JP2010109716A - 信号生成回路及びその信号生成方法 - Google Patents

Abstract

【課題】信号生成回路において、容易に、十分な出力信号レベルを確保したまま、スプリアスとなる高調波を除去し、正弦波を生成することである。
【解決手段】本発明の信号生成回路の一態様は、第１の入力信号に基づき第１の信号を出力する第１の分周器１ｂと、第２の入力信号に基づき第２の信号を出力する第２の分周器１ｂと、第１の入力信号と第２の入力信号との間に第１の位相差φを与える第１の移相器２ａ、２ｂと、第１の信号と第２の信号とを合成し、出力信号を生成する合成回路３ａ〜３ｄと、を有し、第１の移相器２ａ、２ｂは、第１の信号において除去対象となる第１の高調波成分が、第１の信号と第２の信号との間で逆位相となる第１の位相差φを第１の入力信号に付加して第２の入力信号を生成する。
【選択図】図１

Description

本発明は、信号生成回路及びその信号生成方法に関する。

通信システムでは、位相が９０°ずつずれた４相のＩＱ信号をミキサにより周波数変換する直交変調が使用されることが多い。これらの４相のＩＱ信号を生成する方法としては、分周器を使用する構成がある。しかし、分周器から出力される信号は、矩形波に近いため、多くの奇数次高調波を含む。そのため、ミキサにより周波数変換する際に、所望波以外に、奇数次高調波に起因するスプリアス信号が生成される。一方、ミキサに入力する信号は、正弦波であることが望ましい。そこで、通信システムでは、不要な高調波を分周器に縦続する低域通過フィルタ、或いは、帯域通過フィルタ等により除去することが行われる。

しかしながら、高調波成分として、所望波に近接し、かつ、他の高調波に比べて大きな成分を有する３次高調波を、十分除去するためには、高性能なフィルタが必要となる。このような高性能なフィルタは、回路面積が大きく、通信システムの回路面積が大きくなる問題がある。

そこで、このような問題を解決する方法の一例が特許文献１、２に開示されている。特許文献１は、フィルタとして３次高調波周波数に減衰極を持つポリフェイズフィルタを使用する。これにより、特許文献１では３次高調波を低減する。また、特許文献２には、分周器により生成した８相（４５°間隔）の信号の内３相の信号に対して重み付けを行う。そして、重み付けされた３相の信号を含む８相の信号を加算する。これにより、特許文献２では、３次と５次の高調波を抑圧する。なお、特許文献２の構成では、高調波を十分抑圧するには、高精度な重み付けが必要となる課題がある。
特開２００６−３１０９４０号公報 特開２００６−６７５２０号公報

しかしながら、特許文献１の構成では、フィルタが分周器の出力側に接続されるため、信号損失が問題となる。ここで、信号損失を補償するために、フィルタに縦続する増幅器を使用する場合には、高調波成分が生成されることを防ぐために、線形性の高い増幅器が必要となる課題がある。

本発明の目的は、信号の損失を防止して、十分な出力信号レベルを確保したまま、スプリアスとなる高調波を除去し、高精度な正弦波を生成ことを目的とする。

本発明の信号生成回路の一態様は、第１の入力信号に基づき第１の信号を出力する第１の分周器と、第２の入力信号に基づき第２の信号を出力する第２の分周器と、前記第１の入力信号と前記第２の入力信号との間に第１の位相差を与える第１の移相器と、前記第１の信号と前記第２の信号とを合成し、出力信号を生成する合成回路と、を有し、前記第１の移相器は、前記第１の信号において除去対象となる第１の高調波成分が、前記第１の信号と前記第２の信号との間で逆位相となる前記第１の位相差を前記第１の入力信号に付加して前記第２の入力信号を生成する。

本発明の信号生成回路における信号生成方法の一態様は、入力信号に基づき第１の信号を生成し、前記入力信号に基づき、前記第１の信号において除去対象となる第１の高調波成分の位相が前記第１の信号に対して逆位相となる第２の信号を生成し、前記第１の信号と前記第２の信号とを合成して出力信号を生成する。

本発明によれば、信号生成回路において、容易に、十分な出力信号レベルを確保したまま、スプリアスとなる高調波を除去し、正弦波を生成することができる。

発明の実施の形態１
本発明の実施の形態１について、図１を使用して詳細に説明する。以下の説明では、信号生成回路が１つの半導体基板上に形成されている形態について説明するが、本発明は、信号生成回路が異なる半導体基板上に形成された各ブロックを組み合わせることで構成されているものを含むものである。また、本発明にかかる信号生成回路の一例として正弦波信号生成回路について説明する。図１は本実施の形態にかかる正弦波信号生成回路の構成図である。本実施の形態にかかる正弦波信号生成回路は、第１の分周器（例えば、２分周器１ａ）、第２の分周器（例えば、２分周器１ｂ）、第１の移相器（例えば、移相器２ａ、２ｂ）、及び、合成回路（例えば、加算回路３ａ〜３ｄ）を有する。

２分周器１ａには、入力端子４ａ、４ｂから入力信号（例えば、ＩＮ_０°及びＩＮ_１８０°）が入力される。そして、２分周器１ａは、入力信号を分周して、出力ノード５ａ〜５ｄを介して異なる４つの位相の第１の信号（図１中のＯＵＴ_０°〜ＯＵＴ_２７０°）を出力する。本実施の形態では、２分周器１ａの分周比が２であるため、入力信号は、所望周波数の２倍の周波数の差動信号である。また、第１の信号は、位相が９０°ずつずれた４つの信号を含む。また、第１の信号は、矩形状の波形を有する信号である。

２分周器１ｂには、入力ノード４ｃ、４ｄから入力信号（例えば、ＩＮ_０°−φ及びＩＮ_{１８０°−φ}）が入力される。そして、２分周器１ａは、入力信号を分周して、出力ノード５ｅ〜５ｈを介して異なる４つの位相の第２の信号（図１中のＯＵＴ_{０°−φ／２}〜ＯＵＴ_{２７０°−φ／２}）を出力する。本実施の形態では、２分周器１ｂの分周比が２であるため、入力信号は、所望周波数の２倍の周波数の差動信号である。また、第２の信号は、位相が９０°ずつずれた４つの信号を含む。また、第２の信号は、矩形状の波形を有する信号である。また、第２の信号は、第１の信号に対してφ／２の位相差を有する

移相器２ａは、入力端子４ａと入力ノード４ｃとの間に設けられる。移相器２ｂは、入力端子４ｂと入力ノード４ｄとの間に設けられる。そして、移相器２ａ、２ｂは、それぞれ入力端子４ａ、４ｂから入力される入力信号の位相をφずらした信号を生成し、入力ノード４ｃ、４ｄに出力する。つまり、移相器２ａ、２ｂにより、２分周器１ａに対する入力信号と２分周器１ｂに対する入力信号との間には位相差φが生じる。本実施の形態にかかる信号生成回路では、この位相差φとして、第１の信号において除去対象となる第１の高調波成分（例えば、３次高調波成分）が、第１の信号と第２の信号との間で互いに逆位相となる大きさの値が設定される。

加算回路３ａ〜３ｄは、それぞれ２分周器１ａが出力する第１の信号と２分周器１ｂが出力する第２の信号とが入力される。そして、加算回路３ａ〜３ｄは、入力される第１、第２の信号を加算して、出力端子６ａ〜６ｄに出力する。なお、加算回路３ａ〜３ｄは、それぞれ第１の信号に含まれる一つの位相の信号と第１の信号の位相に対応した位相を有する第２の信号とが入力される。

続いて、移相器２ａ、２ｂの具体例、及び、加算器３ａ〜３ｄの具体例について説明する。なお、２分周器１ａ、１ｂについては、ごく一般的な構成であるため説明を省略する。

まず、移相器２ａ、２ｂの具体例について説明する。図２に移相器の一例を示す構成図を示す。図２に示す移相器は、フリップフロップ１１ａ〜１１ｃにより構成される３段のジョンソンカウンタである。このジョンソンカウンタは、入力ノード１３ａ、１３ｂから入力される動作クロック（例えば、図１に示す入力端子４ａ、４ｂから入力される入力信号）を６分周する６分周器として動作する。そのため、隣接するフリップフロップの出力ノードの信号には、６０°の位相差が生じる。例えば、フリップフロップ１１ａの出力ノード１２ｃの信号とフリップフロップ１１ｂの出力ノード１２ｂの信号との間の位相差は６０°となる。従って、図１の信号生成回路において、３次高調波を除去するための位相差１２０°を与える場合には、２分周器１ａ、１ｂには、例えば、それぞれ、出力ノード１２ａと出力ノード１２ｄ、及び、出力ノード１２ｃと出力ノード１２ｆから出力される差動信号を入力すれば良い。

なお、図２の分周器は、６分周器として動作するため、入力ノード１３ａ、１３ｂには、所望周波数の１２（＝６×２）倍の周波数を持つ信号を他の回路から入力する必要がある。この周波数は所望周波数に対して非常に高い周波数である。しかしながら、無線周波数を生成する高周波局部発振器からの信号を分周して、低周波の４相のＩＱ信号を生成するシステムでは、問題とならない場合が多い。

また、移相器２ａ、２ｂには、連続的に変化する構成を使用してもよいが、図２に示すような離散的な位相差を与える分周器を使用することが好ましい。離散的な位相差を与える分周器を用いた場合、分周器の動作範囲を広帯域、且つ、離散的に位相差を与えられる。そのため、特開２００６−３１０９４０号公報（特許文献１）のようにフィルタを使用する場合に比べて、広帯域な正弦波信号生成回路を実現し易い。

次に、加算回路３ａ〜３ｄとして用いられる回路の例について説明する。加算回路の一例の構成図を図３に示す。図３に示す加算回路は、増幅器７ａ、７ｂを有する。増幅器７ａは、入力ノード８ａを介して、例えば２分周器１ａが出力する第１の信号を受ける。また、増幅器１ｂは、入力ノード８ｂを介して、例えば２分周器１ｂが出力する第２の信号を受ける。そして、増幅器７ａ、７ｂの出力は、ともに出力ノード９ａに接続される。

また、加算回路の別の例の構成図を図４に示す。図４に示す加算回路は、増幅器７ｃ、７ｄ、バイアス回路１０ａ、１０ｂを有する。増幅器７ａは、入力ノード８ｃ及びバイアス回路１０ａを介して、例えば２分周器１ａが出力する第１の信号を受ける。また、増幅器１ｂは、入力ノード８ｄ及びバイアス回路１０ｂを介して、例えば２分周器１ｂが出力する第２の信号を受ける。そして、増幅器７ｃ、７ｄの出力は、ともに出力ノード９ｂに接続される。バイアス回路１０ａ、１０ｂは、例えば、キャパシタで入力される信号の直流成分をカットし、その後、抵抗を介して所望のバイアス電圧を入力される信号に重畳する回路である。図３に示す加算回路では、出力ノード９ａに接続される負荷の変動、或いは、設計精度等に起因して、加算回路が完全な加算器動作とならずに出力される信号に大きな偶数次高調波が発生する場合がある。これに対して、図４に示す加算回路では、増幅器７ｃ、７ｄに対して入力される信号のバイアス電圧をバイアス回路１０ａ、１０ｂにより外部から調整することができるため、出力端子９ｂにおける信号の合成での誤差を低減し、偶数次高調波を低減することができる。

続いて、本実施の形態にかかる信号生成回路の動作について説明する。まず、図５に本実施の形態にかかる信号生成回路において生成される第１の信号と第２の信号について説明する。２分周器１ａ、１ｂに入力された信号は、２分周されることで所望周波数となり、それぞれ、出力ノード５ａ〜５ｄ、５ｅ〜５ｈに４相の矩形波状の信号として出力される。図５に、２分周器１ａ、１ｂから出力される第１の信号（図１中のＯＵＴ_０°〜ＯＵＴ_２７０°）と第２の信号（図１中のＯＵＴ_{０°−φ／２}〜ＯＵＴ_{２７０°−φ／２}）とを構成する成分の位相状態を示す。

図５に示すように、所望成分である基本波は、２分周器１ａ、１ｂにおいて対応する位相の信号（例えば、ＯＵＴ_０°とＯＵＴ_{０°−φ／２}）を出力する出力ノード（例えば、出力ノード５ａと出力ノード５ｅ）の間で、φ／２の位相差を有する。一方、除去対象となるスプリアスである３次高調波（３倍波成分）は、対応する位相の信号（例えば、ＯＵＴ_０°とＯＵＴ_{０°−φ／２}）を出力する出力ノード（例えば、出力ノード５ａと出力ノード５ｅ）の間で、（３／２）φの位相差を有する。このように、基本波と３次高調波では、移相器２ａ、２ｂで与えられた位相差φの寄与が異なる。従って、適切な位相差φ（例えば１２０°）を移相器２ａ、２ｂにより与えて、対応する位相を有する第１の信号と第２の信号を加算回路３ａ〜３ｄにより合成することで、出力端子６ａ〜６ｄからは３次高調波のみが逆位相成分として除去された４相信号が出力される。

また、図６に、出力信号の構成成分の電圧振幅を計算した結果（１相のみ）を示す。なお、図６に示す例では、入力信号周波数を４００ＭＨｚとし、増幅器としてＣＭＯＳインバータを用いる。また、従来例として、１つの分周器のみ（フィルタ無し）で構成された４相信号生成回路の場合の計算結果（１相のみ）を示す。図６では、横軸に出力信号の周波数を示し、縦軸に出力信号の電圧振幅の大きさを示す。図６に示すように、従来例と比べて、本発明では３次高調波成分の大きさが従来例に比べ明らかに小さくなっており、出力信号から３次高調波成分が十分除去できていることが分かる。

また、図７に、加算回路として図４に示す回路を用いバイアス調整を行った場合における出力信号の構成成分の電圧振幅を計算した結果を示す。なお、図７では、横軸に出力信号の周波数を示し、縦軸に出力信号の電圧振幅の大きさを示す。図７に示す結果より、バイアスを調整することで、出力信号の奇数次高調波に影響を与えず、出力信号の偶数次高調波を低減できていることが分かる。

上記説明より、本実施の形態にかかる信号生成回路では、入力信号を第１の分周器１ａにより分周して第１の信号を生成し、入力信号を移相器２ａ、２ｂを介して第２の分周器１ｂに与え、第２の分周器１ｂにより第２の信号を生成する。このとき、移相器２ａ、２ｂは、第１の信号において除去対象となる高調波成分（例えば３次高調波）の位相が第１の信号と第２の信号との間で逆位相となる位相差を第２の分周器１ｂに供給する入力信号に与える。そして、第１の信号と第２の信号とを加算回路３ａ〜３ｄにより合成する。この加算回路３ａ〜３ｄによる合成処理により、除去対象となる３次高調波成分は互いに相殺されることで除去される。これにより、本実施の形態にかかる信号生成回路は、出力する出力信号から除去対象となる高調波成分を除去することができる。

このとき、本実施の形態にかかる信号生成回路は、特開２００６−３１０９４０号公報（特許文献１）に記載の技術におけるフィルタを用いることがないため、信号損失は発生せず、十分な信号レベルを有する出力信号を出力することができる。なお、本実施の形態における分周器の出力に、非線形性の高い増幅器を接続した場合でも、特許文献１の場合とは異なり、高調波スプリアス信号の増大はない。また、分周器の出力で、３次高調波が逆位相となっているため、特開２００６−６７５２０号公報（特許文献２）のように高精度な重み付けをする必要はなく、出力信号を単純に加算するだけで良い。つまり、本実施の形態にかかる信号生成回路では、簡易な構成で特許文献２で示される例よりも高い精度の出力信号を得ることができる。

なお、上記説明では、正弦波を生成するために、３次高調波を抑制する例を示したが、例えば、図１の信号生成回路に、位相差φとして、７２°を与えることで、５次高調波（５倍波）の信号レベルを抑圧することできる。また、上記説明では、２分周器を使用した４相信号生成の例を示したが、その他の分周数を持つ分周器を使用した多相信号生成にも適用できる。この場合、分周器の分周数をＮ（２以上の整数）、除去する高調波を２Ｍ＋１（Ｍは自然数）とすると、与えるべき位相差φは、１８０Ｎ／（２Ｍ＋１）［°］となる。また、移相器として、図２に示すジョンソンカウンタを使用する場合、カウンタにおいて必要なフリップフロップの段数は、Ａ×（２Ｍ＋１）／Ｎ（ＡはＡ×（２Ｍ＋１）／Ｎが整数となる自然数）となる。

発明の実施の形態２
本発明の実施の形態２について、図８及び図９を使用して詳細に説明する。図８は実施の形態２にかかる信号生成回路の構成図である。図８に示すように、実施の形態２にかかる信号生成回路は、２分周器１ｃ〜１ｆ、移相器２ｃ〜２ｈ、及び、加算器３ｅ〜３ｈを有する。なお、２分周器１ｃ、１ｄ、移相器２ｃ、２ｄについては、実施の形態１にかかる信号生成回路における２分周器１ａ、１ｂ、移相器２ａ、２ｂに対応するものであるため、ここでは説明を省略する。なお、実施の形態２では移相器２ａ、２ｂにより付加される位相差をφ１とする。また、図８に示す入力ノード４ｇ、４ｈ及び出力ノード５ｉ〜５ｐは、それぞれ実施の形態１にかかる信号生成回路の入力ノード４ｃ、４ｄ及び出力ノード５ａ〜５ｈに対応するものである。

２分周器１ｅには、入力ノード４ｉ、４ｊから入力信号（例えば、ＩＮ_{０°−φ２}及びＩＮ_{１８０°−φ２}）が入力される。そして、２分周器１ｅは、入力信号を分周して、出力ノード５ｑ〜５ｔを介して異なる４つの位相の第４の信号（図１中のＯＵＴ_{０°−φ２／２}〜ＯＵＴ_{２７０°−φ２／２}）を出力する。本実施の形態では、２分周器１ｅの分周比が２であるため、入力信号は、所望周波数の２倍の周波数の差動信号である。また、第３の信号は、位相が９０°ずつずれた４つの信号を含む。また、第３の信号は、矩形状の波形を有する信号である。

２分周器１ｆには、入力ノード４ｋ、４ｌから入力信号（例えば、ＩＮ_{０°−（φ１＋φ２）}及びＩＮ_{１８０°−（φ１＋φ２）}）が入力される。そして、２分周器１ｆは、入力信号を分周して、出力ノード５ｕ〜５ｘを介して異なる４つの位相の第２の信号（図１中のＯＵＴ_{０°−（φ１＋φ２）／２}〜ＯＵＴ_{２７０°−（φ１＋φ２）／２}）を出力する。本実施の形態では、２分周器１ｂの分周比が２であるため、入力信号は、所望周波数の２倍の周波数の差動信号である。また、第４の信号は、位相が９０°ずつずれた４つの信号を含む。また、第４の信号は、矩形状の波形を有する信号である。また、第４の信号は、第３の信号に対してφ１／２の位相差を有する

移相器２ｅは、入力端子４ａと入力ノード４ｉとの間に設けられる。移相器２ｆは、入力端子４ｂと入力ノード４ｊとの間に設けられる。そして、移相器２ｅ、２ｆは、それぞれ入力端子４ａ、４ｂから入力される入力信号の位相をφ２ずらした信号を生成し、入力ノード４ｉ、４ｊに出力する。つまり、移相器２ｅ、２ｆにより、２分周器１ｃ、１ｄにより構成される第１の分周器群に対する入力信号と２分周器１ｅ、１ｆにより構成される第２の分周器群に対する入力信号との間には位相差φ２が生じる。実施の形態２にかかる信号生成回路では、この位相差φ２として、第１の信号において除去対象となる第２の高調波成分（例えば５次高調波成分）が、第１の信号及び第２の信号により構成される第１の信号群と第３の信号及び第４の信号により構成される第２の信号群との間で互いに逆位相となる大きさの値が設定される。

移相器２ｇは、入力ノード４ｉと入力ノード４ｋとの間に設けられる。移相器２ｈは、入力ノード４ｊと入力ノード４ｌとの間に設けられる。そして、移相器２ｇ、２ｈは、それぞれ入力ノード４ｉ、４ｊから入力される入力信号の位相をφ１ずらした信号を生成し、入力ノード４ｋ、４ｌに出力する。つまり、移相器２ｇ、２ｈにより、２分周器１ｅに対する入力信号と２分周器１ｆに対する入力信号との間には位相差φ１が生じる。実施の形態２にかかる信号生成回路では、この位相差φ１として、第１の信号において除去対象となる第１の高調波成分（例えば３次高調波成分）が、第３の信号と第４の信号との間で互いに逆位相となる大きさの値が設定される。

加算回路３ｅ〜３ｈは、それぞれ２分周器１ｃが出力する第１の信号と、２分周器１ｄが出力する第２の信号と、２分周器１ｅが出力する第３の信号と、２分周器１ｆが出力する第４の信号と、が入力される。そして、加算回路３ｅ〜３ｈは、入力される第１〜第４の信号を加算して、出力端子６ｅ〜６ｆに出力する。なお、加算回路３ｅ〜３ｈは、それぞれ第１の信号に含まれる一つの位相の信号と第１の信号の位相に対応した位相を有する第２〜第４の信号とが入力される。

ここで、加算回路３ｅ〜３ｈとして用いられる加算回路の一例を図９に示す。図９に示す加算回路は、増幅器７ｅ〜７ｈを有する。増幅器７ｅは、入力ノード８ｅを介して、例えば２分周器１ｃが出力する第１の信号を受ける。また、増幅器１ｆは、入力ノード８ｆを介して、例えば２分周器１ｄが出力する第２の信号を受ける。また、増幅器１ｇは、入力ノード８ｇを介して、例えば２分周器１ｅが出力する第３の信号を受ける。また、増幅器１ｈは、入力ノード８ｈを介して、例えば２分周器１ｆが出力する第４の信号を受ける。そして、増幅器７ｅ〜７ｈの出力は、ともに出力ノード９ｃに接続される。

続いて、実施の形態２にかかる信号生成回路の動作について説明する。実施の形態２では、位相差φ１を１２０°、位相差φ２を７２°とする。そして、２分周器１ｃ〜１ｆにおいて対応する位相を有する信号を加算回路３ｅ〜３ｈにより合成する。例えば、出力ノード５ｉ、５ｍ、５ｑ、５ｕに対して出力される信号を合成した場合、出力ノード５ｉと出力ノード５ｍ、及び、出力ノード５ｑと出力ノード５ｕにおける信号は、３次高調波に対して逆位相となり、出力ノード５ｉと出力ノード５ｑ、及び、出力ノード５ｍと出力ノード５ｕにおける信号は、５次高調波に対して逆位相となる。

なお、位相差φ１を７２°、位相差φ２を１２０°（又は１２０°）とした場合、出力ノード５ｉと出力ノード５ｍ、及び、出力ノード５ｑと出力ノード５ｕにおける信号は、５次高調波に対して逆位相となり、出力ノード５ｉと出力ノード５ｑ、及び、出力ノード５ｍと出力ノード５ｕにおける信号は、３次高調波に対して逆位相となる。

従って、実施の形態２にかかる信号生成回路が出力する出力信号は、３次、及び、５次高調波の２つの高調波成分が除去される。これにより、実施の形態２にかかる信号生成回路が出力する出力信号は、実施の形態１にかかる信号生成回路が出力する出力信号に比べて、より正弦波に近い信号となる。

なお、上記説明では、２分周器１ｆに、移相器２ｅ、２ｇ、及び、２ｆ、２ｈを介して、２段の移相器によりに位相差φ１＋φ２を有する入力信号を与えた。しかし、１つの移相器により、２分周器１ｆに位相差φ１＋φ２を有する入力信号を与えても良い。また、ここでは、４つの出力ノード（例えば、出力ノード５ｉ、５ｍ、５ｑ、５ｕ）を一度に合成したが、合成処理を２段の回路構成により行っても良い。この場合、出力ノード５ｉと出力ノード５ｍ、及び、出力ノード５ｑと出力ノード５ｕを合成した後に、合成後の２つの信号をさらに合成する。但し、その場合には、初段の加算回路からは、３次（或いは、５次）高調波が除去された矩形波ではない信号が出力されるため、２段目の加算回路には、完全な加算動作が必要とされる。

なお、本発明は上記実施の形態に限られたものではなく、趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更することが可能である。

実施の形態１にかかる信号生成回路の構成図である。 実施の形態１にかかる移相器の一例を示す構成図である。 実施の形態１にかかる加算回路の一例を示す構成図である。 実施の形態１にかかる加算回路の別の例を示す構成図である。 実施の形態１における２分周器が出力する信号の位相状態を示す表である。 実施の形態１における信号生成回路が出力する出力信号に含まれる３次高調波の抑圧効果を示す計算結果である。 実施の形態１における信号生成回路が出力する出力信号に含まれる２次高調波の抑圧効果を示す計算結果である。 実施の形態２にかかる信号生成回路の構成図である。 実施の形態２にかかる加算回路の一例を示す構成図である。

符号の説明

１ａ〜１ｆ 分周器
２ａ〜２ｈ 移相器
３ａ〜３ｈ 加算回路
４ａ、４ｂ 入力端子
４ｃ〜４ｌ、８ａ〜８ｈ、１３ａ、１３ｂ 入力ノード
５ａ〜５ｘ、９ａ〜９ｃ、１２ａ〜１２ｆ 出力ノード
６ａ〜６ｈ 出力端子
７ａ〜７ｈ 増幅器
１０ａ、１０ｂ バイアス回路
１１ａ〜１１ｃ フリップフロップ

Claims (9)

1. 第１の入力信号に基づき第１の信号を出力する第１の分周器と、
   第２の入力信号に基づき第２の信号を出力する第２の分周器と、
   前記第１の入力信号と前記第２の入力信号との間に第１の位相差を与える第１の移相器と、
   前記第１の信号と前記第２の信号とを合成し、出力信号を生成する合成回路と、を有し、
   前記第１の移相器は、前記第１の信号において除去対象となる第１の高調波成分が、前記第１の信号と前記第２の信号との間で逆位相となる前記第１の位相差を前記第１の入力信号に付加して前記第２の入力信号を生成する信号生成回路。
2. 第３の入力信号に基づき第３の信号を出力する第３の分周器と、
   第４の入力信号に基づき第４の信号を出力する第４の分周器と、
   前記第１、第２の入力信号と前記第３、第４の入力信号との間に第２の位相差を与える第２の位相器と、を更に有し、
   前記合成回路は、前記第１乃至第４の信号を合成し、
   前記第２の移相器は、前記第１の信号において除去対象となる第２の高調波成分が、前記第１の信号と前記第３、又は、第４の信号との間で逆位相となる位相差を前記第１の入力信号に付加して前記第３、第４の入力信号を生成する請求項１に記載の信号生成回路。
3. 前記第１乃至第４の分周器は、同一の回路構成を有する請求項２に記載の信号生成回路。
4. 前記第１乃至第４の分周器は、それぞれ、異なる位相の複数の信号を出力する請求項３に記載の信号生成回路。
5. 前記合成回路は、少なくとも２つの増幅器回路を有し、該増幅器回路の出力端子が電気的に直接接続される請求項１乃至４のいずれか１項に記載の信号生成回路。
6. 前記第１の移相器は、前記第１乃至第４の分周器とは異なる回路構成の第５の分周器により構成される請求項１乃至５のいずれか１項に記載の信号生成回路。
7. 前記第１乃至第４の分周器の分周数がＮ（２以上の整数）であり、前記第１の高調波の次数が２Ｍ＋１（Ｍは自然数）であり、前記第５の分周器がＡ×（２Ｍ＋１）／Ｎ段（ＡはＡ×(２Ｍ＋１)／Ｎが整数となる自然数）のジョンソンカウンタである請求項６に記載の信号生成回路。
8. 入力信号に基づき第１の信号を生成し、
   前記入力信号に基づき、前記第１の信号において除去対象となる第１の高調波成分の位相が前記第１の信号に対して逆位相となる第２の信号を生成し、
   前記第１の信号と前記第２の信号とを合成して出力信号を生成する
   信号生成回路における信号生成方法。
9. 前記入力信号に基づき、前記第１の信号において除去対象となる第２の高調波成分の位相が前記第１の信号に対して逆位相となる第３の信号を生成し、
   前記入力信号に基づき、前記第１の高調波成分の位相が前記第３の信号に対して逆位相となる第４の信号を生成し、
   前記第１乃至第４の信号を合成して出力信号を生成する
   請求項８に記載の信号生成回路における信号生成方法。

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