JP6705376B2

JP6705376B2 - 可変ｒｆフィルタおよび無線装置

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Publication number: JP6705376B2
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Inventors: 直樹大島
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Description

本発明は、可変ＲＦフィルタおよび無線装置に関し、特に、無線通信用のＲＦ（Radio Frequency）回路に適用される可変ＲＦフィルタ、および該可変ＲＦフィルタを搭載する無線装置に関する。

近年、無線通信の普及に伴い、周波数の逼迫が問題となってきている。そこで、周波数逼迫問題に対応するため、無線規格に静的に割り当てられる周波数を動的に管理する周波数マネジメントが提案されている。代表的な例として、テレビ放送において時間的／空間的に利用されていない帯域を、他の無線システムが二次的に利用するコグニティブ無線が挙げられる。

しかし、二次利用が可能な周波数帯域が広範囲に及ぶ場合、それらすべての周波数帯域に対応することができる広帯域の無線装置が必要になる。ここで、広帯域に通信周波数を切り替える場合、不要波を除去するフィルタも合わせて切り替える必要があるが、無線装置のフロントエンドにあるＲＦ（Radio Frequency）回路のＲＦフィルタを複数並列に並べて、切り替えるように構成すると、装置サイズが膨大になる。特に、固定基地局と比較して、装置サイズおよび重量に制限が多い移動端末機の場合は、ＲＦフィルタを並列に配置することさえ困難である場合が多い。

特に、前述の代表例に挙げたテレビ放送の地上テレビ放送の場合には、周波数帯域が、ＵＨＦ（Ultra High Frequency）やＶＨＦ（Very High Frequency）であり、無線通信において使用される周波数帯域の中では、比較的低周波数であるため、伝送線路によってＲＦフィルタを構成しようとすると、回路規模が膨大になる。そのため、広帯域に対応するＲＦフィルタは、集中定数素子からなり、かつ、周波数特性を可変に設定することが可能な可変ＲＦフィルタが望ましい。

かくのごとき可変ＲＦフィルタの例として、例えば、非特許文献１のDarvishi，M．による“Design of Active Ｎ-Path Filters”に記載の技術が公開されている。図１１は、従来技術である該非特許文献１に記載の可変ＲＦフィルタの概要を示す回路図である。

図１１の回路図において、符号１０１および１０２は、差動入力端子ＩＮおよび差動入力端子ＩＮＢを示し、符号１１８、１１９、１２０は、それぞれ、第１フィルタブロック、第２フィルタブロック、第ｎフィルタブロック（ｎ：自然数）を示している。また、符号１０３〜１０６は、第１フィルタブロック１１８内のスイッチを示し、符号１０８〜１１１は、第２フィルタブロック１１９内のスイッチを示し、符号１１３〜１１６は、第ｎフィルタブロック１２０内のスイッチを示している。また、符号１０７、１１２、１１７は、それぞれ、第１フィルタブロック１１８内のキャパシタ、第２フィルタブロック１１９内のキャパシタ、第ｎフィルタブロック１２０内のキャパシタを示している。

図１１の回路図に示す可変ＲＦフィルタは、差動入力端子１０１および差動入力端子１０２に対して、第１フィルタブロック１１８、第２フィルタブロック１１９、・・・、第ｎフィルタブロック１２０のｎ段のフィルタブロックが並列に接続されている。第１フィルタブロック１１８は、スイッチ１０３〜１０６とキャパシタ１１７により構成されており、差動入力端子１０１および差動入力端子１０２との間に、スイッチ１０３とスイッチ１０４、スイッチ１０５とスイッチ１０６とを直列に接続し、スイッチ１０３とスイッチ１０４との接続点と、スイッチ１０５とスイッチ１０６との接続点と、の間に、キャパシタ１１７を接続して構成される。他のフィルタブロック、すなわち、第２フィルタブロック１１９、・・・、第ｎフィルタブロック１２０、についても同様である。

次に、一例として、可変ＲＦフィルタのフィルタブロック段数が４段（ｎ＝４）構成の場合を例にとって、図１１に示す可変ＲＦフィルタの動作について説明する。図１２は、フィルタブロック段数が４段構成の場合の図１１の可変ＲＦフィルタの各スイッチを駆動するクロック信号の時間波形の一例を示すクロック信号波形図であり、デューティ比が１２．５％つまり８相のクロック信号の時間軸上のクロック信号波形を示している。

図１２に示すように、８相の各クロック信号（ＣＬＫ１（第１クロック信号）２０１〜ＣＬＫ８（第８クロック信号）２０８）のうち、ＣＬＫ１（第１クロック信号）２０１とＣＬＫ５（第５クロック信号）２０５、ＣＬＫ２（第２クロック信号）２０２とＣＬＫ６（第６クロック信号）２０６、ＣＬＫ３（第３クロック信号）２０３とＣＬＫ７（第７クロック信号）２０７、ＣＬＫ４（第４クロック信号）２０４とＣＬＫ８（第８クロック信号）２０８、は、それぞれ、半周期（１／２周期）ずつずれて、対になっている矩形波である。

対になっている各クロック信号は、第１フィルタブロック１１８、第２フィルタブロック１１９、・・・、第ｎフィルタブロック１２０（図１２の場合は、ｎ＝４）のそれぞれのスイッチ１０３〜１１６に入力される。例えば、第１フィルタブロック１１８のスイッチ１０３とスイッチ１０６とに、対になっている一方のＣＬＫ１（第１クロック信号）２０１が入力され、第１フィルタブロック１１８のスイッチ１０４とスイッチ１０５とには、対になっている他方のＣＬＫ５（第５クロック信号）２０５が入力される。これにより、第１フィルタブロック１１８、第２フィルタブロック１１９、…、第ｎフィルタブロック１２０（図１２の場合は、ｎ＝４）の各フィルタブロックは、スイッチトキャパシタとして動作する。

図１３は、図１１の可変ＲＦフィルタの差動入力端子１０１および差動入力端子１０２から見たスイッチトキャパシタの周波数特性を示す特性図である。図１３において、図１３（Ａ）は、キャパシタ単体の周波数特性３０１を示し、図１３（Ｂ）は、クロック信号ＣＬＫの周波数をＦｃｌｋとしたときのスイッチトキャパシタ（パッシブミキサ＋キャパシタ）の周波数特性３０２を示している。図１３（Ａ）のキャパシタ単体の周波数特性３０１の場合は、直流（ＤＣ）を頂点にして、キャパシタの特性が表れるが、図１３（Ｂ）のスイッチトキャパシタの場合は、クロック信号ＣＬＫの周波数Ｆｃｌｋを中心にして、キャパシタの特性が表れる。

仮に、ダイレクトコンバージョン方式の無線装置におけるダウンコンバータのＬｏ（Local Oscillator）信号（すなわちローカル発振信号（局部発振信号））をクロック信号ＣＬＫとして用いて、図１１のＲＦ可変フィルタを駆動するようにした場合、差動入力端子１０１および差動入力端子１０２から入力された差動のＲＦ信号（高周波信号）に関して所望周波数帯域周辺のみを通過させるＲＦバンドパスフィルタとして動作させることができる。これは、負荷であるキャパシタの周波数特性が、スイッチで構成されたパッシブミキサにより、クロック信号ＣＬＫの周波数FｃｌｋつまりＬｏ信号周波数だけアップコンバートされたことを示している。したがって、Ｌｏ信号周波数を適宜変更することにより、チューニングレスの可変ＲＦフィルタとして動作することができるので、広帯域の無線通信機に適したフィルタを構築することができる。

しかし、クロック信号ＣＬＫに周波数Fｃｌｋ例えばＬｏ信号周波数の矩形波を用いると、高調波が問題となる。図１４は、図１１のＲＦ可変フィルタの周波数特性の回路シミュレーション結果を示す特性図であり、Ｌｏ信号周波数を１５０ＭＨｚとした場合の周波数特性を示している。縦軸は、最大値で規格化した利得を示しており、３次高調波である４５０ＭＨｚ付近にも利得があることが分かる。５次以降の奇数次高調波についても同様である。これは、矩形波に含まれる高調波によるスイッチトキャパシタの動作が影響しているためである。なお、２次高調波等の偶数次高調波付近の信号が所望通り減衰しているのは、差動動作によるものである。前述のように、Ｌｏ信号周波数の奇数次高調波に相当する信号については、減衰させることができない。したがって、図１１の可変ＲＦフィルタを使用したとしても、Ｌｏ信号周波数の３倍以上の奇数次高調波に関する不要波を除去するためのフィルタを別途実装することが必要になっている。

Darvishi，M．；"Design of Active Ｎ-Path Filters"，ＩＥＥＥ Journal ｏf Solid-State Circuits，vol．４８，２０１３年１２月，ｐｐ．２９６２−２９７６

本発明が解決する課題は、前述したように、矩形Ｌｏ信号（矩形波状のローカル発振信号（局部発振信号））をクロック信号として用いて動作させる可変ＲＦフィルタにおいて発生する、Ｌｏ信号周波数の奇数次高調波に相当する周波数帯の不要波を除去することを可能にすることにある。

（本発明の目的）
すなわち、本発明の目的は、矩形波を用いたローカル発振信号（局部発振信号）によって動作させた際に発生する不要な高調波成分を除去することを可能にする可変ＲＦフィルタおよび無線装置を提供することにある。

前述の課題を解決するため、本発明による可変ＲＦフィルタおよび無線装置は、主に、次のような特徴的な構成を採用している。

（１）本発明による可変ＲＦフィルタは、周波数特性を可変に設定することが可能な可変ＲＦフィルタであって、差動の高周波信号を入力して所望の周波数周辺の高周波信号を通過させる可変ＲＦフィルタにおいて、任意に定めた周波数の矩形波のクロック信号により駆動する第１のパッシブミキサを入力端子と出力端子との間の信号線に並列に接続し、かつ、該第１のパッシブミキサの負荷がインダクタによって構成されていることを特徴とする。

（２）本発明による無線装置は、１ないし複数のパッシブミキサを備えた可変ＲＦフィルタと、矩形波の局部発振信号を用いたダウンコンバータとを少なくとも備えた無線装置において、前記可変ＲＦフィルタが、少なくとも前記（１）に記載の可変ＲＦフィルタから構成され、かつ、前記局部発振信号の周波数が、少なくとも前記（１）に記載の可変ＲＦフィルタにおいて該可変ＲＦフィルタを通過させる前記高周波信号の基本波の周波数と同一であることを特徴とする。

本発明の可変ＲＦフィルタおよび無線装置によれば、以下のような効果を奏することができる。

周波数特性を可変に設定することが可能な可変ＲＦフィルタとして、矩形Ｌｏ信号（矩形ローカル発振信号（局部発振信号））によって動作する場合であっても、インダクタを負荷とするパッシブミキサを並列に接続して、該矩形Ｌｏ信号の周波数の奇数倍の周波数を用いたクロック信号によってパッシブミキサを駆動するように構成することにより、矩形Ｌｏ信号の奇数次高調波に相当する周波数帯の不要波を確実に低減することができる。

本発明の第１の実施の形態における可変ＲＦフィルタの回路構成の一例を示す回路図である。本発明の第１の実施の形態における可変ＲＦフィルタの具体的回路構成の一例を示す回路図である。本発明の第１の実施の形態において３倍波差動信号を生成するための３倍波生成回路の回路構成の一例を示す回路図である。図２の可変ＲＦフィルタや図３の３倍波生成回路に入力されるクロック信号の時間波形の一例を示すクロック信号波形図である。図２の可変ＲＦフィルタや図３の３倍波生成回路に入力されるクロック信号の時間波形の一例を示すクロック信号波形図である。本発明の第２の実施の形態における可変ＲＦフィルタの回路構成の一例を示す回路図である。本発明の第３の実施の形態における可変ＲＦフィルタの回路構成の一例を示す回路図である。図６の可変ＲＦフィルタに入力されるクロック信号の時間波形の一例を示すクロック信号波形図である。図６の可変ＲＦフィルタに入力されるクロック信号の時間波形の一例を示すクロック信号波形図である。図６の可変ＲＦフィルタに入力されるクロック信号の時間波形の一例を示すクロック信号波形図である。図７Ａのクロック信号それぞれで動作した場合の図６の可変ＲＦフィルタの周波数特性の一例を示す特性図である。図７Ｂのクロック信号それぞれで動作した場合の図６の可変ＲＦフィルタの周波数特性の一例を示す特性図である。図７Ｃのクロック信号それぞれで動作した場合の図６の可変ＲＦフィルタの周波数特性の一例を示す特性図である。本発明の第４の実施の形態における可変ＲＦフィルタの回路構成の一例を示す回路図である。本発明の第５の実施の形態における可変ＲＦフィルタの回路構成の一例を示す回路図である。従来技術である非特許文献１に記載の可変ＲＦフィルタの概要を示す回路図である。フィルタブロック段数が４段構成の場合の図１１の可変ＲＦフィルタの各スイッチを駆動するクロック信号の時間波形の一例を示すクロック信号波形図である。図１１の可変ＲＦフィルタの差動入力端子１０１および差動入力端子１０２から見たスイッチトキャパシタの周波数特性を示す特性図である。図１１のＲＦ可変フィルタの周波数特性の回路シミュレーション結果を示す特性図である。

以下、本発明による可変ＲＦフィルタおよび無線装置の好適な実施形態について添付図を参照して説明する。ここで、本発明による可変ＲＦフィルタは、矩形Ｌｏ信号（矩形ローカル発振信号（局部発振信号））すなわち矩形波状の局部発振信号を用いたダウンコンバータを少なくとも備えた無線装置に適用されるものであり、差動の高周波信号を入力して所望の周波数周辺の高周波信号を通過させる可変ＲＦフィルタとして、集中定数素子からなり、かつ、周波数特性を可変に設定することが可能な可変ＲＦフィルタにおいて、任意に周波数を定めた矩形波状のクロック信号すなわち矩形Ｌｏ信号の１ないし複数倍の周波数を用いたクロック信号によって動作する可変ＲＦフィルタを対象としている。なお、以下の各図面に付した図面参照符号は、理解を助けるための一例として各要素に便宜上付記したものであり、本発明を図示の態様に限定することを意図するものではないことも言うまでもない。

（本発明の特徴）
本発明の実施形態の説明に先立って、本発明の特徴についてその概要をまず説明する。本発明は、集中定数素子からなり、かつ、周波数特性を可変に設定することが可能な可変ＲＦフィルタであって、矩形Ｌｏ信号（矩形ローカル発振信号（局部発振信号））の１ないし複数倍の周波数を用いたクロック信号によって動作する可変ＲＦフィルタにおいて、差動の高周波信号の入力端子に対して、インダクタを負荷とするパッシブミキサを１ないし複数並列に接続して、該矩形Ｌｏ信号（ローカル発振信号（局部発振信号））の奇数倍の周波数で該パッシブミキサを動作させることを主要な特徴とする。而して、通過させる高周波信号に含まれるＬｏ信号の奇数次高調波に相当する周波数帯の不要波を確実に低減して出力することを可能にしている。

［第１の実施の形態］
次に、本発明の第１の実施の形態について、図１の回路図を用いて説明する。図１は、本発明の第１の実施の形態における可変ＲＦフィルタの回路構成の一例を示す回路図である。

図１の回路図において、符号５０１および５０２は、それぞれ、差動入力端子ＩＮおよび差動入力端子ＩＮＢを示し、符号５０３および５０４は、それぞれ、第２パッシブミキサおよび第１パッシブミキサを示している。また、符号５０７は、第２パッシブミキサ５０３を駆動するクロック信号であるＬｏ信号（ローカル発振信号（局部発振信号））を示し、符号５０８は、第１パッシブミキサ５０４を駆動するクロック信号である、Ｌｏ信号の３倍波の３倍波Ｌｏ信号を示している。符号５０５は、第２パッシブミキサ５０３の負荷であるキャパシタを示し、符号５０６は、第１パッシブミキサ５０４の負荷であるインダクタを示している。なお、以降の記載において、Ｌｏ信号とクロック信号ＣＬＫとは、同じ意味で用いている。

本発明の第１の実施の形態として図１の回路図に示す可変ＲＦフィルタは、差動のＲＦ信号（高周波信号）の差動入力端子５０１および差動入力端子５０２に対して、キャパシタ５０５を負荷とする第２パッシブミキサ５０３と並列に、インダクタ５０６を負荷とする第１パッシブミキサ５０４が接続されている。ここで、キャパシタ５０５を負荷とする第２パッシブミキサ５０３は、動作用に印加するクロック信号すなわちＬｏ信号５０７の周波数付近の周波数を中心にして入力ＲＦ信号をアップコンバートさせる回路であるが、逆に、インダクタ５０６を負荷とする第１パッシブミキサ５０４は、動作用に印加するクロック信号すなわち３倍波Ｌｏ信号５０８の周波数付近の周波数を中心にして入力ＲＦ信号の利得を減衰させる回路である。

したがって、第２パッシブミキサ５０３を駆動するＬｏ信号５０７に対して、第１パッシブミキサ５０４については該Ｌｏ信号の３倍の周波数である３倍波Ｌｏ信号５０８で駆動することにすれば、インダクタ５０６を負荷とする第１パッシブミキサ５０４は、該Ｌｏ信号の３倍の周波数(以降、３倍波)に相当する信号の利得を低減することができる。つまり、キャパシタ５０５を負荷とする第２パッシブミキサ５０３の周波数特性と、インダクタ５０６を負荷とする第１パッシブミキサ５０４の周波数特性とを合わせて、３次高調波成分を除去した所望周波波近傍のＲＦ信号のみを通過させる可変ＲＦフィルタを構成することができる。なお、同様に、５次高調波成分も除去したい場合には、さらに、該Ｌｏ信号の５倍の周波数(以降、５倍波)で駆動するインダクタ負荷のミキサを並列に接続した構成にすれば良く、さらに、一般的に、該Ｌｏ信号の奇数倍の奇数次高調波成分も除去したい場合は、該Ｌｏ信号の奇数倍の周波数で駆動するインダクタ負荷のミキサを並列に接続した構成にすれば良いが、ここでの詳細な説明は省略する。

（第１の実施形の形態の具体的回路構成例）
次に、本第１の実施の形態における可変ＲＦフィルタの具体的回路構成例について、図２を用いて説明する。ここに、図２は、本発明の第１の実施の形態における可変ＲＦフィルタの具体的回路構成の一例を示す回路図である。

図２の回路図においては、図１に示したキャパシタ５０５を負荷とする第２パッシブミキサ５０３は、スイッチ６０３〜６０６によって構成され、Ｌｏ信号６０１とＬｏＢ信号６０２とによって駆動する。同様に、図１に示したインダクタ５０６を負荷とする第１パッシブミキサ５０４は、スイッチ６０９〜６１２によって構成され、３倍波Ｌｏ信号６０７と３倍波ＬｏＢ信号６０８との、Ｌｏ信号６０１およびＬｏＢ信号６０２の３倍の周波数の信号によって駆動する。ここで、Ｌｏ信号６０１とＬｏＢ信号６０２と、および、３倍波Ｌｏ信号６０７と３倍波ＬｏＢ信号６０８とは、それぞれ、差動信号である。

また、Ｌｏ信号６０１とＬｏＢ信号６０２とは、それぞれ、矩形波のローカル発振信号（局部発振信号）であり、３倍波Ｌｏ信号６０７と３倍波ＬｏＢ信号６０８とは、それぞれ、Ｌｏ信号６０１とＬｏＢ信号６０２との３倍波の矩形波である。３倍波Ｌｏ信号６０７と３倍波ＬｏＢ信号６０８との３倍波の生成手段については、一般的な発振器による生成が可能であり、その詳細はここでは省略する。ただし、一般的に、発振器は発振周波数が高いほど消費電力が高くなる。そのため、本発明の目的である省電力、小規模な可変ＲＦフィルタを実現するためには、図３に示すように、Ｌｏ信号と２倍波Ｌｏ信号とを用いて合成することが望ましい。ここに、図３は、本発明の第１の実施の形態において３倍波差動信号を生成するための３倍波生成回路の回路構成の一例を示す回路図であり、Ｌｏ信号６０１とＬｏＢ信号６０２とのそれぞれの３倍の周波数の矩形波である３倍波Ｌｏ信号６０７と３倍波ＬｏＢ信号６０８との差動信号を生成する回路構成例を示している。

図３に示す回路図においては、９０度ずつ位相が異なるＬｏ信号の差動信号として、Ｌｏ＿I信号７０１、Ｌｏ＿ＩＢ信号７０２とＬｏ＿Ｑ信号７０３、Ｌｏ＿ＱＢ信号７０４とを、また、同じく、位相が９０度ずつ異なるＬｏ信号の２倍波である２倍波Ｌｏ信号の差動信号として、２倍波Ｌｏ＿Ｉ信号７１３、２倍波Ｌｏ＿ＩＢ信号７１４と２倍波Ｌｏ＿Ｑ信号７１５、２倍波Ｌｏ＿ＱＢ信号７１６とを、スイッチ７０５〜７１２によって構成されるダイレクトコンバージョンミキサに入力する。

つまり、Ｌｏ＿I信号７０１をスイッチ７０５とスイッチ７０７とのそれぞれの入力端子側に入力し、Ｌｏ＿I信号７０１の差動信号であるＬｏ＿ＩＢ信号７０２をスイッチ７０６とスイッチ７０８とのそれぞれの入力端子側に入力し、また、２倍波Ｌｏ＿Ｉ信号７１３をスイッチ７０５とスイッチ７０６とのそれぞれのスイッチ用端子に入力し、２倍波Ｌｏ＿Ｉ信号７１３の差動信号である２倍波Ｌｏ＿ＩＢ信号７１４をスイッチ７０７とスイッチ７０８とのそれぞれのスイッチ用端子に入力する。

同様に、Ｌｏ＿I信号７０１と９０度位相が異なるＬｏ＿Ｑ信号７０３をスイッチ７０９とスイッチ７１１とのそれぞれの入力端子側に入力し、Ｌｏ＿Ｑ信号７０３の差動信号であるＬｏ＿ＱＢ信号７０４をスイッチ７１０とスイッチ７１２とのそれぞれの入力端子側に入力し、また、２倍波Ｌｏ＿Ｑ信号７１５をスイッチ７０９とスイッチ７１０とのそれぞれのスイッチ用端子に入力し、２倍波Ｌｏ＿Ｑ信号７１５の差動信号である２倍波Ｌｏ＿ＱＢ信号７１６をスイッチ７１１とスイッチ７１２とのそれぞれのスイッチ用端子に入力する。ここで、Ｌｏ＿I信号７０１、Ｌｏ＿ＩＢ信号７０２、Ｌｏ＿Ｑ信号７０３、Ｌｏ＿ＱＢ信号７０４により４相のＬｏ信号を形成し、２倍波Ｌｏ＿Ｉ信号７１３、２倍波Ｌｏ＿ＩＢ信号７１４、２倍波Ｌｏ＿Ｑ信号７１５、２倍波Ｌｏ＿ＱＢ信号７１６により４相の２倍波Ｌｏ信号を形成していることになる。

そして、スイッチ７０５とスイッチ７０８とスイッチ７０９とスイッチ７１２とのそれぞれの出力端子側を相互接続して、３倍波Ｌｏ＿Ｉ信号を生成し、スイッチ７０６とスイッチ７０７とスイッチ７１０とスイッチ７１１とのそれぞれの出力端子側を相互接続して、３倍波Ｌｏ＿Ｑ信号を生成する。かくのごときダイレクトコンバージョン構成であるので、基本波のＬｏ信号と２倍波の２倍波Ｌｏ信号との信号合成により、３倍波の差動信号のみが生成される。

生成した３倍波の差動信号は、それぞれ、増幅器７１７によって増幅された後、３倍波Ｌｏ信号６０７と３倍波ＬｏＢ信号６０８との差動信号として、図２に示したパッシブミキサ５０４を駆動することになる。

なお、仮に、図３に示すダイレクトコンバージョンミキサをＩ、Ｑいずれか一方のみのＬｏ信号、２倍波Ｌｏ信号によって構成した場合には、３倍波だけでなく、基本波の信号も生成される。かくのごとき基本波も含む信号によってパッシブミキサ５０４を駆動した場合、３倍波の周波数付近のみならず、基本波周波数付近においても、パッシブミキサ５０４のインダクタ５０６負荷による減衰が発生してしまうことになる。したがって、Ｉ、Ｑ双方のＬｏ信号、２倍波Ｌｏ信号を用いた４相のＬｏ信号、４相の２倍波Ｌｏ信号が必要になる。

次に、本発明の第１の実施の形態におけるクロック信号の信号波形に関して、図４を用いてさらに補足して説明する。図４は、図２の可変ＲＦフィルタや図３の３倍波生成回路に入力されるクロック信号の時間波形の一例を示すクロック信号波形図であり、時間軸におけるクロック信号の矩形波形の一例を示したものである。通常、スイッチトキャパシタのように、キャパシタとスイッチとを用いる回路においては、スイッチを駆動するクロック信号を、図４Ａに示すＣＬＫ１（第１クロック信号）８０１〜ＣＬＫ４（第４クロック信号）８０４のようなデューティ比が小さい矩形波のクロック信号を用いている。その理由は、パルス幅が狭いクロック信号の方が、Ｑ値が高くなるので、急峻な特性を得ることができるためである。

一方、図３に示すようなダイレクトコンバージョンミキサに代表されるコンバータミキサの場合においては、図４Ｂに示すＬｏ＿Ｉ信号８０５、Ｌｏ＿Ｑ信号８０６、Ｌｏ＿ＩＢ信号８０７、Ｌｏ＿ＱＢ信号８０８のような、ＩＱの差動信号（すなわち４相のクロック信号）が用いられる。しかしながら、図４Ｂの例えばＬｏ＿Ｉ信号８０５とＬｏ＿Ｑ信号８０６とに示すように、High Level（ハイレベル）になる時間的な区間が、互いにオーバラップしている信号を、例えば図２の第２パッシブミキサ５０３のようなキャパシタ負荷のミキサに使用すると、キャパシタ間での導通が起きてしまうため、所望の動作を得ることができなくなる。反対に、例えば図２の第１パッシブミキサ５０４のようなインダクタ負荷の差動ミキサにおいては、図４Ｂに示すＬｏ＿Ｉ信号８０５〜Ｌｏ＿ＱＢ信号８０８のようなＩＱの差動信号（すなわち４相のクロック信号）を使用することができるが、図４ＡのＣＬＫ１（第１クロック信号）８０１〜ＣＬＫ４（第４クロック信号）８０４のような差動信号になっていない信号を使用することができない。

［第２の実施の形態］
次に、本発明の第２の実施の形態について、図５の回路図を用いて説明する。図５は、本発明の第２の実施の形態における可変ＲＦフィルタの回路構成の一例を示す回路図であり、差動のＲＦ信号（高周波信号）の差動入力端子５０１および差動入力端子５０２に対して、第１の実施の形態の図２に示した可変ＲＦフィルタの構成要素（すなわちキャパシタを負荷とする第２パッシブミキサおよびインダクタを負荷とする第１パッシブミキサ）を並列に複数配置して構成している。

すなわち、本発明の第２の実施の形態における可変ＲＦフィルタは、図５の回路図に示すように、前段側に配置される、インダクタ９０３を負荷とする第１１パッシブミキサ９０１で構成された第１インダクタフィルタ９０７から、インダクタ９０６を負荷とする第１ｎパッシブミキサ９０４で構成された第ｎインダクタフィルタ９０８まで、のｎ個のインダクタフィルタと、後段側に配置される、キャパシタ９１２を負荷とする第２１パッシブミキサ９１０で構成された第１キャパシタフィルタ９１６から、キャパシタ９１５を負荷とする第２ｎパッシブミキサ９１３で構成された第ｎキャパシタフィルタ９１７まで、のｎ個のキャパシタフィルタと、を少なくとも備えて構成されている。

第１インダクタフィルタ９０７から第ｎインダクタフィルタ９０８までのそれぞれは、３倍波Ｌｏ信号９０２から３倍波Ｌｏ信号９０５までのそれぞれのクロック信号によって駆動され、一方、第１キャパシタフィルタ９１６から第ｎキャパシタフィルタ９１７までのそれぞれは、Ｌｏ信号９１１からＬｏ信号９１４までのそれぞれのクロック信号によって駆動される。なお、最終段の第ｎキャパシタフィルタ９１７の後段には、差動のＲＦ信号（高周波信号）の差動出力端子（ＯＵＴ）９１８および差動出力端子（ＯＵＴＢ）９１９が接続されている。

ここで、第１の実施の形態において前述したように、ｎ個のインダクタフィルタとｎ個のキャパシタフィルタとでは、使用することができるクロック信号の種類が異なっているため、両者が互いに干渉しないように、両者の段間には、ＲＦ信号を増幅するための増幅器９０９を介在させて、両者間のアイソレーションの向上を図っている。而して、第１インダクタフィルタ９０７、…、第ｎインダクタフィルタ９０８それぞれのクロック信号である３倍波Ｌｏ信号９０２、…、３倍波Ｌｏ信号９０５として、第１の実施の形態の図４に示したＬｏ＿Ｉ信号８０５、Ｌｏ＿Ｑ信号８０６、Ｌｏ＿ＩＢ信号８０７、Ｌｏ＿ＱＢ信号８０８それぞれの３倍波のＩＱ信号を使用しても、第１キャパシタフィルタ９１６〜第ｎキャパシタフィルタ９１７それぞれの負荷であるキャパシタ９１２〜キャパシタ９１５の導通を引き起こすという問題は生じない。

つまり、増幅器９０９を段間に備えている本第２の実施の形態においては、第１インダクタフィルタ９０７〜第ｎインダクタフィルタ９０８および第１キャパシタフィルタ９１６〜第ｎキャパシタフィルタ９１７を駆動するクロック信号を、独立に選択することができる。

なお、図５の回路図においては、第１インダクタフィルタ９０７〜第ｎインダクタフィルタ９０８のｎ個のインダクタフィルタそれぞれを駆動するクロック信号として、ｎ個全てのインダクタフィルタに亘って、同一の３倍波Ｌｏ信号を用いている場合を示しているが、本発明は、かかる場合に限るものではなく、各インダクタフィルタによって異なる周波数のクロック信号例えばＬｏ信号の奇数倍の周波数である奇数倍波Ｌｏ信号（つまり通過させる高周波信号（ＲＦ信号）の基本波の奇数倍の周波数のクロック信号）を用いても良い。

また、図５の回路図においては、第１インダクタフィルタ９０７〜第ｎインダクタフィルタ９０８のｎ個のインダクタフィルタを前段側に実装し、第１キャパシタフィルタ９１６〜第ｎキャパシタフィルタ９１７のｎ個のキャパシタフィルタを後段側に実装している場合を示しているが、実装順序を逆にして、第１キャパシタフィルタ９１６〜第ｎキャパシタフィルタ９１７のｎ個のキャパシタフィルタを前段側に実装し、第１インダクタフィルタ９０７〜第ｎインダクタフィルタ９０８のｎ個のインダクタフィルタを後段側に実装しても、勿論構わない。

［第３の実施の形態］
次に、本発明の第３の実施の形態について、図６の回路図を用いて説明する。図６は、本発明の第３の実施の形態における可変ＲＦフィルタの回路構成の一例を示す回路図である。

本発明の第３の実施の形態における可変ＲＦフィルタは、図６の回路図に示すように、差動のＲＦ信号（高周波信号）の差動入力端子５０１および差動入力端子５０２に対して並列に接続した主パッシブミキサ１００７の負荷として、インダクタ１００３を負荷とする第１１パッシブミキサ１００１とインダクタ１００６を負荷とする第１２パッシブミキサ１００４との２つのインダクタフィルタが接続されて構成されている。

図６の回路図に示すように、主パッシブミキサ１００７はＬｏ信号１００８によって動作し、第１１パッシブミキサ１００１および第１２パッシブミキサ１００４は、それぞれ、Ｌｏ信号の２倍波である第１の２倍波Ｌｏ信号１００２および第２の２倍波Ｌｏ信号１００５によって動作する。ここで、主パッシブミキサ１００７、第１１パッシブミキサ１００１および第１２パッシブミキサ１００４の各ミキサは差動回路であるので、Ｌｏ信号１００８に対する第１の２倍波Ｌｏ信号１００２と第２の２倍波Ｌｏ信号１００５とのそれぞれの位相は、図７の信号波形図に示すように、３種類に分類することができる。

図７Ａ，図７Ｂ，図７Ｃは、図６の可変ＲＦフィルタに入力されるクロック信号の時間波形の一例を示すクロック信号波形図であり、主パッシブミキサ１００７、第１１パッシブミキサ１００１および第１２パッシブミキサ１００４それぞれのクロック信号であるＬｏ信号１００８、第１の２倍波Ｌｏ信号１００２および第２の２倍波Ｌｏ信号１００５の各信号の立ち上がりタイミングを例示している。

図７Ａは、Ｌｏ信号１００８、第１の２倍波Ｌｏ信号１００２および第２の２倍波Ｌｏ信号１００５の各信号の立ち上がりタイミングに位相差はなく、位相差が‘０度’の場合を示している。また、図７Ｂは、Ｌｏ信号１００８と第１の２倍波Ｌｏ信号１００２との立ち上がりタイミングには位相差がないが、第２の２倍波Ｌｏ信号１００５の立ち上がりタイミングのみが、Ｌｏ信号１００８と第１の２倍波Ｌｏ信号１００２とに対して‘４５度’の位相だけずれている場合を示している。また、図７Ｃは、基本波のＬｏ信号１００８に対して、第１の２倍波Ｌｏ信号１００２と第２の２倍波Ｌｏ信号１００５との双方の信号の立ち上がりタイミングが、‘４５度’の位相だけずれている場合を示している。

図７Ａ，図７Ｂ，図７Ｃに示す３種類の位相のクロック信号それぞれを用いて駆動した場合の図６の可変ＲＦフィルタの周波数特性は、図８Ａ，図８Ｂ，図８Ｃに示す特性図のようになる。図８Ａ，図８Ｂ，図８Ｃは、図７Ａ，図７Ｂ，図７Ｃの３種類のクロック信号それぞれで動作した場合の図６の可変ＲＦフィルタの周波数特性の一例を示す特性図であり、横軸に周波数、縦軸に最大利得値にて規格化した利得を示している。図８Ａは、図７ＡのＬｏ信号１００８、第１の２倍波Ｌｏ信号１００２および第２の２倍波Ｌｏ信号１００５の位相差が‘０度’の場合の可変ＲＦフィルタの周波数特性を示している。また、図８Ｂは、図７Ｂの第２の２倍波Ｌｏ信号１００５のみがＬｏ信号１００８と第１の２倍波Ｌｏ信号１００２とに対して‘４５度’の位相差がある場合の可変ＲＦフィルタの周波数特性を示している。また、図８Ｃは、図７Ｃの第１の２倍波Ｌｏ信号１００２と第２の２倍波Ｌｏ信号１００５との双方がＬｏ信号１００８に対して‘４５度’の位相差がある場合の可変ＲＦフィルタの周波数特性を示している。

図８Ａに示すように、Ｌｏ信号１００８、第１の２倍波Ｌｏ信号１００２および第２の２倍波Ｌｏ信号１００５の位相差が‘０度’の場合には、基本波のＬｏ信号の周波数付近においてＲＦ信号の利得が低減されている。また、図８Ｃに示すように、第１の２倍波Ｌｏ信号１００２と第２の２倍波Ｌｏ信号１００５との双方がＬｏ信号１００８に対して‘４５度’の位相差がある場合には、基本波の３倍の３倍波Ｌｏ信号の周波数付近においてＲＦ信号の利得を低減することができる。したがって、図７Ｃに示したように、第１の２倍波Ｌｏ信号１００２と第２の２倍波Ｌｏ信号１００５との双方がＬｏ信号１００８に対して‘４５度’の位相差があるクロック信号によって、図６の可変ＲＦフィルタを動作させれば、基本波のＬｏ信号と基本波の２倍波である２倍波Ｌｏ信号と用いて、基本波の３倍波近傍のみの利得を低減させることが可能になり、本発明の目的の一つである３次高調波を除去することができる。

また、図８Ｂに示すように、第２の２倍波Ｌｏ信号１００５のみがＬｏ信号１００８と第１の２倍波Ｌｏ信号１００２とに対して‘４５度’の位相差がある場合には、基本波のＬｏ信号の周波数付近および３倍波Ｌｏ信号の周波数付近においてＲＦ信号の利得を同時に低減することができる。したがって、仮に、主パッシブミキサ１００７を動作させるＬｏ信号１００８を基本波として、第１１パッシブミキサ１００１および第１２パッシブミキサ１００４のそれぞれを該基本波の４倍波すなわち４倍波Ｌｏ信号で動作させるようにすれば、図８Ｂに示した周波数特性は、３倍波Ｌｏ信号の周波数付近および５倍波Ｌｏ信号の周波数付近においてＲＦ信号の利得を同時に低減することができる特性が得られるので、本発明の目的の他の一つである３次高調波と５次高調波とを同時に除去することができる。

さらに、３次高調波、５次高調波のみならず複数の奇数次の高調波を同時に除去したい場合には、主パッシブミキサ１００７の負荷として、インダクタを負荷とする第１パッシブミキサを複数並列に接続して、Ｌｏ信号の偶数倍の周波数からなる偶数倍波Ｌｏ信号（すなわち、通過させる前記高周波信号の基本波の偶数倍の周波数である偶数倍波クロック信号）を用いて、複数の第１パッシブミキサそれぞれを駆動するようにしても良い。

［第４の実施の形態］
次に、本発明の第４の実施の形態について、図９の回路図を用いて説明する。図９は、本発明の第４の実施の形態における可変ＲＦフィルタの回路構成の一例を示す回路図である。

本発明の第４の実施の形態における可変ＲＦフィルタは、図９の回路図に示すように、差動のＲＦ信号（高周波信号）の差動入力端子５０１および差動入力端子５０２に対して、キャパシタ５０５を負荷とする第２パッシブミキサ５０３と、主パッシブミキサ１３０４と、が並列に接続され、さらに、該主パッシブミキサ１３０４の負荷として、インダクタ１３０３を負荷とする第１パッシブミキサ１３０１が接続されている。ここで、キャパシタ５０５を負荷とする第２パッシブミキサ５０３は、第１の実施の形態の図１に示した第２パッシブミキサ５０３と同様であり、インダクタ１３０３を負荷とする第１パッシブミキサ１３０１は、第３の実施の形態の図６に示した第１１パッシブミキサ１００１と同様である。

図９の回路図に示すように、第２パッシブミキサ５０３は基本波のＬｏ信号５０７によって動作し、主パッシブミキサ１３０４も基本波のＬｏ信号１３０５によって動作するが、第１パッシブミキサ１３０１はＬｏ信号の２倍波である２倍波Ｌｏ信号１３０２によって動作する。ここで、第３の実施の形態の図６の場合と同様に、主パッシブミキサ１３０４、第１パッシブミキサ１３０１は差動回路であるものの、２倍波Ｌｏ信号によって動作するパッシブミキサの個数が、図６の場合よりも少ない１個のみであるので、主パッシブミキサ１３０４を駆動するＬｏ信号１３０５と第１パッシブミキサ１３０１を駆動する２倍波Ｌｏ信号１３０２との位相は、第３の実施の形態に示した図７Ａおよび図７Ｃの２種類のみになる。

かくのごとき２種類の位相のクロック信号の場合であっても、本発明の目的の一つである３次高調波を除去するだけであれば、図７Ｃに示したように、２倍波Ｌｏ信号１３０２として、Ｌｏ信号１００８に対して‘４５度’の位相差がある信号を用いることによって、図９の可変ＲＦフィルタを動作させれば良い。かかる動作によって、基本波の３倍波近傍のみの利得を低減させることが可能であるので、本発明の目的の一つである３次高調波を低減させることができる。

なお、図９の回路図には、第２パッシブミキサ５０３に並列に接続した主パッシブミキサ１３０４の負荷として、インダクタ１３０３を負荷とする第１パッシブミキサ１３０１を１個のみ接続した場合を示しているが、基本波の１ないし複数倍の奇数次高調波を除去したい場合に対応するために、主パッシブミキサ１３０４の負荷として、インダクタを負荷とする第１パッシブミキサを複数並列に接続するように構成しても勿論構わない。

［第５の実施の形態］
最後に、本発明の第５の実施の形態について、図１０の回路図を用いて説明する。図１０は、本発明の第５の実施の形態における可変ＲＦフィルタの回路構成の一例を示す回路図である。

本発明の第５の実施の形態における可変ＲＦフィルタは、図１０の回路図に示すように、差動のＲＦ信号（高周波信号）の差動入力端子５０１および差動入力端子５０２に対して、基本波のＬｏ信号１４０２によって動作する第２パッシブミキサ１４０１を接続するとともに、該第２パッシブミキサ１４０１の負荷として、キャパシタ１４０３と、インダクタ１４０６を負荷とする第１パッシブミキサ１４０４と、が並列に接続されている。ここで、第１パッシブミキサ１４０４は、基本波のＬｏ信号の２倍波である２倍波Ｌｏ信号１４０５によって動作する。また、該２倍波Ｌｏ信号は、第２パッシブミキサ１４０１を駆動するＬｏ信号と‘４５度’位相がずれている信号を用いる。

本第５の実施の形態として図１０に示す可変ＲＦフィルタの場合は、インダクタ１４０６のインダクタ負荷の第１パッシブミキサ１４０４の初段目となる主パッシブミキサを、キャパシタ１４０３のキャパシタ負荷の第２パッシブミキサ１４０１と共用する構成としているので、パッシブミキサの個数を低減することができる。ただし、キャパシタ１４０３とインダクタ１４０６とが、同一のＬｏ信号１４０２によって駆動されるようになるため、Ｌｏ信号１４０２はデューティ比５０%の信号に限定される。

なお、図１０の回路図には、１個の第２パッシブミキサ１４０１の負荷として、インダクタ１４０６を負荷とする第１パッシブミキサ１４０４を１個のみキャパシタ１４０３と並列に接続した場合を示しているが、第２パッシブミキサ１４０１の負荷として、インダクタを負荷とする第１パッシブミキサを複数並列に接続するように構成しても良い。あるいは、第２パッシブミキサを複数配置して、そのうちのいずれか１ないし複数の第２パッシブミキサに１ないし複数の第１パッシブミキサをキャパシタと並列に接続するように構成しても良い。ここで、第１パッシブミキサそれぞれを駆動するクロック信号は、基本波のＬｏ信号の偶数倍の偶数倍波Ｌｏ信号（すなわち通過させるＲＦ信号の偶数倍の周波数である偶数倍波クロック信号）であって、接続される第２パッシブミキサ１４０１を駆動するクロック信号であるＬｏ信号１４０２と位相が‘４５度’ずれている信号である。

以上、本発明の好適な実施形態の構成を説明した。しかし、かかる実施形態は、本発明の単なる例示に過ぎず、何ら本発明を限定するものではないことに留意されたい。本発明の要旨を逸脱することなく、特定用途に応じて種々の変形変更が可能であることが、当業者には容易に理解できよう。

この出願は、２０１４年８月７日に出願された日本出願特願２０１４−１６１３５２を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。

１０１差動入力端子（ＩＮ）
１０２差動入力端子（ＩＮＢ）
１０３〜１０６第１フィルタブロック内のスイッチ
１０７第１フィルタブロック内のキャパシタ
１０８〜１１１第２フィルタブロック内のスイッチ
１１２第２フィルタブロック内のキャパシタ
１１３〜１１６第ｎフィルタブロック内のスイッチ
１１７第ｎフィルタブロック内のキャパシタ
１１８第１フィルタブロック
１１９第２フィルタブロック
１２０第ｎフィルタブロック
２０１ＣＬＫ１（第１クロック信号）
２０２ＣＬＫ２（第２クロック信号）
２０３ＣＬＫ３（第３クロック信号）
２０４ＣＬＫ４（第４クロック信号）
２０５ＣＬＫ５（第５クロック信号）
２０６ＣＬＫ６（第６クロック信号）
２０７ＣＬＫ７（第７クロック信号）
２０８ＣＬＫ８（第８クロック信号）
３０１キャパシタ単体の周波数特性
３０２スイッチトキャパシタ（パッシブミキサ＋キャパシタ）の周波数特性
５０１差動入力端子（ＩＮ）
５０２差動入力端子（ＩＮＢ）
５０３第２パッシブミキサ
５０４第１パッシブミキサ
５０５キャパシタ
５０６インダクタ
５０７Ｌｏ信号（ローカル発振信号（局部発振信号））
５０８３倍波Ｌｏ信号
６０１Ｌｏ信号（差動信号）
６０２ＬｏＢ信号（差動信号）
６０３〜６０６スイッチ
６０７３倍波Ｌｏ信号（差動信号）
６０８３倍波ＬｏＢ信号（差動信号）
６０９〜６１２スイッチ
７０１Ｌｏ＿I信号（差動信号）
７０２Ｌｏ＿ＩＢ信号（差動信号）
７０３Ｌｏ＿Ｑ信号（差動信号）
７０４Ｌｏ＿ＱＢ信号（差動信号）
７０５〜７１２スイッチ
７１３２倍波Ｌｏ＿Ｉ信号（差動信号）
７１４２倍波Ｌｏ＿ＩＢ信号（差動信号）
７１５２倍波Ｌｏ＿Ｑ信号（差動信号）
７１６２倍波Ｌｏ＿ＱＢ信号（差動信号）
７１７増幅器
８０１ＣＬＫ１（第１クロック信号）
８０２ＣＬＫ２（第２クロック信号）
８０３ＣＬＫ３（第３クロック信号）
８０４ＣＬＫ４（第４クロック信号）
８０５Ｌｏ＿Ｉ信号
８０６Ｌｏ＿Ｑ信号
８０７Ｌｏ＿ＩＢ信号
８０８Ｌｏ＿ＱＢ信号
９０１第１１パッシブミキサ
９０２３倍波Ｌｏ信号
９０３インダクタ
９０４第１ｎパッシブミキサ
９０５３倍波Ｌｏ信号
９０６インダクタ
９０７第１インダクタフィルタ
９０８第ｎインダクタフィルタ
９０９増幅器
９１０第２１パッシブミキサ
９１１Ｌｏ信号
９１２キャパシタ
９１３第２ｎパッシブミキサ
９１４Ｌｏ信号
９１５キャパシタ
９１６第１キャパシタフィルタ
９１７第ｎキャパシタフィルタ
９１８差動出力端子（ＯＵＴ）
９１９差動出力端子（ＯＵＴＢ）
１００１第１１パッシブミキサ
１００２第１の２倍波Ｌｏ信号
１００３インダクタ
１００４第１２パッシブミキサ
１００５第２の２倍波Ｌｏ信号
１００６インダクタ
１００７主パッシブミキサ
１００８Ｌｏ信号
１３０１第１パッシブミキサ
１３０２２倍波Ｌｏ信号
１３０３インダクタ
１３０４主パッシブミキサ
１３０５Ｌｏ信号
１４０１第２パッシブミキサ
１４０２Ｌｏ信号
１４０３キャパシタ
１４０４第１パッシブミキサ
１４０５２倍波Ｌｏ信号
１４０６インダクタ

Claims

差動の高周波信号を入力して所望の周波数周辺の高周波信号を通過させる可変ＲＦフィルタにおいて、
任意に定めた周波数の矩形波のクロック信号により駆動する第１のパッシブミキサを入力端子と出力端子との間の信号線に並列に接続し、
かつ、
該第１のパッシブミキサの負荷がインダクタによって構成されており、
前記入力端子と前記出力端子との間の信号線に並列に接続される１ないし複数の前記第１のパッシブミキサの接続形態として、
通過させる前記高周波信号の基本波と同じ周波数のクロック信号によって駆動する主パッシブミキサを、前記入力端子と前記出力端子との間の信号線に並列に接続し、
該主パッシブミキサの負荷として１ないし複数の前記第１のパッシブミキサが該主パッシブミキサに接続されるように構成し、かつ、
該主パッシブミキサの負荷となる１ないし複数の前記第１のパッシブミキサそれぞれを駆動する前記クロック信号が、通過させる前記高周波信号の基本波の偶数倍の周波数である偶数倍波クロック信号であって、
前記主パッシブミキサを駆動するクロック信号と位相が４５度ずれている
ことを特徴とする可変ＲＦフィルタ。
前記入力端子と前記出力端子との間の信号線に並列に接続される前記第１のパッシブミキサが少なくとも２個以上であり、
２個以上の前記第１のパッシブミキサを同じ周波数のクロック信号で駆動する
ことを特徴とする請求項１に記載の可変ＲＦフィルタ。
前記入力端子と前記出力端子との間の信号線に並列に接続される前記第１のパッシブミキサが少なくとも２個以上であり、
２個以上の前記第１のパッシブミキサを互いに異なる周波数のクロック信号で駆動する
ことを特徴とする請求項１に記載の可変ＲＦフィルタ。
前記入力端子と前記出力端子との間の信号線に並列に接続される１ないし複数の前記第１のパッシブミキサとは別に、
前記入力端子と前記出力端子との間の信号線に並列に１ないし複数の第２のパッシブミキサがさらに接続され、
各該第２のパッシブミキサそれぞれの負荷がキャパシタによって構成されている
ことを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載の可変ＲＦフィルタ。
前記入力端子と前記出力端子との間の信号線に並列に接続される１ないし複数の前記第２のパッシブミキサは、通過させる前記高周波信号の基本波と同じ周波数のクロック信号で駆動される
ことを特徴とする請求項４に記載の可変ＲＦフィルタ。
通過させる前記高周波信号を増幅するための増幅器が、
少なくとも、前記入力端子と前記出力端子との間の信号線に並列に接続される１ないし複数の前記第１のパッシブミキサと１ないし複数の前記第２のパッシブミキサとの間の信号線に挿入されている
ことを特徴とする請求項４または５に記載の可変ＲＦフィルタ。
差動の高周波信号を入力して所望の周波数周辺の高周波信号を通過させる可変ＲＦフィルタにおいて、
負荷がキャパシタよって構成され、任意に定めた周波数の矩形波のクロック信号により駆動する、１ないし複数の第２のパッシブミキサが入力端子と出力端子との間の信号線に並列に接続され、
１ないし複数の前記第２のパッシブミキサのうち、いずれか１ないし複数の前記第２のパッシブミキサの負荷として、
インダクタを負荷とする第１のパッシブミキサが１ないし複数、前記キャパシタと並列に接続されている
ことを特徴とする可変ＲＦフィルタ。
１ないし複数の前記第２のパッシブミキサそれぞれの負荷として前記キャパシタと並列に接続される１ないし複数の前記第１のパッシブミキサそれぞれを駆動するクロック信号は、
通過させる前記高周波信号の基本波の偶数倍の周波数である偶数倍波クロック信号であって、
接続される前記第２のパッシブミキサを駆動するクロック信号と位相が４５度ずれているクロック信号である
ことを特徴とする請求項７に記載の可変ＲＦフィルタ。
１ないし複数のパッシブミキサを備えた可変ＲＦフィルタと、矩形波の局部発振信号を用いたダウンコンバータとを少なくとも備えた無線装置において、
前記可変ＲＦフィルタが、請求項１ないし８のいずれかに記載の可変ＲＦフィルタから構成され、かつ、
前記局部発振信号の周波数が、前記可変ＲＦフィルタを通過させる前記高周波信号の基本波の周波数と同一である
ことを特徴とする無線装置。