WO2014167755A1 - デュプレクサ - Google Patents

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WO2014167755A1
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Inventor
大内　峰文
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株式会社村田製作所
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/70—Multiple-port networks for connecting several sources or loads, working on different frequencies or frequency bands, to a common load or source
    • H03H9/72—Networks using surface acoustic waves
    • H03H9/725—Duplexers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/46—Filters
    • H03H9/64—Filters using surface acoustic waves
    • H03H9/6423—Means for obtaining a particular transfer characteristic
    • H03H9/6433—Coupled resonator filters
    • H03H9/6483—Ladder SAW filters

Definitions

  • the present invention relates to a duplexer having first and second bandpass filters having different passbands. More specifically, the present invention relates to a duplexer in which the first band-pass filter is a ladder type filter having a plurality of elastic wave resonators.
  • Patent Document 1 discloses a duplexer having a transmission filter and a reception filter having a ladder circuit configuration. These ladder filters are configured using a plurality of acoustic wave resonators.
  • a transmission filter is configured by a ladder type filter having a plurality of elastic wave resonators, and a reception filter is configured by a longitudinally coupled resonator type filter.
  • the ratio band of the transmission frequency band and the reception frequency band in the UMTS communication standard that is, the bandwidth / center frequency is 2 to 4%.
  • the bandwidth of the transmission band and the bandwidth of the reception band are the same. Therefore, a transmission filter and a reception filter can be easily configured on one piezoelectric substrate by elastic wave filters, respectively.
  • An object of the present invention is a duplexer having a first band-pass filter and a second band-pass filter having a pass band different from that of the first band-pass filter, and can easily adjust the bandwidth of the first band-pass filter. It is to provide a duplexer.
  • Another object of the present invention is to provide a duplexer capable of easily narrowing the bandwidth of the first bandpass filter.
  • the present invention includes a first band-pass filter having a first pass band and a second band-pass filter having a second pass band in which the pass band is located on the higher frequency side than the first pass band.
  • a duplexer in which one end of the first band-pass filter and one end of the second band-pass filter are commonly connected at a common connection point.
  • the first band-pass filter is a ladder type filter having a series arm resonator and a plurality of parallel arm resonators, and the series arm resonator and the parallel arm resonator are elastic waves.
  • a resonance frequency of the at least one parallel arm resonator is located on a lower frequency side than the first passband.
  • At least one of the parallel arm resonators whose resonance frequency is located outside the pass band is provided on the parallel arm closest to the common connection point.
  • the first band-pass filter is a ladder type filter having a series arm resonator provided in a series arm and a parallel arm resonator provided in a parallel arm.
  • the series arm resonator and the parallel arm resonator are elastic wave resonators.
  • a capacitor connected between the series arm and the ground potential is further provided, whereby a parallel arm having the capacitor is configured without a parallel arm resonator.
  • the parallel arm having the capacitor is provided closer to the common connection point than the parallel arm provided with the parallel arm resonator closest to the common connection point. It has been.
  • the first band filter and the second band filter are configured on one piezoelectric substrate.
  • the elastic wave resonator constituting the first band-pass filter has an IDT electrode
  • the second band-pass filter has an IDT electrode.
  • the IDT electrode of the first band filter is equal to the film thickness of the IDT electrode of the second band filter.
  • the bandwidth of the first band filter can be easily adjusted by adjusting the frequency position of the resonance frequency of at least one parallel arm resonator or the capacitance of the capacitor. Therefore, even when the first band-pass filter and the second band-pass filter are configured using electrodes having the same film thickness on one piezoelectric substrate, the bandwidth of the first band-pass filter is set to the second band-pass filter. It is possible to easily make it different from the bandwidth of the bandpass filter.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a duplexer according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating filter characteristics of the transmission filter and the reception filter of the duplexer according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating resonance characteristics of the series arm resonator and the parallel arm resonator used in the transmission filter of the duplexer according to the first embodiment.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating the filter characteristics of the transmission filter when the resonance frequency of the third parallel arm resonator P3 is 830 MHz.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating the filter characteristics of the transmission filter when the resonance frequency of the third parallel arm resonator P3 is 862 MHz.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a duplexer according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating filter characteristics of the transmission filter and the reception filter of the duplexer according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating resonance characteristics of the series arm
  • FIG. 6 is a diagram showing the filter characteristics of the transmission filter when the resonance frequency of the third parallel arm resonator P3 is 846 MHz.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating filter characteristics of a transmission filter of a comparative example in which the resonance frequency of the third parallel arm resonator P3 is equal to that of the first and second parallel arm resonators P1 and P2.
  • FIG. 8 is a diagram showing the relationship between the wavelength ratio ⁇ i / ⁇ r of the third parallel arm resonator P3, the peak in the filter characteristics of the transmission filter, and the attenuation at 820 to 890 MHz in the first embodiment.
  • FIG. 9 is a circuit diagram of a duplexer according to the second embodiment.
  • FIG. 9 is a circuit diagram of a duplexer according to the second embodiment.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating filter characteristics of the transmission filter in the duplexers of the second embodiment and the second comparative example.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating the filter characteristics of the transmission filter when the capacitance of the capacitor Cp is 2 pF in the second embodiment.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating the filter characteristics of the transmission filter when the capacitance of the capacitor Cp is 2.5 pF in the second embodiment.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating the filter characteristics of the transmission filter when the capacitance of the capacitor Cp is 3 pF in the second embodiment.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating the filter characteristics of the transmission filter when the capacitance of the capacitor Cp is 3.5 pF in the second embodiment.
  • FIG. 15 is a diagram illustrating the filter characteristics of the transmission filter when the capacitance of the capacitor Cp is 4 pF in the second embodiment.
  • FIG. 16 is a schematic front view of the duplexer according to the first embodiment.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a duplexer according to the first embodiment of the present invention.
  • the duplexer 1 has an antenna terminal 2 connected to the antenna ANT.
  • a first band filter 11 is connected between the antenna terminal 2 and the transmission terminal 3.
  • the first band filter 11 is a transmission filter.
  • the first band-pass filter 11 includes a plurality of series arm resonators S1 to S6 and a plurality of parallel arm resonators P1 to P3.
  • the first parallel arm resonator P1 is provided in one parallel arm.
  • the parallel arm means a line connecting the series arm and the ground potential.
  • the second and third parallel arm resonators P2 and P3 have their respective ground potential side ends connected in common and connected to the ground potential.
  • a second band filter 21 as a reception filter is connected between the antenna terminal 2 and the pair of balanced terminals 4 and 5.
  • the above-described pass band of the first band filter 11 is defined as a first pass band
  • the pass band of the second band filter 21 is defined as a second pass band.
  • the second pass band is located on the higher frequency side than the first pass band.
  • the antenna terminal 2 is a common connection point where the first band filter 11 and the second band filter 21 are commonly connected.
  • the second band-pass filter 21 has a 1-port type acoustic wave resonator 22 connected to the antenna terminal 2 and 3IDT type longitudinally coupled resonator type acoustic wave filter units 23 and 24.
  • Each of the longitudinally coupled resonator type acoustic wave filter units 23 and 24 includes a 3IDT type longitudinally coupled resonator type acoustic wave filter.
  • FIG. 1 a portion where the IDT is provided is schematically illustrated by a rectangular block. Further, the position where the reflector is provided is schematically indicated by a symbol surrounded by a rectangular frame.
  • the central IDT is divided into two parts in the acoustic wave propagation direction. That is, it has the 1st and 2nd division
  • the second band filter 21 is a band filter having a balance-unbalance conversion function having an unbalanced input-balanced output.
  • the feature of this embodiment is that the resonance frequency of the third parallel arm resonator P3 is located outside the first passband, that is, the transmission band, and the first and second parallel arm resonators P1 and P2 are in series. This is because the first passband is formed together with the arm resonators S1 to S6. As a result, the band is narrowed. This will be described in more detail.
  • the duplexer 1 is a duplexer for Band 8 of UMTS.
  • Band 8 defines a transmission frequency range of 880 to 915 MHz and a reception frequency range of 925 to 960 MHz. But about the transmission frequency, the transmission frequency range which a communication provider actually uses should just be guaranteed. Therefore, it is only necessary to secure only a part of the band actually used within the range of 880 to 915 MHz, that is, the bandwidth of 35 MHz.
  • the second band filter 21 is usually also used as a GSM reception filter. Therefore, characteristics must be ensured with a bandwidth of 925 to 960 MHz, that is, 35 MHz. Therefore, in order to answer the above request, the first band filter 11 needs a narrow band filter characteristic, and the second band filter 21 needs a wide band filter characteristic.
  • the resonance frequency of the third parallel arm resonator P3 is located on the lower frequency side than the first passband.
  • the remaining parallel arm resonators P1 and P2, excluding the parallel arm resonator P3, and the series arm resonators S1 to S6 constitute a first passband.
  • FIG. 2 is a diagram showing filter characteristics of the first band filter 11 and the second band filter 21 of the above embodiment.
  • the solid line indicates the filter characteristic of the first band-pass filter 11
  • the broken line indicates the filter characteristic of the second band-pass filter 21.
  • the first band filter 11 is narrower than the second band filter 21.
  • the reason why such a narrow band is achieved is that, as described above, the resonance frequency of the third parallel arm resonator P3 is shifted to the lower frequency side than the first pass band, that is, the transmission band.
  • Table 1 below shows the specifications of the series arm resonators S1 to S6 and the parallel arm resonators P1 to P3 in the first bandpass filter 11.
  • the duplexer 1 is configured as a one-chip component.
  • FIG. 3 shows the impedance characteristics of the series arm resonators S1 to S6 and the parallel arm resonators P1 to P3 and the filter characteristic A of the first band filter 11 in an overlapping manner.
  • the resonance frequency of the third parallel arm resonator P3 is in the vicinity of 830 MHz, and is located on the lower frequency side than 905 to 915 MHz, which is the pass band of the first bandpass filter 11.
  • FIG. 3 shows that the pass band is constituted by the resonance frequencies of the remaining parallel arm resonators P1 and P2 and the anti-resonance frequencies of the series arm resonators S1 to S6.
  • FIG. 7 is a diagram showing the filter characteristics of the first bandpass filter of the comparative example.
  • the configuration is the same as that of the above embodiment except that the resonance frequency of the third parallel arm resonator P3 is set so as to constitute the passband of the first bandpass filter 11. . Therefore, as is clear from FIG. 7, the pass band is 880 to 915 MHz and the entire band 8 transmission band is secured.
  • the resonance frequency of the third parallel arm resonator P3 is shifted to the low frequency side, so that the passband is 905 to 915 MHz, that is, the bandwidth is 10 MHz. It was narrowed.
  • FIGS. 4 to 6 are the same as the first band filter 11, except that the first band filter when the resonance frequency of the third parallel arm resonator P3 is changed to 830 MHz, 862 MHz, and 846 MHz. It is a figure which shows the filter characteristic. Compared to the bandwidth shown in FIG. 7, which is a comparative example, in FIGS. 4 to 6, the bandwidth is narrowed. Also, the results of FIGS. 4, 5 and 6 show that the bandwidth and attenuation characteristics can be adjusted by adjusting the frequency position when the resonance frequency is positioned outside the pass band.
  • the bandwidths of the first band filter 11 and the second band filter 21 are made different by adjusting the position of the resonance frequency of the third parallel arm resonator P3. ing. Therefore, when forming the first band filter 11 and the second band filter 21 on one piezoelectric substrate, the film thickness of the IDT electrode of the first band filter 11 and the IDT electrode of the second band filter 21 There is no need to vary the film thickness. Therefore, the first and second band-pass filters 11 and 21 can be easily formed on one piezoelectric substrate by the same thin film forming process.
  • FIG. 8 is a diagram showing the relationship between the wavelength ratio of the third parallel arm resonator P3, the peak cross in the transmission filter, and the attenuation at 820 to 890 MHz. Peak cross means the minimum loss in the passband.
  • the wavelength ratio is a ratio of the wavelength ⁇ i of the IDT electrode to the wavelength ⁇ r of the reflector, that is, ⁇ i / ⁇ r.
  • the wavelength ratio is preferably 1.05 or more.
  • the upper limit of the wavelength ratio is not particularly limited in order to reduce the peak, but is usually 1.2 or less.
  • FIG. 9 is a circuit diagram of a duplexer according to the second embodiment of the present invention.
  • the second duplexer 31 is configured in the same manner as the duplexer 1 of the first embodiment except that a capacitor Cp is provided instead of the third parallel arm resonator P3. Therefore, the same parts are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted.
  • the broken line in FIG. 10 shows the filter characteristic of the first band filter 11 in the first embodiment, and the solid line shows the filter characteristic of the first band filter 11 in the duplexer of this embodiment.
  • the capacitance of the capacitor Cp used in place of the third parallel arm resonator P3 is 3 pF.
  • the first passband can be narrowed in the same manner as the first passband of the first embodiment. Further, it can be seen that in the attenuation region on the low frequency side, the variation in the insertion loss is smaller in the second embodiment than in the first embodiment. Therefore, the second embodiment is preferable to the first embodiment when the variation of the attenuation amount in the vicinity of 820 to 870 MHz is not preferable.
  • the narrow band and the filter characteristics including the bandwidth can be adjusted by changing the capacitance of the capacitor Cp.
  • FIGS. 11 to 15 show the filter characteristics of the first band-pass filter 11 when the capacitance of the capacitor Cp is 2 pF, 2.5 pF, 3 pF, 3.5 pF, and 4 pF, respectively. As is apparent from FIGS. 11 to 15, the peak value deteriorates as the capacitance increases, so an optimum value must be set.
  • the third parallel arm resonator P3 and the capacitor Cp are configured in the parallel arm closest to the antenna terminal 2 that is a common connection point.
  • the position of the parallel arm provided with the third parallel arm resonator and the capacitor Cp is not particularly limited. That is, when a plurality of parallel arms are provided, the third parallel arm resonator P3 and the capacitor Cp may be provided on any parallel arm.
  • the parallel arm provided with the third parallel arm resonator P3 and the parallel arm provided with the capacitor Cp need not have other parallel arm resonators.
  • the intermodulation distortion It is also effective for improving (IMD).
  • the number of the third parallel arm resonator P3 and the capacitor Cp is one, but the third parallel arm resonator P3 is provided.
  • a plurality of parallel arms provided with a plurality of parallel arms and a capacitor Cp may be provided. Further, the number of remaining parallel arm resonators is not particularly limited.
  • the first and second embodiments may be used in combination. That is, in the first band filter 11 shown in FIG. 1, the parallel arm of the second embodiment having a capacitor Cp may be added. In that case, the band can be narrowed more effectively. Further, the adjustment range of the filter characteristics can be widened. That is, the bandwidth can be narrowed and the amount of attenuation can be adjusted more greatly.
  • the one-band duplexer 1 is configured by forming the first band-pass filter 11 and the second band-pass filter 21 on one piezoelectric substrate 41.
  • the first and second band-pass filters 11 and 21 have IDT electrodes 11A and 21A, respectively. It is desirable to form an electrode structure including IDT electrodes 11A and 21A on the same piezoelectric substrate 41 by the same process. According to this embodiment, even if the film thicknesses of the IDT electrodes 11A and 21A are equal, the bandwidth of the first band filter 11 is made different from the bandwidth of the second band filter 21 as described above. be able to. Therefore, the manufacturing process can be simplified and the cost can be reduced.

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Abstract

　一方の狭帯域フィルタの帯域幅を調整することができ、狭帯域化を図り得る、デュプレクサを提供する。　第１の帯域フィルタ１１と、第１の帯域フィルタ１１よりも通過帯域が広域側に位置している第２の帯域フィルタ２１とを有し、第１の帯域フィルタ１１が、直列腕共振子Ｓ１～Ｓ６と、複数の並列腕共振子Ｐ１～Ｐ３とを有するラダー型フィルタであり、直列腕共振子Ｓ１～Ｓ６及び並列腕共振子Ｐ１～Ｐ３が弾性波共振子からなり、複数の並列腕共振子Ｐ１～Ｐ３において、少なくとも１つの並列腕共振子Ｐ３の共振周波数が、第１の帯域フィルタ１１の通過帯域外に位置しており、残りの並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２及び直列腕共振子Ｓ１～Ｓ６により第１の通過帯域が構成されている、デュプレクサ１。

Description

デュプレクサ
　本発明は、通過帯域が異なる第１及び第２の帯域フィルタを有するデュプレクサに関する。より詳細には、本発明は、第１の帯域フィルタが複数の弾性波共振子を有するラダー型フィルタからなるデュプレクサに関する。
　従来、弾性波共振子を用いて構成されたデュプレクサが種々提案されている。例えば下記の特許文献１には、ラダー型回路構成の送信フィルタ及び受信フィルタを有するデュプレクサが開示されている。これらのラダー型フィルタは、複数の弾性波共振子を用いて構成されている。
　また、特許文献２に記載のデュプレクサでは、複数の弾性波共振子を有するラダー型フィルタにより送信フィルタが構成されており、縦結合共振子型フィルタにより受信フィルタが構成されている。
ＷＯ２００４／１１２２４６ 特許第４１５８８１８号公報
　ＵＭＴＳの通信規格における送信周波数帯及び受信周波数帯の比帯域すなわち帯域幅／中心周波数は２～４％である。送信帯域の帯域幅と、受信帯域の帯域幅を同じとされている。従って、１つの圧電基板上に、それぞれ弾性波フィルタにより送信フィルタ及び受信フィルタを容易に構成することができる。
　他方、通信キャリアによっては、上記帯域幅を完全に確保する必要がないことがある。すなわち、通信キャリアが使用する周波数帯だけを帯域幅として確保すればよい場合がある。従って、例えば、送信帯域が狭帯域であり、受信帯域が広帯域であるデュプレクサが求められることがある。
　上記のように、帯域幅が異なる送信フィルタ及び受信フィルタを、ウェハレベルパッケージ化されたデュプレクサにおいて同一圧電基板上に構成することは困難であった。また、ＩＤＴ電極の膜厚を異ならせる場合には、成膜工程が少なくとも２回必要となる。従って、コストが高くつくという問題があった。
　そこで、受信フィルタと送信フィルタの帯域幅を容易に異ならせることが可能とされているデュプレクサが求められている。
　本発明の目的は、第１の帯域フィルタと、第１の帯域フィルタと通過帯域が異なる第２の帯域フィルタとを有するデュプレクサであって、第１の帯域フィルタの帯域幅を容易に調整し得るデュプレクサを提供することにある。
　本発明の他の目的は、上記第１の帯域フィルタの帯域幅を容易に狭くし得るデュプレクサを提供することにある。
　本発明は、第１の通過帯域を有する第１の帯域フィルタと、第１の通過帯域よりも通過帯域が高周波側に位置している第２の通過帯域を有する第２の帯域フィルタとを有し、第１の帯域フィルタの一端と第２の帯域フィルタの一端とが共通接続点で共通接続されているデュプレクサである。
　本願の第１の発明では、前記第１の帯域フィルタが、直列腕共振子と、複数の並列腕共振子とを有するラダー型フィルタであり、前記直列腕共振子及び並列腕共振子が弾性波共振子からなり、前記複数の並列腕共振子において、少なくとも１つの並列腕共振子の共振周波数が第１の通過帯域外に位置しており、残りの並列腕共振子及び前記直列腕共振子により第１の通過帯域が構成されている。
　第１の発明のある特定の局面では、前記少なくとも１つの並列腕共振子の共振周波数が、前記第１の通過帯域よりも低周波側に位置している。
　第１の発明の他の特定の局面では、前記共振周波数が通過帯域外に位置している少なくとも１つの前記並列腕共振子が、前記共通接続点に最も近い並列腕に設けられている。
　第２の発明に係るデュプレクサでは、前記第１の帯域フィルタが、直列腕に設けられた直列腕共振子と、並列腕に設けられた並列腕共振子とを有するラダー型フィルタである。前記直列腕共振子及び前記並列腕共振子が弾性波共振子からなる。前記直列腕とグラウンド電位との間に接続されているコンデンサがさらに備えられており、それによって、並列腕共振子を有せず、前記コンデンサを有する並列腕が構成されている。
　第２の発明に係るデュプレクサのある特定の局面では、前記コンデンサを有する並列腕が、前記共通接続点に最も近い並列腕共振子が設けられている並列腕よりも該共通接続点の近くに設けられている。
　本発明（第１，第２の発明）に係るデュプレクサのさらに他の特定の局面では、前記第１の帯域フィルタ及び前記第２の帯域フィルタが、１つの圧電基板上に構成されている。
　本発明に係るデュプレクサのさらに別の特定の局面では、前記第１の帯域フィルタを構成している前記弾性波共振子がＩＤＴ電極を有し、前記第２の帯域フィルタがＩＤＴ電極を有する弾性波フィルタからなり、前記第１の帯域フィルタのＩＤＴ電極の膜厚と、前記第２の帯域フィルタのＩＤＴ電極の膜厚とが等しい。
　本発明によれば、第１の帯域フィルタの帯域幅を、少なくとも１つの並列腕共振子の共振周波数の周波数位置あるいは上記コンデンサの静電容量を調整することにより容易に調整することができる。従って、１つの圧電基板上に、第１の帯域フィルタと第２の帯域フィルタとを同じ膜厚の電極を用いて構成した場合であっても、第１の帯域フィルタの帯域幅を、第２の帯域フィルタの帯域幅と容易に異ならせることが可能となる。
図１は、本発明の第１の実施形態に係るデュプレクサの回路図である。 図２は、第１の実施形態のデュプレクサの送信フィルタ及び受信フィルタの各フィルタ特性を示す図である。 図３は、第１の実施形態のデュプレクサの送信フィルタに用いられている直列腕共振子及び並列腕共振子の共振特性を示す図である。 図４は、第３の並列腕共振子Ｐ３の共振周波数を８３０ＭＨｚとした場合の送信フィルタのフィルタ特性を示す図である。 図５は、第３の並列腕共振子Ｐ３の共振周波数を８６２ＭＨｚとしたときの送信フィルタのフィルタ特性を示す図である。 図６は、第３の並列腕共振子Ｐ３の共振周波数を８４６ＭＨｚとしたときの送信フィルタのフィルタ特性を示す図である。 図７は、第３の並列腕共振子Ｐ３の共振周波数を第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２と等しくした比較例の送信フィルタのフィルタ特性を示す図である。 図８は、第１の実施形態において、第３の並列腕共振子Ｐ３の波長比λｉ／λｒと、送信フィルタのフィルタ特性におけるピークロスと８２０～８９０ＭＨｚにおける減衰量との関係を示す図である。 図９は、第２の実施形態に係るデュプレクサの回路図である。 図１０は、第２の実施形態及び第２の比較例のデュプレクサにおける送信フィルタのフィルタ特性を示す図である。 図１１は、第２の実施形態において、コンデンサＣｐの静電容量を２ｐＦとした場合の送信フィルタのフィルタ特性を示す図である。 図１２は、第２の実施形態において、コンデンサＣｐの静電容量を２．５ｐＦとした場合の送信フィルタのフィルタ特性を示す図である。 図１３は、第２の実施形態において、コンデンサＣｐの静電容量を３ｐＦとした場合の送信フィルタのフィルタ特性を示す図である。 図１４は、第２の実施形態において、コンデンサＣｐの静電容量を３．５ｐＦとした場合の送信フィルタのフィルタ特性を示す図である。 図１５は、第２の実施形態において、コンデンサＣｐの静電容量を４ｐＦとした場合の送信フィルタのフィルタ特性を示す図である。 図１６は、第１の実施形態のデュプレクサの略図的正面図である。
　以下、図面を参照しつつ、本発明の具体的な実施形態を説明することにより、本発明を明らかにする。
　図１は、本発明の第１の実施形態に係るデュプレクサの回路図である。
　デュプレクサ１は、アンテナＡＮＴに接続されるアンテナ端子２を有する。アンテナ端子２と、送信端子３との間に第１の帯域フィルタ１１が接続されている。第１の帯域フィルタ１１は、送信フィルタである。第１の帯域フィルタ１１は、複数の直列腕共振子Ｓ１～Ｓ６と、複数の並列腕共振子Ｐ１～Ｐ３とを有する。
　本実施形態では、第１の並列腕共振子Ｐ１が、１つの並列腕に設けられている。なお、並列腕とは、直列腕とグラウンド電位とを結ぶ線路をいうものとする。
　他方、第２及び第３の並列腕共振子Ｐ２，Ｐ３は、それぞれのグラウンド電位側端部が共通接続され、グラウンド電位に接続されている。
　アンテナ端子２と、一対の平衡端子４，５との間に受信フィルタとしての第２の帯域フィルタ２１が接続されている。前述した第１の帯域フィルタ１１の通過帯域を第１の通過帯域とし、第２の帯域フィルタ２１の通過帯域を第２の通過帯域とする。第２の通過帯域は、第１の通過帯域よりも高周波側に位置している。
　アンテナ端子２は、第１の帯域フィルタ１１及び第２の帯域フィルタ２１を共通接続している共通接続点である。
　第２の帯域フィルタ２１は、アンテナ端子２に接続されている１ポート型弾性波共振子２２と、３ＩＤＴ型の縦結合共振子型弾性波フィルタ部２３，２４とを有する。縦結合共振子型弾性波フィルタ部２３，２４は、いずれも３ＩＤＴ型の縦結合共振子型弾性波フィルタからなる。図１では、ＩＤＴが設けられている部分を矩形のブロックで略図的に示すこととする。また、反射器の設けられている位置をＸを矩形の枠で囲んだ記号で略図的に示すこととする。
　第２の縦結合共振子型弾性波フィルタ部２４は、中央のＩＤＴが弾性波伝搬方向において２分割されている。すなわち、第１及び第２の分割ＩＤＴ部を有し、第１及び第２の分割ＩＤＴ部が、それぞれ、平衡端子４，５に接続されている。第２の帯域フィルタ２１は、不平衡入力－平衡出力を有する平衡－不平衡変換機能を有する帯域フィルタである。
　本実施形態の特徴は、第３の並列腕共振子Ｐ３の共振周波数が、第１の通過帯域すなわち送信帯域外に位置しており、第１及び第２の並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２が直列腕共振子Ｓ１～Ｓ６と共に第１の通過帯域を構成していることにある。それによって、狭帯域化が図られていることにある。これをより具体的に詳述する。
　デュプレクサ１は、ＵＭＴＳのＢａｎｄ８用のデュプレクサである。Ｂａｎｄ８では、送信周波数域が８８０～９１５ＭＨｚ、受信周波数域が９２５～９６０ＭＨｚと規定されている。もっとも、送信周波数については、通信業者が実際に使用する送信周波数範囲が保障されていればよい。従って、８８０～９１５ＭＨｚの範囲の内、すなわち３５ＭＨｚの帯域幅のうち、実際に使われる一部の帯域だけが確保されればよい。
　他方、送信帯域の低域側では、ある程度の減衰量が必要である。従って、このような要求に応じるには、第１の帯域フィルタ１１の第１の通過帯域の狭帯域化を図ることが必要である。
　第２の帯域フィルタ２１は、通常、ＧＳＭ用の受信フィルタとしても用いられる。従って、９２５～９６０ＭＨｚ、すなわち３５ＭＨｚの帯域幅で特性が確保されねばならない。よって、上記要求に答えるには、第１の帯域フィルタ１１は狭帯域のフィルタ特性が必要であり、第２の帯域フィルタ２１は、広帯域のフィルタ特性が必要となる。
　本実施形態では、上記要求に応えるために、第３の並列腕共振子Ｐ３の共振周波数が、第１の通過帯域よりも低域側に位置されている。そして、並列腕共振子Ｐ３を除く残りの並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２と、直列腕共振子Ｓ１～Ｓ６により第１の通過帯域が構成されている。
　図２は、上記実施形態の第１の帯域フィルタ１１及び第２の帯域フィルタ２１のフィルタ特性を示す図である。ここでは、実線が第１の帯域フィルタ１１のフィルタ特性を、破線が第２の帯域フィルタ２１のフィルタ特性を示す。
　図２から明らかなように、第１の帯域フィルタ１１は第２の帯域フィルタ２１に比べ狭帯域化されている。このような狭帯域化が図られているのは、前述したように、第３の並列腕共振子Ｐ３の共振周波数を第１の通過帯域すなわち送信帯域よりも低周波側にずらしたことによる。下記の表１に、第１の帯域フィルタ１１における直列腕共振子Ｓ１～Ｓ６及び並列腕共振子Ｐ１～Ｐ３の仕様を示す。
　なお、ＬｉＴａＯ３からなる圧電基板上に、上記ラダー型回路からなる第１の帯域フィルタ１１と第２の帯域フィルタ２１とを構成した。すなわち、デュプレクサ１をワンチップの部品として構成した。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000001
　図３に、上記直列腕共振子Ｓ１～Ｓ６及び並列腕共振子Ｐ１～Ｐ３のインピーダンス特性と、上記第１の帯域フィルタ１１のフィルタ特性Ａを重ねて示すこととする。図３から明らかなように、第３の並列腕共振子Ｐ３の共振周波数は、８３０ＭＨｚ付近にあり、第１の帯域フィルタ１１の通過帯域である９０５～９１５ＭＨｚよりも低周波側に位置している。また、図３より、残りの並列腕共振子Ｐ１，Ｐ２の共振周波数と、直列腕共振子Ｓ１～Ｓ６の反共振周波数により通過帯域が構成されていることがわかる。
　上記のように、第３の並列腕共振子Ｐ３の共振周波数を通過帯域外に位置させることにより狭帯域化を図り得ることを、図４～図７を参照してより具体的に説明する。
　図７は、比較例の第１の帯域フィルタのフィルタ特性を示す図である。この比較例では、第３の並列腕共振子Ｐ３の共振周波数を第１の帯域フィルタ１１の通過帯域を構成するように設定したことを除いては、上記実施形態と同様の構成とされている。従って、図７から明らかなように、通過帯域は、８８０～９１５ＭＨｚとＢａｎｄ８の送信帯域の全領域を確保している。
　これに対して、上記実施形態では、前述したように、第３の並列腕共振子Ｐ３の共振周波数が低域側にシフトされているため、通過帯域が９０５～９１５ＭＨｚ、すなわち帯域幅は１０ＭＨｚと狭められていた。
　図４～図６は、上記第１の帯域フィルタ１１と同様にして、ただし、第３の並列腕共振子Ｐ３の共振周波数を、８３０ＭＨｚ、８６２ＭＨｚ及び８４６ＭＨｚと変化させた場合の第１の帯域フィルタのフィルタ特性を示す図である。比較例である図７に示した帯域幅に比べ、図４～図６では、いずれも、狭帯域化が図られている。また、図４、図５及び図６の結果から、上記共振周波数を通過帯域外に位置させるに際しその周波数位置を調整することにより、帯域幅及び減衰特性を調整し得ることがわかる。
　上記のように、本実施形態のデュプレクサ１では、第１の帯域フィルタ１１と第２の帯域フィルタ２１の帯域幅が第３の並列腕共振子Ｐ３の共振周波数の位置を調整することにより異ならされている。従って、１つの圧電基板上に、第１の帯域フィルタ１１及び第２の帯域フィルタ２１を形成するに際し、第１の帯域フィルタ１１のＩＤＴ電極の膜厚と、第２の帯域フィルタ２１のＩＤＴ電極の膜厚を異ならせる必要がない。よって、同一の薄膜形成工程により、１つの圧電基板上に第１及び第２の帯域フィルタ１１，２１を容易に形成することができる。
　図８は、上記第３の並列腕共振子Ｐ３の波長比と、送信フィルタにおけるピークロスと、８２０～８９０ＭＨｚにおける減衰量との関係を示す図である。ピークロスとは、通過帯域内の最少損失をいうものとする。
　また、上記波長比とは、ＩＤＴ電極の波長λｉの反射器の波長λｒに対する比、すなわちλｉ／λｒである。
　図８から明らかなように、波長比を１．０５以上とすることにより、低損失化をさらに進め得ることがわかる。従って、好ましくは波長比は１．０５以上である。なお、波長比の上限は、ピークロスを小さくするためには特に限定されないが、通常、１．２以下である。
　図９は、本発明の第２の実施形態に係るデュプレクサの回路図である。第２のデュプレクサ３１は、第３の並列腕共振子Ｐ３に代えてコンデンサＣｐが設けられていることを除いては、第１の実施形態のデュプレクサ１と同様に構成されている。従って、同一部分については同一の参照番号を付することにより、その説明を省略する。
　コンデンサＣｐの静電容量を調整することにより、本実施形態においても、狭帯域化を図ることができる。図１０の破線は、第１の実施形態における第１の帯域フィルタ１１のフィルタ特性を示し、実線が本実施形態のデュプレクサにおける第１の帯域フィルタ１１のフィルタ特性を示す。なお、ここでは、第３の並列腕共振子Ｐ３の代わりに用いられているコンデンサＣｐの静電容量は３ｐＦとした。
　図１０から明らかなように、第２の実施形態においても、第１の通過帯域を第１の実施形態の第１の通過帯域と同様に狭帯域化を図り得ることがわかる。また、低域側の減衰域では、挿入損失の変動が第１の実施形態の場合に比べ第２の実施形態の方が小さいことがわかる。従って、８２０～８７０ＭＨｚ付近における減衰量の変動が好ましくない場合には、第２の実施形態が第１の実施形態よりも好ましい。
　第２の実施形態において、上記コンデンサＣｐの静電容量を変化させることにより、狭帯域化と、帯域幅を含むフィルタ特性を調節し得ることを図１１～図１５を参照して説明する。
　図１１～図１５では、それぞれ、コンデンサＣｐの静電容量を２ｐＦ、２．５ｐＦ、３ｐＦ、３．５ｐＦ及び４ｐＦとした場合の第１の帯域フィルタ１１のフィルタ特性を示す。図１１～図１５から明らかなように、静電容量を大きくしていくことにより、ピークロスが劣化していくため、最適な値を設定する必要がある。
　なお、第１及び第２の実施形態では、第３の並列腕共振子Ｐ３やコンデンサＣｐは、共通接続点であるアンテナ端子２に最も近い並列腕に構成されていた。しかしながら、本発明においては、上記第３の並列腕共振子やコンデンサＣｐが設けられる並列腕の位置は特に限定されない。すなわち複数の並列腕が設けられている場合、いずれの並列腕に第３の並列腕共振子Ｐ３やコンデンサＣｐが設けられていてもよい。もっとも、第３の並列腕共振子Ｐ３が設けられている並列腕及びコンデンサＣｐが設けられている並列腕は、他の並列腕共振子を有しないことが必要である。
　また、上記第１及び第２の実施形態のように、共通接続点であるアンテナ端子２に最も近い並列腕に第３の並列腕共振子Ｐ３またはコンデンサＣｐを配置した場合には、相互変調歪み（ＩＭＤ）の改善にも有効である。
　また、第１及び第２の実施形態では、第３の並列腕共振子Ｐ３やコンデンサＣｐが設けられている並列腕は１つであったが、第３の並列腕共振子Ｐ３が設けられている複数の並列腕やコンデンサＣｐが設けられている複数の並列腕が備えられていてもよい。また、残りの並列腕共振子の数についても特に限定されない。
　さらに、本発明においては、上記第１及び第２の実施形態を併用してもよい。すなわち、図１に示した第１の帯域フィルタ１１において、さらにコンデンサＣｐを有する第２の実施形態の並列腕を追加してもよい。その場合には、狭帯域化をより効果的に図ることができる。また、フィルタ特性の調整幅を広げることができる。すなわち、狭帯域化や減衰量をより大きく調整することができる。
　図１６に示すように、１つの圧電基板４１上に、第１の帯域フィルタ１１及び第２の帯域フィルタ２１を構成することによりワンチップのデュプレクサ１が構成されている。ここでは、第１及び第２の帯域フィルタ１１，２１は、それぞれ、ＩＤＴ電極１１Ａ，２１Ａを有する。１つの圧電基板４１上に、ＩＤＴ電極１１Ａ，２１Ａを含む電極構造を同じプロセスで形成することが望ましい。本実施形態によれば、ＩＤＴ電極１１Ａ，２１Ａの膜厚が等しい場合であっても、上記のように第１の帯域フィルタ１１の帯域幅を、第２の帯域フィルタ２１の帯域幅と異ならせることができる。従って、製造工程の簡略化及びコストの低減を果たすことができる。
１…デュプレクサ
２…アンテナ端子
３…送信端子
４，５…平衡端子
１１，２１…第１，第２の帯域フィルタ
１１Ａ，２１Ａ…ＩＤＴ電極
２２…１ポート型弾性波共振子
２３，２４…縦結合共振子型弾性波フィルタ部
３１…デュプレクサ
４１…圧電基板
Ｐ１～Ｐ３…並列腕共振子
Ｓ１～Ｓ６…直列腕共振子

Claims (7)

  1. 　第１の通過帯域を有する第１の帯域フィルタと、
    　前記第１の通過帯域よりも通過帯域が高周波側に位置している第２の通過帯域を有する第２の帯域フィルタとを有し、第１の帯域フィルタの一端と第２の帯域フィルタの一端とが共通接続点で共通接続されているデュプレクサであって、
    　前記第１の帯域フィルタが、直列腕共振子と、複数の並列腕共振子とを有するラダー型フィルタであり、前記直列腕共振子及び並列腕共振子が弾性波共振子からなり、
    　前記複数の並列腕共振子において、少なくとも１つの並列腕共振子の共振周波数が第１の通過帯域外に位置しており、残りの並列腕共振子及び前記直列腕共振子により第１の通過帯域が構成されている、デュプレクサ。
  2. 　前記少なくとも１つの並列腕共振子の共振周波数が、前記第１の通過帯域よりも低周波側に位置している、請求項１に記載のデュプレクサ。
  3. 　前記共振周波数が通過帯域外に位置している少なくとも１つの前記並列腕共振子が、前記共通接続点に最も近い並列腕に設けられている、請求項１または２に記載のデュプレクサ。
  4. 　第１の通過帯域を有する第１の帯域フィルタと、
    　前記第１の通過帯域よりも通過帯域が高周波側に位置している第２の通過帯域を有する第２の帯域フィルタとを有し、第１の帯域フィルタの一端と第２の帯域フィルタの一端とが共通接続点で共通接続されているデュプレクサであって、
    　前記第１の帯域フィルタが、直列腕に設けられた直列腕共振子と、並列腕に設けられた並列腕共振子とを有するラダー型フィルタであり、前記直列腕共振子及び前記並列腕共振子が弾性波共振子からなり、
    　前記直列腕とグラウンド電位との間に接続されているコンデンサをさらに備え、それによって、並列腕共振子を有せず、前記コンデンサを有する並列腕が構成されている、デュプレクサ。
  5. 　前記コンデンサを有する並列腕が、前記共通接続点に最も近い並列腕共振子が設けられている並列腕よりも該共通接続点の近くに設けられている、請求項４に記載のデュプレクサ。
  6. 　前記第１の帯域フィルタ及び前記第２の帯域フィルタが、１つの圧電基板上に構成されている、請求項１～５のいずれか１項に記載のデュプレクサ。
  7. 　前記第１の帯域フィルタを構成している前記弾性波共振子がＩＤＴ電極を有し、前記第２の帯域フィルタがＩＤＴ電極を有する弾性波フィルタからなり、前記第１の帯域フィルタのＩＤＴ電極の膜厚と、前記第２の帯域フィルタのＩＤＴ電極の膜厚とが等しい、請求項１～６のいずれか１項に記載のデュプレクサ。
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