CN105745840B - 弹性波元件、分波器以及通信装置 - Google Patents

弹性波元件、分波器以及通信装置 Download PDF

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Abstract

本发明的弹性波元件具备：压电基板(2)；位于压电基板(2)的上表面(2A)，产生弹性波的激励电极(3)；以及位于压电基板(2)的上表面(2A)，在弹性波的传播方向上夹着激励电极(3)的2个反射器(4)。激励电极(3)具有位于弹性波的传播方向的两端部间的主区域(3a)以及位于其两侧的端部区域(3b)。若将端部区域(3b)的电极指的数量设为m，将主区域(3a)的电极指间隔设为a，将主区域(3a)的端部区域(3b)侧的电极指与反射器(4)的反射器电极指的间隔设为x，则满足0.5×a×(m+1)＜x＜a×(m+1)。此外，反射器(4)的谐振频率低于激励电极(3)的主区域(3a)的谐振频率。

Description

弹性波元件、分波器以及通信装置
技术领域
本发明涉及弹性波元件、分波器以及通信装置。
背景技术
近年来，在移动体终端等通信装置中，在对从天线发送/接收的信号进行滤波的分波器中使用了弹性波元件。弹性波元件由压电基板和形成于压电基板的主面的激励电极构成。弹性波元件利用通过激励电极与压电基板的关系而能够使电信号与声表面波相互转换的特性。
分波器通过使用多个弹性波元件，从而构成了例如接收滤波器(Rx滤波器)或发送滤波器(参照JP特开2007-214902号公报等)。分波器通过组合多个弹性波元件，从而设定接收频带或发送频带的通带。
发明内容
发明要解决的课题
在这样的分波器中，提高接收频带或发送频带的通带内的特性为课题之一。
因此，本发明鉴于这种情况而作，其目的在于提供一种能够提高信号的通带内的特性的弹性波元件、分波器以及通信装置。
用于解决课题的手段
本发明的一实施方式所涉及的弹性波元件具备压电基板、激励电极和反射器。所述激励电极位于所述压电基板的上表面，具有多个电极指，用于产生弹性波。所述反射器位于所述压电基板的上表面，具有多个反射器电极指。该反射器被配置了2个，使得在所述弹性波的传播方向上夹着所述激励电极。所述激励电极具有：位于所述弹性波的传播方向上的两端部间的、所述电极指的电极指设计一样的主区域；和从电极指设计与该主区域进行调制的部位起连续到端部的、夹着所述主区域而位于两侧的2个端部区域。对于所述反射器，由所述反射器电极指的电极指设计决定的谐振频率比由所述激励电极中的所述主区域的所述电极指的电极指设计决定的谐振频率低。而且，若将所述主区域中所述电极指的中心和与其相邻的所述电极指的中心的间隔设为a，将构成所述端部区域的所述电极指的数量设为m，将所述主区域的所述电极指之中的最靠近所述端部区域侧的所述电极指的中心与所述反射器的所述反射器电极指之中的最靠近所述端部区域侧的所述反射器电极指的中心的距离设为x，则满足0.5×a×(m+1)＜x＜a×(m+1)。
本发明的一实施方式所涉及的分波器具备天线端子、对发送信号进行滤波并输出到所述天线端子的发送滤波器、和对来自所述天线端子的接收信号进行滤波的接收滤波器，所述发送滤波器或所述接收滤波器具有上述的弹性波元件。
本发明的一实施方式所涉及的通信装置具备天线、与该天线电连接的上述的分波器、和与该分波器电连接的RF-IC。
发明效果
根据本发明的弹性波元件、分波器以及通信装置，能够提高信号的通带内的特性。
附图说明
图1是表示本发明的一实施方式所涉及的弹性波元件的构成的俯视图。
图2相当于在图1的弹性波元件中以Ic-Ic线切断的一部分的剖面。
图3是将图1的弹性波元件中IDT电极的一部分进行了放大的放大俯视图。
图4是将图1的弹性波元件中反射器的一部分进行了放大的放大俯视图。
图5是将图1的弹性波元件中IDT电极的一部分进行了放大的放大俯视图。
图6是示意性地表示图5中弹性波谐振的主区域与端部区域的重复排列部的相位的关系的图。
图7是进行了比较例1所涉及的弹性波元件的仿真的结果，(b)是将(a)的一部分进行了放大的图。
图8是进行了实施例1所涉及的弹性波元件的仿真的结果。
图9是进行了实施例1所涉及的弹性波元件的仿真的结果。
图10是进行了比较例2所涉及的弹性波元件的仿真的结果，(b)是将(a)的一部分进行了放大的图。
图11是进行了比较例3所涉及的弹性波元件的仿真的结果，(b)是将(a)的一部分进行了放大的图。
图12是对实施例1所涉及的弹性波元件中实现效果的变化部的位置范围进行了仿真的结果。
图13是表示本发明的一实施方式所涉及的弹性波元件的变形例(实施例2)的俯视图。
图14是进行了实施例2所涉及的弹性波元件的仿真的结果。
图15是对实施例2所涉及的弹性波元件中实现效果的变化部的范围进行了仿真的结果。
图16是说明本发明的一实施方式所涉及的通信装置的示意图。
图17是说明本发明的一实施方式所涉及的分波器的电路图。
图18是进行了图14的分波器的仿真的结果。
图19是表示图1的弹性波元件的IDT电极以及反射器电极的一部分的主要部分放大图。
图20是进行了实施例3所涉及的弹性波元件的仿真的结果，(b)是将(a)的一部分进行了放大的图。
图21是进行了比较例3所涉及的弹性波元件的仿真的结果，(b)是将(a)的一部分进行了放大的图。
图22是进行了比较例4所涉及的弹性波元件的仿真的结果，(b)是将(a)的一部分进行了放大的图。
图23是进行了实施例3所涉及的弹性波元件的仿真的结果。
图24是进行了实施例3所涉及的弹性波元件的仿真的结果。
图25是进行了实施例4所涉及的弹性波元件的仿真的结果。
具体实施方式
以下，关于本发明的一实施方式所涉及的弹性波元件、分波器以及通信装置，参照附图来进行说明。另外，以下的说明中使用的图是示意性的图，附图上的尺寸比率等不一定与实际相一致。
弹性波元件可以将任意方向设为上方或下方，但在下面，为了方便起见，定义正交坐标系xyz，并且将z方向的正侧设为上方，使用上表面、下表面等用语。
<弹性波元件的构成的概要>
图1是表示本发明的一实施方式所涉及的弹性波(SAW：Surface Acoustic Wave)元件1的构成的俯视图。图2是图1的Ic-Ic切断线处的一部分的剖视图。如图1所示，SAW元件1具有压电基板2、设置于压电基板2的上表面2A的激励电极(IDT(InterdigitalTransducer，叉指换能器)电极)3以及反射器4。
SAW元件1通过IDT电极3之中的位于反射器4侧的2个端部区域3b的电极指设计和反射器4的电极指设计，能够提高信号的通带的特性。以下，针对各构成要件进行详述。
压电基板2通过由铌酸锂(LiNbO3)晶体或钽酸锂(LiTaO3)晶体构成的具有压电性的单晶的基板而构成。具体来说，例如，压电基板2由36°～48°Y-X切割的LiTaO3基板构成。可以适当设定压电基板2的平面形状以及各种尺寸。作为一例，压电基板2的厚度(z方向)为0.2mm～0.5mm。
如图1所示，IDT电极3具有第1梳齿电极30a以及第2梳齿电极30b。另外，在以下的说明中，有时将第1梳齿电极30a以及第2梳齿电极30b简称为梳齿电极30，对它们不加以区分。
如图1所示，梳齿电极30具有：彼此对置的2根汇流条31、和从各汇流条31向其他汇流条31侧延伸的多个电极指32。而且，1对梳齿电极30配置为第1电极指32a和第2电极指32b在弹性波的传播方向上彼此啮合(交叉)。另外，在汇流条31上，也可以配置与电极指32对置的虚设电极。本实施方式是没有配置虚设电极的情况。
弹性波在与多个电极指32正交的方向上产生，并进行传播。因此，对压电基板2的晶体取向加以考虑之后，将2根汇流条31配置为在与想使弹性波传播的方向交叉的方向上彼此对置。多个电极指32形成为在相对于想使弹性波传播的方向正交的方向上延伸。另外，弹性波的传播方向虽然由多个电极指32的朝向等来决定，但在本实施方式中，为了方便起见，有时以弹性波的传播方向为基准，来说明多个电极指32的朝向等。
汇流条31例如形成为以大致固定的宽度呈直线状延伸的长条状。因此，汇流条31的彼此相对侧的缘部为直线状。多个电极指32例如形成为以大致固定的宽度呈直线状延伸的长条状，在弹性波的传播方向上按照大致固定的间隔排列。
如图1所示，在IDT电极3中，在弹性波的传播方向上，设定有配置于两端间的主区域3a和从两端到主区域3a的2个端部区域3b。构成IDT电极3的主区域3a的一对梳齿电极30的多个电极指32设定为相邻的电极指32的宽度的中心间的间隔成为第1间距Pt1a。第1间距Pt1a在主区域3a中，例如设定为与想要发生谐振的频率下的弹性波的波长λ的半波长相等。波长λ(2×Pt1a)例如为1.5μm～6μm。在此第1间距Pt1a是指，如图3所示，在弹性波的传播方向上，从第1电极指32a的宽度的中心到与该第1电极指32a相邻的第2电极指32b的宽度的中心的间隔。以下，在说明间距时，有时将“电极指32的宽度的中心”简称作“电极指32的中心”来进行说明。
各电极指32的弹性波的传播方向上的宽度w1根据SAW元件1所需要的电气特性等被适当地设定。电极指32的宽度w1例如为第1间距Pt1a的0.3倍～0.7倍。
多个电极指32的长度(从汇流条31到前端的长度)例如设定为大致相同的长度。另外，也可以改变各电极指32的长度，例如也可以随着在弹性波的传播方向上前进而增长或者缩短。具体来说，也可以通过使各电极指32的长度相对于传播方向发生变化而构成变迹型的IDT电极3。在此情况下，能够减少横模的寄生(spurious)或提高耐电力性。
IDT电极3例如通过由金属构成的导电层15构成。作为该金属，可以列举出例如Al或以Al为主要成分的合金(Al合金)。Al合金例如为Al-Cu合金。另外，IDT电极3也可以由多个金属层构成。IDT电极3的各种尺寸根据SAW元件1所需要的电气特性等被适当地设定。IDT电极3的厚度(z方向)例如为50nm～600nm。
IDT电极3既可以直接配置于压电基板2的上表面2A，也可以经由其他构件而配置于压电基板2的上表面2A。该其他构件例如由Ti、Cr或者它们的合金等构成。在经由其他构件将IDT电极3配置于压电基板2的上表面2A的情况下，该其他构件的厚度设定为几乎不会对IDT电极3的电气特性造成影响的程度的厚度(例如由Ti构成的情况下为IDT电极3的厚度的5％的厚度)。
此外，在构成IDT电极3的电极指32上，为了提高SAW元件1的温度特性，也可以层叠质量附加膜。作为质量附加膜，能够使用例如SiO2等。
IDT电极3若被施加电压，则在压电基板2的上表面2A附近激励沿x方向传播的弹性波。激励得到的弹性波在与电极指32的非配置区域(相邻的电极指32间的长条状的区域)的边界处发生反射。然后，形成以主区域3a的电极指32的第1间距Pt1a为半波长的驻波。驻波被转换成与该驻波相同频率的电信号，通过电极指32而被取出。以此方式，SAW元件1作为单口谐振器而发挥作用。
反射器4形成为多个反射器电极指42之间成为狭缝状。即，反射器4具有：在与弹性波的传播方向交叉的方向上彼此对置的反射器汇流条41；和在这些汇流条41间在与弹性波的传播方向正交的方向上延伸使得将汇流条41彼此相连的多个反射器电极指42。反射器汇流条41例如形成为以大致固定的宽度呈直线状延伸的长条状，与弹性波的传播方向平行地配置。相邻的反射器汇流条41之间的间隔例如能够设定为与IDT电极3的相邻的汇流条31之间的间隔大致相同。
多个反射器电极指42配置为使由IDT电极3激励的弹性波发生反射的间距Pt2。关于间距Pt2在后面叙述。在此间距Pt2是指，如图4所示，在传播方向上，反射器电极指42的中心和与其相邻的反射器电极指42的中心的间隔。
此外，多个反射器电极指42形成为以大致固定的宽度呈直线状延伸的长条状。反射器电极指42的宽度w2例如能够设定为与电极指32的宽度w1相同。反射器4例如通过与IDT电极3相同的材料来形成，并且形成为与IDT电极3相等的厚度。
如图2所示，保护层5覆盖在IDT电极3以及反射器4上而设置在压电基板2上。具体来说，保护层5覆盖了IDT电极3以及反射器4的表面，并且覆盖了上表面2A当中从IDT电极3以及反射器4露出的部分。保护层5的厚度例如为1nm～50nm。
保护层5由具有绝缘性的材料构成，有助于保护IDT电极3以及反射器4不受腐蚀等。优选地，保护层5由若温度上升则弹性波的传播速度加快的SiO2等材料形成，由此还能够将弹性波元件1的温度的变化所引起的电气特性的变化抑制得较小。
在这样的构成的SAW元件1中，与主区域3a相比位于端部侧的端部区域3b的电极指设计、和反射器4的电极指设计如下设定。
(I)关于IDT电极3的端部区域3b
IDT电极3具备主区域3a和端部区域3b。主区域3a的电极指设计是一样的，其电极指设计决定IDT电极3整体的激励频率。即，配合所希望的激励频率，进行了将电极指32的间距、宽度、厚度等设计参数设为固定的电极指设计。端部区域3b是指自从该主区域3a的一样的电极指设计进行调制的部分起连续到端部的区域。在此，所谓的“进行调制”是指，使电极指32的间距(电极指32的中心间的间隔)、间隙(电极指32间的间隙)、宽度、厚度的设计参数中的至少1个发生变化。构成主区域3a的电极指32的根数和构成端部区域3b的电极指32的根数适当设定，以使得由基于主区域3a的电极指设计的谐振频率来决定IDT电极3整体的激励频率。具体来说，只要将构成主区域3a的电极指32的根数设得比构成端部区域3b的电极指32的根数多即可。
图19中示出IDT电极3和反射器4的主要部分放大剖视图。在此，将主区域3a中的最靠近端部区域3b侧的电极指32设为电极指A，将与其相邻的电极指32即端部区域3b中的最靠近主区域3a侧的电极指32设为电极指B，将反射器4中的最靠近IDT电极3侧的反射器电极指42设为反射器电极指C。此外，若将主区域3a中的电极指32的宽度的中心和与其相邻的电极指32的宽度的中心的间隔设为a(前述的第1间距Pt1a)，将构成端部区域3b的电极指32的根数设为m，将电极指A的宽度的中心与反射器电极指C的宽度的中心的距离设为x，则x成为大于0.5×a×(m+1)并且小于a×(m+1)的值。
通过这样构成，从而与在主区域3a与端部区域3b之间不调制电极指设计而端部区域3b成为一样的情况相比能够减小电极指A与反射器电极指C的距离。由此，能够使端部区域3b中的IDT电极3的电极指32重复排列的部分(以下有时称作排列部)接近主区域3a侧。结果，能够使产生弹性波的IDT电极3的边界条件发生变化，能够抑制纵模的产生。
针对满足这样的条件的使电极指A与反射器电极指C的距离发生变化的具体的一例进行说明。例如，如图5所示，通过使作为相邻的第1电极指32a以及第2电极指32b的间隙的间隙Gp发生变化，从而能够使电极指A与反射器电极指C的距离发生变化。具体地，为了使端部区域3b的电极指32的排列部整体相对于主区域3a进行移位，只要作为电极指A与电极指B的间隙的第2间隙Gp2设定为比作为主区域3a中的相邻的电极指32(第1电极指32a以及第2电极指32b)之间的间隙的第1间隙Gp1小即可。比该第1间隙Gp1小的第2间隙Gp2成为变化部300。
在此，针对IDT电极3的重复排列进行研究。如图6所示，IDT电极3的电极指32的重复排列是指例如以第1电极指32a的中心和夹着第2电极指32b位于旁边的第1电极指32a的中心为1周期而重复的排列。另外，图6是设定第2电极指32b的中心成为最大的位移的一例。假定通过这样的重复排列而产生的重复周期。
在图6中，示出了将主区域3a的IDT电极3的重复排列维持原有周期向端部侧延长的设置、和将端部区域3b的IDT电极3的重复排列维持原有周期向主区域3a侧延长的设置。比较这2个重复排列。由端部区域3b的IDT电极3的重复排列所假定的重复周期的相位与由主区域3a中的IDT电极3的重复排列所假定的重复周期的相位相比，向主区域3a侧发生了移位。通过该构成，从而能够使产生弹性波的IDT电极3的边界条件发生变化，能够抑制纵模的产生。
(II)关于反射器的电极指设计
除了上述电极指A和反射器电极指C以及位置关系的设定以外，还将由反射器4的电极指设计决定的谐振频率设定得比由IDT电极3的主区域3a的电极指设计决定的谐振频率低。反射器4的谐振频率若缩小间距Pt2则升高，若扩大间距Pt2则降低。因此，为了使反射器4的谐振频率低于IDT电极3的主区域3a的谐振频率，将反射器4的反射器电极指42的间距Pt2设定为大于IDT电极3的主区域3a中的间距Pt(第1间距Pt1a)即可。
在此，在本实施方式中使电极指A与反射器电极指C的距离发生变化，为了确认将反射器4的谐振频率设定为规定值的SAW元件的效果，进行了SAW元件的频率特性的仿真。首先，作为比较例1而对现有的SAW元件进行了仿真的条件如下所示。
(比较例1的仿真条件)
[压电基板2]
材料：42°Y切割X传播LiTaO3基板
[IDT电极3]
材料：Al-Cu合金(但是，在压电基板2与导电层15之间有6nm的由Ti构成的基底层。)
厚度(Al-Cu合金层)：324nm
IDT电极3的电极指32：
根数：100根
第1间距Pt1a：2.19μm
占空比(w1/Pt1)：0.5
交叉宽度W：65.7μm(15λ)
[反射器4]
材料：Al-Cu合金(但是，在压电基板2与导电层15之间有6nm的由Ti构成的基底层。)
厚度(Al-Cu合金层)：324nm
反射器电极指42的根数：30根
反射器电极指42的间距Pt2：2.19μm(Pt1a×1.00)
[保护层5]
材料：SiO2
厚度：15nm
图7中示出按照这样的仿真的条件计算出的比较例1的SAW元件的结果。图7所示的曲线图在横轴表示频率，在纵轴表示阻抗的绝对值|Z|或阻抗的相位。此外，图7(b)是将由图7(a)的单点划线包围的部分进行了放大的图。从该结果可知，在比作为谐振频率的约900MHz低的频率的890MHz前后产生了寄生。对此，可以认为在SAW元件中在反射器内产生了振动强度变大的反射器模式的寄生是原因之一。
接着，通过仿真确认了本实施方式所涉及的SAW元件(实施例1)实现效果的情况。以下，示出本实施方式所涉及的SAW元件(实施例1)的条件。另外，下述的条件仅示出与比较例1的SAW元件的不同之处。
(实施例1的仿真条件)
[IDT电极3]
IDT电极3的电极指32：
第2间隙Gp2的位置：(从IDT电极3的端部起)第8根与第9根之间
第2间隙Gp2：第1间隙Gp1×0.90
[反射器4]
反射器电极指42的间距Pt2：第1间距Pt1a×1.02
图8中示出按照这样的仿真的条件计算出的实施例1的SAW元件的结果。图8所示的曲线图在横轴表示频率，在纵轴表示阻抗的绝对值|Z|或阻抗的相位。此外，图8(b)是将由图8(a)的单点划线包围的部分进行了放大的图。
从该结果可知，通过与主区域3a相比位于端部侧的端部区域3b具有变化部300，从而能够降低反射器模式的寄生，并降低在比较例1中在890MHz前后产生的阻抗的寄生。另外在该例中，从IDT电极3的端部起包含8根电极指，在到第9根电极指的近前的区域构成了端部区域3b。
接着，关于第2间隙Gp2的最佳值进行了仿真。仿真的条件除了使上述的实施例1的第2间隙(Gp2)发生变化以外都相同。图9中示出该结果。
图9所示的曲线图是横轴为第2间隙Gp2，纵轴为通带外的寄生的最大相位峰值。在此，所谓最大相位峰值是指，表示通带外的最大的寄生的相位的值，与-90deg的差分越大则寄生会越大。在图9中，用与横轴平行延伸的虚线示出了比较例1的最大相位峰值。从图9所示的结果可知，通过将第2间隙Gp2设定为相对于第1间隙Gp1为0.87倍以上并且比1倍小，从而实现上述效果。此外，从图9所示的结果可知，由于在将第2间隙Gp2设为第1间隙Gp1的0.90倍时能够实质地消除寄生的最大相位峰值(图9所示的结果中与-90deg对应)，因此能够大幅降低寄生。
进而为了确认本实施方式所涉及的SAW元件(实施例1)的效果，针对相对于比较例1，(I)具有在与主区域3a相比靠近端部侧包含变化部的端部区域的情况(比较例2)和(II)仅反射器的谐振频率设定为规定值的情况(比较例3)进行了仿真。换言之，在比较例2中反射器的谐振频率与主区域3a相等，在比较例3中IDT电极3为全都一样的电极指设计。表1中示出实施例1以及比较例1～3的对应表。
[表1]
在表1中，第2间隙Gp2的栏表示了相对于第1间隙Gp1的倍率。具体地，比较例2的SAW元件的第2间隙Gp2设定为相对于第1间隙Gp1的0.90倍。此外，在表1中，反射器4的间距Pt2的栏表示了相对于IDT电极3的第1间距Pt1a的倍率。
图10中示出按照比较例2的SAW元件的条件进行了仿真的结果，图11中示出了按照比较例3的SAW元件的条件进行了仿真的结果。图10以及图11所示的曲线图在横轴表示频率，在纵轴表示阻抗的绝对值|Z|或阻抗的相位。
如比较例2的SAW元件所示那样，在仅将作为变化部300的间隙Gp2设定为规定值的情况下，如图10所示，虽然能够降低在比较例1的SAW元件产生的890MHz前后的寄生，但在谐振频率附近的895MHz附近产生了较大的寄生。这可以认为是由于在IDT电极3内产生了沿着弹性波的传播方向而具有多个峰值的振动模式(所谓纵模)。
另一方面，如比较例3的SAW元件所示的那样，在仅将反射器的谐振频率设定为规定值的情况下，如图11所示可知，虽然能够降低在比较例1的SAW元件产生的890MHz前后的反射器模式的寄生，但在893MHz附近产生了新的寄生(被推定为纵模的寄生)。
综上所述，根据本实施方式的SAW元件，通过将(I)包含与主区域3a相比靠近端部侧的变化部300的端部区域3b、和(II)反射器的谐振频率设为规定的设计，从而能够降低反射器模式的寄生，并且能够降低纵模的寄生，因此能够降低在比通带低的频率产生的寄生。
此外，通过将反射器4的谐振频率设定为比主区域3a中的谐振频率低，从而能够使反射器4的反射频域向比主区域3a中的谐振频率低的低频侧发生移位。因此，在以比主区域3a的谐振频率低的频率使SAW元件1执行动作时，能够防止在主区域3a产生的弹性波从反射器4泄露。由此，能够降低比主区域3a的谐振频率低的频率下的损失。
根据以上结果，如后述的图16所示，在滤波器特性中，能够改善通带中央部的波动以及损失，能够提高接收频带或发送频带内的特性。
进而，在上述的实施例1的SAW元件1中尽管将成为变化部的电极指A与电极指B的间隙的变化部设定在从端部起第8根与第9根之间，但进行了即使变更该设定也实现上述效果的范围的研究。具体来说，在实施例1的SAW元件中，使电极指A与电极指B的位置发生变化来进行了仿真。图12中示出该仿真的结果。图12所示的曲线图中横轴用从端部起的根数m(第m根与第m+1根之间)来表示电极指B的位置，纵轴为寄生的最大相位峰值。在该曲线图中与横轴平行的虚线示出了比较例1的SAW元件中的最大相位峰值。另外，针对各个根数m，调整了第2间隙Gp2使得寄生的最大相位峰值成为最小。换言之，在图12中，针对各个根数m示出了寄生的最大相位峰值的最小值。
从该结果可知，若将根数m设为70根以上，则寄生的最大相位峰值相比于比较例1会变得更差，因此通过使根数m少于70根而实现上述效果。从该结果可知，根数m为8根时，能够使寄生的最大相位峰值成为-90deg，因此能够大幅降低寄生。
另一方面，从图12所示的结果可知，即使在根数m为0根的情况下，与比较例1的SAW元件相比也能够降低寄生的最大相位峰值。另外，根数m为0根时，是使IDT电极3与反射器4的间隔向减少方向发生了变化，是在端部区域3b不存在电极指32的情况。即使在该情况下，也会使电极指B与反射器电极指C的间隔比原来的间隔更加接近。根据以上的结果，在用从端部起的根数m来表示电极指B的位置的情况下，实现上述效果的间隙的变化部设定为0≤m＜70的范围。
另外，在上述的例子中，在IDT电极3中电极指设计进行调制的部分仅是第2间隙Gp2。即，在端部区域3b中相邻的电极指32的间隙与第1间隙Gp1相等，电极指宽度、电极指厚度以及间距与主区域3a相等。这样，通过使端部区域3b的电极指32的配置与主区域3a的电极指32的配置接近，从而能够抑制无意的表面波的损失或泄露。此外，通过减少间隙变小的部分，从而能够抑制耐电力性下降。
(控制电极指A与反射器电极指C的距离的其他方法1)
在上述的例子中，作为IDT电极3的端部区域3b的电极指设计而说明了使IDT电极3的第2间隙Gp2发生变化的方法，但也可以使IDT电极3的电极指32的宽度w1a作为变化部300而发生变化。
具体来说，如图13所示，对于变化部300而言将电极指32(电极指B)的宽度w1a设定为比主区域3a中的电极指32的宽度w1小，并且将第2间隙Gp2设定为与第1间隙Gp1相同即可。通过这样设定，也能够使与变化部300相比靠近端部侧的IDT电极3的排列部整体向主区域3a中的IDT电极3的排列部侧发生移位。
在此情况下，与电极指A相比靠近端部侧的区域成为端部区域3b，端部区域3b包含变化部300。
通过仿真确认了即使在这样使电极指32的宽度w1a发生了变化的情况下本实施方式所涉及的SAW元件(实施例2)也实现效果的情况。示出实施例2所涉及的SAW元件的仿真的条件。另外，下述的条件仅示出与比较例1的SAW元件的不同之处。
(实施例2的仿真条件)
[IDT电极3]
IDT电极3的电极指32：
变化部300的位置(电极指B的位置)：(从IDT电极3的端部起)第9根
变化部300的电极指32的宽度w1a：主区域3a的电极指32的宽度w1×0.90
[反射器4]
反射器电极指42的间距Pt2：第1间距Pt1a×1.02
图14中示出按照这样的仿真的条件计算出的实施例2的SAW元件的结果。图14所示的曲线图在横轴表示频率，在纵轴表示阻抗的绝对值|Z|或阻抗的相位。此外，图14(b)是将由图14(a)的单点划线包围的部分进行了放大的图。另外，本仿真是使与主区域3a相比位于端部侧的IDT电极3的1个电极指32(电极指B)的宽度w1a发生了变化的情况。
即使在这样作为变化部300而使IDT电极3的电极指32的宽度w1a发生了变化的情况下，也能够与实施例1同样地，降低纵模的寄生，并降低在比较例1中在890MHz前后产生的阻抗的寄生。
进而，使电极指32的宽度w1a发生变化，对相对于比较例1具有效果的范围进行了仿真。图15中示出其结果。在图15中，横轴表示相对于主区域3a的电极指32的宽度的电极指B(变化部300的电极指32)的宽度(w1a/w1)，纵轴为寄生的最大相位峰值。此外，用与横轴平行的虚线示出了比较例1的SAW元件中的最大相位峰值。
从该结果可知，通过将电极指32的宽度w1a设定为相对于主域3a的电极指32的宽度w1为0.877倍以上并且比1倍小，从而相比于比较例1更有效果。
(控制电极指A与反射器电极指C的距离的其他方法2)
在上述的实施例1以及实施例2中，通过调整电极指A与电极指B的间隙或者调整电极指B的宽度，从而使电极指A与反射器电极指C的距离满足了所希望的条件，但也可以通过使由端部区域3b的电极指设计决定的谐振频率高于由主区域3a的电极指设计决定的谐振频率来实现。
位于主区域3a以及端部区域3b的IDT电极3的谐振频率能够通过调整IDT电极3的间距Pt1来使其发生变化。具体来说，为了提高谐振频率而只要缩小间距Pt1即可，为了降低谐振频率而只要扩大间距Pt1即可。因此，在IDT电极3中，为了将主区域3a的谐振频率设定为比端部区域3b的谐振频率低，只要将第1间距Pt1a设定为比第2间距Pt1b宽即可。
为了确认如本实施方式这样将IDT电极3以及反射器4的谐振频率设定为规定值的SAW元件的效果，进行了SAW元件的频率特性的仿真。
接着，示出本实施方式所涉及的SAW元件(实施例3)的条件。另外，下述的条件仅示出与上述比较例1的SAW元件的不同之处。
(实施例3的仿真条件)
[IDT电极3]
IDT电极3的电极指32：
端部区域3b的电极指32的根数：(从IDT电极3的端部起)12根第2间距Pt1b：第1间距Pt1a×0.990
[反射器4]
反射器电极指42的间距Pt2：第1间距Pt1a×1.02
图20中示出按照这样的仿真的条件计算出的本实施方式所涉及的SAW元件的结果。图20所示的曲线图在横轴表示频率，在纵轴表示阻抗的绝对值|Z|或阻抗的相位。另外，本实施例3是将位于端部区域3b的IDT电极3全部设为第1间距Pt1a的情况。图20(b)是将由图20(a)的单点划线包围的部位进行了放大的图。从该结果可知，能够降低在比较例1中在890MHz前后产生的寄生。
进而为了确认本实施方式所涉及的SAW元件(实施例3)的效果，进行了分别应用了如下情况的仿真：作为比较例4而(I)仅将端部区域3b的谐振频率设定为规定值的情况；作为比较例5而(II)仅将反射器的谐振频率设定为规定值的情况。换言之，在比较例4中反射器的谐振频率与IDT电极3的主区域3a相等，在比较例5中IDT电极3的电极指设计都一样。表2中示出实施例3以及比较例1、4、5的对应表。
[表2]
在表2中，第2间距Pt1b的栏示出了相对于第1间距Pt1a的倍率。具体地，比较例4的SAW元件将第2间距Pt1b设定为相对于第1间距Pt1a的0.990倍。此外，在表2中，反射器4的间距Pt2的栏示出了相对于IDT电极3的第1间距Pt1a的倍率。
图21中示出按照比较例4的SAW元件的条件进行了仿真的结果，图22中示出按照比较例5的SAW元件的条件进行了仿真的结果。图21以及图22所示的曲线图在横轴表示频率，在纵轴表示阻抗的绝对值|Z|或阻抗的相位。
如比较例4的SAW元件所示，在仅将端部区域的谐振频率设定为规定值的情况下，如图21所示，虽然能够降低在比较例1的SAW元件产生的890MHz前后的寄生，但在谐振频率附近的895MHz附近产生了较大的寄生。
另一方面，如比较例5的SAW元件所示，在仅将反射器的谐振频率设定为规定值的情况下，如图22所示可知，虽然能够降低在比较例1的SAW元件产生的890MHz前后的寄生，但在890MHz附近产生了新的寄生(被推定为纵模的寄生)。
综上所述，根据本实施方式的SAW元件，通过将(I)端部区域3b的谐振频率、和(II)反射器的谐振频率设定为规定值，从而能够降低反射器模式的寄生，并且能够降低纵模的寄生，因此能够降低在比通带低的频率产生的寄生。
接着，关于第2间距Pt1b的最佳值进行了仿真。仿真的条件如下。另外，下述的条件仅示出与比较例1的SAW元件的不同之处。
(实施例3的第2间距Pt1b的最佳值的条件)
[IDT电极3]
根数：200根
[反射器4]
间距Pt2：第1间距Pt1a×1.02
在这样的条件下，使第2间距Pt1b发生变化来进行了计算。图23中示出该结果。图23所示的曲线图中横轴为第2间距Pt1b，纵轴为通带外的寄生的最大相位峰值。此外，用与横轴平行的虚线示出了比较例1的SAW元件中的最大相位峰值。
从图23所示的结果可知，通过第2间距Pt1b设定为相对于第1间距Pt1a为0.986倍以上并且比1倍小，从而实现上述效果。此外，从图23所示的结果可知，由于在将第2间距Pt1b设为0.991×Pt1a时，能够实质地消除寄生的最大相位峰值(图23所示的结果中与-90deg对应)，因此能够大幅降低寄生。
此外，在上述的实施例3的SAW元件中尽管将端部区域3b从IDT电极3的端部起设定为12根，但进行了即使变更该端部区域3b的设定也实现上述效果的范围的研究。具体来说，在实施例3的SAW元件中，使端部区域3b的电极指32的根数发生变化来进行了仿真。图24中示出该仿真的结果。图24所示的曲线图中横轴为端部区域3b的电极指32的根数m，纵轴为寄生的最大相位峰值。另外，针对各个根数m，调整了第2间距Pt1b使得寄生的最大相位峰值成为最小。换言之，在图24中，针对各个根数m示出了寄生的最大相位峰值的最小值。
从该结果可知，若将端部区域3b的根数m设为70根以上，则寄生的最大相位峰值相比于比较例1会变得更差，因此通过使根数m少于70根而实现上述效果。从该结果可知，在根数m为12根时，能够使寄生的最大相位峰值成为-90deg，因此能够大幅降低寄生。另一方面，从图24可知，即使在根数m为0根的情况下，与比较例1的SAW元件相比也能够降低寄生的最大相位峰值。另外，所谓根数m为0根时，是使IDT电极3与反射器4的间隔发生了变化的情况。根据以上的结果，SAW元件1中的端部区域3b的电极指32的根数m设定为0≤m＜70的范围。
(将端部区域的谐振频率设定为规定值的其他方法)
作为将IDT电极3的端部区域3b的谐振频率设定为规定值的方法，说明了使IDT电极3的第2间距Pt1b发生变化的方法，但也可以使位于端部区域3b的IDT电极3的占空比发生变化。
如图3所示，IDT电极3的占空比是将第2电极指32b的宽度w1除以弹性波的传播方向上的从第2电极指32b的一侧的第1电极指32a的端部到第2电极指32b的另一侧的端部的距离Dt1而得到的值。在这样改变电极指32的占空比来使端部区域3b的谐振频率发生变化的情况下，为了提高IDT电极3的谐振频率而只要减小占空比即可，为了降低IDT电极3的谐振频率而只要增大占空比即可。因此，位于端部区域3b的IDT电极3设定为比其占空比小于位于主区域3a的IDT电极3的占空比。
通过仿真确认了即使在这样使占空比发生了变化的情况下本实施方式所涉及的SAW元件(实施例4)也实现效果的情况。接着，示出实施例4所涉及的SAW元件的仿真的条件。另外，下述的条件仅示出与比较例1的SAW元件的不同之处。
(实施例4的仿真条件)
[IDT电极3]
IDT电极3的电极指32：
端部区域3b的电极指32的根数：(从IDT电极3的端部起)20根
端部区域3b的电极指32的占空比：主区域3a的电极指32的占空比×0.86
[反射器4]
反射器电极42的间距Pt2：第1间距Pt1a×1.02
图25中示出按照这样的仿真的条件计算出的实施例4的SAW元件的结果。图25所示的曲线图在横轴表示频率，在纵轴表示阻抗的绝对值|Z|或阻抗的相位。此外，图25(b)是将由图25(a)的单点划线包围的部分进行了放大的图。另外，在该仿真中，使位于端部区域3b的IDT电极3的占空比全部发生了变化。
即使在这样使位于端部区域3b的IDT电极3的占空比发生了变化的情况下，也能够与实施例3同样地，降低纵模的寄生，并降低在比较例1中在890MHz前后产生的阻抗的寄生。
在以上的包含实施例1至实施例4的实施方式的说明中，作为使反射器4的谐振频率发生变化的方法，针对使间距Pt2发生变化的方法进行了说明，但作为其他方法，能够使用使反射器电极42的占空比发生变化的方法、使电极指32与反射器电极指42的膜厚s发生变化的方法等。在通过间距Pt2以外的方法使反射器4的谐振频率发生变化的情况下，若是在将IDT电极3的第1间距Pt1a设定为弹性波的波长λ的半波长的情况下，则将间距pt2设定为与第1间距Pt1a相同程度即可。在此，波长λ(2×Pt2)例如为1.5μm～6μm。
另外，在本实施方式中，仅示出了作为电极指设计的设计参数(根数、交叉宽度、间距、占空比、电极的厚度、频率等)确定的情况，但本发明无论针对什么样的参数的SAW元件均能够取得降低寄生的效果。例如通过仿真而得以确认，即使从实施例1的示例使IDT电极的电极指的根数、交叉宽度发生了变化时，通过与实施例1同样的变化部300的位置(从端部起的根数)、间隙Gp(第1间隙Gp1、第2间隙Gp2)也能够发挥良好的寄生抑制效果。
进而，在实施例1中，除了将第2间隙Gp2调整为规定值以外，也可以将基于端部区域3b的电极指设计的谐振频率设定为比基于主区域3a的电极指设计的谐振频率高。通过这样将基于端部区域3b的电极指设计的谐振频率设定得较高，从而能够获得与设定了前述的第2间隙Gp2时同样的效果，能够进一步降低纵模的寄生。
为了将位于端部区域3b的IDT电极3的谐振频率设定为比位于主区域3a的IDT电极4的谐振频率高，只要缩小位于端部区域3b的IDT电极3的第2间距Pt1b即可。位于端部区域3b的IDT电极3的第2间距Pt1b例如设定为相对于位于中心区域3a的IDT电极3的第1间距Pt1a为0.986倍以上并且比1倍小的范围。通过这样构成，从而能够进一步将电极指A与反射器电极指C的距离设为所希望的关系。
在滤波器、分波器中，将各种根数、交叉宽度的多个谐振器进行组合并发挥特性，而将本发明的SAW元件作为谐振器来使用时，能够针对上述多个谐振器，设定IDT电极以及反射器的设计值。因此，即使在滤波器、分波器中使用本发明的SAW元件的情况下，也能够与使用现有的弹性波元件的情况同样地进行设计。
此外，在变更了根数、交叉宽度以外的设计参数(频率、电极厚度等)的情况下，变化部300的位置(从端部起的根数m)、间隙Gp等适当设定为最佳值即可。为此，采用使用了模式耦合法(COM(Coupling-Of-Modes)法)的仿真即可。具体来说，在设计了谐振器的设计参数之后，通过使变化部300的位置(从端部起的根数m)、间隙Gp等发生变化来进行仿真，从而能够发现可以良好地降低寄生的条件。
构成端部区域3b的电极指32的根数m虽然根据构成IDT电极3的电极指32的总根数而存在理想的根数，但这能够通过使用了COM法的仿真来决定。此外，即使不是该理想的根数也能够降低寄生。在作为SAW元件1而一般设计的构成IDT电极3的电极指43的总根数(约50根至500根)的范围中，已经确认了根数m在从5根到20根程度能够获得良好的特性。
<通信装置以及分波器的构成的概要>
图16是表示本发明的实施方式所涉及的通信装置101的主要部分的框图。通信装置101进行利用了电波的无线通信。分波器7具有在通信装置101中对发送频率的信号与接收频率的信号进行分波的功能。
在通信装置101中，包含应发送的信息的发送信息信号TIS由RF-IC103进行调制以及频率的提高(向载波频率的高频信号的转换)而成为发送信号TS。发送信号TS由带通滤波器105去除发送用的通带以外的无用成分，并由放大器107进行放大而输入到分波器7。分波器7从所输入的发送信号TS中去除发送用的通带以外的无用成分而输出到天线109。天线109将所输入的电信号(发送信号TS)转换成无线信号来进行发送。
在通信装置101中，通过天线109而接收到的无线信号由天线109转换成电信号(接收信号RS)而输入到分波器7。分波器7从所输入的接收信号RS中去除接收用的通带以外的无用成分而输出到放大器111。所输出的接收信号RS由放大器111进行放大，并由带通滤波器113去除接收用的通带以外的无用成分。然后，接收信号RS由RF-IC103进行频率的降低以及解调而成为接收信息信号RIS。
另外，发送信息信号TIS以及接收信息信号RIS可以是包含适当的信息的低频信号(基带信号)，例如仿真的声音信号或者数字化的声音信号。无线信号的通带可以使遵循UMTS(Universal Mobile Telecommunications System，通用移动通信系统)等各种标准的频带。调制方式可以是相位调制、振幅调制、频率调制或者它们任意2个以上的组合的任意一者。
图17是表示本发明的一实施方式所涉及的分波器7的构成的电路图。分波器7是图16中通信装置101所使用的分波器7。SAW元件1例如是构成图16所示的分波器7中的发送滤波器11的梯型滤波器电路的SAW元件。
如图17所示，发送滤波器11具有压电基板2、和形成在压电基板2上的串联谐振器S1～S3以及并联谐振器P1～P3。
分波器7主要由天线端子8、发送端子9、接收端子10、配置于天线端子8与发送端子9之间的发送滤波器11、以及配置于天线端子8与接收端子10之间的接收滤波器12构成。
来自放大器107的发送信号TS输入到发送端子9，输入到发送端子9的发送信号TS在发送滤波器11中去除发送用的通带以外的无用成分而输出到天线端子8。此外，从天线109向天线端子8输入接收信号RS，在接收滤波器12中去除接收用的通带以外的无用成分而输出到接收端子10。
发送滤波器11例如由梯型SAW滤波器构成。具体地，发送滤波器11具有：在其输入侧与输出侧之间串联连接的3个串联谐振器S1、S2、S3；和设置于作为用于将串联谐振器彼此连接的布线的串联臂与基准电位部G之间的3个并联谐振器P1、P2、P3。即，发送滤波器11是3级结构的梯型滤波器。但是，在发送滤波器11中梯型滤波器的级数是任意的。
在并联谐振器P1～P3与基准电位部G之间，设置了电感器L。通过将该电感器L的电感设定为规定大小，从而在发送信号的通带外形成衰减极点而增大了带外衰减。多个串联谐振器S1～S3以及多个并联谐振器P1～P3各自由SAW谐振器构成。
接收滤波器12例如具有多模式型SAW滤波器17以及串联连接在其输入侧的辅助谐振器18。另外，在本实施方式中，多模式包含双模式。多模式型SAW滤波器17具有平衡-不平衡转换功能，接收滤波器12与输出平衡信号的2个接收端子10连接。接收滤波器12并不限于由多模式型SAW滤波器17构成，也可以由梯型滤波器构成，还可以是不具有平衡-不平衡转换功能的滤波器。
在发送滤波器11、接收滤波器12以及天线端子8的连接点与接地电位部G之间，也可以插入由电感器等构成的阻抗匹配用的电路。
通过使用上述的SAW元件1作为这样的分波器7的SAW谐振器，从而能够提高分波器7的滤波器特性。针对将使用了实施例1的SAW元件的结构的SAW元件1应用于发送滤波器11的串联谐振器S1～S3的情况的分波器的滤波器特性，通过仿真来进行了计算。另外，分波器7的通带设想了UMTS的Band2的发送侧。图18中示出该结果。在图18所示的曲线图中，横轴表示频率(MHz)，纵轴表示通过特性(dB)。此外，虚线表示使用了比较例1的SAW元件的情况的滤波器特性，实线表示使用了实施例1的SAW元件1的情况的滤波器特性。从图18所示的结果可知，在发送侧的通带内，提高了比1860MHz低的频带的透过特性。
在作为图17所示的分波器7的发送侧滤波器而使用的所谓梯型滤波器中，串联谐振器S1～S3的谐振频率设定于滤波器通带的中央附近。此外，并联谐振器P1～P3的反谐振频率设定滤波器通带的中央附近。在采用这样的频率配置、并且将本发明的弹性波元件用于串联谐振器S1～S3的情况下，能够改善滤波器通带的中央附近的损失、波动。
另外，在SAW元件1中，如图7以及图8所示，在比反谐振频率高的高频侧产生的寄生峰值(图7(a)中在960MHz附近产生)向更低频侧发生移位(图8(a)中在950MHz附近移位了-10MHz)。对此，可以认为伴随使反射器的谐振频率降低，反射器的工作频带向低频侧发生了移位是原因之一。该情况的SAW元件1由于在反射器的工作频带端周边产生的寄生，因而虽然谐振频率附近的电气特性得到了改善，但在比反谐振频率高的高频区域中的损失有时反而恶化。
在梯型滤波器中，在并联谐振器P1～P3中，该损失恶化的频率在比滤波器通带的中央高的高频侧叠加。因此，若使用SAW元件1作为梯型滤波器的并联谐振器，则由于设计，有时反而会使滤波器的损失恶化。因此，在梯型滤波器中，通过仅将SAW元件1用于串联谐振器的一部分，从而能够在降低滤波器特性的恶化的同时，显著地改善通过特性。另外，在进行设计使得梯型滤波器的并联谐振器的反谐振频率不在滤波器的通带内的情况下，能够将SAW元件1用作并联谐振器。
符号说明
1 弹性波元件(SAW元件)
2 压电基板
2A 上表面
3 激励电极(IDT电极)
3a 主区域
3b 端部区域
30 梳齿电极
30a 第1梳齿电极
30b 第2梳齿电极
31 汇流条
31a 第1汇流条
31b 第2汇流条
32 电极指
32a 第1电极指
32b 第2电极指
300 变化部
Pt1 间距
Pt1a 第1间距
Pt1b 第2间距
Gp 间隙
Gp1 第1间隙
Gp2 第2间隙
4 反射器
41 反射器汇流条
42 反射器电极指
Pt2 间距
5 保护层
7 分波器
8 天线端子
9 发送端子
10 接收端子
11 发送滤波器
12 接收滤波器
15 导电层
17 多模式型SAW滤波器
18 辅助谐振器
101 通信装置
103 RF-IC
105 带通滤波器
107 放大器
109 天线
111 放大器
113 带通滤波器
S1、S2、S3 串联谐振器
P1、P2、P3 并联谐振器

Claims (15)

1.一种弹性波元件，具备：
压电基板；
激励电极，其位于该压电基板的上表面，具有多个电极指，用于产生弹性波；和
2个反射器，其位于所述压电基板的上表面，具有多个反射器电极指，在所述弹性波的传播方向上夹着所述激励电极，
所述激励电极具有：位于所述弹性波的传播方向的两端部间的所述电极指的电极指设计一样的主区域；和从电极指设计与该主区域进行调制的部位起连续到端部的、夹着所述主区域而位于两侧的2个端部区域，
对于所述反射器，由所述反射器电极指的电极指设计决定的谐振频率比由所述主区域的所述电极指的电极指设计决定的谐振频率低，
若将所述主区域中所述电极指的中心和与其相邻的所述电极指的中心的间隔设为a，将构成所述端部区域的所述电极指的数量设为m，将所述主区域的所述电极指之中的最靠近所述端部区域侧的所述电极指的中心与所述反射器的所述反射器电极指之中的最靠近所述端部区域侧的所述反射器电极指的中心的距离设为x，则满足
0.5×a×(m+1)＜x＜a×(m+1)，
多个所述电极指具有多个第1电极指和多个第2电极指，
所述激励电极具有：具有所述多个第1电极指的第1梳齿电极；和具有与所述多个第1电极指啮合的所述多个第2电极指的第2梳齿电极。
2.根据权利要求1所述的弹性波元件，其中，
第2间隙小于第1间隙，所述第1间隙是所述主区域中相邻的2个所述电极指的间隙，所述第2间隙是所述主区域的所述电极指之中的最靠近所述端部区域侧的所述电极指、和与其相邻的所述端部区域的所述电极指之中的最靠近所述主区域侧的所述电极指的间隙。
3.根据权利要求2所述的弹性波元件，其中，
所述第2间隙相对于所述第1间隙为0.87倍以上并且比1倍小。
4.根据权利要求1所述的弹性波元件，其中，
所述端部区域的所述电极指之中的最靠近所述主区域侧的所述电极指的宽度小于所述主区域中的所述电极指的宽度。
5.根据权利要求4所述的弹性波元件，其中，
所述端部区域的所述电极指之中的最靠近所述主区域侧的所述电极指的宽度，相对于所述主区域中的所述第1电极指或所述第2电极指的宽度为0.877倍以上并且比1倍小。
6.根据权利要求1～5中任一项所述的弹性波元件，其中，
对于所述反射器，所述反射器电极指的中心和与其相邻的所述反射器电极指的中心的间隔，大于所述主区域中的所述电极指的中心和与其相邻的所述电极指的中心的间隔。
7.根据权利要求1所述的弹性波元件，其中，
对于所述端部区域，由所述电极指的电极指设计决定的谐振频率比由所述主区域的所述电极指的电极指设计决定的谐振频率高。
8.根据权利要求7所述的弹性波元件，其中，
第1间距小于第2间距，所述第1间距是所述端部区域中所述电极指的中心和与其相邻的所述电极指的中心的间隔，所述第2间距是所述主区域中的所述电极指的中心和与其相邻的所述电极指的中心的间隔。
9.根据权利要求8所述的弹性波元件，其中，
所述激励电极的所述第1间距相对于所述第2间距为0.986倍以上并且比1倍小。
10.根据权利要求7～9中任一项所述的弹性波元件，其中，
对于所述激励电极，位于所述端部区域的所述电极指的宽度小于位于所述主区域的所述电极指的宽度。
11.根据权利要求2或3所述的弹性波元件，其中，
所述端部区域中相邻的2个所述电极指的间隙与所述第1间隙相等。
12.一种分波器，具备天线端子、对发送信号进行滤波并输出到所述天线端子的发送滤波器、和对来自所述天线端子的接收信号进行滤波的接收滤波器，其中，
所述发送滤波器或所述接收滤波器具有权利要求1～11中任一项所述的弹性波元件。
13.根据权利要求12所述的分波器，其中，
所述发送滤波器具有分别串联连接的串联谐振器和相对于该串联谐振器而并联连接的并联谐振器，所述串联谐振器的至少一部分由所述弹性波元件构成。
14.根据权利要求13所述的分波器，其中，
对于所述发送滤波器，仅所述串联谐振器由所述弹性波元件构成。
15.一种通信装置，具备：
天线；
与该天线电连接的权利要求12～14中任一项所述的分波器；和
与该分波器电连接的RF-IC。
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