WO2019065671A1 - マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路及び通信装置 - Google Patents

マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路及び通信装置 Download PDF

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克也 大門
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Definitions

  • the present invention relates to a multiplexer including a filter including an elastic wave resonator, a high frequency front end circuit, and a communication device.
  • Such high-order mode spurs are not a problem in the characteristics of the passband of the filter itself, but in multi-filters in which paths passing through multiple filters are connected to one another, they affect the characteristics of other filters. It can be a contributing factor to degradation. Specifically, when the frequency at which the high-order mode spur is generated is located in the passband of another filter, this causes an increase in ripple (passband ripple) in the passband of the other filter. .
  • the present invention has been made to solve the above-mentioned problems, and it is an object of the present invention to provide a multiplexer, a high frequency front end circuit, and a communication device capable of suppressing high-order mode spurs occurring in the stopband of a filter. .
  • a multiplexer is disposed on a first path connecting a common terminal, a first terminal and a second terminal, the common terminal and the first terminal, And a second filter disposed on a second path connecting the common terminal and the second terminal and having a pass band frequency higher than that of the first filter.
  • the plurality of elastic wave resonators are two or more series resonators disposed on the first path, and one or more parallel resonators disposed on a path connecting a node on the first path and a ground.
  • the first series resonator closest to the common terminal among the two or more series resonators is connected to the common terminal without passing through the parallel resonator, and the plurality of elastic wave resonators Each is formed on a substrate having piezoelectricity
  • a plurality of IDT electrodes comprising a pair of comb-like electrodes, each of the pair of comb-like electrodes of the plurality of elastic wave resonators being arranged to extend in a direction orthogonal to the elastic wave propagation direction
  • the other end of the plurality of electrode fingers included in one of the pair of comb-like electrodes among the pair of comb-like electrodes including an electrode finger and a bus bar electrode connecting one end of each of the plurality of electrode fingers.
  • An angle formed by the reference line and the virtual line of the first parallel resonator closest to the common terminal among the one or more parallel resonators is set as a second inclination angle, and the remaining plurality of elastic waves are set as an inclination angle.
  • the angle between the virtual line of the resonator and the reference line is 3 when the inclination angle, at least one of the second inclination angle and the first angle of inclination is greater than the third angle of inclination.
  • the IDT electrodes As described above, by arranging the IDT electrodes such that the virtual line and the reference line intersect, that is, by arranging the IDT electrodes in an inclined state with respect to the elastic wave propagation direction, lateral mode ripple in each resonator can be obtained. Occurrence can be suppressed. Further, by arranging the IDT electrodes of the series resonator closest to the common terminal in a state in which the inclination is larger than the IDT electrodes of the remaining plurality of elastic wave resonators, the series resonance that greatly affects the second filter. It is possible to suppress high-order mode spurious of the child. This makes it possible to suppress high-order mode spurs occurring in the stop band of the first filter, and to reduce the insertion loss in the pass band of the second filter.
  • At least one of the first inclination angle and the second inclination angle may be 2.5 ° or more and 10 ° or less.
  • each of the first inclination angle and the second inclination angle may be larger than the third inclination angle.
  • each of the first inclination angle and the second inclination angle is set to be larger than the third inclination angle, it is possible to suppress high-order mode spurious that affects the second filter. This makes it possible to suppress high-order mode spurs occurring in the stop band of the first filter, and to reduce the insertion loss in the pass band of the second filter.
  • a multiplexer is disposed on a first path connecting a common terminal, a first terminal and a second terminal, the common terminal and the first terminal, And a second filter disposed on a second path connecting the common terminal and the second terminal and having a pass band frequency higher than that of the first filter.
  • the plurality of elastic wave resonators include one or more series resonators disposed on the first path, and two or more parallel resonators disposed on a path connecting the first path and the ground.
  • the two or more parallel resonators are the first parallel resonators located on the common terminal side with respect to the first series resonator closest to the common terminal among the one or more series resonators; A plurality of the plurality of bullets including parallel resonators located on one terminal side;
  • Each of the wave resonators has an IDT electrode consisting of a pair of comb-like electrodes formed on a substrate having piezoelectricity, and each of the pair of comb-like electrodes of the plurality of elastic wave resonators is And a plurality of electrode fingers arranged to extend in a direction orthogonal to the elastic wave propagation direction, and a bus bar electrode connecting one ends of the plurality of electrode fingers, of the pair of comb-like electrodes
  • a virtual line obtained by connecting the other ends of the plurality of electrode fingers included in one of the comb-like electrodes intersects a reference line which is a straight line along the elastic wave propagation direction, and the first parallel
  • the IDT electrodes By arranging the IDT electrodes such that the virtual line intersects with the reference line as described above, that is, by arranging the IDT electrodes in an inclined state, it is possible to suppress the occurrence of transverse mode ripple in each resonator. .
  • the parallel resonance that greatly affects the second filter by arranging the IDT electrodes of the parallel resonator closest to the common terminal with a larger inclination than the IDT electrodes of the remaining plurality of elastic wave resonators. It is possible to suppress high-order mode spurious of the child. This makes it possible to suppress high-order mode spurs occurring in the stop band of the first filter, and to reduce the insertion loss in the pass band of the second filter.
  • At least one of the first inclination angle and the second inclination angle may be 2.5 ° or more and 10 ° or less.
  • each of the first inclination angle and the second inclination angle may be larger than the third inclination angle.
  • each of the first inclination angle and the second inclination angle is smaller than the third inclination angle, it is possible to suppress high-order mode spurs that affect the second filter. This makes it possible to suppress high-order mode spurs occurring in the stop band of the first filter, and to reduce the insertion loss in the pass band of the second filter.
  • the substrate includes a piezoelectric layer in which the IDT electrode is formed on one main surface, and a high sound velocity support substrate in which the bulk wave velocity of propagation is faster than the acoustic velocity of the elastic wave propagating in the piezoelectric layer. And a low sound velocity film disposed between the high sound velocity support substrate and the piezoelectric layer, wherein the bulk wave velocity of propagation is slower than the bulk wave velocity of sound propagating through the piezoelectric layer. It is also good.
  • each resonator including the IDT electrode formed on the substrate having the piezoelectric layer can be maintained at a high value.
  • the frequency of the high-order mode spurious generated by the first filter may be included in the frequency passband of the second filter.
  • a high frequency front end circuit includes any one of the above multiplexers and an amplifier circuit connected to the multiplexer.
  • a communication apparatus includes: an RF signal processing circuit processing high frequency signals transmitted and received by an antenna element; and transmitting the high frequency signal between the antenna element and the RF signal processing circuit. And a high frequency front end circuit.
  • the multiplexer and the like according to the present invention it is possible to suppress high-order mode spurious noise generated in the stop band of the filter.
  • FIG. 1 is a basic configuration diagram of a multiplexer common to both the embodiment and the comparative example.
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing a first filter of the multiplexer according to the comparative example.
  • FIG. 3 is a schematic view showing high-order mode spurious noise generated in the stop band of the first filter according to the comparative example.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining the return loss of the first filter in the comparative example.
  • FIG. 5 is a circuit configuration diagram showing a first filter of the multiplexer according to the first embodiment.
  • FIG. 6 is a plan view and a cross-sectional view schematically showing an elastic wave resonator of a first filter according to the first embodiment.
  • FIG. 7A is a plan view showing the series resonator closest to the common terminal in the first filter of the first embodiment.
  • FIG. 7B is a plan view showing the parallel resonator closest to the common terminal in the first filter of the first embodiment.
  • FIG. 7C is a plan view showing the remaining elastic wave resonators in the first filter of the first embodiment.
  • FIG. 8 is a diagram showing a change in impedance of the elastic wave resonator according to the first embodiment.
  • FIG. 9 is a diagram showing the relationship between the frequency and the phase of the elastic wave resonator according to the first embodiment.
  • FIG. 10 is a diagram showing the relationship between the first tilt angle and the phase of the elastic wave resonator according to the first embodiment.
  • FIG. 11 is a circuit configuration diagram of a first filter according to the first modification of the first embodiment.
  • FIG. 12 is a plan view showing a first parallel resonator closest to the common terminal in the first filter of the first modification of the first embodiment.
  • FIG. 13 is a circuit configuration diagram of a first filter according to the second modification of the first embodiment.
  • FIG. 14 is a circuit diagram of a first filter of the multiplexer according to the second embodiment.
  • FIG. 15A is a plan view showing the parallel resonator closest to the common terminal in the first filter of the second embodiment.
  • FIG. 15B is a plan view showing the series resonator closest to the common terminal in the first filter of the second embodiment.
  • FIG. 15C is a plan view showing the remaining elastic wave resonators in the first filter of the second embodiment.
  • FIG. 16 is a circuit configuration diagram of a first filter according to Variation 1 of Embodiment 2.
  • FIG. 17 is a block diagram of the high frequency front end circuit according to the third
  • FIG. 1 is a basic configuration diagram of a multiplexer 1 common to both the present embodiment and the comparative example.
  • the antenna element 2 connected to the common terminal Port1 is also shown in the same drawing.
  • the multiplexer 1 includes a common terminal Port1, a first terminal Port11, a second terminal Port21, a first filter 11, and a second filter 21.
  • the first filter 11 is disposed on a first path r1 connecting the common terminal Port1 and the first terminal Port11.
  • the second filter 21 is disposed on a second path r2 connecting the common terminal Port1 and the second terminal Port21.
  • the second filter 21 is set to have a higher passband frequency than the first filter 11.
  • FIG. 2 is a circuit configuration diagram showing the first filter 11 of the multiplexer 1 according to the comparative example.
  • the first filter 11 according to the comparative example is a ladder type filter including a plurality of elastic wave resonators.
  • the first filter 11 is disposed on a path connecting the first path r1 and the ground, and is a series resonator S1, S2, S3, S4, S5 which is an elastic wave resonator disposed on the first path r1.
  • the parallel resonators P1, P2, P3 and P4 which are elastic wave resonators are provided.
  • the series resonators S1 to S5 are arranged in this order from the common terminal Port1 to the first terminal Port11.
  • the parallel resonator P1 is connected between the series resonators S1 and S2, the parallel resonator P2 is connected between the series resonators S2 and S3, and the parallel resonator P3 is connected between the series resonators S3 and S4.
  • the parallel resonator P4 is connected between the series resonators S4 and S5.
  • all or part of the series resonators S1 to S5 and the parallel resonators P1 to P4 may be referred to as “resonators”.
  • FIG. 3 is a schematic view showing high-order mode spurious noise generated in the stop band of the first filter 11 according to the comparative example.
  • the thick lines in the graph in FIG. 3 indicate the impedance characteristics of the series resonator S1 having the resonance frequency f1 and the antiresonance frequency f2, and the thin lines in the graph indicate the insertion loss of the first filter 11 and the second filter 21. There is.
  • the high-order mode spurious response appears as, for example, ripple-shaped impedance disturbance on the side where the frequency is higher than the antiresonance point of the resonator.
  • FIG. 3 when a high-order mode spurious response is generated at the frequency f3 by any of the resonators of the first filter 11, a part of the signal of the frequency f3 to be reflected by the first filter 11 is not reflected.
  • pass band ripple appears in the second filter 21.
  • This pass band ripple causes an insertion loss in the pass band of the second filter 21.
  • the transverse mode ripple in the pass band of the first filter can be suppressed by arranging the IDT electrode of the resonator at an angle to the elastic wave propagation direction.
  • the IDT electrodes are arranged at an angle, higher-order mode spurs are likely to occur. Therefore, it becomes an issue how to suppress the higher mode spurious while suppressing the transverse mode ripple by disposing the IDT electrode in an inclined manner.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining the return loss of the first filter 11 in the comparative example.
  • a resistance is inserted in one of the plurality of resonators of the first filter 11 as compared to the return loss when a predetermined frequency signal is input to the first filter 11 from the common terminal Port 1 side. It is a figure which shows the increment of the return loss at the time of inputting a predetermined
  • the predetermined frequency signal input to the first filter 11 is a signal including the frequency in the stop band of the first filter 11 and in the pass band of the second filter 21.
  • the resistance inserted in the resonator represents a state in which the high-order mode spurious is generated in the resonator.
  • the return loss of the first filter 11 increases with different degrees depending on which resonator the resistor is inserted in, that is, in which resonator the high-order mode spurious is generated.
  • the return loss is the reflection loss of the first filter 11 viewed from the common terminal Port 1, and the larger the return loss, the smaller the reflection of the signal from the first filter 11. That is, the frequency signal in the pass band of the second filter 21 is absorbed by the first filter 11, and the insertion loss in the second filter 21 increases.
  • the increment of the return loss is 0.7 dB at the maximum, and the resistance is inserted in the second nearest parallel resonator P1.
  • the return loss increment in the case is 0.38 dB at maximum.
  • the increment of return loss is 0.05 dB at the maximum, and the resistors are inserted into the fourth and subsequent resonators P2 to P4 and S3 to S5. In this case, the increment of return loss is about 0 dB, and it can be considered that the return loss hardly increases.
  • the increase of the return loss in the first filter 11 is due to the high-order mode spurious response in the resonator located near the common terminal Port1, more specifically, in the series resonator and parallel resonator in the first stage on the common terminal Port1 side.
  • the resonators included in the first filter 11 maintain the structure for suppressing the transverse mode ripple, while the resonators located near the common terminal Port 1 have high-order mode spurs. It has a suppressing structure. Thereby, the insertion loss in the pass band of the 2nd filter 21 can be reduced.
  • Embodiment 1 The multiplexer 1 according to the first embodiment will be described with reference to FIGS. 1 and 5 to 10. Although there are constituent elements that overlap between the first embodiment and the comparative example described above, the overlapping constituent elements will be described again as the first embodiment.
  • the multiplexer 1 is a multiplexer (splitter) in which a plurality of filters having different passbands are provided, and terminals on the antenna side of the plurality of filters are bundled by the common terminal Port1.
  • the multiplexer 1 includes a common terminal Port 1, a first terminal Port 11, a second terminal Port 21, a first filter 11, and a second filter 21.
  • the common terminal Port 1 is provided in common to the first filter 11 and the second filter 21, and is connected to the first filter 11 and the second filter 21 inside the multiplexer 1.
  • the common terminal Port 1 is connected to the antenna element 2 outside the multiplexer 1. That is, the common terminal Port1 is also an antenna terminal of the multiplexer 1.
  • the first terminal Port 11 is connected to the first filter 11 inside the multiplexer 1.
  • the second terminal Port 21 is connected to the second filter 21 inside the multiplexer 1. Further, the first terminal Port11 and the second terminal Port21 are connected to an RF signal processing circuit (RFIC: Radio Frequency Integrated Circuit, not shown) outside the multiplexer 1 via an amplifier circuit or the like (not shown). .
  • RFIC Radio Frequency Integrated Circuit
  • the first filter 11 is disposed on a first path r1 connecting the common terminal Port1 and the first terminal Port11.
  • the first filter 11 is, for example, a reception filter that uses a downlink frequency band (reception band) in Band L (low band) as a pass band.
  • the second filter 21 is disposed on a second path r2 connecting the common terminal Port1 and the second terminal Port21.
  • the second filter 21 is, for example, a reception filter that uses a downlink frequency band (reception band) in Band H (high band) as a pass band.
  • the second filter 21 is set to have a frequency passband higher than that of the first filter 11.
  • the first route r1 and the second route r2 are connected by a node N. That is, the node N is a point at which the first route r1 and the second route r2 are bundled.
  • the first path r 1 connecting the first filter 11 and the node N, the second path r 2 connecting the second filter 21 and the node N, or the node N and the common terminal Port 1 An impedance element such as an inductor for impedance matching may be connected to the connecting path or the like.
  • FIG. 5 is a circuit diagram showing the first filter 11.
  • the first filter 11 includes series resonators 111s, 112s, 113s, 114s, which are elastic wave resonators, and parallel resonators 111p, 112p, 113p.
  • resonator 110 all or part of the series resonators 111s to 114s and the parallel resonators 111p to 113p may be referred to as “resonator 110”.
  • the series resonators 111s to 114s are connected in series in this order from the common terminal Port1 side on a first path (serial arm) r1 connecting the common terminal Port1 and the first terminal Port11.
  • the parallel resonators 111p to 113p are on paths (parallel arms) connecting the nodes n1, n2 and n3 between the series resonators 111s to 114s adjacent to each other on the first path r1 and the reference terminal (ground). Are connected in parallel to each other.
  • the series resonator (first series resonator) 111 s closest to the common terminal Port 1 is connected to the common terminal Port 1 without interposing the parallel resonators 111 p to 113 p.
  • the parallel resonator closest to the common terminal Port1 among the parallel resonators 111p to 113p is a parallel resonator (first parallel resonator) 111p.
  • One end of each of the parallel resonators 111p to 113p is connected to any one of the nodes n1, n2 and n3, and the other end is connected to a reference terminal.
  • the first filter 11 includes two or more series resonators (four series resonators in the present embodiment) disposed on the first path r1, the first path r1 and the reference terminal (ground). And a T-type ladder filter structure configured of one or more parallel resonators (three parallel resonators in the present embodiment) disposed on a path connecting the two.
  • the number of series resonators and parallel resonators of the first filter 11 is not limited to four and three, respectively, and two or more series resonators and one or more parallel resonators may be provided.
  • the parallel resonators may be connected to the reference terminal via an inductor.
  • impedance elements such as an inductor and a capacitor may be inserted or connected on the series arm or the parallel arm.
  • the reference terminals to which parallel resonators are connected are individualized, but whether the reference terminals are individualized or commonized is appropriately selected depending on, for example, the mounting layout of the first filter 11 or the like. It can be done.
  • the resonator 110 in the present embodiment is a surface acoustic wave (SAW) resonator.
  • SAW surface acoustic wave
  • the second filter 21 which is the other filter is not limited to the above configuration, and may be appropriately designed according to the required filter characteristics and the like.
  • the second filter 21 may not have a ladder type filter structure, and may be, for example, a longitudinally coupled filter structure.
  • each resonator constituting the second filter 21 is not limited to the SAW resonator, and may be, for example, a BAW (Bulk Acoustic Wave) resonator.
  • the second filter 21 may be configured without using a resonator, and may be, for example, an LC resonant filter or a dielectric filter.
  • FIG. 6 is a plan view and a sectional view schematically showing the resonator 110 of the first filter 11.
  • the resonator 110 shown by FIG. 6 is for demonstrating the typical structure of the said resonator 110, Comprising: The number of the electrode fingers which comprise an electrode, length, etc. are not limited to this. .
  • the resonator 110 is disposed in the elastic wave propagation direction D1 with respect to the pair of interdigital electrodes 32a and 32b and the pair of interdigital electrodes 32a and 32b facing each other. And a reflector 32c.
  • the pair of comb electrodes 32 a and 32 b constitute an IDT electrode 32.
  • the comb-tooth-like electrode 32a is disposed in a comb-tooth shape, and includes a plurality of parallel electrode fingers 322a and a bus bar electrode 321a connecting one ends e1 of the plurality of electrode fingers 322a.
  • the comb-tooth-like electrode 32b is disposed in a comb-tooth shape, and includes a plurality of parallel electrode fingers 322b and a bus bar electrode 321b connecting one ends of the plurality of electrode fingers 322b.
  • the plurality of electrode fingers 322a and 322b are formed to extend in a direction orthogonal to the elastic wave propagation direction D1.
  • the pair of reflectors 32c is disposed in the elastic wave propagation direction D1 with respect to the pair of comb-like electrodes 32a and 32b. Specifically, the pair of reflectors 32c is disposed so as to sandwich the pair of interdigital electrodes 32a and 32b in the elastic wave propagation direction D1.
  • Each reflector 32 c includes a plurality of reflective electrode fingers parallel to each other, and a reflector bus bar electrode connecting the plurality of reflective electrode fingers. In the pair of reflectors 32c, reflector bus bar electrodes are formed along the elastic wave propagation direction D1.
  • a virtual line L1 obtained by connecting the other ends e2 of the plurality of electrode fingers 322a is elastic wave propagation It intersects with a reference line L0 which is a straight line along the direction D1 at an inclination angle ⁇ which is a predetermined angle.
  • a virtual line L1a obtained by connecting one ends e1 of the plurality of electrode fingers 322a (the ends connected to the bus bar electrodes 321a of the plurality of electrode fingers 322a) is the virtual line L1 and the virtual line L1. It is parallel and intersects the reference line L0 at an inclination angle ⁇ .
  • each IDT electrode 32 constituting the resonator 110 is a so-called inclined IDT in which the elastic wave propagation direction D1 intersects with the direction in which the plurality of electrode fingers 322a and 322b are arranged.
  • transverse mode ripple may occur between a resonant frequency and an antiresonant frequency, which may degrade transmission characteristics in a pass band. Therefore, in the first filter 11 according to the present embodiment, as a countermeasure against this, the inclined IDT is adopted for the IDT electrode 32 of the resonator 110. Further, in the first filter 11 according to the present embodiment, the series resonators 111s to 114s and the parallel resonators 111p to 113p have the following structures in order to suppress the above-described high-order mode spurious.
  • FIG. 7A is a plan view showing the series resonator 111 s closest to the common terminal Port 1 in the first filter 11.
  • FIG. 7B is a plan view showing the parallel resonator 111 p closest to the common terminal Port 1 in the first filter 11.
  • FIG. 7C is a plan view showing the remaining elastic wave resonators 112s to 114s and 112p, 113p different from the series resonator 111s and the parallel resonator 111p in the first filter 11.
  • the series resonator 111s and the parallel resonator 111p have different inclination angles.
  • the series resonator 111s and the remaining elastic wave resonators 112s to 114s, 112p, and 113p have different inclination angles.
  • the angle between the virtual line L1 of the series resonator 111s and the reference line L0 is the first inclination angle ⁇ 1
  • the virtual line of the parallel resonator 111p is the second inclination angle ⁇ 2
  • the angle between virtual line L1 and reference line L0 in each of elastic wave resonators 112s to 114s, 112p and 113p is
  • the third inclination angle ⁇ 3 is set, there is a relationship of first inclination angle ⁇ 1> second inclination angle ⁇ 2 and first inclination angle ⁇ 1> third inclination angle ⁇ 3.
  • the first inclination angle ⁇ 1 is appropriately selected from the range of, for example, 2.5 ° or more and 10 ° or less. Since the resonator 110 which comprises the 1st filter 11 has the said structure, the high-order mode spurious in the stop zone of the 1st filter 11 can be suppressed, suppressing generation
  • the third inclination angles ⁇ 3 of the elastic wave resonators 112s to 114s, 112p, and 113p may be the same inclination angle or different inclination angles.
  • the IDT electrode 32 configured of the plurality of electrode fingers 322 a and 322 b and the bus bar electrodes 321 a and 321 b has a laminated structure of the adhesion layer 324 and the main electrode layer 325. Moreover, since the cross-sectional structure of the reflector 32c is the same as the cross-sectional structure of the IDT electrode 32, the description thereof is omitted below.
  • the adhesion layer 324 is a layer for improving the adhesion between the piezoelectric layer 327 and the main electrode layer 325, and, for example, Ti is used as a material.
  • the film thickness of the adhesion layer 324 is, for example, 12 nm.
  • the main electrode layer 325 for example, Al containing 1% of Cu is used as a material.
  • the film thickness of the main electrode layer 325 is, for example, 162 nm.
  • the protective layer 326 is formed along the outer surfaces of the IDT electrode 32 and the substrate 320 so as to cover the IDT electrode 32 and the substrate 320.
  • the protective layer 326 is a layer for protecting the main electrode layer 325 from the external environment, adjusting frequency temperature characteristics, enhancing moisture resistance, and the like, and is, for example, a film mainly composed of silicon dioxide. .
  • the film thickness of the protective layer 326 is, for example, 25 nm.
  • the IDT electrode 32 and the reflector 32c are disposed on the main surface of the substrate 320 described below.
  • the layered structure of the substrate 320 in the present embodiment will be described.
  • the substrate 320 includes a high sound velocity support substrate 329, a low sound velocity film 328, and a piezoelectric layer 327, and the high sound velocity support substrate 329, the low sound velocity film 328 and the piezoelectric layer 327 It has a stacked structure in this order.
  • the piezoelectric layer 327 is a piezoelectric film in which the IDT electrode 32 and the reflector 32 c are disposed on the main surface.
  • the piezoelectric layer 327 may be, for example, a 50 ° Y-cut X-propagation LiTaO 3 piezoelectric single crystal or a piezoelectric ceramic (lithium tantalate single crystal cut at a plane whose normal line is rotated by 50 ° from the Y axis with the X axis as the central axis). It is a crystal or a ceramic, and is made of a single crystal or a ceramic in which a surface acoustic wave propagates in the X-axis direction.
  • the thickness of the piezoelectric layer 327 is 3.5 ⁇ or less, for example, 600 nm, where ⁇ is a wavelength of an elastic wave determined by the electrode pitch of the IDT electrode 32.
  • the high sound velocity support substrate 329 is a substrate that supports the low sound velocity film 328, the piezoelectric layer 327, and the IDT electrode 32. Further, the high sound velocity support substrate 329 is a substrate in which the sound velocity of the bulk wave in the high sound velocity support substrate 329 is higher than the surface acoustic wave or boundary acoustic wave propagating through the piezoelectric layer 327. It is confined in the portion where the piezoelectric layer 327 and the low sound velocity film 328 are stacked, and functions so as not to leak below the high sound velocity support substrate 329.
  • the high sound velocity support substrate 329 is, for example, a silicon substrate, and the thickness is, for example, 125 ⁇ m.
  • the low sound velocity film 328 is a film in which the sound velocity of the bulk wave in the low sound velocity film 328 is lower than the sound velocity of the bulk wave propagating through the piezoelectric layer 327. Placed in between. Due to this structure and the property that energy concentrates in a medium in which the elastic wave is inherently low in sound velocity, leakage of surface acoustic wave energy to the outside of the IDT electrode 32 is suppressed.
  • the low sound velocity film 328 is, for example, a film containing silicon dioxide as a main component.
  • the thickness of the low sound velocity film 328 is equal to or less than 2 ⁇ , for example, 670 nm, where ⁇ is a wavelength of an elastic wave determined by the electrode pitch of the IDT electrode 32.
  • the above laminated structure of the substrate 320 in the present embodiment it is possible to significantly increase the Q value at the resonant frequency and the antiresonant frequency, for example, as compared with the conventional structure using a piezoelectric substrate in a single layer. It becomes.
  • the laminated structure since the confinement efficiency of the elastic wave energy in the thickness direction of the substrate 320 is increased, the high-order mode spurious generated by the resonator 110 is hardly attenuated. Therefore, in the resonator 110 according to the present embodiment having the above-described laminated structure, it is necessary to take measures for further suppressing high-order mode spurious response.
  • the series resonator 111 s closest to the common terminal Port 1 has a larger inclination angle than the other elastic wave resonators 112 s to 114 s and 111 p to 113 p different from the series resonator 111 s.
  • the high order mode spurious response of the first filter 11 can be effectively suppressed.
  • FIG. 8 is a diagram showing a change in the impedance of the elastic wave resonator 110 according to the first embodiment. Specifically, FIG. 8 is a diagram showing the relationship between the frequency and the impedance when the first inclination angle ⁇ 1 of the series resonator 111s is changed.
  • FIG. 9 is a diagram showing the relationship between the frequency and the phase of the elastic wave resonator 110, and is a diagram obtained by converting the impedance shown in FIG. 8 into a phase using S parameters.
  • the impedance is converted into a phase as described above, the difference in high-order mode spurs when the first inclination angle ⁇ 1 is changed appears notably as a phase difference.
  • the phase becomes large in the stop band of the first filter 11, and high-order mode spurious appears.
  • the stop band response appears in the vicinity of the frequency 2700 MHz in FIG. 8 and FIG. 9, the stop band response can be reduced by other measures.
  • FIG. 10 is a view showing the relationship between the first inclination angle ⁇ 1 of the elastic wave resonator 110 and the phase. Specifically, FIG. 10 is a graph in which the horizontal axis represents the first tilt angle ⁇ 1 of the series resonator 111s shown in FIG. 9 and the vertical axis is the phase, and the maximum value of the phase is plotted for each first tilt angle ⁇ 1.
  • FIG. 10 is a graph in which the horizontal axis represents the first tilt angle ⁇ 1 of the series resonator 111s shown in FIG. 9 and the vertical axis is the phase, and the maximum value of the phase is plotted for each first tilt angle ⁇ 1.
  • the disturbance of the impedance and the phase become smaller, and the generation of high-order mode spurious is suppressed. be able to.
  • the multiplexer 1 is disposed on a first path r1 connecting the common terminal Port1, the first terminal Port11 and the second terminal Port21, the common terminal Port1 and the first terminal Port11, and a plurality of elastic wave resonances
  • a second filter r2 disposed on a second path r2 connecting the common terminal Port1 and the second terminal Port21, the first filter 11 having the elements 111s to 114s and 111p to 113p, and the frequency of the passband is higher than that of the first filter 11; And 21.
  • the plurality of elastic wave resonators are paths connecting two or more series resonators (for example, series resonators 111s to 114s) arranged on the first path r1, and nodes n1 to n3 on the first path r1 and the ground.
  • the first series resonator 111 s including one or more parallel resonators (for example, parallel resonators 111 p to 113 p) disposed on the top and closest to the common terminal Port 1 among the two or more series resonators 111 s to 114 s
  • the parallel resonators 111p to 113p are not connected to the common terminal Port1.
  • Each of the plurality of elastic wave resonators has an IDT electrode 32 composed of a pair of comb-like electrodes 32a and 32b formed on a substrate 320 having piezoelectricity.
  • Each of the pair of comb-like electrodes 32a and 32b included in the plurality of elastic wave resonators has a plurality of electrode fingers 322a and 322b arranged to extend in a direction orthogonal to the elastic wave propagation direction D1, and a plurality of electrode fingers 322a , 322b, and bus bar electrodes 321a, 321b connecting the respective ends.
  • a virtual line L1 obtained by connecting the other ends e2 of the plurality of electrode fingers 322a included in one of the pair of comb electrodes 32a and 32b (for example, the comb electrode 32a) is elastic. It intersects with a reference line L0 which is a straight line along the wave propagation direction D1.
  • the angle formed between the virtual line L1 of the first series resonator 111s and the reference line L0 is a first inclination angle ⁇ 1, and of the one or more parallel resonators 111p to 113p, the first parallel resonator 111p closest to the common terminal Port 1
  • the angle formed by the virtual line L1 and the reference line L0 is the second inclination angle ⁇ 2
  • the angle between the imaginary line L1 of the remaining plurality of elastic wave resonators 112s to 114s, 112p, and 113p and the reference line L0 is the third inclination
  • the angle ⁇ 3 is set, at least one of the first inclination angle ⁇ 1 and the second inclination angle ⁇ 2 is larger than the third inclination angle ⁇ 3.
  • the second filter It is possible to suppress the generation of high-order mode spurious of the series resonator 111 s that has a large influence on the V.21. As a result, the high-order mode spurious response of the first filter 11 can be suppressed, and the insertion loss in the pass band of the second filter 21 can be reduced.
  • Modification 1 of Embodiment 1 In the multiplexer 1 according to the first modification of the first embodiment, among the one or more parallel resonators, the inclination angle of the parallel resonator closest to the common terminal Port 1 is larger than the inclination angle of the resonator located in the subsequent stage. There is.
  • FIG. 11 is a circuit configuration diagram of the first filter 11 according to the first modification of the first embodiment.
  • the first filter 11 according to the first modification includes a parallel resonator 111 a instead of the parallel resonator 111 p shown in the first embodiment.
  • the parallel resonators 111a are disposed at the closest position to the common terminal Port1 among the plurality of parallel resonators 111a, 112p, and 113p.
  • FIG. 12 is a plan view showing a first parallel resonator 111a closest to the common terminal Port1 in the first filter 11 of the first modification.
  • the parallel resonator 111a and the other parallel resonators 112p and 113p different from the parallel resonator 111a have inclination angles different from each other.
  • the second inclination angle ⁇ 2 when the angle between virtual line L1 of parallel resonator 111a and reference line L0 is second inclination angle ⁇ 2, the second inclination angle ⁇ 2> the third inclination angle ⁇ 3. It has a relationship of The second inclination angle ⁇ 2 is appropriately selected from, for example, a range of 2.5 ° or more and 10 ° or less. The second inclination angle ⁇ 2 may be the same as the first inclination angle ⁇ 1.
  • an angle between the virtual line L1 of the parallel resonator 111a closest to the common terminal Port1 and the reference line L0 is a second inclination angle.
  • the second inclination angle ⁇ 2 is larger than the third inclination angle ⁇ 3.
  • the parallel resonator 111a that affects the second filter 21 has the above configuration, whereby high-order mode spurious in the stop band of the first filter 11 Can be further suppressed.
  • the multiplexer 1 according to the second modification of the first embodiment is configured such that the series resonator 111s of the first filter 11 is a divided resonator.
  • FIG. 13 is a circuit configuration diagram of the first filter 11 according to the second modification of the first embodiment.
  • the series resonator 111 s of the first filter 11 is configured of two series resonators 111 b and 111 c arranged in series.
  • the series resonator 111b closest to the common terminal Port1 has a first inclination angle ⁇ 1.
  • the series resonator 111 c located between the series resonator 111 b and the node n 1 also has the first inclination angle ⁇ 1.
  • the first inclination angle ⁇ 1 of the series resonators 111b and 111c which is the series resonator 111s closest to the common terminal Port1 is the elastic wave resonators 112s to 114s located behind the node n1. , 112 p and 113 p are larger than the third inclination angle ⁇ 3. As a result, it is possible to suppress high-order mode spurious noise generated in the stop band of the first filter 11.
  • the multiplexer 1 of the second embodiment differs from the first filter 11 of the first embodiment having a T-type ladder filter structure in that the first filter 11A has a ⁇ -type ladder filter structure.
  • FIG. 14 is a circuit configuration diagram of the first filter 11A of the multiplexer 1 according to the second embodiment.
  • the first filter 11A includes series resonators 111s to 114s and parallel resonators 111d and 111p to 113p.
  • the series resonators 111s to 114s are connected in series in this order from the common terminal Port1 side on a first path (serial arm) r1 connecting the common terminal Port1 and the first terminal Port11.
  • the parallel resonators 111 d and 111 p to 113 p are parallel resonators located on the common terminal Port 1 side as viewed from the series resonator (first series resonator) 111 s closest to the common terminal Port 1 among the series resonators 111 s to 114 s 1 parallel resonator) 111 d and parallel resonators 111 p to 113 p positioned on the side of the first terminal Port 11.
  • the parallel resonator 111d is connected to a path (parallel arm) connecting a node n0 between the common terminal Port1 and the series resonator 111s and a reference terminal (ground). Specifically, the parallel resonator 111d closest to the common terminal Port1 is connected to the common terminal Port1 without interposing the series resonators 111s to 114s.
  • the parallel resonators 111p to 113p are connected in parallel to one another on a path connecting the nodes n1, n2 and n3 between the series resonators 111s to 114s adjacent to each other on the first path r1 and the reference terminal. There is.
  • one or more series resonators (for example, four series resonators 111s to 114s) disposed on the first path r1 and a path connecting the first path r1 and the reference terminal It has a ⁇ -type ladder filter structure composed of two or more parallel resonators (for example, four parallel resonators 111d and 111p to 113p) disposed on the upper side.
  • FIG. 15A is a plan view showing the parallel resonator 111d closest to the common terminal Port1 in the first filter 11A.
  • FIG. 15B is a plan view showing the series resonator 111s closest to the common terminal Port1 in the first filter 11A.
  • FIG. 15C is a plan view showing the parallel resonator 111d and the series resonator 111s and the remaining elastic wave resonators 112s to 114s and 111p to 113p different from the first filter 11A.
  • the parallel resonator 111d and the series resonator 111s have different inclination angles.
  • the parallel resonator 111d and the remaining elastic wave resonators 112s to 114s and 111p to 113p have different inclination angles.
  • the angle between the virtual line L1 of the parallel resonator 111d and the reference line L0 is the first inclination angle ⁇ 1
  • the virtual line of the series resonator 111s is the second inclination angle ⁇ 2
  • the imaginary line L1 and reference line L0 in each of the remaining elastic wave resonators 112s to 114s and 111p to 113p When the angle is set to the third inclination angle ⁇ 3, there is a relationship of first inclination angle ⁇ 1> second inclination angle ⁇ 2 and first inclination angle ⁇ 1> third inclination angle ⁇ 3.
  • the first inclination angle ⁇ 1 is appropriately selected from the range of, for example, 2.5 ° or more and 10 ° or less.
  • the third inclination angles ⁇ 3 of the elastic wave resonators 112s to 114s and 111p to 113p may be the same inclination angle or different inclination angles.
  • the parallel resonator 111d has the first inclination angle ⁇ 1.
  • the present invention is not limited thereto, and the series resonator 111s also has an inclination angle larger than the third inclination angle ⁇ 3. May be
  • an angle formed between the virtual line L1 of the series resonator 111s closest to the common terminal Port1 and the reference line L0 is the second inclination angle ⁇ 2.
  • the second inclination angle ⁇ 2 may be larger than the third inclination angle ⁇ 3.
  • the second inclination angle ⁇ 2 is appropriately selected from, for example, a range of 2.5 ° or more and 10 ° or less.
  • the second inclination angle ⁇ 2 may be the same as the first inclination angle ⁇ 1.
  • the series resonator 111 s closest to the common terminal Port 1 has the above configuration, whereby a high-order generated in the blocking region of the first filter 11 A Mode spurious can be further suppressed.
  • the multiplexer 1 according to the first modification of the second embodiment is configured by a resonator in which the parallel resonator 111d of the first filter 11A is divided.
  • FIG. 16 is a circuit configuration diagram of the first filter 11A according to the first modification of the second embodiment.
  • the first filter 11A includes series resonators 111s to 114s and parallel resonators 111d and 111p to 113p.
  • the parallel resonator 111d is configured by divided parallel resonators 111e, 111f, 111g, and 111h.
  • the parallel resonators 111e and 111f are connected in series to each other, and are connected in a path connecting the node n0 between the common terminal Port1 and the series resonator 111s and the reference terminal.
  • the parallel resonators 111g and 111h are connected in series to each other, and are connected to a path connecting the node n0 between the common terminal Port1 and the series resonator 111s and the reference terminal.
  • the parallel resonators 111e and 111f closest to the common terminal Port1 are connected to the node n0 without interposing the series resonators 111s to 114s.
  • the parallel resonators 111g and 111h closest to the common terminal Port1 are connected to the node n0 without any intervening series resonators 111s to 114s.
  • the first filter 11A includes one or more series resonators disposed on the first path r1, and two or more parallel resonators disposed on the path connecting the first path r1 and the reference terminal.
  • seven parallel resonators 111e to 111h, 111p to 113p have a ⁇ -type ladder filter structure.
  • an angle between the virtual line L1 and the reference line L0 in each of the parallel resonators 111e to 111h is a first inclination angle ⁇ 1
  • the virtual line L1 in each of the elastic wave resonators 112s to 114s and 111p to 113p is a first inclination angle ⁇ 1
  • the angle between the reference line L0 and the reference line L0 is a third inclination angle ⁇ 3
  • the multiplexer according to the above-described first and second embodiments and the variation thereof can be applied to a high frequency front end circuit, and further to a communication apparatus provided with the high frequency front end circuit. Therefore, in the present embodiment, such a high frequency front end circuit and communication apparatus will be described.
  • FIG. 17 is a block diagram of the high frequency front end circuit 30 according to the third embodiment.
  • the figure also shows the antenna element 2 connected to the high frequency front end circuit 30, the RF signal processing circuit (RFIC) 3 and the baseband signal processing circuit (BBIC) 4 together.
  • the high frequency front end circuit 30, the RF signal processing circuit 3 and the baseband signal processing circuit 4 constitute a communication device 40.
  • the high frequency front end circuit 30 includes the multiplexer 1 according to the first embodiment, the receiving switch 13 and the transmitting switch 23, the low noise amplifier circuit 14, and the power amplifier circuit 24.
  • the multiplexer 1 comprises four filters. Specifically, the multiplexer 1 includes the filter 12 and the filter 22 in addition to the first filter 11 and the second filter 21.
  • the filter 12 is a transmission filter having an uplink frequency band (transmission band) as a pass band, and is disposed on a path connecting the common terminal Port1 and the individual terminal Port12.
  • the filter 22 is a transmission filter having an upstream frequency band (transmission band) as a pass band, and is disposed on a path connecting the common terminal Port1 and the individual terminal Port22.
  • the reception side switch 13 is a switch circuit having two selection terminals individually connected to the first terminal Port11 and the second terminal Port21, which are output terminals of the multiplexer 1, and a common terminal connected to the low noise amplifier circuit 14. is there.
  • the transmission side switch 23 is a switch circuit having two selection terminals individually connected to the individual terminals Port12 and Port22 which are input terminals of the multiplexer 1, and a common terminal connected to the power amplifier circuit 24.
  • the reception side switch 13 and the transmission side switch 23 respectively connect the common terminal and a signal path corresponding to a predetermined band in accordance with a control signal from a control unit (not shown), and, for example, SPDT (Single Pole) It consists of switches of the Double Throw type.
  • SPDT Single Pole
  • the number of selection terminals connected to the common terminal is not limited to one, and may be plural. That is, the high frequency front end circuit 30 may support carrier aggregation.
  • the low noise amplifier circuit 14 is a reception amplification circuit that amplifies a high frequency signal (here, a high frequency reception signal) that has passed through the antenna element 2, the multiplexer 1, and the reception side switch 13 and outputs the signal to the RF signal processing circuit 3.
  • a high frequency signal here, a high frequency reception signal
  • the power amplifier circuit 24 is a transmission amplifier circuit that amplifies a high frequency signal (here, high frequency transmission signal) output from the RF signal processing circuit 3 and outputs the amplified high frequency signal to the antenna element 2 via the transmission switch 23 and the multiplexer 1. .
  • the RF signal processing circuit 3 performs signal processing on the high frequency reception signal input from the antenna element 2 via the reception signal path by down conversion or the like, and the reception signal generated by the signal processing is processed in the baseband signal processing circuit 4 Output to Further, the RF signal processing circuit 3 performs signal processing of the transmission signal input from the baseband signal processing circuit 4 by up conversion or the like, and outputs a high frequency transmission signal generated by the signal processing to the power amplifier circuit 24.
  • the RF signal processing circuit 3 is, for example, an RFIC.
  • the signal processed by the baseband signal processing circuit 4 is used, for example, as an image signal for displaying an image or as an audio signal for calling.
  • the high frequency front end circuit 30 may include other circuit elements between the above-described components.
  • the multiplexer 1 According to the high frequency front end circuit 30 and the communication device 40 configured as described above, by providing the multiplexer 1 according to the first embodiment, high-order mode spuriousness generated outside the pass band of the first filter 11 is obtained. The insertion loss in the pass band of the second filter 21 can be reduced.
  • the high frequency front end circuit 30 is replaced with the first filter 11 of the first modification of the first embodiment instead of the first filter 11 of the multiplexer 1 according to the first embodiment, and the second embodiment and the second embodiment.
  • the first filter 11A according to the first modification may be provided.
  • the communication device 40 may not include the baseband signal processing circuit 4 according to the processing method of the high frequency signal.
  • the multiplexer, the high frequency front end circuit, and the communication apparatus according to the embodiment of the present invention have been described above with the embodiment and the modification thereof, the present invention can be applied to any configuration in the above embodiment and modification.
  • the present invention also includes various devices incorporating a front end circuit and a communication device.
  • a multiplexer including four filters has been described as an example, but in the present invention, for example, triplexors in which the antenna terminals of the three filters are common, and antenna terminals of the six filters in common
  • the present invention can also be applied to formulated hexaplexers. That is, the multiplexer only needs to have two or more filters.
  • both the first filter and the second filter are reception filters.
  • the present invention is not limited to the application of the first and second filters, and can be applied as long as the multiplexer in which the high order mode spurious of the first filter is located in the pass band of the second filter. For this reason, at least one of the first and second filters may be a reception filter.
  • the multiplexer is not limited to the configuration including both the transmission filter and the reception filter, and may be configured to include only the transmission filter or only the reception filter.
  • the resonator 110 does not have the offset electrode finger (an electrode protruding from the other bus bar electrode facing the electrode finger).
  • the present invention is not limited to this.
  • Each resonator may have offset electrode fingers.
  • the material which comprises the adhesion layer 324 of the IDT electrode 32 and the reflector 32c, the main electrode layer 325, and the protective layer 326 is not limited to the material mentioned above.
  • the IDT electrode 32 may not have the above-described laminated structure.
  • the IDT electrode 32 may be made of, for example, a metal or alloy such as Ti, Al, Cu, Pt, Au, Ag, Pd or the like, and is made of a plurality of laminates made of the above metals or alloys May be
  • the protective layer 326 may not be formed.
  • the high sound velocity support substrate 329 is a bulk substrate that propagates more than the elastic wave of the surface wave or boundary wave propagating through the support substrate and the piezoelectric layer 327. It may have a structure in which a high sound velocity film, in which the sound velocity of sound velocity is high, is stacked.
  • the IDT electrode 32 constituting the first filter 11 is formed on the substrate 320 having the piezoelectric layer 327.
  • the substrate on which the IDT electrode 32 is formed is It may be a piezoelectric substrate consisting of a single layer of the piezoelectric layer 327.
  • the piezoelectric substrate in this case is made of, for example, a piezoelectric single crystal of LiTaO 3 or another piezoelectric single crystal such as LiNbO 3 .
  • the substrate 320 on which the IDT electrode 32 is formed may have a structure in which a piezoelectric layer is stacked on a supporting substrate, as well as one in which the whole is formed of a piezoelectric layer, as long as the substrate has piezoelectricity.
  • the piezoelectric layer 327 uses 50 ° Y-cut X-propagation LiTaO 3 single crystal, but the cut angle of the single crystal material is not limited to this.
  • the laminated structure, material and may be changed in thickness, and LiTaO 3 piezoelectric substrate or LiNbO 3 piezoelectric substrate having a cut angle other than the above Even with the surface acoustic wave filter, it is possible to obtain the same effect.
  • the present invention can be widely used in communication devices such as mobile phones as multiplexers, front end circuits and communication devices applicable to multi-band systems.

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Abstract

マルチプレクサ（１）の第１フィルタ（１１）は、複数の弾性波共振子（１１０）で構成されるラダーフィルタ構造を有する。各共振子（１１０）が有する一対の櫛歯状電極（３２ａ、３２ｂ）のうち一方の櫛歯状電極（３２ａ）に含まれる複数の電極指（３２２ａ）の他端（ｅ２）同士を結ぶことによって得られる仮想線（Ｌ１）は、弾性波伝搬方向（Ｄ１）に沿う直線である基準線（Ｌ０）と交差している。第１直列共振子（１１１ｓ）の仮想線（Ｌ１）と基準線（Ｌ０）とのなす角度を第１傾斜角（α１）とし、並列共振子（１１１ｐ）の仮想線（Ｌ１）と基準線（Ｌ０）とのなす角度を第２傾斜角（α２）とし、弾性波共振子（１１２ｓ～１１４ｓ、１１３ｐ、１１４ｐ）の仮想線（Ｌ１）と基準線（Ｌ０）とのなす角度を第３傾斜角（α３）とした場合に、第１傾斜角（α１）と第２傾斜角（α２）の少なくとも一方は第３傾斜角（α３）よりも大きい。

Description

マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路及び通信装置
　本発明は、弾性波共振子を含むフィルタを備えるマルチプレクサ、高周波フロントエンド回路及び通信装置に関する。
　近年、携帯電話端末等の通信装置について、１つの端末で複数の周波数帯域及び複数の無線方式、いわゆるマルチバンド化及びマルチモード化に対応するため、高周波信号を周波数帯域ごとに分離（分波）するマルチプレクサが広く用いられている。このようなマルチプレクサに使用されるフィルタとして、弾性波共振子を含むフィルタ装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。このフィルタ装置では、弾性波共振子のＩＤＴ（ＩｎｔｅｒＤｉｇｉｔａｌ　Ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ）電極を弾性波伝搬方向に対して傾けて配置することで、フィルタ自身の通過帯域における横モードリップルを抑制している。
国際公開第２０１５／０９８７５６号
　しかしながら、特許文献１に記載されているＩＤＴ電極を傾けて配置するフィルタでは、自身の通過帯域よりも高周波側の帯域（阻止域）において高次モードによるスプリアスが発生しやすくなるという問題がある。
　このような高次モードのスプリアスは、当該フィルタ自身の通過帯域内の特性上は問題とならないが、複数のフィルタを経由する経路が互いに接続されるマルチフィルタでは、他のフィルタの特性に影響を与え、劣化させる要因となり得る。具体的には、高次モードスプリアスの発生している周波数が他のフィルタの通過帯域内に位置している場合、他のフィルタの通過帯域におけるリップル（パスバンドリップル）の増大を招く要因となる。
　本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、フィルタの阻止域に生じる高次モードスプリアスを抑制することができるマルチプレクサ、高周波フロントエンド回路及び通信装置を提供することを目的とする。
　上記目的を達成するために、本発明の一態様に係るマルチプレクサは、共通端子、第１端子及び第２端子と、前記共通端子と前記第１端子とを結ぶ第１経路上に配置され、複数の弾性波共振子を有する第１フィルタと、前記共通端子と前記第２端子とを結ぶ第２経路上に配置され、通過帯域の周波数が前記第１フィルタより高い第２フィルタと、を備え、前記複数の弾性波共振子は、前記第１経路上に配置された２以上の直列共振子と、前記第１経路上のノードとグランドとを結ぶ経路上に配置された１以上の並列共振子と、を含み、前記２以上の直列共振子のうち前記共通端子に最も近い第１直列共振子は、前記並列共振子を介さずに前記共通端子に接続され、前記複数の弾性波共振子のそれぞれは、圧電性を有する基板上に形成された一対の櫛歯状電極からなるＩＤＴ電極を有し、前記複数の弾性波共振子が有する前記一対の櫛歯状電極のそれぞれは、弾性波伝搬方向の直交方向に延びるように配置された複数の電極指と、前記複数の電極指のそれぞれの一端同士を接続するバスバー電極と、を含み、前記一対の櫛歯状電極のうち一方の櫛歯状電極に含まれる前記複数の電極指の他端同士を結ぶことによって得られる仮想線は、前記弾性波伝搬方向に沿う直線である基準線と交差しており、前記第１直列共振子の前記仮想線と前記基準線とのなす角度を第１傾斜角とし、前記１以上の並列共振子のうち前記共通端子に最も近い第１並列共振子の前記仮想線と前記基準線とのなす角度を第２傾斜角とし、残りの前記複数の弾性波共振子の前記仮想線と前記基準線とのなす角度を第３傾斜角とした場合に、前記第１傾斜角と前記第２傾斜角の少なくとも一方は前記第３傾斜角よりも大きい。
　このように上記仮想線と上記基準線とが交差するようにＩＤＴ電極を配置する、すなわち弾性波伝搬方向に対してＩＤＴ電極を傾けた状態で配置することで、各共振子における横モードリップルの発生を抑制することができる。また、共通端子に最も近い直列共振子のＩＤＴ電極を、当該残りの複数の弾性波共振子のＩＤＴ電極よりも傾きが大きい状態で配置することで、第２フィルタに大きな影響を与える当該直列共振子の高次モードスプリアスを抑制することができる。これにより、第１フィルタの阻止域に生じる高次モードスプリアスを抑制することができ、第２フィルタの通過帯域における挿入損失を低減することができる。
　また、前記第１傾斜角と前記第２傾斜角の少なくとも一方は、２．５°以上１０°以下であってもよい。
　これによれば、第１フィルタの阻止域に生じる高次モードスプリアスをさらに抑制することができる。
　また、前記第１傾斜角及び前記第２傾斜角のそれぞれは、前記第３傾斜角よりも大きくてもよい。
　このように、第１傾斜角及び第２傾斜角のそれぞれを、第３傾斜角よりも大きくすることで、第２フィルタに影響を与える高次モードスプリアスを抑制することができる。これにより、第１フィルタの阻止域に生じる高次モードスプリアスを抑制することができ、第２フィルタの通過帯域における挿入損失を低減することができる。
　上記目的を達成するために、本発明の一態様に係るマルチプレクサは、共通端子、第１端子及び第２端子と、前記共通端子と前記第１端子とを結ぶ第１経路上に配置され、複数の弾性波共振子を有する第１フィルタと、前記共通端子と前記第２端子とを結ぶ第２経路上に配置され、通過帯域の周波数が前記第１フィルタより高い第２フィルタと、を備え、前記複数の弾性波共振子は、前記第１経路上に配置された１以上の直列共振子と、前記第１経路とグランドとを結ぶ経路上に配置された２以上の並列共振子と、を含み、前記２以上の並列共振子は、前記１以上の直列共振子のうち前記共通端子に最も近い第１直列共振子から見て前記共通端子側に位置する第１並列共振子と、前記第１端子側に位置する並列共振子を含み、前記複数の弾性波共振子のそれぞれは、圧電性を有する基板上に形成された一対の櫛歯状電極からなるＩＤＴ電極を有し、前記複数の弾性波共振子が有する前記一対の櫛歯状電極のそれぞれは、弾性波伝搬方向の直交方向に延びるように配置された複数の電極指と、前記複数の電極指のそれぞれの一端同士を接続するバスバー電極と、を含み、前記一対の櫛歯状電極のうち一方の櫛歯状電極に含まれる前記複数の電極指の他端同士を結ぶことによって得られる仮想線は、前記弾性波伝搬方向に沿う直線である基準線と交差しており、前記第１並列共振子の前記仮想線と前記基準線とのなす角度を第１傾斜角とし、前記第１直列共振子の前記仮想線と前記基準線とのなす角度を第２傾斜角とし、残りの前記複数の弾性波共振子の前記仮想線と前記基準線とのなす角度を第３傾斜角とした場合に、前記第１傾斜角と前記第２傾斜角の少なくとも一方は前記第３傾斜角よりも大きい。
　このように上記仮想線と上記基準線とが交差するようにＩＤＴ電極を配置する、すなわちＩＤＴ電極を傾けた状態で配置することで、各共振子における横モードリップルの発生を抑制することができる。また、共通端子に最も近い並列共振子のＩＤＴ電極を、当該残りの複数の弾性波共振子のＩＤＴ電極よりも傾きが大きい状態で配置することで、第２フィルタに大きな影響を与える当該並列共振子の高次モードスプリアスを抑制することができる。これにより、第１フィルタの阻止域に生じる高次モードスプリアスを抑制することができ、第２フィルタの通過帯域における挿入損失を低減することができる。
　また、前記第１傾斜角と前記第２傾斜角の少なくとも一方は、２．５°以上１０°以下であってもよい。
　これによれば、第１フィルタの阻止域に生じる高次モードスプリアスをさらに抑制することができる。
　また、前記第１傾斜角及び前記第２傾斜角のそれぞれは、前記第３傾斜角よりも大きくてもよい。
　このように、第１傾斜角及び第２傾斜角のそれぞれを、第３傾斜角よりも小さくすることで、第２フィルタに影響を与える高次モードスプリアスを抑制することができる。これにより、第１フィルタの阻止域に生じる高次モードスプリアスを抑制することができ、第２フィルタの通過帯域における挿入損失を低減することができる。
　また、前記基板は、前記ＩＤＴ電極が一方の主面上に形成された圧電体層と、前記圧電体層を伝搬する弾性波音速よりも、伝搬するバルク波音速が高速である高音速支持基板と、前記高音速支持基板と前記圧電体層との間に配置され、前記圧電体層を伝搬するバルク波音速よりも、伝搬するバルク波音速が低速である低音速膜と、を備えていてもよい。
　これにより、圧電体層を有する基板上に形成されたＩＤＴ電極を含む各共振子のＱ値を高い値に維持できる。
　また、前記第１フィルタにより発生する高次モードスプリアスの周波数は、前記第２フィルタの周波数通過帯域に含まれていてもよい。
　これによれば、第１フィルタの阻止域に生じる高次モードスプリアスを抑制するとともに、第２フィルタの通過帯域における挿入損失を低減することができる。
　また、本発明の一態様に係る高周波フロントエンド回路は、上記いずれかのマルチプレクサと、前記マルチプレクサに接続された増幅回路と、を備える。
　これにより、第１フィルタの阻止域に生じる高次モードスプリアスを抑制するとともに第２フィルタにおける通過帯域の挿入損失を低減することができる高周波フロントエンド回路を提供できる。
　また、本発明の一態様に係る通信装置は、アンテナ素子で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路と、前記アンテナ素子と前記ＲＦ信号処理回路との間で前記高周波信号を伝達する上記高周波フロントエンド回路と、を備える。
　これにより、第１フィルタの阻止域に生じる高次モードスプリアスを抑制するとともに第２フィルタにおける通過帯域の挿入損失を低減することができる通信装置を提供できる。
　本発明に係るマルチプレクサ等によれば、フィルタの阻止域に生じる高次モードスプリアスを抑制することができる。
図１は、実施の形態及び比較例の両方に共通するマルチプレクサの基本構成図である。 図２は、比較例に係るマルチプレクサの第１フィルタを示す回路構成図である。 図３は、比較例に係る第１フィルタの阻止域に生じる高次モードスプリアスを示す模式図である。 図４は、比較例における第１フィルタのリターンロスを説明する図である。 図５は、実施の形態１に係るマルチプレクサの第１フィルタを示す回路構成図である。 図６は、実施の形態１に係る第１フィルタの弾性波共振子を模式的に表す平面図及び断面図である。 図７Ａは、実施の形態１の第１フィルタにおいて共通端子に最も近い直列共振子を示す平面図である。 図７Ｂは、実施の形態１の第１フィルタにおいて共通端子に最も近い並列共振子を示す平面図である。 図７Ｃは、実施の形態１の第１フィルタにおいて残りの弾性波共振子を示す平面図である。 図８は、実施の形態１に係る弾性波共振子のインピーダンスの変化を示す図である。 図９は、実施の形態１に係る弾性波共振子の周波数と位相との関係を示す図である。 図１０、実施の形態１に係る弾性波共振子の第１傾斜角と位相との関係を示す図である。 図１１は、実施の形態１の変形例１に係る第１フィルタの回路構成図である。 図１２は、実施の形態１の変形例１の第１フィルタにおいて共通端子に最も近い第１並列共振子を示す平面図である。 図１３は、実施の形態１の変形例２に係る第１フィルタの回路構成図である。 図１４は、実施の形態２に係るマルチプレクサの第１フィルタの回路構成図である。 図１５Ａは、実施の形態２の第１フィルタにおいて共通端子に最も近い並列共振子を示す平面図である。 図１５Ｂは、実施の形態２の第１フィルタにおいて共通端子に最も近い直列共振子を示す平面図である。 図１５Ｃは、実施の形態２の第１フィルタにおいて残りの弾性波共振子を示す平面図である。 図１６は、実施の形態２の変形例１に係る第１フィルタの回路構成図である。 図１７は、実施の形態３に係る高周波フロントエンド回路の構成図である。
　（本発明に至る経緯）
　まず、図１～図４を参照しながら本発明に至る経緯について説明する。図１は、本実施の形態及び比較例の両方に共通するマルチプレクサ１の基本構成図である。なお、同図には、共通端子Ｐｏｒｔ１に接続されるアンテナ素子２も図示されている。
　マルチプレクサ１は、共通端子Ｐｏｒｔ１と、第１端子Ｐｏｒｔ１１と、第２端子Ｐｏｒｔ２１と、第１フィルタ１１と、第２フィルタ２１とを備える。第１フィルタ１１は、共通端子Ｐｏｒｔ１と第１端子Ｐｏｒｔ１１とを結ぶ第１経路ｒ１上に配置されている。第２フィルタ２１は、共通端子Ｐｏｒｔ１と第２端子Ｐｏｒｔ２１とを結ぶ第２経路ｒ２上に配置されている。第２フィルタ２１は、第１フィルタ１１よりも通過帯域周波数が高くなるように設定されている。
　図２は、比較例に係るマルチプレクサ１の第１フィルタ１１を示す回路構成図である。
　比較例に係る第１フィルタ１１は、複数の弾性波共振子を含むラダー型フィルタである。第１フィルタ１１は、第１経路ｒ１上に配置された弾性波共振子である直列共振子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ５と、第１経路ｒ１とグランドとを結ぶ経路上に配置された弾性波共振子である並列共振子Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３、Ｐ４とを備える。直列共振子Ｓ１～Ｓ５は、共通端子Ｐｏｒｔ１から第１端子Ｐｏｒｔ１１に向かってこの順で配置されている。並列共振子Ｐ１は直列共振子Ｓ１及びＳ２の間に接続され、並列共振子Ｐ２は直列共振子Ｓ２及びＳ３の間に接続され、並列共振子Ｐ３は直列共振子Ｓ３及びＳ４の間に接続され、並列共振子Ｐ４は直列共振子Ｓ４及びＳ５の間に接続されている。以下、直列共振子Ｓ１～Ｓ５及び並列共振子Ｐ１～Ｐ４の全てまたは一部を指して「共振子」と呼ぶ場合がある。
　図３を参照しながら、比較例に係るマルチプレクサ１に起こり得る問題点について説明する。図３は、比較例に係る第１フィルタ１１の阻止域に生じる高次モードスプリアスを示す模式図である。図３におけるグラフの太線は、共振周波数ｆ１及び反共振周波数ｆ２を有する直列共振子Ｓ１のインピーダンス特性を示しており、グラフの細線は、第１フィルタ１１及び第２フィルタ２１の挿入損失を示している。
　高次モードスプリアスは、例えば、共振子の反共振点よりも周波数が高い側において、さざ波状のインピーダンスの乱れとなって表れる。図３に示すように、第１フィルタ１１のいずれかの共振子による高次モードスプリアスが周波数ｆ３に発生すると、第１フィルタ１１で反射されるべき周波数ｆ３の信号の一部が反射されずに損失となり、第２フィルタ２１においてパスバンドリップルが表れる。このパスバンドリップルによって、第２フィルタ２１の通過帯域に挿入損失が生じる。第２フィルタ２１の挿入損失を低減するためには、第１フィルタ１１の共振子によって生じる高次モードスプリアスを抑制する必要がある。
　前述したように、共振子のＩＤＴ電極を弾性波伝搬方向に対して傾けて配置することで、第１フィルタ自身の通過帯域における横モードリップルを抑制することができる。しかし一方で、ＩＤＴ電極を傾けて配置すると、高次モードスプリアスが発生しやすくなる。そこで、ＩＤＴ電極を傾けて配置して横モードリップルを抑制しつつ、いかに高次モードスプリアスを抑制するかが課題となる。
　ここで、第１フィルタ１１に含まれる複数の共振子のうち、どの共振子の高次モードスプリアスが第２フィルタ２１に、より大きく影響するか、すなわち、どの共振子の高次モードスプリアスを抑制すると第２フィルタ２１の挿入損失の低減に効果的であるかを説明する。
　図４は、比較例における第１フィルタ１１のリターンロスを説明する図である。図４は、第１フィルタ１１に共通端子Ｐｏｒｔ１側から所定の周波数信号を入力した場合のリターンロスと比較して、第１フィルタ１１の複数の共振子のうちの１つに抵抗を挿入して所定の周波数信号を入力した場合のリターンロスの増分を示す図である。なお、第１フィルタ１１に入力する所定の周波数信号は、第１フィルタ１１の阻止域であってかつ第２フィルタ２１の通過域の周波数を含む信号である。
　共振子に挿入した抵抗は、当該共振子に高次モードスプリアスが発生している状態を模擬的に表している。第１フィルタ１１のリターンロスは、どの共振子に抵抗を挿入したか、つまりどの共振子で高次モードスプリアスが発生しているかに応じて異なる度合いで増加する。
　ここで、リターンロスとは共通端子Ｐｏｒｔ１から見た第１フィルタ１１の反射損失のことであり、リターンロスが大きいほど、第１フィルタ１１からの信号の反射は小さくなる。つまり、第２フィルタ２１の通過域の周波数信号が第１フィルタ１１に吸収されてしまい、第２フィルタ２１での挿入損失が増大する。
　図４に示すように、共通端子Ｐｏｒｔ１に最も近い直列共振子Ｓ１に抵抗を挿入した場合のリターンロスの増分は最大で０．７ｄＢであり、２番目に近い並列共振子Ｐ１に抵抗を挿入した場合のリターンロスの増分は最大で０．３８ｄＢである。一方、３番目に近い直列共振子Ｓ２に抵抗を挿入した場合のリターンロスの増分は最大で０．０５ｄＢであり、また、４番目以降の各共振子Ｐ２～Ｐ４、Ｓ３～Ｓ５に抵抗を挿入した場合のリターンロスの増分は約０ｄＢであり、リターンロスはほとんど増加しないとみなすことができる。このように、第１フィルタ１１におけるリターンロスの増加は、共通端子Ｐｏｒｔ１の近くに位置する共振子、より具体的には共通端子Ｐｏｒｔ１側初段の直列共振子及び並列共振子で高次モードスプリアスが発生した場合ほど大きい。したがって、第２フィルタ２１の挿入損失を低減するためには、共通端子Ｐｏｒｔ１側初段の直列共振子及び並列共振子に対して高次モードスプリアスを抑制する対策を施すことが効果的である。
　本実施の形態のマルチプレクサ１では、第１フィルタ１１に含まれる各共振子が、横モードリップルを抑制する構造を維持しつつ、共通端子Ｐｏｒｔ１の近くに位置する共振子が、高次モードスプリアスを抑制する構造を有している。これにより、第２フィルタ２１の通過帯域における挿入損失を低減することができる。
　以下、本発明の実施の形態について、実施例及び図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置及び接続形態などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。以下の実施の形態における構成要素のうち、独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。また、図面に示される構成要素の大きさ、または大きさの比は、必ずしも厳密ではない。また、各図において、実質的に同一の構成に対しては同一の符号を付しており、重複する説明は省略または簡略化する場合がある。また、以下の実施の形態において、「接続される」とは、直接接続される場合だけでなく、他の素子等を介して電気的に接続される場合も含まれる。
　（実施の形態１）
　図１及び図５～図１０を参照しながら実施の形態１に係るマルチプレクサ１について説明する。なお、実施の形態１と前述した比較例とで重複する構成要素もあるが、重複する構成要素を含めて実施の形態１として改めて説明する。
　［１－１．マルチプレクサの構成］
　実施の形態１のマルチプレクサ１は、通過帯域が互いに異なる複数のフィルタを備えており、これら複数のフィルタのアンテナ側の端子が共通端子Ｐｏｒｔ１で束ねられたマルチプレクサ（分波器）である。具体的には図１に示すように、マルチプレクサ１は、共通端子Ｐｏｒｔ１と、第１端子Ｐｏｒｔ１１と、第２端子Ｐｏｒｔ２１と、第１フィルタ１１と、第２フィルタ２１とを備える。
　共通端子Ｐｏｒｔ１は、第１フィルタ１１及び第２フィルタ２１に共通に設けられ、マルチプレクサ１の内部で第１フィルタ１１及び第２フィルタ２１に接続される。また、共通端子Ｐｏｒｔ１は、マルチプレクサ１の外部でアンテナ素子２に接続される。つまり、共通端子Ｐｏｒｔ１は、マルチプレクサ１のアンテナ端子でもある。
　第１端子Ｐｏｒｔ１１は、マルチプレクサ１の内部で第１フィルタ１１に接続される。第２端子Ｐｏｒｔ２１は、マルチプレクサ１の内部で第２フィルタ２１に接続される。また、第１端子Ｐｏｒｔ１１及び第２端子Ｐｏｒｔ２１は、マルチプレクサ１の外部で、増幅回路等（図示せず）を介してＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ：Ｒａｄｉｏ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ、図示せず）に接続される。
　第１フィルタ１１は、共通端子Ｐｏｒｔ１と第１端子Ｐｏｒｔ１１とを結ぶ第１経路ｒ１上に配置される。第１フィルタ１１は、例えば、ＢａｎｄＬ（ローバンド）における下り周波数帯（受信帯域）を通過帯域とする受信フィルタである。
　第２フィルタ２１は、共通端子Ｐｏｒｔ１と第２端子Ｐｏｒｔ２１とを結ぶ第２経路ｒ２上に配置される。第２フィルタ２１は、例えば、ＢａｎｄＨ（ハイバンド）における下り周波数帯（受信帯域）を通過帯域とする受信フィルタである。
　第１フィルタ１１及び第２フィルタ２１の特性としては、対応するＢａｎｄの周波数帯域（受信帯域または送信帯域）を通過させ、他の帯域を減衰させるような特性が求められる。本実施の形態では、第２フィルタ２１は、第１フィルタ１１よりも周波数通過帯域が高くなるように設定されている。
　第１経路ｒ１と第２経路ｒ２とは、ノードＮで接続されている。つまり、ノードＮは、第１経路ｒ１及び第２経路ｒ２を束ねる点である。なお、マルチプレクサ１において、第１フィルタ１１とノードＮとを結ぶ第１経路ｒ１上、及び、第２フィルタ２１とノードＮとを結ぶ第２経路ｒ２上、あるいは、ノードＮと共通端子Ｐｏｒｔ１とを結ぶ経路上等に、インピーダンス整合用のインダクタ等のインピーダンス素子が接続されていてもかまわない。
　［１－２．フィルタの構成］
　次に、第１フィルタ１１及び第２フィルタ２１の構成について、ＢａｎｄＬを通過帯域とする第１フィルタ１１を例に挙げて説明する。
　図５は、第１フィルタ１１を示す回路構成図である。同図に示すように、第１フィルタ１１は、弾性波共振子である直列共振子１１１ｓ、１１２ｓ、１１３ｓ、１１４ｓ及び並列共振子１１１ｐ、１１２ｐ、１１３ｐを備える。以下、直列共振子１１１ｓ～１１４ｓ及び並列共振子１１１ｐ～１１３ｐの全部または一部を指して「共振子１１０」と呼ぶ場合がある。
　直列共振子１１１ｓ～１１４ｓは、共通端子Ｐｏｒｔ１と第１端子Ｐｏｒｔ１１とを結ぶ第１経路（直列腕）ｒ１上に、共通端子Ｐｏｒｔ１側からこの順に直列に接続されている。また、並列共振子１１１ｐ～１１３ｐは、第１経路ｒ１上にて隣り合う直列共振子１１１ｓ～１１４ｓの間の各ノードｎ１、ｎ２、ｎ３と基準端子（グランド）とを結ぶ経路（並列腕）上に互いに並列に接続されている。具体的には、共通端子Ｐｏｒｔ１に最も近い直列共振子（第１直列共振子）１１１ｓは、並列共振子１１１ｐ～１１３ｐを間に介さずに共通端子Ｐｏｒｔ１に接続されている。並列共振子１１１ｐ～１１３ｐのうち共通端子Ｐｏｒｔ１に最も近い並列共振子は、並列共振子（第１並列共振子）１１１ｐである。各並列共振子１１１ｐ～１１３ｐの一端は、ノードｎ１、ｎ２、ｎ３のいずれか１つに接続され、他端は基準端子に接続されている。
　このように、第１フィルタ１１は、第１経路ｒ１上に配置された２以上の直列共振子（本実施の形態では４つの直列共振子）、及び、第１経路ｒ１と基準端子（グランド）とを結ぶ経路上に配置された１以上の並列共振子（本実施の形態では３つの並列共振子）で構成されるＴ型のラダーフィルタ構造を有する。
　なお、第１フィルタ１１の直列共振子及び並列共振子の数は、それぞれ、４個及び３個に限定されず、直列共振子が２個以上かつ並列共振子が１個以上あればよい。また、並列共振子は、インダクタを介して、基準端子に接続されていてもよい。また、直列腕上あるいは並列腕上に、インダクタ及びキャパシタ等のインピーダンス素子が挿入または接続されていてもよい。また図５では、並列共振子が接続される基準端子が個別化されているが、基準端子を個別化するか共通化するかは、例えば、第１フィルタ１１の実装レイアウトの制約等によって適宜選択され得る。
　［１－３．弾性波共振子の構造］
　次に、第１フィルタ１１を構成する共振子１１０の基本構造について説明する。本実施の形態における共振子１１０は、弾性表面波（ＳＡＷ：Ｓｕｒｆａｃｅ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）共振子である。
　なお、もう一方のフィルタである第２フィルタ２１は、上記の構成に限定されず、要求されるフィルタ特性等に応じて適宜設計され得る。具体的には、第２フィルタ２１は、ラダー型のフィルタ構造を有さなくてもよく、例えば縦結合型のフィルタ構造であってもかまわない。また、第２フィルタ２１を構成する各共振子は、ＳＡＷ共振子に限らず、例えば、ＢＡＷ（Ｂｕｌｋ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）共振子であってもかまわない。さらには、第２フィルタ２１は、共振子を用いずに構成されていてもよく、例えば、ＬＣ共振フィルタあるいは誘電体フィルタであってもかまわない。
　図６は、第１フィルタ１１の共振子１１０を模式的に表す平面図及び断面図である。なお、図６に示された共振子１１０は、上記共振子１１０の典型的な構造を説明するためのものであって、電極を構成する電極指の本数や長さなどは、これに限定されない。
　図６の平面図に示すように、共振子１１０は、互いに対向する一対の櫛歯状電極３２ａ及び３２ｂと、一対の櫛歯状電極３２ａ及び３２ｂに対して弾性波伝搬方向Ｄ１に配置された反射器３２ｃと、を有する。一対の櫛歯状電極３２ａ及び３２ｂは、ＩＤＴ電極３２を構成している。
　櫛歯状電極３２ａは、櫛歯形状に配置され、互いに平行な複数の電極指３２２ａと、複数の電極指３２２ａのそれぞれの一端ｅ１同士を接続するバスバー電極３２１ａとで構成されている。また、櫛歯状電極３２ｂは、櫛歯形状に配置され、互いに平行な複数の電極指３２２ｂと、複数の電極指３２２ｂのそれぞれの一端同士を接続するバスバー電極３２１ｂとで構成されている。複数の電極指３２２ａ及び３２２ｂは、弾性波伝搬方向Ｄ１の直交方向に延びるように形成されている。
　一対の反射器３２ｃは、一対の櫛歯状電極３２ａ及び３２ｂに対して弾性波伝搬方向Ｄ１に配置されている。具体的には、一対の反射器３２ｃは、弾性波伝搬方向Ｄ１において、一対の櫛歯状電極３２ａ及び３２ｂを挟むように配置されている。各反射器３２ｃは、互いに平行な複数の反射電極指と、当該複数の反射電極指を接続する反射器バスバー電極と、で構成されている。一対の反射器３２ｃは、反射器バスバー電極が弾性波伝搬方向Ｄ１に沿って形成されている。
　ここで、複数の電極指３２２ａのそれぞれの他端ｅ２同士（複数の電極指３２２ａのそれぞれのバスバー電極３２１ａと接続されていない端部同士）を結ぶことによって得られる仮想線Ｌ１は、弾性波伝搬方向Ｄ１に沿う直線である基準線Ｌ０に対して所定の角度である傾斜角αで交差している。また、複数の電極指３２２ａのそれぞれの一端ｅ１同士（複数の電極指３２２ａのそれぞれのバスバー電極３２１ａと接続されている端部同士）を結ぶことによって得られる仮想線Ｌ１ａは、上記仮想線Ｌ１と平行であり、基準線Ｌ０に対して傾斜角αで交差している。なお、複数の電極指３２２ｂのそれぞれの他端同士を結ぶことによって得られる仮想線、及び、一端同士を結ぶことによって得られる仮想線も基準線Ｌ０に対して傾斜角αで交差している。このように、共振子１１０を構成する各ＩＤＴ電極３２は、弾性波伝搬方向Ｄ１と複数の電極指３２２ａ、３２２ｂの並び方向とが交差する、いわゆる傾斜ＩＤＴとなっている。
　１ポートの弾性表面波を利用した共振子では、共振周波数と反共振周波数との間に横モードリップルが発生し、通過帯域内の伝送特性を劣化させる場合がある。そこで本実施の形態に係る第１フィルタ１１では、この対策として、共振子１１０のＩＤＴ電極３２に傾斜ＩＤＴが採用されている。また、本実施の形態に係る第１フィルタ１１では、前述した高次モードスプリアスを抑制するため、直列共振子１１１ｓ～１１４ｓ及び並列共振子１１１ｐ～１１３ｐが以下に示す構造を有している。
　図７Ａは、第１フィルタ１１において共通端子Ｐｏｒｔ１に最も近い直列共振子１１１ｓを示す平面図である。図７Ｂは、第１フィルタ１１において共通端子Ｐｏｒｔ１に最も近い並列共振子１１１ｐを示す平面図である。図７Ｃは、第１フィルタ１１において、直列共振子１１１ｓ及び並列共振子１１１ｐと異なる残りの弾性波共振子１１２ｓ～１１４ｓ及び１１２ｐ、１１３ｐを示す平面図である。
　図７Ａ及び図７Ｂに示すように、第１フィルタ１１では、直列共振子１１１ｓと並列共振子１１１ｐとが互いに異なる傾斜角を有している。また、図７Ａ及び図７Ｃに示すように、第１フィルタ１１では、直列共振子１１１ｓと残りの弾性波共振子１１２ｓ～１１４ｓ、１１２ｐ、１１３ｐとが、互いに異なる傾斜角を有している。
　具体的には、図７Ａに示すように、直列共振子１１１ｓの仮想線Ｌ１と基準線Ｌ０とのなす角度を第１傾斜角α１とし、図７Ｂに示すように、並列共振子１１１ｐの仮想線Ｌ１と基準線Ｌ０とのなす角度を第２傾斜角α２とし、図７Ｃに示すように、弾性波共振子１１２ｓ～１１４ｓ、１１２ｐ、１１３ｐのそれぞれにおける仮想線Ｌ１と基準線Ｌ０とのなす角度を第３傾斜角α３とした場合に、第１傾斜角α１＞第２傾斜角α２、及び、第１傾斜角α１＞第３傾斜角α３という関係を有している。第１傾斜角α１は、例えば、２．５°以上１０°以下の範囲から適宜選択される。第１フィルタ１１を構成する共振子１１０が上記構成を有することで、横モードリップルの発生を抑制しつつ、第１フィルタ１１の阻止域における高次モードスプリアスを抑制することができる。
　なお、弾性波共振子１１２ｓ～１１４ｓ、１１２ｐ、１１３ｐのそれぞれの第３傾斜角α３は、互いに同じ傾斜角であってもよいし、異なる傾斜角であってもよい。
　［１－４．弾性波共振子の断面構造］
　ここで、再び図６を参照しながら、共振子１１０の断面構造について説明する。
　図６の断面図に示すように、複数の電極指３２２ａ及び３２２ｂ、ならびに、バスバー電極３２１ａ及び３２１ｂで構成されるＩＤＴ電極３２は、密着層３２４と主電極層３２５との積層構造となっている。また、反射器３２ｃの断面構造は、ＩＤＴ電極３２の断面構造と同様のため、以下ではその説明を省略する。
　密着層３２４は、圧電体層３２７と主電極層３２５との密着性を向上させるための層であり、材料として、例えば、Ｔｉが用いられる。密着層３２４の膜厚は、例えば、１２ｎｍである。
　主電極層３２５は、材料として、例えば、Ｃｕを１％含有したＡｌが用いられる。主電極層３２５の膜厚は、例えば１６２ｎｍである。
　保護層３２６は、ＩＤＴ電極３２及び基板３２０を覆うように、ＩＤＴ電極３２及び基板３２０の外表面に沿って形成されている。保護層３２６は、主電極層３２５を外部環境から保護する、周波数温度特性を調整する、及び、耐湿性を高めるなどを目的とする層であり、例えば、二酸化ケイ素を主成分とする膜である。保護層３２６の膜厚は、例えば２５ｎｍである。
　このようなＩＤＴ電極３２ならびに反射器３２ｃは、次に説明する基板３２０の主面上に配置されている。以下、本実施の形態における基板３２０の積層構造について説明する。
　図６の下段に示すように、基板３２０は、高音速支持基板３２９と、低音速膜３２８と、圧電体層３２７とを備え、高音速支持基板３２９、低音速膜３２８及び圧電体層３２７がこの順で積層された構造を有している。
　圧電体層３２７は、ＩＤＴ電極３２ならびに反射器３２ｃが主面上に配置された圧電膜である。圧電体層３２７は、例えば、５０°ＹカットＸ伝搬ＬｉＴａＯ３圧電単結晶または圧電セラミックス（Ｘ軸を中心軸としてＹ軸から５０°回転した軸を法線とする面で切断したタンタル酸リチウム単結晶またはセラミックスであって、Ｘ軸方向に弾性表面波が伝搬する単結晶またはセラミックス）からなる。圧電体層３２７の厚みは、ＩＤＴ電極３２の電極ピッチで定まる弾性波の波長をλとした場合、３．５λ以下であり、例えば、６００ｎｍである。
　高音速支持基板３２９は、低音速膜３２８、圧電体層３２７ならびにＩＤＴ電極３２を支持する基板である。高音速支持基板３２９は、さらに、圧電体層３２７を伝搬する表面波や境界波の弾性波よりも、高音速支持基板３２９中のバルク波の音速が高速となる基板であり、弾性表面波を圧電体層３２７及び低音速膜３２８が積層されている部分に閉じ込め、高音速支持基板３２９より下方に漏れないように機能する。高音速支持基板３２９は、例えば、シリコン基板であり、厚みは、例えば１２５μｍである。
　低音速膜３２８は、圧電体層３２７を伝搬するバルク波の音速よりも、低音速膜３２８中のバルク波の音速が低速となる膜であり、圧電体層３２７と高音速支持基板３２９との間に配置される。この構造と、弾性波が本質的に低音速な媒質にエネルギーが集中するという性質とにより、弾性表面波エネルギーのＩＤＴ電極３２外への漏れが抑制される。低音速膜３２８は、例えば、二酸化ケイ素を主成分とする膜である。低音速膜３２８の厚みは、ＩＤＴ電極３２の電極ピッチで定まる弾性波の波長をλとした場合、２λ以下であり、例えば６７０ｎｍである。
　本実施の形態における基板３２０の上記積層構造によれば、例えば圧電基板を単層で使用している従来の構造と比較して、共振周波数及び反共振周波数におけるＱ値を大幅に高めることが可能となる。一方、上記積層構造によれば、基板３２０の厚み方向における弾性波エネルギーの閉じ込め効率が高くなるので、共振子１１０によって発生した高次モードスプリアスが減衰されにくく残ってしまう。そのため、上記積層構造を有する本実施の形態の共振子１１０では、より一層、高次モードスプリアスを抑制するための方策が必要となる。本実施の形態では、前述したように、共通端子Ｐｏｒｔ１に最も近い直列共振子１１１ｓが、直列共振子１１１ｓと異なる他の弾性波共振子１１２ｓ～１１４ｓ、１１１ｐ～１１３ｐより、大きい傾斜角を有しており、第１フィルタ１１の高次モードスプリアスを効果的に抑制することができる。
　［１－５．効果等］
　図８は、実施の形態１に係る弾性波共振子１１０のインピーダンスの変化を示す図である。具体的には、図８は、直列共振子１１１ｓの第１傾斜角α１を変えた場合における周波数とインピーダンスとの関係を示す図である。
　図８に示すように、直列共振子１１１ｓでは、第１フィルタ１１の阻止域である周波数２９９０ＭＨｚ付近でインピーダンスが乱れ、高次モードスプリアスが表れている。これを第１傾斜角α１ごとに見ると、第１傾斜角α１＝０°の場合にインピーダンスの乱れが大きく、第１傾斜角α１を２．５°、５°、７．５°、１０°と段階的に大きくするにしたがってインピーダンスの乱れが小さくなっている。例えば、第１傾斜角α１＝２．５°以上１０°以下の場合は、第１フィルタ１１の阻止域におけるインピーダンスの乱れは小さく、高次モードスプリアスが減少している。
　図９は、弾性波共振子１１０の周波数と位相との関係を示す図であって、図８に示すインピーダンスを、Ｓパラメータを用いて位相に変換した図である。このようにインピーダンスを位相に変換して見ると、第１傾斜角α１を変えた場合の高次モードスプリアスの違いが位相の違いとして顕著に表れる。
　図９に示すように、直列共振子１１１ｓでは、第１フィルタ１１の阻止域にて位相が大きくなり、高次モードスプリアスが表れている。これを第１傾斜角α１ごとに見ると、第１傾斜角α１＝０°の場合に位相が大きく、第１傾斜角α１を段階的に大きくするにしたがって位相が小さくなっている。例えば、第１傾斜角α１＝２．５°以上１０°以下の場合は、第１フィルタ１１の阻止域における位相は小さく、高次モードスプリアスが減少している。なお、図８及び図９では、周波数２７００ＭＨｚ付近においてストップバンドレスポンスが表れているが、このストップバンドレスポンスは他の方策によって低減することが可能である。
　図１０は、弾性波共振子１１０の第１傾斜角α１と位相との関係を示す図である。具体的には、図１０は、図９に示す直列共振子１１１ｓの第１傾斜角α１を横軸とし位相を縦軸としたグラフにおいて、第１傾斜角α１ごとに位相の最大値をプロットした図である。
　図１０に示すように、直列共振子１１１ｓでは、第１傾斜角α１＝０°の場合に位相が大きいが、第１傾斜角α１＝２．５°以上１０°以下の場合は位相が小さくなっている。図８～１０のように、直列共振子１１１ｓの第１傾斜角α１を２．５°以上１０°以下とすることで、インピーダンスの乱れ及び位相が小さくなり、高次モードスプリアスの発生を抑制することができる。
　本実施の形態に係るマルチプレクサ１は、共通端子Ｐｏｒｔ１、第１端子Ｐｏｒｔ１１及び第２端子Ｐｏｒｔ２１と、共通端子Ｐｏｒｔ１と第１端子Ｐｏｒｔ１１とを結ぶ第１経路ｒ１上に配置され、複数の弾性波共振子１１１ｓ～１１４ｓ、１１１ｐ～１１３ｐを有する第１フィルタ１１と、共通端子Ｐｏｒｔ１と第２端子Ｐｏｒｔ２１とを結ぶ第２経路ｒ２上に配置され、通過帯域の周波数が第１フィルタ１１より高い第２フィルタ２１と、を備える。複数の弾性波共振子は、第１経路ｒ１上に配置された２以上の直列共振子（例えば直列共振子１１１ｓ～１１４ｓ）と、第１経路ｒ１上のノードｎ１～ｎ３とグランドとを結ぶ経路上に配置された１以上の並列共振子（例えば並列共振子１１１ｐ～１１３ｐ）と、を含み、２以上の直列共振子１１１ｓ～１１４ｓのうち共通端子Ｐｏｒｔ１に最も近い第１直列共振子１１１ｓは、並列共振子１１１ｐ～１１３ｐを介さずに共通端子Ｐｏｒｔ１に接続されている。複数の弾性波共振子のそれぞれは、圧電性を有する基板３２０上に形成された一対の櫛歯状電極３２ａ、３２ｂからなるＩＤＴ電極３２を有している。複数の弾性波共振子が有する一対の櫛歯状電極３２ａ、３２ｂのそれぞれは、弾性波伝搬方向Ｄ１の直交方向に延びるように配置された複数の電極指３２２ａ、３２２ｂと、複数の電極指３２２ａ、３２２ｂのそれぞれの一端同士を接続するバスバー電極３２１ａ、３２１ｂと、を含む。一対の櫛歯状電極３２ａ、３２ｂのうち一方の櫛歯状電極（例えば櫛歯状電極３２ａ）に含まれる複数の電極指３２２ａの他端ｅ２同士を結ぶことによって得られる仮想線Ｌ１は、弾性波伝搬方向Ｄ１に沿う直線である基準線Ｌ０と交差している。第１直列共振子１１１ｓの仮想線Ｌ１と基準線Ｌ０とのなす角度を第１傾斜角α１とし、１以上の並列共振子１１１ｐ～１１３ｐのうち共通端子Ｐｏｒｔ１に最も近い第１並列共振子１１１ｐの仮想線Ｌ１と基準線Ｌ０とのなす角度を第２傾斜角α２とし、残りの複数の弾性波共振子１１２ｓ～１１４ｓ、１１２ｐ、１１３ｐの仮想線Ｌ１と基準線Ｌ０とのなす角度を第３傾斜角α３とした場合に、第１傾斜角α１と第２傾斜角α２の少なくとも一方は第３傾斜角α３よりも大きい。
　このように、第１フィルタ１１に含まれる各共振子１１０について、仮想線Ｌ１と基準線Ｌ０とが交差するようにＩＤＴ電極３２を配置することで、すなわち、弾性波伝搬方向Ｄ１に対してＩＤＴ電極３２を傾けた状態で配置することで、各共振子１１０における横モードリップルの発生を抑制することができる。また、共通端子Ｐｏｒｔ１に最も近い直列共振子１１１ｓのＩＤＴ電極３２を、残りの弾性波共振子１１２ｓ～１１４ｓ、１１１ｐ～１１３ｐのＩＤＴ電極３２よりも傾きが大きい状態で配置することで、第２フィルタ２１に大きな影響を与える直列共振子１１１ｓの高次モードスプリアスの発生を抑制することができる。これにより、第１フィルタ１１の高次モードスプリアスを抑制することができ、第２フィルタ２１の通過帯域における挿入損失を低減することができる。
　（実施の形態１の変形例１）
　実施の形態１の変形例１に係るマルチプレクサ１では、１以上の並列共振子のうち共通端子Ｐｏｒｔ１に最も近い並列共振子の傾斜角が、後段に位置する共振子の傾斜角よりも大きくなっている。
　図１１は、実施の形態１の変形例１に係る第１フィルタ１１の回路構成図である。変形例１に係る第１フィルタ１１は、実施の形態１に示した並列共振子１１１ｐの代わりに、並列共振子１１１ａを備えている。並列共振子１１１ａは、複数の並列共振子１１１ａ、１１２ｐ、１１３ｐのうち、共通端子Ｐｏｒｔ１に最も近い位置に配置されている。
　図１２は、変形例１の第１フィルタ１１において共通端子Ｐｏｒｔ１に最も近い第１並列共振子１１１ａを示す平面図である。変形例１の第１フィルタ１１では、並列共振子１１１ａと、並列共振子１１１ａと異なる他の並列共振子１１２ｐ、１１３ｐとが、互いに異なる傾斜角を有している。
　具体的には、図１２に示すように、並列共振子１１１ａの仮想線Ｌ１と基準線Ｌ０とのなす角度を第２傾斜角α２とした場合に、第２傾斜角α２＞第３傾斜角α３という関係を有している。第２傾斜角α２は、例えば、２．５°以上１０°以下の範囲から適宜選択される。第２傾斜角α２は、第１傾斜角α１と同じ角度であってもよい。
　変形例１に係るマルチプレクサ１では、１以上の並列共振子１１１ａ、１１２ｐ、１１３ｐのうち、共通端子Ｐｏｒｔ１に最も近い並列共振子１１１ａの仮想線Ｌ１と基準線Ｌ０とのなす角度を第２傾斜角α２とした場合に、第２傾斜角α２は上記第３傾斜角α３よりも大きい。第１フィルタ１１を構成する並列共振子１１１ａ、１１２ｐ、１１３ｐのうち、第２フィルタ２１に影響を与える並列共振子１１１ａが上記構成を有することで、第１フィルタ１１の阻止域における高次モードスプリアスをさらに抑制することができる。
　（実施の形態１の変形例２）
　実施の形態１の変形例２に係るマルチプレクサ１は、第１フィルタ１１の直列共振子１１１ｓが、分割された共振子で構成されている。
　図１３は、実施の形態１の変形例２に係る第１フィルタ１１の回路構成図である。図１３に示すように、変形例２に係るマルチプレクサ１は、第１フィルタ１１の直列共振子１１１ｓが、直列配置された２つの直列共振子１１１ｂ及び１１１ｃで構成されている。直列共振子１１１ｂ及び１１１ｃのうち、共通端子Ｐｏｒｔ１に最も近い直列共振子１１１ｂは、第１傾斜角α１を有している。また、直列共振子１１１ｂとノードｎ１との間に位置する直列共振子１１１ｃも、第１傾斜角α１を有している。
　変形例２に係るマルチプレクサ１では、共通端子Ｐｏｒｔ１に最も近い直列共振子１１１ｓである直列共振子１１１ｂ、１１１ｃの第１傾斜角α１を、ノードｎ１よりも後段に位置する弾性波共振子１１２ｓ～１１４ｓ、１１２ｐ、１１３ｐの第３傾斜角α３よりも大きくしている。これにより、第１フィルタ１１の阻止域に生じる高次モードスプリアスを抑制することができる。
　（実施の形態２）
　実施の形態２のマルチプレクサ１は、第１フィルタ１１Ａがπ型のラダーフィルタ構造を有する点で、Ｔ型のラダーフィルタ構造を有する実施の形態１の第１フィルタ１１と異なる。
　図１４は、実施の形態２に係るマルチプレクサ１の第１フィルタ１１Ａの回路構成図である。同図に示すように、第１フィルタ１１Ａは、直列共振子１１１ｓ～１１４ｓ及び並列共振子１１１ｄ、１１１ｐ～１１３ｐを備える。
　直列共振子１１１ｓ～１１４ｓは、共通端子Ｐｏｒｔ１と第１端子Ｐｏｒｔ１１とを結ぶ第１経路（直列腕）ｒ１上に、共通端子Ｐｏｒｔ１側からこの順に直列に接続されている。並列共振子１１１ｄ、１１１ｐ～１１３ｐは、直列共振子１１１ｓ～１１４ｓのうち共通端子Ｐｏｒｔ１に最も近い直列共振子（第１直列共振子）１１１ｓから見て共通端子Ｐｏｒｔ１側に位置する並列共振子（第１並列共振子）１１１ｄと、第１端子Ｐｏｒｔ１１側に位置する並列共振子１１１ｐ～１１３ｐを含む。並列共振子１１１ｄは、共通端子Ｐｏｒｔ１と直列共振子１１１ｓとの間のノードｎ０と基準端子（グランド）とを結ぶ経路（並列腕）に接続されている。具体的には、共通端子Ｐｏｒｔ１に最も近い並列共振子１１１ｄは、直列共振子１１１ｓ～１１４ｓを間に介さずに共通端子Ｐｏｒｔ１に接続されている。また、並列共振子１１１ｐ～１１３ｐは、第１経路ｒ１上にて隣り合う直列共振子１１１ｓ～１１４ｓの間の各ノードｎ１、ｎ２、ｎ３と基準端子とを結ぶ経路上に互いに並列に接続されている。
　このように、第１フィルタ１１Ａは、第１経路ｒ１上に配置された１以上の直列共振子（例えば４つの直列共振子１１１ｓ～１１４ｓ）、及び、第１経路ｒ１と基準端子とを結ぶ経路上に配置された２以上の並列共振子（例えば４つの並列共振子１１１ｄ、１１１ｐ～１１３ｐ）で構成されるπ型のラダーフィルタ構造を有する。
　図１５Ａは、第１フィルタ１１Ａにおいて共通端子Ｐｏｒｔ１に最も近い並列共振子１１１ｄを示す平面図である。図１５Ｂは、第１フィルタ１１Ａにおいて共通端子Ｐｏｒｔ１に最も近い直列共振子１１１ｓを示す平面図である。図１５Ｃは、第１フィルタ１１Ａにおいて、並列共振子１１１ｄ及び直列共振子１１１ｓ及びと異なる残りの弾性波共振子１１２ｓ～１１４ｓ及び１１１ｐ～１１３ｐを示す平面図である。
　図１５Ａ及び図１５Ｂに示すように、第１フィルタ１１Ａでは、並列共振子１１１ｄと直列共振子１１１ｓとが互いに異なる傾斜角を有している。また、図１５Ａ及び図１５Ｃに示すように、第１フィルタ１１Ａでは、並列共振子１１１ｄと残りの弾性波共振子１１２ｓ～１１４ｓ、１１１ｐ～１１３ｐとが、互いに異なる傾斜角を有している。
　具体的には、図１５Ａに示すように、並列共振子１１１ｄの仮想線Ｌ１と基準線Ｌ０とのなす角度を第１傾斜角α１とし、図１５Ｂに示すように、直列共振子１１１ｓの仮想線Ｌ１と基準線Ｌ０とのなす角度を第２傾斜角α２とし、図１５Ｃに示すように、残りの弾性波共振子１１２ｓ～１１４ｓ、１１１ｐ～１１３ｐのそれぞれにおける仮想線Ｌ１と基準線Ｌ０とのなす角度を第３傾斜角α３とした場合に、第１傾斜角α１＞第２傾斜角α２、及び、第１傾斜角α１＞第３傾斜角α３という関係を有している。第１傾斜角α１は、例えば、２．５°以上１０°以下の範囲から適宜選択される。第１フィルタ１１Ａを構成する共振子１１０が上記構成を有することで、横モードリップルの発生を抑制しつつ、第１フィルタ１１Ａの阻止域に生じる高次モードスプリアスを抑制することができる。
　なお、弾性波共振子１１２ｓ～１１４ｓ、１１１ｐ～１１３ｐのそれぞれの第３傾斜角α３は、互いに同じ傾斜角であってもよいし、異なる傾斜角であってもよい。
　また、上記実施の形態２では、並列共振子１１１ｄのみが第１傾斜角α１を有する例を示したが、それに限られず、直列共振子１１１ｓも第３傾斜角α３より大きな傾斜角を有していてもよい。
　すなわち、１以上の直列共振子（例えば直列共振子１１１ｓ～１１４ｓ）のうち、共通端子Ｐｏｒｔ１に最も近い直列共振子１１１ｓの仮想線Ｌ１と基準線Ｌ０とのなす角度を第２傾斜角α２とした場合に、第２傾斜角α２は第３傾斜角α３よりも大きくてもよい。第２傾斜角α２は、例えば、２．５°以上１０°以下の範囲から適宜選択される。第２傾斜角α２は、第１傾斜角α１と同じ角度であってもよい。実施の形態２の第１フィルタ１１Ａを構成する直列共振子１１１ｓ～１１４ｓのうち、共通端子Ｐｏｒｔ１に最も近い直列共振子１１１ｓが上記構成を有することで、第１フィルタ１１Ａの阻止域に生じる高次モードスプリアスをさらに抑制することができる。
　（実施の形態２の変形例１）
　実施の形態２の変形例１に係るマルチプレクサ１は、第１フィルタ１１Ａの並列共振子１１１ｄが分割された共振子で構成されている。
　図１６は、実施の形態２の変形例１に係る第１フィルタ１１Ａの回路構成図である。図１６に示すように、第１フィルタ１１Ａは、直列共振子１１１ｓ～１１４ｓ及び並列共振子１１１ｄ、１１１ｐ～１１３ｐを備える。並列共振子１１１ｄは、分割された並列共振子１１１ｅ、１１１ｆ、１１１ｇ、１１１ｈによって構成されている。
　並列共振子１１１ｅ、１１１ｆは、互いに直列接続され、共通端子Ｐｏｒｔ１と直列共振子１１１ｓとの間のノードｎ０と基準端子とを結ぶ経路に接続されている。並列共振子１１１ｇ、１１１ｈは、互いに直列接続され、共通端子Ｐｏｒｔ１と直列共振子１１１ｓとの間のノードｎ０と基準端子とを結ぶ経路に接続されている。具体的には、共通端子Ｐｏｒｔ１に最も近い並列共振子１１１ｅ、１１１ｆは、直列共振子１１１ｓ～１１４ｓを間に介さずにノードｎ０に接続されている。また、共通端子Ｐｏｒｔ１に２番目に近い並列共振子１１１ｇ、１１１ｈは、直列共振子１１１ｓ～１１４ｓを間に介さずにノードｎ０に接続されている。
　このように、第１フィルタ１１Ａは、第１経路ｒ１上に配置された１以上の直列共振子、及び、第１経路ｒ１と基準端子とを結ぶ経路上に配置された２以上の並列共振子（例えば７つの並列共振子１１１ｅ～１１１ｈ、１１１ｐ～１１３ｐ）で構成されるπ型のラダーフィルタ構造を有する。
　変形例１では、並列共振子１１１ｅ～１１１ｈのそれぞれにおける仮想線Ｌ１と基準線Ｌ０とのなす角度を第１傾斜角α１とし、弾性波共振子１１２ｓ～１１４ｓ、１１１ｐ～１１３ｐのそれぞれにおける仮想線Ｌ１と基準線Ｌ０とのなす角度を第３傾斜角α３とした場合に、第１傾斜角α１＞第３傾斜角α３という関係を有している。第１フィルタ１１Ａを構成する共振子１１０が上記構成を有することで、第１フィルタ１１Ａの阻止域に生じる高次モードスプリアスを抑制することができる。
　（実施の形態３）
　上記実施の形態１、２及びその変形例に係るマルチプレクサは、高周波フロントエンド回路、さらには当該高周波フロントエンド回路を備える通信装置に適用することもできる。そこで、本実施の形態では、このような高周波フロントエンド回路及び通信装置について説明する。
　図１７は、実施の形態３に係る高周波フロントエンド回路３０の構成図である。なお、同図には、高周波フロントエンド回路３０と接続されるアンテナ素子２、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）３、及び、ベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ）４についても併せて図示されている。高周波フロントエンド回路３０と、ＲＦ信号処理回路３と、ベースバンド信号処理回路４とは、通信装置４０を構成している。
　高周波フロントエンド回路３０は、実施の形態１に係るマルチプレクサ１と、受信側スイッチ１３及び送信側スイッチ２３と、ローノイズアンプ回路１４と、パワーアンプ回路２４と、を備える。
　マルチプレクサ１は、４つのフィルタを備えている。具体的には、マルチプレクサ１は、第１フィルタ１１及び第２フィルタ２１の他にもフィルタ１２及びフィルタ２２を備える。フィルタ１２は、上り周波数帯（送信帯域）を通過帯域とする送信フィルタであり、共通端子Ｐｏｒｔ１と個別端子Ｐｏｒｔ１２とを結ぶ経路上に配置されている。フィルタ２２は、上り周波数帯（送信帯域）を通過帯域とする送信フィルタであり、共通端子Ｐｏｒｔ１と個別端子Ｐｏｒｔ２２とを結ぶ経路上に配置されている。
　受信側スイッチ１３は、マルチプレクサ１の出力端子である第１端子Ｐｏｒｔ１１及び第２端子Ｐｏｒｔ２１に個別に接続された２つの選択端子、ならびに、ローノイズアンプ回路１４に接続された共通端子を有するスイッチ回路である。
　送信側スイッチ２３は、マルチプレクサ１の入力端子である個別端子Ｐｏｒｔ１２及びＰｏｒｔ２２に個別に接続された２つの選択端子、ならびに、パワーアンプ回路２４に接続された共通端子を有するスイッチ回路である。
　これら受信側スイッチ１３及び送信側スイッチ２３は、それぞれ、制御部（図示せず）からの制御信号にしたがって、共通端子と所定のバンドに対応する信号経路とを接続し、例えば、ＳＰＤＴ（Ｓｉｎｇｌｅ　Ｐｏｌｅ　Ｄｏｕｂｌｅ　Ｔｈｒｏｗ）型のスイッチによって構成される。なお、共通端子と接続される選択端子は１つに限らず、複数であってもかまわない。つまり、高周波フロントエンド回路３０は、キャリアアグリゲーションに対応してもかまわない。
　ローノイズアンプ回路１４は、アンテナ素子２、マルチプレクサ１及び受信側スイッチ１３を経由した高周波信号（ここでは高周波受信信号）を増幅し、ＲＦ信号処理回路３へ出力する受信増幅回路である。
　パワーアンプ回路２４は、ＲＦ信号処理回路３から出力された高周波信号（ここでは高周波送信信号）を増幅し、送信側スイッチ２３及びマルチプレクサ１を経由してアンテナ素子２に出力する送信増幅回路である。
　ＲＦ信号処理回路３は、アンテナ素子２から受信信号経路を介して入力された高周波受信信号を、ダウンコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された受信信号をベースバンド信号処理回路４へ出力する。また、ＲＦ信号処理回路３は、ベースバンド信号処理回路４から入力された送信信号をアップコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された高周波送信信号をパワーアンプ回路２４へ出力する。ＲＦ信号処理回路３は、例えば、ＲＦＩＣである。
　ベースバンド信号処理回路４で処理された信号は、例えば、画像信号として画像表示のために、または、音声信号として通話のために使用される。
　なお、高周波フロントエンド回路３０は、上述した各構成要素の間に、他の回路素子を備えていてもよい。
　以上のように構成された高周波フロントエンド回路３０及び通信装置４０によれば、上記実施の形態１に係るマルチプレクサ１を備えることにより、第１フィルタ１１の通過帯域外にて生じる高次モードスプリアスを抑制することができ、第２フィルタ２１の通過帯域における挿入損失を低減することができる。
　なお、高周波フロントエンド回路３０は、実施の形態１に係るマルチプレクサ１の第１フィルタ１１に代わり、実施の形態１の変形例１の第１フィルタ１１、ならびに、実施の形態２及び実施の形態２の変形例１に係る第１フィルタ１１Ａを備えてもかまわない。
　また、通信装置４０は、高周波信号の処理方式に応じて、ベースバンド信号処理回路４を備えていなくてもよい。
　（その他の実施の形態）
　以上、本発明の実施の形態に係るマルチプレクサ、高周波フロントエンド回路及び通信装置について、実施の形態及びその変形例を挙げて説明したが、本発明は、上記実施の形態及び変形例における任意の構成要素を組み合わせて実現される別の実施の形態や、上記実施の形態に対して本発明の主旨を逸脱しない範囲で当業者が思いつく各種変形を施して得られる変形例や、本発明に係る高周波フロントエンド回路及び通信装置を内蔵した各種機器も本発明に含まれる。
　例えば、上記実施の形態３では、４つのフィルタを含むマルチプレクサを例に説明したが、本発明は、例えば、３つのフィルタのアンテナ端子が共通化されたトリプレクサや、６つのフィルタのアンテナ端子が共通化されたヘキサプレクサについても適用することができる。つまり、マルチプレクサは、２以上のフィルタを備えていればよい。
　また、上記実施の形態１では、第１フィルタ及び第２フィルタの双方が受信フィルタである例を示した。しかし、本発明は、第１フィルタの高次モードスプリアスが第２フィルタの通過帯域内に位置するマルチプレクサであれば、第１及び第２フィルタの用途等に限定されず、適用することができる。このため、第１及び第２フィルタは、少なくとも一方が受信フィルタであってもよい。マルチプレクサは、送信フィルタ及び受信フィルタの双方を備える構成に限らず、送信フィルタのみ、または、受信フィルタのみを備える構成であってもかまわない。
　また、上記実施の形態１では、共振子１１０が、オフセット電極指（電極指に対向して相手側のバスバー電極から突出する電極）を有していない例を示したが、これに限られず、各共振子はオフセット電極指を有していてもよい。
　また、ＩＤＴ電極３２及び反射器３２ｃの密着層３２４、主電極層３２５及び保護層３２６を構成する材料は、前述した材料に限定されない。さらに、ＩＤＴ電極３２は、上記積層構造でなくてもよい。ＩＤＴ電極３２は、例えば、Ｔｉ、Ａｌ、Ｃｕ、Ｐｔ、Ａｕ、Ａｇ、Ｐｄなどの金属または合金から構成されてもよく、また、上記の金属または合金から構成される複数の積層体から構成されてもよい。また、保護層３２６は、形成されていなくてもよい。
　また、実施の形態１の弾性波共振子１１０における基板３２０において、高音速支持基板３２９は、支持基板と、圧電体層３２７を伝搬する表面波や境界波の弾性波よりも、伝搬するバルク波の音速が高速となる高音速膜とが積層された構造を有していてもよい。
　また、実施の形態１では、第１フィルタ１１を構成するＩＤＴ電極３２は、圧電体層３２７を有する基板３２０上に形成された例を示したが、当該ＩＤＴ電極３２が形成される基板は、圧電体層３２７の単層からなる圧電基板であってもよい。この場合の圧電基板は、例えば、ＬｉＴａＯ３の圧電単結晶、または、ＬｉＮｂＯ３などの他の圧電単結晶で構成される。また、ＩＤＴ電極３２が形成される基板３２０は、圧電性を有する限り、全体が圧電体層からなるものの他、支持基板上に圧電体層が積層されている構造を用いてもよい。
　また、上記実施の形態１に係る圧電体層３２７は、５０°ＹカットＸ伝搬ＬｉＴａＯ３単結晶を使用したものであるが、単結晶材料のカット角はこれに限定されない。つまり、弾性波フィルタ装置の要求通過特性などに応じて、適宜、積層構造、材料、及び厚みを変更してもよく、上記以外のカット角を有するＬｉＴａＯ３圧電基板またはＬｉＮｂＯ３圧電基板などを用いた弾性表面波フィルタであっても、同様の効果を奏することが可能となる。
　本発明は、マルチバンドシステムに適用できるマルチプレクサ、フロントエンド回路及び通信装置として、携帯電話などの通信機器に広く利用できる。
　１　　　マルチプレクサ
　２　　　アンテナ素子
　３　　　ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）
　４　　　ベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ）
　１１、１１Ａ　第１フィルタ
　１２、２２　フィルタ
　１３　　受信側スイッチ
　１４　　ローノイズアンプ回路
　２１　　第２フィルタ
　２３　　送信側スイッチ
　２４　　パワーアンプ回路
　３０　　高周波フロントエンド回路
　３２　　ＩＤＴ電極
　３２ａ、３２ｂ　櫛歯状電極
　３２ｃ　　反射器
　４０　　通信装置
　１１０　　弾性波共振子
　１１１ｓ、１１２ｓ、１１３ｓ、１１４ｓ　直列共振子
　１１１ｂ、１１１ｃ　直列共振子
　１１１ｐ、１１２ｐ、１１３ｐ　並列共振子
　１１１ａ、１１１ｄ、１１１ｅ、１１１ｆ、１１１ｇ、１１１ｈ　並列共振子
　３２０　　基板
　３２１ａ、３２１ｂ　バスバー電極
　３２２ａ、３２２ｂ　電極指
　３２４　　密着層
　３２５　　主電極層
　３２６　　保護層
　３２７　　圧電体層
　３２８　　低音速膜
　３２９　　高音速支持基板
　Ｄ１　　　弾性波伝搬方向
　ｅ１　　　電極指の一端
　ｅ２　　　電極指の他端
　Ｌ０　　　基準線
　Ｌ１、Ｌ１ａ　仮想線
　Ｎ、ｎ０、ｎ１、ｎ２、ｎ３、ｎ４　ノード
　Ｐｏｒｔ１　　共通端子
　Ｐｏｒｔ１１　第１端子
　Ｐｏｒｔ２１　第２端子
　Ｐｏｒｔ１２、Ｐｏｒｔ２２　個別端子
　ｒ１　　　第１経路
　ｒ２　　　第２経路
　α１　　　第１傾斜角
　α２　　　第２傾斜角
　α３　　　第３傾斜角

Claims (10)

  1. 　共通端子、第１端子及び第２端子と、
    　前記共通端子と前記第１端子とを結ぶ第１経路上に配置され、複数の弾性波共振子を有する第１フィルタと、
    　前記共通端子と前記第２端子とを結ぶ第２経路上に配置され、通過帯域の周波数が前記第１フィルタより高い第２フィルタと、を備え、
    　前記複数の弾性波共振子は、
    　　前記第１経路上に配置された２以上の直列共振子と、
    　　前記第１経路上のノードとグランドとを結ぶ経路上に配置された１以上の並列共振子と、を含み、
    　前記２以上の直列共振子のうち前記共通端子に最も近い第１直列共振子は、前記並列共振子を介さずに前記共通端子に接続され、
    　前記複数の弾性波共振子のそれぞれは、圧電性を有する基板上に形成された一対の櫛歯状電極からなるＩＤＴ電極を有し、
    　前記複数の弾性波共振子が有する前記一対の櫛歯状電極のそれぞれは、
    　　弾性波伝搬方向の直交方向に延びるように配置された複数の電極指と、
    　　前記複数の電極指のそれぞれの一端同士を接続するバスバー電極と、を含み、
    　前記一対の櫛歯状電極のうち一方の櫛歯状電極に含まれる前記複数の電極指の他端同士を結ぶことによって得られる仮想線は、前記弾性波伝搬方向に沿う直線である基準線と交差しており、
    　前記第１直列共振子の前記仮想線と前記基準線とのなす角度を第１傾斜角とし、前記１以上の並列共振子のうち前記共通端子に最も近い第１並列共振子の前記仮想線と前記基準線とのなす角度を第２傾斜角とし、残りの前記複数の弾性波共振子の前記仮想線と前記基準線とのなす角度を第３傾斜角とした場合に、前記第１傾斜角と前記第２傾斜角の少なくとも一方は前記第３傾斜角よりも大きい、
    　マルチプレクサ。
  2. 　前記第１傾斜角と前記第２傾斜角の少なくとも一方は、２．５°以上１０°以下である、
    　請求項１に記載のマルチプレクサ。
  3. 　前記第１傾斜角及び前記第２傾斜角のそれぞれは、前記第３傾斜角よりも大きい、
    　請求項１または２に記載のマルチプレクサ。
  4. 　共通端子、第１端子及び第２端子と、
    　前記共通端子と前記第１端子とを結ぶ第１経路上に配置され、複数の弾性波共振子を有する第１フィルタと、
    　前記共通端子と前記第２端子とを結ぶ第２経路上に配置され、通過帯域の周波数が前記第１フィルタより高い第２フィルタと、を備え、
    　前記複数の弾性波共振子は、
    　　前記第１経路上に配置された１以上の直列共振子と、
    　　前記第１経路とグランドとを結ぶ経路上に配置された２以上の並列共振子と、を含み、
    　前記２以上の並列共振子は、前記１以上の直列共振子のうち前記共通端子に最も近い第１直列共振子から見て前記共通端子側に位置する第１並列共振子と、前記第１端子側に位置する並列共振子を含み、
    　前記複数の弾性波共振子のそれぞれは、圧電性を有する基板上に形成された一対の櫛歯状電極からなるＩＤＴ電極を有し、
    　前記複数の弾性波共振子が有する前記一対の櫛歯状電極のそれぞれは、
    　　弾性波伝搬方向の直交方向に延びるように配置された複数の電極指と、
    　　前記複数の電極指のそれぞれの一端同士を接続するバスバー電極と、を含み、
    　前記一対の櫛歯状電極のうち一方の櫛歯状電極に含まれる前記複数の電極指の他端同士を結ぶことによって得られる仮想線は、前記弾性波伝搬方向に沿う直線である基準線と交差しており、
    　前記第１並列共振子の前記仮想線と前記基準線とのなす角度を第１傾斜角とし、前記第１直列共振子の前記仮想線と前記基準線とのなす角度を第２傾斜角とし、残りの前記複数の弾性波共振子の前記仮想線と前記基準線とのなす角度を第３傾斜角とした場合に、前記第１傾斜角と前記第２傾斜角の少なくとも一方は前記第３傾斜角よりも大きい、
    　マルチプレクサ。
  5. 　前記第１傾斜角と前記第２傾斜角の少なくとも一方は、２．５°以上１０°以下である、
    　請求項４に記載のマルチプレクサ。
  6. 　前記第１傾斜角及び前記第２傾斜角のそれぞれは、前記第３傾斜角よりも大きい、
    　請求項４または５に記載のマルチプレクサ。
  7. 　前記基板は、
    　前記ＩＤＴ電極が一方の主面上に形成された圧電体層と、
    　前記圧電体層を伝搬する弾性波音速よりも、伝搬するバルク波音速が高速である高音速支持基板と、
    　前記高音速支持基板と前記圧電体層との間に配置され、前記圧電体層を伝搬するバルク波音速よりも、伝搬するバルク波音速が低速である低音速膜と、を備える、
    　請求項１～６のいずれか１項に記載のマルチプレクサ。
  8. 　前記第１フィルタにより発生する高次モードスプリアスの周波数は、前記第２フィルタの周波数通過帯域に含まれる、
    　請求項１～７のいずれか１項に記載のマルチプレクサ。
  9. 　請求項１～８のいずれか１項に記載のマルチプレクサと、
    　前記マルチプレクサに接続された増幅回路と、を備える、
    　高周波フロントエンド回路。
  10. 　アンテナ素子で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路と、
    　前記アンテナ素子と前記ＲＦ信号処理回路との間で前記高周波信号を伝達する請求項９に記載の高周波フロントエンド回路と、を備える、
    　通信装置。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2022019169A1 (ja) * 2020-07-21 2022-01-27 株式会社村田製作所 ラダー型フィルタ
JP7456876B2 (ja) 2020-07-31 2024-03-27 太陽誘電株式会社 フィルタ及びマルチプレクサ

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN117955455A (zh) * 2024-03-25 2024-04-30 成都频岢微电子有限公司 一种窄带滤波器

Citations (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2013223025A (ja) * 2012-04-13 2013-10-28 Taiyo Yuden Co Ltd フィルタ装置、フィルタ装置の製造方法及びデュプレクサ
WO2015064238A1 (ja) * 2013-10-31 2015-05-07 京セラ株式会社 弾性波素子、フィルタ素子および通信装置
WO2015098756A1 (ja) * 2013-12-26 2015-07-02 株式会社村田製作所 弾性波装置及びフィルタ装置
JP2016119569A (ja) * 2014-12-19 2016-06-30 太陽誘電株式会社 弾性波デバイス
WO2016208446A1 (ja) * 2015-06-24 2016-12-29 株式会社村田製作所 フィルタ装置
WO2016208236A1 (ja) * 2015-06-22 2016-12-29 株式会社村田製作所 弾性波フィルタ装置
WO2016208677A1 (ja) * 2015-06-24 2016-12-29 株式会社村田製作所 弾性波フィルタ、マルチプレクサ、デュプレクサ、高周波フロントエンド回路、および通信装置
JP2017152881A (ja) * 2016-02-24 2017-08-31 株式会社村田製作所 マルチプレクサ、送信装置および受信装置
WO2018003273A1 (ja) * 2016-06-28 2018-01-04 株式会社村田製作所 マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路及び通信装置

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102010005596B4 (de) * 2010-01-25 2015-11-05 Epcos Ag Elektroakustischer Wandler mit verringerten Verlusten durch transversale Emission und verbesserter Performance durch Unterdrückung transversaler Moden
WO2014196245A1 (ja) * 2013-06-04 2014-12-11 京セラ株式会社 分波器および通信モジュール
WO2017068835A1 (ja) * 2015-10-23 2017-04-27 株式会社村田製作所 弾性波装置

Patent Citations (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2013223025A (ja) * 2012-04-13 2013-10-28 Taiyo Yuden Co Ltd フィルタ装置、フィルタ装置の製造方法及びデュプレクサ
WO2015064238A1 (ja) * 2013-10-31 2015-05-07 京セラ株式会社 弾性波素子、フィルタ素子および通信装置
WO2015098756A1 (ja) * 2013-12-26 2015-07-02 株式会社村田製作所 弾性波装置及びフィルタ装置
JP2016119569A (ja) * 2014-12-19 2016-06-30 太陽誘電株式会社 弾性波デバイス
WO2016208236A1 (ja) * 2015-06-22 2016-12-29 株式会社村田製作所 弾性波フィルタ装置
WO2016208446A1 (ja) * 2015-06-24 2016-12-29 株式会社村田製作所 フィルタ装置
WO2016208677A1 (ja) * 2015-06-24 2016-12-29 株式会社村田製作所 弾性波フィルタ、マルチプレクサ、デュプレクサ、高周波フロントエンド回路、および通信装置
JP2017152881A (ja) * 2016-02-24 2017-08-31 株式会社村田製作所 マルチプレクサ、送信装置および受信装置
WO2018003273A1 (ja) * 2016-06-28 2018-01-04 株式会社村田製作所 マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路及び通信装置

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2022019169A1 (ja) * 2020-07-21 2022-01-27 株式会社村田製作所 ラダー型フィルタ
JP7456876B2 (ja) 2020-07-31 2024-03-27 太陽誘電株式会社 フィルタ及びマルチプレクサ

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