WO2015080278A1 - 弾性波素子、分波器および通信装置 - Google Patents

弾性波素子、分波器および通信装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2015080278A1
WO2015080278A1 PCT/JP2014/081662 JP2014081662W WO2015080278A1 WO 2015080278 A1 WO2015080278 A1 WO 2015080278A1 JP 2014081662 W JP2014081662 W JP 2014081662W WO 2015080278 A1 WO2015080278 A1 WO 2015080278A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
electrode
electrode finger
reflector
main region
center
Prior art date
Application number
PCT/JP2014/081662
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
哲也 岸野
Original Assignee
京セラ株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 京セラ株式会社 filed Critical 京セラ株式会社
Priority to JP2015551033A priority Critical patent/JP6595342B2/ja
Priority to CN201480063282.8A priority patent/CN105745840B/zh
Priority to US15/039,810 priority patent/US9978927B2/en
Publication of WO2015080278A1 publication Critical patent/WO2015080278A1/ja

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H10—SEMICONDUCTOR DEVICES; ELECTRIC SOLID-STATE DEVICES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H10N—ELECTRIC SOLID-STATE DEVICES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H10N30/00—Piezoelectric or electrostrictive devices
    • H10N30/80—Constructional details
    • H10N30/87—Electrodes or interconnections, e.g. leads or terminals
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/02—Details
    • H03H9/125—Driving means, e.g. electrodes, coils
    • H03H9/145—Driving means, e.g. electrodes, coils for networks using surface acoustic waves
    • H03H9/14517—Means for weighting
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/25—Constructional features of resonators using surface acoustic waves
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/46—Filters
    • H03H9/64—Filters using surface acoustic waves
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/70—Multiple-port networks for connecting several sources or loads, working on different frequencies or frequency bands, to a common load or source
    • H03H9/72—Networks using surface acoustic waves
    • H03H9/725—Duplexers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/0004—Impedance-matching networks
    • H03H9/0009—Impedance-matching networks using surface acoustic wave devices
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/0023—Balance-unbalance or balance-balance networks
    • H03H9/0028—Balance-unbalance or balance-balance networks using surface acoustic wave devices
    • H03H9/0033—Balance-unbalance or balance-balance networks using surface acoustic wave devices having one acoustic track only
    • H03H9/0038—Balance-unbalance or balance-balance networks using surface acoustic wave devices having one acoustic track only the balanced terminals being on the same side of the track

Definitions

  • the present invention relates to an acoustic wave element, a duplexer, and a communication device.
  • an acoustic wave element is used as a duplexer for filtering a signal transmitted / received from an antenna.
  • the acoustic wave element includes a piezoelectric substrate and excitation electrodes formed on the main surface of the piezoelectric substrate.
  • the acoustic wave element utilizes a characteristic capable of mutually converting an electric signal and a surface acoustic wave by the relationship between the excitation electrode and the piezoelectric substrate.
  • the duplexer uses, for example, a plurality of acoustic wave elements to configure a reception filter (Rx filter) or a transmission filter (see JP 2007-214902 A).
  • a reception band or a transmission band is set by combining a plurality of acoustic wave elements.
  • one of the problems is to improve the characteristics in the pass band of the reception band or the transmission band.
  • the present invention has been made in view of such circumstances, and an object thereof is to provide an elastic wave element, a duplexer, and a communication device that can improve characteristics in a signal pass band. is there.
  • An elastic wave device includes a piezoelectric substrate, an excitation electrode, and a reflector.
  • the excitation electrode is located on the upper surface of the piezoelectric substrate and has a plurality of electrode fingers, and generates an elastic wave.
  • the reflector is located on the upper surface of the piezoelectric substrate and has a plurality of reflector electrode fingers. Two reflectors are arranged so as to sandwich the excitation electrode in the propagation direction of the elastic wave.
  • the excitation electrode is located between both ends in the propagation direction of the elastic wave, and a main region where the electrode finger design of the electrode finger is uniform, and the main region is from a region where the electrode finger design is modulated to an end portion. And two end regions located on both sides of the main region.
  • the resonance frequency determined by the electrode finger design of the reflector electrode finger is lower than the resonance frequency determined by the electrode finger design of the electrode finger in the main region of the excitation electrode.
  • the distance between the center of the electrode finger and the center of the electrode finger adjacent thereto is a
  • the number of the electrode fingers constituting the end region is m
  • the electrode in the main region The center of the electrode finger located closest to the end region of the finger and the center of the reflector electrode finger located closest to the end region of the reflector electrode finger of the reflector When the distance is x, 0.5 ⁇ a ⁇ (m + 1) ⁇ x ⁇ a ⁇ (m + 1) is satisfied.
  • a duplexer includes an antenna terminal, a transmission filter that filters a transmission signal and outputs the filtered signal to the antenna terminal, and a reception filter that filters a reception signal from the antenna terminal. It is a waver, Comprising: The said transmission filter or the said reception filter has the above-mentioned elastic wave element.
  • a communication apparatus includes an antenna, the above-described duplexer electrically connected to the antenna, and an RF-IC electrically connected to the duplexer.
  • the duplexer According to the acoustic wave device, the duplexer, and the communication device of the present invention, it is possible to improve the characteristics in the signal pass band.
  • FIG. 2 is an enlarged plan view in which a part of an IDT electrode is enlarged in the acoustic wave device of FIG. 1.
  • FIG. 2 is an enlarged plan view in which a part of a reflector is enlarged in the acoustic wave device of FIG. 1.
  • FIG. 2 is an enlarged plan view in which a part of an IDT electrode is enlarged in the acoustic wave device of FIG. 1.
  • FIG. 5 schematically shows the relationship between the phase of the repeated array portion in the main region and the end region of the acoustic wave resonance. It is the result of having simulated the elastic wave element concerning comparative example 1, and (b) expands a part of (a). It is the result of having simulated the elastic wave element concerning Example 1.
  • FIG. It is the result of having simulated the elastic wave element concerning Example 1.
  • FIG. It is the result of having simulated the elastic wave element concerning the comparative example 2, (b) expands a part of (a).
  • the elastic wave element concerning Example 1 it is the result of having simulated the position range of the change part which has an effect.
  • FIG. 2 It is a top view which shows the modification (Example 2) of the elastic wave element which concerns on one Embodiment of this invention. It is the result of having simulated the elastic wave element which concerns on Example 2.
  • FIG. It is the result of having simulated the range of the change part which has an effect in the elastic wave element concerning Example 2.
  • FIG. It is the schematic explaining the communication apparatus which concerns on one Embodiment of this invention.
  • It is a circuit diagram explaining the duplexer concerning one embodiment of the present invention. It is the result of having simulated the duplexer of FIG. It is a principal part enlarged view which shows a part of IDT electrode and reflector electrode of the elastic wave element of FIG. It is the result of having simulated the elastic wave element concerning Example 3, and (b) expands a part of (a).
  • the elastic wave element may be either upward or downward, but in the following, for convenience, the orthogonal coordinate system xyz is defined and the upper side and the lower side are defined with the positive side in the z direction as the upper side.
  • FIG. 1 is a plan view showing a configuration of an acoustic wave (SAW) device 1 according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a partial cross-sectional view taken along the line Ic-Ic in FIG.
  • the SAW element 1 includes a piezoelectric substrate 2, an excitation electrode (IDT (Interdigital Transducer) electrode) 3 and a reflector 4 provided on the upper surface 2 ⁇ / b> A of the piezoelectric substrate 2.
  • IDT Interdigital Transducer
  • the SAW element 1 can improve the characteristics of the signal pass band by the electrode finger design of the two end regions 3b located on the reflector 4 side of the IDT electrode 3 and the electrode finger design of the reflector 4. it can.
  • each component requirement is explained in full detail.
  • the piezoelectric substrate 2 is composed of a single crystal substrate having piezoelectricity made of lithium niobate (LiNbO 3 ) crystal or lithium tantalate (LiTaO 3 ) crystal.
  • the piezoelectric substrate 2 is composed of a 36 ° to 48 ° YX cut LiTaO 3 substrate.
  • the planar shape and various dimensions of the piezoelectric substrate 2 may be set as appropriate.
  • the thickness (z direction) of the piezoelectric substrate 2 is 0.2 mm to 0.5 mm.
  • the IDT electrode 3 includes a first comb electrode 30a and a second comb electrode 30b as shown in FIG.
  • the first comb-teeth electrode 30a and the second comb-teeth electrode 30b are simply referred to as the comb-teeth electrode 30 and may not be distinguished from each other.
  • the comb electrode 30 has two bus bars 31 facing each other and a plurality of electrode fingers 32 extending from each bus bar 31 to the other bus bar 31 side.
  • the pair of comb-shaped electrodes 30 are arranged so that the first electrode fingers 32a and the second electrode fingers 32b mesh with each other in the elastic wave propagation direction.
  • a dummy electrode facing the electrode finger 32 may be disposed on the bus bar 31. This embodiment is a case where no dummy electrode is arranged.
  • Elastic waves are generated and propagated in a direction orthogonal to the plurality of electrode fingers 32. Accordingly, in consideration of the crystal orientation of the piezoelectric substrate 2, the two bus bars 31 are arranged so as to face each other in a direction intersecting the direction in which the elastic wave is desired to propagate.
  • the plurality of electrode fingers 32 are formed to extend in a direction orthogonal to the direction in which the elastic wave is desired to propagate.
  • the propagation direction of the elastic wave is determined by the orientation of the plurality of electrode fingers 32, but in the present embodiment, for convenience, the orientation of the plurality of electrode fingers 32 will be described with reference to the propagation direction of the elastic wave. There is.
  • the bus bar 31 is, for example, formed in a long shape extending linearly with a substantially constant width. Accordingly, the edges of the bus bars 31 facing each other are linear.
  • the plurality of electrode fingers 32 are formed in an elongated shape extending in a straight line with a substantially constant width, and are arranged at substantially constant intervals in the propagation direction of the elastic wave.
  • a main region 3a disposed between both ends and two end regions 3b from both ends to the main region 3a are set in the elastic wave propagation direction.
  • the plurality of electrode fingers 32 of the pair of comb electrodes 30 constituting the main region 3a of the IDT electrode 3 are set such that the distance between the centers of the widths of the adjacent electrode fingers 32 is the first pitch Pt1a.
  • the first pitch Pt1a is set in the main region 3a to be equal to, for example, a half wavelength of the wavelength ⁇ of the elastic wave at the frequency to be resonated.
  • the wavelength ⁇ (2 ⁇ Pt1a) is, for example, 1.5 ⁇ m to 6 ⁇ m.
  • the first pitch Pt1a is equal to the width of the second electrode finger 32b adjacent to the first electrode finger 32a from the center of the width of the first electrode finger 32a in the elastic wave propagation direction. It refers to the distance to the center.
  • the center of the width of the electrode finger 32 may be simply referred to as “the center of the electrode finger 32”.
  • Each electrode finger 32 has a width w1 in the propagation direction of the elastic wave appropriately set according to electrical characteristics required for the SAW element 1 and the like.
  • the width w1 of the electrode finger 32 is, for example, 0.3 to 0.7 times the first pitch Pt1a.
  • the length of the plurality of electrode fingers 32 (the length from the bus bar 31 to the tip) is set to, for example, approximately the same length.
  • the length of each electrode finger 32 may be changed, for example, it may be lengthened or shortened as it proceeds in the propagation direction of the elastic wave.
  • the apodized IDT electrode 3 may be configured by changing the length of each electrode finger 32 with respect to the propagation direction. In this case, it is possible to reduce the spurious in the transverse mode and improve the power durability.
  • the IDT electrode 3 is composed of a conductive layer 15 made of metal, for example.
  • the metal include Al or an alloy containing Al as a main component (Al alloy).
  • the Al alloy is, for example, an Al—Cu alloy.
  • the IDT electrode 3 may be composed of a plurality of metal layers. Various dimensions of the IDT electrode 3 are appropriately set according to electrical characteristics required for the SAW element 1.
  • the thickness (z direction) of the IDT electrode 3 is, for example, 50 nm to 600 nm.
  • the IDT electrode 3 may be disposed directly on the upper surface 2A of the piezoelectric substrate 2 or may be disposed on the upper surface 2A of the piezoelectric substrate 2 via another member.
  • This another member is made of, for example, Ti, Cr, or an alloy thereof.
  • the thickness of the other member has a thickness that hardly affects the electrical characteristics of the IDT electrode 3 (for example, made of Ti) Is set to 5% of the thickness of the IDT electrode 3).
  • a mass-added film may be laminated on the electrode finger 32 constituting the IDT electrode 3 in order to improve the temperature characteristics of the SAW element 1.
  • the mass addition film for example, SiO 2 can be used.
  • the IDT electrode 3 excites an elastic wave propagating in the x direction in the vicinity of the upper surface 2A of the piezoelectric substrate 2 when a voltage is applied.
  • the excited elastic wave is reflected at the boundary with the non-arranged region of the electrode fingers 32 (the long region between the adjacent electrode fingers 32).
  • the standing wave which makes the 1st pitch Pt1a of the electrode finger 32 of the main area
  • the standing wave is converted into an electric signal having the same frequency as that of the standing wave, and is taken out by the electrode finger 32.
  • the SAW element 1 functions as a 1-port resonator.
  • the reflector 4 is formed so as to form a slit between the plurality of reflector electrode fingers 42.
  • the reflector 4 includes a plurality of reflector bus bars 41 facing each other in a direction crossing the propagation direction of the elastic wave, and a plurality of extending in a direction perpendicular to the propagation direction of the elastic wave so as to connect the bus bars 41 between the bus bars 41.
  • Reflector electrode finger 42 For example, the reflector bus bar 41 is formed in an elongated shape extending in a straight line with a substantially constant width, and is disposed in parallel with the propagation direction of the elastic wave.
  • the interval between the adjacent reflector bus bars 41 can be set to be substantially the same as the interval between the adjacent bus bars 31 of the IDT electrode 3, for example.
  • the plurality of reflector electrode fingers 42 are arranged at a pitch Pt2 that reflects the elastic wave excited by the IDT electrode 3.
  • the pitch Pt2 will be described later.
  • the pitch Pt2 indicates the distance between the center of the reflector electrode finger 42 and the center of the reflector electrode finger 42 adjacent thereto in the propagation direction, as shown in FIG.
  • the plurality of reflector electrode fingers 42 are formed in a long shape extending in a straight line with a substantially constant width.
  • the width w2 of the reflector electrode finger 42 can be set to be substantially the same as the width w1 of the electrode finger 32, for example.
  • the reflector 4 is made of the same material as the IDT electrode 3 and has a thickness equivalent to that of the IDT electrode 3.
  • the protective layer 5 is provided on the piezoelectric substrate 2 so as to cover the IDT electrode 3 and the reflector 4. Specifically, the protective layer 5 covers the surfaces of the IDT electrode 3 and the reflector 4 and covers the portion exposed from the IDT electrode 3 and the reflector 4 in the upper surface 2A.
  • the thickness of the protective layer 5 is, for example, 1 nm to 50 nm.
  • the protective layer 5 is made of an insulating material, and contributes to protecting the IDT electrode 3 and the reflector 4 from corrosion and the like.
  • the protective layer 5 is made of a material such as SiO 2 that increases the propagation speed of the elastic wave when the temperature rises, thereby suppressing a change in electrical characteristics due to a change in the temperature of the elastic wave element 1. You can also
  • the electrode finger design of the end region 3b located on the end side of the main region 3a and the electrode finger design of the reflector 4 are set as follows.
  • the IDT electrode 3 includes a main region 3a and an end region 3b.
  • the electrode finger design of the main region 3 a is uniform, and the electrode finger design determines the excitation frequency of the entire IDT electrode 3. That is, the electrode finger is designed with constant design parameters such as the pitch, width, and thickness of the electrode finger 32 in accordance with a desired excitation frequency.
  • the end region 3b refers to a region extending from a part to be modulated from the uniform electrode finger design of the main region 3a to the end.
  • module means changing at least one of the design parameters of the pitch of the electrode fingers 32 (interval between the centers of the electrode fingers 32), the gap (gap between the electrode fingers 32), the width, and the thickness.
  • the number of electrode fingers 32 constituting the main region 3a and the number of electrode fingers 32 constituting the end region 3b are determined so that the resonance frequency according to the electrode finger design of the main region 3a determines the excitation frequency of the IDT electrode 3 as a whole. Set as appropriate. Specifically, the number of electrode fingers 32 constituting the main region 3a may be made larger than the number of electrode fingers 32 constituting the end region 3b.
  • FIG. 19 shows an enlarged cross-sectional view of the main part of the IDT electrode 3 and the reflector 4.
  • the electrode finger 32 positioned closest to the end region 3b in the main region 3a is defined as the electrode finger A
  • the electrode finger 32 adjacent thereto is the main region 3a in the end region 3b.
  • the electrode finger 32 positioned on the side of the first electrode is referred to as an electrode finger B
  • the reflector electrode finger 42 positioned closest to the IDT electrode 3 among the reflectors 4 is referred to as a reflector electrode finger C.
  • the distance between the center of the width of the electrode finger 32 and the center of the width of the electrode finger 32 adjacent thereto is a (the first pitch Pt1a described above), and the electrodes constituting the end region 3b.
  • x is larger than 0.5 ⁇ a ⁇ (m + 1), and a ⁇ The value is smaller than (m + 1).
  • the distance between the electrode finger A and the reflector electrode finger C is set so that the end region 3b is uniform between the main region 3a and the end region 3b without modulation of the electrode finger design. It can be made smaller compared to the case where Thereby, the part (henceforth an arrangement
  • the distance between the electrode finger A and the reflector electrode finger C is changed by changing the gap Gp that is the gap between the adjacent first electrode finger 32a and the second electrode finger 32b.
  • the adjacent electrode fingers 32 (the first electrode finger 32a and the second electrode finger 32b in the main region 3a).
  • the second gap Gp2 that is the gap between the electrode finger A and the electrode finger B may be set to be narrower than the first gap Gp1 that is the gap.
  • the second gap Gp2 that is smaller than the first gap Gp1 becomes the changing portion 300.
  • the repeated arrangement of the IDT electrode 3 will be examined.
  • the repeated arrangement of the electrode fingers 32 of the IDT electrode 3 includes, for example, the center of the first electrode finger 32a and the center of the first electrode finger 32a located adjacent to the second electrode finger 32b. Is repeated in one cycle.
  • FIG. 6 is an example in which the center of the second electrode finger 32b is set to have the maximum displacement. Assume a repetition period caused by such a repetitive arrangement.
  • the repetitive array of IDT electrodes 3 in the main region 3a is extended to the end side while maintaining the same period, and the repetitive array of IDT electrodes 3 in the end region 3b is maintained in the main period while maintaining the same period.
  • An extension to the region 3a side is shown.
  • the two repeat sequences are compared.
  • the phase of the repetition period assumed by the repeated arrangement of the IDT electrodes 3 in the end region 3b is shifted to the main area 3a side compared to the phase of the repetition period assumed by the repeated arrangement of the IDT electrodes 3 in the main area 3a. ing.
  • the resonance frequency determined by the electrode finger design of the reflector 4 has It is set lower than the resonance frequency determined by the electrode finger design.
  • the resonance frequency of the reflector 4 increases when the pitch Pt2 is narrowed and decreases when the pitch Pt2 is widened. Therefore, in order to make the resonance frequency of the reflector 4 lower than the resonance frequency of the main region 3a of the IDT electrode 3, the pitch Pt2 of the reflector electrode fingers 42 of the reflector 4 is set to the pitch Pt in the main region 3a of the IDT electrode 3. What is necessary is just to set so that it may become wider than (1st pitch Pt1a).
  • the frequency characteristic of the SAW element is determined.
  • a simulation was performed. First, conditions for simulating a conventional SAW element as Comparative Example 1 are as follows.
  • FIG. 7 shows the results of the SAW element of Comparative Example 1 calculated under such simulation conditions.
  • the horizontal axis indicates the frequency
  • the vertical axis indicates the absolute value
  • FIG.7 (b) expands the location enclosed with the dashed-dotted line of Fig.7 (a). From this result, it can be seen that spurious is generated around 890 MHz, which is a frequency lower than the resonance frequency of about 900 MHz. This is considered to be due to the occurrence of reflector mode spurious in the SAW element in which the vibration intensity increases in the reflector.
  • FIG. 8 shows the result of the SAW element of Example 1 calculated under such simulation conditions.
  • the horizontal axis indicates the frequency
  • the vertical axis indicates the impedance absolute value
  • FIG.8 (b) expands the location enclosed with the dashed-dotted line of Fig.8 (a).
  • the end region 3b located on the end side of the main region 3a has the changing portion 300, thereby reducing the spurious in the reflector mode.
  • the impedance generated at around 890 MHz is reduced. It can be seen that spurious can be reduced.
  • the end region 3b is configured by a region including eight electrode fingers from the end of the IDT electrode 3 and before the ninth electrode finger.
  • the horizontal axis is the second gap Gp2
  • the vertical axis is the maximum phase peak of the spurious outside the passband.
  • the maximum phase peak is a phase value indicating the largest spurious outside the passband, and the greater the difference from ⁇ 90 deg, the larger the spurious.
  • the maximum phase peak of Comparative Example 1 is indicated by a broken line extending parallel to the horizontal axis. From the results shown in FIG. 9, it can be seen that the above-described effect can be obtained by setting the second gap Gp2 to 0.87 times or more and smaller than the first gap Gp1. Further, from the result shown in FIG. 9, when the second gap Gp2 is set to 0.90 times the first gap Gp1, the maximum phase peak of spurious is substantially eliminated (the result shown in FIG. 9 corresponds to ⁇ 90 deg). Therefore, it can be seen that spurious can be greatly reduced.
  • the comparative example 1 has (I) an end region including a change portion on the end side of the main region 3a.
  • a simulation was carried out for the case of the case (Comparative Example 2) and the case (II) where only the resonance frequency of the reflector was set to a predetermined value (Comparative Example 3).
  • Comparative Example 2 the resonance frequency of the reflector is equivalent to that of the main region 3a, and in Comparative Example 3, the IDT electrodes 3 are all designed to have a uniform electrode finger.
  • Table 1 shows a correspondence table between Example 1 and Comparative Examples 1 to 3.
  • the column of the second gap Gp2 indicates the magnification with respect to the first gap Gp1. Specifically, in the SAW element of Comparative Example 2, the second gap Gp2 is set to 0.90 times the first gap Gp1. In Table 1, the column of the pitch Pt2 of the reflector 4 indicates the magnification of the IDT electrode 3 with respect to the first pitch Pt1a.
  • FIG. 10 shows the result of simulation under the condition of the SAW element of Comparative Example 2
  • FIG. 11 shows the result of simulation under the condition of the SAW element of Comparative Example 3.
  • the horizontal axis indicates the frequency
  • the vertical axis indicates the absolute value
  • the frequency is around 890 MHz that was generated in the SAW element of Comparative Example 1.
  • the spurious can be reduced, a large spurious is generated near 895 MHz near the resonance frequency. This is presumably because a vibration mode (so-called longitudinal mode) having a plurality of peaks is generated in the IDT electrode 3 along the propagation direction of the elastic wave.
  • the end region 3b including the changing portion 300 on the end side with respect to the main region 3a, and (II) the resonance frequency of the reflector are predetermined.
  • the reflection frequency region of the reflector 4 can be shifted to a lower frequency side than the resonance frequency in the main region 3a. For this reason, when the SAW element 1 is operated at a frequency lower than the resonance frequency of the main region 3a, the elastic wave generated in the main region 3a can be prevented from leaking from the reflector 4. Thereby, loss at a frequency lower than the resonance frequency of the main region 3a can be reduced.
  • the ripple and loss at the center of the pass band can be improved, and the characteristics in the reception band or the transmission band can be improved.
  • the changing portion of the gap between the electrode finger A and the electrode finger B, which becomes the changing portion, is set between the eighth and ninth from the end, but this setting is changed. Even so, the range in which the above-described effects were exhibited was examined.
  • simulation was performed by changing the positions of the electrode finger A and the electrode finger B. The result of the simulation is shown in FIG. In the graph shown in FIG. 12, the horizontal axis indicates the position of the electrode finger B by the number m from the end (between the m-th and m + 1-th), and the vertical axis is the maximum phase peak of spurious.
  • FIG. 12 shows the minimum value of the maximum spurious phase peak for each number m.
  • the spurious maximum phase peak can be reduced more than the SAW element of Comparative Example 1 even when the number m is zero.
  • the distance between the IDT electrode 3 and the reflector 4 is changed in the decreasing direction, and the electrode finger 32 does not exist in the end region 3b. Even in this case, the distance between the electrode finger B and the reflector electrode finger C is closer than the original distance. From the above results, when the position of the electrode finger B is indicated by the number m from the end, the changing portion of the gap that exhibits the above effect is set in the range of 0 ⁇ m ⁇ 70.
  • the portion where the electrode finger design is modulated in the IDT electrode 3 is only the second gap Gp2. That is, the gap between the electrode fingers 32 adjacent in the end region 3b is equal to the first gap Gp1, and the electrode finger width, electrode finger thickness, and pitch are equal to those of the main region 3a.
  • the width w1a of the electrode finger 32 (electrode finger B) is set narrower than the width w1 of the electrode finger 32 in the main region 3a, and the second The gap Gp2 may be set to be the same as the first gap Gp1. Also by setting in this way, the entire array portion of the IDT electrodes 3 on the end side with respect to the changing portion 300 can be shifted to the array portion side of the IDT electrodes 3 in the main region 3a.
  • the region closer to the end than the electrode finger A becomes the end region 3b, and the end region 3b includes the changing portion 300.
  • Electrode finger 32 of IDT electrode 3 Position of change part 300 (position of electrode finger B): 9th (from end of IDT electrode 3) Width w1a of electrode finger 32 of change part 300: Width w1 ⁇ 0.90 of electrode finger 32 of main region 3a [Reflector 4] Pitch Pt2 of reflector electrode fingers 42: first pitch Pt1a ⁇ 1.02
  • FIG. 14 shows the result of the SAW element of Example 2 calculated under such simulation conditions.
  • the horizontal axis represents frequency
  • the vertical axis represents impedance absolute value
  • FIG.14 (b) expands the location enclosed with the dashed-dotted line of Fig.14 (a).
  • the width w1a of the electrode finger 32 (electrode finger B) of the IDT electrode 3 located on the end side of the main region 3a is changed by one.
  • the spurious in the longitudinal mode is reduced as in the first embodiment, and in the first comparative example, the spurious is generated around 890 MHz. It is possible to reduce the spurious impedance.
  • the width w1a of the electrode finger 32 was changed to simulate a range effective for the comparative example 1.
  • the result is shown in FIG.
  • the horizontal axis indicates the width (w1a / w1) of the electrode finger B (the electrode finger 32 of the changing unit 300) with respect to the width of the electrode finger 32 in the main region 3a
  • the vertical axis indicates the maximum phase of the spurious. It is a peak.
  • the maximum phase peak in the SAW element of Comparative Example 1 is indicated by a broken line parallel to the horizontal axis. From this result, by setting the width w1a of the electrode finger 32 to 0.877 times or more and smaller than the width w1 of the electrode finger 32 in the main area 3a, the effect can be obtained as compared with Comparative Example 1. I understand that there is.
  • Example 2 (Other method 2 for controlling the distance between the electrode finger A and the reflector electrode finger C)
  • the distance between the electrode finger A and the reflector electrode finger C is adjusted by adjusting the gap between the electrode finger A and the electrode finger B or adjusting the width of the electrode finger B.
  • the resonance frequency of the IDT electrode 3 located in the main region 3a and the end region 3b can be changed by adjusting the pitch Pt1 of the IDT electrode 3.
  • the pitch Pt1 may be narrowed to increase the resonance frequency, and the pitch Pt1 may be widened to decrease the resonance frequency. Therefore, in the IDT electrode 3, in order to set the resonance frequency of the main region 3a to be lower than the resonance frequency of the end region 3b, the first pitch Pt1a is set to be wider than the second pitch Pt1b. Good.
  • the frequency characteristic of the SAW element was simulated.
  • FIG. 20 shows the results of the SAW element according to the present embodiment calculated under such simulation conditions.
  • the horizontal axis represents frequency
  • the vertical axis represents the absolute value
  • all the IDT electrodes 3 located in the end region 3b have the first pitch Pt1a.
  • FIG. 20B is an enlarged view of a portion surrounded by a dashed line in FIG. From this result, it can be seen that the spurious generated around 890 MHz in Comparative Example 1 can be reduced.
  • Comparative Example 4 the case where only the resonance frequency of the end region 3b is set to a predetermined value is referred to as Comparative Example 5 ( II) A simulation was applied to each case where only the resonance frequency of the reflector was set to a predetermined value.
  • the resonance frequency of the reflector is equivalent to the main region 3a of the IDT electrode 3, and in Comparative Example 5, the electrode finger design of the IDT electrode 3 is uniform.
  • Table 2 shows a correspondence table of Example 3 and Comparative Examples 1, 4, and 5.
  • the column of the second pitch Pt1b indicates the magnification with respect to the first pitch Pt1a. Specifically, in the SAW element of Comparative Example 4, the second pitch Pt1b is set to 0.990 times the first pitch Pt1a. In Table 2, the pitch Pt2 column of the reflector 4 indicates the magnification of the IDT electrode 3 with respect to the first pitch Pt1a.
  • FIG. 21 shows the result of simulation under the conditions of the SAW element of Comparative Example 4
  • FIG. 22 shows the result of simulation under the conditions of the SAW element of Comparative Example 5.
  • the horizontal axis represents frequency
  • the vertical axis represents the absolute value
  • the resonance frequency of the end region 3b and (II) the resonance frequency of the reflector are set to predetermined values, so that the reflector mode Since spurious can be reduced and spurious in the longitudinal mode can be reduced, spurious generated at a frequency lower than the passband can be reduced.
  • the second pitch Pt1b is 0.986 times or more than the first pitch Pt1a and is set to be smaller than one time, thereby providing the above-described effect. Further, from the result shown in FIG. 23, when the second pitch Pt1b is 0.991 ⁇ Pt1a, the maximum phase peak of spurious can be substantially eliminated (corresponding to ⁇ 90 deg in the result shown in FIG. 23). It can be seen that spurious can be greatly reduced.
  • the end region 3b is set to 12 pieces from the end of the IDT electrode 3.
  • the range in which the above effect can be obtained is examined. I did it.
  • a simulation was performed by changing the number of electrode fingers 32 in the end region 3b. The result of the simulation is shown in FIG.
  • the horizontal axis represents the number m of electrode fingers 32 in the end region 3b
  • the vertical axis represents the maximum phase peak of spurious.
  • the second pitch Pt1b was adjusted so that the maximum phase peak of spurious was minimized.
  • FIG. 24 shows the minimum value of the maximum phase peak of spurious for each number m.
  • the number m of the end regions 3b is set to 70 or more, the maximum phase peak of spurious is larger than that of Comparative Example 1 and the characteristics are deteriorated. Therefore, the number m is less than 70. By doing so, it can be seen that the above-described effect is achieved. As a result, when the number m is 12, the maximum spurious phase peak can be set to ⁇ 90 deg. Therefore, it can be understood that the spurious can be significantly reduced. On the other hand, it can be seen from FIG. 24 that even when the number m is 0, the maximum phase peak of spurious can be reduced as compared with the SAW element of Comparative Example 1. When the number m is 0, the distance between the IDT electrode 3 and the reflector 4 is changed. From the above results, the number m of the electrode fingers 32 in the end region 3b in the SAW element 1 is set in a range of 0 ⁇ m ⁇ 70.
  • the duty of the IDT electrode 3 is set such that the width w1 of the second electrode finger 32b is second from the end of the first electrode finger 32a on one side of the second electrode finger 32b in the propagation direction of the elastic wave. This is a value divided by the distance Dt1 to the other end of the electrode finger 32b.
  • the duty may be reduced to increase the resonance frequency of the IDT electrode 3, and the resonance frequency of the IDT electrode 3 is increased.
  • the duty may be increased. Therefore, the IDT electrode 3 positioned in the end region 3b is set so that its duty is smaller than the duty of the IDT electrode 3 positioned in the main region 3a.
  • FIG. 25 shows the result of the SAW element of Example 4 calculated under such simulation conditions.
  • the horizontal axis represents frequency
  • the vertical axis represents the absolute value
  • FIG. 25B is an enlarged view of a portion surrounded by a one-dot chain line in FIG. In this simulation, all the duties of the IDT electrode 3 located in the end region 3b are changed.
  • the spurious in the longitudinal mode is reduced as in the third embodiment, and in the first comparative example, the spurious is generated around 890 MHz. Impedance spurious can be reduced.
  • the method of changing the pitch Pt2 as the method of changing the resonance frequency of the reflector 4 has been described.
  • the duty of the reflector electrode 42 is described.
  • a method of changing the film thickness s between the electrode finger 32 and the reflector electrode finger 42 can be used.
  • the design parameters (number, intersection width, pitch, duty, electrode thickness, frequency, etc.) that are electrode finger designs are shown only in a specific case.
  • the element also has the effect of reducing spurious.
  • the position (number from the end) of the changing portion 300 and the gap Gp (first gap Gp1) similar to those of the first embodiment , The second gap Gp2) was confirmed by simulation to exhibit a good spurious suppression effect.
  • the resonance frequency by the electrode finger design of the end region 3b is made higher than the resonance frequency by the electrode finger design of the main region 3a. May be set.
  • the second frequency of the IDT electrode 3 located in the end region 3b is set.
  • the pitch Pt1b may be narrowed.
  • the second pitch Pt1b of the IDT electrodes 3 located in the end region 3b is, for example, 0.986 times or more and smaller than 1 times the first pitch Pt1a of the IDT electrodes 3 located in the center region 3a. Set to range. With this configuration, the distance between the electrode finger A and the reflector electrode finger C can be further set to a desired relationship.
  • a plurality of resonators having various numbers and crossing widths are combined to exhibit characteristics.
  • the SAW element of the present invention is used as a resonator, the IDT is compared with the plurality of resonators. Design values for electrodes and reflectors can be set. For this reason, even when the SAW element of the present invention is used for a filter or a duplexer, the design can be performed in the same manner as when a conventional acoustic wave element is used.
  • the position of the changing portion 300 (number m from the end portion), the gap Gp, etc. may be set to optimal values as appropriate.
  • a simulation using a mode coupling method (COM (Coupling-Of-Modes) method) may be used.
  • COM Coupling-Of-Modes
  • the spurious can be satisfactorily reduced by performing simulation by changing the position (number m from the end portion) of the changing portion 300, the gap Gp, and the like. You can find the conditions.
  • the number m of electrode fingers 32 constituting the end region 3b is an ideal number depending on the total number of electrode fingers 32 constituting the IDT electrode 3, but this can be determined by simulation using the COM method. . Further, spurious can be reduced even if the ideal number is deviated. In the range of the total number of electrode fingers 43 (about 50 to 500) constituting the IDT electrode 3 generally designed as the SAW element 1, the number m is about 5 to 20 and good characteristics are obtained. Make sure you can.
  • FIG. 16 is a block diagram showing a main part of the communication apparatus 101 according to the embodiment of the present invention.
  • the communication device 101 performs wireless communication using radio waves.
  • the duplexer 7 has a function of demultiplexing a signal having a transmission frequency and a signal having a reception frequency in the communication apparatus 101.
  • a transmission information signal TIS including information to be transmitted is modulated and increased in frequency (converted into a high frequency signal of a carrier frequency) by the RF-IC 103 to be a transmission signal TS.
  • Unnecessary components other than the transmission passband are removed from the transmission signal TS by the bandpass filter 105, amplified by the amplifier 107, and input to the duplexer 7.
  • the duplexer 7 removes unnecessary components other than the transmission passband from the input transmission signal TS and outputs the result to the antenna 109.
  • the antenna 109 converts the input electric signal (transmission signal TS) into a radio signal and transmits it.
  • the radio signal received by the antenna 109 is converted into an electric signal (reception signal RS) by the antenna 109 and input to the duplexer 7.
  • the duplexer 7 removes unnecessary components other than the reception passband from the input reception signal RS and outputs the result to the amplifier 111.
  • the output reception signal RS is amplified by the amplifier 111, and unnecessary components other than the reception passband are removed by the bandpass filter 113.
  • the reception signal RS is subjected to frequency reduction and demodulation by the RF-IC 103 to be a reception information signal RIS.
  • the transmission information signal TIS and the reception information signal RIS may be low-frequency signals (baseband signals) including appropriate information, for example, analog audio signals or digitized audio signals.
  • the passband of the radio signal may be in accordance with various standards such as UMTS (Universal Mobile Telecommunications System).
  • the modulation method may be any of phase modulation, amplitude modulation, frequency modulation, or a combination of any two or more thereof.
  • FIG. 17 is a circuit diagram showing a configuration of the duplexer 7 according to one embodiment of the present invention.
  • the duplexer 7 is the duplexer 7 used in the communication apparatus 101 in FIG.
  • the SAW element 1 is, for example, a SAW element that constitutes a ladder type filter circuit of the transmission filter 11 in the duplexer 7 shown in FIG.
  • the transmission filter 11 includes a piezoelectric substrate 2, and series resonators S1 to S3 and parallel resonators P1 to P3 formed on the piezoelectric substrate 2.
  • the duplexer 7 includes an antenna terminal 8, a transmission terminal 9, a reception terminal 10, a transmission filter 11 disposed between the antenna terminal 8 and the transmission terminal 9, and between the antenna terminal 8 and the reception terminal 10.
  • the reception filter 12 is mainly configured.
  • the transmission signal TS from the amplifier 107 is input to the transmission terminal 9, and the transmission signal TS input to the transmission terminal 9 is output to the antenna terminal 8 by removing unnecessary components other than the transmission passband in the transmission filter 11. Is done. Further, the reception signal RS is input from the antenna 109 to the antenna terminal 8, and unnecessary components other than the reception passband are removed by the reception filter 12 and output to the reception terminal 10.
  • the transmission filter 11 is configured by, for example, a ladder-type SAW filter.
  • the transmission filter 11 includes three series resonators S1, S2, and S3 connected in series between the input side and the output side, and a series arm that is a wiring for connecting the series resonators to each other. And three parallel resonators P1, P2, and P3 provided between the reference potential portion G and the reference potential portion G. That is, the transmission filter 11 is a ladder filter having a three-stage configuration. However, the number of stages of the ladder filter in the transmission filter 11 is arbitrary.
  • An inductor L is provided between the parallel resonators P1 to P3 and the reference potential portion G. By setting the inductance of the inductor L to a predetermined magnitude, an attenuation pole is formed outside the transmission signal pass band to increase the out-of-band attenuation.
  • the plurality of series resonators S1 to S3 and the plurality of parallel resonators P1 to P3 are each composed of a SAW resonator.
  • the reception filter 12 includes, for example, a multimode SAW filter 17 and an auxiliary resonator 18 connected in series on the input side thereof.
  • the multiplex mode includes a double mode.
  • the multi-mode SAW filter 17 has a balanced-unbalanced conversion function, and the receiving filter 12 is connected to two receiving terminals 10 that output balanced signals.
  • the reception filter 12 is not limited to the multimode SAW filter 17 but may be a ladder filter or a filter that does not have a balanced-unbalanced conversion function.
  • an impedance matching circuit made of an inductor or the like may be inserted.
  • the filter characteristics of the duplexer 7 can be improved.
  • the filter characteristics of the duplexer when the SAW element 1 using the SAW element structure of Example 1 is applied to the series resonators S1 to S3 of the transmission filter 11 were calculated by simulation.
  • the passband of the duplexer 7 is assumed to be the UMTS Band 2 transmission side.
  • the result is shown in FIG. In the graph shown in FIG. 18, the horizontal axis represents frequency (MHz), and the vertical axis represents pass characteristics (dB).
  • the broken line indicates the filter characteristics when the SAW element of Comparative Example 1 is used, and the solid line indicates the filter characteristics when the SAW element 1 of Example 1 is used. From the results shown in FIG. 18, it can be seen that transmission characteristics in a frequency band lower than 1860 MHz can be improved in the transmission-side pass band.
  • the resonance frequency of the series resonators S1 to S3 is set near the center of the filter pass band. Further, the antiresonance frequency of the parallel resonators P1 to P3 is set near the center of the filter pass band. In such a frequency arrangement, when the acoustic wave device of the present invention is used for the series resonators S1 to S3, loss and ripple near the center of the filter passband can be improved.
  • a spurious peak (occurring in the vicinity of 960 MHz in FIG. 7A) generated on the higher frequency side than the antiresonance frequency is on the lower frequency side.
  • FIG. 8A it is shifted by -10 MHz around 950 MHz).
  • This is considered to be one of the causes that the operating band of the reflector is shifted to the low frequency side as the resonant frequency of the reflector is lowered.
  • the SAW element 1 is improved in electrical characteristics near the resonance frequency due to spurious generated around the operating band edge of the reflector, but the loss in the high frequency region is worse than the anti-resonance frequency.
  • the frequency at which the loss is deteriorated overlaps the higher frequency side than the center of the filter pass band.
  • the loss of the filter may be worsened depending on the design. Therefore, in the ladder type filter, by using the SAW element 1 only for a part of the series resonator, the pass characteristic can be remarkably improved while the deterioration of the filter characteristic is reduced. If the anti-resonance frequency of the parallel resonator of the ladder filter is designed not to fall within the pass band of the filter, the SAW element 1 can be used as the parallel resonator.

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Acoustics & Sound (AREA)
  • Surface Acoustic Wave Elements And Circuit Networks Thereof (AREA)

Abstract

　本発明の弾性波素子は、圧電基板２と、圧電基板２の上面２Ａに位置し、弾性波を発生させる励振電極３と、圧電基板２の上面２Ａに位置し、弾性波の伝搬方向において励振電極３を挟む２つの反射器４とを備える。励振電極３は、弾性波の伝搬方向の両端部間に位置する主領域３ａとその両側に位置する端部領域３ｂとを有する。端部領域３ｂの電極指の数をｍとし、主領域３ａの電極指間隔をａとし、主領域３ａの端部領域３ｂ側の電極指と反射器４の反射器電極指との間隔をｘとすると、０．５×ａ×（ｍ＋１）＜ｘ＜ａ×（ｍ＋１）を満たす。また、反射器４の共振周波数が励振電極３の主領域３ａにおける共振周波数よりも低い。

Description

弾性波素子、分波器および通信装置
　本発明は、弾性波素子、分波器および通信装置に関するものである。
　近年、移動体端末等の通信装置において、アンテナから送信・受信される信号をフィルタリングする分波器に弾性波素子が用いられている。弾性波素子は、圧電基板と、圧電基板の主面に形成された励振電極とで構成されている。弾性波素子は、励振電極と圧電基板との関係で電気信号と弾性表面波とを相互に変換することができる特性を利用するものである。
　分波器は、複数の弾性波素子を用いることによって、例えば受信フィルタ（Ｒｘフィルタ）または送信フィルタを構成している（特開２００７－２１４９０２号公報等を参照）。分波器は、複数の弾性波素子を組み合わせることにより、受信帯域または送信帯域の通過帯域が設定される。
　このような分波器において、受信帯域または送信帯域の通過帯域内の特性を向上させることが課題の一つとなっている。
　そこで、本発明はかかる実情に鑑みてなされたものであって、その目的は、信号の通過帯域内の特性を向上させることが可能な弾性波素子、分波器および通信装置を提供することにある。
　本発明の一実施形態に係る弾性波素子は、圧電基板と、励振電極と、反射器とを備える。前記励振電極は、前記圧電基板の上面に位置し、複数の電極指を有するものであり、弾性波を発生させる。前記反射器は、前記圧電基板の上面に位置し、複数の反射器電極指を有する。この反射器は、前記弾性波の伝搬方向において、前記励振電極を挟むように２つ配置されている。前記励振電極は、前記弾性波の伝搬方向における両端部間に位置し、前記電極指の電極指設計が一様な主領域と、該主領域とは電極指設計が変調する部位から端部まで続く、前記主領域を挟んで両側に位置する２つの端部領域とを有している。前記反射器は、前記反射器電極指の電極指設計で決まる共振周波数が、前記励振電極における前記主領域の前記電極指の電極指設計で決まる共振周波数よりも低くなっている。そして、前記主領域において前記電極指の中心とこれに隣接する前記電極指の中心との間隔をａとし、前記端部領域を構成する前記電極指の数をｍとし、前記主領域の前記電極指のうち最も前記端部領域の側に位置する前記電極指の中心と、前記反射器の前記反射器電極指のうち最も前記端部領域の側に位置する前記反射器電極指の中心との距離をｘとすると、０．５×ａ×（ｍ＋１）＜ｘ＜ａ×（ｍ＋１）を満たしている。
　本発明の一実施形態に係る分波器は、アンテナ端子と、送信信号をフィルタリングして前記アンテナ端子に出力する送信フィルタと、前記アンテナ端子からの受信信号をフィルタリングする受信フィルタとを備えた分波器であって、前記送信フィルタまたは前記受信フィルタは、上述の弾性波素子を有する。
　本発明の一実施形態に係る通信装置は、アンテナと、該アンテナに電気的に接続された、上述の分波器と、該分波器に電気的に接続されたＲＦ－ＩＣとを備える。
　本発明の弾性波素子、分波器および通信装置によれば、信号の通過帯域内の特性を向上させることができる。
本発明の一実施形態に係る弾性波素子の構成を示す平面図である。 図１の弾性波素子において、Ｉｃ－Ｉｃ線で切断した一部の断面に相当する。 図１の弾性波素子において、ＩＤＴ電極の一部を拡大した拡大平面図である。 図１の弾性波素子において、反射器の一部を拡大した拡大平面図である。 図１の弾性波素子において、ＩＤＴ電極の一部を拡大した拡大平面図である。 図５において、弾性波共振の主領域と端部領域の繰り返し配列部の位相の関係を模式的に表したものである。 比較例１に係る弾性波素子のシミュレーションをした結果であり、（ｂ）は（ａ）の一部を拡大したものである。 実施例１に係る弾性波素子のシミュレーションをした結果である。 実施例１に係る弾性波素子のシミュレーションをした結果である。 比較例２に係る弾性波素子のシミュレーションをした結果であり、（ｂ）は（ａ）の一部を拡大したものである。 比較例３に係る弾性波素子のシミュレーションをした結果であり、（ｂ）は（ａ）の一部を拡大したものである。 実施例１に係る弾性波素子において、効果を奏する変化部の位置範囲をシミュレーションした結果である。 本発明の一実施形態に係る弾性波素子の変形例（実施例２）を示す平面図である。 実施例２に係る弾性波素子のシミュレーションをした結果である。 実施例２に係る弾性波素子において、効果を奏する変化部の範囲をシミュレーションした結果である。 本発明の一実施形態に係る通信装置を説明する概略図である。 本発明の一実施形態に係る分波器を説明する回路図である。 図１４の分波器のシミュレーションをした結果である。 図１の弾性波素子のＩＤＴ電極および反射器電極の一部を示す要部拡大図である。 実施例３に係る弾性波素子のシミュレーションをした結果であり、（ｂ）は（ａ）の一部を拡大したものである。 比較例３に係る弾性波素子のシミュレーションをした結果であり、（ｂ）は（ａ）の一部を拡大したものである。 比較例４に係る弾性波素子のシミュレーションをした結果であり、（ｂ）は（ａ）の一部を拡大したものである。 実施例３に係る弾性波素子のシミュレーションをした結果である。 実施例３に係る弾性波素子のシミュレーションをした結果である。 実施例４に係る弾性波素子のシミュレーションをした結果である。
　以下、本発明の一実施形態に係る弾性波素子、分波器および通信装置について、図面を参照して説明する。なお、以下の説明で用いる図は模式的なものであり、図面上の寸法比率等は現実のものとは必ずしも一致していない。
　弾性波素子は、いずれの方向が上方または下方とされてもよいものであるが、以下では、便宜的に、直交座標系ｘｙｚを定義するとともに、ｚ方向の正側を上方として、上面、下面等の用語を用いるものとする。
　＜弾性波素子の構成の概要＞
　図１は、本発明の一実施形態に係る弾性波（ＳＡＷ：Surface Acoustic Wave）素子１の構成を示す平面図である。図２は図１のIｃ－Iｃ切断線における一部の断面図である。ＳＡＷ素子１は、図１に示すように、圧電基板２、圧電基板２の上面２Ａに設けられた励振電極（ＩＤＴ（Interdigital Transducer）電極）３および反射器４を有している。
　ＳＡＷ素子１は、ＩＤＴ電極３のうち反射器４側に位置する２つの端部領域３ｂの電極指設計と、反射器４の電極指設計とにより、信号の通過帯域の特性を向上させることができる。以下、各構成要件について詳述する。
　圧電基板２は、ニオブ酸リチウム（ＬｉＮｂＯ３）結晶またはタンタル酸リチウム（ＬｉＴａＯ３）結晶からなる圧電性を有する単結晶の基板によって構成されている。具体的には、例えば、圧電基板２は、３６°～４８°Ｙ－ＸカットのＬｉＴａＯ３基板によって構成されている。圧電基板２の平面形状および各種寸法は適宜に設定されてよい。一例として、圧電基板２の厚み（ｚ方向）は、０．２ｍｍ～０．５ｍｍである。
　ＩＤＴ電極３は、図１に示すように、第１櫛歯電極３０ａおよび第２櫛歯電極３０ｂを有している。なお、以下の説明では、第１櫛歯電極３０ａおよび第２櫛歯電極３０ｂを単に櫛歯電極３０といい、これらを区別しないことがある。
　櫛歯電極３０は、図１に示すように、互いに対向する２本のバスバー３１と、各バスバー３１から他のバスバー３１側へ延びる複数の電極指３２とを有している。そして、１対の櫛歯電極３０は、第１電極指３２ａと第２電極指３２ｂとが、弾性波の伝搬方向に互いに噛み合うように（交差するように）配置されている。なお、バスバー３１には、電極指３２と対向するダミー電極が配置されていてもよい。本実施形態は、ダミー電極が配置されていない場合である。
　弾性波は、複数の電極指３２に直交する方向に発生し、伝搬する。従って、圧電基板２の結晶方位を考慮した上で、２本のバスバー３１は、弾性波を伝搬させたい方向に交差する方向において互いに対向するように配置される。複数の電極指３２は、弾性波を伝搬させたい方向に対して直交する方向に延びるように形成される。なお、弾性波の伝搬方向は複数の電極指３２の向き等によって決まるが、本実施形態では、便宜的に、弾性波の伝搬方向を基準として、複数の電極指３２の向き等を説明することがある。
　バスバー３１は、例えば、概ね一定の幅で直線状に延びる長尺状に形成されている。従って、バスバー３１の互いに対向する側の縁部は直線状である。複数の電極指３２は、例えば、概ね一定の幅で直線状に延びる長尺状に形成されており、弾性波の伝搬方向に概ね一定の間隔で配列されている。
　ＩＤＴ電極３には、図１に示すように、弾性波の伝搬方向において、両端間に配置された主領域３ａと両端から主領域３ａまでの２つの端部領域３ｂとが設定されている。ＩＤＴ電極３の主領域３ａを構成する一対の櫛歯電極３０の複数の電極指３２は、隣接する電極指３２の幅の中心間の間隔が第１ピッチＰｔ１ａとなるように設定されている。第１ピッチＰｔ１ａは、主領域３ａにおいて、例えば、共振させたい周波数での弾性波の波長λの半波長と同等となるように設定されている。波長λ（２×Ｐｔ１ａ）は、例えば１．５μｍ～６μｍである。ここで第１ピッチＰｔ１ａは、図３に示すように、弾性波の伝搬方向において、第１電極指３２ａの幅の中心から、当該第１電極指３２ａに隣接する第２電極指３２ｂの幅の中心までの間隔を指すものである。以下、ピッチを説明する際に、「電極指３２の幅の中心」を単に「電極指３２の中心」として説明することがある。
　各電極指３２は、弾性波の伝搬方向における幅ｗ１が、ＳＡＷ素子１に要求される電気特性等に応じて適宜に設定される。電極指３２の幅ｗ１は、例えば第１ピッチＰｔ１ａに対して０．３倍～０．７倍である。
　複数の電極指３２の長さ（バスバー３１から先端までの長さ）は、例えば概ね同じ長さに設定される。なお、各電極指３２の長さを変えてもよく、例えば弾性波の伝搬方向に進むにつれて長くしたり、短くなるようにしたりしてもよい。具体的には、各電極指３２の長さを伝搬方向に対して変化させることによってアポダイズ型のＩＤＴ電極３を構成してもよい。この場合には、横モードのスプリアスを低減させたり、耐電力性を向上させたりすることができる。
　ＩＤＴ電極３は、例えば金属からなる導電層１５によって構成されている。この金属としては、例えばＡｌまたはＡｌを主成分とする合金（Ａｌ合金）が挙げられる。Ａｌ合金は、例えばＡｌ－Ｃｕ合金である。なお、ＩＤＴ電極３は、複数の金属層から構成されてもよい。ＩＤＴ電極３の各種寸法は、ＳＡＷ素子１に要求される電気特性等に応じて適宜に設定される。ＩＤＴ電極３の厚み（ｚ方向）は、例えば５０ｎｍ～６００ｎｍである。
　ＩＤＴ電極３は、圧電基板２の上面２Ａに直接配置されていてもよいし、別の部材を介して圧電基板２の上面２Ａに配置されていてもよい。この別の部材は、例えばＴｉ、Ｃｒあるいはこれらの合金等からなる。別の部材を介してＩＤＴ電極３を圧電基板２の上面２Ａに配置する場合は、この別の部材の厚みはＩＤＴ電極３の電気特性に殆ど影響を与えない程度の厚み（例えばＴｉからなる場合は、ＩＤＴ電極３の厚みの５％の厚み）に設定される。
　また、ＩＤＴ電極３を構成する電極指３２上には、ＳＡＷ素子１の温度特性を向上させるために、質量付加膜を積層してもよい。質量付加膜としては、例えばＳｉＯ２等を用いることができる。
　ＩＤＴ電極３は、電圧が印加されると、圧電基板２の上面２Ａ付近においてｘ方向に伝搬する弾性波を励起する。励起された弾性波は、電極指３２の非配置領域（隣接する電極指３２間の長尺状の領域）との境界において反射する。そして、主領域３ａの電極指３２の第１ピッチＰｔ１ａを半波長とする定在波が形成される。定在波は、当該定在波と同一周波数の電気信号に変換され、電極指３２によって取り出される。このようにして、ＳＡＷ素子１は、１ポート共振子として機能する。
　反射器４は、複数の反射器電極指４２の間がスリット状になるように形成されている。すなわち、反射器４は、弾性波の伝搬方向に交差する方向において互いに対向する反射器バスバー４１と、これらバスバー４１間においてバスバー４１同士を繋ぐように弾性波の伝搬方向に直交する方向に延びる複数の反射器電極指４２とを有している。反射器バスバー４１は、例えば、概ね一定の幅で直線状に延びる長尺状に形成されており、弾性波の伝搬方向に平行に配置されている。隣接する反射器バスバー４１の間の間隔は、例えば、ＩＤＴ電極３の隣接するバスバー３１の間の間隔と概ね同一に設定することができる。
　複数の反射器電極指４２は、ＩＤＴ電極３で励起される弾性波を反射させるピッチＰｔ２に配置されている。ピッチＰｔ２については後述する。ここでピッチＰｔ２は、図４に示すように、伝搬方向において、反射器電極指４２の中心と、これに隣接する反射器電極指４２の中心との間隔を指すものである。
　また、複数の反射器電極指４２は、概ね一定の幅で直線状に延びる長尺状に形成されている。反射器電極指４２の幅ｗ２は、例えば電極指３２の幅ｗ１と概ね同じに設定することができる。反射器４は、例えば、ＩＤＴ電極３と同一の材料によって形成されるとともに、ＩＤＴ電極３と同等の厚みに形成されている。
　保護層５は、図２に示すように、ＩＤＴ電極３および反射器４上を覆うようにして圧電基板２上に設けられている。具体的には、保護層５は、ＩＤＴ電極３および反射器４の表面を覆うとともに、上面２ＡのうちＩＤＴ電極３および反射器４から露出する部分を覆っている。保護層５の厚みは、例えば１ｎｍ～５０ｎｍである。
　保護層５は、絶縁性を有する材料からなり、ＩＤＴ電極３および反射器４を腐食等から保護することに寄与する。好適には、保護層５は、温度が上昇すると弾性波の伝搬速度が速くなるＳｉＯ２などの材料によって形成されており、これによって弾性波素子１の温度の変化による電気特性の変化を小さく抑えることもできる。
　このような構成のＳＡＷ素子１において、主領域３ａよりも端部側に位置する端部領域３ｂの電極指設計と、反射器４の電極指設計とが、次の通り設定されている。
　（Ｉ）ＩＤＴ電極３の端部領域３ｂについて
　ＩＤＴ電極３は、主領域３ａと端部領域３ｂとを備える。主領域３ａの電極指設計は一様であり、その電極指設計はＩＤＴ電極３全体の励振周波数を決定するものである。すなわち、所望の励振周波数に合わせて、電極指３２のピッチ、幅、厚み等の設計パラメーターを一定にした電極指設計をしている。端部領域３ｂは、この主領域３ａの一様な電極指設計から変調する部分から端部まで続く領域を指す。ここで「変調する」とは、電極指３２のピッチ（電極指３２の中心間の間隔）、ギャップ（電極指３２間の隙間）、幅、厚みの設計パラメーターの少なくとも１つを変化させることをいう。主領域３ａを構成する電極指３２の本数と端部領域３ｂを構成する電極指３２の本数とは、主領域３ａの電極指設計による共振周波数がＩＤＴ電極３全体の励振周波数を決定するように適宜設定する。具体的には、主領域３ａを構成する電極指３２の本数を、端部領域３ｂを構成する電極指３２の本数よりも多くすればよい。
　図１９に、ＩＤＴ電極３と反射器４との要部拡大断面図を示す。ここで、主領域３ａのうち、最も端部領域３ｂの側に位置する電極指３２を電極指Ａとし、これに隣り合う電極指３２であって、端部領域３ｂのうちで最も主領域３ａの側に位置する電極指３２を電極指Ｂとし、反射器４のうちで最もＩＤＴ電極３の側に位置する反射器電極指４２を反射器電極指Ｃとする。また、主領域３ａにおける、電極指３２の幅の中心とこれに隣り合う電極指３２の幅の中心との間隔をａとし（前出の第１ピッチＰｔ１ａ）、端部領域３ｂを構成する電極指３２の本数をｍとし、電極指Ａの幅の中心と反射器電極指Ｃの幅の中心との距離をｘとすると、ｘは０．５×ａ×（ｍ＋１）よりも大きく、ａ×（ｍ＋１）よりも小さい値となっている。
　このように構成することで、電極指Ａと反射器電極指Ｃとの距離を、端部領域３ｂが主領域３ａと端部領域３ｂとの間で電極指設計が変調せずに一様となっている場合に比べて小さくすることができる。これにより、端部領域３ｂにおけるＩＤＴ電極３の電極指３２が繰り返し配列された部分（以下、配列部ということがある）を、主領域３ａの側に近付けることができる。その結果、弾性波を発生させるＩＤＴ電極３の境界条件を変化させることができ、縦モードの発生を抑制することができる。
　このような条件を満足する、電極指Ａと反射器電極指Ｃとの距離を変化させる具体的な一例について説明する。例えば、図５に示すように、隣接する第１電極指３２ａおよび第２電極指３２ｂの隙間であるギャップＧｐを変化させることによって、電極指Ａと反射器電極指Ｃとの距離を変化させることができる。具体的に、端部領域３ｂの電極指３２の配列部全体を主領域３ａに対してシフトさせるためには、主領域３ａにおける隣接する電極指３２（第１電極指３２ａおよび第２電極指３２ｂ）の隙間である第１ギャップＧｐ１よりも、電極指Ａと電極指Ｂとの隙間である第２ギャップＧｐ２が狭くなるように設定すればよい。この第１ギャップＧｐ１よりも小さい第２ギャップＧｐ２が変化部３００となる。
　ここで、ＩＤＴ電極３の繰り返し配列について検討する。図６に示すように、ＩＤＴ電極３の電極指３２の繰り返し配列は、例えば、第１電極指３２ａの中心と、第２電極指３２ｂを挟んで隣に位置する第１電極指３２ａの中心とを１周期として繰り返されたものを指す。なお、図６は、第２電極指３２ｂの中心を最大の変位となるように設定した一例である。このような繰り返し配列によって生じる繰り返し周期を仮定する。
　図６には、主領域３ａのＩＤＴ電極３の繰り返し配列をそのままの周期を保って端部側に延長したものと、端部領域３ｂのＩＤＴ電極３の繰り返し配列をそのままの周期を保って主領域３ａ側に延長したものとが示されている。この２つの繰り返し配列を比較する。端部領域３ｂのＩＤＴ電極３の繰り返し配列によって仮定される繰り返し周期の位相が、主領域３ａにおけるＩＤＴ電極３の繰り返し配列によって仮定される繰り返し周期の位相に比べて、主領域３ａ側にシフトしている。この構成によって、弾性波を発生させるＩＤＴ電極３の境界条件を変化させることができ、縦モードの発生を抑制することができる。
　（ＩＩ）反射器の電極指設計について
　上記電極指Ａと反射器電極指Ｃと位置関係の設定に加えて、反射器４の電極指設計で決まる共振周波数が、ＩＤＴ電極３の主領域３ａの電極指設計で決まる共振周波数よりも低く設定されている。反射器４の共振周波数は、ピッチＰｔ２を狭くすると高くなり、ピッチＰｔ２を広くすると低くなる。そのため、反射器４の共振周波数をＩＤＴ電極３の主領域３ａの共振周波数よりも低くするには、反射器４の反射器電極指４２のピッチＰｔ２を、ＩＤＴ電極３の主領域３ａにおけるピッチＰｔ（第１ピッチＰｔ１ａ）よりも広くなるように設定すればよい。
　ここで、本実施形態において電極指Ａと反射器電極指Ｃとの距離を変化させ、反射器４の共振周波数を所定の値に設定したＳＡＷ素子の効果を確かめるために、ＳＡＷ素子の周波数特性のシミュレーションを行なった。まず比較例１として従来のＳＡＷ素子をシミュレーションした条件は次の通りである。
　（比較例１のシミュレーション条件）
　［圧電基板２］
　　材料：４２°ＹカットＸ伝播ＬｉＴａＯ３基板
　［ＩＤＴ電極３］
　　材料：Ａｌ－Ｃｕ合金（ただし、圧電基板２と導電層１５との間には６ｎｍのＴｉからなる下地層あり。）
　　厚さ（Ａｌ－Ｃｕ合金層）：３２４ｎｍ
　　ＩＤＴ電極３の電極指３２：
　　　本数：１００本
　　　第１ピッチＰｔ１ａ：２．１９μｍ
　　　デューティー（ｗ１／Ｐｔ１）：０．５
　　　交差幅Ｗ：６５．７μｍ（１５λ）
　［反射器４］
　　材料：Ａｌ－Ｃｕ合金（ただし、圧電基板２と導電層１５との間には６ｎｍのＴｉからなる下地層あり。）
　　厚さ（Ａｌ－Ｃｕ合金層）：３２４ｎｍ
　　反射器電極指４２の本数：３０本
　　反射器電極指４２のピッチＰｔ２：２．１９μｍ（Ｐｔ１ａ×１．００）
　［保護層５］
　　材料：ＳｉＯ２
　　厚さ：１５ｎｍ
　このようなシミュレーションの条件で計算した比較例１のＳＡＷ素子の結果を図７に示す。図７に示すグラフは、横軸に周波数を、縦軸にインピーダンスの絶対値｜Ｚ｜またはインピーダンスの位相を示している。また、図７（ｂ）は、図７（ａ）の一点鎖線で囲んだ箇所を拡大したものである。この結果から、共振周波数である約９００ＭＨｚよりも低い周波数の８９０ＭＨｚ前後にスプリアスが発生していることが分かる。これは、ＳＡＷ素子において、反射器内で振動強度が大きくなる反射器モードのスプリアスが発生していることが原因の１つであると考えられる。
　次に、本実施形態に係るＳＡＷ素子（実施例１）が効果を奏することをシミュレーションにより確認した。以下、本実施形態に係るＳＡＷ素子（実施例１）の条件を示す。なお、下記の条件は、比較例１のＳＡＷ素子と異なる箇所のみを示すものである。
　（実施例１のシミュレーション条件）
　　［ＩＤＴ電極３］
　　ＩＤＴ電極３の電極指３２：
　　　第２ギャップＧｐ２の位置：（ＩＤＴ電極３の端部から）８本目と９本目との間
　　　第２ギャップＧｐ２：第１ギャップＧｐ１×０．９０
　　［反射器４］
　　　反射器電極指４２のピッチＰｔ２：第１ピッチＰｔ１ａ×１．０２
　このようなシミュレーションの条件で計算した実施例１のＳＡＷ素子の結果を図８に示す。図８に示すグラフは、横軸に周波数を、縦軸にインピーダンスの絶対値｜Ｚ｜またはインピーダンスの位相を示している。また、図８（ｂ）は、図８（ａ）の一点鎖線で囲んだ箇所を拡大したものである。
　この結果から、主領域３ａよりも端部側に位置する端部領域３ｂが変化部３００を有することにより、反射器モードのスプリアスを低減し、比較例１では８９０ＭＨｚ前後に発生していたインピーダンスのスプリアスを低減することができることが分かる。なおこの例では、ＩＤＴ電極３の端部から８本の電極指を含み、９本目の電極指の手前までの領域で端部領域３ｂが構成されているものとなる。
　次に、第２ギャップＧｐ２の最適値についてシミュレーションを行なった。シミュレーションの条件は、上述の実施例１の第２ギャップ（Ｇｐ２）を変化させている以外同じである。この結果を、図９に示す。
　図９に示すグラフは、横軸が第２ギャップＧｐ２であり、縦軸が通過帯域外のスプリアスの最大位相ピークである。ここで、最大位相ピークとは、通過帯域外の最も大きいスプリアスを示す位相の値であり、－９０ｄｅｇとの差分が大きいほどスプリアスが大きいこととなる。図９においては、比較例１の最大位相ピークを横軸と平行に伸びる破線で示している。図９に示す結果から、第２ギャップＧｐ２を第１ギャップＧｐ１に対して０．８７倍以上であり、且つ１倍よりも小さく設定することにより、上記効果を奏することが分かる。また、図９に示す結果から、第２ギャップＧｐ２を第１ギャップＧｐ１の０．９０倍としたときにスプリアスの最大位相ピークを実質的に無くすこと（図９に示す結果では－９０ｄｅｇに対応）ができるため、スプリアスを大幅に低減することができることが分かる。
　さらに本実施形態に係るＳＡＷ素子（実施例１）の効果を確かめるために、比較例１に対して、（Ｉ）主領域３ａよりも端部側に変化部を含む端部領域を有している場合（比較例２）と、（ＩＩ）反射器の共振周波数のみ所定の値に設定した場合（比較例３）とについてシミュレーションを行なった。言い換えると、比較例２では反射器の共振周波数は主領域３ａと同等であり、比較例３ではＩＤＴ電極３は全て一様な電極指設計となっている。実施例１および比較例１～３の対応表を表１に示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000001
　表１において、第２ギャップＧｐ２の欄は第１ギャップＧｐ１に対する倍率を示している。具体的に、比較例２のＳＡＷ素子は、第２ギャップＧｐ２が、第１ギャップＧｐ１に対して０．９０倍に設定されている。また、表１において、反射器４のピッチＰｔ２の欄は、ＩＤＴ電極３の第１ピッチＰｔ１ａに対する倍率を示している。
　比較例２のＳＡＷ素子の条件でシミュレーションした結果を図１０に、比較例３のＳＡＷ素子の条件でシミュレーション結果を図１１にそれぞれ示す。図１０および図１１に示すグラフは、横軸に周波数を、縦軸にインピーダンスの絶対値｜Ｚ｜またはインピーダンスの位相を示している。
　比較例２のＳＡＷ素子が示すように、変化部３００であるギャップＧｐ２のみを所定の値に設定した場合には、図１０に示すように、比較例１のＳＡＷ素子で発生していた８９０ＭＨｚ前後のスプリアスは低減することができるものの、共振周波数近傍の８９５ＭＨｚ付近に大きなスプリアスが発生している。これは、ＩＤＴ電極３内に弾性波の伝搬方向に沿って複数のピークを持つ振動モード（いわゆる縦モード）が発生しているためと考えられる。
　一方、比較例３のＳＡＷ素子が示すように、反射器の共振周波数のみを所定の値に設定した場合には、図１１に示すように、比較例１のＳＡＷ素子で発生していた８９０ＭＨｚ前後の反射器モードのスプリアスは低減することができるものの、８９３ＭＨｚ付近に新たなスプリアス（縦モードのスプリアスと推定される）が発生していることが分かる。
　以上のことから、本実施形態のＳＡＷ素子によれば、（Ｉ）主領域３ａよりも端部側の変化部３００を含む端部領域３ｂと、（ＩＩ）反射器の共振周波数とを所定の設計とすることによって、反射器モードのスプリアスを低減するとともに、縦モードのスプリアスを低減することができることから、通過帯域よりも低い周波数に発生するスプリアスを低減することができる。
　また、反射器４の共振周波数を主領域３ａにおける共振周波数よりも低く設定することにより、反射器４の反射周波数領域を主領域３ａにおける共振周波数よりも低周波側にシフトさせることができる。このため、ＳＡＷ素子１を主領域３ａの共振周波数よりも低い周波数で動作させた時に、主領域３ａで発生した弾性波が反射器４から漏洩することを防ぐことができる。これにより、主領域３ａの共振周波数よりも低い周波数でのロスを低減することができる。
　以上の結果より、後述する図１６に示すように、フィルタ特性において、通過帯域中央部のリップルおよび損失を改善することができ、受信帯域または送信帯域内の特性を向上させることができる。
　さらに、上述の実施例１のＳＡＷ素子１では変化部となる電極指Ａと電極指Ｂとのギャップの変化部を端部から８本目と９本目との間に設定したが、この設定を変更しても上記効果を奏する範囲の検討を行なった。具体的には、実施例１のＳＡＷ素子において、電極指Ａと電極指Ｂとの位置を変化させてシミュレーションを行なった。そのシミュレーションの結果を図１２に示す。図１２に示すグラフは、横軸が電極指Ｂの位置を端部からの本数ｍ（ｍ本目とｍ＋１本目の間）で示したものであり、縦軸がスプリアスの最大位相ピークである。このグラフにおいて横軸に平行な破線は、比較例１のＳＡＷ素子における最大位相ピークを示している。なお、それぞれの本数ｍについて、スプリアスの最大位相ピークが最小となるように第２ギャップＧｐ２を調整した。換言すると、図１２には、それぞれの本数ｍについてスプリアスの最大位相ピークの最小値が示されている。
　この結果から、本数ｍを７０本以上にすると、スプリアスの最大位相ピークが比較例１よりも悪くなっていることから、本数ｍを７０本よりも少なくすることによって上記効果を奏することが分かる。この結果、本数ｍが８本のときは、スプリアスの最大位相ピークを－９０ｄｅｇとすることができるため、スプリアスを大幅に低減できることが分かる。
　一方、図１２に示す結果から、本数ｍが０本の場合であっても、比較例１のＳＡＷ素子よりもスプリアスの最大位相ピークを低減できていることが分かる。なお、本数ｍが０本のときは、ＩＤＴ電極３と反射器４との間隔を減少方向に変化させたものであり、端部領域３ｂに電極指３２が存在しない場合である。この場合であっても、電極指Ｂと反射器電極指Ｃとの間隔を本来の間隔よりも近付けたことになる。以上の結果から、電極指Ｂの位置を端部からの本数ｍで示した場合に、上記効果を奏するギャップの変化部は、０≦ｍ＜７０の範囲に設定される。
　なお、上述の例では、ＩＤＴ電極３において電極指設計が変調する部分は第２ギャップＧｐ２のみである。すなわち、端部領域３ｂにおいて隣接する電極指３２のギャップは第１ギャップＧｐ１と等しく、電極指幅、電極指厚みおよびピッチは主領域３ａと同等である。このように、端部領域３ｂの電極指３２の配置を主領域３ａの電極指３２の配置と近くすることで、意図せぬ表面波の損失または漏洩を抑制することができる。また、ギャップが小さくなる部分を少なくすることで、耐電力性が低下することを抑制することができる。
　（電極指Ａと反射器電極指Ｃとの距離を制御する他の方法１）
　上述の例では、ＩＤＴ電極３の端部領域３ｂの電極指設計として、ＩＤＴ電極３の第２ギャップＧｐ２を変化させる方法を説明したが、変化部３００としてＩＤＴ電極３の電極指３２の幅ｗ１ａを変化させてもよい。
　具体的には、図１３に示すように、変化部３００では電極指３２（電極指Ｂ）の幅ｗ１ａが主領域３ａでの電極指３２の幅ｗ１よりも狭く設定されているとともに、第２ギャップＧｐ２を第１ギャップＧｐ１と同じになるように設定すればよい。このように設定することによっても、変化部３００よりも端部の側のＩＤＴ電極３の配列部全体を、主領域３ａにおけるＩＤＴ電極３の配列部の側にシフトさせることができる。
　この場合には、電極指Ａよりも端部側の領域が端部領域３ｂとなり、端部領域３ｂが変化部３００を含むものとなる。
　このように電極指３２の幅ｗ１ａを変化させた場合でも本実施形態に係るＳＡＷ素子（実施例２）が効果を奏することを、シミュレーションによって確認した。実施例２に係るＳＡＷ素子のシミュレーションの条件を示す。なお、下記の条件は、比較例１のＳＡＷ素子と異なる箇所のみを示すものである。
　（実施例２のシミュレーション条件）
［ＩＤＴ電極３］
　ＩＤＴ電極３の電極指３２：
　変化部３００の位置（電極指Ｂの位置）：（ＩＤＴ電極３の端部から）９本目
　変化部３００の電極指３２の幅ｗ１ａ：主領域３ａの電極指３２の幅ｗ１×０．９０
［反射器４］
　反射器電極指４２のピッチＰｔ２：第１ピッチＰｔ１ａ×１．０２
　このようなシミュレーションの条件で計算した実施例２のＳＡＷ素子の結果を図１４に示す。図１４に示すグラフは、横軸に周波数を、縦軸にインピーダンスの絶対値｜Ｚ｜またはインピーダンスの位相を示している。また、図１４（ｂ）は、図１４（ａ）の一点鎖線で囲んだ箇所を拡大したものである。なお、本シミュレーションは、主領域３ａよりも端部側に位置するＩＤＴ電極３の電極指３２（電極指Ｂ）の幅ｗ１ａを１つ変化させた場合である。
　このように変化部３００としてＩＤＴ電極３の電極指３２の幅ｗ１ａを変化させた場合であっても、実施例１と同様に、縦モードのスプリアスを低減し、比較例１では８９０ＭＨｚ前後に発生していたインピーダンスのスプリアスを低減することができる。
　さらに、電極指３２の幅ｗ１ａを変化させて、比較例１に対して効果のある範囲をシミュレーションした。その結果を図１５に示す。図１５において、横軸が主領域３ａの電極指３２の幅に対する電極指Ｂ（変化部３００の電極指３２）の幅（ｗ１ａ／ｗ１）を示したものであり、縦軸がスプリアスの最大位相ピークである。また、比較例１のＳＡＷ素子における最大位相ピークを横軸と平行な破線で示している。
この結果から、電極指３２の幅ｗ１ａを主域３ａの電極指３２の幅ｗ１に対して０．８７７倍以上であり、且つ１倍よりも小さく設定することにより、比較例１に比べて効果があることが分かる。
　（電極指Ａと反射器電極指Ｃとの距離を制御する他の方法２）
　上述の実施例１および実施例２では、電極指Ａと電極指Ｂとのギャップを調整したり電極指Ｂの幅を調整したりすることで、電極指Ａと反射器電極指Ｃとの距離について所望の条件を満たしたが、端部領域３ｂの電極指設計で決まる共振周波数を、主領域３ａの電極指設計で決まる共振周波数よりも高くすることで実現してもよい。
　主領域３ａおよび端部領域３ｂに位置するＩＤＴ電極３の共振周波数は、ＩＤＴ電極３のピッチＰｔ１を調整することによって変化させることができる。具体的には、共振周波数を高くするためにはピッチＰｔ１を狭くすればよく、共振周波数を低くするためにはピッチＰｔ１を広くすればよい。そのため、ＩＤＴ電極３において、主領域３ａの共振周波数を端部領域３ｂの共振周波数よりも低くなるように設定するには、第１ピッチＰｔ１ａを第２ピッチＰｔ１ｂよりも広くなるように設定すればよい。
　本実施形態のようにＩＤＴ電極３および反射器４の共振周波数が所定の値に設定されたＳＡＷ素子の効果を確かめるために、ＳＡＷ素子の周波数特性のシミュレーションを行なった。
　次に、本実施形態に係るＳＡＷ素子（実施例３）の条件を示す。なお、下記の条件は、上記比較例１のＳＡＷ素子と異なる箇所のみを示すものである。
　（実施例３のシミュレーション条件）
［ＩＤＴ電極３］
　ＩＤＴ電極３の電極指３２：
　　端部領域３ｂの電極指３２の本数：（ＩＤＴ電極３の端部から）１２本
　　第２ピッチＰｔ１ｂ：第１ピッチＰｔ１ａ×０．９９０
［反射器４］
　反射器電極指４２のピッチＰｔ２：第１ピッチＰｔ１ａ×１．０２
　このようなシミュレーションの条件で計算した本実施形態に係るＳＡＷ素子の結果を図２０に示す。図２０に示すグラフは、横軸に周波数を、縦軸にインピーダンスの絶対値｜Ｚ｜またはインピーダンスの位相を示している。なお、本実施例３では、端部領域３ｂに位置するＩＤＴ電極３を全て第１ピッチＰｔ１ａとした場合である。図２０（ｂ）は、図２０（ａ）の一点鎖線で囲んだ箇所を拡大したものである。この結果から、比較例１では８９０ＭＨｚ前後に発生していたスプリアスが低減できていることが分かる。
　さらに本実施形態に係るＳＡＷ素子（実施例３）の効果を確かめるために、比較例４として（Ｉ）端部領域３ｂの共振周波数のみを所定の値に設定した場合を、比較例５として（ＩＩ）反射器の共振周波数のみを所定の値に設定した場合をそれぞれ適用したシミュレーションを行なった。言い換えると、比較例４では反射器の共振周波数はＩＤＴ電極３の主領域３ａと同等であり、比較例５ではＩＤＴ電極３の電極指設計は一様となっている。実施例３および比較例１，４，５の対応表を表２に示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000002
　表２において、第２ピッチＰｔ１ｂの欄は第１ピッチＰｔ１ａに対する倍率を示している。具体的に、比較例４のＳＡＷ素子は、第２ピッチＰｔ１ｂが、第１ピッチＰｔ１ａに対して０．９９０倍に設定されている。また、表２において、反射器４のピッチＰｔ２の欄は、ＩＤＴ電極３の第１ピッチＰｔ１ａに対する倍率を示している。
　比較例４のＳＡＷ素子の条件でシミュレーションした結果を図２１に、比較例５のＳＡＷ素子の条件でシミュレーション結果を図２２にそれぞれ示す。図２１および図２２に示すグラフは、横軸に周波数を、縦軸にインピーダンスの絶対値｜Ｚ｜またはインピーダンスの位相を示している。
　比較例４のＳＡＷ素子が示すように、端部領域の共振周波数のみを所定の値に設定した場合には、図２１に示すように、比較例１のＳＡＷ素子で発生していた８９０ＭＨｚ前後のスプリアスは低減することができるものの、共振周波数近傍の８９５ＭＨｚ付近に大きなスプリアスが発生している。
　一方、比較例５のＳＡＷ素子が示すように、反射器の共振周波数のみを所定の値に設定した場合には、図２２に示すように、比較例１のＳＡＷ素子で発生していた８９０ＭＨｚ前後のスプリアスは低減することができるものの、８９０ＭＨｚ付近に新たなスプリアス（縦モードのスプリアスと推定される）が発生していることが分かる。
　以上のことから、本実施形態のＳＡＷ素子によれば、（Ｉ）端部領域３ｂの共振周波数と、（ＩＩ）反射器の共振周波数とを所定の値に設定することによって、反射器モードのスプリアスを低減するとともに、縦モードのスプリアスを低減することができることから、通過帯域よりも低い周波数に発生するスプリアスを低減することができる。
　次に、第２ピッチＰｔ１ｂの最適値についてシミュレーションを行なった。シミュレーションの条件は次の通りである。なお、下記の条件は、比較例１のＳＡＷ素子と異なる箇所のみを示すものである。
　（実施例３の第２ピッチＰｔ１ｂの最適値な条件）
［ＩＤＴ電極３］
　　　本数：２００本
［反射器４］
　ピッチＰｔ２：第１ピッチＰｔ１ａ×１．０２
　このような条件の下、第２ピッチＰｔ１ｂを変化させて計算を行なった。その結果を図２３に示す。図２３に示すグラフは、横軸が第２ピッチＰｔ１ｂであり、縦軸が通過帯域外のスプリアスの最大位相ピークである。また、比較例１のＳＡＷ素子における最大位相ピークを横軸と平行な破線で示している。
　図２３に示す結果から、第２ピッチＰｔ１ｂは第１ピッチＰｔ１ａに対して０．９８６倍以上であり、且つ１倍よりも小さく設定することにより、上記効果を奏することが分かる。また、図２３に示す結果から、第２ピッチＰｔ１ｂを０．９９１×Ｐｔ１ａとしたときに、スプリアスの最大位相ピークを実質的に無くす（図２３に示す結果では－９０ｄｅｇに対応）ことができるため、スプリアスを大幅に低減することができることが分かる。
　また、上述の実施例３のＳＡＷ素子では端部領域３ｂをＩＤＴ電極３の端部から１２本と設定したが、この端部領域３ｂの設定を変更しても上記効果を奏する範囲の検討を行なった。具体的には、実施例３のＳＡＷ素子において、端部領域３ｂの電極指３２の本数を変化させてシミュレーションを行なった。そのシミュレーションの結果を図２４に示す。図２４に示すグラフは、横軸が端部領域３ｂの電極指３２の本数ｍであり、縦軸がスプリアスの最大位相ピークである。なお、それぞれの本数ｍについて、スプリアスの最大位相ピークが最小となるように第２ピッチＰｔ１ｂを調整した。換言すると、図２４には、それぞれの本数ｍについてスプリアスの最大位相ピークの最小値が示されている。
　この結果から、端部領域３ｂの本数ｍを７０本以上にすると、スプリアスの最大位相ピークが比較例１よりも大きくなっており特性が悪くなっていることから、本数ｍを７０本よりも少なくすることによって上記効果を奏することが分かる。この結果、本数ｍが１２本のときは、スプリアスの最大位相ピークを－９０ｄｅｇとすることができるため、スプリアスを大幅に低減できることができることが分かる。一方、図２４から本数ｍが０本の場合であっても、比較例１のＳＡＷ素子よりもスプリアスの最大位相ピークを低減できていることが分かる。なお、本数ｍが０本のときとは、ＩＤＴ電極３と反射器４との間隔を変化させたものである。以上の結果から、ＳＡＷ素子１における端部領域３ｂの電極指３２の本数ｍは、０≦ｍ＜７０の範囲に設定される。
　（端部領域の共振周波数を所定の値に設定する他の方法）
　ＩＤＴ電極３の端部領域３ｂの共振周波数を所定の値に設定する方法として、ＩＤＴ電極３の第２ピッチＰｔ１ｂを変化させる方法を説明したが、端部領域３ｂに位置するＩＤＴ電極３のデューティーを変化させてもよい。
　ＩＤＴ電極３のデューティーは、図３に示すように、第２電極指３２ｂの幅ｗ１を、弾性波の伝搬方向における第２電極指３２ｂの一方側の第１電極指３２ａの端部から第２電極指３２ｂの他方側の端部までの距離Ｄｔ１で割った値である。このように電極指３２のデューティーを変化させて端部領域３ｂの共振周波数を変化させる場合には、ＩＤＴ電極３の共振周波数を高くするにはデューティーを小さくすればよく、ＩＤＴ電極３の共振周波数を低くするにはデューティーを大きくすればよい。そのため、端部領域３ｂに位置するＩＤＴ電極３は、そのデューティーが主領域３ａに位置するＩＤＴ電極３のデューティーよりも小さくなるように設定される。
　このようにデューティーを変化させた場合でも本実施形態に係るＳＡＷ素子（実施例４）が効果を奏することをシミュレーションによって確認した。次に、実施例４に係るＳＡＷ素子のシミュレーションの条件を示す。なお、下記の条件は、比較例１のＳＡＷ素子と異なる箇所のみを示すものである。
　（実施例４のシミュレーション条件）
［ＩＤＴ電極３］
　ＩＤＴ電極３の電極指３２：
　　端部領域３ｂの電極指３２の本数：（ＩＤＴ電極３の端部から）２０本
　　端部領域３ｂの電極指３２のデューティー：主領域３ａの電極指３２のデューティー×０．８６
［反射器４］
　反射器電極４２のピッチＰｔ２：第１ピッチＰｔ１ａ×１．０２
　このようなシミュレーションの条件で計算した実施例４のＳＡＷ素子の結果を図２５に示す。図２５に示すグラフは、横軸に周波数を、縦軸にインピーダンスの絶対値｜Ｚ｜またはインピーダンスの位相を示している。また、図２５（ｂ）は、図２５（ａ）の一点鎖線で囲んだ箇所を拡大したものである。なお、本シミュレーションにおいては、端部領域３ｂに位置するＩＤＴ電極３のデューティーを全て変化させた。
　このように端部領域３ｂに位置するＩＤＴ電極３のデューティーを変化させた場合であっても、実施例３と同様に、縦モードのスプリアスを低減し、比較例１では８９０ＭＨｚ前後に発生していたインピーダンスのスプリアスを低減することができる。
　以上の実施例１から実施例４を含む実施形態の説明では、反射器４の共振周波数を変化させる方法としてピッチＰｔ２を変化させる方法について説明したが、他の方法として、反射器電極４２のデューティーを変化させる方法、電極指３２と反射器電極指４２との膜厚ｓを変化させる方法等を用いることができる。ピッチＰｔ２以外で反射器４の共振周波数を変化させる場合には、ＩＤＴ電極３の第１ピッチＰｔ１ａを弾性波の波長λの半波長に設定した場合であれば、ピッチｐｔ２を第１ピッチＰｔ１ａと同じ程度に設定すればよい。ここで、波長λ（２×Ｐｔ２）は、例えば１．５μｍ～６μｍである。
　なお、本実施形態では、電極指設計である設計パラメーター（本数、交差幅、ピッチ、デューティー、電極の厚み、周波数等）が特定の場合のみを示したが、本発明はどのようなパラメーターのＳＡＷ素子についてもスプリアスを低減する効果を奏する。例えば実施例１の例から、ＩＤＴ電極の電極指の本数や交差幅を変化させたときでも実施例１と同様の変化部３００の位置（端部からの本数）やギャップＧｐ（第１ギャップＧｐ１，第２ギャップＧｐ２）にて良好なスプリアス抑制効果が発揮されることをシミュレーションで確認した。
　さらに、実施例１において、第２ギャップＧｐ２を所定の値に調整することに加えて、端部領域３ｂの電極指設計による共振周波数を主領域３ａの電極指設計による共振周波数よりも高くなるように設定してもよい。このように端部領域３ｂの電極指設計による共振周波数が高くなるように設定することで、前述の第２ギャップＧｐ２を設定したときと同様の効果が得られ、縦モードのスプリアスをさらに低減することができる。
　端部領域３ｂに位置するＩＤＴ電極３の共振周波数を主領域３ａに位置するＩＤＴ電極４の共振周波数よりも高くなるように設定するには、端部領域３ｂに位置するＩＤＴ電極３の第２ピッチＰｔ１ｂを狭くすればよい。端部領域３ｂに位置するＩＤＴ電極３の第２ピッチＰｔ１ｂは、例えば、中心領域３ａに位置するＩＤＴ電極３の第１ピッチＰｔ１ａに対して０．９８６倍以上であり、且つ１倍よりも小さい範囲に設定される。このように構成することで、さらに、電極指Ａと反射器電極指Ｃとの距離を所望の関係にすることができる。
　フィルタや分波器では、さまざまな本数、交差幅の共振子を複数組み合わせて特性を発揮させるが、本発明のＳＡＷ素子を共振子として使用するに際しては、上記複数の共振子に対して、ＩＤＴ電極および反射器の設計値を設定することができる。このため、フィルタや分波器に本発明のＳＡＷ素子を使った場合でも、設計は従来の弾性波素子を使った場合と同様に行なうことができる。
　また、本数、交差幅以外の設計パラメーター（周波数、電極厚み等）を変更した場合は、変化部３００の位置（端部からの本数ｍ）、ギャップＧｐ等は適宜最適な値に設定すればよい。これには、モード結合法（ＣＯＭ（Coupling-Of-Modes）法）を用いたシミュレーションを用いればよい。具体的には、共振子の設計パラメーターを設定した上で、変化部３００の位置（端部からの本数ｍ）、ギャップＧｐ等を変化させてシミュレーションを行なうことにより、スプリアスが良好に低減される条件を見出すことができる。
　端部領域３ｂを構成する電極指３２の本数ｍは、ＩＤＴ電極３を構成する電極指３２の総本数によって理想的な本数があるが、これはＣＯＭ法を用いたシミュレーションによって決定することができる。また、この理想的な本数から外れてもスプリアスを低減することができる。ＳＡＷ素子１として一般的に設計されるＩＤＴ電極３を構成する電極指４３の総本数（約５０本から５００本）の範囲においては、本数ｍは５本から２０本程度で良好な特性を得ることができることを確認している。
　＜通信装置および分波器の構成の概要＞
　図１６は、本発明の実施形態に係る通信装置１０１の要部を示すブロック図である。通信装置１０１は、電波を利用した無線通信を行なうものである。分波器７は、通信装置１０１において送信周波数の信号と受信周波数の信号とを分波する機能を有している。
　通信装置１０１において、送信すべき情報を含む送信情報信号ＴＩＳは、ＲＦ－ＩＣ１０３によって変調および周波数の引上げ（搬送波周波数の高周波信号への変換）がなされて送信信号ＴＳとされる。送信信号ＴＳは、バンドパスフィルタ１０５によって送信用の通過帯域以外の不要成分が除去され、増幅器１０７によって増幅されて分波器７に入力される。分波器７は、入力された送信信号ＴＳから送信用の通過帯域以外の不要成分を除去してアンテナ１０９に出力する。アンテナ１０９は、入力された電気信号（送信信号ＴＳ）を無線信号に変換して送信する。
　通信装置１０１において、アンテナ１０９によって受信された無線信号は、アンテナ１０９によって電気信号（受信信号ＲＳ）に変換されて分波器７に入力される。分波器７は、入力された受信信号ＲＳから受信用の通過帯域以外の不要成分を除去して増幅器１１１に出力する。出力された受信信号ＲＳは、増幅器１１１によって増幅され、バンドパスフィルタ１１３によって受信用の通過帯域以外の不要成分が除去される。そして、受信信号ＲＳは、ＲＦ－ＩＣ１０３によって周波数の引下げおよび復調がなされて受信情報信号ＲＩＳとされる。
　なお、送信情報信号ＴＩＳおよび受信情報信号ＲＩＳは、適宜な情報を含む低周波信号（ベースバンド信号）でよく、例えばアナログの音声信号もしくはデジタル化された音声信号である。無線信号の通過帯域は、ＵＭＴＳ（Universal Mobile Telecommunications System）等の各種の規格に従ったものでよい。変調方式は、位相変調、振幅変調、周波数変調もしくはこれらのいずれか２つ以上の組合せのいずれであってもよい。
　図１７は、本発明の一実施形態に係る分波器７の構成を示す回路図である。分波器７は、図１６において通信装置１０１に使用されている分波器７である。ＳＡＷ素子１は、例えば図１６に示した分波器７における送信フィルタ１１のラダー型フィルタ回路を構成するＳＡＷ素子である。
　送信フィルタ１１は、図１７に示すように、圧電基板２と、圧電基板２上に形成された直列共振子Ｓ１～Ｓ３および並列共振子Ｐ１～Ｐ３とを有する。
　分波器７は、アンテナ端子８と、送信端子９と、受信端子１０と、アンテナ端子８と送信端子９との間に配置された送信フィルタ１１と、アンテナ端子８と受信端子１０との間に配置された受信フィルタ１２とから主に構成されている。
　送信端子９には増幅器１０７からの送信信号ＴＳが入力され、送信端子９に入力された送信信号ＴＳは、送信フィルタ１１において送信用の通過帯域以外の不要成分が除去されてアンテナ端子８に出力される。また、アンテナ端子８にはアンテナ１０９から受信信号ＲＳが入力され、受信フィルタ１２において受信用の通過帯域以外の不要成分が除去されて受信端子１０に出力される。
　送信フィルタ１１は、例えばラダー型ＳＡＷフィルタによって構成されている。具体的に送信フィルタ１１は、その入力側と出力側との間において直列に接続された３個の直列共振子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３と、直列共振子同士を接続するための配線である直列腕と基準電位部Ｇとの間に設けられた３個の並列共振子Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３とを有する。すなわち、送信フィルタ１１は３段構成のラダー型フィルタである。ただし、送信フィルタ１１においてラダー型フィルタの段数は任意である。
　並列共振子Ｐ１～Ｐ３と基準電位部Ｇとの間には、インダクタＬが設けられている。このインダクタＬのインダクタンスを所定の大きさに設定することによって、送信信号の通過帯域外に減衰極を形成して帯域外減衰を大きくしている。複数の直列共振子Ｓ１～Ｓ３および複数の並列共振子Ｐ１～Ｐ３は、それぞれＳＡＷ共振子からなる。
　受信フィルタ１２は、例えば、多重モード型ＳＡＷフィルタ１７と、その入力側に直列に接続された補助共振子１８とを有している。なお、本実施形態において、多重モードは２重モードを含むものである。多重モード型ＳＡＷフィルタ１７は平衡－不平衡変換機能を有しており、受信フィルタ１２は平衡信号が出力される２つの受信端子１０に接続されている。受信フィルタ１２は多重モード型ＳＡＷフィルタ１７によって構成されるものに限られず、ラダー型フィルタによって構成してもよいし、平衡－不平衡変換機能を有していないフィルタであってもよい。
　送信フィルタ１１、受信フィルタ１２およびアンテナ端子８の接続点とグランド電位部Ｇとの間には、インダクタ等からなるインピーダンスマッチング用の回路を挿入してもよい。
　このような分波器７のＳＡＷ共振子として上述したＳＡＷ素子１を用いることにより、分波器７のフィルタ特性を向上させることができる。実施例１のＳＡＷ素子の構造を用いたＳＡＷ素子１を送信フィルタ１１の直列共振子Ｓ１～Ｓ３に適用した場合の分波器のフィルタ特性についてシミュレーションで計算を行なった。なお、分波器７の通過帯域は、ＵＭＴＳのＢａｎｄ２の送信側を想定した。その結果を図１８に示す。図１８に示すグラフにおいて、横軸は周波数（ＭＨｚ）を、縦軸は通過特性（ｄＢ）を示す。また、破線は比較例１のＳＡＷ素子を用いた場合のフィルタ特性を示し、実線は実施例１のＳＡＷ素子１を用いた場合のフィルタ特性を示す。図１８に示す結果から、送信側の通過帯域内において、１８６０ＭＨｚよりも低い周波数帯の透過特性を向上することができていることが分かる。
　図１７に示す分波器７の送信側フィルタとして用いられる、いわゆるラダー型フィルタでは、直列共振子Ｓ１～Ｓ３の共振周波数はフィルタ通過帯域の中央付近に設定される。また、並列共振子Ｐ１～Ｐ３は、その反共振周波数がフィルタ通過帯域の中央付近に設定される。このような周波数配置をとった場合であって、本発明の弾性波素子を直列共振子Ｓ１～Ｓ３に用いた場合には、フィルタ通過帯域の中央付近の損失やリップルを改善することができる。
　ところで、ＳＡＷ素子１では、図７および図８に示すように、反共振周波数よりも高周波側に発生するスプリアスピーク（図７（ａ）では９６０ＭＨｚ付近に発生している）が、より低周波側にシフトする（図８（ａ）では９５０ＭＨｚ付近に－１０ＭＨｚシフトしている）。これは、反射器の共振周波数を低くしたことに伴い、反射器の動作帯域が低周波側にシフトしたことが原因の１つと考えられる。この場合のＳＡＷ素子１は、反射器の動作帯域端周辺に発生するスプリアスのために、共振周波数付近の電気特性は改善されるものの、反共振周波数よりも高周波領域での損失は逆に悪化することがある。
　ラダー型フィルタでは、並列共振子Ｐ１～Ｐ３において、この損失が悪化する周波数がフィルタ通過帯域の中央よりも高周波側に重なる。このため、ＳＡＷ素子１をラダー型フィルタの並列共振子として使用すると、設計によっては逆にフィルタの損失を悪化させてしまうことがある。よって、ラダー型フィルタにおいては、ＳＡＷ素子１を直列共振子の一部のみに使用することによって、フィルタ特性の悪化を低減しつつ、通過特性を顕著に改善することができる。なお、ラダー型フィルタの並列共振子の反共振周波数がフィルタの通過帯域内に入らないように設計した場合は、ＳＡＷ素子１を並列共振子として用いることができる。
１　弾性波素子（ＳＡＷ素子）
２　圧電基板
　２Ａ　上面
３　励振電極（ＩＤＴ電極）
３ａ　主領域
３ｂ　端部領域
　３０　櫛歯電極
　　３０ａ　第１櫛歯電極
　　３０ｂ　第２櫛歯電極
　３１　バスバー
　　３１ａ　第１バスバー
　　３１ｂ　第２バスバー
　３２　電極指
　　３２ａ　第１電極指
　　３２ｂ　第２電極指
　３００　変化部
Ｐｔ１　ピッチ
　Ｐｔ１ａ　第１ピッチ
　Ｐｔ１ｂ　第２ピッチ
Ｇｐ　ギャップ
　Ｇｐ１　第１ギャップ
　Ｇｐ２　第２ギャップ
４　反射器
　４１　反射器バスバー
　４２　反射器電極指
Ｐｔ２　ピッチ
５　保護層
７　分波器
８　アンテナ端子
９　送信端子
１０　受信端子
１１　送信フィルタ
１２　受信フィルタ
１５　導電層
１７　多重モード型ＳＡＷフィルタ
１８　補助共振子
１０１　通信装置
１０３　ＲＦ－ＩＣ
１０５　バンドパスフィルタ
１０７　増幅器
１０９　アンテナ
１１１　増幅器
１１３　バンドパスフィルタ
Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３　直列共振子
Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３　並列共振子

Claims (16)

  1. 　圧電基板と、
    該圧電基板の上面に位置し、複数の電極指を有する、弾性波を発生させる励振電極と、
    前記圧電基板の上面に位置し、複数の反射器電極指を有し、前記弾性波の伝搬方向において前記励振電極を挟む２つの反射器とを備え、
    前記励振電極は、前記弾性波の伝搬方向の両端部間に位置する前記電極指の電極指設計が一様な主領域と、該主領域とは電極指設計が変調する部位から端部まで続く、前記主領域を挟んで両側に位置する２つの端部領域とを有し、
    前記反射器は、前記反射器電極指の電極指設計で決まる共振周波数が前記主領域の前記電極指の電極指設計で決まる共振周波数よりも低く、
    前記主領域において前記電極指の中心とこれに隣接する前記電極指の中心との間隔をａとし、前記端部領域を構成する前記電極指の数をｍとし、前記主領域の前記電極指のうち最も前記端部領域の側に位置する前記電極指の中心と、前記反射器の前記反射器電極指のうち最も前記端部領域の側に位置する前記反射器電極指の中心との距離をｘとすると、
    ０．５×ａ×（ｍ＋１）＜ｘ＜ａ×（ｍ＋１）
    を満たしている弾性波素子。
  2. 　複数の前記電極指は、複数の第１電極指と複数の第２電極指とを有し、
    前記励振電極は、前記複数の第１電極指を持つ第１櫛歯電極と、前記複数の第１電極指と噛み合う前記複数の第２電極指を持つ第２櫛歯電極とを有する請求項１に記載の弾性波素子。
  3. 　前記主領域において隣接する２つの前記電極指の隙間である第１ギャップよりも、前記主領域の前記電極指のうち最も前記端部領域の側に位置する前記電極指と、これに隣接する、前記端部領域の前記電極指のうち最も前記主領域の側に位置する前記電極指との隙間である第２ギャップが狭い請求項１または２に記載の弾性波素子。
  4. 　前記第２ギャップが、前記第１ギャップに対して０．８７倍以上であり、且つ１倍よりも小さい請求項３に記載の弾性波素子。
  5. 　前記端部領域の前記電極指のうち最も前記主領域の側に位置する前記電極指の幅が、前記主領域における前記電極指の幅よりも狭い請求項１または２に記載の弾性波素子。
  6. 　前記端部領域の前記電極指のうち最も前記主領域の側に位置する前記電極指の幅が、前記主領域における前記第１電極指または前記第２電極指の幅に対して０．８７７倍以上であり、且つ１倍よりも小さい請求項５に記載の弾性波素子。
  7. 　前記反射器は、前記反射器電極指の中心とこれに隣接する前記反射器電極指の中心との間隔が、前記主領域における前記電極指の中心とこれに隣接する前記電極指の中心との間隔よりも広い、請求項１乃至６のいずれかに記載の弾性波素子。
  8. 　前記端部領域は、前記電極指の電極指設計で決まる共振周波数が、前記主領域の前記電極指の電極指設計で決まる共振周波数よりも高い、請求項１または２に記載の弾性波素子。
  9. 　前記端部領域は、前記電極指の中心とこれに隣接する前記電極指の中心との間隔である第１ピッチが、前記主領域における前記電極指の中心とこれに隣接する前記電極指の中心との間隔である第２ピッチよりも狭い請求項８に記載の弾性波素子。
  10. 　前記励振電極の前記第１ピッチが、前記第２ピッチに対して０．９８６倍以上であり、且つ１倍よりも小さい請求項９に記載の弾性波素子。
  11. 　前記励振電極は、前記端部領域に位置する前記電極指の幅が、前記主領域に位置する前記電極指の幅よりも狭い請求項８乃至１０のいずれかに記載の弾性波素子。
  12. 　前記端部領域において隣接する２つの前記電極指の隙間は、前記第１ギャップと等しい請求項３または４に記載の弾性波素子。
  13. 　アンテナ端子と、送信信号をフィルタリングして前記アンテナ端子に出力する送信フィルタと、前記アンテナ端子からの受信信号をフィルタリングする受信フィルタとを備えた分波器であって、
    前記送信フィルタまたは前記受信フィルタは、請求項１乃至１２のいずれかに記載の弾性波素子を有する分波器。
  14. 　前記送信フィルタは、それぞれが直列に接続した直列共振子と、該直列共振子に対して並列に接続した並列共振子とを有し、前記直列共振子の少なくとも一部が前記弾性波素子で構成されている請求項１３に記載の分波器。
  15. 　前記送信フィルタは、前記直列共振子のみが前記弾性波素子で構成されている請求項１３に記載の分波器。
  16. 　アンテナと、
    該アンテナに電気的に接続された請求項１３乃至１５のいずれかに記載の分波器と、
    該分波器に電気的に接続されたＲＦ－ＩＣとを備える通信装置。
PCT/JP2014/081662 2013-11-26 2014-11-29 弾性波素子、分波器および通信装置 WO2015080278A1 (ja)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2015551033A JP6595342B2 (ja) 2013-11-29 2014-11-29 弾性波素子、分波器および通信装置
CN201480063282.8A CN105745840B (zh) 2013-11-29 2014-11-29 弹性波元件、分波器以及通信装置
US15/039,810 US9978927B2 (en) 2013-11-26 2014-11-29 Acoustic wave element, duplexer and communication device

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2013-247163 2013-11-29
JP2013247163 2013-11-29
JP2013268194 2013-12-26
JP2013-268194 2013-12-26

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2015080278A1 true WO2015080278A1 (ja) 2015-06-04

Family

ID=53199213

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2014/081662 WO2015080278A1 (ja) 2013-11-26 2014-11-29 弾性波素子、分波器および通信装置

Country Status (4)

Country Link
US (1) US9978927B2 (ja)
JP (2) JP6595342B2 (ja)
CN (1) CN105745840B (ja)
WO (1) WO2015080278A1 (ja)

Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20170194936A1 (en) * 2016-01-05 2017-07-06 Handy International Co., Ltd. Surface acoustic wave device, duplexer and comb-shaped electrode
JPWO2017131170A1 (ja) * 2016-01-29 2018-02-08 京セラ株式会社 弾性波共振子、弾性波フィルタ、分波器および通信装置
WO2018181111A1 (ja) * 2017-03-30 2018-10-04 株式会社村田製作所 マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路及び通信装置
WO2019198594A1 (ja) * 2018-04-11 2019-10-17 京セラ株式会社 弾性波素子、弾性波フィルタ、分波器および通信装置
KR20210031881A (ko) * 2018-11-08 2021-03-23 가부시키가이샤 무라타 세이사쿠쇼 멀티플렉서
JP7008633B2 (ja) 2016-10-13 2022-01-25 株式会社村田製作所 弾性波フィルタ装置
US11569433B2 (en) 2017-04-07 2023-01-31 Taiyo Yuden Co., Ltd. Acoustic wave resonator, filter, and multiplexer

Families Citing this family (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109863695B (zh) * 2016-10-28 2024-03-12 株式会社村田制作所 梯型滤波器、双工器以及弹性波滤波器装置
KR102226163B1 (ko) * 2016-11-09 2021-03-10 가부시키가이샤 무라타 세이사쿠쇼 탄성파 장치, 고주파 프론트 엔드 회로 및 통신 장치
CN110383688B (zh) * 2017-03-13 2023-01-24 株式会社村田制作所 陷波滤波器
US10804950B2 (en) * 2017-03-22 2020-10-13 Kyocera Corporation Acoustic wave device, multiplexer, and communication apparatus
WO2019009373A1 (ja) * 2017-07-06 2019-01-10 京セラ株式会社 弾性波素子、フィルタ素子および通信装置
CN108428787B (zh) * 2018-03-23 2021-06-01 北京航天微电科技有限公司 一种saw芯片及其制备方法、制备系统
US11521500B1 (en) * 2018-10-17 2022-12-06 Amazon Technologies, Inc. Unmanned aerial systems with range finding
DE102018131952A1 (de) * 2018-12-12 2020-06-18 RF360 Europe GmbH Elektroakustischer Resonator mit unterdrückter Anregungtransversaler Spaltmoden und verringerten transversalen Moden
JP7374629B2 (ja) * 2019-07-04 2023-11-07 太陽誘電株式会社 弾性波デバイス、フィルタおよびマルチプレクサ
US20210273629A1 (en) * 2020-02-28 2021-09-02 Resonant Inc. Transversely-excited film bulk acoustic resonator with multi-pitch interdigital transducer
CN112448694A (zh) * 2021-02-01 2021-03-05 成都频岢微电子有限公司 用于改善通带平坦度的dms滤波器及双工器
WO2023070482A1 (en) * 2021-10-29 2023-05-04 Lenovo (Beijing) Limited Overhead reduction in ris-aided urllc systems
CN115987246A (zh) * 2023-02-02 2023-04-18 无锡市好达电子股份有限公司 高隔离度声表面波双工器及多工器

Citations (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH03139008A (ja) * 1989-10-24 1991-06-13 Matsushita Electric Ind Co Ltd 弾性表面波フィルタ
JPH06260876A (ja) * 1993-03-09 1994-09-16 Mitsubishi Electric Corp 弾性表面波フィルタ
JP2002111442A (ja) * 2000-09-28 2002-04-12 Fujitsu Ltd 弾性表面波共振器及びこれを用いた弾性表面波フィルタ
JP2003008390A (ja) * 2001-04-16 2003-01-10 Murata Mfg Co Ltd 弾性表面波装置、通信装置
JP2004363641A (ja) * 2003-05-30 2004-12-24 Seiko Epson Corp 弾性表面波共振子
WO2006137464A1 (ja) * 2005-06-21 2006-12-28 Epson Toyocom Corporation 弾性表面波デバイス、モジュール、及び発振器
JP2007013414A (ja) * 2005-06-29 2007-01-18 Seiko Epson Corp 弾性表面波素子片、弾性表面波装置、及び電子機器
WO2010047112A1 (ja) * 2008-10-24 2010-04-29 エプソントヨコム株式会社 弾性表面波共振子、弾性表面波発振器および弾性表面波モジュール装置
WO2010047114A1 (ja) * 2008-10-24 2010-04-29 エプソントヨコム株式会社 弾性表面波共振子、弾性表面波発振器および弾性表面波モジュール装置
WO2010047113A1 (ja) * 2008-10-24 2010-04-29 エプソントヨコム株式会社 弾性表面波共振子、弾性表面波発振器および弾性表面波モジュール装置
JP2010273382A (ja) * 2004-01-09 2010-12-02 Panasonic Corp 弾性表面波共振子及びこれを用いた弾性表面波フィルタ

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3358615B2 (ja) * 2000-06-26 2002-12-24 株式会社村田製作所 縦結合共振子型弾性表面波フィルタ
JP4059152B2 (ja) * 2002-10-16 2008-03-12 セイコーエプソン株式会社 弾性表面波共振子
KR100763763B1 (ko) * 2004-04-19 2007-10-04 가부시키가이샤 무라타 세이사쿠쇼 탄성파 필터 및 그것을 사용한 통신기
JP2007202087A (ja) * 2005-05-11 2007-08-09 Seiko Epson Corp ラム波型高周波デバイス
JP2007214902A (ja) 2006-02-09 2007-08-23 Shin Etsu Chem Co Ltd 弾性表面波素子
JP2012156741A (ja) * 2011-01-26 2012-08-16 Panasonic Corp アンテナ共用器
JP5488680B2 (ja) * 2012-12-11 2014-05-14 セイコーエプソン株式会社 弾性表面波共振子、弾性表面波発振器および弾性表面波モジュール装置
JP2015073207A (ja) * 2013-10-03 2015-04-16 スカイワークス・パナソニック フィルターソリューションズ ジャパン株式会社 弾性波共振器

Patent Citations (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH03139008A (ja) * 1989-10-24 1991-06-13 Matsushita Electric Ind Co Ltd 弾性表面波フィルタ
JPH06260876A (ja) * 1993-03-09 1994-09-16 Mitsubishi Electric Corp 弾性表面波フィルタ
JP2002111442A (ja) * 2000-09-28 2002-04-12 Fujitsu Ltd 弾性表面波共振器及びこれを用いた弾性表面波フィルタ
JP2003008390A (ja) * 2001-04-16 2003-01-10 Murata Mfg Co Ltd 弾性表面波装置、通信装置
JP2004363641A (ja) * 2003-05-30 2004-12-24 Seiko Epson Corp 弾性表面波共振子
JP2010273382A (ja) * 2004-01-09 2010-12-02 Panasonic Corp 弾性表面波共振子及びこれを用いた弾性表面波フィルタ
WO2006137464A1 (ja) * 2005-06-21 2006-12-28 Epson Toyocom Corporation 弾性表面波デバイス、モジュール、及び発振器
JP2007013414A (ja) * 2005-06-29 2007-01-18 Seiko Epson Corp 弾性表面波素子片、弾性表面波装置、及び電子機器
WO2010047112A1 (ja) * 2008-10-24 2010-04-29 エプソントヨコム株式会社 弾性表面波共振子、弾性表面波発振器および弾性表面波モジュール装置
WO2010047114A1 (ja) * 2008-10-24 2010-04-29 エプソントヨコム株式会社 弾性表面波共振子、弾性表面波発振器および弾性表面波モジュール装置
WO2010047113A1 (ja) * 2008-10-24 2010-04-29 エプソントヨコム株式会社 弾性表面波共振子、弾性表面波発振器および弾性表面波モジュール装置

Cited By (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107017860B (zh) * 2016-01-05 2020-06-23 威盛日本株式会社 声表面波器件、天线收发转换开关及叉指式换能器
CN107017860A (zh) * 2016-01-05 2017-08-04 Handy国际株式会社 声表面波器件、天线收发转换开关及叉指式换能器
US20170194936A1 (en) * 2016-01-05 2017-07-06 Handy International Co., Ltd. Surface acoustic wave device, duplexer and comb-shaped electrode
US10298200B2 (en) * 2016-01-05 2019-05-21 Wisol Japan Co., Ltd. Surface acoustic wave device, duplexer and comb-shaped electrode
JPWO2017131170A1 (ja) * 2016-01-29 2018-02-08 京セラ株式会社 弾性波共振子、弾性波フィルタ、分波器および通信装置
CN108496308A (zh) * 2016-01-29 2018-09-04 京瓷株式会社 弹性波谐振器、弹性波滤波器、分波器及通信装置
US10389391B2 (en) 2016-01-29 2019-08-20 Kyocera Corporation Acoustic wave resonator, acoustic wave filter, multiplexer, and communication apparatus
CN108496308B (zh) * 2016-01-29 2021-11-16 京瓷株式会社 弹性波谐振器、弹性波滤波器、分波器及通信装置
JP7008633B2 (ja) 2016-10-13 2022-01-25 株式会社村田製作所 弾性波フィルタ装置
WO2018181111A1 (ja) * 2017-03-30 2018-10-04 株式会社村田製作所 マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路及び通信装置
US11569433B2 (en) 2017-04-07 2023-01-31 Taiyo Yuden Co., Ltd. Acoustic wave resonator, filter, and multiplexer
JPWO2019198594A1 (ja) * 2018-04-11 2021-04-15 京セラ株式会社 弾性波素子、弾性波フィルタ、分波器および通信装置
WO2019198594A1 (ja) * 2018-04-11 2019-10-17 京セラ株式会社 弾性波素子、弾性波フィルタ、分波器および通信装置
JP7433216B2 (ja) 2018-04-11 2024-02-19 京セラ株式会社 弾性波素子、弾性波フィルタ、分波器および通信装置
KR20210031881A (ko) * 2018-11-08 2021-03-23 가부시키가이샤 무라타 세이사쿠쇼 멀티플렉서
KR102546485B1 (ko) 2018-11-08 2023-06-22 가부시키가이샤 무라타 세이사쿠쇼 멀티플렉서

Also Published As

Publication number Publication date
JPWO2015080278A1 (ja) 2017-03-16
CN105745840B (zh) 2018-09-28
US9978927B2 (en) 2018-05-22
JP6595342B2 (ja) 2019-10-23
JP6595659B2 (ja) 2019-10-23
JP2018139445A (ja) 2018-09-06
US20160380176A1 (en) 2016-12-29
CN105745840A (zh) 2016-07-06

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP6595659B2 (ja) 弾性波素子、分波器および通信装置
JP6247377B2 (ja) 弾性波素子、フィルタ素子および通信装置
WO2017188342A1 (ja) 弾性波素子および通信装置
US9124240B2 (en) Acoustic wave device and antenna duplexer employing the same
JP6573668B2 (ja) 弾性波装置および通信装置
JP5343965B2 (ja) 弾性波フィルタ
KR101546248B1 (ko) 공진기, 필터 및 분파기
US10097158B2 (en) Acoustic wave device, filter, and duplexer
JP5158725B2 (ja) 弾性表面波装置およびそれを用いた通信装置
JPWO2016121818A1 (ja) フィルタ，分波器および通信装置
JP6487458B2 (ja) 弾性波素子、フィルタ素子および通信装置
WO2019198594A1 (ja) 弾性波素子、弾性波フィルタ、分波器および通信装置
WO2019017422A1 (ja) マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路および通信装置
JP4100249B2 (ja) 弾性表面波装置、通信機
JP2018014715A (ja) 弾性波素子、フィルタ素子および通信装置
KR101711756B1 (ko) 탄성파 디바이스, 필터 및 분파기
JP7386741B2 (ja) フィルタ、分波器及び通信装置
CN108886351B (zh) 弹性波元件以及通信装置
JP7213747B2 (ja) 弾性波フィルタ、分波器および通信装置

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 14865460

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2015551033

Country of ref document: JP

Kind code of ref document: A

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 15039810

Country of ref document: US

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 14865460

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1