WO2019009271A1 - マルチプレクサ - Google Patents

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WO2019009271A1
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高峰　裕一
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株式会社村田製作所
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    • H03H9/72—Networks using surface acoustic waves
    • H03H9/725—Duplexers

Definitions

  • the present invention relates to a multiplexer comprising an elastic wave filter.
  • a multiplexer that divides high frequency signals having a plurality of radio carrier frequencies is disposed immediately below one antenna.
  • the plurality of band pass filters constituting the multiplexer elastic wave filters characterized by low loss in the pass band and steepness of the pass characteristic around the pass band are used.
  • Patent Document 1 discloses a surface acoustic wave device (SAW duplexer) in which a plurality of surface acoustic wave filters are commonly connected to an antenna terminal.
  • SAW duplexer surface acoustic wave device
  • a surface acoustic wave filter using a piezoelectric layer high-frequency power energy is confined in the piezoelectric layer, so that higher-order modes may occur on the higher frequency side than the filter passband.
  • the reflection loss is deteriorated. Therefore, when the generated frequency of the higher order mode is included in the pass band of another surface acoustic wave filter connected to the antenna terminal, the other surface acoustic wave filter passes. Ripple occurs in the band and degrades the insertion loss. As a result, there is a problem that the pass characteristic of the entire multiplexer is also degraded.
  • this invention is made in order to solve the said subject, Comprising: It aims at providing the multiplexer which can suppress deterioration of a passage characteristic.
  • a multiplexer is a multiplexer that transmits and receives a plurality of high frequency signals via an antenna element, and is connected to a common connection terminal connected to the antenna element, A plurality of elastic wave filters having pass bands different from one another are provided, and a first elastic wave filter of the plurality of elastic wave filters is provided on a path connecting an input terminal and an output terminal, the input terminal and the output terminal.
  • a series arm resonance unit disposed, and at least one of a parallel arm resonance unit connected between the path and the reference terminal, wherein the series arm resonance unit closest to the common connection terminal and the common At least one of the parallel arm resonance units closest to the connection terminal includes a plurality of elastic wave resonators connected in series and a plurality of elastic wave resonators. Having a first capacitive element connected between at least one reference terminal for connection paths between.
  • the first elastic wave filter it is possible to reduce unnecessary waves that appear in the frequency corresponding to the pass band of the second elastic wave filter.
  • the first elastic wave filter has a frequency included in a pass band of a second elastic wave filter which is at least one of the elastic wave filters other than the first elastic wave filter among the plurality of elastic wave filters. May generate unwanted waves.
  • the unnecessary wave can be reduced, and the deterioration of the pass characteristic of the second surface acoustic wave filter can be suppressed. Therefore, deterioration of the pass characteristic of the multiplexer can be suppressed.
  • the resonator parameters of the plurality of elastic wave resonators may be the same.
  • the piezoelectric substrate constituting the first elastic wave filter includes a piezoelectric film having an IDT (InterDigital Transducer) electrode formed on one surface, and a bulk wave that propagates more than an acoustic wave velocity of propagation through the piezoelectric film.
  • IDT InterDigital Transducer
  • a low acoustic velocity is disposed between a high acoustic velocity support substrate having a high acoustic velocity, the high acoustic velocity support substrate, and the piezoelectric film, and the bulk wave velocity of propagation is slower than the bulk acoustic velocity propagating the piezoelectric film.
  • a membrane is disposed between a high acoustic velocity support substrate having a high acoustic velocity, the high acoustic velocity support substrate, and the piezoelectric film, and the bulk wave velocity of propagation is slower than the bulk acoustic velocity propagating the piezoelectric film.
  • the piezoelectric substrate constituting the first elastic wave filter may be made of a LiNbO 3 piezoelectric single crystal substrate having an IDT electrode formed on one surface.
  • the configuration of the elastic wave filter is a configuration in which ripples are likely to occur at the frequency of the high-order mode of the resonant frequency of the resonator, unnecessary waves can be reduced and deterioration of the pass characteristic of the multiplexer can be suppressed. it can.
  • a multiplexer is a multiplexer that transmits and receives a plurality of high frequency signals via an antenna element, and is connected to an antenna terminal connected to the antenna element.
  • a plurality of elastic wave filters having different passbands are provided, and a third elastic wave filter of the plurality of elastic wave filters is disposed on a path connecting an input terminal and an output terminal, the input terminal and the output terminal.
  • At least one of the at least one elastic wave resonator and at least one of the at least one elastic wave resonators The has a second capacitive element connected in parallel with the acoustic wave resonator as bridges, the.
  • the fourth elastic wave filter can be provided. It is possible to reduce unnecessary waves that appear in the frequency corresponding to the pass band of the elastic wave filter. Accordingly, it is possible to suppress the deterioration of the pass characteristic of the fourth elastic wave filter including the frequency at which the unnecessary wave occurs in the third elastic wave filter in the pass band. Therefore, deterioration of the pass characteristic of the multiplexer can be suppressed.
  • the third elastic wave filter has a frequency included in a pass band of a fourth elastic wave filter that is at least one of the elastic wave filters other than the third elastic wave filter among the plurality of elastic wave filters. May generate unwanted waves.
  • the unnecessary wave can be reduced, and the deterioration of the passing characteristic of the fourth surface acoustic wave filter can be suppressed. Therefore, deterioration of the pass characteristic of the multiplexer can be suppressed.
  • the piezoelectric substrate constituting the third elastic wave filter has a piezoelectric film with an IDT electrode formed on one surface, and a bulk acoustic velocity of propagation at a higher speed than an acoustic velocity of sound propagating through the piezoelectric film.
  • a high sound velocity support substrate, and a low sound velocity film disposed between the high sound velocity support substrate and the piezoelectric film, wherein the bulk wave velocity of propagation is slower than the bulk wave velocity of propagation of the piezoelectric film May be
  • the piezoelectric substrate constituting the third elastic wave filter may be made of a LiNbO 3 piezoelectric single crystal substrate having an IDT electrode formed on one surface.
  • the configuration of the elastic wave filter is a configuration in which ripples are likely to occur at the frequency of the high-order mode of the resonant frequency of the resonator, unnecessary waves can be reduced and deterioration of the pass characteristic of the multiplexer can be suppressed. it can.
  • the multiplexer of the present invention it is possible to suppress the deterioration of the passage characteristic.
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram of the multiplexer according to the first embodiment.
  • FIG. 2A is a plan view and a cross-sectional view schematically showing an example of a resonator according to the first embodiment.
  • FIG. 2B is a cross-sectional view schematically showing another example of the resonator according to the first embodiment.
  • FIG. 3A is a circuit diagram of a transmission-side filter of the Band 25 that constitutes the multiplexer according to the first embodiment.
  • FIG. 3B is a circuit diagram of a receiving-side filter of the Band 25 that constitutes the multiplexer according to the first embodiment.
  • FIG. 3C is a circuit diagram of a transmission-side filter of the Band 66 that constitutes the multiplexer according to the first embodiment.
  • FIG. 3A is a circuit diagram of a transmission-side filter of the Band 25 that constitutes the multiplexer according to the first embodiment.
  • FIG. 3B is a circuit diagram of a receiving-side filter of the Band 25 that constitutes
  • FIG. 3D is a circuit diagram of a receiving-side filter of Band 66 that constitutes the multiplexer according to the first embodiment.
  • FIG. 4 is a plan view showing an example of the arrangement of resonators in the transmission-side filter of the Band 66 constituting the multiplexer according to the first embodiment.
  • FIG. 5 is a schematic plan view showing the electrode configuration of the longitudinally coupled surface acoustic wave filter according to the first embodiment.
  • FIG. 6 is a circuit diagram of a transmission-side filter of Band 66 that constitutes a multiplexer according to a comparative example.
  • FIG. 7A is a graph comparing the pass characteristics of the transmission filter of Band 25 according to the first embodiment and the comparative example.
  • FIG. 7B is a graph comparing the pass characteristics of the receiving-side filter of Band 25 according to the first embodiment and the comparative example.
  • FIG. 7C is a graph comparing the pass characteristics of the transmission-side filter of Band 66 according to the first embodiment and the comparative example.
  • FIG. 7D is a graph comparing the pass characteristics of the receiving-side filter of Band 66 according to the first embodiment and the comparative example.
  • FIG. 8A is a graph comparing the phase of the series arm resonance portion closest to the common connection terminal in the reception side filters of Band 66 according to the first embodiment and the comparative example.
  • FIG. 8B is a graph comparing the reflection loss of the series arm resonance portion closest to the common connection terminal in the reception side filters of Band 66 according to the first embodiment and the comparative example.
  • FIG. 8A is a graph comparing the phase of the series arm resonance portion closest to the common connection terminal in the reception side filters of Band 66 according to the first embodiment and the comparative example.
  • FIG. 8B is a graph
  • FIG. 9 is a circuit diagram of a transmission-side filter of Band 66 that constitutes a multiplexer according to the first modification of the first embodiment.
  • FIG. 10 is a circuit diagram of a transmission-side filter of Band 66 that constitutes a multiplexer according to the second modification of the first embodiment.
  • FIG. 11 is a circuit diagram of a transmission-side filter of the Band 66 that constitutes the multiplexer according to the second embodiment.
  • FIG. 12A is a graph comparing the phases of series arm resonance portions closest to the common connection terminal in the transmission-side filters of Band 66 according to the second embodiment and the comparative example.
  • FIG. 12B is a graph comparing the reflection loss of the series arm resonance portion closest to the common connection terminal in the transmission filter of Band 66 according to the second embodiment and the comparative example.
  • Embodiment 1 [1. Basic configuration of multiplexer] In this embodiment, Band 25 (transmission pass band: 1850 to 1915 MHz, reception pass band: 1930 to 1995 MHz) and Band 66 (transmission pass band: 1710 to 1780 MHz) of the FDD-LTE (Frequency Division Duplex-Long Term Evolution) standard are received. Passband: The quadplexer applied to 2010-2200 MHz is illustrated.
  • the multiplexer 1 is a quadplexer in which a Band 25 duplexer and a Band 66 duplexer are connected by a common connection terminal 50.
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram of the multiplexer 1 according to the present embodiment.
  • the multiplexer 1 includes transmission filters 11 and 13, reception filters 12 and 14, an inductance element 21, a common connection terminal 50, transmission input terminals 10 and 30, and reception output terminal 20. And 40.
  • the transmission filters 11 and 13 and the reception filters 12 and 14 are surface acoustic wave filters.
  • the multiplexer 1 is connected to the antenna element 2 at the common connection terminal 50.
  • An inductance element 31 is connected between a connection path between the common connection terminal 50 and the antenna element 2 and the ground which is a reference terminal.
  • the inductance element 31 may be connected in series between the common connection terminal 50 and the antenna element 2.
  • the multiplexer 1 may not have the inductance element 31. Further, the inductance element 31 may be included in the multiplexer 1 or may be externally attached to the multiplexer 1.
  • the transmission filter 11 inputs the transmission wave generated by the transmission circuit (RFIC etc.) via the transmission input terminal 10, and filters the transmission wave with the transmission passband (1850 to 1915 MHz) of Band 25 to be common. It is an unbalanced input-unbalanced output type band pass filter that outputs to the connection terminal 50.
  • the receiving filter 12 receives the reception wave input from the common connection terminal 50, filters the reception wave with the Band 25 reception passband (1930-1995 MHz), and outputs the result to the reception output terminal 20. It is a balanced output band pass filter. Further, an inductance element 21 is connected in series between the reception filter 12 and the common connection terminal 50. By connecting the inductance element 21 to the common connection terminal 50 side of the receiving filter 12, the impedances of the transmitting filters 11 and 13 and the receiving filter 14 with the band outside the pass band of the receiving filter 12 as the pass band are become inductive. The multiplexer 1 may not have the inductance element 21 between the reception filter 12 and the common connection terminal 50.
  • the transmission filter 13 inputs the transmission wave generated by the transmission circuit (RFIC etc.) via the transmission input terminal 30, and filters the transmission wave with the transmission passband (1710-1780 MHz) of Band 66 to be common. It is an unbalanced input-unbalanced output type band pass filter that outputs to the connection terminal 50.
  • the transmission filter 13 is a first elastic wave filter.
  • the reception side filter 14 receives the reception wave input from the common connection terminal 50, filters the reception wave with the reception passband (2010-2200 MHz) of Band 66, and outputs the result to the reception output terminal 40. It is a balanced output band pass filter.
  • the receiving filter 14 is a second elastic wave filter.
  • Each of the transmission filters 11 and 13 and the reception filters 12 and 14 is, as described later, at least one series arm resonance unit serially connected in a connection path connecting the input terminal and the output terminal, and the input terminal And an output terminal, and at least one parallel arm resonance unit connected between the reference terminal (ground) and the connection path.
  • Each of the series arm resonance unit and the parallel arm resonance unit includes at least one resonator 100.
  • the resonator 100 is a surface acoustic wave resonator.
  • the transmission filters 11 and 13 and the reception filters 12 and 14 are respectively formed on a piezoelectric substrate 5 described later.
  • Each piezoelectric substrate 5 is mounted on a mounting substrate (not shown) on which a common connection terminal 50, inductance elements 21 and 31, and other wires and terminals are formed. More specifically, each piezoelectric substrate 5 is connected to a wiring formed on the mounting substrate by soldering or the like.
  • the transmission filters 11 and 13 and the reception filter 14 are directly connected to the common connection terminal 50 without passing through other elements.
  • the receiving filter 12 is connected to the common connection terminal 50 via the inductance element 21.
  • the inductance element 21 is not limited to between the reception filter 12 and the common connection terminal 50, and may be connected in series between the reception filter 14 and the common connection terminal 50.
  • the multiplexer 1 may not have the inductance element 21.
  • the transmission side filters 11 and 13 and the reception side filters 12 and 14 mounted on the mounting substrate are sealed by, for example, a thermosetting or ultraviolet curable resin.
  • FIG. 2A is a schematic view schematically showing an example of the resonator 100 according to the present embodiment, in which (a) is a plan view and (b) and (c) are cross sections taken along the alternate long and short dash line shown in (a).
  • FIG. 2A of the plurality of resonators constituting the transmission filters 11 and 13 and the reception filters 12 and 14, a plane representing the structure of the resonator 100 constituting the series arm resonance portion 101 of the transmission filter 11 is shown. Formulas and cross-sectional schematic views are illustrated.
  • the resonator 100 shown in FIG. 2A is for describing a typical structure of the plurality of resonators, and the number and length of the electrode fingers constituting the electrodes are limited thereto. I will not.
  • the resonator 100 is composed of a piezoelectric substrate 5 and IDT (InterDigital Transducer) electrodes 101a and 101b having a comb shape.
  • IDT InterDigital Transducer
  • the IDT electrode 101a is composed of a plurality of parallel electrode fingers 110a and a bus bar electrode 111a connecting the plurality of electrode fingers 110a.
  • the IDT electrode 101b is configured of a plurality of parallel electrode fingers 110b and a bus bar electrode 111b connecting the plurality of electrode fingers 110b.
  • the plurality of electrode fingers 110a and 110b are formed along a direction orthogonal to the X-axis direction.
  • the IDT electrode 54 configured of the plurality of electrode fingers 110a and 110b and the bus bar electrodes 111a and 111b has a laminated structure of the adhesion layer 541 and the main electrode layer 542. It has become.
  • the adhesion layer 541 is a layer for improving the adhesion between the piezoelectric substrate 5 and the main electrode layer 542, and, for example, Ti is used as a material.
  • the film thickness of the adhesion layer 541 is 12 nm, for example.
  • the material of the main electrode layer 542 for example, Al containing 1% of Cu is used.
  • the film thickness of the main electrode layer 542 is, for example, 162 nm.
  • the protective layer 55 is formed to cover the IDT electrodes 101a and 101b.
  • the protective layer 55 is a layer for protecting the main electrode layer 542 from the external environment, adjusting frequency temperature characteristics, enhancing moisture resistance, and the like, and is, for example, a film mainly composed of silicon dioxide. .
  • the thickness of the protective layer 55 is, for example, 25 nm.
  • glue layer 541, the main electrode layer 542, and the protective layer 55 is not limited to the material mentioned above.
  • the IDT electrode 54 may not have the above-described laminated structure.
  • the IDT electrode 54 may be made of, for example, a metal or alloy such as Ti, Al, Cu, Pt, Au, Ag, Pd or the like, and is made of a plurality of laminates made of the above metals or alloys May be
  • the protective layer 55 may not be formed.
  • the piezoelectric substrate 5 includes a high sound velocity support substrate 51, a low sound velocity film 52, and a piezoelectric film 53.
  • the high sound velocity support substrate 51, the low sound velocity film 52 and the piezoelectric film 53 Have a stacked structure in this order.
  • the piezoelectric film 53 is a 50 ° Y-cut X-propagation LiTaO 3 piezoelectric single crystal or a piezoelectric ceramic (lithium tantalate single crystal cut at a plane whose normal axis is rotated by 50 ° from the Y axis with the X axis as the central axis, or It is a ceramic, and is made of a single crystal or ceramic in which a surface acoustic wave propagates in the X axis direction.
  • the piezoelectric film 53 has, for example, a thickness of 600 nm.
  • As the transmission filter 13 and the reception filter 14, a piezoelectric film 53 made of 42-45 ° Y-cut X-propagation LiTaO 3 piezoelectric single crystal or piezoelectric ceramic is used as the transmission filter 13 and the reception filter 14.
  • the high sound velocity support substrate 51 is a substrate for supporting the low sound velocity film 52, the piezoelectric film 53 and the IDT electrode 54. Further, the high sound velocity support substrate 51 is a substrate in which the sound velocity of the bulk wave in the high sound velocity support substrate 51 is higher than that of the surface waves propagating through the piezoelectric film 53 and the elastic waves such as boundary waves. It is confined in the portion where the piezoelectric film 53 and the low sound velocity film 52 are stacked, and functions so as not to leak below the high sound velocity support substrate 51.
  • the high sound velocity support substrate 51 is, for example, a silicon substrate and has a thickness of, for example, 200 ⁇ m.
  • the low sound velocity film 52 is a film in which the sound velocity of the bulk wave in the low sound velocity film 52 is lower than the bulk wave propagating through the piezoelectric film 53, and is disposed between the piezoelectric film 53 and the high sound velocity support substrate 51. Ru. This structure and the property that energy concentrates in a medium in which elastic waves are inherently low in sound velocity suppress leakage of surface acoustic wave energy to the outside of the IDT electrode.
  • the low sound velocity film 52 is, for example, a film containing silicon dioxide as a main component, and has a thickness of, for example, 670 nm.
  • the piezoelectric substrate 5 it is possible to significantly increase the Q value at the resonant frequency and the antiresonant frequency as compared with the conventional structure in which the piezoelectric substrate is used as a single layer. That is, since a surface acoustic wave resonator having a high Q value can be configured, it is possible to configure a filter having a small insertion loss using the surface acoustic wave resonator.
  • the high sound velocity support substrate 51 has a structure in which a support substrate and a high sound velocity film in which the sound velocity of bulk waves propagating is faster than elastic waves such as surface waves and boundary waves propagating in the piezoelectric film 53 are stacked. May be included.
  • the support substrate is lithium tantalate, lithium niobate, piezoelectric material such as quartz, alumina, sapphire, magnesia, silicon nitride, aluminum nitride, silicon carbide, zirconia, cordierite, mullite, steatite, forsterite, etc.
  • Various ceramics, dielectrics such as glass or semiconductors such as silicon and gallium nitride, resin substrates and the like can be used.
  • the high sound velocity film may be various materials such as aluminum nitride, aluminum oxide, silicon carbide, silicon nitride, silicon oxynitride, DLC film or diamond, a medium containing the above material as a main component, a medium containing a mixture of the above materials as a main component, High sound speed materials can be used.
  • FIG. 2B is a cross-sectional view schematically showing another example of the resonator 100 according to the present embodiment.
  • the IDT electrode 54 constituting the resonator 100 is formed on the piezoelectric substrate 5 having the piezoelectric film 53, but the substrate on which the IDT electrode 54 is formed is
  • the piezoelectric substrate 57 may be a single layer of a piezoelectric layer.
  • the piezoelectric substrate 57 is, for example, is composed of a piezoelectric single crystal of LiNbO 3.
  • the substrate on which the IDT electrode 54 is formed may have a structure in which a support substrate, an energy confinement layer, and a piezoelectric film are stacked in this order.
  • An IDT electrode 54 is formed on the piezoelectric film.
  • the piezoelectric film for example, LiTaO3 piezoelectric single crystal or piezoelectric ceramic is used.
  • the support substrate is a substrate that supports the piezoelectric film, the energy confinement layer, and the IDT electrode.
  • the energy confinement layer comprises one or more layers, and the velocity of the elastic bulk wave propagating in the at least one layer is higher than the velocity of the elastic wave propagating in the vicinity of the piezoelectric film.
  • it may have a laminated structure of a low sound velocity layer and a high sound velocity layer.
  • the low sound velocity layer is a film in which the sound velocity of the bulk wave in the low sound velocity layer is lower than the sound velocity of the elastic wave propagating through the piezoelectric film.
  • the high sound velocity layer is a film in which the sound velocity of the bulk wave in the high sound velocity layer is faster than the sound velocity of the elastic wave propagating through the piezoelectric film.
  • the support substrate may be a high sound velocity layer.
  • the energy confinement layer may be an acoustic impedance layer having a configuration in which a low acoustic impedance layer having a relatively low acoustic impedance and a high acoustic impedance layer having a relatively high acoustic impedance are alternately stacked. .
  • the laminated structure, the material, the cut angle, and the thickness of the piezoelectric film 53 and the piezoelectric substrate 57 described above may be changed as appropriate according to the required passage characteristics of the elastic wave filter device and the like. Even resonator 100 using, for example, LiTaO 3 piezoelectric substrate having a cut angle other than cut angle described above, it is possible to achieve the same effect as the resonator 100 using the piezoelectric film 53 described above.
  • ⁇ is a repetition pitch of the plurality of electrode fingers 110a and 110b constituting the IDT electrodes 101a and 101b
  • L is a cross width of the IDT electrodes 101a and 101b
  • W is an electrode finger
  • S indicates the distance between the electrode finger 110a and the electrode finger 110b
  • h indicates the height of the IDT electrodes 101a and 101b.
  • Parameters that determine the shape and size of the resonator 100 such as repetition pitch ⁇ , crossover width L, electrode finger width W, electrode finger spacing S, IDT electrode height h, etc. are referred to as resonator parameters.
  • FIG. 3A is a circuit configuration diagram of the transmission side filter 11 of the Band 25 constituting the multiplexer 1 according to the present embodiment.
  • the transmission filter 11 includes series arm resonance units 101 to 105, parallel arm resonance units 151 to 154, and inductance elements 141, 161 and 162 for matching.
  • Each of the series arm resonant units 101 to 105 and the parallel arm resonant units 151 to 154 is configured of one resonator 100.
  • the series arm resonant units 101 to 105 are connected in series to each other in a connection path between the transmission input terminal 10 and the transmission output terminal 61.
  • the parallel arm resonance units 151 to 154 are connected in parallel with each other between the connection points of the transmission input terminal 10, the transmission output terminal 61, and the series arm resonance units 101 to 105 and the reference terminal (ground).
  • the transmission filter 11 constitutes a ladder-type band pass filter.
  • the inductance element 141 is connected in series between the transmission input terminal 10 and the series arm resonance unit 101.
  • the inductance element 141 may be connected between the connection path between the transmission input terminal 10 and the series arm resonance unit 101 and the reference terminal.
  • the inductance element 161 is connected between the connection point of the parallel arm resonance parts 152, 153 and 154 and the reference terminal.
  • the inductance element 162 is connected between the parallel arm resonance unit 151 and the reference terminal.
  • the transmission output terminal 61 is connected to the common connection terminal 50 (see FIG. 1).
  • the transmission output terminal 61 is connected to the series arm resonance unit 105 and is not directly connected to any of the parallel arm resonance units 151 to 154.
  • FIG. 3C is a circuit configuration diagram of the transmission side filter 13 of the Band 66 that constitutes the multiplexer 1 according to the present embodiment.
  • the transmission filter 13 includes series arm resonance units 301 to 304, parallel arm resonance units 351 to 354 and inductance elements 361 to 363 for matching.
  • Each of the series arm resonance units 301 to 303 and the parallel arm resonance units 351 to 354 is configured of one resonator 100.
  • the series arm resonance unit 304 includes resonators 304 a, 304 b and 304 c and capacitive elements 304 d and 304 e.
  • the resonators 304a, 304b and 304c are surface acoustic wave resonators, and have the same configuration as the resonator 100 described above.
  • the resonators 304a, 304b and 304c are configured such that the resonator parameters are the same.
  • “identical” includes an error that occurs in manufacturing the resonators 304 a, 304 b and 304 c.
  • the capacitors 304d and 304e are first capacitors.
  • the resonators 304 a, 304 b and 304 c are connected in series in this order in a connection path connecting the series arm resonance unit 303 and the transmission output terminal 63.
  • a capacitive element 304 d is connected between the connection path connecting the resonator 304 a and the resonator 304 b and the reference terminal.
  • a capacitive element 304 e is connected between the connection path connecting the resonator 304 b and the resonator 304 c and the reference terminal.
  • the capacitive elements 304 d and 304 e are, for example, comb-tooth capacitances similar in configuration to the resonator 100 as described later.
  • the capacitive elements 304 d and 304 e are not limited to the comb-tooth capacitances, and may have any configuration.
  • the capacitive element 304 d may be configured by bringing a wire connected to the reference terminal close to a wire connecting the resonators 304 a and 304 b.
  • the capacitive element 304e may be configured by bringing a wire connected to the reference terminal close to a wire connecting the resonators 304b and 304c.
  • the capacitive elements 304 d and 304 e may be formed on a mounting substrate (not shown) on which the transmission side filter 13 is mounted.
  • the series arm resonant units 301 to 304 are connected in series to each other in the connection path between the transmission input terminal 30 and the transmission output terminal 63.
  • the parallel arm resonance units 351 to 354 are connected in parallel with each other between respective connection points of the transmission input terminal 30, the transmission output terminal 63, and the series arm resonance units 301 to 304 and the reference terminal.
  • the transmission filter 13 constitutes a ladder type band pass filter.
  • the inductance element 361 is connected between the connection point of the parallel arm resonance units 351 and 352 and the reference terminal.
  • the inductance element 362 is connected between the parallel arm resonance unit 353 and the reference terminal.
  • the inductance element 363 is connected between the transmission input terminal 30 and the series arm resonance unit 301.
  • the inductance element 363 may be connected in parallel to the transmission input terminal 30, that is, between the connection path of the transmission input terminal 30 and the series arm resonance unit 301 and the reference terminal.
  • the transmission output terminal 63 is connected to the common connection terminal 50 (see FIG. 1).
  • the transmission output terminal 63 is connected to the series arm resonance unit 304 and is not directly connected to any of the parallel arm resonance units 351 to 354.
  • FIG. 4 is a plan view showing an example of the arrangement of resonators in the transmission-side filter 13 of the Band 66 constituting the multiplexer 1 according to the present embodiment.
  • the resonator 100 constituting each of the series arm resonance units 301 to 303 and the parallel arm resonance units 351 to 354 and the resonator 304 a constituting the series arm resonance unit 304 The piezoelectric substrates 304c are such that propagation directions of surface acoustic waves of the respective resonators 100 and the resonators 304a to 304c constituting the series arm resonance units 301 to 303 and the parallel arm resonance units 351 to 354 are the same. It is placed on top of five.
  • Each of the resonators 100 and the resonators 304a to 304c constituting the series arm resonance units 301 to 303 and the parallel arm resonance units 351 to 354 have reflectors on both sides of the IDT electrode in the propagation direction of the surface acoustic wave. doing.
  • capacitive elements 304 d and 304 e configured by comb-tooth capacitance constitute each of series arm resonance sections 301 to 303 and parallel arm resonance sections 351 to 354 on piezoelectric substrate 5.
  • the IDT electrodes of the respective resonators 100 and the resonators 304a to 304c are arranged in a direction rotated by 90 °.
  • the capacitive elements 304 d and 304 e do not propagate surface acoustic waves even if they are constituted by comb-teeth capacitances, and function only as capacitive elements.
  • the capacitance of the capacitive elements 304d and 304e is, for example, 0.5 pF.
  • FIG. 3B is a circuit diagram of the receiving-side filter 12 of the Band 25 that constitutes the multiplexer 1 according to the present embodiment.
  • the receiving filter 12 includes, for example, a longitudinally coupled surface acoustic wave filter unit. More specifically, the receiving-side filter 12 includes a longitudinally coupled filter unit 203, a series arm resonance unit 201, and parallel arm resonance units 251 to 253. The series arm resonance unit 201 and the parallel arm resonance units 251 to 253 are each configured by one resonator 100.
  • FIG. 5 is a schematic plan view showing the electrode configuration of the longitudinally coupled filter unit 203 according to the present embodiment.
  • the longitudinally coupled filter unit 203 includes IDTs 211 to 215, reflectors 220 and 221, and an input port 230 and an output port 240.
  • Each of the IDTs 211 to 215 is composed of a pair of IDT electrodes facing each other.
  • the IDTs 212 and 214 are arranged so as to sandwich the IDT 213 in the X-axis direction, and the IDTs 211 and 215 are arranged so as to sandwich the IDTs 212 to 214 in the X-axis direction.
  • the reflectors 220 and 221 are disposed so as to sandwich the IDTs 211 to 215 in the X-axis direction.
  • the IDTs 211, 213 and 215 are connected in parallel between the input port 230 and the reference terminal, and the IDTs 212 and 214 are connected in parallel between the output port 240 and the reference terminal.
  • the series arm resonance unit 201 and the parallel arm resonance units 251 and 252 constitute a ladder type filter unit.
  • the reception input terminal 62 is connected to the common connection terminal 50 (see FIG. 1) via the inductance element 21 (see FIG. 1). Further, as shown in FIG. 3B, the reception input terminal 62 is connected to the parallel arm resonance unit 251.
  • FIG. 3D is a circuit diagram of the reception-side filter 14 of the Band 66 that constitutes the multiplexer 1 according to the present embodiment.
  • the receiving filter 14 includes series arm resonance units 401 to 405, parallel arm resonance units 451 to 454, and an inductance element 461 for matching.
  • Each of the series arm resonance units 401 to 405 and the parallel arm resonance units 451 to 454 is configured of one resonator 100.
  • the series arm resonant units 401 to 405 are connected in series between the reception output terminal 40 and the reception input terminal 64.
  • the parallel arm resonance units 451 to 454 are connected in parallel with each other between the connection points of the reception output terminal 40, the reception input terminal 64, and the series arm resonance units 401 to 405 and the reference terminal (ground).
  • the reception side filter 14 configures a ladder type band pass filter.
  • the inductance element 461 is connected between the connection point of the parallel arm resonance units 451 452 453 and the reference terminal.
  • the reception input terminal 64 is connected to the common connection terminal 50 (see FIG. 1). Further, as shown in FIG. 3D, the reception input terminal 64 is connected to the series arm resonance unit 405 and is not directly connected to the parallel arm resonance unit 454.
  • the arrangement configuration of the resonators and the circuit elements in the surface acoustic wave filter provided in the multiplexer 1 according to the present embodiment is the arrangement exemplified for the transmission filters 11 and 13 and the reception filters 12 and 14 according to the above embodiment. It is not limited to the configuration.
  • the arrangement configuration of the resonators and the circuit elements in the surface acoustic wave filter differs depending on the required specification of the pass characteristic in each frequency band (Band).
  • the above-mentioned arrangement configuration is, for example, the number of arrangement of the series arm resonance unit and the parallel arm resonance unit, and is the selection of a filter configuration such as a ladder type and a longitudinal coupling type.
  • the resonators 100 constituting the parallel arm resonance units 151 to 154 shown in FIG. 3A respectively have a resonance frequency frp and an antiresonance frequency fap (> frp) in the resonance characteristic.
  • each of the resonators 100 constituting the series arm resonant units 101 to 105 has a resonant frequency frs and an antiresonant frequency fas (> frs> frp) in the resonant characteristics.
  • the resonance frequencies frs of the respective resonators 100 constituting the series arm resonance sections 101 to 105 are designed to substantially coincide, but not necessarily.
  • the anti-resonance frequency fap of each of the resonators 100 constituting the parallel arm resonance units 151 to 154 and the resonance of each of the resonators 100 constituting the series arm resonance units 101 to 105 Close the frequency frs.
  • the vicinity of the resonance frequency frp in which the impedance of each of the resonators 100 constituting the parallel arm resonance parts 151 to 154 approaches 0 becomes a low band side rejection band.
  • each of the resonators 100 constituting the parallel arm resonant units 151 to 154 becomes higher in the vicinity of the antiresonance frequency fap, and the series arm resonant units 101 to 105 in the vicinity of the resonant frequency frs.
  • the impedance of each of the constituent resonators 100 approaches zero.
  • a signal pass band is obtained in the signal path from the transmission input terminal 10 to the transmission output terminal 61.
  • the impedance of each of the resonators 100 constituting the series arm resonance parts 101 to 105 becomes high, and becomes a high frequency side stop band.
  • the steepness of the attenuation characteristics in the high frequency side rejection zone largely affects the setting of the antiresonance frequency fas of each of the resonators 100 constituting the series arm resonance sections 101 to 105 outside the signal pass range.
  • the transmission side filter 11 when a high frequency signal is input from the transmission input terminal 10, a potential difference is generated between the transmission input terminal 10 and the reference terminal, thereby causing the piezoelectric substrate 5 to distort to propagate in the X direction. Surface waves are generated.
  • the repetition pitch ⁇ of the IDT electrodes 101 a and 101 b substantially coincide with the wavelength of the pass band, only the high frequency signal having the frequency component to be passed passes through the transmission filter 11.
  • the ratio of the difference between the resonant frequency of the resonator 100 and the antiresonant frequency to the resonant frequency is called a resonant ratio band.
  • the resonance ratio band of the resonator 100 forming the series arm resonance unit 101 described above can be expressed as
  • FIG. 6 is a circuit diagram of the transmission-side filter 73 of the Band 66 that constitutes a multiplexer according to the comparative example.
  • the transmission filter 73 according to the comparative example has series arm resonance sections 301 to 303 and 305, parallel arm resonance sections 351 to 354, and inductance elements 361 to 363.
  • the configurations of series arm resonance sections 301 to 303, parallel arm resonance sections 351 to 354, and inductance elements 361 to 363 are the same as series arm resonance sections 301 to 303, parallel arm resonance sections 351 to 303 of transmission filter 13 according to the present embodiment.
  • the configuration is similar to that of 354 and the inductance elements 361 to 363.
  • the series arm resonance unit 305 closest to the common connection terminal 50 is different from the series arm resonance unit 304 of the transmission filter 13 according to the present embodiment in that the series arm resonance unit 305 is configured of one resonator 100.
  • the transmission side filter 73 slightly changes the resonator parameters of the resonator 100 constituting the transmission side filter 13 in order to adjust the in-band characteristics as the transmission side filter of the Band 66, except for the series arm resonance portion 305
  • the configuration of the transmission filter 13 is substantially the same as the transmission filter 13.
  • FIG. 7A is a graph comparing the pass characteristics of the transmission side filter 11 of the Band 25 according to the present embodiment and the comparative example.
  • FIG. 7B is a graph comparing the pass characteristics of the receiving-side filter 12 of the Band 25 according to the present embodiment and the comparative example.
  • FIG. 7C is a graph comparing the pass characteristics of the transmission side filter 13 of the Band 66 according to the present embodiment and the comparative example.
  • FIG. 7D is a graph comparing the pass characteristics of the receiving-side filter 14 of the Band 66 according to the present embodiment and the comparative example.
  • 7A to 7D when the transmission filter 13 according to the present embodiment is used, the transmission characteristics of the respective filters are transmitted according to the first embodiment and the transmission filter 73 according to the comparative example. The characteristics are shown as comparative examples.
  • Example 7B is compared with the insertion loss shown as Example 1 and the insertion loss shown as a comparative example, Example 1 is obtained in 1930-1995 MHz which is the pass band of the reception side filter 12. There is almost no difference in the size of the insertion loss between the and the comparative example.
  • the embodiment 1 is obtained at 1710-1780 MHz which is the passband of the transmission filter 13. There is almost no difference in the size of the insertion loss between the and the comparative example. Further, in the vicinity of 2000-2100 MHz which is outside the pass band of the transmission filter 13, the insertion loss is smaller in the first embodiment than in the comparative example. Furthermore, as shown in the area surrounded by a broken line in FIG. 7C, the insertion loss is smaller in the first embodiment than in the comparative example in the vicinity of 2130-2150 MHz which is outside the pass band of the transmission filter 13.
  • the passing of the receiving filter 14 is shown as shown in FIG. In the vicinity of 2110-2140 MHz included in the band 2010-2200 MHz, in the first embodiment, the insertion loss is smaller than that of the comparative example, and the pass characteristic is improved.
  • the insertion loss around 2130 to 2150 MHz of transmission side filter 13 is improved, and transmission side filter 13 and common connection terminal 50 are connected.
  • the pass characteristic around 2110 to 2140 MHz of the reception side filter 14 is improved. The reason is described below.
  • FIG. 8A is a graph comparing the phases of series arm resonance sections 304 and 305 according to the present embodiment and the comparative example.
  • FIG. 8B is a graph comparing the reflection loss of series arm resonance sections 304 and 305 according to the present embodiment and the comparative example.
  • the result of the series arm resonance unit 304 according to the transmission filter 13 according to the present embodiment is shown as the first example
  • the result of the series arm resonance unit 305 according to the comparative example is shown as the comparative example. There is.
  • the reflection loss in the reception side filter 14 pass band of the transmission filter 13 at the transmission output terminal 63 becomes smaller than the reflection loss in the reception side filter 14 pass band of the transmission side filter 73 at the transmission output terminal 63. Therefore, the influence of the unwanted wave (high order mode) of the series arm resonance unit 304 on the reception filter 14 is reduced, and the deterioration of the transmission characteristics of the reception filter 14 is suppressed.
  • the resonance frequency of the series arm resonance portion 304 is Ripple of the phase occurs around 1820 MHz which is the main mode.
  • the resonance ratio band at the main mode frequency of the resonance frequency is also reduced.
  • the pass band width of the transmission filter 13 decreases, so that the insertion loss in the pass band of the transmission filter 13 is degraded.
  • transmission-side filter 13 since capacitive elements 304 d and 304 e are arranged only in series arm resonance section 304 closest to common connection terminal 50, series arm resonance sections 301 to 303 are configured.
  • the deterioration of the pass characteristic of the transmission filter 13 can be suppressed.
  • the multiplexer 1 deterioration of the pass characteristic of the reception filter 14 can be suppressed without deteriorating the pass characteristic of the transmission filter 13.
  • the common connection terminal 50 is connected to the transmission filters 11 and 13 and the reception filters 12 and 14 that are a plurality of elastic wave filters.
  • the series arm resonance portion 304 closest to the common connection terminal 50 includes the plurality of resonators 304a to 304c and the plurality of capacitive elements 304d and 304e. Is arranged.
  • the resonators 304a to 304c are connected in series in a connection path connecting the series arm resonance unit 303 and the transmission output terminal 63.
  • a capacitive element 304 d is connected between the connection path connecting the resonators 304 a and 304 b and the reference terminal.
  • a capacitive element 304 e is connected between the connection path connecting the resonators 304 b and 304 c and the reference terminal.
  • FIG. 9 is a circuit configuration diagram of the transmission-side filter 13a of the Band 66 that constitutes the multiplexer according to the first modification of the present embodiment.
  • the multiplexer according to the present modification is different from the multiplexer 1 according to the first embodiment in that the transmission filter 13a has a plurality of resonators and capacitive elements in the parallel arm resonance part closest to the common connection terminal 50. That is the point.
  • the transmission filter 13a includes series arm resonance units 301 to 303 and 305, parallel arm resonance units 351 to 353 and 355, and matching inductance elements 361 to 363.
  • series arm resonance units 301 to 303, parallel arm resonance units 351 to 353, and inductance elements 361 to 363 are the same as series arm resonance units 301 to 303, parallel arm resonance units 351 to 353, and an inductance element described in the first embodiment. It is similar to 361-363.
  • the configuration of series arm resonance unit 305 is the same as that of series arm resonance unit 305 shown as a comparative example in the first embodiment.
  • the parallel arm resonance unit 355 includes resonators 355a and 355b and a capacitive element 355c.
  • the resonators 355a and 355b are surface acoustic wave resonators, and have the same configuration as the resonator 100 described above. Further, the resonators 355a and 355b are configured such that resonator parameters are equal to each other. Note that in this embodiment, the capacitor 355 c is a first capacitor.
  • the resonators 355a and 355b are connected in series in this order between the connection path connecting the series arm resonant units 303 and 305 and the ground.
  • a capacitive element 355 c is connected between a connection path connecting the resonator 355 a and the resonator 355 b and the reference terminal.
  • the capacitive element 355 c is configured by, for example, a comb-tooth capacitance having the same configuration as that of the resonator 100 as described later.
  • the capacitive element 355 c is not limited to the comb-tooth capacitance, and may have any configuration.
  • the capacitor 355 c may be configured by bringing a wire connected to the reference terminal close to a wire connecting the resonators 355 a and 355 b.
  • the capacitor 355 c may be formed on a mounting substrate (not shown) on which the transmission filter 13 a is mounted.
  • the deterioration of the pass characteristic of the reception filter 14 can be suppressed without deteriorating the loss in the pass band of the transmission filter 13a. Therefore, in the multiplexer, the deterioration of the pass characteristic can be suppressed.
  • FIG. 10 is a circuit diagram of the transmission filter 13b of the Band 66 that constitutes a multiplexer according to the second modification of the present embodiment.
  • the multiplexer according to the present modification is different from the multiplexer 1 according to the first embodiment in that the transmission filter 13 b is parallel to the closest common connection terminal 50 in addition to the serial arm resonant unit 304 closest to the common connection terminal 50.
  • the arm resonance portion 355 has a plurality of resonators and capacitive elements.
  • the transmission filter 13b includes series arm resonance units 301 to 304, parallel arm resonance units 351 to 353 and 355, and matching inductance elements 361 to 363.
  • series arm resonance units 301 to 303, parallel arm resonance units 351 to 353, and inductance elements 361 to 363 are the same as series arm resonance units 301 to 303, parallel arm resonance units 351 to 353, and an inductance element described in the first embodiment. It is similar to 361-363.
  • the configuration of series arm resonance unit 304 is similar to that of series arm resonance unit 304 shown in the first embodiment.
  • the configuration of parallel arm resonance unit 355 is the same as parallel arm resonance unit 355 shown in the first modification of the first embodiment. Note that in this embodiment, the capacitive elements 304d, 304e and 355c are first capacitive elements.
  • the deterioration of the pass characteristic of the reception filter 14 can be suppressed without deteriorating the loss in the pass band of the transmission filter 13a. Therefore, in the multiplexer, the deterioration of the pass characteristic can be suppressed.
  • FIG. 11 is a circuit diagram of the transmission-side filter 113 of the Band 66 that constitutes the multiplexer according to the present embodiment.
  • the multiplexer according to the present embodiment is different from the multiplexer 1 according to the first embodiment in that the configuration of the series arm resonance unit connected at the position closest to the common connection terminal 50 in the transmission filter 113 of the Band 66 is the embodiment. This point is different from the transmission side filter 13 shown in the first embodiment.
  • the transmission filter 113 of Band 66 is a third elastic wave filter
  • the reception filter 14 of Band 66 is a fourth elastic wave filter.
  • the transmission filter 113 includes series arm resonance units 301 to 303 and 306, parallel arm resonance units 351 to 354, and inductance elements 361 to 363 for matching.
  • series arm resonance units 301 to 303 The configurations of series arm resonance units 301 to 303, parallel arm resonance units 351 to 354, and inductance elements 361 to 363 are the same as series arm resonance units 301 to 303, parallel arm resonance units 351 to 354, and an inductance element shown in the first embodiment. It is similar to 361-363.
  • the series arm resonance unit 306 includes a resonator 306 a and a capacitive element 306 b.
  • the resonator 306 a is connected in series to the series arm resonance unit 303 in a connection path connecting the series arm resonance unit 303 and the transmission output terminal 63.
  • the resonator 306 a is a surface acoustic wave resonator, and has the same configuration as the above-described resonator 100.
  • the capacitive element 306 b is connected in series with the series arm resonant unit 303 and in parallel with the resonator 306 a in a connection path connecting the series arm resonant unit 303 and the transmission output terminal 63.
  • the capacitive element 306b is connected in parallel with the resonator 306a so as to bridge both ends of the resonator 306a, that is, to bridge the input port side and the output port side of the resonator 306a.
  • the capacitive element 306 b has the same configuration as the capacitive elements 304 d and 304 e described in Embodiment 1. Note that in this embodiment, the capacitor 306b is a second capacitor.
  • the high frequency transmission characteristics of the multiplexer according to the present embodiment will be described below in comparison with the high frequency transmission characteristics of the multiplexer according to the comparative example.
  • the multiplexer according to the comparative example has the transmission filter 73 shown in FIG. 6 as the transmission filter of the Band 66.
  • the transmission side filter 113 having substantially the same configuration as the transmission side filter 73 also has a problem that an unnecessary wave is generated in the frequency included in the pass band of the reception side filter 14 of Band 66.
  • the transmission filter 113 can reduce the influence of unwanted waves as described below.
  • FIG. 12A is a graph comparing the phases of series arm resonance sections 306 and 305 according to the present embodiment and the comparative example.
  • FIG. 12B is a graph comparing the reflection loss of series arm resonance sections 304 and 305 according to the present embodiment and the comparative example. 12A and 12B, the result of the series arm resonance unit 306 according to the transmission filter 113 according to the present embodiment is shown as the second example, and the result of the series arm resonance unit 305 according to the comparative example is shown as a comparative example. There is.
  • the reflection loss at this time is smaller in the series arm resonance section 306 shown as the second embodiment than in the series arm resonance section 305 shown as the comparative example.
  • the resonance ratio band in the high-order mode of the resonance frequency of series arm resonance section 306 is reduced. As a result, the reflection loss of the series arm resonance unit 306 is reduced. Therefore, the influence of the high-order mode unwanted wave of the series arm resonance unit 306 on the reception filter 14 is reduced, and the deterioration of the pass characteristic of the reception filter 14 is suppressed.
  • the resonance frequency of the series arm resonance portion 306 is In the vicinity of 1820 MHz which is the main mode, the resonance ratio band at the main mode frequency of the resonance frequency seems to be small.
  • the transmission filter 113 is adjusted not only by adjusting the series arm resonance unit 306 but also by adjusting the resonator parameters of the resonator 100 configuring the series arm resonance units 301 to 303. It is possible to suppress the deterioration of the passage characteristics of the As a result, the deterioration of the pass characteristic of the reception filter 14 can be suppressed without deteriorating the pass characteristic of the transmission filter 113.
  • the resonator 306 a and the capacitive element 306 b are disposed in the series arm resonance portion 306 closest to the common connection terminal 50, but the present invention is not limited thereto.
  • a resonator and a capacitive element connected in parallel to this may be disposed in a parallel arm resonance portion 354 near 50. More specifically, in the parallel arm resonance unit 354, a resonator is connected between the connection path connecting the series arm resonance units 306 and 303 and the ground, and the resonator is arranged in parallel with the resonator. Capacitance elements may be connected to both sides of.
  • the transmission filter 113 may be configured not to include the series arm resonance unit 306, or may have one resonator 100 in the series arm resonance unit 306.
  • the number of resonators provided in the series arm resonance portion closest to the common connection terminal is not limited to three as shown in the first embodiment, and may be at least one resonator.
  • the capacitive element may be connected between the connection path between the two resonators and the reference terminal as described in the first embodiment, and one capacitive element as described in the second embodiment. Both sides of the resonator may be connected in parallel with the resonator.
  • each series arm resonance unit and the parallel arm resonance unit may be changed as appropriate.
  • the capacitance element may be a comb-tooth capacitance, or may be another configuration.
  • the capacitive element may be configured by bringing a wire connected to the reference terminal close to a wire connecting two resonators.
  • a capacitive element may be formed on a mounting substrate on which the transmission side filter is mounted.
  • the piezoelectric film and the piezoelectric substrate constituting the piezoelectric substrate constituting the resonator may be appropriately changed in the laminated structure, the material, the cut angle, and the thickness according to the required passage characteristics of the elastic wave filter device and the like. Good.
  • the multiplexer according to the present invention may include the inductance element 31 connected between the path between the antenna element and the common connection terminal and the ground, or the antenna element and the common connection terminal And an inductance element 31 connected in series in the path between them.
  • the multiplexer according to the present invention may have a configuration in which a plurality of elastic wave filters having the above-described features and the inductance elements 21 and 31 on the chip are mounted on a high frequency substrate.
  • the inductance elements 21 and 31 may be, for example, chip inductors, or may be formed of a conductor pattern of a high frequency substrate.
  • the multiplexer according to the present invention may be configured not to include the inductance element 31.
  • the multiplexer according to the present invention is not limited to the Band 25 + Band 66 quadplexer as in the embodiment.
  • the multiplexer according to the present invention may be a hexaplexer having six frequency bands applied to a system configuration combining Band 25, Band 66 and Band 30 having a transmission band and a reception band.
  • the inductance element 21 is connected in series to the reception filter of the Band 25 and a parallel arm resonance unit is connected to the reception input terminal of the reception filter of the Band 25.
  • a series arm resonance unit is connected to a terminal connected to the common connection terminal of five filters other than the reception side filter of the Band 25 and a parallel arm resonance unit is not connected.
  • the multiplexer according to the present invention may be a hexaplexer having six frequency bands applied to a system configuration combining Band1, Band3 and Band7 having a transmission band and a reception band.
  • the inductance element 21 is connected in series to the reception side filter of Band1
  • the parallel arm resonance unit is connected to the reception input terminal of the reception side filter of Band1.
  • a series arm resonance unit is connected to a terminal connected to the common connection terminal of five filters other than the reception side filter of Band1, and a parallel arm resonance unit is not connected.
  • the multiplexer according to the present invention as the number of elastic wave filters which are components increases, the insertion loss in the passband can be reduced as compared with the multiplexer configured by the conventional matching method.
  • the multiplexer according to the present invention does not have to have a configuration having a plurality of duplexers for performing transmission and reception.
  • it is applied as a transmitting device having a plurality of transmitting frequency bands or a receiving device having a plurality of receiving frequency bands. It is also good.
  • the same effects as the multiplexer 1 according to the present embodiment can be obtained even with the transmitting apparatus or the receiving apparatus having the above configuration.
  • the surface acoustic wave filter having the IDT electrode is exemplified as the multiplexer, the quadplexer, and the transmitting filter and the receiving filter that constitute the transmitting device and the receiving device.
  • the filters constituting the multiplexer, quadplexer, transmitting device and receiving device according to the present invention use boundary acoustic waves and BAW (Bulk Acoustic Wave), etc., each of which comprises a series arm resonance portion and a parallel arm resonance portion. It may be an elastic wave filter. This also achieves the same effects as the effects of the multiplexer, quadplexer, transmitting device, and receiving device according to the above embodiment.
  • the configuration in which the inductance element 21 is connected in series to the reception filter 12 is exemplified.
  • the inductance element 21 is connected in series to the transmission filters 11 and 13 or the reception filter 14
  • the connected configuration is also included in the present invention.
  • a configuration without the inductance element 21 is also included in the present invention. This also makes it possible to provide a low loss multiplexer even if the number of bands and the number of modes to be increased.
  • the present invention can be widely used in communication devices such as mobile phones as low-loss multiplexers, transmitters, receivers, etc. that can be applied to multiband and multimode frequency standards.

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Abstract

マルチプレクサ（１）は、共通接続端子に接続された複数の弾性波フィルタを備え、複数の弾性波フィルタのうちの送信側フィルタ（１３）において、共通接続端子に最も近い直列腕共振部（３０４）は、直列に接続された複数の弾性波共振子（３０４ａ～３０４ｃ）と、複数の弾性波共振子（３０４ａ～３０４ｃ）のそれぞれの間の接続経路の少なくとも１つと基準端子との間に接続された容量素子（３０４ｄおよび３０４ｅ）とを有する。

Description

マルチプレクサ
　本発明は、弾性波フィルタを備えるマルチプレクサに関する。
　近年の携帯電話には、一端末で複数の周波数帯域および複数の無線方式、いわゆるマルチバンド化およびマルチモード化に対応することが要求されている。これに対応すべく、１つのアンテナの直下には、複数の無線搬送周波数を有する高周波信号を分波するマルチプレクサが配置される。マルチプレクサを構成する複数の帯域通過フィルタとしては、通過帯域内における低損失性および通過帯域周辺における通過特性の急峻性を特徴とする弾性波フィルタが用いられる。
　特許文献１には、複数の弾性表面波フィルタがアンテナ端子に共通に接続された弾性表面波装置（ＳＡＷデュプレクサ）が開示されている。
国際公開第２０１６／２０８６７０号
　圧電体層を用いた弾性表面波フィルタでは、圧電体層に高周波電力のエネルギーが閉じこめられるため、フィルタ通過帯域よりも高周波数側に高次モードが発生する場合がある。高次モードが発生すると反射損失が悪化するため、当該高次モードの発生周波数が、アンテナ端子に接続された他の弾性表面波フィルタの通過帯域に含まれると、他の弾性表面波フィルタの通過帯域内にリップルが発生し挿入損失を劣化させることとなる。これにより、マルチプレクサ全体の通過特性も劣化するという課題がある。
　そこで、本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、通過特性の劣化を抑制することができるマルチプレクサを提供することを目的とする。
　上記目的を達成するために、本発明の一態様に係るマルチプレクサは、アンテナ素子を介して複数の高周波信号を送受信するマルチプレクサであって、前記アンテナ素子と接続される共通接続端子に接続された、互いに異なる通過帯域を有する複数の弾性波フィルタを備え、前記複数の弾性波フィルタのうちの第１の弾性波フィルタは、入力端子および出力端子と、前記入力端子および前記出力端子を結ぶ経路上に配置される直列腕共振部、および、前記経路と基準端子との間に接続される並列腕共振部の少なくとも１つと、を有し、前記共通接続端子に最も近い前記直列腕共振部および前記共通接続端子に最も近い前記並列腕共振部の少なくともいずれかは、直列に接続された複数の弾性波共振子と、前記複数の弾性波共振子のそれぞれの間の接続経路の少なくとも１つと基準端子との間に接続された第１の容量素子と、を有する。
　この構成によれば、第１の弾性波フィルタにおいて、第２の弾性波フィルタの通過帯域に相当する周波数に現れる不要波を低減することができる。これにより、第１の弾性波フィルタにおいて不要波が生じる周波数を通過帯域に含む第２の弾性波フィルタの通過特性の劣化を抑制することができる。したがって、マルチプレクサの通過特性の劣化を抑制することができる。
　また、前記第１の弾性波フィルタは、前記複数の弾性波フィルタのうち前記第１の弾性波フィルタ以外の弾性波フィルタの少なくとも１つである第２の弾性波フィルタの通過帯域に含まれる周波数の不要波を発生してもよい。
　これにより、第１の弾性表面波フィルタが不要波を発生する構成であっても、当該不要波を低減し、第２の弾性表面波フィルタの通過特性の劣化を抑制することができる。したがって、マルチプレクサの通過特性の劣化を抑制することができる。
　また、前記複数の弾性波共振子の共振子パラメータは、同一であってもよい。
　これにより、最も共通接続端子に近い直列腕共振部または並列腕共振部に設けられる複数の共振子を容易に形成することができる。
　また、前記第１の弾性波フィルタを構成する圧電基板は、ＩＤＴ（ＩｎｔｅｒＤｉｇｉｔａｌ　Ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ）電極が一方面上に形成された圧電膜と、前記圧電膜を伝搬する弾性波音速よりも、伝搬するバルク波音速が高速である高音速支持基板と、前記高音速支持基板と前記圧電膜との間に配置され、前記圧電膜を伝搬するバルク波音速よりも、伝搬するバルク波音速が低速である低音速膜とを備えてもよい。
　また、前記第１の弾性波フィルタを構成する圧電基板は、ＩＤＴ電極が一方面上に形成されたＬｉＮｂＯ３の圧電単結晶基板で構成されていてもよい。
　これにより、弾性波フィルタの構成が、共振子の共振周波数の高次モードの周波数にリップルが発生しやすい構成であっても、不要波を低減し、マルチプレクサの通過特性の劣化を抑制することができる。
　上記目的を達成するために、本発明の一態様に係るマルチプレクサは、アンテナ素子を介して複数の高周波信号を送受信するマルチプレクサであって、前記アンテナ素子と接続されるアンテナ端子に接続された、互いに異なる通過帯域を有する複数の弾性波フィルタを備え、前記複数の弾性波フィルタのうちの第３の弾性波フィルタは、入力端子および出力端子と、前記入力端子および前記出力端子を結ぶ経路上に配置される直列腕共振部、および、前記経路と基準端子との間に接続される並列腕共振部の少なくとも１つと、を有し、前記アンテナ端子に最も近い前記直列腕共振部および前記共通接続端子に最も近い前記並列腕共振部の少なくともいずれかは、少なくとも１つの弾性波共振子と、前記少なくとも１つの弾性波共振子の両端部を橋絡するように当該弾性波共振子と並列に接続された第２の容量素子と、を有する。
　この構成によれば、共通接続端子に近い直列腕共振部または並列腕共振部に、少なくとも１つの共振子と少なくとも１つの容量素子とを設けることにより、第３の弾性波フィルタにおいて、第４の弾性波フィルタの通過帯域に相当する周波数に現れる不要波を低減することができる。これにより、第３の弾性波フィルタにおいて不要波が生じる周波数を通過帯域に含む第４の弾性波フィルタの通過特性の劣化を抑制することができる。したがって、マルチプレクサの通過特性の劣化を抑制することができる。
　また、前記第３の弾性波フィルタは、前記複数の弾性波フィルタのうち前記第３の弾性波フィルタ以外の弾性波フィルタの少なくとも１つである第４の弾性波フィルタの通過帯域に含まれる周波数の不要波を発生してもよい。
　これにより、第３の弾性表面波フィルタが不要波を発生する構成であっても、当該不要波を低減し、第４の弾性表面波フィルタの通過特性の劣化を抑制することができる。したがって、マルチプレクサの通過特性の劣化を抑制することができる。
　また、前記第３の弾性波フィルタを構成する圧電基板は、ＩＤＴ電極が一方面上に形成された圧電膜と、前記圧電膜を伝搬する弾性波音速よりも、伝搬するバルク波音速が高速である高音速支持基板と、前記高音速支持基板と前記圧電膜との間に配置され、前記圧電膜を伝搬するバルク波音速よりも、伝搬するバルク波音速が低速である低音速膜とを備えてもよい。
　また、前記第３の弾性波フィルタを構成する圧電基板は、ＩＤＴ電極が一方面上に形成されたＬｉＮｂＯ３の圧電単結晶基板で構成されていてもよい。
　これにより、弾性波フィルタの構成が、共振子の共振周波数の高次モードの周波数にリップルが発生しやすい構成であっても、不要波を低減し、マルチプレクサの通過特性の劣化を抑制することができる。
　本発明に係るマルチプレクサによれば、通過特性の劣化を抑制することができる。
図１は、実施の形態１に係るマルチプレクサの回路構成図である。 図２Ａは、実施の形態１に係る共振子の一例を模式的に表す平面図および断面図である。 図２Ｂは、実施の形態１に係る共振子の他の例を模式的に表す断面図である。 図３Ａは、実施の形態１に係るマルチプレクサを構成するＢａｎｄ２５の送信側フィルタの回路構成図である。 図３Ｂは、実施の形態１に係るマルチプレクサを構成するＢａｎｄ２５の受信側フィルタの回路構成図である。 図３Ｃは、実施の形態１に係るマルチプレクサを構成するＢａｎｄ６６の送信側フィルタの回路構成図である。 図３Ｄは、実施の形態１に係るマルチプレクサを構成するＢａｎｄ６６の受信側フィルタの回路構成図である。 図４は、実施の形態１に係るマルチプレクサを構成するＢａｎｄ６６の送信側フィルタにおける共振子の配置の一例を示す平面図である。 図５は、実施の形態１に係る縦結合型の弾性表面波フィルタの電極構成を示す概略平面図である。 図６は、比較例に係るマルチプレクサを構成するＢａｎｄ６６の送信側フィルタの回路構成図である。 図７Ａは、実施の形態１および比較例に係るＢａｎｄ２５の送信側フィルタの通過特性を比較したグラフである。 図７Ｂは、実施の形態１および比較例に係るＢａｎｄ２５の受信側フィルタの通過特性を比較したグラフである。 図７Ｃは、実施の形態１および比較例に係るＢａｎｄ６６の送信側フィルタの通過特性を比較したグラフである。 図７Ｄは、実施の形態１および比較例に係るＢａｎｄ６６の受信側フィルタの通過特性を比較したグラフである。 図８Ａは、実施の形態１および比較例に係るＢａｎｄ６６の受信側フィルタにおいて最も共通接続端子に近い直列腕共振部の位相を比較したグラフである。 図８Ｂは、実施の形態１および比較例に係るＢａｎｄ６６の受信側フィルタにおいて最も共通接続端子に近い直列腕共振部の反射損失を比較したグラフである。 図９は、実施の形態１の変形例１に係るマルチプレクサを構成するＢａｎｄ６６の送信側フィルタの回路構成図である。 図１０は、実施の形態１の変形例２に係るマルチプレクサを構成するＢａｎｄ６６の送信側フィルタの回路構成図である。 図１１は、実施の形態２に係るマルチプレクサを構成するＢａｎｄ６６の送信側フィルタの回路構成図である。 図１２Ａは、実施の形態２および比較例に係るＢａｎｄ６６の送信側フィルタにおいて最も共通接続端子に近い直列腕共振部の位相を比較したグラフである。 図１２Ｂは、実施の形態２および比較例に係るＢａｎｄ６６の送信側フィルタにおいて最も共通接続端子に近い直列腕共振部の反射損失を比較したグラフである。
　以下、本発明の実施の形態について、実施の形態および図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置および接続形態などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。以下の実施の形態における構成要素のうち、独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。また、図面に示される構成要素の大きさまたは大きさの比は、必ずしも厳密ではない。
　（実施の形態１）
　［１．マルチプレクサの基本構成］
　本実施の形態では、ＦＤＤ－ＬＴＥ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｄｕｐｌｅｘ－Ｌｏｎｇ　Ｔｅｒｍ　Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）規格のＢａｎｄ２５（送信通過帯域：１８５０－１９１５ＭＨｚ、受信通過帯域：１９３０－１９９５ＭＨｚ）およびＢａｎｄ６６（送信通過帯域：１７１０－１７８０ＭＨｚ、受信通過帯域：２０１０－２２００ＭＨｚ）に適用されるクワッドプレクサについて例示する。
　本実施の形態に係るマルチプレクサ１は、Ｂａｎｄ２５用デュプレクサとＢａｎｄ６６用デュプレクサとが共通接続端子５０で接続されたクワッドプレクサである。
　図１は、本実施の形態に係るマルチプレクサ１の回路構成図である。同図に示すように、マルチプレクサ１は、送信側フィルタ１１および１３と、受信側フィルタ１２および１４と、インダクタンス素子２１と、共通接続端子５０と、送信入力端子１０および３０と、受信出力端子２０および４０とを備える。送信側フィルタ１１および１３と、受信側フィルタ１２および１４とは、弾性表面波フィルタである。また、マルチプレクサ１は、共通接続端子５０においてアンテナ素子２に接続されている。共通接続端子５０とアンテナ素子２との接続経路と、基準端子であるグランドとの間には、インダクタンス素子３１が接続されている。なお、インダクタンス素子３１は共通接続端子５０とアンテナ素子２との間に直列に接続されてもよい。また、マルチプレクサ１は、インダクタンス素子３１を備えない構成であってもよい。また、インダクタンス素子３１は、マルチプレクサ１に含めた構成としてもよいし、マルチプレクサ１に外付けされた構成であってもよい。
　送信側フィルタ１１は、送信回路（ＲＦＩＣなど）で生成された送信波を、送信入力端子１０を経由して入力し、当該送信波をＢａｎｄ２５の送信通過帯域（１８５０－１９１５ＭＨｚ）でフィルタリングして共通接続端子５０へ出力する非平衡入力－非平衡出力型の帯域通過フィルタである。
　受信側フィルタ１２は、共通接続端子５０から入力された受信波を入力し、当該受信波をＢａｎｄ２５の受信通過帯域（１９３０－１９９５ＭＨｚ）でフィルタリングして受信出力端子２０へ出力する非平衡入力－非平衡出力型の帯域通過フィルタである。また、受信側フィルタ１２と共通接続端子５０との間には、インダクタンス素子２１が直列接続されている。インダクタンス素子２１が受信側フィルタ１２の共通接続端子５０側に接続されることにより、受信側フィルタ１２の通過帯域外の帯域を通過帯域とする送信側フィルタ１１、１３および受信側フィルタ１４のインピーダンスは誘導性となる。なお、マルチプレクサ１は、受信側フィルタ１２と共通接続端子５０との間にインダクタンス素子２１を備えない構成であってもよい。
　送信側フィルタ１３は、送信回路（ＲＦＩＣなど）で生成された送信波を、送信入力端子３０を経由して入力し、当該送信波をＢａｎｄ６６の送信通過帯域（１７１０－１７８０ＭＨｚ）でフィルタリングして共通接続端子５０へ出力する非平衡入力－非平衡出力型の帯域通過フィルタである。なお、本実施の形態にかかるマルチプレクサ１において、送信側フィルタ１３は第１の弾性波フィルタである。
　受信側フィルタ１４は、共通接続端子５０から入力された受信波を入力し、当該受信波をＢａｎｄ６６の受信通過帯域（２０１０－２２００ＭＨｚ）でフィルタリングして受信出力端子４０へ出力する非平衡入力－非平衡出力型の帯域通過フィルタである。なお、本実施の形態にかかるマルチプレクサ１において、受信側フィルタ１４は第２の弾性波フィルタである。
　送信側フィルタ１１および１３ならびに受信側フィルタ１２および１４のそれぞれは、後述するように、入力端子と出力端子とを接続する接続経路に直列に接続された少なくとも１つの直列腕共振部と、入力端子と出力端子とを接続する接続経路と基準端子（グランド）との間に接続された少なくとも１つの並列腕共振部とを有している。直列腕共振部および並列腕共振部は、それぞれ少なくとも１つの共振子１００を有している。共振子１００は、弾性表面波共振子である。
　送信側フィルタ１１および１３、ならびに、受信側フィルタ１２および１４は、それぞれ後述する圧電基板５上に形成されている。各圧電基板５は、共通接続端子５０、インダクタンス素子２１および３１、その他の配線および端子が形成された実装基板（図示せず）に実装されている。より詳細には、各圧電基板５は、実装基板に形成された配線にはんだ等により接続されている。このとき、送信側フィルタ１１および１３、ならびに、受信側フィルタ１４は、共通接続端子５０に、他の素子を介することなく直接接続されている。また、受信側フィルタ１２は、インダクタンス素子２１を介して共通接続端子５０に接続されている。
　なお、インダクタンス素子２１は、受信側フィルタ１２と共通接続端子５０との間に限らず、受信側フィルタ１４と共通接続端子５０との間に直列接続されていてもよい。また、マルチプレクサ１は、インダクタンス素子２１を備えない構成であってもよい。
　さらに、実装基板に実装された送信側フィルタ１１および１３、ならびに、受信側フィルタ１２および１４は、例えば熱硬化性または紫外線硬化性の樹脂により封止されている。
　［２．弾性表面波共振子の構造］
　ここで、送信側フィルタ１１および１３ならびに受信側フィルタ１２および１４を構成する共振子１００の構造について説明する。
　図２Ａは、本実施の形態に係る共振子１００の一例を模式的に表す概略図であり、（ａ）は平面図、（ｂ）および（ｃ）は（ａ）に示した一点鎖線における断面図である。図２Ａには、送信側フィルタ１１および１３ならびに受信側フィルタ１２および１４を構成する複数の共振子のうち、送信側フィルタ１１の直列腕共振部１０１を構成する共振子１００の構造を表す平面摸式図および断面模式図が例示されている。なお、図２Ａに示された共振子１００は、上記複数の共振子の典型的な構造を説明するためのものであって、電極を構成する電極指の本数および長さなどは、これに限定されない。
　共振子１００は、圧電基板５と、櫛形形状を有するＩＤＴ（ＩｎｔｅｒＤｉｇｉｔａｌ　Ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ）電極１０１ａおよび１０１ｂとで構成されている。
　図２Ａの（ａ）に示すように、圧電基板５の上には、互いに対向する一対のＩＤＴ電極１０１ａおよび１０１ｂが形成されている。ＩＤＴ電極１０１ａは、互いに平行な複数の電極指１１０ａと、複数の電極指１１０ａを接続するバスバー電極１１１ａとで構成されている。また、ＩＤＴ電極１０１ｂは、互いに平行な複数の電極指１１０ｂと、複数の電極指１１０ｂを接続するバスバー電極１１１ｂとで構成されている。複数の電極指１１０ａおよび１１０ｂは、Ｘ軸方向と直交する方向に沿って形成されている。
　また、複数の電極指１１０ａおよび１１０ｂ、ならびに、バスバー電極１１１ａおよび１１１ｂで構成されるＩＤＴ電極５４は、図２Ａの（ｂ）に示すように、密着層５４１と主電極層５４２との積層構造となっている。
　密着層５４１は、圧電基板５と主電極層５４２との密着性を向上させるための層であり、材料として、例えば、Ｔｉが用いられる。密着層５４１の膜厚は、例えば、１２ｎｍである。
　主電極層５４２は、材料として、例えば、Ｃｕを１％含有したＡｌが用いられる。主電極層５４２の膜厚は、例えば１６２ｎｍである。
　保護層５５は、ＩＤＴ電極１０１ａおよび１０１ｂを覆うように形成されている。保護層５５は、主電極層５４２を外部環境から保護する、周波数温度特性を調整する、および、耐湿性を高めるなどを目的とする層であり、例えば、二酸化ケイ素を主成分とする膜である。保護層５５の厚さは、例えば２５ｎｍである。
　なお、密着層５４１、主電極層５４２および保護層５５を構成する材料は、上述した材料に限定されない。さらに、ＩＤＴ電極５４は、上記積層構造でなくてもよい。ＩＤＴ電極５４は、例えば、Ｔｉ、Ａｌ、Ｃｕ、Ｐｔ、Ａｕ、Ａｇ、Ｐｄなどの金属又は合金から構成されてもよく、また、上記の金属又は合金から構成される複数の積層体から構成されてもよい。また、保護層５５は、形成されていなくてもよい。
　次に、圧電基板５の積層構造について説明する。
　図２Ａの（ｃ）に示すように、圧電基板５は、高音速支持基板５１と、低音速膜５２と、圧電膜５３とを備え、高音速支持基板５１、低音速膜５２および圧電膜５３がこの順で積層された構造を有している。
　圧電膜５３は、５０°ＹカットＸ伝搬ＬｉＴａＯ３圧電単結晶または圧電セラミックス（Ｘ軸を中心軸としてＹ軸から５０°回転した軸を法線とする面で切断したタンタル酸リチウム単結晶、またはセラミックスであって、Ｘ軸方向に弾性表面波が伝搬する単結晶またはセラミックス）からなる。圧電膜５３は、例えば、厚みが６００ｎｍである。なお、送信側フィルタ１３および受信側フィルタ１４については、４２～４５°ＹカットＸ伝搬ＬｉＴａＯ３圧電単結晶、または圧電セラミックスからなる圧電膜５３が用いられる。
　高音速支持基板５１は、低音速膜５２、圧電膜５３ならびにＩＤＴ電極５４を支持する基板である。高音速支持基板５１は、さらに、圧電膜５３を伝搬する表面波および境界波などの弾性波よりも、高音速支持基板５１中のバルク波の音速が高速となる基板であり、弾性表面波を圧電膜５３および低音速膜５２が積層されている部分に閉じ込め、高音速支持基板５１より下方に漏れないように機能する。高音速支持基板５１は、例えば、シリコン基板であり、厚みは、例えば２００μｍである。
　低音速膜５２は、圧電膜５３を伝搬するバルク波よりも、低音速膜５２中のバルク波の音速が低速となる膜であり、圧電膜５３と高音速支持基板５１との間に配置される。この構造と、弾性波が本質的に低音速な媒質にエネルギーが集中するという性質とにより、弾性表面波エネルギーのＩＤＴ電極外への漏れが抑制される。低音速膜５２は、例えば、二酸化ケイ素を主成分とする膜であり、厚みは、例えば６７０ｎｍである。
　なお、圧電基板５の上記積層構造によれば、圧電基板を単層で使用している従来の構造と比較して、共振周波数および反共振周波数におけるＱ値を大幅に高めることが可能となる。すなわち、Ｑ値が高い弾性表面波共振子を構成し得るので、当該弾性表面波共振子を用いて、挿入損失が小さいフィルタを構成することが可能となる。
　また、受信側フィルタ１２の共通接続端子５０側にインピーダンス整合用のインダクタンス素子２１が直列接続された場合など、複数の弾性表面波フィルタ間でのインピーダンス整合をとるため、インダクタンス素子およびキャパシタンス素子などの回路素子が付加される。これにより、共振子１００のＱ値が等価的に小さくなる場合が想定される。しかしながら、このような場合であっても、圧電基板５の上記積層構造によれば、共振子１００のＱ値を高い値に維持できる。
　なお、高音速支持基板５１は、支持基板と、圧電膜５３を伝搬する表面波および境界波などの弾性波よりも、伝搬するバルク波の音速が高速となる高音速膜とが積層された構造を有していてもよい。この場合、支持基板は、リチウムタンタレート、リチウムニオベイト、水晶等の圧電体、アルミナ、サファイア、マグネシア、窒化ケイ素、窒化アルミニウム、炭化ケイ素、ジルコニア、コージライト、ムライト、ステアタイト、フォルステライト等の各種セラミック、ガラス等の誘電体またはシリコン、窒化ガリウム等の半導体及び樹脂基板等を用いることができる。また、高音速膜は、窒化アルミニウム、酸化アルミニウム、炭化ケイ素、窒化ケイ素、酸窒化ケイ素、ＤＬＣ膜またはダイヤモンド、上記材料を主成分とする媒質、上記材料の混合物を主成分とする媒質等、様々な高音速材料を用いることができる。
　また、図２Ｂは、本実施の形態に係る共振子１００の他の例を模式的に表す断面図である。図２Ａに示した共振子１００では、共振子１００を構成するＩＤＴ電極５４が、圧電膜５３を有する圧電基板５上に形成された例を示したが、当該ＩＤＴ電極５４が形成される基板は、図２Ｂに示すように、圧電体層の単層からなる圧電基板５７であってもよい。圧電基板５７は、例えば、ＬｉＮｂＯ３の圧電単結晶で構成されている。
　また、当該ＩＤＴ電極５４が形成される基板は、支持基板と、エネルギー閉じ込め層と、圧電膜がこの順で積層された構造を有していてもよい。圧電膜上にＩＤＴ電極５４が形成される。圧電膜は、例えば、 ＬｉＴａＯ３圧電単結晶または圧電セラミックスが用いられる。支持基板は、圧電膜、エネルギー閉じ込め層、およびＩＤＴ電極を支持する基板である。
　エネルギー閉じ込め層は１層または複数の層からなり、その少なくとも１つの層を伝搬する弾性バルク波の速度は、圧電膜近傍を伝搬する弾性波の速度よりも大きい。例えば、低音速層と、高音速層との積層構造となっていてもよい。低音速層は、圧電膜を伝搬する弾性波の音速よりも、低音速層中のバルク波の音速が低速となる膜である。高音速層は、圧電膜を伝搬する弾性波の音速よりも、高音速層中のバルク波の音速が高速となる膜である。なお、支持基板を高音速層としてもよい。
　また、エネルギー閉じ込め層は、音響インピーダンスが相対的に低い低音響インピーダンス層と、音響インピーダンスが相対的に高い高音響インピーダンス層とが、交互に積層された構成を有する音響インピーダンス層であってもよい。
　上述した圧電膜５３および圧電基板５７は、弾性波フィルタ装置の要求通過特性などに応じて、適宜、積層構造、材料、カット角、および、厚みを変更してもよい。上述したカット角以外のカット角を有するＬｉＴａＯ３圧電基板などを用いた共振子１００であっても、上述した圧電膜５３を用いた共振子１００と同様の効果を奏することができる。
　なお、図２Ａの（ａ）および（ｂ）において、λはＩＤＴ電極１０１ａおよび１０１ｂを構成する複数の電極指１１０ａおよび１１０ｂの繰り返しピッチ、ＬはＩＤＴ電極１０１ａおよび１０１ｂの交叉幅、Ｗは電極指１１０ａおよび１１０ｂの幅、Ｓは電極指１１０ａと電極指１１０ｂとの間隔、ｈはＩＤＴ電極１０１ａおよび１０１ｂの高さを示している。なお、繰り返しピッチλ、交叉幅Ｌ、電極指の幅Ｗ、電極指の間隔Ｓ、ＩＤＴ電極の高さｈ等、共振子１００の形状および大きさを決定するパラメータを、共振子パラメータという。
　［３．各弾性波フィルタの構成］
　以下、図３Ａ～図３Ｄを用いて、各弾性波フィルタの回路構成について説明する。
　［３－１．送信側フィルタの回路構成］
　図３Ａは、本実施の形態に係るマルチプレクサ１を構成するＢａｎｄ２５の送信側フィルタ１１の回路構成図である。図３Ａに示すように、送信側フィルタ１１は、直列腕共振部１０１～１０５と、並列腕共振部１５１～１５４と、整合用のインダクタンス素子１４１、１６１および１６２とを備える。直列腕共振部１０１～１０５および並列腕共振部１５１～１５４は、それぞれ１つの共振子１００で構成されている。
　直列腕共振部１０１～１０５は、送信入力端子１０と送信出力端子６１との間の接続経路に互いに直列に接続されている。また、並列腕共振部１５１～１５４は、送信入力端子１０、送信出力端子６１および直列腕共振部１０１～１０５の各接続点と基準端子（グランド）との間に互いに並列に接続されている。直列腕共振部１０１～１０５および並列腕共振部１５１～１５４の上記接続構成により、送信側フィルタ１１は、ラダー型のバンドパスフィルタを構成している。
　インダクタンス素子１４１は、送信入力端子１０と直列腕共振部１０１との間に直列接続されている。なお、インダクタンス素子１４１は、送信入力端子１０と直列腕共振部１０１との接続経路と基準端子との間に接続されていてもよい。インダクタンス素子１４１を有することにより、インダクタンス素子１４１と他のインダクタンス素子１６１、１６２との結合を利用して、送信側フィルタ１１のアイソレーションを大きくすることができる。
　また、インダクタンス素子１６１は、並列腕共振部１５２、１５３および１５４の接続点と基準端子との間に接続されている。インダクタンス素子１６２は、並列腕共振部１５１と基準端子との間に接続されている。
　送信出力端子６１は、共通接続端子５０（図１参照）に接続されている。また、送信出力端子６１は、直列腕共振部１０５に接続されており、並列腕共振部１５１～１５４のいずれにも直接接続されていない。
　図３Ｃは、本実施の形態に係るマルチプレクサ１を構成するＢａｎｄ６６の送信側フィルタ１３の回路構成図である。図３Ｃに示すように、送信側フィルタ１３は、直列腕共振部３０１～３０４と、並列腕共振部３５１～３５４と、整合用のインダクタンス素子３６１～３６３とを備える。
　直列腕共振部３０１～３０３および並列腕共振部３５１～３５４は、それぞれ１つの共振子１００で構成されている。
　直列腕共振部３０４は、共振子３０４ａ、３０４ｂおよび３０４ｃと容量素子３０４ｄおよび３０４ｅとを有している。共振子３０４ａ、３０４ｂおよび３０４ｃは弾性表面波共振子であり、上述した共振子１００と同様の構成をしている。また、共振子３０４ａ、３０４ｂおよび３０４ｃは、共振子パラメータが互いに同一になるように構成されている。ここでいう同一とは、共振子３０４ａ、３０４ｂおよび３０４ｃの製造時に生じる誤差を含むものとする。なお、本実施の形態において、容量素子３０４ｄおよび３０４ｅは、第１の容量素子である。
　共振子３０４ａ、３０４ｂおよび３０４ｃは、直列腕共振部３０３と送信出力端子６３とを接続する接続経路に、この順に直列に接続されている。共振子３０４ａと共振子３０４ｂとを接続する接続経路と基準端子との間には、容量素子３０４ｄが接続されている。共振子３０４ｂと共振子３０４ｃとを接続する接続経路と基準端子との間には、容量素子３０４ｅが接続されている。
　容量素子３０４ｄおよび３０４ｅは、後述するように、例えば共振子１００と同様の構成の櫛歯容量で構成されている。なお、容量素子３０４ｄおよび３０４ｅは、櫛歯容量に限らずどのような構成としてもよい。例えば、共振子３０４ａおよび３０４ｂを接続する配線の近くに基準端子に接続される配線を近づけることで、容量素子３０４ｄを構成してもよい。同様に、共振子３０４ｂおよび３０４ｃを接続する配線の近くに基準端子に接続される配線を近づけることで、容量素子３０４ｅを構成してもよい。また、送信側フィルタ１３を実装する実装基板（図示せず）に容量素子３０４ｄおよび３０４ｅを形成してもよい。
　また、直列腕共振部３０１～３０４は、送信入力端子３０と送信出力端子６３との間の接続経路に互いに直列に接続されている。また、並列腕共振部３５１～３５４は、送信入力端子３０、送信出力端子６３および直列腕共振部３０１～３０４の各接続点と基準端子との間に互いに並列に接続されている。直列腕共振部３０１～３０４および並列腕共振部３５１～３５４の上記接続構成により、送信側フィルタ１３は、ラダー型のバンドパスフィルタを構成している。
　また、インダクタンス素子３６１は、並列腕共振部３５１および３５２の接続点と基準端子との間に接続されている。インダクタンス素子３６２は、並列腕共振部３５３と基準端子との間に接続されている。インダクタンス素子３６３は、送信入力端子３０と直列腕共振部３０１との間に接続されている。インダクタンス素子３６３は、送信入力端子３０と並列、つまり、送信入力端子３０と直列腕共振部３０１との接続経路と基準端子との間に接続されていてもよい。
　送信出力端子６３は、共通接続端子５０（図１参照）に接続されている。また、送信出力端子６３は、直列腕共振部３０４に接続されており、並列腕共振部３５１～３５４のいずれにも直接接続されていない。
　図４は、本実施の形態に係るマルチプレクサ１を構成するＢａｎｄ６６の送信側フィルタ１３における共振子の配置の一例を示す平面図である。
　図４に示すように、送信側フィルタ１３において、直列腕共振部３０１～３０３および並列腕共振部３５１～３５４のそれぞれを構成する共振子１００と、直列腕共振部３０４を構成する共振子３０４ａ～３０４ｃとは、直列腕共振部３０１～３０３および並列腕共振部３５１～３５４のそれぞれを構成する各共振子１００および共振子３０４ａ～３０４ｃの弾性表面波の伝搬方向が同方向となるように圧電基板５の上に配置されている。また、直列腕共振部３０１～３０３および並列腕共振部３５１～３５４のそれぞれを構成する各共振子１００および共振子３０４ａ～３０４ｃは、弾性表面波の伝搬方向のＩＤＴ電極の両側に反射器を有している。
　また、櫛歯容量で構成された容量素子３０４ｄおよび３０４ｅは、図４に示すように、圧電基板５の上に、直列腕共振部３０１～３０３および並列腕共振部３５１～３５４のそれぞれを構成する各共振子１００および共振子３０４ａ～３０４ｃのＩＤＴ電極の向きを９０°回転させた向きに配置されている。このように配置することにより、容量素子３０４ｄおよび３０４ｅは、櫛歯容量で構成されていても弾性表面波は伝搬せず、容量素子としてのみ機能する。容量素子３０４ｄおよび３０４ｅの容量の大きさは、例えば０．５ｐＦである。
　［３－２．受信側フィルタの回路構成］
　図３Ｂは、本実施の形態に係るマルチプレクサ１を構成するＢａｎｄ２５の受信側フィルタ１２の回路構成図である。図３Ｂに示すように、受信側フィルタ１２は、例えば、縦結合型の弾性表面波フィルタ部を含む。より具体的には、受信側フィルタ１２は、縦結合型フィルタ部２０３と、直列腕共振部２０１と、並列腕共振部２５１～２５３とを備える。直列腕共振部２０１および並列腕共振部２５１～２５３は、それぞれ１つの共振子１００で構成されている。
　図５は、本実施の形態に係る縦結合型フィルタ部２０３の電極構成を示す概略平面図である。同図に示すように、縦結合型フィルタ部２０３は、ＩＤＴ２１１～２１５と、反射器２２０および２２１と、入力ポート２３０および出力ポート２４０とを備える。
　ＩＤＴ２１１～２１５は、それぞれ、互いに対向する一対のＩＤＴ電極で構成されている。ＩＤＴ２１２および２１４は、ＩＤＴ２１３をＸ軸方向に挟み込むように配置され、ＩＤＴ２１１および２１５は、ＩＤＴ２１２～２１４をＸ軸方向に挟み込むように配置されている。反射器２２０および２２１は、ＩＤＴ２１１～２１５をＸ軸方向に挟み込むように配置されている。また、ＩＤＴ２１１、２１３および２１５は、入力ポート２３０と基準端子との間に並列接続され、ＩＤＴ２１２および２１４は、出力ポート２４０と基準端子との間に並列接続されている。
　また、図３Ｂに示すように、直列腕共振部２０１、ならびに、並列腕共振部２５１および２５２は、ラダー型フィルタ部を構成している。
　受信入力端子６２は、インダクタンス素子２１（図１参照）を介して共通接続端子５０（図１参照）に接続されている。また、図３Ｂに示すように、受信入力端子６２は、並列腕共振部２５１に接続されている。
　図３Ｄは、本実施の形態に係るマルチプレクサ１を構成するＢａｎｄ６６の受信側フィルタ１４の回路構成図である。図３Ｄに示すように、受信側フィルタ１４は、直列腕共振部４０１～４０５と、並列腕共振部４５１～４５４と、整合用のインダクタンス素子４６１とを備える。直列腕共振部４０１～４０５および並列腕共振部４５１～４５４は、それぞれ１つの共振子１００で構成されている。
　直列腕共振部４０１～４０５は、受信出力端子４０と受信入力端子６４との間に互いに直列に接続されている。また、並列腕共振部４５１～４５４は、受信出力端子４０、受信入力端子６４および直列腕共振部４０１～４０５の各接続点と基準端子（グランド）との間に互いに並列に接続されている。直列腕共振部４０１～４０５および並列腕共振部４５１～４５４の上記接続構成により、受信側フィルタ１４は、ラダー型のバンドパスフィルタを構成している。また、インダクタンス素子４６１は、並列腕共振部４５１、４５２および４５３の接続点と基準端子との間に接続されている。
　受信入力端子６４は、共通接続端子５０（図１参照）に接続されている。また、図３Ｄに示すように、受信入力端子６４は、直列腕共振部４０５に接続されており、並列腕共振部４５４には直接接続されていない。
　なお、本実施の形態に係るマルチプレクサ１が備える弾性表面波フィルタにおける共振子および回路素子の配置構成は、上記実施の形態に係る送信側フィルタ１１および１３ならびに受信側フィルタ１２および１４で例示した配置構成に限定されない。上記弾性表面波フィルタにおける共振子および回路素子の配置構成は、各周波数帯域（Ｂａｎｄ）における通過特性の要求仕様により異なる。上記配置構成とは、例えば、直列腕共振部および並列腕共振部の配置数であり、また、ラダー型および縦結合型などのフィルタ構成の選択である。
　［４．弾性表面波フィルタの動作原理］
　ここで、本実施の形態に係るラダー型の弾性表面波フィルタの動作原理について説明する。
　例えば、図３Ａに示された並列腕共振部１５１～１５４を構成する各共振子１００は、それぞれ、共振特性において共振周波数ｆｒｐおよび反共振周波数ｆａｐ（＞ｆｒｐ）を有している。また、直列腕共振部１０１～１０５を構成する各共振子１００は、それぞれ、共振特性において共振周波数ｆｒｓおよび反共振周波数ｆａｓ（＞ｆｒｓ＞ｆｒｐ）を有している。なお、直列腕共振部１０１～１０５を構成する各共振子１００の共振周波数ｆｒｓは、略一致するように設計されるが、必ずしも一致していない。また、直列腕共振部１０１～１０５を構成する各共振子１００の反共振周波数ｆａｓ、並列腕共振部１５１～１５４を構成する各共振子１００の共振周波数ｆｒｐ、および、並列腕共振部１５１～１５４を構成する各共振子１００の反共振周波数ｆａｐについても同様であり、必ずしも一致していない。
　ラダー型の共振子によりバンドパスフィルタを構成するにあたり、並列腕共振部１５１～１５４を構成する各共振子１００の反共振周波数ｆａｐと直列腕共振部１０１～１０５を構成する各共振子１００の共振周波数ｆｒｓとを近接させる。これにより、並列腕共振部１５１～１５４を構成する各共振子１００のインピーダンスが０に近づく共振周波数ｆｒｐ近傍は、低域側阻止域となる。また、これより周波数が増加すると、反共振周波数ｆａｐ近傍で並列腕共振部１５１～１５４を構成する各共振子１００のインピーダンスが高くなり、かつ、共振周波数ｆｒｓ近傍で直列腕共振部１０１～１０５を構成する各共振子１００のインピーダンスが０に近づく。これにより、反共振周波数ｆａｐ～共振周波数ｆｒｓの近傍では、送信入力端子１０から送信出力端子６１への信号経路において信号通過域となる。さらに、周波数が高くなり、反共振周波数ｆａｓ近傍になると、直列腕共振部１０１～１０５を構成する各共振子１００のインピーダンスが高くなり、高周波側阻止域となる。つまり、直列腕共振部１０１～１０５を構成する各共振子１００の反共振周波数ｆａｓを、信号通過域外のどこに設定するかにより、高周波側阻止域における減衰特性の急峻性が大きく影響する。
　送信側フィルタ１１において、送信入力端子１０から高周波信号が入力されると、送信入力端子１０と基準端子との間で電位差が生じ、これにより、圧電基板５が歪むことでＸ方向に伝搬する弾性表面波が発生する。ここで、ＩＤＴ電極１０１ａおよび１０１ｂの繰り返しピッチλと、通過帯域の波長とを略一致させておくことにより、通過させたい周波数成分を有する高周波信号のみが送信側フィルタ１１を通過する。
　なお、共振子１００の共振周波数と反共振周波数との差の、共振周波数に対する比を、共振比帯域という。例えば、上述した直列腕共振部１０１を構成する共振子１００の共振比帯域は、｜ｆａｓ－ｆｒｓ｜／ｆｒｓと表すことができる。
　［５．マルチプレクサの高周波伝送特性］
　以下、本実施の形態に係るマルチプレクサ１の高周波伝送特性を、比較例に係るマルチプレクサの高周波伝送特性と比較しながら説明する。図６は、比較例に係るマルチプレクサを構成するＢａｎｄ６６の送信側フィルタ７３の回路構成図である。
　比較例に係る送信側フィルタ７３は、図６に示すように、直列腕共振部３０１～３０３および３０５と、並列腕共振部３５１～３５４と、インダクタンス素子３６１～３６３とを有している。直列腕共振部３０１～３０３、並列腕共振部３５１～３５４およびインダクタンス素子３６１～３６３の構成は、本実施の形態に係る送信側フィルタ１３の直列腕共振部３０１～３０３、並列腕共振部３５１～３５４およびインダクタンス素子３６１～３６３と同様の構成である。また、共通接続端子５０に最も近い直列腕共振部３０５は、１つの共振子１００で構成されている点が本実施の形態に係る送信側フィルタ１３の直列腕共振部３０４と異なっている。なお、送信側フィルタ７３は、Ｂａｎｄ６６の送信側フィルタとしての帯域内特性を整えるために送信側フィルタ１３を構成する共振子１００の共振子パラメータを若干変更しているが、直列腕共振部３０５以外の構成は、送信側フィルタ１３とほぼ同様である。
　Ｂａｎｄ６６の送信側フィルタ７３を用いたマルチプレクサでは、送信側フィルタ７３においてＢａｎｄ６６の受信側フィルタ１４の通過帯域に含まれる周波数に不要波（高次モード）が発生する。これにより、送信側フィルタ７３と共通接続端子５０において接続された受信側フィルタ１４の通過特性が劣化するという問題がある。一方、送信側フィルタ７３とほぼ同様の構成の送信側フィルタ１３についても、送信側フィルタ７３と同様にＢａｎｄ６６の受信側フィルタ１４の通過帯域に含まれる周波数に不要波（高次モード）が発生するという問題があるが、送信側フィルタ１３を用いたマルチプレクサでは、以下に示すように不要波が受信側フィルタ１４に与える影響を低減することができる。
　図７Ａは、本実施の形態および比較例に係るＢａｎｄ２５の送信側フィルタ１１の通過特性を比較したグラフである。図７Ｂは、本実施の形態および比較例に係るＢａｎｄ２５の受信側フィルタ１２の通過特性を比較したグラフである。図７Ｃは、本実施の形態および比較例に係るＢａｎｄ６６の送信側フィルタ１３の通過特性を比較したグラフである。図７Ｄは、本実施の形態および比較例に係るＢａｎｄ６６の受信側フィルタ１４の通過特性を比較したグラフである。なお、図７Ａ～図７Ｄでは、本実施の形態に係る送信側フィルタ１３を用いたとき各フィルタの伝送特性を実施例１、比較例に係る送信側フィルタ７３を用いたときの各フィルタの伝送特性を比較例として示している。
　図７Ａに示すＢａｎｄ２５の送信側フィルタ１１について、実施例１として示す挿入損失と比較例として示す挿入損失とを比較すると、送信側フィルタ１１の通過帯域である１８５０－１９１５ＭＨｚでは、実施例１と比較例との挿入損失の大きさの違いはほとんど見られない。
　また、図７Ｂに示すＢａｎｄ２５の受信側フィルタ１２について、実施例１として示す挿入損失と比較例として示す挿入損失とを比較すると、受信側フィルタ１２の通過帯域である１９３０－１９９５ＭＨｚでは、実施例１と比較例との挿入損失の大きさの違いはほとんど見られない。
　また、図７Ｃに示すＢａｎｄ６６の送信側フィルタ１３について、実施例１として示す挿入損失と比較例として示す挿入損失とを比較すると、送信側フィルタ１３の通過帯域である１７１０－１７８０ＭＨｚでは、実施例１と比較例との挿入損失の大きさの違いはほとんど見られない。また、送信側フィルタ１３の通過帯域外である２０００－２１００ＭＨｚ付近において、比較例に対して実施例１では挿入損失が小さくなっている。さらに、図７Ｃに破線で囲んだ領域に示すように、送信側フィルタ１３の通過帯域外である２１３０－２１５０ＭＨｚ付近において、比較例に対して実施例１では挿入損失が小さくなっている。
　また、図７Ｄに示すＢａｎｄ６６の受信側フィルタ１４について、実施例１の挿入損失と比較例の挿入損失とを比較すると、図７Ｄに破線で囲んだ領域に示すように、受信側フィルタ１４の通過帯域２０１０－２２００ＭＨｚに含まれる２１１０－２１４０ＭＨｚ付近において、比較例に対して実施例１では挿入損失が小さくなっており、通過特性が向上している。
　つまり、本実施の形態に係るマルチプレクサ１の送信側フィルタ１３の構成によると、送信側フィルタ１３の２１３０－２１５０ＭＨｚ付近での挿入損失が向上するとともに、送信側フィルタ１３と共通接続端子５０において接続された受信側フィルタ１４の２１１０－２１４０ＭＨｚ付近の通過特性が向上する。この理由について、以下に説明する。
　図８Ａは、本実施の形態および比較例に係る直列腕共振部３０４および３０５の位相を比較したグラフである。図８Ｂは、本実施の形態および比較例に係る直列腕共振部３０４および３０５の反射損失を比較したグラフである。なお、図８Ａおよび図８Ｂでは、本実施の形態に係る送信側フィルタ１３に係る直列腕共振部３０４の結果を実施例１、比較例に係る直列腕共振部３０５の結果を比較例として示している。
　図８Ａにおいて矢印Ａで示すように、位相については、実施例１および比較例の両方について、受信側フィルタ１４の通過帯域に含まれる２１４０ＭＨｚ付近に、直列腕共振部３０４の不要波（高次モード）による極大点が現れている。このときの位相の変化は、比較例として示した直列腕共振部３０５よりも実施例１として示した直列腕共振部３０４のほうが小さくなっている。
　同様に、反射損失についても、図８Ｂにおいて矢印Ａで示すように、実施例１および比較例の両方について、受信側フィルタ１４の通過帯域に含まれる２１４０ＭＨｚ付近に、直列腕共振部３０４の不要波（高次モード）による極小点が現れている。このときの反射損失は、比較例として示した直列腕共振部３０５よりも、実施例１として示した直列腕共振部３０４のほうが小さくなっている。直列腕共振部３０５に代えて直列腕共振部３０４を用いることにより、直列腕共振部３０４の高次モードにおける共振比帯域は小さくなるためである。これにより、送信出力端子６３における送信側フィルタ１３の、受信側フィルタ１４通過帯域における反射損失が、送信出力端子６３における送信側フィルタ７３の、受信側フィルタ１４通過帯域における反射損失よりも小さくなる。よって、直列腕共振部３０４の不要波（高次モード）が受信側フィルタ１４に与える影響が小さくなり、受信側フィルタ１４の通過特性の劣化が抑制される。
　ここで、送信側フィルタ１３において最も共通接続端子５０に近い直列腕共振部を直列腕共振部３０４の構成とした場合、図８Ａにおいて矢印Ｂで示すように、直列腕共振部３０４の共振周波数のメインモードである１８２０ＭＨｚ付近において位相のリップルが発生している。これにより、共振周波数のメインモードの周波数における共振比帯域も小さくなったように見える。一般に、共振周波数のメインモードの周波数について共振比帯域が小さくなると、送信側フィルタ１３の通過帯域幅は小さくなるため、送信側フィルタ１３の通過帯域における挿入損失が劣化する。しかし、本実施の形態に係る送信側フィルタ１３では、最も共通接続端子５０に近い直列腕共振部３０４にのみ容量素子３０４ｄおよび３０４ｅを配置しているので、直列腕共振部３０１～３０３を構成する共振子１００の共振子パラメータを調整することにより、送信側フィルタ１３の通過特性の劣化を抑制することができる。これにより、マルチプレクサ１において、送信側フィルタ１３の通過特性を劣化させることなく、受信側フィルタ１４の通過特性の劣化を抑制することができる。
　［６．まとめ］
　以上、実施の形態に係るマルチプレクサ１では、共通接続端子５０に複数の弾性波フィルタである送信側フィルタ１１および１３と受信側フィルタ１２および１４とが接続されている。複数の弾性波フィルタのうちの１つの弾性波フィルタである送信側フィルタ１３では、最も共通接続端子５０に近い直列腕共振部３０４に、複数の共振子３０４ａ～３０４ｃと複数の容量素子３０４ｄおよび３０４ｅが配置されている。共振子３０４ａ～３０４ｃは、直列腕共振部３０３と送信出力端子６３とを接続する接続経路に直列に接続されている。また、共振子３０４ａと３０４ｂとを接続する接続経路と基準端子との間には容量素子３０４ｄが接続されている。共振子３０４ｂと３０４ｃとを接続する接続経路と基準端子との間には容量素子３０４ｅが接続されている。
　この構成によれば、送信側フィルタ１３において、送信側フィルタ１３と共通接続端子５０において接続された他の弾性波フィルタである受信側フィルタ１４の通過帯域に含まれる周波数に現れる不要波を低減することができる。これにより、送信側フィルタ１３においてリップルが生じる周波数を通過帯域に含む受信側フィルタ１４の通過特性の劣化を抑制することができる。このとき、送信側フィルタ１３の通過帯域内のロスを劣化させることもなく、また、送信側フィルタ１３および受信側フィルタ１４以外の送信側フィルタ１１および受信側フィルタ１２の通過帯域のロスを劣化させることもない。したがって、マルチプレクサ１の通過特性の劣化を抑制することができる。
　（実施の形態１の変形例１）
　図９は、本実施の形態の変形例１に係るマルチプレクサを構成するＢａｎｄ６６の送信側フィルタ１３ａの回路構成図である。本変形例に係るマルチプレクサが実施の形態１に係るマルチプレクサ１と異なる点は、送信側フィルタ１３ａが、最も共通接続端子５０に近い並列腕共振部に、複数の共振子および容量素子を有している点である。
　図９に示すように、送信側フィルタ１３ａは、直列腕共振部３０１～３０３および３０５と、並列腕共振部３５１～３５３および３５５と、整合用のインダクタンス素子３６１～３６３とを備える。
　直列腕共振部３０１～３０３、並列腕共振部３５１～３５３およびインダクタンス素子３６１～３６３の構成は、実施の形態１に示した直列腕共振部３０１～３０３、並列腕共振部３５１～３５３およびインダクタンス素子３６１～３６３と同様である。また、直列腕共振部３０５の構成は、実施の形態１に比較例として示した直列腕共振部３０５と同様である。
　並列腕共振部３５５は、共振子３５５ａおよび３５５ｂと容量素子３５５ｃとを有している。共振子３５５ａおよび３５５ｂは弾性表面波共振子であり、上述した共振子１００と同様の構成をしている。また、共振子３５５ａおよび３５５ｂは、共振子パラメータが互いに同一になるように構成されている。なお、本実施の形態において、容量素子３５５ｃは、第１の容量素子である。
　共振子３５５ａおよび３５５ｂは、直列腕共振部３０３と３０５とを接続する接続経路とグランドとの間に、この順に直列に接続されている。共振子３５５ａと共振子３５５ｂとを接続する接続経路と基準端子との間には、容量素子３５５ｃが接続されている。
　容量素子３５５ｃは、後述するように、例えば共振子１００と同様の構成の櫛歯容量で構成されている。なお、容量素子３５５ｃは、櫛歯容量に限らずどのような構成としてもよい。例えば、共振子３５５ａおよび３５５ｂを接続する配線の近くに基準端子に接続される配線を近づけることで、容量素子３５５ｃを構成してもよい。また、送信側フィルタ１３ａを実装する実装基板（図示せず）に容量素子３５５ｃを形成してもよい。
　この構成によれば、実施の形態１に示したマルチプレクサ１と同様、送信側フィルタ１３ａの通過帯域内のロスを劣化させることなく、受信側フィルタ１４の通過特性の劣化を抑制することができる。したがって、マルチプレクサにおいて、通過特性の劣化を抑制することができる。
　（実施の形態１の変形例２）
　図１０は、本実施の形態の変形例２に係るマルチプレクサを構成するＢａｎｄ６６の送信側フィルタ１３ｂの回路構成図である。本変形例に係るマルチプレクサが実施の形態１に係るマルチプレクサ１と異なる点は、送信側フィルタ１３ｂが、最も共通接続端子５０に近い直列腕共振部３０４に加えて、最も共通接続端子５０に近い並列腕共振部３５５に、複数の共振子および容量素子を有している点である。
　図１０に示すように、送信側フィルタ１３ｂは、直列腕共振部３０１～３０４と、並列腕共振部３５１～３５３および３５５と、整合用のインダクタンス素子３６１～３６３とを備える。
　直列腕共振部３０１～３０３、並列腕共振部３５１～３５３およびインダクタンス素子３６１～３６３の構成は、実施の形態１に示した直列腕共振部３０１～３０３、並列腕共振部３５１～３５３およびインダクタンス素子３６１～３６３と同様である。直列腕共振部３０４の構成は、実施の形態１に示した直列腕共振部３０４と同様である。また、並列腕共振部３５５の構成は、実施の形態１の変形例１に示した並列腕共振部３５５と同様である。なお、本実施の形態において、容量素子３０４ｄ、３０４ｅおよび３５５ｃは第１の容量素子である。
　この構成によれば、実施の形態１に示したマルチプレクサ１と同様、送信側フィルタ１３ａの通過帯域内のロスを劣化させることなく、受信側フィルタ１４の通過特性の劣化を抑制することができる。したがって、マルチプレクサにおいて、通過特性の劣化を抑制することができる。
　（実施の形態２）
　次に、実施の形態２に係るマルチプレクサについて説明する。図１１は、本実施の形態に係るマルチプレクサを構成するＢａｎｄ６６の送信側フィルタ１１３の回路構成図である。
　本実施の形態に係るマルチプレクサが実施の形態１に係るマルチプレクサ１と異なる点は、Ｂａｎｄ６６の送信側フィルタ１１３において最も共通接続端子５０に近い位置に接続された直列腕共振部の構成が、実施の形態１に示した送信側フィルタ１３と異なる点である。なお、本実施の形態にかかるマルチプレクサにおいて、Ｂａｎｄ６６の送信側フィルタ１１３は第３の弾性波フィルタ、Ｂａｎｄ６６の受信側フィルタ１４は、第４の弾性波フィルタである。
　図１１に示すように、送信側フィルタ１１３は、直列腕共振部３０１～３０３および３０６と、並列腕共振部３５１～３５４と、整合用のインダクタンス素子３６１～３６３とを備える。
　直列腕共振部３０１～３０３、並列腕共振部３５１～３５４およびインダクタンス素子３６１～３６３の構成は、実施の形態１に示した直列腕共振部３０１～３０３、並列腕共振部３５１～３５４およびインダクタンス素子３６１～３６３と同様である。
　直列腕共振部３０６は、共振子３０６ａと容量素子３０６ｂとを有している。共振子３０６ａは、直列腕共振部３０３と送信出力端子６３とを接続する接続経路に、直列腕共振部３０３と直列に接続されている。共振子３０６ａは弾性表面波共振子であり、上述した共振子１００と同様の構成をしている。また、容量素子３０６ｂは、直列腕共振部３０３と送信出力端子６３とを接続する接続経路において、直列腕共振部３０３と直列にかつ共振子３０６ａと並列になるように接続されている。つまり、容量素子３０６ｂは、共振子３０６ａの両端部を橋絡するように、すなわち、共振子３０６ａの入力ポート側と出力ポート側とを橋絡するように、共振子３０６ａと並列に接続されている。容量素子３０６ｂは、実施の形態１に示した容量素子３０４ｄおよび３０４ｅと同様の構成をしている。なお、本実施の形態において、容量素子３０６ｂは、第２の容量素子である。
　以下、本実施の形態に係るマルチプレクサの高周波伝送特性を、比較例に係るマルチプレクサの高周波伝送特性と比較しながら説明する。比較例に係るマルチプレクサは、Ｂａｎｄ６６の送信側フィルタとして、図６に示した送信側フィルタ７３を有している。なお、送信側フィルタ７３とほぼ同様の構成の送信側フィルタ１１３についても、送信側フィルタ７３と同様にＢａｎｄ６６の受信側フィルタ１４の通過帯域に含まれる周波数に不要波が発生するという問題があるが、送信側フィルタ１１３では、以下に示すように不要波の影響を低減することができる。
　図１２Ａは、本実施の形態および比較例に係る直列腕共振部３０６および３０５の位相を比較したグラフである。図１２Ｂは、本実施の形態および比較例に係る直列腕共振部３０４および３０５の反射損失を比較したグラフである。なお、図１２Ａおよび図１２Ｂでは、本実施の形態に係る送信側フィルタ１１３に係る直列腕共振部３０６の結果を実施例２、比較例に係る直列腕共振部３０５の結果を比較例として示している。
　図１２Ａにおいて矢印Ｃで示すように、位相については、実施例２および比較例の両方について、受信側フィルタ１４の通過帯域に含まれる２１４０ＭＨｚ付近に、直列腕共振部３０６の高次モード不要波による極大点が現れている。このときの位相の変化は、比較例として示した直列腕共振部３０５よりも、実施例２として示した直列腕共振部３０６のほうが小さくなっている。
　同様に、反射損失についても、図１２Ｂにおいて矢印Ｃで示すように、実施例２および比較例の両方について、受信側フィルタ１４の通過帯域に含まれる２１４０ＭＨｚ付近に、直列腕共振部３０６の高次モード不要波による極小点が現れている。このときの反射損失は、比較例として示した直列腕共振部３０５よりも実施例２として示した直列腕共振部３０６のほうが小さくなっている。また、直列腕共振部３０５に代えて直列腕共振部３０６を用いることにより、直列腕共振部３０６の共振周波数の高次モードにおける共振比帯域は小さくなる。これにより、直列腕共振部３０６の反射損失は小さくなる。よって、直列腕共振部３０６の高次モード不要波が受信側フィルタ１４に与える影響が小さくなり、受信側フィルタ１４の通過特性の劣化が抑制される。
　ここで、送信側フィルタ１１３において最も共通接続端子５０に近い直列腕共振部を直列腕共振部３０６の構成とした場合、図１２Ａにおいて矢印Ｄで示すように、直列腕共振部３０６の共振周波数のメインモードである１８２０ＭＨｚ付近では、共振周波数のメインモードの周波数における共振比帯域は小さくなったように見える。しかし、実施の形態１に係る送信側フィルタ１３と同様、直列腕共振部３０６だけでなく直列腕共振部３０１～３０３を構成する共振子１００の共振子パラメータを調整することにより、送信側フィルタ１１３の通過特性の劣化を抑制することができる。これにより、送信側フィルタ１１３の通過特性を劣化させることなく、受信側フィルタ１４の通過特性の劣化を抑制することができる。
　なお、図１１に示した送信側フィルタ１１３では、最も共通接続端子５０に近い直列腕共振部３０６に共振子３０６ａおよび容量素子３０６ｂを配置する構成としたが、これに限らず、最も共通接続端子５０に近い並列腕共振部３５４に、共振子とこれに並列に接続された容量素子とを配置してもよい。より具体的には、並列腕共振部３５４において、直列腕共振部３０６と３０３とを接続する接続経路とグランドとの間に共振子を接続し、当該共振子と並列になるように当該共振子の両側に容量素子を接続してもよい。このとき、送信側フィルタ１１３は、直列腕共振部３０６を備えない構成としてもよいし、直列腕共振部３０６に１つの共振子１００を有することとしてもよい。
　（その他の変形例など）
　以上、本発明の実施の形態に係るマルチプレクサついて、クワッドプレクサの実施の形態を挙げて説明したが、本発明は、上記実施の形態には限定されない。例えば、上記実施の形態に次のような変形を施した態様も、本発明に含まれ得る。
　例えば、最も共通接続端子に近い直列腕共振部に設けられた共振子は、実施の形態１に示したように３つに限らず、少なくとも１つの共振子を有していればよい。また、容量素子は、実施の形態１に示したように、２つの共振子の間の接続経路と基準端子の間に接続されてもよいし、実施の形態２に示したように、１つの共振子の両側に、当該共振子と並列に接続されていてもよい。
　また、各直列腕共振部および並列腕共振部に配置された共振子の共振子パラメータは、適宜変更してもよい。
　また、容量素子は、櫛歯容量であってもよいし、他の構成であってもよい。例えば、２つの共振子を接続する配線の近くに基準端子に接続される配線を近づけることで、容量素子を構成してもよい。また、送信側フィルタを実装する実装基板に容量素子を形成してもよい。
　また、共振子を構成する圧電基板を構成する圧電膜および圧電基板は、弾性波フィルタ装置の要求通過特性などに応じて、適宜、積層構造、材料、カット角、および、厚みを変更してもよい。
　また、本発明に係るマルチプレクサは、上述したように、アンテナ素子と共通接続端子との間の経路とグランドとの間に接続されたインダクタンス素子３１を備えてもよいし、アンテナ素子と共通接続端子との間の経路に直列に接続されたインダクタンス素子３１を備えてもよい。例えば、本発明に係るマルチプレクサは、高周波基板上に、上述した特徴を有する複数の弾性波フィルタと、チップ上のインダクタンス素子２１および３１とが実装された構成を有していてもよい。また、インダクタンス素子２１および３１は、例えば、チップインダクタであってもよく、また、高周波基板の導体パターンにより形成されたものであってもよい。また、本発明に係るマルチプレクサは、インダクタンス素子３１を備えない構成としてもよい。
　また、本発明に係るマルチプレクサは、実施の形態のようなＢａｎｄ２５＋Ｂａｎｄ６６のクワッドプレクサに限られない。
　例えば、本発明に係るマルチプレクサは、送信帯域および受信帯域を有するＢａｎｄ２５、Ｂａｎｄ６６およびＢａｎｄ３０を組み合わせたシステム構成に適用される、６つの周波数帯域を有するヘキサプレクサであってもよい。この場合、例えば、Ｂａｎｄ２５の受信側フィルタに、インダクタンス素子２１が直列接続され、Ｂａｎｄ２５の受信側フィルタの受信入力端子には並列腕共振部が接続される。さらに、Ｂａｎｄ２５の受信側フィルタ以外の５つのフィルタの共通接続端子と接続される端子には、直列腕共振部が接続され並列腕共振部は接続されない。
　また、本発明に係るマルチプレクサは、送信帯域および受信帯域を有するＢａｎｄ１、Ｂａｎｄ３およびＢａｎｄ７を組み合わせたシステム構成に適用される、６つの周波数帯域を有するヘキサプレクサであってもよい。この場合、例えば、Ｂａｎｄ１の受信側フィルタに、インダクタンス素子２１が直列接続され、Ｂａｎｄ１の受信側フィルタの受信入力端子には並列腕共振部が接続される。さらに、Ｂａｎｄ１の受信側フィルタ以外の５つのフィルタの共通接続端子と接続される端子には、直列腕共振部が接続され並列腕共振部は接続されない。
　また、本発明に係るマルチプレクサでは、構成要素である弾性波フィルタの数が多いほど、従来の整合方法により構成されたマルチプレクサと比較して、通過帯域内の挿入損失を低減できる。
　さらに、本発明に係るマルチプレクサは、送受信を行うデュプレクサを複数有する構成でなくてもよく、例えば、複数の送信周波数帯域を有する送信装置、または、複数の受信周波数帯域を有する受信装置として適用してもよい。上記のような構成を有する送信装置または受信装置であっても、本実施の形態に係るマルチプレクサ１と同様の効果が奏される。
　また、上記実施の形態では、マルチプレクサ、クワッドプレクサ、送信装置および受信装置を構成する送信側フィルタおよび受信側フィルタとして、ＩＤＴ電極を有する弾性表面波フィルタを例示した。しかしながら、本発明に係るマルチプレクサ、クワッドプレクサ、送信装置および受信装置を構成する各フィルタは、直列腕共振部および並列腕共振部で構成される弾性境界波およびＢＡＷ（Ｂｕｌｋ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）などを用いた弾性波フィルタであってもよい。これによっても、上記実施の形態に係るマルチプレクサ、クワッドプレクサ、送信装置および受信装置が有する効果と同様の効果が奏される。
　また、上記実施の形態に係るマルチプレクサ１では、受信側フィルタ１２にインダクタンス素子２１が直列接続された構成を例示したが、送信側フィルタ１１および１３、または、受信側フィルタ１４にインダクタンス素子２１が直列接続された構成も本発明に含まれる。また、インダクタンス素子２１を備えない構成も本発明に含まれる。これによっても、対応すべきバンド数およびモード数が増加しても、低損失のマルチプレクサを提供することが可能となる。
　本発明は、マルチバンド化およびマルチモード化された周波数規格に適用できる低損失のマルチプレクサ、送信装置、および受信装置等として、携帯電話などの通信機器に広く利用できる。
　１　　マルチプレクサ
　２　　アンテナ素子
　５、５７　　圧電基板
　１０、３０　　送信入力端子
　１１、１３、１３ａ、１３ｂ、７３、１１３　　送信側フィルタ
　１２、１４　　受信側フィルタ
　２０、４０　　受信出力端子
　２１、３１、１４１、１６１、１６２、３６１、３６２、３６３、４６１　　インダクタンス素子
　５０　　共通接続端子
　５１　　高音速支持基板
　５２　　低音速膜
　５３　　圧電膜
　５４、１０１ａ、１０１ｂ　　ＩＤＴ電極
　５５　　保護層
　６１、６３　　送信出力端子
　６２、６４　　受信入力端子
　１００、３０４ａ、３０４ｂ、３０４ｃ、３０６ａ、３５５ａ、３５５ｂ　　共振子
　１０１、１０２、１０３、１０４、１０５、２０１、３０１、３０２、３０３、３０４、３０５、３０６、４０１、４０２、４０３、４０４、４０５　　直列腕共振部
　１１０ａ、１１０ｂ　　電極指
　１１１ａ、１１１ｂ　　バスバー電極
　１５１、１５２、１５３、１５４、２５１、２５２、２５３、３５１、３５２、３５３、３５４、３５５、４５１、４５２、４５３、４５４　　並列腕共振部
　２０３　　縦結合型フィルタ部
　２１１、２１２、２１３、２１４、２１５　　ＩＤＴ
　２２０、２２１　　反射器
　２３０　　入力ポート
　２４０　　出力ポート
　３０４ｄ、３０４ｅ、３５５ｃ　　容量素子（第１の容量素子）
　３０６ｂ　　容量素子（第２の容量素子）
　５４１　　密着層
　５４２　　主電極層

Claims (9)

  1. 　アンテナ素子を介して複数の高周波信号を送受信するマルチプレクサであって、
    　前記アンテナ素子と接続される共通接続端子に接続された、互いに異なる通過帯域を有する複数の弾性波フィルタを備え、
    　前記複数の弾性波フィルタのうちの第１の弾性波フィルタは、入力端子および出力端子と、前記入力端子および前記出力端子を結ぶ経路上に配置される直列腕共振部、および、前記経路と基準端子との間に接続される並列腕共振部の少なくとも１つと、を有し、
    　前記共通接続端子に最も近い前記直列腕共振部および前記共通接続端子に最も近い前記並列腕共振部の少なくともいずれかは、
    　直列に接続された複数の弾性波共振子と、
    　前記複数の弾性波共振子のそれぞれの間の接続経路の少なくとも１つと基準端子との間に接続された第１の容量素子と、を有する、
    　マルチプレクサ。
  2. 　前記第１の弾性波フィルタは、前記複数の弾性波フィルタのうち前記第１の弾性波フィルタ以外の弾性波フィルタの少なくとも１つである第２の弾性波フィルタの通過帯域に含まれる周波数の不要波を発生する、
    　請求項１に記載のマルチプレクサ。
  3. 　前記複数の弾性波共振子の共振子パラメータは、同一である、
    　請求項１または２に記載のマルチプレクサ。
  4. 　前記第１の弾性波フィルタを構成する圧電基板は、
    　ＩＤＴ（ＩｎｔｅｒＤｉｇｉｔａｌ　Ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ）電極が一方面上に形成された圧電膜と、
    　前記圧電膜を伝搬する弾性波音速よりも、伝搬するバルク波音速が高速である高音速支持基板と、
    　前記高音速支持基板と前記圧電膜との間に配置され、前記圧電膜を伝搬するバルク波音速よりも、伝搬するバルク波音速が低速である低音速膜とを備える、
    　請求項１～３のいずれか１項に記載のマルチプレクサ。
  5. 　前記第１の弾性波フィルタを構成する圧電基板は、
    　ＩＤＴ電極が一方面上に形成されたＬｉＮｂＯ３の圧電単結晶基板で構成されている、
    　請求項１～３のいずれか１項に記載のマルチプレクサ。
  6. 　アンテナ素子を介して複数の高周波信号を送受信するマルチプレクサであって、
    　前記アンテナ素子と接続される共通接続端子に接続された、互いに異なる通過帯域を有する複数の弾性波フィルタを備え、
    　前記複数の弾性波フィルタのうちの第３の弾性波フィルタは、入力端子および出力端子と、前記入力端子および前記出力端子を結ぶ経路上に配置される直列腕共振部、および、前記経路と基準端子との間に接続される並列腕共振部の少なくとも１つと、を有し、
    　前記共通接続端子に最も近い前記直列腕共振部および前記共通接続端子に最も近い前記並列腕共振部の少なくともいずれかは、
    　少なくとも１つの弾性波共振子と、
    　前記少なくとも１つの弾性波共振子の両端部を橋絡するように当該弾性波共振子と並列に接続された第２の容量素子と、を有する、
    　マルチプレクサ。
  7. 　前記第３の弾性波フィルタは、前記複数の弾性波フィルタのうち前記第３の弾性波フィルタ以外の弾性波フィルタの少なくとも１つである第４の弾性波フィルタの通過帯域に含まれる周波数の不要波を発生する、
    　請求項６に記載のマルチプレクサ。
  8. 　前記第３の弾性波フィルタを構成する圧電基板は、
    　ＩＤＴ電極が一方面上に形成された圧電膜と、
    　前記圧電膜を伝搬する弾性波音速よりも、伝搬するバルク波音速が高速である高音速支持基板と、
    　前記高音速支持基板と前記圧電膜との間に配置され、前記圧電膜を伝搬するバルク波音速よりも、伝搬するバルク波音速が低速である低音速膜とを備える、
    　請求項６または７に記載のマルチプレクサ。
  9. 　前記第３の弾性波フィルタを構成する圧電基板は、
    　ＩＤＴ電極が一方面上に形成されたＬｉＮｂＯ３の圧電単結晶基板で構成されている、
    　請求項６または７に記載のマルチプレクサ。
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