WO2018212025A1 - マルチプレクサ、送信装置および受信装置 - Google Patents

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WO2018212025A1
WO2018212025A1 PCT/JP2018/017847 JP2018017847W WO2018212025A1 WO 2018212025 A1 WO2018212025 A1 WO 2018212025A1 JP 2018017847 W JP2018017847 W JP 2018017847W WO 2018212025 A1 WO2018212025 A1 WO 2018212025A1
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terminal
common connection
filter
multiplexer
transmission
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PCT/JP2018/017847
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Inventor
清水　康宏
Original Assignee
株式会社村田製作所
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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/70—Multiple-port networks for connecting several sources or loads, working on different frequencies or frequency bands, to a common load or source
    • H03H9/72—Networks using surface acoustic waves

Definitions

  • the present invention relates to a multiplexer including an acoustic wave filter, a transmission device, and a reception device.
  • a multiplexer for demultiplexing a high-frequency signal having a plurality of radio carrier frequencies is arranged immediately below one antenna.
  • the multiplexer includes a plurality of band pass filters.
  • As the band pass filter that constitutes the multiplexer an elastic wave filter having the characteristics that the loss in the pass band is good and the pass characteristic around the pass band is steep is used (for example, see Patent Document 1).
  • Patent Document 1 discloses a multiplexer in which a transmission filter and a reception filter having different center frequencies are connected to a common connection terminal.
  • a delay line for aligning the phase between the transmission side filter and the reception side filter is disposed between the reception side filter and the common connection terminal.
  • the delay line is a kind of matching circuit, and is a long wiring pattern formed in the substrate constituting the reception side filter. Therefore, a reception-side filter having a delay line requires a large area substrate for routing the wiring pattern of the delay line. As a result, the reception-side filter cannot be downsized, and there is a problem that it is difficult to downsize the multiplexer.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and an object thereof is to provide a multiplexer that can reduce the insertion loss in the passband and can be miniaturized.
  • a multiplexer is a multiplexer that transmits and receives a plurality of high-frequency signals via an antenna element, and is connected to a common connection terminal and the common connection terminal, respectively.
  • a plurality of elastic wave filters having different passbands; and a delay line connected between one of the plurality of elastic wave filters and the common connection terminal.
  • Each of which is a series arm resonator connected between an input terminal and an output terminal, and a parallel arm resonator connected between a connection path connecting the input terminal and the output terminal and a reference terminal
  • the one acoustic wave filter has the parallel arm resonator at a position closest to the common connection terminal and a position closest to the common connection terminal. Between the arranged the parallel arm resonator and the reference terminal, the inductance element is connected.
  • the delay line is a kind of matching circuit, and is a long wiring pattern formed in the substrate constituting the reception side filter.
  • the delay line includes a series inductor. According to the above configuration, since the one acoustic wave filter includes the inductance element, the impedance changes to the inductive side (clockwise). As a result, when performing impedance matching in the multiplexer, it is not necessary to greatly move the impedance of one elastic wave filter in the frequency band of another elastic wave filter when the impedance is adjusted to the open side in the Smith chart. Therefore, in the multiplexer, the length of the delay line can be shortened as much as the impedance changes to the inductive side. Thereby, the area occupied by the delay line in the mounting substrate can be reduced, and the multiplexer can be miniaturized.
  • the length of the delay line can be shortened, the series resistance and stray capacitance of the delay line can be reduced, thereby reducing the insertion loss in the pass band of one elastic wave filter. it can. Further, the insertion loss of one elastic wave filter can be improved by moving the attenuation pole of another elastic wave filter not connected to the delay line to the high frequency side.
  • the high frequency pass band of the one elastic wave filter may be higher than the high frequency pass band of at least one other elastic wave filter other than the one elastic wave filter.
  • the delay line may be built in a substrate on which the plurality of acoustic wave filters are mounted.
  • the delay line is formed on the substrate, the area occupied by the delay line can be reduced and the multiplexer can be downsized.
  • the inductance element may be built in the substrate in which the delay line is built.
  • the inductance element and the delay line are formed in the same substrate, the inductance element and the delay line can be formed in a common process. Therefore, the manufacturing process can be simplified.
  • a transmission device is a transmission device that inputs a plurality of high-frequency signals having different carrier frequency bands, filters the plurality of high-frequency signals, and wirelessly transmits the signals from a common antenna element.
  • at least one of parallel arm resonators connected between a connection path connecting the output terminal and a reference terminal, and the one acoustic wave filter for transmission includes The parallel arm resonator is provided at a position closest to the common connection terminal, and an inductance element is connected between the parallel arm resonator disposed at a position closest to the common connection terminal and a reference terminal.
  • the receiving device receives a plurality of high-frequency signals having different carrier frequency bands through an antenna element, demultiplexes the plurality of high-frequency signals, and outputs the demultiplexed signals to a receiving circuit.
  • An apparatus comprising: a common connection terminal; a plurality of reception elastic wave filters each connected to the common connection terminal and having different passbands; and one reception elastic wave among the plurality of reception elastic wave filters.
  • a delay line connected between the wave filter and the common connection terminal, and each of the plurality of receiving acoustic wave filters includes a series arm resonator connected between the input terminal and the output terminal, and At least one of parallel arm resonators connected between a connection path connecting the input terminal and the output terminal and a reference terminal, and the one receiving acoustic wave filter includes Having said parallel arm resonator closest to the connection terminal, wherein between the common connection the parallel arm resonator which is located closest to the terminal and the reference terminal, the inductance element is connected.
  • the multiplexer, the transmission device, and the reception device according to the present invention it is possible to reduce the insertion loss in the passband and to achieve downsizing.
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram of a multiplexer according to the embodiment.
  • FIG. 2 is a plan view and a cross-sectional view schematically showing the resonator of the surface acoustic wave filter according to the embodiment.
  • FIG. 3 is an external view showing an example of the structure of the multiplexer according to the embodiment.
  • FIG. 4A is a plan view of one surface of the first layer of the mounting substrate of the multiplexer according to the embodiment.
  • FIG. 4B is a plan view of one surface of the second layer of the mounting substrate of the multiplexer according to the embodiment.
  • FIG. 4C is a plan view of one surface of the third layer of the mounting board of the multiplexer according to the embodiment.
  • FIG. 4D is a plan view of one surface of the fourth layer of the mounting board of the multiplexer according to the embodiment.
  • FIG. 4E is a plan view of one surface of the fifth layer of the mounting substrate of the multiplexer according to the embodiment.
  • FIG. 4F is a plan view of another surface of the fifth layer of the mounting substrate of the multiplexer according to the embodiment.
  • FIG. 5 is a Smith chart showing impedance characteristics of the reception-side filter viewed from the reception input terminal in the multiplexers according to the embodiment and the comparative example.
  • FIG. 6A is a graph comparing the insertion loss of the transmission filter according to the embodiment and the comparative example.
  • FIG. 6B is a graph comparing the insertion loss of the receiving filter according to the embodiment and the comparative example.
  • FIG. 6C is a graph comparing the isolation characteristics of the transmission-side filter and the reception-side filter according to the embodiment and the comparative example.
  • FIG. 7A is a graph comparing the insertion loss of the transmission-side filter according to the embodiment and the comparative example with the mismatch loss removed.
  • FIG. 7B is a graph comparing the insertion loss of the reception-side filter according to the embodiment and the comparative example with the mismatch loss removed.
  • FIG. 8A is a graph comparing the reflection loss of the transmission filter and the reception filter according to the embodiment and the comparative example.
  • FIG. 8B is a graph comparing the reflection loss of the transmission filter according to the embodiment and the comparative example.
  • FIG. 8C is a graph comparing the reflection loss of the receiving filter according to the embodiment and the comparative example.
  • FIG. 9A is a graph comparing the insertion loss of the transmission filter according to the embodiment and the comparative example.
  • FIG. 9B is a graph showing the frequency range of FIG. 9A narrowed.
  • FIG. 9C is a graph comparing the insertion loss of the receiving filter according to the embodiment and the comparative example.
  • FIG. 9D is a graph comparing the isolation characteristics of the transmission-side filters according to the embodiment and the comparative example.
  • FIG. 10A is a Smith chart showing a range of complex impedance viewed from the common connection terminal side of the multiplexer according to the comparative example.
  • FIG. 10B is a Smith chart showing a range of complex impedances as viewed from the common connection terminal side of the multiplexer according to the embodiment.
  • the multiplexer 1 is a duplexer in which a transmission filter 11 for Band 2 and a reception filter 21 are connected by a common connection terminal 30.
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram of a multiplexer 1 according to the present embodiment.
  • the multiplexer 1 includes a transmission filter 11, a reception filter 21, a delay line 24, a common connection terminal 30, a transmission input terminal 10a, a transmission output terminal 10b, and a reception output terminal 20a. And a reception input terminal 20b.
  • the multiplexer 1 is connected to the antenna element 2 at the common connection terminal 30.
  • the transmission-side filter 11 inputs a transmission wave generated by a transmission circuit (RFIC or the like) via the transmission input terminal 10a, and inputs the transmission wave to the Band2 transmission passband (1850-1910 MHz: first passband). ), And is output from the transmission output terminal 10b to the common connection terminal 30 as an unbalanced input-unbalanced output type bandpass filter.
  • a transmission circuit RFIC or the like
  • the transmission filter 11 includes series arm resonators 100 to 109, parallel arm resonators 151 to 158, and inductance elements 161 and 162 between a transmission input terminal 10a and a transmission output terminal 10b.
  • the transmission filter 11 constitutes a ladder type band pass filter.
  • the series arm resonators 100 to 109 are connected in series between the transmission input terminal 10a and the transmission output terminal 10b.
  • the series arm resonator 109 is connected to the transmission output terminal 10b, and none of the parallel arm resonators 151 to 158 is directly connected between the series arm resonator 109 and the transmission output terminal 10b.
  • One end of the parallel arm resonator 151 is connected to the connection path between the transmission input terminal 10a and the series arm resonator 100.
  • One end of the parallel arm resonator 152 is connected to the other end of the parallel arm resonator 151.
  • One end of an inductance element 161 is connected to the other end of the parallel arm resonator 152.
  • the other end of the inductance element 161 is connected to a reference terminal (ground).
  • one end of the parallel arm resonator 153 is connected to the connection path between the series arm resonators 102 and 103.
  • One end of the parallel arm resonator 154 is connected to the other end of the parallel arm resonator 153.
  • One end of a parallel arm resonator 155 is connected to the connection path between the series arm resonators 104 and 105.
  • One end of the parallel arm resonator 156 is connected to the other end of the parallel arm resonator 155.
  • One end of the parallel arm resonator 157 is connected to the connection path between the series arm resonators 106 and 107.
  • One end of the parallel arm resonator 158 is connected to the other end of the parallel arm resonator 157.
  • the other ends of the parallel arm resonators 154, 156, and 158 are commonly connected, and one end of the inductance element 162 is connected to the connection point. The other end of the inductance element 162 is connected to the reference
  • a capacitance element 171 is connected between the connection path of the series arm resonators 104 and 105 and the connection path of the series arm resonators 106 and 107.
  • the reception-side filter 21 receives the reception wave input from the common connection terminal 30 from the reception input terminal 20b, and filters and receives the reception wave in the Band2 reception passband (1930-1990 MHz: second passband). This is a non-balanced input-unbalanced output type band-pass filter that outputs to the output terminal 20a.
  • a delay line 24 is connected in series between the common connection terminal 30 and the reception input terminal 20b.
  • the reception-side filter 21 includes series arm resonators 201 to 206, parallel arm resonators 251 to 254, and an inductance element 261 between the reception output terminal 20a and the reception input terminal 20b.
  • the reception-side filter 21 constitutes a ladder type band pass filter.
  • the series arm resonators 201 to 206 are connected in series between the reception output terminal 20a and the reception input terminal 20b.
  • One end of the parallel arm resonator 251 is connected to the connection path between the delay line 24 and the series arm resonator 201.
  • One end of the inductance element 261 is connected to the other end of the parallel arm resonator 251.
  • the other end of the inductance element 261 is connected to a reference terminal.
  • one end of the parallel arm resonator 252 is connected to the connection path between the series arm resonators 202 and 203.
  • the other end of the parallel arm resonator 252 is connected to the reference terminal.
  • One end of the parallel arm resonator 253 is connected to the connection path between the series arm resonators 204 and 205.
  • One end of a parallel arm resonator 254 is connected to a connection path between the series arm resonator 206 and the reception output terminal 20a.
  • the other ends of the parallel arm resonators 253 and 254 are commonly connected and connected to a reference terminal.
  • the delay line 24 is a type of matching circuit for matching the phases of the transmission side filter 11 and the reception side filter 21.
  • the delay line 24 is formed in a wiring pattern in the mounting substrate 60 (see FIG. 3).
  • the delay line includes a series inductor.
  • the delay line 24 is formed in a spiral wiring pattern on a single layer substrate constituting the mounting substrate 60.
  • the delay line 24 is not limited to being connected between the reception input terminal 20b and the common connection terminal 30, but may be connected in series between the transmission output terminal 10b and the common connection terminal 30.
  • FIG. 2 is a schematic view schematically showing a resonator of the surface acoustic wave filter according to the present embodiment, where (a) is a plan view, and (b) and (c) are alternate long and short dash lines shown in (a).
  • FIG. FIG. 2 illustrates a schematic plan view and a schematic cross-sectional view illustrating the structure of the series arm resonator 100 of the transmission-side filter 11 among the plurality of resonators constituting the transmission-side filter 11 and the reception-side filter 21. Yes.
  • the series arm resonator 100 shown in FIG. 2 is for explaining a typical structure of the plurality of resonators, and the number and length of electrode fingers constituting the electrode are as follows. It is not limited to.
  • the series arm resonator 100 includes a piezoelectric substrate 5 and comb-shaped IDT (InterDigital Transducer) electrodes 101a and 101b.
  • IDT InterDigital Transducer
  • the IDT electrode 101a includes a plurality of electrode fingers 110a that are parallel to each other and a bus bar electrode 111a that connects the plurality of electrode fingers 110a.
  • the IDT electrode 101b includes a plurality of electrode fingers 110b that are parallel to each other and a bus bar electrode 111b that connects the plurality of electrode fingers 110b.
  • the plurality of electrode fingers 110a and 110b are formed along a direction orthogonal to the X-axis direction.
  • the IDT electrode 54 composed of the plurality of electrode fingers 110a and 110b and the bus bar electrodes 111a and 111b has a laminated structure of an adhesion layer 541 and a main electrode layer 542 as shown in FIG. It has become.
  • the adhesion layer 541 is a layer for improving the adhesion between the piezoelectric substrate 5 and the main electrode layer 542, and, for example, Ti is used as a material.
  • the film thickness of the adhesion layer 541 is, for example, 12 nm.
  • the main electrode layer 542 is made of, for example, Al containing 1% Cu.
  • the film thickness of the main electrode layer 542 is, for example, 162 nm.
  • the protective layer 55 is formed so as to cover the IDT electrodes 101a and 101b.
  • the protective layer 55 is a layer for the purpose of protecting the main electrode layer 542 from the external environment, adjusting frequency temperature characteristics, and improving moisture resistance, for example, a film mainly composed of silicon dioxide. .
  • the thickness of the protective layer 55 is, for example, 25 nm.
  • glue layer 541, the main electrode layer 542, and the protective layer 55 is not limited to the material mentioned above.
  • the IDT electrode 54 does not have to have the above laminated structure.
  • the IDT electrode 54 may be made of, for example, a metal or alloy such as Ti, Al, Cu, Pt, Au, Ag, or Pd, or may be made of a plurality of laminates made of the above metal or alloy. May be. Further, the protective layer 55 may not be formed.
  • the piezoelectric substrate 5 includes a high sound speed support substrate 51, a low sound speed film 52, and a piezoelectric film 53, and the high sound speed support substrate 51, the low sound speed film 52, and the piezoelectric film 53. Are stacked in this order.
  • the piezoelectric film 53 is formed of, for example, a 50 ° Y-cut X-propagating LiTaO 3 piezoelectric single crystal or a piezoelectric ceramic (a lithium tantalate single crystal cut along a plane whose axis is rotated by 50 ° from the Y axis with the X axis as the central axis, Alternatively, it is made of ceramic and is made of a single crystal or ceramic in which surface acoustic waves propagate in the X-axis direction.
  • the piezoelectric film 53 has a thickness of 600 nm, for example.
  • the high sound velocity support substrate 51 is a substrate that supports the low sound velocity film 52, the piezoelectric film 53, and the IDT electrode 54.
  • the high acoustic velocity support substrate 51 is a substrate in which the acoustic velocity of the bulk wave in the high acoustic velocity support substrate 51 is higher than the acoustic wave of the surface wave and boundary wave propagating through the piezoelectric film 53, and the acoustic surface wave is piezoelectric. It functions in such a way that it is confined in the portion where the film 53 and the low acoustic velocity film 52 are laminated and does not leak downward from the high acoustic velocity support substrate 51.
  • the high sound speed support substrate 51 is, for example, a silicon substrate, and has a thickness of, for example, 200 ⁇ m.
  • the low sound velocity film 52 is a film in which the sound velocity of the bulk wave in the low sound velocity film 52 is lower than the bulk wave propagating through the piezoelectric film 53, and is disposed between the piezoelectric film 53 and the high sound velocity support substrate 51.
  • the low acoustic velocity film 52 is, for example, a film mainly composed of silicon dioxide and has a thickness of, for example, 670 nm.
  • the laminated structure of the piezoelectric substrate 5 it is possible to significantly increase the Q value at the resonance frequency and the antiresonance frequency as compared with the conventional structure in which the piezoelectric substrate is used as a single layer. That is, since a surface acoustic wave resonator having a high Q value can be configured, a filter with a small insertion loss can be configured using the surface acoustic wave resonator.
  • circuit elements such as inductance elements and capacitance elements are added in order to achieve impedance matching between the plurality of surface acoustic wave filters.
  • circuit elements such as inductance elements and capacitance elements are added in order to achieve impedance matching between the plurality of surface acoustic wave filters.
  • the high-sonic support substrate 51 has a structure in which a support substrate and a high-sonic film with a higher acoustic velocity of the bulk wave propagating than the surface wave or boundary wave propagating through the piezoelectric film 53 are laminated.
  • the supporting substrate is a piezoelectric material such as lithium tantalate, lithium niobate, crystal, sapphire, alumina, magnesia, silicon nitride, aluminum nitride, silicon carbide, zirconia, cordierite, mullite, steatite, forsterite, etc.
  • Various ceramics, dielectrics such as glass, semiconductors such as silicon and gallium nitride, resin substrates, and the like can be used.
  • the high sound velocity film includes various materials such as aluminum nitride, aluminum oxide, silicon carbide, silicon nitride, silicon oxynitride, DLC film or diamond, a medium mainly composed of the above materials, and a medium mainly composed of a mixture of the above materials. High sound velocity material can be used.
  • ⁇ is a repetition pitch of the plurality of electrode fingers 110a and 110b constituting the IDT electrodes 101a and 101b
  • L is a cross width of the IDT electrodes 101a and 101b
  • W is an electrode finger.
  • 110a and 110b S represents the width between the electrode fingers 110a and 110b
  • h represents the height of the IDT electrodes 101a and 101b.
  • the arrangement configuration of the resonators and the circuit elements in the surface acoustic wave filter included in the multiplexer 1 according to the present embodiment is not limited to the arrangement configuration exemplified in the transmission filter 11 and the reception filter 21 according to the above embodiment. .
  • the arrangement of the resonators and circuit elements in the surface acoustic wave filter differs depending on the required specification of the pass characteristics in each frequency band (Band).
  • the arrangement configuration is, for example, the number of arrangement of series arm resonators and parallel arm resonators, and selection of a filter configuration such as a ladder type or a vertical coupling type.
  • FIG. 3 is an external view showing an example of the structure of the multiplexer according to the embodiment. As shown in FIG. 3, in the multiplexer 1, the SAW chip 11 a constituting the transmission filter 11 and the SAW chip 21 a constituting the reception filter 21 are mounted on the mounting substrate 60.
  • the SAW chips 11a and 21a are mounted on a mounting substrate 60 by, for example, solder 62 as shown in FIG. Further, the SAW chips 11a and 21a may be sealed on the mounting substrate 60 with, for example, a thermosetting or ultraviolet curable resin. Note that the SAW chips 11a and 21a are not limited to the arrangement relationship shown in FIG. 3, and may be arranged in other arrangement relationships.
  • the mounting substrate 60 has a configuration in which a plurality of printed circuit boards are stacked. A wiring pattern and a via are formed on each of the multilayer printed boards. A delay line 24 and an inductance element 261 are formed on the mounting substrate 60.
  • the mounting substrate 60 includes a first layer 60a, a second layer 60b, a third layer 60c, a fourth layer 60d, and a fifth layer 60e in order from the side where the SAW chips 11a and 21a are arranged. Contains.
  • 4A to 4F are plan views of each layer of the mounting substrate 60 of the multiplexer 1 according to the present embodiment.
  • SAW chips 11a and 21a are mounted on one surface of the first layer 60a.
  • a plurality of electrode pads 64 are formed on the surface on which the SAW chips 11a and 21a are mounted, as shown in FIG. 4A.
  • SAW chips 11a and 21a are mounted at positions indicated by broken lines in FIG. 4A.
  • the SAW chips 11a and 21a are mounted on the electrode pads 64 by solder 62, for example.
  • the second layer 60b is disposed on the surface of the first layer 60a opposite to the surface on which the SAW chips 11a and 21a are mounted. As shown in FIG. 4B, the second layer 60b is provided with wiring patterns 66a, 161a, 162a, 261a and vias. Note that other wiring patterns and the like may be provided on the second layer 60b.
  • the wiring pattern 66a is connected to the ground.
  • the wiring patterns 161a, 162a, and 261a are wiring patterns that constitute part of the inductance elements 161, 162, and 261.
  • the third layer 60c is disposed on the surface of the second layer 60b opposite to the surface on which the wiring patterns 66a, 161a, 162a, 261a are formed. As shown in FIG. 4C, the third layer 60c is provided with wiring patterns 66b, 161b, 162b, 261b and vias. Note that other wiring patterns and the like may be provided in the third layer 60c.
  • the wiring pattern 66b is connected to the ground.
  • the wiring patterns 161b, 162b, and 261b are wiring patterns that are connected to the wiring patterns 161b, 162b, 261b of the second layer 60b and constitute the inductance elements 161, 162, and 261.
  • the fourth layer 60d is arranged on the surface of the third layer 60c opposite to the surface on which the wiring patterns 66b, 161b, 162b, 261b are formed. As shown in FIG. 4D, a wiring pattern 66c, other wiring patterns, and vias are formed in the fourth layer 60d. The wiring pattern 66c is connected to the ground.
  • a fifth layer 60e is disposed on the surface of the fourth layer 60d opposite to the surface on which the wiring pattern 66c is formed. As shown in FIG. 4E, the delay line 24, the wiring pattern 66d, and the via are formed in the fifth layer 60e.
  • the delay line 24 is formed in a spiral shape only in one layer of the fourth layer 60d, and is formed to be a wiring that is clearly longer than the length of the inductance elements 161, 162, and 261.
  • the transmission input terminal 10a, the reception output terminal 20a, the common connection terminal 30 and A ground electrode 66e is formed on the surface of the fifth layer 60e opposite to the surface on which the delay line 24 and the wiring pattern 66d are formed.
  • the common connection terminal 30, the transmission input terminal 10 a, and the reception output terminal 20 a are disposed at the end of the mounting substrate 60.
  • a ground electrode 66e is disposed between the common connection terminal 30 and the transmission input terminal 10a and between the common connection terminal 30 and the reception output terminal 20a.
  • the delay line 24 has a configuration surrounded by wiring patterns 66 c and 66 e in the stacking direction of the mounting substrate 60. Thereby, isolation with the transmission side filter 11 and the reception side filter 21 is securable.
  • the inductance element 261 and the delay line 24 are formed in the same substrate, the inductance element 261 and the delay line 24 can be formed in a common process. Therefore, the manufacturing process can be simplified.
  • the inductance elements 161 and 162 may be formed so that the winding directions are the same. Thereby, since mutual inductance occurs in the inductance elements 161 and 162, the area occupied by the inductance elements 161 and 162 when viewed in plan on the mounting substrate 60 can be reduced.
  • the mounting substrate 60 is not limited to a printed circuit board, and may be a laminated ceramic in which a plurality of ceramic sheets made of ceramic are laminated, for example, an LTCC (Low Temperature Co-fired Ceramics) substrate.
  • LTCC Low Temperature Co-fired Ceramics
  • the parallel arm resonators 251 to 254 each have a resonance frequency frp and an antiresonance frequency fap (> frp) in resonance characteristics.
  • each of the series arm resonators 201 to 206 has a resonance frequency frs and an anti-resonance frequency fas (> frs> frp) in resonance characteristics.
  • the resonance frequencies frs of the series arm resonators 201 to 206 are designed to be substantially the same, but are not necessarily the same.
  • the anti-resonance frequency fap of the parallel arm resonators 251 to 254 and the resonance frequency frs of the series arm resonators 201 to 206 are brought close to each other.
  • the vicinity of the resonance frequency frp in which the impedances of the parallel arm resonators 251 to 254 approach zero becomes a low-frequency band stop region.
  • the impedance of the parallel arm resonators 251 to 254 increases near the antiresonance frequency fap, and the impedance of the series arm resonators 201 to 206 approaches 0 near the resonance frequency frs.
  • a signal pass band is formed in the signal path from the common connection terminal 30 to the reception input terminal 20b.
  • the impedances of the series arm resonators 201 to 206 become higher and become a high-frequency side blocking region. That is, the steepness of the attenuation characteristic in the high-frequency-side stop band greatly affects the anti-resonance frequency fas of the series arm resonators 201 to 206 depending on where the anti-resonance frequency fas is set outside the signal pass band.
  • the impedance of the transmission-side filter 11 whose pass band is a band outside the pass band of the reception-side filter 21 is , Changes to the inductive side (clockwise). Thereby, the impedance of the transmission filter 11 can be easily adjusted to the open side.
  • the delay line 24 the position of the attenuation pole of the impedance of the reception side filter 21 is changed, so that the loss of the high frequency pass band of the reception side filter 21 is deteriorated.
  • the parallel arm resonator 251 is arranged in the connection path closest to the reception input terminal 20b in the reception side filter 21, and the inductance is provided between the parallel arm resonator 251 and the reference terminal.
  • An element 261 is arranged.
  • the multiplexer according to the comparative example does not include the inductance element 261 of the reception-side filter 21 as compared with the multiplexer 1 according to the present embodiment shown in FIG. Further, since the multiplexer 1 according to the present embodiment includes the inductance element 261, the multiplexer 1 according to the present embodiment includes the delay line 24 that is shorter than the delay line provided in the multiplexer according to the comparative example. For example, the length of the delay line 24 in the multiplexer 1 is 10.5 mm, and the length of the delay line in the multiplexer according to the comparative example is 14.5 mm.
  • FIG. 5 is a Smith chart showing impedance characteristics of the reception-side filter 21 viewed from the reception input terminal 20b in the multiplexer 1 according to the present embodiment and the comparative example.
  • a range A illustrated in FIG. 5 indicates the impedance of the reception filter 21 as viewed from the reception input terminal 20b side in the pass band of the transmission filter 11 of the multiplexer 1.
  • a range B illustrated in FIG. 5 indicates the impedance of the reception-side filter 21 viewed from the reception input terminal 20b in the passband of the transmission-side filter of the multiplexer according to the comparative example.
  • the phase of the impedance in the pass band of the transmission filter 11 is changed from the range B to the range A as compared with the multiplexer according to the comparative example.
  • the impedance is changed to the inductive side because the multiplexer 1 includes the inductance element 261. Since the impedance is changed to the inductive side, the multiplexer 1 is largely moved when impedance matching is performed when the impedance of the reception side filter 21 in the pass band of the transmission side filter 11 is adjusted to the open side in the Smith chart. There is no need. Therefore, in the multiplexer 1, the length of the delay line 24 can be shortened as much as the impedance changes to the inductive side. Thereby, in the fifth layer 60e of the mounting substrate 60, the area occupied by the delay line 24 can be reduced. Therefore, the multiplexer 1 can be reduced in size.
  • FIG. 6A is a graph comparing the pass characteristics of the transmission filter 11 according to the present embodiment and the comparative example.
  • FIG. 6B is a graph comparing the pass characteristics of the reception-side filter 21 according to the present embodiment and the comparative example.
  • FIG. 6C is a graph comparing the isolation characteristics of the transmission filter 11 and the reception filter 21 according to the present embodiment and the comparative example.
  • the insertion loss when the transmission filter 11 is viewed from the transmission output terminal 10b is almost changed compared to the insertion loss of the transmission filter 11 of the multiplexer according to the comparative example. Absent. That is, it can be seen that even if the inductance element 261 is arranged in the reception filter 21, the insertion loss in the high frequency pass band of the transmission filter 11 is hardly affected.
  • the insertion loss when the delay line 24 and the reception-side filter 21 are viewed from one end of the delay line 24 connected to the common connection terminal 30 is the same as that of the multiplexer according to the comparative example. It can be seen that the insertion loss of the reception filter 21 is reduced. In particular, the insertion loss is reduced at 1930-1990 MHz, which is the passband of the reception filter 21. Therefore, by providing the inductance element 261 in the reception-side filter 21 of the multiplexer 1, the length of the delay line 24 can be shortened, thereby reducing the insertion loss of the reception-side filter 21 and improving the high-frequency transmission characteristics.
  • the multiplexer 1 can be realized.
  • the insertion loss when viewed from the common connection terminal 30 is increased, and the isolation in the multiplexer 1 is improved as compared with the isolation in the multiplexer according to the comparative example.
  • FIG. 7A is a graph comparing the insertion loss of the transmission-side filter 11 according to the present embodiment and the comparative example by removing the mismatch loss.
  • FIG. 7B is a graph comparing the insertion loss of the reception-side filter 21 according to the present embodiment and the comparative example with the mismatch loss removed.
  • the graph shown in FIG. 6A corresponds to the removed mismatch loss. Rather, the insertion loss of the transmission filter 11 is reduced.
  • FIG. 8A is a graph comparing the reflection loss of the transmission filter 11 and the reception filter 21 according to the present embodiment and the comparative example.
  • FIG. 8B is a graph comparing the reflection loss of the transmission filter 11 according to the present embodiment and the comparative example.
  • FIG. 8C is a graph comparing the reflection loss of the reception-side filter 21 according to the present embodiment and the comparative example.
  • 8A to 8C show the standing wave ratios of the transmission-side filter 11 and the reception-side filter 21.
  • the standing wave ratio is a ratio between the maximum value and the minimum value of the standing wave, which is a combination of the traveling wave and the reflected wave in the transmission path. When reflection does not occur in the transmission path, the standing wave ratio is 1.
  • the multiplexer 1 when the transmission-side filter 11 and the reception-side filter 21 are viewed from the common connection terminal 30, the multiplexer 1 is standing in the passband frequency of the transmission-side filter 11 and the passband of the reception-side filter 21.
  • the wave ratio is smaller than the standing wave ratio of the multiplexer according to the comparative example and shows a value close to 1. Therefore, it can be seen that the multiplexer 1 has improved reflection loss compared to the multiplexer according to the comparative example.
  • the standing wave ratio of the transmission filter 11 in the pass band of the transmission filter 11 is the transmission filter according to the comparative example. It is smaller than the standing wave ratio of 11, and approaches 1. Therefore, it can be seen that the transmission-side filter 11 has improved reflection loss compared to the transmission-side filter 11 according to the comparative example.
  • the reception filter 21 when the delay line 24 and the reception filter 21 are viewed from one end of the delay line 24 connected to the common connection terminal 30, the reception filter 21 in the pass band of the reception filter 21.
  • the standing wave ratio is smaller than the standing wave ratio of the reception-side filter 21 according to the comparative example and shows a value close to 1. Therefore, it can be seen that the reception-side filter 21 has improved reflection loss compared to the reception-side filter 21 according to the comparative example.
  • FIG. 9A is a graph comparing the insertion loss of the transmission filter according to the present embodiment and the comparative example.
  • FIG. 9B is a graph showing the frequency range of FIG. 9A narrowed.
  • FIG. 9C is a graph comparing the insertion loss of the receiving filter according to the present embodiment and the comparative example.
  • FIG. 9D is a graph comparing the isolation characteristics of the transmission-side filters according to the present embodiment and the comparative example.
  • 9A to 9D the frequency range is expanded more than the insertion loss shown in FIGS. 6A to 6C.
  • FIG. 9A shows the insertion loss of the transmission filter 11 in the frequency range of 0 to 8000 MHz.
  • the transmission-side filter 11 according to the present embodiment has an attenuation pole that appears at a frequency of about 4700 MHz as compared with the insertion loss of the transmission-side filter 11 according to the comparative example. It is shifted to the high frequency side. Further, the attenuation pole that appeared at a frequency of about 1000 MHz in the transmission filter 11 according to the comparative example is also shifted to the high frequency side in the transmission filter 11 according to the present embodiment. This is because the delay line 24 is provided between the common connection terminal 30 and the reception input terminal 20b.
  • the attenuation poles appearing on both sides of the frequency band of the transmission filter 11 are shifted to the high frequency side as shown in FIG. 9B. Thereby, it is possible to improve the insertion loss in the vicinity of the boundary of the pass band of the transmission filter 11 and to improve the steepness of the band.
  • FIG. 9C shows the insertion loss of the reception-side filter 21 in the frequency range of 0 to 8000 MHz.
  • the attenuation pole that appeared at a frequency of about 4700 MHz in the reception-side filter 21 according to the comparative example is high-frequency side of about 7100 MHz. Has shifted to. Thereby, it is possible to improve the insertion loss in the vicinity of the boundary of the pass band of the transmission filter 11 and to improve the steepness of the band.
  • FIG. 9D shows the isolation characteristics of the multiplexer 1 in the frequency range of 0 to 8000 MHz. Since the length of the delay line 24 in the multiplexer 1 is shorter than the delay line in the multiplexer according to the comparative example, the stray capacitance in the delay line 24 is reduced. Therefore, as shown in FIG. 9D, it can be seen that the isolation in the multiplexer 1 is improved compared to the isolation in the multiplexer according to the comparative example.
  • FIG. 10A is a Smith chart showing the range of complex impedance viewed from the common connection terminal of the multiplexer according to the comparative example.
  • FIG. 10B is a Smith chart showing the range of impedance viewed from the common connection terminal 30 side of the multiplexer 1 according to the present embodiment.
  • the impedance in the Smith chart changes to the inductive side (clockwise) as compared with the multiplexer not having the delay line 24 shown in FIG. This is because the multiplexer according to the comparative example does not have the inductance element 261 and thus the delay line 24 is provided long, so that the inductor component is increased.
  • the impedance in the Smith chart changes to the inductive side (clockwise) as compared with the multiplexer that does not have the delay line 24 shown in FIG. It does not change to the inductive side as much as the multiplexer according to the comparative example shown in 9A.
  • the multiplexer 1 has the delay line 24 and the inductance element 261, and therefore the length of the delay line 24 is made shorter than the length of the delay line 24 in the multiplexer according to the comparative example, so that the amount of movement to the inductive side is reduced. This is because. Even in this case, since the impedance of the multiplexer 1 is changed to the inductive side, impedance matching can be easily performed as compared with a multiplexer having no delay line.
  • the attenuation pole of the delay line 24 that appears in the pass band of the transmission filter 11 appears on the open side as indicated by arrows.
  • the frequency (pole position) of the attenuation pole is 4780 MHz
  • the frequency of the pole position is 7000 MHz. That is, as shown in FIG. 9A, it can be seen that the attenuation pole in the multiplexer 1 is shifted to a higher frequency side than the attenuation pole in the multiplexer according to the comparative example.
  • the multiplexer 1 since the multiplexer 1 according to the embodiment includes the inductance element 261, the impedance changes to the inductive side (clockwise). Since the impedance is changed to the inductive side, the multiplexer 1 is largely moved when impedance matching is performed when the impedance of the reception side filter 21 in the pass band of the transmission side filter 11 is adjusted to the open side in the Smith chart. There is no need. Therefore, in the multiplexer 1, the length of the delay line 24 can be shortened as much as the impedance changes to the inductive side. Thereby, in the fifth layer 60e of the mounting substrate 60, the area occupied by the delay line 24 can be reduced. Therefore, the multiplexer 1 can be reduced in size.
  • the length of the delay line 24 can be shortened, the series resistance and stray capacitance of the delay line 24 can be reduced. Thereby, the insertion loss in the pass band of the receiving filter 21 can be reduced. Further, the insertion pole of the transmission filter 11 can be improved by moving the attenuation pole of the transmission filter 11 to which the delay line 24 is not connected to the high frequency side.
  • the high-frequency pass band of the reception-side filter 21 is higher than the high-frequency pass band of the transmission-side filter 11.
  • the delay line 24 is connected to the reception side filter 21 having a high frequency pass band among the transmission side filter 11 and the reception side filter 21 arranged in the multiplexer 1, and the inductance element 261 is provided.
  • the inductance elements 161 and 162 may be formed by a conductor pattern of a high-frequency substrate as described above, or may be a chip inductor.
  • the multiplexer according to the present invention is not limited to the duplexer including the Band2 transmission side filter and the reception side filter as shown in the embodiment.
  • a quadplexer having four frequency bands applied to a system configuration in which Band25 and Band66 having a transmission band and a reception band are combined may be used.
  • it may be a hexaplexer having six frequency bands applied to a system configuration in which Band 25, Band 66, and Band 30 are combined.
  • the delay line and the inductance element 261 may be connected to the reception filter of the Band 25.
  • the multiplexer according to the present invention may not have a configuration including a plurality of duplexers that perform transmission and reception.
  • it can be applied as a transmission apparatus having a plurality of transmission frequency bands. That is, a transmission device that inputs a plurality of high-frequency signals having different carrier frequency bands, filters the plurality of high-frequency signals, and wirelessly transmits them from a common antenna element, and each of the common connection terminal and the common connection terminal A plurality of transmission elastic wave filters connected to each other, and a delay line connected between one of the plurality of transmission elastic wave filters and the common connection terminal. You may have.
  • each of the plurality of acoustic wave filters for transmission includes a series arm resonator connected between the input terminal and the output terminal, and a connection path connecting the input terminal and the output terminal and the reference terminal. At least one of the parallel arm resonators connected to.
  • One transmitting acoustic wave filter has a parallel arm resonator at a position closest to the common connection terminal.
  • an inductance element is connected between the parallel arm resonator disposed at a position closest to the common connection terminal and the reference terminal.
  • the multiplexer according to the present invention can be applied as a receiving apparatus having a plurality of reception frequency bands, for example. That is, a receiving device that inputs a plurality of high-frequency signals having different carrier frequency bands through an antenna element, demultiplexes the plurality of high-frequency signals, and outputs the demultiplexed signals to a receiving circuit.
  • a plurality of receiving elastic wave filters each connected to a connection terminal and having different pass bands, and connected between one receiving elastic wave filter and a common connection terminal among the plurality of receiving elastic wave filters And a delay line.
  • each of the plurality of receiving acoustic wave filters includes a series arm resonator connected between the input terminal and the output terminal, and a connection path connecting the input terminal and the output terminal and the reference terminal. At least one of the parallel arm resonators connected to.
  • One reception acoustic wave filter includes a parallel arm resonator at a position closest to the common connection terminal.
  • an inductance element is connected between the parallel arm resonator disposed at a position closest to the common connection terminal and the reference terminal.
  • a surface acoustic wave filter having IDT electrodes is exemplified as a transmission-side filter and a reception-side filter that constitute a multiplexer, a quadplexer, a transmission device, and a reception device.
  • each filter constituting the multiplexer, the quadplexer, the transmission device, and the reception device according to the present invention uses a boundary acoustic wave or a BAW (Bulk Acoustic Wave) composed of a series arm resonator and a parallel arm resonator.
  • An elastic wave filter may be used. Also by this, the same effect as the effects of the multiplexer, the quadplexer, the transmission device, and the reception device according to the above embodiment can be obtained.
  • the multiplexer 1 in which the delay line 24 is connected to the reception-side filter 21 is exemplified, but the configuration in which the delay line 24 is connected to the transmission-side filter 11 is also included in the present invention. That is, the multiplexer according to the present invention may be configured such that a delay line is connected to a connection path between a plurality of acoustic wave filters having different passbands and an antenna element. This also makes it possible to provide a multiplexer that can reduce the insertion loss in the passband and realize downsizing even when the number of bands and modes to be handled increase.
  • the present invention can be widely used in communication devices such as mobile phones as low-loss multiplexers, transmitters, and receivers applicable to multiband and multimode frequency standards.

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Abstract

マルチプレクサ（１）は、共通接続端子（３０）と、共通接続端子（３０）にそれぞれ接続され、互いに異なる通過帯域を有する送信側フィルタ（１１）および受信側フィルタ（２１）と、受信側フィルタ（２１）と共通接続端子（３０）との間に接続された遅延線（２４）とを備え、送信側フィルタ（１１）および受信側フィルタ（２１）は、入力端子と出力端子との間に接続された直列腕共振子、および、入力端子と出力端子とを接続する接続経路と基準端子との間に接続された並列腕共振子の少なくともいずれかを有し、受信側フィルタ（２１）は、共通接続端子（３０）に最も近い位置に並列腕共振子（２５１）を有し、並列腕共振子（２５１）と基準端子との間には、インダクタンス素子（２６１）が接続されている。

Description

マルチプレクサ、送信装置および受信装置
　本発明は、弾性波フィルタを備えるマルチプレクサ、送信装置および受信装置に関する。
　近年、携帯電話等の移動体通信機器は、一端末で複数の周波数帯域および複数の無線方式に対応することができるように、マルチバンド化およびマルチモード化が要求されている。これに対応すべく、１つのアンテナの直下には、複数の無線搬送周波数を有する高周波信号を分波するマルチプレクサが配置される。マルチプレクサは、複数の帯域通過フィルタを備えている。マルチプレクサを構成する帯域通過フィルタとしては、通過帯域内における損失が良好でかつ通過帯域周辺における通過特性が急峻であるという特徴を持つ弾性波フィルタが用いられる（例えば、特許文献１参照）。
　特許文献１には、中心周波数の異なる送信側フィルタと受信側フィルタとが共通接続端子に接続されたマルチプレクサが開示されている。当該マルチプレクサにおいて、受信側フィルタと共通接続端子との間には、送信側フィルタと受信側フィルタとの間の位相を整合するための遅延線が配置されている。
特開２００４－８０２３３号公報
　遅延線は、整合回路の一種であり、受信側フィルタを構成する基板内に形成された長い配線パターンである。したがって、遅延線を有する受信側フィルタでは、遅延線の配線パターンを引き回すための大面積の基板が必要になる。これにより、受信側フィルタを小型化することができず、マルチプレクサの小型化が難しいという問題が生じている。
　また、遅延線の配線パターンが有する直列抵抗により、受信側フィルタの挿入損失が劣化し、マルチプレクサの性能が悪化するという課題も生じている。
　そこで、本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、通過帯域内の挿入損失を低減し、かつ、小型化が可能なマルチプレクサを提供することを目的とする。
　上記目的を達成するために、本発明の一態様に係るマルチプレクサは、アンテナ素子を介して複数の高周波信号を送受信するマルチプレクサであって、共通接続端子と、前記共通接続端子にそれぞれ接続され、互いに異なる通過帯域を有する複数の弾性波フィルタと、前記複数の弾性波フィルタのうちの一の弾性波フィルタと前記共通接続端子との間に接続された遅延線とを備え、前記複数の弾性波フィルタのそれぞれは、入力端子と出力端子との間に接続された直列腕共振子、および、前記入力端子と前記出力端子とを接続する接続経路と基準端子との間に接続された並列腕共振子の少なくともいずれかを有し、前記一の弾性波フィルタは、前記共通接続端子に最も近い位置に前記並列腕共振子を有し、前記共通接続端子に最も近い位置に配置された前記並列腕共振子と基準端子との間には、インダクタンス素子が接続されている。
　ここで、遅延線とは、整合回路の一種であり、受信側フィルタを構成する基板内に形成された長い配線パターンである。遅延線には、直列インダクタが含まれる。上記構成によれば、一の弾性波フィルタは、インダクタンス素子を備えているため、インピーダンスが誘導性側（時計回り）に変化する。これにより、マルチプレクサでは、インピーダンス整合を行う際、他の弾性波フィルタの周波数帯の、一の弾性波フィルタのインピーダンスをスミスチャートにおけるオープン側に調整するときに大きく移動させる必要がない。したがって、当該マルチプレクサでは、インピーダンスが誘導性側に変化している分、遅延線の長さを短くすることができる。これにより、実装基板において遅延線の占める面積を減少し、マルチプレクサを小型化することができる。
　また、遅延線の長さを短くすることができるので、遅延線が有する直列抵抗および浮遊容量を低減することができるこれにより、一の弾性波フィルタの通過帯域内の挿入損失を低減することができる。また、遅延線が接続されていない他の弾性波フィルタの減衰極を高周波数側に移動し、一の弾性波フィルタの挿入損失を向上することができる。
　また、前記一の弾性波フィルタの高周波通過帯域は、前記一の弾性波フィルタ以外の他の少なくとも一の弾性波フィルタの高周波通過帯域よりも高くてもよい。
　これにより、低周波数側の弾性波フィルタの減衰極を高周波数側に移動し、高周波数側および低周波数側の弾性波フィルタ両方の挿入損失を向上することができる。
　また、前記遅延線は、前記複数の弾性波フィルタが搭載される基板に内蔵されていてもよい。
　これにより、遅延線が基板に形成される場合であっても、遅延線の占める面積を減少し、マルチプレクサを小型化することができる。
　また、前記インダクタンス素子は、前記遅延線が内蔵された前記基板に内蔵されていてもよい。
　これにより、インダクタンス素子と遅延線とが同一の基板内に形成されているので、共通の工程でインダクタンス素子および遅延線を形成することができる。したがって、製造工程を簡略化することができる。
　また、本発明の一態様に係る送信装置は、互いに異なる搬送周波数帯域を有する複数の高周波信号を入力し、当該複数の高周波信号をフィルタリングして共通のアンテナ素子から無線送信させる送信装置であって、共通接続端子と、前記共通接続端子にそれぞれ接続され、互いに異なる通過帯域を有する複数の送信用弾性波フィルタと、前記複数の送信用弾性波フィルタのうちの一の送信用弾性波フィルタと前記共通接続端子との間に接続された遅延線とを備え、前記複数の送信用弾性波フィルタのそれぞれは、入力端子と出力端子との間に接続された直列腕共振子、および、前記入力端子と前記出力端子とを接続する接続経路と基準端子との間に接続された並列腕共振子の少なくともいずれかを有し、前記一の送信用弾性波フィルタは、前記共通接続端子に最も近い位置に前記並列腕共振子を有し、前記共通接続端子に最も近い位置に配置された前記並列腕共振子と基準端子との間には、インダクタンス素子が接続されている。
　また、本発明の一態様に係る受信装置は、互いに異なる搬送周波数帯域を有する複数の高周波信号を、アンテナ素子を介して入力し、当該複数の高周波信号を分波して受信回路へ出力する受信装置であって、共通接続端子と、前記共通接続端子にそれぞれ接続され、互いに異なる通過帯域を有する複数の受信用弾性波フィルタと、前記複数の受信用弾性波フィルタのうちの一の受信用弾性波フィルタと前記共通接続端子との間に接続された遅延線とを備え、前記複数の受信用弾性波フィルタのそれぞれは、入力端子と出力端子との間に接続された直列腕共振子、および、前記入力端子と前記出力端子とを接続する接続経路と基準端子との間に接続された並列腕共振子の少なくともいずれかを有し、前記一の受信用弾性波フィルタは、前記共通接続端子に最も近い位置に前記並列腕共振子を有し、前記共通接続端子に最も近い位置に配置された前記並列腕共振子と基準端子との間には、インダクタンス素子が接続されている。
　これにより、通過帯域内の挿入損失を低減し、かつ、小型化を実現することができる送信装置および受信装置を提供することが可能となる。
　本発明に係るマルチプレクサ、送信装置および受信装置によれば、通過帯域内の挿入損失を低減し、かつ、小型化を実現することができる。
図１は、実施の形態に係るマルチプレクサの回路構成図である。 図２は、実施の形態に係る弾性表面波フィルタの共振子を模式的に表す平面図および断面図である。 図３は、実施の形態に係るマルチプレクサの構造の一例を示す外観図である。 図４Ａは、実施の形態に係るマルチプレクサの実装基板の第１層の一の面における平面図である。 図４Ｂは、実施の形態に係るマルチプレクサの実装基板の第２層の一の面における平面図である。 図４Ｃは、実施の形態に係るマルチプレクサの実装基板の第３層の一の面における平面図である。 図４Ｄは、実施の形態に係るマルチプレクサの実装基板の第４層の一の面における平面図である。 図４Ｅは、実施の形態に係るマルチプレクサの実装基板の第５層の一の面における平面図である。 図４Ｆは、実施の形態に係るマルチプレクサの実装基板の第５層の他の面における平面図である。 図５は、実施の形態および比較例に係るマルチプレクサにおいて、受信側フィルタを受信入力端子から見たインピーダンス特性を示すスミスチャートである。 図６Ａは、実施の形態および比較例に係る送信側フィルタの挿入損失を比較したグラフである。 図６Ｂは、実施の形態および比較例に係る受信側フィルタの挿入損失を比較したグラフである。 図６Ｃは、実施の形態および比較例に係る送信側フィルタと受信側フィルタとのアイソレーション特性を比較したグラフである。 図７Ａは、実施の形態および比較例に係る送信側フィルタの挿入損失を、不整合損を除去して比較したグラフである。 図７Ｂは、実施の形態および比較例に係る受信側フィルタの挿入損失を、不整合損を除去して比較したグラフである。 図８Ａは、実施の形態および比較例に係る送信側フィルタおよび受信側フィルタの反射損失を比較したグラフである。 図８Ｂは、実施の形態および比較例に係る送信側フィルタの反射損失を比較したグラフである。 図８Ｃは、実施の形態および比較例に係る受信側フィルタの反射損失を比較したグラフである。 図９Ａは、実施の形態および比較例に係る送信側フィルタの挿入損失を比較したグラフである。 図９Ｂは、図９Ａの周波数範囲を狭小にして示したグラフである。 図９Ｃは、実施の形態および比較例に係る受信側フィルタの挿入損失を比較したグラフである。 図９Ｄは、実施の形態および比較例に係る送信側フィルタのアイソレーション特性を比較したグラフである。 図１０Ａは、比較例に係るマルチプレクサの、共通接続端子側から見た複素インピーダンスの範囲を表すスミスチャートである。 図１０Ｂは、実施の形態に係るマルチプレクサの、共通接続端子側から見た複素インピーダンスの範囲を表すスミスチャートである。
　以下、本発明の実施の形態について、実施の形態および図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置および接続形態などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。以下の実施の形態における構成要素のうち、独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。また、図面に示される構成要素の大きさまたは大きさの比は、必ずしも厳密ではない。
　（実施の形態）
　［１．マルチプレクサの構成］
　本実施の形態では、ＴＤ－ＬＴＥ（Ｔｉｍｅ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｌｏｎｇ　Ｔｅｒｍ　Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）規格のＢａｎｄ２（送信通過帯域：１８５０－１９１０ＭＨｚ、受信通過帯域：１９３０－１９９０ＭＨｚ）に適用されるデュプレクサについて例示する。
　本実施の形態に係るマルチプレクサ１は、Ｂａｎｄ２用の送信側フィルタ１１と受信側フィルタ２１とが共通接続端子３０で接続されたデュプレクサである。
　図１は、本実施の形態に係るマルチプレクサ１の回路構成図である。同図に示すように、マルチプレクサ１は、送信側フィルタ１１と、受信側フィルタ２１と、遅延線２４と、共通接続端子３０と、送信入力端子１０ａと、送信出力端子１０ｂと、受信出力端子２０ａと、受信入力端子２０ｂとを備える。また、マルチプレクサ１は、共通接続端子３０においてアンテナ素子２に接続されている。
　送信側フィルタ１１は、送信回路（ＲＦＩＣなど）で生成された送信波を、送信入力端子１０ａを経由して入力し、当該送信波をＢａｎｄ２の送信通過帯域（１８５０－１９１０ＭＨｚ：第１の通過帯域）でフィルタリングして、送信出力端子１０ｂから共通接続端子３０へ出力する非平衡入力－非平衡出力型の帯域通過フィルタである。
　図１に示すように、送信側フィルタ１１は、送信入力端子１０ａと送信出力端子１０ｂとの間に、直列腕共振子１００～１０９と、並列腕共振子１５１～１５８と、インダクタンス素子１６１および１６２とを備える。送信側フィルタ１１は、ラダー型のバンドパスフィルタを構成している。
　具体的には、直列腕共振子１００～１０９は、送信入力端子１０ａと送信出力端子１０ｂとの間に互いに直列に接続されている。直列腕共振子１０９は、送信出力端子１０ｂに接続されており、直列腕共振子１０９と送信出力端子１０ｂとの間には、並列腕共振子１５１～１５８のいずれも直接接続されていない。
　送信入力端子１０ａと直列腕共振子１００との接続経路には、並列腕共振子１５１の一端が接続されている。並列腕共振子１５１の他端には、並列腕共振子１５２の一端が接続されている。並列腕共振子１５２の他端には、インダクタンス素子１６１の一端が接続されている。インダクタンス素子１６１の他端は、基準端子（グランド）に接続されている。
　また、直列腕共振子１０２と１０３との接続経路には、並列腕共振子１５３の一端が接続されている。並列腕共振子１５３の他端には、並列腕共振子１５４の一端が接続されている。直列腕共振子１０４と１０５との接続経路には、並列腕共振子１５５の一端が接続されている。並列腕共振子１５５の他端には、並列腕共振子１５６の一端が接続されている。直列腕共振子１０６と１０７との接続経路には、並列腕共振子１５７の一端が接続されている。並列腕共振子１５７の他端には、並列腕共振子１５８の一端が接続されている。並列腕共振子１５４、１５６および１５８の他端は共通接続されており、その接続点には、インダクタンス素子１６２の一端が接続されている。インダクタンス素子１６２の他端は、基準端子に接続されている。
　また、直列腕共振子１０４および１０５の接続経路と、直列腕共振子１０６および１０７の接続経路との間には、キャパシタンス素子１７１が接続されている。
　受信側フィルタ２１は、共通接続端子３０から入力された受信波を受信入力端子２０ｂから入力し、当該受信波をＢａｎｄ２の受信通過帯域（１９３０－１９９０ＭＨｚ：第２の通過帯域）でフィルタリングして受信出力端子２０ａへ出力する非平衡入力－非平衡出力型の帯域通過フィルタである。共通接続端子３０と受信入力端子２０ｂとの間には、遅延線２４が直列に接続されている。
　図１に示すように、受信側フィルタ２１は、受信出力端子２０ａと受信入力端子２０ｂとの間に、直列腕共振子２０１～２０６と、並列腕共振子２５１～２５４と、インダクタンス素子２６１とを備える。受信側フィルタ２１は、ラダー型のバンドパスフィルタを構成している。
　具体的には、直列腕共振子２０１～２０６は、受信出力端子２０ａと受信入力端子２０ｂとの間に互いに直列に接続されている。
　遅延線２４と直列腕共振子２０１との接続経路には、並列腕共振子２５１の一端が接続されている。並列腕共振子２５１の他端には、インダクタンス素子２６１の一端が接続されている。インダクタンス素子２６１の他端は基準端子に接続されている。
　また、直列腕共振子２０２と２０３との接続経路には、並列腕共振子２５２の一端が接続されている。並列腕共振子２５２の他端は、基準端子に接続されている。直列腕共振子２０４と２０５との接続経路には、並列腕共振子２５３の一端が接続されている。直列腕共振子２０６と受信出力端子２０ａとの接続経路には、並列腕共振子２５４の一端が接続されている。並列腕共振子２５３および２５４の他端は共通接続され、基準端子に接続されている。
　遅延線２４は、送信側フィルタ１１と受信側フィルタ２１の位相を整合するための整合回路の一種である。遅延線２４は、例えば実装基板６０（図３参照）内に配線パターンで形成されている。なお、遅延線には直列インダクタが含まれる。例えば、遅延線２４は、インダクタンス素子１６１、１６２、２６１等と異なり、実装基板６０を構成する一層の基板上に渦巻き状の配線パターンで形成されている。また、遅延線２４をフィルタに接続した場合、接続対象のフィルタのインピーダンスは、スミスチャートにおいて５０Ωを中心に時計回りに移動する。なお、遅延線２４の構成については後に詳述する。遅延線２４が受信側フィルタ２１の受信入力端子２０ｂに接続されることにより、受信側フィルタ２１の通過帯域外の帯域を通過帯域とする送信側フィルタ１１のインピーダンスは、誘導性側に変化する。
　なお、遅延線２４は、受信入力端子２０ｂと共通接続端子３０との間に限らず、送信出力端子１０ｂと共通接続端子３０との間に直列に接続されていてもよい。
　［２．弾性表面波共振子の構造］
　ここで、送信側フィルタ１１および受信側フィルタ２１を構成する弾性表面波共振子の構造について説明する。
　図２は、本実施の形態に係る弾性表面波フィルタの共振子を模式的に表す概略図であり、（ａ）は平面図、（ｂ）および（ｃ）は（ａ）に示した一点鎖線における断面図である。図２には、送信側フィルタ１１および受信側フィルタ２１を構成する複数の共振子のうち、送信側フィルタ１１の直列腕共振子１００の構造を表す平面摸式図および断面模式図が例示されている。なお、図２に示された直列腕共振子１００は、上記複数の共振子の典型的な構造を説明するためのものであって、電極を構成する電極指の本数や長さなどは、これに限定されない。
　直列腕共振子１００は、圧電基板５と、櫛形形状を有するＩＤＴ（ＩｎｔｅｒＤｉｇｉｔａｌ　Ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ）電極１０１ａおよび１０１ｂとで構成されている。
　図２の（ａ）に示すように、圧電基板５の上には、互いに対向する一対のＩＤＴ電極１０１ａおよび１０１ｂが形成されている。ＩＤＴ電極１０１ａは、互いに平行な複数の電極指１１０ａと、複数の電極指１１０ａを接続するバスバー電極１１１ａとで構成されている。また、ＩＤＴ電極１０１ｂは、互いに平行な複数の電極指１１０ｂと、複数の電極指１１０ｂを接続するバスバー電極１１１ｂとで構成されている。複数の電極指１１０ａおよび１１０ｂは、Ｘ軸方向と直交する方向に沿って形成されている。
　また、複数の電極指１１０ａおよび１１０ｂ、ならびに、バスバー電極１１１ａおよび１１１ｂで構成されるＩＤＴ電極５４は、図２の（ｂ）に示すように、密着層５４１と主電極層５４２との積層構造となっている。
　密着層５４１は、圧電基板５と主電極層５４２との密着性を向上させるための層であり、材料として、例えば、Ｔｉが用いられる。密着層５４１の膜厚は、例えば、１２ｎｍである。
　主電極層５４２は、材料として、例えば、Ｃｕを１％含有したＡｌが用いられる。主電極層５４２の膜厚は、例えば１６２ｎｍである。
　保護層５５は、ＩＤＴ電極１０１ａおよび１０１ｂを覆うように形成されている。保護層５５は、主電極層５４２を外部環境から保護する、周波数温度特性を調整する、および、耐湿性を高めるなどを目的とする層であり、例えば、二酸化ケイ素を主成分とする膜である。保護層５５の厚さは、例えば２５ｎｍである。
　なお、密着層５４１、主電極層５４２および保護層５５を構成する材料は、上述した材料に限定されない。さらに、ＩＤＴ電極５４は、上記積層構造でなくてもよい。ＩＤＴ電極５４は、例えば、Ｔｉ、Ａｌ、Ｃｕ、Ｐｔ、Ａｕ、Ａｇ、Ｐｄなどの金属又は合金から構成されてもよく、また、上記の金属又は合金から構成される複数の積層体から構成されてもよい。また、保護層５５は、形成されていなくてもよい。
　次に、圧電基板５の積層構造について説明する。
　図２の（ｃ）に示すように、圧電基板５は、高音速支持基板５１と、低音速膜５２と、圧電膜５３とを備え、高音速支持基板５１、低音速膜５２および圧電膜５３がこの順で積層された構造を有している。
　圧電膜５３は、例えば５０°ＹカットＸ伝搬ＬｉＴａＯ３圧電単結晶または圧電セラミックス（Ｘ軸を中心軸としてＹ軸から５０°回転した軸を法線とする面で切断したタンタル酸リチウム単結晶、またはセラミックスであって、Ｘ軸方向に弾性表面波が伝搬する単結晶またはセラミックス）からなる。圧電膜５３は、例えば、厚みが６００ｎｍである。
　高音速支持基板５１は、低音速膜５２、圧電膜５３ならびにＩＤＴ電極５４を支持する基板である。高音速支持基板５１は、さらに、圧電膜５３を伝搬する表面波や境界波の弾性波よりも、高音速支持基板５１中のバルク波の音速が高速となる基板であり、弾性表面波を圧電膜５３および低音速膜５２が積層されている部分に閉じ込め、高音速支持基板５１より下方に漏れないように機能する。高音速支持基板５１は、例えば、シリコン基板であり、厚みは、例えば２００μｍである。
　低音速膜５２は、圧電膜５３を伝搬するバルク波よりも、低音速膜５２中のバルク波の音速が低速となる膜であり、圧電膜５３と高音速支持基板５１との間に配置される。この構造と、弾性波が本質的に低音速な媒質にエネルギーが集中するという性質とにより、弾性表面波エネルギーのＩＤＴ電極外への漏れが抑制される。低音速膜５２は、例えば、二酸化ケイ素を主成分とする膜であり、厚みは、例えば６７０ｎｍである。
　圧電基板５の上記積層構造によれば、圧電基板を単層で使用している従来の構造と比較して、共振周波数および反共振周波数におけるＱ値を大幅に高めることが可能となる。すなわち、Ｑ値が高い弾性表面波共振子を構成し得るので、当該弾性表面波共振子を用いて、挿入損失が小さいフィルタを構成することが可能となる。
　また、複数の弾性表面波フィルタ間でのインピーダンス整合をとるため、インダクタンス素子やキャパシタンス素子などの回路素子が付加される。これにより、直列腕共振子１００のＱ値が等価的に小さくなる場合が想定される。しかしながら、このような場合であっても、圧電基板５の上記積層構造によれば、直列腕共振子１００のＱ値を高い値に維持できる。よって、帯域内の低損失性を有する弾性表面波フィルタを形成することが可能となる。
　なお、高音速支持基板５１は、支持基板と、圧電膜５３を伝搬する表面波や境界波の弾性波よりも、伝搬するバルク波の音速が高速となる高音速膜とが積層された構造を有していてもよい。この場合、支持基板は、リチウムタンタレート、リチウムニオベイト、水晶等の圧電体、サファイア、アルミナ、マグネシア、窒化ケイ素、窒化アルミニウム、炭化ケイ素、ジルコニア、コージライト、ムライト、ステアタイト、フォルステライト等の各種セラミック、ガラス等の誘電体またはシリコン、窒化ガリウム等の半導体及び樹脂基板等を用いることができる。また、高音速膜は、窒化アルミニウム、酸化アルミニウム、炭化ケイ素、窒化ケイ素、酸窒化ケイ素、ＤＬＣ膜またはダイヤモンド、上記材料を主成分とする媒質、上記材料の混合物を主成分とする媒質等、様々な高音速材料を用いることができる。
　なお、図２の（ａ）および（ｂ）において、λはＩＤＴ電極１０１ａおよび１０１ｂを構成する複数の電極指１１０ａおよび１１０ｂの繰り返しピッチ、ＬはＩＤＴ電極１０１ａおよび１０１ｂの交叉幅、Ｗは電極指１１０ａおよび１１０ｂの幅、Ｓは電極指１１０ａと電極指１１０ｂとの間の幅、ｈはＩＤＴ電極１０１ａおよび１０１ｂの高さを示している。
　なお、本実施の形態に係るマルチプレクサ１が備える弾性表面波フィルタにおける共振子および回路素子の配置構成は、上記実施の形態に係る送信側フィルタ１１および受信側フィルタ２１で例示した配置構成に限定されない。上記弾性表面波フィルタにおける共振子および回路素子の配置構成は、各周波数帯域（Ｂａｎｄ）における通過特性の要求仕様により異なる。上記配置構成とは、例えば、直列腕共振子および並列腕共振子の配置数であり、また、ラダー型および縦結合型などのフィルタ構成の選択である。
　［３．マルチプレクサの構造］
　図３は、実施の形態に係るマルチプレクサの構造の一例を示す外観図である。図３に示すように、マルチプレクサ１では、送信側フィルタ１１を構成するＳＡＷチップ１１ａと受信側フィルタ２１を構成するＳＡＷチップ２１ａとは、実装基板６０の上に実装されている。
　より具体的には、ＳＡＷチップ１１ａおよび２１ａは、図３に示すように、実装基板６０の上に例えばはんだ６２により実装されている。また、ＳＡＷチップ１１ａおよび２１ａは、実装基板６０の上に、例えば熱硬化性または紫外線硬化性の樹脂により封止されていてもよい。なお、ＳＡＷチップ１１ａおよび２１ａは、図３に示す配置関係に限らず、他の配置関係となるように配置されてもよい。
　実装基板６０は、プリント基板が複数層積層された構成を有している。複数層のプリント基板のそれぞれには、配線パターンおよびビアが形成されている。実装基板６０には、遅延線２４、インダクタンス素子２６１が形成されている。
　図３に示すように、実装基板６０は、ＳＡＷチップ１１ａおよび２１ａが配置される側から順に、第１層６０ａ、第２層６０ｂ、第３層６０ｃ、第４層６０ｄおよび第５層６０ｅを含んでいる。
　図４Ａ～図４Ｆは、本実施の形態に係るマルチプレクサ１の実装基板６０の各層における平面図である。
　第１層６０ａの一方の面には、ＳＡＷチップ１１ａおよび２１ａが実装される。第１層６０ａにおいて、ＳＡＷチップ１１ａおよび２１ａが実装される面には、図４Ａに示すように、複数の電極パッド６４が形成されている。図４Ａに破線で示される位置に、ＳＡＷチップ１１ａおよび２１ａが実装される。ＳＡＷチップ１１ａおよび２１ａは、例えばはんだ６２により電極パッド６４に実装される。
　第１層６０ａのＳＡＷチップ１１ａおよび２１ａが実装される面と反対側の面には、第２層６０ｂが配置されている。図４Ｂに示すように、第２層６０ｂには配線パターン６６ａ、１６１ａ、１６２ａ、２６１ａおよびビアが設けられている。なお、第２層６０ｂには他の配線パターン等が設けられていてもよい。配線パターン６６ａは、グランドに接続される。配線パターン１６１ａ、１６２ａおよび２６１ａは、インダクタンス素子１６１、１６２および２６１の一部を構成する配線パターンである。
　第２層６０ｂの、配線パターン６６ａ、１６１ａ、１６２ａ、２６１ａが形成された面と反対側の面には、第３層６０ｃが配置されている。図４Ｃに示すように、第３層６０ｃには、配線パターン６６ｂ、１６１ｂ、１６２ｂ、２６１ｂおよびビアが設けられている。なお、第３層６０ｃには他の配線パターン等が設けられていてもよい。配線パターン６６ｂは、グランドに接続される。配線パターン１６１ｂ、１６２ｂおよび２６１ｂは、第２層６０ｂの配線パターン１６１ｂ、１６２ｂ、２６１ｂと接続され、インダクタンス素子１６１、１６２および２６１を構成する配線パターンである。
　第３層６０ｃの、配線パターン６６ｂ、１６１ｂ、１６２ｂ、２６１ｂが形成された面と反対側の面には、第４層６０ｄが配置されている。図４Ｄに示すように、第４層６０ｄには、配線パターン６６ｃ、他の配線パターンおよびビアが形成されている。配線パターン６６ｃは、グランドに接続される。
　さらに、第４層６０ｄの、配線パターン６６ｃが形成された面と反対側の面には、第５層６０ｅが配置されている。図４Ｅに示すように、第５層６０ｅには、遅延線２４、配線パターン６６ｄおよびビアが形成されている。遅延線２４は、第４層６０ｄの一層のみに渦巻き状に形成され、インダクタンス素子１６１、１６２および２６１の長さより明らかに長い配線となるように形成されている。
　また、第５層６０ｅの、遅延線２４および配線パターン６６ｄが形成された面と反対側の面には、図４Ｆに示すように、送信入力端子１０ａ、受信出力端子２０ａ、共通接続端子３０およびグランド電極６６ｅが形成されている。共通接続端子３０、送信入力端子１０ａおよび受信出力端子２０ａは、実装基板６０の端部に配置されている。また、共通接続端子３０と送信入力端子１０ａとの間、および、共通接続端子３０と受信出力端子２０ａとの間には、グランド電極６６ｅが配置されている。また、遅延線２４は、実装基板６０の積層方向に、配線パターン６６ｃと６６ｅにより囲まれた構成となっている。これにより、送信側フィルタ１１および受信側フィルタ２１とのアイソレーションを確保することができる。
　また、インダクタンス素子２６１と遅延線２４とが同一の基板内に形成されているので、共通の工程でインダクタンス素子２６１および遅延線２４を形成することができる。したがって、製造工程を簡略化することができる。
　また、インダクタンス素子１６１および１６２は、巻き方向が同一となるように形成されていてもよい。これにより、インダクタンス素子１６１および１６２には相互インダクタンスが発生するので、実装基板６０において、平面視したときのインダクタンス素子１６１および１６２それぞれの占める面積を狭小化することができる。
　なお、実装基板６０はプリント基板に限らず、セラミックで構成されたセラミックシートが複数層積層された積層セラミック、例えばＬＴＣＣ（Ｌｏｗ　Ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ　Ｃｏ－ｆｉｒｅｄ　Ｃｅｒａｍｉｃｓ）基板であってもよい。
　［４．弾性表面波フィルタの動作原理］
　ここで、本実施の形態に係るラダー型の弾性表面波フィルタの動作原理について説明する。
　例えば、図１に示された受信側フィルタ２１において、並列腕共振子２５１～２５４は、それぞれ、共振特性において共振周波数ｆｒｐおよび反共振周波数ｆａｐ（＞ｆｒｐ）を有している。また、直列腕共振子２０１～２０６は、それぞれ、共振特性において共振周波数ｆｒｓおよび反共振周波数ｆａｓ（＞ｆｒｓ＞ｆｒｐ）を有している。なお、直列腕共振子２０１～２０６の共振周波数ｆｒｓは、略一致するように設計されるが、必ずしも一致していない。また、直列腕共振子２０１～２０９の反共振周波数ｆａｓ、並列腕共振子２５１～２５４の共振周波数ｆｒｐ、および、並列腕共振子２５１～２５４の反共振周波数ｆａｐについても同様であり、必ずしも一致していない。
　ラダー型の共振子によりバンドパスフィルタを構成するにあたり、並列腕共振子２５１～２５４の反共振周波数ｆａｐと直列腕共振子２０１～２０６の共振周波数ｆｒｓとを近接させる。これにより、並列腕共振子２５１～２５４のインピーダンスが０に近づく共振周波数ｆｒｐ近傍は、低域側阻止域となる。また、これより周波数が増加すると、反共振周波数ｆａｐ近傍で並列腕共振子２５１～２５４のインピーダンスが高くなり、かつ、共振周波数ｆｒｓ近傍で直列腕共振子２０１～２０６のインピーダンスが０に近づく。これにより、反共振周波数ｆａｐ～共振周波数ｆｒｓの近傍では、共通接続端子３０から受信入力端子２０ｂへの信号経路において信号通過域となる。さらに、周波数が高くなり、反共振周波数ｆａｓ近傍になると、直列腕共振子２０１～２０６のインピーダンスが高くなり、高周波側阻止域となる。つまり、直列腕共振子２０１～２０６の反共振周波数ｆａｓを、信号通過域外のどこに設定するかにより、高周波側阻止域における減衰特性の急峻性が大きく影響する。
　受信側フィルタ２１において、共通接続端子３０から高周波信号が入力されると、共通接続端子３０と基準端子との間で電位差が生じ、これにより、圧電基板５が歪むことでＸ方向に伝搬する弾性表面波が発生する。ここで、ＩＤＴ電極のピッチに応じて励振される弾性表面波の波長λと、通過帯域の波長とを略一致させておくことにより、通過させたい周波数成分を有する高周波信号のみが受信側フィルタ２１を通過する。
　［５．マルチプレクサの高周波特性］
　以下、本実施の形態に係るマルチプレクサ１の高周波特性について、比較例に係るマルチプレクサと比較しながら説明する。
　上述したように、遅延線２４が共通接続端子３０と受信入力端子２０ｂとの間に接続されることにより、受信側フィルタ２１の通過帯域外の帯域を通過帯域とする送信側フィルタ１１のインピーダンスは、誘導性側（時計回り）に変化する。これにより、送信側フィルタ１１のインピーダンスをオープン側に調整し易くすることができる。
　一方、遅延線２４を設けることで、受信側フィルタ２１のインピーダンスの減衰極の位置が変わるので、受信側フィルタ２１の高周波通過帯域のロスは悪化することとなる。
　そこで、本実施の形態に係るマルチプレクサ１では、受信側フィルタ２１において、受信入力端子２０ｂに最も近い接続経路に並列腕共振子２５１を配置し、並列腕共振子２５１と基準端子との間にインダクタンス素子２６１を配置している。
　これに対し、比較例に係るマルチプレクサは、図１に示した本実施の形態に係るマルチプレクサ１と比較して、受信側フィルタ２１のインダクタンス素子２６１を備えていない。また、本実施の形態に係るマルチプレクサ１は、インダクタンス素子２６１を備えているため、比較例に係るマルチプレクサに設けられた遅延線よりも、長さが短い遅延線２４を有している。例えば、マルチプレクサ１における遅延線２４の長さは１０．５ｍｍ、比較例に係るマルチプレクサにおける遅延線の長さは１４．５ｍｍである。
　図５は、本実施の形態および比較例に係るマルチプレクサ１において、受信側フィルタ２１を受信入力端子２０ｂから見たインピーダンス特性を示すスミスチャートである。図５に示す範囲Ａは、マルチプレクサ１の送信側フィルタ１１の通過帯域において、受信側フィルタ２１を受信入力端子２０ｂ側から見たインピーダンスを示している。図５に示す範囲Ｂは、比較例に係るマルチプレクサの送信側フィルタの通過帯域において、受信側フィルタ２１を受信入力端子２０ｂから見たインピーダンスを示している。
　図５に示すように、マルチプレクサ１では、比較例に係るマルチプレクサと比較して、送信側フィルタ１１の通過帯域におけるインピーダンスの位相が、範囲Ｂから範囲Ａに変化している。これは、マルチプレクサ１がインダクタンス素子２６１を備えているため、インピーダンスが誘導性側に変化したためである。インピーダンスが誘導性側に変化しているため、マルチプレクサ１では、インピーダンス整合を行う際、送信側フィルタ１１の通過帯域における受信側フィルタ２１のインピーダンスをスミスチャートにおけるオープン側に調整するときに大きく移動させる必要がない。したがって、マルチプレクサ１では、インピーダンスが誘導性側に変化している分、遅延線２４の長さを短くすることができる。これにより、実装基板６０の第５層６０ｅにおいて、遅延線２４の占める面積を減少することができる。よって、マルチプレクサ１を小型化することができる。
　また、図６Ａは、本実施の形態および比較例に係る送信側フィルタ１１の通過特性を比較したグラフである。図６Ｂは、本実施の形態および比較例に係る受信側フィルタ２１の通過特性を比較したグラフである。図６Ｃは、本実施の形態および比較例に係る送信側フィルタ１１と受信側フィルタ２１とのアイソレーション特性を比較したグラフである。
　図６Ａに示すように、マルチプレクサ１において、送信出力端子１０ｂから送信側フィルタ１１を見たときの挿入損失は、比較例に係るマルチプレクサの送信側フィルタ１１の挿入損失と比較してほとんど変化していない。つまり、受信側フィルタ２１にインダクタンス素子２６１を配置しても、送信側フィルタ１１の高周波通過帯域での挿入損失にはほとんど影響しないことがわかる。
　また、図６Ｂに示すように、マルチプレクサ１において、共通接続端子３０に接続された遅延線２４の一端から遅延線２４および受信側フィルタ２１を見たときの挿入損失は、比較例に係るマルチプレクサの受信側フィルタ２１の挿入損失よりも低減していることがわかる。特に、受信側フィルタ２１の通過帯域である１９３０－１９９０ＭＨｚにおいて、挿入損失が低減している。したがって、マルチプレクサ１の受信側フィルタ２１にインダクタンス素子２６１を設けることにより、遅延線２４の長さを短くすることができ、これにより、受信側フィルタ２１の挿入損失を低減し、高周波伝送特性のよいマルチプレクサ１を実現することができる。
　また、図６Ｃに示すように、マルチプレクサ１において、共通接続端子３０から見たときの挿入損失は増加しており、マルチプレクサ１におけるアイソレーションは、比較例に係るマルチプレクサにおけるアイソレーションに比べて向上していることがわかる。マルチプレクサ１における遅延線２４の長さは、比較例に係るマルチプレクサにおける遅延線よりも短いので、遅延線２４での浮遊容量は低減する。これにより、アイソレーションが向上している。
　図７Ａは、本実施の形態および比較例に係る送信側フィルタ１１の挿入損失を、不整合損を除去して比較したグラフである。図７Ｂは、本実施の形態および比較例に係る受信側フィルタ２１の挿入損失を、不整合損を除去して比較したグラフである。
　図７Ａに示すように、送信出力端子１０ｂから送信側フィルタ１１を見たときの挿入損失について、不整合損を除去して比較した場合、除去した不整合損の分、図６Ａに示したグラフよりも、送信側フィルタ１１の挿入損失は低減している。
　また、図７Ｂに示すように、共通接続端子３０に接続された遅延線２４の一端から遅延線２４および受信側フィルタ２１を見たときの挿入損失について、不整合損を除去して比較した場合、図６Ｂに示したグラフよりも受信側フィルタ２１の挿入損失は低減していることがわかる。
　図８Ａは、本実施の形態および比較例に係る送信側フィルタ１１および受信側フィルタ２１の反射損失を比較したグラフである。図８Ｂは、本実施の形態および比較例に係る送信側フィルタ１１の反射損失を比較したグラフである。図８Ｃは、本実施の形態および比較例に係る受信側フィルタ２１の反射損失を比較したグラフである。図８Ａ～図８Ｃでは、送信側フィルタ１１および受信側フィルタ２１の定在波比を示している。定在波比は、伝送路中の進行波と反射波の合成である定在波の最大値と最小値の比である。伝送路中において反射が生じない場合には、定在波比は１となる。
　図８Ａに示すように、共通接続端子３０から送信側フィルタ１１および受信側フィルタ２１を見たとき、送信側フィルタ１１の通過帯域および受信側フィルタ２１の通過帯域の周波数において、マルチプレクサ１の定在波比は、比較例にかかるマルチプレクサの定在波比よりも小さく、１に近い値を示している。したがって、マルチプレクサ１では、比較例に係るマルチプレクサと比較して反射損失が向上していることがわかる。
　また、図８Ｂに示すように、送信出力端子１０ｂから送信側フィルタ１１を見たとき、送信側フィルタ１１の通過帯域において、送信側フィルタ１１の定在波比は、比較例にかかる送信側フィルタ１１の定在波比よりも小さく、１に近づいている。したがって、送信側フィルタ１１では、比較例に係る送信側フィルタ１１と比較して反射損失が向上していることがわかる。
　同様に、図８Ｃに示すように、共通接続端子３０に接続された遅延線２４の一端から遅延線２４および受信側フィルタ２１を見たとき、受信側フィルタ２１の通過帯域において、受信側フィルタ２１の定在波比は、比較例にかかる受信側フィルタ２１の定在波比よりも小さく、１に近い値を示している。したがって、受信側フィルタ２１では、比較例に係る受信側フィルタ２１と比較して反射損失が向上していることがわかる。
　図９Ａは、本実施の形態および比較例に係る送信側フィルタの挿入損失を比較したグラフである。図９Ｂは、図９Ａの周波数範囲を狭小にして示したグラフである。図９Ｃは、本実施の形態および比較例に係る受信側フィルタの挿入損失を比較したグラフである。図９Ｄは、本実施の形態および比較例に係る送信側フィルタのアイソレーション特性を比較したグラフである。図９Ａ～図９Ｄでは、図６Ａ～図６Ｃに示した挿入損失よりも、周波数範囲を拡大している。
　図９Ａでは、０～８０００ＭＨｚの周波数範囲の、送信側フィルタ１１の挿入損失を示している。図９Ａに矢印で示すように、本実施の形態に係る送信側フィルタ１１は、比較例に係る送信側フィルタ１１の挿入損失と比較して、４７００ＭＨｚ程度の周波数に現れていた減衰極が、７１００ＭＨｚ程度の高周波数側にシフトしている。また、比較例に係る送信側フィルタ１１において１０００ＭＨｚ程度の周波数に現れていた減衰極も、本実施の形態に係る送信側フィルタ１１では、高周波数側にシフトしている。これは、共通接続端子３０と受信入力端子２０ｂとの間に遅延線２４が設けられたためである。
　遅延線２４を設けることにより、図９Ｂに示すように、送信側フィルタ１１の周波数帯域の両側に現れる減衰極は高周波側にシフトする。これにより、送信側フィルタ１１の通過帯域の境界付近において挿入損失を向上し、帯域の急峻性を向上することができる。
　また、図９Ｃでは、０～８０００ＭＨｚの周波数範囲の、受信側フィルタ２１の挿入損失を示している。図９Ｃに示すように、本実施の形態に係る受信側フィルタ２１の挿入損失についても、比較例に係る受信側フィルタ２１では４７００ＭＨｚ程度の周波数に現れていた減衰極が、７１００ＭＨｚ程度の高周波数側にシフトしている。これにより、送信側フィルタ１１の通過帯域の境界付近において挿入損失を向上し、帯域の急峻性を向上することができる。
　また、図９Ｄでは、０～８０００ＭＨｚの周波数範囲の、マルチプレクサ１のアイソレーション特性を示している。マルチプレクサ１における遅延線２４の長さは、比較例に係るマルチプレクサにおける遅延線よりも短いので、遅延線２４での浮遊容量は低減する。したがって、図９Ｄに示すように、マルチプレクサ１におけるアイソレーションは、比較例に係るマルチプレクサにおけるアイソレーションに比べて向上することがわかる。
　図１０Ａは、比較例に係るマルチプレクサの、共通接続端子から見た複素インピーダンスの範囲を表すスミスチャートである。図１０Ｂは、本実施の形態に係るマルチプレクサ１の、共通接続端子３０側から見たインピーダンスの範囲を表すスミスチャートである。
　図１０Ａに示すように、比較例に係るマルチプレクサでは、図５に示した遅延線２４を有しないマルチプレクサと比較して、スミスチャートにおけるインピーダンスが誘導性側（時計回り）に変化している。これは、比較例に係るマルチプレクサは、インダクタンス素子２６１を有していないため遅延線２４の長さを長く設けるため、インダクタ成分が増加したためであるといえる。
　また、図１０Ｂに示すように、マルチプレクサ１では、図５に示した遅延線２４を有しないマルチプレクサと比較して、スミスチャートにおけるインピーダンスが誘導性側（時計回り）に変化しているが、図９Ａに示した比較例に係るマルチプレクサほど誘導性側に変化していない。これは、マルチプレクサ１は遅延線２４およびインダクタンス素子２６１を有するので、遅延線２４の長さを、比較例に係るマルチプレクサにおける遅延線２４の長さよりも短くしたため、誘導性側への移動量が減少したためである。この場合であっても、マルチプレクサ１ではインピーダンスは誘導性側に変化しているため、遅延線を有しないマルチプレクサと比較して、インピーダンス整合を容易に行うことができる。
　また、図１０Ａおよび図１０Ｂに示すスミスチャートでは、それぞれ矢印で示すように、オープン側に、送信側フィルタ１１の通過帯域に現れる遅延線２４の減衰極が現れている。ここで、図１０Ａでは、減衰極の周波数（極位置）は４７８０ＭＨｚであり、図１０Ｂでは、極位置の周波数は７０００ＭＨｚである。つまり、図９Ａに示したのと同様、マルチプレクサ１における減衰極は、比較例に係るマルチプレクサにおける減衰極よりも高周波数側にシフトしていることがわかる。
　［６．まとめ］
　以上、実施の形態に係るマルチプレクサ１は、インダクタンス素子２６１を備えているため、インピーダンスが誘導性側（時計回り）に変化している。インピーダンスが誘導性側に変化しているため、マルチプレクサ１では、インピーダンス整合を行う際、送信側フィルタ１１の通過帯域における受信側フィルタ２１のインピーダンスをスミスチャートにおけるオープン側に調整するときに大きく移動させる必要がない。したがって、マルチプレクサ１では、インピーダンスが誘導性側に変化している分、遅延線２４の長さを短くすることができる。これにより、実装基板６０の第５層６０ｅにおいて、遅延線２４の占める面積を減少することができる。よって、マルチプレクサ１を小型化することができる。
　また、遅延線２４の長さを短くすることができるので、遅延線２４が有する直列抵抗および浮遊容量を低減することができる。これにより、受信側フィルタ２１の通過帯域内の挿入損失を低減することができる。また、遅延線２４が接続されていない送信側フィルタ１１の減衰極を高周波数側に移動し、送信側フィルタ１１の挿入損失を向上することができる。
　なお、上述した実施の形態では、受信側フィルタ２１の高周波通過帯域を、送信側フィルタ１１の高周波通過帯域よりも高い周波数としている。つまり、マルチプレクサ１に配置された送信側フィルタ１１および受信側フィルタ２１のうち、高周波通過帯域の高い受信側フィルタ２１に遅延線２４を接続し、インダクタンス素子２６１を設けている。これにより、送信側フィルタ１１の減衰極を高周波数側に移動し、送信側フィルタ１１および受信側フィルタ２１の両方の挿入損失を向上することができる。
　（その他の変形例など）
　以上、本発明の実施の形態に係るマルチプレクサついて、デュプレクサの実施の形態を挙げて説明したが、本発明は、上記実施の形態には限定されない。例えば、上記実施の形態に次のような変形を施した態様も、本発明に含まれ得る。
　例えば、インダクタンス素子１６１および１６２は、上述したように高周波基板の導体パターンにより形成されたものであってもよいし、チップインダクタであってもよい。
　また、本発明に係るマルチプレクサは、実施の形態に示したような、Ｂａｎｄ２の送信側フィルタおよび受信側フィルタを備えるデュプレクサに限らない。例えば、送信帯域および受信帯域を有するＢａｎｄ２５およびＢａｎｄ６６を組み合わせたシステム構成に適用される、４つの周波数帯域を有するクワッドプレクサであってもよい。また、Ｂａｎｄ２５、Ｂａｎｄ６６およびＢａｎｄ３０を組み合わせたシステム構成に適用される、６つの周波数帯域を有するヘキサプレクサであってもよい。この場合、例えば、Ｂａｎｄ２５の受信側フィルタに、遅延線およびインダクタンス素子２６１が接続される構成としてもよい。
　さらに、本発明に係るマルチプレクサは、送受信を行うデュプレクサを複数有する構成でなくてもよい。例えば、複数の送信周波数帯域を有する送信装置として適用できる。つまり、互いに異なる搬送周波数帯域を有する複数の高周波信号を入力し、当該複数の高周波信号をフィルタリングして共通のアンテナ素子から無線送信させる送信装置であって、共通接続端子と、共通接続端子にそれぞれ接続され、互いに異なる通過帯域を有する複数の送信用弾性波フィルタと、複数の送信用弾性波フィルタのうちの一の送信用弾性波フィルタと共通接続端子との間に接続された遅延線とを備えていてもよい。ここで、複数の送信用弾性波フィルタのそれぞれは、入力端子と出力端子との間に接続された直列腕共振子、および、入力端子と出力端子とを接続する接続経路と基準端子との間に接続された並列腕共振子の少なくともいずれかを有している。また、一の送信用弾性波フィルタは、共通接続端子に最も近い位置に並列腕共振子を有している。また、共通接続端子に最も近い位置に配置された並列腕共振子と基準端子との間には、インダクタンス素子が接続されている。
　さらに、本発明に係るマルチプレクサは、例えば、複数の受信周波数帯域を有する受信装置として適用できる。つまり、互いに異なる搬送周波数帯域を有する複数の高周波信号を、アンテナ素子を介して入力し、当該複数の高周波信号を分波して受信回路へ出力する受信装置であって、共通接続端子と、共通接続端子にそれぞれ接続され、互いに異なる通過帯域を有する複数の受信用弾性波フィルタと、複数の受信用弾性波フィルタのうちの一の受信用弾性波フィルタと共通接続端子との間に接続された遅延線とを備えていてもよい。ここで、複数の受信用弾性波フィルタのそれぞれは、入力端子と出力端子との間に接続された直列腕共振子、および、入力端子と出力端子とを接続する接続経路と基準端子との間に接続された並列腕共振子の少なくともいずれかを有している。また、一の受信用弾性波フィルタは、共通接続端子に最も近い位置に並列腕共振子を有している。また、共通接続端子に最も近い位置に配置された並列腕共振子と基準端子との間には、インダクタンス素子が接続されている。
　上記のような構成を有する送信装置または受信装置であっても、本実施の形態に係るマルチプレクサ１と同様の効果が奏される。
　また、上記実施の形態では、マルチプレクサ、クワッドプレクサ、送信装置および受信装置を構成する送信側フィルタおよび受信側フィルタとして、ＩＤＴ電極を有する弾性表面波フィルタを例示した。しかしながら、本発明に係るマルチプレクサ、クワッドプレクサ、送信装置および受信装置を構成する各フィルタは、直列腕共振子および並列腕共振子で構成される弾性境界波やＢＡＷ（Ｂｕｌｋ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）を用いた弾性波フィルタであってもよい。これによっても、上記実施の形態に係るマルチプレクサ、クワッドプレクサ、送信装置および受信装置が有する効果と同様の効果が奏される。
　また、上記実施の形態に係るマルチプレクサ１では、受信側フィルタ２１に遅延線２４が接続された構成を例示したが、送信側フィルタ１１に遅延線２４が接続された構成も本発明に含まれる。つまり、本発明に係るマルチプレクサは、互いに異なる通過帯域を有する複数の弾性波フィルタと、アンテナ素子との接続経路に遅延線が接続される構成としてもよい。これによっても、対応すべきバンド数およびモード数が増加しても、通過帯域内の挿入損失を低減し、かつ、小型化を実現することができるマルチプレクサを提供することが可能となる。
　本発明は、マルチバンド化およびマルチモード化された周波数規格に適用できる低損失のマルチプレクサ、送信装置、および受信装置として、携帯電話などの通信機器に広く利用できる。
　１　　マルチプレクサ
　２　　アンテナ素子
　５　　圧電基板
　１０ａ　　送信入力端子
　１０ｂ　　送信出力端子
　１１　　送信側フィルタ
　２０ａ　　受信出力端子
　２０ｂ　受信入力端子
　２１　　受信側フィルタ
　２４　　遅延線
　３０　　共通接続端子
　５１　　高音速支持基板
　５２　　低音速膜
　５３　　圧電膜
　５４、１０１ａ、１０１ｂ　　ＩＤＴ電極
　５５　　保護層
　６０　　実装基板
　６０ａ　　第１層（実装基板）
　６０ｂ　　第２層（実装基板）
　６０ｃ　　第３層（実装基板）
　６０ｄ　　第４層（実装基板）
　６０ｅ　　第５層（実装基板）
　６２　　はんだ
　６４　　電極パッド
　６６ａ、６６ｂ、６６ｃ、６６ｄ、６６ｅ、１６１ａ、１６２ａ、２６１ａ、１６１ｂ、１６２ｂ、２６１ｂ　　配線パターン
　１００、１０１、１０２、１０３、１０４、１０５、１０６、１０７、１０８、１０９、２０１、２０２、２０３、２０４、２０５、２０６　　直列腕共振子
　１１０ａ、１１０ｂ　　電極指
　１１１ａ、１１１ｂ　　バスバー電極
　１５１、１５２、１５３、１５４、１５５、１５６、１５７、１５８、２５１、２５２、２５３、２５４　　並列腕共振子
　１６１、１６２、２６１　　インダクタンス素子
　５４１　　密着層
　５４２　　主電極層

Claims (6)

  1. 　アンテナ素子を介して複数の高周波信号を送受信するマルチプレクサであって、
    　共通接続端子と、
    　前記共通接続端子にそれぞれ接続され、互いに異なる通過帯域を有する複数の弾性波フィルタと、
    　前記複数の弾性波フィルタのうちの一の弾性波フィルタと前記共通接続端子との間に接続された遅延線とを備え、
    　前記複数の弾性波フィルタのそれぞれは、入力端子と出力端子との間に接続された直列腕共振子、および、前記入力端子と前記出力端子とを接続する接続経路と基準端子との間に接続された並列腕共振子の少なくともいずれかを有し、
    　前記一の弾性波フィルタは、前記共通接続端子に最も近い位置に前記並列腕共振子を有し、
    　前記共通接続端子に最も近い位置に配置された前記並列腕共振子と基準端子との間には、インダクタンス素子が接続されている、
    　マルチプレクサ。
  2. 　前記一の弾性波フィルタの高周波通過帯域は、前記一の弾性波フィルタ以外の他の少なくとも一の弾性波フィルタの高周波通過帯域よりも高い、
    　請求項１に記載のマルチプレクサ。
  3. 　前記遅延線は、前記複数の弾性波フィルタが搭載される基板に内蔵されている、
    　請求項１または２に記載のマルチプレクサ。
  4. 　前記インダクタンス素子は、前記遅延線が内蔵された前記基板に内蔵されている、
    　請求項３に記載のマルチプレクサ。
  5. 　互いに異なる搬送周波数帯域を有する複数の高周波信号を入力し、当該複数の高周波信号をフィルタリングして共通のアンテナ素子から無線送信させる送信装置であって、
    　共通接続端子と、
    　前記共通接続端子にそれぞれ接続され、互いに異なる通過帯域を有する複数の送信用弾性波フィルタと、
    　前記複数の送信用弾性波フィルタのうちの一の送信用弾性波フィルタと前記共通接続端子との間に接続された遅延線とを備え、
    　前記複数の送信用弾性波フィルタのそれぞれは、入力端子と出力端子との間に接続された直列腕共振子、および、前記入力端子と前記出力端子とを接続する接続経路と基準端子との間に接続された並列腕共振子の少なくともいずれかを有し、
    　前記一の送信用弾性波フィルタは、前記共通接続端子に最も近い位置に前記並列腕共振子を有し、
    　前記共通接続端子に最も近い位置に配置された前記並列腕共振子と基準端子との間には、インダクタンス素子が接続されている、
    　送信装置。
  6. 　互いに異なる搬送周波数帯域を有する複数の高周波信号を、アンテナ素子を介して入力し、当該複数の高周波信号を分波して受信回路へ出力する受信装置であって、
    　共通接続端子と、
    　前記共通接続端子にそれぞれ接続され、互いに異なる通過帯域を有する複数の受信用弾性波フィルタと、
    　前記複数の受信用弾性波フィルタのうちの一の受信用弾性波フィルタと前記共通接続端子との間に接続された遅延線とを備え、
    　前記複数の受信用弾性波フィルタのそれぞれは、入力端子と出力端子との間に接続された直列腕共振子、および、前記入力端子と前記出力端子とを接続する接続経路と基準端子との間に接続された並列腕共振子の少なくともいずれかを有し、
    　前記一の受信用弾性波フィルタは、前記共通接続端子に最も近い位置に前記並列腕共振子を有し、
    　前記共通接続端子に最も近い位置に配置された前記並列腕共振子と基準端子との間には、インダクタンス素子が接続されている、
    　受信装置。
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