JP2002164753A - 高周波電力増幅器 - Google Patents
高周波電力増幅器Info
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- H03F3/60—Amplifiers in which coupling networks have distributed constants, e.g. with waveguide resonators
- H03F3/602—Combinations of several amplifiers
- H03F3/604—Combinations of several amplifiers using FET's
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- H—ELECTRICITY
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- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
- H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
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- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/56—Modifications of input or output impedances, not otherwise provided for
- H03F1/565—Modifications of input or output impedances, not otherwise provided for using inductive elements
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Microwave Amplifiers (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 インピーダンス整合回路の入力側の高調波負
荷を短絡負荷に限定することなくトランジスタの動作を
高効率化することができ、高調波反射量を大きくするこ
とができる高周波電力増幅器を提供する。 【解決手段】 信号線路１ないし５の線路長Ｌ１ないし
Ｌ５と線路幅Ｗ１ないしＷ５とを調整することにより、
第２次高調波に対しては開放負荷（Γinの反射位相角０
〜９０度、反射量が０．６〜１．０）、第３次高調波に
対しては短絡負荷（Γinの位相角が１１０〜２７０度、
反射量が０．６〜１．０）となるように調整することが
できる。このインピーダンス整合回路の入力側高調波負
荷の最適化により、トランジスタの動作を高効率化する
ことができる。高次の高調波処理回路１２ほどトランジ
スタ１の近くに設置することにより、高調波処理回路１
２とトランジスタ１との間の線路長を短くし、高調波反
射量を大きくすることができる高周波電力増幅器を提供
することができる。
荷を短絡負荷に限定することなくトランジスタの動作を
高効率化することができ、高調波反射量を大きくするこ
とができる高周波電力増幅器を提供する。 【解決手段】 信号線路１ないし５の線路長Ｌ１ないし
Ｌ５と線路幅Ｗ１ないしＷ５とを調整することにより、
第２次高調波に対しては開放負荷（Γinの反射位相角０
〜９０度、反射量が０．６〜１．０）、第３次高調波に
対しては短絡負荷（Γinの位相角が１１０〜２７０度、
反射量が０．６〜１．０）となるように調整することが
できる。このインピーダンス整合回路の入力側高調波負
荷の最適化により、トランジスタの動作を高効率化する
ことができる。高次の高調波処理回路１２ほどトランジ
スタ１の近くに設置することにより、高調波処理回路１
２とトランジスタ１との間の線路長を短くし、高調波反
射量を大きくすることができる高周波電力増幅器を提供
することができる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は高周波電力増幅器に
看視、特に移動体通信または衛星通信用等のマイクロ波
またはミリ波帯の通信機に用いられる高周波電力増幅器
に関する。
看視、特に移動体通信または衛星通信用等のマイクロ波
またはミリ波帯の通信機に用いられる高周波電力増幅器
に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、移動体通信または衛星通信用等の
マイクロ波またはミリ波帯の通信機に用いられる高周波
電力増幅器において、トランジスタの出力回路の基本波
周波数における負荷だけでなく、基本波の高周波負荷も
制御すれば、基本波負荷のみを制御した場合にくらべて
トランジスタが高効率に動作することは広く知られてい
る。ここで、基本波は周波数の最も低いものであり、高
調波はその周波数が基本波の周波数の整数倍となるもの
である。
マイクロ波またはミリ波帯の通信機に用いられる高周波
電力増幅器において、トランジスタの出力回路の基本波
周波数における負荷だけでなく、基本波の高周波負荷も
制御すれば、基本波負荷のみを制御した場合にくらべて
トランジスタが高効率に動作することは広く知られてい
る。ここで、基本波は周波数の最も低いものであり、高
調波はその周波数が基本波の周波数の整数倍となるもの
である。
【０００３】入力高周波負荷にも高効率動作のための最
適な負荷条件が存在することが紹介されている。例えば
特許第２６９５３９５号（高周波電力増幅器）では、入
力側高調波制御が効率の向上に有効であり、入力側高調
波制御回路が２次高調波より低い周波数に対して共振点
を有し、入力インピーダンスが（０＋ｊ４Ω）、（０＋
ｊ２５Ω）、（５＋ｊ２５Ω）、（５＋ｊ４Ω）の範囲
に最適負荷条件があることが記載されており、２次高調
波のインピーダンスが低い領域に設定されることにより
高効率動作が可能であると記載されている。ここで、高
調波のうち、その周波数が基本波の奇数倍のものを奇数
次高調波、偶数倍のものを偶数次高調波という。
適な負荷条件が存在することが紹介されている。例えば
特許第２６９５３９５号（高周波電力増幅器）では、入
力側高調波制御が効率の向上に有効であり、入力側高調
波制御回路が２次高調波より低い周波数に対して共振点
を有し、入力インピーダンスが（０＋ｊ４Ω）、（０＋
ｊ２５Ω）、（５＋ｊ２５Ω）、（５＋ｊ４Ω）の範囲
に最適負荷条件があることが記載されており、２次高調
波のインピーダンスが低い領域に設定されることにより
高効率動作が可能であると記載されている。ここで、高
調波のうち、その周波数が基本波の奇数倍のものを奇数
次高調波、偶数倍のものを偶数次高調波という。
【０００４】特開平７−２２８７２（電力増幅器）で
は、ヘテロ接合バイポーラトランジスタにおいて高効率
動作を得るための入力、出力高調波の負荷条件を短絡負
荷とすることが有効であると記載されており、上述の特
許第２６９５３９５号と同様に、やはり低インピーダン
ス負荷に設定することにより高効率化が可能であると記
載されている。奇数時高調波、特に３次高調波の影響に
ついては特に示されていないか、または影響が少ないと
している。
は、ヘテロ接合バイポーラトランジスタにおいて高効率
動作を得るための入力、出力高調波の負荷条件を短絡負
荷とすることが有効であると記載されており、上述の特
許第２６９５３９５号と同様に、やはり低インピーダン
ス負荷に設定することにより高効率化が可能であると記
載されている。奇数時高調波、特に３次高調波の影響に
ついては特に示されていないか、または影響が少ないと
している。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】上述のように、高周波
電力増幅器におけるトランジスタの動作の高効率化を実
現する従来の回路構成では、インピーダンス整合回路の
入力側の偶数次高調波負荷を短絡負荷とする回路構成に
限定されていたという問題があった。
電力増幅器におけるトランジスタの動作の高効率化を実
現する従来の回路構成では、インピーダンス整合回路の
入力側の偶数次高調波負荷を短絡負荷とする回路構成に
限定されていたという問題があった。
【０００６】さらに、信号の周波数が高くなる、すなわ
ち高調波の次数が高くなるほど、高調波処理回路で反射
する高調波振幅がトランジスタの入力端面に達するまで
に線路の伝播損失により小さくなり、十分な反射量が得
られないという問題があった。
ち高調波の次数が高くなるほど、高調波処理回路で反射
する高調波振幅がトランジスタの入力端面に達するまで
に線路の伝播損失により小さくなり、十分な反射量が得
られないという問題があった。
【０００７】そこで、本発明の目的は、上記問題を解決
するためになされたものであり、インピーダンス整合回
路の入力側の高調波負荷を短絡負荷に限定することな
く、トランジスタの動作を高効率化することができる高
周波電力増幅器を提供することにある。
するためになされたものであり、インピーダンス整合回
路の入力側の高調波負荷を短絡負荷に限定することな
く、トランジスタの動作を高効率化することができる高
周波電力増幅器を提供することにある。
【０００８】さらに、高調波反射量を大きくすることが
できる高周波電力増幅器を提供することにある。
できる高周波電力増幅器を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】この発明の高周波電力増
幅器は、信号増幅を行うトランジスタと、前記トランジ
スタの入力側に接続された入力側インピーダンス整合回
路とを備えた高周波電力増幅器であって、前記入力側イ
ンピーダンス整合回路が高周波信号における基本波の偶
数次高調波に対してインピーダンスが実質的に開放負荷
をなすものである。
幅器は、信号増幅を行うトランジスタと、前記トランジ
スタの入力側に接続された入力側インピーダンス整合回
路とを備えた高周波電力増幅器であって、前記入力側イ
ンピーダンス整合回路が高周波信号における基本波の偶
数次高調波に対してインピーダンスが実質的に開放負荷
をなすものである。
【００１０】この発明の高周波電力増幅器は、信号増幅
を行うトランジスタと、前記トランジスタの入力側に接
続された入力側インピーダンス整合回路とを備えた高周
波電力増幅器であって、前記入力側インピーダンス整合
回路が高周波信号における基本波の奇数次高調波に対し
てインピーダンスが実質的に短絡負荷をなすものであ
る。
を行うトランジスタと、前記トランジスタの入力側に接
続された入力側インピーダンス整合回路とを備えた高周
波電力増幅器であって、前記入力側インピーダンス整合
回路が高周波信号における基本波の奇数次高調波に対し
てインピーダンスが実質的に短絡負荷をなすものであ
る。
【００１１】ここで、この発明の高周波電力増幅器にお
いて、前記トランジスタの入力端から前記入力側インピ
ーダンス整合回路を見た場合の反射係数について、２次
高調波の反射位相角が０ないし９０度、反射量が０．６
ないし１．０とすることができる。
いて、前記トランジスタの入力端から前記入力側インピ
ーダンス整合回路を見た場合の反射係数について、２次
高調波の反射位相角が０ないし９０度、反射量が０．６
ないし１．０とすることができる。
【００１２】ここで、この発明の高周波電力増幅器にお
いて、前記トランジスタの入力端から前記入力側インピ
ーダンス整合回路を見た場合の反射係数について、３次
高調波の反射位相角が１１０ないし２７０度、反射量が
０．６ないし１．０とすることができる。
いて、前記トランジスタの入力端から前記入力側インピ
ーダンス整合回路を見た場合の反射係数について、３次
高調波の反射位相角が１１０ないし２７０度、反射量が
０．６ないし１．０とすることができる。
【００１３】ここで、この発明の高周波電力増幅器にお
いて、前記入力側インピーダンス整合回路は、信号入力
端子から順に、第３次高調波反射回路、第２次高調波処
理回路、基本波整合回路と配置することができる。
いて、前記入力側インピーダンス整合回路は、信号入力
端子から順に、第３次高調波反射回路、第２次高調波処
理回路、基本波整合回路と配置することができる。
【００１４】この発明の高周波電力増幅器は、前段のト
ランジスタと、後段のトランジスタと、前記前段のトラ
ンジスタと前記後段のトランジスタとの間に接続されイ
ンピーダンス整合を行う段間インピーダンス整合回路と
を備えた高周波電力増幅器であって、前記前段トランジ
スタで発生した高調波が前記後段トランジスタに入力さ
れ、前記段間整合回路により前記後段トランジスタの高
調波負荷を調整するものである。
ランジスタと、後段のトランジスタと、前記前段のトラ
ンジスタと前記後段のトランジスタとの間に接続されイ
ンピーダンス整合を行う段間インピーダンス整合回路と
を備えた高周波電力増幅器であって、前記前段トランジ
スタで発生した高調波が前記後段トランジスタに入力さ
れ、前記段間整合回路により前記後段トランジスタの高
調波負荷を調整するものである。
【００１５】この発明の高周波電力増幅器は、信号増幅
を行うトランジスタを並列で動作するセル単位に分割
し、各セル単位毎に入力側インピーダンス整合回路と出
力側インピーダンス整合回路とを備え、各セル毎にトラ
ンジスタからみた基本周波数の高調波負荷を調整するも
のである。
を行うトランジスタを並列で動作するセル単位に分割
し、各セル単位毎に入力側インピーダンス整合回路と出
力側インピーダンス整合回路とを備え、各セル毎にトラ
ンジスタからみた基本周波数の高調波負荷を調整するも
のである。
【００１６】
【発明の実施の形態】以下、各実施の形態について図面
を参照して詳細に説明する。
を参照して詳細に説明する。
【００１７】発明者らのシミュレーションおよび実験に
基づく検討によれば、高周波電力増幅回路において、イ
ンピーダンス整合回路の出力側高調波負荷条件が偶数次
に開放負荷であり奇数時に短絡負荷である場合には、イ
ンピーダンス整合回路の入力側第２次（偶数次）高調波
負荷が開放負荷または高インピーダンス負荷である場合
の方が高効率となることが確認された。さらに同様の場
合、入力側第３次（奇数次）高調波負荷が短絡負荷また
は低インピーダンス負荷である場合の方が高効率となる
ことが確認された。以下では、トランジスタの動作を高
効率化するために、インピーダンス整合回路の入力側高
調波負荷を最適化する本願発明の回路構成の一例を説明
する。
基づく検討によれば、高周波電力増幅回路において、イ
ンピーダンス整合回路の出力側高調波負荷条件が偶数次
に開放負荷であり奇数時に短絡負荷である場合には、イ
ンピーダンス整合回路の入力側第２次（偶数次）高調波
負荷が開放負荷または高インピーダンス負荷である場合
の方が高効率となることが確認された。さらに同様の場
合、入力側第３次（奇数次）高調波負荷が短絡負荷また
は低インピーダンス負荷である場合の方が高効率となる
ことが確認された。以下では、トランジスタの動作を高
効率化するために、インピーダンス整合回路の入力側高
調波負荷を最適化する本願発明の回路構成の一例を説明
する。
【００１８】実施の形態１．図１は、本発明の実施の形
態１における高周波増幅器の回路構成を示す。図１にお
いて、符号１はトランジスタ、２は信号線路１（線路長
Ｌ１、線路幅Ｗ１）、３は信号線路２（線路長Ｌ２、線
路幅Ｗ２）、４は信号線路３(線路長Ｌ３、線路Ｗ３)、
５は信号線路４（線路長Ｌ４、線路Ｗ４）、６は信号線
路５（線路長Ｌ５、線路Ｗ５）、７は出力側整合回路、
８は信号入力端子、９は信号出力端子である。信号線路
１等の途中または末端においてインピーダンスの不整合
があると、入射波が一部反射する。この反射波と入射波
との比を反射係数という。図１で符号１０はトランジス
タ１から入力側の整合回路を見たときの反射係数（Γi
n）を示している。一般に、位相定数βを持つ信号線路
のｚ方向の電圧Ｖ（ｚ）は、
態１における高周波増幅器の回路構成を示す。図１にお
いて、符号１はトランジスタ、２は信号線路１（線路長
Ｌ１、線路幅Ｗ１）、３は信号線路２（線路長Ｌ２、線
路幅Ｗ２）、４は信号線路３(線路長Ｌ３、線路Ｗ３)、
５は信号線路４（線路長Ｌ４、線路Ｗ４）、６は信号線
路５（線路長Ｌ５、線路Ｗ５）、７は出力側整合回路、
８は信号入力端子、９は信号出力端子である。信号線路
１等の途中または末端においてインピーダンスの不整合
があると、入射波が一部反射する。この反射波と入射波
との比を反射係数という。図１で符号１０はトランジス
タ１から入力側の整合回路を見たときの反射係数（Γi
n）を示している。一般に、位相定数βを持つ信号線路
のｚ方向の電圧Ｖ（ｚ）は、
【００１９】
【数１】
【００２０】と表すことができる。ここで、Ａ、Ｂは適
当な定数であり、第１項は入射波、第２項は反射波を表
す。ｚ＝ｌにおける入射波と反射波との比、すなわち反
射係数Γ（ｌ）は、
当な定数であり、第１項は入射波、第２項は反射波を表
す。ｚ＝ｌにおける入射波と反射波との比、すなわち反
射係数Γ（ｌ）は、
【００２１】
【数２】
【００２２】と表すことができる。ここで、｜Ｂ／Ａ｜
は反射量、θは位相角を示す。
は反射量、θは位相角を示す。
【００２３】図１に示されるように、信号線路３、４お
よび５は直列に接続されており、信号線路３と４との間
のノードＡに信号線路１が接続され、信号線路４と５と
の間のノードＢに信号線路２が接続されている。図１に
示される信号線路１ないし５の線路長Ｌ１ないしＬ５と
線路幅Ｗ１ないしＷ５とを調整することにより、第２次
高調波に対しては開放負荷（Γinの反射位相角０〜９０
度、反射量が０．６〜１．０）、第３次高調波に対して
は短絡負荷（Γinの位相角が１１０〜２７０度、反射量
が０．６〜１．０）となるように調整する。
よび５は直列に接続されており、信号線路３と４との間
のノードＡに信号線路１が接続され、信号線路４と５と
の間のノードＢに信号線路２が接続されている。図１に
示される信号線路１ないし５の線路長Ｌ１ないしＬ５と
線路幅Ｗ１ないしＷ５とを調整することにより、第２次
高調波に対しては開放負荷（Γinの反射位相角０〜９０
度、反射量が０．６〜１．０）、第３次高調波に対して
は短絡負荷（Γinの位相角が１１０〜２７０度、反射量
が０．６〜１．０）となるように調整する。
【００２４】図２は、本発明の実施の形態１におけるＧ
ａＡｓＦＥＴにて行った反射係数Γinについて、第２
次、第３次高調波の位相角θに対する電力負荷効率
（％）の変化を実側した結果を示す。図２に示されるよ
うに、電力負荷効率は反射係数Γinの位相角θが第２次
高調波に対しては、反射位相角θ＝０〜９０度の範囲で
８０％ないし８５％と高効率となっており、θ＝１３０
〜１９０度の範囲では６０％ないし６５％と低下してい
る。電力負荷効率は反射係数Γinの位相角θが第３次高
調波に対しては、反射位相角θ＝１１０〜２７０度の範
囲で８０％ないし８５％と高効率となっている。特に第
３次高調波に対して反射位相角θ＝１４０〜１９０度の
範囲では、第２次高調波による効率の低下（１３０〜１
９０度）を抑制する効果があることがわかる。
ａＡｓＦＥＴにて行った反射係数Γinについて、第２
次、第３次高調波の位相角θに対する電力負荷効率
（％）の変化を実側した結果を示す。図２に示されるよ
うに、電力負荷効率は反射係数Γinの位相角θが第２次
高調波に対しては、反射位相角θ＝０〜９０度の範囲で
８０％ないし８５％と高効率となっており、θ＝１３０
〜１９０度の範囲では６０％ないし６５％と低下してい
る。電力負荷効率は反射係数Γinの位相角θが第３次高
調波に対しては、反射位相角θ＝１１０〜２７０度の範
囲で８０％ないし８５％と高効率となっている。特に第
３次高調波に対して反射位相角θ＝１４０〜１９０度の
範囲では、第２次高調波による効率の低下（１３０〜１
９０度）を抑制する効果があることがわかる。
【００２５】以上より、実施の形態１によれば、図１に
示される高周波電力増幅回路において、信号線路１ない
し５の線路長Ｌ１ないしＬ５と線路幅Ｗ１ないしＷ５と
を調整することにより、第２次高調波に対しては開放負
荷（Γinの反射位相角０〜９０度、反射量が０．６〜
１．０）、第３次高調波に対しては短絡負荷（Γinの位
相角が１１０〜２７０度、反射量が０．６〜１．０）と
なるように調整することができる。このため、インピー
ダンス整合回路の入力側高調波負荷を最適化することに
より、トランジスタの動作を高効率化することができ
る。
示される高周波電力増幅回路において、信号線路１ない
し５の線路長Ｌ１ないしＬ５と線路幅Ｗ１ないしＷ５と
を調整することにより、第２次高調波に対しては開放負
荷（Γinの反射位相角０〜９０度、反射量が０．６〜
１．０）、第３次高調波に対しては短絡負荷（Γinの位
相角が１１０〜２７０度、反射量が０．６〜１．０）と
なるように調整することができる。このため、インピー
ダンス整合回路の入力側高調波負荷を最適化することに
より、トランジスタの動作を高効率化することができ
る。
【００２６】実施の形態２．図３は、本発明の実施の形
態２における高周波増幅器の回路構成を示す。図３で図
１と同じ符号を付した箇所は同じ要素を示すため説明は
省略する。図３において、符号１１は入力側基本波整合
回路、１２は入力側第２次高調波処理回路、１３は入力
側第３次高調波反射回路である。図３に示されるよう
に、入力側基本波整合回路１１、入力側第２次高調波処
理回路１２および入力側第３次高調波反射回路１３は直
列に接続されている。高調波処理回路１２によりトラン
ジスタ１の動作効率を向上させるために、反射する位相
角のみでなく、その反射量を大きくする必要がある。一
般に、信号の周波数が高くなる、すなわち高調波の次数
が高くなるほど、高調波処理回路１２で反射する高調波
振幅がトランジスタ１の入力端面に達するまでに線路の
伝播損失により小さくなり、十分な反射量が得られない
ことが問題となる。しかし図３に示すように、本発明の
実施の形態２における高周波増幅回路の回路構成は、高
次の高調波処理回路１２ほどトランジスタ１の近くに設
置することにより高調波処理回路１２とトランジスタ１
との間の線路長を短くし、高調波反射量を大きくするこ
とができる。
態２における高周波増幅器の回路構成を示す。図３で図
１と同じ符号を付した箇所は同じ要素を示すため説明は
省略する。図３において、符号１１は入力側基本波整合
回路、１２は入力側第２次高調波処理回路、１３は入力
側第３次高調波反射回路である。図３に示されるよう
に、入力側基本波整合回路１１、入力側第２次高調波処
理回路１２および入力側第３次高調波反射回路１３は直
列に接続されている。高調波処理回路１２によりトラン
ジスタ１の動作効率を向上させるために、反射する位相
角のみでなく、その反射量を大きくする必要がある。一
般に、信号の周波数が高くなる、すなわち高調波の次数
が高くなるほど、高調波処理回路１２で反射する高調波
振幅がトランジスタ１の入力端面に達するまでに線路の
伝播損失により小さくなり、十分な反射量が得られない
ことが問題となる。しかし図３に示すように、本発明の
実施の形態２における高周波増幅回路の回路構成は、高
次の高調波処理回路１２ほどトランジスタ１の近くに設
置することにより高調波処理回路１２とトランジスタ１
との間の線路長を短くし、高調波反射量を大きくするこ
とができる。
【００２７】以上より、実施の形態２によれば、高次の
高調波処理回路１２ほどトランジスタ１の近くに設置す
ることにより、高調波処理回路１２とトランジスタ１と
の間の線路長を短くし、高調波反射量を大きくすること
ができる。
高調波処理回路１２ほどトランジスタ１の近くに設置す
ることにより、高調波処理回路１２とトランジスタ１と
の間の線路長を短くし、高調波反射量を大きくすること
ができる。
【００２８】実施の形態３．図４は、本発明の実施の形
態３における高周波増幅器の回路構成を示す。図４で図
１と同じ符号を付した箇所は同じ要素を示すため説明は
省略する。図４において、符号１４は前段トランジス
タ、１５は後段トランジスタ、１６は段間整合回路、１
７は後段トランジスタ１５から見た入力側の反射係数
（Γin１）、１８は段間整合回路１６から見た前段トラ
ンジスタ１４の出力側の反射係数（Γout２）、１９は
段間整合回路１６から見た前段トランジスタ１４の反射
係数（Γ２）である。
態３における高周波増幅器の回路構成を示す。図４で図
１と同じ符号を付した箇所は同じ要素を示すため説明は
省略する。図４において、符号１４は前段トランジス
タ、１５は後段トランジスタ、１６は段間整合回路、１
７は後段トランジスタ１５から見た入力側の反射係数
（Γin１）、１８は段間整合回路１６から見た前段トラ
ンジスタ１４の出力側の反射係数（Γout２）、１９は
段間整合回路１６から見た前段トランジスタ１４の反射
係数（Γ２）である。
【００２９】上述のように、先行出願では高調波負荷の
調整にパッシブの共振回路による反射で高調波負荷調整
をおこなっている。しかし、本発明の実施の形態３では
図４に示されるようにトランジスタを多段接続し、多段
アンプの前段トランジスタ１４から発生した高調波を後
段トランジスタ１５に入力することにより、共振回路に
よる高調波反射回路を用いずに後段トランジスタ１５の
高調波負荷を高効率となるように制御することができ
る。
調整にパッシブの共振回路による反射で高調波負荷調整
をおこなっている。しかし、本発明の実施の形態３では
図４に示されるようにトランジスタを多段接続し、多段
アンプの前段トランジスタ１４から発生した高調波を後
段トランジスタ１５に入力することにより、共振回路に
よる高調波反射回路を用いずに後段トランジスタ１５の
高調波負荷を高効率となるように制御することができ
る。
【００３０】本実施の形態３では出力が大きい後段トラ
ンジスタ１５を高効率で動作させることを目的とし、前
段トランジスタ１４とＡ〜ＡＢ級の動作点で動作させ高
調波成分をより多く発生させる。段間整合回路１６は、
前段トランジスタ１４と後段トランジスタ１５の段間整
合について、基本波だけでなく高調波についてもインピ
ーダンス整合させ、前段トランジスタ１４で発生した高
調波を後段トランジスタ１５に入力する。前段トランジ
スタ１４で能動的に発生した高調波を利用して後段トラ
ンジスタ１５の入力側高調波の負荷調整をおこなうた
め、実施の形態１に示すような後段トランジスタ１５の
入力側で発生した高調波を反射させる場合に比べて大き
な反射量を得ることができる。後段トランジスタ１５か
ら段間整合回路１６を見た時の高調波負荷（位相、振
幅）は、後段トランジスタ１５の効率が最大となるよう
に調整する。好適には、反射係数Γin１（１７）につい
て３次高調波の位相角が１１０〜２７０度、反射量が
０．６〜１．０であることが望ましい。
ンジスタ１５を高効率で動作させることを目的とし、前
段トランジスタ１４とＡ〜ＡＢ級の動作点で動作させ高
調波成分をより多く発生させる。段間整合回路１６は、
前段トランジスタ１４と後段トランジスタ１５の段間整
合について、基本波だけでなく高調波についてもインピ
ーダンス整合させ、前段トランジスタ１４で発生した高
調波を後段トランジスタ１５に入力する。前段トランジ
スタ１４で能動的に発生した高調波を利用して後段トラ
ンジスタ１５の入力側高調波の負荷調整をおこなうた
め、実施の形態１に示すような後段トランジスタ１５の
入力側で発生した高調波を反射させる場合に比べて大き
な反射量を得ることができる。後段トランジスタ１５か
ら段間整合回路１６を見た時の高調波負荷（位相、振
幅）は、後段トランジスタ１５の効率が最大となるよう
に調整する。好適には、反射係数Γin１（１７）につい
て３次高調波の位相角が１１０〜２７０度、反射量が
０．６〜１．０であることが望ましい。
【００３１】さらに、偶数時または奇数時の高周波につ
いて後段トランジスタ１５と前段トランジスタ１４と接
続する段間整合回路１６によりインピーダンス整合を行
う。前段トランジスタ１４で発生した高周波が後段トラ
ンジスタ１５に入力され、段間整合回路１６の調整によ
り、後段トランジスタ１５の高周波負荷が上述のように
調整されることが好適である。
いて後段トランジスタ１５と前段トランジスタ１４と接
続する段間整合回路１６によりインピーダンス整合を行
う。前段トランジスタ１４で発生した高周波が後段トラ
ンジスタ１５に入力され、段間整合回路１６の調整によ
り、後段トランジスタ１５の高周波負荷が上述のように
調整されることが好適である。
【００３２】図５は、本発明の実施の形態３におけるス
ミスチャート上の負荷表示を示す。図５において、符号
２０は図４の後段トランジスタ１５から見た入力側の２
次高調波負荷（Ｚｉｎ１（２ｆ０））、２１は図４の段
間整合回路１６から見た前段トランジスタ１４の出力側
の２次高調波負荷（Ｚｏｕｔ２（２ｆ０））、２２は図
４の段間整合回路１６から見た前段トランジスタ１４の
２次高調波負荷（Ｚ２（２ｆ０））である。
ミスチャート上の負荷表示を示す。図５において、符号
２０は図４の後段トランジスタ１５から見た入力側の２
次高調波負荷（Ｚｉｎ１（２ｆ０））、２１は図４の段
間整合回路１６から見た前段トランジスタ１４の出力側
の２次高調波負荷（Ｚｏｕｔ２（２ｆ０））、２２は図
４の段間整合回路１６から見た前段トランジスタ１４の
２次高調波負荷（Ｚ２（２ｆ０））である。
【００３３】図４の段間整合回路１６により、段間整合
回路１６から見た前段トランジスタ１４の出力側の２次
高調波負荷２１、段間整合回路１６から見た前段トラン
ジスタ１４の２次高調波負荷２２の負荷は共役整合し、
前段トランジスタ１４から発生した２次高調波は後段ト
ランジスタ１５に入力される。さらに段間整合回路１６
の線路長を調整して図４の１７の位置に負荷をあわせる
ことにより、高効率動作を得ることができる。
回路１６から見た前段トランジスタ１４の出力側の２次
高調波負荷２１、段間整合回路１６から見た前段トラン
ジスタ１４の２次高調波負荷２２の負荷は共役整合し、
前段トランジスタ１４から発生した２次高調波は後段ト
ランジスタ１５に入力される。さらに段間整合回路１６
の線路長を調整して図４の１７の位置に負荷をあわせる
ことにより、高効率動作を得ることができる。
【００３４】以上より、実施の形態３によれば、トラン
ジスタを多段接続し、多段アンプの前段トランジスタ１
４から発生した高調波を後段トランジスタ１５に入力す
ることにより、共振回路による高調波反射回路を用いず
に後段トランジスタ１５の高調波負荷を高効率となるよ
うに制御することができる。
ジスタを多段接続し、多段アンプの前段トランジスタ１
４から発生した高調波を後段トランジスタ１５に入力す
ることにより、共振回路による高調波反射回路を用いず
に後段トランジスタ１５の高調波負荷を高効率となるよ
うに制御することができる。
【００３５】実施の形態４．図６は、本発明の実施の形
態４における高周波増幅器の回路構成を示す。図６で図
１または図３と同じ符号を付した箇所は同じ要素を示す
ため説明は省略する。図６において、符号２３は電力分
配回路、２４は電力合成回路、２５は出力側第３次高調
波処理回路、２６は出力側第２次高調波処理回路、２７
は出力側基本波整合回路、２８はセル単位に分割したト
ランジスタ、２９はセル単位に分割したトランジスタか
ら見た入力側整合回路の負荷（Ｚｉｎｃ）である。
態４における高周波増幅器の回路構成を示す。図６で図
１または図３と同じ符号を付した箇所は同じ要素を示す
ため説明は省略する。図６において、符号２３は電力分
配回路、２４は電力合成回路、２５は出力側第３次高調
波処理回路、２６は出力側第２次高調波処理回路、２７
は出力側基本波整合回路、２８はセル単位に分割したト
ランジスタ、２９はセル単位に分割したトランジスタか
ら見た入力側整合回路の負荷（Ｚｉｎｃ）である。
【００３６】トランジスタの入出力負荷が低下すると、
これと整合する入出力整合回路の負荷も小さくなり基本
波反射量が増大する。このため基本波に対する高調波反
射量が相対的に低下する。そこで本発明の実施の形態４
では、高調波反射量を大きくするため、基本波負荷並列
に動作するトランジスタをセルに分割し（２８）、セル
単位で入出力整合回路１１の高調波負荷を高効率となる
ように負荷を調整する。トランジスタセル２８とその入
出力整合回路１１とを含む単位を電力分配回路２３およ
び電力合成回路２４により並列に合成して、各トランジ
スタセル２８からみた高調波反射量を大きくし、トラン
ジスタ２８の高効率化に必要な高調波反射量を得ること
ができる。トランジスタを分割せずに高調波処理回路を
形成した場合に比べて、各セル２８からみた高調波負荷
のばらつきが抑えられるため、各トランジスタの不均一
動作による効率低下を抑制することができる。
これと整合する入出力整合回路の負荷も小さくなり基本
波反射量が増大する。このため基本波に対する高調波反
射量が相対的に低下する。そこで本発明の実施の形態４
では、高調波反射量を大きくするため、基本波負荷並列
に動作するトランジスタをセルに分割し（２８）、セル
単位で入出力整合回路１１の高調波負荷を高効率となる
ように負荷を調整する。トランジスタセル２８とその入
出力整合回路１１とを含む単位を電力分配回路２３およ
び電力合成回路２４により並列に合成して、各トランジ
スタセル２８からみた高調波反射量を大きくし、トラン
ジスタ２８の高効率化に必要な高調波反射量を得ること
ができる。トランジスタを分割せずに高調波処理回路を
形成した場合に比べて、各セル２８からみた高調波負荷
のばらつきが抑えられるため、各トランジスタの不均一
動作による効率低下を抑制することができる。
【００３７】以上より、実施の形態４によれば、基本波
負荷並列に動作するトランジスタをセルに分割し、セル
単位で入出力整合回路１１の高調波負荷を高効率となる
ように負荷を調整する。このため、トランジスタを分割
せずに高調波処理回路を形成した場合に比べて、各セル
２８からみた高調波負荷のばらつきが抑えられるため、
各トランジスタの不均一動作による効率低下を抑制する
ことができる。
負荷並列に動作するトランジスタをセルに分割し、セル
単位で入出力整合回路１１の高調波負荷を高効率となる
ように負荷を調整する。このため、トランジスタを分割
せずに高調波処理回路を形成した場合に比べて、各セル
２８からみた高調波負荷のばらつきが抑えられるため、
各トランジスタの不均一動作による効率低下を抑制する
ことができる。
【００３８】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の高周波電
力増幅器によれば、インピーダンス整合回路の入力側高
調波負荷を最適化することにより、インピーダンス整合
回路の入力側の高調波負荷を短絡負荷に限定することな
く、トランジスタの動作を高効率化することができる。
力増幅器によれば、インピーダンス整合回路の入力側高
調波負荷を最適化することにより、インピーダンス整合
回路の入力側の高調波負荷を短絡負荷に限定することな
く、トランジスタの動作を高効率化することができる。
【００３９】さらに、高次の高調波処理回路１２ほどト
ランジスタ１の近くに設置することにより、高調波処理
回路１２とトランジスタ１との間の線路長を短くし、高
調波反射量を大きくすることができる高周波電力増幅器
を提供することができる。
ランジスタ１の近くに設置することにより、高調波処理
回路１２とトランジスタ１との間の線路長を短くし、高
調波反射量を大きくすることができる高周波電力増幅器
を提供することができる。
【図１】 本発明の実施の形態１における高周波増幅器
の回路構成を示す図である。
の回路構成を示す図である。
【図２】 本発明の実施の形態１におけるＧａＡｓＦＥ
Ｔにて行った反射係数Γinについて、第２次、第３次高
調波の位相角θに対する電力負荷効率（％）の変化を実
側した結果を示す図である。
Ｔにて行った反射係数Γinについて、第２次、第３次高
調波の位相角θに対する電力負荷効率（％）の変化を実
側した結果を示す図である。
【図３】 本発明の実施の形態２における高周波増幅器
の回路構成を示す図である。
の回路構成を示す図である。
【図４】 本発明の実施の形態３における高周波増幅器
の回路構成を示す図である。
の回路構成を示す図である。
【図５】 本発明の実施の形態３におけるスミスチャー
ト上の負荷表示を示す図である。
ト上の負荷表示を示す図である。
【図６】 本発明の実施の形態４における高周波増幅器
の回路構成を示す図である。
の回路構成を示す図である。
１ トランジスタ、 ２，３，４，５，６ 信号線
路、 ７ 出力側整合回路、 ８ 信号入力端子、
９ 信号出力端子、 １０，１７，１８，１９
反射係数、 １１ 入力側基本波整合回路、 １２
入力側第２次高調波処理回路、 １３ 入力側第３
次高調波反射回路、 １４ 前段トランジスタ、
１５ 後段トランジスタ、 １６ 段間整合回路、
２０，２１，２２ ２次高調波負荷、 ２３ 電力
分配回路、 ２４ 電力合成回路、 ２５ 出力側
第３次高調波処理回路、 ２６ 出力側第２次高調波
処理回路、 ２７ 出力側基本波整合回路、 ２８
セル単位に分割したトランジスタ、 ２９ 入力側
整合回路の負荷。
路、 ７ 出力側整合回路、 ８ 信号入力端子、
９ 信号出力端子、 １０，１７，１８，１９
反射係数、 １１ 入力側基本波整合回路、 １２
入力側第２次高調波処理回路、 １３ 入力側第３
次高調波反射回路、 １４ 前段トランジスタ、
１５ 後段トランジスタ、 １６ 段間整合回路、
２０，２１，２２ ２次高調波負荷、 ２３ 電力
分配回路、 ２４ 電力合成回路、 ２５ 出力側
第３次高調波処理回路、 ２６ 出力側第２次高調波
処理回路、 ２７ 出力側基本波整合回路、 ２８
セル単位に分割したトランジスタ、 ２９ 入力側
整合回路の負荷。
フロントページの続き Ｆターム(参考） 5J067 AA01 AA04 AA41 CA00 CA36 CA71 FA20 HA02 HA09 HA24 KA00 KA13 KA29 KS01 KS11 LS01 MA08 SA13 TA02 TA05 5J069 AA01 AA04 AA41 CA36 CA71 FA20 HA02 HA09 HA24 KA00 KA13 KA29 KC06 KC07 MA08 SA13 TA02 TA05
Claims (7)
- 【請求項１】 信号増幅を行うトランジスタと、 前記トランジスタの入力側に接続された入力側インピー
ダンス整合回路とを備えた高周波電力増幅器であって、 前記入力側インピーダンス整合回路が高周波信号におけ
る基本波の偶数次高調波に対してインピーダンスが実質
的に開放負荷をなすことを特徴とする高周波電力増幅
器。 - 【請求項２】 信号増幅を行うトランジスタと、 前記トランジスタの入力側に接続された入力側インピー
ダンス整合回路とを備えた高周波電力増幅器であって、 前記入力側インピーダンス整合回路が高周波信号におけ
る基本波の奇数次高調波に対してインピーダンスが実質
的に短絡負荷をなすことを特徴とする高周波電力増幅
器。 - 【請求項３】 前記トランジスタの入力端から前記入力
側インピーダンス整合回路を見た場合の反射係数につい
て、２次高調波の反射位相角が０ないし９０度、反射量
が０．６ないし１．０であることを特徴とする請求項１
記載の高周波電力増幅器。 - 【請求項４】 前記トランジスタの入力端から前記入力
側インピーダンス整合回路を見た場合の反射係数につい
て、３次高調波の反射位相角が１１０ないし２７０度、
反射量が０．６ないし１．０であることを特徴とする請
求項２記載の高周波電力増幅器。 - 【請求項５】 前記入力側インピーダンス整合回路は、
信号入力端子から順に、第３次高調波反射回路、第２次
高調波処理回路、基本波整合回路と配置したことを特徴
とする請求項１ないし４のいずれかに記載の高周波電力
増幅器。 - 【請求項６】 前段のトランジスタと、後段のトランジ
スタと、前記前段のトランジスタと前記後段のトランジ
スタとの間に接続されインピーダンス整合を行う段間イ
ンピーダンス整合回路とを備えた高周波電力増幅器であ
って、 前記前段トランジスタで発生した高調波が前記後段トラ
ンジスタに入力され、前記段間整合回路により前記後段
トランジスタの高調波負荷を調整することを特徴とする
高周波電力増幅器。 - 【請求項７】 信号増幅を行うトランジスタを並列で動
作するセル単位に分割し、各セル単位毎に入力側インピ
ーダンス整合回路と出力側インピーダンス整合回路とを
備え、各セル毎にトランジスタからみた基本周波数の高
調波負荷を調整することを特徴とする高周波電力増幅
器。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000362556A JP4601807B2 (ja) | 2000-11-29 | 2000-11-29 | 高周波電力増幅器 |
| US09/881,665 US6759908B2 (en) | 2000-11-29 | 2001-06-18 | High frequency power amplifier |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000362556A JP4601807B2 (ja) | 2000-11-29 | 2000-11-29 | 高周波電力増幅器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002164753A true JP2002164753A (ja) | 2002-06-07 |
| JP4601807B2 JP4601807B2 (ja) | 2010-12-22 |
Family
ID=18833813
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000362556A Expired - Lifetime JP4601807B2 (ja) | 2000-11-29 | 2000-11-29 | 高周波電力増幅器 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6759908B2 (ja) |
| JP (1) | JP4601807B2 (ja) |
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- 2000-11-29 JP JP2000362556A patent/JP4601807B2/ja not_active Expired - Lifetime
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2001
- 2001-06-18 US US09/881,665 patent/US6759908B2/en not_active Expired - Fee Related
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