CN113824412B - 差动放大电路 - Google Patents

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Abstract

本发明的差动放大电路具备输出高频频带的差动信号的放大器(222、224)、一端与放大器(222)的输出端连接的电感器(LC1)、一端与放大器(224)的输出端连接的电感器(LC2)、与电感器(LC1、LC2)的另一端连接的扼流电感器(245)、电容器(254、250)、以及对电容器(254)并联连接电容器(250)或解除并联连接的开关(252)，电感器(LC1)或(LC2)与电容器(254)的串联连接所构成的谐振电路的谐振频率、和电感器(LC1)或(LC2)与并联连接的电容器(254、250)的串联连接所构成的谐振电路的谐振频率相互不同，这些谐振频率相当于差动信号的二次谐波的频率。由此，使得在不对差动信号的基波信号造成影响的情况下使二次谐波不输出。

Description

差动放大电路
技术领域
本发明涉及差动放大电路。
背景技术
在专利文献1公开了具备输出差动信号的一对差动放大器的差动放大电路。专利文献1所公开的差动放大电路在一对差动放大器的输入侧具备进行不平衡-平衡变换的变压器。此外，在一对差动放大器的输出侧具备进行平衡-不平衡变换的变压器。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：美国专利第10411660号说明书
然而，为了抑制消耗功率，优选使差动放大器进行F级动作。为了实现理想的F级动作，只要使差动放大器的输出电压的波形接近于矩形即可。为此，需要在不对基波的信号造成影响的情况下使二次谐波不输出。例如，设置对包含二次谐波的偶数谐波成为短路并对包含三次谐波的奇数谐波成为开路的负载阻抗，由此能够实现理想的F级动作。专利文献1所公开的差动放大电路对于在不对差动信号的基波信号造成影响的情况下使二次谐波不输出这方面存在改善的余地。
发明内容
发明要解决的课题
本公开是鉴于上述情形而完成的，其目的在于，提供一种在不对差动信号的基波信号造成影响的情况下使二次谐波不输出的差动放大电路。
用于解决课题的手段
本公开的差动放大电路具备：第1以及第2放大器，输出高频频带的差动信号；第1电感器，一端与所述第1放大器的输出端连接；第2电感器，一端与所述第2放大器的输出端连接，所述第1电感器的另一端与所述第2电感器的另一端连接；扼流电感器，与所述第1电感器以及所述第2电感器的另一端连接；第1电容器，一端与所述第1以及第2电感器的另一端连接，另一端与基准电位连接；第2电容器；以及开关，对所述第1电容器并联连接所述第2电容器或解除并联连接，所述第1电感器或所述第2电感器与所述第1电容器的串联连接所构成的谐振电路的第1谐振频率、和所述第1电感器或所述第2电感器与并联连接的所述第1电容器以及所述第2电容器的串联连接所构成的谐振电路的第2谐振频率相互不同，所述第1以及第2谐振频率相当于所述差动信号的二次谐波的频率。
本公开的另一个差动放大电路具备：第1以及第2放大器，输出高频频带的差动信号；第1电感器，一端与所述第1放大器的输出端连接；第2电感器，一端与所述第2放大器的输出端连接，所述第1电感器的另一端与所述第2电感器的另一端连接；扼流电感器，与所述第1电感器以及所述第2电感器的另一端连接；第1电容器，一端与所述第1以及第2电感器的另一端连接，另一端与基准电位连接；第1串联谐振电路，一端与所述第1放大器的输出端连接，另一端与基准电位连接；以及第2串联谐振电路，一端与所述第2放大器的输出端连接，另一端与基准电位连接，所述第1以及第2串联谐振电路分别具备串联连接的电感器和电容器，所述第1电感器或所述第2电感器与所述第1电容器的串联连接所构成的谐振电路的第1谐振频率、与所述第1以及第2串联谐振电路的第2谐振频率相互不同，所述第1以及第2谐振频率相当于所述差动信号的二次谐波的频率。
本公开的另一个差动放大电路具备：第1以及第2放大器，输出高频频带的差动信号；第1电感器，一端与所述第1放大器的输出端连接；第2电感器，一端与所述第2放大器的输出端连接，所述第1电感器的另一端与所述第2电感器的另一端连接；扼流电感器，与所述第1电感器以及所述第2电感器的另一端连接；第3电感器，相对于所述第1电感器以及所述第2电感器并联地设置，一端与所述第1放大器的输出端连接且另一端与所述第2放大器的输出端连接；以及第1电容器，一端与所述第3电感器的中点连接，另一端与基准电位连接，使用变压器的初级绕组实现所述第1电感器以及所述第2电感器，其中，所述变压器具有电磁耦合的初级绕组以及次级绕组，进行平衡-不平衡变换，具备所述第3电感器的一半和所述第1电容器所构成的串联谐振电路。
发明效果
本公开涉及的差动放大电路能够在不对差动信号的基波信号造成影响的情况下使二次谐波不输出。
附图说明
图1是示出比较例涉及的功率放大电路的例子的图。
图2是示出本公开的差动放大电路的第1实施方式的图。
图3是示出本公开的差动放大电路的第2实施方式的图。
图4是示出本公开的差动放大电路的第3实施方式的图。
图5是示出本公开的差动放大电路的第4实施方式的图。
图6是示出本公开的差动放大电路的第5实施方式的图。
图7是示出二次谐波下的负载阻抗的例子的图。
图8是示出二次谐波下的负载阻抗的例子的图。
图9是示出二次谐波下的负载阻抗的例子的图。
图10是示出将图6所示的差动放大电路的一部分配置在基板的情况下的布局的例子的图。
图11是示出图6的差动放大电路中的各谐振电路的谐振频率的例子的图。
图12是示出本公开的差动放大电路的第6实施方式的图。
图13是示出图12的差动放大电路中的各谐振电路的谐振频率的例子的图。
图14是示出本公开的差动放大电路的第7实施方式的图。
图15是示出图14的差动放大电路中的各谐振电路的谐振频率的例子的图。
附图标记说明
202：输入端子；
204：输出端子；
212：输入匹配电路；
214：输入放大器；
216、228、230、248、250、2501…250N、253、254、256：电容器；
218、220、226、232、244、246、251、LC1、LC2：电感器；
222、224：放大器；
245：扼流电感器；
252、2521…252N：开关；
258：并联电路；
260：半导体芯片；
P：中点；
TR、TR1、TR2：变压器。
具体实施方式
以下，根据附图对本公开的差动放大电路的实施方式进行详细说明。另外，本发明并不被该实施方式所限定。此外，在各实施方式的构成要素中包含本领域技术人员能够置换且容易置换的构成要素或者实质上相同的构成要素。各实施方式为例示，能够进行在不同的实施方式中示出的结构的部分置换或组合。在第2实施方式以后，省略关于与第1实施方式共同的事项的记述，仅对不同点进行说明。特别是，关于基于同样的结构的同样的作用效果，将不在每个实施方式中逐次提及。
为了使各实施方式容易理解，先以不具备用于使二次谐波不输出的谐振电路的功率放大电路作为比较例进行说明。
(比较例)
[结构]
图1是示出比较例涉及的功率放大电路的例子的图。图1所示的功率放大电路包含输入放大器214和构成差动放大电路的放大器222以及224。
输入信号RFIN被输入到输入端子202，并输入到输入放大器214。输入放大器214的输出与电感器218的一端连接。电感器218的另一端与电源电压(VCC1)206连接。在输入放大器214的输出与基准电位之间连接有电容器216。在电源电压(VCC1)206与基准电位之间连接有电容器256。基准电位例示了接地电位，但是本公开并不限定于此。
电感器218与电感器220进行电磁场耦合，构成变压器TR1。变压器TR1对作为初级绕组的电感器218的信号进行不平衡-平衡变换。通过变压器TR1变换的信号输入到作为次级绕组的电感器220。所谓电磁场耦合，定义为磁场耦合、电场耦合中的任一种，或两者的结合。
电感器220的一端与放大器222的输入连接，电感器220的另一端与放大器224的输入连接。放大器222和放大器224构成差动放大器。放大器222以及放大器224的输出作为差动信号输入到后级的电路(不图示)。
在放大器222的输出端连接有电感器244的一端。在放大器224的输出端连接有电感器244的另一端。电感器244与电感器246进行电磁场耦合，构成变压器TR2。变压器TR2对作为初级绕组的电感器244的信号进行平衡-不平衡变换。电感器246的一端与输出端子204连接，另一端与基准电位连接。电感器246的一端经由电容器248与基准电位连接。从输出端子204输出输出信号RFOUT。
在本比较例中，在构成差动放大电路的放大器222以及224的输入侧没置变压器TR1，在放大器222以及224的输出侧设置变压器TR2。变压器TR1作为进行不平衡-平衡变换的换衡器(balun)动作。变压器TR2作为进行平衡-不平衡变换的换衡器动作。
[动作]
输入到输入端子202的信号，例如RF(Radio Frequency，射频)信号被输入放大器214放大，输入到变压器TR1。通过变压器TR1得到差动信号，该差动信号被放大器222以及224放大。放大器222以及224的输出经由变压器TR2，差动信号被变换为不平衡信号并输出到输出端子204。
(第1实施方式)
对于差动放大电路，为了实现理想的F级动作，优选使相对于基波信号成为同相的偶数次谐波不输出。特别是通过使二次谐波不输出，由此能够使差动放大电路的动作接近于理想的F级动作。设置具有所希望的谐振频率的谐振电路，终止二次谐波，由此能够使二次谐波不输出。
[结构]
图2是示出本公开的差动放大电路的第1实施方式的图。为了扩宽差动放大电路动作的频带，需要使作为功率级的放大器222以及224的输出负载阻抗为所希望的阻抗。例如，为了进行F级动作，需要在二次谐波的频率下，使负载阻抗短路。因此，在本公开中，在放大器222以及224的输出端设置用于使二次谐波不输出的谐振电路。图2示出设置在输出差动信号的一对放大器222以及224的谐振电路的例子。
在图2中，在放大器222的输出端连接有电感器LC1的一端。在放大器224的输出端连接有电感器LC2的一端。电感器LC1的另一端与电感器LC2的另一端连接，进而与电容器250的一端以及电容器254的一端连接。电容器254的另一端与基准电压连接。理想情况下电感器LC1和电感器LC2具有相同的电感值。因此，在具有相同的电感值的电感器LC1与电感器LC2的连接点即中点连接有电容器250以及电容器254。因此，电容器250以及电容器254不对基波信号造成影响。另外，电感器LC1和电感器LC2的值在制造误差的范围内的差异定义为相等。
电容器250的另一端经由开关252与基准电压连接。如果开关252成为导通的状态，则电容器250的另一端与基准电压连接。如果开关252成为截止的状态，则电容器250的另一端不与基准电压连接。即，在开关252为截止的状态时，成为电容器254、250的并联连接被解除的状态。例如，在放大器222以及224的动作频率低的情况下，使开关252为导通的状态，使用基于电容器254、250的并联连接的大的电容值。另一方面，在放大器222以及224的动作频率高的情况下，使开关252为截止的状态，使用不利用电容器250的仅基于电容器254的小的电容值。开关252例如能够通过晶体管实现。开关252根据放大器222以及224的动作频率被控制为导通或截止的状态。
电感器LC1的另一端经由扼流电感器245与电源电压(VCC2)208连接。电感器LC2的另一端经由扼流电感器245与电源电压(VCC2)208连接。由此，放大器222、224的输出级的晶体管(未图示)经由电感器LC1、LC2被供电。另外，扼流电感器245对谐振动作没有贡献。
[动作]
预先使由电感器LC1的电感值以及电容器254的电容值决定的谐振频率与放大器222的输出的二次谐波的频率一致，由此能够使得不输出放大器222的输出的二次谐波。也就是说，通过包含电感器LC1和电容器254的串联谐振电路，从放大器222的输出端观察的负载阻抗在谐振频率下短路。所谓短路，理想情况下为0Ω。本公开中的所谓短路定义为在将基波下的阻抗值设为Z0[Ω]的情况下，阻抗值为Z0/5[Ω]以下的状态。因此，关于放大器222的输出的二次谐波，能够通过包含电感器LC1和电容器254的谐振电路使其不输出。
此外，预先使由电感器LC2的电感值以及电容器254的电容值决定的谐振频率与放大器224的输出的二次谐波的频率一致，由此能够使得不输出放大器224的输出的二次谐波。也就是说，通过包含电感器LC2和电容器254的串联谐振电路，从放大器224的输出端观察的负载阻抗在谐振频率下短路。因此，关于放大器224的输出的二次谐波，能够通过包含电感器LC2和电容器254的串联谐振电路使其不输出。
进而，通过使开关252为导通的状态，进一步还加上电容器250的电容值，能够设定其他的谐振频率。即，在开关252成为导通的状态的情况下，在由电感器LC1的电感值和基于并联连接的电容器254、250的合成电容值设定的谐振频率下，从放大器222的输出端观察的负载阻抗被短路。由此，能够使得不输出放大器222的输出的二次谐波。
此外，在开关252成为导通的状态的情况下，在由电感器LC2的电感值和基于并联连接的电容器254、250的合成电容值设定的谐振频率下，从放大器224的输出端观察的负载阻抗被短路。由此，能够使得不输出放大器224的输出的二次谐波。
也就是说，根据开关252的导通以及截止的状态，从放大器222以及放大器224的输出端观察的负载阻抗分别在两个不同的谐振频率下短路。因此，能够使得不输出两种频率的二次谐波。
(第2实施方式)
图3是示出本公开的差动放大电路的第2实施方式的图。图3示出在图2的电路追加了后级的电路的例子。图3示出在构成差动放大器的放大器222以及放大器224的输出侧设置了电感器244以及246、电容器248的例子。电感器244与电感器246进行电磁场耦合，构成变压器TR2。变压器TR2对作为初级绕组的电感器244的信号进行平衡-不平衡变换。通过变压器TR2变换的信号输入到作为次级绕组的电感器246。在电感器246连接有输出端子204，从输出端子204输出输出信号RFOUT。
在图3中，关于与放大器222的输出端连接的电感器LC1、与放大器224的输出端连接的电感器LC2、扼流电感器245、电容器254以及250、开关252，与图2的情况同样。因此，在具有相同的电感值的电感器LC1与电感器LC2的连接点即中点连接有电容器250以及电容器254。因此，电容器250以及电容器254不对基波信号造成影响。
在第2实施方式中，在具有变压器TR1以及变压器TR2的差动放大电路中设置电感器LC1、电感器LC2、电容器254以及250、开关252所构成的谐振电路。由此，与第1实施方式同样地，能够使得不输出放大器222、放大器224的输出的二次谐波。
(第3实施方式)
图4是示出本公开的差动放大电路的第3实施方式的图。图4是示出将图2中的电感器LC1以及电感器LC2作为变压器的初级绕组的情况的图。如图4所示，电感器LC1以及电感器LC2作为变压器TR2的初级绕组。电感器246是变压器TR2的次级绕组。即，电感器LC1以及电感器LC2与电感器246进行电磁场耦合，构成变压器TR2。
与图2以及图3的情况同样地，在相当于变压器TR2的初级绕组的电感器LC1与电感器LC2的中点P，连接有扼流电感器245、电容器254，进一步连接有电容器250以及开关252。电感器LC1与电容器254或电感器LC1、并联连接的电容器254以及250形成谐振电路。同样地，电感器LC2与电容器254或电感器LC2、并联连接的电容器254以及250形成谐振电路。也就是说，能够使得通过开关252的导通以及截止的状态不输出两种频率的二次谐波。
变压器TR2的初级绕组的中点P相对于差动信号的基波信号成为虚短路(imaginary short)。因此，无论在中点P连接什么都不会对基波信号造成影响。因此，与中点P连接的电容器254、电容器250以及开关252不对放大器222、224的输出造成影响。
这样，由于在变压器TR2的中点P连接了谐振电路，所以能够在不对差动信号的基波信号造成影响的情况下使作为与基波信号同相的谐波成分的二次谐波不输出。由于不对差动信号的基波信号造成影响，所以在设计谐振电路时，设计的自由度高。例如，即使在使靠近基波信号的频率的二次谐波不输出的情况下，通过将谐振电路连接在中点P，也能够使得在不对差动信号的基波信号造成影响的情况下使二次谐波不输出。
此外，图4所示的第3实施方式的差动放大电路能够省去图3所示的电感器244。因此，第3实施方式的差动放大电路与第2实施方式的差动放大电路相比，能够减少部件数，能够减小差动放大电路的面积。
(第4实施方式)
图5是示出本公开的差动放大电路的第4实施方式的图。如图5所示，在第4实施方式中，在作为变压器TR2的初级绕组的电感器244的中点连接有扼流电感器245。此外，在第4实施方式中，与变压器TR2分开地在放大器222的输出与放大器224的输出之间还设置有电感器251。电感器251相对于变压器TR2的初级绕组并联地设置。而且，在电感器251的中点P连接电容器253的一端，将电容器253的另一端连接在基准电位。
如上所述，电感器251的中点P相对于基波信号成为虚短路。因此，与中点P连接的电容器253不对差动信号的基波信号造成影响。通过电感器251的一半与电容器253的串联谐振电路，能够使得不输出作为与基波信号同相的谐波成分的二次谐波。
(第5实施方式)
[结构]
图6是示出本公开的差动放大电路的第5实施方式的图。图6是示出将差动放大电路的构成要素的一部分作为半导体芯片来实现的情况下的例子的图。在本实施方式中，在半导体芯片260中内置有输入放大器214、变压器TR1、电容器216、放大器222以及224。另外，在输入端子202与输入放大器214之间插入有输入匹配电路212。
此外，在本实施方式中，在与放大器222以及224相同的半导体芯片260内设置有串联谐振电路。即，设置有与放大器222的输出端连接的、电感器226以及电容器228所构成的串联谐振电路。此外，设置有与放大器224的输出端连接的、电感器232以及电容器230所构成的串联谐振电路。在本实施方式中，关于其他构成要素，设置在半导体芯片260的外部。在以后的说明中，将包含电容器254、电容器250以及开关252的部分称为并联电路258。
在本实施方式的差动放大电路中，在并联电路258的开关252为截止的状态时，电容器250不与电容器254并联连接。即，在开关252为截止的状态时，成为电容器254、250的并联连接被解除的状态。因此，在由电感器244的一半以及电容器254所构成的串联谐振电路设定的谐振频率下，从放大器222、224的输出端观察的负载阻抗被短路。由此，不输出放大器222、224的输出的二次谐波。
此外，在并联电路258的开关252为导通的状态时，电容器250与电容器254成为并联连接。由此，并联电路258的电容值变得比开关252为截止的状态时大。此时，在由电感器244的一半以及并联连接的电容器254、250所构成的串联谐振电路设定的谐振频率下，从放大器222、224的输出端观察的负载阻抗被短路。由此，不输出放大器222、224的输出的二次谐波。因此，通过并联电路258的开关252的导通或截止的状态，能够使得不输出两种频率的二次谐波。
进而，在本实施方式中，具备电感器226以及电容器228所构成的串联谐振电路、电感器232以及电容器230所构成的串联谐振电路。预先将这些串联谐振电路的谐振频率设定为与包含电感器244和并联电路258的上述的谐振电路不同的频率。由此，在相互不同的三个谐振频率下成为谐振状态，能够使针对频率不同的两种基波信号的二次谐波不输出。
此外，包含电感器226和电容器228的串联谐振电路的谐振频率、包含电感器232和电容器230的串联电路的谐振频率分别比包含电感器244的一半和并联电路258的串联电路的谐振频率高。
图7至图9是示出二次谐波下的负载阻抗的例子的图。在通过包含电感器226和电容器228的串联谐振电路、包含电感器232和电容器230的串联谐振电路终止二次谐波时，减小电感器226、电感器232的电感值，由此能够增大电容器228以及电容器230的电容值。在电容器228、电容器230的值大的情况下，如图7中的线510所示，能够减小二次谐波下的负载阻抗相对于频率的移动。图7中的线512示出电容值小的情况下的负载阻抗相对于频率的移动。图7中的线512为了参考而记载。
此外，实现了包含电感器226和电容器228的串联谐振电路以及包含电感器232和电容器230的串联谐振电路、和包含电感器244的一半和并联电路258的串联谐振电路所构成的双重陷波电路(double trap circuit)。通过设为该电路结构，如图8中的线610所示，能够进一步减小二次谐波下的负载阻抗相对于频率的移动。例如，在实现中频段(例如，从1710MHz到2025MHz)的动作和高频段(例如，从2300MHz到2700MHz)的动作的情况下，如果使开关252为截止的状态，则在高频段中，如线610所示，能够使二次谐波下的负载阻抗配置在短路附近。此外，如果使开关252为导通的状态，则在中频段中，如图9中的线710所示，能够使二次谐波下的负载阻抗配置在短路附近。
[布局例]
在此，对将图6所示的差动放大电路配置在基板的情况下的布局的例子进行说明。图10是示出将图6所示的差动放大电路的一部分配置在基板的情况下的布局的例子的图。图10示出图6所示的差动放大电路的电感器244及其周边的布局例。本例示出使用多层基板来实现差动放大电路的情况。图10中的实线所示的图案和虚线所示的图案被设置的层不同。
在图10中，端子T222与图6中的放大器222的输出侧连接。端子T224与图6中的放大器224连接。在端子T222与端子T224之间设置有电容器242，成为与图6相同的电连接关系。
此外，在端子T222与端子T224之间设置有电感器244。本例的电感器244的图案具有圆弧形状部分A。电感器244的圆弧形状部分A的中点P相当于图6中的中点P。在相当于变压器TR2的初级绕组的电感器244的中点P连接有电容器254以及250，图10所示的电感器244成为与图6相同的电连接关系。
电容器254的一端与中点P连接。电容器254的另一端与端子T1连接。端子T1与设置在不同的层的基准电位的图案G连接。电容器250的一端经由开关252与端子T2连接。端子T2与设置在不同的层的基准电位的图案G连接。这样，电容器254、电容器250、开关252成为与图6相同的电连接关系。另外，电容器254的一端以及电容器250的一端不经由电感器等与中点P直接连接。
电感器244的中点P与端子T3电连接。端子T3设置在圆弧形状部分A的内侧。端子T3与设置在不同的层的图案B的一端连接。图案B的另一端与端子T4连接。端子T4设置在圆弧形状部分A的外侧。
在与电感器244相同的层设置有扼流电感器245。扼流电感器245的一端与端子T4连接。扼流电感器245的另一端与电源电压VCC1的端子T5连接。电源电压VCC1的端子T5经由电容器249与基准电位的端子T6连接。
如上所述，电容器254的一端以及电容器250的一端不经由电感器等与中点P直接连接。因此，不会受到起因于布线的杂散电感的影响，能够将谐振频率设定为所希望的值。
另外，在图10中，省略了与电感器244进行电磁场耦合的电感器246的记载。电感器246例如设置在与电感器244不同的层。
[谐振频率的例子]
图11是示出图6的差动放大电路中的各谐振电路的谐振频率的例子的图。在图11中，为了便于说明，示出谐振频率RP1、RP2以及RP3的中心值。由谐振电路实现的实际的滤波器特性具有频率的宽度。特别是，通过预先将电容值设定为比较大的值，可得到平缓地变化的滤波器特性。
在图11中，谐振频率RP1是基于包含电感器244的一半、电容器254以及250的谐振电路的谐振频率。例如，决定电感器244的电感值的一半、电容器254以及250的电容值，使得谐振频率RP1成为3700MHz，由此能够使得不输出作为中频段的频带的1710MHz到2025MHz的中间值的1850MHz的二次谐波(即，3700MHz)。另外，各谐振电路的谐振频率也可以设为从二次谐波的频率稍微偏移的频率。
谐振频率RP2是基于包含电感器244的一半以及电容器254的谐振电路的谐振频率。例如，决定电感器244的电感值的一半以及电容器254的电容值，使得谐振频率RP2成为4600MHz，由此能够使得不输出作为高频段的频率的2300MHz的二次谐波(即，4600MHz)。
谐振频率RP3是基于包含电感器226以及电容器228的谐振电路的谐振频率以及基于包含电感器232以及电容器230的谐振电路的谐振频率。例如，决定电感器226的电感值以及电容器228的电容值、电感器232的电感值以及电容器230的电容值，使得谐振频率RP3成为5400MHz，由此能够使得不输出作为高频段的频率的2700MHz的二次谐波(即，5400MHz)。
根据以上说明的第5实施方式，能够实现动作频率范围宽的差动放大电路。
(第6实施方式)
图12是示出本公开的差动放大电路的第6实施方式的图。在图12中，第6实施方式的差动放大电路不具备第1实施方式中的电容器250以及开关252。因此，电感器244的一半以及电容器254所构成的串联谐振电路的谐振频率为固定值。
图13是示出图12的差动放大电路中的各谐振电路的谐振频率的例子的图。在图13中，为了便于说明，示出谐振频率RP2以及RP4的中心值。由谐振电路实现的实际的滤波器特性具有频率的宽度。特别是，通过预先将电感值设定为比较大的值，可得到平缓地变化的滤波器特性。
在图13中，关于谐振频率RP2，如上所述。谐振频率RP4是基于包含电感器244的一半以及电容器254的谐振电路的谐振频率。例如，决定电感器244的电感值的一半、电容器254的电容值，使得谐振频率RP4成为3700MHz，由此能够使得不输出作为中频段的频带的1710MHz到2025MHz的中间值的1850MHz的二次谐波(即，3700MHz)。
(第7实施方式)
图14是示出本公开的差动放大电路的第7实施方式的图。在图14中，第7实施方式的差动放大电路具备多个第5实施方式中的电容器250以及开关252。即，具备多个N个(N为2以上的整数，以下相同)电容器2501...250N以及N个(N为2以上的整数，以下相同)开关2521…252N。而且，电容器250i(i＝1至N的整数，以下相同)的一端与开关252i的一端连接。电容器250i的另一端与电容器254的一端连接。开关252i的另一端与电容器254的另一端连接。
因此，通过使开关252i为导通或截止的状态，能够使电容器2501…250N中的对应的一个以上的电容器与电容器254并联地连接。因此，通过使开关252i为导通或截止的状态，由此能够改变电容器2501…250N中的与电容器254并联连接的电容器的个数，并能够决定合成电容值。开关2521…252N例如能够通过晶体管实现。开关2521…252N根据放大器222以及224的动作频率被控制为导通或截止的状态。
图15是示出图14的差动放大电路中的各谐振电路的谐振频率的例子的图。在图15中，为了便于说明，示出谐振频率RP1、RP2、RP3以及RP5的中心值。由谐振电路实现的实际的滤波器特性具有频率的宽度。特别是，通过预先将电容值设定为比较大的值，可得到平缓地变化的滤波器特性。
在图15中，关于谐振频率RP1至RP3，如上所述。谐振频率RP5是基于包含电感器244的一半以及电容器254以及与电容器254并联地连接的电容器2501…250N的谐振电路的谐振频率。决定电感器244的电感值的一半、基于电容器254以及电容器2501…250N的电容值，由此能够使得不输出低频段的600MHz到915MHz的二次谐波(即，从1200MHz到1830MHz)。
(第5实施方式至第7实施方式的总结)
在上述的第5实施方式至第7实施方式中，将电感器226以及电容器228所构成的串联谐振电路设置在放大器222的输出端。此外，将电感器232以及电容器230所构成的串联谐振电路设置在放大器224的输出端。通过这些串联谐振电路，能够实现所希望的谐振频率。

Claims (8)

1.一种差动放大电路，具备：
第1以及第2放大器，输出高频频带的差动信号；
第1电感器，一端与所述第1放大器的输出端连接；
第2电感器，一端与所述第2放大器的输出端连接，所述第1电感器的另一端与所述第2电感器的另一端连接；
扼流电感器，与所述第1电感器以及所述第2电感器的另一端连接；
第1电容器，一端与所述第1以及第2电感器的另一端连接，另一端与基准电位连接；
第2电容器；以及
开关，对所述第1电容器并联连接所述第2电容器或解除并联连接，
所述第1电感器或所述第2电感器与所述第1电容器的串联连接所构成的谐振电路的第1谐振频率、和所述第1电感器或所述第2电感器与并联连接的所述第1电容器以及所述第2电容器的串联连接所构成的谐振电路的第2谐振频率相互不同，
所述第1以及第2谐振频率相当于所述差动信号的二次谐波的频率。
2.根据权利要求1所述的差动放大电路，其中，
所述差动放大电路还包含具有电磁耦合的初级绕组以及次级绕组并进行平衡-不平衡变换的变压器，使用所述变压器的初级绕组实现所述第1电感器以及所述第2电感器，所述第1以及第2电感器的另一端相当于所述初级绕组的中点。
3.根据权利要求1所述的差动放大电路，其中，
所述差动放大电路还包含具有电磁耦合的初级绕组以及次级绕组并进行平衡-不平衡变换的变压器，所述第1电感器以及所述第2电感器与所述变压器的初级绕组并联地连接。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的差动放大电路，其中，
所述差动放大电路具备：
第1串联谐振电路，一端与所述第1放大器的输出端连接，另一端与基准电位连接；以及
第2串联谐振电路，一端与所述第2放大器的输出端连接，另一端与基准电位连接，
所述第1以及第2串联谐振电路分别具备串联连接的电感器和电容器，所述第1串联谐振电路以及所述第2串联谐振电路的谐振频率与所述第1以及第2谐振频率不同。
5.一种差动放大电路，具备：
第1以及第2放大器，输出高频频带的差动信号；
第1电感器，一端与所述第1放大器的输出端连接；
第2电感器，一端与所述第2放大器的输出端连接，所述第1电感器的另一端与所述第2电感器的另一端连接；
扼流电感器，与所述第1电感器以及所述第2电感器的另一端连接；
第1电容器，一端与所述第1以及第2电感器的另一端连接，另一端与基准电位连接；
第1串联谐振电路，一端与所述第1放大器的输出端连接，另一端与基准电位连接；以及
第2串联谐振电路，一端与所述第2放大器的输出端连接，另一端与基准电位连接，
所述第1以及第2串联谐振电路分别具备串联连接的电感器和电容器，
所述第1电感器或所述第2电感器与所述第1电容器的串联连接所构成的谐振电路的第1谐振频率、与所述第1以及第2串联谐振电路的第2谐振频率相互不同，所述第1以及第2谐振频率相当于所述差动信号的二次谐波的频率。
6.根据权利要求4或5所述的差动放大电路，其中，
所述第1放大器、所述第2放大器、所述第1以及第2串联谐振电路设置在相同的半导体芯片。
7.根据权利要求5所述的差动放大电路，其中，
所述差动放大电路还具备：
第2电容器；以及
开关，对所述第1电容器并联连接所述第2电容器或解除并联连接。
8.一种差动放大电路，具备：
第1以及第2放大器，输出高频频带的差动信号；
第1电感器，一端与所述第1放大器的输出端连接；
第2电感器，一端与所述第2放大器的输出端连接，所述第1电感器的另一端与所述第2电感器的另一端连接；
扼流电感器，与所述第1电感器以及所述第2电感器的另一端连接；
第3电感器，相对于所述第1电感器以及所述第2电感器并联地设置，一端与所述第1放大器的输出端连接且另一端与所述第2放大器的输出端连接；以及
第1电容器，一端与所述第3电感器的中点连接，另一端与基准电位连接，
使用变压器的初级绕组实现所述第1电感器以及所述第2电感器，其中，所述变压器具有电磁耦合的初级绕组以及次级绕组，进行平衡-不平衡变换，
具备所述第3电感器的一半和所述第1电容器所构成的串联谐振电路。
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