the relationship between the IDT pitches of the longitudinally-coupled elastic wave resonator, the parallel arm resonator, and the series arm resonator of the elastic wave filter according to the embodiment.
  • connection means not only direct connection with connection terminals and/or wiring conductors, but also electrical connection via other circuit elements. do. Also, “connected between A and B” means connected to A and B on a path connecting A and B.
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram of an elastic wave filter 1 according to an embodiment. As shown in the figure, the acoustic wave filter 1 includes input/output terminals 110 and 120, series arm resonators s1, s2 and s3, parallel arm resonators p21, p22 and p23, and a cancellation circuit 10. .
  • Each of the series arm resonators s1, s2, and s3 is an elastic wave resonator, and is arranged on a first path connecting the input/output terminal 110 (first terminal) and the input/output terminal 120 (second terminal).
  • Each of the parallel arm resonators p21, p22, and p23 is an elastic wave resonator, and is arranged between the node on the first path and the ground.
  • the cancellation circuit 10 is an example of a second circuit, and has longitudinally coupled elastic wave resonators 11 and 12 arranged on a second path connecting nodes n1 and n2. In other words, the cancellation circuit 10 is connected in parallel with at least part of the first path.
  • a node n1 is a node on the wiring connecting the series arm resonators s1 and s2, and a node n2 is a node on the wiring connecting the series arm resonator s3 and the input/output terminal 120.
  • Elastic wave resonators 11 and 12 are each an example of a first elastic wave resonator, and are arranged side by side in the elastic wave propagation direction.
  • Each of the elastic wave resonators 11 and 12 is an elastic wave resonator composed of an IDT electrode formed on a piezoelectric substrate.
  • the IDT electrodes constituting the elastic wave resonator 11 are composed of two comb-shaped electrodes facing each other, one comb-shaped electrode is connected to the node n1, and the other comb-shaped electrode is connected to the ground.
  • the IDT electrodes constituting the elastic wave resonator 12 are composed of two comb-shaped electrodes facing each other, one of which is connected to the node n2 and the other of which is connected to the ground.
  • a reflector may be arranged at a position adjacent to the elastic wave resonators 11 and 12 in the elastic wave propagation direction.
  • the cancellation circuit 10 may have a transversal type acoustic wave resonator that transmits a signal using surface wave propagation between the IDT electrodes instead of the acoustic wave type resonators 11 and 12. good.
  • the nodes n1 and n2 to which the cancellation circuit 10 is connected may be nodes on the first path and arranged via at least one series arm resonator.
  • the node n1 and the node n2 are two different nodes.
  • Two different nodes means that the two nodes are connected via an impedance element (inductor, capacitor, resistor, resonator, or the like).
  • the series arm resonators s1, s2 and s3, the parallel arm resonators p21, p22 and p23, and the elastic wave resonator 11 constitute a first circuit (filter circuit).
  • the anti-resonance frequency of the acoustic wave resonator 11 is located within the passband of the filter circuit.
  • the passband of the filter means (1) the standard band of the communication band applied to the filter, or (2) the lower cutoff frequency (f1L) of the filter and the higher cutoff frequency ( f1H) the frequency band below.
  • the low cutoff frequency f1L and the high cutoff frequency f1H are the low side frequency and the high side frequency at which the insertion loss increases by, for example, 3 dB compared to the minimum value of the insertion loss in the pass characteristics of the filter. .
  • the cancellation circuit 10 is capable of generating, in the elastic wave resonators 11 and 12, signals having substantially opposite phases to the signals in the predetermined frequency band that pass through the filter circuit. As a result, the cancellation circuit 10 can suppress signals in a predetermined frequency band flowing on the first path.
  • the cancellation circuit 10 can improve the attenuation in the predetermined attenuation band of the filter circuit.
  • the elastic wave resonator 11 can function as a parallel arm resonator of the filter circuit to be arranged between the node n1 and the ground, the number of parallel arm resonators of the filter circuit can be reduced. . Therefore, it is possible to realize a small elastic wave filter 1 with improved attenuation characteristics.
  • the resonance frequency of the elastic wave resonator 11 is located on the lower frequency side than the pass band of the filter circuit.
  • the resonance frequency of the elastic wave resonator 11 can be made to function as a parallel arm resonator for ensuring the attenuation amount on the low frequency side of the filter circuit.
  • the number of series arm resonators forming the elastic wave filter 1 may be one or more, and the number of parallel arm resonators forming the elastic wave filter 1 may be one or more. type filter.
  • FIG. 2A is a schematic diagram showing a first example of the structure of an acoustic wave resonator according to an embodiment, where (a) is a plan view and (b) and (c) are dashed-dotted lines shown in (a). It is a cross-sectional view in.
  • FIG. 2A illustrates an elastic wave resonator 100 having a basic structure of series arm resonators, parallel arm resonators, and elastic wave resonators that constitute the elastic wave filter 1 .
  • the elastic wave resonator 100 shown in FIG. 2A is for explaining a typical structure of an elastic wave resonator, and the number and length of the electrode fingers constituting the electrodes are Not limited.
  • the elastic wave resonator 100 is composed of a piezoelectric substrate 5 and comb electrodes 100a and 100b.
  • a pair of comb electrodes 100a and 100b facing each other are formed on the substrate 5 .
  • the comb-shaped electrode 100a is composed of a plurality of parallel electrode fingers 150a and busbar electrodes 160a connecting the plurality of electrode fingers 150a.
  • the comb-shaped electrode 100b is composed of a plurality of parallel electrode fingers 150b and a busbar electrode 160b connecting the plurality of electrode fingers 150b.
  • the plurality of electrode fingers 150a and 150b are formed along a direction orthogonal to the elastic wave propagation direction (X-axis direction).
  • the IDT (Inter Digital Transducer) electrode 54 which is composed of a plurality of electrode fingers 150a and 150b and bus bar electrodes 160a and 160b, includes an adhesion layer 540 and a main electrode layer 542, as shown in (b) of FIG. 2A. It has a laminated structure.
  • the adhesion layer 540 is a layer for improving adhesion between the substrate 5 and the main electrode layer 542, and is made of Ti, for example.
  • the film thickness of the adhesion layer 540 is, for example, 12 nm.
  • the material of the main electrode layer 542 is, for example, Al containing 1% Cu.
  • the film thickness of the main electrode layer 542 is, for example, 162 nm.
  • the protective layer 55 is formed to cover the comb electrodes 100a and 100b.
  • the protective layer 55 is a layer for the purpose of protecting the main electrode layer 542 from the external environment, adjusting frequency temperature characteristics, and increasing moisture resistance. is.
  • the thickness of the protective layer 55 is, for example, 25 nm.
  • the materials forming the adhesion layer 540, the main electrode layer 542 and the protective layer 55 are not limited to the materials described above.
  • the IDT electrode 54 may not have the laminated structure described above.
  • the IDT electrode 54 may be composed of, for example, metals or alloys such as Ti, Al, Cu, Pt, Au, Ag, and Pd, and may be composed of a plurality of laminates composed of the above metals or alloys. may Also, the protective layer 55 may not be formed.
  • the substrate 5 includes a high acoustic velocity supporting substrate 51, a low acoustic velocity film 52, and a piezoelectric film 53.
  • the high acoustic velocity supporting substrate 51, the low acoustic velocity film 52, and the piezoelectric film 53 are It has a structure laminated in this order.
  • the piezoelectric film 53 is, for example, a 50° Y-cut X-propagation LiTaO 3 piezoelectric single crystal or piezoelectric ceramics (a lithium tantalate single crystal cut along a plane normal to an axis rotated 50° from the Y axis with the X axis as the central axis, (or ceramics, single crystal or ceramics in which surface acoustic waves propagate in the X-axis direction).
  • the piezoelectric film 53 has a thickness of 600 nm, for example.
  • the material and cut angle of the piezoelectric single crystal used as the piezoelectric film 53 are appropriately selected according to the required specifications of each filter.
  • the high acoustic velocity support substrate 51 is a substrate that supports the low acoustic velocity film 52 , the piezoelectric film 53 and the IDT electrodes 54 .
  • the high acoustic velocity support substrate 51 is a substrate in which the acoustic velocity of bulk waves in the high acoustic velocity support substrate 51 is faster than acoustic waves such as surface waves and boundary waves propagating through the piezoelectric film 53, and surface acoustic waves are generated. It functions so that it is confined in the portion where the piezoelectric film 53 and the low sound velocity film 52 are laminated and does not leak below the high sound velocity support substrate 51 .
  • the high acoustic velocity support substrate 51 is, for example, a silicon substrate and has a thickness of, for example, 200 ⁇ m.
  • the low sound velocity film 52 is a film in which the sound velocity of the bulk wave in the low sound velocity film 52 is lower than that of the bulk wave propagating through the piezoelectric film 53 , and is arranged between the piezoelectric film 53 and the high sound velocity support substrate 51 . be.
  • This structure and the nature of the elastic wave to concentrate its energy in a low-temperature medium suppresses leakage of the surface acoustic wave energy to the outside of the IDT electrode.
  • the low-temperature velocity film 52 is, for example, a film mainly composed of silicon dioxide, and has a thickness of, for example, 670 nm.
  • the laminated structure of the substrate 5 it is possible to significantly increase the Q value at the resonance frequency and anti-resonance frequency compared to the conventional structure using a single layer piezoelectric substrate. That is, since an acoustic wave resonator with a high Q value can be configured, it is possible to configure a filter with a small insertion loss using the acoustic wave resonator.
  • the high acoustic velocity support substrate 51 has a structure in which a support substrate and a high acoustic velocity film having a higher acoustic velocity than elastic waves such as surface waves and boundary waves propagating through the piezoelectric film 53 are laminated.
  • the support substrate includes piezoelectric materials such as sapphire, lithium tantalate, lithium niobate, and quartz, alumina, magnesia, silicon nitride, aluminum nitride, silicon carbide, zirconia, cordierite, mullite, steatite, and fort.
  • the high acoustic velocity film includes aluminum nitride, aluminum oxide, silicon carbide, silicon nitride, silicon oxynitride, DLC film, diamond, media containing these materials as main components, and media containing mixtures of these materials as main components. etc., various high acoustic velocity materials can be used.
  • FIG. 2B is a cross-sectional view schematically showing a second example of the structure of the elastic wave resonator according to the embodiment.
  • the elastic wave resonator 100 shown in FIG. 2A shows an example in which the IDT electrodes 54 are formed on the substrate 5 having the piezoelectric film 53.
  • the substrate on which the IDT electrodes 54 are formed is shown in FIG. 2B.
  • the piezoelectric single crystal substrate 57 may be a single piezoelectric layer.
  • the piezoelectric single crystal substrate 57 is composed of, for example, a piezoelectric single crystal of LiNbO 3 .
  • the acoustic wave resonator 100 is composed of a piezoelectric single crystal substrate 57 of LiNbO 3 , an IDT electrode 54 , and a protective layer 55 formed on the piezoelectric single crystal substrate 57 and the IDT electrode 54 . ing.
  • the piezoelectric film 53 and the piezoelectric single crystal substrate 57 described above may be appropriately changed in laminated structure, material, cut angle, and thickness according to the required transmission characteristics of the elastic wave filter device. Even the elastic wave resonator 100 using the LiTaO 3 piezoelectric substrate having a cut angle other than the cut angle described above can produce the same effects as the elastic wave resonator 100 using the piezoelectric film 53 described above. .
  • the substrate on which the IDT electrodes 54 are formed may have a structure in which a supporting substrate, an energy trapping layer, and a piezoelectric film are laminated in this order.
  • An IDT electrode 54 is formed on the piezoelectric film.
  • the piezoelectric film is, for example, LiTaO 3 piezoelectric single crystal or piezoelectric ceramics.
  • the support substrate is the substrate that supports the piezoelectric film, the energy confinement layer, and the IDT electrodes 54 .
  • the energy confinement layer consists of one or more layers, and the velocity of the elastic bulk wave propagating through at least one layer is greater than the velocity of the elastic wave propagating near the piezoelectric film.
  • it may have a laminated structure of a low sound velocity layer and a high sound velocity layer.
  • the sound velocity layer is a film in which the sound velocity of bulk waves in the sound velocity layer is lower than the sound velocity of elastic waves propagating through the piezoelectric film.
  • the high acoustic velocity layer is a film in which the acoustic velocity of bulk waves in the high acoustic velocity layer is higher than the acoustic velocity of elastic waves propagating through the piezoelectric film.
  • the support substrate may be a high acoustic velocity layer.
  • the energy trapping layer may be an acoustic impedance layer having a configuration in which a low acoustic impedance layer with a relatively low acoustic impedance and a high acoustic impedance layer with a relatively high acoustic impedance are alternately laminated. .
  • the wavelength of the elastic wave resonator is defined by the wavelength ⁇ which is the repetition period of the plurality of electrode fingers 150a or 150b forming the IDT electrode 54 shown in (b) of FIG. 2A.
  • the electrode finger pitch is 1/2 of the wavelength ⁇
  • the line width of the electrode fingers 150a and 150b constituting the comb-shaped electrodes 100a and 100b is W
  • the space between the adjacent electrode fingers 150a and 150b is When the width is S, it is defined as (W+S).
  • the intersecting width L of the pair of comb-shaped electrodes 100a and 100b is the overlap of the electrode fingers 150a and 150b when viewed from the elastic wave propagation direction (X-axis direction).
  • each elastic wave resonator is the line width occupation ratio of the plurality of electrode fingers 150a and 150b, and is the ratio of the line width to the sum of the line width and space width of the plurality of electrode fingers 150a and 150b. and is defined as W/(W+S).
  • the height of the comb electrodes 100a and 100b is h.
  • parameters related to the shape of the IDT electrodes of the acoustic wave resonator such as the wavelength ⁇ , the electrode finger pitch, the crossing width L, the electrode duty, and the height h of the IDT electrodes 54, are defined as electrode parameters.
  • FIG. 3 is a circuit configuration diagram explaining the basic operating principle of a ladder-type elastic wave filter and a graph showing frequency characteristics.
  • the principle of operation shown in FIG. 3 indicates the principle of operation of the filter circuit of the acoustic wave filter 1 according to the embodiment.
  • the acoustic wave filter shown in (a) of FIG. 3 is a basic ladder-type filter composed of one series arm resonator 16 and one parallel arm resonator 26 .
  • the parallel arm resonator 26 has a resonance frequency frp and an anti-resonance frequency fap (>frp) in resonance characteristics.
  • the series arm resonator 16 has a resonance frequency frs and an anti-resonance frequency fas (>frs>frp) in resonance characteristics.
  • the anti-resonance frequency fap of the parallel arm resonator 26 and the resonance frequency frs of the series arm resonator 16 are brought close to each other.
  • the vicinity of the resonance frequency frp where the impedance of the parallel arm resonator 26 approaches 0 becomes a low-frequency side stopband (low-frequency side attenuation band).
  • the impedance of the parallel arm resonator 26 increases near the anti-resonance frequency fap, and the impedance of the series arm resonator 16 approaches zero near the resonance frequency frs.
  • the signal path from the input/output terminal 110 to the input/output terminal 120 forms a signal passband (passband) in the vicinity of the anti-resonance frequency fap to the resonance frequency frs.
  • This makes it possible to form a passband that reflects the electrode parameters and the electromechanical coupling coefficient of the elastic wave resonator.
  • the impedance of the series arm resonator 16 becomes higher and becomes a high-frequency side stopband (high-frequency side attenuation band).
  • the acoustic wave filter having the above operating principle, when a high-frequency signal is input from the input/output terminal 110, a potential difference is generated between the input/output terminal 110 and the reference terminal. waves are generated.
  • the wavelength ⁇ of the IDT electrode 54 and the wavelength of the passband only high-frequency signals having frequency components to be passed pass through the elastic wave filter.
  • the number of resonance stages composed of parallel arm resonators and series arm resonators is appropriately optimized according to the required specifications.
  • the anti-resonance frequency fap of the plurality of parallel arm resonators and the resonance frequency frs of the plurality of series arm resonators are set within or near the passband. Deploy.
  • the resonance frequencies frp of the plurality of parallel arm resonators are arranged in the low frequency side stopband, and the antiresonance frequencies fas of the plurality of series arm resonators are arranged in the high frequency side stopband.
  • FIG. 4 is a circuit configuration diagram of an elastic wave filter 500 according to Comparative Example 1.
  • the circuit configuration of the elastic wave filter 1 according to the embodiment is the same as the circuit configuration shown in FIG.
  • reflectors are arranged at positions adjacent to the acoustic wave resonators 11 and 12 in the acoustic wave propagation direction.
  • elastic wave filter 500 according to Comparative Example 1 includes input/output terminals 110 and 120, series arm resonators s1, s2 and s3, parallel arm resonators p1, p21, p22 and p23, Prepare.
  • the elastic wave filter 500 according to Comparative Example 1 differs from the elastic wave filter 1 according to the embodiment in that a parallel arm resonator p1 is arranged instead of the canceling circuit 10 .
  • the elastic wave filter 500 according to Comparative Example 1 is a ladder-type elastic wave filter that does not have a cancellation circuit.
  • Table 1 shows the main parameters of the elastic wave filters according to the example and comparative example 1.
  • the parameters listed in Table 1 are examples, and are not limited to the numerical values shown in Table 1.
  • the acoustic wave resonators 11 and 12 constituting the canceling circuit 10 and the electrode finger pitches of the reflectors may be different.
  • the logarithmic magnitude relationship of the elastic wave resonators 11 and 12 may be reversed.
  • the cancellation signal of substantially opposite phase generated by the cancellation circuit 10 is much smaller than the passband signal passing through the first path, the logarithm of the elastic wave resonator 12 on the side from which the cancellation signal is taken out is the elastic wave resonance It is desirable to be less than the logarithm of child 11 .
  • FIG. 5 is a graph comparing the pass characteristics of the elastic wave filter 1 according to the example and the elastic wave filter 500 according to the comparative example 1.
  • FIG. The figure shows the pass characteristic between the input/output terminal 110 and the input/output terminal 120 of the elastic wave filter 1 (insertion loss: solid line), and the pass characteristic between the input/output terminal 110 and the input/output terminal 120 of the elastic wave filter 500 (insertion loss: solid line).
  • loss coarse broken line
  • reflection characteristics reflection loss: fine broken line
  • the pass characteristics of the elastic wave filter 1 according to Example and the elastic wave filter 500 according to Comparative Example 1 are both low loss in the pass band (699-716 MHz), and the significant difference is can not see. It is understood that this is because the elastic wave resonator 11 of the elastic wave filter 1 has the same function as the parallel arm resonator p1 of the elastic wave filter 500 . That is, as shown in the reflection characteristics of the elastic wave resonator 11, the anti-resonance frequency at which the reflection loss is maximum is located within the passband of the elastic wave filter 1, and the resonance frequency at which the reflection loss is at a minimum. The frequency is located on the lower frequency side than the pass band of the elastic wave filter 1 . In other words, the elastic wave resonator 11 functions as a parallel arm resonator that constitutes the ladder-type elastic wave filter 1 .
  • the elastic wave filter 1 is more elastic. Attenuation is greater than that of wave filter 500 . This is because the cancellation circuit 10 included in the acoustic wave filter 1 generates a cancellation signal having substantially the opposite phase to the signal in the attenuation band passing through the first path, and suppresses the signal in the attenuation band passing through the first path. It is understood that
  • FIG. 6 is a circuit configuration diagram of an acoustic wave filter 600 according to Comparative Example 2.
  • elastic wave filter 600 according to Comparative Example 2 includes input/output terminals 110 and 120, series arm resonators s1, s2 and s3, parallel arm resonators p1, p21, p22 and p23, and a cancellation circuit 610 .
  • the elastic wave filter 600 according to Comparative Example 2 differs from the elastic wave filter 1 according to the embodiment in that a parallel arm resonator p1 and a canceling circuit 610 are arranged instead of the canceling circuit 10 .
  • the elastic wave filter 600 according to Comparative Example 2 differs from the elastic wave filter 500 according to Comparative Example 1 in that a cancellation circuit 610 is added.
  • the cancellation circuit 610 is an example of an additional circuit, and has longitudinally coupled elastic wave resonators 611 and 612 arranged on the second path connecting the nodes n1 and n2. Acoustic wave resonators 611 and 612 are juxtaposed in the acoustic wave propagation direction.
  • Each of the elastic wave resonators 611 and 612 is an elastic wave resonator composed of an IDT electrode formed on a piezoelectric substrate.
  • the IDT electrodes forming the acoustic wave resonator 611 are composed of two comb-shaped electrodes facing each other, one of which is connected to the node n1 and the other of which is grounded.
  • the IDT electrodes constituting the elastic wave resonator 612 are composed of two comb-shaped electrodes facing each other, one of which is connected to the node n2 and the other of which is grounded.
  • the anti-resonant frequencies of elastic wave resonators 611 and 612 are located outside the passband of the filter circuit.
  • the cancellation circuit 610 generates, in the elastic wave resonators 611 and 612, cancellation signals that are substantially opposite in phase to the signal in the predetermined frequency band that passes through the filter circuit.
  • the cancellation circuit 610 can suppress the signal in the predetermined frequency band flowing on the first path and improve the attenuation in the predetermined attenuation band of the filter circuit.
  • the pass characteristic between the input/output terminal 110 and the input/output terminal 120 of the acoustic wave filter 600 according to Comparative Example 2 is similar to the pass characteristic between the input/output terminal 110 and the input/output terminal 120 of the acoustic wave filter 1 shown in FIG. It will be the same.
  • the anti-resonant frequency of the elastic wave resonators forming the canceling circuit is not arranged within the pass band of the elastic wave filter.
  • the anti-resonant frequency of the elastic wave resonator 11 forming the cancel circuit 10 is arranged within the passband of the elastic wave filter 1 .
  • the elastic wave resonator 11 functions as a parallel arm resonator of the ladder filter.
  • the wiring connecting the cancellation circuit 10 and the first path is used only for extracting the cancellation signal. can be reduced while suppressing unnecessary signals flowing through the first path.
  • the elastic wave filter 1 according to the embodiment can omit at least one parallel arm resonator as compared with the elastic wave filter 600 according to the comparative example 2, so that the attenuation characteristic in the predetermined frequency band can be improved. , miniaturization can be achieved.
  • the elastic wave filter 1 not only the elastic wave resonator 11 but also the elastic wave resonator 12 may function as parallel arm resonators of the ladder filter. That is, the antiresonant frequency of the elastic wave resonator 12 may be positioned within the passband of the filter circuit. That is, in the elastic wave filter 1, each of the plurality of elastic wave resonators forming the canceling circuit 10 may function as a parallel arm resonator.
  • the number of parallel-arm resonators in the ladder-type filter circuit can be further reduced, thereby promoting further miniaturization.
  • cancellation signals having substantially opposite phases can be output from a plurality of nodes, the attenuation characteristics of the filter circuit can be improved with high accuracy.
  • the elastic wave filter 1 when the elastic wave resonator 12 functions as a parallel arm resonator of the ladder type filter, the node on the wiring connecting the series arm resonator s3 and the input/output terminal 120 Two parallel arm resonators are connected to n2. That is, the elastic wave filter 1 may have a plurality of parallel arm resonators connected to the node n2, and one of the plurality of parallel arm resonators may function as a longitudinally coupled elastic wave resonator.
  • the attenuation in the attenuation band on the lower frequency side than the pass band of the filter circuit can be increased.
  • FIG. 7 is a circuit configuration diagram of an elastic wave filter 1A according to Modification 1.
  • the acoustic wave filter 1A according to Modification 1 includes input/output terminals 110 and 120, series arm resonators s1, s2 and s3, parallel arm resonators p21, p22 and p23, and a cancellation circuit. 10 and a capacitive element C1.
  • the elastic wave filter 1A according to this modification differs from the elastic wave filter 1 according to the embodiment in that a capacitive element C1 is added.
  • descriptions of the same configurations as those of the elastic wave filter 1 according to the embodiment will be omitted, and different configurations will be mainly described.
  • the cancellation circuit 10 has elastic wave resonators 11 and 12 arranged on the second path connecting the nodes n1 and n2.
  • the capacitive element C1 is an example of a reactance element, and is connected between the elastic wave resonator 12 and the node n2.
  • the capacitive element C1 can adjust the amplitude and phase of the cancel signal generated by the cancel circuit 10 by adjusting the impedance when the cancel circuit 10 is viewed from the node n2.
  • the IDT electrodes constituting the elastic wave resonator 11 are composed of two comb-shaped electrodes facing each other, one of which is connected to the node n1 and the other of which is connected to the ground.
  • the IDT electrodes constituting the elastic wave resonator 12 are composed of two comb-shaped electrodes facing each other. One comb-shaped electrode is connected to one end of the capacitive element C1, and the other comb-shaped electrode is connected to the ground. ing. The other end of the capacitive element C1 is connected to the node n2.
  • the phase and amplitude of the cancellation signal generated by the cancellation circuit 10 can be adjusted by the capacitive element C1, so the attenuation characteristics of the elastic wave filter 1A can be improved with high accuracy.
  • the capacitive element C1 may be connected between the elastic wave resonator 11 and the node n1, or between the elastic wave resonator 11 and the node n1 and between the elastic wave resonator 12 and the node n2. You may arrange
  • FIG. 8 is a circuit configuration diagram of an elastic wave filter 1B according to Modification 2.
  • an acoustic wave filter 1B according to Modification 2 includes input/output terminals 110 and 120, series arm resonators s1, s2 and s3, parallel arm resonators p21, p22 and p23, and a cancellation circuit. 10B and.
  • the elastic wave filter 1B according to this modification differs from the elastic wave filter 1 according to the embodiment in the circuit configuration of the cancellation circuit 10B.
  • the elastic wave filter 1B according to the modified example 2 will be described with a focus on the different configurations, omitting the same configurations as those of the elastic wave filter 1 according to the embodiment.
  • the cancellation circuit 10B is an example of an additional circuit, and has three acoustic wave resonators 13, 14 and 15 arranged on a second path connecting nodes n1 and n2.
  • the elastic wave resonators 13, 14 and 15 are examples of first elastic wave resonators, respectively, and are arranged side by side in this order in the elastic wave propagation direction.
  • Each of the elastic wave resonators 13, 14 and 15 is an elastic wave resonator composed of an IDT electrode formed on a piezoelectric substrate.
  • the IDT electrodes that constitute the elastic wave resonator 14 are composed of two comb-shaped electrodes facing each other, one of which is connected to the node n1 and the other of which is connected to the ground.
  • the IDT electrodes constituting the elastic wave resonator 13 are composed of two comb-shaped electrodes facing each other, one of which is connected to the node n2 and the other of which is connected to the ground.
  • the IDT electrodes constituting the acoustic wave resonator 15 are composed of two comb-shaped electrodes facing each other, one of which is connected to the node n2 and the other of which is connected to the ground.
  • a reflector may be arranged at a position adjacent to the elastic wave resonators 13 to 15 in the elastic wave propagation direction.
  • the cancellation circuit 10B can generate a cancellation signal having substantially the opposite phase to the high-frequency signal in the predetermined attenuation band flowing through the filter circuit, so that the attenuation characteristic of the acoustic wave filter 1B is further improved. can.
  • FIG. 9 is a diagram for explaining the relationship of the IDT pitches of the longitudinally coupled acoustic wave resonators, the parallel arm resonators, and the series arm resonators of the elastic wave filter 1 according to the embodiment.
  • the anti-resonance frequencies fas of the series arm resonators s1, s2 and s3 are positioned closer to the high frequency side than the pass band of the filter circuit. Among them, the closer the anti-resonance frequency fas is to the passband of the series arm resonator, the larger the IDT pitch.
  • the anti-resonance frequencies fap of the plurality of parallel arm resonators p21, p22 and p23 are located within the passband of the filter circuit.
  • the parallel arm resonator having the antiresonance frequency fap located on the lower frequency side has a larger IDT pitch.
  • At least one antiresonance frequency of the plurality of elastic wave resonators 11 and 12 is the lowest antiresonance frequency among the antiresonance frequencies of the plurality of parallel arm resonators and the antiresonance frequency of the plurality of series arm resonators. It is desirable to be positioned between the lowest anti-resonant frequency among the frequencies.
  • the electrode finger pitch of the IDT electrodes of at least one of the acoustic wave resonators 11 and 12 is the series arm resonator having the lowest antiresonance frequency (fas) among the series arm resonators s1, s2, and s3. is equal to or greater than the electrode finger pitch of the IDT electrodes of and is equal to or less than the electrode finger pitch of the IDT electrodes of the parallel arm resonator having the lowest antiresonance frequency (fap) among the plurality of parallel arm resonators p21, p22, and p23. It is desirable to have
  • the cancellation circuit 10 can improve the attenuation in a predetermined attenuation band of the filter circuit, and at least one of the elastic wave resonators 11 and 12 can function as a parallel arm resonator of the filter circuit. Therefore, the number of parallel arm resonators in the filter circuit can be reduced. Therefore, it is possible to realize a small elastic wave filter 1 with improved attenuation characteristics.
  • the IDT pitch of each acoustic wave resonator is the average of the pitches of two adjacent electrode fingers in the IDT electrodes that constitute the acoustic wave resonator.
  • the averaged IDT pitch is obtained, for example, by dividing the dimension of the IDT electrode in the elastic wave propagation direction by the number of electrode fingers.
  • Acoustic wave filter 1 is connected in parallel with a filter circuit connected to input/output terminals 110 and 120 and at least part of a first path connecting input/output terminals 110 and 120. and a cancellation circuit 10, wherein the filter circuit includes one or more series arm resonators arranged on the first path and one or more parallel arm resonators arranged between the first path and the ground. , and the cancellation circuit 10 has longitudinally coupled elastic wave resonators 11 and 12 juxtaposed in the elastic wave propagation direction, and at least one of the elastic wave resonators 11 and 12 is grounded. and the at least one antiresonant frequency is located within the passband of the filter circuit.
  • the cancellation circuit 10 can improve the attenuation in the predetermined attenuation band of the filter circuit.
  • At least one of the elastic wave resonators 11 and 12 can function as a parallel arm resonator to be arranged between the node n1 of the filter circuit and the ground. You can reduce the number of children. Therefore, it is possible to realize a small elastic wave filter 1 with improved attenuation characteristics.
  • At least one resonance frequency of the elastic wave resonators 11 and 12 may be located on the lower frequency side than the pass band of the filter circuit.
  • At least one of the elastic wave resonators 11 and 12 can be made to function as a parallel arm resonator of the filter circuit, so that the attenuation amount of the attenuation band on the low frequency side of the filter circuit can be improved.
  • At least one of the elastic wave resonators 11 and 12 may be one of one or more parallel arm resonators forming a filter circuit.
  • the elastic wave filter 1 can be miniaturized.
  • the elastic wave resonators 11 and 12 may constitute elastic wave resonators.
  • the cancellation circuit it becomes easy for the cancellation circuit to generate a high-frequency signal having substantially the opposite phase to the high-frequency signal in the predetermined attenuation band flowing through the filter circuit, and the high-frequency signal in the predetermined attenuation band flowing in the filter circuit can be effectively canceled. can be suppressed to
  • the cancellation circuit 10B may be composed of three longitudinally coupled elastic wave resonators.
  • the cancellation circuit 10B can generate a high-frequency signal having substantially the opposite phase to the high-frequency signal in a predetermined attenuation band flowing through the filter circuit, so that the attenuation characteristic of the filter circuit can be further improved.
  • the acoustic wave filter 1A according to Modification 1 may further have a reactance element connected to either one of the acoustic wave resonators 11 and 12.
  • the reactance element can adjust the amplitude of the substantially antiphase signal generated by the cancellation circuit 10, so that the attenuation characteristic of the filter circuit can be improved with high accuracy.
  • the filter circuit may have a plurality of parallel arm resonators connected to the same node, and one of the plurality of parallel arm resonators may be the elastic wave resonator 12. .
  • the attenuation in the attenuation band on the lower frequency side than the pass band of the filter circuit can be increased.
  • the filter circuit has one or more series arm resonators and a plurality of parallel arm resonators arranged on the first path, and each of the acoustic wave resonators 11 and 12 is located within the passband of the filter circuit, and each of the acoustic wave resonators 11 and 12 may be one of the plurality of parallel arm resonators.
  • the number of parallel-arm resonators in the ladder-type filter circuit can be further reduced, thereby promoting further miniaturization.
  • cancellation signals having substantially opposite phases can be output from a plurality of nodes, the attenuation characteristics of the filter circuit can be improved with high accuracy.
  • the filter circuit has a plurality of series arm resonators and a plurality of parallel arm resonators arranged on the first path, the elastic wave resonators 11 and 12, a plurality of Each of the series arm resonator and the plurality of parallel arm resonators has an IDT electrode formed on a piezoelectric substrate. and a pair of comb-shaped electrodes each including a plurality of electrode fingers arranged in parallel with each other and a busbar electrode connecting one ends of the electrode fingers forming the plurality of electrode fingers.
  • the electrode finger pitch of one IDT electrode is equal to or greater than the electrode finger pitch of the IDT electrode of the series arm resonator having the lowest antiresonance frequency among the plurality of series arm resonators, and the electrode finger pitch of the IDT electrodes of the plurality of parallel arm resonators is It may be equal to or less than the electrode finger pitch of the IDT electrodes of the parallel arm resonator having the lowest antiresonance frequency.
  • the cancellation circuit 10 can improve the attenuation in a predetermined attenuation band of the filter circuit, and at least one of the elastic wave resonators 11 and 12 can function as a parallel arm resonator of the filter circuit. Therefore, the number of parallel arm resonators in the filter circuit can be reduced. Therefore, it is possible to realize a small elastic wave filter 1 with improved attenuation characteristics.
  • the elastic wave filter has been described above with reference to the embodiments, the elastic wave filter of the present invention is not limited to the above embodiments. Another embodiment realized by combining arbitrary constituent elements in the above embodiment, and a modification obtained by applying various modifications that a person skilled in the art can think of without departing from the scope of the present invention to the above embodiment, the present invention also includes various devices incorporating the acoustic wave filters according to the above-described embodiments.
  • the elastic wave resonators constituting the elastic wave filter according to the above-described embodiment are, for example, the surface acoustic wave (SAW) resonators described above. Includes waves.
  • SAW surface acoustic wave
  • the elastic wave resonators forming the elastic wave filter according to the above embodiment may be resonators using BAW (Bulk Acoustic Wave), for example.
  • BAW Bulk Acoustic Wave
  • an inductor or a capacitor may be connected between each component.
  • the inductor may include a wiring inductor that is a wiring that connects each component.
  • the present invention can be widely used in communication equipment such as mobile phones as a low-loss, high-attenuation elastic wave filter applicable to multi-band and multi-mode frequency standards.

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Abstract

弾性波フィルタ（１）は、入出力端子（１１０および１２０）に接続されたフィルタ回路と、入出力端子（１１０）と入出力端子（１２０）とを結ぶ第１経路の少なくとも一部と並列に接続されたキャンセル回路（１０）と、を備え、フィルタ回路は、第１経路上に配置された１以上の直列腕共振子と、第１経路とグランドとの間に配置された１以上の並列腕共振子と、を有し、キャンセル回路（１０）は、弾性波伝搬方向に並置された弾性波共振子（１１および１２）を有し、弾性波共振子（１１および１２）の少なくとも１つはグランドに接続されており、かつ当該少なくとも１つの反共振周波数は、フィルタ回路の通過帯域内に位置している。

Description

弾性波フィルタ
　本発明は、弾性波フィルタに関する。
　特許文献１には、送信側フィルタおよび受信側フィルタを備えるマルチプレクサの回路構成が開示されている。送信側フィルタの入出力端子には、送信側フィルタを流れる所定の周波数帯域の成分を相殺するための付加回路が接続されている。これによれば、送信側フィルタの所定の周波数帯域における減衰特性を改善できる。
特開２０１８－７４５３９号公報
　しかしながら、特許文献１に記載されたマルチプレクサでは、送信側フィルタの減衰特性は改善されるが、送信側フィルタおよび受信側フィルタとは別個に付加回路が配置されているので、送信側フィルタおよびマルチプレクサが大型化してしまう。
　そこで、本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、減衰特性を改善しつつ小型化された弾性波フィルタを提供することを目的とする。
　本発明の一態様に係る弾性波フィルタは、第１端子および第２端子に接続された第１回路と、第１端子と第２端子とを結ぶ第１経路の少なくとも一部と並列に接続された第２回路と、を備え、第１回路は、第１経路上に配置された１以上の直列腕共振子と、第１経路とグランドとの間に配置された１以上の並列腕共振子と、を有し、第２回路は、弾性波伝搬方向に並置された複数の第１弾性波共振子を有し、複数の第１弾性波共振子の少なくとも１つはグランドに接続されており、かつ当該少なくとも１つの反共振周波数は、第１回路の通過帯域内に位置している。
　本発明によれば、減衰特性を改善しつつ小型化された弾性波フィルタを提供することが可能となる。
図１は、実施の形態に係る弾性波フィルタの回路構成図である。 図２Ａは、実施の形態に係る弾性波共振子の構造の第１例を表す平面図および断面図である。 図２Ｂは、実施の形態に係る弾性波共振子の構造の第２例を表す断面図である。 図３は、ラダー型の弾性波フィルタの基本的な動作原理を説明する回路構成図および周波数特性を表すグラフである。 図４は、比較例１に係る弾性波フィルタの回路構成図である。 図５は、実施例および比較例に係る弾性波フィルタの通過特性を比較したグラフである。 図６は、比較例２に係る弾性波フィルタの回路構成図である。 図７は、変形例１に係る弾性波フィルタの回路構成図である。 図８は、変形例２に係る弾性波フィルタの回路構成図である。 図９は、実施の形態に係る弾性波フィルタの縦結合型弾性波共振子、並列腕共振子、および直列腕共振子のＩＤＴピッチの関係を説明する図である。
　以下、本発明の実施の形態について、実施例および図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施例は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施例で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置および接続形態などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。以下の実施例における構成要素のうち、独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。また、図面に示される構成要素の大きさまたは大きさの比は、必ずしも厳密ではない。
　また、本開示において、「接続される」とは、接続端子および／または配線導体で直接接続される場合だけでなく、他の回路素子を介して電気的に接続される場合も含むことを意味する。また、「ＡとＢとの間に接続される」とは、ＡおよびＢを結ぶ経路上でＡおよびＢと接続されることを意味する。
　（実施の形態）
　［１．弾性波フィルタ１の回路構成］
　図１は、実施の形態に係る弾性波フィルタ１の回路構成図である。同図に示すように、弾性波フィルタ１は、入出力端子１１０および１２０と、直列腕共振子ｓ１、ｓ２およびｓ３と、並列腕共振子ｐ２１、ｐ２２およびｐ２３と、キャンセル回路１０と、を備える。
　直列腕共振子ｓ１、ｓ２およびｓ３のそれぞれは、弾性波共振子であり、入出力端子１１０（第１端子）と入出力端子１２０（第２端子）とを結ぶ第１経路上に配置されている。
　並列腕共振子ｐ２１、ｐ２２およびｐ２３のそれぞれは、弾性波共振子であり、上記第１経路上のノードとグランドとの間に配置されている。
　キャンセル回路１０は、第２回路の一例であり、ノードｎ１およびノードｎ２を結ぶ第２経路上に配置された縦結合型の弾性波共振子１１および１２を有している。言い換えれば、キャンセル回路１０は、第１経路の少なくとも一部と並列に接続されている。ノードｎ１は、直列腕共振子ｓ１と直列腕共振子ｓ２とを結ぶ配線上のノードであり、ノードｎ２は、直列腕共振子ｓ３と入出力端子１２０とを結ぶ配線上のノードである。弾性波共振子１１および１２は、それぞれ、第１弾性波共振子の一例であり、弾性波伝搬方向に並置されている。弾性波共振子１１および１２のそれぞれは、圧電性を有する基板上に形成されたＩＤＴ電極で構成された弾性波共振子である。弾性波共振子１１を構成するＩＤＴ電極は、互いに対向する２つの櫛形電極で構成されており、一方の櫛形電極はノードｎ１に接続され、他方の櫛形電極はグランドに接続されている。また、弾性波共振子１２を構成するＩＤＴ電極は、互いに対向する２つの櫛形電極で構成されており、一方の櫛形電極はノードｎ２に接続され、他方の櫛形電極はグランドに接続されている。
　なお、弾性波共振子１１および１２の弾性波伝搬方向に隣接する位置に、反射器が配置されていてもよい。
　また、キャンセル回路１０は、弾性波型共振子１１および１２の代わりに、ＩＤＴ電極間での表面波の伝搬を利用して信号を伝達するトランスバーサル型の弾性波共振子を有していてもよい。
　なお、キャンセル回路１０が接続されるノードｎ１およびｎ２は、上記第１経路上のノードであって、少なくとも１つの直列腕共振子を介して配置されていればよい。
　なお、本実施の形態において、ノードｎ１とノードｎ２とは、異なる２つのノードである。異なる２つのノードとは、当該２つのノードがインピーダンス素子（インダクタ、キャパシタ、抵抗または共振子など）を介して接続されていることを意味する。
　弾性波フィルタ１において、直列腕共振子ｓ１、ｓ２およびｓ３、並列腕共振子ｐ２１、ｐ２２およびｐ２３、ならびに、弾性波共振子１１は、第１回路（フィルタ回路）を構成している。弾性波共振子１１の反共振周波数は、上記フィルタ回路の通過帯域内に位置している。
　なお、本実施の形態において、フィルタの通過帯域とは、（１）フィルタに適用される通信バンドの規格帯域、または、（２）フィルタの低域遮断周波数（ｆ１Ｌ）以上かつ高域遮断周波数（ｆ１Ｈ）以下の周波数帯域、のいずれかであると定義される。なお、低域遮断周波数ｆ１Ｌおよび高域遮断周波数ｆ１Ｈは、それぞれ、フィルタの通過特性において挿入損失の最小値に比べて、例えば３ｄＢだけ挿入損失が大きくなる低域側周波数および高域側周波数である。
　キャンセル回路１０は、フィルタ回路を通過する所定の周波数帯域の信号と略逆位相の信号を弾性波共振子１１および１２において生成することが可能である。これにより、キャンセル回路１０は、第１経路上を流れる所定の周波数帯域の信号を抑制することが可能となる。
　弾性波フィルタ１の上記構成によれば、キャンセル回路１０により、フィルタ回路の所定の減衰帯域の減衰量を改善できる。また、弾性波共振子１１を、ノードｎ１とグランドとの間に配置されるべきフィルタ回路の並列腕共振子として機能させることが可能となるので、フィルタ回路の並列腕共振子の数を削減できる。よって、減衰特性が改善された小型の弾性波フィルタ１を実現できる。
　さらに、弾性波フィルタ１において、弾性波共振子１１の共振周波数は、フィルタ回路の通過帯域よりも低周波側に位置していることが望ましい。
　これによれば、弾性波共振子１１の共振周波数を、フィルタ回路の低周波側の減衰量を確保するための並列腕共振子として機能させることができる。
　なお、弾性波フィルタ１を構成する直列腕共振子は１以上であればよく、また、弾性波フィルタ１を構成する並列腕共振子は１以上であればよく、弾性波フィルタ１は、いわゆるラダー型のフィルタであればよい。
　ここで、直列腕共振子ｓ１、ｓ２およびｓ３、並列腕共振子ｐ２１、ｐ２２およびｐ２３、ならびに弾性波共振子１１および１２の基本構造について説明する。
　［２．弾性波共振子の構造］
　図２Ａは、実施の形態に係る弾性波共振子の構造の第１例を表す概略図であり、（ａ）は平面図、（ｂ）および（ｃ）は、（ａ）に示した一点鎖線における断面図である。図２Ａには、弾性波フィルタ１を構成する直列腕共振子、並列腕共振子および弾性波共振子の基本構造を有する弾性波共振子１００が例示されている。なお、図２Ａに示された弾性波共振子１００は、弾性波共振子の典型的な構造を説明するためのものであって、電極を構成する電極指の本数および長さなどは、これに限定されない。
　弾性波共振子１００は、圧電性を有する基板５と、櫛形電極１００ａおよび１００ｂとで構成されている。
　図２Ａの（ａ）に示すように、基板５の上には、互いに対向する一対の櫛形電極１００ａおよび１００ｂが形成されている。櫛形電極１００ａは、互いに平行な複数の電極指１５０ａと、複数の電極指１５０ａを接続するバスバー電極１６０ａとで構成されている。また、櫛形電極１００ｂは、互いに平行な複数の電極指１５０ｂと、複数の電極指１５０ｂを接続するバスバー電極１６０ｂとで構成されている。複数の電極指１５０ａおよび１５０ｂは、弾性波伝搬方向（Ｘ軸方向）と直交する方向に沿って形成されている。
　また、複数の電極指１５０ａおよび１５０ｂ、ならびに、バスバー電極１６０ａおよび１６０ｂで構成されるＩＤＴ（ＩｎｔｅｒＤｉｇｉｔａｌ　Ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ）電極５４は、図２Ａの（ｂ）に示すように、密着層５４０と主電極層５４２との積層構造となっている。
　密着層５４０は、基板５と主電極層５４２との密着性を向上させるための層であり、材料として、例えば、Ｔｉが用いられる。密着層５４０の膜厚は、例えば、１２ｎｍである。
　主電極層５４２は、材料として、例えば、Ｃｕを１％含有したＡｌが用いられる。主電極層５４２の膜厚は、例えば１６２ｎｍである。
　保護層５５は、櫛形電極１００ａおよび１００ｂを覆うように形成されている。保護層５５は、主電極層５４２を外部環境から保護する、周波数温度特性を調整する、および、耐湿性を高めるなどを目的とする層であり、例えば、二酸化ケイ素を主成分とする誘電体膜である。保護層５５の厚さは、例えば２５ｎｍである。
　なお、密着層５４０、主電極層５４２および保護層５５を構成する材料は、上述した材料に限定されない。さらに、ＩＤＴ電極５４は、上記積層構造でなくてもよい。ＩＤＴ電極５４は、例えば、Ｔｉ、Ａｌ、Ｃｕ、Ｐｔ、Ａｕ、Ａｇ、Ｐｄなどの金属または合金から構成されてもよく、また、上記の金属または合金から構成される複数の積層体から構成されてもよい。また、保護層５５は、形成されていなくてもよい。
　次に、基板５の積層構造について説明する。
　図２Ａの（ｃ）に示すように、基板５は、高音速支持基板５１と、低音速膜５２と、圧電膜５３とを備え、高音速支持基板５１、低音速膜５２および圧電膜５３がこの順で積層された構造を有している。
　圧電膜５３は、例えば５０°ＹカットＸ伝搬ＬｉＴａＯ３圧電単結晶または圧電セラミックス（Ｘ軸を中心軸としてＹ軸から５０°回転した軸を法線とする面で切断したリチウムタンタレート単結晶、またはセラミックスであって、Ｘ軸方向に弾性表面波が伝搬する単結晶またはセラミックス）からなる。圧電膜５３は、例えば、厚みが６００ｎｍである。なお、各フィルタの要求仕様により、圧電膜５３として使用される圧電単結晶の材料およびカット角が適宜選択される。
　高音速支持基板５１は、低音速膜５２、圧電膜５３ならびにＩＤＴ電極５４を支持する基板である。高音速支持基板５１は、さらに、圧電膜５３を伝搬する表面波および境界波などの弾性波よりも、高音速支持基板５１中のバルク波の音速が高速となる基板であり、弾性表面波を圧電膜５３および低音速膜５２が積層されている部分に閉じ込め、高音速支持基板５１より下方に漏れないように機能する。高音速支持基板５１は、例えば、シリコン基板であり、厚みは、例えば２００μｍである。
　低音速膜５２は、圧電膜５３を伝搬するバルク波よりも、低音速膜５２中のバルク波の音速が低速となる膜であり、圧電膜５３と高音速支持基板５１との間に配置される。この構造と、弾性波が本質的に低音速な媒質にエネルギーが集中するという性質とにより、弾性表面波エネルギーのＩＤＴ電極外への漏れが抑制される。低音速膜５２は、例えば、二酸化ケイ素を主成分とする膜であり、厚みは、例えば６７０ｎｍである。
　なお、基板５の上記積層構造によれば、圧電基板を単層で使用している従来の構造と比較して、共振周波数および反共振周波数におけるＱ値を大幅に高めることが可能となる。すなわち、Ｑ値が高い弾性波共振子を構成し得るので、当該弾性波共振子を用いて、挿入損失が小さいフィルタを構成することが可能となる。
　なお、高音速支持基板５１は、支持基板と、圧電膜５３を伝搬する表面波および境界波などの弾性波よりも、伝搬するバルク波の音速が高速となる高音速膜とが積層された構造を有していてもよい。この場合、支持基板には、サファイア、リチウムタンタレート、リチウムニオベイト、および水晶等の圧電体、アルミナ、マグネシア、窒化ケイ素、窒化アルミニウム、炭化ケイ素、ジルコニア、コージライト、ムライト、ステアタイト、およびフォルステライト等の各種セラミック、ガラス等の誘電体、シリコンおよび窒化ガリウム等の半導体、ならびに樹脂基板等を用いることができる。また、高音速膜には、窒化アルミニウム、酸化アルミニウム、炭化ケイ素、窒化ケイ素、酸窒化ケイ素、ＤＬＣ膜、ダイヤモンド、これらの材料を主成分とする媒質、これらの材料の混合物を主成分とする媒質等、様々な高音速材料を用いることができる。
　また、図２Ｂは、実施の形態に係る弾性波共振子の構造の第２例を模式的に表す断面図である。図２Ａに示した弾性波共振子１００では、ＩＤＴ電極５４が、圧電膜５３を有する基板５上に形成された例を示したが、当該ＩＤＴ電極５４が形成される基板は、図２Ｂに示すように、圧電体層の単層からなる圧電単結晶基板５７であってもよい。圧電単結晶基板５７は、例えば、ＬｉＮｂＯ３の圧電単結晶で構成されている。本変形例に係る弾性波共振子１００は、ＬｉＮｂＯ３の圧電単結晶基板５７と、ＩＤＴ電極５４と、圧電単結晶基板５７上およびＩＤＴ電極５４上に形成された保護層５５と、で構成されている。
　上述した圧電膜５３および圧電単結晶基板５７は、弾性波フィルタ装置の要求通過特性などに応じて、適宜、積層構造、材料、カット角、および、厚みを変更してもよい。上述したカット角以外のカット角を有するＬｉＴａＯ３圧電基板などを用いた弾性波共振子１００であっても、上述した圧電膜５３を用いた弾性波共振子１００と同様の効果を奏することができる。
　また、ＩＤＴ電極５４が形成される基板は、支持基板と、エネルギー閉じ込め層と、圧電膜がこの順で積層された構造を有していてもよい。圧電膜上にＩＤＴ電極５４が形成される。圧電膜は、例えば、ＬｉＴａＯ３圧電単結晶または圧電セラミックスが用いられる。支持基板は、圧電膜、エネルギー閉じ込め層、およびＩＤＴ電極５４を支持する基板である。
　エネルギー閉じ込め層は１層または複数の層からなり、その少なくとも１つの層を伝搬する弾性バルク波の速度は、圧電膜近傍を伝搬する弾性波の速度よりも大きい。例えば、低音速層と、高音速層との積層構造となっていてもよい。低音速層は、圧電膜を伝搬する弾性波の音速よりも、低音速層中のバルク波の音速が低速となる膜である。高音速層は、圧電膜を伝搬する弾性波の音速よりも、高音速層中のバルク波の音速が高速となる膜である。なお、支持基板を高音速層としてもよい。
　また、エネルギー閉じ込め層は、音響インピーダンスが相対的に低い低音響インピーダンス層と、音響インピーダンスが相対的に高い高音響インピーダンス層とが、交互に積層された構成を有する音響インピーダンス層であってもよい。
　ここで、弾性波共振子１００を構成するＩＤＴ電極の電極パラメータの一例（実施例）について説明する。
　弾性波共振子の波長とは、図２Ａの（ｂ）に示すＩＤＴ電極５４を構成する複数の電極指１５０ａまたは１５０ｂの繰り返し周期である波長λで規定される。また、電極指ピッチは、波長λの１／２であり、櫛形電極１００ａおよび１００ｂを構成する電極指１５０ａおよび１５０ｂのライン幅をＷとし、隣り合う電極指１５０ａと電極指１５０ｂとの間のスペース幅をＳとした場合、（Ｗ＋Ｓ）で定義される。また、一対の櫛形電極１００ａおよび１００ｂの交叉幅Ｌは、図２Ａの（ａ）に示すように、電極指１５０ａと電極指１５０ｂとの弾性波伝搬方向（Ｘ軸方向）から見た場合の重複する電極指の長さである。また、各弾性波共振子の電極デューティーは、複数の電極指１５０ａおよび１５０ｂのライン幅占有率であり、複数の電極指１５０ａおよび１５０ｂのライン幅とスペース幅との加算値に対する当該ライン幅の割合であり、Ｗ／（Ｗ＋Ｓ）で定義される。また、櫛形電極１００ａおよび１００ｂの高さをｈとしている。以降では、波長λ、電極指ピッチ、交叉幅Ｌ、電極デューティー、ＩＤＴ電極５４の高さｈ等、弾性波共振子のＩＤＴ電極の形状に関するパラメータは、電極パラメータと定義される。
　［３．弾性波フィルタの動作原理］
　次に、本実施の形態に係るラダー型の弾性波フィルタ１の動作原理について説明する。
　図３は、ラダー型の弾性波フィルタの基本的な動作原理を説明する回路構成図および周波数特性を表すグラフである。なお、図３に示された動作原理は、実施の形態に係る弾性波フィルタ１のうちのフィルタ回路の動作原理を示すものである。
　図３の（ａ）に示された弾性波フィルタは、１つの直列腕共振子１６および１つの並列腕共振子２６で構成された基本的なラダー型フィルタである。図３の（ｂ）に示すように、並列腕共振子２６は、共振特性において共振周波数ｆｒｐおよび反共振周波数ｆａｐ（＞ｆｒｐ）を有している。また、直列腕共振子１６は、共振特性において共振周波数ｆｒｓおよび反共振周波数ｆａｓ（＞ｆｒｓ＞ｆｒｐ）を有している。
　ラダー型の弾性波共振子を用いてバンドパスフィルタを構成するにあたり、一般的には、並列腕共振子２６の反共振周波数ｆａｐと直列腕共振子１６の共振周波数ｆｒｓとを近接させる。これにより、並列腕共振子２６のインピーダンスが０に近づく共振周波数ｆｒｐ近傍は、低周波側阻止域（低周波側減衰帯域）となる。また、これより周波数が増加すると、反共振周波数ｆａｐ近傍で並列腕共振子２６のインピーダンスが高くなり、かつ、共振周波数ｆｒｓ近傍で直列腕共振子１６のインピーダンスが０に近づく。これにより、反共振周波数ｆａｐ～共振周波数ｆｒｓの近傍では、入出力端子１１０から入出力端子１２０への信号経路において信号通過域（通過帯域）となる。これにより、弾性波共振子の電極パラメータおよび電気機械結合係数を反映した通過帯域を形成することが可能となる。さらに、周波数が高くなり、反共振周波数ｆａｓ近傍になると、直列腕共振子１６のインピーダンスが高くなり、高周波側阻止域（高周波側減衰帯域）となる。
　上記動作原理を有する弾性波フィルタにおいて、入出力端子１１０から高周波信号が入力されると、入出力端子１１０と基準端子との間で電位差が生じ、これにより、圧電体層が歪むことで弾性表面波が発生する。ここで、ＩＤＴ電極５４の波長λと、通過帯域の波長とを略一致させておくことにより、通過させたい周波数成分を有する高周波信号のみが当該弾性波フィルタを通過する。
　なお、並列腕共振子および直列腕共振子で構成される共振段の段数は、要求仕様に応じて、適宜最適化される。一般的に、複数の共振段で弾性波フィルタが構成される場合には、複数の並列腕共振子の反共振周波数ｆａｐおよび複数の直列腕共振子の共振周波数ｆｒｓを通過帯域内またはその近傍に配置する。また、複数の並列腕共振子の共振周波数ｆｒｐを低周波側阻止域に配置し、複数の直列腕共振子の反共振周波数ｆａｓを高周波側阻止域に配置する。
　［４．実施例および比較例に係る弾性波フィルタの特性比較］
　次に、実施の形態（実施例）に係る弾性波フィルタ１と、比較例１に係る弾性波フィルタ５００との特性比較について示す。
　図４は、比較例１に係る弾性波フィルタ５００の回路構成図である。一方、実施例に係る弾性波フィルタ１の回路構成は、図１に示された回路構成と同じである。ただし、実施例に係る弾性波フィルタ１のキャンセル回路１０には、弾性波共振子１１および１２の弾性波伝搬方向に隣接する位置に反射器が配置されている。
　図４に示すように、比較例１に係る弾性波フィルタ５００は、入出力端子１１０および１２０と、直列腕共振子ｓ１、ｓ２およびｓ３と、並列腕共振子ｐ１、ｐ２１、ｐ２２およびｐ２３と、を備える。比較例１に係る弾性波フィルタ５００は、実施例に係る弾性波フィルタ１と比較して、キャンセル回路１０の代わりに並列腕共振子ｐ１が配置されている点が異なる。つまり、比較例１に係る弾性波フィルタ５００は、キャンセル回路を有さないラダー型の弾性波フィルタである。
　表１に、実施例および比較例１に係る弾性波フィルタの主なパラメータを示す。
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　なお、表１に記載されたパラメータは一例であり、表１に示された数値に限定されない。例えば、キャンセル回路１０を構成する弾性波共振子１１および１２、ならびに反射器の電極指ピッチは、それぞれ異なっていてもよい。また、弾性波共振子１１および１２の対数の大小関係は逆であってもよい。ただし、キャンセル回路１０で生成される略逆位相のキャンセル信号は、第１経路を通過する通過帯域信号よりも非常に小さいため、キャンセル信号を取り出す側の弾性波共振子１２の対数は弾性波共振子１１の対数よりも小さいことが望ましい。
　図５は、実施例に係る弾性波フィルタ１および比較例１に係る弾性波フィルタ５００の通過特性を比較したグラフである。同図には、弾性波フィルタ１の入出力端子１１０－入出力端子１２０間の通過特性（挿入損失：実線）、弾性波フィルタ５００の入出力端子１１０－入出力端子１２０間の通過特性（挿入損失：粗破線）、および弾性波フィルタ１が有する弾性波共振子１１のノードｎ１から見た反射特性（反射損失：細破線）が示されている。
　図５に示すように、実施例に係る弾性波フィルタ１および比較例１に係る弾性波フィルタ５００の通過特性は、いずれも通過帯域（６９９－７１６ＭＨｚ）において低損失であり、有意的な差異は見られない。これは、弾性波フィルタ１の弾性波共振子１１が、弾性波フィルタ５００の並列腕共振子ｐ１と同様の機能を有しているためと解される。すなわち、弾性波共振子１１の反射特性に示されるように、反射損失の極大点である反共振周波数は、弾性波フィルタ１の通過帯域内に位置しており、反射損失の極小点である共振周波数は、弾性波フィルタ１の通過帯域よりも低周波側に位置している。つまり、弾性波共振子１１は、ラダー型の弾性波フィルタ１を構成する並列腕共振子として機能している。
　一方、実施例に係る弾性波フィルタ１および比較例１に係る弾性波フィルタ５００の通過帯域よりも高周波側の減衰帯域（Ｂａｎｄ１２のダウンリンク：７２９－７４６ＭＨｚ）では、弾性波フィルタ１の方が弾性波フィルタ５００よりも減衰量が大きくなっている。これは、弾性波フィルタ１が有するキャンセル回路１０が、第１経路を通過する上記減衰帯域の信号と略逆位相のキャンセル信号を生成し、第１経路を通過する上記減衰帯域の信号を抑制しているためと解される。
　図６は、比較例２に係る弾性波フィルタ６００の回路構成図である。同図に示すように、比較例２に係る弾性波フィルタ６００は、入出力端子１１０および１２０と、直列腕共振子ｓ１、ｓ２およびｓ３と、並列腕共振子ｐ１、ｐ２１、ｐ２２およびｐ２３と、キャンセル回路６１０と、を備える。比較例２に係る弾性波フィルタ６００は、実施例に係る弾性波フィルタ１と比較して、キャンセル回路１０の代わりに並列腕共振子ｐ１およびキャンセル回路６１０が配置されている点が異なる。また、比較例２に係る弾性波フィルタ６００は、比較例１に係る弾性波フィルタ５００と比較して、キャンセル回路６１０が付加されている点が異なる。
　キャンセル回路６１０は、付加回路の一例であり、ノードｎ１およびノードｎ２を結ぶ第２経路上に配置された縦結合型の弾性波共振子６１１および６１２を有している。弾性波共振子６１１および６１２は、弾性波伝搬方向に並置されている。弾性波共振子６１１および６１２のそれぞれは、圧電性を有する基板上に形成されたＩＤＴ電極で構成された弾性波共振子である。弾性波共振子６１１を構成するＩＤＴ電極は、互いに対向する２つの櫛形電極で構成されており、一方の櫛形電極はノードｎ１に接続され、他方の櫛形電極はグランドに接続されている。また、弾性波共振子６１２を構成するＩＤＴ電極は、互いに対向する２つの櫛形電極で構成されており、一方の櫛形電極はノードｎ２に接続され、他方の櫛形電極はグランドに接続されている。なお、弾性波共振子６１１および６１２の反共振周波数は、上記フィルタ回路の通過帯域外に位置している。
　上記構成により、キャンセル回路６１０は、フィルタ回路を通過する所定の周波数帯域の信号と略逆位相のキャンセル信号を弾性波共振子６１１および６１２において生成する。これにより、キャンセル回路６１０は、第１経路上を流れる所定の周波数帯域の信号を抑制し、フィルタ回路の所定の減衰帯域の減衰量を改善できる。比較例２に係る弾性波フィルタ６００の入出力端子１１０－入出力端子１２０間の通過特性は、図５に示された弾性波フィルタ１の入出力端子１１０－入出力端子１２０間の通過特性と同様となる。
　従来の弾性波フィルタでは、比較例２に係る弾性波フィルタ６００のように、キャンセル回路を構成する弾性波共振子の反共振周波数は、弾性波フィルタの通過帯域内に配置しない。
　これに対し、実施例に係る弾性波フィルタ１では、キャンセル回路１０を構成する弾性波共振子１１の反共振周波数を弾性波フィルタ１の通過帯域内に配置している。これにより、弾性波共振子１１をラダー型フィルタの並列腕共振子として機能させている。また、弾性波共振子１１とは異なる弾性波共振子１２から略逆位相のキャンセル信号を取り出すことで、当該キャンセル信号を取り出すことのみに用いられる、キャンセル回路１０と第１経路とを接続する配線を削減しつつ、第１経路を流れる不要信号を抑制することができる。これにより、実施例に係る弾性波フィルタ１は、比較例２に係る弾性波フィルタ６００と比較して、少なくとも１つの並列腕共振子を省略できるので、所定の周波数帯域の減衰特性を改善しつつ、小型化を実現できる。
　なお、実施例に係る弾性波フィルタ１において、弾性波共振子１１だけでなく、弾性波共振子１２も、ラダー型フィルタの並列腕共振子として機能してもよい。すなわち、弾性波共振子１２の反共振周波数は、フィルタ回路の通過帯域内に位置していてもよい。つまり、弾性波フィルタ１において、キャンセル回路１０を構成する複数の弾性波共振子のそれぞれが、並列腕共振子として機能してもよい。
　これによれば、ラダー型フィルタ回路の並列腕共振子の数をより削減できるので、より小型化を促進できる。また、略逆位相のキャンセル信号を複数のノードから出力できるので、フィルタ回路の減衰特性を高精度に改善できる。
　また、実施例に係る弾性波フィルタ１において、弾性波共振子１２がラダー型フィルタの並列腕共振子として機能する場合には、直列腕共振子ｓ３と入出力端子１２０とを結ぶ配線上のノードｎ２に、２つの並列腕共振子が接続されていることとなる。つまり、弾性波フィルタ１において、ノードｎ２に接続された複数の並列腕共振子を有し、当該複数の並列腕共振子の１つが縦結合型の弾性波共振子として機能してもよい。
　これによれば、直列腕経路の同一ノードに、複数の並列腕共振子が接続されているので、フィルタ回路の通過帯域よりも低周波側の減衰帯域の減衰量を大きくできる。
　［５．変形例１に係る弾性波フィルタ１Ａの特性比較］
　図７は、変形例１に係る弾性波フィルタ１Ａの回路構成図である。同図に示すように、変形例１に係る弾性波フィルタ１Ａは、入出力端子１１０および１２０と、直列腕共振子ｓ１、ｓ２およびｓ３と、並列腕共振子ｐ２１、ｐ２２およびｐ２３と、キャンセル回路１０と、容量素子Ｃ１と、を備える。本変形例に係る弾性波フィルタ１Ａは、実施例に係る弾性波フィルタ１と比較して、容量素子Ｃ１が付加されている点が異なる。以下、変形例１に係る弾性波フィルタ１Ａについて、実施例に係る弾性波フィルタ１と同じ構成については説明を省略し、異なる構成を中心に説明する。
　キャンセル回路１０は、ノードｎ１およびノードｎ２を結ぶ第２経路上に配置された弾性波共振子１１および１２を有している。
　容量素子Ｃ１は、リアクタンス素子の一例であり、弾性波共振子１２とノードｎ２との間に接続されている。容量素子Ｃ１は、ノードｎ２からキャンセル回路１０を見た場合のインピーダンスを調整することによりキャンセル回路１０で生成されたキャンセル信号の振幅および位相を調整することが可能である。
　弾性波共振子１１を構成するＩＤＴ電極は、互いに対向する２つの櫛形電極で構成されており、一方の櫛形電極はノードｎ１に接続され、他方の櫛形電極はグランドに接続されている。また、弾性波共振子１２を構成するＩＤＴ電極は、互いに対向する２つの櫛形電極で構成されており、一方の櫛形電極は容量素子Ｃ１の一端に接続され、他方の櫛形電極はグランドに接続されている。容量素子Ｃ１の他端は、ノードｎ２に接続されている。
　上記構成によれば、容量素子Ｃ１により、キャンセル回路１０にて生成されたキャンセル信号の位相および振幅を調整できるので、弾性波フィルタ１Ａの減衰特性を高精度に改善できる。
　なお、容量素子Ｃ１は、弾性波共振子１１とノードｎ１との間に接続されていてもよく、また、弾性波共振子１１とノードｎ１との間および弾性波共振子１２とノードｎ２との間の双方に配置されていてもよい。また、容量素子Ｃ１は、インダクタンス素子であってもよい。
　［６．変形例２に係る弾性波フィルタ１Ｂの特性比較］
　図８は、変形例２に係る弾性波フィルタ１Ｂの回路構成図である。同図に示すように、変形例２に係る弾性波フィルタ１Ｂは、入出力端子１１０および１２０と、直列腕共振子ｓ１、ｓ２およびｓ３と、並列腕共振子ｐ２１、ｐ２２およびｐ２３と、キャンセル回路１０Ｂと、を備える。本変形例に係る弾性波フィルタ１Ｂは、実施例に係る弾性波フィルタ１と比較して、キャンセル回路１０Ｂの回路構成が異なる。以下、変形例２に係る弾性波フィルタ１Ｂについて、実施例に係る弾性波フィルタ１と同じ構成については説明を省略し、異なる構成を中心に説明する。
　キャンセル回路１０Ｂは、付加回路の一例であり、ノードｎ１およびノードｎ２を結ぶ第２経路上に配置された３つの弾性波共振子１３、１４および１５を有している。弾性波共振子１３、１４および１５は、それぞれ、第１弾性波共振子の一例であり、弾性波伝搬方向に、この順で並置されている。弾性波共振子１３、１４および１５のそれぞれは、圧電性を有する基板上に形成されたＩＤＴ電極で構成された弾性波共振子である。
　弾性波共振子１４を構成するＩＤＴ電極は、互いに対向する２つの櫛形電極で構成されており、一方の櫛形電極はノードｎ１に接続され、他方の櫛形電極はグランドに接続されている。また、弾性波共振子１３を構成するＩＤＴ電極は、互いに対向する２つの櫛形電極で構成されており、一方の櫛形電極はノードｎ２に接続され、他方の櫛形電極はグランドに接続されている。また、弾性波共振子１５を構成するＩＤＴ電極は、互いに対向する２つの櫛形電極で構成されており、一方の櫛形電極はノードｎ２に接続され、他方の櫛形電極はグランドに接続されている。なお、弾性波共振子１３～１５の弾性波伝搬方向に隣接する位置に、反射器が配置されていてもよい。
　上記構成によれば、キャンセル回路１０Ｂにて、フィルタ回路を流れる所定の減衰帯域の高周波信号に対して略逆位相のキャンセル信号を生成するバリエーションが増えるので、弾性波フィルタ１Ｂの減衰特性をより向上できる。
　［７．縦結合型弾性波共振子、並列腕共振子および直列腕共振子のＩＤＴピッチの関係］
　図９は、実施の形態に係る弾性波フィルタ１の縦結合型弾性波共振子、並列腕共振子、および直列腕共振子のＩＤＴピッチの関係を説明する図である。同図に示すように、複数の直列腕共振子ｓ１、ｓ２およびｓ３の反共振周波数ｆａｓは、フィルタ回路の通過帯域よりも高周波側近傍に位置している。この中で反共振周波数ｆａｓが通過帯域に近い直列腕共振子ほどＩＤＴピッチは大きい。また、複数の並列腕共振子ｐ２１、ｐ２２およびｐ２３の反共振周波数ｆａｐは、フィルタ回路の通過帯域内に位置している。この中で反共振周波数ｆａｐが低周波側に位置する並列腕共振子ほどＩＤＴピッチは大きい。
　これより、複数の弾性波共振子１１および１２の少なくとも１つの反共振周波数は、複数の並列腕共振子の反共振周波数のうちで最低の反共振周波数と、複数の直列腕共振子の反共振周波数のうちで最低の反共振周波数との間に位置することが望ましい。
　つまり、複数の弾性波共振子１１および１２の少なくとも１つが有するＩＤＴ電極の電極指ピッチは、複数の直列腕共振子ｓ１、ｓ２およびｓ３のうち反共振周波数（ｆａｓ）が最も低い直列腕共振子が有するＩＤＴ電極の電極指ピッチ以上であり、かつ、複数の並列腕共振子ｐ２１、ｐ２２およびｐ２３のうち反共振周波数（ｆａｐ）が最も低い並列腕共振子が有するＩＤＴ電極の電極指ピッチ以下であることが望ましい。
　これによれば、キャンセル回路１０により、フィルタ回路の所定の減衰帯域の減衰量を改善できるとともに、弾性波共振子１１および１２の少なくとも１つをフィルタ回路の並列腕共振子として機能させることが可能となるので、フィルタ回路の並列腕共振子の数を削減できる。よって、減衰特性が改善された小型の弾性波フィルタ１を実現できる。
　なお、本実施の形態において、各弾性波共振子のＩＤＴピッチとは、当該弾性波共振子を構成するＩＤＴ電極において、隣接する２つの電極指のピッチを平均したものである。平均化されたＩＤＴピッチは、例えば、ＩＤＴ電極の弾性波伝搬方向の寸法を電極指本数で除することで取得される。
　（効果等）
　本実施の形態に係る弾性波フィルタ１は、入出力端子１１０および１２０に接続されたフィルタ回路と、入出力端子１１０と入出力端子１２０とを結ぶ第１経路の少なくとも一部と並列に接続されたキャンセル回路１０と、を備え、フィルタ回路は、第１経路上に配置された１以上の直列腕共振子と、第１経路とグランドとの間に配置された１以上の並列腕共振子と、を有し、キャンセル回路１０は、弾性波伝搬方向に並置された縦結合型の弾性波共振子１１および１２を有し、弾性波共振子１１および１２の少なくとも１つはグランドに接続されており、かつ当該少なくとも１つの反共振周波数は、フィルタ回路の通過帯域内に位置している。
　上記構成によれば、キャンセル回路１０により、フィルタ回路の所定の減衰帯域の減衰量を改善できる。また、弾性波共振子１１および１２の少なくとも１つを、フィルタ回路のノードｎ１とグランドとの間に配置されるべき並列腕共振子として機能させることが可能となるので、フィルタ回路の並列腕共振子の数を削減できる。よって、減衰特性が改善された小型の弾性波フィルタ１を実現できる。
　また、弾性波フィルタ１において、弾性波共振子１１および１２の少なくとも１つの共振周波数は、フィルタ回路の通過帯域よりも低周波側に位置していてもよい。
　これによれば、弾性波共振子１１および１２の少なくとも１つをフィルタ回路の並列腕共振子として機能させることが可能となるので、フィルタ回路の低周波側の減衰帯域の減衰量を改善できる。
　また、弾性波フィルタ１において、弾性波共振子１１および１２の少なくとも１つは、フィルタ回路を構成する１以上の並列腕共振子の１つであってもよい。
　これによれば、弾性波共振子１１および１２の少なくとも１つが並列腕共振子を兼用するので、弾性波フィルタ１を小型化できる。
　また、弾性波フィルタ１において、弾性波共振子１１および１２は、弾性波共振器を構成していてもよい。
　これによれば、キャンセル回路にて、フィルタ回路を流れる所定の減衰帯域の高周波信号に対して略逆位相の高周波信号を生成し易くなり、フィルタ回路を流れる所定の減衰帯域の高周波信号を効果的に抑制することが可能となる。
　また、変形例２に係る弾性波フィルタ１Ｂにおいて、キャンセル回路１０Ｂは、３つの縦結合型弾性波共振子で構成されていてもよい。
　これによれば、キャンセル回路１０Ｂにて、フィルタ回路を流れる所定の減衰帯域の高周波信号に対して略逆位相の高周波信号を生成させるバリエーションが増えるので、フィルタ回路の減衰特性をより向上できる。
　また、変形例１に係る弾性波フィルタ１Ａは、さらに、弾性波共振子１１および１２のいずれかに接続されたリアクタンス素子を有してもよい。
　これによれば、リアクタンス素子により、キャンセル回路１０にて生成された略逆位相の信号振幅を調整できるので、フィルタ回路の減衰特性を高精度に改善できる。
　また、弾性波フィルタ１において、フィルタ回路は同一のノードに接続された複数の並列腕共振子を有し、当該複数の並列腕共振子の１つは、弾性波共振子１２であってもよい。
　これによれば、直列腕経路の同一ノードに、複数の並列腕共振子が接続されているので、フィルタ回路の通過帯域よりも低周波側の減衰帯域の減衰量を大きくできる。
　また、弾性波フィルタ１において、フィルタ回路は、第１経路上に配置された１以上の直列腕共振子と、複数の並列腕共振子と、を有し、弾性波共振子１１および１２のそれぞれの反共振周波数は、フィルタ回路の通過帯域内に位置しており、弾性波共振子１１および１２のそれぞれは、上記複数の並列腕共振子の１つであってもよい。
　これによれば、ラダー型のフィルタ回路の並列腕共振子の数をより削減できるので、より小型化を促進できる。また、略逆位相のキャンセル信号を複数のノードから出力できるので、フィルタ回路の減衰特性を高精度に改善できる。
　また、弾性波フィルタ１において、フィルタ回路は、第１経路上に配置された複数の直列腕共振子と、複数の並列腕共振子と、を有し、弾性波共振子１１および１２、複数の直列腕共振子、および複数の並列腕共振子のそれぞれは、圧電性を有する基板上に形成されたＩＤＴ電極を有し、ＩＤＴ電極は、弾性波伝搬方向と交差する方向に延伸し、互いに平行に配置された複数の電極指と、当該複数の電極指を構成する電極指の一方端同士を接続するバスバー電極とで構成された櫛形電極を一対有し、弾性波共振子１１および１２の少なくとも１つが有するＩＤＴ電極の電極指ピッチは、複数の直列腕共振子のうち反共振周波数が最も低い直列腕共振子が有するＩＤＴ電極の電極指ピッチ以上であり、かつ、複数の並列腕共振子のうち反共振周波数が最も低い並列腕共振子が有するＩＤＴ電極の電極指ピッチ以下であってもよい。
　これによれば、キャンセル回路１０により、フィルタ回路の所定の減衰帯域の減衰量を改善できるとともに、弾性波共振子１１および１２の少なくとも１つをフィルタ回路の並列腕共振子として機能させることが可能となるので、フィルタ回路の並列腕共振子の数を削減できる。よって、減衰特性が改善された小型の弾性波フィルタ１を実現できる。
　（その他の変形例など）
　以上、弾性波フィルタについて、実施の形態を挙げて説明したが、本発明の弾性波フィルタは、上記実施の形態に限定されるものではない。上記実施の形態における任意の構成要素を組み合わせて実現される別の実施の形態や、上記実施の形態に対して本発明の主旨を逸脱しない範囲で当業者が思いつく各種変形を施して得られる変形例や、上記実施の形態に係る弾性波フィルタを内蔵した各種機器も本発明に含まれる。
　なお、上記実施の形態に係る弾性波フィルタを構成する弾性波共振子は、例えば、上述した弾性表面波（ＳＡＷ：Ｓｕｒｆａｃｅ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）共振子であるが、ＳＡＷには、表面波だけでなく境界波も含まれる。
　また、上記実施の形態に係る弾性波フィルタを構成する弾性波共振子は、例えばＢＡＷ（Ｂｕｌｋ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）を用いた共振子であってもよい。
　また、例えば、弾性波フィルタにおいて、各構成要素の間に、インダクタやキャパシタが接続されていてもかまわない。なお、当該インダクタには、各構成要素間を繋ぐ配線による配線インダクタが含まれてもよい。
　本発明は、マルチバンド化およびマルチモード化された周波数規格に適用できる、低損失および高減衰の弾性波フィルタとして、携帯電話などの通信機器に広く利用できる。
　１、１Ａ、１Ｂ、５００、６００　　弾性波フィルタ
　５　　基板
　１０、１０Ｂ、６１０　　キャンセル回路
　１１、１２、１３、１４、１５、６１１、６１２　　弾性波共振子
　１６、ｓ１、ｓ２、ｓ３　　直列腕共振子
　２６、ｐ１、ｐ２１、ｐ２２、ｐ２３　　並列腕共振子
　５１　　高音速支持基板
　５２　　低音速膜
　５３　　圧電膜
　５４　　ＩＤＴ電極
　５５　　保護層
　５７　　圧電単結晶基板
　１００　　弾性波共振子
　１００ａ、１００ｂ　　櫛形電極
　１１０、１２０　　入出力端子
　１５０ａ、１５０ｂ　　電極指
　１６０ａ、１６０ｂ　　バスバー電極
　５４０　　密着層
　５４２　　主電極層
　Ｃ１　　容量素子
　ｎ１、ｎ２　　ノード

Claims (9)

  1. 　第１端子および第２端子に接続された第１回路と、
    　前記第１端子と前記第２端子とを結ぶ第１経路の少なくとも一部と並列に接続された第２回路と、を備え、
    　前記第１回路は、
    　前記第１経路上に配置された１以上の直列腕共振子と、
    　前記第１経路とグランドとの間に配置された１以上の並列腕共振子と、を有し、
    　前記第２回路は、弾性波伝搬方向に並置された複数の第１弾性波共振子を有し、
    　前記複数の第１弾性波共振子の少なくとも１つはグランドに接続されており、かつ当該少なくとも１つの反共振周波数は、前記第１回路の通過帯域内に位置している、
    　弾性波フィルタ。
  2. 　前記複数の第１弾性波共振子の前記少なくとも１つの共振周波数は、前記第１回路の通過帯域よりも低周波側に位置している、
    　請求項１に記載の弾性波フィルタ。
  3. 　前記複数の第１弾性波共振子の１つの反共振周波数は、前記第１回路の通過帯域内に位置しており、
    　前記複数の第１弾性波共振子の前記１つは、前記１以上の並列腕共振子の１つである、
    　請求項１または２に記載の弾性波フィルタ。
  4. 　前記複数の第１弾性波共振子は、縦結合型共振器を構成している、
    　請求項１～３のいずれか１項に記載の弾性波フィルタ。
  5. 　前記複数の第１弾性波共振子は、３つの第１弾性波共振子で構成されている、
    　請求項４に記載の弾性波フィルタ。
  6. 　さらに、
    　前記複数の第１弾性波共振子の１つに接続されたリアクタンス素子を有する、
    　請求項１～４のいずれか１項に記載の弾性波フィルタ。
  7. 　前記１以上の並列腕共振子は、複数の並列腕共振子であり、
    　前記複数の並列腕共振子のうち、２以上の並列腕共振子は、
    　前記第１経路上の同一ノードに接続されており、
    　前記２以上の並列腕共振子のうち１つは、前記複数の第１弾性波共振子である、
    　請求項１～６のいずれか１項に記載の弾性波フィルタ。
  8. 　前記１以上の並列腕共振子は、複数の並列腕共振子であり、
    　前記複数の第１弾性波共振子のうち、２以上の第１弾性波共振子のそれぞれの反共振周波数は、前記第１回路の通過帯域内に位置しており、
    　前記２以上の第１弾性波共振子のそれぞれは、前記複数の並列腕共振子である、
    　請求項１～７のいずれか１項に記載の弾性波フィルタ。
  9. 　前記第１回路は、
    　前記第１経路上に配置された複数の直列腕共振子と、
    　前記第１経路とグランドとの間に配置された複数の並列腕共振子と、を有し、
    　前記複数の第１弾性波共振子、前記複数の直列腕共振子、および前記複数の並列腕共振子のそれぞれは、圧電性を有する基板上に形成されたＩＤＴ（ＩｎｔｅｒＤｉｇｉｔａｌ　Ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ）電極を有し、
    　前記ＩＤＴ電極は、弾性波伝搬方向と交差する方向に延伸し、互いに平行に配置された複数の電極指と、当該複数の電極指を構成する電極指の一方端同士を接続するバスバー電極とで構成された櫛形電極を一対有し、
    　前記複数の第１弾性波共振子の少なくとも１つが有するＩＤＴ電極の電極指ピッチは、前記複数の直列腕共振子のうち反共振周波数が最も低い直列腕共振子が有するＩＤＴ電極の電極指ピッチ以上であり、かつ、前記複数の並列腕共振子のうち反共振周波数が最も低い並列腕共振子が有するＩＤＴ電極の電極指ピッチ以下である、
    　請求項１～６のいずれか１項に記載の弾性波フィルタ。
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