CN111406366A - 宽带谐波匹配网络 - Google Patents

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Abstract

用于放大器装置的示例性阻抗匹配电路包括宽带阻抗变换器，其被配置为在基频范围内变换与阻抗匹配电路的输入端口或输出端口相关联的阻抗；以及发射具有在基频范围内的基频的RF信号。阻抗匹配电路还包括相移器电路，该相移器电路被配置为对具有在基频范围内的基频的RF信号的高次谐波进行相移；以及以基本上匹配的阻抗发射具有在基频范围内的基频的RF信号。阻抗匹配电路还包括高通阻抗变换器，该高通阻抗变换器被配置成匹配具有在基频范围内的基频的RF信号的阻抗；以及以低反射发射具有在基频范围内的基频的RF信号的二次谐波。实施例还包括包含RF放大器的放大器电路和阻抗匹配电路的实施例。

Description

宽带谐波匹配网络
技术领域
本申请涉及射频（RF）放大器，并且特别地涉及用于RF放大器的阻抗匹配网络。
背景技术
RF功率放大器用于各种应用中，诸如用于无线通信系统的基站等。RF功率放大器被设计成提供没有失真的线性操作。由RF功率放大器放大的信号通常包括具有高频调制载波的信号，该高频调制载波具有在400兆赫（MHz）到4千兆赫（GHz）范围内的频率。调制载波的基带信号通常处于相对较低的频率，并且根据应用，可以高达300 MHz或更高。
用于RF功率放大器的器件封装可以包括晶体管管芯（例如，MOSFET（金属氧化物半导体场效应晶体管）、LDMOS（横向扩散金属氧化物半导体）、HEMT（高电子迁移率晶体管）以及其中包含的输入和输出阻抗匹配电路。输入和输出阻抗匹配电路典型地包括LC网络，其提供被配置为将晶体管管芯的阻抗匹配到固定值的阻抗匹配电路的至少一部分。这些输入和输出阻抗匹配电路用于将RF晶体管的相对低的特性阻抗（例如，阻抗（例如对于高功率器件为大约2欧姆或更小）匹配到固定阻抗值（例如，50欧姆）。这些输入和输出阻抗匹配电路是频率选择性的并且引入相对于频率的阻抗分散，其导致频带受限的功率放大器操作。在高阶谐波频率范围内呈现给器件的阻抗显著影响放大器的性能，并且特别是放大器的效率。在常规阻抗匹配网络中，阻抗变换典型地仅在受限的频率范围内令人满意。例如，优化的输入匹配网络需要二次谐波频率处的源反射系数方面的频率响应，以呈现一定的相位范围，以便以最小的变化获得相对于频率的一致性能。在此相位范围之外，效率会大幅降级。
常规地，阻抗匹配网络主要在基频范围的中心频率处调谐。在没有明确的设计参数的情况下隐含地确定二次谐波反射系数的相位。因此，难以应用于多个器件特性。用于优化放大器效率的一种技术涉及引入谐振电路（例如LC谐振器），其被配置为在器件的输入处提供二次谐波短路（180°）。在这种设计中，当二次谐波相位接近短路（同相180°）时，效率性能接近最大值。然而，在这种电路中，二次谐波频率响应是高度分散的。因此，虽然二次谐波短路改善了窄带性能，但是这种拓扑遭受了降低的宽带性能。
发明内容
公开了一种放大器电路。根据一个实施例，放大器电路包括RF放大器，该RF放大器被配置为跨包括基本RF频率的RF频率范围放大第一端子和第二端子之间的RF信号。该放大器电路还包括多级阻抗匹配网络，该多级阻抗匹配网络包括宽带阻抗变换器、相移器和高通阻抗变换器。宽带阻抗变换器、相移器和高通阻抗变换器在放大器电路的第一端口和第一端子之间彼此串联连接。宽带阻抗变换器发射在RF频率范围内的RF信号，同时提供在RF频率范围内的阻抗变换。相移器移动在与基本RF频率的二次谐波重叠的二次谐波频率范围内的相位输出端口反射系数。高通阻抗变换器发射在RF频率范围内的RF信号同时提供在RF频率范围内的阻抗匹配，并且以低阻抗发射二次谐波频率范围内的RF信号。
公开了一种阻抗匹配电路。根据一个实施例，阻抗匹配电路包括电抗组件的网络，所述电抗组件被配置为跨包括基本RF频率的RF频率范围将放大器装置的特性阻抗匹配到固定阻抗值。电抗组件的网络包括在阻抗匹配电路的输入端口和输出端口之间彼此串联连接的高通阻抗变换器、相移器和宽带阻抗变换器。宽带阻抗变换器的参数使得宽带阻抗变换器发射在RF频率范围内的RF信号同时提供在RF频率范围内的阻抗变换。相移器的参数使得RF信号的高次谐波被相移，同时RF频率内的RF信号以匹配的阻抗被发射。高通阻抗变换器的参数使得高通阻抗变换器变换RF频率范围内的RF信号的阻抗同时以低反射发射在与基本RF频率的二次谐波重叠的二次谐波频率范围内的RF信号。
本领域技术人员在阅读以下详细描述并查看附图后将认识到附加特征和优点。
附图说明
附图中的元件不一定相对于彼此成比例。相同的附图标记表示对应的类似部件。各种所示实施例的特征可以组合，除非它们彼此排斥。实施例在附图中描绘并在随后的描述中详述。
图1描绘根据一个实施例的放大器电路的高级示意图，该放大器电路包括RF放大器和连接到RF放大器的输入和输出的多级阻抗匹配网络；
图2描绘根据一个实施例的多级阻抗匹配网络的高级示意图；
图3包括图3A、3B和3C，其描绘根据一个实施例的宽带阻抗变换器的RF特性和配置。图3A和3B描绘宽带阻抗变换器的S参数。图3C描绘根据一个实施例的宽带阻抗变换器的可能电路拓扑；
图4包括图4A、4B、4C和4D，其描绘根据一个实施例的相移器的RF特性和配置。图4A和4B描绘包括宽带阻抗变换器和相移器的电路的S参数。图4C和4D描绘根据一个实施例的相移器的可能电路拓扑；
图5包括图5A、5B和5C，其描绘根据一个实施例的高通阻抗变换器的RF特性和配置。图5A和5B描绘包括宽带阻抗变换器、相移器和高通阻抗变换器的电路的S参数。图5C描绘根据一个实施例的高通阻抗变换器的可能电路拓扑。
具体实施方式
根据本文公开的实施例，一种放大器电路包括放大器装置，该放大器装置被配置为跨RF频率范围放大第一端子和第二端子之间的RF信号。放大器电路另外包括多级阻抗匹配网络。该多级阻抗匹配网络可以连接到放大器装置的第一和第二端子中的任一个或两个。多级阻抗匹配网络包括彼此串联连接的三个单独网络，即：宽带阻抗变换器、相移器和高通阻抗变换器。
多级阻抗匹配网络有利地控制在网络的各级处的二次谐波反射系数的相位。这样，电路可以总是在最优或接近最优的相位角处操作，以便高效地调谐二次谐波而同时提供跨宽带RF频率范围的阻抗匹配。宽带阻抗变换器提供跨包括基本（中心）频率的宽带RF频率范围的阻抗变换。同时，宽带阻抗变换器在RF频率范围的二次谐波处是高反射的。相移器控制用于器件的宽带操作的二次谐波反射系数的位置。高通输入匹配将复数的器件输入阻抗变换为增加的实数阻抗，同时将较高谐波分量传输到多级阻抗匹配网络的下一级。
参考图1，根据一个实施例描绘了放大器电路100。放大器电路100包括RF放大器102，其被配置为放大第一端子104和第二端子106之间的RF信号。RF放大器102和完整的放大器电路100可以是多载波放大器、多频带放大器、兼容LTE（长期演进）的放大器、兼容WCDMA（宽带码分多址）的放大器、兼容802.11（x）的放大器等。
在各种实施例中，RF放大器102可以是功率晶体管，诸如MOSFET（金属氧化物半导体场效应晶体管）、DMOS（双扩散金属氧化物半导体）晶体管、GaN HEMT（氮化镓高电子迁移率晶体管）、GaN MESFET（氮化镓金属半导体场效应晶体管）、LDMOS晶体管等，并且更一般地可以是任何类型的RF晶体管器件。在所描绘的实施例中，RF放大器102是晶体管器件，其中第一端子104对应于晶体管器件的控制端子或栅极端子，而第二端子106对应于晶体管器件的输出端子（例如，漏极端子）。晶体管器件另外包括第三端子108，其对应于可以连接到参考电位（例如GND）的晶体管的参考电位端子（例如源极端子）。
放大器电路100被配置为在宽带频率范围内操作。与窄带相对，宽带是指RF信号的频率值的范围超过单个信道的相干带宽的事实。放大器电路100在可接受的容限内提供跨宽带频率范围的相同特性。宽带频率范围可以跨越中心频率的至少20%（例如，1.8 GHz到2.2 GHz，其中中心频率是2.0 GHz），并且可以跨越中心频率的40%或更多。这些值仅表示一个示例，并且宽带频率范围是可缩放的其他频率。
放大器电路100还包括连接到RF放大器102的第一端子104的多级输入阻抗匹配网络110和连接到RF放大器102的第二端子106的多级输出阻抗匹配网络111。如本领域所公知的，当输入和输出阻抗作为彼此的复数共轭而匹配时，出现最优的功率传输。典型地，诸如基于GaN的HEMT的晶体管器件具有相对低的特性输入和输出阻抗（例如，2欧姆或更小）。多级阻抗输入和输出匹配网络110、111的一般目的是将这些特性输入和输出阻抗匹配到固定值（例如50欧姆），该固定值对应于系统级处的标准化值。这样，可以实现系统级处的放大器电路100和其他组件之间的最佳功率传输。在放大器电路100的输入侧上，多级输入阻抗匹配网络110的输入端口112连接到放大器电路100的输入端口114，并且多级阻抗匹配网络110的输出端口116连接到RF放大器102的第一端子104。在放大器电路100的输出侧上，多级输出阻抗匹配网络111的输入端口113连接到RF放大器102的第二端子106，并且输出多级阻抗匹配网络111的输出端口117连接到放大器电路100的输出端口。
下面将参考图3-5更详细地讨论多级阻抗匹配网络110的各级的拓扑和频率特性。在本讨论中，作为工作示例描述了连接到RF放大器102的第一端子104的多级输入阻抗匹配网络110。相同的概念可以用于设计连接到RF放大器102的第二端子106的多级输出阻抗匹配网络111的电路拓扑和频率响应，其中仅有的区别在于，多级输出阻抗匹配网络111在RF放大器102的输出连接情况下与特性输出阻抗匹配，而不是在输入连接情况下与RF放大器102的特性输入阻抗匹配。在各种实施例中，放大器电路可以具有连接到RF放大器102的多级输入和输出阻抗匹配网络110、111中的任一个或两个。参考图2，根据一个实施例，描绘了多级阻抗匹配网络110的高级拓扑。多级阻抗匹配网络110包括宽带阻抗变换器122、相移器124和高通阻抗变换器126。宽带阻抗变换器122、相移器124和高通阻抗变换器126彼此串联连接。更具体而言，宽带阻抗变换器122直接电连接于多级阻抗匹配网络110的输入端口112与多级阻抗匹配网络110的第一内部节点128之间，相移器124电连接于多级阻抗匹配网络110的第一内部节点128与多级阻抗匹配网络110的第二内部节点130之间，并且高通阻抗变换器126连接于多级阻抗匹配网络110的第二内部节点130与多级阻抗匹配网络110的输出端口116之间。
图3-5公开了多级阻抗匹配网络110的各级的频率响应和电路拓扑。在这些示例中，针对1.8 GHz （千兆赫）至2.7 GHz的高带宽阻抗变换基本RF频率范围而调整多级阻抗匹配网络110的参数，其中中心频率为2.25 GHz。此外，针对关于3.6 GHz （千兆赫）至5.4GHz的二次谐波频率范围的高效率而调整多级阻抗匹配网络110的参数，其中二次谐波中心频率在4.5 GHz处。这些值仅表示一个示例。更一般地，这里描述的原理可以被应用以关于各种各样的不同频率范围（包括100 MHz到10 GHz范围内的基频）来调整多级阻抗匹配网络110的参数。
参考图3A，在史密斯图上绘示了宽带阻抗变换器122的S22参数。这些S22参数对应于在多级阻抗匹配网络110的第一内部节点128处看到的宽带阻抗变换器122的输出端口反射系数。史密斯图上的第一曲线132对应于基本RF频率范围内的宽带阻抗变换器122的S22参数。史密斯图上的第二曲线134对应于二次谐波频率范围内的宽带阻抗变换器122的S22参数。
参考图3B，以（X，Y）坐标格式绘示了宽带阻抗变换器122的S22参数。X轴对应于以GHz（千兆赫）为单位的频率，而Y轴对应于以dB（分贝）为单位的输出端口反射系数的量值。在该图的第一区域136中示出了基本RF频率范围内的宽带阻抗变换器122的S22参数。在该图的第二绘示区域138中绘示了二次谐波RF频率范围内的宽带阻抗变换器122的S22参数。
可以看出，在RF频率范围内，宽带阻抗变换器122的输出端口反射系数包括位于两个最大值142之间的局部最小值140。在所描绘的实施例中，基本RF频率范围的任一端处（即，1.8和2.7 GHz处）的两个最大值142在大约-13 dB处。因此，宽带阻抗变换器122跨基本RF频率范围的整个900 MHz带宽产生不大于-13 dB的回波损耗。大约-65 dB的局部最小值140可以位于基本上接近或处于2.25 GHz，即RF频率范围的中心频率。该分布仅表示宽带阻抗变换器122的可能频率响应的一个示例。一般而言，宽带阻抗变换器122被配置成在基本RF频率范围内具有非常低的输出端口反射系数。例如，输出端口反射系数的最大值可以被设置为特定值，使得在基频范围内的所有其他输出端口反射系数被保持在该最大值以下。在一个示例中，宽带阻抗变换器122的频率响应可以具有多于一个的局部最小值，只要输出端口反射系数跨基本RF频率范围保持低于期望值。
在二次谐波RF频率范围内，宽带阻抗变换器122的输出端口反射系数保持相对平坦。一般而言，宽带阻抗变换器122被配置为在其输出端口处反射RF信号的二次谐波分量的大部分或全部。在所描绘的实施例中，宽带阻抗变换器122的输出端口反射系数保持远高于基本RF频率范围的两个最大值。更特别地，在二次谐波RF频率范围内，宽带阻抗变换器122的输出端口反射系数保持在-2dB以上，或者RF信号的电压幅度的大约百分之八十。这仅仅是一个示例性值。更一般地，在一些实施例中，宽带阻抗变换器122的输出端口反射系数可以保持在RF信号的电压幅度的大约百分之二十五以上。
参考图3C，根据一个实施例，描绘了可以用于产生参考图3A和3B描述的频率响应的宽带阻抗变换器122的示例性电路拓扑。在该实施例中，宽带阻抗变换器122包括与第二传输线146串联连接的第一传输线144。传输线的特性阻抗被选择成变换多级阻抗匹配网络110的第二内部节点130和多级阻抗匹配网络110的输入端口112之间的阻抗。传输线的参数可以被选择成具有不同的频率响应。例如，对于最大平坦阻抗变换响应，可以根据以下等式来选择传输线的参数：
Figure 930905DEST_PATH_IMAGE002
, 以及
Figure 848045DEST_PATH_IMAGE004
,
其中Z2是第一传输线144的特性阻抗，Z3是第二传输线146的特性阻抗，Zin2是在多级阻抗匹配网络110的第一内部节点128（即，宽带阻抗变换器122的输出端口）处看到的输入阻抗，并且Zin3是在多级阻抗匹配网络110的输入端口112（即，宽带阻抗变换器122的输入端口）处看到的输入阻抗。
图3A和3B中所示的频率响应对应于具有根据等式（1）和（2）调整的第一和第二传输线144的宽带阻抗变换器122。作为替选，可以使用其他类型的频率响应，诸如切比雪夫响应或各种宽带滤波技术中的任何一种。此外，代替用第一传输线144和第二传输线146来配置宽带阻抗变换器122，可以使用其他无源电组件。例如，可以使用集总元件（例如电容器和电感器）的网络来提供宽带阻抗变换器122，其中集总元件的参数和拓扑被调整为提供图3A和3B中所示的频率响应或者其他宽带频率响应。
参考图4，公开了在第二内部节点130处看到的多级阻抗匹配网络110的S22参数。图4A的史密斯图和图4B的频率/反射系数分布在相同条件下分别对应于图3B的图3A的史密斯图和频率/反射系数分布，如果没有包括与宽带阻抗变换器122串联连接的相移器124的组合电路的话。史密斯图上的第三曲线148对应于基本RF频率范围内的组合电路的S22参数。史密斯图上的第四曲线150对应于二次谐波频率范围内的组合电路的S22参数。在图4B中，以（X，Y）坐标格式绘示了组合电路的对应S22参数。在该图的第三区域152中示出了基本RF频率范围内的组合电路的S22参数。在图的第四区域154中绘示了二次谐波RF频率范围内的组合电路的S22参数。
可以看出，相移器124的作用是旋转二次谐波RF频率范围内的输出端口反射系数，而基本上不改变基频范围中的电路的频率响应。这在图4A的第四曲线150中示出，其与图3A所示的第二曲线134相比同相旋转。在图3B和4B之间相比，输出端口反射系数的量值基本上不变。
参考图4C和4D，根据一个实施例，描绘了相移器124的示例性电路拓扑。一般而言，相移器124的参数被调整为使得相移器124具有与在第二内部节点130处所见的宽带阻抗变换器122的输出阻抗相同的基频范围内的特性阻抗。同时，相移器124的参数被调整成使得相移器124移动在二次谐波RF频率范围内的输出端口反射系数的相位。也就是说，相移器124被配置为以最小（匹配的）阻抗将RF信号发射到宽带阻抗变换器122，同时在二次谐波RF频率范围内引入纯电抗阻抗相移。
如图4C所示，相移器124可以使用第三传输线156来实现。因此，当与宽带阻抗变换器122组合时，相移器124可以由三条传输线实现。基频范围内的相移器124的特性阻抗被调整为与在多级阻抗匹配网络110的第一内部节点128处所见的宽带阻抗变换器122的输入阻抗Zin2相同。同时，相移器124在二次谐波频率范围内引入相移，其移动输出端口反射系数的相位。
如图4D所示，相移器124可以替代地使用集总元件（例如电感器和电容器）的网络来提供。这些元件被设计成具有最小的插入损耗和在高达二次谐波频率操作的预期相移。因此，网络的截止频率被设计为高于最高二次谐波频率。特性阻抗被设计为与第三传输线的特性阻抗相同。例如，图3D中所示的传输线的3元件集总版本的电感158和电容160可以根据以下等式来计算：
Figure 627782DEST_PATH_IMAGE006
（3），以及
Figure 960675DEST_PATH_IMAGE008
（4），
其中Z0是第三传输线的特性阻抗，φ是期望的相移，并且ω是计算相移的角频率。集总元件拓扑的一个优点在于，其可以在使用芯片电容器提供C1并且使用电感接合线提供L1的RF半导体封装中实现。代替3元件集总元件拓扑，可以使用类似的原理提供诸如5元件集总元件拓扑的其他拓扑。
参考图5，示出了在多级阻抗匹配网络110的输出端口116处看到的多级阻抗匹配网络110的S22参数。也就是说，针对包括相移器124、宽带阻抗变换器122和高通阻抗变换器126的组合电路，在相同的条件下，分别在图5A和5B中再现了如先前在图3A和3B中描述的史密斯图和频率/反射系数分布。因此，图5A的史密斯图和图5B的频率/反射系数分布示出了在RF放大器102的第一端子104处观察到的多级阻抗匹配网络110的输出端口反射系数。史密斯图上的第五曲线162对应于基本RF频率范围内的组合电路的S22参数。史密斯图上的第六曲线164对应于二次谐波频率范围内的组合电路的S22参数。在图5B中，以（X，Y）坐标格式绘示了组合电路的对应S22参数。在图的第五区域168中示出了在基本RF频率范围内的宽带阻抗变换器122的S22参数。在图的第六区域170中绘示了在二次谐波RF频率范围内的组合电路的S22参数。
一般而言，高通阻抗变换器126被配置为提供RF频率范围内的RF信号的阻抗匹配。也就是说，高通阻抗变换器126被调整为将RF频率范围内的放大器电路100的阻抗从在第一端子104处看到的RF放大器102的特性输入阻抗逐步升高到在多级阻抗匹配网络110的第二内部节点130处看到的更高值。同时，在二次谐波频率范围内，高通阻抗变换器126被配置为以最小反射来发射RF信号。这样，在二次谐波频率范围内的RF信号的频率分量从第一端子104传输到多级阻抗匹配网络110的第二内部节点130，然后，这些在二次谐波频率范围内的频率分量可以与相移器124和宽带阻抗变换器相互作用。
参考图5C，根据一个实施例，描绘了高通阻抗变换器126的示例性电路拓扑。该电路拓扑包括串联电阻器172、分路电感器174和被配置为阻挡DC信号和低于RF频率范围的低频的非常大的电容器176。通过在高通匹配网络中包括串联电阻器172，在第二内部节点130处看到的由多级阻抗匹配网络110呈现的阻抗的电阻分量增加，这放宽了下一级阻抗变换。有利地，该串联电阻器172可以集成在用于提供RF放大器102装置的晶体管的栅极中。
术语"基本上"包括与要求的绝对一致性以及由于制造工艺变化、组装和可能导致与理想偏离的其他因素而引起的与要求的绝对一致性的微小偏离。假设偏离在工艺公差内以便实现实际一致性，并且本文所述的组件能够根据应用要求起作用，则术语"基本上"涵盖这些偏离中的任何偏离。
本文所用的诸如"相同"、"匹配"和"相匹配"的术语旨在表示相同、几乎相同或近似，使得在不背离本发明精神的情况下设想某一合理的变化量。术语"恒定"意味着不改变或不变化，或再次为稍微改变或稍微变化，使得在不偏离本发明的精神的情况下设想某一合理的变化量。此外，诸如"第一"、"第二"等术语用于描述各种元件、区域、部分等，并且不旨在是限制性的。在整个说明书中，相同的术语指相同的元件。
术语"直接电连接"或"电连接"描述电连接元件之间的永久低欧姆连接，例如相关元件之间的导线连接。相反，术语"电耦合"意味着在电耦合元件之间设置被配置为以某种有形方式影响电信号的一个或多个中间元件。这些中间元件包括诸如晶体管的有源元件、以及诸如电感器、电容器、二极管、电阻器等的无源元件。
为了便于描述，使用诸如"下方"、"下部"、"上方"、"上部"、"之上"等的空间相对术语来解释一个元件相对于第二元件的定位。这些术语旨在包括除了与图中所示的那些不同的定向之外的装置的不同定向。此外，诸如"第一"、"第二"等术语也用于描述各种元件、区域、部分等，并且也不旨在是限制性的。在整个说明书中，相同的术语指相同的元件。
如本文所用，术语"具有"、"含有"、"包含"、"包括"等是开放式术语，其指示所述元件或特征的存在，但不排除还有另外的元件或特征。冠词"一"、"一个"和"该"旨在包括复数以及单数，除非上下文另有明确指示。
考虑到变化和应用的上述范围，应当理解，本发明不受前面的描述限制，也不受附图限制。作为代替，本发明仅由所附权利要求及其合法等同替换物来限制。

Claims (22)

1.一种用于放大器装置（102）的阻抗匹配电路（111），包括：
宽带阻抗变换器（122），被配置为：
在基频范围内变换与所述阻抗匹配电路的输入端口或输出端口相关联的阻抗；以及
发射具有在基频范围内的基频的RF信号；
相移器电路（124），被配置为：
相移具有在基频范围内的基频的RF信号的高次谐波；以及
以基本上匹配的阻抗发射具有在基频范围内的基频的RF信号；以及
高通阻抗变换器（126），被配置为：
匹配具有在基频范围内的基频的RF信号的阻抗；以及
以低反射发射具有在基频范围内的基频的RF信号的二次谐波。
2.根据权利要求1所述的阻抗匹配电路，其中，所述宽带阻抗变换器、所述相移器电路和所述高通阻抗变换器串联连接在所述阻抗匹配电路的输入端口（112、113）与输出端口（116、117）之间。
3.根据权利要求2所述的阻抗匹配电路，其中：
所述阻抗匹配电路还包括第一内部节点和第二内部节点（128、130）；
所述宽带阻抗变换器电连接在输入端口与第一内部节点（128）之间；
所述相移器电路电连接在第一内部节点和第二内部节点之间；并且
所述高通阻抗变换器电连接在第二内部节点（130）与输出端口之间。
4.根据权利要求1-3中任一项所述的阻抗匹配电路，其中，所述相移器电路被配置为通过旋转在与基频范围相关联的二次谐波频率范围内的所述宽带阻抗变换器的输出端口反射系数来对高阶谐波进行相移，而基本上不改变在基频范围内的所述阻抗匹配电路的频率响应。
5.根据权利要求1-4中任一项所述的阻抗匹配电路，其中，所述宽带阻抗变换器还被配置为发射在基频范围内的经受最大回波损耗的RF信号。
6.根据权利要求1-5中任一项所述的阻抗匹配电路，其中：
所述宽带阻抗变换器与输出端口反射系数分布相关联；并且
所述输出端口反射系数分布包括在基频范围的下端处的第一最大值和在基频范围的上端处的第二最大值。
7.根据权利要求6所述的阻抗匹配电路，其中，第一最大值和第二最大值中的至少一个对应于最大回波损耗。
8.根据权利要求1-7中任一项所述的阻抗匹配电路，其中：
所述高通阻抗变换器与输出端口反射系数分布相关联；
所述输出端口反射系数分布在基频范围内小于第一最大值；并且
所述输出端口反射系数分布在与基频范围相关联的二次谐波频率范围内大于第二最大值。
9.根据权利要求8所述的阻抗匹配电路，其中：
所述输出端口反射系数分布包括位于第一最大值与第二最大值之间并且在基频范围内的局部最小值；并且
所述输出端口反射系数分布在二次谐波频率范围内也大于第一最大值。
10.根据权利要求1-9中任一项所述的阻抗匹配电路，其中，所述宽带阻抗变换器被配置为反射具有在基频范围内的基频的RF信号的二次谐波的至少25%。
11.根据权利要求1-9中任一项所述的阻抗匹配电路，其中，所述宽带阻抗变换器被配置为反射具有在基频范围内的基频的RF信号的二次谐波的至少80%。
12.根据权利要求1-11中任一项所述的阻抗匹配电路，其中，所述宽带阻抗变换器包括两个四分之一波长传输线（144、146）。
13.根据权利要求1-12中任一项所述的阻抗匹配电路，其中，所述相移器电路包括传输线（156），所述传输线具有基本上类似于所述宽带阻抗变换器的输入阻抗或输出阻抗的在基频范围内的特性阻抗。
14.根据权利要求1-13中任一项所述的阻抗匹配电路，其中，所述相移器电路包括集总元件电容器（160）和电感器（158）的网络，所述集总元件电容器和电感器共同具有基本上类似于所述宽带阻抗变换器的输入阻抗或输出阻抗的在基频范围内的特性阻抗。
15.根据权利要求1-14中任一项所述的阻抗匹配电路，其中，所述高通阻抗变换器包括：
以分路配置布置的电感器（174）和电容器（176）；以及
电阻器（172），与相移器串联连接。
16.根据权利要求15所述的阻抗匹配电路，其中，所述电容器被选择为使得对于基频范围内的信号表现为短路，并且基本上阻挡小于基频范围的频率处的信号。
17.根据权利要求1-16中任一项所述的阻抗匹配电路，其中，所述基频范围从约1.8GHz至约2.7 GHz。
18.根据权利要求1-17中任一项所述的阻抗匹配电路，其中，所述阻抗匹配电路被配置为将以下各项中的一项匹配到固定值：放大器装置的特性输入阻抗和放大器装置的特性输出阻抗。
19.一种放大器电路（100），包括：
输入端口（114）和输出端口（120）；
RF放大器（102），包括第一端子和第二端子（104、106）并且被配置为放大具有在基频范围内的基频的RF信号；以及
根据权利要求1-18中任一项所述的阻抗匹配网络（110、112），其中，所述阻抗匹配电路连接在以下两对之一之间：
所述放大器电路的输入端口（114）和所述RF放大器的第一端子（104）；以及
所述放大器电路的输出端口（120）和所述RF放大器的第二端子（106）。
20.根据权利要求19所述的放大器电路，其中：
所述RF放大器是包括栅极端子、源极端子和漏极端子的晶体管；
所述第一端子对应于栅极端子；并且
所述第二端子对应于漏极端子。
21.根据权利要求19所述的放大器电路，其中：
所述RF放大器是包括基极端子、发射极端子和集电极端子的晶体管；
所述第一端子对应于发射极端子；并且
所述第二端子对应于基极端子。
22.根据权利要求19-21中任一项所述的放大器电路，还包括根据权利要求1-18中任一项所述的第二阻抗匹配网络（110、112），其中，所述第二阻抗匹配电路连接在所述两对中的另一对之间。
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