JPS63153904A - 電力増幅器 - Google Patents
電力増幅器Info
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- JPS63153904A JPS63153904A JP62158419A JP15841987A JPS63153904A JP S63153904 A JPS63153904 A JP S63153904A JP 62158419 A JP62158419 A JP 62158419A JP 15841987 A JP15841987 A JP 15841987A JP S63153904 A JPS63153904 A JP S63153904A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/60—Amplifiers in which coupling networks have distributed constants, e.g. with waveguide resonators
- H03F3/602—Combinations of several amplifiers
- H03F3/604—Combinations of several amplifiers using FET's
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
- H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/211—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only using a combination of several amplifiers
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Microwave Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は高周波帯の非線形増幅に適する電力増幅器に
関する。
関する。
従来のこの種の電力増幅器としてＦ級増幅器が知られて
いる（例えばＴａｙｌｅｒ、Ｖ、Ｊ、 ” Ａ Ｎｅｗ
Ｈｉｇｈ１！ｆｆｉｃｉｓｍｙ Ｈｉｇｈ Ｐｏ
ｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ ’ ＭａｒｃｏｎｉＲ
ｅｖｉｅｗ、 ｖｏｌ、２１＋ ＰｋＬ１３０． ｐｐ
、９６〜１０９＋ ３ｒｄ Ｑｕａｔｅｒ１９５８）。
いる（例えばＴａｙｌｅｒ、Ｖ、Ｊ、 ” Ａ Ｎｅｗ
Ｈｉｇｈ１！ｆｆｉｃｉｓｍｙ Ｈｉｇｈ Ｐｏ
ｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ ’ ＭａｒｃｏｎｉＲ
ｅｖｉｅｗ、 ｖｏｌ、２１＋ ＰｋＬ１３０． ｐｐ
、９６〜１０９＋ ３ｒｄ Ｑｕａｔｅｒ１９５８）。
Ｆ級増幅器は第１図に示すように入力端子１１からの入
力信号は増幅素子としてのＦＥＴ １２のゲートに供給
され、ＦＥＴ１２のソースは接地され、ドレインは高周
波を阻止するチョークコイル１３を通じて電源端子１４
に接続される。ＦＥＴ １２のドレインは、入力信号の
第２高調波成分を通過させる濾波器１５を通じて接地さ
れると共に、入力信号の基本波成分を通過させる濾波器
１６、更にインピーダンス整合回路１７を通じて出力端
子１８に接続される。
力信号は増幅素子としてのＦＥＴ １２のゲートに供給
され、ＦＥＴ１２のソースは接地され、ドレインは高周
波を阻止するチョークコイル１３を通じて電源端子１４
に接続される。ＦＥＴ １２のドレインは、入力信号の
第２高調波成分を通過させる濾波器１５を通じて接地さ
れると共に、入力信号の基本波成分を通過させる濾波器
１６、更にインピーダンス整合回路１７を通じて出力端
子１８に接続される。
ＦＥＴ１２はＢ級又はＡＢ級のバイアスが与えられ、入
力端子１１より入力された入力信号はＦＥＴ１２におい
て高調波が発生される。その第２次高調波底分に対して
は濾波器１５が短絡負荷として作用し、第３次高調波（
奇数次高調波）成分に対しては開放負荷として動作する
。この結果、第２図Ａに点線で示すように入力信号の基
本波成分と第２次高調波底分とが重畳した電流Ｌ（ｔ）
が流れ、実線で示すように入力信号の基本波成分と第２
高調波成分とが重畳した電力ｖ（ｔ）が電流１（ｔ）に
対し１８０度位相を異にして流れ、増幅動作がスイッチ
ング動作に近く、第２図Ａ’？ｌ！電流１（ｔ）の波形
と電圧ｖ（ｔ）の波形とが重なる部分がＦＩｉＴ１２内
での損失となり、この損失が少なく、高効率が達成され
る。しかも電流１（ｔ）の波形は正弦波の半波に近く、
電圧ｖ（ｔ）の波形が方形波に近く、これらが互に重な
らない程高い効率が得られることが知られている。
力端子１１より入力された入力信号はＦＥＴ１２におい
て高調波が発生される。その第２次高調波底分に対して
は濾波器１５が短絡負荷として作用し、第３次高調波（
奇数次高調波）成分に対しては開放負荷として動作する
。この結果、第２図Ａに点線で示すように入力信号の基
本波成分と第２次高調波底分とが重畳した電流Ｌ（ｔ）
が流れ、実線で示すように入力信号の基本波成分と第２
高調波成分とが重畳した電力ｖ（ｔ）が電流１（ｔ）に
対し１８０度位相を異にして流れ、増幅動作がスイッチ
ング動作に近く、第２図Ａ’？ｌ！電流１（ｔ）の波形
と電圧ｖ（ｔ）の波形とが重なる部分がＦＩｉＴ１２内
での損失となり、この損失が少なく、高効率が達成され
る。しかも電流１（ｔ）の波形は正弦波の半波に近く、
電圧ｖ（ｔ）の波形が方形波に近く、これらが互に重な
らない程高い効率が得られることが知られている。
（発明が解決しようとする問題点）
しかしこのＦ級増幅器は第２次高調波底分については短
絡負荷となっているため、ＦＥＴ １２の利得が大きい
程ＦＥＴ内の擾乱などで第２次高調波底分がそのゲート
に発生すると大きな電流が流れる。
絡負荷となっているため、ＦＥＴ １２の利得が大きい
程ＦＥＴ内の擾乱などで第２次高調波底分がそのゲート
に発生すると大きな電流が流れる。
実際には濾波器１５は有限な帯域をもつため、第２次高
調波底分のみならずこれに近い周波数の擾乱（雑音）に
より大電流が流れるため、安定性がよくない欠点があっ
た。
調波底分のみならずこれに近い周波数の擾乱（雑音）に
より大電流が流れるため、安定性がよくない欠点があっ
た。
Ｆ級増幅器をマイクロ波帯のような高い周波数帯で用い
る場合は第３図に示すように濾波器１５゜１６はそれぞ
れストリップ線路で構成され、これらの長さ２１はそれ
ぞれ入力信号の基本波の波長の４分の１とされ、濾波器
１５は直流遮断用コンデンサ２１を通じて接地され、濾
波器１６は直２ｉｔｉ！断用コンデンサ２２を通じて出
力端子１８に接続される。このためストリップ線路の濾
波器１５はＦＥＴ１２のドレイン端子で基本波について
開放、２次高調波について短絡負荷となる。このような
ストリップ線路により構成した濾波器を用いても、特に
周波数が高くなるとストリップ線路の長さが短か（なる
ため、実用的には１Ｇｌｌｚ程度より高い周波数のもの
を作ることは困難であった。また濾波器１５の一端は接
地するため、ストリップ線の接地層にスルーホールを通
して行うため、製造技術が複雑であり、この点からも特
に高い高周波帯には適さないという欠点があった。
る場合は第３図に示すように濾波器１５゜１６はそれぞ
れストリップ線路で構成され、これらの長さ２１はそれ
ぞれ入力信号の基本波の波長の４分の１とされ、濾波器
１５は直流遮断用コンデンサ２１を通じて接地され、濾
波器１６は直２ｉｔｉ！断用コンデンサ２２を通じて出
力端子１８に接続される。このためストリップ線路の濾
波器１５はＦＥＴ１２のドレイン端子で基本波について
開放、２次高調波について短絡負荷となる。このような
ストリップ線路により構成した濾波器を用いても、特に
周波数が高くなるとストリップ線路の長さが短か（なる
ため、実用的には１Ｇｌｌｚ程度より高い周波数のもの
を作ることは困難であった。また濾波器１５の一端は接
地するため、ストリップ線の接地層にスルーホールを通
して行うため、製造技術が複雑であり、この点からも特
に高い高周波帯には適さないという欠点があった。
この発明の目的は高い効率が得られ、しかも安定性のよ
い電力増幅器を提供することにある。
い電力増幅器を提供することにある。
この発明の他の目的は高い効率が得られ、しかも安定性
がよく、特に高い周波数帯でも比較的容易に構成するこ
とができる電力増幅器を提供することにある。
がよく、特に高い周波数帯でも比較的容易に構成するこ
とができる電力増幅器を提供することにある。
この発明によれば入力信号は分配器で２分され、その分
配器の各出力はそれぞれその高調波を発生する第１．第
２増幅手段へ人力される。これら第１、第２増幅手段の
出力側間に濾波手段が接続される。その濾波手段は入力
信号の基本波成分を阻止し、高調波成分を通過させるも
のである。上記第１．第２増幅手段の出力側にそれぞれ
入力信号の基本波成分を通過させる第１．第２選択回路
が接続され、第１．第２選択回路の出力は合成器により
等振幅同位相合成される。更に、位相反転手段により上
記第１．第２増幅手段の出力側において、上記入力信号
の偶数次高ｖｉ４ｍ成分について、その第１．第２増幅
手段の何れの一方の出力も、その他方の出力の上記濾波
手段を通過したものと互に逆位相とされる。
配器の各出力はそれぞれその高調波を発生する第１．第
２増幅手段へ人力される。これら第１、第２増幅手段の
出力側間に濾波手段が接続される。その濾波手段は入力
信号の基本波成分を阻止し、高調波成分を通過させるも
のである。上記第１．第２増幅手段の出力側にそれぞれ
入力信号の基本波成分を通過させる第１．第２選択回路
が接続され、第１．第２選択回路の出力は合成器により
等振幅同位相合成される。更に、位相反転手段により上
記第１．第２増幅手段の出力側において、上記入力信号
の偶数次高ｖｉ４ｍ成分について、その第１．第２増幅
手段の何れの一方の出力も、その他方の出力の上記濾波
手段を通過したものと互に逆位相とされる。
上記第１．第２増幅手段の出力側において、入力信号の
偶数次高調波成分についてその濾波手段に入力する電圧
と、その濾波手段から出力する電圧とが逆位相となり、
つまり第１．第２増幅手段の各出力側から負荷側を見た
時、偶数次高調波成分は短絡負荷状態となり、この点で
前記Ｆ級増幅器と同様の動作をする。また上記第１．第
２増幅手段の出力側において、入力信号の奇数次高調波
成分についてその濾波手段に入力する電圧と、その濾波
手段から出力する電圧とが等振幅で同位相となり、第１
．第２増幅手段の各出力側から負荷側を見た時、奇数次
高調波成分は開放負荷状態となる。
偶数次高調波成分についてその濾波手段に入力する電圧
と、その濾波手段から出力する電圧とが逆位相となり、
つまり第１．第２増幅手段の各出力側から負荷側を見た
時、偶数次高調波成分は短絡負荷状態となり、この点で
前記Ｆ級増幅器と同様の動作をする。また上記第１．第
２増幅手段の出力側において、入力信号の奇数次高調波
成分についてその濾波手段に入力する電圧と、その濾波
手段から出力する電圧とが等振幅で同位相となり、第１
．第２増幅手段の各出力側から負荷側を見た時、奇数次
高調波成分は開放負荷状態となる。
第４図を参照してこの発明の具体的実施例を説明する。
入力端子１１０入力信号は分配器３１で等分配される０
分配器３１としては９０”ハイブリッド、同相ハイブリ
ッド、逆相ハイブリッドなどを用いることができる０分
配器３１の再出力端子は第１．第２増幅手段３２．３３
の入力側にそれぞれ接続される。第１．第２増幅手段３
２．３３は例えば増幅素子としてＦＥＴ３４．３５が用
いられ、ＦＥＴ３４．３５の各ゲートは分配器３１の再
出力端子に接続され、ソースはそれぞれ高周波的に接地
され、ドレインは直流電源端子３８．３９にそれぞれ接
続される。この第１．第２増幅手段３２．３３で高調波
成分を多く発生するようにＦｌ！Ｔ３４，３５はそれぞ
れ８級バイアスが各ゲートに印加されている。もちろん
場合によっては０級やＡＢ級にバイアスすることもある
。第１．第２増幅手段３２．３３の出力側、つまりこの
例ではＦＥＴ３４．３５の各ドレインは濾波手段４１で
互に接続される。濾波手段４１としてはこの例ではＦＥ
Ｔ３４．３５の各ドレインに、入力信号の基本波成分′
ｆ０を阻止し、その第２高調波成分２ｔ。
分配器３１としては９０”ハイブリッド、同相ハイブリ
ッド、逆相ハイブリッドなどを用いることができる０分
配器３１の再出力端子は第１．第２増幅手段３２．３３
の入力側にそれぞれ接続される。第１．第２増幅手段３
２．３３は例えば増幅素子としてＦＥＴ３４．３５が用
いられ、ＦＥＴ３４．３５の各ゲートは分配器３１の再
出力端子に接続され、ソースはそれぞれ高周波的に接地
され、ドレインは直流電源端子３８．３９にそれぞれ接
続される。この第１．第２増幅手段３２．３３で高調波
成分を多く発生するようにＦｌ！Ｔ３４，３５はそれぞ
れ８級バイアスが各ゲートに印加されている。もちろん
場合によっては０級やＡＢ級にバイアスすることもある
。第１．第２増幅手段３２．３３の出力側、つまりこの
例ではＦＥＴ３４．３５の各ドレインは濾波手段４１で
互に接続される。濾波手段４１としてはこの例ではＦＥ
Ｔ３４．３５の各ドレインに、入力信号の基本波成分′
ｆ０を阻止し、その第２高調波成分２ｔ。
を通過させる帯域通過濾波器４２．４３が接続され、そ
の出力側は位相調整手段４４を通して互に接続される０
位相調整手段４４としては例えば可変遅延線や可変移相
器などが用いられる。
の出力側は位相調整手段４４を通して互に接続される０
位相調整手段４４としては例えば可変遅延線や可変移相
器などが用いられる。
ＦＥＴ３４．３５の各ドレインは、入力信号の基本波成
分子０を通過させる第１．第２選択回路として、それぞ
れ基本波成分子ｏを通過させる帯域通過濾波器４５．４
６が接続され、帯域通過濾波器４５．４６の出力側は同
位相合成器４７の二つの入力端子に接続され、合成器４
７の出力端子は信号出力端子１Ｂに接続される０合成器
４７は二つの入力を同位相で合成するものであればよく
、９０”ハイブリッド、同相ハイブリッド、逆相ハイブ
リッドなどが用いられ、分配器３１として使用するもの
と対応したものを使用すればよい。
分子０を通過させる第１．第２選択回路として、それぞ
れ基本波成分子ｏを通過させる帯域通過濾波器４５．４
６が接続され、帯域通過濾波器４５．４６の出力側は同
位相合成器４７の二つの入力端子に接続され、合成器４
７の出力端子は信号出力端子１Ｂに接続される０合成器
４７は二つの入力を同位相で合成するものであればよく
、９０”ハイブリッド、同相ハイブリッド、逆相ハイブ
リッドなどが用いられ、分配器３１として使用するもの
と対応したものを使用すればよい。
帯域通過濾波器４２．４５とＦＥＴ３４のドレイン側と
はインピーダンス整合され、帯域通過濾波器４３．４６
とＦＥＴ３５のドレイン側とはインピーダンス整合され
ている。ＦＥＴ３４のドレインから濾波手段４１を通り
、ＦＥＴ３５のドレイン側に第２高調波成分２Ｌｅの電
流１．が流れ、逆にＦＥＴ３５のドレインから濾波手段
４１を通り、ＦＥＴ３４のドレイン側に第２高調被成分
２ｆ０の電流ｌ寞が流れる。この時ＦＥＴ３４のドレイ
ンにおいて帯域通過濾波器４２に入る第２高調波成分２
ｆ・の電圧と帯域通過濾波器４２から出る第２高調波成
分２ｒｅの電圧とが等振幅で互に逆位相とされ、また同
様にＦＥＴ３５のドレインにおいて帯域通過濾波器４３
に対し入出力する第２高調波成分２ｆ、の電圧は等振幅
で逆位相とされる。このような条件になるように位相反
転手段が設けられると共に位相調整手段４４が調整され
、またＦＥＴ３４．３５は同一特性のものが用いられる
。つまり前記位相反転手段としては、例えば分配器３１
として９０゜ハイブリッドが使用されることにより分配
器３１に位相反転手段が兼られる。９０°ハイ・ブリッ
ドでは分配された基本波は互に９０°位相が異なり、Ｐ
Ｉ！Ｔ３４．３５で発生する第２高調波は互に１８０゜
位相が異なり前記ＦＩＴのドレインでの第２高調波の打
消し作用がなされる。また位相反転手段を濾波手段４１
に兼させることもできる。この場合は濾波手段４１を第
２高調波成分が通過することにより位相が１８０°シフ
トするようにされる。
はインピーダンス整合され、帯域通過濾波器４３．４６
とＦＥＴ３５のドレイン側とはインピーダンス整合され
ている。ＦＥＴ３４のドレインから濾波手段４１を通り
、ＦＥＴ３５のドレイン側に第２高調波成分２Ｌｅの電
流１．が流れ、逆にＦＥＴ３５のドレインから濾波手段
４１を通り、ＦＥＴ３４のドレイン側に第２高調被成分
２ｆ０の電流ｌ寞が流れる。この時ＦＥＴ３４のドレイ
ンにおいて帯域通過濾波器４２に入る第２高調波成分２
ｆ・の電圧と帯域通過濾波器４２から出る第２高調波成
分２ｒｅの電圧とが等振幅で互に逆位相とされ、また同
様にＦＥＴ３５のドレインにおいて帯域通過濾波器４３
に対し入出力する第２高調波成分２ｆ、の電圧は等振幅
で逆位相とされる。このような条件になるように位相反
転手段が設けられると共に位相調整手段４４が調整され
、またＦＥＴ３４．３５は同一特性のものが用いられる
。つまり前記位相反転手段としては、例えば分配器３１
として９０゜ハイブリッドが使用されることにより分配
器３１に位相反転手段が兼られる。９０°ハイ・ブリッ
ドでは分配された基本波は互に９０°位相が異なり、Ｐ
Ｉ！Ｔ３４．３５で発生する第２高調波は互に１８０゜
位相が異なり前記ＦＩＴのドレインでの第２高調波の打
消し作用がなされる。また位相反転手段を濾波手段４１
に兼させることもできる。この場合は濾波手段４１を第
２高調波成分が通過することにより位相が１８０°シフ
トするようにされる。
このような構成となっているため、入力端子１１より入
力された入力信号は分配器３１で分配され、各分配され
た出力は第１．第２増幅手段３２．３３に印加され、こ
こで高調波成分が発生される。ＦＥＴ３４．３５のドレ
インにおいてその第２高調波成分２Ｌｅは濾波手段４１
を互に通過し、これらは同一振幅逆位相であるため短絡
負荷状態になる。ＦＥＴ３４．３５の各ドレインに発生
している第３高調波成分３ｆ、は帯域通過濾波器４２゜
４３．４５．４６でそれぞれ阻止され、開放負荷状態に
あり、−万入力信号の基本波成分子、のみは帯域通過濾
波器４２．４３で阻止され、帯域通過濾波器４５．４６
を通過し、合成器４７で同位相合成されて出力端子１８
に取出される。
力された入力信号は分配器３１で分配され、各分配され
た出力は第１．第２増幅手段３２．３３に印加され、こ
こで高調波成分が発生される。ＦＥＴ３４．３５のドレ
インにおいてその第２高調波成分２Ｌｅは濾波手段４１
を互に通過し、これらは同一振幅逆位相であるため短絡
負荷状態になる。ＦＥＴ３４．３５の各ドレインに発生
している第３高調波成分３ｆ、は帯域通過濾波器４２゜
４３．４５．４６でそれぞれ阻止され、開放負荷状態に
あり、−万入力信号の基本波成分子、のみは帯域通過濾
波器４２．４３で阻止され、帯域通過濾波器４５．４６
を通過し、合成器４７で同位相合成されて出力端子１８
に取出される。
つまり第４図に示すこの電力増幅器は従来のＦ級増幅器
と同様な動作をすることになり、ＦＥＴ ３４゜３５の
ドレインにおいては第２図Ａに示したと同様に基本波成
分子、と第２高調波成分２ｆ・とを重畳した電流１（ｔ
）が点線のように、つまり正弦波の半波のように流れ、
これと逆位相で、基本波成分子０と第３高調波成分３ｆ
ｏとを重畳した電圧ｖ（ｔ）が実線のように、つまり方
形波のように発生する。
と同様な動作をすることになり、ＦＥＴ ３４゜３５の
ドレインにおいては第２図Ａに示したと同様に基本波成
分子、と第２高調波成分２ｆ・とを重畳した電流１（ｔ
）が点線のように、つまり正弦波の半波のように流れ、
これと逆位相で、基本波成分子０と第３高調波成分３ｆ
ｏとを重畳した電圧ｖ（ｔ）が実線のように、つまり方
形波のように発生する。
Ｆ［！Ｔ３４．３５は入力信号によりスイッチング動作
されて入力信号が増幅されることにより効率の高い電力
増幅が行われる。出力端子１８に得られる増幅出力電圧
は第２図Ｂに示すように基本波成分子、のみが得られる
。
されて入力信号が増幅されることにより効率の高い電力
増幅が行われる。出力端子１８に得られる増幅出力電圧
は第２図Ｂに示すように基本波成分子、のみが得られる
。
濾波手段４１としては各高調波成分に対して有効に作用
させるようにすることもできる。すなわち第５図に第４
図と対応する部分に同一符号を付けて示すように第２高
調波成分２ｒａに対し、帯域通過濾波器４２，４３、位
相調整手段４４を設ける他にＦＥＴ３４，３５の各ドレ
イン間に、入力信号の第３高調波成分３ｒｏを通過させ
る帯域通過濾波器４８−位相調整手段４９−第３高調波
成分３１ｍを通過させる帯域通過濾波器５０が接続され
る。
させるようにすることもできる。すなわち第５図に第４
図と対応する部分に同一符号を付けて示すように第２高
調波成分２ｒａに対し、帯域通過濾波器４２，４３、位
相調整手段４４を設ける他にＦＥＴ３４，３５の各ドレ
イン間に、入力信号の第３高調波成分３ｒｏを通過させ
る帯域通過濾波器４８−位相調整手段４９−第３高調波
成分３１ｍを通過させる帯域通過濾波器５０が接続され
る。
この時、ＦＥＴ３４．３５の各ドレインにおいて、帯域
通過濾波器４８．５０に入出力する各第３高調波成分３
ｆｅの電圧が等振幅同位相となるように位相調整手段４
９が調整される。
通過濾波器４８．５０に入出力する各第３高調波成分３
ｆｅの電圧が等振幅同位相となるように位相調整手段４
９が調整される。
更にＦｉｌＴ３４，３５の各ドレイン間に、入力信号の
第４高調波成分４ｆｌを通過させる帯域通過濾波器５１
−位相調整手段５２−第４高調波成分４【・を通過させ
る帯域通過濾波器５３が接続される。この時、ＰＩＩ？
３４．３５の各ドレインにおいて帯域通過濾波器５１．
５３に入出力する第４高調波成分４ｒ・の電圧が等振幅
逆位相となるように位相調整手段５２が調整される。
第４高調波成分４ｆｌを通過させる帯域通過濾波器５１
−位相調整手段５２−第４高調波成分４【・を通過させ
る帯域通過濾波器５３が接続される。この時、ＰＩＩ？
３４．３５の各ドレインにおいて帯域通過濾波器５１．
５３に入出力する第４高調波成分４ｒ・の電圧が等振幅
逆位相となるように位相調整手段５２が調整される。
要するに濾波手段４１においては、入力信号の基本波成
分子、は阻止し、高調波成分を通過させ、その偶数次高
調波成分２Ｌ、４ｆｅ・・・は短絡負荷状態になり、奇
数次高調波成分３ｆｅ、５ｆａ・・・は開放負荷状態に
なるようにされる。
分子、は阻止し、高調波成分を通過させ、その偶数次高
調波成分２Ｌ、４ｆｅ・・・は短絡負荷状態になり、奇
数次高調波成分３ｆｅ、５ｆａ・・・は開放負荷状態に
なるようにされる。
上述においては濾波手段４１として帯域通過濾波器を用
いて構成したが、その他の濾波器を用いることもできる
０例えば第６図に示すようにＦＥＴ３４．３５の各ドレ
イン間に濾波器５４−位相調整手段５５−濾波器５６を
接続し、濾波器５４゜５６としては基本波成分子、を阻
止する帯域阻止濾波器、あるいは遮断周波数がｆ＠と２
ｒｏとの間にある高域通過濾波器を用いてもよい、同様
に合成器４７側に基本波成分子、を取出す選択回路とし
ても帯域通過濾波器４５．４６を用いる場合に限らず、
例えば第６図に示すように選択回路り７．５８として第
２高調波成分２ｒｏを阻止する帯域阻止濾波器、又は遮
断周波数がｆ、と２ｔ、との間にある低域通過濾波器を
用いてもよい、何れの場合にも基本波成分子、でＦ［！
Ｔ３４．３５の出力側と合成器４７とを整合させるため
の整合回路６１．６２を選択回路５７．５８と合成器４
７との間にそれぞれ挿入することもできる。
いて構成したが、その他の濾波器を用いることもできる
０例えば第６図に示すようにＦＥＴ３４．３５の各ドレ
イン間に濾波器５４−位相調整手段５５−濾波器５６を
接続し、濾波器５４゜５６としては基本波成分子、を阻
止する帯域阻止濾波器、あるいは遮断周波数がｆ＠と２
ｒｏとの間にある高域通過濾波器を用いてもよい、同様
に合成器４７側に基本波成分子、を取出す選択回路とし
ても帯域通過濾波器４５．４６を用いる場合に限らず、
例えば第６図に示すように選択回路り７．５８として第
２高調波成分２ｒｏを阻止する帯域阻止濾波器、又は遮
断周波数がｆ、と２ｔ、との間にある低域通過濾波器を
用いてもよい、何れの場合にも基本波成分子、でＦ［！
Ｔ３４．３５の出力側と合成器４７とを整合させるため
の整合回路６１．６２を選択回路５７．５８と合成器４
７との間にそれぞれ挿入することもできる。
濾波器５４．５６は高調波濾波器として比較的簡単に構
成することができる０例えば帯域通過濾波器として構成
する場合は、第７図Ａに示すように分布結合ストリップ
線路９１．９２．９３をその一部を対向させ、順次ずら
して形成し、その分布結合ストリップ線路９２の長さを
λｇ／２に（λｇは線路上の使用波長）に選定すれば線
路９１からの入力に対し線路９３から周波数ｖｇ／λｇ
（Ｖｇは信号伝搬速度）の成分が得られる。その等価回
路を第７図Ｂに示す。
成することができる０例えば帯域通過濾波器として構成
する場合は、第７図Ａに示すように分布結合ストリップ
線路９１．９２．９３をその一部を対向させ、順次ずら
して形成し、その分布結合ストリップ線路９２の長さを
λｇ／２に（λｇは線路上の使用波長）に選定すれば線
路９１からの入力に対し線路９３から周波数ｖｇ／λｇ
（Ｖｇは信号伝搬速度）の成分が得られる。その等価回
路を第７図Ｂに示す。
濾波器５４．５６を帯域阻止濾波器として構成する場合
は第８図Ａに示すようにストリップ線路９４の途中にス
トリップ線路のインダクタ９５と、チップキャパシタ９
６とを並列に挿入すればよく、この時インダクタ９５の
インダクタンスをＬ１キャパシタ９６のキャパシタンス
をＣとすると阻止周波数はほぼ□となる。この等価回路
を第ｆ’Ｙ ８図に示す。
は第８図Ａに示すようにストリップ線路９４の途中にス
トリップ線路のインダクタ９５と、チップキャパシタ９
６とを並列に挿入すればよく、この時インダクタ９５の
インダクタンスをＬ１キャパシタ９６のキャパシタンス
をＣとすると阻止周波数はほぼ□となる。この等価回路
を第ｆ’Ｙ ８図に示す。
濾波器５４．５６を高域通過濾波器として構成する場合
は第９図Ａに示すように入力側及び出力側ストリップ線
路の間にチップキャパシタ１０２を直列に挿入し、その
接続点にストリップ線路のインダクタ１（１２）の一端
を接続し、その他端をスルーホール１０４を通じて接地
導体層（図示せず）に接続する。この等価回路を第１０
図Ｂに示す。
は第９図Ａに示すように入力側及び出力側ストリップ線
路の間にチップキャパシタ１０２を直列に挿入し、その
接続点にストリップ線路のインダクタ１（１２）の一端
を接続し、その他端をスルーホール１０４を通じて接地
導体層（図示せず）に接続する。この等価回路を第１０
図Ｂに示す。
濾波器５７．５８を低域通過濾波器として構成する場合
は第１０図Ａに示すように、入力側及び出力側ストリッ
プ線路の間にストリップ線路のインダクタ９７，９８．
９９をＴ字状に接続し、そのＴ字状ｔｌＶｔの下端にス
トリップ線路のキャパシタ１０１を接続すればよく、そ
の等価回路は第１Ｏ図Ｂのようになる。
は第１０図Ａに示すように、入力側及び出力側ストリッ
プ線路の間にストリップ線路のインダクタ９７，９８．
９９をＴ字状に接続し、そのＴ字状ｔｌＶｔの下端にス
トリップ線路のキャパシタ１０１を接続すればよく、そ
の等価回路は第１Ｏ図Ｂのようになる。
第２高調波成分２ｆｏを通過させる帯域通過濾波器とし
ては例えば誘電体共振器を使用することができる０例え
ば第１１図に示すように、Ｆ［！Ｔ ３４のドレインは
位相調整手段４４を介して２ｔｏに共振する誘電体共振
器６３と結合され、ＦＥＴ３５のドレインは誘電体共振
器６３と直接結合される。
ては例えば誘電体共振器を使用することができる０例え
ば第１１図に示すように、Ｆ［！Ｔ ３４のドレインは
位相調整手段４４を介して２ｔｏに共振する誘電体共振
器６３と結合され、ＦＥＴ３５のドレインは誘電体共振
器６３と直接結合される。
誘電体共振器６３は現在でも１〜４０ＧＨｚで実用化さ
れているものがあり、従ってこの発明の電力増幅器とし
て高い周波数帯で動作するものを容易に作ることが可能
である。またこのように帯域通過濾波器として第２高調
波成分２ｒｏに共振する共振器を用いる場合は、高いＱ
の濾波器が構成でき、第２高調波成分２ｒｓの通過損失
が小さくなり、第２高調波成分２ｒ、に対する短絡負荷
効果が高まる。
れているものがあり、従ってこの発明の電力増幅器とし
て高い周波数帯で動作するものを容易に作ることが可能
である。またこのように帯域通過濾波器として第２高調
波成分２ｒｏに共振する共振器を用いる場合は、高いＱ
の濾波器が構成でき、第２高調波成分２ｒｓの通過損失
が小さくなり、第２高調波成分２ｒ、に対する短絡負荷
効果が高まる。
この第１１図はより実際的な例を示した場合であり、分
配器３１の一方の出力端子とＦ［！Ｔ３４のゲートとの
間に直流遮断コンデンサ６４−人力整合回路６５が挿入
され、分配器３１の他方の出力端子とＦＥＴ３５のゲー
トとの間に直流遮断コンデンサ６６−人力整合回路６７
が挿入される。 ＰＥ７３４．３５の各ゲートに高周波
遮断チョークコイル６８．６９をそれぞれ通じてゲート
バイアス電圧印加端子７１．７２が接続される。ＦＥＴ
３４゜３５の各ドレインと直流電源３８．３９との各間
に高周波遮断チョークコイル７３．７４が挿入される。
配器３１の一方の出力端子とＦ［！Ｔ３４のゲートとの
間に直流遮断コンデンサ６４−人力整合回路６５が挿入
され、分配器３１の他方の出力端子とＦＥＴ３５のゲー
トとの間に直流遮断コンデンサ６６−人力整合回路６７
が挿入される。 ＰＥ７３４．３５の各ゲートに高周波
遮断チョークコイル６８．６９をそれぞれ通じてゲート
バイアス電圧印加端子７１．７２が接続される。ＦＥＴ
３４゜３５の各ドレインと直流電源３８．３９との各間
に高周波遮断チョークコイル７３．７４が挿入される。
整合回路６１と合成器４７の一方の入力端子との間に直
流遮断コンデンサ７５が挿入され、整合回路Ｇ２と合成
器４７の他方の入力端子との間に直流遮断コンデンサ７
６−位相調整手段７７が挿入される。
流遮断コンデンサ７５が挿入され、整合回路Ｇ２と合成
器４７の他方の入力端子との間に直流遮断コンデンサ７
６−位相調整手段７７が挿入される。
上述において各部を設計通りに作ることができる状態で
あれば、位相調整手段４４，４９．５２゜７７を省略す
ることができる。しかし使用周波数が高くなると配線の
線路長も影響して来るため位相調整手段を用いると製造
が容易となる。上述において第１．第２増幅手段３２．
３３においてそれぞれ増幅素子を各一つずつ示したが、
必要に応じて複数の増幅素子、例えばＦＥＴを並列に接
続したものを使用することもできる。また増幅素子とし
てはＦＥＴに限らずバイポーラトランジスタその他の素
子でもよい、第４図において濾波器４２゜４４３の一方
を省略することができる。第５図において濾波器４２．
４３の一方、濾波器４８．５０の一方、濾波器５１．５
３の一方を省略することができる。使用周波数が高くな
ると、回路の対称構成として位相調整を容易にする点か
ら第４図。
あれば、位相調整手段４４，４９．５２゜７７を省略す
ることができる。しかし使用周波数が高くなると配線の
線路長も影響して来るため位相調整手段を用いると製造
が容易となる。上述において第１．第２増幅手段３２．
３３においてそれぞれ増幅素子を各一つずつ示したが、
必要に応じて複数の増幅素子、例えばＦＥＴを並列に接
続したものを使用することもできる。また増幅素子とし
てはＦＥＴに限らずバイポーラトランジスタその他の素
子でもよい、第４図において濾波器４２゜４４３の一方
を省略することができる。第５図において濾波器４２．
４３の一方、濾波器４８．５０の一方、濾波器５１．５
３の一方を省略することができる。使用周波数が高くな
ると、回路の対称構成として位相調整を容易にする点か
ら第４図。
第５図に示した構成が好ましい。
高電圧出力を得るには上述した電力増幅器を複数並列に
用いればよい８例えば第１２図に示すように入力端子１
１からの入力信号を四つ以上の偶数に等分配し、その各
出力の二つをＦＥＴ３４．３５へそれぞれ供給し、各Ｐ
ＩＩ？３４．３５の組の各出力、側には前述したように
濾波手段４１、選択回路４５．４６が設けられており、
各組の選択回路４５．４６の出力を合成器７９で同位相
合成すればよい、この場合第１３図に示すようにすべて
の隣接する増幅手段間に濾波手段４１を接続してもよい
、この第１３図において増幅手段の配列の終段と始段と
の間にも濾波手段を接続することもできる。
用いればよい８例えば第１２図に示すように入力端子１
１からの入力信号を四つ以上の偶数に等分配し、その各
出力の二つをＦＥＴ３４．３５へそれぞれ供給し、各Ｐ
ＩＩ？３４．３５の組の各出力、側には前述したように
濾波手段４１、選択回路４５．４６が設けられており、
各組の選択回路４５．４６の出力を合成器７９で同位相
合成すればよい、この場合第１３図に示すようにすべて
の隣接する増幅手段間に濾波手段４１を接続してもよい
、この第１３図において増幅手段の配列の終段と始段と
の間にも濾波手段を接続することもできる。
上述したこの発明の電力増幅器によれば第１゜第２増幅
手段３２．３３で発生する撹乱は互にランダムであり、
同時に同一大きさの第２高調波成分２ｂ （一般的には
偶数次高調波成分）が第１゜第２増幅手段３２．３３で
発生することはないため、この電力増幅器が不安定にな
るおそれはなく、安定に動作する。
手段３２．３３で発生する撹乱は互にランダムであり、
同時に同一大きさの第２高調波成分２ｂ （一般的には
偶数次高調波成分）が第１゜第２増幅手段３２．３３で
発生することはないため、この電力増幅器が不安定にな
るおそれはなく、安定に動作する。
また濾波手段４１は第１．第２増幅手段の出力側間に接
続すればよく、接地する必要がないため、マイクロ波帯
のように高い周波数で動作するものを構成する場合にス
ルーホールを形成しない構成とすることもでき、その場
合は比較的簡単に作ることができる。
続すればよく、接地する必要がないため、マイクロ波帯
のように高い周波数で動作するものを構成する場合にス
ルーホールを形成しない構成とすることもでき、その場
合は比較的簡単に作ることができる。
また前述したようにＦ級増幅器と同様な動作をするため
高効率が得られる０例えば１７００ ＭＨｚ帯において
この発明の電力増幅器によればその人力電力Ｐ、に対す
る出力電力Ｐ０は第１４図の曲線８１のようになり、Ｆ
ＥＴ３４におけるドレイン効率ηａ ＝Ｐ＠／ＰａＣＸ
１００（χ）（ｈｃはＦＥＴ３４の直流く発生し、これ
に伴って効率ηａ＊’ｌｌ＊ａも高くなる。
高効率が得られる０例えば１７００ ＭＨｚ帯において
この発明の電力増幅器によればその人力電力Ｐ、に対す
る出力電力Ｐ０は第１４図の曲線８１のようになり、Ｆ
ＥＴ３４におけるドレイン効率ηａ ＝Ｐ＠／ＰａＣＸ
１００（χ）（ｈｃはＦＥＴ３４の直流く発生し、これ
に伴って効率ηａ＊’ｌｌ＊ａも高くなる。
例えば入力電力Ｐ１が２５ｄＢ＋ａ程度で、η４は８０
％、η、４は７０％程度と高いものとなる。
％、η、４は７０％程度と高いものとなる。
中心周波数に対するずれによる出力電力Ｐ０、ドレイン
効率η４、付加効率η、４は第１５図の曲線８４．８５
．８６とそれぞれなり、この帯域幅によれば移動通信な
どに十分使用することができる。
効率η４、付加効率η、４は第１５図の曲線８４．８５
．８６とそれぞれなり、この帯域幅によれば移動通信な
どに十分使用することができる。
従来においては最良に調整された状態で１４が７５％程
度、実用化されているものについては３０〜４０％程度
であることと比較してこの発明によれば高い効率が得ら
れることが理解される。
度、実用化されているものについては３０〜４０％程度
であることと比較してこの発明によれば高い効率が得ら
れることが理解される。
この結果、体積で１７３近くの小形化、電力消費で３０
％近い節減が期待できる。しかも中波からマイクロ波帯
まで、また小出力から大出力まで従来では得られない高
効率の電力増幅器が得られる。
％近い節減が期待できる。しかも中波からマイクロ波帯
まで、また小出力から大出力まで従来では得られない高
効率の電力増幅器が得られる。
第１図は従来のＦ級増幅器を示す接続図、第２図Ａはそ
のＦｌ！Ｔのドレインの電流、電圧波形図、第２図Ｂは
この発明の電力増幅器の出力波形図、第３図は超短波帯
に適用した従来のＦ級増幅器を示す接続図、第４図は第
２高調波成分通過帯域濾波器を濾波手段に用いたこの発
明による電力増幅器の一例を示すブロック図、第５図は
各高調波成分を通過するようにした濾波手段を用いたこ
の発明の電力増幅器を示すブロック図、第６図は濾波手
段、選択回路の各変形例を説明するためのこの発明の電
力増幅器を示すブロック図、第７図Ａは帯域通過濾波器
の具体例を示す図、第７図Ｂはその等価回路図、第８図
Ａは帯域阻止濾波器の具体例を示す図、第８図Ｂはその
等価回路図、第９図Ａは高域通過濾波器の具体例を示す
図、第９図Ｂはその等価回路図、第１０図Ａは低域通過
濾波器の具体例を示す図、第１０Ｂはその等価回路図、
第１１図は濾波手段として第２高調波成分の共振回路を
用いたこの発明の電力増幅器の例を示す接続図、第１２
図はこの発明の電力増幅器を複数並列に用いた例を示す
ブロック図、第１３図はこの発明の電力増幅器を複数並
列に用いた他の例を示すブロック図、第１４図は入力電
力に対する出力電力及び効率特性図、第１５図は効率及
び出力電力の周波数特性図である。
のＦｌ！Ｔのドレインの電流、電圧波形図、第２図Ｂは
この発明の電力増幅器の出力波形図、第３図は超短波帯
に適用した従来のＦ級増幅器を示す接続図、第４図は第
２高調波成分通過帯域濾波器を濾波手段に用いたこの発
明による電力増幅器の一例を示すブロック図、第５図は
各高調波成分を通過するようにした濾波手段を用いたこ
の発明の電力増幅器を示すブロック図、第６図は濾波手
段、選択回路の各変形例を説明するためのこの発明の電
力増幅器を示すブロック図、第７図Ａは帯域通過濾波器
の具体例を示す図、第７図Ｂはその等価回路図、第８図
Ａは帯域阻止濾波器の具体例を示す図、第８図Ｂはその
等価回路図、第９図Ａは高域通過濾波器の具体例を示す
図、第９図Ｂはその等価回路図、第１０図Ａは低域通過
濾波器の具体例を示す図、第１０Ｂはその等価回路図、
第１１図は濾波手段として第２高調波成分の共振回路を
用いたこの発明の電力増幅器の例を示す接続図、第１２
図はこの発明の電力増幅器を複数並列に用いた例を示す
ブロック図、第１３図はこの発明の電力増幅器を複数並
列に用いた他の例を示すブロック図、第１４図は入力電
力に対する出力電力及び効率特性図、第１５図は効率及
び出力電力の周波数特性図である。
Claims (13)
- （１）入力信号を２分配する分配器と、 その分配器の二つの出力がそれぞれ供給され、その高周
波を発生する第１、第２増幅手段と、これら第１、第２
増幅手段の出力側間に接続され、上記入力信号の基本波
成分を阻止し、高調波成分を通過させる濾波手段と、 上記第１、第２増幅手段の出力側にそれぞれ接続され、
上記入力信号の基本波成分を通過させる第１、第２選択
回路と、 これら第１、第２選択回路の出力を同位相合成する合成
器として具備する電力増幅器。 - （２）上記濾波手段は上記入力信号の偶数高調波成分を
通過させる濾波手段であり、上記第１、第２増幅手段の
出力側において上記偶数高調波成分についてその何れの
一方の増幅手段の出力と他方の増幅手段の上記濾波手段
を通過したものとを互に逆位相とする位相反転手段とを
含むことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の電力
増幅器。 - （３）上記濾波手段は上記入力信号の奇数高調波成分を
通過させる他の濾波手段を含むことを特徴とする特許請
求の範囲第２項記載の電力増幅器。 - （４）上記濾波手段は上記入力信号の第２高調波成分を
通過させる１個の濾波器であることを特徴とする特許請
求の範囲第２項記載の電力増幅器。 - （５）上記濾波手段と直列挿入された位相調整手段を含
むことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の電力増
幅器。 - （６）上記濾波手段は上記位相調整手段を介して互に縦
続接続され、上記入力信号の第２高調波成分を通過させ
る２個の濾波器であることを特徴とする特許請求の範囲
第５項記載の電力増幅器。 - （７）上記濾波器は上記第２高調波成分を通過させる帯
域通過濾波器であることを特徴とする特許請求の範囲第
４項又は第６項記載の電力増幅器。 - （８）上記帯域通過濾波器は上記第２高調波成分に共振
した共振器であることを特徴とする特許請求の範囲第７
項記載の電力増幅器。 - （９）上記濾波器は上記入力信号の基本波成分を阻止す
る帯域阻止濾波器であることを特徴とする特許請求の範
囲第４項又は第６項記載の電力増幅器。 - （１０）上記濾波器は遮断周波数が上記基本波成分と上
記その第２高調波成分との間にある高域通過濾波器であ
ることを特徴とする特許請求の範囲第４項又は第６項記
載の電力増幅器。 - （１１）上記分配器は９０度ハイブリッドであり、上記
位相反転手段を兼ねるものであることを特徴とする特許
請求の範囲第２項記載の電力増幅器。 - （１２）上記濾波手段は上記位相反転手段を兼ねるもの
であることを特徴とする特許請求の範囲第２項記載の電
力増幅器。 - （１３）上記第１、第２増幅手段はＢ級バイアス増幅手
段であることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の
電力増幅器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17779686 | 1986-07-30 | ||
| JP61-177796 | 1986-07-30 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63153904A true JPS63153904A (ja) | 1988-06-27 |
| JPH0682998B2 JPH0682998B2 (ja) | 1994-10-19 |
Family
ID=16037239
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62158419A Expired - Fee Related JPH0682998B2 (ja) | 1986-07-30 | 1987-06-24 | 電力増幅器 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4772856A (ja) |
| EP (1) | EP0255652B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0682998B2 (ja) |
| CA (1) | CA1265216A (ja) |
| DE (1) | DE3750667T2 (ja) |
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