JP2015170883A - 高調波信号生成装置、周波数変換装置、送信装置および周波数変換方法 - Google Patents

Abstract

【課題】逓倍数を切り替えることができるとともに、所望周波数信号とスプリアス波の周波数を一致させることなく、スプリアス波の抑圧を容易にすることができる周波数変換装置を提供する。
【解決手段】基本信号から位相の異なる第１および第２移相信号を生成して出力する第１移相手段と、第１および第２移相信号のそれぞれの周波数を逓倍した第１および第２高調波信号を生成し、生成する第１および第２高調波信号の逓倍数を同調的に切り替えて出力する高調波信号生成手段と、第１および第２高調波信号のそれぞれを移相した後に合成して出力する第２移相手段とを備える周波数変換装置とする。
【選択図】 図１

Description

本発明は、高調波信号生成装置、周波数変換装置、送信装置および周波数変換方法に関する。特に、無線通信機器に用いられる高調波信号生成装置、周波数変換装置、送信装置および周波数変換方法に関する。

マイクロ波帯やミリ波帯などの高周波帯では、低周波数信号源からの信号を高周波数信号に逓倍変換して低位相雑音の発振器を有する送信器モジュールを実現することができる。

低位相雑音の発振器を実現する逓倍回路の一例として、アンチパラレルダイオードペア（以下、ＡＰＤＰ）を使用した回路がある（ＡＰＤＰ：Ａｎｔｉ Ｐａｒａｌｌｅｌ Ｄｉｏｄｅ Ｐａｉｒ）。ＡＰＤＰを使用した逓倍回路は、例えば特許文献１および２に開示されている。

また、近年、複数の周波数帯に対応することができる送信モジュールが求められる。しかしながら、特許文献１および２に開示された逓倍回路では、逓倍数を切り替えるために複数の逓倍回路が必要となるため、回路規模が大きくなるという問題点があった。

特許文献３には、所定逓倍数の周波数信号の切り替えを単一の回路で実現する周波数逓倍装置が開示されている（図１９）。

図１９に示した特許文献３の周波数逓倍装置１１０は、位相シフト部１１１およびレベルシフト部１１２から構成される回路ブロックと、波形合成部１１３と、比較部１１４とを備える。まず、回路ブロックは、入力周波数信号ｆ_inを基本信号として、適宜に位相がシフトした信号（以下、位相シフト信号）を少なくとも１つ生成するとともに、位相シフト信号および基本信号のうちから適宜な信号に対して振動レベルをシフトさせる。次に、波形合成部１１３は、位相シフト信号と基本信号との合成波形を生成する。そして、比較部１１４は、波形合成部１１３が生成させた合成波形を比較閾値と比較し、比較閾値に応じた出力周波数信号ｆ_outを出力する。このようにして、特許文献３の周波数逓倍装置１１０は、合成された位相シフト信号波形の数、振幅レベル量および比較閾値に応じて出力周波数信号の周波数を切り替えることができる。

特開平９−２３８０２８号公報 特開平９−２７５３１９号公報 特開２００３−３２０４７号公報

特許文献１または２の逓倍回路では、所望周波数信号と同時にスプリアス波が生成される。しかしながら、特許文献１または２の逓倍回路では、所望周波数信号とスプリアス波の周波数が一致した場合、送信用高出力増幅器６に縦続するフィルタを設けたとしてもスプリアス波を抑圧することができない。そのため、スプリアス波のレベルが許容以上である場合、ある周波数帯では３逓倍器、別の周波数帯では２逓倍器といったようにＲＦ周波数帯を分割し、逓倍数が異なる２つの送信器モジュールを使い分ける必要があるという課題があった。

特許文献３の周波数逓倍装置によれば、単一の装置で複数の逓倍数に対応できる送信モジュールを実現できる。特許文献３の周波数逓倍装置では、位相シフト部１１１およびレベルシフト部１１２において生成されるスプリアス高調波の漏洩波が波形合成部１１３に入力される。その結果、所望周波数信号以外にも多数のスプリアス波が波形合成部１１３によって生成されるため、波形合成部１１３の後段に帯域通過フィルタを設けてスプリアス波を抑圧する必要があった。しかしながら、所望周波数信号と周波数が一致したスプリアス波については、帯域通過フィルタを縦続させたとしても除去できないという課題があった。

本発明の目的は、上述した課題を解決する周波数変換装置を提供することにある。

本発明の高調波生成装置は、同じ周波数で位相の異なる２つの信号を入力とし、入力した２つの信号のそれぞれの周波数を逓倍化した２つの高調波信号を生成し、生成する２つの高調波信号の逓倍数を（外部から受信した切替制御信号に応じて）同調的に切り替えて出力する
本発明の周波数変換装置は、基本信号から位相の異なる第１および第２移相信号を生成して出力する第１移相手段と、第１および第２移相信号のそれぞれの周波数を所定の逓倍数だけ逓倍した第１および第２高調波信号を生成し、生成する第１および第２高調波信号の逓倍数を（外部から受信した切替制御信号に応じて）同調的に切り替えて出力する高調波信号生成手段と、第１および第２高調波信号のそれぞれを移相した後に合成して出力する第２移相手段とを備える。

本発明の送信装置は、基本信号を発振する発振手段と、基本信号から位相の異なる第１および第２移相信号を生成し、第１および第２移相信号のそれぞれの周波数を逓倍した第１および第２高調波信号を生成し、生成する第１および第２高調波信号の逓倍数を同調的に切り替え、第１および第２高調波信号のそれぞれを移相した後に合成して出力する周波数変換手段と、周波数変換手段によって出力された信号を増幅する第１の増幅手段と、第１の増幅手段によって増幅された信号の帯域を制限する濾波手段と、濾波手段によって帯域を制限された信号と中間周波数信号とを周波数混合する混合手段と、混合手段によって周波数混合された信号を増幅する第２の増幅手段と、第２の増幅手段によって増幅された信号を送信する送信手段とを備える。

本発明の周波数変換方法は、同じ周波数で位相の異なる２つの信号を入力し、入力した前記２つの信号のそれぞれの周波数を逓倍化した２つの高調波信号を生成し、生成する前記２つの高調波信号の逓倍数を（外部から受信した切替制御信号に応じて）同調的に切り替えて出力する。

本発明によれば、逓倍数を切り替えることができるとともに、所望周波数信号とスプリアス波の周波数を一致させることなく、スプリアス波の抑圧を容易にすることができる周波数変換装置を提供することができる。

本発明の概要に係る周波数変換装置の機能構成を示すブロック図である。 本発明の概要に係る周波数変換装置の高調波信号生成手段の機能構成を示す概念図である。 本発明の概要に係る周波数変換装置の高調波信号生成手段の機能構成を示す概念図である。 本発明の概要に係る周波数変換装置の高調波信号生成手段の機能構成を示す概念図である。 本発明の概要に係る周波数変換装置の機能構成を示すブロック図である。 本発明の第１の実施形態に係る周波数逓倍回路の回路図である。 本発明の第１の実施形態に係る周波数逓倍回路の各端子における基本波および３次高調波（３逓倍動作）の位相および合成係数をまとめた表である。 本発明の第１の実施形態に係る周波数逓倍回路の各端子における基本波および２次高調波（２逓倍動作）の位相および合成係数をまとめた表である。 本発明の実施形態に係る送信装置の機能構成を示すブロック図である。 本発明の実施形態に係る送信装置を実現する送信器モジュールの一例を示す構成図である。 周波数逓倍回路（２逓倍）を含む送信器モジュールにおいて生成される所望波およびスプリアス波の出力周波数の入力周波数依存性を示すグラフである。 周波数逓倍回路（３逓倍）を含む送信器モジュールにおいて生成される所望波およびスプリアス波の出力周波数の入力周波数依存性を示すグラフである。 本発明の第１の実施形態に係る周波数逓倍回路（３逓倍動作）における基本波および高調波の出力電力の入力周波数依存性の計算結果の一例を示すグラフである。 本発明の第１の実施形態に係る周波数逓倍回路（２逓倍動作）における基本波および高調波の出力電力の入力周波数依存性の計算結果の一例を示すグラフである。 本発明の第２の実施形態に係る周波数逓倍回路の回路図である。 本発明の第２の実施形態に係る周波数逓倍回路に関するダイオード半波整流回路の流通角に対する高調波の振幅の変化を計算した結果の一例を示すグラフである。 本発明の第２の実施形態に係る周波数逓倍回路において２逓倍動作時に生成される２次高調波の入力周波数依存性の一例を示すグラフである。 本発明の第２の実施形態に係る周波数逓倍回路において２逓倍動作時に生成される３次高調波の入力周波数依存性の一例を示すグラフである。 特許文献３の周波数逓倍装置の構成を示すブロック図である。

以下に、本発明を実施するための形態について図面を用いて説明する。ただし、以下に述べる実施形態には、本発明を実施するために技術的に好ましい限定がされているが、発明の範囲を以下に限定するものではない。

（概要）
まず、図面を参照して本発明の概要に係る周波数変換装置について説明し、その後、本発明の実施形態に係る周波数逓倍回路について説明する。

図１は、本発明の概要に係る周波数変換装置の機能構成を示すブロック図である。本概要に係る周波数変換装置は、第１移相手段１０と、高調波信号生成手段２０と、第２移相手段３０とを備える。

（第１移相手段）
第１移相手段１０は、基本信号（基本波とも呼ぶ）を入力として、基本信号と同一の位相をもつ第１移相信号と、第１移相信号と所定の位相差をもつ第２移相信号とを出力する。すなわち、第１移相手段は、基本信号を位相の異なる２つの信号（第１および第２移相信号）に分離する。第１移相手段１０から出力された第１および第２移相信号は、高調波信号生成手段２０に入力される。

第１移相手段に入力される基本信号は、図示しない局部発振手段によって発信された特定の周波数をもつ局部発振信号である。

第１移相手段１０は、例えば９０°ハイブリッドによって実現される。第１移相手段１０を９０°ハイブリッドで構成する場合、第１移相信号は基本信号と同じ位相をもつ信号となり、第２移相信号は第１移相信号と９０°位相がずれた信号となる。例えば、第１移相手段１０は、入力された基本信号について、０°の位相差（同一の位相）を付けた第１移相信号と、−９０°の位相差を付けた第２移相信号とを出力する。なお、第１および第２の位相差は０°や−９０°に限らずに任意の位相差とすることができる。ただし、以下の説明において、第１移相手段は、基本信号に対して−９０°の位相差を付けた第２移相信号を出力することを前提として説明する。

（高調波信号生成手段）
高調波信号生成手段２０は、第１移相手段１０から出力された第１および第２移相信号を入力とし、入力された第１および第２移相信号のそれぞれから第１および第２高調波信号を生成する。そして、高調波信号生成手段２０は、生成した第１および第２高調波信号を出力する。高調波信号生成手段２０から出力された第１および第２高調波信号は、第２移相手段３０に入力される。

図１に示したように、高調波信号生成手段２０は、第１移相信号を入力とする第１逓倍変換手段２１ａと、第２移相信号を入力とする第２逓倍変換手段２１ｂとを有する。

図２に示したように、第１逓倍変換手段２１ａは、第１切替手段２３ａと第１整流手段２５ａとを含む。同様に、第２逓倍変換手段２１ｂは、第２切替手段２３ｂと第２整流手段２５ｂとを含む。これ以降、特に断らない限り、第１逓倍変換手段２１ａおよび第２逓倍変換手段２１ｂの内部構成を区別せず、第１および第２切替手段２３ａ・２３ｂを切替手段２３、第１および第２整流手段２５ａ・２５Ｂを整流手段２５と記載する。

整流手段２５は、２つのダイオードが互いに逆向きに並列接続されたアンチパラレルダイオードペア（以下、ＡＰＤＰ）として構成される（ＡＰＤＰ：Ａｎｔｉ Ｐａｒａｌｌｅｌ Ｄｉｏｄｅ Ｐａｉｒ）。なお、ＡＰＤＰを構成する各ダイオードは、特に断りが無い限り同じ構造・特性をもつものとする。整流手段２５に含まれるダイオードは、切替手段２３によって導通・非導通を切り替えられる。

切替手段２３は、整流手段を構成する２つのダイオードへの導通を制御する。図２には、整流手段２５を構成する２つのダイオードに対して個別にスイッチを設けた例を示している。なお、切替手段２３は、整流手段の前段ではなくて後段に配置されていてもよいし、前段と後段の両方に配置されていてもよい。

切替手段２３は、外部から入力された切替制御信号に応じて制御される。第１および第２逓倍変換手段２１ａ・２１ｂの切替手段２３に含まれるスイッチのうち同一方向を向いた１組のダイオードに接続されたスイッチ同士は、共通の切替制御信号に応じて同調的に動作してダイオードの導通・非導通を切り替えることが好ましい。すなわち、図２において、第１逓倍変換手段２１ａの第１切替手段２３ａに含まれる上側のスイッチと、第２逓倍変換手段２１ｂの第２切替手段２３ｂに含まれる下側のスイッチとが対応するように同調的に動作することが好ましい。もしくは、図２において、第１逓倍変換手段２１ａの第１切替手段２３ａに含まれる下側のスイッチと、第２逓倍変換手段２１ｂの第２切替手段２３ｂに含まれる上側のスイッチとが対応するように同調的に動作することが好ましい。なお、第１および第２逓倍変換手段２１ａ・２１ｂの切替手段２３に含まれる全てのスイッチは、共通の切替制御信号に応じて同調的に動作してもよい。

図２には、全てのスイッチがオンの状態を図示している。図２の例では、３逓倍動作することになる。また、図３には、逆接続されたダイオードはオフの状態であり、順接続されたダイオードはオンの状態を図示している。図３の例では、２逓倍動作することになる。

切替手段２３に含まれるスイッチは、例えばＦＥＴによって実現される（ＦＥＴ：Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）。スイッチをＦＥＴで構成する場合、ダイオードの前段および後段の少なくともいずれかにＦＥＴを挿入すればよい。ＦＥＴは、ソースとドレインが信号線に接続されるように挿入し、ゲートには外部から信号供給するための端子を接続する。端子から切替制御信号を供給することによって、それぞれのスイッチのオン／オフを切り替えることができる。なお、端子とゲートの間には、外部のインピーダンスの影響を低減するために十分大きい抵抗をもつ抵抗を介在させることが好ましい。ただし、切替手段２３に含まれるスイッチは、ＦＥＴに限らず、例えばバイポーラトランジスタなどを使用してもよい。

第１および第２逓倍変換手段２１ａ・２１ｂ内には、それぞれ第１および第２移相信号が入力する入力端子が設けられている。入力端子は、第１および第２逓倍変換手段２１ａ・２１ｂ内の切替手段２３の２つのスイッチに接続される。

第１および第２移相信号のそれぞれは、第１および第２逓倍変換手段２１ａ・２１ｂの入力端子に入力されると、閉状態のスイッチを通って整流手段２５内のダイオードに入力される。整流手段２５内のダイオードに入力された信号は、出力端子を介して出力されることになる。出力端子を介して出力された信号が第１および第２高調波信号となる。すなわち、第１および第２高調波信号のそれぞれは、第１および第２逓倍変換手段２１ａ・２１ｂ内において、基本波（１次高調波）および高次高調波を含む信号に変換される。

第１逓倍変換手段２１ａは、第１切替手段２３ａ内のスイッチのオン／オフ状態に応じて、第１移相信号を基に生成させた第１高調波信号を出力する。第２逓倍変換手段２１ｂは、第１逓倍変換手段２１ａと同様に、第２切替手段２３ｂ内のスイッチのオン／オフ状態に応じて、第２移相信号を基に生成させた第２高調波信号を出力する。

高調波信号生成手段２０から出力された第１および第２高調波信号は、第２移相手段３０に入力される。

なお、図４に示したように、切替手段２３は整流手段２５の後段に配置されていてもよい。図４の場合、第１および第２逓倍変換手段２１ｃ・２１ｄのそれぞれに入力された第１および第２移相信号は、切替手段２３の状態に応じて整流手段２５に入力される。なお、整流手段２５内の導通されたダイオードを経た信号は、切替手段２３内の閉状態のスイッチを経て、出力端子を介して出力されることになる。また、図示しないものの、整流手段２５の両側に切替手段２３を配置する構成としてもよい。

（第２移相手段）
第２移相手段３０は、第１および第２高調波信号を入力とし、入力した第１および第２高調波信号に位相差を付けてから合成した出力信号を出力する。出力信号は、基本信号の周波数を逓倍変換した周波数をもつ逓倍変換信号となる。

第２移相手段３０は、第１移相手段１０と同様に、例えば９０°ハイブリッドによって実現される。第１移相手段１０と第２移相手段３０とは、同じ構成をもつ９０°ハイブリッドの入力と出力とを逆にした構成とすればよい。

例えば、整流手段２５内の全てのダイオードを導通させた場合、第２移相手段は、基本信号の周波数を３逓倍させた出力信号を出力する（３逓倍動作）。また、例えば、入力信号に対して逆接続されたダイオードの導通を切り、順接続されたダイオードのみを導通させた場合、第２移相手段は、基本信号の周波数を２逓倍させた出力信号を出力する（２逓倍動作）。なお、入力信号に対して順接続されたダイオードの導通を切り、逆接続されたダイオードのみを導通させた場合も２逓倍動作する。

（変形例）
図５は、本発明の概要に係る周波数変換装置の変形例を示す図である。本変形例では、第１移相手段１０および第２移相手段３０と、第１および第２逓倍変換手段２１ａ・２１ｂとの間の信号線にインダクタ４０ａ〜４０ｄの一端を接続する。インダクタ４０ａ〜４０ｄの一端は信号線に接続され、他端は端子４１ａ〜４１ｄに接続される。

端子４１ａ〜４１ｄの全てを接地端子に接続してもよい。また、端子４１ａ〜４１ｄのいずれかを、整流手段に含まれるダイオードに印可される電位を制御するための電位制御端子としてもよい。例えば、端子４１ａ・４１ｂを電位制御端子とし、端子４１ｃ・４１ｄを接地端子に接続すれば、整流手段２５内部のダイオードの入出力間にＤＣオフセット電圧Ｖ_OFFSETを加えることができる（ＤＣ：Ｄｉｒｅｃｔ Ｃｕｒｒｅｎｔ）。

以上が、本発明の概要に係る周波数変換装置についての説明である。本概要に係る高調波信号生成手段は、同じ周波数で位相の異なる２つの信号を入力とし、入力した２つの信号のそれぞれの周波数を逓倍化した２つの高調波信号を生成し、生成した２つの高調波信号の逓倍数を同調的に切り替えて出力する高調波信号生成装置である。高調波信号生成手段は、通常、外部から受信した切替制御信号に応じて、生成した２つの高調波信号の逓倍数を同調的に切り替える。なお、本概要に係る周波数変換装置の動作や効果の詳細については、後ほど周波数逓倍回路を例として説明する。

（第１の実施形態）
（構成）
図６は、本発明の第１の実施形態に係る周波数逓倍回路２０１の回路図である。なお、本実施形態に係る周波数逓倍回路２０１は、本発明の概要として説明した周波数逓倍装置に含まれ、本発明を実現するための回路構成の一例である。

周波数逓倍回路２０１は、第１移相信号を入力とするアンチパラレルダイオードペア２２ａ（以下、ＡＰＤＰ２２ａ）と、第２移相信号を入力とするアンチパラレルダイオードペア２２ｂ（以下、ＡＰＤＰ２２ｂ）とを備える。さらに、周波数逓倍回路２０１は、信号源１１と、２つの９０°ハイブリッド１２および１３と、負荷１４と、チョークインダクタ１８ａ〜１８ｄとを備える。

続いて、本実施形態に係る周波数逓倍回路２０１の構成要素の詳細について説明する。

信号源１１は、基本信号を発振する局部発振手段である。

９０°ハイブリッド１２は、信号源１１によって発振された基本信号を入力とする。９０°ハイブリッド１２は、基本信号と同じ位相の第１移相信号と、位相を−９０°ずらすことによって第１移相信号と９０°の位相差をもつ第２移相信号とを分配して出力する第１移相手段である。

ＡＰＤＰ２２ａは、ＦＥＴスイッチ２４ａ・２４ｂ、逆並列接続されたダイオード２６ａ・２６ｂを有する第１逓倍変換手段である。また、ＡＰＤＰ２２ａは、第１移相信号を入力する入力端子２７ａ、第１移相信号を逓倍変換することによって生成された第１高調波信号を出力する出力端子２８ａを有する。ＡＰＤＰ２２ａに入力された第１移相信号が入力端子２７ａにおいてＦＥＴスイッチ２４ａ・２４ｂに向けて分岐されるように、入力端子２７ａはＦＥＴスイッチ２４ａ・２４ｂのソースもしくはドレインに接続される。

ＦＥＴスイッチ２４ａのソースもしくはドレインのうち入力端子２７ａと接続されていない方は、ダイオード２６ａのカソードに接続される。また、ＦＥＴスイッチ２４ｂのソースもしくはドレインのうち入力端子２７ａと接続されていない方は、ダイオード２６ｂのアノードに接続される。ダイオード２６ａのアノードおよびダイオード２６ｂのカソードは、出力端子２８ａに接続される。すなわち、ＦＥＴスイッチ２４ａとダイオード２６ａとが直列接続され、ＦＥＴスイッチ２４ｂとダイオード２６ｂとが直列接続される。

同様に、ＡＰＤＰ２２ｂは、ＦＥＴスイッチ２４ｃ・２４ｄ、逆並列接続されたダイオード２６ｃ・２６ｄを有する第２逓倍変換手段である。また、ＡＰＤＰ２２ｂは、第２移相信号を入力する入力端子２７ｂ、第２移相信号を逓倍変換することによって生成された第２高調波信号を出力する出力端子２８ｂを有する。ＡＰＤＰ２２ｂに入力された第２移相信号が入力端子２７ｂにおいてＦＥＴスイッチ２４ｃ・２４ｄに向けて分岐されるように、入力端子２７ｂはＦＥＴスイッチ２４ｃ・２４ｄのソースもしくはドレインに接続される。

ＦＥＴスイッチ２４ｃのソースもしくはドレインのうち入力端子２７ｂと接続されていない方は、ダイオード２６ｃのカソードに接続される。また、ＦＥＴスイッチ２４ｄのソースもしくはドレインのうち入力端子２７ｂと接続されていない方は、ダイオード２６ｄのアノードに接続される。ダイオード２６ｃのアノードおよびダイオード２６ｄのカソードは、出力端子２８ｂに接続される。すなわち、ＦＥＴスイッチ２４ｃとダイオード２６ｃとが直列接続され、ＦＥＴスイッチ２４ｄとダイオード２６ｄとが直列接続される。

ＦＥＴスイッチ２４ａ〜２４ｄのゲートには、抵抗１７ａ〜１７ｄを介して制御端子１６ａ〜１６ｄが接続される。なお、抵抗１７ａ〜１７ｄの抵抗値は、外部のインピーダンスの影響を低減するために十分大きくすることが望ましい（例えば、数ＫΩ以上）。

出力端子２８ａ・２８ｂのそれぞれから出力される第１および第２高調波信号は、ともに後段に向けて出力される。

９０°ハイブリッド１３は、第１および第２高調波信号を入力とする。９０°ハイブリッド１３は、第１高調波信号と、第２高調波信号の位相を−９０°ずらした信号とを合成し、合成された出力信号を出力する第２移相手段である。９０°ハイブリッド１３から出力された出力信号は、負荷１４に向けて出力される。

ＡＰＤＰ２２ａ・２２ｂの入力端子２７ａ・２７ｂは、それぞれチョークインダクタ１８ａ・１８ｂを介して接地端子（ＧＮＤ）に接続される（ＧＮＤ：Ｇｒｏｕｎｄ）。同様に、ＡＰＤＰ２２ａ・２２ｂの出力端子２８ａ・２８ｂは、それぞれチョークインダクタ１８ｃ・１８ｄを介して接地端子（ＧＮＤ）に接続される。チョークインダクタ１８ａ〜１８ｄは、ダイオード２６ａ〜２６ｄの電位を固定するために設置される。

以上が、第１の実施形態に係る周波数逓倍回路２０１の構成についての説明である。続いて、本実施形態に係る周波数逓倍回路２０１の動作について説明する。

（３逓倍動作）
まず、ＦＥＴスイッチ２４ａ〜２４ｄが全てオン状態の場合の動作について考える。この場合、周波数逓倍回路２０１は３逓倍器として機能することになる。

ＡＰＤＰ２２ａを構成するダイオード２６ａ・２６ｂに加わる励振電圧をＶ_d、それぞれのダイオード２６ａ・２６ｂに流れる電流をＩ_aおよびＩ_bとすると、各電流値は式１および式２で表される。なお、図６中に示したように、電流Ｉ_aおよびＩ_bは入力端子２７ａから出力端子２８ａの方向に流れる。

式１および式２において、Ｉ_sはダイオードの飽和電流、αはｑ／ｋＴである。なお、ｑは電荷、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度である。

また、電流Ｉ_aおよびＩ_bをテーラー展開すると、それぞれ式３および式４で表される。

したがって、ＡＰＤＰ２２ａで生成され、出力端子２８ａから出力される電流Ｉ_outは、式５で表される通り、励振電圧Ｖ_dに対して奇関数となる。

したがって、励振電圧Ｖ_dとして正弦波を加えると、出力高周波数電流Ｉ_outは奇数次成分のみを含む。

同様に、ＡＰＤＰ２２ｂから出力される高周波数電流も奇数次成分のみを含む。

これ以降、ＡＰＤＰ２２ａから出力される信号を第１高調波信号、ＡＰＤＰ２２ｂから出力される信号を第２高調波信号と呼ぶ。

３逓倍動作において、第１および第２高調波信号には、１次高調波である基本波、３次高調波、さらには５次以上の高調波が含まれる。なお、５次以上の奇数次成分は、基本波および３次高調波と比べると変換損失が大きいため、ここでは考慮しない。

ここで、各端子（入力端子２７ａおよび２７ｂ、出力端子２８ａおよび２８ｂ、負荷１４）における第１高調波信号に含まれる基本波および３次高調波の各位相は、図７の表に示したようになる。なお、図７の表に示した位相は、ＡＰＤＰ２２ａを経路に含まれる基本波を基準とする。

信号源１１から出力された基本波は、９０°ハイブリッド１２を経由すると、０°の位相を持つ基本波（第１移相信号）がＡＰＤＰ２２ａに、−９０°の位相を持つ基本波（第２移相信号）がＡＰＤＰ２２ｂに分配供給される。ＡＰＤＰ２２ａ・２２ｂに分配供給された基本波（第１および第２移相信号）は、ＡＰＤＰ２２ａ・２２ｂのそれぞれにおいて奇数次成分のみからなる第１および第２高調波信号に変換される。

ＡＰＤＰ２２ａから出力された第１高調波信号に含まれる１次高調波（基本波）は９０°ハイブリッド１３において０°の位相差を付けられる。また、ＡＰＤＰ２２ｂから出力された第２高調波信号に含まれる１次高調波（基本波）は、９０°ハイブリッド１３において−９０°の位相差を付けられる。９０°ハイブリッド１３は、位相差を付けた２つの基本波を合成する。

このとき、ＡＰＤＰ２２ａ・２２ｂを経由した基本波は互いに逆相関係（０°と−１８０°）となって打ち消しあうため、負荷１４には出力されない。

一方、３次高調波については、ＡＰＤＰ２２ａ・２２ｂにおいて３倍の位相変化を生じる。そのため、ＡＰＤＰ２２ａの出力端子２８ａにおける３次高調波の位相は０°となり、ＡＰＤＰ２２ｂの出力端子２８ｂにおける３次高調波の位相は−２７０°となる。

ＡＰＤＰ２２ａから出力された第１高調波信号に含まれる３次高調波は、９０°ハイブリッド１３において０°の位相差を付けられる。また、ＡＰＤＰ２２ｂから出力された第２高調波信号に含まれる３次高調波は、９０°ハイブリッド１３において−９０°の位相差を付けられる。９０°ハイブリッド１３は、位相差を付けた２つの３次高調波を合成する。

その結果、ＡＰＤＰ２２ａ・２２ｂのそれぞれを経由した３次高調波の位相差は０°（同相）となり、各ＡＰＤＰ２２ａおよび２２ｂで生成される電力の２倍（合成係数２）の電力が負荷１４に出力される。

以上のように、ＦＥＴスイッチ２４ａ〜２４ｄの全てがオンの場合、周波数逓倍回路２０１は３逓倍器として動作する。

（２逓倍動作）
次に、ＦＥＴスイッチ２４ａ・２４ｃがオフ、２４ｂ・２４ｄがオン状態の動作について考える。この場合、周波数逓倍回路２０１は２逓倍器として機能する。

ＦＥＴスイッチ２４ａ・２４ｃがオフであるため、ＡＰＤＰ２２ａ・２２ｂ内のダイオード２６ｂ・２６ｄのみが機能し、ダイオード２６ａ・２６ｃは機能しない。すなわち、ＡＰＤＰ２２ａ・２２ｂは、それぞれ１つのダイオードから成る半波整流回路として動作する。

各ＡＰＤＰ２２ａ・２２ｂから出力される高周波電流は、式４と同じであり、奇数次および偶数次両方の成分を含む。２逓倍動作において、第１および第２高調波信号には、１次高調波である基本波、２次高調波、３次高調波、さらには４次以上の高調波が含まれる。なお、４次以上の成分は、基本波、２次高調波および３次高調波と比べると変換損失が大きいため、ここでは考慮しない。

ここで、３次以下の成分について、各端子（入力端子２７ａ・２７ｂ、出力端子２８ａ・２８ｂ、負荷１４）における位相を示すと、図８のようになる。

基本波および３次高調波については、先述の３逓倍動作と同じであるので、説明は省略する。

２次高調波については、ＡＰＤＰ２２ａ・２２ｂにおいて、基本波の２倍の位相変化を生じる。そのため、２次高調波の位相は、ＡＰＤＰ２２ａの出力端子２８ａにおいて０°、ＡＰＤＰ２２ｂの出力端子２８ｂにおいて−１８０°となる。

ＡＰＤＰ２２ａから出力された第１高調波信号に含まれる２次高調波は、９０°ハイブリッド１３において０°の位相差を付けられる。また、ＡＰＤＰ２２ｂから出力された第２高調波信号に含まれる２次高調波は、９０°ハイブリッド１３において−９０°の位相差を付けられる。９０°ハイブリッド１３は、位相差を付けた２つの３次高調波を合成する。

その結果、ＡＰＤＰ２２ａ・２２ｂのそれぞれを経由した２次高調波は互いに９０°の位相差を持ち、ＡＰＤＰ２２ａ・２２ｂで生成される電力の√２倍（合成係数√２）の電力が負荷１４に出力される。

なお、３次高調波の合成係数は２であるため、比較的大きな３次高調波が出力される。しかしながら、一般に、高い次数をもつスプリアス３次高調波の出力電力は、低い次数をもつ２次高調波よりも相対的に小さく、第１および第２高調波信号の主成分は２次高調波となる。つまり、ＦＥＴスイッチ２４ａ・２４ｃがオフ、ＦＥＴスイッチ２４ｂ・２４ｄがオンの場合、周波数逓倍回路２０１は、２逓倍器として動作する。なお、ＦＥＴスイッチ２４ａ・２４ｃがオン、ＦＥＴスイッチ２４ｂ・２４ｄがオフの場合（オン／オフが逆の組み合わせ）であっても同じように２逓倍器として動作する。

以上のように、本発明の第１の実施形態に係る周波数逓倍回路によれば、ＡＰＤＰに含まれるダイオードの導通・非導通を切り替えることによって、出力信号の逓倍数を切り替えることができる。また、本発明の第１の実施形態に係る周波数逓倍回路によれば、所望周波数信号とスプリアス波の周波数を一致させることなく、スプリアス波の抑圧を容易にすることができる。

（送信装置）
図９は、本発明の実施形態に係る周波数変換装置を備えた送信装置１００の構成を示すブロック図である。送信装置１００は、発振手段１０１、周波数変換手段１０２、第１増幅手段１０３、濾波手段１０４、混合手段１０５、第２増幅手段１０６、送信手段１０７を備える。

発振手段１０１は、基本信号を発振する低周波数信号源である。発振手段１０１は、発振させた基本信号を周波数変換手段１０２に出力する。なお、発振手段１０１を送信装置１００に含めずに、外部の発振手段によって発信された基本信号を周波数変換手段１０２に入力させる構成としてもよい。

周波数変換手段１０２は、本実施形態に係る周波数変換装置の機能を有する手段である。周波数変換手段１０２は、入力された基本信号を、混合手段１０５を駆動する高調波信号に逓倍変換する。周波数変換手段１０２は、逓倍変換した高調波信号を第１増幅手段１０３に出力する。

第１増幅手段１０３は、周波数変換手段１０２から入力した高調波信号を、混合手段１０５を駆動するのに十分な電力レベルまで増幅する。第１増幅手段１０３は、増幅した信号を濾波手段１０４に出力する。

濾波手段１０４は、第１増幅手段によって増幅された信号の周波数帯を制限する。濾波手段１０４は、例えば低域通過フィルタとして構成する。濾波手段１０４は、濾波した信号を混合手段１０５に出力する。

混合手段１０５は、濾波手段１０４によって濾波された信号と、図示しない発信源によて発振された中間周波数信号とを入力とし、入力した信号を周波数混合して無線周波数信号（以下、ＲＦ信号）を生成する（ＲＦ：Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）。混合手段１０５は、生成したＲＦ信号を第２増幅手段１０６に出力する。なお、混合手段１０５に入力される中間周波数信号の発信源となる局部発振手段も送信装置１００に含めてもよいが、局部発振手段を含まない送信モジュールとして送信装置１００を構成してもよい。

第２増幅手段１０６は、通信路を介して送信できる程度に入力されたＲＦ信号を増幅する。第２増幅手段１０６は、増幅したＲＦ信号を送信手段１０７に向けて出力する。

送信手段１０７は、入力したＲＦ信号を通信路に送信する手段である。通信路として無線通信路を用いる場合、送信手段１０７は、ＲＦ信号を送信するためのアンテナをもつ。また、有線通信を用いる場合、送信手段１０７は、通信路にＲＦ信号を送信するためのポートをもつ。

以上が本発明の実施形態に係る周波数変換装置を含む送信装置についての説明である。本実施形態に係る送信装置によれば、逓倍数を切り替えることができるとともに、所望周波数信号とスプリアス波の周波数を一致させることなく、スプリアス波が抑圧されたＲＦ信号を送信することが可能となる。

（送信モジュール）
ここで、周波数逓倍回路を含む送信器モジュール（送信装置）について、一般的な周波数逓倍回路を用いた場合と本実施形態に係る周波数逓倍回路２０１を用いた場合とを比較して説明する。図１０には、ミリ波帯等の高周波数帯で使用される送信器モジュールの構成図の一例を示す。

図１０の送信器モジュール１は、周波数逓倍器２（周波数変換手段）、駆動用増幅器３（第１の増幅手段）、低域通過フィルタ４（濾波手段）、ミキサ５（混合手段）、送信用高出力増幅器６（第２の増幅手段）により構成される。

入力端子７から供給された低周波数信号源からのＬＯ信号（基本信号）は、周波数逓倍器２により、ミキサ５を駆動する高調波信号に逓倍変換（例えば、２倍や３倍）される（ＬＯ：Ｌｏｃａｌ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）。

逓倍変換されたＬＯ信号（以下、逓倍ＬＯ信号）は、駆動用増幅器３により、ミキサ５を駆動するために十分な電力レベルまで増幅される。

低域通過フィルタ４は、増幅された逓倍ＬＯ信号の周波数帯を制限した信号（以下、逓倍ＬＯ周波数信号）を出力する。通常、非線形領域で動作する駆動用増幅器３において生成されたスプリアス高調波（主に２次）は、低域通過フィルタ４により抑圧される。

ミキサ５には、逓倍ＬＯ周波数信号と、入力端子８から供給された中間周波数（ＩＦ）信号とが入力される（ＩＦ：Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）。ミキサ５は、逓倍ＬＯ周波数信号とＩＦ信号とを周波数混合し、ＲＦ信号を生成させる。なお、ミリ波帯等の高周波数帯では、駆動用増幅器３の動作周波数を低減するために、ミキサ５としてサブハーモニック型のミキサが使用されることが多い。

送信用高出力増幅器６によって増幅されたＲＦ信号は、出力端子９を介して送信される。

ミキサ５には、所望の逓倍ＬＯ周波数信号のみが入力されることが理想であるが、実際には、周波数逓倍器２や駆動用増幅器３において生成されるスプリアス高調波の漏洩波も入力される。そのため、ミキサ５によるＩＦ信号周波数との周波数混合により、ＲＦ信号周波数帯には、所望周波数信号以外にも多数のスプリアス波が生成される。これらのスプリアス波は、出力端子９に縦続する図示しない帯域通過フィルタ（以下、ＢＰＦ）により十分に抑圧される（ＢＰＦ：Ｂａｎｄ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）。その後、ＢＰＦによってスプリアス波が除去された所望周波数信号がアンテナから空間へと放射される。

ここで、一例として、ＲＦ信号周波数を５７〜６６ＧＨｚ、ＩＦ信号周波数を３．５ＧＨｚとし、２次のサブハーモニック型のミキサ５を用いた例を挙げる（ＲＦ：Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）。

ＲＦ信号周波数は、ＬＯ信号周波数により変化される。図１１および図１２には、ＬＯ信号周波数を変化させた場合における、ミキサ５において生成される所望周波数信号と、所望周波数信号に近接するスプリアス波との周波数を示す。なお、所望周波数信号は、ミキサ５で生成される高周波数側単側波（ＵＳＢ）とした（ＵＳＢ：Ｕｐｐｅｒ ＳｉｄｅＢａｎｄ）。

周波数逓倍器２の次数が４以上の場合は変換損失が大きくなる。そのため、周波数逓倍器２の次数には、通常２または３が多く使用される。そこで、図１１および図１２には、それぞれ周波数逓倍器２の次数が２および３の場合について示す。

逓倍数が２の場合（図１１）、４倍のＬＯとＩＦとの和周波数信号である所望周波数信号（実線）は、５９ＧＨｚ近傍において近接スプリアス波（破線）と一致する。なお、図１１に示した近接スプリアス波（破線）は、５倍のＬＯと３倍のＩＦとの差周波数信号である。また、逓倍数が３の場合（図１２）、６倍のＬＯとＩＦとの和周波数信号である所望周波数信号（実線）は、６６ＧＨｚ近傍において、近接スプリアス波と一致する。なお、図１２に示した近接スプリアス波は、５倍のＬＯと４倍のＩＦとの和周波数信号（破線）と、７倍のＬＯと２倍のＩＦとの差周波数信号（一点鎖線）である。

ここで、図１３および図１４を用いて、上述の周波数例において逓倍動作させた場合の周波数逓倍回路２０１の出力電力について説明する。なお、図１３および図１４においては、９０°ハイブリッド１２および１３としてランゲカプラを使用した例を示している。

図１３は、３逓倍動作させた場合の周波数逓倍回路２０１の出力電力の計算結果を示す。図１３より、スプリアスとなる基本波よりも所望の高調波である３次高調波の方が大きくなっていることを確認できる。同様に、図１４には、２逓倍動作させた場合の周波数逓倍回路２０１の出力電力の計算結果を示す。図１４より、スプリアスとなる基本波および他の高調波（３次高調波）よりも２逓倍動作においても所望の高調波である２次高調波の方が大きくなっていることを確認できる。

理想９０°ハイブリッドでは、基本波の漏洩は完全に抑圧される。それに対し、図１３および図１４に示したような実際の９０°ハイブリッドでは、分配・合成において位相および振幅誤差が生じること、周波数依存性を持つことに起因して基本波の漏洩が見られる。

しかしながら、本実施形態に係る周波数逓倍回路２０１を用いると、基本波抑圧用のフィルタが無いにもかかわらず、所望高調波に対してスプリアス波を１０ｄＢ程度抑圧できている。したがって、基本波周波数帯と所望高調波周波数帯とが重なり、スプリアス基本波を縦続するフィルタでは抑圧できない場合には、本実施形態の構造が特に有効であるといえる。

図１０の送信モジュール１の周波数逓倍器２として一般的な周波数逓倍器を用いると、所望周波数信号とスプリアス波との周波数が一致した場合、ＰＡ６に縦続するＢＰＦ（図示しない）ではスプリアス波を抑圧することができない。そのため、スプリアス波のレベルが許容以上である場合、例えば５７〜６２ＧＨｚでは３逓倍器、６２〜６６ＧＨｚでは２逓倍器といったように、ＲＦ周波数帯を分割して逓倍数が異なる２つの送信器モジュール１を使い分ける必要がある。

それに対し、本実施形態に係る周波数変換装置を周波数逓倍器２として用いた場合、単一の装置で逓倍数を変更することができる。そのため、本実施形態に係る周波数変換装置によれば、所望周波数信号波とスプリアス波を一致させることなく、単一の送信モジュール１で複数の逓倍数をもつ信号を出力することが可能となる。

（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態に係る周波数逓倍回路２０２について、図１５を用いて詳細に説明する。図１５は、本実施形態に係る周波数逓倍回路２０２の回路図である。ただし、第１の実施形態に係る周波数逓倍回路２０１と同じ構成については説明を省略する。なお、本実施形態に係る周波数逓倍回路２０２は、本発明の概要として説明した周波数変換装置に含まれ、本発明を実現するための回路構成の一例である。

第２の実施形態では、第１の実施形態のＡＰＤＰ２２ａ・２２ｂの入力側に配置するＤＣ電位固定用のチョークインダクタ１８ａ・１８ｂを接地端子に接続する替わりに、電位制御端子１９ａ・１９ｂを設けている。これにより、ダイオード２６ａ〜２６ｄの入出力間にＤＣオフセット電圧Ｖ_OFFSETを加えることができる。

（２逓倍動作）
ここで、周波数逓倍回路が２逓倍器として動作する場合（ＦＥＴスイッチ２４ａ・２４ｃがオフ、２４ｂ・２４ｄがオン状態）について説明する。半波整流回路となるダイオード２６ｂ・２６ｄにおいて定電圧近似し、励振電圧Ｖ_dとしてＶ_ACｃｏｓωｔ＋Ｖ_OFFSETを加えると、出力端子２８ａ・２８ｂに現れる高周波電圧Ｖ_out（ＤＣ成分は無視）は、式６で表される。

なお、式６において、ωは角周波数、ｔは時間を示す。また、式６を展開した際のａ₁は式７で表され、ａ_nは式８で表される（ｎは２以上の整数）。

なお、式７および式８において、Ｖ_ACは入力高周波電圧振幅を示す。また、式７および式８におけるθは、ダイオードが導通する時間となる流通角であり、式９で表される。

式９より、ＤＣオフセット電圧Ｖ_OFFSETによって流通角θを変化させることができる。その結果、高周波電圧Ｖ_OUTに含まれる高調波成分の比率を制御することができる。

図１６には、流通角θを変化させた場合における２次および３次高調波成分の振幅を示す。なお、図１６に示した２次および３次高調波成分の振幅は、入力高周波電圧振幅Ｖ_ACによって規格化している。

図１６より、流通角θが１８０°（ＤＣオフセット電圧Ｖ_OFFSETがダイオードの順方向降下電圧の場合）において、２次高調波が最大であり、かつ３次高調波が最小となることが分かる。すなわち、本実施形態の構造により、スプリアス３次高調波を大きく低減することができる。なお、ダイオード２６ａ〜２６ｄのオン／オフが逆の組み合わせの場合も同様の効果を得られるが、ＤＣオフセット電圧Ｖ_OFFSETは正負反転することになる。

図１７および図１８には、２逓倍動作させた場合における、ＤＣオフセット電圧Ｖ_OFFSETによる周波数逓倍回路の出力電力の変化を計算した結果を示す。図１７および図１８には、ＤＣオフセット電圧Ｖ_OFFSETが、０Ｖ（実線）、０．２Ｖ（破線）、０．４Ｖ（一点鎖線）および０．６Ｖ（二点鎖線）の例を示す。

図１７および図１８より、ＤＣオフセット電圧Ｖ_OFFSETによって２次および３次高調波出力電力が変化することが分かる。

図１７によると、２次高調波出力電力は、順方向降下電圧（０．７Ｖ程度）より少し小さく、ＤＣオフセット電圧Ｖ_OFFSETが０．４Ｖ程度で最大となっている。図１８によると、３次高調波出力電力は、順方向降下電圧（０．７Ｖ程度）より少し小さく、ＤＣオフセット電圧Ｖ_OFFSETが０．４Ｖ程度で最小となっている。

以上のように、本発明の第２の実施形態では、ＡＰＤＰの入力端子と９０°ハイブリッドとの間に一端が接続されるチョークインダクタの他端に制御端子を設けることによって、ダイオードの入出力間にＤＣオフセット電圧Ｖ_OFFSETを加えることができる。そのため、ＤＣオフセット電圧Ｖ_OFFSETを変化させることによって、ＡＰＤＰの出力端子から出力される高調波を制御することができる。

(変形例)
以上の本発明の実施形態においては、ＦＥＴスイッチをダイオードに対して入力側に配置した例を示したが、ＦＥＴスイッチをダイオードに対して出力側あるいは両側に配置しても構わない。

また、本発明の実施形態に係る周波数逓倍回路には、所望の変換特性を満たすようにフィルタおよび整合回路等を適宜付加しても構わない。その場合、信号源１１と９０°ハイブリッド１２との間、９０°ハイブリッド１２（１３）とＡＰＤＰ２２ａおよび２２ｂとの間、９０°ハイブリッド１３と負荷１４との間等にフィルタおよび整合回路等を付加すればよい。

以上、実施形態を参照して本発明を説明してきたが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。本発明の構成や詳細には、本発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。

１ 送信器モジュール
２ 逓倍器
３ 駆動用増幅器
４ 低域通過フィルタ
５ ミキサ
６ 送信用高出力増幅器
７、８ 入力端子
９ 出力端子
１０ 第１移相手段
１１ 信号源
１２、１３ ９０°ハイブリッド
１４ 負荷
１６ 制御端子
１７ 抵抗
１８ チョークインダクタ
１９ 電位制御端子
２０ 高調波信号生成手段
２１ａ 第１逓倍変換手段
２１ｂ 第２逓倍変換手段
２２ アンチパラレルダイオードペア
２３ 切替手段
２４ ＦＥＴスイッチ
２５ 整流手段
２６ ダイオード
２７ 入力端子
２８ 出力端子
３０ 第２移相手段
４０ インダクタ
４１ 端子
１００ 送信装置
１０１ 発振手段
１０２ 周波数変換手段
１０３ 第１増幅手段
１０４ 濾波手段
１０５ 混合手段
１０６ 第２増幅手段
１０７ 送信手段
１１０ 周波数逓倍装置
１１１ 位相シフト部
１１２ レベルシフト部
１１３ 波形合成部
１１４ 比較部
２０１、２０２ 周波数逓倍回路

Claims (10)

1. 同じ周波数で位相の異なる２つの信号を入力とし、入力した前記２つの信号のそれぞれの周波数を逓倍化した２つの高調波信号を生成し、生成する高調波信号の逓倍数を同調的に切り替えて出力する高調波信号生成装置。
2. 基本信号から位相の異なる第１および第２移相信号を生成して出力する第１移相手段と、
   前記第１および第２移相信号を入力とし、入力した前記第１および第２移相信号のそれぞれの周波数を逓倍化した第１および第２高調波信号を生成し、生成する前記第１および第２高調波信号の逓倍数を同調的に切り替えて出力する高調波信号生成手段と、
   前記第１および第２高調波信号のそれぞれを移相した後に合成して出力する第２移相手段とを備える周波数変換装置。
3. 前記高調波信号生成手段は、
   前記逓倍数を外部から受信した切替制御信号に応じて同調的に切り替えて出力する請求項２に記載の周波数変換装置。
4. 前記高調波信号生成手段は、
   逆平行接続された２つのダイオードのペアが少なくとも２つ並列接続された回路を有し、
   複数の前記ダイオードのうち同一方向を向いた少なくとも２つのダイオードの導通状態を同調的に切り替える請求項２または３に記載の周波数変換装置。
5. 前記第１移相手段は、
   前記第１移相信号の位相は変えず、前記第２移相信号に対しては−９０°位相を変え、
   前記第２移相手段は、
   前記第１高調波信号の位相は変えず、前記第２高調波信号に対しては−９０°位相を変える請求項２乃至４のいずれか一項に記載の周波数変換装置。
6. 逆平行接続された２つのダイオードを含む第１整流手段と、前記第１整流手段に含まれる２つのダイオードの導通状態を切り替える第１切替手段とを含み、前記第１移相信号を前記第１高調波信号に変換する第１逓倍変換手段と、
   逆平行接続された２つのダイオードを含む第２整流手段と、前記第２整流手段に含まれる２つのダイオードの導通状態を切り替える第２切替手段とを含み、前記第２移相信号を前記第２高調波信号に変換する第２逓倍変換手段とを有し、
   前記第１および第２切替手段は、
   前記第１および第２整流手段に含まれる同一方向を向いた少なくとも２つのダイオードの導通状態を同調的に切り替える請求項２乃至５のいずれか一項に記載の周波数変換装置。
7. 第１および第２の端子と、
   前記第１の端子にカソードが接続されるとともに前記第２の端子にアノードが接続された第１のダイオードと、
   前記第１の端子にアノードが接続されるとともに前記第２の端子にカソードが接続された第２のダイオードと、
   第３および第４の端子と、
   前記第３の端子にカソードが接続されるとともに前記第４の端子にアノードが接続された第３のダイオードと、
   前記第３の端子にアノードが接続されるとともに前記第４の端子にカソードが接続された第４のダイオードと、
   前記第１の端子に通過端子が接続されるとともに前記第３の端子に結合端子が接続される第１の９０°ハイブリッドと、
   前記第２の端子に通過端子が接続されるとともに前記第４の端子に結合端子が接続される第２の９０°ハイブリッドと、
   前記第１および第３のダイオードからなる第１の組と前記第２および第４のダイオードからなる第２の組とのうち少なくとも１つの組の導通・非導通を切り替えるスイッチを有する周波数逓倍回路を含む請求項２乃至６のいずれか一項に記載の周波数変換装置。
8. 前記第１の端子に一端が接続された第１のインピーダンス素子と、
   前記第１のインピーダンス素子の他端に接続された第１の電位制御端子と、
   前記第２の端子に一端が接続された第２のインピーダンス素子と、
   前記第２のインピーダンス素子の他端に接続された第２の電位制御端子と、
   前記第３の端子に一端が接続された第３のインピーダンス素子と、
   前記第３のインピーダンス素子の他端に接続された第３の電位制御端子と、
   前記第４の端子に一端が接続された第４のインピーダンス素子と、
   前記第４のインピーダンス素子の他端に接続された第４の電位制御端子とを有する周波数逓倍回路を含む請求項７に記載の周波数変換装置。
9. 基本信号を発振する発振手段と、
   前記基本信号から位相の異なる第１および第２移相信号を生成し、前記第１および第２移相信号のそれぞれの周波数を逓倍した第１および第２高調波信号を生成し、生成する前記第１および第２高調波信号の逓倍数を同調的に切り替え、前記第１および第２高調波信号のそれぞれを移相した後に合成して出力する周波数変換手段と、
   前記周波数変換手段によって出力された信号を増幅する第１の増幅手段と、
   前記第１の増幅手段によって増幅された信号の帯域を制限する濾波手段と、
   前記濾波手段によって帯域を制限された信号と局部発振器によって発信された中間周波数信号とを周波数混合する混合手段と、
   前記混合手段によって周波数混合された信号を増幅する第２の増幅手段と、
   前記第２の増幅手段によって増幅された信号を送信する送信手段とを備える送信装置。
10. 同じ周波数で位相の異なる２つの信号を入力し、
    入力した前記２つの信号のそれぞれの周波数を逓倍化した２つの高調波信号を生成し、
    生成する前記２つの高調波信号の逓倍数を同調的に切り替えて出力する周波数変換方法。

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