JP2003087082A - ラダー型弾性表面波フィルタ素子 - Google Patents
ラダー型弾性表面波フィルタ素子Info
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- JP2003087082A JP2003087082A JP2001281090A JP2001281090A JP2003087082A JP 2003087082 A JP2003087082 A JP 2003087082A JP 2001281090 A JP2001281090 A JP 2001281090A JP 2001281090 A JP2001281090 A JP 2001281090A JP 2003087082 A JP2003087082 A JP 2003087082A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＲＦ段用ラダー型ＳＡＷフィルタの３ｄ
Ｂから１０ｄＢ近辺の減衰傾度及び通過帯域近傍の阻止
域減衰量を改善する手段を得ることを目的とする。 【解決手段】 圧電基板の主表面上に弾性表面波の伝搬
方向に沿ってインターデジタルトランスデューサと該イ
ンターデジタルトランスデューサの両側にグレーティン
グ反射器を配置した弾性表面波共振素子を用いたラダー
型弾性表面波フィルタ素子において、直列腕の最外側の
弾性表面波共振素子のインターデジタルトランスデュー
サの電極周期λｓと直列腕の最外側を除いた少なくとも
一つの弾性表面波共振素子のインターデジタルトランス
デューサの電極周期λｓ２とを異にする。
Ｂから１０ｄＢ近辺の減衰傾度及び通過帯域近傍の阻止
域減衰量を改善する手段を得ることを目的とする。 【解決手段】 圧電基板の主表面上に弾性表面波の伝搬
方向に沿ってインターデジタルトランスデューサと該イ
ンターデジタルトランスデューサの両側にグレーティン
グ反射器を配置した弾性表面波共振素子を用いたラダー
型弾性表面波フィルタ素子において、直列腕の最外側の
弾性表面波共振素子のインターデジタルトランスデュー
サの電極周期λｓと直列腕の最外側を除いた少なくとも
一つの弾性表面波共振素子のインターデジタルトランス
デューサの電極周期λｓ２とを異にする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ラダー型弾性表面
波フィルタ素子に関し、特に通過帯域の高周波側近傍の
３ｄＢから１０ｄＢにかけての減衰傾度を改善し、且つ
通過帯域近傍の阻止域の減衰量を高減衰に改善したラダ
ー型弾性表面波フィルタ素子に関する。
波フィルタ素子に関し、特に通過帯域の高周波側近傍の
３ｄＢから１０ｄＢにかけての減衰傾度を改善し、且つ
通過帯域近傍の阻止域の減衰量を高減衰に改善したラダ
ー型弾性表面波フィルタ素子に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、弾性表面波（Surface Acoustic W
ave：以下、ＳＡＷ）デバイスは、高性能、小型、量産
性等の優れた特徴を有していることから例えば携帯電話
機等に多く用いられている。ＳＡＷデバイスの中でも、
通過帯域特性カーブの両肩の減衰傾度が急峻であると共
に、低挿入損失という優れたフィルタ特性を有するラダ
ー型ＳＡＷフィルタがセルラー携帯電話機等のＲＦ（Ra
dio Frequency）段に数多く用いられている。周知の通
り、ラダー型ＳＡＷフィルタは同一圧電基板上に一端子
対ＳＡＷ共振子複数個を直列、並列交互に配置して梯子
型に構成した共振子型のＳＡＷフィルタである。
ave：以下、ＳＡＷ）デバイスは、高性能、小型、量産
性等の優れた特徴を有していることから例えば携帯電話
機等に多く用いられている。ＳＡＷデバイスの中でも、
通過帯域特性カーブの両肩の減衰傾度が急峻であると共
に、低挿入損失という優れたフィルタ特性を有するラダ
ー型ＳＡＷフィルタがセルラー携帯電話機等のＲＦ（Ra
dio Frequency）段に数多く用いられている。周知の通
り、ラダー型ＳＡＷフィルタは同一圧電基板上に一端子
対ＳＡＷ共振子複数個を直列、並列交互に配置して梯子
型に構成した共振子型のＳＡＷフィルタである。
【０００３】図５はラダー型ＳＡＷフィルタを構成する
ための素子であるＳＡＷ共振素子の一例を示す平面図で
あって、圧電基板１の主面上にＳＡＷの伝搬方向に沿っ
てすだれ状のくし形電極（Interdigital Transducer：
以下、ＩＤＴ）２を配置すると共に、 ＳＡＷエネルギ
ーを該ＩＤＴ２上に閉じ込めるために前記ＩＤＴ２の両
側であってＳＡＷの伝搬方向となる位置にグレーティン
グ反射器（Reflector：以下、反射器）３を配置してＳ
ＡＷ共振素子を構成したものである。そして、ＩＤＴ電
極２は夫々互いに間挿し合う複数の電極指を有する一対
のくし形電極から構成され、夫々のくし形電極から延出
した一対の入力リード端子（ＩＮ）と出力リード端子
（ＯＵＴ）を備えた一端子対ＳＡＷ共振素子を構成して
いる。
ための素子であるＳＡＷ共振素子の一例を示す平面図で
あって、圧電基板１の主面上にＳＡＷの伝搬方向に沿っ
てすだれ状のくし形電極（Interdigital Transducer：
以下、ＩＤＴ）２を配置すると共に、 ＳＡＷエネルギ
ーを該ＩＤＴ２上に閉じ込めるために前記ＩＤＴ２の両
側であってＳＡＷの伝搬方向となる位置にグレーティン
グ反射器（Reflector：以下、反射器）３を配置してＳ
ＡＷ共振素子を構成したものである。そして、ＩＤＴ電
極２は夫々互いに間挿し合う複数の電極指を有する一対
のくし形電極から構成され、夫々のくし形電極から延出
した一対の入力リード端子（ＩＮ）と出力リード端子
（ＯＵＴ）を備えた一端子対ＳＡＷ共振素子を構成して
いる。
【０００４】図６は従来のラダー型ＳＡＷフィルタ素子
の構成を示す平面図であって、圧電基板４上にＳＡＷの
伝搬方向と直交するよう、図１に示すＳＡＷ共振子５個
（５〜９）を互いに音響的な影響を及ぼさないような間
隔で併置し、入力（ＩＮ）電極１０、出力（ＯＵＴ）電
極１１、引き回し電極１２及びアース電極１３とを用い
て直列、並列、直列、…と梯子（ラダー）型構造になる
ように電極パターンを形成し、図１０に示す如くパッケ
ージの夫々の対応する端子電極１４へ図１０（ａ）に示
す如くワイヤ１５を用いてボンディング、或は図１０
（ｂ）に示す如くバンプ１６を用いてフリップチップボ
ンディング接続してなるラダー型ＳＡＷフィルタを構成
する。
の構成を示す平面図であって、圧電基板４上にＳＡＷの
伝搬方向と直交するよう、図１に示すＳＡＷ共振子５個
（５〜９）を互いに音響的な影響を及ぼさないような間
隔で併置し、入力（ＩＮ）電極１０、出力（ＯＵＴ）電
極１１、引き回し電極１２及びアース電極１３とを用い
て直列、並列、直列、…と梯子（ラダー）型構造になる
ように電極パターンを形成し、図１０に示す如くパッケ
ージの夫々の対応する端子電極１４へ図１０（ａ）に示
す如くワイヤ１５を用いてボンディング、或は図１０
（ｂ）に示す如くバンプ１６を用いてフリップチップボ
ンディング接続してなるラダー型ＳＡＷフィルタを構成
する。
【０００５】圧電共振子を表すのに一般的に採用されて
いる電気的符号を用いて、図６に示す５素子からなるラ
ダー型ＳＡＷフィルタを表すと、図７（ｂ）に示す５素
子のラダー型回路で表すことができる。直列腕はインピ
ーダンス表示（Ｚｓ，２Ｚｓ）、並列腕はアドミタンス
表示（２Ｙｐ）とし、図６に対応するように、同一の共
振子番号を付している。
いる電気的符号を用いて、図６に示す５素子からなるラ
ダー型ＳＡＷフィルタを表すと、図７（ｂ）に示す５素
子のラダー型回路で表すことができる。直列腕はインピ
ーダンス表示（Ｚｓ，２Ｚｓ）、並列腕はアドミタンス
表示（２Ｙｐ）とし、図６に対応するように、同一の共
振子番号を付している。
【０００６】即ち、図７（ｂ）に示した各ＳＡＷ共振素
子のうち、５，７，９は入力端子１０に対し直列腕に、
６，８は並列腕に接続されている。図７（ｂ）に示すラ
ダー型回路の原回路は、図７（ａ）に示す如く直列腕と
並列腕とが共に１個の共振子からなる基本区間を、互い
にインピーダンスが整合するように４区間を縦続接続し
たものとして表現することができる。
子のうち、５，７，９は入力端子１０に対し直列腕に、
６，８は並列腕に接続されている。図７（ｂ）に示すラ
ダー型回路の原回路は、図７（ａ）に示す如く直列腕と
並列腕とが共に１個の共振子からなる基本区間を、互い
にインピーダンスが整合するように４区間を縦続接続し
たものとして表現することができる。
【０００７】図８に示す如く基本区間のパラメータを、
基本区間の直列腕のＳＡＷ共振子（Ｚｓ）の共振周波数
と並列腕のＳＡＷ共振子（Ｙｐ）の反共振周波数とをほ
ぼ一致させるように設定すると、その一致した周波数を
中心周波数とする帯域通過フィルタＦが形成され、直列
腕のＳＡＷ共振子の反共振周波数及び並列腕の共振周波
数に夫々減衰極（Pole）が形成される。
基本区間の直列腕のＳＡＷ共振子（Ｚｓ）の共振周波数
と並列腕のＳＡＷ共振子（Ｙｐ）の反共振周波数とをほ
ぼ一致させるように設定すると、その一致した周波数を
中心周波数とする帯域通過フィルタＦが形成され、直列
腕のＳＡＷ共振子の反共振周波数及び並列腕の共振周波
数に夫々減衰極（Pole）が形成される。
【０００８】図７（ａ）の基本区間を４個縦続接続した
ラダー型回路において、直列腕のインピーダンスＺｓを
有する共振子を２個直列接続した回路は、インピーダン
ス２Ｚｓの１個の共振子と等価であり、また、アドミタ
ンスＹｐの共振子が２個並列接続した回路は、アドミタ
ンス２Ｙｐの１個の共振子と等価となる。従って、図７
（ａ）の原回路は図７（ｂ）のラダー型回路に等価変換
され、各共振子をＳＡＷ共振子で置換してラダー型ＳＡ
Ｗフィルタが構成されることとなる。このため、直列腕
のＳＡＷ共振子５，７，９は同一の周波数を有するが、
ＳＡＷ共振子７はＳＡＷ共振子５，９の２倍のインピー
ダンスを有することとなる。
ラダー型回路において、直列腕のインピーダンスＺｓを
有する共振子を２個直列接続した回路は、インピーダン
ス２Ｚｓの１個の共振子と等価であり、また、アドミタ
ンスＹｐの共振子が２個並列接続した回路は、アドミタ
ンス２Ｙｐの１個の共振子と等価となる。従って、図７
（ａ）の原回路は図７（ｂ）のラダー型回路に等価変換
され、各共振子をＳＡＷ共振子で置換してラダー型ＳＡ
Ｗフィルタが構成されることとなる。このため、直列腕
のＳＡＷ共振子５，７，９は同一の周波数を有するが、
ＳＡＷ共振子７はＳＡＷ共振子５，９の２倍のインピー
ダンスを有することとなる。
【０００９】ここで、ラダー型ＳＡＷフィルタには、一
般的にＴ型等価回路で構成されるものと図９に示す如く
π型等価回路で構成されるものと２通りがある。尚、前
述したラダー型ＳＡＷフィルタはＳＡＷ共振子をＴ型配
置したＴ型等価回路で構成したフィルタである。図１１
は、Ｔ型（実線）及びπ型（破線）等価回路で構成した
ラダー型ＳＡＷフィルタのフィルタ特性を比較した図で
ある。通過帯域から阻止域へ至る減衰傾度（急峻度）で
はπ型がＴ型より優れている、一方、通過帯域近傍の阻
止域の減衰特性においてはＴ型がπ型より優れており高
減衰な特性を有している。
般的にＴ型等価回路で構成されるものと図９に示す如く
π型等価回路で構成されるものと２通りがある。尚、前
述したラダー型ＳＡＷフィルタはＳＡＷ共振子をＴ型配
置したＴ型等価回路で構成したフィルタである。図１１
は、Ｔ型（実線）及びπ型（破線）等価回路で構成した
ラダー型ＳＡＷフィルタのフィルタ特性を比較した図で
ある。通過帯域から阻止域へ至る減衰傾度（急峻度）で
はπ型がＴ型より優れている、一方、通過帯域近傍の阻
止域の減衰特性においてはＴ型がπ型より優れており高
減衰な特性を有している。
【００１０】上記のような特徴から、送信帯域（Ｔｘ）
が１８５０〜１９１０ＭＨｚ、受信帯域（Ｒｘ）が１９
３０〜１９９０ＭＨｚと送信帯域と受信帯域が極めて近
接している北米のデジタル方式携帯電話システムのＰＣ
Ｓ（Personal CommunicationService）のＲＦ段では、
互いの影響をさけるために通過帯域近傍の３ｄＢから１
０ｄＢにかけての減衰傾度（急峻度）が優れているπ型
回路構成のラダー型ＳＡＷフィルタが従来から一般的に
適用されている。
が１８５０〜１９１０ＭＨｚ、受信帯域（Ｒｘ）が１９
３０〜１９９０ＭＨｚと送信帯域と受信帯域が極めて近
接している北米のデジタル方式携帯電話システムのＰＣ
Ｓ（Personal CommunicationService）のＲＦ段では、
互いの影響をさけるために通過帯域近傍の３ｄＢから１
０ｄＢにかけての減衰傾度（急峻度）が優れているπ型
回路構成のラダー型ＳＡＷフィルタが従来から一般的に
適用されている。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】近年、ＰＣＳの更なる
通話品質の向上に伴い、市場からのＲＦ用フィルタに対
する要求仕様も厳しくなってきており、特に通過帯域近
傍の阻止域の高減衰化の要求が顕著になってきた。斯か
る市場の要求規格を満足するために様々な設計改善を行
って対応してきたが、π型回路構成によるラダー型ＳＡ
Ｗフィルタでは阻止域の減衰特性の改善も限界に達し、
市場からの要求仕様を満足することが難しくなってきた
ため、π型回路構成のラダー型ＳＡＷフィルタでの通過
帯域近傍の阻止域の高減衰化はもはや限界であると判断
した。
通話品質の向上に伴い、市場からのＲＦ用フィルタに対
する要求仕様も厳しくなってきており、特に通過帯域近
傍の阻止域の高減衰化の要求が顕著になってきた。斯か
る市場の要求規格を満足するために様々な設計改善を行
って対応してきたが、π型回路構成によるラダー型ＳＡ
Ｗフィルタでは阻止域の減衰特性の改善も限界に達し、
市場からの要求仕様を満足することが難しくなってきた
ため、π型回路構成のラダー型ＳＡＷフィルタでの通過
帯域近傍の阻止域の高減衰化はもはや限界であると判断
した。
【００１２】Ｔ型回路構成のラダー型ＳＡＷフィルタ
は、π型に比べ通過帯域両肩の３ｄＢから１０ｄＢにか
けての減衰傾度（以下、急峻度と称する）が劣り、送信
帯域と受信帯域とが近接したＰＣＳには適していないと
考えられていたのは前述した通りである。ここで、本願
発明者は、通過帯域近傍の阻止域の減衰特性において市
場の要求規格を満たすことができるＴ型回路構成のラダ
ー型ＳＡＷフィルタにあらためて着目し、一方で急峻度
を如何に改善したらＰＣＳの規格を満足せしめるかとい
う発想の転換を行い研究に着手し、圧電基板にＬｉＴａ
Ｏ３にアルミニウム合金からなる図６に示した電極パタ
ーンを形成し、中心周波数１８８０ＭＨｚのＴ型のラダ
ー型ＳＡＷフィルタを試作した。
は、π型に比べ通過帯域両肩の３ｄＢから１０ｄＢにか
けての減衰傾度（以下、急峻度と称する）が劣り、送信
帯域と受信帯域とが近接したＰＣＳには適していないと
考えられていたのは前述した通りである。ここで、本願
発明者は、通過帯域近傍の阻止域の減衰特性において市
場の要求規格を満たすことができるＴ型回路構成のラダ
ー型ＳＡＷフィルタにあらためて着目し、一方で急峻度
を如何に改善したらＰＣＳの規格を満足せしめるかとい
う発想の転換を行い研究に着手し、圧電基板にＬｉＴａ
Ｏ３にアルミニウム合金からなる図６に示した電極パタ
ーンを形成し、中心周波数１８８０ＭＨｚのＴ型のラダ
ー型ＳＡＷフィルタを試作した。
【００１３】しかしながら、図１２は試作したＴ型回路
のラダー型ＳＡＷフィルタの通過帯域特性を測定した結
果であって、通過帯域高域側の急峻度が劣り、斯かるフ
ィルタでは製造歩留りを極めて悪化させることは明白で
あった。
のラダー型ＳＡＷフィルタの通過帯域特性を測定した結
果であって、通過帯域高域側の急峻度が劣り、斯かるフ
ィルタでは製造歩留りを極めて悪化させることは明白で
あった。
【００１４】本発明は、上記問題を解決するためになさ
れたものであって、ＰＣＳのＲＦ段Ｔｘ用ＳＡＷフィル
タの規格、即ち通過帯域高域側の急峻度及び通過帯域近
傍の阻止域減衰量を十分満たし、製造歩留りも良好なラ
ダー型ＳＡＷフィルタ素子を提供することを目的とす
る。
れたものであって、ＰＣＳのＲＦ段Ｔｘ用ＳＡＷフィル
タの規格、即ち通過帯域高域側の急峻度及び通過帯域近
傍の阻止域減衰量を十分満たし、製造歩留りも良好なラ
ダー型ＳＡＷフィルタ素子を提供することを目的とす
る。
【００１５】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明に係るラダー型弾性表面波フィルタ素子の請求
項１記載の発明は、圧電基板の主表面上に弾性表面波の
伝搬方向に沿ってインターデジタルトランスデューサと
該インターデジタルトランスデューサの両側にグレーテ
ィング反射器を配置した弾性表面波共振素子を用いたラ
ダー型弾性表面波フィルタ素子において、直列腕の最外
側の弾性表面波共振素子のインターデジタルトランスデ
ューサの電極周期λｓと直列腕の最外側を除いた少なく
とも一つの弾性表面波共振素子のインターデジタルトラ
ンスデューサの電極周期λｓ２とを異にしたことを特徴
とするラダー型弾性表面波フィルタ素子である。
に本発明に係るラダー型弾性表面波フィルタ素子の請求
項１記載の発明は、圧電基板の主表面上に弾性表面波の
伝搬方向に沿ってインターデジタルトランスデューサと
該インターデジタルトランスデューサの両側にグレーテ
ィング反射器を配置した弾性表面波共振素子を用いたラ
ダー型弾性表面波フィルタ素子において、直列腕の最外
側の弾性表面波共振素子のインターデジタルトランスデ
ューサの電極周期λｓと直列腕の最外側を除いた少なく
とも一つの弾性表面波共振素子のインターデジタルトラ
ンスデューサの電極周期λｓ２とを異にしたことを特徴
とするラダー型弾性表面波フィルタ素子である。
【００１６】請求項２記載の発明は、前記インターデジ
タルトランスデューサの電極周期λｓとλｓ２との関係
が、１＜λｓ／λｓ２＜１．００５０を満足するもので
あることを特徴とする請求項１記載のラダー型弾性表面
波フィルタ素子である。
タルトランスデューサの電極周期λｓとλｓ２との関係
が、１＜λｓ／λｓ２＜１．００５０を満足するもので
あることを特徴とする請求項１記載のラダー型弾性表面
波フィルタ素子である。
【００１７】
【発明の実施の形態】以下、本発明を図面に図示した実
施の形態例に基づいて詳細に説明する。図１は、本発明
に係るラダー型ＳＡＷフィルタ素子の構成を示す平面図
であって、圧電基板４上に表面波の伝搬方向に沿って、
図５と同様なＳＡＷ共振子５個（１７〜２１）を互いに
音響的な影響を及ぼさない間隔を置いて併置すると共
に、ＳＡＷ共振子１７のバスバーから延出した電極２２
を入力用ボンディングパッドとし、ＳＡＷ共振子２１の
バスバーから延出した電極２３を出力用ボンディングパ
ッドとする。ＳＡＷ共振子１７と１８とのバスバーの接
続部から延出した引き回し電極２４をＳＡＷ共振子１９
のバスバーに接続し、 ＳＡＷ共振子１９と２０とのバ
スバーの接続部から延出した引き回し電極２４をＳＡＷ
共振子２１の他方のバスバーに接続する。更に、ＳＡＷ
共振子１８と２０の他方のバスバーをアース用ボンディ
ングパッド２５に接続する。入出力ボンディングパッド
２２，２３、及びアース用ボンディングパッド２５は、
図１０（ａ）に示す如くワイヤ１５を用いてパッケージ
の夫々対応する端子電極１４へワイヤボンディング、或
は図１０（ｂ）に示す如くバンプ１６を用いてパッケー
ジの夫々対応する端子電極１４へフリップチップボンデ
ィングして接続して、ＳＡＷ共振子が直列、並列、直
列、…とラダー構造に並んだ所謂Ｔ型等価回路構成によ
るラダー型ＳＡＷフィルタができる。
施の形態例に基づいて詳細に説明する。図１は、本発明
に係るラダー型ＳＡＷフィルタ素子の構成を示す平面図
であって、圧電基板４上に表面波の伝搬方向に沿って、
図５と同様なＳＡＷ共振子５個（１７〜２１）を互いに
音響的な影響を及ぼさない間隔を置いて併置すると共
に、ＳＡＷ共振子１７のバスバーから延出した電極２２
を入力用ボンディングパッドとし、ＳＡＷ共振子２１の
バスバーから延出した電極２３を出力用ボンディングパ
ッドとする。ＳＡＷ共振子１７と１８とのバスバーの接
続部から延出した引き回し電極２４をＳＡＷ共振子１９
のバスバーに接続し、 ＳＡＷ共振子１９と２０とのバ
スバーの接続部から延出した引き回し電極２４をＳＡＷ
共振子２１の他方のバスバーに接続する。更に、ＳＡＷ
共振子１８と２０の他方のバスバーをアース用ボンディ
ングパッド２５に接続する。入出力ボンディングパッド
２２，２３、及びアース用ボンディングパッド２５は、
図１０（ａ）に示す如くワイヤ１５を用いてパッケージ
の夫々対応する端子電極１４へワイヤボンディング、或
は図１０（ｂ）に示す如くバンプ１６を用いてパッケー
ジの夫々対応する端子電極１４へフリップチップボンデ
ィングして接続して、ＳＡＷ共振子が直列、並列、直
列、…とラダー構造に並んだ所謂Ｔ型等価回路構成によ
るラダー型ＳＡＷフィルタができる。
【００１８】本願発明者は、特開２０００−３４１０８
６号公報で開示された図９（ｂ）に示す如くπ型回路構
成のラダー型ＳＡＷフィルタの並列腕共振子になされた
技術、即ち、並列腕に配置したＳＡＷ共振子のＩＤＴ電
極周期において、２Ｙｐの電極周期λ２を最外側のＹｐ
の電極周期λ１より大きくするという技術をＴ型回路構
成のラダー型ＳＡＷフィルタに応用できるのではないか
と考えた。
６号公報で開示された図９（ｂ）に示す如くπ型回路構
成のラダー型ＳＡＷフィルタの並列腕共振子になされた
技術、即ち、並列腕に配置したＳＡＷ共振子のＩＤＴ電
極周期において、２Ｙｐの電極周期λ２を最外側のＹｐ
の電極周期λ１より大きくするという技術をＴ型回路構
成のラダー型ＳＡＷフィルタに応用できるのではないか
と考えた。
【００１９】本発明のラダー型ＳＡＷフィルタ素子の特
徴は、図１に示す３個の直列腕に配置したＳＡＷ共振子
１７、１９及び２１のうち、ＳＡＷ共振子１７と２１の
ＩＤＴ電極周期λｓと、ＳＡＷ共振子１９のＩＤＴ電極
周期λｓ２とを僅かに異ならせたラダー型ＳＡＷフィル
タとし、通過帯域高域側の急峻度を改善したことにあ
る。ラダー型ＳＡＷフィルタは、影像パラメータ法を用
いて構成されているため、図１のＴ型回路のラダー型Ｓ
ＡＷフィルタの直列腕のＳＡＷ共振子１７と２１が呈す
るインピーダンスと、ＳＡＷ共振子１９のインピーダン
スとでは、インピーダンスの大きさが２倍異なってい
る。
徴は、図１に示す３個の直列腕に配置したＳＡＷ共振子
１７、１９及び２１のうち、ＳＡＷ共振子１７と２１の
ＩＤＴ電極周期λｓと、ＳＡＷ共振子１９のＩＤＴ電極
周期λｓ２とを僅かに異ならせたラダー型ＳＡＷフィル
タとし、通過帯域高域側の急峻度を改善したことにあ
る。ラダー型ＳＡＷフィルタは、影像パラメータ法を用
いて構成されているため、図１のＴ型回路のラダー型Ｓ
ＡＷフィルタの直列腕のＳＡＷ共振子１７と２１が呈す
るインピーダンスと、ＳＡＷ共振子１９のインピーダン
スとでは、インピーダンスの大きさが２倍異なってい
る。
【００２０】図１２に示したように試作したＴ型回路に
よるラダー型ＳＡＷフィルタの通過帯域特性において、
通過帯域高域側の急峻度が劣っていたのは前述の通りで
ある。ラダー型ＳＡＷフィルタの通過帯域特性の高域側
のフィルタ特性は、直列腕のＳＡＷ共振子の共振周波数
と反共振周波数に依存するのは周知の通りである。そこ
で、直列腕のインピーダンスＺｓを有するＳＡＷ共振子
とインピーダンス２Ｚｓを有するＳＡＷ共振子のインピ
ーダンス特性について調査を行った。
よるラダー型ＳＡＷフィルタの通過帯域特性において、
通過帯域高域側の急峻度が劣っていたのは前述の通りで
ある。ラダー型ＳＡＷフィルタの通過帯域特性の高域側
のフィルタ特性は、直列腕のＳＡＷ共振子の共振周波数
と反共振周波数に依存するのは周知の通りである。そこ
で、直列腕のインピーダンスＺｓを有するＳＡＷ共振子
とインピーダンス２Ｚｓを有するＳＡＷ共振子のインピ
ーダンス特性について調査を行った。
【００２１】一般的に、ＳＡＷ共振子の共振周波数を同
一としインピーダンスの異なるＳＡＷ共振子を得るため
には、ＩＤＴ電極周期λを等しくして、ＩＤＴ電極対数
を多くする方法、ＩＤＴ電極の交叉幅を広くする方法等
が用いられるが、ここではＩＤＴ電極対数を異ならせ
た。図１３は、ＩＤＴ対数：１００対、交叉幅：４０μ
ｍ、波長：２μｍのインピーダンスＺｓを有するＳＡＷ
共振子と、 ＩＤＴ対数：５０対、交叉幅：４０μｍ、
波長：２μｍのインピーダンス２Ｚｓを有するＳＡＷ共
振子とのインピーダンス特性を比較したデータである。
この図１３から、共振周波数は両者とも同等であるが、
反共振周波数については２Ｚｓを有するＳＡＷ共振子の
方が低いことが判明した。
一としインピーダンスの異なるＳＡＷ共振子を得るため
には、ＩＤＴ電極周期λを等しくして、ＩＤＴ電極対数
を多くする方法、ＩＤＴ電極の交叉幅を広くする方法等
が用いられるが、ここではＩＤＴ電極対数を異ならせ
た。図１３は、ＩＤＴ対数：１００対、交叉幅：４０μ
ｍ、波長：２μｍのインピーダンスＺｓを有するＳＡＷ
共振子と、 ＩＤＴ対数：５０対、交叉幅：４０μｍ、
波長：２μｍのインピーダンス２Ｚｓを有するＳＡＷ共
振子とのインピーダンス特性を比較したデータである。
この図１３から、共振周波数は両者とも同等であるが、
反共振周波数については２Ｚｓを有するＳＡＷ共振子の
方が低いことが判明した。
【００２２】従来、直列腕のインピーダンスＺｓを有す
るＳＡＷ共振子とインピーダンス２Ｚｓを有するＳＡＷ
共振子のＩＤＴ電極周期は同一にして設計することが常
識とされてきたが、本発明では双方のＩＤＴ電極周期を
異ならせることによって通過帯域高域側の急峻度が改善
されるかどうか試作、実験を行うことにした。図７
（ａ）に示す如く基本区間を４段縦続接続した回路を原
回路とする図７（ｂ）の５素子によるＴ型回路のラダー
型ＳＡＷフィルタの直列腕に接続したインピーダンスＺ
ｓを有するＳＡＷ共振子５と９のＩＤＴ電極周期λｓ
と、インピーダンス２Ｚｓを有するＳＡＷ共振子７のＩ
ＤＴ電極周期λｓ２との比λｓ／λｓ２を変化させたと
きの通過帯域特性の比較データを図２に示す。破線が従
来のＴ型ラダー型ＳＡＷフィルタ（λｓ／λｓ２＝1.00
00）、実線がλｓ／λｓ２＝1.0021のＴ型ラダー型ＳＡ
Ｗフィルタである。λｓ／λｓ２＝1.0021のＴ型ラダー
型ＳＡＷフィルタの方が、従来型に比べて通過帯域高域
側の急峻度を改善できることを見出した。
るＳＡＷ共振子とインピーダンス２Ｚｓを有するＳＡＷ
共振子のＩＤＴ電極周期は同一にして設計することが常
識とされてきたが、本発明では双方のＩＤＴ電極周期を
異ならせることによって通過帯域高域側の急峻度が改善
されるかどうか試作、実験を行うことにした。図７
（ａ）に示す如く基本区間を４段縦続接続した回路を原
回路とする図７（ｂ）の５素子によるＴ型回路のラダー
型ＳＡＷフィルタの直列腕に接続したインピーダンスＺ
ｓを有するＳＡＷ共振子５と９のＩＤＴ電極周期λｓ
と、インピーダンス２Ｚｓを有するＳＡＷ共振子７のＩ
ＤＴ電極周期λｓ２との比λｓ／λｓ２を変化させたと
きの通過帯域特性の比較データを図２に示す。破線が従
来のＴ型ラダー型ＳＡＷフィルタ（λｓ／λｓ２＝1.00
00）、実線がλｓ／λｓ２＝1.0021のＴ型ラダー型ＳＡ
Ｗフィルタである。λｓ／λｓ２＝1.0021のＴ型ラダー
型ＳＡＷフィルタの方が、従来型に比べて通過帯域高域
側の急峻度を改善できることを見出した。
【００２３】そこで、図２に示すように３ｄＢ及び１０
ｄＢの周波数をＦ１及びＦ２として、急峻度を次式のよ
うに定義した。 急峻度＝｛（Ｆ１＋Ｆ２）／２｝／（Ｆ２−Ｆ１） 図４は、ＩＤＴ電極周期比λｓ／λｓ２を変化させてラ
ダー型ＳＡＷフィルタの急峻度をプロットした図であ
る。同図から明らかなように急峻度は上に凸の曲線を描
き、急峻度が大きいほど、即ちλｓ／λｓ２＝１．００
２５の付近で通過帯域高域側の減衰傾度は一番急峻とな
る。λｓ／λｓ２＝１のときが従来のラダー型ＳＡＷフ
ィルタの急峻度であり、これより急峻となるＩＤＴ電極
周期λｓ／λｓ２の範囲は、１＜λｓ／λｓ２＜１．０
０５０であることが判明した。
ｄＢの周波数をＦ１及びＦ２として、急峻度を次式のよ
うに定義した。 急峻度＝｛（Ｆ１＋Ｆ２）／２｝／（Ｆ２−Ｆ１） 図４は、ＩＤＴ電極周期比λｓ／λｓ２を変化させてラ
ダー型ＳＡＷフィルタの急峻度をプロットした図であ
る。同図から明らかなように急峻度は上に凸の曲線を描
き、急峻度が大きいほど、即ちλｓ／λｓ２＝１．００
２５の付近で通過帯域高域側の減衰傾度は一番急峻とな
る。λｓ／λｓ２＝１のときが従来のラダー型ＳＡＷフ
ィルタの急峻度であり、これより急峻となるＩＤＴ電極
周期λｓ／λｓ２の範囲は、１＜λｓ／λｓ２＜１．０
０５０であることが判明した。
【００２４】以上のように、本発明の特徴は、通過帯域
近傍の阻止域が高減衰なＴ型等価回路構成からなるラダ
ー型ＳＡＷフィルタ素子の直列腕に配置したＳＡＷ共振
子において、インピーダンスＺｓを有するＳＡＷ共振子
のＩＤＴ電極周期λｓとインピーダンス２Ｚｓを有する
ＳＡＷ共振子のＩＤＴ電極周期λｓ２との関係を、１＜
λｓ／λｓ２＜１．００５０とすることによって、従来
のＴ型回路のラダー型ＳＡＷフィルタ素子の問題とされ
た通過帯域高域側の減衰傾度を急峻せしめたことであ
る。
近傍の阻止域が高減衰なＴ型等価回路構成からなるラダ
ー型ＳＡＷフィルタ素子の直列腕に配置したＳＡＷ共振
子において、インピーダンスＺｓを有するＳＡＷ共振子
のＩＤＴ電極周期λｓとインピーダンス２Ｚｓを有する
ＳＡＷ共振子のＩＤＴ電極周期λｓ２との関係を、１＜
λｓ／λｓ２＜１．００５０とすることによって、従来
のＴ型回路のラダー型ＳＡＷフィルタ素子の問題とされ
た通過帯域高域側の減衰傾度を急峻せしめたことであ
る。
【００２５】以上、本発明に係るラダー型ＳＡＷフィル
タを圧電基板にＬｉＴａＯ３を用いて説明したが、圧電
基板としてＬｉＮｂＯ３、ランガサイト（Ｌａ３Ｇａ５
ＳｉＯ１４）、四硼酸リチウム（Ｌｉ２Ｂ４Ｏ７）等を
適用できることは言うまでもない。また、上記例では基
本区間を４区間縦続接続した５素子タイプのラダー型Ｓ
ＡＷフィルタについて説明したが、本発明はこれに限定
されるものではなく、複数素子タイプのラダー型ＳＡＷ
フィルタに適用できるのは言うまでもない。
タを圧電基板にＬｉＴａＯ３を用いて説明したが、圧電
基板としてＬｉＮｂＯ３、ランガサイト（Ｌａ３Ｇａ５
ＳｉＯ１４）、四硼酸リチウム（Ｌｉ２Ｂ４Ｏ７）等を
適用できることは言うまでもない。また、上記例では基
本区間を４区間縦続接続した５素子タイプのラダー型Ｓ
ＡＷフィルタについて説明したが、本発明はこれに限定
されるものではなく、複数素子タイプのラダー型ＳＡＷ
フィルタに適用できるのは言うまでもない。
【００２６】更に、本発明に係るラダー型ＳＡＷフィル
タをＰＣＳのＲＦ段Ｔｘ用を例にして説明したが、これ
に限定されるものではなく送信帯域と受信帯域が近接し
たセルラー方式携帯電話機等のＲＦフィルタに広く適用
できることは言うまでもない。
タをＰＣＳのＲＦ段Ｔｘ用を例にして説明したが、これ
に限定されるものではなく送信帯域と受信帯域が近接し
たセルラー方式携帯電話機等のＲＦフィルタに広く適用
できることは言うまでもない。
【００２７】
【発明の効果】本発明に係るラダー型ＳＡＷフィルタ
は、以上説明した如く構成したので下記の優れた効果を
奏する。請求項１と２の発明は、Ｔ型等価回路構成から
なるラダー型ＳＡＷフィルタ素子の直列腕に配置したＳ
ＡＷ共振子において、インピーダンスＺｓを有するＳＡ
Ｗ共振子のＩＤＴ電極周期λｓとインピーダンス２Ｚｓ
を有するＳＡＷ共振子のＩＤＴ電極周期λｓ２との関係
を、１＜λｓ／λｓ２＜１．００５０としたので、通過
帯域高域側の減衰傾度を急峻にすることができるという
優れた効果を奏する。
は、以上説明した如く構成したので下記の優れた効果を
奏する。請求項１と２の発明は、Ｔ型等価回路構成から
なるラダー型ＳＡＷフィルタ素子の直列腕に配置したＳ
ＡＷ共振子において、インピーダンスＺｓを有するＳＡ
Ｗ共振子のＩＤＴ電極周期λｓとインピーダンス２Ｚｓ
を有するＳＡＷ共振子のＩＤＴ電極周期λｓ２との関係
を、１＜λｓ／λｓ２＜１．００５０としたので、通過
帯域高域側の減衰傾度を急峻にすることができるという
優れた効果を奏する。
【００２８】本発明からなる通過帯域高域側の減衰傾度
が急峻、且つ通過帯域近傍の阻止域が高減衰なラダー型
ＳＡＷフィルタをＰＣＳのＲＦフィルタに適用すれば、
受信周波数帯域の信号による妨害を防ぎ、明瞭度の高い
携帯電話ができるという優れた効果を奏する。
が急峻、且つ通過帯域近傍の阻止域が高減衰なラダー型
ＳＡＷフィルタをＰＣＳのＲＦフィルタに適用すれば、
受信周波数帯域の信号による妨害を防ぎ、明瞭度の高い
携帯電話ができるという優れた効果を奏する。
【００２９】更に、π型回路に比べＴ型回路構成による
ラダー型ＳＡＷフィルタでは、アース用ボンディングパ
ッドが一つ少なくなるので、ボンディングパッドの所要
面積が小さくなり圧電基板の大きさを縮小化できるた
め、今日のデバイスの小型化の要求に対応して小型のラ
ダー型ＳＡＷフィルタを提供できるという優れた効果を
奏する。
ラダー型ＳＡＷフィルタでは、アース用ボンディングパ
ッドが一つ少なくなるので、ボンディングパッドの所要
面積が小さくなり圧電基板の大きさを縮小化できるた
め、今日のデバイスの小型化の要求に対応して小型のラ
ダー型ＳＡＷフィルタを提供できるという優れた効果を
奏する。
【００３０】また、更に通過帯域高域側の減衰傾度を急
峻に改善することができたので、製造歩留りを大幅に改
善できるという優れた効果を奏する。
峻に改善することができたので、製造歩留りを大幅に改
善できるという優れた効果を奏する。
【図１】本発明に係るラダー型ＳＡＷフィルタ素子の平
面図である。
面図である。
【図２】本発明に係るラダー型ＳＡＷフィルタのフィル
タ特性である。
タ特性である。
【図３】通過帯域高域側の急峻度を定義するための図で
ある。
ある。
【図４】ＩＤＴ電極周期比と急峻度の関係を示す図であ
る。
る。
【図５】ＳＡＷ共振子の構成を示す平面図である。
【図６】従来のラダー型ＳＡＷフィルタの平面図であ
る。
る。
【図７】（ａ）及び（ｂ）はＴ型等価回路構成を示す回
路図である。
路図である。
【図８】基本区間のリアクタンス曲線と構成されるフィ
ルタのフィルタ特性を示す図である。
ルタのフィルタ特性を示す図である。
【図９】（ａ）及び（ｂ）はπ型等価回路構成を示す回
路図である。
路図である。
【図１０】ラダー型ＳＡＷフィルタ素子をパッケージへ
実装した断面図であって、（ａ）はワイヤボンディング
構造、（ｂ）はフリップチップボンディング構造を示す
断面図である。
実装した断面図であって、（ａ）はワイヤボンディング
構造、（ｂ）はフリップチップボンディング構造を示す
断面図である。
【図１１】 Ｔ型及びπ型等価回路構成によるラダー型
ＳＡＷフィルタのフィルタ特性を比較した図である。
ＳＡＷフィルタのフィルタ特性を比較した図である。
【図１２】従来のＴ型回路構成のラダー型ＳＡＷフィル
タの通過帯域特性である。
タの通過帯域特性である。
【図１３】ＳＡＷ共振子のインピーダンス特性である。
１ 圧電基板
２ ＩＤＴ
３ 反射器
４ 圧電基板
５，６，７，８，９ ＳＡＷ共振子
１０、１１ ボンディングパッド
１２ 引出し電極
１３ ボンディングパッド
１４ 端子電極
１５ ワイヤ
１６ バンプ
１７、 １８、１９、２０、２１ ＳＡＷ共振子
２２、２３ ボンディングパッド
２４ 引出し電極
２５ ボンディングパッド
Claims (2)
- 【請求項１】 圧電基板の主表面上に弾性表面波の伝搬
方向に沿ってインターデジタルトランスデューサと該イ
ンターデジタルトランスデューサの両側にグレーティン
グ反射器を配置した弾性表面波共振素子を用いたラダー
型弾性表面波フィルタ素子において、直列腕の最外側の
弾性表面波共振素子のインターデジタルトランスデュー
サの電極周期λｓと直列腕の最外側を除いた少なくとも
一つの弾性表面波共振素子のインターデジタルトランス
デューサの電極周期λｓ２とを異にしたことを特徴とす
るラダー型弾性表面波フィルタ素子。 - 【請求項２】 前記インターデジタルトランスデューサ
の電極周期λｓとλｓ２との関係が、 １＜λｓ／λｓ２＜１．００５０ を満足するものであることを特徴とする請求項１記載の
ラダー型弾性表面波フィルタ素子。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001281090A JP2003087082A (ja) | 2001-09-17 | 2001-09-17 | ラダー型弾性表面波フィルタ素子 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001281090A JP2003087082A (ja) | 2001-09-17 | 2001-09-17 | ラダー型弾性表面波フィルタ素子 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003087082A true JP2003087082A (ja) | 2003-03-20 |
Family
ID=19104982
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001281090A Pending JP2003087082A (ja) | 2001-09-17 | 2001-09-17 | ラダー型弾性表面波フィルタ素子 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2003087082A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013077880A (ja) * | 2011-09-29 | 2013-04-25 | Murata Mfg Co Ltd | ラダー型フィルタ |
-
2001
- 2001-09-17 JP JP2001281090A patent/JP2003087082A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013077880A (ja) * | 2011-09-29 | 2013-04-25 | Murata Mfg Co Ltd | ラダー型フィルタ |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424 Effective date: 20070402 |