WO2018212105A1 - マルチプレクサ、送信装置および受信装置 - Google Patents

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WO2018212105A1
WO2018212105A1 PCT/JP2018/018406 JP2018018406W WO2018212105A1 WO 2018212105 A1 WO2018212105 A1 WO 2018212105A1 JP 2018018406 W JP2018018406 W JP 2018018406W WO 2018212105 A1 WO2018212105 A1 WO 2018212105A1
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inductance element
terminal
transmission
acoustic wave
filter
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PCT/JP2018/018406
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English (en)
French (fr)
Inventor
憲良 太田
努 ▲高▼井
Original Assignee
株式会社村田製作所
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/70—Multiple-port networks for connecting several sources or loads, working on different frequencies or frequency bands, to a common load or source
    • H03H9/72—Networks using surface acoustic waves
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
    • H04B1/40—Circuits
    • H04B1/50—Circuits using different frequencies for the two directions of communication

Definitions

  • the present invention relates to a multiplexer including an acoustic wave filter, a transmission device, and a reception device.
  • Recent mobile phones are required to support a plurality of frequency bands and a plurality of wireless systems, so-called multiband and multimode, in one terminal.
  • a multiplexer for demultiplexing a high-frequency signal having a plurality of radio carrier frequencies is arranged immediately below one antenna.
  • the plurality of band pass filters constituting the multiplexer an elastic wave filter characterized by low loss in the pass band and steepness of pass characteristics around the pass band is used (for example, see Patent Document 1).
  • Patent Document 1 discloses a surface acoustic wave device (SAW duplexer) having a configuration in which a plurality of surface acoustic wave filters are connected.
  • SAW duplexer an inductance element for improving attenuation characteristics outside the pass band of the filter is connected between the parallel arm resonator in each filter circuit and the ground.
  • the antenna element is connected in common between the path between the common connection terminal of the surface acoustic wave filter for reception and the surface acoustic wave filter for transmission and the antenna element and the ground.
  • An inductance element for impedance matching with the terminal is connected. With this inductance element, the complex impedance of the surface acoustic wave filter viewed from the antenna terminal to which a plurality of capacitive surface acoustic wave filters are connected can be brought close to the characteristic impedance. Thereby, in the SAW duplexer, the deterioration of the insertion loss is suppressed.
  • the inductance element connected to the parallel arm resonator closest to the common connection terminal is the reflection characteristic of the filter.
  • the inductance value of the inductance element is large.
  • the resonance characteristic of the circuit in which the parallel arm resonator and the inductance element are connected in series is increased.
  • the reflective characteristic in the high band side outside a filter pass band in the common connection terminal side deteriorates.
  • filters other than the said filter there exists a subject that insertion loss deteriorates.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to provide a multiplexer capable of improving the reflection characteristics or insertion loss of each filter.
  • a multiplexer is a multiplexer that transmits and receives a plurality of high-frequency signals via an antenna element, and is connected to a common connection terminal and the common connection terminal, respectively.
  • a plurality of acoustic wave filters having different pass bands, a first inductance element having one end connected to a connection path connecting the common connection terminal and the antenna element, and one end connected to the other end of the first inductance element
  • a second inductance element having the other end connected to a reference terminal
  • each of the plurality of acoustic wave filters includes a series arm resonator connected between an input terminal and an output terminal, and the input
  • a parallel arm resonator connected between a connection path connecting a terminal and the output terminal and a reference terminal;
  • one acoustic wave filter has at least one parallel arm resonator between a connection path connecting the input terminal and the output terminal and a reference terminal, and the one acoustic
  • At least one of the parallel arm resonators includes a third inductance element connected in series to the other end opposite to one end connected to a connection path connecting the input terminal and the output terminal; The other end of the third inductance element opposite to the one end connected to the parallel arm resonator is connected to a connection path that connects the first inductance element and the second inductance element.
  • the one end of the third inductance element may be connected to the parallel arm resonator disposed at a position closest to the antenna element in the one acoustic wave filter.
  • the third inductance element is connected in series to the parallel arm resonator disposed at the position closest to the antenna terminal, so that the insertion loss of other acoustic wave filters is easily affected. Therefore, the other end of the third inductance element connected in series with the parallel arm resonator disposed at the position closest to the antenna terminal is connected in common with the first inductance element, and the connection point is further connected to the connection point.
  • the pass band of the one acoustic wave filter may be lower than at least one of the other acoustic wave filters other than the one acoustic wave filter.
  • the attenuation pole of one elastic wave filter is shifted to the high band side outside the passband. Therefore, according to this configuration, among other elastic wave filters, it is possible to improve the insertion loss of an elastic wave filter having a pass band on the high band outside of the pass band of one elastic wave filter.
  • the pass band of the one elastic wave filter may be lower than the pass band of the other elastic wave filter.
  • the pass band of the other elastic wave filter is higher than the pass band of one elastic wave filter, the insertion loss of all the other elastic wave filters can be improved.
  • the piezoelectric substrate constituting each of the plurality of acoustic wave filters has a piezoelectric film in which an IDT (InterDigital Transducer) electrode is formed on one surface, and a bulk wave that propagates more than an acoustic wave velocity that propagates through the piezoelectric film.
  • IDT InterDigital Transducer
  • a sonic membrane may be provided.
  • a transmission device is a transmission device that inputs a plurality of high-frequency signals having different carrier frequency bands, filters the plurality of high-frequency signals, and wirelessly transmits the signals from a common antenna element.
  • a plurality of acoustic wave filters for transmission that are respectively connected to the common connection terminal, are connected to the common connection terminal, input the plurality of high-frequency signals from a transmission circuit, and pass only signals in a predetermined frequency band; and the common connection terminal
  • a first inductance element having one end connected to a connection path connecting the antenna element and a second inductance element having one end connected to the other end of the first inductance element and the other end connected to a reference terminal;
  • Each of the plurality of transmission acoustic wave filters includes a series arm resonator connected between an input terminal and an output terminal; At least one of parallel arm resonators connected between a connection path connecting the input terminal and the output terminal and a reference terminal, and one of the plurality of transmission elastic wave filters is an elastic wave
  • One has a third inductance element connected in series to the other end opposite to the one end connected to the connection path connecting the input terminal and the output terminal, and the third inductance element of the third inductance element,
  • the other end opposite to one end connected to the parallel arm resonator is connected to a connection path that connects the first inductance element and the second inductance element.
  • the receiving device receives a plurality of high-frequency signals having different carrier frequency bands through an antenna element, demultiplexes the plurality of high-frequency signals, and outputs the demultiplexed signals to a receiving circuit.
  • a first inductance element having one end connected to a connection path connecting the common connection terminal and the antenna element; one end connected to the other end of the first inductance element; and the other end connected to a reference terminal
  • a series arm resonator connected between an input terminal and an output terminal, and a plurality of acoustic wave filters for reception each including a second inductance element; and Including at least one of parallel arm resonators connected between a connection path connecting the input terminal and the output terminal and a reference terminal, and among the plurality of reception acoustic wave
  • the multiplexer according to the present invention can improve the reflection characteristic or insertion loss of each filter.
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram of a multiplexer according to the embodiment.
  • FIG. 2 is a plan view and a cross-sectional view schematically showing the resonator of the surface acoustic wave filter according to the embodiment.
  • FIG. 3 is a schematic plan view showing an electrode configuration of the longitudinally coupled surface acoustic wave filter according to the embodiment.
  • FIG. 4 is a circuit configuration diagram of a multiplexer according to a comparative example.
  • FIG. 5A is a graph comparing reflection characteristics of Band3 transmission-side filters according to the embodiment and the comparative example.
  • FIG. 5B is a graph comparing the reflection characteristics of Band 3 transmission-side filters according to the embodiment and the comparative example.
  • FIG. 5A is a graph comparing reflection characteristics of Band3 transmission-side filters according to the embodiment and the comparative example.
  • FIG. 6A is a diagram comparing insertion loss when the common connection terminal side is viewed from the transmission filter of Band 1 according to the embodiment and the comparative example.
  • FIG. 6B is a diagram comparing the insertion loss when the reception filter of Band1 according to the embodiment and the comparative example is viewed from the common connection terminal side.
  • FIG. 7A is a diagram comparing the insertion loss when the common connection terminal side is viewed from the transmission filter of Band 3 according to the embodiment and the comparative example.
  • FIG. 7B is a diagram comparing insertion loss when the reception filter of Band3 according to the embodiment and the comparative example is viewed from the common connection terminal side.
  • FIG. 8 is a circuit configuration diagram of a quadplexer according to a modification of the embodiment.
  • the multiplexer 1 is a quadplexer in which a Band1 duplexer and a Band3 duplexer are connected by a common connection terminal 60.
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram of a multiplexer 1 according to the embodiment.
  • the multiplexer 1 includes transmission filters 11 and 13, reception filters 12 and 14, inductance elements 61 and 62, transmission input terminals 10a and 30a, reception output terminals 20a and 40a, An antenna terminal 50 and a common connection terminal 60 are provided.
  • the multiplexer 1 is connected to the antenna element 2 at the antenna terminal 50.
  • One end of an inductance element 61 is connected to the connection path between the antenna terminal 50 and the common connection terminal 60.
  • One end of the inductance element 62 is connected to the other end of the inductance element 61.
  • the other end of the inductance element 62 is connected to a ground which is a reference terminal.
  • An inductance element 363 described later is connected to the connection path between the inductance elements 61 and 62.
  • the inductance elements 61 and 62 may be included in the multiplexer 1 or may be externally attached to the multiplexer 1.
  • the transmission-side filter 11 inputs a transmission wave generated by a transmission circuit (RFIC or the like) via the transmission input terminal 10a, and transmits the transmission wave to the Band1 transmission passband (1920-1980 MHz: first passband). ) And output from the transmission output terminal 10b to the common connection terminal 60.
  • This is a non-balanced input-unbalanced output type band-pass filter.
  • the transmission-side filter 11 includes series arm resonators 101 to 105, parallel arm resonators 151 to 154, and matching inductance elements 161, 162, and 163.
  • the serial arm resonators 101 to 105 are connected in series between the transmission input terminal 10a and the transmission output terminal 10b.
  • the parallel arm resonators 151 to 154 include transmission input terminals 10a, transmission output terminals 10b, and connection points between adjacent arm and series arm resonators 101 to 105 and a reference terminal (ground). Are connected in parallel with each other. Due to the above-described connection configuration of the series arm resonators 101 to 105 and the parallel arm resonators 151 to 154, the transmission-side filter 11 constitutes a ladder-type bandpass filter.
  • the inductance element 161 is connected between the parallel arm resonator 151 and the reference terminal.
  • the inductance element 162 is connected between the parallel arm resonator 152 and the reference terminal.
  • the inductance element 163 is connected between the connection point of the parallel arm resonators 153 and 154 and the reference terminal.
  • the transmission output terminal 10b is connected to the common connection terminal 60.
  • the transmission output terminal 10b is connected to the series arm resonator 105 and is not directly connected to any of the parallel arm resonators 151 to 154.
  • the reception-side filter 12 receives a reception wave input from the common connection terminal 60 via the reception input terminal 20b, and filters the reception wave in the Band1 reception passband (2110-2170 MHz: second passband). This is a non-balanced input-unbalanced output type band-pass filter that outputs to the reception output terminal 20a.
  • the reception-side filter 12 includes, for example, a longitudinally coupled surface acoustic wave filter unit. More specifically, the reception-side filter 12 includes longitudinally coupled filter units 203 and 204, a series arm resonator 201, and a parallel arm resonator 251. Further, the series arm resonator 201 and the parallel arm resonator 251 constitute a ladder type filter unit.
  • the reception input terminal 20b is connected to the common connection terminal 60.
  • the reception input terminal 20 b is connected to the series arm resonator 201.
  • the transmission-side filter 13 inputs a transmission wave generated by a transmission circuit (RFIC or the like) via the transmission input terminal 30a, and inputs the transmission wave to the Band3 transmission passband (1710-1785 MHz: third passband). ) And output from the transmission output terminal 30b to the common connection terminal 60.
  • This is a non-balanced input-unbalanced output type band-pass filter.
  • the transmission band of the transmission filter 13 is a frequency band lower than the transmission bands of the transmission filter 11 and the reception filters 12 and 14.
  • the transmission-side filter 13 includes series arm resonators 301 to 304, parallel arm resonators 351 to 354, and matching inductance elements 361 to 363.
  • the serial arm resonators 301 to 304 are connected in series between the transmission input terminal 30a and the transmission output terminal 30b.
  • the parallel arm resonators 351 to 354 include transmission input terminals 30a, transmission output terminals 30b, and serial arm resonators 301 to 304, each connection point between adjacent terminals and series arm resonators, and a reference terminal (ground). Are connected in parallel with each other.
  • the parallel arm resonator 354 has an inductance element 363 connected in series to the other end opposite to one end connected to the connection path connecting the transmission input terminal 30a and the transmission output terminal 30b.
  • the inductance element 361 is connected between the transmission input terminal 30a and the series arm resonator 301.
  • the inductance element 361 may be connected in parallel with the transmission input terminal 30a, that is, between the connection path between the transmission input terminal 30a and the series arm resonator 301 and the reference terminal.
  • the inductance element 362 is connected between the connection point of the parallel arm resonators 351 and 352 and the reference terminal.
  • One end of the inductance element 363 is connected to the parallel arm resonator 354 disposed at the position closest to the antenna element 2 among the parallel arm resonators 351 to 354.
  • the other end of the inductance element 363 is connected to a connection path that connects the inductance elements 61 and 62.
  • the transmission output terminal 30 b is connected to the common connection terminal 60.
  • the transmission output terminal 30b is connected to the series arm resonator 304, and is not directly connected to any of the parallel arm resonators 351 to 354.
  • the reception-side filter 14 receives a reception wave input from the common connection terminal 60 via the reception input terminal 40b, and filters the reception wave with a Band3 reception passband (1805 to 1880 MHz: a fourth passband). This is a non-balanced input-unbalanced output type band-pass filter that outputs to the reception output terminal 40a.
  • the reception-side filter 14 includes series arm resonators 401 and 402, parallel arm resonators 451 and 452, and a longitudinally coupled filter unit 403.
  • the serial arm resonators 401 and 402 are connected in series to each other on a path between the reception output terminal 40a and the reception input terminal 40b.
  • the longitudinally coupled filter unit 403 is connected in series with the series arm resonators 401 and 402 between the series arm resonator 402 and the reception output terminal 40a in the path between the reception output terminal 40a and the reception input terminal 40b. It is connected to the.
  • the parallel arm resonator 451 is connected between a connection path between the series arm resonators 401 and 402 and a reference terminal (ground).
  • the parallel arm resonator 451 is connected between a connection path between the longitudinally coupled filter unit 403 and the series arm resonator 402 and a reference terminal (ground). Due to the connection configuration of the series arm resonators 401 and 402 and the parallel arm resonators 451 and 452, the reception-side filter 14 forms a ladder-type bandpass filter.
  • the reception input terminal 40b is connected to the common connection terminal 60 (see FIG. 1).
  • the reception input terminal 40 b is connected to the series arm resonator 401 and is not directly connected to the parallel arm resonator 451.
  • the arrangement of the resonators and circuit elements in the surface acoustic wave filter included in the multiplexer 1 according to the present embodiment is the arrangement exemplified in the transmission filters 11 and 13 and the reception filters 12 and 14 according to the above embodiment. It is not limited to the configuration.
  • the arrangement of the resonators and circuit elements in the surface acoustic wave filter differs depending on the required specification of the pass characteristics in each frequency band (Band).
  • the arrangement configuration is, for example, the number of arrangement of series arm resonators and parallel arm resonators, and selection of a filter configuration such as a ladder type or a vertical coupling type.
  • the transmission side filters 11 and 13 and the reception side filters 12 and 14 are directly connected to the common connection terminal 60. Further, the common connection terminal 60 is connected to the antenna terminal 50. An inductance element 61 and an inductance element 62 are connected in series between the antenna terminal 50 and the ground as a reference terminal. In the present embodiment, the inductance element 61 is a first inductance element, and the inductance element 62 is a second inductance element.
  • an inductance element 363 provided in the transmission side filter 13 is connected to a connection path connecting the inductance element 61 and the inductance element 62. That is, the inductance element 61 and the inductance element 363 are connected, and the inductance element 62 is connected between the connection point of the inductance element 61 and the inductance element 363 and the ground that is the reference terminal.
  • the transmission side filter 13 is out of the pass band.
  • the insertion loss of the transmission filter 11 and the reception filters 12 and 14 having a pass band on the high frequency side can be improved.
  • the inductance element 363 of the transmission side filter 13 may be connected to the connection path connecting the inductance element 61 and the inductance element 62.
  • the inductance element 363 or 362 of the transmission side filter 13 may be connected.
  • the transmission side filters 11 and 13 and the reception side filters 12 and 14 are respectively formed on a piezoelectric substrate.
  • the piezoelectric substrate constituting each of the transmission side filters 11 and 13 and the reception side filters 12 and 14 is mounted on a mounting substrate (not shown) in which a plurality of printed circuit boards are laminated, for example.
  • a wiring pattern and a via are formed on each of the multilayer printed boards.
  • the mounting board has an inductance element 61 and an inductance element 62 built therein.
  • inductance elements 161 to 163 and 361 to 363 constituting the transmission side filters 11 and 13 are built in the mounting substrate.
  • the inductance elements 61, 62, 161 to 163, and 361 to 363 are formed by routing a wiring pattern.
  • the inductance elements 61, 62, 161 to 163, and 361 to 363 may be formed by connecting wiring patterns respectively formed on the respective layers of the mounting substrate by vias or the like.
  • the inductance elements 61, 62, 161 to 163, and 361 to 363 are not limited to those built in the mounting board as described above, and may be configured by chip inductors. Further, some of the inductance elements 61, 62, 161 to 163, and 361 to 363 may be built in the mounting board.
  • FIGS. 2B and 2C are schematic views schematically showing the resonator of the surface acoustic wave filter according to the embodiment, where FIG. 2A is a plan view, and FIGS. 2B and 2C are taken along the alternate long and short dash line shown in FIG. It is sectional drawing.
  • FIG. 2 illustrates a schematic plan view and a schematic cross-sectional view illustrating the structure of the series arm resonator of the transmission-side filter 11 among the plurality of resonators constituting the transmission-side filters 11 and 13 and the reception-side filters 12 and 14.
  • the series arm resonator shown in FIG. 2 is for explaining a typical structure of the plurality of resonators, and the number and length of electrode fingers constituting the electrode are the same. It is not limited.
  • the resonator 100 constituting the transmission side filters 11 and 13 and the reception side filters 12 and 14 includes a piezoelectric substrate 5 and IDT electrodes 101a and 101b having a comb shape.
  • the IDT electrode 101a includes a plurality of electrode fingers 110a that are parallel to each other and a bus bar electrode 111a that connects the plurality of electrode fingers 110a.
  • the IDT electrode 101b includes a plurality of electrode fingers 110b that are parallel to each other and a bus bar electrode 111b that connects the plurality of electrode fingers 110b.
  • the plurality of electrode fingers 110a and 110b are formed along a direction orthogonal to the X-axis direction.
  • the IDT electrode 54 composed of the plurality of electrode fingers 110a and 110b and the bus bar electrodes 111a and 111b has a laminated structure of an adhesion layer 541 and a main electrode layer 542 as shown in FIG. It has become.
  • the adhesion layer 541 is a layer for improving the adhesion between the piezoelectric substrate 5 and the main electrode layer 542, and, for example, Ti is used as a material.
  • the film thickness of the adhesion layer 541 is, for example, 12 nm.
  • the main electrode layer 542 is made of, for example, Al containing 1% Cu.
  • the film thickness of the main electrode layer 542 is, for example, 162 nm.
  • the protective layer 55 is formed so as to cover the IDT electrodes 101a and 101b.
  • the protective layer 55 is a layer for the purpose of protecting the main electrode layer 542 from the external environment, adjusting frequency temperature characteristics, and improving moisture resistance, for example, a film mainly composed of silicon dioxide. .
  • the thickness of the protective layer 55 is, for example, 25 nm.
  • glue layer 541, the main electrode layer 542, and the protective layer 55 is not limited to the material mentioned above.
  • the IDT electrode 54 does not have to have the above laminated structure.
  • the IDT electrode 54 may be made of, for example, a metal or alloy such as Ti, Al, Cu, Pt, Au, Ag, or Pd, or may be made of a plurality of laminates made of the above metal or alloy. May be. Further, the protective layer 55 may not be formed.
  • the piezoelectric substrate 5 includes a high sound speed support substrate 51, a low sound speed film 52, and a piezoelectric film 53, and the high sound speed support substrate 51, the low sound speed film 52, and the piezoelectric film 53. Are stacked in this order.
  • the piezoelectric film 53 is a 50 ° Y-cut X-propagation LiTaO 3 piezoelectric single crystal or a piezoelectric ceramic (a lithium tantalate single crystal cut along a plane whose normal is an axis rotated by 50 ° from the Y axis with the X axis as the central axis, or Ceramic, which is a single crystal or ceramic in which surface acoustic waves propagate in the X-axis direction).
  • the piezoelectric film 53 has a thickness of 600 nm, for example.
  • a piezoelectric film 53 made of 42 to 45 ° Y-cut X-propagating LiTaO 3 piezoelectric single crystal or piezoelectric ceramic is used.
  • the high sound velocity support substrate 51 is a substrate that supports the low sound velocity film 52, the piezoelectric film 53, and the IDT electrode 54.
  • the high acoustic velocity support substrate 51 is a substrate in which the acoustic velocity of the bulk wave in the high acoustic velocity support substrate 51 is higher than the acoustic wave of the surface wave and boundary wave propagating through the piezoelectric film 53. In addition, it is confined in the portion where the low sound velocity film 52 is laminated and functions so as not to leak downward from the high sound velocity support substrate 51.
  • the high sound speed support substrate 51 is, for example, a silicon substrate, and has a thickness of, for example, 200 ⁇ m.
  • the low acoustic velocity film 52 is a membrane in which the acoustic velocity of the bulk wave in the low acoustic velocity film 52 is lower than the elastic wave propagating through the piezoelectric membrane 53, and is disposed between the piezoelectric membrane 53 and the high acoustic velocity support substrate 51.
  • the low acoustic velocity film 52 is, for example, a film mainly composed of silicon dioxide and has a thickness of, for example, 670 nm.
  • the laminated structure of the piezoelectric substrate 5 it is possible to significantly increase the Q value at the resonance frequency and the antiresonance frequency as compared with the conventional structure in which the piezoelectric substrate is used as a single layer. That is, since a surface acoustic wave resonator having a high Q value can be configured, a filter with a small insertion loss can be configured using the surface acoustic wave resonator.
  • a circuit element such as an inductance element or a capacitance element may be added to at least one of the plurality of surface acoustic wave filters.
  • the Q value of the resonator 100 becomes equivalently small.
  • the Q value of the resonator 100 can be maintained at a high value. Therefore, it is possible to form a surface acoustic wave filter having low loss within the band.
  • the high-sonic support substrate 51 has a structure in which a support substrate and a high-sonic film with a higher acoustic velocity of the bulk wave propagating than the surface wave or boundary wave propagating through the piezoelectric film 53 are laminated.
  • the supporting substrate is a piezoelectric material such as lithium tantalate, lithium niobate, crystal, sapphire, alumina, magnesia, silicon nitride, aluminum nitride, silicon carbide, zirconia, cordierite, mullite, steatite, forsterite, etc.
  • Various ceramics, dielectrics such as glass, semiconductors such as silicon and gallium nitride, resin substrates, and the like can be used.
  • the high sound velocity film includes various materials such as aluminum nitride, aluminum oxide, silicon carbide, silicon nitride, silicon oxynitride, DLC film or diamond, a medium mainly composed of the above materials, and a medium mainly composed of a mixture of the above materials. High sound velocity material can be used.
  • ⁇ is a repetition pitch of the plurality of electrode fingers 110a and 110b constituting the IDT electrodes 101a and 101b
  • L is a cross width of the IDT electrodes 101a and 101b
  • W is an electrode finger.
  • 110a and 110b S represents the width between the electrode fingers 110a and 110b
  • h represents the height of the IDT electrodes 101a and 101b.
  • FIG. 3 is a schematic plan view showing an electrode configuration of the longitudinally coupled filter unit 403 according to the embodiment.
  • the longitudinally coupled filter unit 403 includes IDTs 411 to 415, reflectors 420 and 421, an input port 430, and an output port 440.
  • the IDTs 411 to 415 are each composed of a pair of IDT electrodes facing each other. IDTs 412 and 414 are arranged to sandwich IDT 413 in the X-axis direction, and IDTs 411 and 415 are arranged to sandwich IDTs 412 to 414 in the X-axis direction.
  • the reflectors 420 and 421 are arranged so as to sandwich the IDTs 411 to 415 in the X-axis direction.
  • the IDTs 411, 413, and 415 are connected in parallel between the input port 430 and the reference terminal (ground), and the IDTs 412 and 414 are connected in parallel between the output port 440 and the reference terminal.
  • the vertically coupled filter units 203 and 204 may have a configuration in which the IDTs 414 and 415 are deleted from the configuration of the vertically coupled filter unit 403. That is, the vertically coupled filter units 203 and 204 may be configured to include three IDTs 411 to 413 between the two reflectors 420 and 421. Of the three IDTs, IDTs 411 and 413 arranged at both ends are connected to the input port 430. The IDT 412 arranged at the center of the three IDTs is connected to the output port 440.
  • the parallel arm resonators 151 to 154 shown in FIG. 1 each have a resonance frequency frp and an anti-resonance frequency fap (> frp) in resonance characteristics.
  • Each of the series arm resonators 101 to 105 has a resonance frequency frs and an anti-resonance frequency fas (> frs> frp) in resonance characteristics.
  • the resonance frequencies frs of the series arm resonators 101 to 105 are designed to be substantially the same, but are not necessarily the same.
  • the anti-resonance frequency fap of the parallel arm resonators 151 to 154 and the resonance frequency frs of the series arm resonators 101 to 105 are brought close to each other.
  • the vicinity of the resonance frequency frp in which the impedances of the parallel arm resonators 151 to 154 approach zero becomes a low-frequency side blocking region.
  • the impedances of the parallel arm resonators 151 to 154 increase near the antiresonance frequency fap, and the impedances of the series arm resonators 101 to 105 approach 0 near the resonance frequency frs.
  • the signal path is in the signal path from the transmission input terminal 10a to the transmission output terminal 10b.
  • the impedances of the series arm resonators 101 to 105 become higher and become a high-frequency side blocking region. That is, the steepness of the attenuation characteristic in the high-frequency-side blocking region is greatly affected by where the anti-resonance frequency fas of the series arm resonators 101 to 105 is set outside the signal passing region.
  • the transmission filter 11 when a high frequency signal is input from the transmission input terminal 10a, a potential difference is generated between the transmission input terminal 10a and the reference terminal, whereby the piezoelectric substrate 5 is distorted and elastically propagates in the X direction. Surface waves are generated.
  • the pitch ⁇ of the IDT electrodes 101a and 101b substantially coincide with the wavelength of the pass band, only the high-frequency signal having the frequency component to be passed passes through the transmission-side filter 11.
  • FIG. 4 is a circuit configuration diagram of the multiplexer 1a according to the comparative example.
  • the multiplexer 1 a according to the comparative example is not connected to the inductance element 61 and the inductance element 363 and includes the inductance element 62 as compared with the multiplexer 1 according to the present embodiment. There is no configuration.
  • the inductance value of the inductance element 61 is 1.7 nH.
  • the inductance value of the inductance element 363 is 3.0 nH.
  • the inductance value of the inductance element 61 is 1.5 nH.
  • the inductance value of the inductance element 363 is 2.8 nH.
  • the inductance value of the inductance element 62 is 0.2 nH.
  • the inductance value of the inductance element 61 and the inductance value of the inductance element 62 are the same as the inductance value of the inductance element 61 in the multiplexer 1a according to the comparative example.
  • the inductance values of the elements 61 and 62 are set.
  • the inductance value of the inductance element 363 and the inductance value of the inductance element 62 are the same as the inductance value of the inductance element 363 in the multiplexer 1a according to the comparative example.
  • the inductance value of the element 363 is set.
  • FIG. 5A and FIG. 5B are graphs comparing the reflection characteristics of Band 3 transmission-side filters according to the embodiment and the comparative example.
  • FIG. 5A is an enlarged view of a part of the frequency band shown in FIG. 5B.
  • 5A and 5B show reflection characteristics when the transmission-side filter 13 alone is viewed from the transmission output terminal 10b side.
  • the transmission-side filter 13 has an overall reduced reflection loss compared to the transmission-side filter 13 according to the comparative example.
  • the reflection loss of the transmission filter 13 is reduced by about 0.05 dB.
  • the reflection loss of the transmission filter 13 is reduced by about 0.2 dB.
  • the reflection loss is reduced in the Band3Rx band. That is, it can be seen that the reflection characteristic when the transmission-side filter 13 alone is viewed from the transmission output terminal 10b side is close to total reflection.
  • the inductance value of the inductance element 363 can be reduced as compared with the multiplexer 1a in which the inductance element 62 is not provided.
  • the attenuation pole is shifted to the high frequency side as compared with the transmission side filter 13.
  • the present embodiment when the reflection characteristics of the transmission-side filter 13 are confirmed for a frequency band wider than the frequency band shown in FIG. 5A, the present embodiment is applied in the frequency bands of about 2700 MHz to 2800 MHz and 4800 MHz to 5000 MHz.
  • the transmission side filter 13 according to the embodiment has the attenuation pole shifted to the high frequency side as compared with the transmission side filter 13 of the multiplexer 1a according to the comparative example.
  • the attenuation pole appears on the high band side, the reflection characteristic of the transmission filter 13 is shifted to the high band side as a whole, and the reflection loss of the transmission filter 13 in the Band 1 Tx band and the Band 1 Rx band decreases.
  • the transmission-side filter 13 since the transmission-side filter 13 is in a state close to total reflection, it is suppressed that signals in the Band 1 Tx band, the Band 1 Rx band, and the Band 3 Rx band leak to the transmission-side filter 13. Further, since the reflection characteristic of the transmission filter 13 is improved as the frequency band is higher, it is expected that the reflection loss of Band1Rx in the highest frequency band is the smallest.
  • the inductance value of the inductance element 363 when the inductance element 62 is provided is made too small from the inductance value when the inductance element 62 is not provided, it is difficult for the transmission-side filter 13 to pass a signal in a desired frequency band. It becomes. Therefore, it is preferable that the inductance value of the inductance element 363 is not greatly changed from the inductance value when the inductance element 62 is not provided.
  • the inductance value of the inductance element 62 is preferably about 1.0 nH or less.
  • FIG. 6A is a diagram comparing the pass characteristics of the transmission filter 11 of Band 1 according to the embodiment and the comparative example.
  • FIG. 6B is a diagram comparing the pass characteristics of the reception filter 12 of Band1 according to the embodiment and the comparative example.
  • FIG. 7A is a diagram comparing the pass characteristics of the transmission filter 13 of Band 3 according to the embodiment and the comparative example.
  • FIG. 7B is a diagram comparing the pass characteristics of the reception filter 14 of Band 3 according to the embodiment and the comparative example.
  • the transmission-side filter 11 which is a Band1 transmission-side filter
  • the configuration of the multiplexer 1 according to the present embodiment compared to the configuration of the multiplexer 1a according to the comparative example, It can be seen that the insertion loss is slightly improved.
  • the insertion loss is good.
  • the band 1 reception band 2110 MHz to 2170 MHz has the highest pass band compared to the transmission side filter 11 and the reception side filter 14. It is easily affected by the reflection characteristics of the side filter 13.
  • the insertion loss is improved by 0.15 dB at frequencies around 2110 MHz to 2170 MHz. Therefore, it can be said that the insertion loss is clearly improved in the configuration of the multiplexer 1 according to the present embodiment.
  • the configuration of the multiplexer 1 according to the present embodiment when the configuration of the multiplexer 1 according to the present embodiment is compared with the configuration of the multiplexer 1a according to the comparative example, In the vicinity of the transmission band of 1710 MHz to 1785 MHz, the insertion loss hardly changes. Therefore, it can be seen that the configuration of the multiplexer 1 according to the present embodiment does not affect the transmission band of the transmission filter 13.
  • the transmission filter 13 has a portion where the insertion loss is deteriorated outside the transmission band of the transmission filter 13, but the insertion loss is improved by providing a matching inductance element or capacitance element. Can do.
  • the configuration of the multiplexer 1 according to the present embodiment is compared with the configuration of the multiplexer 1a according to the comparative example. It can be seen that the insertion loss is slightly improved.
  • the multiplexer 1 includes the common connection terminal 60, the transmission filter 13 and the transmission filter 11, and the reception filters 12 and 14 that are connected to the common connection terminal 60 and have different pass bands.
  • the inductance element 61 having one end connected to the connection path connecting the common connection terminal 60 and the antenna terminal 50, and the inductance element 62 having one end connected to the other end of the inductance element 61 and the other end connected to the reference terminal.
  • the transmission filter 13 includes an inductance element 363 connected in series with the parallel arm resonator 354. Furthermore, the other end of the inductance element 363 opposite to the end connected to the parallel arm resonator 354 is connected to a connection path that connects the inductance element 61 and the inductance element 62.
  • the inductance value of the inductance element 363 can be reduced, and the attenuation pole of the transmission-side filter 13 can be shifted to the high band side outside the passband. Therefore, it is possible to improve the reflection characteristics on the high band side outside the pass band of the transmission filter 13 on the common connection terminal side. Thereby, the insertion loss of the transmission side filter 13, the transmission side filter 11, and the reception side filters 12 and 14 can be improved, respectively. Therefore, the insertion loss of the entire multiplexer 1 can be improved.
  • the insertion loss and reflection characteristics on the high frequency side of the band of the transmission filter 13 can be improved. Therefore, the insertion loss of the reception filter 12 having a pass band at a higher frequency than the transmission filter 13 can be particularly improved.
  • the multiplexer according to the present invention is not limited to the Band 1 + Band 3 quadplexer as shown in the embodiment.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a configuration of a multiplexer 1001 according to a modification of the embodiment.
  • the multiplexer 1001 according to the present invention is a quadplexer having four frequency bands, which is applied to a system configuration in which Band25 and Band66 having a transmission band and a reception band are combined. Good.
  • the multiplexer 1001 is a quadplexer applied to Band25 (transmission passband: 1850-1915 MHz, reception passband: 1930-1995 MHz) and Band66 (transmission passband: 1710-1780 MHz, reception passband: 2010-2200 MHz). .
  • the multiplexer 1001 includes transmission side filters 1011 and 1013, reception side filters 1012 and 1014, inductance elements 1061 and 1062, transmission input terminals 1010a and 1030a, reception output terminals 1020a and 1040a, An antenna terminal 1050 and a common connection terminal 1060 are provided.
  • an inductance element 163 provided in the transmission-side filter 1011 is connected to a connection path between the inductance elements 1061 and 1062.
  • one end of the inductance element 163 is connected to the connection point between the parallel arm resonator 154 closest to the common connection terminal 1060 and the parallel arm resonator 153 closest to the common connection terminal 1060. The end is connected to a connection path between the inductance element 1061 and the inductance element 1062.
  • the inductance element 163 is a third inductance element in this modification.
  • the transmission-side filter 1011 receives a transmission wave generated by a transmission circuit (RFIC or the like) via a transmission input terminal 1010a, and transmits the transmission wave to the Band 25 transmission pass band (1850-1915 MHz: first pass band). ) And output from the transmission output terminal 1010b to the common connection terminal 60.
  • This is a non-balanced input-unbalanced output type band-pass filter.
  • the pass band of the transmission filter 1011 is lower than the pass bands of the reception filters 1012 and 1014, and is the second lowest frequency band after the pass band of the transmission filter 1013.
  • the transmission-side filter 1011 includes series arm resonators 101 to 105, parallel arm resonators 151 to 154, and matching inductance elements 161, 162, 163, and 164.
  • the serial arm resonators 101 to 105 are connected in series between the transmission input terminal 1010a and the transmission output terminal 1010b.
  • the parallel arm resonators 151 to 154 include transmission input terminals 1010a, transmission output terminals 1010b, and connection points between adjacent terminals and series arm resonators among the series arm resonators 101 to 105, and a reference terminal (ground). Are connected in parallel with each other.
  • the transmission side filter 1011 constitutes a ladder type band pass filter.
  • the inductance element 161 is connected between the parallel arm resonator 151 and the reference terminal.
  • the inductance element 162 is connected between the parallel arm resonator 152 and the reference terminal.
  • the inductance element 163 is connected between the connection point of the parallel arm resonators 153 and 154 and the reference terminal (ground).
  • the inductance element 164 is a path between the transmission output terminal 1010b and the transmission input terminal 1010a, and is connected to a position closest to the transmission input terminal 1010a.
  • the reception-side filter 1012 receives a reception wave input from the common connection terminal 60 via the reception input terminal 1020b, and filters the reception wave with a Band 25 reception pass band (1930-1995 MHz: second pass band). This is a non-balanced input-unbalanced output type band-pass filter that outputs to the reception output terminal 1020a.
  • the reception-side filter 1012 includes a series arm resonator 201, parallel arm resonators 251, 252 and 253, longitudinally coupled filter units 205 and 206, and an inductance element 261.
  • the configuration of the longitudinally coupled filter units 205 and 206 is the same as that of the longitudinally coupled filter unit 403 in the multiplexer 1 according to the embodiment.
  • the series arm resonator 201 and the parallel arm resonators 251, 252, and 253 form a ladder type filter unit.
  • the inductance element 261 is a path between the reception input terminal 1020b and the reception output terminal 1020a, and is connected to a position closest to the reception input terminal 1020b.
  • the transmission-side filter 1013 inputs a transmission wave generated by a transmission circuit (RFIC or the like) via a transmission input terminal 1030a, and transmits the transmission wave to a Band 66 transmission pass band (1710-1780 MHz: third pass band). ) And output from the transmission output terminal 1030b to the common connection terminal 60.
  • This is a non-balanced input-unbalanced output type band-pass filter.
  • the pass band of the transmission filter 1013 is the lowest frequency band among the pass bands of the transmission filter 1011 and the reception filters 1012 and 1014.
  • the transmission-side filter 1013 includes series arm resonators 301 to 304, parallel arm resonators 351 to 354, and matching inductance elements 361 to 363.
  • the serial arm resonators 301 to 304 are connected in series between the transmission input terminal 1030a and the transmission output terminal 1030b.
  • the parallel arm resonators 351 to 354 include transmission input terminals 1030a, transmission output terminals 1030b, and serial arm resonators 301 to 304, each connection point between adjacent arm and series arm resonators, and a reference terminal (ground). Are connected in parallel with each other.
  • the inductance element 361 is a path between the transmission output terminal 1030b and the transmission input terminal 1030a, and is connected to a position closest to the transmission input terminal 1030a.
  • the inductance element 362 is connected between a connection point of the parallel arm resonators 351 and 352 and a reference terminal (ground).
  • the inductance element 363 is connected between the parallel arm resonator 353 and a reference terminal (ground).
  • the transmission side filter 1013 constitutes a ladder type band pass filter.
  • the reception-side filter 1014 receives a reception wave input from the common connection terminal 60 via the reception input terminal 1040b, and filters the reception wave with a Band 66 reception pass band (2010-2200 MHz: fourth pass band). This is a non-balanced input-unbalanced output type band-pass filter that outputs to the reception output terminal 1040a.
  • the reception-side filter 1014 includes series arm resonators 401, 402, 404, 405, and 406, parallel arm resonators 451, 453, 454, and 455, and an inductance element 461.
  • the inductance element 461 is connected between a connection point of the parallel arm resonators 453, 454 and 455 and a reference terminal (ground).
  • the multiplexer 1001 having such a configuration also improves the reflection characteristics of the transmission-side filter 1011 and improves the insertion loss of the transmission-side filters 1011 and 1013 and the reception-side filters 1012 and 1014, similarly to the multiplexer 1 in the embodiment. Can do.
  • a piezoelectric film 53 of the piezoelectric substrate 5 according to the embodiment is obtained by using a 50 ° Y-cut X-propagation LiTaO 3 single crystal, cut angles of single crystal material is not limited thereto. That is, using the LiTaO 3 substrate as the piezoelectric substrate, the cut angle of the piezoelectric substrate of the surface acoustic wave filter constituting the multiplexer according to the embodiment is not limited to 50 ° Y. Even a surface acoustic wave filter using a LiTaO 3 piezoelectric substrate having a cut angle other than those described above can achieve the same effect.
  • the inductance element may be formed by, for example, a conductor pattern built in the mounting substrate, or may be configured by a chip inductor. Further, some of the plurality of inductance elements may be built in the mounting substrate.
  • the multiplexer according to the present invention may be a hexaplexer having six frequency bands applied to a system configuration in which Band1, Band3, and Band7 having a transmission band and a reception band are combined. Further, the multiplexer according to the present invention may be a hexaplexer having six frequency bands applied to a system configuration in which, for example, Band 25, Band 66, and Band 30 having a transmission band and a reception band are combined.
  • the third inductance element is connected in series with the parallel arm resonator, and the third inductance element is further connected to the antenna terminal and the common connection terminal. What is necessary is just to be connected between the 1st inductance element and the 2nd inductance element which were connected in series between the connection path
  • the multiplexer according to the present invention may not have a configuration including a plurality of duplexers that perform transmission and reception.
  • it can be applied as a transmission apparatus having a plurality of transmission bands. That is, a transmission device that inputs a plurality of high-frequency signals having different carrier frequency bands, filters the plurality of high-frequency signals, and wirelessly transmits them from a common antenna element, and each of the common connection terminal and the common connection terminal One end is connected to a connection path that connects a plurality of elastic wave filters for transmission that input a plurality of high-frequency signals from a transmission circuit and pass only signals in a predetermined frequency band, and a common connection terminal and an antenna element.
  • each of the plurality of acoustic wave filters for transmission has an IDT electrode formed on the piezoelectric substrate, and is formed on the piezoelectric substrate and a series arm resonator connected between the input terminal and the output terminal. And a parallel arm resonator connected between a reference path and a connection path connecting the input terminal and the output terminal.
  • one transmission elastic wave filter has at least one parallel arm resonator between the connection path connecting the transmission input terminal and the transmission output terminal and the reference terminal. is doing.
  • At least one of the parallel arm resonators of one transmission elastic wave filter is connected in series to the other end opposite to one end connected to the connection path connecting the transmission input terminal and the transmission output terminal.
  • the third inductance element is provided. The other end of the third inductance element opposite to the one connected to the parallel arm resonator is connected to a connection path that connects the first inductance element and the second inductance element.
  • the multiplexer according to the present invention can be applied as a receiving apparatus having a plurality of receiving bands, for example. That is, a receiving device that inputs a plurality of high-frequency signals having different carrier frequency bands through an antenna element, demultiplexes the plurality of high-frequency signals, and outputs the demultiplexed signals to a receiving circuit.
  • a plurality of receiving acoustic wave filters that are connected to the connection terminals, respectively, receive a plurality of high-frequency signals from the antenna element and pass only signals in a predetermined frequency band, and a connection path that connects the common connection terminal and the antenna element.
  • each of the plurality of receiving acoustic wave filters has an IDT electrode formed on a piezoelectric substrate, a series arm resonator connected between an input terminal and an output terminal, and a piezoelectric substrate.
  • the parallel arm resonator includes at least one parallel arm resonator connected between a reference path and a connection path connecting the input terminal and the output terminal.
  • one receiving acoustic wave filter has at least one parallel arm resonator between the reference path and the connection path connecting the receiving input terminal and the receiving output terminal. is doing.
  • at least one of the parallel arm resonators of one reception elastic wave filter is connected in series to the other end opposite to one end connected to the connection path connecting the reception input terminal and the reception output terminal.
  • a third inductance element is connected to the other end of the third inductance element opposite to the one connected to the parallel arm resonator to a connection path that connects the first inductance element and the second inductance element.
  • a surface acoustic wave filter having IDT electrodes is exemplified as a transmission-side filter and a reception-side filter that constitute a multiplexer, a quadplexer, a transmission device, and a reception device.
  • each filter constituting the multiplexer, the quadplexer, the transmission device, and the reception device according to the present invention uses a boundary acoustic wave composed of a series arm resonator and a parallel arm resonator, and BAW (Bulk Acoustic Wave).
  • An elastic wave filter may be used. Also by this, the same effect as the effects of the multiplexer, the quadplexer, the transmission device, and the reception device according to the above embodiment can be obtained.
  • the present invention can be widely used in communication devices such as mobile phones as low-loss multiplexers, transmitters, and receivers applicable to multiband and multimode frequency standards.

Landscapes

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Abstract

マルチプレクサ（１）は、共通接続端子（６０）と、共通接続端子（６０）にそれぞれ接続され互いに異なる通過帯域を有するフィルタ（１１～１４）と、アンテナ素子（２）との接続経路に一端が接続されたインダクタンス素子（６１）と、インダクタンス素子（６１）の他端に一端が接続され他端が基準端子に接続されたインダクタンス素子（６２）とを備え、フィルタ（１１～１４）のうち、フィルタ（１３）の並列腕共振子（３５４）は、送信入力端子（３０ａ）と送信出力端子（３０ｂ）とを接続する接続経路に接続された一端と反対側の他端に、直列に接続されたインダクタンス素子（３６３）を有し、インダクタンス素子（３６３）の、並列腕共振子（３５４）と接続された一端と反対側の他端はインダクタンス素子（６１）とインダクタンス素子（６２）とを接続する接続経路に接続されている。

Description

マルチプレクサ、送信装置および受信装置
　本発明は、弾性波フィルタを備えるマルチプレクサ、送信装置および受信装置に関する。
　近年の携帯電話には、一端末で複数の周波数帯域および複数の無線方式、いわゆるマルチバンド化およびマルチモード化に対応することが要求されている。これに対応すべく、１つのアンテナの直下には、複数の無線搬送周波数を有する高周波信号を分波するマルチプレクサが配置される。マルチプレクサを構成する複数の帯域通過フィルタとしては、通過帯域内における低損失性および通過帯域周辺における通過特性の急峻性を特徴とする弾性波フィルタが用いられる（例えば、特許文献１参照）。
　特許文献１には、複数の弾性表面波フィルタが接続された構成を有する弾性表面波装置（ＳＡＷデュプレクサ）が開示されている。当該ＳＡＷデュプレクサでは、各フィルタ回路内の並列腕共振子とグランドとの間に、フィルタの通過帯域外における減衰特性を改善するためのインダクタンス素子が接続されている。
　なお、特許文献１に記載のＳＡＷデュプレクサでは、受信用弾性表面波フィルタおよび送信用弾性表面波フィルタとの共通接続端子とアンテナ素子との間の経路とグランドとの間に、アンテナ素子と共通接続端子とのインピーダンス整合をとるためのインダクタンス素子が接続されている。このインダクタンス素子により、容量性を有する複数の弾性表面波フィルタが接続されたアンテナ端子から弾性表面波フィルタを見た複素インピーダンスを、特性インピーダンスに近づけることができる。これにより、ＳＡＷデュプレクサにおいて、挿入損失の劣化を抑制している。
特開２０１２－２４４５５１号公報
　ＳＡＷデュプレクサを構成する各フィルタ回路内の並列腕共振子とグランドとの間に接続されたインダクタンス素子のうち、最も共通接続端子に近い並列腕共振子に接続されたインダクタンス素子は、フィルタの反射特性に大きく影響を与える。例えば、ＳＡＷデュプレクサを構成する各フィルタのうちの１つが、最も共通接続端子に近い位置に配置された並列腕共振子とグランドとの間にインダクタンス素子を有する場合、当該インダクタンス素子のインダクタンス値が大きくなると、並列腕共振子とインダクタンス素子が直列接続された回路の共振特性が大きくなる。これにより、当該フィルタでは、共通接続端子側でのフィルタ通過帯域外高域側における反射特性が悪化する。また、当該フィルタ以外のフィルタでは、挿入損失が悪化するという課題がある。
　本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、各フィルタの反射特性または挿入損失を向上することができるマルチプレクサを提供することを目的とする。
　上記目的を達成するために、本発明の一態様に係るマルチプレクサは、アンテナ素子を介して複数の高周波信号を送受信するマルチプレクサであって、共通接続端子と、前記共通接続端子にそれぞれ接続され、互いに異なる通過帯域を有する複数の弾性波フィルタと、前記共通接続端子と前記アンテナ素子とを接続する接続経路に一端が接続された第１インダクタンス素子と、前記第１インダクタンス素子の他端に一端が接続され、他端が基準端子に接続された第２インダクタンス素子とを備え、前記複数の弾性波フィルタのそれぞれは、入力端子と出力端子との間に接続された直列腕共振子、および、前記入力端子と前記出力端子とを接続する接続経路と基準端子との間に接続された並列腕共振子の少なくともいずれかを有し、前記複数の弾性波フィルタのうち、一の弾性波フィルタは、前記入力端子と前記出力端子とを接続する接続経路と基準端子との間に少なくとも一つの並列腕共振子を有し、前記一の弾性波フィルタの前記並列腕共振子の少なくとも一つは、前記入力端子と前記出力端子とを接続する接続経路に接続された一端と反対側の他端に直列に接続された第３インダクタンス素子を有し、前記第３インダクタンス素子の、前記並列腕共振子と接続された一端と反対側の他端は、前記第１インダクタンス素子と前記第２インダクタンス素子とを接続する接続経路に接続されている。
　上記構成によれば、アンテナ端子と共通接続端子との接続経路と基準端子（グランド）との間に設けられた第１インダクタンス素子の一端と、一の弾性波フィルタにおいて並列腕共振子に直列接続された第３インダクタンス素子の一端とを共通に接続し、接続点と基準端子（グランド）との間に第２インダクタンス素子を設けるので、第３インダクタンス素子のインダクタンス値を小さくすることができる。これにより、一の弾性波フィルタの減衰極を通過帯域外高域側にシフトすることができる。したがって、共通接続端子側での一の弾性波フィルタの通過帯域外高域側の反射特性を向上することができる。
　また、一の弾性波フィルタ以外の他の弾性波フィルタについては、他の弾性波フィルタの通過帯域に含まれる高周波信号が一の弾性波フィルタに伝送されることが抑制される。これにより、他の弾性波フィルタの挿入損失を向上することができる。
　また、前記第３インダクタンス素子の前記一端は、前記一の弾性波フィルタにおいて、前記アンテナ素子に最も近い位置に配置された前記並列腕共振子に接続されていてもよい。
　一の弾性波フィルタにおいて、第３インダクタンス素子は、最もアンテナ端子に近い位置に配置された並列腕共振子に直列接続されているので、他の弾性波フィルタの挿入損失に影響を与えやすい。したがって、第２インダクタンス素子を、最もアンテナ端子に近い位置に配置された並列腕共振子に直列接続された第３インダクタンス素子の他端を、第１インダクタンス素子と共通接続し、さらに、接続点に第２インダクタンス素子を接続することにより、他の弾性波フィルタの挿入損失に最も影響を与える第３インダクタンス素子のインダクタンス値を小さくすることができる。これにより、他の弾性波フィルタの挿入損失を効率よく向上することができる。
　また、前記一の弾性波フィルタの通過帯域は、前記一の弾性波フィルタ以外の他の弾性波フィルタのうちの少なくとも一つの通過帯域よりも低くてもよい。
　第３インダクタンス素子のインダクタンス値を小さくすることにより、一の弾性波フィルタの減衰極は、通過帯域外高域側にシフトする。したがって、この構成によれば、他の弾性波フィルタのうち、一の弾性波フィルタの通過帯域外高域側に通過帯域を有する弾性波フィルタの挿入損失を向上することができる。
　また、前記一の弾性波フィルタの通過帯域は、前記他の弾性波フィルタの通過帯域よりも低くてもよい。
　他の弾性波フィルタの通過帯域は、一の弾性波フィルタの通過帯域よりも高域側にあるので、他の弾性波フィルタすべての挿入損失を向上することができる。
　また、前記複数の弾性波フィルタのそれぞれを構成する圧電基板は、ＩＤＴ（ＩｎｔｅｒＤｉｇｉｔａｌ　Ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ）電極が一方面上に形成された圧電膜と、前記圧電膜を伝搬する弾性波音速よりも、伝搬するバルク波音速が高速である高音速支持基板と、前記高音速支持基板と前記圧電膜との間に配置され、前記圧電膜を伝搬するバルク波音速よりも、伝搬するバルク波音速が低速である低音速膜とを備えてもよい。
　一の弾性波フィルタの共通接続端子側に第２インダクタンス素子が直列接続された場合など、複数の弾性波フィルタ間でのインピーダンス整合をとるため、インダクタンス素子やキャパシタンス素子などの回路素子が付加される。この場合、各共振子のＱ値が等価的に小さくなる場合が想定される。しかし、本圧電基板の積層構造によれば、各共振子のＱ値を高い値に維持することができる。したがって、各弾性波フィルタにおいて、通過帯域内の挿入損失を低減することができる。
　また、本発明の一態様に係る送信装置は、互いに異なる搬送周波数帯域を有する複数の高周波信号を入力し、当該複数の高周波信号をフィルタリングして共通のアンテナ素子から無線送信させる送信装置であって、共通接続端子と、前記共通接続端子にそれぞれ接続され、送信回路から前記複数の高周波信号を入力し、所定の周波数帯域の信号のみを通過させる複数の送信用弾性波フィルタと、前記共通接続端子と前記アンテナ素子とを接続する接続経路に一端が接続された第１インダクタンス素子と、前記第１インダクタンス素子の他端に一端が接続され、他端が基準端子に接続された第２インダクタンス素子とを備え、前記複数の送信用弾性波フィルタのそれぞれは、入力端子と出力端子との間に接続された直列腕共振子、および、前記入力端子と前記出力端子とを接続する接続経路と基準端子との間に接続された並列腕共振子の少なくともいずれかを備え、前記複数の送信用弾性波フィルタのうち、一の送信用弾性波フィルタは、前記入力端子と前記出力端子とを接続する接続経路と基準端子との間に少なくとも一つの並列腕共振子を有し、前記一の送信用弾性波フィルタの前記並列腕共振子の少なくとも一つは、前記入力端子と前記出力端子とを接続する接続経路に接続された一端と反対側の他端に直列に接続された第３インダクタンス素子を有し、前記第３インダクタンス素子の、前記並列腕共振子と接続された一端と反対側の他端は、前記第１インダクタンス素子と前記第２インダクタンス素子とを接続する接続経路に接続されている。
　また、本発明の一態様に係る受信装置は、互いに異なる搬送周波数帯域を有する複数の高周波信号を、アンテナ素子を介して入力し、当該複数の高周波信号を分波して受信回路へ出力する受信装置であって、共通接続端子と、前記共通接続端子にそれぞれ接続され、前記アンテナ素子から前記複数の高周波信号を入力し、所定の周波数帯域の信号のみを通過させる複数の受信用弾性波フィルタと、前記共通接続端子と前記アンテナ素子とを接続する接続経路に一端が接続された第１インダクタンス素子と、前記第１インダクタンス素子の他端に一端が接続され、他端が基準端子に接続された第２インダクタンス素子とを備え、前記複数の受信用弾性波フィルタのそれぞれは、入力端子と出力端子との間に接続された直列腕共振子、および、前記入力端子と前記出力端子とを接続する接続経路と基準端子との間に接続された並列腕共振子の少なくともいずれかを備え、前記複数の受信用弾性波フィルタのうち、一の受信用弾性波フィルタは、前記入力端子と前記出力端子とを接続する接続経路と基準端子との間に少なくとも一つの並列腕共振子を有し、前記一の受信用弾性波フィルタの前記並列腕共振子の少なくとも一つは、前記入力端子と前記出力端子とを接続する接続経路と接続された一端と反対側の他端に直列に接続された第３インダクタンス素子を有し、前記第３インダクタンス素子の、前記並列腕共振子と接続された一端と反対側の他端は、前記第１インダクタンス素子と前記第２インダクタンス素子とを接続する接続経路に接続されている。
　これにより、各フィルタの反射特性または挿入損失が向上された低損失の送信装置および受信装置を提供することが可能となる。
　本発明に係るマルチプレクサによれば、各フィルタの反射特性または挿入損失を向上することができる。
図１は、実施の形態に係るマルチプレクサの回路構成図である。 図２は、実施の形態に係る弾性表面波フィルタの共振子を模式的に表す平面図および断面図である。 図３は、実施の形態に係る縦結合型の弾性表面波フィルタの電極構成を示す概略平面図である。 図４は、比較例に係るマルチプレクサの回路構成図である。 図５Ａは、実施の形態および比較例に係るＢａｎｄ３の送信側フィルタの反射特性を比較したグラフである。 図５Ｂは、実施の形態および比較例に係るＢａｎｄ３の送信側フィルタの反射特性を比較したグラフである。 図６Ａは、実施の形態および比較例に係るＢａｎｄ１の送信側フィルタから共通接続端子側をみたときの挿入損失を比較した図である。 図６Ｂは、実施の形態および比較例に係るＢａｎｄ１の受信側フィルタを共通接続端子側からみたときの挿入損失を比較した図である。 図７Ａは、実施の形態および比較例に係るＢａｎｄ３の送信側フィルタから共通接続端子側をみたときの挿入損失を比較した図である。 図７Ｂは、実施の形態および比較例に係るＢａｎｄ３の受信側フィルタを共通接続端子側からみたときの挿入損失を比較した図である。 図８は、実施の形態の変形例に係るクワッドプレクサの回路構成図である。
　以下、本発明の実施の形態について、実施の形態および図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置および接続形態などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。以下の実施の形態における構成要素のうち、独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。また、図面に示される構成要素の大きさまたは大きさの比は、必ずしも厳密ではない。
　（実施の形態）
　［１．マルチプレクサの基本構成］
　本実施の形態では、ＦＤＤ－ＬＴＥ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｄｕｐｌｅｘ　Ｌｏｎｇ　Ｔｅｒｍ　Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）規格のＢａｎｄ１（送信通過帯域：１９２０－１９８０ＭＨｚ、受信通過帯域：２１１０－２１７０ＭＨｚ）およびＢａｎｄ３（送信通過帯域：１７１０－１７８５ＭＨｚ、受信通過帯域：１８０５－１８８０ＭＨｚ）に適用されるクワッドプレクサについて例示する。
　本実施の形態に係るマルチプレクサ１は、Ｂａｎｄ１用デュプレクサとＢａｎｄ３用デュプレクサとが共通接続端子６０で接続されたクワッドプレクサである。
　図１は、実施の形態に係るマルチプレクサ１の回路構成図である。同図に示すように、マルチプレクサ１は、送信側フィルタ１１および１３と、受信側フィルタ１２および１４と、インダクタンス素子６１および６２と、送信入力端子１０ａおよび３０ａと、受信出力端子２０ａおよび４０ａと、アンテナ端子５０と、共通接続端子６０とを備える。
　マルチプレクサ１は、アンテナ端子５０においてアンテナ素子２に接続される。アンテナ端子５０と共通接続端子６０との接続経路には、インダクタンス素子６１の一端が接続されている。また、インダクタンス素子６１の他端には、インダクタンス素子６２の一端が接続されている。インダクタンス素子６２の他端は、基準端子であるグランドに接続されている。また、インダクタンス素子６１と６２との接続経路には、後述するインダクタンス素子３６３が接続されている。なお、インダクタンス素子６１および６２は、マルチプレクサ１に含めた構成としてもよいし、マルチプレクサ１に外付けされた構成であってもよい。
　送信側フィルタ１１は、送信回路（ＲＦＩＣなど）で生成された送信波を、送信入力端子１０ａを経由して入力し、当該送信波をＢａｎｄ１の送信通過帯域（１９２０－１９８０ＭＨｚ：第１の通過帯域）でフィルタリングして、送信出力端子１０ｂから共通接続端子６０へ出力する非平衡入力－非平衡出力型の帯域通過フィルタである。
　図１に示すように、送信側フィルタ１１は、直列腕共振子１０１～１０５と、並列腕共振子１５１～１５４と、整合用のインダクタンス素子１６１、１６２および１６３とを備える。
　直列腕共振子１０１～１０５は、送信入力端子１０ａと送信出力端子１０ｂとの間に互いに直列に接続されている。また、並列腕共振子１５１～１５４は、送信入力端子１０ａ、送信出力端子１０ｂおよび直列腕共振子１０１～１０５のうち隣り合う端子および直列腕共振子間の各接続点と基準端子（グランド）との間に互いに並列に接続されている。直列腕共振子１０１～１０５および並列腕共振子１５１～１５４の上記接続構成により、送信側フィルタ１１は、ラダー型のバンドパスフィルタを構成している。
　インダクタンス素子１６１は、並列腕共振子１５１と基準端子との間に接続されている。インダクタンス素子１６２は、並列腕共振子１５２と基準端子との間に接続されている。インダクタンス素子１６３は、並列腕共振子１５３および１５４の接続点と基準端子との間に接続されている。
　送信出力端子１０ｂは、共通接続端子６０に接続されている。また、送信出力端子１０ｂは、直列腕共振子１０５に接続されており、並列腕共振子１５１～１５４のいずれにも直接接続されていない。
　受信側フィルタ１２は、共通接続端子６０から受信入力端子２０ｂを介して入力された受信波を入力し、当該受信波をＢａｎｄ１の受信通過帯域（２１１０－２１７０ＭＨｚ：第２の通過帯域）でフィルタリングして受信出力端子２０ａへ出力する非平衡入力－非平衡出力型の帯域通過フィルタである。
　図１に示すように、受信側フィルタ１２は、例えば、縦結合型の弾性表面波フィルタ部を含む。より具体的には、受信側フィルタ１２は、縦結合型フィルタ部２０３および２０４と、直列腕共振子２０１と、並列腕共振子２５１とを備える。また、直列腕共振子２０１および並列腕共振子２５１は、ラダー型フィルタ部を構成している。
　受信入力端子２０ｂは、共通接続端子６０に接続されている。また、受信入力端子２０ｂは、直列腕共振子２０１に接続されている。
　送信側フィルタ１３は、送信回路（ＲＦＩＣなど）で生成された送信波を、送信入力端子３０ａを経由して入力し、当該送信波をＢａｎｄ３の送信通過帯域（１７１０－１７８５ＭＨｚ：第３の通過帯域）でフィルタリングして送信出力端子３０ｂから共通接続端子６０へ出力する非平衡入力－非平衡出力型の帯域通過フィルタである。なお、送信側フィルタ１３の通過帯域は、送信側フィルタ１１、受信側フィルタ１２および１４それぞれの通過帯域よりも低い周波数帯である。
　図１に示すように、送信側フィルタ１３は、直列腕共振子３０１～３０４と、並列腕共振子３５１～３５４と、整合用のインダクタンス素子３６１～３６３とを備える。
　直列腕共振子３０１～３０４は、送信入力端子３０ａと送信出力端子３０ｂとの間に互いに直列に接続されている。また、並列腕共振子３５１～３５４は、送信入力端子３０ａ、送信出力端子３０ｂおよび直列腕共振子３０１～３０４のうち隣り合う端子および直列腕共振子間の各接続点と基準端子（グランド）との間に互いに並列に接続されている。なお、並列腕共振子３５４は、送信入力端子３０ａと送信出力端子３０ｂとを接続する接続経路に接続された一端と反対側の他端に、インダクタンス素子３６３が直列に接続されている。直列腕共振子３０１～３０４および並列腕共振子３５１～３５４の上記接続構成により、送信側フィルタ１３は、ラダー型のバンドパスフィルタを構成している。
　また、インダクタンス素子３６１は、送信入力端子３０ａと直列腕共振子３０１との間に接続されている。インダクタンス素子３６１は、送信入力端子３０ａと並列、つまり、送信入力端子３０ａと直列腕共振子３０１との接続経路と基準端子との間に接続されていてもよい。インダクタンス素子３６２は、並列腕共振子３５１および３５２の接続点と基準端子との間に接続されている。インダクタンス素子３６３は、並列腕共振子３５１～３５４の中で最もアンテナ素子２に近い位置に配置されている並列腕共振子３５４に、一端が接続されている。また、インダクタンス素子３６３の他端は、インダクタンス素子６１と６２とを接続する接続経路に接続されている。
　送信出力端子３０ｂは、共通接続端子６０に接続されている。また、送信出力端子３０ｂは、直列腕共振子３０４に接続されており、並列腕共振子３５１～３５４のいずれにも直接接続されていない。
　受信側フィルタ１４は、共通接続端子６０から受信入力端子４０ｂを介して入力された受信波を入力し、当該受信波をＢａｎｄ３の受信通過帯域（１８０５－１８８０ＭＨｚ：第４の通過帯域）でフィルタリングして受信出力端子４０ａへ出力する非平衡入力－非平衡出力型の帯域通過フィルタである。
　図１に示すように、受信側フィルタ１４は、直列腕共振子４０１および４０２と、並列腕共振子４５１および４５２と、縦結合型フィルタ部４０３とを備える。
　直列腕共振子４０１および４０２は、受信出力端子４０ａと受信入力端子４０ｂとの間の経路に互いに直列に接続されている。また、縦結合型フィルタ部４０３は、受信出力端子４０ａと受信入力端子４０ｂとの間の経路において、直列腕共振子４０２と受信出力端子４０ａとの間に、直列腕共振子４０１および４０２と直列に接続されている。さらに、並列腕共振子４５１は、直列腕共振子４０１および４０２との接続経路と基準端子（グランド）との間に接続されている。並列腕共振子４５１は、縦結合型フィルタ部４０３と直列腕共振子４０２との接続経路と基準端子（グランド）との間に接続されている。直列腕共振子４０１および４０２、並びに、並列腕共振子４５１および４５２の上記接続構成により、受信側フィルタ１４は、ラダー型のバンドパスフィルタを構成している。
　受信入力端子４０ｂは、共通接続端子６０（図１参照）に接続されている。また、受信入力端子４０ｂは、直列腕共振子４０１に接続されており、並列腕共振子４５１には直接接続されていない。
　なお、本実施の形態に係るマルチプレクサ１が備える弾性表面波フィルタにおける共振子および回路素子の配置構成は、上記実施の形態に係る送信側フィルタ１１および１３ならびに受信側フィルタ１２および１４で例示した配置構成に限定されない。上記弾性表面波フィルタにおける共振子および回路素子の配置構成は、各周波数帯域（Ｂａｎｄ）における通過特性の要求仕様により異なる。上記配置構成とは、例えば、直列腕共振子および並列腕共振子の配置数であり、また、ラダー型および縦結合型などのフィルタ構成の選択である。
　送信側フィルタ１１および１３、ならびに、受信側フィルタ１２および１４は、共通接続端子６０に直接接続されている。さらに、共通接続端子６０は、アンテナ端子５０に接続されている。アンテナ端子５０と基準端子であるグランドとの間には、インダクタンス素子６１とインダクタンス素子６２とが直列に接続されている。なお、本実施の形態において、インダクタンス素子６１は第１インダクタンス素子、インダクタンス素子６２は第２インダクタンス素子である。
　また、インダクタンス素子６１とインダクタンス素子６２とを接続する接続経路には、送信側フィルタ１３に設けられたインダクタンス素子３６３が接続されている。つまり、インダクタンス素子６１とインダクタンス素子３６３とが接続されており、インダクタンス素子６１とインダクタンス素子３６３の接続点と基準端子であるグランドとの間に、インダクタンス素子６２が接続されている。
　これにより、後に詳述するように、送信側フィルタ１３の通過帯域外高域側での反射特性を向上することができる。また、送信側フィルタ１３の通過帯域は送信側フィルタ１１、受信側フィルタ１２および１４の通過帯域よりも低いため、送信側フィルタ１３の反射特性を向上することにより、送信側フィルタ１３の通過帯域外高域側に通過帯域を有する送信側フィルタ１１、受信側フィルタ１２および１４の挿入損失を向上することができる。
　なお、インダクタンス素子６１とインダクタンス素子６２とを接続する接続経路には、送信側フィルタ１３のインダクタンス素子３６３に限らず、送信側フィルタ１３のインダクタンス素子３６２が接続されていてもよい。また、送信側フィルタ１３のインダクタンス素子３６３または３６２に限らず、送信側フィルタ１１のインダクタンス素子１６１、１６２および１６３のいずれかが接続されていてもよい。
　マルチプレクサ１では、送信側フィルタ１１および１３、並びに、受信側フィルタ１２および１４は、それぞれ圧電基板に形成されている。送信側フィルタ１１および１３と受信側フィルタ１２および１４とのそれぞれを構成する圧電基板は、例えば、プリント基板が複数層積層された実装基板（図示せず）の上に実装されている。複数層のプリント基板のそれぞれには、配線パターンおよびビアが形成されている。
　実装基板には、インダクタンス素子６１およびインダクタンス素子６２が内蔵されている。また、実装基板には、送信側フィルタ１１、１３を構成するインダクタンス素子１６１～１６３、３６１～３６３が内蔵されている。インダクタンス素子６１、６２、１６１～１６３、３６１～３６３は、配線パターンの引き回しにより形成されている。例えば、インダクタンス素子６１、６２、１６１～１６３、３６１～３６３は、それぞれ実装基板の各層にそれぞれ形成された配線パターンをビア等により接続することにより形成されていてもよい。
　なお、インダクタンス素子６１、６２、１６１～１６３、３６１～３６３は、上述したように実装基板に内蔵されたものに限らず、チップインダクタにより構成されていてもよい。また、インダクタンス素子６１、６２、１６１～１６３、３６１～３６３のうちの一部のインダクタンス素子が実装基板に内蔵されていてもよい。
　［２．弾性表面波共振子の構造］
　ここで、送信側フィルタ１１および１３ならびに受信側フィルタ１２および１４を構成する弾性表面波共振子の構造について説明する。
　図２は、実施の形態に係る弾性表面波フィルタの共振子を模式的に表す概略図であり、（ａ）は平面図、（ｂ）および（ｃ）は（ａ）に示した一点鎖線における断面図である。図２には、送信側フィルタ１１および１３ならびに受信側フィルタ１２および１４を構成する複数の共振子のうち、送信側フィルタ１１の直列腕共振子の構造を表す平面模式図および断面模式図が例示されている。なお、図２に示された直列腕共振子は、上記複数の共振子の典型的な構造を説明するためのものであって、電極を構成する電極指の本数や長さなどは、これに限定されない。
　送信側フィルタ１１および１３ならびに受信側フィルタ１２および１４を構成する共振子１００は、圧電基板５と、櫛形形状を有するＩＤＴ電極１０１ａおよび１０１ｂとで構成されている。
　図２の（ａ）に示すように、圧電基板５の上には、互いに対向する一対のＩＤＴ電極１０１ａおよび１０１ｂが形成されている。ＩＤＴ電極１０１ａは、互いに平行な複数の電極指１１０ａと、複数の電極指１１０ａを接続するバスバー電極１１１ａとで構成されている。また、ＩＤＴ電極１０１ｂは、互いに平行な複数の電極指１１０ｂと、複数の電極指１１０ｂを接続するバスバー電極１１１ｂとで構成されている。複数の電極指１１０ａおよび１１０ｂは、Ｘ軸方向と直交する方向に沿って形成されている。
　また、複数の電極指１１０ａおよび１１０ｂ、ならびに、バスバー電極１１１ａおよび１１１ｂで構成されるＩＤＴ電極５４は、図２の（ｂ）に示すように、密着層５４１と主電極層５４２との積層構造となっている。
　密着層５４１は、圧電基板５と主電極層５４２との密着性を向上させるための層であり、材料として、例えば、Ｔｉが用いられる。密着層５４１の膜厚は、例えば、１２ｎｍである。
　主電極層５４２は、材料として、例えば、Ｃｕを１％含有したＡｌが用いられる。主電極層５４２の膜厚は、例えば１６２ｎｍである。
　保護層５５は、ＩＤＴ電極１０１ａおよび１０１ｂを覆うように形成されている。保護層５５は、主電極層５４２を外部環境から保護する、周波数温度特性を調整する、および、耐湿性を高めるなどを目的とする層であり、例えば、二酸化ケイ素を主成分とする膜である。保護層５５の厚さは、例えば２５ｎｍである。
　なお、密着層５４１、主電極層５４２および保護層５５を構成する材料は、上述した材料に限定されない。さらに、ＩＤＴ電極５４は、上記積層構造でなくてもよい。ＩＤＴ電極５４は、例えば、Ｔｉ、Ａｌ、Ｃｕ、Ｐｔ、Ａｕ、Ａｇ、Ｐｄなどの金属又は合金から構成されてもよく、また、上記の金属又は合金から構成される複数の積層体から構成されてもよい。また、保護層５５は、形成されていなくてもよい。
　次に、圧電基板５の積層構造について説明する。
　図２の（ｃ）に示すように、圧電基板５は、高音速支持基板５１と、低音速膜５２と、圧電膜５３とを備え、高音速支持基板５１、低音速膜５２および圧電膜５３がこの順で積層された構造を有している。
　圧電膜５３は、５０°ＹカットＸ伝搬ＬｉＴａＯ３圧電単結晶または圧電セラミックス（Ｘ軸を中心軸としてＹ軸から５０°回転した軸を法線とする面で切断したタンタル酸リチウム単結晶、またはセラミックスであって、Ｘ軸方向に弾性表面波が伝搬する単結晶またはセラミックス）からなる。圧電膜５３は、例えば、厚みが６００ｎｍである。なお、送信側フィルタ１３および受信側フィルタ１４については、４２～４５°ＹカットＸ伝搬ＬｉＴａＯ３圧電単結晶、または圧電セラミックスからなる圧電膜５３が用いられる。
　高音速支持基板５１は、低音速膜５２、圧電膜５３ならびにＩＤＴ電極５４を支持する基板である。高音速支持基板５１は、圧電膜５３を伝搬する表面波や境界波の弾性波よりも、高音速支持基板５１中のバルク波の音速が高速となる基板であり、弾性表面波を圧電膜５３および低音速膜５２が積層されている部分に閉じ込め、高音速支持基板５１より下方に漏れないように機能する。高音速支持基板５１は、例えば、シリコン基板であり、厚みは、例えば２００μｍである。
　低音速膜５２は、圧電膜５３を伝搬する弾性波よりも、低音速膜５２中のバルク波の音速が低速となる膜であり、圧電膜５３と高音速支持基板５１との間に配置される。この構造と、弾性波が本質的に低音速な媒質にエネルギーが集中するという性質とにより、弾性表面波エネルギーのＩＤＴ電極外への漏れが抑制される。低音速膜５２は、例えば、二酸化ケイ素を主成分とする膜であり、厚みは、例えば６７０ｎｍである。
　圧電基板５の上記積層構造によれば、圧電基板を単層で使用している従来の構造と比較して、共振周波数および反共振周波数におけるＱ値を大幅に高めることが可能となる。すなわち、Ｑ値が高い弾性表面波共振子を構成し得るので、当該弾性表面波共振子を用いて、挿入損失が小さいフィルタを構成することが可能となる。
　また、複数の弾性表面波フィルタ間でのインピーダンス整合をとるため、複数の弾性表面波フィルタの少なくともいずれかに、インダクタンス素子やキャパシタンス素子などの回路素子が付加されることがある。この場合、共振子１００のＱ値が等価的に小さくなる場合が想定される。しかしながら、このような場合であっても、圧電基板５の上記積層構造によれば、共振子１００のＱ値を高い値に維持できる。よって、帯域内の低損失性を有する弾性表面波フィルタを形成することが可能となる。
　なお、高音速支持基板５１は、支持基板と、圧電膜５３を伝搬する表面波や境界波の弾性波よりも、伝搬するバルク波の音速が高速となる高音速膜とが積層された構造を有していてもよい。この場合、支持基板は、リチウムタンタレート、リチウムニオベイト、水晶等の圧電体、サファイア、アルミナ、マグネシア、窒化ケイ素、窒化アルミニウム、炭化ケイ素、ジルコニア、コージライト、ムライト、ステアタイト、フォルステライト等の各種セラミック、ガラス等の誘電体またはシリコン、窒化ガリウム等の半導体及び樹脂基板等を用いることができる。また、高音速膜は、窒化アルミニウム、酸化アルミニウム、炭化ケイ素、窒化ケイ素、酸窒化ケイ素、ＤＬＣ膜またはダイヤモンド、上記材料を主成分とする媒質、上記材料の混合物を主成分とする媒質等、様々な高音速材料を用いることができる。
　なお、図２の（ａ）および（ｂ）において、λはＩＤＴ電極１０１ａおよび１０１ｂを構成する複数の電極指１１０ａおよび１１０ｂの繰り返しピッチ、ＬはＩＤＴ電極１０１ａおよび１０１ｂの交叉幅、Ｗは電極指１１０ａおよび１１０ｂの幅、Ｓは電極指１１０ａと電極指１１０ｂとの間の幅、ｈはＩＤＴ電極１０１ａおよび１０１ｂの高さを示している。
　［３．縦結合型フィルタ部の構造］
　以下、受信側フィルタ１２および１４を構成する縦結合型フィルタ部２０３、２０４および４０３の構造について説明する。ここでは、縦結合型フィルタ部４０３を例として説明する。
　図３は、実施の形態に係る縦結合型フィルタ部４０３の電極構成を示す概略平面図である。同図に示すように、縦結合型フィルタ部４０３は、ＩＤＴ４１１～４１５と、反射器４２０および４２１と、入力ポート４３０および出力ポート４４０とを備える。
　ＩＤＴ４１１～４１５は、それぞれ、互いに対向する一対のＩＤＴ電極で構成されている。ＩＤＴ４１２および４１４は、ＩＤＴ４１３をＸ軸方向に挟み込むように配置され、ＩＤＴ４１１および４１５は、ＩＤＴ４１２～４１４をＸ軸方向に挟み込むように配置されている。反射器４２０および４２１は、ＩＤＴ４１１～４１５をＸ軸方向に挟み込むように配置されている。また、ＩＤＴ４１１、４１３、および４１５は、入力ポート４３０と基準端子（グランド）との間に並列接続され、ＩＤＴ４１２および４１４は、出力ポート４４０と基準端子との間に並列接続されている。
　なお、縦結合型フィルタ部２０３および２０４は、縦結合型フィルタ部４０３の構成からＩＤＴ４１４および４１５を削除した構成とすればよい。つまり、縦結合型フィルタ部２０３および２０４は、２つの反射器４２０および４２１の間に３つのＩＤＴ４１１～４１３を備える構成とすればよい。３つのＩＤＴのうち両端に配置されたＩＤＴ４１１および４１３は、入力ポート４３０に接続されている。また、３つのＩＤＴのうちの中央に配置されたＩＤＴ４１２は、出力ポート４４０に接続されている。
　［４．弾性表面波フィルタの動作原理］
　ここで、本実施の形態に係るラダー型の弾性表面波フィルタの動作原理について説明する。
　例えば、図１に示された並列腕共振子１５１～１５４は、それぞれ、共振特性において共振周波数ｆｒｐおよび反共振周波数ｆａｐ（＞ｆｒｐ）を有している。また、直列腕共振子１０１～１０５は、それぞれ、共振特性において共振周波数ｆｒｓおよび反共振周波数ｆａｓ（＞ｆｒｓ＞ｆｒｐ）を有している。なお、直列腕共振子１０１～１０５の共振周波数ｆｒｓは、略一致するように設計されるが、必ずしも一致していない。また、直列腕共振子１０１～１０５の反共振周波数ｆａｓ、並列腕共振子１５１～１５４の共振周波数ｆｒｐ、および、並列腕共振子１５１～１５４の反共振周波数ｆａｐについても同様であり、必ずしも一致していない。
　ラダー型の共振子によりバンドパスフィルタを構成するにあたり、並列腕共振子１５１～１５４の反共振周波数ｆａｐと直列腕共振子１０１～１０５の共振周波数ｆｒｓとを近接させる。これにより、並列腕共振子１５１～１５４のインピーダンスが０に近づく共振周波数ｆｒｐ近傍は、低周波側阻止域となる。また、これより周波数が増加すると、反共振周波数ｆａｐ近傍で並列腕共振子１５１～１５４のインピーダンスが高くなり、かつ、共振周波数ｆｒｓ近傍で直列腕共振子１０１～１０５のインピーダンスが０に近づく。これにより、反共振周波数ｆａｐ～共振周波数ｆｒｓの近傍では、送信入力端子１０ａから送信出力端子１０ｂへの信号経路において信号通過域となる。さらに、周波数が高くなり、反共振周波数ｆａｓ近傍になると、直列腕共振子１０１～１０５のインピーダンスが高くなり、高周波側阻止域となる。つまり、直列腕共振子１０１～１０５の反共振周波数ｆａｓを、信号通過域外のどこに設定するかにより、高周波側阻止域における減衰特性の急峻性が大きく影響する。
　送信側フィルタ１１において、送信入力端子１０ａから高周波信号が入力されると、送信入力端子１０ａと基準端子との間で電位差が生じ、これにより、圧電基板５が歪むことでＸ方向に伝搬する弾性表面波が発生する。ここで、ＩＤＴ電極１０１ａおよび１０１ｂのピッチλと、通過帯域の波長とを略一致させておくことにより、通過させたい周波数成分を有する高周波信号のみが送信側フィルタ１１を通過する。
　［５．マルチプレクサの高周波伝送特性］
　以下、本実施の形態に係るマルチプレクサ１の高周波伝送特性を、比較例に係るマルチプレクサ１ａの高周波伝送特性と比較しながら説明する。図４は、比較例に係るマルチプレクサ１ａの回路構成図である。
　比較例に係るマルチプレクサ１ａは図４に示すように、本実施の形態に係るマルチプレクサ１と比較して、インダクタンス素子６１とインダクタンス素子３６３とが接続されておらず、かつ、インダクタンス素子６２を備えていない構成である。
　本実施の形態に係るマルチプレクサ１において、インダクタンス素子６１のインダクタンス値は、１．７ｎＨである。インダクタンス素子３６３のインダクタンス値は、３．０ｎＨである。また、比較例に係るマルチプレクサ１ａにおいて、インダクタンス素子６１のインダクタンス値は、１．５ｎＨである。インダクタンス素子３６３のインダクタンス値は、２．８ｎＨである。また、インダクタンス素子６２のインダクタンス値は、０．２ｎＨである。
　つまり、本実施の形態にかかるマルチプレクサ１において、インダクタンス素子６１のインダクタンス値とインダクタンス素子６２のインダクタンス値の和は、比較例に係るマルチプレクサ１ａにおけるインダクタンス素子６１のインダクタンス値と同一となるように、インダクタンス素子６１と６２のインダクタンス値を設定している。また、本実施の形態にかかるマルチプレクサ１において、インダクタンス素子３６３のインダクタンス値とインダクタンス素子６２のインダクタンス値の和は、比較例に係るマルチプレクサ１ａにおけるインダクタンス素子３６３のインダクタンス値と同一となるように、インダクタンス素子３６３のインダクタンス値を設定している。インダクタンス素子６２を設けることにより、インダクタンス素子６２を設けていないマルチプレクサ１ａと比較して、インダクタンス素子６１および３６３のインダクタンス値を小さくすることができる。
　ここで、送信側フィルタ１３の反射特性について説明する。
　図５Ａおよび図５Ｂは、実施の形態および比較例に係るＢａｎｄ３の送信側フィルタの反射特性を比較したグラフである。図５Ａは、図５Ｂに示した周波数帯域の一部を拡大計測した図である。図５Ａおよび図５Ｂは、送信側フィルタ１３単体を、送信出力端子１０ｂ側から見たときの反射特性を示している。
　図５Ａに示すように、本実施の形態に係る送信側フィルタ１３は、比較例に係る送信側フィルタ１３と比較して、全体的に反射損失が減少している。また、送信側フィルタ１１の通過帯域であるＢａｎｄ１Ｔｘ帯では、送信側フィルタ１３の反射損失は、０．０５ｄＢ程度減少している。また、受信側フィルタ１２の通過帯域であるＢａｎｄ１Ｒｘ帯では、送信側フィルタ１３の反射損失は、０．２ｄＢ程度減少している。また、Ｂａｎｄ３Ｒｘ帯についても、反射損失は減少している。つまり、送信側フィルタ１３単体を送信出力端子１０ｂ側から見たときの反射特性は、全反射に近い状態となっていることがわかる。
　これは、上述したように、インダクタンス素子６２を設けることにより、インダクタンス素子６２を設けていないマルチプレクサ１ａと比較して、インダクタンス素子３６３のインダクタンス値を小さくすることができるためである。インダクタンス素子３６３のインダクタンス値を小さくすることにより、送信側フィルタ１３と比べて減衰極が高域側にシフトする。
　詳細には、図５Ｂに示すように、図５Ａに示した周波数帯域より広い周波数帯域について送信側フィルタ１３の反射特性を確認すると、２７００ＭＨｚ～２８００ＭＨｚおよび４８００ＭＨｚ～５０００ＭＨｚ程度の周波数帯域において、本実施の形態に係る送信側フィルタ１３は、比較例に係るマルチプレクサ１ａの送信側フィルタ１３と比べて減衰極が高域側にシフトしていることがわかる。減衰極が高域側に現れることにより、送信側フィルタ１３の反射特性は全体的に高域側にシフトし、Ｂａｎｄ１Ｔｘ帯およびＢａｎｄ１Ｒｘ帯での送信側フィルタ１３の反射損失は減少することとなる。
　したがって、送信側フィルタ１３は全反射に近い状態となっているため、Ｂａｎｄ１Ｔｘ帯、Ｂａｎｄ１Ｒｘ帯およびＢａｎｄ３Ｒｘ帯の信号が送信側フィルタ１３に漏れることが抑制される。また、周波数帯域が高いほど、送信側フィルタ１３の反射特性は向上するため、最も高い周波数帯域のＢａｎｄ１Ｒｘの反射損失が最も減少することが見込まれる。
　なお、インダクタンス素子６２を設ける場合のインダクタンス素子３６３のインダクタンス値を、インダクタンス素子６２を設けない場合のインダクタンス値から小さくしすぎると、送信側フィルタ１３において所望の周波数帯域の信号を通過させることが困難となる。したがって、インダクタンス素子３６３のインダクタンス値は、インダクタンス素子６２を設けない場合のインダクタンス値から大きく変えないほうがよい。例えば、インダクタンス素子６２のインダクタンス値は、１．０ｎＨ程度以下とするのがよい。
　次に、各フィルタの挿入損失について説明する。
　図６Ａは、実施の形態および比較例に係るＢａｎｄ１の送信側フィルタ１１の通過特性を比較した図である。図６Ｂは、実施の形態および比較例に係るＢａｎｄ１の受信側フィルタ１２の通過特性を比較した図である。図７Ａは、実施の形態および比較例に係るＢａｎｄ３の送信側フィルタ１３の通過特性を比較した図である。図７Ｂは、実施の形態および比較例に係るＢａｎｄ３の受信側フィルタ１４の通過特性を比較した図である。
　図６Ａに示すように、Ｂａｎｄ１の送信側フィルタである送信側フィルタ１１では、本実施の形態に係るマルチプレクサ１の構成の場合には、比較例に係るマルチプレクサ１ａの構成の場合と比較して、挿入損失が若干向上していることがわかる。
　図６Ｂに示すように、Ｂａｎｄ１の受信側フィルタである受信側フィルタ１２では、本実施の形態に係るマルチプレクサ１の構成の場合には、比較例に係るマルチプレクサ１ａの構成の場合と比較して、挿入損失は良好となっている。具体的には、図６Ｂにおいて破線で囲んだ領域に示すように、Ｂａｎｄ１の受信帯域である２１１０ＭＨｚ～２１７０ＭＨｚは、送信側フィルタ１１および受信側フィルタ１４と比較して通過帯域が最も高いため、送信側フィルタ１３の反射特性の影響を受けやすい。一例として、２１１０ＭＨｚ～２１７０ＭＨｚ付近の周波数では、挿入損失が０．１５ｄＢ向上している。したがって、本実施の形態にかかるマルチプレクサ１の構成では、挿入損失が明らかに向上するといえる。
　図７Ａに示すように、Ｂａｎｄ３の送信側フィルタである送信側フィルタ１３では、本実施の形態に係るマルチプレクサ１の構成の場合と比較例に係るマルチプレクサ１ａの構成の場合とを比較すると、Ｂａｎｄ３の送信帯域である１７１０ＭＨｚ～１７８５ＭＨｚ付近では、挿入損失はほとんど変わらない。したがって、本実施の形態に係るマルチプレクサ１の構成としても、送信側フィルタ１３の送信帯域には影響がないことがわかる。
　なお、送信側フィルタ１３については、送信側フィルタ１３の通過帯域外においては挿入損失が悪化している部分もあるが、整合用のインダクタンス素子またはキャパシタンス素子を設けることにより、挿入損失を向上することができる。
　また、図７Ｂに示すように、Ｂａｎｄ３の受信側フィルタである受信側フィルタ１４では、本実施の形態に係るマルチプレクサ１の構成の場合には、比較例に係るマルチプレクサ１ａの構成の場合と比較して、挿入損失が若干向上していることがわかる。
　［６．まとめ］
　以上、本実施の形態にかかるマルチプレクサ１は、共通接続端子６０と、共通接続端子６０にそれぞれ接続され、互いに異なる通過帯域を有する送信側フィルタ１３および送信側フィルタ１１ならびに受信側フィルタ１２および１４と、共通接続端子６０とアンテナ端子５０とを接続する接続経路に一端が接続されたインダクタンス素子６１と、インダクタンス素子６１の他端に一端が接続され、他端が基準端子に接続されたインダクタンス素子６２とを備えている。また、送信側フィルタ１３は、並列腕共振子３５４と直列に接続されたインダクタンス素子３６３を有している。さらに、インダクタンス素子３６３の、並列腕共振子３５４と接続された一端と反対側の他端は、インダクタンス素子６１とインダクタンス素子６２とを接続する接続経路に接続されている。
　これにより、インダクタンス素子３６３のインダクタンス値を小さくし、送信側フィルタ１３の減衰極を通過帯域外高域側にシフトすることができる。したがって、共通接続端子側での送信側フィルタ１３の通過帯域外高域側の反射特性を向上することができる。これにより、送信側フィルタ１３および送信側フィルタ１１、受信側フィルタ１２および１４の挿入損失をそれぞれ向上することができる。したがって、マルチプレクサ１全体の挿入損失を向上することができる。
　また、マルチプレクサ１を構成するフィルタのうち、特に、送信側フィルタ１３の帯域の高周波側の挿入損失および反射特性を向上することができる。したがって、送信側フィルタ１３よりも高い周波数に通過帯域を有する受信側フィルタ１２の挿入損失を、特に向上することができる。
　（変形例）
　また、本発明に係るマルチプレクサは、実施の形態に示したようなＢａｎｄ１＋Ｂａｎｄ３のクワッドプレクサに限られない。
　図８は、実施の形態の変形例に係るマルチプレクサ１００１の構成を示す図である。例えば、本発明に係るマルチプレクサ１００１は、図８に示すように、送信帯域および受信帯域を有するＢａｎｄ２５およびＢａｎｄ６６を組み合わせたシステム構成に適用される、４つの周波数帯域を有するクワッドプレクサであってもよい。
　マルチプレクサ１００１は、Ｂａｎｄ２５（送信通過帯域：１８５０－１９１５ＭＨｚ、受信通過帯域：１９３０－１９９５ＭＨｚ）およびＢａｎｄ６６（送信通過帯域：１７１０－１７８０ＭＨｚ、受信通過帯域：２０１０－２２００ＭＨｚ）に適用されるクワッドプレクサである。
　マルチプレクサ１００１は、図８に示すように、送信側フィルタ１０１１および１０１３と、受信側フィルタ１０１２および１０１４と、インダクタンス素子１０６１および１０６２と、送信入力端子１０１０ａおよび１０３０ａと、受信出力端子１０２０ａおよび１０４０ａと、アンテナ端子１０５０と、共通接続端子１０６０とを備える。インダクタンス素子１０６１および１０６２と、送信入力端子１０１０ａおよび１０３０ａと、受信出力端子１０２０ａおよび１０４０ａと、アンテナ端子１０５０と、共通接続端子１０６０は、実施の形態にかかるマルチプレクサ１におけるインダクタンス素子６１および６２と、送信入力端子１０ａおよび３０ａと、受信出力端子２０ａおよび４０ａと、アンテナ端子５０と、共通接続端子６０と同様であるため、詳細な説明は省略する。
　マルチプレクサ１００１おいて、インダクタンス素子１０６１と１０６２との接続経路には、送信側フィルタ１０１１に設けられたインダクタンス素子１６３が接続されている。
　インダクタンス素子１６３は、図８に示すように、共通接続端子１０６０に最も近い並列腕共振子１５４と共通接続端子１０６０に２番目に近い並列腕共振子１５３との接続点に一端が接続され、他端がインダクタンス素子１０６１とインダクタンス素子１０６２との接続経路に接続されている。インダクタンス素子１６３は、本変形例において第３インダクタンス素子である。
　送信側フィルタ１０１１は、送信回路（ＲＦＩＣなど）で生成された送信波を、送信入力端子１０１０ａを経由して入力し、当該送信波をＢａｎｄ２５の送信通過帯域（１８５０－１９１５ＭＨｚ：第１の通過帯域）でフィルタリングして、送信出力端子１０１０ｂから共通接続端子６０へ出力する非平衡入力－非平衡出力型の帯域通過フィルタである。なお、送信側フィルタ１０１１の通過帯域は、受信側フィルタ１０１２および１０１４それぞれの通過帯域よりも低く、送信側フィルタ１０１３の通過帯域に次いで、２番目に低い周波数帯である。
　送信側フィルタ１０１１は、直列腕共振子１０１～１０５と、並列腕共振子１５１～１５４と、整合用のインダクタンス素子１６１、１６２、１６３および１６４とを備える。
　直列腕共振子１０１～１０５は、送信入力端子１０１０ａと送信出力端子１０１０ｂとの間に互いに直列に接続されている。また、並列腕共振子１５１～１５４は、送信入力端子１０１０ａ、送信出力端子１０１０ｂおよび直列腕共振子１０１～１０５のうち隣り合う端子および直列腕共振子間の各接続点と基準端子（グランド）との間に互いに並列に接続されている。直列腕共振子１０１～１０５および並列腕共振子１５１～１５４の上記接続構成により、送信側フィルタ１０１１は、ラダー型のバンドパスフィルタを構成している。
　インダクタンス素子１６１は、並列腕共振子１５１と基準端子との間に接続されている。インダクタンス素子１６２は、並列腕共振子１５２と基準端子との間に接続されている。インダクタンス素子１６３は、並列腕共振子１５３および１５４の接続点と基準端子（グランド）との間に接続されている。インダクタンス素子１６４は、送信出力端子１０１０ｂと送信入力端子１０１０ａとの間の経路であって、最も送信入力端子１０１０ａに近い位置に接続されている。
　受信側フィルタ１０１２は、共通接続端子６０から受信入力端子１０２０ｂを介して入力された受信波を入力し、当該受信波をＢａｎｄ２５の受信通過帯域（１９３０－１９９５ＭＨｚ：第２の通過帯域）でフィルタリングして受信出力端子１０２０ａへ出力する非平衡入力－非平衡出力型の帯域通過フィルタである。
　受信側フィルタ１０１２は、直列腕共振子２０１と、並列腕共振子２５１、２５２および２５３と、縦結合型フィルタ部２０５および２０６と、インダクタンス素子２６１とを備える。縦結合型フィルタ部２０５および２０６の構成は、実施の形態にかかるマルチプレクサ１における縦結合型フィルタ部４０３と同様である。インダクタンス素子２６１はまた、直列腕共振子２０１および並列腕共振子２５１、２５２および２５３は、ラダー型フィルタ部を構成している。インダクタンス素子２６１は、受信入力端子１０２０ｂと受信出力端子１０２０ａとの間の経路であって、最も受信入力端子１０２０ｂに近い位置に接続されている。
　送信側フィルタ１０１３は、送信回路（ＲＦＩＣなど）で生成された送信波を、送信入力端子１０３０ａを経由して入力し、当該送信波をＢａｎｄ６６の送信通過帯域（１７１０－１７８０ＭＨｚ：第３の通過帯域）でフィルタリングして送信出力端子１０３０ｂから共通接続端子６０へ出力する非平衡入力－非平衡出力型の帯域通過フィルタである。なお、送信側フィルタ１０１３の通過帯域は、送信側フィルタ１０１１、受信側フィルタ１０１２および１０１４それぞれの通過帯域の中で最も低い周波数帯である。
　送信側フィルタ１０１３は、直列腕共振子３０１～３０４と、並列腕共振子３５１～３５４と、整合用のインダクタンス素子３６１～３６３とを備える。
　直列腕共振子３０１～３０４は、送信入力端子１０３０ａと送信出力端子１０３０ｂとの間に互いに直列に接続されている。また、並列腕共振子３５１～３５４は、送信入力端子１０３０ａ、送信出力端子１０３０ｂおよび直列腕共振子３０１～３０４のうち隣り合う端子および直列腕共振子間の各接続点と基準端子（グランド）との間に互いに並列に接続されている。インダクタンス素子３６１は、送信出力端子１０３０ｂと送信入力端子１０３０ａとの間の経路であって、最も送信入力端子１０３０ａに近い位置に接続されている。インダクタンス素子３６２は、並列腕共振子３５１および３５２の接続点と基準端子（グランド）との間に接続されている。インダクタンス素子３６３は、並列腕共振子３５３と基準端子（グランド）との間に接続されている。直列腕共振子３０１～３０４および並列腕共振子３５１～３５４の上記接続構成により、送信側フィルタ１０１３は、ラダー型のバンドパスフィルタを構成している。
　受信側フィルタ１０１４は、共通接続端子６０から受信入力端子１０４０ｂを介して入力された受信波を入力し、当該受信波をＢａｎｄ６６の受信通過帯域（２０１０－２２００ＭＨｚ：第４の通過帯域）でフィルタリングして受信出力端子１０４０ａへ出力する非平衡入力－非平衡出力型の帯域通過フィルタである。
　受信側フィルタ１０１４は、直列腕共振子４０１、４０２、４０４、４０５および４０６と、並列腕共振子４５１、４５３、４５４および４５５と、インダクタンス素子４６１とを備える。インダクタンス素子４６１は、並列腕共振子４５３、４５４および４５５の接続点と基準端子（グランド）との間に接続されている。
　このような構成のマルチプレクサ１００１についても、実施の形態におけるマルチプレクサ１と同様、送信側フィルタ１０１１の反射特性を向上し、送信側フィルタ１０１１および１０１３並びに受信側フィルタ１０１２および１０１４の挿入損失を向上することができる。
　（その他の実施の形態など）
　以上、本発明の実施の形態および変形例に係るマルチプレクサついて、クワッドプレクサの実施の形態を挙げて説明したが、本発明は、上記実施の形態には限定されない。例えば、上記実施の形態に次のような変形を施した態様も、本発明に含まれ得る。
　例えば、実施の形態に係る圧電基板５の圧電膜５３は、５０°ＹカットＸ伝搬ＬｉＴａＯ３単結晶を使用したものであるが、単結晶材料のカット角はこれに限定されない。つまり、ＬｉＴａＯ３基板を圧電基板として用いて、実施の形態に係るマルチプレクサを構成する弾性表面波フィルタの圧電基板のカット角は、５０°Ｙであることに限定されない。上記以外のカット角を有するＬｉＴａＯ３圧電基板を用いた弾性表面波フィルタであっても、同様の効果を奏することが可能となる。
　また、インダクタンス素子は、例えば、実装基板に内蔵された導体パターンにより形成されたものであってもよいし、チップインダクタにより構成されていてもよい。また、複数のインダクタンス素子のうちの一部のインダクタンス素子が実装基板に内蔵されていてもよい。
　また、本発明に係るマルチプレクサは、送信帯域および受信帯域を有するＢａｎｄ１、Ｂａｎｄ３およびＢａｎｄ７を組み合わせたシステム構成に適用される、６つの周波数帯域を有するヘキサプレクサであってもよい。また、本発明に係るマルチプレクサは、例えば送信帯域および受信帯域を有するＢａｎｄ２５、Ｂａｎｄ６６およびＢａｎｄ３０を組み合わせたシステム構成に適用される、６つの周波数帯域を有するヘキサプレクサであってもよい。この場合、最も高い通過帯域を有するフィルタ以外のフィルタのいずれかにおいて、並列腕共振子と直列に第３インダクタンス素子が接続されており、第３インダクタンス素子が、さらに、アンテナ端子と共通接続端子との接続経路と基準端子（グランド）との間に直列に接続された第１インダクタンス素子および第２インダクタンス素子の間に接続されていればよい。
　さらに、本発明に係るマルチプレクサは、送受信を行うデュプレクサを複数有する構成でなくてもよい。例えば、複数の送信帯域を有する送信装置として適用できる。つまり、互いに異なる搬送周波数帯域を有する複数の高周波信号を入力し、当該複数の高周波信号をフィルタリングして共通のアンテナ素子から無線送信させる送信装置であって、共通接続端子と、共通接続端子にそれぞれ接続され、送信回路から複数の高周波信号を入力し、所定の周波数帯域の信号のみを通過させる複数の送信用弾性波フィルタと、共通接続端子とアンテナ素子とを接続する接続経路に一端が接続された第１インダクタンス素子と、第１インダクタンス素子の他端に一端が接続され、他端が基準端子に接続された第２インダクタンス素子が接続される共通接続端子とを備えていてもよい。ここで、複数の送信用弾性波フィルタのそれぞれは、圧電基板上に形成されたＩＤＴ電極を有し入力端子と出力端子との間に接続された直列腕共振子、および、圧電基板上に形成されたＩＤＴ電極を有し入力端子と出力端子とを接続する接続経路と基準端子との間に接続された並列腕共振子の少なくともいずれかを備える。また、複数の送信用弾性波フィルタのうち、一の送信用弾性波フィルタは、送信入力端子と送信出力端子とを接続する接続経路と基準端子との間に少なくとも一つの並列腕共振子を有している。ここで、一の送信用弾性波フィルタの並列腕共振子の少なくとも一つは、送信入力端子と送信出力端子とを接続する接続経路に接続された一端と反対側の他端に、直列に接続された第３インダクタンス素子を有している。第３インダクタンス素子の、並列腕共振子と接続された一端と反対側の他端は、第１インダクタンス素子と第２インダクタンス素子とを接続する接続経路に接続されている。
　また、本発明に係るマルチプレクサは、例えば、複数の受信帯域を有する受信装置として適用できる。つまり、互いに異なる搬送周波数帯域を有する複数の高周波信号を、アンテナ素子を介して入力し、当該複数の高周波信号を分波して受信回路へ出力する受信装置であって、共通接続端子と、共通接続端子にそれぞれ接続され、アンテナ素子から複数の高周波信号を入力し、所定の周波数帯域の信号のみを通過させる複数の受信用弾性波フィルタと、共通接続端子とアンテナ素子とを接続する接続経路に一端が接続された第１インダクタンス素子と、第１インダクタンス素子の他端に一端が接続され、他端が基準端子に接続された第２インダクタンス素子とを備えてもよい。ここで、複数の受信用弾性波フィルタのそれぞれは、圧電基板上に形成されたＩＤＴ電極を有し入力端子と出力端子との間に接続された直列腕共振子、および、圧電基板上に形成されたＩＤＴ電極を有し入力端子と出力端子とを接続する接続経路と基準端子との間に接続された並列腕共振子の少なくとも一つを備える。また、複数の受信用弾性波フィルタのうち、一の受信用弾性波フィルタは、受信入力端子と受信出力端子とを接続する接続経路と基準端子との間に少なくとも一つの並列腕共振子を有している。また、一の受信用弾性波フィルタの並列腕共振子の少なくとも一つは、受信入力端子と受信出力端子とを接続する接続経路と接続された一端と反対側の他端に、直列に接続された第３インダクタンス素子を有している。第３インダクタンス素子の、並列腕共振子と接続された一端と反対側の他端は、第１インダクタンス素子と第２インダクタンス素子とを接続する接続経路に接続されている。
　上記のような構成を有する送信装置または受信装置であっても、本実施の形態に係るマルチプレクサ１と同様の効果が奏される。
　また、上記実施の形態では、マルチプレクサ、クワッドプレクサ、送信装置および受信装置を構成する送信側フィルタおよび受信側フィルタとして、ＩＤＴ電極を有する弾性表面波フィルタを例示した。しかしながら、本発明に係るマルチプレクサ、クワッドプレクサ、送信装置および受信装置を構成する各フィルタは、直列腕共振子および並列腕共振子で構成される弾性境界波、ＢＡＷ（Ｂｕｌｋ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）を用いた弾性波フィルタであってもよい。これによっても、上記実施の形態に係るマルチプレクサ、クワッドプレクサ、送信装置および受信装置が有する効果と同様の効果が奏される。
　本発明は、マルチバンド化およびマルチモード化された周波数規格に適用できる低損失のマルチプレクサ、送信装置、および受信装置として、携帯電話などの通信機器に広く利用できる。
　１、１ａ、１００１　　マルチプレクサ
　２　　アンテナ素子
　５　　圧電基板
　１０ａ、３０ａ、１０１０ａ、１０３０ａ　　送信入力端子
　１０ｂ、３０ｂ、１０１０ｂ、１０３０ｂ　　送信出力端子
　１１、１３、１０１１、１０１３　　送信側フィルタ
　１２、１４、１０１２、１０１４　　受信側フィルタ
　２０ａ、４０ａ、１０２０ａ、１０４０ａ　　受信出力端子
　２０ｂ、４０ｂ、１０２０ｂ、１０４０ｂ　　受信入力端子
　５０、１０５０　　アンテナ端子
　５１　　高音速支持基板
　５２　　低音速膜
　５３　　圧電膜
　５４、１０１ａ、１０１ｂ　　ＩＤＴ電極
　５５　　保護層
　６０、１０６０　　共通接続端子
　６１、１０６１　　インダクタンス素子（第１インダクタンス素子）
　６２、１０６２　　インダクタンス素子（第２インダクタンス素子）
　１００　　共振子
　１０１、１０２、１０３、１０４、１０５、２０１、３０１、３０２、３０３、３０４、４０１、４０２、４０４、４０５、４０６　　直列腕共振子
　１１０ａ、１１０ｂ　　電極指
　１１１ａ、１１１ｂ　　バスバー電極
　１５１、１５２、１５３、１５４、２５１、２５２、２５３、３５１、３５２、３５３、３５４、４５１、４５２、４５３、４５４、４５５　　並列腕共振子
　１６１、１６２、１６４、２６１、３６１、３６２、４６１　　インダクタンス素子
　１６３、３６３　　インダクタンス素子（第３インダクタンス素子）
　２０３、２０４、２０５、２０６、４０３　　縦結合型フィルタ部
　４１１、４１２、４１３、４１４、４１５　　ＩＤＴ
　４２０、４２１　　反射器
　４３０　　入力ポート
　４４０　　出力ポート
　５４１　　密着層
　５４２　　主電極層

Claims (7)

  1. 　アンテナ素子を介して複数の高周波信号を送受信するマルチプレクサであって、
    　共通接続端子と、
    　前記共通接続端子にそれぞれ接続され、互いに異なる通過帯域を有する複数の弾性波フィルタと、
    　前記共通接続端子と前記アンテナ素子とを接続する接続経路に一端が接続された第１インダクタンス素子と、
    　前記第１インダクタンス素子の他端に一端が接続され、他端が基準端子に接続された第２インダクタンス素子とを備え、
    　前記複数の弾性波フィルタのそれぞれは、入力端子と出力端子との間に接続された直列腕共振子、および、前記入力端子と前記出力端子とを接続する接続経路と基準端子との間に接続された並列腕共振子の少なくともいずれかを有し、
    　前記複数の弾性波フィルタのうち、一の弾性波フィルタは、前記入力端子と前記出力端子とを接続する接続経路と基準端子との間に少なくとも一つの並列腕共振子を有し、前記一の弾性波フィルタの前記並列腕共振子の少なくとも一つは、前記入力端子と前記出力端子とを接続する接続経路に接続された一端と反対側の他端に直列に接続された第３インダクタンス素子を有し、
    　前記第３インダクタンス素子の、前記並列腕共振子と接続された一端と反対側の他端は、前記第１インダクタンス素子と前記第２インダクタンス素子とを接続する接続経路に接続されている、
    　マルチプレクサ。
  2. 　前記第３インダクタンス素子の前記一端は、前記一の弾性波フィルタにおいて、前記アンテナ素子に最も近い位置に配置された前記並列腕共振子に接続されている、
    　請求項１に記載のマルチプレクサ。
  3. 　前記一の弾性波フィルタの通過帯域は、前記一の弾性波フィルタ以外の他の弾性波フィルタのうちの少なくとも一つの通過帯域よりも低い、
    　請求項１または２に記載のマルチプレクサ。
  4. 　前記一の弾性波フィルタの通過帯域は、前記他の弾性波フィルタの通過帯域よりも低い、
    　請求項３に記載のマルチプレクサ。
  5. 　前記複数の弾性波フィルタのそれぞれを構成する圧電基板は、
    　ＩＤＴ（ＩｎｔｅｒＤｉｇｉｔａｌ　Ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ）電極が一方面上に形成された圧電膜と、
    　前記圧電膜を伝搬する弾性波音速よりも、伝搬するバルク波音速が高速である高音速支持基板と、
    　前記高音速支持基板と前記圧電膜との間に配置され、前記圧電膜を伝搬する弾性波音速よりも、伝搬するバルク波音速が低速である低音速膜とを備える、
    　請求項１～４のいずれか１項に記載のマルチプレクサ。
  6. 　互いに異なる搬送周波数帯域を有する複数の高周波信号を入力し、当該複数の高周波信号をフィルタリングして共通のアンテナ素子から無線送信させる送信装置であって、
    　共通接続端子と、
    　前記共通接続端子にそれぞれ接続され、送信回路から前記複数の高周波信号を入力し、所定の周波数帯域の信号のみを通過させる複数の送信用弾性波フィルタと、
    　前記共通接続端子と前記アンテナ素子とを接続する接続経路に一端が接続された第１インダクタンス素子と、
    　前記第１インダクタンス素子の他端に一端が接続され、他端が基準端子に接続された第２インダクタンス素子とを備え、
    　前記複数の送信用弾性波フィルタのそれぞれは、入力端子と出力端子との間に接続された直列腕共振子、および、前記入力端子と前記出力端子とを接続する接続経路と基準端子との間に接続された並列腕共振子の少なくともいずれかを備え、
    　前記複数の送信用弾性波フィルタのうち、一の送信用弾性波フィルタは、前記入力端子と前記出力端子とを接続する接続経路と基準端子との間に少なくとも一つの並列腕共振子を有し、前記一の送信用弾性波フィルタの前記並列腕共振子の少なくとも一つは、前記入力端子と前記出力端子とを接続する接続経路に接続された一端と反対側の他端に直列に接続された第３インダクタンス素子を有し、
    　前記第３インダクタンス素子の、前記並列腕共振子と接続された一端と反対側の他端は、前記第１インダクタンス素子と前記第２インダクタンス素子とを接続する接続経路に接続されている、
    　送信装置。
  7. 　互いに異なる搬送周波数帯域を有する複数の高周波信号を、アンテナ素子を介して入力し、当該複数の高周波信号を分波して受信回路へ出力する受信装置であって、
    　共通接続端子と、
    　前記共通接続端子にそれぞれ接続され、前記アンテナ素子から前記複数の高周波信号を入力し、所定の周波数帯域のみの信号を通過させる複数の受信用弾性波フィルタと、
    　前記共通接続端子と前記アンテナ素子とを接続する接続経路に一端が接続された第１インダクタンス素子と、
    　前記第１インダクタンス素子の他端に一端が接続され、他端が基準端子に接続された第２インダクタンス素子とを備え、
    　前記複数の受信用弾性波フィルタのそれぞれは、入力端子と出力端子との間に接続された直列腕共振子、および、前記入力端子と前記出力端子とを接続する接続経路と基準端子との間に接続された並列腕共振子の少なくともいずれかを備え、
    　前記複数の受信用弾性波フィルタのうち、一の受信用弾性波フィルタは、前記入力端子と前記出力端子とを接続する接続経路と基準端子との間に少なくとも一つの並列腕共振子を有し、前記一の受信用弾性波フィルタの前記並列腕共振子の少なくとも一つは、前記入力端子と前記出力端子とを接続する接続経路と接続された一端と反対側の他端に直列に接続された第３インダクタンス素子を有し、
    　前記第３インダクタンス素子の、前記並列腕共振子と接続された一端と反対側の他端は、前記第１インダクタンス素子と前記第２インダクタンス素子とを接続する接続経路に接続されている、
    　受信装置。
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