TWI482424B - 倍頻器 - Google Patents

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TWI482424B
TWI482424B TW100105524A TW100105524A TWI482424B TW I482424 B TWI482424 B TW I482424B TW 100105524 A TW100105524 A TW 100105524A TW 100105524 A TW100105524 A TW 100105524A TW I482424 B TWI482424 B TW I482424B
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John A Chiesa
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Hittite Microwave Corp
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B27/00—Generation of oscillations providing a plurality of outputs of the same frequency but differing in phase, other than merely two anti-phase outputs
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B19/00—Generation of oscillations by non-regenerative frequency multiplication or division of a signal from a separate source
    • H03B19/06—Generation of oscillations by non-regenerative frequency multiplication or division of a signal from a separate source by means of discharge device or semiconductor device with more than two electrodes
    • H03B19/14—Generation of oscillations by non-regenerative frequency multiplication or division of a signal from a separate source by means of discharge device or semiconductor device with more than two electrodes by means of a semiconductor device
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H11/00—Networks using active elements
    • H03H11/02—Multiple-port networks
    • H03H11/16—Networks for phase shifting
    • H03H11/22—Networks for phase shifting providing two or more phase shifted output signals, e.g. n-phase output

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  • Amplifiers (AREA)
  • Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
  • Networks Using Active Elements (AREA)

Description

倍頻器
本發明係關於一種倍頻器。
本申請案主張根據35 U.S.C. §§119,120,363,365及37 C.F.R. §1.55及§1.78在2010年2月19日申請之美國臨時專利申請案第61/338,488號之利益及優先權，該案以引用方式併入本文中。
倍頻係通信系統及測量儀表系統中使用的許多頻率產生電路中需要的一重要功能。此等倍頻電路之一重要效能度量係輸出之頻譜純度。較佳抑制不期望的諧波。
三倍頻器之習知一般設計方法係使用一非線性電路，該非線性電路產生輸入之奇次諧波且減弱偶次諧波。接著使用濾波來減弱除了期望的第三諧波之外的所有諧波。此方法之一常見實例係使用反並聯式二極體。在RF驅動下，在偶次諧波處將相消2個反並聯式二極體中之電流，同時將增加奇次諧波。另一常見方法係使用壓縮運行之一放大器，該放大器產生含有豐富奇次諧波之一方波。
此等方法之一缺點係與其等兩者相關聯之電路在基礎頻率處產生一輸出，該基礎頻率具有明顯高於期望的第三諧波信號之功率。因此，此等兩個常見方法在產生期望的第三諧波中原本係無效的。
可使用濾波及/或前饋相消以自輸出頻譜使相對大基礎頻率空值化(null)。然而，濾波與前饋相消兩者可不期望限制頻率頻寬。
另一證實的方法係首先使輸入信號之頻率加倍，接著混合基礎頻率與加倍的頻率以產生第三諧波。藉由使用一單邊帶混合器可能減弱混合器輸出處之不期望的基礎頻率。雖然此方法有助於減輕基礎頻率處之大偽頻，但該方法需要產生第二諧波且在輸出處此偽頻以及第四諧波係不可避免的。
因此本發明之一目標係提供一種倍頻器，該倍頻器提供具有改良的頻譜純度之一輸出。
本發明之另一目標係提供此一倍頻器，在該倍頻器中基礎頻率不具有明顯高於期望的諧波信號之功率。
本發明之另一目標係提供此一倍頻器，該倍頻器不需要使用濾波及/或前饋相消。
然而，在其他實施例中，本發明不需要實現所有此等目標且其之請求項並不限於能夠實現此等目標之結構或方法。
本發明得自於實現一種改良的倍頻器，可由以下實現該倍頻器：一分相器電路，其回應於一輸入信號用於產生具有相位差之N個信號；及一混合器電路，其回應於該分相器電路之該N個信號用於提供一輸出信號，該輸出信號之頻率為該輸入信號之N倍。
該倍頻器在無濾波情況下實現抑制頻率之一寬頻上之不想要的諧波。因為不產生不想要的諧波，該倍頻器原本能夠實現比習知方法較寬的頻寬上之操作，消除對於頻寬限制濾波器及/或前饋相消之需要。
雖然本發明之實施例係關於三倍頻器，但其可用於任何倍增率。
本發明之特徵在於一種用於產生一輸出信號之倍頻器，該輸出信號之頻率為輸入信號之N倍，其中N等於或大於3，該倍頻器包含：一分相器電路，其回應於該輸入信號用於產生具有相位差之N個信號；及一混合器電路，其回應於該分相器電路之該N個信號用於提供一輸出信號，該輸出信號之頻率為該輸入信號之N倍。
在一實施例中，該分相器電路包含：一積分電路，其回應於該輸入信號用於產生I信號及Q信號；及一相位器電路，其回應於該積分電路。該倍頻器可包含回應於該相位器電路用於放大該N個信號之放大器電路。該等信號間之相位差可係大約360°/N。該等信號間之相位差可係大約180°/N。N可等於3。N可等於或大於4。該積分電路可包含一R-C多相網路。該積分電路可包含一分散式積分網路。該分散式積分網路可係一蘭格(Lange)耦合器。該輸入信號可係一差動輸入信號。該輸入信號可係一單端信號。該相位器電路可包含用於產生一輸出電流之一跨導電路，該輸出電流與該I信號或該Q信號線性成比例。該相位器電路可包含共同負載電阻器，該等電阻器用於增加來自該跨導電路之該等電流以產生一預定相位。該等放大器電路可將該N個信號自正弦波轉換至方波。該等放大器電路可包
含一單級放大器以放大該N個信號之每一者。該等放大器電路可包含兩個或兩個以上放大級以放大該N個信號之一些。該混合器電路可係一3輸入堆疊吉伯特單元(gilbert-cell)混合器。N可等於4且該混合器電路可包含四級電晶體以容納四個平衡輸入。該混合器電路可包含級聯混合器。該混合器電路可使該相位器電路之該N個信號相乘以提供一輸出信號，該輸出信號可之頻率為該輸入信號之N倍。
本發明之特徵亦在於一種用於產生一輸出信號之倍頻器，該輸出信號之頻率為該輸入信號之N倍，其中N等於或大於3，該倍頻器包含：一積分電路，其回應於該輸入信號用於產生I信號及Q信號；一相位器電路，其回應於該積分電路用於產生具有大約360°/N之相位倍數之N個信號；放大器電路，其等回應於該相位器電路用於放大該N個信號；及一混合器電路，其回應於該等放大器電路用於使放大的N個信號相乘以提供一輸出信號，該輸出信號之頻率為該輸入信號之N倍。
本發明之特徵亦在於一種用於產生一輸出信號之倍頻器，該輸出信號之頻率為該輸入信號之N倍，其中N等於或大於3，該倍頻器包含：一積分電路，其回應於該輸入信號用於產生I信號及Q信號；一相位器電路，其回應於該積分電路用於產生具有大約180°/N之相位倍數之N個信號；放大器電路，其等回應於該相位器電路用於放大該N個信號且將該N個信號自正弦波轉換至方波；及一混合器電路，其回應於該等放大器電路用於偵測放大的N個信號之轉變以提供一輸出信號，該輸出信號之頻率為該輸入信號之N倍。
本發明進一步特徵為一種用於產生一輸出信號之方法，該輸出信號之頻率為該輸入信號之N倍，其中N等於或大於3。該方法包含：產生具有相位差之N個信號；及混合該N個信號以提供一輸出信號，該輸出信號之頻率為該輸入信號之N倍。該方法可進一步包含回應於該輸入信號產生I信號及Q信號。該方法可進一步包含放大該N個信號。該等信號間之相位差可係大約360°/N。該等信號間之相位差可係大約180°/N。
熟習此項技術者將從一較佳實施例及隨附圖式之以下描述中瞭解其他目標、特徵及優點。
除了下文揭示的較佳實施例或實施例，本發明能夠有其他實施例且能夠以各種方式予以實踐或實行因此，應瞭解本發明並不限於其在以下描述中闡述的或隨附圖式中繪示的組件之構建細節及配置之應用。若本文描述僅一實施例，則本文之請求項並不限於此實施例。然而，並不限制性閱讀本文之請求項，除非存在表示一特定排除、限制或拒絕之清楚且明確的證據。
圖1中展示有根據本發明之一倍頻器10，該倍頻器產生一輸出信號，該輸出信號之頻率為輸入信號之N倍。倍頻器10包含一分相器電路19，該分相器電路回應於該輸入信號14用於在N個線22上產生具有相位差之N個信號。一混合器電路24回應於分相器電路19之該N個信號用於在線26上提供一輸出信號，該輸出信號之頻率為該輸入信號之N倍。分相器電路19可包含：一積分電路12，其回應於線14上之該輸入信號用於在線16及18上產生I信號及Q信號；及一相位器電路20，其用於產生具有相位差之N個信號。或者，分相器電路19可包含延遲電路以產生具有相位差之N個信號。
在本發明之一實施例中，圖2之倍頻器10a係三倍頻器。積分電路12a在線16a及18a上提供具有一90度相位差之兩個信號。相位器電路20a回應於積分電路12a且在線22a上提供彼此間隔開120°(即，360°/N)之三個信號。相位器電路20a可使用積分信號之線性向量加法而提供輸入之多相位。相位延遲波形可係正弦波且在混合之前可被轉換至方波。一放大器陣列28包含用於放大該等相位延遲信號之放大器電路且在線30上輸出放大的信號至混合器電路24a。混合器電路24a回應於放大器陣列28且混合間隔開120°之三個放大的信號以在線26a上提供一輸出信號，該輸出信號具有3倍乘該輸入信號之一頻率。混合器電路24a可藉由使該三個放大的信號相乘而混合該三個放大的信號。
提供至混合器24a之N個波形可係正弦波32a-e(圖3)，但亦可係方波36a-e(圖4)，以分別獲得期望的輸出頻率34或38。若使用方波，則饋給該混合器之每一信號使該輸出乘以+1或-1。此方法規定該N個方波之轉變(低至高或高至低)在時間上均等間隔。該等方波較佳以180°/N之相位倍數予以間隔，其中N係倍頻因數。對混合器呈現方波提供以下優點：歸因於饋給該混合器之該等放大器之壓縮，該電路在輸入功率之一相對大範圍上將具有恆定輸出功率。而且，該等方波之快速轉變將提供改良的相位雜訊效能。此係藉由利用一快速轉變使電流自一差動對之一側轉至另一側而最小化該混合器之該等差動對中之雜訊之一結果。
圖4中展示用於四倍頻器之混合器模塊之輸入端及輸出端處之例示性波形，其中提供四個方波40a-d至混合器24a以獲得加倍的輸出頻率42。
可能將圖4及圖5中展示之信號36a-c及40a-d之每一者分別認為+1與-1之間之切換。若波形36a-c或40a-d一起相乘，當輸入之任一者切換狀態時，輸出信號38或42亦將分別改變狀態。然而，在此實施例中，若該等輸入之兩者同時切換狀態，則該輸出將不切換狀態。為此原因，180°/N之一相位差較佳用於偶數倍數。180°/N之一相位間隔亦可用於偶次倍數或奇次倍數。
倍頻器10a可使用具有一對稱電路佈局之單體整合以提供期望的電路元件與寄生電路元件兩者之內在匹配準確性。亦可在每一介面間使用平衡信號。
積分電路12c(圖6)之一實施例在差動線40及42上分別產生差動I信號及Q信號，在差動輸入線44上提供的輸入信號之頻率處具有90度相對相位差。積分電路12c包含二級R-C多相網路，該網路包含交錯調諧級46及48以實現一寬頻帶上之相位與振幅平衡。積分電路12c包含一差動輸入44，但可由一單端輸入信號驅動該電路，利用AC耦合至地之反向差動輸入有少量效能折損。雖然圖6中展示一多相網路實施，但對於非常高頻率，在一些應用中，一分散式積分網路(例如，一蘭格耦合器)可較佳。
相位器電路20c(圖7)在差動線40及42上分別回應於由積分電路12c產生的該I信號及該Q信號。相位器電路20c藉由求和該I信號與該Q信號之一線性組合而執行向量加法。相位器電路20c包含第一Gm(跨導)子電路50及第二Gm子電路52，該等子電路產生與輸入電壓線性成比例之一輸出電流。接著在共同負載電阻器51及53中求和來自Gm電路50及52之電流，以在差動線54上產生期望的相位輸出。
藉由電晶體60與62及電阻器64與66之適當大小及電流源68之值按比例調整一例示性Gm子電路50(圖8)，以提供適當加倍因數以實現期望的相位(θ)。Gm電路50回應於差動線40上之該I信號且由cos(θ)按比例調整。Gm電路52回應於差動線42上之該Q信號且由sin(θ)按比例調整。交換差動信號以提供一負比例因數。
在一實例中，相位器電路20c用於在其之輸出信號間產生120°相位。在此情況下，交換差動線40上之I輸入以給出一負比例因數。圖9a及圖9b中分別展示在三倍頻器及四倍頻器情況下在該相位器電路中實施的相位及有效的I比例因數及Q比例因數。
放大器電路28c(圖10)回應於相位器電路20c之輸出之一者且使用一差動限制放大器電路60放大該信號。可使用一單級放大器電路28c來放大相位器電路20c之每一輸出。或者，兩個或兩個以上放大器級可經級聯作為經饋送的混合器電路輸入之函數，以便補償該等混合器電路輸入間之輸入-輸出傳播延遲之差。放大器電路28c亦可將正弦波轉換至方波。
混合器電路24c(圖11)回應於放大器28c且混合由該放大器產生的信號。在此實施例中，混合器電路24c係一3輸入堆疊吉伯特單元(gilbert-cell)混合器。混合器電路24c包含一電阻器70、電晶體72與74及一電流源76，該電流源用於產生該吉伯特單元混合器之每一級輸入所需要的DC偏壓電壓。
用於四倍頻器之一混合器電路較佳包含用以容納4個輸入之4級電晶體。對於較高分頻比，該等吉伯特單元混合器可經級聯以提供充分電壓餘量。舉例而言，為實施一6倍頻器，三個波形可饋給兩個吉伯特單元混合器之每一者，該等混合器之輸出可饋給一第三混合器。
雖然在一些圖式中(而不在其他圖式中)展示本發明之特定特徵，但此係僅出於方便性，因為根據本發明每一特徵可與其他特徵之任一者或所有組合。本文使用的字「包含」、「包括」、「具有」及「有」經大體上且廣泛地解譯且並不限於任何實體互連。此外，本發明中揭示的任何實施例不應被認為係僅可能的實施例。
此外，此專利之專利申請案之訴訟期間提出的任何修改並不是以下申請的申請案中提出的任何請求項元件之一拒絕：熟習此項技術者不能合理期望起草字面上包括所有可能等效物之請求項，許多等效物在修改時將係不可預見的且超過將放棄什麼(若有)之一公正解譯，修改之理由可不僅包括與許多等效物之一間接關係，及/或申請者不可預期描述對於修改的任何請求項元件之無實體取代存在許多其他原因。
其他實施例將為熟習此項技術者所瞭解且在隨附申請專利範圍內。
10．．．倍頻器
10a．．．倍頻器
12．．．積分電路
12a．．．積分電路
12c．．．積分電路
14．．．輸入信號
14a．．．輸入信號
16．．．線
16a．．．線
18．．．線
18a．．．線
19．．．分相器電路
20．．．相位器電路
20a．．．相位器電路
20c．．．相位器電路
22．．．線
22a．．．線
24．．．混合器電路
24a．．．混合器電路
24c．．．混合器電路
26．．．線
26a．．．線
28．．．放大器陣列
28c．．．放大器電路
32a-c．．．正弦波
34．．．輸出頻率
36a-c．．．方波
38．．．輸出頻率
40a-d．．．方波
40．．．差動線
42．．．輸出頻率/差動線
44．．．差動輸入
46．．．交錯調諧級
48．．．交錯調諧級
50．．．第一Gm(跨導)子電路
51．．．負載電阻器
52．．．第二Gm(跨導)子電路
53．．．負載電阻器
54．．．差動線
60．．．電晶體
62．．．電晶體
64．．．電阻器
66．．．電阻器
68．．．電流源
70．．．電阻器
72．．．電晶體
74．．．電晶體
76．．．電流源
圖1係根據本發明之一倍頻器之一方塊圖；
圖2係圖1之該倍頻器之一實施例之一方塊圖，其中該倍頻器係三倍頻器；
圖3係展示圖2之混合器之輸入端及輸出端處之正弦波之一圖表；
圖4係展示圖2之混合器之輸入端及輸出端處之方波之一圖表；
圖5係展示用於四倍頻器圖1之混合器之輸入端及輸出端處之方波之一圖表；
圖6係圖2之積分電路中使用之二級R-C多相網路之一電路圖；
圖7係在圖2之相位器電路中用於產生120°之電路之一電路圖；
圖8係圖2之相位器電路中使用的跨導子電路之一電路圖；
圖9a及圖9b係展示圖1之相位器電路中實施的分別用於三倍頻器及四倍頻器之相位及有效的I及Q比例因數之表格；
圖10係圖2之倍頻器中使用之一放大器之一電路圖；及
圖11係三輸入堆疊吉伯特單元(gilbert-cell)混合器之一電路圖，該混合器係用於圖2之倍頻器之一例示性混合器。
10．．．倍頻器
12．．．積分電路
14．．．輸入信號
16．．．線
18．．．線
19．．．分相器電路
20．．．相位器電路
22．．．線
24．．．混合器電路
26．．．線

Claims (26)

  1. 一種用於產生一輸出信號之倍頻器，該輸出信號之一頻率為一輸入信號之N倍，其中N等於或大於3，該倍頻器包括：一分相器電路，其回應於該輸入信號用於產生具有相位差之N個信號；及一混合器電路，其回應於該分相器電路之該N個信號而經組態以使用一相乘功能混合該N個信號，以提供一輸出信號，該輸出信號之一頻率為該輸入信號之N倍。
  2. 如請求項1之倍頻器，其中該分相器電路包含：一積分電路，其回應於該輸入信號用於產生I信號及Q信號；及一相位器電路，其回應於該積分電路。
  3. 如請求項1之倍頻器，其進一步包含放大器電路，該等放大器電路回應於該分相器電路用於放大該N個信號。
  4. 如請求項1之倍頻器，其中該等信號間之相位差係大約360°/N。
  5. 如請求項1之倍頻器，其中該等信號間之相位差係大約180°/N。
  6. 如請求項1之倍頻器，其中N=3。
  7. 如請求項1之倍頻器，其中N=4或更大。
  8. 如請求項2之倍頻器，其中該積分電路包含一R-C多相網路。
  9. 如請求項2之倍頻器，其中該積分電路包含一分散式積分網路。
  10. 如請求項9之倍頻器，其中該分散式積分網路係一蘭格(Lange)耦合器。
  11. 如請求項1之倍頻器，其中該輸入信號係一差動輸入信號。
  12. 如請求項1之倍頻器，其中該輸入信號係一單端信號。
  13. 如請求項2之倍頻器，其中該相位器電路包含用於產生一輸出電流之一跨導電路，該輸出電流與該I信號或該Q信號線性成比例。
  14. 如請求項13之倍頻器，其進一步包含共同負載電阻器，該等電阻器用於增加來自該等跨導電路之電流以產生一預定相位。
  15. 如請求項3之倍頻器，其中該等放大器電路將該N個信號自正弦波轉換至方波。
  16. 如請求項3之倍頻器，其中該等放大器電路包含一單級放大器以放大該N個信號之每一者。
  17. 如請求項3之倍頻器，其中該等放大器電路包含兩個或兩個以上放大器級以放大該N個信號之一些。
  18. 如請求項6之倍頻器，其中該混合器電路係一3輸入堆疊吉伯特單元(gilbert-cell)混合器。
  19. 如請求項1之倍頻器，其中N=4且該混合器電路包含四級電晶體以容納四個平衡輸入。
  20. 如請求項1之倍頻器，其中該混合器電路包含級聯的混合器。
  21. 如請求項1之倍頻器，其中該混合器電路使該相位器電 路之該N個信號相乘以提供一輸出信號，該輸出信號之一頻率為該輸入信號之N倍。
  22. 一種用於產生一輸出信號之倍頻器，該輸出信號之一頻率為一輸入信號之N倍，其中N等於或大於3，該倍頻器包括：一積分電路，其回應於該輸入信號用於產生I信號及Q信號；一相位器電路，其回應於該積分電路用於產生具有大約360°/N之相位倍數之N個信號；放大器電路，其等回應於該相位器電路用於放大該N個信號；及一混合器電路，其回應於該等放大器電路而經組態以使用一相乘功能混合該N個信號，以使該放大的N個信號相乘以提供一輸出信號，該輸出信號之一頻率為該輸入信號之N倍。
  23. 一種用於產生一輸出信號之倍頻器，該輸出信號之一頻率為一輸入信號之N倍，其中N等於或大於3，該倍頻器包括：一積分電路，其回應於該輸入信號用於產生I信號及Q信號；一相位器電路，其回應於該積分電路用於產生具有大約180°/N之相位倍數之N個信號；放大器電路，其等回應於該相位器電路用於放大該N個信號且將該N個信號自正弦波轉換至方波；及 一混合器電路，其回應於該等放大器電路用於偵測該放大的N個信號之轉變以提供一輸出信號，該輸出信號之一頻率為該輸入信號之N倍。
  24. 一種用於產生一輸出信號之方法，該輸出信號之一頻率為該輸入信號之N倍，其中N等於或大於3，該方法包括：產生具有相位差之N個信號；及使用一相乘功能混合該N個信號以提供一輸出信號，該輸出信號之一頻率為該輸入信號之N倍。
  25. 如請求項24之方法，其中該等信號間之相位差係大約360°/N。
  26. 如請求項24之方法，其中該等信號間之相位差係大約180°/N。
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